FR 2746234 A1 19970919 FR 9603081 A 19960312 Procédé et dispositif de report en bande de base du retard affectant un signal radiofréquence transposé L'invention concerne un procédé et un dispositif de report en bande de base du retard affectant un signal radiofréquence transposé. La mise en oeuvre des techniques actuelles de radio- diffusion numérique, connue sous la désignation anglo- saxonne de DAB pour Digital Audio Broadcast, nécessite la plupart du temps que la diffusion des programmes radiodiffu- sés soit effectuée à partir de deux signaux modulés, porteurs de l'information diffusée, retardés l'un par rapport à l'autre d'une valeur de retard t, égale au plus à une fraction de la période de l'onde porteuse. C'est en particulier le cas lorsque l'émission et la diffusion précitée sont réalisées sur un réseau monofréquence d'émis- sion dans lequel chaque station d'émission comporte une pluralité de bancs de sources rayonnantes tels que représen- tés selon une vue de dessus en figure la formant une antenne d'émission. Ces sources rayonnantes sont constituées par des bancs de dipôles rayonnants, émettant en polarisation verticale et sont placées au faite d'un pylône de façon à obtenir un diagramme de rayonnement en azimut, plan orthogo- nal au pylône vertical, sensiblement omnidirectionnel. C'est également le cas lorsque l'émission proprement dite n'est pas monofréquence mais du type à modulation OFDM dans laquelle à une fréquence porteuse unique est substitué un nombre déterminé de fréquences discrètes, espacées d'un intervalle de fréquence identique et couvrant une bande de fréquences de valeur déterminée. Une étude théorique a montré que les conclusions relatives à l'émission monofréquence, pour ce qui concerne le caractère d'omnidirectionnalité du diagramme de rayonne- ment de plusieurs sources d'une station d'émission, pou- vaient être maintenues dans le cas plus particulier de la modulation OFDM. Un tel résultat est justifié par le fait: - que le champ rayonné résultant à grande distance par une antenne multisources rayonnantes est la somme vectorielle des contributions de chaque source; - que la conclusion relative au champ rayonné résultant reste valable pour chaque onde porteuse constitu- tive du signal en modulation OFDM, la puissance rayonnée globale étant sensiblement reportée sur chaque onde porteu- se. Pour une étude plus complète du caractère d'omnidirectionna- lité des sources d'émission en modulation OFDM, on pourra utilement se reporter à la demande de brevet français n 91 08089, inventeur P.PIOLE, déposée le 28.06.1991. Dans les cas précités, ainsi que représenté en figure la, les bancs de sources rayonnantes sont placés, au nombre de quatre par exemple, au sommet du pylône et orientés à 90 l'un de l'autre. Pour obtenir un diagramme de rayonnement présentant le caractère d'omnidirectionnalité le meilleur, les quatre bancs de sources rayonnantes sont placés selon un carré dont le côté présente une dimension fonction de la fréquence de l'onde ou des ondes porteuses utilisées. Cette dimension peut varier de 4,0 m en bande I à 0,70 m en bande V. Deux bancs de sources rayonnantes géométriquement opposés sont alimentés en phase par la ou les ondes porteuses modulées. Afin d'améliorer le caractère d'omnidirectionnalité du diagramme de rayonnement de l'ensemble, un retard ou déphasage est introduit entre les signaux d'alimentation des groupes de bancs de sources rayonnantes géométriquement opposées. Ce retard est introduit grâce à une ligne à retard insérée sur la ligne d'alimentation d'un des groupes de bancs de sources rayonnantes. Cette ligne à retard, pour une onde porteuse de fréquence fo = 1492 MHz, est constituée par un câble coaxial dimen- sionné en conséquence, de diamètre important 7/8 pouce, 1 pouce = 2,54 cm, afin de minimiser les pertes radioélec- triques, mais dont la longueur atteint près de 200 mètres, pour produire, à cette fréquence, un retard x = 550 ls. Cette technique, telle que représentée en figures la et lb, donne actuellement satisfaction mais elle comporte de nombreuses limitations et inconvénients. En premier lieu, bien qu'un câble coaxial de grande section soit utilisé, il est indispensable, avant émission proprement dite du signal modulé retardé, d'assurer une précompensation des pertes radioélectriques introduites, du fait de l'insertion de ce câble coaxial, afin de permettre l'obtention d'un signal modulé retardé de niveau suffisant et assurer une émission dans des conditions semblables d'amplitude ou de niveau d'énergie du signal modulé retardé et du signal modulé non retardé. Le caractère de direction- nalité du diagramme de rayonnement de l'antenne d'émission est en effet optimal lorsque, en raison de la double symétrie géométrique de l'antenne d'émission dans le plan azimutal, les niveaux d'amplitude du signal retardé et non retardé sont identiques. L'amplification nécessaire pour assurer une telle précompensation est de l'ordre de 20 dB. En deuxième lieu, la mise en place d'un câble coaxial de gros diamètre et d'une longueur respectable pose un problème d'infrastructure et d'encombrement ainsi que, à un degré moindre toutefois, de maintenance de ce type d'installation. On peut mentionner en particulier qu'en raison du vieillissement des composants, notamment diélec- triques, du câble coaxial, la stabilité dans le temps de la valeur du retard t introduit n'est pas satisfaisante et, qu'en conséquence, des campagnes de mesure et de contrôle du caractère de directionnalité du rayonnement de l'antenne doivent être régulièrement menées sur site, au moyen d'un matériel embarqué sur un hélicoptère par exemple. La présente invention a pour objet de remédier aux inconvénients précités par la mise en oeuvre d'un procédé et d'un dispositif de report en bande de base du retard affectant un signal radiofréquence transposé, la ligne à retard constituée par un câble coaxial de grande longueur utilisée dans les dispositifs de l'art antérieur étant ainsi supprimée. Le dispositif et le procédé de retard d'une valeur de retard t déterminée d'un signal radiofréquence de pulsation 0O modulé en amplitude par un signal modulant de pulsation n, objets de la présente invention, sont remarqua- bles en ce que chacun permet de, respectivement consiste à appliquer au signal modulant un retard t' vérifiant la relation: t' = x (1 0O) + 2kn/ le retard t appliqué au signal radiofréquence modulé étant supprimé, k désignant un nombre entier. Ils trouvent en particulier application à la mise en oeuvre de stations d'émission et de radiodiffusion numérique du type DAB, en particulier en modulation OFDM. Ils seront mieux compris à la lecture de la descrip- tion et à l'observation des dessins ci-après, dans lesquels, outre les figures la et lb relatives à l'art antérieur: - la figure 2a représente un schéma synoptique illustratif du procédé et du dispositif de report en bande de base du retard affectant un signal radiofréquence transposé, conforme à l'objet de la présente invention; - la figure 2b représente un diagramme de fréquences utilisées dans le cas de l'émission DAB en modulation OFDM; - la figure 3a représente un diagramme de temps de propagation de groupe et un diagramme de phase dans le cas o le dispositif selon l'invention est réalisé sous forme de filtres numériques de type RIF; - les figures 3bl à 3b4 représentent des diagrammes d'amplitude et de temps de retard en fonction de la fré- quence pour un filtre numérique RIF spécifique comportant un nombre de coefficients égal à 127 pour une bande de fréquen- ces de modulation du signal modulant comprise entre 13568 kHz et 15104 kHz; - la figure 4a représente un autre mode de réalisa- tion, sous forme numérique, du dispositif objet de la présente invention, dans lequel le signal modulant est transformé en une pluralité de composantes fréquentielles par transformée fréquentielle; - la figure 4b représente une loi de retard élémen- taire apporté à chaque composante fréquentielle élémentaire dans le cas du mode de réalisation de la figure 4a; - la figure 4c représente un mode de réalisation préférentiel d'un module de retard de chaque composante fréquentielle élémentaire selon la loi de retard représentée en figure 4b; - la figure 5 donne un schéma général d'implantation d'un dispositif objet de la présente invention dans un modulateur DAB numérique à modulation OFDM utilisé dans une station d'émission. Une description plus détaillée du procédé et du dispositif objets de la présente invention sera maintenant donnée en liaison avec la figure 2a. Le procédé selon l'invention permet en fait d'appli- quer un retard d'une valeur de retard t déterminée d'un signal radiofréquence de pulsation w0 modulé en amplitude par un signal modulant de pulsation n en appliquant un retard spécifique de valeur t' au signal modulant précité, ce retard t' étant bien entendu fonction de la valeur de retard t et vérifiant la relation: (1) t' = (1 ) + 2kr/Q Dans la relation précitée, on indique que k désigne un nombre entier positif ou négatif. On rappelle également que du fait de la modulation en amplitude, le signe affectant le rapport o0/0 corres- pond en fait à l'obtention de la bande latérale supérieure, respectivement inférieure. Bien entendu, conformément à un aspect particulière- ment avantageux du procédé objet de la présente invention, l'application du retard r' de valeur spécifique sur le signal modulant, c'est-à-dire en bande de base, permet de supprimer l'application du retard r sur le signal radiofré- quence modulé pour obtenir, ainsi que représenté en figure 2a, d'une part, le signal S'2(t) et bien entendu le signal Sl(t). Le signal obtenu sur la voie retardée par la valeur I' vérifie la relation: (2) S'2(t) e[Q(t-)] L'égalité des phases du signal S2(t) de l'art antérieur obtenue par retard direct du signal radiofréquen- ce modulé, tel que représenté en figure lb, et du signal S 2(t) permet alors d'obtenir la relation (1) précédemment mentionnée dans la description, donnant la valeur du retard i' en fonction de la valeur du retard t correspondant appliqué sur le signal radiofréquence modulé. Bien entendu, le procédé objet de la présente invention peut consister à engendrer le retard de valeur t' sur la signal modulant à partir d'un filtre passe-tout par exemple. Le déphasage introduit sur le signal modulant est égal alors à la valeur Q x t'. Une description plus détaillée de la mise en oeuvre du filtre passe-tout précité, dans le cas o le signal radiofréquence est un signal de type DAB à modulation OFDM, sera maintenant décrite en liaison avec la figure 2b. Sur la figure 2b, on a représenté les diagrammes de fréquences d'un signal correspondant à modulation OFDM, le signal radiofréquence présentant par exemple une largeur de bande Af0 dans laquelle une pluralité de fréquences discrè- tes, dont la fréquence centrale est désignée par f0, est répartie pour constituer la pluralité d'ondes porteuses. Typiquement, la valeur f0 est égale à 1470 MHz en bande 6 par exemple. Le signal modulant est lui-même constitué par un signal de fréquence centrale F0 dont la valeur est décalée pour chaque porteuse d'une valeur spécifique AF égale à 4 kHz par exemple. Dans ces conditions, et pour un signal à large bande ainsi constitutif du signal modulant, le retard introduit par passage dans un filtre est donné par le temps de propagation de groupe de l'ensemble: (3) di/dn = AT / An. Dans la relation précitée, l'expression Ai/An représente le rapport de l'accroissement de retard introduit du fait de l'insertion du filtre sur le signal modulant à l'accroissement de fréquence ou de pulsation de ce même signal modulant par rapport à la fréquence centrale de celui-ci F0 o la pulsation centrale de celui-ci n0 = 2n.F0. Pour di/dn = t' = I'(l+O/ ), le retard global introduit sur le signal modulant s'écrit alors: (4) I' = I d dn = Jr(l+ 0)An = w01 ( 1 + 1)An Dans cette relation, le rapport n/(0 est inférieur à 1/1000. Pour cette raison, la quantité l/0O peut être négligée devant la quantité l/n. L'intégration de l'expres- sion de t' en fonction de n donne alors la relation: (5) I' = 01 Log n/0. Dans cette relation, on indique que n0 désigne la pulsation centrale du signal modulant, tel que représenté en figure 2b. Le retard t' sur le signal modulant peut alors être engendré au moyen d'un filtre passe-tout dont la fonction de transfert vérifie la relation: (6) T(jn) = e rg/ D'une manière générale, on indique que le dispositif de retard permettant d'effectuer le report en bande de base du retard affectant un signal radiofréquence transposé, conforme à l'objet de la présente invention, peut être réalisé soit par un filtre de type analogique, soit par un filtre de type numérique. La réalisation au moyen d'un filtre numérique sera préférée en raison des possibilités de traitement de signaux actuellement disponibles de manière courante. Dans un premier mode de réalisation, ainsi que représenté en figure 3a, le filtre passe-tout précité peut être constitué par un filtre du type RIF ou filtre à Réponse Impulsionnelle Finie. Pour les valeurs de paramètres de retard ci-après, appliquées sur le signal modulant, retard dans lequel l'expression de t' est donnée avec une approximation telle que ci-après: (7) t' = t(1 + fo (1 - F - Fmin)) + K Fmin Fmin o: K = 350 ns x = 550 ns Fmin = 13 568 kHz Fmax = 15 104 kHz AF = 4 kHz fo = 1 492 MHz At = 18 ns. Le rapport F/AF = 384. Les valeurs précitées sont alors appliquées à un filtre de type RIF avec une amplitude constante et un temps de propagation de groupe tpg présen- tant une pente 1/X. Sur la figure 3a, on a représenté la variation du temps de propagation de groupe tpg en fonction de la fréquence de modulation du signal modulant, le temps de retard de groupe précité étant sensiblement une fonction affine de la fréquence dans la bande de fréquence considérée Fmin, Fmax. Sur la figure 3a, Fe représente la fréquence d'échantillonnage du signal modulant, cette fréquence étant égale à 8,192 MHz. L'expression du temps de retard de groupe dans le domaine analogique s'écrit: (8) tpg(n) = nP + tpgM. Dans cette relation, P désigne la pente et tpgM désigne la valeur du temps de propagation de groupe pour la valeur moyenne de la fréquence de modulation du signal de modula- tion, c'est-à-dire la fréquence F0 ou la pulsation W0. La phase correspondante est alors donnée par la relation: (9) p(n) = I (P+tpgM)An = n2 p + tpgM O + K La phase du filtre numérique équivalent obtenue par changement de variable On = nTe vérifie la relation: (10) cç(Qn) = On2 P + tpgM Qn + K' 2Te2 Te Dans la relation (10) précitée, P' désigne une valeur de pente obtenue suite au changement de variable précité et K' la nouvelle valeur de la constante K après ce même change- ment de variable. Le calcul des coefficients du filtre de type RIF a alors pour expression: (11) h(m) = 1/n t T(On)e-jnm An -1/ f e-j(Qn2 P'/2Te2 + Qn(m+tpgM /Te)+K')AQ Sur les figures 3bl, 3b2, 3b3 et 3b4, on a repré- senté un mode de réalisation préférentiel dans lequel un filtre de type RIF comportant 200 coefficients a été mis en oeuvre pour les valeurs et paramètres de fréquence ci- après: - bande de fréquence de modulation du signal modulant: 13568 kHz 15104 kHz, - ondulation d'amplitude dans la bande: 0,04 dB, - ondulation de temps de retard de groupe: 10 ns. - La figure 3bl représente la diagramme d'amplitude dans la bande de fréquence considérée du filtre passe-tout ainsi réalisé; - la figure 3b2 représente une vue à échelle dilatée dans le domaine de fréquence considéré de la figure 3bl; - la figure 3b3 représente la loi de retard du temps de retard de groupe en fonction de la fréquence n du signal de modulation, l'axe des ordonnées étant gradué en pourcen- tage de la période d'échantillonnage Te, et l'axe des abscisses en fréquence pour la bande de fréquence considé- rée, et - la figure 3b4 représente, pour cette même bande de fréquence, l'erreur de temps de retard de groupe sensible- ment constante et au plus égale à 10 ns. Un deuxième mode de réalisation sous forme numérique d'un dispositif conforme à l'objet de la présente invention sera maintenant décrit en liaison avec la figure 4a et les figures suivantes. Ainsi que représenté sur la figure précitée, le dispositif selon l'invention, dans ce mode de réalisation, comprend un convertisseur analogique-numérique 1 permettant de numériser le signal modulant, ce convertisseur délivrant des échantillons numérisés successifs du signal modulant. La fréquence d'échantillonnage Fe de ce signal modulant peut par exemple être prise égale à la valeur précédemment indiquée dans la description. Le dispositif selon l'invention comprend également un module 2 de transformée fréquentielle directe permettant, à partir des échantillons numérisés successifs délivrés par le convertisseur analogique-numérique 1, de délivrer des coefficients de transformée représentatifs de N composantes élémentaires du spectre de fréquence du signal modulant. A titre d'exemple non limitatif, on indique que le module de transformée fréquentielle directe peut être constitué par un module intégré de transformée de Fourier rapide. Le module 2 de transformée fréquentielle directe est alors suivi d'un module de retard élémentaire de chaque composante élémentaire du spectre de fréquence du signal modulant, ce module portant la référence 3 sur la figure 4a. Le module de retard élémentaire 3 introduit un retard élémentaire sur une composante fréquentielle du signal modulant, chaque retard élémentaire étant proportionnel à un retard de base et au rang inversement proportionnel à la fréquence retardée. Le module 3 est lui-même suivi d'un module 4 de transformée fréquentielle inverse permettant de reconsti- tuer, à partir des composantes élémentaires retardées, des échantillons numérisés retardés relatifs au signal modulant. Enfin, un module 5 de conversion numérique-analogi- que restitue, à partir des échantillons numérisés retardés, un signal modulant retardé de la valeur t' précédemment indiquée. Bien entendu, le module de transformée fréquentielle inverse est constitué par un module de transformée de Fourier rapide inverse lorsque le module 2 est lui-même formé par un module de transformée de Fourier rapide directe. Ces deux modules peuvent être constitués par des circuits intégrés spécialisés normalement disponibles dans le commerce. En ce qui concerne le module de retard 3, on indique que celui-ci peut être constitué par une pluralité de modules de retard élémentaires, chaque module de retard élémentaire étant formé par un registre à décalage apportant sur chaque composante élémentaire de rang n un retard vérifiant la relation: (12) t'n = TO (1 + h) n Dans cette relation, h désigne un coefficient proportionnel au nombre N de composantes élémentaires vérifiant la relation: (13) h = N Fo p.Fe F0 désignant la fréquence centrale du signal de modulation, F0 = n0/2n, Fe désignant la fréquence d'échantillonnage du convertisseur analogique-numérique et numériqueanalogique, p désignant un paramètre de pondération lié au type de fenêtre de pondération appliqué aux échantillons numérisés préalablement à leur transformée fréquentielle. A titre d'exemple non limitatif, on indique que pour une fenêtre rectangulaire appliquée à ces échantillons, p peut prendre la valeur 2, alors que pour une fenêtre de Hamming p peut prendre la valeur 4. Bien entendu, lorsque le module de retard 3 est réalisé grâce à la mise en oeuvre de registres à décalage comportant chacun un nombre d'étage adapté en conséquence afin d'assurer la valeur de retard adéquate pour chaque composante fréquentielle considérée, il est nécessaire d'adapter la valeur des échantillons ainsi soumis au retard correspondant par des circuits appropriés. Ces types de circuit sont classiques et connus de l'homme du métier et, à ce titre, ne seront pas décrits en détail. On comprend aisément que, en fonction des composan- tes fréquentielles du signal modulant, chaque retard élémentaire t'n est inversement proportionnel en fonction de la fréquence de modulation du signal modulant. Sur la figure 4b, on a représenté un diagramme donnant la loi linéarisée de chaque retard élémentaire i'n exprimée en ns en fonction de la fréquence F exprimée en kHz pour la bande de fréquence du signal modulant précédemment mentionnée dans la descrip- tion. On comprend alors que la mise en place de modules de décalage élémentaires successifs permet de réaliser un décalage adapté pour la composante de fréquences correspon- dante. Toutefois, lorsque le module 3 de retard est réalisé au moyen de circuits à décalage, une telle mise en oeuvre nécessite une certaine adaptation des échantillons numéri- ques délivrés par le module 2 de transformée fréquentielle en signaux directement applicables à ces registres à décalage, puis réciproquement, de transformation des signaux décalés en échantillons numériques directement applicables au module de transformée fréquentielle inverse 4. Pour cette raison, un autre mode de réalisation préférentiel du module 3 de retard sera maintenant décrit en liaison avec la figure 4c. Ainsi que représenté sur la figure 4c précitée, on indique que le module de retard 3 et en particulier les modules de retard élémentaires constituant celui-ci, sont avantageusement constitués par une mémoire vive double port commandée en lecture-écriture, la mémoire 30 recevant sur un port d'entrée les échantillons numériques délivrés par le module de transformée fréquentielle 2 pour mémorisation de ces derniers. Bien entendu, la mémoire vive 30 est commandée en lecture-écriture. Elle comporte une pluralité de cellules élémentaires de mémorisation contenant chacune une valeur de composante élémentaire. En outre, à la mémoire vive double port 30 est associé un module d'adressage 31, ce module d'adressage délivrant à chaque cellule élémentaire constituant la mémoire vive double port 30 un signal d'adressage en lecture retardé d'un retard élémentaire correspondant. La mémoire vive double port 30 délivre alors à partir de chaque cellule élémentaire de mémorisation une composante élémentaire retardée sur le port de sortie tel que représenté sur la figure 4c. On indique en outre que le module de commande en lecture 31 peut consister par exemple en une mémoire de type EPROM commandée par un signal d'horloge CLK et par un signal de discrimination écriture-lecture E/L, la mémoire EPROM 31 contenant en particulier les valeurs de retard élémentaire, tel que représenté en figure 4b en fonction de la fréquence, pour permettre l'adressage retardé de chaque cellule de mémorisation de la mémoire vive double port 30 précédemment mentionnée. On comprend ainsi qu'en fonction des matériels destinés à être équipés d'un dispositif conforme à l'objet de la présente invention, et, en particulier, des caracté- ristiques radioélectriques et géométriques de l'antenne d'émission de ces derniers, la mémoire EPROM peut facilement être programmée en fonction de valeurs spécifiques de retard pour des domaines de fréquences adaptés à ces matériels, les retards ainsi apportés sur le signal modulant par l'intermé- diaire des retards élémentaires étant ainsi d'une introduc- tion très souple pour chaque type de matériel. Enfin, on indique que le procédé et le dispositif objets de la présente invention peuvent être appliqués afin d'opérer le report en bande de base de tout retard qui affecte un signal radiofréquence transposé. C'est notamment le cas en ce qui concerne les signaux de télévision, notamment de télévision numérique, ainsi que les signaux radiofréquences mis en oeuvre pour assurer l'émission de type DAB. Dans ce dernier cas et en particulier lorsque le signal DAB est engendré en modulation de type OFDM ainsi que représenté en figure 5, le dispositif objet de la présente invention, introduisant le retard t' sur la deuxième voie de signal, peut, ainsi que représenté sur cette figure, être introduit entre la partie D et la partie G référencées sur la figure 5 précitée, ces parties étant relatives à la modulation MDP4 numérique et à la correction de linéarité respectivement. Sur la figure 5, les lettres référencées A à M désignent les différents constituants d'un modulateur DAB numérique dans lequel la modulation est réalisée en modula- tion OFDM. Ces parties et la définition de celles-ci sont données à titre de rappel mais ne seront pas décrites car elles correspondent à des éléments connus de l'état de la technique, sauf en ce qui concerne l'élément de retard constitué par le dispositif selon l'invention, introduit à la cote E. REVENDICATIONS 1. Procédé de retard d'une valeur de retard x déterminée d'un signal radiofréquence de pulsation 0O modulé en amplitude par un signal modulant de pulsation Q, caracté- risé en ce qu'il consiste à appliquer audit signal modulant un retard t' fonction de la valeur de retard T vérifiant la relation: I' = (1 0) + 2kr/n o k désigne un nombre entier. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit retard i' est engendré à partir d'un filtre passe-tout de fonction de transfert T(jn) = eo0rL gQ/o ledit filtre passe-tout introduisant sur ledit signal modulant un retard r' correspondant à un déphasage Ot'. 3. Dispositif de retard d'une valeur déterminée d'une onde radioélectrique de pulsation 0 modulée en amplitude par un signal modulant de pulsation Q, caractérisé en ce qu'il comprend un filtre passe-tout de retard t' appliqué sur le signal modulant, ledit filtre passe-tout présentant une fonction de transfert T(jQ) eJL=/ 4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit filtre passe-tout comprend: - un convertisseur analogique numérique permettant de numériser ledit signal modulant, ledit convertisseur délivrant des échantillons numérisés successifs du signal modulant; - un module de transformée fréquentielle directe, permettant, à partir des échantillons numérisés successifs, de délivrer des coefficients de transformée représentatifs de N composantes élémentaires du spectre de fréquences du signal modulant; - des moyens de retard élémentaires de chaque composante élémentaire du spectre de fréquences du signal modulant, chaque moyen de retard élémentaire introduisant un retard proportionnel à un retard de base et au rang inverse- ment proportionnel à la fréquence de la composante élémen- taire correspondante et délivrant une composante élémentaire retardée; des moyens de transformée fréquentielle inverse reconstituant, à partir des composantes élémentaires retardées, des échantillons numérisés retardés; - des moyens de conversion numérique analogique restituant, à partir des échantillons numérisés retardés, un signal modulant retardé de la valeur i'. 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que lesdits moyens de retard élémentaire sont consti- tués chacun par un registre à décalage apportant sur chaque composante élémentaire de rang n un retard t'n = tO (1 + h) n o k désigne un coefficient proportionnel au nombre N de composantes élémentaires vérifiant la relation: h = N Fo p.Fe Fo désignant la fréquence de base du signal modulant Fo = n0/2i, Fe désigne la fréquence d'échantillonnage du convertisseur analogique numérique et numérique analogique, p désigne un paramètre de pondération lié au type de fenêtre de pondération appliqué aux échantillons numérisés préala- blement à leur transformée fréquentielle. 6. Dispositif selon l'une des revendications 4 ou 5, caractérisé en ce que ledit module de transformée fréquen- tielle directe et inverse est formé par un module de transformée de Fourier rapide direct respectivement inverse. 7. Dispositif selon la revendication 4 ou 6, caractérisé en ce que lesdits moyens de retard élémentaire sont constitués par: - une mémoire vive double port, commandée en lecture-écriture, ladite mémoire vive comprenant une pluralité de cellules élémentaires contenant chacune une valeur de composante élémentaire; - des moyens d'adressage en lecture de ladite mémoire vive double port, lesdits moyens d'adressage délivrant à chaque cellule élémentaire un signal d'adressage en lecture retardé d'un retard élémentaire correspondant, ladite mémoire vive double port délivrant à partir de chaque cellule élémentaire une composante élémentaire retardée.