FR 2757709 A1 19980626 FR 9616002 A 19961219 i REGULATEUR DE MOTEUR A INDUCTION La présente invention concerne la régulation de moteurs et en particulier de moteurs à induction polyphasés. Plus parti- culièrement, elle concerne des procédés et des circuits pour réguler des moteurs à induction polyphasés en mode de courant pour produire un couple déterminé. Un moteur à induction comprend un stator à plusieurs enroulements et un rotor à plusieurs conducteurs, chacun étant sensiblement parallèle à l'axe du rotor et ayant des extrémités correspondantes électriquement connectées. Comme le représente le schéma vectoriel de la figure 1, des tensions alternatives sont appliquées aux enroulements du stator, provoquant la circulation d'un courant statorique Is et produisant un flux statorique tournant (s en phase avec le cou- rant statorique Is. Ce flux statorique tournant (s produit une tension dans chacun des conducteurs du rotor. Ces tensions indui- tes amènent des courants Ir à circuler dans le rotor, produisant un flux magnétique réactif rotorique)r en phase avec les cou- rants rotoriques Ir. L'interaction de ce flux rotorique avec le flux statorique amène une force à être exercée sur les conduc- teurs du rotor. Cette force amène le moteur à tourner et peut être utilisée pour entraîner une charge mécanique. Le flux total (Dm dans le moteur est la somme vectorielle du flux rotorique Or et du flux statorique s. Dans le moteur, les principales sources de pertes sont des pertes fer provoquées par magnétisation et la démagnétisation des noyaux de fer du rotor et du stator et des pertes cuivre qui sont les pertes résistives dans les enroulements. Il existe aussi des pertes dues à la résistance électrique des conducteurs du rotor et à la résistance mécanique du rotor. Pour induire un courant Ir dans les conducteurs du rotor, le flux magnétique statorique (s doit tourner à une vitesse différente du rotor, habituellement plus vite. La diffé- rence de vitesse est appelée glissement. L'amplitude des courants Ir dans le rotor est proportionnelle à la tension du rotor, elle- même déterminée par la vitesse de glissement. On peut définir les vitesses suivantes: Wr: vitesse de rotation du rotor (vitesse de la charge); Wsm: vitesse de rotation du champ magnétique dans le stator (vitesse synchrone); Ws: vitesse de rotation relative du champ magnétique statorique vu par le rotor (vitesse de glissement). Ws = Wsm - Wr. On peut aussi définir le glissement sous forme d'un pourcentage: Glissement = (Wsm - Wr)/Wsm x 100 %. Il faut commander les moteurs à induction pour fonc- tionner sur une plage de vitesses et pour entraîner diverses charges. Ceci doit être réalisé avec le rendement le plus grand possible, non seulement pour réduire la consommation mais égale- ment pour empêcher le chauffage du moteur d'atteindre des niveaux inacceptables, éventuellement destructeurs. Un rendement élevé permettra aussi d'utiliser des moteurs plus petits et moins coûteux car il n'est alors pas nécessaire de dissiper de grandes quantités d'énergie. Alimenter un moteur à induction directement à partir du réseau alternatif imposerait une vitesse synchrone Wsm fixe. Pour avoir une vitesse synchrone variable, l'alimentation alternative est habituellement redressée en une tension continue et cette tension continue est utilisée pour produire une alimentation alternative à fréquence variable. On peut produire des tensions sinusoïdales ou, plus simplement, des tensions continues peuvent être commutées à des instants appropriés. La figure 2 représente un type courant de moteur à induction M muni de trois enroulements A, B et C connectés en étoile à un noeud commun N. Les enroulements reçoivent des tensions Pl, P2, P3 à leurs bornes accessibles. La figure 3 représente des formes possibles des tensions Pl, P2, P3. Elles correspondent à des ondes sinusoïdales dont chacune est déphasée de 120 par rapport aux autres. Ces formes d'onde de tension assurent un rendement optimal du moteur mais sont difficiles à produire. Une solution plus simple consiste à commuter des tensions continues pour simuler des formes d'onde sinusoïdales. La figure 4 représente un second ensemble possible de formes d'onde pour les tensions Pl, P2, P3. Une tension d'alimen- tation haute continue Vm est appliquée pendant la moitié de chaque période, correspondant à une alternance positive de la tension correspondante de la figure 3 et une tension d'alimenta- tion basse Vg est appliquée pendant une alternance négative de la tension correspondante de la figure 3. Ces formes d'onde sont appelées tensions continues à 180 à six pas. Puisque chaque tension est appliquée pendant la moitié d'un cycle complet et que six pas sl-s6 forment un cycle complet. Ces tensions continues à à six pas sont utilisées dans de nombreux circuits de commande de moteurs à induction. Les six pas sl à s6 sont dési- gnés de cette façon en figure 3 pour simplifier les comparaisons. La figure 5 représente un autre ensemble possible de formes d'onde pour les tensions Pl, P2, P3. La tension d'alimen- tation supérieure Vm est appliquée pendant un tiers de chaque période, ce qui correspond à deux pas successifs (s2, s3 pour Pl) ou à deux-tiers de chaque alternance positive de la tension correspondante de la figure 3, et la tension d'alimentation infé- rieure Vg est appliquée pendant deux pas successifs (s5, s6 pour Pi), ou deux-tiers de chaque alternance négative de la tension correspondante de la figure 3. Pendant deux pas de chaque cycle (sl, s4 pour Pl), entre chaque tension appliquée, la borne acces- sible de l'enroulement respectif n'est pas connectée et est à une tension flottante. Ces formes d'onde de tension sont appelées tensions continues à 120 à six pas, puisque chaque tension est appliquée pendant un tiers (120 ) d'un cycle complet et que six pas sl-s6 forment un cycle complet. La vitesse de rotation Wsm du flux dans le moteur est déterminée par la vitesse à laquelle les pas sl à s6 sont exécu- tés. Une période de pas Ts peut être définie comme étant la durée d'un pas. La fréquence de pas sera donc de 1/Ts et sera six fois la fréquence du flux statorique Wsm. La figure 6 représente un circuit de commande de moteur à induction 10 selon l'art antérieur. Une tension d'alimentation Vac est appliquée par l'intermédiaire de bobines série optionnel- les 12, 14 à un pont redresseur 16 qui fournit une tension re- dressée, lissée par un condensateur de stockage de charge 18 pour fournir une tension sensiblement constante Vdc. Le condensateur 18 est habituellement un condensateur chimique (électrolytique) de très forte valeur. Un moteur à induction M entraîne une charge mécanique 20. Le stator du moteur M comprend plusieurs enroule- ments A, B, C. Chacun des enroulements est connecté par une extrémité à un noeud commun N. Cette connexion est une connexion "en étoile". Chaque enroulement a également une autre extrémité accessible connectée à une borne de sortie 24, 26, 28 d'un pont de commutation 30. Dans le pont de commutation 30, chaque borne de sortie 24, 26, 28 peut être connectée à Vdc ou à une tension d'alimentation basse Vg par des commutateurs commandés S. Les tensions P1, P2, P3 appliquées aux bornes 24, 26, 28 des enroule- ments A, B, C du moteur M sont modulés en largeur d'impulsion entre Vdc et Vg. En parallèle sur chaque commutateur commandé S est connecté une diode roue libre polarisée en inverse D. Un circuit de commande de pas 32 conmmande les commutateurs S pour exécuter les pas si à s6 illustrés en figure 4. Les commutateurs S sont commandés de sorte que chaque enroulement est séquentiel- lement connecté d'abord à la tension d'alimentation haute Vdc puis à la tension d'alimentation basse Vg. Des diodes roue libre D assurent une protection contre des surtensions provoquées par les déconnexions périodiques des enroulements inductifs A, B, C. Les tensions sur les enroulements sont limitées par les diodes roue libre D pour rester entre Vg et Vdc. Typiquement, dans un moteur alimenté par le réseau, Vdc peut être supérieur de 300 volts à Vg, que l'on peut commodément considérer comme une ten- sion de masse. Les tensions de phase Pl, P2, P3 peuvent être considérées comme combinées en une tension de moteur tournante unique Vm. Un circuit de commande de vitesse 34 reçoit une entrée 36 de vitesse requise Wx d'un sélecteur de vitesse 38. Un signal de réaction 40 peut être fourni au circuit de commande de vitesse 34 pour indiquer la vitesse réelle en cours du moteur M, par exemple en utilisant un tachymètre connecté mécaniquement au moteur. En utilisant les informations fournies par les signaux 36 et 40, le circuit de commande de vitesse 36 commande un modula- teur de largeur d'impulsion 42 pour ajuster la modulation de largeur d'impulsion des tensions de phase Pl, P2, P3. Le circuit de commande de vitesse 34 fixe également la vitesse de rotation Wsm du flux statorique en commandant le circuit de commande de pas 32. Le condensateur 18 a nécessairement une valeur élevée pour fournir une tension Vdc sensiblement constante. Il y aura des pics de courant fournis sur le réseau près des tensions de crête de chaque alternance de la tension Vac du réseau pour recharger le condensateur de stockage de charge 18. Les pics de courant induisent des harmoniques sur le réseau. Des inductances série 12 et 14 de relativement haute valeur peuvent être pré- sentes entre le pont de diodes 16 et l'entrée Vac du réseau pour réduire l'amplitude des harmoniques. Normalement, et dans le cas particulier décrit, les moteurs à induction M sont commandés en mode tension. L'amplitude des tensions de phase appliquées P1, P2, P3 affectera le courant circulant dans les enroulements A, B, C et donc le courant appli- qué à la charge 20. En outre, la fréquence des tensions appli- quées 32 affectera la vitesse de glissement Ws et affectera éga- lement le couple d'entraînement de la charge 20. Le courant et le glissement dépendent aussi de la valeur de la charge. La figure 7 représente un schéma vectoriel des flux et des courants dans un moteur à induction commandé en mode tension, avec une charge élevée par rapport à ce qui est représenté en figure 1. La commande de vitesse du moteur, par un réglage appro- prié des tensions de phase appliquées Pi, P2, P3, conduit à un flux de moteur (m sensiblement constant. Le flux (Dm du moteur est donc constant entre les figures 1 et 7. Quand la charge du moteur augmente, le glissement et donc le courant statorique Is augmentent. Son angle de phase a changé. Un flux statorique Os plus élevé est produit, induisant en retour un courant accru Ir dans le rotor, produisant un flux rotorique Or plus élevé. En raison de la modification de l'angle de phase de Is, les flux statorique et rotorique ont augmenté, maintenant le flux total du moteur rm à une valeur constante. Les flux (s, (r sont très élevés, de même que les courants Is, Ir. Le moteur ne fonctionne donc pas avec un bon rendement. Ces procédés de régulation utilisent la tension stato- rique Vm pour maintenir une magnétisation constante, c'est-à-dire un niveau de flux moteur total constant (Dm dans le moteur. Celui- ci actionne de façon constante le moteur à induction M au flux maximum qu'il peut supporter. Un moteur commandé de cette façon n'a pas un rendement très élevé. En faisant fonctionner le moteur avec des niveaux de flux élevés, beaucoup d'énergie réactive est stockée sous forme d'un champ magnétique élevé dans le moteur. L'énergie utile, à savoir celle qui est transférée à la charge, est fournie selon les besoins de la charge. L'énergie sera fournie à la charge si elle tourne plus lentement que la vitesse requise Wx et moins d'énergie sera fournie à la charge si elle tourne environ à la vitesse requise. La relation entre l'énergie réactive et l'éner- gie active détermine la différence de phase entre la tension appliquée à un enroulement et le courant qui le traverse. Dans le procédé de commande décrit ci-dessus, les ten- sions de phase Pl, P2, P3 formant la tension statorique Vm appli- quée au moteur sont fixées pour une vitesse donnée. Les tensions de phase Pl, P2, P3 sont fonction de la fréquence statorique Wsm telle que déterminée par le circuit de régulation de vitesse 34 et le modulateur de largeur d'impulsion 42. Le courant circulant dans le moteur et la vitesse du rotor sont alors fonction de la charge 20. Quand la charge est faible, le courant actif chute. Ces commandes en mode tension agissent habituellement selon une relation linéaire ou sensiblement linéaire. La figure 8 représente des courbes illustrant le couple T fourni par le moteur M actionné selon le procédé décrit ci- dessus. Pour une vitesse requise donnée Wx, le flux (Dm produit et le couple maximum disponible Tmax sont constants. Le couple dans un moteur à induction est fonction du glissement, si la ten- sion appliquée Vm est constante. La vitesse de glissement Ws est la différence entre la fréquence Wsm du flux statorique et la vitesse de rotation Wr. Le couple augmente quand le glissement augmente jusqu'à une limite Tmax. La limite apparaît quand les pertes par effet joule limitent l'efficacité du moteur. Les "performances" d'un régulateur de moteur sont traditionnellement considérées con-ne la puissance, ou le couple, maximum disponible, et non pas comme le rendement électrique du moteur. Si un couple mécanique élevé X1 est appliqué au moteur, et que la charge doit être entraînée en rotation à une vitesse désirée Wx, le circuit de commande de vitesse 34 fait croître la vitesse de rotation du flux statorique Wsm à une valeur haute Wsml. La vitesse de glissement est maintenant Wsl = Wsml - Wx. Cette vitesse de glissement élevée permet de produire le couple Xl requis. La valeur maximum possible du couple Tmax est choisie supérieure à toutes les valeurs de couple mécanique qui seront appliquées au moteur M. Le couple maximum Tmax est fixé par la valeur de la tension Vdc fournie au moteur, telle que fixée par le modulateur de largeur d'impulsion 42. Si la charge mécanique appliquée dépassait Tmax, le moteur se bloquerait. Si au lieu de cela, un couple mécanique faible X2 est appliqué au moteur, et que la charge doit encore tourner à la vitesse désirée Wx, le circuit de commande de vitesse 34 et le circuit de commande de pas 32 font diminuer la vitesse de rota- tion du flux statorique Wsm à une valeur réduite Wsm2. La vitesse de glissement est maintenant Ws2 = Wsm2 - Wx. Cette vitesse de glissement réduite assure qu'un couple X2 réduit est produit, de sorte que le moteur ne tourne pas plus vite que Wx. Si aucune charge n'est appliquée au moteur, la vitesse de glissement Ws sera pratiquement nulle. Le moteur peut être fortement chargé sans risque de devenir instable, c'est-à-dire que la charge devienne supérieure à une valeur instantanée de Tmax. Une valeur de couple maximale Tmax est toujours disponible. Les figures 9 et 10 illustrent les changements de différences de phase entre la tension statorique appliquée Vm et le courant I. Dans le cas de la figure 9, avec une charge mécanique élevée X1, la tension appliquée Vm et le courant I présentent une petite différence de phase X2 est faible, la différence de phase p entre la tension stato- rique appliquée Vm et le courant I peut aller jusqu'à 90 . La plus grande partie de l'énergie dissipée dans le moteur est de 1' énergie réactive. Un autre procédé de commande d'un moteur à induction consiste à assurer que le courant I reste à une valeur constante plutôt que la tension statorique appliquée Vm. Les figures 11 et 12 représentent des schémas vecto- riels des courants et des flux dans un moteur à induction commandé dans un mode à courant constant. La figure 11 représente un schéma vectoriel pour un moteur entraînant une faible charge mécanique X2 et correspond à la figure 1. La figure 12 représente le schéma vectoriel d'un moteur entraînant une charge mécanique plus élevée Xl. En raison de la plus forte charge, le courant Is dans le moteur change de phase pour être plus proche de la tension statorique appliquée Vm. Il ne peut toutefois pas changer d'amplitude. Le courant Ir dans le rotor augmente par suite de l'augmentation du glissement. Le flux total dans le moteur (m se réduit notablement. Une instabilité du moteur surviendra si le flux du moteur (m devient insuffisant pour fournir le couple requis. Dans des applications telles que des ventilateurs ou des aspirateurs, la charge varie au cours du temps, selon la pression de l'air à l'entrée et à la sortie. A nouveau, le moteur est habituellement actionné à courant constant, c'est-à-dire à valeur de flux constante, ce flux constant étant suffisant pour faire fonctionner l'appareil au couple de charge maximum prévu, mais étant peu efficace aux autres moments. La demande de brevet européen EP-A-0470607 décrit un circuit de commande de moteur perfectionné en ce qu'un circuit de réaction est prévu pour mesurer le courant consommé par le moteur et permet d'adapter la tension appliquée en conséquence, pour augmenter le rendement. Toutefois, le circuit de régulation de moteur décrit dans cette demande de brevet présente encore des inconvénients inhérents associés à la commande en mode tension. Le condensateur de charge 18 de valeur très élevée a une durée de vie limitée. Au bout d'un certain nombre d'années, sa valeur varie ou il claque, habituellement avant la durée de vie espérée de l'appareil contenant le moteur M. La forte capa- cité 18 et les fortes inductances série 12, 14 sont également coûteuses. Il serait donc avantageux de prévoir un circuit de commande de moteur qui ne nécessite ni condensateur de stockage de charge de haute valeur ni inductance série de haute valeur dans les conducteurs principaux pour lisser les harmoniques de courant. Les sociétés de distribution d'électricité exigent de plus en plus une réduction des harmoniques renvoyés sur le réseau. L'extraction de courants qui passent par des valeurs de crête élevées est souvent interdite. L'utilisation des inductan- ces série 12, 14 dans les conducteurs principaux est acceptable pour des moteurs de jusqu'à environ 600 W mais, pour des moteurs de par exemple 1, 5 kW, ceci devient peu pratique en raison de la grande dimension et du coût élevé des inductances appropriées. Les sociétés de distribution d'électricité ou autres organismes de normalisation exigent aussi que le courant du secteur consommé soit sensiblement en phase avec la valeur instantanée de la tension du réseau et proportionnel à celle-ci. Un objet de la présente invention est de prévoir un circuit et un procédé de commande de moteur qui évite le stockage de grandes quantités d'énergie réactive. Un autre objet de l'invention est de prévoir un circuit de commande de moteur qui commande un moteur pour qu'il fonc- tionne à un niveau de courant réduit mais qui ne présente pas de risque d'instabilité quand la charge appliquée varie. Un autre objet de la présente invention est de prévoir un tel circuit de commande de moteur qui ait une durée de vie longue et un coût réduit. Un autre objet de la présente invention est de prévoir un circuit de commande de moteur qui extrait du courant du réseau d'alimentation sensiblement en phase avec la valeur instantanée de la tension du réseau et proportionnellement à celle-ci. Pour atteindre ces objets ainsi que d'autres, la pré- sente invention prévoit un procédé de commande d'un moteur à induction polyphasé, le moteur comprenant un rotor et un stator muni d'enroulements dont chacun a une première extrémité connec- tée à un noeud commun et une seconde extrémité accessible, ce procédé comprenant les étapes suivantes: a) imposer la circulation d'un courant à travers une combinaison d'au moins deux mais pas de tous les enroulements, le courant entrant dans le stator par au moins une extrémité acces- sible, passant par le noeud commun et sortant par au moins une autre extrémité accessible, les enroulements ne transportant pas de courant étant à tension flottante; b) interrompre l'application du courant circulant dans ledit au moins un premier enroulement, pendant une durée suffi- sante pour démagnétiser ce au moins un premier enroulement; c) interrompre l'application de la tension aux bornes des enroulements autres que ledit au moins un premier enroule- ment, ces autres enroulements étant alors en roue libre; d) mesurer la tension induite sur le au moins un premier enroulement pour fournir une valeur de l'amplitude du flux dans le moteur; e) imposer la circulation d'un courant sur une combi- naison différente d'au moins deux mais pas de tous les enroule- ments, l'amplitude du courant étant commandée selon la valeur obtenue de l'amplitude de flux dans le moteur, le courant entrant dans le stator par au moins une extrémité accessible, les enrou- lements ne transportant pas de courant étant à des tensions flottantes; et répéter périodiquement les étapes b) à e). Selon un mode de réalisation de la présente invention, le procédé comprend en outre l'étape consistant à commander le courant imposé au stator de façon à maintenir la valeur de l'amplitude du flux. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le procédé comprend en outre l'étape consistant à moduler le courant imposé au stator en fonction de la tension d'une source de tension alternative externe. Selon un mode de réalisation de la présente invention, la modulation est réalisée de façon à assurer que le courant dans le stator est sensiblement en phase avec la tension de la source alternative. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les variations de courant sur le secteur sont détectées aux bornes d'une inductance utilisée en tant que partie d'un filtre et appliquées pour moduler le courant consommé par le moteur dans une disposition à réaction négative. Selon un mode de réalisation de la présente invention, la tension aux bornes de l'inductance est détectée par un circuit comprenant deux diviseurs de tension, commutés par des diodes de façon à fonctionner symétriquement par rapport au point de réfé- rence du signal, de sorte que le point bas de chacun des divi- seurs est au même potentiel que le point de référence du circuit de commande quelles que soient les alternances du secteur et l'état de conduction des diodes du pont redresseur. A titre de variante, la présente invention prévoit un procédé pour commander un moteur à induction polyphasé, le moteur comprenant un rotor et un stator muni d'enroulements dont chacun a deux extrémités, chaque extrémité étant connectée à une extré- mité de l'enroulement adjacent, au niveau d'un noeud, ce procédé comprenant les étapes suivantes: a) imposer la circulation d'un courant à travers une combinaison d'au moins deux mais pas de tous les noeuds, le courant entrant dans le stator par un premier noeud, passant par au moins certains des enroulements et sortant par au moins un second noeud; b) interrompre l'application du courant circulant dans ledit au moins un noeud, pendant une durée suffisante pour per- mettre au courant dans les enroulements de se stabiliser; c) interrompre l'application de la tension sur les noeuds autres que ledit au moins un noeud, les autres enroule- ments étant alors en roue libre; d) mesurer le courant présent sur ledit au moins un noeud pour fournir une valeur de l'amplitude du flux dans le moteur; e) imposer la circulation d'un courant à travers une combinaison différente d'au moins deux mais pas de tous les noeuds, l'amplitude du courant étant conmmnandée en fonction d'une valeur dérivée de l'amplitude du flux dans le moteur; et répéter périodiquement les étapes b) à e). La présente invention prévoit aussi un circuit de cormmande d'un moteur polyphasé comprenant un pont de commutation entre des tensions d'alimentation haute et basse, des noeuds d'accès d'alimentation du moteur, un circuit de commnande de modu- lation de largeur d'impulsion, et un dispositif de commande de pas pour amener le moteur à tourner à une vitesse désirée, dans lequel le circuit de commande de modulation de largeur d'impul- sion amène un courant de valeur désirée à circuler dans le moteur, indépendamment de la tension requise pour provoquer ce courant, et en ce que le circuit comprend des moyens pour mesurer périodiquement l'amplitude du flux magnétique dans le moteur, des moyens de comparaison à une valeur de référence de flux, et des moyens de modification de la modulation de largeur d'impulsion en fonction du résultat de la comparaison. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit de mesure périodique de l'amplitude du flux magnétique comprend un circuit d'échantillonnage-blocage pour maintenir une valeur mesurée à un instant prédéterminé sur un noeud accessible du moteur, aucun courant ne circulant dans le noeud accessible audit instant prédéterminé, et un circuit différentiel pour pro- duire un signal représentatif de la différence entre la valeur maintenue et une valeur représentant une amplitude de flux requise. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit reçoit une alimentation alternative et la modulation de largeur d'impulsion est commandée de façon à amener le courant instantané circulant dans le moteur à être sensiblement propor- tionnel à la tension instantanée de l'alimentation alternative. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles: la figure 1 représente un schéma vectoriel de flux et de courant dans un moteur à induction alimenté en mode tension et fonctionnant avec une faible charge mécanique; la figure 2 représente un circuit de moteur à induction triphasé; la figure 3 représente des tensions sinusoïdales qui pourraient être appliquées pour actionner un moteur à induction triphasé; la figure 4 représente un premier ensemble de formes d'onde de tensions continues cormmutées qui pourraient être appli- quées pour actionner un moteur à induction triphasé; la figure 5 représente un deuxième ensemble de formes d'onde de tensions continues commutées qui pourraient être appli- quées pour actionner un moteur à induction triphasé; la figure 6 représente un circuit connu de conmmande de moteur à induction; la figure 7 est un schéma vectoriel de flux et de cou- rant dans un moteur à induction alimenté en mode tension et fonc- tionnant avec une forte charge mécanique; la figure 8 représente une courbe de couple en fonction de la vitesse du moteur pour un moteur à induction selon l'art antérieur; la figure 9 représente la relation de phase entre la tension et le courant appliqués à un moteur à induction fonction- nant avec une forte charge mécanique selon l'art antérieur; la figure 10 représente la relation de phase entre la tension et le courant appliqués à un moteur à induction fonction- nant avec une faible charge mécanique selon l'art antérieur; la figure 11 représente un schéma vectoriel de flux et de courant dans un moteur à induction alimenté en mode courant et fonctionnant avec une faible charge mécanique; la figure 12 représente un schéma vectoriel de flux et de courant dans un moteur à induction alimenté en mode courant et fonctionnant avec une forte charge mécanique; la figure 13 représente une courbe de couple en fonc- tion de la vitesse du moteur pour un moteur à induction commandé selon la présente invention; les figures 14A à 14D représentent des étapes du pro- cédé de mesure de l'amplitude du flux dans un moteur selon l'invention; la figure 15 représente un circuit de conmmande de moteur à induction selon la présente invention; la figure 16 représente des formes d'onde de courant et de tension d'un moteur à induction actionné à relativement faible vitesse selon l'invention; la figure 17 représente des formes d'onde de courant et de tension d'un moteur à induction actionné à relativement forte vitesse selon l'invention; et la figure 18 représente un circuit de filtrage haute fréquence optionnellement ajouté au circuit de la figure 15. Selon un aspect de la présente invention, il est prévu un procédé de régulation d'un moteur à induction en mode courant. En réduisant le courant dans le moteur quand la charge est faible et en augmentant le courant quand la charge augmente, la diffé- rence de phase entre la tension appliquée et le courant résultant peut être maintenue faible. Le moteur peut être en permanence au couple disponible sensiblement maximum pour la tension instan- tanée appliquée. Ceci signifie que moins de puissance est dissipée non nécessairement dans le moteur. Le moteur peut être commandé en vitesse avec précision quelle que soit la charge appliquée. Pour obtenir un rendement élevé, quand aucune charge mécanique n'est appliquée, on ne fournit qu'un faible courant. Quand un faible couple est requis pour maintenir le moteur en rotation, il n'est pas nécessaire de maintenir un flux élevé dans le moteur. En réduisant le courant appliqué, le flux (Vm dans le moteur est réduit. Les pertes fer et dans une certaine mesure les pertes cuivre sont réduites et on obtient un rendement accru. La figure 13 représente des courbes de couple T en fonction de la vitesse W pour un moteur commandé selon la pré- sente invention. Quand un couple mécanique élevé Xl est appliqué, le courant fourni au moteur est le même que celui de la figure 8, pour une même charge et un même moteur. La vitesse du flux stato- rique est Wsml, le couple maximum disponible est Tmax et le glis- sement est Wsl, conmme précédemment. On suppose maintenant qu'une charge mécanique plus légère correspondant à un couple X2 est appliquée. Le couple maximum qui doit être disponible est Tmax'. Ce couple est supé- rieur au couple X2 de la charge mais bien inférieur à Tmax. En conséquence, un courant très réduit peut être appliqué de façon sûre au moteur. Pour faire tourner la charge X2 à la vitesse requise Wx, une vitesse de flux statorique Wsm2' et une vitesse de glissement Ws2' sont suffisantes, toutes deux étant supé- * rieures aux vitesses correspondantes Wsm et Ws2 de la figure 8. La tension Vm du moteur n'est pas commandée en fonction de la vitesse Wsm du flux statorique. Commne on ne dispose que d'un flux réduit, une surcharge peu élevée pourrait rendre le moteur instable. Par exemple une valeur instantanée X3 du couple de charge peut excéder la valeur Tmax' du couple maximum disponible. Il est en conséquence essen- tiel que le couple maximum disponible, et donc le flux et le cou- rant dans le moteur, soient commandés pour être suffisants à tout instant pour la valeur instantanée de la charge appliquée, en tenant compte de toute fluctuation de la charge mécanique. Comme on l'a mentionné ci-dessus, selon un aspect de l'invention, le moteur à induction est commandé en mode courant. Une valeur de courant I est imposée et la tension statorique d'ensemble correspondante Vm peut prendre toute valeur requise pour permettre au courant I imposé de circuler. Un procédé de commande d'un moteur à induction selon un aspect de l'invention consiste à assurer qu'un moteur est actionné à un flux ()m suffisant pour entraîner la charge mécani- que 20 qui lui est connectée mais pas beaucoup plus. Le courant primaire - le courant fourni aux enroulements du stator - est commandé de façon à toujours produire la valeur instantanée mini- male acceptable du flux ()m, sans risquer une instabilité du moteur. On doit mesurer le flux (Dm du moteur et adapter l'ampli- tude du courant statorique I pour maintenir le flux du moteur dans une plage acceptable. Le couple T fourni par le moteur M dépend du flux (Dm qui dépend lui-même du courant I fourni au moteur, de la vitesse Wr du rotor et de la charge mécanique 20. Quand la charge 20 augmente, le courant I doit être augmenté pour fournir un flux dans le moteur. Pour commander les courants dans un moteur à in- duction polyphasé de façon à obtenir le rendement requis, il est nécessaire de mesurer régulièrement le flux Dm dans le moteur. L'utilisation d'une commande en mode courant à six pas plutôt que d'une commande en mode courant sinusoïdal fournit un rendement légèrement réduit puisque le flux du moteur varie par paliers au cours du temps plutôt que de varier progressivement comme cela serait le cas avec du courant sinusoïdal. Toutefois, des courants continus commutés sont beaucoup plus faciles à pro- duire que des courants sinusoïdaux. Un processus de commutation de courant à six pas à 180 (qui peut être considéré comme analo- gue au processus de commutation de tension à six pas à 180 représenté en figure 3) ou un processus de commutation de courant à six pas à 120 (qui peut être considéré comme analogue au processus de cormmutation de tension à six pas à 120 représenté en figure 5) pourrait être utilisé. Pour mesurer le flux dans le moteur, au moins un enrou- lement est périodiquement déconnecté. Ceci peut de préférence être obtenu en appliquant des courants continus à six pas à 120 désignés par Pl, P2, P3 par analogie avec les tensions P1, P2, P3 des figures 3 et 5 ou en déconnectant périodiquement d'une autre manière un enroulement. Les durées d'application de courant et des intervalles de déconnexion peuvent être modifiées mais le processus à 120 de la figure 5 est souvent considéré comme optimal puisque deux enroulements sont toujours connectés tandis que l'un est déconnecté et que le procédé de commande est symétrique par rapport aux trois enroulements A, B et C. Quand l'enroulement C est déconnecté, une tension sera induite en raison de la rotation du flux dans le moteur. L'ampli- tude et le sens de la tension induite dépendront de la vitesse Wsm du flux moteur, de la vitesse de rotation Wr et de l'ampli- tude du flux moteur q)m. La tension VC induite dans l'enroulement déconnecté est proportionnelle à la cadence de changement du flux: VC o d(D/dt. La variation du flux peut être mesurée ou bien sous forme d'une valeur instantanée ou bien sous forme d'une moyenne sur une période plus longue. Pour une vitesse donnée et cons- tante, la variation du flux est proportionnelle à l'amplitude du flux. La tension VC peut en conséquence être utilisée pour indi- quer une valeur instantanée de l'amplitude du flux et pour la réguler à une valeur requise. Immédiatement après la déconnexion d'un enroulement, selon le procédé de commande de courant continu à six pas à 120 , une certaine durée est requise pour dissiper l'énergie stockée dans le champ magnétique provoqué par le courant précédemment appliqué. Un courant circulera à travers l'une des diodes roue libre D jusqu'à ce que l'énergie stockée sous forme de champ magnétique soit déchargée. A partir de cet instant, la tension VC apparaissant sur l'enroulement déconnecté C est la tension in- duite par la variation de flux dans le moteur (d(Vm/dt), et cette variation de flux peut être mesurée. Pour réaliser une mesure de la variation de flux, il est également nécessaire de déconnecter brièvement les autres enroulements des tensions d'alimentation. La tension VC effectivement mesurée peut être celle qui apparaît à l'extrémité libre de l'enroulement déconnecté par rapport à la tension d'alimentation basse Vg, ou peut être la tension aux bornes de l'enroulement déconnecté C si l'on peut avoir accès au noeud central N. Les figures 14A à 14D illustrent des étapes de connexion successives prévues pour la mesure de la tension VC. Dans chaque figure, seuls les éléments dans lesquels passe du courant sont représentés. La figure 14A représente les enroulements du moteur tels qu'ils sont commandés électriquement dans des conditions de fonctionnement normal. Les commutateurs S sont ouverts et fermés selon la commande exercée sur eux par le dispositif de commande PWM 42. Chacune des diodes roue libre D décharge le courant pro- voqué par l'ouverture du commutateur S associé. Des courants Ia, Ib, Ic circulent respectivement dans les enroulements A, B et C, respectivement. La figure 14B représente une première étape du proces- sus de mesure de la tension VC. Bien que des courants soient encore fournis dans les enroulements A et B, les commutateurs S connectés à l'enroulement C sont en position ouverte et un courant de démagnétisation circule à travers l'une ou l'autre des diodes associées D, tandis que le champ magnétique dans l'enrou- lement C diminue. La figure 14C représente la situation dans laquelle le champ magnétique dans l'enroulement C est complètement annulé. Aucun courant Ic ne circule dans l'enroulement C et sa borne libre est à une tension flottante, bien que limitée par les dio- des D associées pour rester entre les tensions Vdc et Vg. La figure 14D représente la situation dans laquelle la tension VC est effectivement mesurée. Les deux enroulements A et B sont dans un état de roue libre. Des courants Ia, Ib circulent dans les diodes D associées en raison de la suppression des courants appliqués et les champs magnétiques dans ces enroule- ments commencent à diminuer. La tension VC à l'extrémité libre de l'enroulement C est alors mesurée. A titre de variante, la diffé- rence de potentiel VC' entre l'extrémité libre de l'enroulement C et le noeud conmmun N peut être mesurée si on a accès au noeud conimun. L'enroulement déconnecté C doit être déconnecté pendant une durée minimale au moins égale à la durée de démagnétisation plus la durée d'acquisition requise pour mesurer la tension in- duite VC. Les interruptions possibles peuvent être sensiblement égales à la valeur de 60 que l'on trouve normalement dans une commande à six pas. En mesurant l'amplitude (Dm du flux moteur, le courant dans le moteur peut être commandé pour assurer que suffisamment d'amplitude de flux est produite pour entraîner la charge appli- quée 20 à la fréquence requise Wx, mais le courant dans le moteur ne doit pas être supérieur à ce qui est nécessaire, pour éviter de réduire le rendement du moteur. Pour assurer l'optimisation du flux, on utilise une source de courant constant. En se référant à nouveau à la figure 6 de l'art antérieur, la tension continue Vdc est fournie par un convertisseur alternatif- continu 16, 18. Il faut prévoir une source de courant constant de tension fixe entre les tensions Vg et Vdc. Pour maintenir une tension continue constante, on utilise classiquement un condensateur de grande dimension tel que le condensateur 18 de la figure 6. Ces condensateurs ont au moins les inconvénients suivants: grande dimension, coût élevé, courte durée de vie et faible fiabilité. En outre, en fonctionnement, la charge de condensateurs de grande dimension survient seulement près des valeurs de crête de la tension alternative. Des pointes de courant sont extraites du secteur et y induisent des harmo- niques, contrairement aux normes imposées par les sociétés dis- tributrices d'électricité. En conséquence, on souhaite supprimer le condensateur de grande dimension et le remplacer par un plus petit. Toutefois, le seul fait de réduire la valeur du condensateur ne fournit pas une solution complète. Pour fournir une alimentation à puissance constante (courant continu constant et tension continue constante) sans utiliser un condensateur de grande dimension, la puissance de l'alimentation alternative instantanée d'entrée doit être cons- tante. L'effet en est que des courants élevés, de polarités différentes sont extraits de part et d'autre des points de passage à zéro et qu'un courant relativement faible est extrait quand la tension alternative a une valeur élevée. De telles cour- bes de courant introduisent des harmoniques inacceptables sur l'alimentation et sont également interdites par les normes des autorités distributrices d'électricité. Pour atteindre ces objectifs, (suppression du condensa- teur de grande dimension 18 et extraction d'un courant de forme d'onde acceptable), un aspect de la présente invention prévoit une modulation de courant en fonction de la valeur instantanée de la tension Vac du secteur, assurant que le courant instantané extrait est sensiblement proportionnel à la tension instantanée du secteur. La figure 15 représente un circuit de commande de moteur à induction selon un mode de réalisation de l'invention, associé à une commande en mode courant continu à six pas à 120 . Les bornes disponibles des trois enroulements A, B, C d'un moteur à induction triphasé M sont connectées aux sorties 24, 26, 28 d'un pont redresseur 30 fournissant des courants de phase Pl, P2, P3 par analogie avec les tensions décrites en relation avec le circuit à commande en mode tension de la figure 6. Ces courants de phase peuvent être considérés comme étant un courant stato- rique unique Im. Un pont redresseur double alternance 16 redresse la tension Vac du secteur, de la façon décrite en relation avec la figure 6. La tension redressée est ensuite lissée quelque peu par un condensateur 48. Pour des raisons qui seront exposées ci- après, celui-ci peut être un condensateur de petite dimension, de faible valeur, non-polarisé. La commutation des tensions d'alimentation haute Vdc et basse Vg sur les enroulements correspondants A, B, C du moteur M et la déconnexion des enroulements sont conmmandées par un circuit de commande à modulation de largeur d'impulsion 50 et un circuit de commande de pas 52 commandant les conmmutateurs S pour produire un flux magnétique tournant du moteur, incluant le circuit de l'invention. Les bornes accessibles sont connectées de façon répéti- tive à la tension d'alimentation haute Vdc, à la tension d'ali- mentation basse Vg ou laissées flottantes selon les signaux de commande appliqués aux commutateurs commandés S par le circuit de commande 50 à modulation de largeur d'impulsion et le circuit de commande de pas 52. Des diodes roue libre D sont montées en parallèle sur chaque commutateur commandé S pour fournir un tra- jet aux courants de démagnétisation quand l'enroulement respectif est déconnecté des tensions d'alimentation. Pour au moins un des enroulements, il est prévu un diviseur de tension 54, 56 connecté à la tension de masse Vg, permettant d'effectuer des mesures de tension sur cet enroulement quand il est déconnecté. On peut prévoir un dispositif de limitation de tension, tel qu'une diode Zener 58 pour fournir une tension divisée limitée Vf à un circuit d'échantillonnage-blocage 62 qui reçoit la tension divisée Vf et fournit une valeur échantillonnée Vsh de la tension Vf, elle-même proportionnelle à l'amplitude 1lDmI du flux moteur (m. L'échantillonnage est déclenché pendant l'application cyclique des pas de courant sl-s6 par un générateur d'horloge associé 64. L'action du circuit d'échantillonnage-blocage sera synchronisée sur la tension alternative du secteur Vac. Un amplificateur opé- rationnel 66 reçoit la tension échantillonnée divisée Vsh sur une entrée inverseuse et une référence d'amplitude de flux moteur 68 indique une valeur d'amplitude de flux moteur requise IC)ml* sur une entrée noninverseuse. Ceci indique l'amplitude requise du flux I()ml* qui est déterminée expérimentalement pour tout type de moteur particulier. Ce signal 68 peut par exemple être fourni à partir d'un microcontrôleur supervisant le fonctionnement d'ensemble du moteur et incluant le circuit selon l'invention. Des résistances 70, 72 déterminent le gain de l'amplificateur 66. Cet amplificateur produit un signal de sortie analogique, la "référence de courant moyen" Vacr. Les bornes d'alimentation du secteur, Vac, sont connec- tées entre des noeuds 74 et 76. Un diviseur de tension 78, 80 est également connecté entre les noeuds 74, 76 et fournit une tension du secteur divisé Vacd à un modulateur 82. Le modulateur 82 reçoit également le signal de référence de courant moyen Vacr et réalise une multiplication de ces deux signaux. Cette valeur mul- tipliée est la référence de courant instantané Vicr et est four- nie à une entrée inverseuse d'un comparateur 84. Une résistance 86, en série avec le moteur, fournit à ses bornes une différence de potentiel Vimc proportionnelle au courant instantané dans le moteur. Cette différence de potentiel est amplifiée par un amplificateur opérationnel inverseur 88 avant d'être appliquée à l'entrée non-inverseuse du comparateur 84. En ce cas, la tension de masse du circuit n'est plus Vg mais plutôt la tension d'alimentation basse du pont de commutation 30, à savoir Vg-Vimc. Des résistances 90, 92 définissent le gain de l'amplificateur 88. Le comparateur 84 fournit un signal binaire I01 sur une sortie indicatrice du fait que le signal Vimc repré- sente le courant instantané réel dans le moteur plus ou moins la valeur de la référence de courant instantané indiquée par Vicr. Le modulateur de largeur d'impulsion 50 établit les courants de phase Pi, P2, P3 d'un moteur M. Il peut tout simple- ment comprendre une bascule RS 94. La bascule RS 94 est mise à un par chaque front montant du signal d'horloge, par exemple à 10 kHz, fourni par le généra- teur de signal d'horloge 64. Ceci est utilisé pour établir un cycle de modulation de largeur d'impulsion (PWM) en validant le contrôleur de pas 52 pour appliquer de façon appropriée des signaux de commande aux commutateurs S pour appliquer la tension d'alimentation Vdc au moteur. Le front montant du signal d'hor- loge est également utilisé par le circuit d'échantillonnage- blocage 62 pour échantillonner la tension Vf avant que le courant dans le moteur n'ait réagi aux changements d'état des signaux de commande sur les commutateurs S. Cet échantillonnage utilise le retard intrinsèque à la mise en conduction de l'étage de puis- sance, en particulier des commutateurs S. Le courant Im dans le moteur commencera à monter. Dès que le courant réel dans le moteur (Vimc) dépasse le courant instantané requis (Vicr), le signal I01 fourni par le comparateur 84 pour remettre à zéro l'entrée R de la bascule RS 94 change d'état et passe à niveau haut. La bascule RS 94 est remise à zéro et le circuit de commande de pas 52 amène le commutateur S à couper la tension sur le moteur et à interrompre la période de "marche" du circuit (PWM). La bascule RS 94 est à nouveau mise à un lors du front montant suivant du signal d'horloge. De cette façon, le courant est commandé pour fournir un courant I dans le moteur M qui correspond à la référence de courant instantanée Vicr. De cette façon, une commande de modulation de largeur d'impulsion est exercée sur le courant réel circulant dans le moteur, selon le courant instantané requis représenté par Vicr. La tension Vsh représentant l'amplitude I(nmI du flux dans le moteur est fournie à l'entrée inverseuse de l'amplifi- cateur opérationnel 66. Le signal de référence de courant moyen Vacr est défini par une erreur proportionnelle entre l'amplitude du flux requise et l'amplitude du flux mesurée. Quand l'amplitude du flux chute, le signal de référence de courant moyen augmente. Le signal de référence de courant moyen Vacr ne peut pas être utilisé directement pour commander le courant I appliqué au moteur, de la façon exposée ci-dessus, car des pointes de courant seraient produites pendant les passages à zéro de la tension du secteur. Le modulateur 82 réalise une multiplication du signal de référence de courant moyen Vacr par la représenta- tion divisée de la tension instantanée du secteur Vacd. La tension Vacd apparaît sous la forme d'un signal redressé double alternance à 100 Hz par rapport à Vg. La multiplication est réalisée de sorte que le courant dont on a fait la moyenne sur tout un cycle de secteur est équivalent à la valeur de référence de courant moyen Vacr. Le modulateur 82 produit un signal de référence de courant instantané Vicr qui varie en synchronisme avec la tension Vac du secteur. Deux modulations de courant agissent simultanément. D'abord, le courant est commnandé de sorte que l'amplitude Imnl du flux dans le moteur est commandée en fonction de la charge, à relativement basse fréquence, 20 Hz ou moins, sans produire beau- coup de bruit sur le réseau. Egalement, une modulation à 100 Hz est réalisée par rapport à Vacd, correspondant à l'amplitude Vac de la tension du secteur. L'amplificateur opérationnel 88 fournit un signal indi- quant le courant instantané réel dans le moteur. L'amplificateur 88 assure l'amplification requise pour fournir des signaux à un niveau qui correspond aux signaux de référence de courant instan- tané Vicr reçus par le comparateur 84. La charge mécanique 20 assure qu'une différence existe toujours entre l'amplitude réelle I)mIl du flux moteur et l'ampli- tude désirée Imnl* du flux moteur (68), de sorte que le modula- teur 82 fournit toujours une tension Vacr à moins que la charge ne devienne active. Quand un enroulement est déconnecté, l'amplitude du flux dans le moteur est échantillonnée par le circuit d'échan- tillonnage-blocage 62 et comparée à l'amplitude requise du flux fournie par la référence d'amplitude de flux moteur 68. La ten- sion sur l'enroulement déconnecté est autorisée à flotter vers un niveau approprié, bien que limitée pour rester entre Vg et Vm par les diodes roues libres D. La mesure de tension sur l'enroulement déconnecté peut être effectuée seulement à titre de mesure relative, par rapport à Vg. La commande en courant et sa mesure sont toutefois déterminées par des valeurs absolues. Comme cela a été décrit en relation avec les figures 14A à 14D, pendant l'état flottant de l'enroulement déconnecté, les autres enroulements sont également brièvement mis dans un état de roue libre. Alors, la tension aux bornes de l'enroulement "déconnecté" peut être mesurée. Cette roue libre peut être réali- sée par une durée de coupure du circuit de modulation de largeur d'impulsion ou à tout autre instant approprié auquel les tensions sur tous les enroulements peuvent être simultanément interrom- pues. Comme cela est représenté en figure 15, au début d'un pas s2, l'enroulement C est déconnecté. Ceci correspond au cas illustré en figure 14B. Un certain temps s'écoule pendant lequel l'enroulement C, récemment déconnecté, décharge l'énergie stockée dans son champ magnétique par une diode roue libre associée D. Après achèvement de la démagnétisation, ce qui corres- pond à la situation illustrée en figure 14C, les autres enroule- ments A et B sont également déconnectés pendant une courte période, comme cela est représenté en figure 14D. Ils commencent alors tous deux à décharger l'énergie stockée dans leur champ magnétique respectif, en amenant des courants Ia et Ib à circuler dans les diodes roues libres respectives D. Pendant cette brève période, les courants Ia, Ib sont sensiblement égaux en amplitude à ceux qui circulaient juste avant la brève déconnexion. Dans l'enroulement déconnecté C, il n'y a pas de courant, et la tension VC peut être lue pour indiquer l'amplitude réelle du flux I nm dans le moteur. La lecture de cette tension induite n'est pas gênée par les tensions Vdc, Vg appliquées de l'extérieur pen- dant la brève durée de déconnexion. La tension sur la borne accessible de l'enroulement C ou la tension aux bornes de l'enroulement C peut être échan- tillonnée par le circuit d'échantillonnage-blocage 62. La valeur de la tension échantillonnée Vsh est l'image de l'amplitude du flux dans le moteur 1 (mI. Toute réduction de vitesse du rotor provoque une aug- mentation de la fréquence du flux rotorique et donc de l'ampli- tude (Dr du flux rotorique. L'amplitude Is du flux statorique ne peut pas augmenter pour effectuer une compensation, étant donné que le moteur est commandé en courant et on s'approche d'une instabilité. Le flux moteur total (m (combinaison vectorielle des flux rotorique et statorique) diminue. Une tension plus faible VC est mesurée aux bornes de l'enroulement déconnecté. La figure 16 représente les courants Ia, Ib et Ic circulant dans chacun des enroulements A, B, C du moteur M pen- dant les pas sl-s6, en relation avec la tension Vac du secteur. La durée Ts d'un pas est un sous-multiple de la période du sec- teur, de sorte que la conmmnutation des pas sl-s6 est en phase avec la tension appliquée Vac. Dans cet exemple, si la fréquence du flux statorique Wsm est de 1000 tours/minute (16,66 Hz), la fré- quence d'un pas (1/Ts) sera six fois cette valeur soit 100 Hz. Chaque durée d'un pas Ts correspond à une alternance de la tension Vac du secteur à 50 Hz. La figure 17 représente des courbes de courant pour le même moteur fonctionnant à une vitesse plus élevée, par exemple 3000 tours par minute. La fréquence d'un pas (1/Ts) est alors de 300 Hz et trois pas correspondent à une alternance de la tension Vac du secteur à 50 Hz. Les courants dans les enroulements sont appliqués et se coupent très brutalement. Toutefois, quand un courant se coupe, le même courant est immédiatement appliqué à un autre enroulement. Par exemple, à la fin du pas s4, un courant Ib est bloqué dans l'enroulement B pour être immédiatement appliqué sous forme d'un courant Ic à l'enroulement C. Le courant fourni par le secteur est en conséquence continu, sinusoïdal, et en phase avec la tension appliquée Vac. Quand un courant est conmmuté d'un enroulement à un autre, il peut apparaître un léger pic de courant fourni par la magnétisation d'un enroulement tandis qu'un autre se démagnétise. Bien sûr, le moteur peut fonctionner à des fréquences du flux statorique qui ne sont pas des multiples de la fréquence du secteur. Dans ce cas, les formes d'onde des courants seront plus complexes, mais le circuit fonctionne exactement de la même façon. L'utilisation d'un courant modulé commandé est moins efficace que l'utilisation d'un courant continu constant mais présente l'avantage d'extraire du secteur un courant de forme requise. En utilisant le courant décrit modulé à 100 Hz, on n'a plus besoin du condensateur de stockage d'énergie de haute valeur 18 ni des grandes inductances série de la figure 6. Le coût du système d'ensemble est donc réduit. L'élimination de tout conden- sateur chimique peu fiable augmente la durée de vie utile du sys- tème. Un petit filtre haute fréquence peut être ajouté aux bornes du secteur VAC pour éliminer par filtrage des petites quantités de bruit haute fréquence qui pourraient être produites par la modulation PWM. La figure 18 représente un tel circuit de filtrage haute fréquence qui peut être utilisé en relation avec le circuit décrit ci-dessus, pour réduire le bruit haute fréquence qui peut être reçu à partir du secteur ou produit par la commande en largeur d'impulsion du circuit. Entre les noeuds 74 et 76, décrits en relation avec la figure 15, est connecté un filtre LC comprenant une première inductance 101 série avec un condensateur 103 et une seconde inductance 105. Les deux inductances 101 et sont bobinées sur un noyau conmmun 107. Les extrémités des inductances connectées par le condensateur 103 sont des extrémi- tés magnétiquement dissimilaires. La tension d'entrée du secteur Vac est appliquée aux bornes du condensateur 103. En outre, un circuit diviseur de tension 107 ayant des entrées IP1 et IP2 est connecté aux bornes de l'entrée du secteur et remplace les résis- tances 78, 80 de la figure 15. Dans le circuit diviseur de tension 107, deux branches de diviseurs de tension sont prévues. Une première branche de diviseur de tension comprend une diode 109, une résistance 111, une résistance 113 et une diode 115 en série entre les entrées IP1 et IP2 du circuit 107. Une seconde branche de diviseur de tension comprend une diode 117, une résistance 119, une résis- tance 121 et une diode 123 en série entre les entrées IP1 et IP2. Les points de connexion de résistances de chaque chaîne sont connectés l'un à l'autre et ce noeud commun fournit une tension de sortie Vacd, telle que décrite en relation avec la figure 15. De préférence, pour des raisons de symétrie, les valeurs des inductances 101 et 105 sont égales. Les résistances 111 et 121 ont des valeurs élevées et leurs diodes associées 109, 123 deviennent conductrices quand la ligne d'entrée associée du secteur est positive. Les résistances 113 et 119 ont des valeurs faibles et leurs diodes associées 115 et 117 deviennent conductrices quand la ligne d'entrée associée du secteur est négative. L'effet d'ensemble de ce montage est de fournir une tension de modulation à 100 Hz réalisée par rapport à Vacd commne le faisait le diviseur 78, 80 de la figure 15. Toute- fois, ceci présente l'avantage de fournir un signal dédoublé et commuté alternativement à 100 Hz par des diodes. Comme cela est exposé ci-après, ceci permet d'inclure dans la modulation la ten- sion antagoniste développée par l'une ou l'autre des inductances. Le condensateur 103 a une valeur faible pour fournir le filtrage haute fréquence requis, sans introduire un condensateur de grande dimension avec tous les inconvénients exposés précédem- ment. Toutefois, une faible capacité en relation avec une induc- tance 101, 105 raisonnablement faible peut constituer un système résonant à une fréquence de résonance de quelques centaines de hertz. Pour éviter ou annuler de telles oscillations, une modula- tion de courant supplémentaire et antagoniste peut être prévue. La tension produite aux bornes de l'une ou l'autre des induc- tances 101 et 105 représente la vitesse de variation des courants résonants du secteur qui sont les oscillations que l'on doit supprimer. Ces mesures permettent de réaliser une modulation de type à réaction négative par le modulateur 82 de la figure 15 pour réduire ou éliminer les oscillations du courant du secteur. Tous les signaux sont référencés par rapport à la masse. En conséquence, la tension Vadc par rapport à la masse est égale à la tension aux bornes des résistances 113 et 119, alterna- tivement, plus la tension développée par l'oscillation aux bornes de chacune des inductances, qui s'oppose à la vitesse de varia- tion du courant des oscillations. Dans le procédé de commande selon l'invention, la mesure de flux doit être réalisée de façon répétée simultanément dans les cycles Vac de tension du secteur. De préférence, ceci est effectué près de la valeur maximum de la tension Vac. Si la fréquence du flux statorique Wsm n'est pas synchronisée sur la tension de secteur, le flux doit pouvoir être mesuré dans l'enroulement déconnecté seulement une fois toutes les 5 ou 10 rotations du flux statorique (s. Ceci n'est habituellement pas un problème puisque la charge 20 ne varie habituellement pas suffi- samment vite pour requérir des ajustements plus fréquents de niveau de flux. Comme le moteur est commandé en mode courant, il n'y a pas de risque de circulation d'un courant excessif susceptible d'endommager le moteur si une charge excessive est appliquée. Pour un moteur connecté en triangle, il n'y a plus de noeud N mais chaque enroulement est connecté à une extrémité de chacun de deux enroulements adjacents; on peut mesurer la ten- sion sur un noeud non connecté quand aucun courant ne sort par ce noeud, et tous les principes exposés précédemment restent applicables. La présente invention décrit divers modes de réalisa- tion en présentant les caractéristiques d'un procédé de commande d'un moteur polyphasé dans lequel l'amplitude du flux moteur peut être déterminée en interrompant brièvement les courants dans certains enroulements, et en mesurant la tension aux bornes de ces enroulements pour fournir des informations requises sur le fonctionnement du moteur et pour conmmander en conséquence les5 courants fournis au moteur. Ce principe général peut être appliqué à tout type de moteur, par exemple des moteurs à réluctance variable, des moteurs à courant continu à aimant permanent et des moteurs à induction. REVENDICATIONS 1. Procédé de commande d'un moteur à induction poly- phasé (M), le moteur comprenant un rotor et un stator muni d'enroulements (A, B, C) dont chacun a une première extrémité connectée à un noeud commun (N) et une seconde extrémité acces- sible, ce procédé comprenant les étapes suivantes: a) imposer la circulation d'un courant (Im) à travers une combinaison d'au moins deux mais pas de tous les enroule- ments, le courant entrant dans le stator par au moins une extré- mité accessible, passant par le noeud commun (N) et sortant par au moins une autre extrémité accessible, les enroulements ne transportant pas de courant étant à tension flottante; b) interrompre l'application du courant circulant dans ledit au moins un premier enroulement, pendant une durée suffi- sante pour démagnétiser ce au moins un premier enroulement; c) interrompre l'application de la tension aux bornes des enroulements autres que ledit au moins un premier enroule- ment, ces autres enroulements étant alors en roue libre; d) mesurer la tension induite sur le au moins un pre- mier enroulement pour fournir une valeur de l'amplitude du flux dans le moteur; e) imposer la circulation d'un courant sur une combi- naison différente d'au moins deux mais pas de tous les enroule- ments, l'amplitude du courant étant commandée selon la valeur obtenue de l'amplitude de flux dans le moteur, le courant entrant dans le stator par au moins une extrémité accessible, les enrou- lements ne transportant pas de courant étant à des tensions flot- tantes; et répéter périodiquement les étapes b) à e). 2. Procédé selon la revendication 1, comprenant en outre l'étape consistant à conmmander le courant (Im) imposé au stator de façon à maintenir la valeur de l'amplitude du flux 11nl à une valeur prédéterminée sensiblement constante (68). 3. Procédé selon la revendication 2, comprenant en outre l'étape consistant à moduler (82) le courant imposé au stator en fonction de la tension (Vacd) d'une source de tension alternative externe (Vac). 4. Procédé selon la revendication 3, dans lequel la modulation est réalisée de façon à assurer que le courant dans le stator est sensiblement en phase avec la tension de la source alternative (Vac). 5. Procédé selon la revendication 3 ou 4, dans lequel les variations de courant sur le secteur sont détectées aux bornes d'une inductance (101, 105) utilisée en tant que partie d'un filtre et appliquées pour moduler (82) le courant consommé par le moteur dans une disposition à réaction négative. 6. Procédé selon la revendication 5, dans lequel la tension aux bornes de l'inductance est détectée par un circuit (107) comprenant deux diviseurs de tension, commutés par des diodes (109, 115, 117, 123) de façon à fonctionner symétriquement par rapport au point de référence du signal, de sorte que le point bas de chacun des diviseurs est au même potentiel que le point de référence du circuit de commande quelles que soient les alternances du secteur et l'état de conduction des diodes du pont redresseur (16). 7. Procédé pour commander un moteur à induction poly- phasé (M), le moteur comprenant un rotor et un stator muni d'enroulements (A, B, C) dont chacun a deux extrémités, chaque extrémité étant connectée à une extrémité de l'enroulement adja- cent, au niveau d'un noeud, ce procédé comprenant les étapes suivantes: a) imposer la circulation d'un courant (Im) à travers une combinaison d'au moins deux mais pas de tous les noeuds, le courant entrant dans le stator par un premier noeud, passant par au moins certains des enroulements et sortant par au moins un second noeud; b) interrompre l'application du courant circulant dans ledit au moins un noeud, pendant une durée suffisante pour permettre au courant dans les enroulements de se stabiliser; c) interrompre l'application de la tension sur les noeuds autres que ledit au moins un noeud, les autres enroule- ments étant alors en roue libre; d) mesurer le courant présent sur ledit au moins un noeud pour fournir une valeur de l'amplitude du flux dans le moteur; e) imposer la circulation d'un courant à travers une combinaison différente d'au moins deux mais pas de tous les noeuds, l'amplitude du courant étant commandée en fonction d'une valeur dérivée de l'amplitude du flux dans le moteur; et répéter périodiquement les étapes b) à e). 8. Circuit de commande d'un moteur polyphasé (M) comprenant: un pont de commutation (30) entre des tensions d'ali- mentation haute (Vdc) et basse (Vg), des noeuds d'accès d'alimentation (24, 26, 28) du moteur, un circuit de commande de modulation de largeur d'impulsion (50), et un dispositif de commande de pas (52) pour amener le moteur (M) à tourner à une vitesse désirée (Wx), caractérisé en ce que le circuit de commande de modula- tion de largeur d'impulsion amène un courant de valeur désirée (Im) à circuler dans le moteur, indépendamment de la tension requise pour provoquer ce courant, et en ce que le circuit (54, 56, 58, 62) comprend des moyens pour mesurer périodiquement l'amplitude du flux magnétique ("m) dans le moteur, des moyens de comparaison (66) à une valeur de référence de flux (68), et des moyens de modification de la modulation de largeur d'impulsion en fonction du résultat de la comparaison. 9. Circuit selon la revendication 8, dans lequel le circuit de mesure périodique de l'amplitude du flux magnétique comprend un circuit d'échantillonnage-blocage (62) pour maintenir une valeur (Vsh) mesurée à un instant prédéterminé (64) sur un noeud accessible (28) du moteur, aucun courant ne circulant dans le noeud accessible audit instant prédéterminé, et un circuit différentiel (66) pour produire un signal (Vacr) représentatif de la différence entre la valeur maintenue (Vsh) et une valeur (lI)ml*) représentant une amplitude de flux requise (68). 10. Circuit selon la revendication 8 ou 9, recevant une alimentation alternative (Vac) dans lequel la modulation de largeur d'impulsion (82) est conmmandée de façon à amener le courant instantané circulant dans le moteur à être sensiblement proportionnel à la tension instantanée de l'alimentation alter- native.