FR 2739237 A1 19970328 FR 9611546 A 19960923 i CODUm AUDIO ADOPTANT UN ALGORITHME DG FILTRAGE A HAUTE VITESSE D'ANALYSE ET DECODEUR AUDIO ADOPTANT UN ALGORITHME DE FILTRAGE A HAUTE VITESSE DE SYNTHESE La présente invention se rapporte à un codeur audio et à un décodeur audio, et plus particulièrement, à un codeur audio et à un décodeur audio adoptant respectivement des algorithmes de filtrage à analyse et à synthèse à haute vitesse, dans lesquels le nombre de multiplications nécessaires pour des opérations dans un filtre standardisé est réduit en utilisant des caractéristiques d'un coefficient de fenêtre. Un codage audio standard international, c'est-à- dire, IS 11172-3, proposé dans le Moving Picture Experts Group (MPEG) (Groupe d'Experts en Images Animées), donne un signal de reproduction audio de haute qualité, à utiliser, par exemple, dans un Compact-Disc (CD), à 128 kilobinaires par seconde -par canal audio. Ce standard international peut être utilisé pour stocker un signal20 audio sur un support de stockage numérique tel qu'un CD, une bande audio numérique (DAT), ou un disque dur, et peut reconstruire un signal audio en reliant le support de stockage à un décodeur, directement ou par l'intermédiaire d'un autre moyen tel qu'une ligne de25 communication. De plus, un train de binaires codé par un codeur peut être directement reconstruit en un signal audio dans un décodeur par l'intermédiaire d'une ligne de communication. En réalisant en pratique un décodeur et un codeur de ce type dans un système, les algorithmes de filtrage à analyse et à synthèse effectuent la plupart des calculs dans le système tout entier. En particulier, dans un décodeur audio, la plupart du temps est consommé par un algorithme de filtrage à synthèse de bande. Donc,35 l'action de savoir comment réaliser, de manière efficace, les algorithmes de filtrage à analyse et a synthèse est étroitement liée à l'action de savoir comment réaliser le codeur audio et le décodeur audio. C'est-à-dire que la réalisation du codeur audio et du décodeur audio, avec un matériel à usage dédié, par une réalisation efficace des algorithmes de filtrage à analyse et à synthèse, réduit le temps nécessaire pour le codage et pour le décodage, rendant utilisable un processeur plus lent et moins coûteux. De plus, à cause de l'augmentation de l'utilisation de dispositifs multimédia conjointement au développement des ordinateurs, des communications, et des diffusions d'informations, il y a une augmentation du besoin de reconstruire un signal audio en décodant un train de binaires codés non par un matériel à usage dédié mais par un logiciel. Bien que l'amélioration des performances des dispositifs multimédia augmente la probabilité d'un traitement en temps réel dans un processeur polyvalent de haute performance, un algorithme rapide autorise des opérations de logiciel de traitement en temps réel dans plus de processeurs polyvalents. Cependant, l'algorithme décrit dans le codage audio au standard MPEG, c'est-à-dire IS 11172-3, utilise simplement des équations opérationnelles liées aux algorithmes de filtrage à analyse et à synthèse sans simplification, consommant ainsi beaucoup de temps pour les algorithmes de filtrage à analyse et à synthèse. Pour surmonter ce problème, des algorithmes reposant sur une transformation discrète de cosinus à haute vitesse (DCT) ont été suggérés. Les algorithmes de ce type effectuent les mêmes opérations que celles de l'algorithme de filtrage pour le codage audio au standard MPEG, c'està-dire IS 11172-3, étant donné que la mise en correspondance des valeurs de cosinus peut être effectuée par un algorithme DCT rapide. La plupart des opérations sont réalisées pour mettre en correspondance les valeurs de cosinus dans IS 11172-3, tandis que le temps pour mettre en correspondance les valeurs de cosinus est fortement réduit en utilisant le DCT à haute vitesse dans les algorithmes proposés. En conséquence, les opérations liées aux fenêtres, incluant le fenêtrage d'un signal d'entrée et l'ajout de composantes polyphasées, sont augmentées. Cependant, l'absence de diminution dans les opérations liées aux fenêtres ne conduit pas à plus de diminution dans les opérations. Cependant, la symétrie des coefficients de fenêtre MPEG peut contribuer à la réduction des opérations liées aux fenêtres et à la réduction des exigences de mémoire de stockage. Pour circonvenir les problèmes précédents, l'objectif de la présente invention est de proposer un codeur audio et un décodeur audio adoptant respectivement les algorithmes de filtrage à analyse et à synthèse à haute vitesse, pour simplifier les équations de définition de filtre pour utiliser la symétrie des coefficients de fenêtre MPEG, pour améliorer les équations de définition simplifiées à utiliser dans un algorithme DCT à haute vitesse, et pour réduire ainsi les opérations liées aux fenêtres. Pour atteindre l'objectif précédent, on propose un codeur audio adoptant un filtre à analyse à haute vitesse et un décodeur audio adoptant un algorithme de filtrage à synthèse à haute vitesse, dans lesquels le codeur audio30 comprend: une unité de mise en correspondance pour classer un signal audio reçu selon une bande de fréquences en utilisant le filtre à analyse de bande à haute vitesse; un modèle psycho-acoustique pour attribuer des binaires à chaque bande de fréquences en35 utilisant des caractéristiques psycho-acoustiques; une unité de codage et de quantification pour quantifier et coder le signal mis en correspondance selon le nombre de binaires attribués à chaque bande de fréquences; et une unité de compactage de trame pour produire un train de binaires à partir d'une sortie de signal en provenance de l'unité de codage et de quantification, et dans lesquels le décodeur audio comprend: une unité de décompactage de trame pour décompacter un signal en provenance d'un train de binaires codés et reçus; une unité de décodage et de quantification inverse pour le décodage et pour la quantification inverse du signal quantifié; et une unité de mise en correspondance inverse pour mettre en correspondance inverse par temps/fréquence le signal quantifié inverse en utilisant l'algorithme de filtrage à synthèse de bande à haute vitesse. L'objectif précédent et les avantages de la présente invention vont devenir plus évidents à partir de la description détaillée d'un mode de réalisation préféré de cette dernière en se référant aux dessins annexés, dans lesquels: la figure 1 est un schéma fonctionnel de la structure de base d'un codeur au standard international MPEG; la figure 2 est un schéma fonctionnel de la structure de base d'un décodeur au standard international MPEG; la figure 3 est un organigramme d'un algorithme pour un filtre à analyse utilisé dans le codeur au standard international MPEG de la figure 1;30 la figure 4 est un organigramme d'un algorithme I pour un filtre à analyse à haute vitesse selon la présente invention; la figure 5 est un organigramme d'un algorithme II pour le filtre à analyse à haute vitesse selon la présente invention; la figure 6 est un organigramme d'un algorithme pour un filtre à analyse utilisé dans le décodeur au standard international MPEG de la figure 2; la figure 7 est un organigramme d'un algorithme I pour un algorithme de filtrage à synthèse à haute vitesse selon la présente invention; la figure 8 est un organigramme d'un algorithme II pour l'algorithme de filtrage à synthèse à haute vitesse selon la présente invention; la figure 9 est un schéma fonctionnel pour réduire le nombre de multiplications dans le calcul de x = ad - bc et y = ac + bd; la figure 10 est un organigramme d'un algorithme pour un filtre à analyse à haute vitesse en utilisant la symétrie des coefficients de fenêtre selon la présente invention; la figure 11 est un organigramme d'un algorithme pour un algorithme de filtrage à synthèse à haute vitesse en utilisant la symétrie des coefficients de fenêtre20 selon la présente invention; la figure 12 représente C2[128], Csum[128], et Dsub[128] utilisés à la figure 10; et la figure 13 représente D2[128], Dsum[128], et Dsub[128] utilisés à la figure 11. La figure 1 est un schéma fonctionnel d'un codeur audio adoptant un filtre à analyse de bande à haute vitesse (ici, un codeur audio au standard MPEG IS 11172-3) selon la présente invention. Le codeur audio de la figure i possède une unité de mise en correspondance 11 pour le fenêtrage d'analyse et la mise en correspondance temps/fréquence d'un signal d'entrée, un modèle psycho- acoustique 12 pour attribuer des binaires à chaque bande en utilisant des caractéristiques psycho-acoustiques, un35 quantificateur/codeur 13 pour la quantification et le codage du signal mis en correspondance selon le nombre de binaires attribués & une bande, et une unité de compactage de trame 14 pour produire un train de binaires. L'unité de mise en correspondance 11 classe un train de binaires audio d'entrée selon une bande de fréquences en utilisant une fenêtre d'analyse. Des échantillons mis en correspondance de temps/fréquence sont appelés des échantillons de bande secondaire dans la couche I ou II du MPEG IS, ou sont transformés en échantillons de bande secondaire dans la couche III. Le classement du signal selon une bande contribue à alléger la répartition du bruit provoqué par la quantification d'un bout à l'autre des bandes complètes, lorsque les signaux sont reconstruits. Le modèle psycho-acoustique 12 modélise la procédure de la perception humaine du son, en utilisant, de façon spécifique, un phénomène de masquage et une bande critique, parmi les caractéristiques psycho-acoustiques.20 Le modèle psycho-acoustique 12 produit un ensemble de données pour commander la quantification et le codage. Le quantificateur/codeur 13 effectue la quantification et le codage pour éviter aux erreurs, impliquées dans la reconstruction de signal, d'être25 perçues par un être humain, en utilisant le résultat des calculs du modèle psycho- acoustique 12. L'unité de compactage de trame 14 combine, de façon efficace, les données quantifiées aux informations nécessaires pour le décodage, et produit un train de30 binaires par le procédé de codage de Huffman. La figure 2 est un schéma fonctionnel d'un décodeur audio adoptant un algorithme de filtrage à synthèse de bande à haute vitesse (ici, un décodeur audio au standard MPEG IS 11172-3) selon la présente invention. Le décodeur de la figure 2 possède une unité de décompactage de trame 21 pour décompacter un signal en provenance d'un train de binaires d'entrée, un décodeur/quantificateur inverse 22 pour le décodage et5 pour la quantification inverse du signal quantifié, et une unité de mise en correspondance inverse 23 pour une mise en correspondance inverse de temps/fréquence et pour un fenêtrage d'analyse du signal quantifié inverse. L'unité de décompactage de trame 21 sépare les données audio quantifiées et autres informations supplémentaires à décoder en provenance d'un train de binaires codés. Le décodeur/quantificateur inverse 22 reconstruit les données audio quantifiées pour les valeurs avant la quantification, en utilisant une valeur de discontinuité de quantification. L'unité de mise en correspondance inverse 23 reconstruit des données de domaine fréquenciel. Les valeurs d'échantillon de domaine fréquenciel subissent un20 fenêtrage de synthèse et sont reconstruites en signal de domaine temporel par chevauchement et ajout (OLA). De même, un filtre diviseur de bande utilisé dans l'unité de mise en correspondance 11 de la figure 1 peut être défini par: M 2 here, O k(M.....(1) o m est le numéro d'un bloc, M est la taille d'une bande divisée, 2KM est la taille d'une fenêtre d'analyse, K est une constante proportionnelle entre la taille de fenêtre et la taille de la bande divisée, Xm[k] est un signal du m-énième bloc obtenu en mettant au format le signal d'entrée en blocs, h[n] est un coefficient de fenêtre d'analyse, et Xm[k] est un signal d'une k-énième bande transformée à partir du signal du m énième bloc. 1-1) Standard international Un algorithme, tel que procuré par le standard international, est transformé en un algorithme avec un K égal à 8 et un M égal à 32, comme le montre la figure 3, en réduisant l'équation (1) en équation (2) en utilisant une périodicité d'un cycle de cosinus. 'r' X [k] - E MX]]Y j], 0 n (h..., 2) nu* Les paramètres de l'équation (2) sont définis de la manière suivante: X-1 Y, (nZ]= ú zn, 2 n], Oz S n 2 2 M 1-2) Algorithme rapide I Les équations (2) et (6) pour l'algorithme du standard international ne sont pas complètement simplifiées à partir de l'équation (1) et ont de grandes exigences de mémoire. Par conséquent, un nouvel algorithme est produit à partir de l'équation (1) dans la présente invention. 3 Par la permutation de s = n + - M, xts] ', [.s -M]h[s -...(7) En prenant en compte l'équation (7), l'équation (1) devient: (2K 3/2)>V - X. [k] - E x [s]s [(s - 2A(k +) J - 3M/2z -X3- /1 -......(8) -xi [s] cos s (k ±) 3M2 L 2 M Si on suppose que xt[s] = O dans le cas de s (2K+3/2)M, l'équation (8) devient: X-1 (1-2)M - X,[k] - E E -xi [(] cos j,(k (9) 1.-0.(l 2 mi. Lorsque l'équation (9) est divisée, avec 1 = 2r et i = 2r+Il, l'équation (9) devient: K (2r-2) M - 1 X.,[k -] - xú- [ (] cs lu(k. X-0.c3" 1 2M (10) + ú E -xit[u]cosfu(-1) r 0 -- O -2). L 2 Mi Par la permutation de v = (2r+2)M-1-u dans le premier terme de l'équatioh (10) et de v = (2r+2)M+u dans le second terme de cette dernière, l'équation (10) peut devenir: X, k]= E E -xt [(2r+ 2) -1- v] co (2r+ 2)H - 1 - v)(k + t -xt[(2r 2)M vco "((2r+2) +v) k+)n Z-O V82 - xt [2r+ 2 H - 1-v](-lfco (V+ 1)(k.), n r-O v.O + - "'xt [(2r+ 2)M +v](-1)'cov(k 2) 1.0 VO tv',H Par la permutation de p = v+l et de xt[(2r+2)M]cos[(k+l/2) /M] = O, si v = M-1 dans le premier terme de l'équation (11) et si p = v dans le second terme de cette dernière, l'équation (11) peut devenir: K N-i X, k] -E E xt [(2r+ 2). -p](-l)coJp l] . .. 12 2+ ú ú xt(2r+ 2)1 +p 2] Ici, l'équation (12) peut devenir: X, P] - u p co À)(13) Dans l'équation (13), u[p] est défini par: X-1 u [p]= (-1)rxt[(2r+ 2)M], ifp= 0 r- À = (-1)rxt[(2r+ 2)M -p] + i (l)rxt[(2r+ 2).M + p], ifp 0 ]l En prenant en compte l'équation (7), et en supposant que Xm[n] = O et que h[n] = 0 quand n - 2KM, l'équation (14) devient: X-! À t o) standard international. X4 2 p UL Xm,(2 t 2)MjL[(r r +)Mj f p = O (16a) , { [(2r+)M p2C+)M J m( 2) PJCj(2 2)p p} if 0 (P (...(16b) K-1 [p) E f l[,]C [2rM +x,[2rÀMC M[2rM +i, if p.. (16c) (2 i'f (p (-- M... (16d) [({ z() Ig C (22g+P l 1 Le nombre M du signal u[p] est obtenu à partir du nombre 2KM du signal d'entrée xm[n] en utilisant les équations (14), (15) et (16). Par l'équation (13), le u[p] obtenu est obtenu par la taille'M de l'algorithme DCT-III. L'équation transformée DCT-III de l'équation (13) peut être obtenue comme un algorithme rapide. L'algorithme obtenu peut réduire le nombre M2 de multiplications à M/2xLog2M+l. Un algorithme rapide de filtrage à analyse, comme le montre la figure 4, peut être obtenu par les équations (13) et (16). La figure 4 est pour le cas o K = 8 et M = 32. 1-3) Algorithme rapide II Ici, un algorithme, ayant une structure différente de l'algorithme rapide I précédemment décrit, est utilisé. Cet algorithme montre la même complexité opérationnelle que celle de l'algorithme rapide I, mais avec une constitution plus régulière, étant ainsi approprié pour un traitement parallèle. Un signal d'entrée xm[n] d'un m-énième bloc possède la relation suivante avec un signal d'entrée Xmr [n] d'un (m-r)-énième bloc. x-, n] = x, [rM.bn], 0 s r ( 2K-1, 0 i n ( M (17) L'équation (16) peut être exprimée par l'équation (18) en utilisant l'équation (17). [P] -S X- 2 2 c 2 M, if p o... (sa) uLp3 m Si'{xj2 - PJCf(2r + M-,P {>]= S (-ré krl ] C[2rK +xm,;[03 Cl2rM 4 ^}a ç p = M (1, u"pJ - ú {- -. 2 PJC[(2.)M A 2) X.-2-2 1) if M> Jl(P (M * (18d) Mm-2s[p] est défini' de la manière suivante en transformant les équations (18a) à (18c). K-1 I - M25.dt] ú xm,.,jl]C(2r + 1)MI, f P = ... (19a) t2JI 2/ 12 J É 2 P|} 2 1b 1m>[p] =, x" [O]C[2rM] if p=M * (. 9) UMm-2s-1[p] est défini de la manière suivante en transformant les équations (18c) et (18d). I xx - P-2 UJM,,.z,,[p] = x,,.,[O]C[2rM * M], if p = 0... (20a) t's1 transfora n - xquti,[o -]c[(, 2)M, -.p] r- À+,-x.x,.,[p]C[(2r + 1)M + p]}, /f0 o d'échantillonnage R, Z-R{}, dans le cas o 0 [MPl]nz -2UMV-,,2(Pl X,, (!JICI((?.ç +l if p - O... équation (22) en utilisant l'opérateur de retard de temps d'échantillonnage R, Z-R{, dans le cas o 0 UM.... 1p] = z'2(UM.,._][p]} + x. [O]C[(2sM M], if p o... (22a) UMz.J(] = z>'{UM Ip]} -x.[M - P]C[(y - 2)M - p] x r4p]C[(2s + 1)Mp. if (p.. (22b) Aussi, u(p) de l'équation (18) peut être exprimé de la manière suivante en utilisant UMm-2s [p] défini dans les équations (19) et (20). {&D] = UM,t.[p], p 2. (23a) ePOl T UM.f f) * U Z-AM !'- f P2-...(23b) L 2 up)] {UM.i]}, f p par,l'équation (1). M ' xq[nJ =, XQ,[k]cos[(n + -)(k * i)] (24) 2[ = 2KM Un signal produit par l'équation (1) a la périodicité suivante: IK1 xr. [ni = E.[qMn]qM + n], O n ( M (25) q4O X.[2rM + k] -X,[k], Os r (K Os k (M (26a) X.[2rM- 1 - k] = X.[k], O Dans l'équation (25), f[n] est un coefficient de fenêtre de synthèse. Par conséquent, un signal de transformée inverse de l'équation (24) peut être obtenu seulement avec M signaux produits par l'équation (1). C'est-à-dire que par permutation, l'équation (24) est exprimée par: z.[n] =xq, - M] = l XQ,,[k] cosInIk + 1 (27) 2 K- = 2 M Par la permutation de k = 2rM+s (0 M, snS (28).o rO z-O En prenant en compte la périodicité de l'équation (26a), l'équation (28) devient: Z.[n] n KXU[]cosn(k J (29) Par la permutation de 1 = s dans le cas o 0 1-0 2)M Par conséquent, 4/-1 M( \I xq,[nJ -z4n Z -i = g XQm!ZJCOSIIn j)l ' () o xqm[n] est un signal transformé inverse, qui est un signal de transformée inverse. Un signal peut être reconstruit en transmettant des informations non de 2KM bandes mais de m bandes, en mettant en ouvre xqm en utilisant l'équation (30), et en appliquant le résultat à l'équation (25). En conséquence, M signaux à bande divisée sont codés, en pratique. Lorsque le signal à bande divisée de l'équation (26) a une périodicité, alors un signal à bande synthétisée xqm[n] ou xm[n] devient: xq,[2rM t n] - (-':xq.[n], zJ[2rM À n] (-1)'z,[.] (3) Quand l'équation (25) est divisée, avec q = 2p et q = 2p+1 et que les périodicités de l'équation (32) sont utilisées, :xr,= (-1)xq,,, [n]lf[2PM + n] 9-1 (33) I-1 t (-lyxq,,., l[M + nf[2pm t M À n] Po 2-1) Standard international Un algorithme, comme le montre la figure 6, est obtenu pour le décodeur audio de la figure 2, en produisant l'équation suivante, en utilisant l'équation (33). La figure 6 est pour le cas o K = 8 et M = 32. x. V= ú..;p p [2PM X n]. Hv.,.d[M À nID [2PM + X n]... (34) p-o rp- _ o D(n) et Vm(n) sont définis par: D.PM + n]- (-lftr2PM * nh, 0 s p(M 0 - n (2M (35) X - l va- i] XQúQ [W [13]m 0 Sn .0 o N[n] [1] est une matrice calculée par: i [n)][1l] C Il)( 2)+ (37) Cependant, l'algorithme pour le standard international n'utilise pas assez la périodicité et exige 19 une grande mémoire pour les opérations d'un algorithme de filtrage à synthèse. Ainsi, un algorithme plus rapide peut être obtenu en réarrangeant l'équation (35). 2-2) Algorithme rapide I En utilisant les équations (31) et (35), l'équation (33) peut devenir: X;,,, (= 2; %.in N D 2pM + n] K-' 2j (38) 1+02 ú: 3M + n D [2pM * nM ni i2 1 Lorsque la symétrie de l'équation (36b) est utilisée dans le second terme de l'équation (38), "n + 2 -D] [2PH, n] (39) +r 1 m-wl-n]D[2p+) + n 3 -0 qui est exprimé de la manière suivante, en utilisant la périodicité de l'équation (32) selon la plage de n: xr,.[n] = E,]-2D D 2PM n] xr.[n] K ^-'i.: n D[2pM I M + iif n (40b) Xrml) = - {, 23M -2 njD[2M + n] e m-2,,-tn.- 2D[2pM + M + n]f, if M ( n ( M (40c) Un signal est rapidement reconstruit en calculant Xm[n] par l'équation (30) et en substituant xm[n] calculé dans l'équation (40). La mise en oeuvre inverse de DCT-II pour un filtre à analyse sert pour être une mise en oeuvre globale de DCT-III. Etant donné que l'équation (30) est la mise en ouvre DCT-III, il existe un algorithme rapide tel que le DCT-II. L'algorithme obtenu peut réduire le15 nombre de multiplications de M2 à M/2xLog2M+l. Par conséquent, un algorithme -rapide de filtrage à synthèse, comme le montre la figure 7, peut être obtenu par les équations (3) et (4), avec les conditions de K = 8 et M = 32. 2-3) Algorithme rapide II Ici, un algorithme ayant une structure différente de celle de l'algorithme rapide II est utilisé. Cet algorithme a une complexité opérationnelle aussi grande que celle de l'algorithme rapide II, mais montre une25 constitution plus régulière, étant ainsi plus approprié à un traitement parallèle. Pour induire la structure différente, une partie de l'équation (40) est définie par xbum_2s[n] donnée par: ID f2pi+ n 2ó De s (4la xu.,].:;,. -]D [2pM t + n f 0 =ú2 lD 2pM. X n], if (41b) Xb u; i "t] ?k.4->|3n] t [Pl îfn-1 (4 lb) pir 12 i 2 +;-25V] - M D- 2lD [2pH + nif 2 En utilisant l'opérateur de retard de temps d'échantillonnage R, ZR{}, dans le cas o 0 n 4 A n 2 ID [2sH X n - njD [2sH + M + n], if 0 S n II. Un algorithme, comme le montre la figure 8, peut être réalisé en utilisant l'équation (42) à la condition que K = 8 et que M = 32. Un algorithme rapide ayant une fenêtre symétrique va être décrit. A partir d'une équation d'origine du standard international, un coefficient de fenêtre d'un filtre à analyse h[n] et un coefficient de fenêtre d'un filtre & synthèse f[n] sont donnés par: h[n] - fin] (43) Ainsi, les coefficients de fenêtre C[n] et D[n] du standard international, qui sont définis dans les équations (5) et (35) et qui sont donnés en tant que tableaux, ont la relation suivante: C (n3 = -D [n] (44) M L'équation (44) contribue à la diminution des exigences de mémoire dans un système utilisant à la fois un codeur et un décodeur. De plus, les coefficients de fenêtre ont la symétrie suivante: hn]= h [2rM - n (45) C[n] et D[n] montrent les caractéristiques suivantes par l'équation (45): C - [ n]C [m],if (n mod 2M)- (46) -C nJ, otherwise rD], if (n mod 2l)= 0 D [2K] n=I -D], otherise (46) 3-1) Filtre à analyse En utilisant la symétrie de l'équation (46), à partir de l'équation (21): vu,-2 [P] Z.3"m ( -2jN 2 [PI> [ 1et (2K 2] m jt if p-o (48) UM., [ P] z z '(UM.. 2 P] Xm[ -P Jct(2(K -s)2M+) _xM-. PJC (2(K- s) - M PJ if o(P (M UM,,,[Pl]: z- {fUM_,. P]) + x [O0]C[2(K- 2)M] if p. M (48c En remplaçant s par K-l-s, l'équation (48) peut devenir: 1S VM'éIiUM2.l.=r [.P z 2] M-.2(Jr [PP 2- |jc[(. M, f p = O (49a) UMm-2(X-1q) [PJ = Z >'f{UMJ.,C.2(PJJ)[ -} -m pI C [(2s..3)M +p -X iMfPJC[(2s +)M-pI,,y o 2-(9 Ensuite, en remplaçant p par M/2-p, l'équation (49) peut devenir: UM""t'(XK'"i i-P -" 2' -"m- '(-)[ 2 P- 2[ t'f P.M 2 UMm.2 - M i2 2 (sob) - [M-P] tM-p) C [(2s + 1)M.p]i, i O p $ '? U.m.lXA.[!p) Z {1-M -2(c-.)[ 2p.} + X*[O]C[(2(s.l)M], if p-O (S En raison des problèmes précédents, l'équation (22) peut devenir: -Pl =z -29M-PI if P.J (.51. UMW1.2(K3>.1[ T P) =Z JXLJM.e Q:..tf3l2 P1}. x^,,O]C[2sM.M], if p-2 (1 7Mi..2 {UM -2çr.--1]} M +[ P 2 [(2)M -j [2 2P2[( 9ê2)î+ pj}i itop devraient être effectuées. Cependant, le nombre de multiplications peut être diminué à trois en utilisant la structure de la figure 9. Cette opération est utilisée30 pour augmenter la vitesse des multiplications des nombres complexes. X = a x d - b x c, y = a x c + b x d (52) Si c et d sont des constantes à la figure 9, (d-c) et (c+d) sont calculées à l'avance et sont stockées dans une mémoire. Donc, le nombre d'additions augmente de deux à trois. Etant donné que le temps pour une addition est plus court que pour une multiplication, le temps nécessaire pour calculer x et y est diminué. Cependant, les équations (21b) & (5lb), (22b) & (50b), et l'équation (52)ont la même structure. Les valeurs de C[n] correspondant à c et d sont stockées dans la mémoire, satisfaisant ainsi à la supposition précédente. Par conséquent, un algorithme, dans lequel l'équation (21b) est mise en ouvre avec l'équation (51b), et dans lequel l'équation (22b) est mise en oeuvre avec l'équation (50b), peut être réalisé en utilisant la15 structure de la figure 9, -comme le montre la figure 10. La figure 10 représente un algorithme avec K = 8 et M = 32. Dans la structure de la figure 10, seuls M/4 coefficients de fenêtre et les sommes et différences respectives de ces derniers sont stockés. Ainsi, ses20 exigences de mémoire sont plus petites que celles d'un algorithme excluant l'utilisation de la symétrie, mais elles sont plus grandes que celles d'un algorithme dépendant exclusivement de la symétrie. Pour utiliser la structure de la figure 9, C2[n], Csum[n], et Csub[n] de la figure 10 sont définis à partir d'un coefficient C[n] utilisé pour le standard international comme dans les équations suivantes (54) et (55), sont calculés à l'avance, et sont stockés pour être utilisés. C[2C2mM +M -n], Oen 2 2 C[ 2mM], n-OO m M K -C[2mM+MJ, n2 2Ogm 2 C[2inM+2M-n]+C[2mM*M+n], M n sMO m 2 2 o10 -C [2mM.], n=O,Om K- lCec 2r"nUn (42b) et (42c)K 215 =sub[+2]'22 2z 2 (56 -c [Z'rH.P), n-=,-,m 0.M_. 2 2 =C [2iM.r2. -n 3-C [2mn +. n], M -- 2 2 3-2) Algorithme de filtrage à synthèse L'équation suivante (56) est définie en utilisant les équations (42b) et (42c). xb' 2) F2 Après traitement dans le filtre à analyse, l'équation (42a) peut être exprimée par: Xb 14r-!L- 12 =2 H - nj}. (M n)D[(2s... 3M * a + ?,u [n JD[(asIM +& ifO.n. ( 5 7) peut2) j2: XbUfm2(Kl..:)M 2; -2 z. 2 2 Par l'intermédiaire du même processus, l'équation (57) peut devenir xb4fm..2(),[mn] = z Z. Ufm-2(K-r).lIln JJ#I[A2 t,i( 2+)1, (59b) -z., n]D i[(2s,. ',+, i. f Les équations (42a) & (59b), les équations (57b) & (58a), et l'équation (52) ont la même structure. Par conséquent, la figure 9 peut être utilisée pour effectuer des opérations pour ces équations. La figure il représente le cas o les équations (42a) et (59b) sont35 mises en oeuvre ensemble, o les équations (57b) et (58a) sont mises en ouvre ensemble, pourvu que K = 8 et M = 32. Cette structure a des coefficients de fenêtre et des exigences de mémoire pour leurs valeurs de calcul. Les exigences de mémoire 3KM sont plus petites que celles d'un algorithme excluant la symétrie, c'est-à- dire, 2KM, et sont plus grandes que celles d'un algorithme dépendant exclusivement de la symétrie, c'est-à-dire, 1KM. Cependant, une structure de ce type peut réduire la complexité opérationnelle, au contraire des deux algorithmes précédents. Pour utiliser la structure de la figure 9, D2[n], Dsum[n], Dsubtn] utilisés à la figure 11, sont définis à partir du coefficient D[n] utilisé dans le standard international, comme le montrent les équations (60),15 (61), et (62), et sont stockés à l'avance pour être utilisés. D2 [mM + n] - D [2rl + M + n], On 2D['2M, 2M], 2 =D[2mM+ n].-C[2mM,+M+n], 2 n =D [2mM +M], n=-,0O:m 2 2 =D [2m. n]-D [2m. +4 +.nh, 2- 2 2 De même, les algorithmes rapides appliqués aux trois algorithmes de filtrage à analyse et à synthèse, suggérés dans la présente invention, vont être comparés en termes de performance, c'est-à-dire, la complexité5 opérationnelle et les exigences de mémoire. Pour comparer le nombre total d'opérations du procédé standard international et du procédé proposé dans la présente invention au nombre d'opérations d'un procédé suggéré par Iwadare et d'un procédé suggéré par Konstantides, les10 nombres d'additions et de multiplications sont représentés au tableau 1. Dans le standard international, K = 8 et M = 32. Par conséquent, le nombre d'opérations dans le cas o K = 8 et M = 32 est représenté, de manière spécifique, dans le tableau 1. Comme le montre le tableau15 1, un algorithme considérant la symétrie de fenêtre utilise le plus petit nombre d'opérations. [Tableau 1] Nombre de Nombre d'additions multiplications ISO/IEC 2M2+2KM 2M2+2KM-3M IS 11172-3 2560 2464 Procédé 2MlogM+4+2KM 3logm+1+2KM-M Iwadare 836 961 Procédé 0,S5MlogM-M+1+2KM 1,5MlogM-M+1+2KM-M Konstantides 593 689 Algorithme 0, 5MlogM-M+1+2KM-K 1,5MlogM-M+1+ 2KM-M-K rapide I Algorithme 585 681 rapide II Algorithme 0,5MlogM-M+I+I,SKM 1, SMlogM-M+1 rapide dans le 4.65 +2KM-0,5M-K-1 cas de fenêtre 696 symétrique _ Pour diminuer les multiplications de fenêtre, les coefficients de fenêtre définis dans l'algorithme rapide de filtrage à analyse et utilisés à la figure 10 sont calculés par les équations (53), (54), et (55), comme le montre la figure 12. Les coefficients de fenêtre utilisés à la figure 11 peuvent être calculés par les équations (60), (61) et (62), et les valeurs calculées sont représentées à la figure 13. Comme on l'a précédemment décrit, le codeur audio et le décodeur audio ayant respectivement les algorithmes de filtrage à analyse et à synthèse à haute vitesse, selon la présente invention, montrent mes avantages suivants: (1) les opérations dans un filtre de bande peuvent être effectuées à une vitesse élevée en réduisant les opérations du filtre de bande utilisé pour MPEG 11172-3; (2) l'espace de stockage pour les coefficients de fenêtre peut être sauvegardé en utilisant la symétrie des coefficients de fenêtre en réalisant un filtre de bande à20 haute vitesse; (3) quand le matériel pour le seul MPBG audio est obtenu en utilisant l'algorithme de filtrage à haute vitesse, un processeur plus lent peut être utilisé et ainsi le matériel à usage spécifique devient peu coûteux; et (4) un décodeur audio MPEG en temps réel25 peut être réalisé avec un processeur polyvalent en utilisant l'algorithme de filtrage rapide. REVENDICATIONS 1. Codeur audio adoptant un algorithme de filtrage à analyse à haute vitesse et décodeur audio adoptant un algorithme de filtrage à synthèse à haute vitesse, caractérisés en ce que ledit codeur audio comprend: une unité de mise -en correspondance (11) pour classer un signal audio reçu selon une bande de fréquences en utilisant ledit algorithme de filtrage à analyse de bande à haute vitesse; un modèle psycho-acoustique (12) pour attribuer des binaires à chaque bande de fréquences en utilisant des caractéristiques psycho-acoustiques; une unité de codage et de quantification (13) pour quantifier et coder ledit signal mis en correspondance selon le nombre de binaires attribués à chaque bande de fréquences; et une unité de compactage de trame (14) pour produire un train de binaires à partir d'une sortie de signal en provenance de ladite unité de codage et de quantification (13), et caractérisés en ce que ledit décodeur audio comprend: une unité de décompactage de trame (21) pour décompacter un signal en provenance d'un train de binaires codés et reçus; une unité de décodage et de quantification inverse (22) pour le décodage et pour la quantification inverse du signal quantifié; et une unité de mise en correspondance inverse (23) pour mettre en correspondance inverse par temps/fréquence le signal quantifié inverse en utilisant ledit algorithme de filtrage à synthèse de bande à haute vitesse. 2. Codeur audio adoptant un algorithme de filtrage à analyse à haute vitesse et décodeur audio adoptant un algorithme de filtrage à synthèse à haute vitesse selon la revendication 1, caractérisés en ce que ladite unité de mise en correspondance (21) effectue une transformation discrète de cosinus (DCT) en séparant un signal obtenu en multipliant des coefficients de fenêtre et un signal audio reçu en composantes polyphasées, en utilisant l'équation suivante: i- U10uP[p..EN( MC(2r lm, ifJ - o (10) s [( 2) 2 un] = {xm1(2 f5 +P]C[(2r> fl5)Pl M 152 ' 'Jt'k 2JJi 2 {+ Xm[(2 +)M P]C[(2 * + p], if ''p 2 u[] = de mise en correspondance (21) effectue une DCT en séparant un signal obtenu en multipliant des coefficients de fenêtre et un signal audio reçu en composantes15 polyphasées, en utilisant la symétrie des coefficients de fenêtre. 5. Codeur audio adoptant un algorithme de filtrage à analyse à haute vitesse et décodeur audio adoptant un algorithme de filtrage à synthèse à haute vitesse selon la revendication 1, caractérisés en ce que ladite unité de mise en correspondance inverse (23) effectue une DCT sur les signaux, un fenêtrage de synthèse sur lesdits signaux transformés, ajoute des composantes polyphasées, et sort un signal reconstruit, en utilisant l'équation25 suivante: x. [] +.p D - ,2pn+ 4n] Po0 2 1 (40a) - z.2p.[ - n D [2pM + M + n], ifOn-- 12 1 2 K-1 xr[n] =,,-2p-l - n D[2pM M]. M n(40b) 352 1 2 xrmln] E P2 njD[2>M + n] P-0i 21 (40c) + Zm-p.t n - D [2pM M + n]i if Y J21 2 7. Codeur audio adoptant un algorithme de filtrage à analyse à haute vitesse et décodeur audio adoptant un algorithme de filtrage à synthèse à haute vitesse selon la revendication 1, caractérisés en ce que ladite unité de mise en correspondance inverse (23) effectue une DCT35 sur les signaux, un fenêtrage de synthèse sur lesdits signaux transformés, ajoute des composantes polyphasées, et sort un signal reconstruit, en utilisant la symétrie des coefficients de fenêtre.