FR 2751426 A1 19980123 FR 7922454 A 19790907 1i 2751426 La présente invention est relat-ive à un radar aeroporté à haute résolution. Dans les radars modernes, des systèmes de traitement des signaux du radar sont utilisés habituellement en vue d'obtenir une meilleure résolution de l'image du sol que la seule résolution de l'antenne liée aux caractéristiques géométriques de celle-ci. Il est ainsi possible d'obtenir un taux d'affinage du faisceau d'émission à partir de ces dispo- sitifs, le taux d'affinage étant défini comme le rapport de la résolution de l'antenne seule à la résolution obtenue après lO mise en oeuvre de ces systèmes de traitement. Dans le cas des radars aéroportés, le porteur du radar se déplace en ligne droite à une vitesse instantanée V(t) les paramètres d'amplitude et de phase d'un écho de sol supposé a l'infini dans une direction ci par rapport à la direction de déplacement du porteur sont reçus et mis en mémoire par le radar. Le signal reçu se présente sous la forme d'un élément vectoriel qui, d'une récurrence à la suivante, présente une variation de phase fonction des paramètres de déplacement du porteur et de l'orientation de l'antenne à l'instant considéré. Dans son principe, ie traitement consiste à additionner tous les éléments vectoriels relatifs au signal d'écho de sol con- sidéré après leur avoir fait subir une rotation de phase oppo- sée à celle qui est due au déplacement du porteur. Dans le cas o le porteur est animé d'une vitesse instantanée V et o l'antenne du radar est animée par rapport au porteur d'un mouvement de rotation, de façon à effectuer un balayage de la zone à observer, le signal d'écho relatif à un point du sol M considéré a une fréquence FD + FI, FI étant la fréquence porteuse intermédiaire, FD la fréquence Doppler avec FD = 2V Cos A o 0s est l'angle de la direction d'un point M au sol considéré mesuré par rapport à la direction du vec- teur vitesse de l'avion représentatif de la route suivie par l'avion, t la iongueur d'onde du signal d'émission et V la vitesse instantanée du porteur. La démodulation du signal 2 2751426 d'écho par un signal de référence de fréquence déterminée fonction des paramètres de déplacement de l'avion et du mouve- ment relatif de l'antenne par rapport au porteur permet d'ob- tenir, notamment dans le cas o l'antenne est animée d'un5 mouvement de rotation uniforme de vitesse angulaire COQ, un signal représentatif de la phase de l'écho de sol pendant le temps d'observation de l'antenne. La fréquence instantanée du signal de référence est 2V Cos C de l'axe radioélectrique de l'antenne par rapport à la direc- tion de la route suivie par l'avion. Dans le cas d'une rota- tion uniforme c \o(t) du signal de référence au moment o l'axe radioélectrique passe par M si les paramètres C V tg.. c notamment dans les radars à élimination d'échcsfixesà basse fréquence de récurrence consiste à extraire la fréquence Doppler moyenne du signal constitué par l'ensemble des échos30 de sol reçus simultanément dans un quantum de distance et à effectuer une moyenne sur plusieurs quanta distance. Le si- gnal résultant même après calcul de la valeur moyenne sur plusieurs quanta distance est cependant entaché de bruit de 3 2751426 fréquence et d'amplitude. En outre,les échos de forte amplitude entrant ou sortant du faisceau au cours du balayage de l'an- tenne entraînent une dissymétrie du spectre de fréquence instantanée reçue. Une autre solution connue sous le nom de5 technique de déplacement du centre de phase,utilisable notam- ment avec une antenne monopulse,permet toutefois de réduire le bruit de fréquence et constitue ainsi une amélioration. Mais cette solution n'est pas suffisante si l'on veut à la fois une bonne précision et un bruit de mesure faible.10 La présente invention permet de remédier aux inconvé- nients précités et a pour objet un radar aéroporté à haute résolution dans lequel le spectre des échos de sol coïncide en permanence et avec une très grande précision, avec l'axe radioélectrique de l'antenne.15 Un autre objet de la présente invention est relatif un radar aéroporté à haute résolution et à grande précision de localisation angulaire des échos par rapport à l'avion permettant la visualisation d'échos mobiles très lents ou moyennement lents. Un autre objet de la présente invention concerne un radar aéroporté à haute résolution permettant de déterminer avec une très grande précision les paramètres de vol de l'avion tels que la dérive et la vitesse du sol par rapport à l'avion. Selon l'invention, le radar aéroporté à haute résolution comprend un émetteur récepteur relié à une antenne animée en fonctionnement d'un mouvement relatif de rotation par rapport au porteur. L'antenne permet en fonctionnement d'engendrer un faisceau radar d'axe de symétrie OY dirigé selon l'axe radioélectrique de l'antenne et le récepteur délivre un signal d'écho à fréquence intermédiaire représentatif de la vitesse relative de l'écho par rapport au porteur. Le radar selon l'invention comporte en outre en sortie du récepteur des moyens de transposition en fréquence du signal d'écho recevant respec- tivement le signal d'écho et un signal de référence de fréquence déterminée compte tenu du mouvement du porteur et du mouve- ment relatif de l'antenne par rapport au porteur. Les moyens de transposition délivrent des signaux transposés. Le radar selon l'invention comporte également des moyens d'engendrer un signal de réplique pour chaque partie du faisceau d'émis- sion symétrique par rapport à l'axe de symétrie OY. Les moyens d'engendrer le signal de réplique comprennent un géné- rateur du signal de réplique de fréquence déterminée et selon une loi de phase déterminée compte tenu du mouvement du porteur et du mouvement relatif de l'antenne par rapport à ce porteur. Des moyens de corrélation des signaux transposés avec les signaux de réplique délivrent, pour chacune des deux parties du faisceau radar symétrique par rapport à l'axe radioélectrique de l'antenne, des signaux corrélés. Des moyens de comparaison des signaux corrélés délivrent un signal de centrage des si- gnaux de réplique à des moyens de correction de la fréquence du signal de référence recevant le signal d'erreur de oentrage et permettant la correction et le centrage du spectre des échos de sol sur l'axe radioélectrique de l'antenne. Le radar selon l'invention est utilisable notamment dans les radars aéropor- tés de cartographie, ou dans les radar de navigation, et plus particulièrement dans tous types de radar dans lequel une haute précision de localisation est recherchée. L'invention sera mieux comprise à l'aide de la descrip- tion et des dessins ci-après dans lesquels; - les figures la et lb représentent un schéma général du radar et un détail de réalisation selon l'invention; - les figures 2a, 2b et 2c représentent respectivement un mode de réalisation particulier du radar selon l'invention dans le cas d'un radar du type monopulse, le faisceau radar et les signaux délivrés par les moyens de corrélation en fonction du signal d'erreur ou signal de centrage; - la figure 3 représente un mode de réalisation du radar selon l'invention dans le cas o le radar comporte une antenne de réception du type bi-faisceau; - les figures 4a, 4b, 4c et 4d, représentent, confor- mément au mode de réalisation de la figure 3, un schéma 2751426 explicatif relatif à un détail de réalisation du radar tel que représenté figure 3; - la figure 5 représente un autre détail de réalisa- tion de l'invention; - les figures 6a et 6b, représentent respectivement une variante de réalisation du radar selon l'invention permet- tant, notamment, par la superposition de deux cartes quasi simultanées,l'atténuation de l'effet de granulation suscep- tible d'apparaître dans les images données par les radars de cartographie, et un diagramme représentatif du faisceau d'émission du type monopulse utilisé pour ce type d'applica- tion; - les figures 7a,7bet7c représentent une autre variante de réalisation du radar selon l'invention dans le cas o le radar comporte une antenne monofaisceau; - les figures 8a et 8b représentent respectivement un schéma représentatif du signal.de réplique et un mode de réalisation particulier du générateur de signal de réplique permettant le traitement du signal d'écho; - les figures 9a et 9b représentent les paramètres de déplacement du porteur tels que dérive et vitesse relative par rapport au sol, et un radar selon l'invention permettant l'obtention directe de ces paramètres; - la figure 10 représente un détail de réalisation d'un radar selon l'invention permettant la détection de cibles mobiles au sol animées d'une vitesse moyennement lente; - la figure 11 représente un mode de réalisation parti- culier du générateur du signal de référence pour un radar selon l'invention dans lequel la détection de cibles au sol mobiles animées d'une vitesse moyennement lente est assurée conformément au mode de réalisation de la figure 10. Selon la figure 1, le radar aéroporté à haute résolu- tion objet de l'invention comprend un émetteur-récepteur référencé E, RE relié à une antenne 1 animée en fonctionnement 6 2751426 d'un mouvement relatif de rotation par rapport au porteur. De manière non limitative l'antenne 1 est animée d'un mouvement de rotation uniforme dans le plan gisement à vitesse de rota- tion constante t. Ainsi le radar assure en permanence le balayage d'une zone d'observation située de part et d'autre de l'axe longitudinal du porteur. L'antenne 1 permet en fonctionnement d'engendrer un faisceau radar d'axe de symétrie OY dirigé selon l'axe radioélectrique de l'antenne. Le récep- teur RE délivre,en fonctionnement,au point Q un signal d'écho à fréquence intermédiaire représentatif de la vitesse relative de l'écho constitué par un point du sol M considéré. Selon l'invention le radar comporte en sortie du récepteur des moyens 2 de transposition en fréquence du signal d'écho rece- vant respectivement le signal d'écho et un signal de référence de fréquence déterminée compte tenu du mouvement du porteur et du mouvement relatif de l'antenne 1 par rapport au porteur. Les moyens de transposition délivrent en fonctionnement des signaux transposés. Les moyens de transposition en fréquence du signal d'écho sont constitués par exemple par un détecteur synchrone recevant le signal d'écho et le signal de référence de fréquence déterminée. Le radar selon l'invention comporte en outre des moyens 3 d'engendrer, pour chaque partie du fais- ceau symétrique par rapport à l'axe de symétrie OY, un signal de réplique représentatif de la variation de phase de l'écho compte tenu du mouvement du porteur et du mouvement relatif de l'antenne par rapport au porteur. Des moyens de corrélation 4 des signaux transposés avec les signaux de réplique reçoi- vent d'une part les signaux transposés délivrés par les moyens de transposition en fréquence et d'autre part le signal de réplique et délivrent, pour chaque partie des faisceaux d'émis- sion symétrique par rapport à l'axe radioélectrique de l'antenne, des signaux corrélés. Des moyens de comparaison des signaux corrélés 5 reçoivent les signaux de réplique. Des moyens de correction 6 de la fréquence du signal de référence reçoivent le signal d'erreur de centrage et délivrent un signal de com- 7 2751426 mande à des moyens 7 d'engendrer le signal de référence. Un capteur 8 en liaison avec l'antenne 1 permet de délivrer au générateur de signal de référence 7 et à un générateur de signal de réplique 3 les différents paramètres relatifs à5 l'angleet o représentatif de l'orientation de l'axe radio- électrique de l'antenne par rapport à la direction de dépla cement du porteur et à la valeur de la vitesse angulaire de rotation de l'antenne, V et A étant obtenus par ailleurs par les circuits de navigation du porteur non représentés figure 1. Sur la figure 1 la liaison entre le capteur 8 et l'antenne 1 a été représentée par des traits mixtes. Le fonctionnement du dispositif selon l'invention représenté figure 1 est le suivant: le récepteur RE délivre au point Q un signal de fréquence FI + FD o FI représente le signal à fréquence intermédiaire délivré par le récepteur après changement de fréquence et FD la fréquence Doppler du signal 2V d'écho avec FD = -2V Ccso V représente la vitesse instan- tanée du porteur, k la longueur d'onde du signal du faisceau d'émission et C la loi de fréquence du signal de sortie des moyens de trans- position en fréquence est de la forme f= v Cos t- 2v Cos to 3 Cnatlsisat os kÄ.2 to+ T T T pendant les instant to- to + to -2 t 2 2 2 Pour une valeur -Q(t - to) faible, la loi de fréquence du signal de sortie des moyens de transposition en fréquence 2s'écrit f = VSin t. (t - to). secrit f = - Le générateur du signal de réplique délivre également un5 signal dont la loi de fréquence est identique à la loi de fréquence du signal délivré par les moyens de transposition en fréquence. La loi de fréquence du signal de réplique est de la forme générale: f = 2V Cos GK o(t) _ 2V Cos C s'écrit f =2V SinCX o (t) - En désignant par to l'instant o cK o (t) passe par la valeur ci de la direction du but M: A o = fl(t - to) f = 2V i sin c o (to) ( t - to) La loi correspondante du signal de réplique représen- tative de la variation de phase de l'écho s'écrit alors: (\= 4 V '- Sin t o (to) tD + t (t - to) dt "Ito =0 /V '2 LS p = 2 -an Sin C o (to). t + po avec t' = t - to désignant l'écart de temps autour de l'instant to, Go étant une phase constante qui, ne jouant aucun rôle, peut être négligée. Cette loi de phase est calculée en permanence dans le domaine de t' compris entre - - et T o T représente, pour 2 2 un point M du sol déterminé, le temps d'éclairement de ce point par le faisceau radar, T = 2, 20 représentant l'angle úk'L l'ouverture du faisceau radar. Les moyens de corrélation délivrent pour chaque partie du faisceau symétrique par rapport à l'axe radioélectrique de l'antenne OY, un signal corrélé relatif à un point du sol M déterminé. La comparaison de ces signaux corrélés après com- T pensâtion éventuelle d'un retard - dû au balayage du point au sol considéré par la première et la deuxième partie du faisceau symétriques par rapport à l'axe radioélectrique de l'antenne permet d'engendrer le signal d'erreur de centrage du signal de référence par rapport à l'axe radioélectrique de l'antenne et la commande par l'intermédiaire des moyens de correction 6 de la fréquence du signal de référence permettant de ce fait le rattrapage de la fréquence instantanée du signal de référence fo = 2V Cos C o (t). Pour un angle c& donné, la loi de variation de phase du signal de réplique pendant T T les instants d'éclairement compris entre t - 2 et t + 2 2 2 du point au sol par le faisceau radar est de la forme zi =2 V-L- Sin C un oscillateur commandé en tension 71 recevant sur une entrée de commande 710 un signal analogique de commande proportion- nel à Fi + 2V Cos Cg o (t). Le signal analogique de commande est engendré par un circuit de commande 72 constitué, par exemple, par un calcu- lateur recevant d'une part sur une première entrée 720 les paramètres relatifs à la vitesse V du porteur, la longueur d'onde d'émission x du radar et l'angle 6 o d'orientation de l'axe OY de l'antenne. Les paramètres V et A sont donnés par les instruments de navigation du porteur et par un circuit25 de mesure de la longueur d'onde non représentés figure la, ces circuits et instruments de navigation étant bien connus de l'homme de l'art. Le paramètre s 711 aux moyens 2 de transposition en fréquence. La comparaison des signaux corrélés est effectuée par comparaison des pics de corrélation des signaux corrélés, relatifs à chaque partie du faisceau symétrique par rapport à l'axe de l'antenne. Ainsi que représenté figure lb, le déca- lage,t entre les pics de corrélation est représentatif de l'écart de fréquence du signal de référence par rapport à la fréquence Doppler du point M de la direction { correspondante. Le décalage (Vtobtenu par un différentiateur 50 est transformé en un signal représentatif de l'erreur c. par un générateur de dent de scie 51 délivrant un signal de valeur crête proportionnelle à l'écart [V donc à l'écart de fréquence du signal de référence. Selon les figures 2a et 2b, le radar tion est relatif à un radar dont le faisceau radar est du - - type monopulse. Selon la figure 2b le faisceau radar comporte un diagramme somme Z et un diagramme différence S comportant deux lobes A 1, A 2 disposés symétriquement par rapport à l'axe radioélectrique OY de l'antenne. Les signaux d'écho délivrés par le récepteur sont donnée par les diagrammes somme Z et différence A. Selon la figure 2a, les moyens de corrélation compor- tent un premier et un deuxième corrélateur 11, 12 comportant chacun un premier et un deuxième corrélateur élémentaire 111, 112 et 121, 122. Les premier et deuxième corrélateurs élémentaires reçoivent respectivement les signaux -2 et, délivrés par le récepteur. Les premier et deuxième corrélateurs élémentairesdes premier et deuxième corrélateur reçoivent respectivement le signal de réplique référencé R 1, R 2 sur la figure 2a entre les instants t-, t et t, t + les angles et - * étant définis par rapport à l'axe radioélectrique de l'antenne par les directions OX1, OX2, représentatives figure 2b de l'intersection des diagrammes de rayonnement somme et différence -1 l2 L'instant t est défini, pour une direction, donnée, par la coincidence de l'axe radioélectrique de l'antenne avec cette direction. Les premier et deuxième corrélateur 11, 12 délivrent des signaux5 corrélés S I' S 2 relatifs au demi diagramme somme 1' 2 les demi-diagrammes1, 2 sont notés figure 2b et correspondent chacun à chaque partie symétrie du diagramme somme. sol déterminé,par les deux demi-diagrammes d'antenne symétri- ques par rapport à l'axe radioélectrique de l'antenne OY, T ces balayages étant retardés de. Le fonctionnement du dis- positif représenté figure 2a est le suivant: dans le cas d'une situation parfaite o le signal de référence est exac- tement centré sur l'axe radioélectrique OY de l'antenne, 2V C c'est-àdire le cas ou la fréquence instantanée X- Cos t du signal de référence est rigoureursement égale à la fréquence Doppler d'un écho de sol se trouvant dans la direction OY à 1 2 2751426 l'instant t déterminé, le lobe,. de la voie somme est défini par deux directions OX1 et OX2 symétriques par rapport à l'axe radioélectrique de l'antenne, les deux directions OX1, OX2 étant les directions définies par l'intersection des diagram- mes somme et différence t\1' A 2 Les deux directions OX1, OX2 sont en fait définies par la capacité du premier et deu- xième corrélateur. Pour deux corrélateurs identiques dont la réplique, centrée sur OY axe radioélectrique de l'antenne, permet de corréler le signal centré sur les instants10 t - e et t + e, chacun des deux corrélateurs identiques jouant le rôle de deux corrélateurs élémentaires, lorsque le signal est entièrement contenu dans le corrélateur voie somme, le signal corrélé S 2 apparaît avec une amplitude maximum proportionnelle au nombre d'impulsions intégrées pendant le temps d'observation T, chaque impulsion étant pondérée par la loi d'illumination de la voie somme A (te). L'amplitude du signal corrélé est proportionnelle à:S = So + (G) d e. Le corrélateur identique recevant le même signal issu de la voie différence délivre à l'instant du pic de corréla- tion un signal corrélé S a = so + e A (6) d e o A (e) )- e représente la loi d'illumination de la voie différence, et S A = So o A (G) d G + So A (G) d G = O car les - e o deux lobes du diagramme différence a 1, L 2 sont symétriques et en opposition de phase. Dans le cas o le signal de réfé- rence est légèrement décentré de la quantité z f par rapport à l'axe OY, le pic de corrélation apparaît pour des échos situés dans une direction décalée d'un angle (û tel que 2V f = 2V Sin o o tsf=- Sm \o.5 Le temps de corrélation correspondant au temps d'illu- mination du pointM considéré étant inchangé,les échos pris en compte par le corrélateur sont ceux qui sont observés pendant leur passage entre les directions OX'1, OX'2 décalées de E. par rapport aux directions OX1, OX2. Les amplitudes 13 2751426 relatives des signaux reçus s'écrivent r est une fonction impaire de L. A l'instant du pic de corré- lation sur la voie somme Z, le signal sur la voie différence _/ est positif ou négatif suivant le signe de et constitue un signal d'erreur permettant de corriger le signal de réfé- rence en fonction du temps. Cependant la voie différence après corrélation sur l'ensemble des échos ne peut être utilisée directement. Il est nécessaire d'utiliser pour chaque voie somme et différence deux corrélateurs élémentaires 111, 121 pour la voie sommez> et 112, 122 pour la voie différence L. Ces corrélateurs réalisent séparément: corrélateur élémentaire 111 -.;.1 -,,;S,:(e) d e v - e + le corrélateur 121 réalise l'opération 14 2751426 r g + = (,SO(G) dg le corrélateur 112 réalise l'opération ú O)s = (e) de e +(._ le corrélateur 122 réalise l'opération ú e + & 5A=so j (e) de A2A En conséquence, les corrélateurs élémentaires 111, 112 reçoivent le même signal de réplique constitué par exemple par la moitié À. T droite du signal de réplique pris entre les instants t - 2 et t, et les corrélateurs élémentaires 121 et 122 reçoivent le même signal de réplique, l'autre moitié du signal de réplique symé- trique par rapport à l'instant t. Les signaux issus des corré- lateurs élémentaires 111, 112, affinés avec un pouvoir de réso- lution deux fois plus faible environ qu'avec le signal de15 réplique complet apparaissent simultanément avec des amplitudes S 1 et S 1 Les échos relatifs à un même point du sol appa- raissent également en sortie des corrélateurs 121, 122 avec un décalage en temps par rapport aux signaux des corrélateurs 111, SL S 2 112etdes amplitudes S 2 et S/2. Les rapports SA. et S a2 mesurés à tout instant o un écho corrélé apparaît ne dépendent que de la forme des diagrammes d'antenne, de la capacité des corrélateurs élémentaires fixant l'ouverture totale 2e prise en considération, et de l'angle d'erreur de centrage 5.Les grandeurs s 1, s 2 sont des invariants pour donné. Tout écho25 issu des corrélateurs élémentaires 111, 112 permet de mesurer s 1 = S. et tout écho issu des corrélateurs élémentaires 121 = 2 L'allure des grandeurs et 122 permet de mesurer s 2 L'allure des grandeurs S * 1 S:.2 2;1 S.f2 normalisées S et et S + S- est représentée figure S-1 S 2 Syj1 Sr2 2c en fonction de l'erreur E. Les deux informations issues respectivement des moyens de calcul 13 et 14 permettent A d'élaborer le signal d'erreur b. Ces deux informations peuvent ne pas appartenir au même echo dans un même quantum de distance donné ni même appartenir au même quantum de distanceles mesures de s 1 s2 faites au même instant provenant d'ailleurs néces- sairement de deux échos différents. Les signaux si, s2 variables dans le temps sont identiques pour ú donné à un retard T près et à un coefficientmultiplicatif fonction uniquement de 2P Bien que l'opération de corrélation constitue un filtrage efficace il peut être souhaitable d'effectuer un filtrage complémentaire afin d'éliminer les bruits résiduels. A titre d'exemple non limitatif, les moyens de filtrage 15 et 16 comportent dos moyens de retard relatif de s d'un retard de 2 afin d'amener une coïncidence de temps les teux signaux sl, 2 fonction du temps. A titre d'exemple non limitatif, les moyens sommateurs 17 délivrent le signal d'erreur 8 à des moyens de filtrage 18 permettant l'intégration du signal d'erreur sur plusieurs quanta de résolution angulaire. La simple somma- tion directe des signaux s1 et s2 peut également être effectuée à condition que les deux informations existent simultanément ce qui peut être réalisé en sommant l'ensemble des informations S1 et s2 issues de quanta de distance différents. Le mode de réalisation représenté figure 2a permet notamment d'augmenter le rapport signal à bruit thermique et de diminuer d'une manière très importante les bruits de phase. De plus dans25 l'exemple de réalisation représenté figure 2a, les échos ponctuels de très forte amplitude ne peuvent pas perturber la mesure de l'erreur de centrage car tous les échos à l'intérieur du faisceau sont traités individuellement au cours du temps et normalisés avant tout filtrage complémentaire éventuel. La figure 3 représente un mode de réalisation du radar selon l'invention dans le cas o le faisceau radar est du type bi-faisceau comprenant deux faisceaux élémentaires J et disposés symétriquement par rapport à l'axe radioélectrique de l'antenne et comportant une partie commune. Les deux faisceaux , Let C sont obtenus par exemple à partir d'une antenne du type 16 2751426 monopulse le diagrammes e tant obtenu par la relation6 + Ka et le diagramme n'par la relation?= - K, Si K = 1 on retrouve les deux faisceaux élémentaires de l'antenne monopulse classique. Les deux faisceaux divergent plus ou moins suivant 5 la valeur de K tout en conservant l'axe OY comme axe de symétrie. La possibilité d'ajuster la divergence des deux diagrammes en agissant sur le coefficient K permet d'optima- liser la pente du signal différence. Les signaux d'écho délivrés par le récepteur radar sont obtenus sur deux voies A10 et B. Selon le mode de réalisation de la figure 3, le radar comporte un premier corrélateur 41 recevant les signaux d'écho de la première voie A après transposition par un premier détecteur synchrone 21 à partir du signal de référence et un deuxième corrélateur 42 recevant les signaux d'écho de la15 deuxième voie B après transposition par un deuxième détecteur synchrone 22 A partir de ce même signal de référence. Sur la figure 3, A titre d'exemple de réalisation non limitatif, les détecteurs synchrones 21 et 22 délivrent leurs signaux respec- tivement à des échantillonneurs codeurs 210, 220. Les échan-20 tillonneurs codeurs 210, 220 reçoivent de l'émetteur E un signal de synchronisation référencé SY. Les échantillonneurs codeurs 210, 220 permettent l'échantillonnage et le codage des signaux délivrés par les détecteurs synchrones en vue de leur traitement numérique par les premier et deuxième corré- lateur. Selon la figure 3, les moyens de corrélation comportent en outre un premier et un deuxième circuit de pondération d'amplitude 410, 420 des signaux de réplique en fonction de l'instant d'illumination du point au sol considéré. Le fonctionnement des circuits de pondération est le suivant: Quand la référence est parfaitement centrée et que le signal d'écho est entièrement contenu dans chacun des deux corrélateurs, les amplitudes des signaux successifs reçus doivent être pondérées de façon telle que pour chacun des deux corrélateurs tout se passe comme si le signal issu du 17 2751426 récepteur avait été engendré par la loi d'illumination d'un faisceau fictif défini par l'intersection des faisceauxc et ?WA titre d'exemple, pour la voie A, le coefficient multi- plicatif de pondération KA est zéro tant que le faisceau B n'est pas reçu, il est égal à 1 sur l'axe de symétrie OY de l'antenne et égal à GB() dans la zone intermédiaire, GB(@) et GA(g) désignant les lois d'illumination en amplitude de A et B. Après passage du point M dans la direction OY le coefficient de pondération reste égal à 1, la pondération naturelle de la loi d'illumination GA(e) assurant la symétrie de la loi de pondération globale du corrélateur. Le même principe est utilisé pour la voie B la pondération naturelle GB(@) assurant la première moitié de la loi, le coefficient GA(e) décroissant de 1 à zéro assurant la deuxième moitié. GB (G) Le premier circuit de pondération d'amplitude 410 introduit un coefficient de pondération KA fonction monotone G' croissante du temps entre les instants t - et l'instant origine t instant de passage de l'axe radioélectrique de l'antenne au point considéré. Le deuxième circuit de pondé- ration 420 introduit un coefficient de pondération KB du signal de réplique fonction monotone décroissante du temps entre les instants t instant d'origine et l'instant t + o 2G' représente l'ouverture de l'intersection des faisceaux ^^et.^. Le principe de fonctionnement du radar selon l'inven- tion représenté figure 3 est le suivant compte tenu des diagrammes explicatifs des figures 4a, 4b, 4c, 4d. Selon la figure 4a, les deux faisceaux; et- sont légèrement décentrés par rapport à l'axe de symétrie radioélectrique de l'antenne OY. Les deux faisceaux 5i et3 ont une partie commune intersection des deux faisceaux également symétrique par rapport à l'axe radioélectrique de l'antenne OY. Sur la figure 4a cette partie commune est représentée par des hachures. Les faisceaux JUetlQ admettent respectivement pour axe de symétrie propre OY1 et OY2 et pour angle d'ouverture GA et GB. A titre d'exemple on admettra que les faisceaux CD et l ont la même ouverture. L'intersection des faisceaux e et représentée par la zone hachurée présente une ouverture 29' qui peut être choisie arbitrairement. La figure constituée par les faisceaux oi etc3 et leur intersection présente pour axe de5 symétrie l'axe radioélectrique de l'antenne OY. La figure 4b représente pour un point M au sol considéré le diagramme des temps des instants de coincidence des directions remarquables du diagramme de rayonnement représenté figure 4a. Ainsi pour une vitesse de rotation angulaire constante de l'antenne, les10 instants représentés figure 4b tels que: tyA 8 ' -' A re p rsntn t ty, tY2, t + A représentent respectivement l'instant de début d'illumination du point M considéré par le faisceau ',, la coïncidence de la direction OY1 axe de symétrie du faisceau avec la direction du point M15 considéré, le début de l'instant d'illumination de ce même point M par le faisceau A et par un faisceau fictif constitué par l'intersection des faisceaux Jet, la coïncidence de l'axe radioélectrique de l'antenne OY avec la direction du point M considéré, la fin de l'illumination du point M par le20 faisceau tfet par le faisceau fictif, la coïncidence de la direction OY2 axe de symétrie du faisceau avec la direction du point M, et enfin la fin d'illumination du point M par le faisceau 5. La figure 4b représente également en GA et GB respectivement la loi d'illumination en amplitude en fonction25 des instants d'éclairement définis précédemment du point M pour les faisceauxuAetiZ. La figure 4c représente les coefficients de pondération d'amplitude KA KB appliqués aux signaux de ré- plique.Sur la figure 4c, les coefficients de pondération ont été normés à l'amplitude unité. Ainsi les faisceaux):et A pour le point M considéré ont une amplitude maximale respectivement aux instants tyl et ty2 de coïncidence des axes de symétrie des faisceaux - et: avec la direction du point M considéré. L'application aux signaux de réplique de corrélation des signaux A et B d'une loi de pondération KA, KB telle que représenté figure 4c35 fonction monotone croissante du temps entre les instants d'illu- mination t - et l'instant origine t instant de passage de 19 2751426 l'axe radioélectrique de l'antenne au point considéré et fonction monotone décroissante du temps entre les instants d'illumination G' t instant d'origine et l'instant t + permet d'obtenir pour le point M au sol considéré une loi d'amplitude de pondération globale pour le corrélateur représentée figure 4d et corres- pondant à l'illumination par ce point par le faisceau fictif constitué par l'intersection des faisceaux U etZ. La loi de pondération d'amplitude représentée figure 4d est maximale à l'instant t instant de coïncidence de l'axe radioélectrique de l'antenne OY avec la direction OM du point considéré. Ainsi, les durées d'illumination par les faisceaux dbet n durées comprises entre les instants d'illumination t - et t + G déterminent compte tenu de la vitesse de rotation angulaire de l'antenne et de la fréquence de récurrence d'émission du radar le nombre d'impulsions d'émission ou de récurrences d'émission illuminant le point M au sol considéré, et, par là même, les capacités respectives des corrélateurs et des circuits de pondération d'amplitude 410 et 420. La figure 5 représente un mode de réalisation préfé- rentiel des premier et deuxième corrélateurs compte tenu du mode de réalisation de la figure 3 en vue d'un traitement numérique. Selon la figure 5, les premier et deuxième corré- lateur 410, 420 comportent respectivement un corrélateur élé- mentaire 50 comprenant deux séries d'entrées 501a, 5Opa, 5Ona, 501b, 50pb, 50nb, et une entrée de commande 502. Les premier et deuxième corrélateurs comportent également deux mémoires comprenant une entrée recevant respectivement le signal de réplique R et le signal transposé A ou B. Les mémoires 51, 52 comportent chacune N mémoires élémentaires 511, 51p, 51n et 521, 52p, 52n, constituées par exemple par des registres à décalage permettant la mémorisation de P mots binaires de chaque récurrence et la mémorisation de ces mots sur N récur- rences. Le nombre N de récurrences d'émission est défini par 2G' N = T o G' est l'angle d'ouverture de l'intersection des r deux faisceauxc)tet r,3Lla vitesse de rotation angulaire de l'antenne, Tr la période de récurrence d'émission radar. Les r 2751426 mémoires 51 et 52 comportent une entrée de commande recevant le signal de synchronisation SY. Selon la figure 5, les premier et deuxième corrélateur comportent également un circuit de pon- dération numérique 53 comportant N atténuateurs élémentaires à coefficient d'atténuation ajustable. Sur la figure 5 les atténuateurs élémentaires sont notés 531 à 53 n. Une mémoire élémentaire de la mémoire recevant le signal de réplique est reliée à l'entrée d'un atténuateur,chaque atténuateur étant ajusté à une valeur de coefficient d'atténuation fonction mono- tone croissante de l'ordre des atténuateurs correspondant à l'ordre des différentes récurrences d'émission illuminant un point du sol considéré pour le premier corrélateur, et, à une valeur de coefficient d'atténuation fonction monotone décrois- sante de l'ordre des atténuateurs correspondant à l'ordre des différentes récurrences d'émission illuminant ce même point pour le deuxième corrélateur. Selon la figure 5, les deux fonc- tions monotones de l'ordre des récurrences d'émission des coef- ficients d'atténuation pour le premier et deuxième corrélateur sont symétriques par rapport à la récurrence d'ordre O prise pour origine lors du passage de l'axe radioélectrique de l'an- tenne sur le point considéré à l'instant d'illumination t. Le fonctionnement des corrélateurs numériques tels que représentés figure 5 est bien connu de l'homme de l'art, il ne sera pas décrit ici en détail. On pourra se reporter toutefois en vue d'une explication détaillée du fonctionnement des corrélateurs numériques analogues à la description de la demande de brevet N 77.25427 publiée sous le numéro 2 400 714 au nom de la demanderesse. La figure 6a représente une variante de réalisation particulièrement avantageuse de l'objet de l'invention tel que représenté figure 3. Le dispositif objet de l'invention représenté figure 6a est également utilisé dans le cas o le faisceau d'émission est du type monopulse, tel que représenté figure 6b, et comporte un diagramme somme Z et un diagramme différence ' disposés symétriquement par rapport à 21 2751426 à l'axe radioélectrique de l'antenne OY ainsi que représenté figure 6b. Les signaux d'écho délivrés par le récepteur sont respectivement un signal somme._ et un signal différence. Selon la figure 6b, la direction de l'intersection du diagramme différence A 1 avec le diagramme somme ú est référence OX1, l'intersection du diagramme différence 4 2 2 avec le diagramme somme e.est représenté par OX2. Les diagram- mes radar sont symétriques par rapport à l'axe radioélectrique de l'antenne OY. Les faisceaux radar 1' 2 sont tangents 1' 2 selon l'axe radioélectrique OY et définissent chacun avec le faisceau radar somme 5 respectivement un faisceau fictif F1, F2 représenté par les zones hachurées sur la figure 6b. Les faisceaux fictifs F1, F2 admettent respectivement pour axe de symétrie les directions OX1 et 0X2 et sont constitués par les intersections des faisceaux A 1 et A, et, 2' L'angle d'ouverture de chaque faisceau A 2 par rapport à l'axe radioélectrique de l'antenne OY est représenté par 2 G D.. Selon la figure 6a, les moyens de corrélation com- portent un premier et un deuxième corrélateur 62, 63 comportant20 chacun un premier et un deuxième corrélateur élémentaire 621, 622 et 631, 632. Le premier et le deuxième corrélateur élé- mentaire du premier et du deuxième corrélateur reçoivent res- pectivement d'une part les signaux d'écho de la voie différence après transposition par un premier détecteur synchrone 60 à partir du signal de référence et les signaux d'écho de la voie somme après transposition par un deuxième détecteur synchrone 61 à partir de ce même signal de référence. Les premier et deuxième corrélateurs reçoivent également le signal de réplique. Les moyens de corrélation comportent en outre un premier et un deuxième circuit de pondération d'amplitude du signal de ré- plique en fonction de l'instant d'illumination du point au sol considéré. Les circuits de pondération d'amplitude sont associés respectivement au premier et deuxième corrélateur élémentaire du premier et deuxième corrélateur, le premier circuit de pondération 6210 associé au premier corrélateur 22 2751426 élémentaire du premier corrélateur introduisant un coefficient de pondération du signal de réplique fonction monotone crois- sante du temps entre les instants d'illumination t - 2GD instant de début d'éclairement par le diagramme différence du point au sol considéré o 2 G D représente l'angle d'ouverture du demi diagramme différence t I t l'instant d'illumination " " t -L instant de coïncidence de la direction OX1 avec le point au sol considéré. L'angle G "I définit par rapport à l'axe radioélectrique de l'antenne la direction OX de l'in-10 tersection du diagramme différence Ai 1 et du diagramme sommez Le deuxième circuit de pondération 6220 associé au deuxième corrélateur élémentaire du premier corrélateur introduit un coefficient de pondération du signal de réplique fonction mo- notone décroissante du temps entre les instants d'illumination15 t - I instant de coincidence avec le point au sol considéré avec la direction OX1 et t instant de coïncidence de l'axe radioélectrique OY de l'antenne. Le premier circuit de pondé- ration 6310 associé au premier corrélateur élémentaire du deuxième corrélateur introduit un coefficient de pondération20 du signal de réplique fonction monotone croissante du temps entre les instants d'illumination t instant de coïncidence de l'axe radioélectrique OY de l'antenne avec le point M du sol considéré et l'instant d'illumination t + A instant de coïncidence de la direction du point au sol considéré avec la25 direction OX2 de l'intersection du diagramme différence \ 2 et du diagramme somme Le deuxième circuit de pondération 6320 associé au deuxième corrélateur élémentaire du deuxième corrélateur introduit un coefficient de pondération du signal de réplique fonction monotone décroissante du temrs entre les30 instants d'illumination t + instant de coïncidence de la direction OX2 avec la direction du point au sol considéré et l'instant d'illumination t + - D o G D représente l'angle d'ouverture du demi diagramme différence 2' Le fonction- nement du dispositif selon l'invention tel qu'il a été 23 2751426 représenté figure 6a est analogue au fonctionnement du dispo- sitif selon l'invention représenté figure 3, le dispositif représenté figure 6a pouvant être assimilé à l'association en parallèle de deux dispositifs tels que représentés figure 3, 5 les signaux corrélés C1, C 2 délivrés respectivement par les corrélateurs élémentaires 621, 622 et les signaux corrélés C"1, C"2 respectivement délivrés par les corrélateurs élé- mentaires 631,632 étant simultanés en ce qui concerne les signaux C'1,C'2 et C"1, C"2 respectivement, les couples de10 signaux corrélés C'1,C.l et C'2, C"2 étant décalés en temps un du1 2 6 D. d'une durée D- Selon la figure 6b, la capacité des corré- lateurs élémentaires et des circuits de pondération est dé- terminée par le nombre de récurrences d'émission illuminant un point M au sol considéré pendant une durée A 15 titre d'exemple de réalisation non limitatif de l'objet de l'invention selon la figure 6a, et en vue d'un traitement numérique conformément au mode de réalisation de la figure 3, les premier et deuxième corrélateurs élémentaires 621, 622 et 631, 632 comportent de manière analogue au mode de réali-20 sation de la figure 5, un corrélateur numérique comprenant deux séries d'entrées et une entrée de commande, deux mé- moires comportant une entrée recevant respectivement le si- gnal transposé Z ou A et le signal de réplique. Les mé- moires comportent chacune N" mémoires élémentaires consti-25 tuées par des registres à décalage permettant la mémorisation de K mots binaire de chaque récurrence et la mémorisation de ces mots sur N" récurrences. Le nombre N" de récurrence est défini par la relation N" = 2r D o 2 Dest l'angle d'ou- LTr verture de demi-diagramme différence, a- la vitesse de rota- tion de l'antenne et Tr la période de récurrence d'émission du radar. Le premier et deuxième corrélateur élémentaire comportent en outre un circuit de pondération numérique comportant N" atténuateurs élémentaires à coefficient d'atté- nuation ajustable, une mémoire élémentaire de la mémoire35 recevant le signal de réplique étant relié à l'entrée d'un atténuateur et chaque atténuateur étant ajusté à une valeur de coefficient d'atténuation fonction monotone croissante de l'ordre des atténuateurs correspondants à l'ordre des diffé- rentes recurrences d'émission illuminant un point du sol con- 5 sidéré en ce qui concerne le corrélateur numérique du premier corréeateur élémentaire, et à une valeur de coefficient d'at- ténuation fonction monotone décroissante de l'ordre des atté- nuateurs correspondant à l'ordre des différentes recurrences d'émission illuminant ce même point pour le corrélateur numé-10 rique du deuxième corrélateur élémentaire. Les deux fonctions monotones de l'ordre des récurrences d'émission des coeffi- cients d'atténuation des corrélateurs numérique des premier et deuxième corrélateur élémentaires sont, d'une par pour le premier corrélateur, symétriques par rapport à la récurrence d'ordre p 2 e D - e" correspondant à la coïncidence de la _>-x Tr direction OX2 avec la direction du point M au sol considéré et d'autre part pour le deuxième corrélateur, symétrique par 2 E" rapport à la récurrence d'ordre P + 2x T correspondant à la coïncidence de la direction OX2 avec la direction du point M au sol considéré. Le mode de réalisation de l'objet de l'in- vention tel que représenté figure 6a et figure 6b permet d'ob- tenir des échos mobiles très lents et est particulièrement avantageux car il autorise, du fait de l'obtention de deux cartes du sol quasi simultanées à la durée 2- près,.l'atté- nuation de l'effet de granulation qui est susceptible d'appa- ra tre dans les images de cartographie par superposition des images obtenues. La superposition des images obtenues permet en effet pour deux échos de taille comparable d'atténuer les très légères différences d'image pour un même point d es aux variations de phase entre les instants t et t + 2-8",les très légères différences de phase entre ces deux instants étant atténuées par effet de moyenne. La figure 7a représente un mode de réalisation de l'in- vention dans le cas de l'utilisation d'une antenne monofais- ceau. Dans ce cas le faisceau d'émission ainsi que représenté figure 7b est symétrique par rapport à l'axe radio-électrique de l'antenne OY, et les directions OX1, OX2 définissent l'angle d'ouverture du faisceau 2 9. Selon la figure 7a, les moyens de corrélation comportent un premier corrélateur 71 et un deuxième corrélateur 72 recevant d'une part le signald'écho 5 transposé ú correspondant au lobe monofaisceau, le signal L étant délivré par un détecteur synchrone, et d'autre part respectivement le signal de réplique R 1 entre les instants 8 d'illumination t - et t et le signal de réplique R 2 entre les instants d'illumination t et t + a partir du signal de réplique10 R. Les moyerns de corrélation comportent en outre des moyens de T retard 2 75 connectés en cascade du premier corrélateur 71. 2 T Les moyens de retard de 2 75 délivrent un signal correlé re- tardé, le signal corrélé retardé et le signal corrélé délivré par le deuxième corrélateur 72 étant en coincidence de temps.15 Les moyens de corrélation comportent également un sommateur 76 recevant d'une part le signal corrélé retardé délivré par les moyens de retard 75 et d'autre part le signal corrélé délivré par le deuxième corrélateur 72. Le fonctionnement du dispositif figure 7a est le suivant: le faisceau unique20 est artificiellement partagé en deux parties par les deux corrélateurs 71 et 72 dont les répliques sont symétriques. Les signaux corrélés compensés en temps sont sommés après détec- tion au niveau du sommateur 76 et le signal S 1 - S L 2 délivré par le sommateur 76 convenablement traité constitue à25 la fois le signal d'erreur 6 de la boucle de recentrement et le signal de présence des échos mobiles. Le dispositif re- présenté figure 7a peut être utilisé notamment pour la visua- lisation des échos mobiles très lents. Selon la figure 7c, les premier et deuxième corrélateurs 71, 72 comportent un corréla-30 teur élémentaire 710,constitué par exemple par un corrélateur numérique,chaque corrélateur numérique comprend deux séries d'entrées et une entrée de commande. Le premier et le deuxième corrélateurs comprennent également deux mémoires 7100, 7200 * comportant une entrée recevant respectivement le signal trans- posé et le signal de réplique. Chaque mémoire comporte N' 26 2751426 mémoires élémentaires constituée par des registres à décalage permettant la mémorisation de K mots binaires de chaque récur- rence et la mémorisation de ces mots sur N' récurrences. Le nombre N' de récurrences est défini par N'= xe o e est la /nXTr demi ouverture du faisceau d'émission, _t la vitesse angulai- re de l'antenne etTr la période de récurrence d'émission radar. Selon la figure 7c, la deuxième mémoire du deuxième corrélateur élémentaire 710 présente un décalage d'ordre d'enregistrement des signaux transposés de N'. En fonctionnement, la lecture simultanée des mémoires d'enregistrement des signaux de répli- que et des signaux transposés permet la compensation en temps des deux signaux corrélés délivrés par le premier et le deuxiè- me corrélateur.i La figure 8a représente la loi de phase du signal de réplique 4 sin LV (to r to+t -- =.sin./)//to :t-to) dt. Cette loi de phase calculée en permanence entre les T T instants - 2 et - ou T représente le temps d'éclairement d'un 2 2 point au sol considéré peut être représentée selon la figure 8a en fonction de l'ordre des récurrences d'émission radar éclairant ce point du sol, la récurrence d'ordre O correspon- dant à la coïncidence de l'axe radioélectrique de l'antenne radar avec la direction CG du point considéré. Cette loi de phase est paire et symétrique par rapport à la récurrence25 d'ordre O. La figure 8b représente à titre d'exemple non limi- tatif un mode de réalisation des moyens d'engendrer le signal de réplique. Selon la figure 8b, les moyens d'engendrer le signal de réplique comportent un compteur 80 recevant les im- pulsions de synchronisation d'émission et délivrent un signal30 représentatif du nombre d'impulsions n à l'instant donné. Ce signal est délivré à la première entrée d'un comparateur 81 recevant sur une deuxième entrée un signal représentatif de la valeur avec N =, étant l'angle d'ouverture du faisceau radar,Tr la période de répétition d'émission radar. Le compara-35 teur 81 comporte une sortie reliée d'une part à une entrée de remise à zéro RAZ du compteur 80 et à un commutateur 85. Les 27 2751426 moyens d'engendrer le signal de réplique comportent en outre un calculateur 83 recevant les différents paramètres V,Yi., I o délivrés respectivement ainsi que déjà mentionné, par les ins- truments de bord du porteur, le caDteur 8, les circuits de mesure de la longueur d'onde d'émission radar. Ce calculateur 83 délivre un signal proportionnel à 4 - VDsin ciO à un inté- grateur 84. La sortie de l'intégrateur 84 est connectée à la tension de référence par le commutateur 85 et à un circuit 86 convertisseur analogique numérique lorsque l'intégrateur 84 délivre un signal analogique. Un circuit de calcul numérique 87 délivre sur deux sorties Cos t et sin M 1 paramètres représentatifs de la valeur du déphasage t?. Le fonctionnement des moyens d'engendrer le signal de réplique est le suivant: N Le comparateur 81 délivre une impulsion pour n = N soit N 2 toutes les 2 récurrences d'émission radar. Cette impulsion re- met d'une part le compteur 80 à zéro et commute par le commu- tateur 80 la sortie de l'intégrateur 84 à la référence. Le cir- cuit intégrateur 84 délivre entre les instants 0 et N instants de commutation déclenchés par le comparateur un signal repré- sentatif de t, le signal correspondant entre les instants - et 0 étant complété par symétrie. Le circuit le calcul numérique 87 délivre les valeurs correspondantes de Cos AS et sin S'. Bien entendu les moyens d'engendrer le signal de réplique ne sont pas limités au mode de réalisation représenté figure 8b, tout calculateur tel qu'un microprocesseur pouvant être avantageusement utilisé pour le calcul de Cos et sin à partir de la loi de phase précitée. Selon la figure 8b, les mémoires des corrélateurs rece- vant le signal de réplique sont lues et renouvelées toutes les N 2récurrences. L'angle Do est considéré comme constant sur une récurrence et le calcul par l'intermédiaire de l'échantil- lonneur 87 peut être effectué à chaque récurrence ou éventuel- 28 2751426 lement pour un groupe q de récurrences déterminé par exemple N q = Nla cadence de calcul n'intervenant que sur la précision de la pente de la loi de phase. Des moyens d'échantillonnage 87 et de codage 86 de cette phase permettent l'alimentation des mémoires des moyens de corré- lations par exemple à l'aide de K mots binaires pour chaque récur- rence. Ces moyens de codage et d'échantillonnage sont bien connus de l'homme de l'art et ne seront pas décrits en détail. On pourra se reporter à cet effet à la demande de brevet français au nom de la demanderesse N0 77/25427 publiée sous le numéroà2.40Q0.71.4. Dans tous les cas de traitement précédemment indiqués, les corrélateurs élémentaires relatifs à un même signal somme -_ signal différence 4 dans le cas d'un radar monopulse, un signal A ou B dans le cas d'une antenne bi-faisceau, ou signal sommeXF seul dans le cas d'une antenne monofaisceau sont ali- mentés par le même signal de réplique, l'ordre d'entrée des valeurs de t\Y (ou Cos 'sin J) étant inversé afin d'assurer au niveau de chaque corrélateur la symétrie du signal de répli- que par rapport à la récurrence d'ordre O, définie précédem- ment. En particulier dans le cas de deux faisceaux fig. 6b les faisceaux fictifs F1 et F2 correspondent à des portions de courbe du signal de réplique elles-mêmes symétriques par rap- port à la récurrence l'ordre O et en définitive par rapport à la coïncidence de l'axe de l'antenne avec la direction o considérée. Les valeurs correspondantes de Cos et sinLVfsont entrées dans les corrélateurs respectifs 622,631 de manière à former une loi de signal de réplique symétrique par rapport à la récurrence d'émission d'ordre 0. Dans les exemples de traitement qui ont été décrits pré- cédemment, les paramètres de phase et d'amplitude sont ceux d'un écho de sol M à l'infini dans la directionQ par rap- port à la direction de déplacement du porteur. Ces paramètres de phase et d'amplitude de l'écho de sol sont mis en mémoire à chaque instant de mesure à la fréquence de récurrence du radar 29 2751426 dans le cas d'un traitement numérique. Les points visés étant considérés à l'infini, la loi de phase du signal de réplique L'\(t) est limitée au premier terme d'un développement limité donnant la loi de phase exacte des signaux reçus: t\= 2 TbV! sin 0o (t-to)2. /\M_ ___ Le spectre des échos de sol étant supposé centré à tout instant sur l'axe de l'antenne conformément à l'un des modes de réalisation de l'objet de l'invention précédemment décrit, il est possible d'associer à tout objectif visualisé sa direc- tion G par rapport à l'axe longitudinal du porteur. La figure 9a définit les paramètres suivants G =+ ocest l'angle de la direction de l'axe radio-élec- trique de l'antenne OY avec la direction de déplacement du por- teur OZ,. représente la dérive du porteur soit l'angle de la direction de déplacement réel du porteur oz par rapport à l'axe longitudinal du porteur OX. Selon la figure 9b, le radar objet de l'invention com- porte en outre en amont des moyens de transposition 2 un géné- rateur de fréquence fixe fdo délivrant un signal d'écho fictif. Le générateur de fréquence fixefdo 90 délivre un signal d'écho fictif aux moyens de transposition par l'intermédiaire d'un circuit de jonction 91. Selon la figure 9b le radar objet de l'invention comporte également des moyens de détection et de commande 92 recevant les signaux corrélés délivrés par les moyens de corrélation. Les moyens de détection et de commande 92 permettant la commande d'un circuit d'échantillonnage 93 des signaux représentatifs des paramètres du mouvement de l'antenne délivrés par le capteur. A cet effet, le résolveur comporte des moyens de mesure du gisement de l'antenne par rap- port à l'axe longitudinal du porteur. Le circuit d'échantillon- nage 93 délivre les signaux représentatifs des paramètres de gisement de l'antenne par rapport à l'axe longitudinal du por- teur aux instants du cycle de balayage d'antenne tels que le signal de référence ait pour fréquence fdo à un circuit calcu- 2751426 lateur 94 permettant à partir de ces paramètres le calcul de l'angle de dérive i du porteur et de la vitesse relative du sol par rapport au porteur. Le fonctionnement du dispositif est le suivant: le signal corrélé délivre par les moyens de corrélation apparaît à deux instants au cours du cycle de ba- layage de l'antenne de part et d'autre de l'axe longitudinal du porteur tel que le signal de référence a pour fréquence fdo L'échantillonnage des paramètres de gisement de l'antenne par rapport à l'axe longitudinal du porteur à ces instants, échan- tillonnage déclenché par le circuit de détection et de comman- de 92, permet de déterminer deux valeurs G1, G2 différentes du gisement de l'antenne telles que GI = t + l et G2= - o O représente l'angle de l'axe radio-électrique de l'antenne OY par rapport à la direction de déplacement du porteur OZ et l'angle de dérive de l'avion soit l'angle de la direction du déplacement du porteur et de l'axe longitudinal du porteur. A partir des paramètres G1, G2 délivrés par le circuit d'échan- tillonnage 93, le calculateur 94 permet de délivrer les va- leurs:- Gi + G2 - G1 - G2 De la même manière, le cir- 2 /= cuit calculateur 94 permet d'obtenir la valeur du paramètre vitesse relative du sol cette valeur étant donnée par la rela- tion Vr = 2V Cos G1 + G2 o V représente la vitesse instan- tanée du porteur et G1,G2 les valeurs de gisement d'antenne précédemment définies. Selon la figure 9b, le circuit calcu- lateur 94 comporte un circuit de correction des valeurs échan- tillonnées. En effet le gisement G à prendre en considération dans les calculs se déduit du gisement instantané mesuré en lui appliquant la correction -T correction d'angle égale à la demi-ouverture du faisceau d'antenne afin de tenir compte du temps de corrélation du système. On a ainsi décrit une application particulière du radar objet de l'invention permet- tant de calculer les paramètres de navigation de l'avion. Tout mode de réalisation dans lequel une pluralité de générateurs de fréquences fixe, fdo à fdn délivrant plusieurs signaux 31 2751426 d'écho fictif et permettant le calcul en plusieurs points du cycle de balayage de l'antenne des paramètres de navigation tels que la dérive ou la vitesse relative du sol par calcul de la valeur moyenne des paramètres gisement correspondant G10 à GlN et G20 à G2N ne sort pas du cadre de la présente inven- tion. Les différents modes de réalisation de l'objet de l'in- vention précédemment décrits permettent, du fait du centrage automatique du signal de réplique par la correction du signal de référence et du fait du centrage du spectre de fréquence de ce signal, la comparaison directe des signaux corrélés et la mise en évidence d'objectifs mobile très lents, d'objectifs ponctuels dont la vitesse radiale présente un spectre de fré- quence Doppler compris à l'intérieur du spectre de vitesse des échos de sol vus par le radar. Toutefois, les dispositifs pré- cédemment décrits ne permettent pas directement la mise en évidence de véhicules au sol dont les vitesses présentent un spectre de fréquence Doppler en dehors du spectre de vitesse des échos de sol. En effet, ces objectifs correspondent en fait à un décalage angulaire -A après corrélation. L'angle représente le décalage angulaire par rapport à la direction du à la différence de vitesse a\/ d'un écho mobile moyennement lent situé dans la direction:, par rapport à un écho de sol dans cette même direction de vitesse relative V par rapport au porteur. Dans le cas o Sa> est supérieur à la demi ouverture du faisceau ces objectifs mobiles ne sont pas vus par le radar le signal de réplique décalé en fréquence d'une quantité 2t\v 2. Vne permettant plus la corrélation des signaux. Afin de remédier à l'inconvénient précité et de permet- tre un domaine d'application plus large des dispositifs selon l'invention tels que précédemment décrits, le radar objet de l'in- vention représenté figure 10 comporte une pluralité de moyens corrélateurs référencés 101,102,1OP,1CM recevant d'une part en parallèle le ou les signaux transposés selon les solutions 32 2751426 décrites précédemment, signaux A, B ou signaux somme Ä et différence t, ou signal somme dans le cas d'une antenne mono-faisceau, et un signal de synchronisation SY. Le radar objet de l'invention représenté figure 10 comporte en outre des moyens de décalage en fréquence du signal de référence, recevant sur une entrée le signal de référence délivré par les moyens 7 d'engendrer le signal de référence tel que défini précédemment et délivrant sur M sorties des signaux de référence décalés en fréquence d'une quantité4F, 2LF, P AF,M AF ouF est donné par la relation /\F = 2 siinVL-avecA représentant la demi ouverture du faisceau. Le fonctionnement du dispositif représenté figure 10 est le suivant: le signal de référence est corrigé par la trans- position de 2 AV Sin A c de sa loi de fréquence. Le corré- lateur est alors adapté à un écho mobile moyennement lent de vitesse radiale aV par rapport à l'écho de sol superposé. Les échos de vitesse radiale voisine seront également vus si leur écart absolu de vitesse V par rapport à AV est inférieur sensiblement à V sin c', Ci étant la demi ouverture du faisceau. A titre d'exemple de réalisation pour une vitesse V de 250 m par seconde et une valeur O de 30 , pour un faisceau d'ouverture de 4 5 ZA = 40 mrd. La valeur de d V écart absolu de vitesse par rapport à AV est alors S V = V.sin de 30 m par seconde il est nécessaire d'utiliser 7 corréla- teurs un corrélateur central pour des vitesses très lentes de l'ordre de 5 m par seconde 3 corrélateurs pour les vitesses positives de 5 à 35 m/seconde environ et 3 corrélateurs pour les vitesses négatives de - 5 à - 35 m/seconde environ. La figure 11 présente un mode de réalisation particulier non limitatif des moyens de décalage en fréquence du signal de référence.Selon la figure 11, le signal de référence déli- vré par l'oscillateur commandé en fréquence alimente en paral- 33 2751426 lèle une pluralité de circuit de changement de fréquence notés 111 112, 113, 114, 115, 166.Sur la figure 11, six circuits de chan- gement de fréquence ont été représentés. Les circuits de chan- gement de fréquence 111,112,113 et 116,115,114 recoivent res- pectivement des signaux de fréquence 3 AF, 2AF, AF d'un syn- thétiseur de fréquence 117. Le synthétiseur de fréquence 117 est piloté par un calculateur 118 permettant l'asservissement de la fréquencei\F à la valeur précitée 4F = 2V sina. a. Les circuits de changement de fréquence 111, 112, 113, 114 115, 116 sont munis de filtres 1110 à 1160 permettant la transmis- sion du battement positif pour les circuits de changement de fréquence 111, 112, 113 et du battement négatif pour les cir- cuits 114, 115, 116. Ainsi les circuits de changement de fré- quence 111, 112, 113 délivrent à leur sortie un signal de ré- férence de fréquence F + 3tF, F + 2LF, F + L F et les cir- cuits de changement de fréquence 114, 115, 116, délivrent à leur sortie un signal de référence de fréquence F -(AF, F - 2AF, F - 3 \F. Le signal de référence de fréquence F est délivré directement à l'un des corrélateurs représentés figure 10. On a ainsi décrit un système de filtrage par corrélation permettant de bénéficier d'un gain important en rapport signal à bruit thermique par rapport aux techniques classiques qui n'utilisent qu'un filtre de réjection du spectre des échos fixes. Ce type de filtrage permet de diminuer le dimensionne- ment du radar. Pour les cibles mobiles, cibles moyennement lentes, le pouvoir séparateur angulaire est le même que pour les échos fixes après corrélation. Deux cibles à la même dis- tance, à la même vitesse, et dans des directions différentes sont séparées angulairement dans les limites de l'affinage de la carte de sol. L'atténuation des échos fixes est en principe importante car la largeur du filtre équivalent tout au moins pour les corrélateurs autre que le corrélateur central est T T T étant le temps de passage de l'antenne. Le radar objet de l'invention peut être indifféremment utilisé dans tout système 34 2751426 de cartographie dans lequel une haute précision de la position réelle des objectifs ou cibles est recherchée. Tout mode de réalisation notamment dans le cas d'un radar permettant la mise en évidence de cible à vitesse moyennement lente dans lequel le décalage en fréquence serait effectué au niveau du signal après transposition en lieu et place du signal de réplique ne sort pas du cadre de la présente invention. R E V E N D I C A T I 0 N S 1. Radar aéroporté à haute résolution comprenant un émetteur récepteur relié à une antenne animée en fonctionnement d'un mouvement relatif par rapport au porteur, l'antenne permettant en fonctionnement d'engendrer un faisceau d'émission d'axe de 5 symétrie oy dirigé selon l'axe radioélectrique de l'antenne et le récepteur délivrant en fonctionnement un signal d'écho à fréquence intermédiaire représentatif de la vitesse relative de l'écho, caractérisé en ce que le radar comporte en sortie du récepteur:10 - des moyens de transposition en fréquence du signal d'écho recevant respectivement le signal d'écho et un signal de réfé- rence de fréquence déterminée compte tenu du mouvement du porteur et du mouvement relatif de l'antenne par rapport au porteur, les moyens de transposition délivrant des signaux15 transposés, - des moyens d'engendrer, pour chaque partie du faisceau symé- trique par rapport à l'axe de symétrie oy, un signal de réplique comprenant un générateur du signal de réplique représentatif de la variation de phase de l'écho compte tenu du mouvement du20 porteur et du mouvement relatif de l'antenne par rapport au porteur, - des moyens de corrélation desdits signaux transposés avec lesdits signaux de réplique délivrant pour chaque partie des faisceaux d'émission symétrique par rapport à l'axe radio-25 électrique de l'antenne des signaux corrélés, - des moyens de comparaison des signaux corrélés délivrant un signal d'erreur de centrage des signaux de réplique, - des moyens de correction de la fréquence du signal de réfé- rence recevant ledit signal d'erreur de centrage, les moyens de comparaison des signaux corrélés délivrant un signal de pré- sence d'écho mobile. 2. Radar aéroporté selon la revendication 1, caractérisé.en ce que, le porteur étant animé d'une vitesse instantanée V et l'antenne radar d'un mouvement de rotation de vitesse angulaire 36 2751426 f, le signal de référence est un signal de fréquence fi + 2V cos0 o(t) o V représente la vitesse instantanée du porteur par rapport au sol, zA la longueur d'onde du signal d'émission etCX o(t) l'angle instantané de l'axe radioélec- 5 trique de l'antenne avec la direction OZ de déplacement du porteur, la loi de phase du signal de réplique étant de la forme t + t' o Z\ 2V i n (to =Ao sin i (to) - to) dt t o o t' = t - t représente l'écart de temps autour de l'instant O T t, la loi de phase étant calculée pour t' compris entre - T et + 2 T représentant, pour un point M déterminé du sol, le temps déclairement de ce point par le faisceau d'émission, T = 2, 28 représentant l'angle d'ouverture du faisceau radar. 3. Radar aéroporté selon les revendications 1 et 2, caractérisé en ce que le faisceau d'émission étant du type monopulse compor- tant un diagramme somme. et un diagramme différence A l.' \ 2 disposés symétriquement par rapport à l'axe radioélectrique de l'antenne, les signaux d'écho délivrés par le récepteur étant respectivement un signal somme E et un signal différence, lesdits moyens de corrélation comportent:20 - un premier et un deuxième corrélateurs comportant chacun un premier et deuxième corrélateur élémentaire recevant respecti- vement les signaux dû et /. délivrés par le récepteur, les premier et deuxième corrélateurs élémentaires des premier et deuxième corrélateurs recevant respectivement le signal de25 réplique (R1, R2) entre les instants t -,, t et t, t + les 2 - angles + e et - G étant définis par rapport à l'axe radioélec- trique de l'antenne par les directions O X 1, O X 2 de l'inter- section des diagrammes de rayonnement somme ú et différence - 1' 2' l'instant t étant défini pour une direction - donnée par la coïncidence de l'axe radioélectrique de l'antenne avec cette direction, lesdits premier et deuxième corrélateurs délivrant des signaux corrélés S 2 1, S Ä 2 relatifs au demi- diagramme somme ú 1,! 2 et des signaux corrélés S 1, S A 2 relatifs au demi-diagramme différence d'antenne -' 1, Ä 2, - des moyens de calcul des rapports si, s2 des signaux corrélés relatifs aux demi-diagrammes d'antenne si - S, s2 = - 2 des moyens de filtrage des signaux sl, s2 délivrant des signaux filtrés et des moyens de sommation de ces signaux filtrés délivrant un signal d'erreur de centrageEdes signaux de réplique. 4. Radar aéroporté selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens de filtrage des signaux si, s2 comportent un circuit retardateur relatif de T/2 permettant la compensation en temps des signaux sl et s2. 5. Radar aéroporté selon les revendications 1 et 2, caractérisé en ce que le faisceau d'émission étant du type bi-faisceau comprenant deux faisceaux élémentairesc; s.T disposés symétri- quement par rapport à l'axe radioélectrique de l'antenne et ayant une partie commune d'ouverture 2e', les signaux d'écho délivrés par le récepteur radar étant obtenus sur deux voies A et B, le radar comporte: un premier corrélateur recevant les signaux d'écho de la première voie A après transposition par un premier détecteur synchrone à partir du signal de référence et un deuxième corrélateur recevant les signaux d'écho de la deuxième voie B après transposition par un deuxième détecteur synchrone à partir de ce même signal de référence, le premier et le deuxième corrélateur recevant le signal de réplique, - un premier et un deuxième circuit de pondération d'amplitude des signaux de réplique en fonction de l'instant d'illumi- nation du point au sol considéré, le premier circuit de pondé- ration introduisant un coefficient de pondération fonction monotone croissante du temps entre les instants t - _ et l'instant origine, instant de passage de l'axe radioélectrique de l'antenne au point considéré, et le deuxième circuit de pondération introduisant un coefficient de pondération fonction monotone décroissante du temps entre les instants t, instant e' d'origine, et l'instant t +, o 2G' représente l'ouverture de l'intersection des faisceaux A et B. 6. Radar aéroporté selon la revendication 5, caractérisé en ce que les premiers et deuxièmes corrélateurs comportent respecti- vement: - un corrélateur comprenant deux séries d'entrées et une entrée de commande, - deux mémoires comportant une entrée recevant respectivement le signal transposé A ou B et le signal de réplique, les mémoires comportant chacune N mémoires élémentaires constituées par des registres à décalage permettant la mémorisation de K mots binaires de chaque récurrence et la mémorisation de ces mots sur N récurrences, le nombre N de récurrence étant défini t par N = o 28' est l'angle d'ouverture de l'inter- X Tr section des deux faisceaux A et B, -fL la vitesse de rotation d'antenne et Tr la période de récurrence d'émission radar, - un circuit de pondération numérique comportant N atténuateurs élémentaires à coefficient d'atténuation ajustable, une mémoire élémentaire de la mémoire recevant le signal de réplique étant reliée à l'entrée d'un atténuateur, chaque atténuateur étant ajusté à une valeur de coefficient d'atténuation fonction monotone croissante de l'ordre des atténuateurs correspondant à l'ordre des différentes récurrences d'émission illuminant un20 point du sol considéré pour le premier corrélateur, et à une valeur de coefficient d'atténuation fonction monotone décrois- sante de l'ordre des atténuateurs correspondant à l'ordre des différentes récurrences d'émission illuminant ce même point pour le deuxième corrélateur, les deux fonctions monotones de l'ordre des récurrences d'émission des coefficients d'atté- nuation pour le premier et deuxième corrélateur étant symé- triques par rapport à la récurrence d'ordre O prise pour origine lors du passage de l'axe radioélectrique de l'antenne sur le point considéré.30 7. Radar aéroporté selon les revendications 3 et 5, caractérisé en ce que le faisceau d'émission étant du type monopulse compor- tant un diagramme somme S et un diagramme différence a 1, a 2, disposés symétriquement par rapport à l'axe radioélectrique de l'antenne, les signaux d'écho délivrés par le récepteur étant35 respectivement un signal somme _ et un signal différence, 39 2751426 lesdits moyens de corrélation comportent: - un premier et un deuxième corrélateur comportant chacun un premier et deuxième corrélateur élémentaire, le premier et le deuxième corrélateur élémentaire du premier et du deuxième 5 corrélateur recevant respectivement, d'une part, les signaux d'écho de la voie différence après transposition par un premier détecteur synchrone à partir du signal de référence et les signaux d'écho de la voie somme après transposition par un deuxième détecteur synchrone à partir de cette même fonction de10 référence, et, d'autre part, le signal de réplique, - un premier et un deuxième circuit de pondération d'amplitude du signal de réplique en fonction de l'instant d'illumination du point au sol considéré, les premier et deuxième circuits de pondération étant associés respectivement au premier et15 deuxième corrélateurs élémentaires du premier et deuxième corrélateurs, le premier circuit de pondération associé au premier corrélateur élémentaire du premier corrélateur intro- duisant un coefficient de pondération du signal de réplique fonction monotone croissante du temps entre l'instant t - 2_D20 instant de début d'éclairement par le diagramme différence du point au sol considéré o 2GD représente l'angle d'ouverture du demi diagramme différence t 1 et l'instant t - e instant de coïncidence de la direction OXl avec le point au sol considéré, l'angle G" définissant par rapport à l'axe radio-électrique de25 l'antenne la direction OX1 de l'intersection du diagramme diffé- rence A 1 et du diagramme somme!, le deuxième circuit de pondération associé au deuxième corrélateur élémentaire du premier corrélateur introduisant un coefficient de pondération du signal de réplique fonction monotone décroissante du temps30 entre les instants t--- instant de coïncidence avec le point au sol considéré avec la direction OX1 et t instant de coinci- dence de l'axe radioélectrique OY de l'antenne, le premier circuit de pondération associé au premier corrélateur élémen- taire du deuxième corrélateur introduisant un coefficient de35 pondération du signal de réplique fonction monotone croissant du temps entre l'instant t instant de coïncidence de l'axe 2751426 radioélectrique OY de l'antenne avec le point M du sol considéré et l'instant t + e-,l'instant de coïncidence de la direction du point au sol considéré avec la direction OX2 de l'intersection du diagramme différence '/ 2 et du diagramme sommel?, le 5 deuxième circuit de pondération associé au deuxième corrélateur élémentaire du deuxième corrélateur introduisant un coefficient de pondération du signal de réplique fonction monotone décrois- sante du temps entre l'instant t + instant de coïncidence de la direction OX2 avec la direction du point du sol considéré et10 l'instant t + G o eD représente l'angle d'ouverture du demi diagramme différence S 2. 8. Radar aéroporté selon la revendication 7, caractérisé en ce que lesdits premier et deuxième corrélateurs élémentaires comportent:15 - un corrélateur numérique comprenant deux séries d'entrées et une entrée de commande, - deux mémoires comportant une entrée recevant respectivement le signal transposé \_ou t et le signal de réplique les mémoires comportant chacune N" mémoires élémentaires constituées20 par des registres à décalage permettant la mémorisation de K mots binaires de chaque récurrence et la mémorisation de ces mots sur N" récurrences, le nombre N" de récurrence étant défini par N" 2eD o 2eD est l'angle d'ouverture du demi jax Tr diagramme différence, -t la vitesse de rotation d'antenne et Tr la période de récurrence d'émission radar, - un circuit de pondération numérique comportant N" atténuateurs élémentaires à coefficients d'atténuation ajustable, une mémoire élémentaire de la mémoire recevant le signal de réplique étant reliée à l'entrée d'un atténuateur et chaque atténuateur étant ajusté à une valeur de coefficient d'atténuation fonction mono- tone croissante de l'ordre des atténuateurs correspondant à l'ordre des différentes récurrences d'émission illuminant un point du sol considéré pour le corrélateur numerique du premier corrélateur élémentaire, et à une valeur de coefficient d'atté-35 nuation fonction monotone décroissante de l'ordre des atté- nuateurs correspondant à l'ordre des différentes récurrences d'émission illuminant ce même point pour le corrélateur numé- rique du deuxième corrélateur élémentaire, les deux fonctions monotones de l'ordre des récurrences d'émission des coefficients 5 d'atténuation des corrélateurs numériques des premiers et deuxièmes corrélateurs élémentaires, étant d'une part pour le premier corrélateur symétriques par rapport à la récurrence d'ordre P = 2GD - correspondant à la coïncidence de la D0XT direction OXl avec la direction du point M au sol considéré, et, d'autre part, pour le deuxième corrélateur, symétriques par rapport à la récurrence d'ordre P + 2e correspondant à la coïncidence de la direction OX2 avec la direction du point M au sol considéré. 9. Radar aéroporté selon les revendications 1 et 2, caractérisé en ce que le faisceau d'émission du radar étant du type mono- faisceau symétrique par rapport à l'axe radioélectrique de l'antenne, les moyens de corrélation comportent: - un premier corrélateur et un deuxième corrélateur recevant d'une part le signal d'écho transposé 7 par un détecteur synchrone et d'autre part respectivement le signal de réplique O Rl entre les instants t --5et t, et le signal de réplique R2 entre les instants t et t +e - des moyens de retard de 2 connectés en cascade du premier 2 corrélateur délivrant un signal corrélé retardé, le signal corrélé retardé et le signal corrélé délivré par le deuxième corrélateur étant en coïncidence de temps. 10. Radar aéroporté selon la revendication 9, caractérisé en ce que les premier et deuxième corrélateur comportent un corré- lateur élémentaire comprenant deux séries d'entrées et une30 entrée de commande, - deux mémoires comportant une entrée recevant respectivement le signal transposé et le signal de réplique, les mémoires comportant chacune N' mémoires élémentaires constituées par des registres à décalage permettant la mémorisation de K mots35 binaires de chaque récurrence et la mémorisation de ces mots sur sur N' récurrences, le nombre N' de récurrence étant défini par N' = x T o e est la demi ouverture du faisceau d'émission, r Q la vitesse angulaire de l'antenne et Tr la période de récur- rence d'émission radar, la deuxième mémoire du deuxième corréla- teur élémentaire présentant un décalage d'ordre d'enregistrement des signaux transposer de N'. 11. Radar aéroporté selon les revendications 1 et 2, caractérisé en ce que les moyens d'engendrer le signal de réplique comportent - un compteur recevant les impulsions de synchronisation d'émission et délivrant un signal représentatif du nombre d'impulsions n à un instant donné, - un comparateur recevant ce signal représentatif du nombre d'impulsions n sur une première entrée et un signal représen- N e tatif de la valeur 2 avec N = X T é tant l'angle d'ouver- 2 &2X T,eéatlagedov -r ture du faisceau radar et T la période de répétition d'émission rN radar, le comparateur délivrant une impulsion pour n = N à une 2 entrée de remise à zéro du compteur, - un commutateur recevant le signal délivré par le comparateur, - un calculateur recevant les différents paramètres V,., Co' -_ et délivrant un signal proportionnel à 4TV r sin C, - un intégrateur recevant le signal délivré par le calculateur la sortie de l'intégrateur étant connectée, d'une part, au potentiel de référence par l'intermédiaire du commutateur et, d'autre part, à un convertisseur analogique numérique, le circuit25 intégrateur délivrant entre les instants 0 et N, instant de 2' commutation du commutateur déclenchés par le comparateur un signal représentatif de t' variation de phase du signal d'écho compte tenu du mouvement du porteur. 12. Radar aéroporté selon la revendication 11, caractérisé en ce que dans le cas d'une antenne "non focalisée" la loi de modula- tion de phase du signal de réplique est de la forme: _ 27W L sin ft to (t - to)2 13. Radar aéroporté selon l'une des revendications 3, 5 ou 9, 43 2751426 caractérisé en ce qu'il comporte en outre: - un générateur de fréquence fixe fdo délivrant un signal d'écho fictif, - un circuit de jonction recevant le signal d'écho fictif fdo et les signaux d'écho délivrés par le récepteur radar, le signal d'écho fictif apparaissant au cours du cycle de balayage d'antenne dans deux directions de référence G1, G2 dans le plan gisement telles que G1 = C + G2 =C - o Y\ représente l'angle de la direction de l'axe radioélectrique de l'antenne avec la direction de déplacement du porteur, et o g représente l'angle de dérive du porteur. 14. Radar aéroporté selon la revendication 12, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de mesurer lesdites valeurs G1, G2, 13 - des moyens de calcul de la dérive du porteur, la dérive étant donnée par la relation G1 -G G1 + G2 2 2 15. Radar aéroporté selon l'une des revendications 3, 5 ou 9, caractérisé en ce que les moyens d'engendrer le signal de réfé- rence comportent: - un circuit de commande délivrant un signal analogique de commande proportionnel à FI + 2V cos,- signal d'erreur & délivré par le circuit de correction 6, - un oscillateur commandé en tension recevant sur une entrée de commande le signal analogique de commande. 16. Radar aéroporté selon l'une des revendications 3, 5 ou 9, caractérisé en ce qu'il comporte: - une pluralité de M moyens corrélateurs recevant d'une part en parallèle les signaux transposés et un signal de synchroni- sation,35 - des moyens de décalage en fréquence du signal de référence recevant sur une entrée le signal de référence et délivrant 44 2751426 sur M sorties des signaux de référence décalés en fréquence d'une quantité A F, 2 F, p AF... MaF, o -F = 2 sin D '- avec ZOreprésentant la demi ouverture du faisceau,chaque sortie étant reliée à un des moyens corrélateurs recevant un signal de référence décalé. 17. Radar aéroporté selon la revendication 16, caractérisé en ce que les moyens de décalage en fréquence comprennent: une pluralité de circuits de changement de fréquence recevant respec- tivement le signal de référence et des signaux de fréquence p3 F10 d'un synthétiseur de fréquence, les circuits de changement de fréquence délivrant à leur sortie un signal de référence de fréquence F + piF par l'intermédiaire de filtres permettant la transmission du battement positif et du battement négatif respectivement.