FR 2733107 A1 19961018 FR 9504399 A 19950412 Description L'invention concerne un système de transmission numérique comprenant un émetteur et un récepteur, le récepteur comportant: - des moyens pour convertir un signal reçu, codé d'après des états d'une constellation, en un signal en bande de base comportant deux composantes en quadrature l'une avec l'autre, - des moyens pour numériser le signal en bande de base, - des moyens de décision pour estimer ltétat de la constellation le plus proche du signal en bande de base numérisé, - des moyens de synchronisation pour estimer un écart de phase entre l'état estimé et le signal en bande de base, et pour corriger numériquement l'écart de phase en formant un signal de correction. Elle concerne également un récepteur pour démoduler un signal d'entrée modulé par sauts d'amplitude et par sauts de phase mis en oeuvre dans un tel système de transmision numérique. En particulier, il peut s'agir de systèmes pour lesquels une information, après avoir été transmise par modulation d'une onde électromagnétique est restituée par démodulation cohérente. Ces systèmes trouvent leur application dans les modems de transmission de données, les faisceaux hertziens, les systèmes de communications spatiales ou optiques dans le cas de liaisons hétérodynes. Pour effectuer la démodulation cohérente, une technique connue consiste à effectuer un traitement à la fois analogique et numérique en mettant en oeuvre un oscillateur asservi et une boucle à asservissement de fréquence et de phase. Une autre technique connue consiste à effectuer un traitement entièrement numérique en mettant en oeuvre un oscillateur à fréquence fixe et un estimateur de phase. Dans les deux cas, pour des modulations numériques à grand nombre d'états, l'écart de phase entre l'oscillateur et l'onde porteuse doit être impérativement limité à des petites valeurs. L'invention concerne la seconde technique citée, connue par exemple du document: "Demodulator Reference Recovery Techniques Suited For Digital Implementation", F.M. GARDNER, European Space Agency, ESTEC Contract n" 6847/86/NL/DG, Chapitre 8, pages 200 à 258, Août 1988. Ce document décrit un récepteur dans lequel un signal reçu, transformé en fréquence intermédiaire, est converti en un signal en bande de base à l'aide d'un oscillateur opérant à fréquence fixe. Le signal est ensuite numérisé pour être soumis à l'action d'un organe de décision qui estime de quel état de la constellation le signal en bande de base est le plus proche. Pour corriger les écarts de fréquence et les écarts de phase, le signal en bande de base est multiplié par des signaux de correction avant d'effectuer la décision. Le signal émis par l'émetteur est issu d'un codage par sauts d'amplitude et par sauts de phase qui, dans un plan I, Q, donne lieu à une représentation par une constellation d'états. En représentant par un point P, dans le plan I, Q, un couple de composantes en phase I et en quadrature Q du signal en bande de base reçu, ce document enseigne d'effectuer la synchronisation à l'aide d'un signal de correction dépendant (d'après les écarts de phase) des zones du plan I, Q dans lesquelles est situé le point P représentant le signal en bande de base. Les zones précédentes sont déterminées par rapport aux états de la constellation. Mais ce document n'a pas pour objet de minimiser la gigue de phase à l'état permanent. Le but de l'invention est de minimiser la gigue de phase pour assurer la synchronisation avec une gigue de phase la plus faible possible même en présence d'un rapport signal à bruit très faible. Ce but est atteint avec un système de transmission numérique du genre décrit dans le préambule dans lequel le récepteur comporte des moyens de synchronisation formant le signal de correction en dépendance avec des zones du plan I, Q dans lesquelles est situé le point représentant le signal numérisé en bande de base, les moyens de synchronisation étant tels que, d'une part, dans des premières zones non-jointives contenant individuellement un état de la constellation, le signal de correction est proportionnel à l'écart de phase mesuré entre le signal initial en bande de base et l'état de la constellation le plus proche, et, d'autre part, les moyens de synchronisation étant tels que dans des secondes zones, extérieures aux premières zones, le signal de correction varie d'après ledit écart de phase pondéré par un coefficient de pondération qui dépend du signal soumis à décision appelé ici point soumis à décision, le coefficient de pondération décroissant progressivement lorsque le point soumis à décision passe d'une frontière de la première zone la plus proche dudit point jusqu'à une limite située à égale distance de couples d'états adjacents, la limite étant la limite la plus proche dudit point. La gigue de phase est ainsi très fortement réduite par rapport aux techniques antérieures. Le signal reçu, transféré en fréquence intermédiaire, est converti en signal en bande de base à l'aide d'un oscillateur opérant à une fréquence fixe. Le signal en bande de base, après numérisation, est ensuite corrigé en fréquence et en phase par des techniques purement numériques. En particulier, les moyens de synchronisation comprennent des moyens numériques de déphasage pour convertir l'écart de phase. pondéré par le coefficient de pondération approprié, en un signal complexe de correction qui est multiplié numériquement avec le signal en bande de base pour le déphaser. Les moyens de déphasage comportent: - des moyens pour générer un signal intermédiaire complexe déterminant l'écart de phase, - des moyens de reconnaissance de zones qui délivrent des coefficients de pondération relatifs aux zones, - des moyens pour pondérer, par le coefficient de pondération y afférent, le signal intermédiaire complexe déterminant l'écart de phase, - des moyens pour déliver le signal complexe de correction à partir du signal intermédiaire complexe pondéré caractérisant l'écart de phase pondéré. Les moyens de déphasage peuvent comprendre des moyens de calcul pour calculer des valeurs moyennes pondérées du signal intermédiaire complexe adressant les moyens délivrant le signal complexe de correction. L'invention concerne aussi un récepteur pour un système de transmission numérique, le récepteur comportant: - des moyens pour convertir un signal reçu, codé d'après des états d'une constellation, en un signal en bande de base comportant deux composantes en quadrature l'une avec l'autre, - des moyens pour numériser le signal en bande de base, - des moyens de décision pour estimer l'état de la constellation le plus proche du signal en bande de base numérisé, - des moyens de synchronisation pour estimer un écart de phase entre l'état estimé et le signal en bande de base, et pour corriger numériquement l'écart de phase en formant un signal de correction, caractérisé en ce que, les deux composantes définissant un point représentant le signal reçu dans un plan I, Q dans lequel sont également repérés les états de la constellation, les moyens de synchronisation forment le signal de correction en dépendance avec des zones du plan I, Q dans lesquelles est situé le point représentant le signal numérisé en bande de base, et sont tels que, d'une part, dans des premières zones non-jointives contenant individuellement un état de la constellation, le signal de correction est proportionnel à l'écart de phase mesuré entre le signal initial en bande de base et l'état de la constellation le plus proche, et que, d'autre part, les moyens de synchronisation sont tels que dans des secondes zones, extérieures aux premières zones, le signal de correction varie d'après ledit écart de phase pondéré par un coefficient de pondération qui dépend du signal soumis à décision appelé ici point soumis à décision, le coefficient de pondération décroissant progressivement lorsque le point soumis à décision passe d'une frontière de la première zone la plus proche dudit point jusqu'à une limite située à égale distance de couples d'états adjacents, la limite étant la limite la plus proche dudit point. Plus précisément, le récepteur comporte des moyens de déphasage numérique pour estimer et convertir l'écart de phase, pondéré par le coefficient de pondération, en un signal complexe de correction qui multiplie numériquement les composantes du signal en bande de base pour les déphaser. Ces différents aspects de l'invention et d'autres encore seront apparents et élucidés à partir des modes de réalisation décrits ci-après. L'invention sera mieux comprise à l'aide des figures suivantes données à titre d'exemples non limitatifs qui représentent: Figure 1 : un schéma d'un système de transmission numérique connu comprenant un émetteur de données, le canal de transmission et un récepteur de données. Figure 2 : une partie d'une constellation se rapportant à une modulation codée MAQ 16 représentée dans un quart de plan. Figure 3 : un diagramme montrant les perturbations apportées par le canal de transmission et par l'erreur de phase. Figure 4 : un diagramme montrant des zones contenant des états de la constellation intervenant dans la génération du signal de correction. Figure 5 : un schéma des moyens de synchronisation numérique selon l'invention. Figure 6 : un schéma des moyens pour numériser le signal en bande de base selon un premier mode de réalisation. Figure 7 : un schéma des moyens pour numériser le signal en bande de base selon un second mode de réalisation. Figure 8 : un schéma des moyens pour calculer le signal intermédiaire complexe caractérisant l'écart de phase. Figure 9 : un schéma d'un exemple de réalisation pour générer les coefficients de pondération. Figure 10 : des courbes indiquant les performances obtenues en fonction du coefficient de délimitation de zones. La figure 1 représente un système de transmission numérique comprenant un émetteur 1, muni d'une source 11 de données et de moyens 12 de modulation par une porteuse fo pour émettre les données, un canal de transmission 3, et un récepteur 2 muni: - de moyens 73 pour convertir le signal IF reçu en un signal r(t) en bande de base (les moyens pour transformer le signal HF reçu en un signal IF à fréquence intermédiaire ne sont pas représentés), - de moyens 79 pour numériser le signal en bande de base r(t) et délivrer des échantillons sk, - de moyens 78 de décision pour estimer l'état de la constellation le plus proche du point soumis à décision (point V) et pour fournir des échantillons estimés dk des données émises par l'émetteur, - et de moyens 80 de synchronisation pour estimer un écart de phase entre l'état estimé et le signal en bande de base numérisé (point P), et pour corriger numériquement l'écart de phase en formant un signal complexe de correction. Les moyens de conversion 73 comprennent un oscillateur local 71 opérant à une fréquence fixe fO et un mélangeur 72 qui mélange le signal IF avec le signal local à fréquence fO. Les moyens de synchronisation 80 corrigent numériquement d'une part les écarts de fréquence et d'autre part les écarts de phase. Ils comprennent pour cela des moyens 82 de correction de fréquence et des moyens 85 de déphasage. Les écarts de phase sont déterminés en comparant la phase des échantillons estimés d k issus des moyens de décision 78 avec la phase des échantillons issus des moyens 82 de correction de fréquence. Cette comparaison donne lieu à la formation d'un signal complexe de correction e jç qui sert à déphaser les échantillons issus des moyens 82 de correction de fréquence. La figure 2 représente un exemple de constellation, représentée dans le plan I, Q des composantes en phase I et en quadrature Q, d'un signal issu d'une modulation par sauts d'amplitude et par sauts de phase. La figure 2 concerne à titre d'exemple une modulation MAQ 16 représentée dans un quart de plan. Il peut s'agir d'une autre modulation. Le quart de constellation est formé de quatre états (d,d), (d,3d), (3d,d), (3d,3d). Les autres états dans les autres quarts de plan se déduisent par symétrie. La figure 3 représente un état E de la constellation. Supposons qu'à l'émission un symbole dk soit émis correspondant à cet état E. A la réception, ce symbole dk sera reçu avec un déplacement de phase ç ce qui transforme le symbole dk en un symbole dk. e' qui lui-même peut être entaché d'un bruit nk, qui le transforme en un symbole Pk = dk- e + nk représenté par le point P. Avec l'estimateur de phase selon l'invention, le symbole représenté par le point P (pk=ak+jbk) va être corrigé en phase et être transformé en un symbole représenté par un point V Le récepteur doit donc estimer un symbole dk identique au symbole émis dk à partir du symbole qk. Ceci est obtenu par une opération de décision. Pour corriger l'erreur de phase ç et délivrer un signal complexe de correction e j9, on doit au préalable calculer un signal intermédiaire uk donné, par exemple, par où d k est le conjugué du symbole estimé dk, et X représente une multiplication. Or, il apparaît expérimentalement qu'un estimateur de phase opérant selon l'équation (1) présente de bonnes performances à conditions que la décision qui génère le symbole estimé d k soit correcte. Dès que cette décision est erronée, l'estimateur de phase n'a plus de bonnes performances. Selon l'invention, on tient compte de la probabilité de bonne décision pour pondérer le signal de correction. Selon l'invention, (figures 3 et 4), on définit pour chaque état une zone, contenant l'état, dans laquelle la décision prise est considérée comme étant une bonne décision. A l'extérieur des zones, les décisions sont considérées comme étant moins bonnes et ceci d'autant plus que le symbole soumis à décision, représenté dans le plan par le point V, s'écarte des zones contenant chaque état. Pour mettre ceci en oeuvre, selon l'invention, on définit un coefficient de pondération Yk qui vaut 1 lorsque le point V est situé à l'intérieur des zones contenant les états. Le coefficient de pondération Yk décroît progressivement lorsque le point V s'écarte desdites zones. Le signal échantillonné reçu Pk = dk * ej# + devient, après correction de phase, le point V défini par: qk = ak + i ssk Lorsque le point V est situé dans les parties hachurées des figures 3 et 4, c'est-à-dire à l'extérieur des zones contenant les états, le coefficient de pondération est tel que Yk = z/ (rad) où z est égal à la plus petite des valeurs absolues de ak ou de soit z = min (|&alpha;k|,|ssk|) dans le cas d'une modulation QPSK et où k est un coefficient de délimitation de zones. Sur la figure 4 sont représentées les zones Zll, Z13, Z31, Z33 contenant respectivement les états (d,d) (d,3d) (3d,d) et (3d,3d) dans le cas d'une modulation MAQ16. Le coefficient de pondération décroît jusqu'à des limites 40, 42, 44, 46 qui sont sensiblement situées à égales distances des états adjacents. Les zones Z13, Z31, Z33 ne sont pas limitées pour les valeurs élevées de &alpha;k et de ssk. Elles peuvent avoir des formes différentes de celles représentées sur la figure 4. La figure 5 représente un mode de réalisation de l'invention. Les mêmes élements que ceux de la figure 1 sont identifiés avec les mêmes repères. Les moyens de déphasage 85 forment le signal de correction e j(p à partir des composantes ak et du du signal complexe qk en faisant d'une part que le signal de correction e jç soit proportionnel à l'écart de phase mesuré entre le signal initial en bande de base et l'état de la constellation le plus proche, lorsque le point est à l'intérieur des zones Zll, Z13, Z31, Z33, et en faisant, d'autre part, que le signal de correction e jç varie d'après ledit écart de phase mesuré auquel est appliqué un coefficient de pondération qui dépend du signal soumis à décision (point V), le coefficient de pondération décroissant progressivement de un vers sensiblement zéro entre un bord de zone et les limites préalablement définies, lorsque le point soumis à décision est extérieur auxdites zones. Les moyens de déphasage 85 recoivent les échantillons Pk et délivrent des échantillons qk corrigés en phase. Ils recoivent aussi les échantillons estimés dk en provenance des moyens 78 de décision. Les moyens de déphasage interviennent pour compenser l'écart de phase entre le symbole reçu (point P) et l'état le plus proche de la constellation (point E) (figure 3) et pour délivrer le signal complexe de correction Les échantillons estimés d k entrent dans des moyens 90 de calcul du signal intermédiaire complexe uk.Des moyens de sélection de zones WGHT 94 définissent les zones et déterminent les coefficients de pondération Yk qu'il faut appliquer compte tenu du signal complexe qk = ak + jssk. Des moyens de multiplication 95 permettent ensuite de pondérer le signal intermédiaire uk pour fournir le signal intermédiaire pondéré u k qui sert à adresser des moyens de transformation 97 qui transforment le signal intermédiaire pondéré u k en signal complexe de correction e Les moyens 97 sont par exemple constitués d'une table de lecture LUT. Il est possible de remplacer les valeurs u k du signal intermédiaire par des valeurs moyennes calculées sur une suite de valeurs de composantes du signal en bande de base calculées dans des moyens de calcul 96. La figure 8 représente un premier mode de réalisation des moyens 90 de calcul du signal intermédiaire uk. Ils comprennent des moyens 93, (par exemple une table de lecture), qui déterminent le conjugué de l'échantillon estimé dk. L'échantillon conjugué est multiplié avec l'échantillon Pk dans des moyens de multiplication 92. Par ailleurs, des moyens 98 (par exemple une table de lecture) déterminent le carré de la valeur absolue de l'échantillon estimé dk qui est introduit dans des moyens de division qui divisent les données issues des moyens de multiplication 92 par les données issues des moyens 98 de calcul des carrés de valeurs absolues. Les moyens 99 de division délivrent des échantillons uk du signal intermédiaire.Selon un second mode de réalisation, les moyens 90 peuvent comporter un diviseur complexe calculant Px/dk. Les moyens de sélection de zones 94, qui définissent les zones et déterminent les coefficients de pondération Yk' sont réalisés préférentiellement sous la forme d'une table de lecture stockée par exemple dans une mémoire. Ils peuvent également être réalisés selon le schéma de la figure 9 dans le cas d'une modulation QPSK.Dans ce cas un dispositif de comparaison 50 compare les valeurs absolues de ak et de ssk et sélectionne celle qui est la plus petite pour former la donnée z telle que z = min (|a*|,|ssk|). Des moyens de division 52 de z par Ad délivrent un quotient z/(Xd) (connexion 53) qui est comparé à une valeur unité dans un comparateur 54 qui délivre un signal de sélection à un sélecteur 55 qui fournit le coefficient de pondération Yk se rapportant au signal qk tel que Yk = 1 si z Yk = Z/ (Ad) si z Le coefficient de délimitation de zones X constitue une donnée d'entrée prédéterminée. Les moyens 79 (figure 1) pour numériser le signal en bande de base r(t) peuvent être réalisés de différentes manières parmi lesquelles les figures 6 et 7 donnent deux exemples possibles de réalisation. Les moyens 79 de numérisation comprennent un convertisseur analogique-numérique A/D 75 commandé par un générateur d'horloge 76 opérant à une cadence fs (figures 6 et 7). La fréquence fs devant être supérieure à la cadence-symboles 1/T de l'émission, il faut effectuer un recalage des échantillons sur cette cadencesymboles. Ceci est obtenu par des moyens d'interpolation 60 contrôlés par des moyens 61 de récupération opérant à la cadencesymboles pour la figure 7 ou à des multiples de la cadence-symboles pour la figure 6. Les moyens d'interpolation 60 sont suivis de moyens 62 de filtrage numérique sur la figure 6.La figure 7 décrit sensiblement la même situation, à la différence que le filtrage est réalisé sur le signal analogique r(t). Dans le cas où le filtre est un filtre numérique (figure 6), la cadence à laquelle le filtre opère doit être égale au moins au double de la cadence-symboles d'émission 1/T. Dans ce cas des moyens 63 de sous-échantillonnage permettent de récupérer les échantillons à la fréquence symboles. La figure 10 représente les performances obtenues avec un récepteur selon l'invention dans le cas d'une modulation QPSK. L'axe des abscisses correspond au coefficient de délimitation de zones A, l'axe des ordonnées correspond à l'amélioration exprimée par un rapport de la variance 029( h) sur la variance ou0(0) qui est la variance de 1 'estimateur de phase connu dans le cas où le signal intermédiaire pondéré u k est moyenné sur une suite de N=64 valeurs. Le rapport, exprimé en décibels (dB), mesure la gigue de phase minimale. Les courbes sont paramétrées par des valeurs de rapports signal/bruit SNR exprimées en décibels (dB). Lorsque A = O, on obtient la situation d'un récepteur ne mettant pas en oeuvre l'invention. On observe que les courbes sont monotonement décroissantes lorsque le coefficient de délimitation de zones augmente. L'amélioration observée est d'autant plus importante que le rapport signal/bruit est faible. REVENDICATIONS 1. Système de transmission numérique comprenant un émetteur et un récepteur, le récepteur comportant: - des moyens pour convertir un signal reçu, codé d'après des états d'une constellation, en un signal en bande de base comportant deux composantes en quadrature l'une avec l'autre, - des moyens pour numériser le signal en bande de base, - des moyens de décision pour estimer l'état de la constellation le plus proche du signal en bande de base numérisé, - des moyens de synchronisation pour estimer un écart de phase entre l'état estimé et le signal en bande de base, et pour corriger numériquement l'écart de phase en formant un signal de correction, caractérisé en ce que, les deux composantes définissant un point représentant le signal reçu dans un plan I, Q dans lequel sont également repérés les états de la constellation, les moyens de synchronisation forment le signal de correction en dépendance avec des zones du plan I, Q dans lesquelles est situé le point représentant le signal numérisé en bande de base, et sont tels que, d'une part, dans des premières zones non-jointives contenant individuellement un état de la constellation, le signal de correction est proportionnel à l'écart de phase mesuré entre le signal initial en bande de base et l'état de la constellation le plus proche, et que, d'autre part, les moyens de synchronisation sont tels que dans des secondes zones, extérieures aux premières zones, le signal de correction varie d'après ledit écart de phase pondéré par un coefficient de pondération qui dépend du signal soumis à décision appelé ici point soumis à décision, le coefficient de pondération décroissant progressivement lorsque le point soumis à décision passe d'une frontière de la première zone la plus proche dudit point jusqu'à une limite située à égale distance de couples d'états adjacents, la limite étant la limite la plus proche dudit point. 2. Système selon la revendication 1 caractérisé en ce que les moyens de conversion comprennent un oscillateur oscillant librement sur une fréquence fixe pour former le signal en bande de base, et en ce que les moyens de synchronisation comprennent des moyens de déphasage numérique pour estimer et convertir l'écart de phase, pondéré par le coefficient de pondération, en un signal complexe de correction qui est multiplié numériquement par les composantes du signal en bande de base pour les déphaser. 3. Système selon la revendication 2 caractérisé en ce que les moyens de déphasage comprennent: - des moyens pour générer un signal intermédiaire complexe déterminant l'écart de phase, - des moyens de reconnaissance de zones qui délivrent des coefficients de pondération relatifs aux zones, - des moyens pour pondérer, par le coefficient de pondération y afférent, le signal intermédiaire complexe déterminant l'écart de phase, - des moyens pour déliver le signal complexe de correction à partir du signal intermédiaire complexe pondéré déterminant l'écart de phase pondéré. 4. Système selon la revendication 3 caractérisé en ce que les moyens de déphasage comprennent des moyens de calcul pour calculer des valeurs moyennes pondérées d'écart de phase adressant les moyens délivrant le signal complexe de correction. 5. Récepteur pour un système de transmission numérique, le récepteur comportant: - des moyens pour convertir un signal reçu, codé d'après des états d'une constellation, en un signal en bande de base comportant deux composantes en quadrature l'une avec l'autre, - des moyens pour numériser le signal en bande de base, - des moyens de décision pour estimer l'état de la constellation le plus proche du signal en bande de base numérisé, - des moyens de synchronisation pour estimer un écart de phase entre l'état estimé et le signal en bande de base, et pour corriger numériquement l'écart de phase en formant un signal de correction, caractérisé en ce que, les deux composantes définissant un point représentant le signal reçu dans un plan I, Q dans lequel sont également repérés les états de la constellation, les moyens de synchronisation forment le signal de correction en dépendance avec des zones du plan I, Q dans lesquelles est situé le point représentant le signal numérisé en bande de base, et sont tels que, d'une part, dans des premières zones non-jointives contenant individuellement un état de la constellation, le signal de correction est proportionnel à l'écart de phase mesuré entre le signal initial en bande de base et l'état de la constellation le plus proche, et que, d'autre part, les moyens de synchronisation sont tels que dans des secondes zones, extérieures aux premières zones, le signal de correction varie d'après ledit écart de phase pondéré par un coefficient de pondération qui dépend du signal soumis à décision appelé ici point soumis à décision, le coefficient de pondération décroissant progressivement lorsque le point soumis à décision passe d'une frontière de la première zone la plus proche dudit point jusqu'à une limite située à égale distance de couples d'états adjacents, la limite étant la limite la plus proche dudit point. 6. Récepteur selon la revendication 5 caractérisé en ce que les moyens de conversion comprennent un oscillateur oscillant librement sur une fréquence fixe pour former le signal en bande de base, et en ce que les moyens de synchronisation comprennent des moyens de déphasage numérique pour estimer et convertir l'écart de phase, pondéré par le coefficient de pondération, en un signal complexe de correction qui est mélangé numériquement aux composantes du signal en bande de base pour les déphaser. 7. Récepteur selon la revendication 6 caractérisé en ce que les moyens de déphasage comprennent: - des moyens pour générer un signal intermédiaire complexe déterminant l'écart de phase, - des moyens de reconnaissance de zones qui délivrent des coefficients de pondération relatifs aux zones, - des moyens pour pondérer, par le coefficient de pondération y afférent, le signal intermédiaire complexe déterminant l'écart de phase, - des moyens pour déliver le signal complexe de correction à partir du signal intermédiaire complexe pondéré déterminant l'écart de phase pondéré. 8. Récepteur selon la revendication 7 caractérisé en ce que les moyens de déphasage comprennent des moyens de calcul pour calculer des valeurs moyennes pondérées d'écart de phase adressant les moyens délivrant le signal complexe de correction.