FR 2744807 A1 19970814 FR 8519063 A 19851223 Dispositif de poursuite angulaire radar perfectionné. L'invention concerne les dispositifs de poursuite angulaire radar. Ces dispositifs sont embarqués sur des mobiles, ou bien prévus dans des stations au sol, notamment pour la conduite de tir. Un tel dispositif est muni d'un radar dont l'antenne doit pointer sur la cible, avec une erreur aussi faible que possible. A ce radar sont associés des moyens de traitement qui fournissent les ordres de pointage de son antenne, ou de pointage pour la conduite de tir. Certaines cibles, en particulier les avions, produisent des échos complexes, résultant de la composition des contributions de différents points brillants appartenant à la cible. I1 en résulte que, vue du radar, la cible se voit associer un plan équiphase dont la normale est sujette à de petites variations angulaires, assimilables à un bruit de visée angulaire qui vient se superposer au bruit thermique. Le bruit d'angle ainsi perçu par le radar se traduit par une scintillation de cible, que les spécialistes désignent le plus souvent par le terme anglais glint". I1 a été observé que le bruit de visée angulaire produit par les cibles complexes est fondamentalement un bruit de position. I1 ne devient un bruit angulaire que lorsqu'on le rapporte à la distance entre le radar et sa cible. En conséquence, à grande distance, c'est le bruit thermique qui domine, mais lorsque le radar se rapproche de sa cible, le bruit de scintillation (glint) augmente pour devenir égal au bruit thermique, puis dominer franchement celui-ci. Lorsque le bruit de scintillation est important, le mobile guidé, ou dont la trajectoire est corrigée, peut passer à une distance excessive de la cible, par rapport à sa puissance destructrice, à laquelle on associe généralement une distance dite "de létalité". Enfin, la taille des mobiles embarqués tend maintenant à décroître; la charge qu'ils peuvent emporter diminue donc, et par la même leur distance de létalité. Les problemes dus au bruit de scintillation en sont accrus d'autant. Un dispositif de poursuite angulaire radar comprend généralement une antenne, et des moyens associés à celle-ci pour fournir un signal somme et un signal différence, relatifs à une cible, des moyens de traitement avec changement de fréquence pour fournir un signal de produit scalaire des signaux somme et différence, ainsi qu'un signal de carré scalaire du signal somme, et pour élaborer, avec constante de temps passe-bas, un signal d'écartométrie défini comme le quotient du produit scalaire par le carré scalaire. Ce signal d'écartométrie permet le pointage de l'antenne, après intégration, et le cas échéant l'élaboration des ordres de guidage d'un mobile, ou de correction de sa trajectoire. Dans la Demande de brevet français No 85 17471, déposée le 26 novembre 1985 au nom de ELECTRONIQUE SERGE DASSAULT, et intitulée WDispositif de poursuite angulaire radar", il a été proposé de supprimer le filtrage passe-bas effectué sur le signal d'écartométrie lui-même, et d'effectuer au contraire deux filtrages passe-bas, de même constante de temps, au niveau du signal de produit scalaire et du signal de carré scalaire, respectivement. La présente invention a pour but de perfectionner les dispositifs de poursuite angulaire radar connus. Cela peut se faire de différentes manières. Les modes de réalisation de l'invention ont en commun le fait que la constante de temps de filtrage passe-bas appliquée au signal de carré scalaire est supérieure à au moins une autre constante de temps, appliquée au signal de produit scalaire ou au signal d'écartométrie. Dans un premier mode de réalisation de l'invention, le signal de produit scalaire est soumis à un filtrage pas se bas de même constante de temps que le signal de carré scalaire; le signal d'écartométrie est de son côté appliqué à un réseau correcteur, auquel est associée une transformée de Laplace dont le numérateur effectue une correction avec la même constante de temps que les filtrages passe-bas mentionnés ci-dessus, tandis que son dénominateur possède ladite autre constante de temps, de valeur inférieure, ou une constante de temps voisine de celle-ci. Si l'on note alors T cette autre constante de temps, les premières constantes de temps valent n.T. Dans un second mode de réalisation de l'invention actuellement préféré, cette autre constante de temps est une constante de temps de filtrage passe-bas, appliquée au signal de produit scalaire. On obtient ainsi un dispositif dans lequel la constante de temps de filtrage passe-bas appliquée au signal de produit scalaire est inférieure. à celle appliquée au signal de carré scalaire, le rapport de la seconde à la première constante de temps étant noté n. Avantageusement, le ou les filtrages passe-bas sont réalisés par des filtres numériques récursifs. De préférence, le rapport n entre les constantes de temps est au moins égal à 1,4 environ, ou mieux supérieur à 4. Dans la pratique, le dispositif selon l'invention comporte deux jeux de moyens de traitement, opérant sur des signaux somme et différence relatifs à deux directions orthogonales. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention appa rairont à l'examen de la description détaillée ci-après, et des dessins annexés, sur lesquels - la figure 1 est le schéma fonctionnel d'un dispositif de guidage d'un mobile en poursuite angulaire radar, de type connu; - la figure 2 est un schéma de principe de l'asservissement de poursuite angulaire réalisé par un tel dispositif; - la figure 3 est un schéma partiel montrant le premier mode de réalisation de l'invention; - la figure 4 est un schéma partiel montrant le second mode de réalisation de l'invention; - les figures 5 et 6 sont deux diagrammes montrant certains aspects de l'élaboration de l'écartométrie dans des dispositifs de poursuite radar; et - les figures 7 et 8 sont deux autres diagrammes montrant certains aspects de fonctionnement d'un asservissement selon l'invention, dans une boucle d'autoguidage. L'invention sera décrite ci-après dans le cas d'un mobile qui poursuit une cible, en principe mobile elle aussi, et cherche à l'intercepter. La cible, qui est par exemple un aéronef, est supposée contenir une pluralité de points brillants, qui sont alors la cause d'un phénomène de scintillation ou glint, comme précédemment indiqué. La poursuite angulaire qu'effectue le mobile par rapport à la cible fait intervenir deux mesures d'angle, dans deux directions différentes, qui sont en pratique perpendiculaires. Pour simplifier, on se limitera dans la présente description détaillée à une seule direction angulaire, le dispositif étant exactement le même pour la seconde direction. Sur la figure 1, le mobile comporte une antenne A, associée à des organes radar 2. Ces organes radar 2 sont ici de définition très large, car ils doivent pouvoir - assurer l'émission d'impulsions radar par l'antenne A; - assurer la réception d'échos et le prétraitement de ceux-ci en distinguant, pour chaque direction angulaire de mesure, un signal hyperfréquence somme noté SH, et un signal hyperfréquence de différence noté DH; - disposer de moyens pour pointer physiquement ou électroniquement l'antenne A en direction de la cible, à partir d'un signal d'erreur représentatif de l'écart angulaire entre l'axe de visée de l'antenne A et l'axe qui joint le mobile à la cible. Ces directions sont normalement rapportées à des références inertielles de bord que comporte le mobile, et par rapport à laquelle sont également définis les paramètres de mouvement de ce mobile, de manière connue. Les signaux hyperfréquence SH et DH sont supposés ici être fournis en phase par les organes radar 2. Certains matériels les fournissent en quadrature, ce qui nécessiterait l'addition d'un déphaseur sur l'une des voies. Ces signaux SH et DH sont soumis à un premier changement de fréquence à l'aide d'un premier oscillateur local 40, ou OL1, et de mélangeurs respectifs 41 et 42, suivis d'amplificateurs 43 et 44. Les signaux de sortie de ces amplificateurs sont notés S et D. Ils sont de nature vectorielle, ou complexe, c'està-dire qu'ils possèdent une partie réelle et une partie imaginaire. Ce fait est rappelé sur les dessins par une flèche qui surmonte de tels signaux vectoriels ou complexes. Ces signaux S et D sont appliqués à deux organes 51 et 52, qui reçoivent le signal d'un second oscillateur local 50, ou OL2. De manière connue, l'organe 51 fournit les deux composantes SX et SY du signal vectoriel ou complexe S. De même, l'organe 52 fournit les deux composantes DX et DY du signal vectoriel ou complexe D. Un organe 6 fournit d'une part un signal de produit scalaire des signaux somme et différence, noté S.D (avec flèche sur les dessins), d'autre part un signal de carré scalaire du signal somme, noté Sj2. Un diviseur 7 fournit maintenant le quotient du signal de produit scalaire par le signal de carré scalaire, la sortie étant donc un signal d'écartométrie brute. Ce signal est tout d'abord soumis à un filtrage passebas dans un circuit 8, auquel on associe traditionnellement la fonction- de transfert 1/1 + T.p, suivant la convention bien connue de la transformée de Laplace. (Cette convention est utilisée dans le présent texte, bien qu'en toute rigueur elle ne s'applique pas à des signaux numériques échantillonnés). Le signal d'écartométrie E, ainsi filtré avec la constante de temps T, est alors amplifié dans un amplifi cateur 9, dont la sortie définit l'ordre de guidage OG pour le mobile. Une boucle, qui part de la sortie de l'organe 9, et comprend un intégrateur 90 (transformée de Laplace l/p) vient alors agir sur les organes radar 2 pour corriger le pointage de l'antenne A en direction de la cible. Cette boucle peut être plus élaborée pour certaines applications. La disposition connue de la figure 1 est sujette au problème déjà relevé : lorsque le mobile s'approche de la cible, le bruit de scintillation de la cible devient dominant, ce qui peut se traduire par une distance de passage excessive du mobile vis-à-vis de la cible. Le schéma de la figure 2 résume l'asservissement de poursuite angulaire en seulement deux composants - le bloc ASD, qui comprend les éléments allant du circuit d'antenne 2 jusqu'à l'amplificateur 9, exclu; et - le bloc ARS, qui comprend l'amplificateur 9, et l'intégrateur 90, dont on considère maintenant qu'il peut aussi posséder une propriété de filtrage passe-bas de constante de temps x. THb désigne une grandeur angulaire relative au but ou cible visé. THa désigne une grandeur angulaire de positionnement de l'antenne. Et l'homme de l'art comprend immédiatement que l'asservissement a pour but de réaliser la condition THb = THa En pratique, cet asservissement doit avoir un bon amortissement, c'est-à-dire un facteur d'amortissement au moins égal à 0,7. Compte tenu d'une constante de temps T incorporée au bloc ASD, et d'une constante de temps x éventuellement incorporée au bloc ARS, cela suppose la vérification de la relation approchée suivante K(T+x) En d'autres termes, il y a lieu de filtrer fortement les fluctuations de la cible, sans pour autant diminuer K, ce qui augmenterait le retard sur l'information utile au guidage. On décrira maintenant, en référence aux figures 3 et 4, deux variantes d'un dispositif qui permettent d'obtenir ce résultat. Sur la figure 3, le signal de produit scalaire S.D (des flèches surmontent ces symboles dans les dessins, pour rappeler leur nature vectorielle ou complexe) est appliqué à un circuit de filtrage passe-bas 81 de constante de temps n.T. Le signal de carré scalaire lS12 est appliqué à un circuit de filtrage passe-bas 82 de même constante de temps n.T. Les deux signaux obtenus après filtrage sont appliqués à un diviseur 70, suivi d'un réseau correcteur 83 auquel est associée une transformée de Laplace dont le numérateur est 1 + n.T.p, tandis que son dénominateur est 1 + T.p. La sortie du réseau correcteur 83 est le signal d'écartométrie E, appliqué à l'organe 9 de la figure 1, ou, ce qui revient au même, au bloc ARS de la figure 2. Selon l'invention, n est un nombre réel supérieur à 1. On remarquera que, pour n=l, on retrouve le dispositif décrit dans la Demande de brevet No 85 17471 déjà citée, et pour n = 0 le dispositif connu de la figure 1. Dans la pratique, le numérateur de la fonction de transfert de l'organe 83 peut aussi s'écrire 1 + n'.T.p, avec n' voisin de n. Sur la figure 4, le signal de produit scalaire S.D est appliqué à un circuit de filtrage passe-bas 181 de constante de temps T. Le signal de carré scalaire ISl2 est appliqué à un circuit de filtrage passe-bas 182 de constante de temps n.T. Les deux signaux ainsi filtrés sont appliqués au diviseur 70 qui, cette fois, fournit directement le signal d'écartométrie E, utilisé comme précédemment. Une première variante consiste à déplacer l'organe 181, pour le reporter en 183 après le diviseur 70, comme se trouvait l'organe 8 (figure 1). Une autre variante consiste à répartir la constante de temps de filtrage passe-bas entre les organes 181 et 183. Là encore, n est un nombre réel supérieur à 1 et, pour n=l, on retrouve le dispositif décrit dans la Demande de brevet précitée. I1 a été observé que, dans les deux cas, l'information utile, c'est-à-dire l'information angulaire, n'est retardée que de T. On remarque par exemple qu'en présence d'une cible non fluctuante, pour laquelle le signal de carré scalaire est constant, on retrouve l'effet d'un filtrage passe-bas de constante de temps T. Par contre, en présence d'une cible fluctuante, les variations de la force de l'écho, représentées par le signal de carré scalaire, sont filtrées n fois plus que dans les dispositifs classiques de constante de temps T. Ceci permet de dégager une bonne valeur moyenne de ce signal de force d'écho. I1 en résulte que les écartométries aberrantes, toujours liées dans les dispositifs classiques à un minimum de la puissance reçue, sont fortement réduites. Bien entendu, les modes de réalisation particuliers décrits ci-dessus en référence aux figures 3 et 4 ne sont pas limistatifs. Tout d'abord, ils sont aptes à fonctionner dans tout dispositif d'écartométrie dite "monopulse", pourvu que le traitement se fasse séparément sur le numérateur et le dénominateur des deux grandeurs appliquées à un diviseur tel que 70. De plus, si les filtres sont représentés aux figures 3 et 4 par des fonctions de transfert linéaires du premier ordre, il est clair que - si l'écartométrie est échantillonnée, ces filtres seront remplacés par un filtre numérique équivalent, en particulier un filtre numérique récursif, réalisé sur le même principe que ceux décrits dans la Demande de brevet No 85 17471 (figure 2 ou figure 3 qui conserve l'écartométrie non filtrée), - des filtres d'ordre plus élevé (filtres de Butterworth par exemple) ou plus élaborés (filtres de Kalman par exemple) peuvent être retenus, sans remettre en cause le fonctionnement du dispositif. On considérera maintenant certains autres aspects de l'invention, à savoir notamment l'initialisation des filtres. I1 est supposé maintenant qu'il s'agit de filtres numériques récurrents. La constante de temps n.T va fixer la durée du régime transitoire des filtres, à l'initialisation. I1 peut en résulter une contrainte sur n.T, compte tenu du temps disponible pour l'interception. Une aide à l'établissement du régime permanent permet d'atténuer cette contrainte. Une telle aide peut consister à partir d'une valeur nO plus faible que n, et croissant jusqu'à n. En pratique, il est estimé à présent que le dispositif selon l'invention pourra fonctionner avec un gain K = 20, et une valeur du facteur n au moins égale à 1,4, ou mieux supérieure à 4. I1 a été procédé à des études et essais dans lesquels la cible était représentée par le modèle d'une cible dite "riboule". On désigne par k le rapport des poids électriques des deux boules, qui est la racine carrée du rapport de leurs surfaces équivalentes radar, par r l'écartement de ces deux boules, et par d le déphasage des signaux reçus. La figure 5 représente, en fonction du paramètre k, les deux courbes limites entre lesquelles évolue l'écartométrie non filtrée, c'est-à-dire le rapport E/r. La courbe supérieure R00 correspond au retour en phase, tandis que la courbe inférieure R180 correspond au retour en opposition de phase. Le point brillant, qui se trouve entre ces deux courbes, peut donc sortir fortement de l'enveloppe des deux boules, dont les positions sont illustrées en B1 et B2 sur l'axe vertical. A la limite, lorsque k tend vers 1, le point brillant peut s'écarter à l'infini lorsque les signaux reçus sont en opposition de phase, puisque la courbe inférieure admet une asymptote Ras. La figure 6 correspond aux deux courbes limites d'un dispositif tel que proposé selon l'invention. I1 est supposé que l'on ne filtre pas le signal de produit scalaire, tandis que l'on filtre considérablement le signal de carré scalaire. Cela correspond au cas limite où T tend vers zéro, tandis que nT tend vers l'infini. La construction de la courbe est la même que précédemment. On constate que l'enveloppe des positions extrêmes du point brillant est beaucoup plus étroite. La fluctuation maximale est fortement réduite par rapport au cas classique, et le pointage ne sort plus que très rarement de la cible physique. On considérera maintenant, en référence aux figures 7 et 8, l'amélioration du résultat, apportée par le dispositif proposé, lors de l'interception simulée d'une cible par un missile guidé. Sur ces figures, l'axe des abscisses représente le temps en secondes, tandis que l'axe des ordonnées représente d'une part l'écartométrie filtrée E (courbe en trait continu) et d'autre part l'évolution de l'écart métrique par rapport à la collision missile-cible, écart Dp. La figure 7 correspond au résultat obtenu avec le mode de réalisation de la fig.4, mais pour lequel n = 1, et T = 0,025, c'est-à-dire à la figure 2 de la Demande de brevet No 85 17471. La courbe d'écartométrie E est encore sujette à des variations assez importantes, de même que la courbe Dp d'écart par rapport à la collision. Au droit de la cible (t = 1,44 seconde environ), la courbe Dp donne la distance de passage qui est voisine de 3 mètres. La figure 8 correspond aux mêmes conditions, hormis le fait que n est maintenant égal à 16. On observe ici que les variations de la courbe d'écartométrie E apparaissent atténuées, tandis que la distance de passage au droit de la cible descend jusqu'à environ 1 mètre. Les explications ci-dessus montrent bien les avantages que l'on peut attendre de la présente invention. Revendications. 1.- Dispositif de poursuite angulaire radar, du type comprenant une antenne (A) et des moyens (2) associés à celle-ci pour fournir un signal somme et un signal différence relatifs à une cible, des moyens de traitement avec changement de fréquence (40-44,50-52,6) pour fournir un signal de produit scalaire des signaux somme et différence, ainsi qu'un signal de carré scalaire du signal somme, et avec constante de temps passe-bas (8) pour élaborer un signal d'écartométrie (E) défini comme le quotient du produit scalaire par le carré scalaire, afin de permettre le pointage de l'antenne (A) après intégration (90), le cas échéant l'élaboration d'ordres de guidage (OG) d'un mobile, caractérisé en ce que la constante de temps de filtrage passe-bas appliquée au signal de carré scalaire est supérieure à au moins une autre constante de temps, appliquée au signal de produit scalaire ou au signal d'écartométrie. 2.- Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite autre constante de temps est une constante de temps de filtrage passe-bas, appliquée au signal de produit scalaire. 3.- Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal de produit scalaire est soumis à un filtrage passe-bas de même constante de temps que le signal de carré scalaire, et en ce que ladite autre constante de temps apparait au dénominateur de la transformée de Laplace d'un réseau correcteur du signal d'écartométrie, dont le numérateur sffectue une correction avec une constante de temps voisine de la première constante de temps. 4.- Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que la constante de temps de correction est égale à la première constante de temps. 5.- Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le ou les filtrages passe-bas sont réalisés par des filtres numériques récursifs. 6.- Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le rapport entre les deux constantes de temps est au moins égal à 1,4 environ. 7.- Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le rapport entre les deux constantes de temps est au moins égal à 4. 8.- Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte deux jeux de moyens de traitement, opérant sur des signaux somme et différence relatifs à deux directions orthogonales.