FR 2736460 A1 19970110 FR 9610884 A 19960906 La présente invention concerne des circuits de mémorisation de tension prévus par exemple pour l'utilisation dans des convertisseurs analogiques- numériques, pour mémoriser une valeur analogique appliquée avant la conversion en son équivalent numérique. La figure 1 des dessins annexés montre un circuit de mémorisation de tension envisagé précédemment, qui comprend un élément de commutation d'entrée 1, un condensateur de mémorisation 2, et un élément amplificateur 3 ayant une impédance élevée et un gain égal à l'unité. Initialement, lorsque l'élément de commutation 1 est dans la position fermée, une tension d'entrée analogique Vi qui est appliquée entre les bornes d'entrée du circuit est transmise au condensateur de mémorisation 2, de façon que la différence de potentiel entre les armatures du condensateur de mémorisation suive la tension d'entrée Vi. A un instant prédéterminé tcomm, l'élément de commutation d'entrée 1 est commuté vers la position ouverte, ce qui fait que la différence de potentiel entre les armatures du condensateur immédiatement après cette commutation est mémorisée jusqu'au moment o l'élément de commutation d'entrée 1 est ouvert à nouveau. Pendant la période au cours de laquelle l'élément de commutation est dans la position ouverte, la tension mémorisée est reproduite entre les bornes de sortie du circuit, sous la forme d'une tension de sortie Vo, l'élément amplificateur 3 ayant pour fonction d'éviter que le condensateur de mémorisation ne soit chargé par un circuit qui est connecté aux bornes de sortie. La figure 2 montre de façon plus détaillée une partie d'entrée de l'élément amplificateur 3. Cette partie d'entrée comprend un transistor d'entrée 33 qui est un transistor à effet de champ ayant une électrode de drain connectée à une ligne d'alimentation positive Vdd de l'élément, une électrode de source connectée par l'intermédiaire d'une source de courant 32 à une ligne d'alimentation négative Vss de l'élément, et une électrode de grille connectée à une armature (l'armature supérieure sur la figure 1) du condensateur de mémorisation. On notera que le transistor à effet de champ d'entrée 33 est connecté dans ce que l'on appelle la configuration à charge de source. Un circuit supplémentaire, non représenté sur la figure 2, est normalement interposé entre l'électrode de source du transistor à effet de champ d'entrée 33 et une sortie de l'élément pour isoler/amplifier le potentiel de l'électrode de source de façon à produire le potentiel de sortie Vo. Dans l'utilisation de l'élément amplificateur 3 de la figure 2, la source de courant 32 fait circuler un courant dans le canal drain-source du transistor à effet de champ d'entrée 33, ce qui fait que le potentiel d'électrode de source Vs de ce transistor suit le potentiel d'électrode de grille, et par conséquent le potentiel mémorisé Vc de l'armature supérieure du condensateur de mémorisation 2. Ainsi, la partie d'entrée de l'élément amplificateur 3 a un gain en tension pratiquement égal à l'unité, bien qu'en pratique le potentiel d'électrode de source Vs soit toujours légèrement inférieur au potentiel Vs de l'armature supérieure du condensateur de mémorisation 2. Du fait que la partie d'entrée utilise un transistor à effet de champ d'entrée dont le courant de grille est très faible, l'impédance d'entrée de l'élément est très élevée. Par conséquent, après que l'élément de commutation d'entrée 1 du circuit de mémorisation de tension de la figure 1 a été ouvert, le condensateur de mémorisation n'est pas déchargé d'une manière appréciable par l'élément ampli- ficateur 3. L'élément amplificateur 3 de la figure 2 présente cependant un inconvénient qui résulte d'une injection de charge dans sa partie d'entrée à partir du condensateur de mémorisation 2 (ou inversement), lorsque le potentiel de l'armature supérieure Vc du condensateur de mémorisation 2 est changé. Bien qu'après que l'élément de commutation d'entrée 1 a été ouvert, il ne se produise normalement aucun changement de ce type du potentiel de l'armature supérieure, comme on l'expliquera ultérieurement dans la présente description, le potentiel de l'armature supérieure Vc change inévitablement à l'instant tcomm de l'ouverture de l'élément de commutation d'entrée 1, à cause d'une injection de charge à ce moment par l'élément de commutation d'entrée 1 lui-même. Une telle injection de charge par l'élément de commutation d'entrée 1 conduit à un changement faible, mais appréciable lorsqu'on travaille avec une précision élevée, dans la tension qui est mémorisée dans le condensateur de mémorisation 2, et par conséquent il provoque un changement dans le potentiel Vc de l'armature supérieure du condensateur, au moment o l'élément de commutation est ouvert. On va maintenant expliquer les raisons pour lesquelles une injection de charge se produit dans la partie d'entrée de l'élément amplificateur sous l'effet de changements du potentiel de l'armature supérieure du condensateur de mémori- sation 2. Comme le montre la figure 2, le transistor à effet de champ d'entrée 33 a inévitablement de petites capacités parasites entre ses électrodes, et il y a une capacité parasite grille-source Cgs entre les électrodes de grille et de source, une capacité parasite grille-drain Cgd entre les électrodes de grille et de drain, et une capacité parasite drain-source Cds entre les électrodes de drain et de source. Chaque fois que les potentiels de ces trois électrodes changent mutuellement, une charge doit entrer dans les capacités parasites ou sortir de celles-ci, et c'est la combinaison de ces circulations de charges qui provoque l'injection de charge dans la partie d'entrée d'élément amplificateur, ou à partir de celle-ci. Dans l'élément amplificateur de la figure 2, du fait que le transistor d'entrée 33 est connecté dans la configuration à charge de source mentionnée ci- dessus, son potentiel grille-source est pratiquement constant, indépendamment du potentiel Vc de l'armature supérieure du condensateur de mémorisation 2, ce qui fait que l'on peut normalement négliger l'injection de charge qui est due à la capacité parasite grille-source Cgs. Cependant, le potentiel grille-drain et le potentiel drain-source du transistor d'entrée 33, qui ont respectivement les valeurs Vdd - Vc et Vdd - Vs, ne sont pas constants et varient sous la dépendance du potentiel Vc de l'armature supérieure. Par conséquent, chaque fois que Vc est changé, une charge doit entrer dans la capacité parasite grille-drain Cgd, et la capacité parasite drain-source Cds, ou sortir de ces capacité, ce qui provoque dans chaque cas la circulation d'une charge vers la partie d'entrée de l'élément amplificateur ou à partir de celle-ci. Lorsque l'élément de commutation d'entrée est ouvert, la charge qui circule doit charger ou décharger le condensateur de mémorisation 2, en fonction de la direction de la circulation. Cette charge ou cette décharge introduit inévita- blement une erreur dans la tension mémorisée entre les armatures du condensateur de mémorisation 2. Les effets des capacités parasites de la partie d'entrée de l'élément amplificateur sont particulièrement sévères lorsque la capacité du condensateur de mémorisation 2 n'est pas élevée par rapport aux capacités parasites elles-mêmes, ce qui peut être le cas par exemple lorsqu'on désire réduire le temps d'acquisition du circuit de mémorisation de tension. Selon la présente invention, on procure un circuit de mémorisation de tension comprenant: un condensateur de mémorisation dont une première armature est connectée à une borne d'entrée du circuit par l'intermédiaire d'un élément de commutation d'entrée et dont la seconde armature est connectée à une borne commune du circuit, un signal d'entrée à mémoriser étant appliqué entre les bornes d'entrée et commune lorsque le circuit est en cours d'utilisation; et un élément amplificateur, ayant une entrée connectée à la première armature et une sortie connectée à une borne de sortie du circuit, pour fournir un signal de sortie entre la borne de sortie et la borne commune, sous la dépendance de la tension qui est mémorisée dans le condensateur de mémorisation, cet élément amplificateur comprenant un dispositif d'entrée électronique ayant un chemin de courant commandé entre des première et seconde électrodes respectives de chemin de courant du dispositif, et ayant également une électrode de commande à laquelle un potentiel est appliqué pour commander l'intensité du courant dans le chemin de courant, cette électrode de commande étant connectée à la première armature, et les première et seconde électrodes de chemin de courant étant connectées à des moyens suiveurs de potentiel, de façon que le potentiel de la première électrode de chemin de courant ainsi que le potentiel de la seconde électrode de chemin de courant suivent le potentiel de l'électrode de commande, pendant qu'un courant circule dans le chemin à courant commandé, afin que les potentiels respectifs des première et seconde électrodes de chemin de courant soient maintenus pratique- ment fixes par rapport au potentiel de la première armature; le circuit de mémori- sation de tension étant formé sur un seul substrat, et l'élément de commutation d'entrée et le dispositif d'entrée de l'élément amplificateur se trouvant dans un ou plusieurs caissons du type de conductivité opposé à celui du matériau environnant du substrat, des moyens étant incorporés pour faire en sorte que le potentiel de caisson, ou chacun d'eux, suive le potentiel de la première armature. En commandant de cette manière le potentiel du caisson, on peut éliminer par le montage bootstrap les capacités parasites du circuit (comprenant la capacité de l'élément de commutation et toute capacité d'interconnexion). Le caisson peut par exemple être connecté électriquement à la borne de sortie du circuit. Ceci permet au potentiel du caisson de suivre le potentiel de la borne de sortie. Le condensateur de mémorisation précité peut également se trouver à l'intérieur d'un tel caisson pour compenser par une configuration bootstrap des capacités parasites qui lui sont associées. Selon une configuration avantageuse, un ou plusieurs blindages conducteurs s'étendent sur la région du caisson ou de chaque caisson, et des moyens sont incorporés pour faire en sorte que le potentiel ou chaque potentiel de blindage suive le potentiel de la première armature. Ceci contribue à éliminer des effets de capacité parasite résiduelle. Dans un tel cas, le blindage conducteur peut également utilement être connecté électriquement à la borne de sortie du circuit, de façon que le potentiel du blindage suive le potentiel de la borne de sortie. La conception de l'élément amplificateur assure que les potentiels de l'électrode de commande et des première et seconde électrodes de chemin de courant du dispositif d'entrée sont tous dans une relation pratiquement fixe les uns par rapport aux autres et par rapport au potentiel de la première armature, lorsque le circuit est en cours d'utilisation, ce qui fait que les capacités parasites qui existent entre ces électrodes n'affectent pas notablement le fonctionnement du circuit. Ceci évite une injection de charge vers l'élément amplificateur ou à partir de celui-ci, avec la charge/décharge résultante du condensateur de mémorisation, à cause du fonctionnement de l'élément amplificateur qui est connecté à la première armature du condensateur de mémorisation. On élimine ainsi une erreur dans la tension mémorisée sous l'effet d'une telle charge/décharge. Il est préférable que les moyens suiveurs de potentiel comprennent une source de courant, connectée à la première électrode de chemin de courant, pour faire en sorte que le potentiel de la première électrode de chemin de courant suive le potentiel de l'électrode de commande, et un circuit suiveur actif connecté fonctionnellement entre les première et seconde électrodes de chemin de courant, pour que le potentiel de la seconde électrode de chemin de courant suive le potentiel de la première électrode de chemin de courant. Dans une telle configuration, la première électrode de chemin de courant suit automatiquement le potentiel de la première armature, ce qui fait que le circuit suiveur actif peut être connecté fonctionnellement entre les première et seconde électrodes de chemin de courant, c'est-à-dire exclusivement du côté de la sortie du dispositif d'entrée, pour réaliser la fonction exigée consistant à suivre la seconde électrode de chemin de courant. Le dispositif d'entrée électronique est avantageusement un transistor d'entrée à effet de champ, de façon que l'électrode de commande soit l'électrode de grille du transistor d'entrée à effet de champ, la première électrode de chemin de courant soit l'électrode de source du transistor d'entrée à effet de champ, la seconde électrode de chemin de courant soit l'électrode de drain du transistor d'entrée à effet de champ, et le chemin à courant commandé soit constitué par le canal drain- source du transistor d'entrée à effet de champ. Un tel transistor d'entrée à effet de champ confère une impédance d'entrée élevée à l'élément amplificateur, de façon à éviter une décharge du condensateur de mémorisation après que l'élément de commutation d'entrée a été ouvert, les capacités parasites grille-source, grille-drain et source-drain du transistor à effet de champ d'entrée, qui sont inévitables, n'affectant pas le fonctionnement. Lorsque le dispositif d'entrée est un transistor à effet de champ, le circuit suiveur actif peut comprendre un transistor à effet de champ en montage cascode avec son canal drain-source en série avec le canal drainsource du transistor d'entrée à effet de champ, de façon que le potentiel d'électrode de source du transistor en montage cascode suive le potentiel d'électrode de grille de ce transistor, et il peut également comprendre un générateur de polarisation connecté fonctionnellement entre l'électrode de source du transistor d'entrée à effet de champ et l'électrode de grille du transistor en montage cascode, pour maintenir une différence de potentiel pratiquement constante entre ces électrodes. Une telle configuration cascode est simple mais efficace, la connexion en série du transistor à effet de champ à montage cascode, avec le transistor d'entrée à transistor à effet de champ, garantissant que le potentiel d'électrode de source du transistor à montage cascode suit automatiquement celui de l'électrode de grille. L'élément amplificateur est de préférence constitué par des première et seconde parties de circuit pratiquement identiques, la première partie comprenant le dispositif d'entrée et le circuit suiveur actif, et la seconde partie comprenant la source de courant. Une telle symétrie de circuit peut permettre d'obtenir un fonctionne- ment très stable et très prévisible de l'élément amplificateur, en particulier en ce qui concerne la relation entre les potentiels d'entrée et de sortie de l'élément amplificateur, et le circuit peut être fabriqué commodément. Lorsque l'élément amplificateur du circuit de mémorisation de tension comprend deux parties de circuit pratiquement identiques, comme décrit ci- dessus, la première partie de l'élément amplificateur est de préférence placée à l'intérieur du caisson ou des caissons précités et la seconde partie de l'élément amplificateur est formée dans un ou plusieurs caissons supplémentaires, chacun du type de conductivité opposé à celui des régions environnantes du substrat, le potentiel du caisson ou de chaque caisson supplémentaire étant pratiquement fixe par rapport au potentiel d'une ligne d'alimentation du circuit. L'élément de commutation d'entrée est de préférence un élément de commutation d'entrée électronique, fonctionnant sous la dépendance du potentiel présent sur une électrode de commutation de cet élément, le circuit comprenant en outre des moyens d'attaque de commutation qui sont connectés pour faire en sorte que le potentiel de l'électrode de commutation suive le potentiel de la borne d'entrée lorsque l'élément est dans son état passant, ce qui a pour effet de maintenir le potentiel de l'électrode de commutation pratiquement fixe par rapport au potentiel de la borne d'entrée, et que l'on peut actionner pour faire en sorte que le potentiel de l'électrode de commutation change, par rapport au potentiel de la borne d'entrée, pour que l'élément soit commuté de son état passant à son état bloqué. Dans un tel circuit, le potentiel de l'électrode de commutation est fixe par rapport au potentiel de la borne d'entrée, ce qui fait que la quantité de charge qui est injectée dans l'élément de commutation électronique au moment de la commutation à l'état bloqué est pratiquement indépendante du niveau du signal d'entrée. Par conséquent, l'erreur dans la tension mémorisée, qui est due à une telle injection de charge, est pratiquement constante, ou au moins linéaire, pour différentes tensions de signal d'entrée, et on peut donc prendre des mesures appropriées pour compenser une telle erreur. Le potentiel de l'électrode de commutation est avantageusement obtenu à partir du signal de sortie, de façon que ce potentiel puisse être obtenu sans charger ou affecter d'une autre manière le signal d'entrée. Selon une caractéristique avantageuse, les moyens d'attaque de commutation sont connectés fonctionnellement à la borne de sortie et on peut les faire fonctionner, sous la dépendance d'un signal de commutation qu'ils reçoivent, de façon à appliquer à l'électrode de commutation soit un potentiel d'état passant, pour maintenir l'élément de commutation d'entrée dans son état passant, soit un potentiel d'état bloqué, pour maintenir l'élément de commutation d'entrée dans son état bloqué, ces potentiels d'état passant et d'état bloqué étant chacun pratiquement fixes par rapport au potentiel de la borne de sortie, mais différant l'un de l'autre d'une quantité prédéterminée. Dans cette configuration, les deux potentiels d'état passant et d'état bloqué sont fixes par rapport au potentiel de signal d'entrée, ce qui fait que l'injection de charge par l'élément de commutation d'entrée est pratiquement constante, indépendamment du potentiel du signal d'entrée. Le circuit de mémorisation de tension peut parfaitement comporter des première et seconde lignes de polarisation respectives, connectées fonctionnelle- ment à la borne de sortie, de façon à être à des potentiels qui sont respectivement fixes par rapport au potentiel de la borne de sortie, le potentiel de la seconde ligne de polarisation étant égal à l'un des potentiels d'état passant et d'état bloqué, et la différence de potentiel entre les première et seconde lignes de polarisation étant supérieure ou égale à la quantité prédéterminée. Dans ce cas, les moyens d'attaque de commutation peuvent comprendre un condensateur d'amplificateur à réaction du type "bootstrap", dont une première armature est connectée à l'électrode de commutation pour fournir le potentiel de l'électrode de commutation, et ils peuvent également comprendre des moyens de connexion connectés aux deux armatures du condensateur bootstrap et aux lignes de polarisation, et pouvant être commutés, lorsque le potentiel de l'électrode de commutation doit être changé de l'un de ses potentiels d'état passant et d'état bloqué, à l'autre de ces potentiels, de façon à passer d'une configuration de charge, ayant pour fonction de connecter la première armature du condensateur bootstrap à la seconde ligne de polarisation et de connecter la seconde armature de ce condensateur à la première ligne de polari- sation, à une configuration flottante ayant pour fonction d'isoler la première armature précitée vis-à-vis de la seconde ligne de polarisation, en connectant la seconde armature à la seconde ligne de polarisation, pour que le potentiel sur la première armature précitée change ainsi en passant du potentiel de la seconde ligne de polarisation à un potentiel qui en differe de la quantité prédéterminée. Dans une telle configuration, l'un des potentiels d'état passant et d'état bloqué peut, si nécessaire, être à l'extérieur des potentiels des lignes d'alimentation du circuit. Selon une variante, le circuit de mémorisation de tension peut comporter des première, seconde et troisième lignes de polarisation respectives, connectées fonctionnellement à la borne de sortie, de façon à être à des potentiels qui sont respectivement fixes par rapport au potentiel de la borne de sortie, le potentiel de la troisième ligne de polarisation étant égal à l'un des potentiels d'état passant et d'état bloqué, et la différence de potentiel entre les première et seconde lignes de polarisation étant supérieure ou égale à la quantité prédéterminée. Dans ce cas, les moyens d'attaque de commutation peuvent comprendre un condensateur d'amplificateur à réaction du type "bootstrap", dont une première armature est connectée à l'électrode de commutation pour fournir le potentiel de l'électrode de commutation, et ils peuvent également comprendre des moyens de connexion connectés aux deux armatures du condensateur bootstrap et aux lignes de polarisation, et pouvant être commutés, lorsque le potentiel de l'électrode de commutation doit être changé de l'un de ses potentiels d'état passant et d'état bloqué, à l'autre de ces potentiels, de facçon à passer d'une configuration de charge, ayant pour fonction de connecter la première armature du condensateur bootstrap à la troisième ligne de polarisation, tout en connectant la seconde armature de ce condensateur à la première ligne de polarisation, à une configuration flottante ayant pour fonction d'isoler la première armature vis-à-vis de la troisième ligne de polarisation, tout en connectant la seconde armature à la seconde ligne de polarisation, pour changer le potentiel sur la première armature, de façon qu'il passe du potentiel de la troisième ligne de polarisation à un potentiel qui diffère de ce dernier de la quantité prédéterminée. Dans cet exemple, le changement exigé dans le potentiel de l'électrode de commutation, à partir du potentiel de la borne de sortie lorsque l'élément de commutation est dans l'un de ses états passant et bloqué, vers un potentiel qui diffère de la quantité prédéterminée par rapport au potentiel de la borne de sortie, lorsque l'élément de commutation est dans l'autre de ses états passant et bloqué, peut être réalisé en utilisant des lignes de polarisation internes dont les potentiels ne conviennent pas pour fournir directement les potentiels d'état passant et d'état bloqué, et/ou dont les potentiels diffèrent du potentiel de la borne de sortie avec un écart inférieur à la quantité prédéterminée. Il est préférable que l'élément de commutation d'entrée électronique soit un transistor MOS à effet de champ, auquel cas l'un des potentiels d'état passant et d'état bloqué peut être pratiquement identique au potentiel de la borne de sortie. Par exemple, si le transistor MOS à effet de champ est un transistor du type à canal n et à enrichissement, le potentiel d'état bloqué peut être pratiquement identique au potentiel de la borne de sortie. Avec un tel transistor MOS à effet de champ pour l'élément de commutation électronique, la génération de potentiels d'état passant et d'état bloqué peut être simple, comme il est souhaitable, en particulier dans le cas o le potentiel précité parmi les potentiels d'état passant et d'état bloqué peut être obtenu en appliquant simplement directement le potentiel de la borne de sortie à l'électrode de commande. Le gain de l'élément amplificateur est de préférence pratiquement égal à l'unité. Dans ce cas, le potentiel de l'électrode de commutation et le ou les potentiels de caisson peuvent commodément être portés par une configuration bootstrap au potentiel de la borne de sortie du fait que, lorsque l'élément amplificateur a un gain pratiquement égal à l'unité, le potentiel de la borne de sortie, après amplification/isolation, est pratiquement égal au potentiel de la première armature/potentiel du signal d'entrée. Par conséquent, le potentiel d'électrode de commutation ainsi que le ou les potentiel(s) de caisson qui sont exigés peuvent être obtenus à partir du signal de sortie après isolation/amplifi- cation, sans affecter le signal d'entrée. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre de modes de réalisation, donnés à titre d'exemples non limitatifs. La suite de la description se réfère aux dessins annexés dans lesquels: - la figure 1, que l'on a envisagée précédemment, montre un schéma d'un circuit de mémorisation de tension considéré antérieurement; - la figure 2, qui a également été envisagée précédemment, montre de façon plus détaillée un élément amplificateur qui fait partie du circuit de la figure 1; - la figure 3 montre un schéma d'un circuit de mémorisation de tension qui met en oeuvre l'invention; - la figure 4 montre une structure d'un élément amplificateur qui fait partie du circuit de la figure 3; - la figure 5 montre une autre structure d'élément amplificateur prévu pour l'utilisation dans le circuit de la figure 3; -la figure 6 montre de façon plus détaillée un élément de commutation d'entrée qui fait partie du circuit de la figure 3; - la figure 7 montre encore une autre structure d'élément amplificateur, ainsi qu'un exemple de moyens d'attaque de commutation, pour l'utilisation dans le circuit de la figure 3; - les figures 8(A) et 8(B) montrent respectivement des représentations en plan et en coupe qui illustrent une implantation possible du circuit de la figure 3 sur un substrat de circuit intégré selon un premier mode de réalisation de la présente invention; et - les figures 9(A) et 9(B) montrent respectivement des représentations en plan et en coupe qui illustrent une autre implantation possible du circuit de la figure 3 sur un substrat de circuit intégré selon un deuxième mode de réalisation de la présente invention; - la figure 10 montre un schéma d'un circuit de sommation de tension qui utilise un circuit de mémorisation de tension du type représenté sur la figure 3; - la figure 11 montre un schéma d'un circuit doubleur de tension qui utilise deux circuits de mémorisation de tension du type représenté sur la figure 3; - la figure 12 montre un schéma de circuit de certaines parties d'un convertisseur analogique-numérique comprenant un ensemble d'étages de con- version qui sont respectivement basés sur le circuit doubleur de tension de la figure 11; - la figure 13 montre un schéma de circuit de certaines parties d'un convertisseur analogique-numérique, ayant un seul étage de conversion, qui met en oeuvre la présente invention; - la figure 14 est un schéma de certaines parties du convertisseur de la figure 12, qui est destiné à illustrer des avantages de l'application d'un facteur de proportionnalité entre les étages successifs du convertisseur de la figure 12; - la figure 15 est une représentation graphique qui, dans le cas d'unconvertisseur tel que celui représenté sur la figure 12, ayant 16 étages, illustre la relation entre le courant consommé total du convertisseur et le facteur de propor- tionnalité, et la relation entre le bruit total dans le convertisseur et le facteur de proportionnalité; et - la figure 16 est un schéma qui illustre un exemple de l'implantation du convertisseur de la figure 12 sur une puce de circuit intégré. Le circuit de mémorisation de tension de la figure 3 comprend un élément de commutation électronique 1, de préférence un transistor à effet de champ MOS, un condensateur de mémorisation 2, un amplificateur- séparateur à gain égal à l'unité, 3, et des moyens d'attaque de commutation à configuration bootstrap, 4, 5, connectés entre un circuit de borne de sortie et l'électrode de grille (électrode de commande) du transistor à effet de champ MOS 1. La figure 4 montre un premier exemple de la structure de l'élément amplificateur 3 dans le circuit de la figure 3. L'élément 3 comprend deux parties de base, à savoir un circuit à charge de source de type cascode 31 et une source de courant 32. Le circuit à charge de source de type cascode 31 comprend un transistor d'entrée MOS à canal n 33 dont l'électrode de grille est connectée à une armature (l'armature supérieure sur la figure 3) du condensateur de mémorisation 2. Le canal drain-source du transistor d'entrée 33 est connectée en série avec le canal drain-source d'un transistor MOS à canal n supplémentaire, que l'on appellera ci- après un transistor de connexion en cascode 34. L'éUlectrode de drain du transistor de connexion en cascode 34 est connectée à une ligne d'alimentation positive Vdd du circuit, tandis que l'électrode de source du transistor d'entrée 33 est connectée à une borne de sortie SORTIE du circuit. Egalement dans le circuit à charge de source de type cascode 31, un générateur de polarisation 35 est connecté entre l'électrode de source du transistor d'entrée 33 et l'électrode de grille du transistor de connexion en cascode 34. Ce générateur de polarisation a pour fonction de maintenir une différence de potentiel pratiquement constante entre l'électrode de grille du transistor de connexion en cascode et l'électrode de source du transistor d'entrée 33, indépendamment d'une variation du potentiel de l'électrode de source. La source de courant 32 est constituée de façon pratiquement identique au circuit à charge de source de type cascode 31, et elle comprend deux transistors MOS à canal n 36 et 37 (correspondant respectivement aux transistors 33 et 34 du circuit à charge de source de type cascode 31), connectés en série entre la borne de sortie SORTIE du circuit et une ligne d'alimentation négative Vss du circuit, et un générateur de polarisation associé 38 (correspondant au générateur de polarisation 35 dans le circuit à charge de source de type cascode 31), qui a pour fonction de maintenir une différence de potentiel pratiquement constante entre l'électrode de grille du transistor 37 et l'électrode de source du transistor 36. Dans ce cas, l'électrode de source du transistor 36 est directement connectée à la ligne d'alimentation négative Vss, de façon que le potentiel de l'électrode de grille du transistor 37 soit fixe par rapport à la ligne d'alimentation négative. La source de courant 32 comporte une borne d'entrée de polarisation, portant la désignation POLARISATION qui est connectée à l'électrode de grille du transistor 36. On peut appliquer un potentiel de polarisation à l'entrée de polarisation de la source de courant 32, pour commander le fonctionnement de l'élément, comme on le décrira ci-après. Du fait que la source de courant 32 est connectée en série avec le circuit à charge de source de type cascode 31, elle établit un chemin de courant entre les lignes d'alimentation positive et négative Vdd et Vss. Dans le fonctionnement de l'élément amplificateur de la figure 4, on peut faire fonctionner la source de courant de façon qu'un courant pratiquement constant circule dans le chemin de courant mentionné ci- dessus, et donc dans chacun des transistors 33 et 34 du circuit à charge de source de type cascode 31. Ceci fait en sorte que le potentiel de l'électrode de source du transistor d'entrée 33 suive le potentiel de l'électrode de grille de ce transistor, de façon que le potentiel de la borne de sortie Vo suive le potentiel Vc de l'armature supérieure du condensateur de mémorisation 2. Par conséquent, le gain en tension de l'élément est pratiquement égal à l'unité. De façon similaire, le potentiel de l'électrode de source du transistor de connexion en cascode 34 suit le potentiel de l'électrode de grille de ce transistor, ce potentiel étant à son tour maintenu par le générateur de polarisation 35 pratiquement fixe par rapport au potentiel de l'électrode de source du transistor d'entrée 33. Par conséquent, le potentiel de l'électrode de drain du transistor d'entrée 33 suit le potentiel de l'électrode de source de ce transistor, et il suit donc également le potentiel Vc de l'armature supérieure du condensateur de mémorisation 2. Comme on peut le voir, indépendamment du potentiel Vc de l'armature supérieure du condensateur de mémorisation 2, les potentiels des électrodes de source et de drain du transistor d'entrée 33 sont pratiquement fixes l'un par rapport à l'autre et par rapport au potentiel de l'électrode de grille de ce transistor d'entrée. Par conséquent, les capacités parasites grille-source, grille-drain et drain-source Cgs, Cgd, Cds ne sont pas chargées ou déchargées lorsque le potentiel Vc de l'armature supérieure du condensateur de mémorisation 2 varie, et ces capacités parasites n'ont donc pratiquement aucun effet sur la tension qui est mémorisée dans le condensateur de mémorisation 2. Du fait que le transistor d'entrée 3 est un transistor d'entrée à effet de champ, le courant de grille est pratiquement égal à zéro, ce qui fait que la charge qui est mémorisée dans le condensateur de mémorisation ne diminue pas notablement sous l'effet du fonctionnement de l'élément amplificateur 3 après que l'élément de commutation d'entrée 1 a été ouvert. Dans l'élément amplificateur de la figure 4, le potentiel réel sur la borne de sortie n'est pas exactement égal au potentiel de l'armature supérieure Vc, mais est légèrement réduit conformément à la tension différentielle grille-source à l'état passant du transistor 33, comme l'indique l'expression suivante: Vo = Vc - (VT + VDSAT) dans laquelle VT est la tension de seuil du transistor d'entrée 33 et VDSAT est la tension de saturation du transistor d'entrée 33. Comme il ressort de la figure 4, le circuit à charge de source de type cascode 31 et la source de courant 32 ont des structures qui sont pratiquement identiques l'une à l'autre. Ainsi, l'homologue du transistor d'entrée 33 du circuit à charge de source de type cascode 31 est le transistor 36 dans la source de courant 32, ce transistor 36 recevant le potentiel de polarisation précité. Du fait que le même courant circule dans les canaux drain-source respectifs des transistor 33 et 36, et du fait que ces transistors ont des dimensions identiques, on peut commander le potentiel grille-source du transistor 33 en réglant le potentiel grille-source du transistor 36 dans la source de courant 32. Ce potentiel grille-source du transistor 36 est égal à la différence entre le potentiel de polarisation et le potentiel de la ligne d'alimentation négative, ce qui fait qu'en appliquant un potentiel de polarisation constant approprié à la borne de polarisation on peut régler à un niveau avantageusement faible et constant la différence entre le potentiel Vo de la borne de sortie et le potentiel Vc de l'armature supérieure du condensateur de mémorisation 2. Dans l'élément amplificateur de la figure 4, les transistors 33, 34, 36 et 37 peuvent être du type à désertion ou à enrichissement. La figure 5 montre un exemple plus perfectionné de la structure de l'élément amplificateur 3 employant des transistors MOS à canal n du type à désertion pour donner un fonctionnement rapide. Dans l'exemple de la figure 5, l'élément amplificateur comprend à nouveau un circuit à charge de source de type cascode 31 et une source de courant 32, et le transistor d'entrée à effet de champ 33 dans le circuit à charge de source de type cascode 31 est à nouveau connecté dans la configuration à charge de source de type cascode que l'on a décrite précédemment en relation avec la figure 4, l'électrode de grille du transistor 33 étant connectée de façon à recevoir le potentiel Vc de l'armature supérieure du condensateur de mémorisation 2, l'électrode de source du transistor 33 étant connectée à la borne de sortie du circuit, portant la désignation SORTIE, et l'électrode de drain du transistor 33 étant connectée par l'intermédiaire d'un premier et d'un second transistor de connexion entre cascode, 341 et 342, à la ligne d'alimentation positive Vdd du circuit. Dans ce cas, le générateur de polarisation de type cascode 35 comprend trois transistors connectés en série, 351, 352 et 353, qui sont connectés de façon à appliquer des potentiels de polarisation appropriés aux électrodes de grille respectives des premier et second transistors de connexion en cascode 341 et 342, afin que les électrodes de grille respectives des transistors de connexion en cascode 341 et 342 soient respectivement maintenues à des potentiels pratiquement fixes par rapport au potentiel de l'électrode de source du transistor d'entrée 33. La source de courant 32 de l'élément amplificateur de la figure 5 a une structure identique à celle de son circuit à charge de source de type cascode, 31, et elle comprend trois transistors connectés en série 36, 371 et 372 (correspondant respectivement aux transistors 33, 341 et 342 du circuit à charge de source de type cascode 31), qui sont connectés entre l'électrode de source du transistor d'entrée 31 et la ligne d'alimentation négative Vss. Dans ce cas, le potentiel de l'électrode de grille du transistor 36 (qui équivaut au potentiel de polarisation qui est appliqué à l'entrée de polarisation dans l'élément amplificateur de la figure 4) est fourni par la ligne d'alimentation négative Vss, tandis que les potentiels des électrodes de grille respectives des transistors 371 et 372 sont fournis par un générateur de polarisation 38 (ayant une structure identique à celle du générateur de polarisation 35) dans le circuit à charge de source de type cascode 31), qui comprend trois transistors connectés en série, 381 à 383. On pourra voir que les générateurs de polarisation et 38 sont connectés mutuellement en série entre les lignes d'alimentation positive et négative, de façon à établir un chemin de courant supplémentaire entre elles. Dans l'élément amplificateur de la figure 5, du fait que l'électrode de grille du transistor 36 dans la source de courant 32 est directement connectée à la ligne d'alimentation négative Vss, les potentiels de grille et de source du transistor 36 sont mutuellement égaux. Du fait que le même courant drain-source circule dans le transistor 33 et dans son transistor homologue 36 dans la source de courant 32, et du fait que le circuit à charge de source de type cascode 31 et la source de courant 32 ont une structure pratiquement identique, il en résulte que les potentiels de grille et de source du transistor d'entrée 33 dans le circuit à charge de source de type cascode 31 seront également pratiquement égaux l'un à l'autre. Ainsi, le gain en tension de l'élément amplificateur de la figure 5 est plus proche de l'unité (approximativement 0,9995) que dans le cas de l'élément amplificateur de la figure 4. En comparaison avec l'amplificateur de la figure 4, l'élément amplifi- cateur de la figure 5 est également capable de fonctionner plus rapidement. Cependant, le fonctionnement de l'élément de la figure 5 est par ailleurs pratiquement identique à celui de l'élément amplificateur de la figure 4. En retournant maintenant à la figure 3, on note que les moyens d'attaque de commutation à configuration bootstrap comprennent un circuit de génération de potentiel 4, ayant une entrée connectée à la borne de sortie du circuit, et qui est capable de produire sur ses sorties respectives des potentiels Vhaut et Vbas (Vhaut > Vbas), chacun de ces potentiels ayant un décalage constant par rapport au potentiel de la borne de sortie. Ces deux potentiels doivent être à des niveaux appropriés pour l'application à l'électrode de grille du transistor MOS 1, afin de le maintenir dans ses états passant et bloqué. Les deux potentiels Vhaut et Vbas sont appliqués sous la forme de signaux d'entrée à un élément sélecteur 5 qui recçoit également un signal de commutation CK La sortie de l'élément sélecteur 5 est connectée à l'électrode de grille de l'élément de commutation à transistor MOS 1, pour commander son potentiel. L'élément sélecteur 5 commute le potentiel de l'électrode de grille entre les deux potentiels Vhaut et Vbas sous la dépendance du signal de commutation CK Ce signal CK peut être un signal logique qui est fourni par un circuit logique numérique qui commande le fonctionnement du circuit de mémorisation de tension. Dans le but d'éviter une injection de charge imprévisible dans le condensateur de mémorisation 2, par l'élément de commutation d'entrée à transistor MOS 1, lorsque l'élément de commutation d'entrée est commuté à l'état bloqué, le potentiel de commande qui est appliqué à l'électrode de grille du transistor MOS doit être pratiquement fixe par rapport au potentiel de la borne d'entrée, au moins lorsque le transistor MOS doit être commuté à l'état passant, comme on va maintenant l'expliquer en se référant à la figure 6. La figure 6 montre en détail l'élément de commutation d'entrée 1, qui est dans cet exemple un transistor à effet de champ MOS du type à enrichissement et à canal n. Le transistor MOS 1 comporte une électrode de source qui constitue une borne d'entrée de l'élément de commutation, portant la désignation ENTREE, une électrode drain qui constitue une borne de sortie de l'élément de commutation, portant la désignation SORTIE, et une électrode de grille qui est connectée de façon à être commutée alternativement entre les potentiels de commande Vhaut et Vbas mentionnés précédemment. Le canal drain-source du transistor est bloqué lorsque son potentiel grille-canal est égal à zéro (ou négatif), ce qui fait que, lorsque le potentiel de commande appliqué est Vbas (. VO), la borne de sortie de l'élément de commutation est isolées de sa borne d'entrée, la résistance à l'état bloqué (Roff) de l'élément de commutation dans cette condition étant de façon caractéristique supérieure à 10 000 MQ. Lorsque le potentiel de grille est changé pour devenir Vhaut (> VO), le canal drain-source est placé dans l'état de conduction, la résistance à l'état passant (Ron) de l'élément de commutation dans cette condition étant de l'ordre de quelques dizaines ou centaines d'ohms. Dans un convertisseur analogique-numérique qui utilise un circuit de mémorisation de tension tel que celui qui est représenté sur la figure 3, le fonctionnement de l'élément de commutation 1 doit normalement être commandé par un circuit logique numérique du convertisseur et, en partie pour cette raison, dans des propositions antérieures des potentiels logiques numériques fixes (par exemple 0 et +Vdd volts) étaient habituellement appliquées à la grille pour commander la commutation de l'élément. Il apparaît cependant un problème lorsqu'on utilise de tels potentiels logiques numériques, comme on va maintenant l'expliquer. L'élément de commutation à transistor MOS 1 de la figure 6 a inévitablement une capacité parasite grille-canal Cgc entre son électrode de grille et son canal drain-source. Cette capacité parasite a une première composante qui est due à un chevauchement physique entre la grille et le canal du transistor à effet de champ, et une seconde composante qui est associée à la charge qui est emmagasinée dans le canal lorsque le transistor à effet de champ est dans l'état passant. Il apparaît que cette seconde composante varie avec le potentiel de canal (c'est-à-dire avec le potentiel Vi du signal qui est commuté), mais d'une manière imprévisible. La capacité grille-canal donne lieu à une injection de charge à partir de la grille vers le canal, à l'instant de commutation tcomm, et cette injection produit à son tour une erreur dans la tension qui est mémorisée. L'injection de charge due à la première composante précitée de la capacité grille-canal dépend essentiellement de la variation de la tension de grille VG à l'instant tcomm (par exemple O-VDD = -VDD), et par conséquent elle est pratiquement indépendante du potentiel de canal Vi à l'instant tcomm. Cependant, l'injection de charge qui est due à la seconde composante de la capacité grille-canal est influencée par le potentiel du signal d'entrée Vi par rapport au potentiel de grille à l'instant de la commutation, ce qui conduit à l'erreur précitée dans la tension mémorisée, et à une non-linéarité dans le fonctionnement du circuit de mémorisation de tension. Il n'est pas aisé en pratique de compenser une telle injection de charge, par exemple par couplage d'une version inversée du signal de grille, par l'intermédiaire d'un petit condensateur réglable, du fait que l'effet de la seconde composante précitée de la capacité grille-canal n'est pas suffisamment prévisible. Dans des propositions antérieures employant des potentiels de commande fixes, tels que des potentiels logiques numériques, les effets d'injection de charge à l'instant de commutation tcomm sont particulièrement importants dans le cas o l'on désire employer un condensateur de mémorisation ayant une faible capacité, afin de réduire le temps d'acquisition du circuit. Cependant, dans les moyens d'attaque de commutation à configuration bootstrap 4, 5 de la figure 3, au moins le potentiel de commande qui est appliqué à l'élément de commutation 1 pour le maintenir dans l'état passant est fixe par rapport au potentiel de la borne d'entrée Vi, ce qui fait que la quantité de charge qui est injectée par l'élément 1 lorsqu'il est commuté à l'état bloqué est pratiquement constante, indépendamment du potentiel de la borne d'entrée. Du fait que cette injection de charge est constante, elle conduit à une erreur constante dans la tension mémorisée, que l'on peut aisément compenser. On notera incidemment que, dans certains cas, il peut être possible que le potentiel de commande qui est appliqué à l'élément de commutation 1, lorsque ce dernier doit être maintenu dans l'état bloqué (par opposition à l'état passant), soit fixe, au lieu d'être variable avec le potentiel d'entrée Vi, comme sur la figure 3. Ceci vient du fait que la première composante précitée de la capacité parasite grille-canal Cgc est linéaire. Les potentiels Vhaut et Vbas qui sont exigés dépendant du type et de la tension de seuil du transistor MOS qui est utilisé pour le transistor 1. Cet élément de commutation peut être du type à enrichissement ou à désertion, et peut être à canal n ou à canal p. Pour un transistor MOS à canal de type n, le potentiel Vhaut sera appliqué à l'électrode de grille pour débloquer le transistor MOS (c'est-à-dire que Vhaut est le potentiel d'état passant), et le potentiel Vbas sera appliqué pour le bloquer (c'est-à-dire que Vbas est le potentiel d'état bloqué), tandis que, pour un transistor MOS à canal p. le potentiel Vhaut sera appliqué à l'électrode de grille pour bloquer le transistor MOS (c'est-à-dire que Vhaut est le potentiel d'état bloqué) et le potentiel Vbas sera appliqué pour le débloquer (c'est-à-dire que Vbas est le potentiel d'état passant). Dans le cas d'un transistor MOS à canal n ayant une tension de seuil VT, pour avoir une faible résistance à l'état passant, on doit avoir: Vhaut Vi > VT + Von en désignant par Von une différence de potentiel prédéterminée. De façon similaire, pour avoir une résistance à l'état bloqué de valeur élevée, on doit avoir: Vbas - Vi en désignant également par Voff une différence de potentiel prédéterminée. La différence entre les potentiels d'état passant et d'état bloqué est donc Von + Voff, et cette différence doit être au moins de plusieurs centaines de millivolts. Il peut être possible d'utiliser directement le potentiel Vo de la borne de sortie pour fournir l'un des deux potentiels Vhaut et Vbas. Par exemple, dans le cas dans lequel l'élément de commutation à transistor MOS 1 est un élément de commutation à canal n du type à désertion, Vhaut peut simplement être Vo; de façon similaire, dans le cas dans lequel l'élément de commutation à transistor MOS 1 est un élément de commutation à canal n du type à enrichissement, Vbas peut être le potentiel Vo de la borne de sortie. Dans le circuit de mémorisation de tension de la figure 3, le circuit de génération de potentiel 4 est représenté dans une situation dans laquelle il est interposé entre la borne de sortie et le circuit sélecteur 5. Cependant, dans certains cas, ce circuit 4 peut être omis si les potentiels Vhaut et Vbas exigés sont déjà disponibles sur des lignes de polarisation internes existantes du circuit, en particulier sur des lignes de polarisation internes de l'élément amplificateur 3. Selon une variante, comme on le décrira ultérieurement de façon plus détaillée en relation avec la figure 9, les potentiels Vhaut et Vbas exigés peuvent être obtenus à partir de potentiels de lignes de polarisation internes qui ne conviennent pas directement pour fournir des potentiels Vhaut et Vbas. On voit que, dans les exemples décrits ci-dessus de structures appropriées de l'élément amplificateur 3, cet élément amplificateur comporte des générateurs de polarisation 35 et 38 qui fournissent des tensions de polarisation d'électrode de grille sur des lignes de polarisation internes de l'élément. Ces tensions de polarisation suivent le potentiel de la borne de sortie. Les niveaux de potentiel de ces lignes de polarisation internes peuvent convenir pour fournir directement les potentiels d'état passant et d'état bloqué exigés, pour l'utilisation dans la commande de la commutation de l'élément de commutation 1, auquel cas on peut évidemment supprimer entièrement le circuit de génération de potentiel 4 dans le circuit de la figure 3. Dans d'autres cas, l'élément amplificateur peut parfaitement comporter une paire de lignes de polarisation internes ayant entre elles une différence de potentiel qui est supérieure ou égale à la différence Von + Voff entre les potentiels d'état passant et d'état bloqué qui sont exigés. Cependant, les niveaux de potentiel respectifs des lignes de polarisation internes de la paire peuvent ne pas toujours convenir pour fournir directement les potentiels d'état passant et d'état bloqué. D'autre part, l'un des potentiels d'état passant et d'état bloqué exigés, par exemple le potentiel d'état passant dans le cas d'un élément de commutation à transistor MOS du type à enrichissement, ou le potentiel d'état bloqué dans le cas d'un élément de commutation à transistor MOS du type à désertion, peut dans certaines occasions devoir être à l'extérieur des potentiels des lignes d'alimentation du circuit. On peut surmonter ces difficultés en adoptant pour l'élément amplificateur 3 et les moyens d'attaque de commutation 4, 5 une structure de circuit qui est décrite ci-dessous en relation avec la figure 7. Sur la figure 7, l'élément amplificateur 3 est constitué essentiellement par des transistors MOS à canal n du type à enrichissement, mais cet élément a par ailleurs une structure similaire à celle des exemples qui sont représentés sur les figures 4 et 5, et il comprend un circuit à charge de source de type cascode 31 et une source de courant 32, connectés en série entre la ligne d'alimentation positive Vdd et la ligne d'alimentation négative Vss. Comme précédemment, le circuit à charge de source de type cascode 31 comprend un transistor d'entrée 33 et un transistor de connexion en cascode 341, plus un transistor supplémentaire 342 connecté entre la ligne d'alimentation positive Vdd et l'électrode de drain du transistor 331, et un générateur de polarisation de type cascode 35 qui comprend des transistors 351 et 352 connectés en série, ainsi qu'un transistor supplémentaire 353, entre la ligne d'alimentation positive Vdd et l'électrode de source du transistor 33. Dans ce cas, la borne de sortie SORTIE du circuit est connectée à l'électrode de drain du transistor 351 qui, pendant que l'élément amplificateur est en cours d'utilisation, est maintenue pratiquement au même potentiel que l'électrode de grille du transistor 33, c'est-à-dire à la tension Vc de l'armature supérieure du condensateur de mémorisation 2 qui est connectée à l'électrode de grille. A cet égard, les transistors 342 et 353 sont sélectionnés et connectés de façon à constituer un circuit miroir de courant du type PMOS, qui a pour fonction de diminuer l'erreur de gain de l'amplificateur en faisant en sorte que le courant dans le transistor 351 soit le même que celui dans le transistor d'entrée 33, afin que la tension de sortie suive étroitement la tension d'entrée. Il faut cependant noter qu'une telle utilisation d'un circuit miroir de courant PMOS est facultative. L'élément amplificateur 3 de la figure 7 comporte une première ligne de polarisation interne L1 qui est connectée à l'électrode de source du transistor 31. Lorsque le circuit est en cours d'utilisation, cette ligne de polarisation interne est maintenue à un potentiel V1 qui est inférieur à la tension de condensateur Vc d'une quantité égale à la tension de seuil VT du transistor 31, c'est-à-dire que l'on a V1 = VC - VT. L'élément amplificateur 3 comporte une ligne de polarisation supplémentaire L' qui est connectée au drain du transistor 351 du générateur de polarisation de type cascode, et (comme indiqué ci-dessus) cette ligne de polarisation est maintenue pratiquement à la tension de condensateur Vc lorsque le circuit est en cours d'utilisation, mais la différence de potentiel entre' les lignes de polarisation internes L1 et L' est seulement égale à VT, ce qui est une valeur inférieure à la différence de potentiel précitée (Von + Voff) entre les potentiels d'état passant et d'état bloqué qui est nécessaire pour commander l'élément de commutation 1. Cependant, le transistor 352 qui est inclus entre les transistors 351 et 353 dans le générateur de polarisation de type cascode 35 génère sur une seconde ligne de polarisation L2 de l'élément un potentiel V2 qui est toujours supérieur au potentiel Vo de la borne de sortie, avec un écart pratiquement égal à la tension de seuil VT du transistor 352. La différence de potentiel entre les première et seconde lignes de polarisation L1 et L2 est pratiquement égale à deux tensions de seuil de transistor, 2VT, et cette différence de potentiel est supérieure ou égale à la différence exigée (Von + Voff) entre les potentiels d'état passant et d'état bloqué de l'élément de commutation 1. On va maintenant donner un exemple de moyens d'attaque de commu- tation 4, 5 capables d'employer ces potentiels V1 et V2 pour générer lespotentiels d'état passant et d'état bloqué qui sont exigés. Dans cet exemple, l'élément de commutation 1 est du type à enrichissement et à canal n, ce qui fait que le potentiel d'état bloqué, Vbas, peut être le potentiel de la borne de sortie, Vo, lui-même et le potentiel d'état passant est Vhaut - Vbas + 2VT. Dans cet exemple, ce potentiel d'état passant peut être supérieur au potentiel de la ligne d'alimentation positive, Vdd- Sur la figure 7, les moyens de génération de potentiel 4 comprennent un condensateur de réaction ou bootstrat 44 et des moyens de connexion 45, comprenant des transistors 451 à 453, qui sont connectés de façon à établir des connexions pouvant être commandées entre les armatures du condensateur bootstrap 44 et les lignes de polarisation internes L1 et L2 et la borne de sortie SORTIE. Les transistors 451 à 453 des moyens de connexion 45 reçoivent chacun un signal logique SW qui est au niveau logique haut lorsque l'élément de commutation 1 doit être bloqué, et au niveau logique bas lorsque l'élément de commutation 1 doit être passant. Le signal logique SW est obtenu à partir du signal de commutation CK qui est utilisé pour commander l'élément de commutation 1, de façon à pouvoir être changé du niveau logique haut au niveau logique bas sous la dépendance du signal de commutation CK. Le transistor 451 est un transistor de type p qui est donc débloqué lorsque le signal logique SW est au niveau logique bas, tandis que les transistors 452 et 453 sont des transistors de type n qui sont donc débloqués seulement lorsque le signal logique SW est au niveau logique haut. Le transistor de type p 451 est connecté entre la seconde ligne de polarisation L2 et l'armature négative du condensateur bootstrap 44, le transistor de type n 452 est connecté entre cette armature et la première ligne de polarisation L1, et le transistor de type n 453 est connecté entre l'armature positive du condensateur bootstrap 44 et la borne de sortie SORTIE. L'armature positive du condensateur bootstrap 44 est connectée en permanence à l'électrode de grille de l'élément de commutation 1. Le fonctionnement des moyens d'attaque de commutation 4, 5 de la figure 7 est le suivant. Lorsque le signal logique SW est au niveau logique haut, pour placer l'élément de commutation dans l'état bloqué, les transistors de type n 452 et 453 sont débloqués, ce qui fait que l'armature positive du condensateur bootstrap 44 et l'électrode de grille de l'élément de commutation 1 sont maintenues au potentiel de la borne de sortie Vo (= Vbas), tandis que l'armature négative du condensateur 44 est maintenue au potentiel V1 (= Vo - VT) de la première ligne de polarisation Li. Le condensateur bootstrap est donc chargé à un potentiel pratiquement égal à VT. Si maintenant le signal logique SW est changé, sous l'effet du signal de commutation CK, du niveau logique haut au niveau logique bas pour débloquer l'élément de commutation, les deux transistors de type n 452 et 453 sont bloqués, et le transistor de type p 451 est débloqué. Par conséquent, l'armature négative du condensateur bootstrap 44 subit un changement de potentiel de V1 à V2 à un instant auquel son armature positive est isolée du potentiel de la borne de sortie, Vo. Il en résulte que le potentiel de l'armature positive peut flotter librement conformément au changement de potentiel (V2 - V1 - 2VT) de l'armature négative, et de ce fait le potentiel de l'armature positive change de V2 V1. Il en résulte que le potentiel de l'électrode de grille de l'élément de commutation 1 change en passant du potentiel de la borne de sortie Vo (= Vbas) à VO +2VT (= Vhaut), même si Vo +2VT > Vdd. Il faut noter que la capacité du condensateur bootstrap 44 doit être élevée en comparaison avec la capacité de grille de l'élément de commutation 1, pour que l'amplitude du changement du potentiel sur l'armature positive du condensateur bootstrap 44 au moment de la commutation ne soit pas excessive- ment diminuée en comparaison avec le changement correspondant du potentiel sur son armature négative. Comme décrit ci-dessus, l'utilisation d'un condensateur bootstrap et de moyens de connexion appropriés, pouvant être actionnés sous la dépendance du signal de commutation CK que l'on utilise pour commander la commutation, peut permettre d'obtenir les potentiels d'état passant et d'état bloqué exigés, à partir des potentiels de lignes de polarisation internes du circuit, même lorsque ces lignes n'ont pas des potentiels qui conviennent pour fournir directement ces potentiels d'état passant et d'état bloqué. Le condensateur bootstrap 44 peut également permettre à ces potentiels d'état passant et d'état bloqué d'être à l'extérieur des potentiels des lignes d'alimentation du circuit. En outre, le fait d'utiliser pour générer les potentiels d'état passant et d'état bloqué des lignes de polarisation internes qui sont nécessairement déjà présentes dans le circuit peut conduire à une économie avantageuse en ce qui concerne la quantité de circuits nécessaires. Le circuit de mémorisation de tension de la figure 3 est réalisé sous la forme d'un circuit intégré, pour permettre de compenser par une configuration bootstrap toutes les capacités parasites dans le circuit, comprenant la capacité de l'élément de commutation 1, la capacité d'entrée de l'élément amplificateur 3 et toute capacité d'interconnexion. Dans ce but, l'élément de commutation 1, le condensateur de mémorisation 2 et des parties de l'élément amplificateur 3 du circuit de la figure 3 sont formés dans un caisson (désigné par la référence 7 sur la figure 3) du type de conductivité opposé à celui du matériau environnant du substrat. Par exemple, si le circuit intégré est du type CMOS ayant un substrat de type n, le caisson 7 dans lequel l'élément de commutation 1, le condensateur de mémorisation et l'élément amplificateur-séparateur 3 sont formés sera du type de conductivité p. Le caisson est ensuite connecté de façon que son potentiel soit pratiquement fixe par rapport au potentiel Vc de l'armature supérieure du condensateur de mémorisation 2. Le caisson peut par exemple être connecté électriquement à la borne de sortie du circuit, comme représenté sur la figure 3. La figure 8 illustre une implantation possible, dans un tel circuit intégré, du circuit de mémorisation de tension de la figure 3 qui fait aussi partie d'un premier mode de réalisation de l'invention, dans lequel l'élément amplificateur 3 est constitué pratiquement de la manière qui est représentée sur la figure 4. Comme indiqué sur la figure 8, l'élément de commutation 1, le condensateur de mémorisation 2 et le transistor d'entrée 33 et le transistor de connexion en cascode 34 de l'élément amplificateur 3 sont formés dans un caisson p, portant la référence 7p, qui est formé dans un substrat n, portant la référence 8n. La source de courant 32, le générateur de polarisation de source de courant 33 (aucun des deux n'est représenté sur la figure 8), le générateur de polarisation de type cascode 35 et les moyens d'attaque de commutation 4, 5 sont formés à l'extérieur du caisson 7p. Selon une variante, le générateur de polarisation de type cascode 35 et les moyens d'attaque de commutation 4, 5 peuvent également se trouver à l'intérieur du caisson. Comme la figure 8 le montre en détail, la tension d'entrée du circuit de la figure 3 est appliquée entre une borne d'entrée (ENTREE) 11 et une borne commune (COM) 12 de ce circuit, la borne commune 12 étant connectée à l'armature inférieure 21 du condensateur de mémorisation 2. L'armature supérieure 22 du condensateur de mémorisation 2 est connectée à l'électrode de grille 33g du * transistor 33, et également à l'électrode de drain ld de l'élément de commutation 1. L'électrode de source ls de l'élément de commutation 1 et connectée à la borne d'entrée (ENTREE) 11. La borne de sortie (SORTIE) 13 du circuit est connectée à l'électrode de source 33s du transistor 33, ce transistor 33 étant formé de façon à avoir un canal commun 33c avec le transistor de connexion en cascode 34. L'électrode de drain 34d du transistor de connexion en cascode 34 est connectée à la ligne d'alimentation positive Vdd, et son électrode de grille 34g est connectée à la borne de sortie 13 par l'intermédiaire du générateur de polarisation de type cascode 35. Les moyens d'attaque de commutation 4, 5 sont connectés entre la borne de sortie 13 du circuit et l'électrode de grille lg de l'élément de commutation 1. Le caisson de type p, 7p, est connecté électriquement à la borne de sortie 13 par une région de contact p+, 9, qui est formée dans le caisson de type P, 7p, dans une position adjacente au canal n+ 33c, comme représenté sur la figure 8(B). Un contact 10 connecte la région de contact 9 à la borne de sortie 13, comme représenté sur la figure 8(A). De plus, comme représenté sur la figure 8(B), un blindage 15 est établi facultativement sur les dispositifs à l'intérieur du caisson, et ce blindage est également connecté électriquement par le contact 16 à la borne de sortie 13 du circuit. On notera que, du fait que l'élément de commutation à transistor MOS 1 et les transistors 33 et 34 de l'élément amplificateur 3 sont formés dans un caisson p sur la figure 8, ils doivent être du type à canal n. Dans le cas de l'élément amplificateur de la figure 5, le circuit à charge de source de type cascode 31 (comprenant le transistor d'entrée à effet de champ 33, les transistors cascode 341 et 342 et les transistors 351 à 353 du générateur de polarisation de type cascode 35) est formé entièrement dans un caisson p du circuit qui contient le condensateur de mémorisation 2 et l'élément de commutation 1. Comme précédemment, le caisson peut par exemple être connecté électriquement à la borne de sortie SORTIE du circuit. La source de courant 32 de l'élément amplificateur de la figure 5 sera alors formée dans un second caisson p, qui doit être connecté électriquement à un point dans le circuit dont le potentiel est fixe par rapport aux lignes d'alimentation du circuit, comme par exemple la ligne d'alimentation négative elle-même. Il n'est pas essentiel dans le circuit de la figure 3 que l'élément de commutation d'entrée 1, le condensateur de mémorisation 2 et l'amplificateur 3 soient formés ensemble dans un seul caisson. A titre d'exemple, sur la figure 9 qui représente un deuxième mode de réalisation préféré, l'élément de commutation 1, le condensateur de mémorisation 2 et l'élément amplificateur 3 sont formés dans différents caissons p respectifs 71p, 72p et 73p. Le caisson p 71p est connecté électriquement à la borne de sortie (SORTIE) 13 du circuit par l'intermédiaire d'un élément amplificateur- séparateur auxiliaire 17 et des contacts 18 et 19, de façon à être à un potentiel pratiquement fixe par rapport au potentiel de la borne de sortie, et donc par rapport au potentiel de l'armature supérieure du condensateur de mémorisation 2. Le caisson p 72p est connecté électriquement à l'armature inférieure 22 du condensateur de mémorisation par l'intermédiaire du contact 23, de façon à être à un potentiel pratiquement fixe par rapport au potentiel de l'armature supérieure, lorsque l'élément de commutation 1 est dans l'état bloqué. Le caisson p 73p est connecté électriquement à la borne de sortie (SORTIE) 13 du circuit par le contact 18, de façon à être également à un potentiel pratiquement fixe par rapport au potentiel de l'armature supérieure du condensateur de mémorisation 2. Les éléments 14, 24 des parties d'interconnexion entre les éléments de circuit 1, 2 et 3 qui sont à l'extérieur des caissons 71p, 72p et 73p s'étendent sur des parties de blindage et d'interconnexion 151, 152, dont les potentiels sont maintenus égaux aux potentiels des caissons, pour éliminer ainsi les capacités parasites qui sont associées aux parties d'interconnexion. Le caisson 72p pour le condensateur de mémorisation 2 est facultatif. On va maintenant décrire, en se référant à la figure 10, une application particulièrement avantageuse d'un circuit de mémorisation de tension tel que celui décrit ci-dessus en relation avec les figures 3 à 7. La figure 10 montre un circuit de sommation de tension qui utilise un circuit de mémorisation de tension ayant la structure décrite ci-dessus en relation avec la figure 3. En plus des composants du circuit de mémorisation de tension de la figure 3, le circuit de sommation de tension comprend un élément de commutation d'isolation d'entrée 46, connecté en série avec l'élément de commutation d'entrée 1, entre cet élément et un premier noeud d'entrée Il, un élément de commutation de sélection 47 connecté entre, d'une part, des second et troisième noeuds d'entrée respectifs 12 et 13 et, d'autre part, la borne commune COM du circuit de mémori- sation de tension, et un élément de commutation de réaction 48 qui est connecté entre la borne de sortie SORTIE du circuit de mémorisation de tension et le côté d'entrée de l'élément de commutation d'entrée 1. Un condensateur auxiliaire 49 peut également être incorporé faculta- tivement, en étant connecté entre le côté d'entrée de l'élément de commutation d'entrée 1 et la borne commune COM du circuit de mémorisation de tension, auquel cas l'élément de commutation de réaction 48 peut être omis. Dans l'utilisation du circuit de sommation de tension de la figure 10, les éléments de commutation 1 et 46 sont initialement commandés de façon à être tous deux à l'état passant, pendant que l'élément de commutation de réaction 48 est maintenu bloqué. A ce moment, l'élément de commutation de sélection 47 est dans une configuration dans laquelle il connecte le second noeud d'entrée 12 à la borne commune COM du circuit de mémorisation de tension. L'élément de commutation d'entrée 1 du circuit de mémorisation de tension est ensuite bloqué, ce qui fait que la différence de potentiel V1-V2 entre les premier et second noeuds d'entrée Il et 12 au moment de la commutation est mémorisée dans le condensateur de mémo- risation 2 du circuit de mémorisation de tension. Ensuite, l'élément de commutation d'isolation d'entrée 46 est également bloqué et l'élément de commutation de réaction 48 est débloqué. Il en résulte que le potentiel du côté d'entrée de l'élément de commutation à l'état passant est maintenu pratiquement fixe par rapport au potentiel Vc de l'armature supérieure du condensateur de mémorisation 2, après que l'élément de commuta- tion d'entrée 1 a été bloqué, indépendamment de variations ultérieures du potentiel du premier noeud d'entrée. Si le condensateur auxiliaire 49 est présent entre le côté d'entrée de l'élément de commutation d'entrée 1 et la borne COM du circuit de mémorisation de tension, ce condensateur auxiliaire agit à la place de l'élément de commutation de réaction 48, ou en plus de celui-ci, de façon à maintenir le potentiel du côté d'entrée de l'élément de commutation d'entrée 1 pratiquement fixe par rapport au potentiel Vc de l'armature supérieure du condensateur de mémorisation 2, après que l'élément de commutation d'entrée 1 a été bloqué. Le maintien du potentiel du côté de l'entrée après que l'élément de commutation d'entrée 1 a été commuté à l'état bloqué est souhaitable pour éviter la possibilité que l'élément de commutation d'entrée 1 ne soit débloqué à nouveau si le potentiel du premier noeud d'entrée change suffisamment par rapport au potentiel d'état bloqué qui est appliqué à l'électrode de grille de l'élément de commutation d'entrée 1. En même temps que l'élément de commutation d'isolation d'entrée 46 est bloqué, ou après, l'élément de commutation de sélection 47 est commuté de façon à connecter le troisième noeud d'entrée 13 à la borne commune COM à la place du second noeud d'entrée 12. De ce fait, le potentiel de la borne de sortie devient pratiquement égal au potentiel du troisième noeud d'entrée, V3, plus la différence mémorisée V1-V2 entre les potentiels des premier et second noeuds d'entrée, c'est-à-dire: V0 = V1 - V2 + V3 + Verreur en désignant par Verreur une tension d'erreur dans la différence de potentiel mémorisée V1-V2 qui est occasionnée par une injection de charge par l'élément de commutation d'entrée 1 au moment o il est bloqué. Lorsque, comme on l'a envisagé précédemment, le potentiel d'état passant qui est appliqué à l'élément de commutation d'entrée I suit le potentiel du noeud d'entrée, cette tension d'erreur Verreur est pratiquement constante, indépendamment des potentiels qui sont appliqués au circuit, ce qui fait que l'on peut compenser cette tension d'erreur d'une manière simple, comme il est souhaitable. On notera que, du fait de l'élimination effective des effets de capacité parasite dans le circuit de mémorisation de tension, le potentiel de l'armature inférieure du condensateur de mémorisation peut être changé librement, après la mémorisation d'une différence de potentiel désirée, sans affecter d'une manière imprévisible la différence de potentiel mémorisée. Ceci permet à un circuit de mémorisation de tension ayant la structure décrite ci-dessus en relation avec la figure 3, de procurer une précision particulièrement élevée dans des applications de sommation de tension. A titre d'application avantageuse supplémentaire du circuit de mémo- risation de tension de la figure 3, la figure 11 montre un circuit doubleur de tension 50 qui comprend des premier et second circuits de mémorisation de tension VSC1 et VSC2, ayant chacun la structure décrite précédemment en relation avec la figure 3. Le circuit 50 comporte des premier et second noeuds d'entrée I et 12 et des premier et second noeuds de sortie O1 et 02. Un premier élément de commu- tation commandé 51 est connecté entre le premier noeud d'entrée Il et une borne d'entrée ENTREE1 du premier circuit de mémorisation de tension VSC1. Un second élément de commutation commandé 52 est connecté entre le second noeud d'entrée 12 et la borne commune COM1 du premier circuit de mémorisation de tension VSC1. Un troisième élément de commutation commandé 53 est connecté entre le premier noeud d'entrée Il et la borne commune COM2 du second circuit de mémorisation de tension VSC2. Un quatrième élément de commutation commandé 54 est connecté entre le second noeud d'entrée 12 et la borne d'entrée ENTREE2 du second circuit de mémorisation de tension VSC2. Un cinquième élément de commutation commandé 55 est connecté entre les bornes communes respectives COM1, COM2 des circuits de mémorisa- tion de tension VSC1 et VSC2. Les bornes de sortie respectives SORTIE1 et SORTIE2 des premier et second circuits de mémorisation de tension VSC1 et VSC2 sont respectivement connectées aux premier et second noeuds de sortie O1 et 02 du circuit 50. Le circuit 50 comprend en outre des moyens de commande 60 qui appliquent un premier signal de commande O1 aux éléments de commutation 51 à 54, et un second signal de commande t à l'élément de commutation 55. Les moyens de commande 60 appliquent également aux circuits de mémorisation de tension VSC1 et VSC2 le signal de commutation précité CK qui est utilisé pour commander la commutation des éléments de commutation 1 respectifs des circuits de mémorisation de tension. Les éléments de commutation 51 à 54 sont commandés de façon à être dans l'état passant lorsque le signal de commande 1 et actif, et l'élément de commutation 55 est commandé de façon à être dans l'état passant lorsque le signal de commande 42 est actif. La génération du signal de commutation CK qui est appliqué aux moyens d'attaque de commutation 4, 5 de chacun des circuits de mémorisation de tension est synchronisée par les moyens de commande 60 avec la commutation des éléments de commutation de commande 51 à 55, de façon que les éléments de commutation 1 respectifs des circuits de mémorisation de tension VSC1 et VSC2 soient maintenus dans l'état passant lorsque les éléments de commutation 51 à 54 sont initialement dans l'état passant, mais soient bloqués avant que ces éléments 51 à 54 ne soient commutés à l'état bloqué. Dans le fonctionnement du circuit doubleur de tension de la figure 11, le signal de commande 1 est initialement activé de façon que les éléments de commutation commandés 51 à 54 soient initialement commutés à l'état passant, l'élément de commutation 55 étant bloqué à ce moment. Par conséquent, lorsque *1 est actif, les éléments de commutation 51 à 55 sont dans une configuration d'entrée qui permet qu'une tension d'entrée Vi entre les noeuds d'entrée I1 et 12 soit appliquée entre les bornes d'entrée et commune respectives de chacun des circuits de mémorisation de tension VSC1 et VSC2. Pendant que les éléments de commutation d'entrée 51 à 55 sont dans cette configuration, les éléments de commutation respectifs 1 des circuits de mémorisation de tension VSC1 et VSC2 sont commandés par leurs moyens d'attaque de commutation associés 4, 5 de façon à être dans l'état passant. Il en résulte que les condensateurs de mémorisation 2 respectifs de ces circuits sont respectivement chargés à la tension d'entrée Vi. A cet égard, on notera que la tension d'entrée est appliquée au second circuit de mémorisation de tension VSC2 avec une polarité inverse, en comparaison avec le premier circuit de mémorisation de tension VSC1. Pendant que les éléments de commutation 51 à 54 sont toujours à l'état passant, les moyens de commande 60 appliquent le signal de commutation CK aux moyens d'attaque de commutation respectifs 4, 5 des circuits de mémorisation de tension, dans le but de commuter à l'état bloqué les éléments de commutation 1 respectifs des circuits de mémorisation de tension. Il en résulte que la tension d'entrée Vis à l'instant de commutation tcomm est mémorisée dans les conden- sateurs de mémorisation 2 respectifs des circuits de mémorisation de tension. Ensuite, les moyens de commande 60 désactivent le signal de commande qj, de façon à bloquer les éléments de commutation 51 à 54, et ils activent ensuite le signal de commande f2 de façon à commuter l'élément de commutation 55 à l'état passant. Dans cette condition, les éléments de commu- tation 51 à 56 sont dans une configuration de sortie. Dans cette configuration de sortie, les condensateurs de mémorisation 2 respectifs des circuits de mémorisation de tension VSC1 et VSC2 sont connectés en série entre les entrées respectives des éléments amplificateurs 3 des circuits de mémorisation de tension VSC1 et VSC2. Du fait que ces éléments amplificateurs 3 des circuits de mémorisation de tension ont uniquement pour fonction de reproduire sur leurs sorties respectives les potentiels présents sur leurs entrées, la tension de sortie Vo qui est produite entre les premier et second noeuds de sortie O1 et 02 est pratiquement égale ou double de la tension d'entrée mémorisée Vis, c'est-à-dire que l'on a Vo = 2Vis. Par conséquent, le circuit 50 procure une tension de sortie Vo qui est pratiquement égale au double de la tension d'entrée appliquée Vi à l'instant de commutation tcomm. Le circuit de la figure 11 est capable de procurer une précision très élevée dans le doublement de tension, du fait que les effets de capacités parasites dans le circuit sont minimisés. Ceci vient du fait que, dans un circuit de mémori- sation de tension ayant la structure décrite précédemment, les capacités parasites qui affectent le signal d'entrée appliqué (c'est-à-dire la capacité de l'élément de commutation d'entrée 1, la capacité à l'entrée de l'élément amplificateur 3, et toute capacité d'interconnexion dans le circuit de mémorisation de tension) peuvent toutes être compensées par une configuration bootstrap. Compte tenu du fait que les circuits de mémorisation de tension doivent être formés de préférence dans des caissons respectifs (pour permettre la compensation par une configuration bootstrap de la capacité d'interconnexion des circuits de mémorisation de tension), l'ensemble du circuit doubleur de tension 50 doit de préférence être réalisé sous la forme d'un circuit intégré. Il faut noter que cette technique de doublement de tension est fonda- mentalement différente de celle qui est adoptée dans des circuits à condensateurs commutés que l'on a envisagés précédemment pour effectuer un doublement de tension. Dans ces circuits considérés précédemment, on conçoit le fonctionnement du circuit de façon qu'il soit insensible à des capacités parasites en faisant en sorte que tous les noeuds dans le circuit soient attaqués par des amplificateurs (de façon que les capacités parasites soient chargées par les sorties des amplificateurs et n'aient aucun effet), ou soient toujours ramenés à la même tension à toutes les phases d'horloge (configuration à "masse virtuelle", de façon qu'aucune charge résultante n'entre dans les capacités parasites ou ne sorte de celles-ci). Le document EP-B-0 214 831 fournit un exemple de cette dernière technique. En concevant les circuits de façon qu'ils soient insensibles à des capacités parasites, on élimine les problèmes qui sont occasionnés par les capacités parasites elles-mêmes, mais l'élimination des problèmes de capacités parasites conduit à un problème différent, associé à la discordance inévitable entre les condensateurs qui sont utilisés pour mémoriser et pour doubler la tension d'entrée, ce qui empêche d'obtenir une précision aussi élevée qu'il est souhaitable. Ce problème vient du fait que dans des circuits doubleurs de tension envisagés précédemment, qui sont basés sur des condensateurs commutés, la variable qui est conservée pendant une opération de doublement de tension est la charge (transférée d'un condensateur à un autre), et non la tension, comme dans le circuit de la figure 11. En examinant ce problème de façon plus détaillée, on note que, pour doubler une tension lorsque la charge est conservée, un condensateur de valeur 2C (ou deux condensateurs, ayant chacun une valeur C, connectés en parallèle) est chargé à la tension d'entrée, et ensuite toute la charge est transférée à un seul condensateur de valeur C (qui peut être ou non l'un des condensateurs chargés à l'origine). La conservation de charge donne: 2 C. Ventrée = C.Vsortie Vsortie = 2 Ventrée Cependant, on trouve que dans des circuits pratiques la tension de sortie Vsortie n'est pas précisément égale au double de la tension d'entrée Ventrée, et ceci est dû à une discordance entre les capacités respectives des condensateurs qui sont utilisés pour effectuer l'opération de doublement de tension. A cet égard, si l'on désigne respectivement par C1 et C2 les capacités respectives des deux condensateurs qui sont chargés à la tension d'entrée Ventrée, et par C3 la capacité d'un troisième condensateur qui reçoit la charge combinée mémorisée dans ces deux condensateurs, la conservation de charge donne: (C1 + C2). Ventrée = C3. Vsortie Vsortie = [(C1 + C2)/C3]Ventrée Des discordances aléatoires entre des condensateurs nominalement identiques sont comprises de façon caractéristique entre 0,1% (ce qui est relative- ment aisé à obtenir sur un circuit intégré) et 0,01% (ce qui exige des précautions extrêmes, par exemple de grands condensateurs divisés en plusieurs éléments et entrelacés). Une telle erreur de discordance de capacité conduit à une erreur comparable dans la tension doublée et, lorsque le circuit doubleur de tension est employé par exemple dans un convertisseur analogique-numérique, la linéarité du convertisseur analogique-numérique peut être limitée par une telle erreur à une valeur comprise entre 10 et 13 bits. L'erreur due à une discordance de capacité dans de tels circuits doubleurs de tension basés sur un transfert de charge, que l'on a envisagés précé- demment, peut être éliminée par l'utilisation de structures de commutation complexes. Un procédé envisagé précédemment consiste à charger un conden- sateur C1 à la tension d'entrée, à transférer la charge vers un condensateur de mémorisation C2, à charger à nouveau C1 à la tension d'entrée, et à retransférer ensuite toute la charge vers C1. Ceci conduit à un doublement de tension exact de la tension d'entrée, du fait que la charge est initialement et finalement dans le même condensateur, mais ce procédé est plus complexe, plus lent (il fait intervenir davantage de phases d'horloge) et plus sensible à du bruit de commutation d'amplificateur. Un autre procédé envisagé précédemment consiste à effectuer un "autoétalonnage", c'est-à-dire à incorporer des circuits supplémentaires qui mesurent la discordance des condensateurs et qui effectuent un réglage de compensation. Cependant, l'incorporation de tels circuits augmente la complexité des circuits et réduit la vitesse de fonctionnement. En outre, les circuits doubleurs de tension considérés précédemment, qui reposent sur un transfert de charge, reposent effectivement sur l'hypothèse selon laquelle les condensateurs sont linéaires, ce qui fait que le doublement de la charge dans un condensateur double nécessairement la tension à ses bornes. En fonction de la structure physique du condensateur, la non-linéarité des conden- sateurs qui sont utilisés dans ces circuits doubleurs de tension envisagés précé- demment peut également limiter la linéarité du circuit doubleur de tension, considéré globalement. Au contraire, dans le circuit de la figure 11, l'exigence de condensateurs extrêmement linéaires et présentant une concordance exacte est éliminée. Le fait de charger deux condensateurs en parallèle et de les connecter ensuite en série doublera toujours exactement la tension d'entrée, indépendamment de la concordance et de la linéarité des condensateurs, à condition de pouvoir éliminer de façon satisfaisante les effets de capacités parasites. Dans le circuit de la figure 11, du fait que les moyens d'attaque de commutation de type bootstrap 4, 5 de chaque circuit de mémorisation de tension font en sorte que l'injection de charge des éléments de commutation 1 soit maintenue constante, alors, à condition que les circuits de mémorisation de tension soient conçus de façon que toutes les capacités parasites qu'ils contiennent soient attaquées par les sorties d'éléments amplificateurs, pratiquement la seule limite à la linéarité du fonctionnement consiste dans l'erreur de gain des éléments amplifi- cateurs. Ceci vient du fait que l'annulation des capacités parasites n'est pas plei- nement efficace si les gains des éléments amplificateurs des circuits de mémorisa- tion de tension ne sont pas exactement égaux à l'unité. On doit donc minimiser cette erreur de gain par rapport à une valeur exactement égale à l'unité. En pratique, on peut rendre cette erreur de gain aussi faible que l'exige la précision désirée de l'application de doublement de tension particulière (bien qu'une structure d'élément amplificateur relativement complexe soit nécessaire pour obtenir une exactitude optimale). Ceci signifie qu'en adoptant une structure d'élément amplificateur appropriée, on doit pouvoir obtenir une linéarité d'au moins 1 ppm ou mieux, la limite de performance réelle dépendant alors du bruit aléatoire qui est dû à l'amplificateur et du bruit thermique (kT/C). Dans un convertisseur analogique-numérique utilisant un tel circuit doubleur de tension, on pourrait maintenir une linéarité dépassant 20 bits. Enfin, grâce à la connexion en opposition de deux circuits de mémo- risation de tension VSC1 et VSC2 dans le circuit doubleur de tension 50 de la figure 11, les quantités de charge respectives qui sont injectées par les éléments de commutation 1 des circuits à l'instant de commutation s'annulent effectivement, ce qui rend le circuit auto-compensateur. On va maintenant présenter en se référant à la figure 12 un exemple de l'utilisation d'un circuit doubleur de tension 50 tel que celui qui est représenté sur la figure 11. La figure 12 montre des parties d'un convertisseur analogique- numérique (CAN) employant un circuit doubleur de tension tel que celui qui est représenté sur la figure 11. Le convertisseur analogique- numérique de la figure 12 est un convertisseur analogique-numérique utilisant une "logique à trois états". Un convertisseur analogique-numérique utilisant une logique à trois états effectue sa conversion analogique-numérique en accomplissant une série d'opérations de conversion de tension, en partant d'une tension d'entrée analogique appliquée, chacune de ces opérations faisant intervenir une opération de double- ment de tension. Des données numériques sont produites au cours de chacune de ces opérations de conversion de tension, et les données numériques provenant d'opérations de conversion successives sont combinées pour produire un mot de sortie numérique qui est représentatif de la tension d'entrée analogique appliquée. Dans chaque opération de conversion de tension qui est effectuée par un CAN utilisant une logique à trois états, au cours d'une première phase du fonctionnement une tension d'entrée analogique est comparée avec un potentiel de comparaison prédéterminé Vr/4, en désignant par Vr un potentiel de référence prédéterminé, pour produire l'une de trois valeurs de données numériques, comme l'indique le tableau 1 ci-dessous. Tableau 1 Résultat de la comparaison Donnes numriques Vr/4 tension d'entrée Vi est convertie pour produire une tension de conversion analo- gique Vc qui est liée à Vi par les expressions qui sont indiquées dans le tableau 2 ci-dessous. Tableau 2 Données numériques Tension de conversion analogique V. +1 2Vi - Vr 0 2Vi -1 2Vi + Vr Au cours de l'opération de conversion suivante, cette tension de conversion analogique Vc est utilisée à titre de tension d'entrée analogique, et la tension de conversion Vc converge vers zéro au cours d'opérations successives de ce type. Chaque opération de conversion successive produit un "bit" de données numériques à logique à trois états (+1, 0, -1). Un mot de sortie exprimé en logique binaire normale (à deux états) peut être obtenu à partir de tous les bits à trois états, en combinaison, par l'emploi d'un circuit logique numérique approprié, R bits à trois états produisant un mot de sortie en logique binaire qui comprend (R+1) bits. Une description plus complète du fonctionnement d'un convertisseur analogique-numérique utilisant une logique à trois états envisagé précédemment, est présentée dans les documents: "Fujitsu Facts Threestates logic controls CMOS cyclic A/D converter is used in MB87020" par K. Gotoh et O. Kobayashi et EP-B-0 214 831, ces deux documents étant incorporés ici par référence. Le CAN de la figure 12 comprend N étages de conversion de tension ST1, ST2,... STN connectés en série, chacun d'eux étant capable d'effectuer une opération de conversion de tension de la manière décrite ci-dessus en relation avec les tableaux 1 et 2. Seuls les deux premiers étages de conversion de tension ST1 et ST2 du convertisseur analogique-numérique sont représentés sur la figure 12. Chacun des étages STi est basé sur un circuit doubleur de tension 50' qui est de façon générale du type décrit précédemment en relation avec la figure 11, les noeuds d'entrée I1 et 12 du circuit doubleur de tension 50' constituant des noeuds d'entrée de l'étage, et les noeuds de sortie 1 et 02 du circuit doubleur de tension 50' constituant de façon similaire des noeuds de sortie de l'étage. Le circuit doubleur de tension 50' de chaque étage STi diffère cepen- dant du circuit doubleur de tension de la figure 11 par le fait qu'à la place de l'élément de commutation 55 unique du circuit de la figure 11 le circuit doubleur de tension 50' comporte deux éléments de commutation commandés 55 et 56 et des moyens de réglage de tension 58, connectes en série entre les bornes communes respectives COM1 et COM2 des deux circuits de mémorisation de tension VSC1 et VSC2 du circuit. Dans chaque étage STi, les éléments de commutation 51 à 56 peuvent être soit dans la configuration d'entrée précitée (les éléments de commutation 51 à 54 sont dans l'état passant tandis que les éléments de commutation 55 et 56 sont dans l'état bloqué), soit dans la configuration de sortie (les éléments de commu- tation 55 et 56 sont dans l'état passant, tandis que les éléments de commutation 51 à 54 sont dans l'état bloqué). Comme dans le cas du circuit doubleur de tension 50 de la figure 11, les éléments de commutation 51 à 56 de chaque étage STi sont commandés par des signaux de commande 41 et 42. Cependant, dans le convertisseur analogique- numérique de la figure 12, des moyens de commande 60', communs à tous les étages, sont incorporés pour générer les premier et second signaux de commande de chaque étage, et, lorsque 1 est à l'état actif, les éléments de commutation 51 à 56 des étages de rang impair ST1, ST3, ST5,... sont maintenus dans la confi- guration d'entrée, tandis que les éléments de commutation 51 à 56 des étages de rang pair ST2, ST4, ST6,... sont maintenus dans la configuration de sortie, et inversement lorsque 42 est à l'état actif. Chaque étage de conversion de tension STi comprend également des moyens comparateurs 70 connectés aux premier et second noeuds d'entrée I1 et 12 de l'étage, pour recevoir la tension d'entrée Vi qui est appliquée à l'étage, et connectés également de façon à recevoir le potentiel de comparaison Vr/4 précité. Les moyens comparateurs 70 fournissent à leurs sorties des données numériques en logique à trois états a (+1, 0, -1), qui constituent l'information de sortie numérique de l'étage, conformément au tableau 2 ci-dessus. Les données numériques de chaque étage sont appliquées aux moyens de traitement de données 80 pour être traitées de façon à produire un mot de sortie numérique. Les données numériques a sont également appliquées aux moyens de réglage de tension 58 pour commander leur fonctionnement. Lorsque les éléments de commutation 55 et 56 sont à l'état passant, les moyens de réglage de tension ont pour fonction d'appliquer entre les bornes communes respectives COM1 et COM2 des circuits de mémorisation de tension de l'étage, une tension de décalage Vos qui est sélectionnée, parmi les trois tensions possibles différentes, par les données numériques a qui sont produites par les moyens comparateurs. Dans le cas dans lequel a=+1 (ce qui correspond au cas dans lequel Vr/4 Vi Dans le fonctionnement du convertisseur analogique-numérique qui est représenté sur la figure 12, une tension d'entrée analogique Vi1 devant être numérisée est appliquée entre les premier et second noeuds d'entrée I1 et 12 du premier étage de conversion de tension ST1. Initialement, les moyens de commande 60' activent le signal de commande éléments de commutation 51 à 54 sont dans l'état passant). Dans cette configura- tion, les éléments de commutation 55 et 56 sont tous deux maintenus dans l'état bloqué, ce qui fait que les moyens de réglage de tension 58 sont isolés du reste du circuit. Pendant que 41 est à l'état actif, les moyens comparateurs 70 du premier étage ST1 comparent la tension d'entrée appliquée Vi avec le potentiel de comparaison Vr/4 et ils produisent des données numériques logiques à trois états a sous la dépendance du résultat de la comparaison. Avant la fin de la période au cours de laquelle 41 est à l'état actif, le signal de commutation CK est appliqué par les moyens de commande 60' à chacun des moyens d'attaque de commutation 4, 5 du premier étage ST1, pour commuter à l'état bloqué les éléments de commutation 1 respectifs des circuits de mémorisation de tension VSC1 et VSC2 de l'étage ST1, ce qui fait que la tension d'entrée Vil du premier étage ST1 est mémorisée dans chacun des condensateurs de mémorisation 2 respectifs de ces circuits. Les moyens de commande 60' désactivent ensuite 41 et ils activent q2 pour commuter le premier étage ST1 vers la configuration de sortie. Dans cette configuration, les éléments de commutation 51 à 54 de l'étage sont dans l'état bloqué, et les éléments de commutation 55 et 56 de l'étage sont dans l'état passant. Les moyens de réglage de tension 58 sont donc connectés en série entre les condensateurs de mémorisation 2 respectifs des circuits de mémorisation de tension VSC1 et VSC2, ce qui fait que la tension de décalage sélectionnée VoS (-Vr, 0, +Vr, dépendant des données numériques a), est appliquée entre les bornes communes respectives COM1 et COM2 des circuits de mémorisation de tension VSC1 et VSC2. Par conséquent, il apparaît entre les premier et second noeuds de sortie 01, 02 de l'étage ST1 une tension de conversion analogique Vc qui diffère du double de la tension d'entrée mémorisée Vil, avec un écart égal à la tension de décalage sélectionnée Vos qui est appliquée entre les bornes communes respec- tives COM1 et COM2 des circuits de mémorisation de tension VSC1 et VSC2 par les moyens de réglage de tension 58 (c'est-à-dire Vcl = 2V1il + VOS). Ainsi, conformément au tableau 2 ci-dessus, la tension de conversion Vcl qui est produite par l'étage de conversion ST1 peut être égale à 2Vil Vr, 2Vil, ou 2Vil + Vr, en fonction du résultat de la comparaison entre Vil et le potentiel de comparaison Vr/4. Comme représenté sur la figure 12, les étages de conversion de tension du CAN sont connectés en série, de façon que le second étage de conversion de tension ST2 reçoive pour sa tension d'entrée Vi2 la tension de conversion analogique Vcl qui est produite par le premier étage de conversion de tension ST1. Comme indiqué ci-dessus, les éléments de commutation 51 à 56 du second étage ST2 sont commandés par t de façon à être dans la configuration d'entrée lorsque les éléments de commutation 51 à 56 du premier étage ST1 sont dans la configu- ration de sortie, ce qui fait que le second étage ST2 peut commencer à effectuer sans aucun retard son opération de comparaison sur la tension de conversion Vcl qui est produite par le premier étage ST1. Le signal de commutation CK pour les moyens de commande de commutation 4, 5 du second étage ST2 est donc produit pendant que 42 est à l'état actif (et non pendant que 41 est à l'état actif, comme c'était le cas avec les moyens d'attaque de commutation 4, 5 du premier étage de conversion ST1), ce qui fait que la tension de conversion analogique Vcl du premier étage ST1 est mémorisée dans le second étage ST2. Après la fin de la période au cours de laquelle conversion analogique Vcl de l'étage précédent (premier étage). La tension de conversion analogique Vc2 est appliquée à l'entrée de l'étage suivant ST3, et elle est convertie à son tour (pendant la période suivante au cours de laquelle Des opérations de conversion de tension successives sont ainsi effectuées à chaque permutation de l'activation des signaux de commande 41 et t2. Les périodes t1 et t2 au cours desquelles les signaux de commande $1 et t2 sont respectivement actifs constituent des première et seconde phases d'horloge du convertisseur, la seconde phase commençant après la fin de la première phase d'horloge au cours de chaque période d'horloge successive du convertisseur. Du fait que le premier étage ST1 est commuté de façon à revenir à la configuration d'entrée lorsque le second étage ST2 est commuté vers la configu- ration de sortie (pour convertir en tension de conversion analogique Vc2 la tension de conversion analogique Vcl qui vient d'être fournie par le premier étage), le convertisseur peut recevoir une nouvelle tension d'entrée analogique chaque fois que 41 est réactivé. De cette manière, le convertisseur analogique-numérique peut produire un nouveau résultat de conversion (un mot de sortie numérique basé sur N bits à trois états) à chaque période d'horloge. il n'est pas essentiel que les moyens comparateurs 70 d'un étage donné comparent directement la tension d'entrée appliquée de l'étage avec le potentiel de comparaison. La comparaison pourrait être effectuée entre d'une part le potentiel de comparaison et, d'autre part, la tension d'entrée qui est mémorisée dans les circuits de mémorisation de tension, ou une tension de conversion analogique initiale qui est fournie par l'étage avant la comparaison (la tension de conversion analogique étant ensuite corrigée). A la place des N étages qui sont utilisés sur la figure 12, il serait possible d'utiliser seulement deux étages de conversion de tension fonctionnant de manière itérative, chacun d'eux échantillonnant alternativement l'information de sortie de l'autre. Cette configuration exigerait une période d'horloge (c'est-à-dire 2 phases d'horloge) pour produire chaque groupe de deux bits des données numériques à logique à trois états. Ainsi, pour effectuer une conversion à N bits, la structure prendrait N/2 périodes d'horloge, ce qui est beaucoup plus lent qu'un convertisseur employant N étages. Le volume des circuits exigés serait cependant diminué. Selon un aspect différent de la présente invention, il est également possible de réaliser un convertisseur analogique- numérique utilisant une logique à trois états employant un seul étage de conversion de tension qui fonctionne de manière itérative, bien que dans ce cas l'étage de conversion de tension doive utiliser des circuits de mémorisation de tension qui sont construits différemment des circuits de mémorisation de tension dans les étages de conversion STi du convertisseur analogique-numérique de la figure 12, comme il est décrit ci- dessous en relation avec la figure 13. Sur la figure 13, un étage de conversion de tension 90 prévu pour l'utilisation dans un convertisseur analogique-numérique utilisant une logique à trois états, comprend des premier et second circuits de mémorisation de tension modifiés VSC1' et VSC2', qui sont respectivement connectés à des premier et second noeuds d'entrée Il et 12 de l'étage de conversion de tension 90. Chaque circuit de mémorisation de tension modifié comprend un élément de commutation d'entrée 1, un élément amplificateur à gain égal à l'unité, 3, et des moyens d'attaque de commutation à configuration bootstrap 4, 5 comme décrit précédemment en relation avec les figures 3 à 9(B). Cependant, à la place du condensateur 2 unique dans le circuit de mémorisation de tension de la figure 3, chaque circuit de mémorisation de tension modifié comprend deux condensateurs, portant les désignations C1 et C3 dans le cas du premier circuit de mémorisation de de tension modifié VSC1', et C2 et C4 dans le cas du second circuit de mémorisation de tension modifié VSC2'. Les condensateurs C1 à C4 ont norma- lement la même capacité, mais ceci n'est pas essentiel pour le fonctionnement correct de l'étage de conversion de tension 90. Chaque circuit de mémorisation de tension modifié comprend également un certain nombre d'éléments de commutation 91 à 106, avec quatre éléments de commutation associés à chaque condensateur C1 à C4. Ainsi, les éléments de commutation 91, 92, 95 et 96 sont associés au condensateur C1, les éléments de commutation 101, 102, 105 et 106 sont associés au condensateur C2, les éléments de commutation 93, 94, 97 et 98 sont associés au condensateur C3, et les éléments de commutation 99, 100, 103 et 104 sont associés au condensateur c4. Les éléments de commutation 91 à 106 sont bloqués et débloqués conformément à des signaux de commande 1 et 42 qui sont produits par les moyens d'attaque de commutation à configuration bootstrap, comme on l'expli- quera ci-après de façon plus détaillée. A chaque circuit de mémorisation de tension modifié VSC1' ou VSC2' sont associés un élément de commutation d'isolation d'entrée 46 qui est connecté en série avec l'élément de commutation d'entrée 1, entre cet élément et le noeud d'entrée approprié 11 ou 12 de l'étage de conversion de tension 90, et un élément de commutation de réaction 48 qui est connecté entre un noeud de sortie du circuit de mémorisation de tension modifié (à la borne de sortie de l'élément amplificateur 3) et le côté d'entrée de l'élément de commutation d'entrée 1. L'élément de commu- tation d'isolation d'entrée 46 et l'élément de commutation de réaction 48 corres- pondent aux éléments de commutation qui portent la même dénomination et la même référence numérique dans le circuit de sommation de tension de la figure 10, et ils remplissent la même fonction. Selon une variante, on peut remplacer les éléments de commutation de réaction 48 par des résistances. Des moyens de réglage de tension 58, qui sont de façon générale similaires aux moyens de réglage de tension 58 de la figure 12, sont connectés entre les premier et second circuits de mémorisation de tension modifiés VSC1' ou VSC2'. En outre, des moyens comparateurs 70, similaires aux moyens compara- teurs de chaque étage de conversion de tension STi sur la figure 12, sont connectés entre les noeuds de sortie respectifs des circuits de mémorisation de tension modifiés. Les moyens de réglage de tension 58 comprennent en outre un ensemble supplémentaire d'éléments de commutation 581 à 588. Les six éléments de commutation 582 à 584 et 586 à 588 sont activés par paires sous la dépendance du niveau logique du "bit" de données à trois états ai que produisent les moyens comparateurs. De cette manière, lorsque ai = -1, les éléments de commutation 582 et 586 sont activés, et il en résulte qu'une tension de décalage Vos qui est produite entre les bornes de sortie des moyens de réglage de tension 58 est égale à +Vr, en désignant par Vr une tension de référence prédéterminée; lorsque ai = 0, les éléments de commutation 583 et 587 sont activés, et la tension de décalage Vos est égale à zéro; et lorsque ai = +1, les éléments de commutation 584 et 588 sont activés et la tension de décalage Vos est égale à -Vr. On expliquera ci-dessous l'activation des deux autres éléments de commutation 581 et 585 dans les moyens de réglage de tension 58, qui sont respectivement connectés aux second et premier noeuds d'entrée 12 et I1 de l'étage 90. Les moyens de commande 61, qui sont de façon générale similaires aux moyens de commande 60' sur la figure 12, produisent non seulement des signaux de commande maîtres 1M et 42M, mais également des signaux de commande maîtres supplémentaires respectifs SAMM et CONM. Les signaux de commande maîtres $1M, 42M et SAMM sont appliqués aux moyens d'attaque de commutation à configuration bootstrap 4, 5 de chaque circuit de mémorisation de tension modifié. Les moyens d'attaque de commutation à configuration bootstrap de chaque circuit de mémorisation de tension modifié génèrent des signaux de commande 1, q2 et ECHANTILLONNAGE, soumis à l'action d'une configuration du type bootstrap, conformément aux signaux de commande maîtres correspondants LM, ^r2M et SAMM, pour l'application aux éléments de commutation du circuit de mémorisation de tension modifié concerné, les potentiels des signaux de commande de type bootstrap ayant la propriété de suivre le potentiel de la borne de sortie de l'élément amplificateur 3 dans le circuit de mémorisation de tension modifié. Un signal de commande supplémentaire CONVERSION, qui est utilisé pour activer l'élément de commutation de réaction 48 associé à chaque circuit de mémorisation de tension modifié, peut être un signal de commande de type bootstrap qui est obtenu à partir du signal maître CONM, mais il peut également être fourni directement par le signal maître CONM, du fait qu'il n'est pas essentiel que le signal qui est appliqué aux éléments de commutation de réaction 48 soit un signal traité par une configuration bootstrap. Au début d'une opération de conversion par l'étage de conversion de tension 90 de la figure 13, une tension d'entrée analogique devant être convertie en son équivalent numérique est appliquée entre les premier et second noeuds d'entrée I1 et 12 de l'étage de conversion de tension 90. Pour faciliter l'échantillonnage de la tension analogique appliquée, les moyens de commande 61 génèrent le signal de commande maître SAMM qui active les signaux de commande EcFHAN- TILLONNAGE, qui sont soumis à l'action d'une configuration bootstrap, dans chaque circuit de mémorisation de tension modifié, pour connecter les noeuds d'entrée I1 et 12 aux entrées respectives des éléments amplificateurs 3 dans les circuits de mémorisation de tension modifiés, par l'intermédiaire des éléments de commutation 1 et 46. A ce moment, le signal de commande CONVERSION est désactivé, ce qui fait que les éléments de commutation de réaction 48 sont dans l'état bloqué. Les éléments de commutation 581 et 585 dans les moyens de réglage de tension 58 sont également activés par le signal de commande ECHANTLON- NAGE, ce qui fait que les potentiels des bornes de sortie des moyens de réglage de tension sont respectivement égaux aux potentiels des second et premier noeuds d'entrée 12 et I1. Les autres éléments de commutation 582 à 584 et 586 sont maintenus dans l'état bloqué à ce moment. Si l'on suppose que, pendant l'échantillonnage de la tension d'entrée, lesignal de commande 1 est actif, les éléments de commutation 91, 95, 101 et 105 seront dans l'état passant, ce qui fait que l'armature supérieure du condensateur C1 dans le premier circuit de mémorisation de tension modifié VSC1', est connectée au premier noeud d'entrée I1, et son armature inférieure est connectée au second noeud d'entrée 12. De façon similaire, l'armature supérieure du condensateur C2 dans le second circuit de mémorisation de tension modifié VSC2' est connectée au second noeud d'entrée 12, et son armature inférieure est connectée au premier noeud d'entrée I1. Chaque condensateur C1 et C2 mémorise donc la tension d'entrée analogique appliquée, de façon à échantillonner cette tension d'entrée. Pendant que le signal de commande *1 est actif, les éléments de commutation 94, 98, 100 et 104 sont dans l'état passant, ce qui fait que les condensateurs C3 et C4 sont connectés mutuellement en parallèle entre les bornes de sortie respectives des éléments amplificateurs 3. Du fait que les éléments amplificateurs ont un gain égal à l'unité, la tension d'entrée analogique est également mémorisée dans chacun des condensateurs C3 et C4 pendant j1. Le signal de commande ECHANTILLONNAGE est ensuite désactivé, de façon à mettre fin à l'échantillonnage de la tension d'entrée, le signal de commande O1 restant actif. * Après que le signal de commande ECHANTILLONNAGE a été désactivé, le signal de commande CONVERSION est activé pendant le reste d'une opération de conversion. Du fait que les potentiels des bornes d'entrée et de sortie de l'élément amplificateur à gain égal à l'unité, 3, sont toujours égaux, les bornes du côté de l'entrée et du côté de la sortie de l'élément de commutation d'entrée 1 sont maintenues au même potentiel, ce qui fait que l'élément 1 est maintenu de façon sûre dans l'état bloqué, indépendamment de changements ultérieurs dans le potentiel du noeud d'entrée I1 ou 12 associé. La tension d'entrée échantillonnée, qui est maintenue par les condensateurs C3 et C4, est comparée par les moyens comparateurs 70 avec un potentiel de comparaison prédéterminé Vr/4, de la même manière que dans le convertisseur analogique-numérique de la figure 12. Un premier "bit" a1 des données numériques utilisant une logique à trois états (+1, 0, -1) est produit par les moyens comparateurs 70 sous la dépendance du résultat de la comparaison (voir le tableau 1 ci-dessus). Après que le premier bit de données a1 a été obtenu, une paire des éléments de commutation 582 à 584 et 586 à 588 dans les moyens de réglage de tension 58 est activée conformément au premier bit de données a1. Les moyens de réglage de tension 58 produisent donc l'une de leurs tensions de décalage prédé- terminées Vos (-Vr, 0, +Vr en fonction du bit de données numériques al) entre leurs bornes de sortie. Avec le signal de commande 41 toujours actif, les éléments de commutation 91, 95, 101 et 105 sont toujours dans l'état passant, ce qui fait qu'une première connexion en série existe maintenant entre les bornes d'entrée respectives des éléments de commutation 3. Cette première connexion en série comprend le condensateur C1, les moyens de réglage de tension 58 et le conden- sateur C2. Par conséquent, la tension entre les bornes d'entrée respectives de l'élément amplificateur 3 est une première tension de conversion Vcl qui est égale au double de la tension d'entrée analogique échantillonnée qui est mémorisée dans les condensateurs C1 et C2, plus la tension de décalage Vos qui est sélectionnée par le premier bit de données a1. De cette manière, une opération de conversion de tension conforme au tableau 2 ci-dessus est effectuée. Les potentiels des bornes d'entrée des éléments amplificateurs 3 sont amplifiés et isolés par les éléments amplificateurs 3, de façon que la première tension de conversion Vcl soit reproduite entre les bornes de sortie respectives des éléments amplificateurs 3. Les éléments de commutation 94, 98, 100 et 104 sont tous encore à l'état passant, ce qui fait que les condensateurs C3 et C4 sont connectés mutuelle- ment en parallèle entre les bornes de sortie respectives des éléments amplificateurs 3, et chacun d'eux mémorise la première tension de conversion Vcl. Les moyens comparateurs 70 comparent la première tension de conversion Vcl avec le potentiel de comparaison Vr/4, et un second bit de données a2 est produit sous la dépendance du résultat de la comparaison. Les moyens de commande désactivent ensuite le signal de commande e1 et ils activent le signal de commande d2. Simultanément, le second bit de données a2 est appliqué aux moyens de réglage de tension pour sélectionner une nouvelle tension de décalage Vos, conformément à ce bit de données a2. Avec le signal e2 à l'état actif, les éléments de commutation 93, 97, 99 et 103 sont dans I'état passant. Il en résulte que les condensateurs C3 et C4 sont connectés en série avec les moyens de réglage de tension 58, pour former une seconde connexion en série (C3- Vos-C4), à la place de la première connexion en série (Cl-Vos-C2) mentionnée ci-dessus, entre les bornes d'entrée respectives des éléments amplifi- cateurs 3. La nouvelle tension de conversion résultante Vc2, qui est produite entre les bornes de sortie respectives des éléments amplificateurs 3, est donc égale au double de la première tension de conversion Vcl, plus la nouvelle tension de décalage sélectionnée Vos. Avec 2 à l'état actif, les éléments de commutation 92, 96, 102 et 106 sont dans l'état passant, ce qui fait que cette nouvelle tension de conversion Vc2 est mémorisée dans les condensateurs C1 et C2 qui sont connectés en parallèle entre les bornes de sortie respectives des éléments amplificateurs 3. La nouvelle tension de conversion Vc2 est comparée avec le potentiel de comparaison Vr/4 dans les moyens comparateurs 70, pour produire le bit de données suivant a3. Ensuite, le signal de commande 42 est désactivé, le signal de commande e1 est activé et le bit de données a3 est appliqué aux moyens de réglage de tension pour sélectionner une nouvelle tension de décalage VOS. Avec e1 à l'état actif, la première connexion en série (Cl-Vos-C2) remplace la seconde connexion en série (C3-Vos-C4) entre les bornes d'entrée des éléments amplificateurs, et les condensateurs C3 et C4 mémorisent la nouvelle tension de conversion résultante Vc3. Par la suite, les signaux de commande 41 et 42 sont activés en alter- nance, et un nouveau bit de données ai et une nouvelle tension de conversion sont produits pendant chaque phase successive des signaux de commande. Comme décrit ci-dessus en relation avec la figure 12, les bits de données ai sont appliqués à des moyens de traitement de données 80 (non représentés) du convertisseur analogique-numérique, pour être traités de façon à produire un mot de sortie numérique représentatif de la tension analogique qui a été appliquée à l'origine. On notera que l'étage de conversion de tension de la figure 13 nécessite N phases d'horloge pour produire un mot de sortie numérique basé sur N bits à trois états. On notera que les éléments de commutation 1, 48, 91, 92, 93 et 94 dans le premier circuit de mémorisation de tension modifié VSC1' et les éléments de commutation correspondants 1, 48, 103, 104, 105 et 106 dans le second circuit de mémorisation de tension modifié VSC2', n'ont aucune tension entre leurs deux bornes respectives lorsque 41 ou t2 est actif, du fait que, pour chaque élément amplificateur 3, le potentiel de la borne d'entrée est égal au potentiel de la borne de sortie. Les éléments de commutation 91 à 94 et 103 à 106 qui sont connectés aux armatures supérieures des condensateurs peuvent commuter sans non- chevauchement (c'est-à-dire sans retard après le blocage de l'élément 91, par exemple, avant que l'élément 92 puisse être débloqué), du fait que les quatre noeuds auxquels ces éléments sont connectés (borne d'entrée d'élément amplifica- teur, borne de sortie d'élément amplificateur, et les armatures supérieures respec- tives des deux condensateurs) ont tous la même tension avant et après la commu- tation (c'est-à-dire avant et après que chaque phase de signal de commande passe de 41 à f2 ou inversement). Cette aptitude à commuter sans non-chevauchement les éléments de commutation d'armatures supérieures 91 à 94 et 103 à 106 simpli- fie la génération des signaux de commande. Il faut noter que les éléments de commutation 95 à 102 qui sont connectés aux armatures inférieures des condensateurs doivent être commutés un court intervalle de temps prédéterminé après la commutation des éléments de commutation 91 à 94 et 103 à 106 qui sont connectés aux armatures supérieures des condensateurs, dans le but d'éviter des effets d'injection de charge. Le court intervalle de temps prédéterminé doit être minimisé compte tenu du fait que, pendant ce temps, la borne d'entrée de chaque élément amplificateur 3 est effectivement connectée à la borne de sortie de l'autre élément amplificateur, ce qui fait qu'une réaction positive peut avoir lieu. Les effets de cette réaction positive ne sont pas graves compte tenu du fait que les éléments amplificateurs ont un gain égal à l'unité, mais il est néanmoins préférable d'éviter de laisser l'étage de conversion de tension 90 dans cet état pendant un temps plus long que ce qui est absolument nécessaire. Ainsi, dès que les éléments de commutation d'armatures supérieures 91 à 94 et 103 à 106 se sont stabilisés, les éléments de commutation d'armatures inférieures 95 à 102 sont commutés. Les éléments de commutation 1 et 91 à 94 dans le premier circuit de mémorisation de tension modifié VSC1' doivent de préférence être formés dans un ou plusieurs caissons du type de conductivité opposé à celui du matériau environ- nant du substrat, le potentiel du caisson ou de chaque caisson étant fixe par rapport au potentiel de la borne de sortie de l'élément amplificateur 3 dans le premier circuit de mémorisation de tension modifié. Ceci s'applique également aux éléments de commutation 1 et 103 à 106 dans le second circuit de mémorisation de tension modifié VSC2'. Cette configuration des éléments de commutation permet d'éliminer par une configuration bootstrap les capacités parasites dans les circuits de mémorisation de tension modifiés, d'une manière fondamentale identique à celle que l'on a décrite précédemment en relation avec le circuit de mémorisation de tension des figures 3 à 9. Dans l'étage de conversion de tension de la figure 13, la première opération de conversion de tension est effectuée pendant la phase d'horloge initiale au cours de laquelle la tension d'entrée analogique est échantillonnée, immédia- tement après la terminaison de l'échantillonnage. Ceci accélère le fonctionnement du convertisseur, mais n'exige pas l'emploi d'éléments de commutation supplé- mentaires (les éléments 581 et 585 qui sont représentés sont incorporés dans les moyens de réglage de tension 58), pour charger les armatures inférieures des condensateurs C1 et C2 aux potentiels des noeuds d'entrée pendant l'échantillon- nage. Il serait possible d'omettre ces éléments de commutation 581 et 585 et d'effectuer simplement une opération de comparaison dans la phase d'horloge initiale (pour obtenir a1), la première opération de conversion de tension étant effectuée dans la phase d'horloge suivante. Un étage de conversion de tension du type décrit ci-dessus en relation avec la figure 12 ou 13 est applicable, avec des modifications appropriées, à d'autres convertisseurs analogique-numérique qui exigent des opérations de doublement de tension et de décalage de tension. Dans le but de minimiser la puissance qui est consommée par un convertisseur analogique-numérique employant une série d'étages de conversion de tension, comme décrit ci-dessus en relation avec la figure 12, il est avantageux de "proportionner" des étages successifs. On va maintenant envisager ceci de façon plus détaillée en se référant à la figure 14. La figure 14 représente schématiquement les trois premiers étages d'un convertisseur analogique-numérique du type de la figure 12. Les condensateurs de mémorisation 2 dans le premier étage ont chacun une capacité C, les transistors dans l'élément amplificateur 3 ont chacune une largeur de canal W, et le courant qui circule à travers chacun de ces transistors dans l'élément amplificateur 3 est égal à I. Dans le second étage, les condensateurs de mémorisation 2 ont chacun une capacité kC, en désignant par 1/k un facteur de proportionnalité prédéterminé (k dans le troisième étage, la capacité est égale à k2C, la largeur de canal des transis- tors est égale à k2W, et le courant dans les transistors est égal à k21. Ainsi, chaque étage successif est proportionné, au moins en ce qui concerne ces trois paramètres, conformément au facteur de proportionnalité 1/k. Il en résulte que le courant total qui est consommé dans le dispositif, exprimé par rapport au courant consommé par le premier étage, est: 1 + k + k2 + k3+......... Chaque étage a une puissance de bruit à sa propre entrée qui est égale à 1/k, mais, par rapport à la borne d'entrée du convertisseur analogiquenumérique, cette puissance de bruit est réduite par le produit des gains des étages précédents. Par exemple, la puissance de bruit du second étage est égale à 1/k, le gain en tension des étages précédents (soit dans ce cas le gain en tension du premier étage) est égal à 2, et par conséquent la puissance de bruit, par rapport à la puissance de bruit d'entrée, est égale à 1/4k. Il en résulte que la puissance de bruit totale à l'entrée pour l'ensemble des étages est: 1 1 1 1 ±+ 16k-±-........ A titre d'exemple, lorsque k = 1/2, on a: bruittotal=1+++......... =2 De façon similaire, en substituant k = 1/2 dans l'expression de courant I 1 1 total ci-dessus, on obtient: courant total = 1 + 2 + i +........ = 2. Pour une puissance totale constante, toutes les tailles doivent être divisées par le résultat de la sommation de puissance, c'est-à-dire que le bruit d'entrée est multiplié par le même facteur. Bruit d'entrée = l bruit. I puissance 1 1 1 = (l+k+k2+...).(1 + + 16k + 6k +.) En posant m = 2k, on obtient: m m2 I 1 Bruit d'entrée = (1 + 2 + T +.) (1 + + 4m-2 + !12. -i1)1I -2+.) =(l±+m+m+ +...).( 1+m1l+ m-2+.....) Cette expression présente un minimum lorsque m = 1, c'est-à-dire k = 1/2. Il ressort de l'analyse ci-dessus que le facteur de proportionnalité optimal pour obtenir une consommation de puissance totale minimale du conver- tisseur analogique-numérique doit être égal à 2. Ceci procure un niveau de bruit minimal pour une consommation de puissance donnée, ou un niveau de consom- mation de puissance minimal pour un niveau de bruit donné. Par conséquent, chaque étage doit avoir une taille pratiquement égale à la moitié de celle de l'étage précédent. Dans ce cas, la puissance consommée totale est égale au double de la puissance consommée par le premier étage, et la puissance de bruit totale est égale au double de la puissance de bruit du premier étage. La figure 15 montre la variation du courant et du bruit totaux en fonction du facteur de proportionnalité 1/k dans le cas d'un convertisseur analogique-numérique à 16 étages. Comme le montre la figure 15, le bruit minimal pour une puissance consommée donnée et la puissance consommée minimale pour un niveau de bruit donné sont obtenus lorsque le facteur de pro- portionnalité 1/k est égal à 2. Bien que l'analyse qui est présentée ci-dessus suggère que la réduction proportionnelle des étages de conversion doit être appliquée à tous les étages du convertisseur analogique-numérique, en pratique la réduction proportionnelle des étages ne peut pas se poursuivre jusqu'à l'étage final, du fait que pour une série de 16 étages (convertisseur analogique-numérique à 17 bits), ceci signifierait que le dernier étage devrait avoir une taille égale à 1/216 = 1/65536 fois la taille du premier étage. A un étage particulier dans la série, lorsque la taille de l'étage est devenue suffisamment faible, on donne la même taille à tous les étages suivants; ceci augmente légèrement le bruit mais signifie qu'une gamme de tailles extrême- ment grande n'est pas nécessaire. Par exemple, si la réduction proportionnelle s'arrête après six étages, la plus petite taille d'étage (qui est utilisée dans le sixième étage et dans tous les étages suivants) est dans le rapport 1/32 vis-à-vis de la taille du premier étage. Dans ce cas, la puissance totale est: 1 1 1 1 111 1 1 12 + i+ i+T6 + j2 + 2 +32+ Une fois que l'on a sélectionné une taille d'étage minimale, on peut concevoir un étage de cette taille sous la forme d'un étage "unité" qui peut être développé par mise en parallèle (ou "étiré" dans l'implantation) pour former les étages de plus grande taille. Par exemple, si l'étage unité a une taille dans le rapport 1/32 vis-à-vis du premier étage, on a: Premier étage = 32 unités en parallèle Second étage = 16 unités en parallèle Troisième étage = 8 unités en parallèle La figure 16 montre une implantation possible sur une puce d'un convertisseur analogique-numérique qui utilise un étage unité ayant une taille dans le rapport 1/32. Pour une taille d'étage minimale donnée, le facteur de proportionnalité optimal 1/k est toujours très proche de 2, comme il ressort clairement du tableau 3, qui présente des facteurs de proportionnalité optimaux pour différentes tailles d'étage minimales dans le cas d'un convertisseur analogique-numérique à étages (16 bits). En comparaison avec l1 facteur de puissance de bruit optimal de 4,0 lorsque la réduction proportionnelle n'est pas arrêtée, une taille d'étage minimale de 1/32 donne une augmentation de puissance totale ou une augmentation de bruit d'environ 10%, soit 0,46 dB, tandis qu'une taille d'étage minimale de 1/16 augmente la puissance ou le bruit d'environ 25%, soit 0,99 dB. Ces deux tailles d'étage minimales apparaissent être de bons compromis. Tableau 3 Taille d'étage minimale Bruit global minimal Facteur de proportionnalité (le étage = 1) (bruit pour k=1/2) optimal (1/k) Plus petite valeur 4,0 (4,0) 2, 0 1/256 4,03 (4,04) 1,99 1/128 4,08 (4,08) 1,99 1/64 4,19 (4,19) 1,97 1/32 4,44 (4,45) 1,92 1/16 4,97 (5,02) 1,83 1/8 6,05 (6,23) 1,68 Selon un autre aspect de l'invention, une réduction proportionnelle du type décrit ci-dessus peut être utilement appliquée à n'importe quelle sorte appropriée de convertisseurs analogique-numérique employant une série d'étages de conversion. Par exemple, il serait possible d'appliquer une réduction propor- tionnelle aux circuits de conversion de tension qui sont décrits dans le document EP-B-0 214 831, dans un cas dans lequel un ensemble d'étages du type décrit dans ce document sont connectés ensemble sous la forme d'une série. Le courant qui est consommé par le convertisseur analogique- numérique de la figure 12 est directement proportionnel à la capacité des conden- sateurs de mémorisation 2 et inversement proportionnel à la vitesse de conversion. Ceci signifie que pour obtenir une résolution plus élevée et des vitesses de con- version plus élevées, la puissance est évidemment augmentée. Cependant, on estime qu'un convertisseur à 16 bits travaillant à 107 échantillons/seconde consommerait moins de 0,5 W. Ceci suggère qu'en réduisant la vitesse de conversion à 106 échantillons/seconde, on pourrait réduire la puissance à 50 mW, ou à 5 mW en travaillant à 105 échantillons/seconde. Pour des résolutions inférieures (par exemple 12 bits), la puissance et l'aire occupée diminuent rapidement, du fait que la capacité peut être très inférieure; on estime qu'un convertisseur à 12 bits travaillant à 50x106 échan- tillons/seconde consomme 200 nW, en incluant la consommation de puissance des circuits logiques numériques qui sont nécessaires pour traiter les données numériques fournies par les différents étages de conversion. Ceci représente un compromis puissance/vitesse considéralement amélioré par rapport à des convertisseurs envisagés précédemment. Une raison importante de ceci consiste en ce que chaque étage dans la série peut avoir une taille et une puissance égales à la moitié de celles de l'étage précédent, ce qui donne une puissance totale pour le convertisseur qui est approximativement égale au double de celle du premier étage. Ceci procure également une réduction impor- tante de la taille de la puce: on estime qu'un convertisseur à 16 bits travaillant à 1OxO106 échantillons/seconde occuperait moins de 10mm2 avec un processus approprié. En plus du circuit doubleur de tension et des moyens comparateurs, le circuit logique numérique pour un convertisseur analogique-numérique produisant un mot de sortie à N bits comprend (N-1)2 bascules de type D et (N-1) addi- tionneurs complets, recevant tous un signal d'horloge à la cadence de conversion. Pour une résolution de 16 bits, ceci donne un nombre de cellules de base d'environ 2 000, et une consommation de puissance à 5 V et 10 MHz d'environ 25% de la consommation de puissance analogique estimée avec une résolution de 16 bits (pour une résolution de 15 bits, la consommation de puissance analogique serait réduite d'un facteur de 4). Comme indiqué ci-dessus, le gain de chacun des éléments amplifica- teurs 3 des étages de conversion de tension du convertisseur analogique- numérique doit être exactement égal à l'unité. S'il n'est pas exactement égal à l'unité, en plus de l'apparition d'une erreur de gain dans la fonction de transfert, une erreur de gain supplémentaire se manifeste du fait que les capacités parasites ne seront pas complètement éliminées par une action du type bootstrap. On peut corriger une non-linéarité qui résulte de ces erreurs en ajustant légèrement le long de la série d'étages la tension de référence Vr qui est utilisée par chaque étage; par exemple, pour corriger une erreur de gain de 0,1%, on peut réduire Vr de 0,1% pour chaque étage successif. Dans une autre configuration, ou en plus, les moyens de traitement de données numériques 80 qui reçoivent les données numériques provenant de chaque étage, peuvent accomplir n'importe quelle correction exigée pour corriger des erreurs de conversion de tension dans le circuit analogique, en ajustant de façon fractionnaire les données numériques des étages successifs. Pour produire un convertisseur analogique-numérique capable de fonctionner à une vitesse élevée, il est essentiel que le fonctionnement des éléments de commutation et des éléments amplificateurs dans les étages soit suffisamment rapide. On peut concevoir les éléments amplificateurs à gain égal à l'unité, 3, de façon qu'ils soient beaucoup plus rapides que des amplificateurs opérationnels classiques, et des simulations du type SPICE ont indiqué qu'un temps de stabilisation de 50 ns (correspondant à une vitesse de conversion de x106 échantillons/seconde) convient en pratique pour une précision de 16 bits dans un processus approprié. En utilisant des amplificateurs-séparateurs NMOS fonctionnant en mode de désertion, et en sacrifiant légèrement la résolution, on peut obtenir des temps de stabilisation de 10 ns avec une précision de 12 bits. Ceci suggère que l'on pourrait employer des convertisseurs analogique-numérique basés sur la structure de la figure 12 dans des applications telles que la télévision à haute définition. Le bruit des circuits n'est pas un problème important dans le conver- tisseur analogique-numérique de la figure 12, du fait que le bruit qui est dû aux éléments amplificateurs est effectivement réduit par le doublement de la tension d'entrée analogique avant qu'elle n'atteigne les éléments amplificateurs. Il est concevable de réaliser les éléments amplificateurs de façon que leur contribution de bruit soit inférieure au bruit en kT/C. Ce bruit en kT/C est dû au bruit thermique qui limite la précision d'un échantillon de tension mémorisé donné dans un circuit à condensateurs commutés, et il empêche d'utiliser de très petits condensateurs. On estime que pour un rapport signal à bruit correspondant à 16 bits, des condensateurs de mémorisation d'au moins 10 pF sont nécessaires dans le premier étage, la capacité de ces condensateurs étant réduite de moitié à chaque étage successif Pour obtenir les performances maximales, il est préférable de produire le convertisseur analogique-numérique de la figure 12 par un processus CMOS à caisson p (substrat n), et il est souhaitable d'utiliser des dispositifs à mode de désertion. Il est difficile d'obtenir des excursions de tension suffisamment grandes, même avec une seule alimentation à 5 V (de plus faibles excursions de tension signifient que de plus faibles niveaux de bruit sont exigés dans les circuits qui constituent les différents étages), et ce problème devient plus grave avec des tensions d'alimentation encore inférieures, telles que 3,3 V. Cependant, aucun des dispositifs dans le convertisseur analogique- numérique n'est exposé à la pleine tension d'alimentation, du fait que les dispositifs sont connectés en série; seules les diodes source- drain sont soumises à une tension supérieure, et même cette tension n'est pas aussi élevée que la tension d'alimentation. La tension la plus élevée (5 V) apparaît de part et d'autre de la jonction caisson-substrat. Compte tenu de ceci, il peut être avantageux d'utiliser des alimentations divisées du type + 3 V (ou + 3,3 V) avec les circuits numériques (ayant la configuration géométrique minimale) fonctionnant entre 0 V et +3 V, tandis que les circuits analogiques utilisent + 3 V. Cette configuration à alimen- tations séparées offre également le grand avantage qui consiste en ce que l'excursion des signaux d'entrée peut s'étendre de chaque côté de 0 V, ce qui permet un couplage en continu. La consommation de puissance numérique est également réduite conformément à la réduction de la tension d'alimentation logique numérique effective, et ceci pourrait conduire à une réduction notable de la puissance consommée totale. Des processus utilisant de plus petites configurations géométriques permettent d'augmenter la cadence d'horloge maximale, à condition que celle-ci ne soit pas limitée par la consommation de puissance analogique. Le principal avantage des alimentations séparées consiste donc en une vitesse numérique accrue et une consommation de puissance réduite, permettant d'augmenter la vitesse maximale de fonctionnement du convertisseur analogique-numérique. Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au dispositif et au procédé décrits et représentés, sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1 -Circuit de mémorisation de tension, caractérisé en ce qu'il comprend: un condensateur de mémorisation (2) dont une première armature est connectée à une borne d'entrée (ENTIREE) du circuit par l'intermédiaire d'un élément de commutation d'entrée (1) et dont la seconde armature est connectée à une borne commune (COM) du circuit, un signal d'entrée (Vi) à mémoriser étant appliqué entre les bornes d'entrée et commune (ENTREE, COM) lorsque le circuit est en cours d'utilisation; et un élément amplificateur (3), ayant une entrée connectée à la première armature et une sortie connectée à une borne de sortie (SORTIE) du circuit, pour produire un signal de sortie (VO), entre les bornes de sortie et commune (SORTIE, COM) sous la dépendance de la tension (Vc) qui est mémorisée dans le condensateur de mémorisation (2), cet élément amplificateur comprenant un dispositif d'entrée électronique (33) qui comporte un chemin de courant commandé formé entre des première et seconde électrodes de chemin de courant respectives du dispositif, et qui comporte également une électrode de commande à laquelle un potentiel est appliqué pour commander l'intensité du courant dans le chemin de courant, cette électrode de commande étant connectée à la première armature, et les première et seconde électrodes de chemin de courant étant connectées à des moyens suiveurs de potentiel (32, 34, 35), de façon que le potentiel de la première électrode de chemin de courant et le potentiel de la seconde électrode de chemin de courant suivent tous deux le potentiel de l'électrode de commande, pendant qu'un courant circule dans le chemin de courant commandé, afin que les potentiels respectifs des première et seconde électrodes de chemin de courant soient maintenus pratiquement fixes par apport au potentiel de la première armature; le circuit de mémorisation de tension étant formé sur un seul substrat (8n), et l'élément de commutation d'entrée (1) et le dispositif d'entrée (33) de l'élément amplificateur (3) étant situés dans un ou plusieurs caissons (7p; 71p, 73p) du type de conductivité (p) opposé à celui du matériau environnant du substrat (8n), des moyens (9) étant incorporés pour faire en sorte que le potentiel du caisson ou de chaque caisson suive le potentiel (Vc) de la première armature précitée. 2- Circuit de mémorisation de tension selon la revendication 1, caractérisé en ce que le condensateur de mémorisation (2) est également situé à l'intérieur d'un tel caisson (72p). 3- Circuit de mémorisation de tension selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il comprend un ou plusieurs blindages conducteurs (15; 151, 152) s'étendant sur la région du caisson ou de chaque caisson (7p; 71p, 72p, 73p), et en ce qu'il comprend également des moyens (16) pour faire en sorte que le potentiel du blindage ou de chaque blindage suive le potentiel (Vc) de la première armature précitée. 4- Circuit de mémorisation de tension selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les moyens suiveurs de potentiel (32, 34, ) comprennent une source de courant (32) connectée à la première électrode de chemin de courant pour faire en sorte que le potentiel de la première électrode de chemin de courant suive le potentiel de. l'électrode de commande, et des moyens suiveurs actifs (34, 35) connectés fonctionnellement entre les première et seconde électrodes de chemin de courant, pour faire en sorte que le potentiel de la seconde électrode de chemin de courant suive le potentiel de la première électrode de chemin de courant. - Circuit de mémorisation de tension selon la revendication 4, caractérisé en ce que le dispositif d'entrée électronique (33) est un transistor à effet de champ d'entrée, et l'électrode de commande est l'électrode de grille du transistor à effet de champ d'entrée, la première électrode de chemin de courant est l'électrode de source du transistor à effet de champ d'entrée, la seconde électrode de chemin de courant est l'électrode de drain du transistor à effet de champ d'entrée, et le chemin à courant commandé est formé par le canal drain-source du transistor à effet de champ d'entrée. 6- Circuit de mémorisation de tension selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens suiveurs actifs (34, 35) comprennent un transistor à effet de champ de connexion en cascode (34) connecté avec son canal drain- source en série avec le canal drain-source du transistor à effet de champ d'entrée (33), de façon que le potentiel de l'électrode de source du transistor de connexion en cascode (34) suive le potentiel de l'électrode de grille de ce transistor, et comprennent également un générateur de polarisation (35) qui est connecté fonctionnellement entre l'électrode de source du transistor à effet de champ d'entrée (33) et l'électrode de grille du transistor de connexion en cascode, pour maintenir entre elles une différence de potentiel pratiquement constante. 7- Circuit de mémorisation de tension selon l'une quelconque des revendications 4 à 6, caractérisé en ce que l'élément amplificateur (3) est constitué par des première et seconde parties de circuit pratiquement identiques (31, 32), la première partie (31) comprenant le dispositif d'entrée (33) et les moyens suiveurs actifs (34, 35), et la seconde partie (32) comprenant la source de courant. 8- Circuit de mémorisation de tension selon la revendication 7, caractérisé en ce que la première partie (31) de l'élément amplificateur (3) se trouve à l'intérieur d'un ou de plusieurs caissons (7p; 71p), et la seconde partie (32) de l'élément amplificateur (3) est formée à l'intérieur d'un ou de plusieurs caissons supplémentaires, ayant chacun le type de conductivité (p) opposé à celui des régions environnantes du substrat (8n), le potentiel du caisson ou de chaque caisson supplémentaire étant pratiquement fixe par apport au potentiel d'une ligne d'alimentation (Vss) du circuit. 9- Circuit de mémorisation de tension selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'élément de commutation d'entrée (1) est un élément de commutation d'entrée électronique, fonctionnant sous la dépendance du potentiel sur une électrode de commutation de cet élément, le circuit comprenant en outre des moyens d'attaque de commutation (4, 5) qui sont connectés pour faire en sorte que le potentiel de l'électrode de commutation suive le potentiel de la borne d'entrée (Vi) lorsque l'élément (1) est à l'état passant, pour maintenir ainsi le potentiel de l'électrode de commutation pratiquement fixe par rapport au potentiel de la borne d'entrée (Vj), et pouvant être actionnés pour changer le potentiel de l'électrode de commutation, par rapport au potentiel de la borne d'entrée, de façon que l'élément soit commuté de son état passant à son état bloqué. - Circuit de mémorisation de tension selon la revendication 9, caractérisé en ce que le potentiel de l'électrode de commutation est obtenu à partir du signal de sortie (Vo). 11- Circuit de mémorisation de tension selon la revendication 10, caractérisé en ce que les moyens d'attaque de commutation (4, 5) sont connectés fonctionnellement à la borne de sortie (SORTIE) et ils sont capables de fonctionner (CK) qu'ils reçoivent, de façon à appliquer à l'électrode de commutation soit un potentiel d'état passant, pour maintenir l'élément de commutation d'entrée (1) dans son état passant, soit un potentiel d'état bloqué, pour maintenir l'élément de commutation d'entrée (1) dans son état bloqué, ces potentiels d'état passant et d'état bloqué étant respectivement pratiquement fixes par rapport au potentiel de la borne de sortie, mais différant mutuellement d'une quantité prédéterminée. 12- Circuit de mémorisation de tension selon la revendication 11, caractérisé en ce qu'il comporte des première et seconde lignes de polarisation respectives, connectées fonctionnellement à la borne de sortie, de façon à être à des potentiels qui sont respectivement fixes par rapport au potentiel de la borne de sortie, le potentiel de la seconde ligne de polarisation étant égal à l'un des potentiels d'état passant et d'état bloqué, et la différence de potentiel entre les première et seconde lignes de polarisation étant supérieure ou égale à la quantité prédéterminée, et en ce que les moyens d'attaque de commutation comprennent un condensateur connecté en une configuration bootstrap dont une première armature est connectée à l'électrode de commutation pour produire le potentiel de l'électrode de commutation, et ils comprennent également des moyens de connexion qui sont connectés aux deux armatures du condensateur bootstrap et aux lignes de commutation, et qui peuvent être commutés, lorsque le potentiel de l'électrode de commutation doit être changé de l'un de ses potentiels d'état passant et d'état bloqué, à l'autre de ces potentiel, d'une configuration de charge, qui est utilisée pour connecter la première armature du condensateur bootstrap à la seconde ligne de polarisation, tout en connectant la seconde armature de ce condensateur à la première ligne de polarisation, à une configuration flottante qui est utilisée pour isoler la première armature de la seconde ligne de polarisation, tout en connectant la seconde armature à la seconde ligne de polarisation, pour changer ainsi le potentiel de la première armature en le faisant passer du potentiel de la seconde ligne de polarisation à un potentiel qui diffère de celui-ci de la quantité prédéterminée. 13 - Circuit de mémorisation de tension selon la revendication 11, caractérisé en ce qu'il comporte des première, seconde et troisième lignes de polarisation respectives (L1, L2, L') qui sont connectées fonctionnellement à la borne de sortie (SORTIE) de façon à être à des potentiels (V1, V2, VO) qui sont respectivement fixe par rapport au potentiel de la borne de sortie (Vo), le potentiel de la troisième ligne de polarisation (VO) étant égal à l'un (Vbas) des potentiels d'état passant et d'état bloqué, et la différence de potentiel (V1 - V2) entre les première et seconde lignes de polarisation (L1, L2) étant supérieure ou égale à la quantité prédéterminée, et en ce que les moyens d'attaque de commutation (4, 5) comprennent un condensateur connecté en configuration bootstrap (44) dont une première armature est connectée à l'électrode de commutation pour fournir le potentiel de l'électrode de commutation, et ils comprennent en outre des moyens de connexion (45) connectés aux deux armatures du condensateur bootstrap (44) et aux lignes de polarisation (L1, L2, L') et qui peuvent être commutés, lorsque le potentiel de l'électrode de commutation doit être changé du potentiel précité (Vbas) parmi ses potentiels d'état passant et d'état bloqué, à l'autre (Vhaut) de ces potentiels, d'une configuration de charge, qui est utilisée pour connecter la première armature du condensateur bootstrap à la troisième ligne de polarisation (L'), tandis que la seconde armature de ce condensateur est connectée à la première ligne de polarisation (L1), à une configuration flottante qui est utilisée pour isoler la première armature vis-à-vis de la troisième ligne de polarisation (L'), tout en connectant la seconde armature à la seconde ligne de polarisation (L2), pour que le potentiel sur la première armature soit ainsi changé en passant du potentiel de la troisième ligne de polarisation (Vo) à un potentiel qui diffère de ce dernier de la quantité prédéterminée. 14- Circuit de mémorisation de tension selon l'une quelconque des revendications 11, 12 ou 13, caractérisé en ce que l'élément de commutation d'entrée électronique (1) est un transistor à effet de champ MOS, et l'un (Vbas) des potentiels d'état passant et d'état bloqué est pratiquement identique au potentiel de la borne de sortie (VO). - Circuit de mémorisation de tension selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'élément amplificateur (3) a un gain pratiquement égal à l'unité. 16-Convertisseur analogique-numérique pouvant fonctionner en alternance dans des première et seconde phases d'horloge (41, '2), caractérisé en ce qu'il comprend: des premier et second noeuds d'entrée (11, I2) entre lesquels on peut appliquer une tension d'entrée analogique à numériser, pendant que le convertisseur est en fonctionnement; des premier et second circuits de mémori- sation de tension (VSC1', VSC2'), comprenant chacun des premier et second condensateurs de mémorisation de tension respectifs (C1, C3; C2, C4) et un élément amplificateur à gain égal à l'unité (3), ayant des bornes d'entrée et de sortie respectives, cet élément comprenant un dispositif d'entrée électronique (33) ayant un chemin à courant commandé qui est formé entre des première et seconde électrodes de chemin de courant respectives du dispositif, et comprenant également une électrode de commande à laquelle un potentiel est appliqué pour commander l'intensité du courant dans ce chemin de courant, l'électrode de commande étant connectée à la borne d'entrée de l'élément amplificateur, et les première et seconde électrodes de chemin de courant étant connectées à des moyens suiveurs de potentiel (32, 34, 35), de façon que le potentiel de la première électrode de chemin de courant et le potentiel de la seconde électrode de chemin de courant suivent le potentiels de l'électrode de commande, pendant qu'un courant circule dans le chemin à courant commandé, de façon que les potentiels respectifs des première et seconde électrodes de chemin de courant soient maintenus pratiquement fixes par rapport au potentiel de la borne d'entrée; des moyens d'échantillonnage d'entrée (1, 46, 48) pouvant fonctionner pendant l'une initiale des phases d'horloge de façon à connecter la borne d'entrée du premier circuit de mémorisation de tension (VSC1') au premier noeud d'entrée (I1), et à connecter la borne d'entrée au second circuit de mémorisation de tension (VSC2') au second noeud d'entrée (I2); des premier et second noeuds de sortie (01, 02) qui sont connectés respectivement aux bornes de sortie d'élément amplificateur des premier et second circuits de mémorisation de tension; des moyens comparateurs (70) connectés aux premier et second noeuds de sortie (01, 02) et également connectés de façon à recevoir un potentiel de comparaison (Vr/4), et pouvant fonctionner au cours de chaque phase d'horloge de façon à effectuer une comparaison entre la différence de potentiel entre les premier et second noeuds de sortie, et le potentiel de comparaison, et à produire des données numériques (a) représentatives du résultat de la comparaison; des moyens de réglage de tension (58) comportant une paire de bornes de connexion et pouvant fonctionner au cours de chaque phase d'horloge de façon à appliquer entre ces bornes une tension de décalage (Vos) ayant une valeur sélectionnée, par les données numériques (a) qui sont fournies par les moyens comparateurs (70) au cours de la phase d'horloge immédiatement précédente, parmi un ensemble de valeurs possibles prédéterminées (-Vr, O, +Vr); des moyens de commutation (91- 106) pouvant fonctionner au cours de la première phase d'horloge (1) de façon à connecter les deux premiers condensateurs de mémorisation (C1, C2) et les bornes de connexion en série entre les bornes d'entrée respectives des éléments amplifi- cateurs (3), tout en connectant les seconds condensateurs de mémorisation de tension (C3, C4) en parallèle l'un par rapport à l'autre, entre les premier et second noeuds de sortie (01, 02), et pouvant fonctionner pendant la seconde phase d'horloge (2) de façon à connecter les deux seconds condensateurs de mémori- sation (C3, C4) et les bornes de connexion en série entre les bornes d'entrée respectives des éléments amplificateurs (3), tout en connectant les premiers condensateurs de mémorisation (C1, C2) en parallèle l'un par rapport à l'autre entre les premier et second noeuds de sortie (01, 02); et des moyens de traitement de données connectés de façon à recevoir les données numériques (a) qui sont fournies par les moyens comparateurs sur un nombre prédéterminé des phases d'horloge, et capables d'élaborer à partir de ces données un mot de sortie numérique représentatif de la tension d'entrée analogique appliquée; chacun desdits condensateurs de mémorisation ayant une première armature qui est l'armature de celui-ci qui peut être connecté, par lesdits moyens de commutation, à ladite borne d'entrée de l'élément amplificateur se trouvant dans le circuit de mémorisation de tension à laquelle appartient ce condensateur de mémorisation; et, pour chaque circuit de mémorisation de tension, un élément de commutation (1) des moyens d'échantillonnage qui est connecté à la borne d'entrée de l'élément amplificateur, et les éléments de commutation desdits moyens de commutation (91-106) connectés auxdites premières armatures des condensateurs de mémorisation, étant formés dans un ou plusieurs caissons du type de conductivité opposé à celui du matériau environnant un substrat dans lequel est formé le circuit de mémorisation de tension considéré, des moyens étant prévus pour assurer que le potentiel du caisson ou de chaque caisson soit sensiblement fixe par rapport au potentiel de la borne de sortie de l'élément amplificateur (3) se trouvant dans le circuit de mémorisation de tension considéré.