FR 2746990 A1 19971003 FR 9703405 A 19970320 Titre PROCEDE ET APPAREIL PERMETTANT LA DEMODULATION ET LA DETECTION DE BITS DE COMMANDE DE PUISSANCE DANS UN SYSTEME DE COMMUNICATION A ETALEMENT DU SPECTRE Renvoi aux demandes apparentées La présente demande concerne la demande numéro de série 08/****** (certificat numéro CE01019R), intitulée "Method and Apparatus For Demodulation and Soft-Weighting For Spread Spectrum Communication With A Pilot Channel", enregistrée le même jour que le présent document et cédée au cessionnaire de la présente invention. Domaine de l'invention La présente invention concerne de façon générale les radiocommunications à étalement du spectre. La présente invention concerne plus précisément un procédé et un appareil permettant la démodulation et la détection de bits de commande de puissance pouvant être utilisés dans un récepteur contenu dans un système de communication à étalement du spectre utilisant une voie pilote. Arrière-plan de l'invention Les systèmes radio fournissent aux utilisateurs d'unités d'abonnés au radiotélephone des communications sans fil. Un système radio d'un type particulier est un système de radiotéléphonie cellulaire. Un type particulier d'unité d'abonnés au radiotélephone est une unité d'abonnés au radiotéléphone cellulaire, appelée parfois station mobile. Les systèmes de radiotéléphonie cellulaire comportent en général un dispositif de commande de commutation couplé au réseau téléphonique public (PSTN) et une pluralité de stations de base. Chaque station de base de la pluralité de stations de base définit en général une zone géographique proche de la station de base permettant de produire des zones de couverture. Une ou plusieurs stations mobiles communiquent avec une station de base qui permet d'établir un communication entre la station mobile et le réseau téléphonique public. La station de base fournit un service de communication par radiotélephone entre des stations mobiles qui fonctionnent dans la cellule et le réseau téléphonique public (PSTN). La liaison de communication sur un signal multiplex entre la station de base et une station mobile est appelée liaison descendante. A l'inverse, la liaison de communication entre une station mobile et la station de base est appelée liaison montante. Une description d'un système de radiotéléphonie cellulaire est donnée dans le livre "Mobile Cellular Communications System" de Dr. William C.Y. Lee, 1989. Un type particulier de système de radiotéléphonie cellulaire emploie la signalisation à étalement du spectre. La signalisation à étalement du spectre peut être définie en gros comme un mécanisme grâce auquel la largeur de bande occupée par un signal transmis est bien supérieure à la largeur de bande requise par un signal d'information à bande de base. On peut citer deux catégories de communications à étalement du spectre qui sont l'étalement du spectre en séquence directe (DSSS) et l'étalement du spectre à saut de fréquence (FHSS). Le spectre d'un signal peut être étalé plus facilement si on le multiplie par un signal généré par un code pseudo- aléatoire à large bande. Il est indispensable que le signal en cours d'étalement soit connu avec précision, de sorte que le récepteur puisse annuler l'étalement du signal. L'essence de ces deux techniques réside dans le fait qu'elles étalent la puissance transmise de chaque utilisateur sur une largeur de bande si large (1 à 50 MHz) que la puissance par unité de largeur de bande, en watts par Hertz, est très petite. La signalisation à étalement du spectre fournit une performance améliorée par rapport à d'autres techniques à bande étroite. Les systèmes à saut de fréquence atteignent leur gain de traitement en évitant les interférences. Les systèmes en séquence directe utilisent une technique d'atténuation d'interférence. Pour le DSSS, l'objectif du récepteur est de prélever le signal transmis dans une largeur de bande reçue large dans laquelle le signal se trouve en dessous du niveau de bruit de fond. Pour cela, le récepteur doit connaître la fréquence du signal multiplex, son type de modulation, son débit de code de bruit pseudo-aléatoire et la phase du code, puisque le rapport signal/bruit est généralement compris entre -15 et 30 dB. La détermination de la phase du code est l'opération la plus difficile. La technique de DSSS permet d'obtenir une meilleure performance de bruit par rapport au saut de fréquence, aux dépens de la complexité du système qui se voit accrue. De plus, le récepteur du DSSS doit verrouiller et suivre la phase correcte du signal reçu à l'intérieur d'une période de puce (c'est-à-dire une période binaire partielle ou sous-entière). Un système de radiotéléphonie cellulaire utilisant le DSSS est couramment connu sous le nom de système d'accès multiple par différence de code en séquence directe (DS- CDMA), selon la norme IS-95 de TIA/EIA. Des utilisateurs individuels du système utilisent la même fréquence RF mais se différencient par l'utilisation de code à étalement individuel. D'autres systèmes à étalement du spectre comportent des systèmes radiotéléphoniques fonctionnant à 1900 MHz, appelés couramment DCS1900. D'autres systèmes radio et radiotéléphoniques utilisent également des techniques à étalement du spectre. Dans un système de communication à étalement du spectre, les transmissions par liaison descendante comportent une voie pilote et une pluralité de voies de conversation. La voie pilote est décodée par tous les utilisateurs. Chaque voie de conversation est censée être décodée par un utilisateur unique. Par conséquent, chaque voie de conversation est codée en utilisant un code connu à la fois par la station de base et la station mobile. La voie pilote est codée en utilisant un code connu par la station de base et toutes les stations mobiles. La voie pilote a plusieurs utilisations. Par exemple, elle sert à fournir une temporisation et une synchronisation de phase de la porteuse au récepteur d'une station mobile, à estimer le gain de la voie et le déphasage imposé par la voie, afin d'effectuer une sélection de diversité et un décodage à convolution temporaire. La performance du récepteur de la station mobile dépend de la précision de l'estimation de la phase de la voie et du gain de la voie. Au niveau du récepteur, on élimine l'étalement du signal de la voie pilote de façon à obtenir un signal de voie dont l'étalement a été éliminé. Le signal de voie pilote dont l'étalement a été éliminé contient des informations concernant la voie, y compris la phase de la voie et le gain de la voie, qui sont corrompues par le bruit et les interférences. Des informations plus précises concernant le gain et la phase de la voie doivent être extraites du signal de voie pilote dont l'étalement a été éliminé à des fins de démodulation et de décodage. Par convention, des estimations de phase de voie ont été générées séparément à partir des estimations sur le gain de la voie. En général, la phase du signal de voie pilote dont l'étalement a été éliminé a été utilisée pour commander une boucle à phase asservie qui avait généré une estimation plus précise de phase de voie devant être utilisée pour une démodulation cohérente. On a effectué la moyenne des amplitudes des symboles de voies pilotes dont l'étalement a été éliminé ou de leurs carrés, afin de générer une estimation de gain de voie lorsque cette quantité est requise, par exemple pour obtenir une sélection de diversité et un décodage temporaire. Alors qu'une telle mise en oeuvre utilisant une boucle à phase asservie peut fournir une performance adéquate dans de nombreuses situations, la performance peut être limitée lorsque la qualité de la voie de communication est marginale. Dans de telles situations, un appareil et un procédé plus performants permettant la démodulation du signal de communication à étalement du spectre est nécessaire. En plus des signaux de voie de conversation et de voie pilote normaux, les transmissions par liaison descendante comportent un indicateur de commande de puissance dans la voie de conversation. L'indicateur de commande de puissance est transmis par la station de base éloignée à la station mobile de façon à commander la puissance de transmission de la station mobile. L'indicateur de commande de puissance comporte traditionnellement plusieurs bits qui ne sont pas codés. En réponse à l'indicateur de commande de puissance, la station mobile règle sa puissance de transmission afin d'équilibrer des conditions de voie qui changent comme l'évanouissement, le blocage ou l'absence soudaine de ceux-ci. Afin d'obtenir une communication fiable et précise, une réponse rapide de la station de base à l'indicateur de commande de puissance reçu est nécessaire. Par conséquent, il y a un besoin dans la technique pour un appareil et un procédé améliorés permettant la démodulation d'un signal de communication à étalement du spectre, comportant la détection précise et rapide de bits de commande de puissance. Brève descriDtion des dessins Les caractéristiques de la présente invention, qui sont considérées comme nouvelles, sont décrites avec précision dans les revendications jointes. L'invention, ainsi que d'autres objets et avantages de celle-ci, peut être mieux comprise en faisant référence à la description suivante, prise conjointement avec les dessins joints, dont les différentes figures comprennent des numéros de référence, les mêmes numéros de référence identifiant des éléments identiques, et parmi lesquelles: la figure 1 est un schéma fonctionnel d'une station mobile de radiotéléphone; la figure 2 est un schéma fonctionnel d'un premier filtre pouvant être utilisé dans la station mobile de radiotéléphone de la figure 1; la figure 3 est un schéma fonctionnel d'un deuxième filtre pouvant être utilisé dans la station mobile de radiotéléphone de la figure 1; la figure 4 est un premier autre schéma fonctionnel d'un circuit de récepteur pouvant être utilisé dans la station mobile de radiotéléphone de la figure 1; la figure 5 est un deuxième autre schéma fonctionnel d'un circuit de récepteur pouvant être utilisé dans la station mobile de radiotéléphone de la figure 1; et la figure 6 est un schéma fonctionnel d'un estimateur de voie de commande de puissance pouvant être utilisé dans le circuit de récepteur de la figure 4. Description détaillée d'un mode de réalisation préféré La figure 1 représente un schéma fonctionnel d'une station mobile de radiotéléphone 100. La station mobile comporte une première antenne 102, une deuxième antenne 104, un premier circuit de filtrage 106, un deuxième circuit de filtrage 108, un commutateur d'antenne 110, une première dent de récepteur 112, une deuxième dent de récepteur 114, une troisième dent de récepteur 116, un combineur 118, un décodeur 120, un dispositif de commande 122, une interface utilisateur 124, un émetteur 126 et un commutateur d'antenne 128. La station mobile 100 est de préférence configurée pour être utilisée dans un système de radiotéléphonie cellulaire DS-CDMA comportant une pluralité de stations de base situées à distance. Chaque station de base comporte un émetteur-récepteur qui envoie et reçoit des signaux radiofréquence (RF) à et depuis des stations mobiles, comportant la station mobile 100, à l'intérieur d'une zone géographique fixée. Bien que ceci soit une application de la station mobile 100, la station mobile 100 peut être utilisée dans n'importe quel système de communication à étalement du spectre approprié. Dans la station mobile 100, la première antenne 102 et la deuxième antenne 104 envoient et reçoivent des signaux RF à et depuis une station de base (non représentée). Les signaux RF reçus par la première antenne 102 sont filtrés, convertis de signaux analogiques en signaux numériques et sinon traités dans un premier circuit de filtrage 106. De même, les signaux RF reçus par la deuxième antenne 104 sont filtrés, convertis de signaux analogiques en des données numériques et sinon traités dans le deuxième circuit de filtrage 108. Le premier circuit de filtrage 106 et le deuxième circuit de filtrage 108 peuvent également remplir d'autres fonctions telles que la commande automatique de gain ou le changement de fréquence en des fréquences intermédiaires (IF) en vue d'un traitement. Dans un autre mode de réalisation, la station mobile 100 peut comporter une antenne unique et un circuit de filtrage unique. Toutefois, le fait de fournir deux antennes et des circuits de filtrage qui leur sont associés offre à la station mobile 100 une diversité d'espace. Dans un système en diversité d'espace, un signal transmis circule sur des chemins légèrement différents entre l'émetteur et les deux antennes du récepteur, du fait de la réflexion par chemins multiples ou d'autres causes. Bien que le chemin entre l'émetteur et l'une des deux antennes puisse provoquer une annulation de phase des ondes de chemin réfléchies et transmises, il est moins probable que les chemins multiples de l'autre antenne provoquent une annulation de phase au même moment. Le commutateur d'antenne 110 choisit la première antenne 102 ou la deuxième antenne 104 en tant que source de signaux RF reçus. La station mobile 100 emploie de préférence un récepteur en peigne comportant une première dent de récepteur 112, une deuxième dent de récepteur 114 et une troisième dent de récepteur 116 permettant de recevoir un signal de communication à étalement du spectre sur une voie de communication. La configuration du récepteur en peigne utilisant de multiples dents est classique. Les signaux de sortie provenant de chaque dent du récepteur en peigne sont combinés par le combineur 118. La structure et le fonctionnement de la première dent de récepteur 112 seront traités en détail ci-dessous. De préférence, la deuxième dent de récepteur 114 et la troisième dent de récepteur 116 fonctionnent sensiblement de la même façon que la première dent de récepteur 112. Comme cela a été remarqué, le combineur 118 combine les signaux de sortie des dents du récepteur en peigne et forme un signal reçu. Le combineur 118 fournit le signal reçu au décodeur 120. Le décodeur 120 peut être un décodeur Viterbi ou un autre type de décodeur à convolution ou un autre type de décodeur approprié. Le décodeur 120 récupère les données transmises sur les signaux RF et envoie les données au dispositif de commande 122. Le dispositif de commande 122 formate les données pour obtenir des informations ou des données de parole pouvant être reconnues en vue d'être utilisées par l'interface utilisateur 124. Le dispositif de commande 122 est électriquement couplé à d'autres éléments de la station mobile 100 pour recevoir des informations de commande et fournir des signaux de commande. Les connexions de commande ne sont pas représentées sur la figure 1 afin de ne pas compliquer inutilement la figure des dessins. Le dispositif de commande 122 comporte en général un microprocesseur et une mémoire. L'interface utilisateur 124 communique les données vocales ou les informations reçues à un utilisateur. En général, l'interface utilisateur 124 comporte un affichage, un pavé numérique, un haut-parleur et un microphone. Après la transmission de signaux radiofréquence entre la station mobile 100 et une station de base éloignée, l'interface utilisateur 124 transmet des données entrées par l'utilisateur au dispositif de commande 122. Le dispositif de commande 122 formate les informations obtenues de l'interface utilisateur 124 et les achemine vers l'émetteur 126 en vue de leur conversion en des signaux modulés RF. L'émetteur 126 achemine les signaux modulés RF vers le commutateur d'antenne 128. Le commutateur d'antenne 128 fait un choix entre la première antenne 102 et la deuxième antenne 104 pour la transmission à la station de base. La structure et le fonctionnement de chacune des dents de récepteur en peigne permettant de recevoir et de démoduler des signaux vont maintenant être traités, en utilisant par exemple la première dent du récepteur 112. Selon la présente invention, la station mobile 100 est configurée de façon à recevoir un signal de communication à étalement du spectre, de préférence un signal à accès multiple par différence de code en séquence directe (DS- CDMA), sur une voie de communication. Le signal de communication à étalement du spectre comporte une voie pilote et une pluralité de voies de conversation. Au niveau d'un émetteur, par exemple une station de base d'un système de radiotéléphonie cellulaire, la voie pilote et les voies de conversation sont codées en utilisant différents codes Walsh. En général, la voie pilote est codée en utilisant un code Walsh(O), une première voie de conversation est codée en utilisant un code Walsh(2), etc. Après le codage, le spectre du signal est étalé en utilisant un code de bruit pseudo-aléatoire (PN). Le signal à étalement du spectre sous la forme numérique comprend une série de puces dont les valeurs respectives sont définies par le code PN et les données codées. Le code Walsh qui code chaque voie de conversation est unique à la fois pour la voie et pour le récepteur concerné. Chaque récepteur du système, ou abonné à un système de radiotéléphonie cellulaire, se voit attribuer un code Walsh unique qui correspond à la voie de conversation sur laquelle il communique avec la station de base en vue du décodage de la voie de conversation. Chaque récepteur décode également la voie pilote. Selon la présente invention, la voie pilote est utilisée pour estimer la phase de voie et le gain de voie de la voie de communication. La première dent de récepteur 112 comporte un dispositif permettant d'éliminer l'étalement 150, un décodeur de voie pilote 151, un additionneur de voie pilote 152, un filtre 154, un générateur de conjugué 156, un décodeur de voie de conversation 158, un additionneur de voie de conversation 160, un élément à retard 162 et un démodulateur 164. Les spécialistes de la technique reconnaîtront que ces éléments peuvent être mis en oeuvre dans du matériel ou dans un logiciel, ou dans une certaine combinaison de ceux-ci qui améliorerait l'efficacité et la capacité de production. Le dispositif permettant d'éliminer l'étalement 150 reçoit du commutateur d'antenne 110 une représentation numérique du signal de communication à étalement du spectre reçue par la station mobile 100. Le dispositif permettant d'éliminer l'étalement applique un code de bruit pseudo-aléatoire (PN) au signal reçu. Le dispositif permettant d'éliminer l'étalement élimine l'étalement du signal reçu, ce qui produit un signal dont l'étalement a été éliminé. Le code PN est mémorisé dans la station mobile 100 et peut être transmis à la station mobile 100, par exemple à partir d'une station de base, lorsque la voie de communication entre la station de base et la station mobile 100 est initiée. Le code PN est unique et propre à la station mobile 100, de sorte qu'aucun autre récepteur en communication avec la station de base ne peut décoder la voie de conversation transmise à la station mobile 100. Le signal dont l'étalement a été éliminé est fourni par le dispositif permettant d'éliminer l'étalement 150 au décodeur de voie pilote 151. Le décodeur de voie pilote applique un code de voie pilote au signal dont l'étalement a été éliminé de façon à produire le signal de voie pilote. Le code de voie pilote est en général le code Walsh Walsh(O). Le décodeur de voie pilote applique le signal décodé à l'additionneur de voie pilote 152. L'additionneur de voie pilote 152 comporte un additionneur 166 et un commutateur 168. L'additionneur 166 additionne 64 puces consécutives afin de former un symbole pilote. Toutes les 64 puces, le commutateur 168 se ferme afin de couper l'additionneur 166 au filtre 154 de façon à fournir un symbole pilote reçu au filtre 154. Ainsi, l'additionneur de voie pilote 152 détecte la voie pilote. Le mode de réalisation représenté sur la figure 1 convient si un code Walsh est utilisé pour coder la voie pilote. Puisque Walsh(0) est composé de uns, aucun décodage n'est nécessaire lorsque la voie pilote est codée en utilisant Walsh(0) et le décodeur de voie pilote peut être omis. Toutefois, si un autre code Walsh ou un autre type de codage est utilisé pour coder la voie pilote, un décodeur est nécessaire. Un décodeur de ce type applique un code pilote au signal dont l'étalement a été éliminé de façon à produire le signal de voie pilote. Dans le mode de réalisation préféré, le code pilote est commun à tous les utilisateurs en communication avec la station de base. Le filtre 154 reçoit les symboles pilotes de l'additionneur de voie pilote 152. Le filtre 154 filtre le signal de voie pilote de façon à obtenir une représentation complexe d'un gain de voie estimé et d'une phase de voie estimée pour la voie de communication, d'une façon qui sera décrite par la suite. On sait d'après la théorie de la communication que, si le gain de voie réel Ih(n)j et la phase 4h(n) au temps nT sont connus, la démodulation optimale peut être mise en oeuvre selon: e-6, (n)r(n) o r(n) est le symbole de voie de conversation à la sortie de l'additionneur de voie de conversation 160. La valeur pondérée temporaire optimale (probabilité maximum) utilisée lors de la combinaison est la partie réelle de: Ihle-% (n)r(n) (2) pour les bits (codés) d'un symbole modulé BPSK à nT et les parties réelle et imaginaire de (2) pour les deux bits d'un symbole modulé QPSK à nT, respectivement, à condition que le bruit soit fixe et qu'il présente la même variation pour chaque dent ou antenne de la station mobile 100. La quantité donnée par (2) peut être réécrite de la façon suivante: h*(n)r(n) (3) o h(n) = h(n)e-(n) (4) est la représentation complexe du coefficient de voie. Pour une voie mobile en évanouissement, h(n) est un procédé aléatoire passe-bas. La fréquence la plus élevée dans le spectre de h(n) est égale à la fréquence Doppler d'une voie de communication mobile. Puisque le coefficient de voie complexe n'est pas connu, il est nécessaire d'estimer l'amplitude et la phase du coefficient de voie. Le coefficient de voie estimé est utilisé à la place de sa valeur réelle en vue de la démodulation et de la génération de valeurs de pondération temporaire dans le récepteur. Spécifiquement, h(n)étant une estimation de h(n), la valeur de pondération temporaire permettant la combinaison et le décodage est calculée en tant que partie réelle et imaginaire de h*(n)r(n). (5) Il est possible d'estimer la phase de voie et le gain de voie en même temps en utilisant le symbole pilote. Le symbole pilote peut être exprimé par: p(n)=a[h(n)+z(n) (6) o a est une constante qui dépend de la mise en oeuvre du récepteur et z(n) est une interférence ou bruit blanc additif fixe. Puisque a ne change pas une fois que le récepteur est conçu, sans qu'il y ait de perte de généralités, on pose a = 1. Le symbole pilote p(n) peut être utilisé comme une estimation de h(n). Toutefois, une estimation plus précise de h(n) peut être obtenue en faisant la moyenne de plusieurs p(n), tel que: K, h(n)= lw(k)p(n-k), k=K-1 (7) o w(k) sont des coefficients de pondération. Lorsque K1>0, un retard doit être introduit avant que la démodulation soit effectuée. Les coefficients de pondération optimaux w(k) peuvent être calculés W = R-'( (8) o le vecteur de pondération W= [w(-K1),..., w(0),..., w(K2)], R est la matrice d'autocorrélation de p(n-k) et 4 est le vecteur d'intercorrélation entre p(n-k) et h(n). Ces valeurs peuvent être calculées si les statistiques de h(n) sont connues. Lorsque les statistiques de la variation de voie ne sont pas connues, les coefficients de pondération optimaux ne peuvent pas être déterminés avec exactitude. Cette situation se produit, par exemple, lorsque la fréquence Doppler change au cours d'une session de communication et que le récepteur ne connaît que la valeur maximum de la fréquence Doppler. Dans un tel cas, les coefficients de pondération présenteront une réponse de fréquence passe- bas. La fréquence Doppler maximale de la voie doit se trouver à l'intérieur de la bande passante de cette réponse passe-bas. Le filtre 154 est de préférence un filtre passe-bas. L'entrée du filtre correspond aux symboles pilotes p(n). La sortie du filtre est l'estimation h(n) du coefficient de voie. h(n) est un nombre complexe contenant à la fois des informations de phase et d'amplitude. Les informations de phase correspondent à une estimation de la phase de voie. Les informations d'amplitude correspondent à une estimation du gain de voie. Des mises en oeuvre possibles du filtre 154 seront décrites ci- dessous conjointement avec les figures 2 et 3. Le générateur de conjugué 156 détermine le conjugué complexe du signal h(n) produit par le filtre 154. Le filtre 154, conjointement avec le générateur de conjugué 156, produit une estimation du conjugué complexe de la représentation complexe du gain de voie et de la phase de voie pour la voie de communication. Le conjugué complexe de la représentation complexe de la phase de voie et du gain de voie sont fournis au démodulateur 164. Le signal dont l'étalement a été éliminé est également fourni par le dispositif permettant d'éliminer l'étalement 150 au décodeur 158. Le décodeur 158 applique un code de conversation spécifique à l'utilisateur au signal dont l'étalement a été éliminé de façon à fournir le signal de voie de conversation. Le code de conversation spécifique à l'utilisateur est le code Walsh Walsh(n) attribué à la station mobile 100. Le signal de voie de conversation est fourni à l'additionneur de voie de conversation 160. L'additionneur de voie de conversation 160 comporte un additionneur 170 et un commutateur 172. L'additionneur additionne 64 puces consécutives de façon à former un symbole de conversation. Toutes les 64 puces, le commutateur 172 se ferme de façon à coupler l'additionneur 170 à l'élément à retard 162 pour fournir un symbole de conversation reçu à l'élément à retard 162. Ainsi, l'additionneur de voie de conversation 160 détecte la voie de conversation. Plus précisément, l'additionneur de voie de conversation 160 détecte le symbole de conversation r(n). L'élément à retard 162 est de préférence une mémoire FIFO, ou mémoire premier entré-premier sorti. Le filtre 154 introduit un retard de filtre lors de l'estimation du gain de voie et de la phase de voie. L'élément à retard 162 compense ce retard de filtre de façon à assurer que la phase de voie estimée et le gain de voie estimé sont utilisés pour démoduler les symboles de conversation correspondants. L'élément à retard 162 retarde le signal de communication à étalement du spectre d'une période prédéterminée de façon à produire un signal retardé. Plus précisément, l'élément à retard 162 ne retarde que les symboles de conversation de la voie de conversation de façon à produire des symboles de conversation retardés. Les inventeurs de la présente invention ont déterminé que le fait de retarder le symboles de conversation d'environ 0,5 à 2 millisecondes donnede meilleurs résultats dans un radiotéléphone cellulaire DS-CDMA. Plus précisément, les inventeurs ont déterminé qu'un retard de 31 symboles, correspondant à 1,5 millisecondes, donne de meilleurs résultats. La performance du récepteur dans ces conditions est seulement de 0,15 dB par rapport à la performance du récepteur idéal (ne pouvant pas être obtenue) en utilisant un gain de voie et une phase de voie connus. Toutefois, le fait de réduire le retard à 0,5 milliseconde et d'utiliser un filtre approprié entraîne une petite dégradation de la performance du récepteur. Les symboles de conversation retardés sont fournis au démodulateur 164. Le démodulateur 164 peut être mis en oeuvre comme un multiplicateur qui multiplie les symboles de conversation retardés et le signal reçu du générateur de conjugué 156, en démodulant les symboles de conversation retardés en utilisant la phase de voie estimée et le gain de voie estimé. Le résultat de cette multiplication est fournie au décodeur 120 en vue d'un autre traitement. La figure 2 représente un schéma fonctionnel d'un filtre à réponse impulsionnelle finie (FIR) 200 pouvant être utilisé dans la station mobile 100 de radiotéléphone de la figure 1. Le filtre 200 peut être utilisé pour remplir la fonction de filtrage passe-bas du filtre 154 de la figure 1. Le filtre 200 comporte des éléments à retard 202, 204, 206, de multiplicateurs 208, 210, 212 et 214 et un additionneur 216. De préférence, le filtre 200 utilise un total de 61 éléments à retard tels que les éléments à retard 202, 204, 206, tous n'étant pas représentés sur la figure 2 de façon à ne pas compliquer inutilement la figure des dessins. Les éléments à retard fonctionnent en phases séquentielles, en décalant les symboles pilotes en série dans la chaîne d'éléments à retard. Les éléments à retard sont couplés en série de sorte que, au cours d'une première phase, l'élément à retard 202 reçoit un premier symbole pilote de l'additionneur de voie pilote 152 (figure 1). Après un retard égal à une période de symbole pilote, au cours d'une deuxième phase, le premier symbole pilote est acheminé de l'élément à retard 202 à l'élément à retard 204 et un deuxième symbole pilote est acheminé de l'additionneur de voie pilote 152 à l'élément à retard 202. Ici encore, après un retard égal à une période de symbole pilote, au cours d'une troisième phase, le premier symbole pilote est acheminé de l'élément à retard 204 à l'élément à retard suivant couplé en série à l'élément à retard 204, le deuxième symbole pilote est acheminé de l'élément à retard 202 à l'élément à retard 204, et un troisième symbole pilote est acheminé de l'additionneur de voie pilote 152 à l'élément à retard 202. Au cours de chaque phase, les symboles pilotes mémorisés dans chaque élément à retard sont multipliés par un coefficient de pondération par un multiplicateur respectif 208, 210, 212, 214. De préférence, le filtre utilise un total de 62 multiplicateurs tels que les multiplicateurs 208, 210, 212 et 214, tous n'étant pas représentés sur la figure 2. Chaque multiplicateur correspond à l'un des éléments à retard 202, 204, 206. Les multiplicateurs multiplient le symbole pilote retardé mémorisé dans l'élément à retard respectif par un coefficient de pondération. De plus, le multiplicateur 208 multiplie le symbole pilote entrant, à l'entrée de l'élément à retard 202, par des coefficients de pondération. Les coefficients de pondération w(k) sont de préférence calculés selon l'équation (8) ci-dessus. Selon une autre solution, les coefficients de pondération peuvent être estimés selon un procédé approprié quelconque. Dans un exemple simple, tous les coefficients de pondération w(k) peuvent être fixés égaux à l'unité. Dans une telle mise en oeuvre, le filtre 200 est un filtre passe-bas qui fait la moyenne d'un nombre prédéterminé (par exemple 42) de symboles pilotes sans pondération. De préférence, les coefficients de pondération w(k) sont choisis de telle sorte que le filtre 200 a une réponse de fréquence proche de la réponse passe-bas décrite ci-dessus. Ainsi, le filtre 200 fonctionne de façon à échantillonner un nombre prédéterminé (par exemple 61) de symboles pilotes, en multipliant les symboles pilotes échantillonnés par des coefficients de pondération, et combine le produits de façon à produire une représentation complexe de l'estimation du gain de voie et de la phase de voie. Selon un autre mode de réalisation, le filtre 154 (figure 1) peut être mis en oeuvre en utilisant un filtre à réponse impulsionnelle infinie passe-bas (IIR). Un tel filtre IIR doit présenter une réponse de phase presque linéaire à l'intérieur de sa bande passante. Le filtre 154 est caractérisé par un retard de groupe à la fréquence qui nous intéresse. Pour un filtre FIR à phase linéaire, tel que le filtre 200, le retard de groupe du filtre est égal à la moitié du retard ou de la longueur du filtre. Pour un filtre IIR ou pour un filtre FIR à phase non-linéaire, le retard de groupe est défini par: d+(J) dl M o est la rotation de phase introduite par le filtre à la fréquence f et fo est la fréquence qui nous intéresse. Selon la présente invention, le retard introduit par l'élément à retard 162 est sensiblement égal au retard de groupe du filtre 154. La figure 3 est un schéma fonctionnel d'un filtre 300 pouvant être utilisé dans la station mobile de radiotéléphone de la figure 1. Le filtre 300 comporte un précombineur 302, un tampon 304, un additionneur 306, un accumulateur 308 et un quantificateur 310. Le précombineur 302 est couplé à l'additionneur de voie pilote 152 (figure 1) et reçoit les symboles pilotes dont l'étalement a été éliminé à une fréquence prédéterminée, telle que 19,2 KHz. Le précombineur 302 combine ensuite les symboles pilotes reçus à façon à former des symboles pilotes combinés. Ceci est effectué pour réduire les exigences de mémoire du filtre 300. Par exemple, le précombineur peut ajouter deux symboles pilotes, désignés par p(n) et p(n+l) afin de produire un symbole pilote combiné, qui est ensuite mémorisé. Dans les applications dans lesquelles les exigences de mémoire ne sont pas une préoccupation, le précombineur peut être omis. Le précombineur 302 décale les symboles pilotes combinés de façon séquentielle dans le tampon 304. Le tampon mémorise de préférence 21 symboles pilotes combinés, correspondant à 42 symboles pilotes reçus de l'additionneur de voie pilote 152. Ceci correspond également à un retard de groupe de 1,1 millisecondes. Au cours de chaque période de symbole pilote combiné, le tampon 304 décale un nouveau symbole pilote combiné dans le tampon 304 et décale le symbole pilote combiné le plus ancien pour le faire sortir du tampon 304. L'additionneur 306 additionne le contenu du tampon au nouveau symbole pilote combiné fourni par le précombineur 302 à l'additionneur 306. La somme est accumulée dans l'accumulateur 308. La somme est ensuite quantifiée de façon à réduire la complexité du circuit. Ce résultat quantifié correspond à l'estimation de la phase de voie et du gain de voie. Tel que cela a été remarqué, le filtre 300 est caractérisé par un retard de groupe, de préférence égal à 21 symboles pilotes ou 1,1 millisecondes. Selon la présente invention, si le filtre 300 est utilisé pour remplir la fonction de filtrage du filtre 154 (figure 1), le retard introduit par l'élément à retard 162 est sensiblement égal au retard de groupe du filtre 300. Tel que cela a été représenté, une performance de récepteur par liaison descendante DS-CDMA presque optimale peut être obtenue en utilisant un filtre passe- bas pour estimer en même temps le gain et la phase de voie. Afin d'obtenir cette performance presque optimale, il est nécessaire de permettre un retard de démodulation de l'ordre d'une à deux millisecondes. Alors qu'un retard aussi modeste est tolérable pour des communications de paroles, il peut être indésirable pour la détection et la démodulation de l'indicateur de commande de puissance transmis par la station de base et reçu par la station mobile en tant que désignateur de commande de puissance. Par exemple, la spécification IS-95 de TIA/EIA, qui définit la norme DSCDMA, exige que la puissance de sortie de la station mobile soit établie à 0,3 dB de sa valeur finale dans les 500 microsecondes qui suivent la réception des bits de commande de puissance par la station mobile. Par conséquent, une démodulation séparée est requise par l'indicateur de commande de puissance. Afin de réduire le retard de détection de l'indicateur de commande de puissance sans sacrifier la performance de la voie de conversation, la présente invention sépare la démodulation de l'indicateur de commande de puissance de la démodulation des signaux de voie de conversation. Plus précisément, la présente invention emploie deux démodulateurs séparés, l'un pour la démodulation de l'indicateur de commande de puissance présentant un petit voire aucun retard de démodulation et l'autre présentant un retard plus important approprié pour la démodulation de signaux de voie de conversation, tel que décrit ci- dessus. Ainsi, le procédé selon la présente invention comporte l'estimation simultanée d'une représentation complexe d'une phase de voie de conversation et d'un gain de voie de conversation et l'estimation séparée d'une représentation complexe d'une phase de voie de commande de puissance et d'un gain de voie de commande de puissance. Les signaux de voie de conversation sont démodulés en utilisant la phase de voie de conversation et le gain de voie de conversation. Le désignateur de commande de puissance est démodulé avec la phase de voie de commande de puissance et le gain de voie de commande de puissance. Cette approche est réalisable car, en référence à un système DS-CDMA, les bits de commande de puissance sont non-codés et la courbe de fréquence d'erreur pour un signal non codé est généralement relativement constante dans l'éventail de rapport signal/bruit qui nous intéresse. En conséquence, la présente invention utilise un estimateur présentant peu de, voire aucun retard pour la démodulation et la détection de bits de commande de puissance. La fréquence d'erreur du désignateur de commande de puissance générée par l'utilisation d'un estimateur de voie à retard très réduit ou nul n'est que légèrement inférieure à la fréquence d'erreur générée par l'utilisation d'un estimateur presque optimal présentant un retard suffisant. De plus, la performance du récepteur à liaison montante (c'est-à-dire le récepteur de la station de base qui reçoit les transmissions provenant de la station mobile incorporant un récepteur selon la présente invention) n'est pas très sensible à la fréquence d'erreur du désignateur de commande de puissance. Ainsi, la performance de la voie de communication ne se dégrade pas de façon significative du fait de l'utilisation de l'estimateur de retard court ou nul. Bien que le signal de commande de puissance démodulé et le signal de conversation démodulé présentent des retards différents, ces retards sont de préférence fixes et connus. Par conséquent, il n'y a pas de confusion en ce qui concerne la nature du signal démodulé reçu par le combineur 118 (figure 1). De plus, bien qu'il soit nécessaire de mettre en oeuvre deux estimateurs de voie séparés pour la présente invention, la complexité d'un récepteur selon la présente invention n'est pas sensiblement augmentée par rapport aux mises en oeuvre de la technique antérieure. Trois modes de réalisation possibles sont illustrés sur les figures 4 à 6. La figure 4 représente un premier autre schéma fonctionnel d'un circuit de récepteur 400 pouvant être utilisé dans la station mobile 100 de la figure 1. Le circuit de récepteur 400 peut être utilisé en tant que dent d'un circuit de récepteur en peigne, tel qu'illustré sur la figure 1, pour démoduler les signaux DS-CDMA et d'autres signaux de communication à étalement du spectre. Le circuit de récepteur 400 est configuré de façon à être couplé à une antenne 402 et comporte un circuit de filtrage 404, un dispositif permettant d'éliminer l'étalement 405, un décodeur de voie pilote 406, un premier estimateur de voie 408, un deuxième estimateur de voie 410, un premier générateur de conjugué 412 et un deuxième générateur de conjugué 414. Le circuit de récepteur 400 comporte en outre un décodeur de voie de conversation 416, un commutateur 417, un élément à retard court 418, un élément à retard 420, un démodulateur de voie de conversation 422 et un démodulateur de commande de puissance 424. En fonctionnement, les signaux à étalement du spectre sont transmis par un émetteur éloigné sur une voie de communication et détectés par l'antenne 402. Les signaux à étalement du spectre sont traités par le circuit de filtrage 404 tel que décrit ci-dessus en rapport à la figure 1. Au niveau du dispositif permettant d'éliminer l'étalement 405, un code permettant d'éliminer l'étalement tel que le code de bruit pseudo-aléatoire (PN) court est appliqué aux signaux à étalement du spectre reçus. Le code PN est utilisé dans le dispositif permettant d'éliminer l'étalement 405 pour éliminer l'étalement du signal présent au niveau du récepteur. Le dispositif permettant d'éliminer l'étalement 405 produit un signal dont l'étalement a été éliminé. Le signal dont l'étalement a été éliminé est acheminé jusqu'au décodeur de voie pilote 406. Le décodeur de voie pilote 406 applique un code, tel qu'un code Walsh, au signal dont l'étalement a été éliminé de façon à décoder le signal et le signal décodé est additionné de façon à produire des symboles pilotes. Le code est commun à tous les utilisateurs du système de sorte que tous les utilisateurs peuvent décoder la voie pilote. La voie pilote peut être composée, par exemple, de données comprenant toutes des 1 logiques de façon à permettre la détermination de la phase et du gain de la voie de communication. Dans des applications telles qu'un système DS-CDMA selon la norme IS-95, dans lesquelles la voie pilote est codée en utilisant le code Walsh(0), la fonction consistant à appliquer ce code Walsh au signal dont l'étalement a été éliminé dans le décodeur de voie pilote 406 peut être omise. Le décodeur de voie pilote 406 produit des symboles pilotes. Les symboles pilotes sont fournis au premier estimateur de voie 408 et au deuxième estimateur de voie 410. Le premier estimateur de voie 408 estime la phase de voie et le gain de voie pour une voie de conversation, ce qui produit un premier gain de voie estimé et une première phase de voie estimée. Le premier estimateur de voie 408 peut être mis en oeuvre comme un filtre passe-bas, tel que décrit ci-dessus en rapport avec les figures 2 et 3, ou de n'importe quelle autre manière appropriée. Par exemple, un filtre à réponse impulsionnelle infinie (IIR) de quatrième ordre présentant un retard de 1,5 millisecondes entraîne une performance presque optimale. Un filtre à réponse impulsionnelle finie (FIR) à 61 connexions entraîne une performance similaire avec environ le même retard. Le premier estimateur de voie 408 produit un nombre complexe présentant une amplitude et une phase et contenant des informations correspondant à la phase de voie et au gain de phase. Ce nombre complexe est fourni au premier générateur de conjugué 412 qui détermine le conjugué complexe du nombre complexe. Le conjugué du nombre complexe est fourni au démodulateur de voie de conversation 422. Le deuxième estimateur de voie 410 estime la phase de voie et le gain de voie pour l'indicateur de commande de puissance ou les bits de commande de puissance, ce qui produit un deuxième gain de voie estimé et une deuxième phase de voie estimée. Le deuxième estimateur de voie 410 peut être mis en oeuvre comme un filtre passe-bas. Si les estimateurs IIR sont utilisés pour mettre en oeuvre le circuit de récepteur 400, il est plus efficace d'utiliser un filtre IIR à pôle unique séparé en tant qu'estimateur pour les bits de commande de puissance. Dans une telle mise en oeuvre, le deuxième filtre IIR doit être évalué pour chaque symbole pilote. Ceci augmente la complexité des calculs, mais seulement légèrement car un tel estimateur est très simple. Un autre mode de réalisation du deuxième estimateur de voie sera décrit ci-dessous conjointement avec la figure 6. Le deuxième estimateur de voie 410 produit un nombre complexe présentant une amplitude et une phase et contenant des informations correspondant à la phase de voie et au gain de voie pour le désignateur de commande de puissance. Ce nombre complexe est fourni au deuxième générateur de conjugué 414 qui détermine le conjugué complexe du nombre complexe. Le conjugué du nombre complexe est fourni au démodulateur de commande de puissance 424. Le signal dont l'étalement a été éliminé est également acheminé au décodeur de voie de conversation 416. Le signal dont l'étalement a été éliminé contient à la fois des données de conversation et un désignateur de commande de puissance. Les données de conversation correspondent à des informations, telles que des informations de données ou de paroles, communiquées par un émetteur éloigné sur la voie au circuit de récepteur 400. Les données de conversation sont codées. Le désignateur de commande de puissance correspond aux informations de commande de puissance transmises par l'émetteur éloigné au circuit de récepteur pour commander la puissance de transmission d'un émetteur associé au circuit de récepteur, tel que l'émetteur 126 (figure 1). Le désignateur de commande de puissance n'est pas codé de façon convolutionnelle. Le décodeur de voie de conversation applique un code de conversation, tel qu'un code Walsh, au signal dont l'étalement a été éliminé de façon à décoder le signal. Le code de conversation est unique et propre au circuit de récepteur 400 de sorte que d'autres utilisateurs d'un système y compris le circuit de récepteur 400 ne peuvent pas décoder le signal. Le décodeur de voie de conversation 416 produit des symboles de conversation correspondant à la fois au désignateur de commande de puissance et aux données de conversation. Les symboles de conversation correspondant à l'indicateur de commande de puissance sont appelés symboles de commande de puissance. Le commutateur 417 fournit de façon sélective les symboles de conversation soit à l'élément à retard court 418 soit à l'élément à retard 420. Lorsque les symboles de conversation correspondent au désignateur de commande de puissance, le commutateur 417 fournit les symboles de conversation à l'élément à retard court 418. Lorsque les symboles de conversation correspondent aux données de conversation, le commutateur 417 fournit les symboles de conversation à l'élément à retard 420. L'élément à retard 420 retarde les symboles de conversation d'une première durée prédéterminée ce qui produit un signal de voie de conversation retardé comprenant des symboles de conversation retardés. L'élément à retard court 418 retarde les symboles de commande de puissance d'une deuxième durée prédéterminée de façon à produire un désignateur de commande de puissance retardé. L'élément à retard 420 peut être mis en oeuvre comme une mémoire premier entré-premier sorti (FIFO) qui établit la première durée prédéterminée de laquelle les symboles de conversation sont retardés. De même, l'élément à retard court 418 peut être mis en oeuvre comme une mémoire FIFO qui établit la deuxième durée prédéterminée de laquelle les symboles de conversation sont retardés. Selon la présente invention, la deuxième durée prédéterminée est inférieure à la première durée prédéterminée. Le premier estimateur de voie 408 est caractérisé par un premier retard de groupe. De même, le deuxième estimateur de voie est caractérisé par un deuxième retard de groupe. Le deuxième retard de groupe est de préférence inférieur au premier retard de groupe. La première durée prédéterminée est établie de façon sensiblement égale au premier retard de groupe. De même, la deuxième durée prédéterminée est établie de façon sensiblement égale au deuxième retard de groupe. La deuxième durée prédéterminée est de préférence inférieure à 500 microsecondes ou bien l'élément à retard court 418 peut être omis de façon à réduire la complexité de la conception du récepteur tout en maintenant une précision de performance adéquate. L'élément à retard court 418 achemine le désignateur de commande de puissance retardé vers le démodulateur de commande de puissance 424. L'élément à retard 420 achemine les symboles de conversation retardés vers le démodulateur de voie de conversation 422. Le démodulateur de voie de conversation 422 et le démodulateur de commande de puissance 424 sont de préférence mis en oeuvre comme des multiplicateurs. Le démodulateur de commande de puissance 424 multiplie le désignateur de commande de puissance retardé par le conjugué complexe de la représentation complexe de la phase de voie et du gain de voie reçus du deuxième générateur de conjugué 414. Le démodulateur de voie de conversation 422 multiplie les symboles de conversation retardés par le conjugué complexe de la représentation complexe de la phase de voie et du gain de voie reçus du premier générateur de conjugué 412. Le désignateur de commande de puissance démodulé et les symboles de conversation démodulés sont ensuite disponibles pour un autre traitement, comme dans le combineur 118 (figure 1). La figure 5 représente un schéma fonctionnel d'un deuxième autre circuit de récepteur 500. Le circuit de récepteur 500 est configuré de façon à être couplé à une antenne 502 et comporte un circuit de filtrage 504, un dispositif permettant d'éliminer l'étalement 505, un décodeur de voie pilote 506, une partie de filtre causal 508, une partie de filtre anti-causal 510, un additionneur 512, un élément à retard 514, un premier générateur de conjugué 516 et un deuxième générateur de conjugué 518. Le circuit de récepteur 500 comporte en outre un décodeur de voie de conversation 520, un commutateur 521, un élément à retard court 522, un élément à retard 524, un démodulateur de commande de puissance 526 et un démodulateur de voie de conversation 528. Le fonctionnement du circuit de récepteur 500 permettant de détecter, éliminer l'étalement, décoder et démoduler un signal de communication à étalement du spectre présentant une voie de conversation, une voie pilote et un désignateur de commande de puissance, correspond en général au fonctionnement du circuit de récepteur 400, illustré sur la figure 4, avec les modifications décrites ci-dessous. La partie de filtre causal 508 et la partie de filtre anti-causal 510 forment ensemble un filtre FIR. Dans le circuit de récepteur 500, le décodeur de voie pilote 506 fournit les symboles pilotes à la partie de filtre causal 508 du filtre FIR, y compris le coefficient central. En réponse à cela, la partie de filtre causal 508 génère une sortie causale. Le décodeur de voie pilote 506 fournit également les symboles pilotes à la partie de filtre anti-causal 510 du filtre FIR. En réponse à cela, la partie de filtre anti-causal 510 génère une sortie anti- causale. La sortie causale est utilisée comme une estimation de voie rapide pour la démodulation du désignateur de commande de puissance sans ajout de retard. La partie de filtre causal 508 fournit la sortie causale au deuxième générateur de conjugué 518 en vue de la génération du conjugué complexe de la sortie causale. Ce conjugué complexe est fourni au démodulateur de commande de puissance 526. Le démodulateur de commande de puissance 526 multiplie le conjugué complexe et les symboles de commande de puissance reçus du décodeur de voie de conversation 520, ce qui démodule les symboles de commande de puissance. La sortie causale est également fournie à l'élément à retard 514, ce qui retarde la sortie causale d'une durée prédéterminée, qui est de préférence égale à la longueur du filtre anti-causal, de façon à produire une sortie causale retardée. L'additionneur 512 fournit une estimation de voie finale en ajoutant la sortie causale retardée à la sortie anti-causale. L'additionneur fournit une estimation de voie finale au générateur de conjugué 516 en vue de générer un conjugué complexe. Le conjugué est fourni au démodulateur de voie de conversation 528. Le démodulateur de voie de conversation 528 multiplie le conjugué complexe aux symboles de conversation reçus du décodeur de voie de conversation 520, ce qui démodule les symboles de conversation. En tant que variante, si un retard court peut être toléré pour la démodulation des bits de commande, la partie de filtre causal peut comporter quelques, disons M, coefficients anti-causaux. Dans ce cas, les symboles de commande de puissance peuvent être retardés de M symboles avant d'être démodulés en utilisant l'estimation de voie rapide actuelle. La figure 6 est un schéma fonctionnel d'un estimateur de voie de commande de puissance 600 pouvant être utilisé dans le circuit de récepteur 400 de la figure 4. L'estimateur de voie 600 se présente sous la forme d'un filtre passe- bas qui effectue la moyenne de façon exponentielle des valeurs séquentielles des symboles pilotes de façon à produire la représentation complexe du gain de voie estimé et de la phase de voie estimée. L'estimateur de voie 600 comporte un dispositif de décalage 602, un additionneur 604, un dispositif de décalage 606, un additionneur 608, un élément à retard 610 et un quantificateur 612. L'estimateur de voie 600 reçoit les symboles pilotes du décodeur de voie pilote 406. Le symbole pilote se présente sous la forme d'une valeur binaire de 8 bits. Le dispositif de décalage 602 décale un symbole pilote actuel de 2 bits vers la gauche, ce qui forme une valeur de 10 bits. L'additionneur 604 additionne le symbole pilote actuel à un symbole pilote retardé reçu de l'élément à retard 610. La somme, une valeur binaire de 11 bits, est décalée de 3 bits vers la droite par le dispositif de décalage 606. L'additionneur 608 additionne cette valeur au symbole pilote retardé reçu de l'élément à retard 610, ce qui produit une valeur de 10 bits. La somme est fournie à l'élément à retard 610 en vue d'un traitement avec le symbole pilote suivant ultérieur. La somme est ainsi fournie au quantificateur 612, qui conserve les 8 bits les plus significatifs en tant qu'estimation de voie. Comme on peut le voir à partir de ce qui précède, la présente invention fournit un appareil et un procédé permettant de démoduler un signal de communication à étalement du spectre comportant des bits de commande de puissance. La phase de voie et le gain de voie sont estimés conjointement en effectuant la moyenne de ou en filtrant par un filtre passe-bas les symboles pilotes. Les symboles de conversation sont retardés légèrement de façon à loger le retard du filtrage. Les bits de commande de puissance ne sont pas retardés ou sont retardés simplement d'une courte durée de façon à assurer la détection de et la réponse aux bits de commande de puissance dans unedurée spécifique. Les inventeurs ont déterminé que le procédé d'estimation conjoint selon la présente invention fournit des estimations presque optimales à la fois pour la phase et pour le gain de la voie. Un récepteur DS-CDMA mis en oeuvre selon la présente invention fournit une fréquence d'erreur de trame (FER) qui est 0,7 à 0, 9 dB meilleure que la configuration classique en utilisant une boucle à phase asservie pour l'estimation de phase de voie et un estimateur de gain de voie séparé. La FER ne diffère que de 0,15 dB par rapport au résultat obtenu en utilisant les informations de gain et de phase de voie parfaites pour démoduler les symboles de conversation. De plus, la présente invention peut être facilement mise en oeuvre dans du matériel ou dans un logiciel ou dans une combinaison des deux. En outre, la présente invention permet à des bits de commande de puissance DS-CDMA d'être détectés dans une durée spécifiée de 500 microsecondes. Bien qu'un mode de réalisation particulier de la présente invention ait été représenté et décrit, des modifications peuvent être apportées. Par exemple, le filtre utilisé pour estimer la phase de voie et le gain de voie peut être mis en oeuvre en utilisant des techniques IIR ou FIR. Le niveau de précision de l'estimation peut être calqué sur le niveau de complexité du filtre acceptable. Les filtres qui produisent les première et deuxième estimations de voie complexes peuvent être sensiblement les mêmes. De plus, on reconnaîtra que les éléments fonctionnels du circuit de récepteur 400, du circuit de récepteur 500 et de l'estimateur de voie peuvent être mis en oeuvre dans du matériel, dans un logiciel ou dans une quelconque combinaison des deux qui améliorerait5 l'efficacité et la performance de la conception. L'objectif des revendications jointes est par conséquent de recouvrir tous ces changements et toutes ces modifications qui restent dans le véritable esprit et la portée de la présente invention. REVENDICATIONS 1. Procédé de démodulation d'un signal de communication à étalement du spectre, le procédé étant caractérisé par: la réception (150) du signal de communication à étalement du spectre sur une voie de communication; la détection (151) d'un signal de voie pilote dans le signal de communication à étalement du spectre, produisant des symboles pilotes (166); la production (408) d'un gain de voie estimé et d'une phase de voie estimée pour la voie de communication; la détection (158) dans le signal de communication à étalement du spectre d'un signal de voie de conversation, produisant des symboles de conversation (170); le retard (162) des symboles de conversation d'une première durée prédéterminée, produisant des symboles de conversation retardés; et la démodulation (164) des symboles de conversation retardés en utilisant le gain de voie estimé et la phase de voie estimée. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en outre par la production (416) d'un désignateur de commande de puissance en réponse au signal de voie pilote; le retard (418) du désignateur de commande de puissance d'une deuxième durée prédéterminée de façon à produire un désignateur de commande de puissance retardé, la deuxième durée prédéterminée étant différente de la première durée prédéterminée; et la démodulation (424) du désignateur de puissance retardé en utilisant le gain de voie estimé et la phase de voie estimée. 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en outre en ce que l'étape de production d'un gain de voie estimé et d'une phase de voie estimée comprend les étapes de filtrage (408) des symboles pilotes de façon à obtenir un premier gain de voie estimé et une première phase de voie estimée, et de filtrage (410) des symboles pilotes de façon à obtenir un deuxième gain de voie estimé et une deuxième phase de voie estimée, et l'étape de démodulation des symboles de conversation retardés comprend l'utilisation du premier gain de voie estimé et de la première phase de voie estimée, et l'étape de démodulation du désignateur de commande de puissance retardé comprend l'utilisation du deuxième gain de voie estimé et de la deuxième phase de voie estimée. 4. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en outre en ce que la deuxième durée prédéterminée est sensiblement de zéro milliseconde. 5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en outre en ce que la première durée prédéterminée est comprise entre environ 0,5 et 2 millisecondes. 6. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en outre en ce que la première durée prédéterminée est comprise entre environ 0,5 et 2 millisecondes. 7. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en outre par l'étape de retard (162) du signal de voie de conversation uniquement de façon à produire les symboles de conversation retardés. 8. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en outre en ce que l'étape de production d'un gain de voie estimé et d'une phase de voie estimée comprend l'étape de filtrage par un filtre passe-bas (154) des symboles pilotes de façon à obtenir le gain de voie estimé et la phase de voie estimée. 9. Procédé selon la revendication 8, caractérisé en outre en ce que l'étape de production d'un gain de voie estimé et d'une phase de voie estimée comprend en outre l'étape de, après l'étape de filtrage par un filtre5 passe-bas, génération d'un conjugué complexe (156) afin de produire la phase de voie estimée et le gain de voie estimés.