FR 2731111 A1 19960830 FR 9504409 A 19950412 ! La présente invention concerne les dispositifs de protection et de contrôle de charge pour éléments de batterie rechargeable. Elle se rapporte plus particulièrement à un dispositif de contrôle de charge automatique assurant une protection contre les surcharges, les décharges excessi- ves, les températures excessives, les court-circuits et les courants élevés à faible résistance, notamment pour élément au lithium rechargeables. Elle vise en particulier: - la protection d'éléments rechargeables au lithium vis à vis des dommages dus à la surcharge, - la protection d'éléments rechargeables au lithium contre les dommages causés par les décharges excessives, - l'équilibrage de charge au cours de la charge complète d'ensemble de plusieurs éléments au lithium, - l'équilibrage de charge à la tension corres- pondant à la pleine décharge d'élément pour des ensembles de plusieurs éléments au lithium, - la prévision de commutateurs en série à faible résistance de fonctionnement, - la prévision d'un commutateur à semi-conduc- teur également utilisable comme élément de mesure de courant, - la sécurité mécanique et électronique vis à vis des températures et des courants excessifs pour les piles et les circuits électroniques, - la sécurité contre les surtensions pour les modules de batteries, - le contrôle du courant de batterie en cas de panne d'un ou de plusieurs éléments, - l'intégration de l'électronique sur une seule pastille qui nécessite seulement un faible courant de repos, - la réalisation d'un dispositif de protection sous forme d'un module de petite taille, de faible poids et de faible prix de revient d'assemblage, - l'intégration de l'ensemble électronique et mécanique dans une seule unité compacte, l'utilisation pour la charge de modules de batterie au lithium de chargeurs normalement utilisés pour charger des éléments au NiCd et au NiMH. Elle a donc pour objet un transistor à effet de champ de type MOSFET, caractérisé en ce qu'il comprend sur un substrat, une couche épitaxiale d'un premier type et d'un premier niveau de conductivité et dans laquelle sont formées une région de grille d'un second type et d'un second niveau de conductivité et une région de drain du premier type et d'un troisième niveau de conductivité, une région de source du premier type et de même niveau de conductivité que celui de la région de drain étant formée dans la région de grille et en ce qu'une diode est formée par le trajet région de drain - couche épitaxiale - région d'arrière-grille avec une impédance définie dans le sens source-drain lorsque le transistor est bloqué. L'invention a également pour objet un dispositif de protection d'éléments rechargeables, caractérisé en ce qu'il comporte connectés en parallèle sur chacun des éléments, des régulateurs shunts correspondants reliés en série entre eux et dont les électrodes de commande sont connectées à des réseaux de résistances qui représentent des tensions des éléments applicables à des comparateurs respectifs des tensions de seuil inférieure et supérieure des éléments avec une tension de référence délivrée par une source de tension de référence, un organe de commuta- tion à faible résistance de conduction et à impédance d'état bloqué dans un sens voisine d'une valeur ohmique infinie et une impédance définie à l'état bloqué dans l'autre sens, connecté entre la borne la plus négative de l'ensemble d'éléments en série et la borne négative du dispositif de protection et des moyens de commande du transistor MOSFET à partir des signaux de sortie des comparateurs pour modifier l'état dudit transistor MOSFET en vue de réguler l'état de charge et de décharge des éléments. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple et faite en se référant aux dessins annexés, sur lesquels: - la Fig.1 est un schéma électrique du disposi- tif de protection pour éléments suivant l'invention; - la Fig.la est un diagramme représentant la forme d'onde d'un élément et les signaux de sortie du comparateur correspondant du dispositif de la figure 1; - la Fig.2 est une vue schématique en coupe de la structure du nouveau transistor à effet de champ nMOSFET entrant dans la construction du dispositif de protection de la figure 1; - la Fig.3 est un schéma électrique d'un plan détaillé de la logique utilisée pour sélectionner l'équi- librage des niveaux de charge élevé ou bas; - la Fig.4 est une vue en plan schématique d'un exemple d'assemblage du dispositif de protection avec des éléments à protéger; - la Fig.5 est un schéma électrique d'un autre mode de réalisation du dispositif de protection pour éléments suivant l'invention avec indicateur d'état de charge; - la Fig.6 est un organigramme de gestion de batterie avec un dispositif de protection suivant l'inven- tion; et - la Fig.7 est un schéma d'un module de batterie bon marché avec mémoire d'état de charge applicable à des éléments de différentes natures chimiques dans lequel la protection contre les surtensions et les tensions insuffi- santes n'est pas obligatoire, ce schéma montrant aussi un exemple d'interface d'une fonction de gestion par une application. Le dispositif de protection pour éléments rechargeables représentés à la figure 1, est constitué d'un bloc de protection mécanique 2 et de blocs de cir- cuits électroniques 4,6,8 et 10. Il est conçu pour assurer la protection d'éléments I, II connectés en série. Le dispositif de protection et les éléments forment ensemble un module de batterie protégé avec des bornes Vbat+ et Vbat- auxquelles peut être connecté un chargeur ou une application ou encore une combinaison chargeur-applica- tion. Dans un but de clarté, le circuit à hystérésis, les circuits de filtrage et les circuits de réduction du courant de repos lorsque les éléments qui ont une faible tension ne sont pas représentés. Le bloc de protection mécanique est un commuta- teur à bilame 2 connecté entre la borne Vbat+ et l'élec- trode la plus positive de la série d'éléments à savoir de l'élément I. L'électrode la plus négative de la série d'élé- ments, c'est à dire de l'élément II, est connectée par l'intermédiaire d'un transistor MOSFET 4 de commutation de puissance de construction particulière à la borne négative Vbat- du module de batterie. Le commutateur à bilame 2 est par exemple un protecteur de la série Zmm à bilame miniature fabriquée par la société Texas Instruments Inc. Au lieu d'un bilame 2, on peut également utili- ser une thermistance à coefficient de température positif en polymère ou en céramique, de construction spéciale. Le transistor FET 4 est en fait un transistor MOSFET de commutation de puissance qui va être décrit en référence à la figure 2. A chacun des éléments I et II est associé un circuit électronique correspondant 6, 8. Les composants des circuits 6 et 8 qui vont maintenant être décrits, sont désignés par les mêmes références affectées respectivement des indices 1 ou 2. Ainsi, aux bornes de l'élément I, est connecté un régulateur shunt Sll en série avec une résistance Rll. L'électrode de commande du régulateur shunt Sll est connectée au point de jonction de deux résistances R13, R14 connectées en série avec une résistance R12 et formant une chaîne de résistances connectée également en parallèle aux bornes de l'élément I. Le circuit 6 associé à l'élément I, comporte en outre un ensemble comparateur C1 conneté lui aussi en parallèle aux bornes de l'élément I. Il comporte deux comparateurs de tension Cll, C12 ayant chacun deux entrées et une source de tension de référence stable en températu- re, Vref. L'entrée positive du comparateur Cll est connec- tée à la jonction des résistances R12, R13 et l'entrée négative du comparateur C12 est connectée à la jonction des résistances R13 et R14. L'entrée négative du comparateur Cll et l'entrée positive du comparateur C12 sont toutes deux connectées à la source de tension de référence Vref. La sortie du comparateur Cll est connectée à la grille d'un transistor FET N12, tandis que la sortie du comparateur C12, est connectée à la grille d'un transistor FET Nll. Les sources et les drains des transistors FET N12 et Nll sont connectées en série avec une résistance R15 qui est connectée à la borne positive de l'élément I. Le circuit 8 associé à l'élément II comporte les mêmes composants que ceux du circuit 6 affectés de l'in- dice 2. Les trajets source-drain des transistors N22, N21 associés aux comparateurs C21, C22 du circuit 8 sont connectés en série avec une résistance R16 et cette chaine est reliée en parallèle avec l'ensemble des deux éléments I et II. La résistance R15 en série avec les transistors N12 et Nil est connectée à la grille d'un transistor FET Mll, tandis que la résistance R16 qui est reliée en série avec les transistors N22 et N21 est connectée à la grille d'un transistor FET M12. Les trajets source-drain des transistors Mll, M12 sont connectés en série entre la borne positive de l'élément I et l'électrode de grille du transistor MOSFET de puissance 4. Le trajet source-drain du transistor MOSFET 4 est connecté entre la borne négative de l'élément II et la borne Vbat- du module de batterie. Une résistance R18 est connectée entre la source et la grille du transistor MOSFET 4 et maintient celui-ci normalement bloqué. Les régulateurs de tension shunt Sll et S21, utilisent les résistances en série Rll, R21 pour limiter le chauffage de ces régulateurs tout en n'affec- tant pas leur fonction de régulation, ces résistances assurant également une limitation de courant pendant l'équilibrage de charge à basse tension et lors de cer- tains fonctionnements avec des réglages anormaux de tensions d'éléments. Les blocs comparateurs Cl, C2 ensemble avec les résistances R15, R16 et les transistors Nll, N12, N21, N22 produisent une fenêtre de tension d'éléments à l'intérieur de laquelle le transistor de puissance MOSFET 4 est maintenu conducteur; les formes d'onde sont illustrées à la figure 1A. Les blocs comparateurs C1, C2 ensemble avec les résistances R12, R13, R14, R22, R23, R24 et les régula- teurs shunt Sll, S21, régulent les tensions maximum et minimum auxquelles la mise en dérivation des courants des éléments se produit. Le transistor MOSFET 4 est représenté à la figure 1 par une région drainsource, une électrode de grille, et une diode Dn en série avec une résistance Rn et cette impédance série est représentée comme étant connec- tée entre le drain et la source du transistor MOSFET 4. Entre le bilame 2 et le transistor MOSFET 4 est connecté un circuit électronique de protection 10 qui fait également partie du circuit intégré du dispositif de protection. Une résistance Rb est présente à l'intérieur du bloc du bilame de manière qu'il y ait un bon contact thermique avec celui-ci. Le circuit de protection 10 commute un courant à travers la résistance Rb lors de la détection d'un défaut de fonctionnement des dispositifs de puissance ou d'une température excessive de l'ensemble du circuit intégré. L'effet du courant traversant la résistance Rb est de chauffer le bilame en provoquant son ouverture. Il peut être conçu pour rester ouvert avec le passage d'un courant de maintien à travers la résistance à coefficient de température positif du bilame, celui-ci ne se fermant seulement que lorsque le courant de charge est coupé. Les dispositifs de protection Zmm de Texas Instruments Inc. fonctionnent de cette manière. A la place de la résistance Rb, on peut égale- ment utiliser une thermistance à coefficient de tempéra- ture positif en polymère ou en céramique qui peut provo- quer l'ouverture du bilame ou actionner la thermistance à CTP. Le transistor MOSFET 4 dont la structure est représentée à la figure 2, comprend un susbtrat 11 sur lequel est obtenue par croissance une couche épitaxiale 12 dopée n-. Dans la couche épitaxiale 12 est diffusée une région p 14 pour la grille dans laquelle est en outre diffusée une région n+ de source 16. Le même dopant n+ est simultanément diffusé dans la couche épitaxiale elle- même pour former l'électrode de drain 18. La résistance Rn du transistor 4 est définie soit par le dopant p de l'arrière-grille et un dopant épitaxial n-, soit en réalisant une connexion appropriée entre la source 16 et l'arrière-grille 14 de manière à définir une résistance essentiellement définie par le dopant p de l'arrière-grille ou encore en choisissant une résistance appropriée connectée entre la source et l'ar- rière-grille qui serait extérieure à la région p. Dans tous les cas, il convient dans la construction du transis- tor MOSFET 4 de veiller à éviter tout blocage du disposi- tif provoqué par des tensions transitoires lorsque le transistor 4 est rendu conducteur et bloqué. Un transistor MOSFET avec un susbtrat 11 de type p, peut être prédisposé à un tel phénomène. A côté de la région de grille 14 est diffusée la région n+ de drain 18. La diode Dn comporte pour anode la région p de grille 14 et comme cathode, la région n- de la couche épitaxiale 12. Le transistor FET 4 décrit est un nMOSFET et grâce à un agencement soigné, et en rendant maximal le rapport largeur/longueur du canal (W/L) un transistor MOSFET de très faible résistance de conduction peut être réalisé. On peut de plus réaliser une couche enterrée hautement dopée au-dessous de la couche épitaxiale 12. Si le dopage de la couche enterrée est de type n, cette couche augmente la conductivité et limite l'ac- tion transistor verticale parasite lorsque le substrat est de type p. Les rapports W/L élevés avec une dimension de dispositif minimale, peuvent en outre être obtenus en utilisant des techniques de double diffusion à auto- alignement, ce qui donne de très faibles longueurs de grille. Le transistor FET 4 est maintenu normalement bloqué par la résistance R18 connectée entre sa source S et sa grille G (Fig.l). Les sorties des comparateurs Cl et C2 commutent les transistors FET 4 de manière à lui faire conduire le courant de batterie chaque fois que toutes les tensions des éléments sont à leur état de charge et de décharge en fonctionnement de sécurité. Le transistor FET 4 est proposé comme un nouveau type de transistor FET spécialement conçu pour l'applica- tion au dispositif de protection de batterie sous forme de module. Les caractéristiques du transistor FET et ses caractéristiques nouvelles de blocage inverse sont défi- nies par la relation: Vto=phi(métal-Si)+2Phi(f)-Qox/Coxg+Qb/Coxg+ Qimplant/Coxg fonction de travail potentiel de charge d'oxyde charge gloimplantation de *étal-silicium surface & l'é- fixe bale sous charge de ré- tablissement grille à glage Vt d'une forte in- appauvrir version Vto est la tension de seuil du transistor 4 lorsque sa source est connectée directement à l'arrière- grille. La source S 16 est normalement connectée élec- triquement à l'arrière-grille pour éviter la modulation de Vt qui résulterait de l'effet global de l'arrière-grille. Lorsqu'il existe une tension Vsb entre la source et l'arrière-grille, la modification de Vt résultante peut être définie comme: Vt = Vto+ Delta(Vt) = Vto+(Sqrt(2Esi*q*Nsub))/Coxg+Sqrt(2Phi(f)+Vsb) - Sqrt(2Phi(f)) = Vto+Gamma +Sqrt(2Phi(f)+Vsb)-Sqrt(2Phi(f)) Gamma est appelé le paramètre d'effet de corps; Esi, q. Nsub, Vsb représentent la permittivité du sili- cium, la valeur de la charge électronique, le niveau de dopage de la région de grille et la tension source-ar- rière-grille respectivement. Le nouveau commutateur maintient le seuil de tension de conduction à Vt, tout en utilisant la diode Dn et la résistance Rn pour définir l'impédance d'état bloqué inverse Zoffsd; l'impédance d'état bloqué direct Zoffds, reste comme celle d'un transistor FET à état de blocage normal, c'est à dire voisine d'une valeur ohmique infinie. Zoffsd = Zdiode + Rn Zoffds -> Lorsque les éléments de batterie sont dans leur fenêtre de tension de fonctionnement normal, le transistor FET 4 est commuté de manière à fonctionner dans sa région de triode, Id = K'(W/L)(Vgs-Vt)Vds-(1/2)(Vds*2) K'et W/L représentent la constante de mobilité et le rapport largeur sur longeur pour le canal du FET respectivement. Ceci montre que pour de faibles tensions Vdrain- source (Vds) dans cette région, le MOSFET a une caracté- ristique de résistance pour une tension grille-source constante. Pour obtenir la résistance de conduction Ron la plus faible, on a besoin de la tension Vt la plus faible pour une tension Vgs donnée. Il est proposé: 1) d'utiliser Vto en connectant la source 16 à l'arrière-grille lorsque le MOSFET 4 est conducteur, ce qui donne la tension minimum Vt; 2) de placer un contact d'arrière-grille de manière à obtenir une résistance Rn (de 10 à 500 Ohms pour l'application du dispositif de protection de l'invention ou en fonction des besoins du système) en série avec la diode Dn; 3) d'utiliser une tension constante sur la grille, de manière qu'une tension tirée d'une barrière de potentiel permette au MOSFET lorsqu'il est conducteur d'être également utilisé comme résistance de détection de courant dans des systèmes dans lesquels des mesures de courant de batterie sont requises. La valeur absolue et les paramètres caractéristiques de cette résistance peuvent être stockés dans une mémoire non volatile du module de batterie. Un autre moyen pour définir la résistance Rn consiste à avoir un MOSFET à quatre bornes o l'arrière- grille est sortie comme une borne séparée (tout en ayant une résistance parallèle sur la pastille de circuit intégré connectée entre la source 16 et l'arrière-grille de manière à maintenir la condition Vto et d'éviter les blocages au cours des transistions de commutation). Ceci permet de disposer à l'extérieur du MOSFET, une diode et une résistance en série qui vont définir l'impédance inverse de l'organe. Le transistor MOSFET 4 est de ce fait dans le présent exemple un nouveau transistor MOSFET de puissance de polarité n ayant une très faible résistance de conduc- tion et une impédance de blocage approchant l'infini dans le sens normal du blocage et ayant une valeur déterminée par la diode Dn et la résistance Rn dans le sens de blocage inverse. Il est conçu pour le dispositif de protection suivant l'invention. La valeur de la résistance Rn déterminée par la tension maximale atteinte par le chargeur au cours du fonctionnement et par le niveau du courant choisi pour l'équilibrage de charge. Le circuit logique de la figure 3 est destiné à sélectionner une mise à dérivation à faible tension ou une mise en dérivation à tension élevée en fonction des ten- sions des éléments. Le circuit logique de commande d'équilibrage de tension représenté à la figure 3 comporte, une résistance R17 connectée à un ensemble d'éléments logiques 20 compor- tant des entrées connectées respectivement aux compara- teurs Cll et C21. Deux transistors FET 24, 26 sont utilisés pour connecter l'électrode d'entrée du régulateur shunt Sll à Vthll ou Vthl2, ce qui définit lorsqu'une dérivation à des tensions d'élément minimum et maximum doit être réalisée. Ils sont affectés à l'élément I et ont leurs trajets source-drain connectés en série entre les points Vth 11 et Vth 12 qui définissent des seuils minimum et maximum de fonctionnement sûr pour l'élément I. Les drains des transistors FET 24,26 sont connectés à l'électrode de commande du régulateur shunt Sll. Les grilles de ces transistors sont toutes deux connectées entre la résistance R17 et l'ensemble d'élé- ments logiques 20. Deux transistors FET 28,30 sont utilisés pour connecter l'électrode d'entrée du régulateur shunt S21 à Vth21 ou Vth22 qui définissent lorsqu'une dérivation à des tensions d'éléments minimum et maximum doit être réalisée pour l'élément II. Ils sont affectés à l'élément II et ont leurs trajets source-drain connectés en série entre les points Vth 21 et Vth 22 qui définissent des seuils minimum et maximum de fonctionnement sûr pour l'élément II. Les drains des transistors FET 28,30 sont connectés à l'électrode de commande du régulateur shunt 21. Les grilles des transistors FET 28,30 sont connectées entre une résistance R18 reliée à la borne positive de l'élément I et l'ensemble d'éléments logiques 20. La figure 4 montre une plaquette de circuit sur laquelle apparaissent côte à côte l'élément à bilame 2 et un circuit intégré 34 comprenant les circuits 4,6,8 et le circuit de protection électronique 10 décrits en référence aux figures 1 et 3. Les sections transversales des élé- ments I et II sont représentées en pointillés. Ces élé- ments sont contenus à l'intérieur des dimensions de la plaquette de circuit imprimé 32. Le circuit électronique du dispositif de protec- tion suivant l'invention est réalisé sous la forme d'une seule pastille de circuit intégré utilisant une technolo- gie MOS linéaire de puissance, mise au point par la Deman- deresse et désignée par l'appellation TI-PRISM ainsi que des technologies Lin-Bi-CMOS. Le circuit 34 et le bilame 2 peuvent être placés dans une seule enveloppe en matière plastique. Le système de protection représenté à la figure 1 est destiné à un module de batterie formé de deux éléments, mais il peut aisément être étendu à un nombre d'éléments plus important dans la mesure o la technologie des circuits intégrés est capable de supporter les ten- sions maximales requises. On comprendra également qu'un tel système de protection peut s'appliquer à un seul élément rechargea- ble. Le fonctionnement du système de protection va maintenant être décrit en considérant les différentes régions de fonctionnement. A titre d'exemple des éléments à ions lithium ayant des limites de tension de fonctionnement de 2,5 volts et 4,2 volts sont utilisés pour illustrer les principes de fonctionnement du système. Les hystérésis, le filtrage des transistoires, les circuits à retard et les circuits de réduction de courant de repos sont ignorés dans un but de clarté des explications. Région 1: Elements ayant subi une décharge excessive, Vcell éléments I et II est inférieure à 2,5 volts, les régula- teurs shunt des éléments restants dont les tensions sont supérieures à 2, 5 volts, sont réglés pour les shunter à 2,5 volts; ceci équilibre tous les éléments à 2,5 volts; d) lorsqu'un chargeur est connecté aux bornes Vbat+, Vbat- du module de batterie, le transistor MOSFET 4 reste bloqué, mais un courant limité par la résistance Rn circule à travers les éléments par l'intermédiaire de la diode Dn et de la résistance Rn; e) ensuite lorsque tous les éléments ont atteint 2,5 V, les régulateurs shunt Sll, S21 sont rétablis pour shunter des courants à 4,2 V; Région 2: Elements se trouvant dans leurs plages de fonctionnement normal 4, 2 V > V élément > 2,5V a) lorsque les tensions de tous les éléments sont supérieures à 2,5 V, les régulateurs shunt sont tous établis pour shunter le courant au-dessus de 4,2 V par élément; b) lorsque tous les éléments I, II sont dans cette région de tension, le transistor MOSFET 4 est rendu conducteur et a une très faible résistance en série pour les courants de charge et de décharge; c) pour un module de batterie comprenant un seul élément, ou lorsque la tension disponible pour commuter le transistor MOSFET 4 n'est pas suffisamment élevée pour que ce transistor atteigne la faible résistance de conduction Ron requise, une pompe de charge peut amplifier la tension de référence à barrière de potentiel jusqu'à la tension grille-source élevée nécessaire pour qu'il présente une très faible résistance de conduction. Une tension grille- source constante donne également au transistor MOSFET une caractéristique de résistance lui permettant d'être utilisé en tant que résistance de détection de courant. Région 3: Tension de surcharge V élément > 4,2 a) les régulateurs de tension shunt Sll et S21 sont respectivement conducteurs lorsque V élément I ou V élément II atteint 4,2V, et b) la sortie des comparateurs Cll ou C12 ne maintient plus le transistor MOSFET 4 conducteur; il reprend par conséquent son état bloqué normal. Tout élément situé au- dessus de 4,2 V commute le transistor MOSFET pour le bloquer; c) lorsque le chargeur (non représenté) est connecté au module de batterie, son courant est par conséquent limité à la résistance Rn et la diode Dn et il l'est seulement lorsque les éléments ont atteint 4,2 V. L'équilibrage de charge a lieu lorsque les éléments au- dessous de 4,2 V continuent à être chargés avec un courant réduit; éventuellement tous les éléments seront chargés à 4,2 V et tous les régulateurs shunts conduiront le courant de charge réduit à travers la diode Dn et la résistance Rn en retour vers le chargeur; d) lorsque le chargeur est retiré, les éléments seront dans leur région de tension de fonctionnement (2,5 V - 4,2 V) et le transistor MOSFET 4 sera maintenu conduc- teur pour que les courants de charge et de décharge circulent dans la région de triode de faible résistance. Région 4: Conditions de défaut a) dans l'éventualité peu probable que le transistor MOSFET 4 serait court-circuité en raison d'un défaut et qu'une condition défectueuse court-circuite les bornes du module de batterie, l'élément à bilame 2 s'ouvre et reste dans cet état jusqu'à ce que la condition de défaut ait été supprimée du module de batterie; b) si un courant anormalement élevé circule à travers les éléments et place le transistor MOSFET 4 à l'extérieur de sa plage de fonctionnement sur ou fait en sorte que le circuit intégré atteigne une température anormalement élevée, le circuit de protection électronique applique une faible tension à la résistance Rb associée à l'élément à bilame de sorte que le courant induit à travers elle, la fait chauffer suffisamment pour ouvrir le commutateur à bilame; c) le circuit de protection ouvre le bilame lorsqu'il détecte une tension de module de batterie Vbat+ - Vbatsupérieure à une valeur prédéterminée; d) si tous les moyens de commande électronique (transistor MOSFET 4, chargeur, protection électronique)tombent en panne au cours d'une charge rapide et si les éléments I et II atteignent une température élevée, l'élément à bilame fonctionne comme dispositif de secours de protection mécanique de sûreté et arrête la circulation du courant dans le module de batterie; e) si un élément tombe en panne (élément I ou II) l'élément en panne présente une tension inférieure à 2,5 V et par conséquent commute le transistor MOSFET 4 pour le bloquer, interrompant ainsi la circulation des courants élevés à travers le module de batterie. Les autres éléments vont donc être lentement déchargés par les régulateurs shunts et dans ce cas, les résistances R12, R22 vont limiter l'intensité des courants de décharge. Le circuit représenté à la figure 5 est consti- tué d'une première partie pour former le circuit de la figure 1 dont les composants portent les mêmes numéros de référence et qui ne sera donc pas écrite à nouveau et une seconde partie comprenant une mémoire non volatile telle qu'une EEPROM 40 dont la borne d'alimentation positive est connectée à un capteur de température 42 qui est en relation d'échange thermique avec les éléments I et II. La sortie de la mémoire 40 est connectée aux bornes 44 du module de batterie et également à un module d'affichage 46 comprenant des circuits à constante de temps élevée d'affichage, de mesure de tension et de température et des diodes électroluminescentes. La tension d'alimentation pour la mémoire EEPROM et le capteur de température peut être prise sur une borne commune Vcc. Le module d'affichage 46 est connecté à la borne Vbat+ à travers un commutateur 48 d'affichage d'état de charge. La mémoire non-volatile 40 permet de stocker des paramètres d'état de charge de batterie pour les éléments I, II à l'instant correspondant à l'état de charge. Le module d'affichage contient certains moyens électroniques de mesure de la tension et de la température des éléments et de lecture des données d'état de charge contenues dans la mémoire 40. Il détermine le niveau de charge des éléments à afficher avec une faible résolution, par exemple un ensemble de LED à 4 niveaux. Un comptage précis de l'état de charge n'est donc pas nécessaire pour de telles unités d'affichage sur un module. Lorsque le commutateur d'affichage 48 est enfoncé, un état de charge basé sur une table de consultation dans la mémoire avec des listings de tension corrigés en température suffiront pour l'affichage. L'organigramme représenté à la figure 6 montre le module de batterie protégé avec un indicateur d'état de charge sur le module en interface avec une application 50 comprenant un circuit de mesure de charge. Le circuit d'application de gestion de charge comprend un algorithme de mesure de charge, des composants pour effectuer des mesures précises d'état de charge, une horloge en temps réel et un bus de données 52 entre l'application et le module de batterie 54. Le module de batterie contient des éléments 55, le dispositif de protection 56 et une mémoire non volatile, par exemple une mémoire EEPROM 57 qui stocke: - une référence en temps réel et - une température, une tension, un courant correspondant et - un état de charge correspondant - des coefficients de charge, de décharge et d'autres paramètres de détermination de charge. La mémoire EEPROM 57 est connectée à un circuit d'interface d'affichage 58 qui est connecté au dispositif d'affichage d'état de charge. Le circuit d'interface et l'unité d'affichage sont utilisés seulement si une option d'affichage d'état de charge sur le module est nécessaire. Un système de mesure de charge par l'application est représenté à la figure 7 et est applicable à un module de batterie 60 de faible prix de revient aussi bien qu'au module de batterie de la figure 5. Le module de batterie 60 de faible prix de revient comprend des éléments I et II, la mémoire EEPROM à laquelle est connecté le capteur de température 42 et le commutateur à bilame 2 de protection mécanique. Ce module de batterie 60 peut être utilisé pour stocker les données d'état de charge d'un ensemble d'éléments. Ceux-ci peuvent être des ensembles d'éléments de NiCd, NiMH, etc... La description qui va suivre s'applique à la fois au système de module de batterie représenté à la figure 5 et à la figure 7. La mémoire EEPROM 40 est alimentée par le microprocesseur 62 lorsque le module de batterie est connecté à l'application. Par conséquent, il ne prend aucun courant à partir des éléments I et II même lorsqu'il n'est pas connecté à l'application. Les données d'état de charge et d'autres données peuvent être passées à travers le processeur principal (non représenté) par le micropro- cesseur de gestion de charge 62 à travers l'interface de bus de données 80. Le processeur principal peut alors être capable d'assurer les fonctions de gestion d'énergie pour l'application. Le module de batterie protégé 60 est connecté au microprocesseur 62 par cinq bornes 63 à 67. La borne 63 est la connexion positive des éléments par l'intermédiaire du bilame 2 et est la borne d'énergie positive pour l'application du chargeur. La borne 64 est la borne de détection de tempé- rature pour les éléments I et II et peut être partagée avec l'alimentation pour la mémoire non volatile 40. Les bornes 65 et 66 sont des bornes d'horloge et de données formant un bus d'interface par exemple I2C entre la mémoire non volatile 40 et l'application. La borne 67 est la borne de connexion entre la borne négative du module de batterie et une résistance 68 de détection de courant associée au microprocesseur 62 de l'application. Les entrées analogiques 70 du microprocesseur 62 sont des entrées de tension Vp rapportées à la tension de batterie Ve, de tension rapportée à la température Tp des éléments, et de courant Ip des éléments. Celles-ci sont multiplexées dans les circuits 70 et 71 pour être transmises à un convertisseur analogique- *numérique 72 à haute résolution. Un multiple de la référence 76 de tension stabilisée de barrière de potentiel du convertisseur analogique-numérique est connecté à l'entrée non-inver- seuse d'un amplificateur opérationnel 73 dont la sortie est connectée à la grille d'un transistor FET 74. La sortie inverseuse de l'amplificateur 73 est connectée à la source du transistor FET 74 et à une résistance 75. L'autre extrémité de la résistance 75 est connectée à un multiple plus élevé de la tension de barrière de poten- tiel. Les composants 73,74,75 forment une source de courant. Le transistor FET 74 délivre un courant constant qui est utilisé pour donner un décalage de tension déter- miné par le produit du courant constant et d'une valeur de résistance 87, et lorsqu'il est connecté à une résistance 88, le produit du courant constant et de la valeur de la résistance 88. Du fait du décalage de tension obtenu, les courants de charge et de décharge peuvent être commandés à partir des mesures de tension aux bornes de la résis- tance de détection de courant 68. La source de courant et le convertisseur analogique-numérique utilisant la même référence de tension de barrière de potentiel donnent un système assurant des mesures précises. La borne 64 des modules de batterie 60 peut être connectée à l'une des bornes universelles d'entrée-sortie I/O 77 du microprocesseur 62 de mesure de charge. Egale- ment deux autres bornes 77 d'entrée-sortie I/O sont connectées aux bornes 65 et 66 de la mémoire non volatile du module de batterie pour le fonctionnement de l'horloge et des données CLK et DATA selon un protocole I2C par exemple. Le microprocesseur 52 a également un oscillateur local 79, un bus de communication pour dialoguer avec l'ordinateur principal non représenté de l'application et d'autres blocs nécessaires pour son fonctionnement tels qu'une mémoire ROM 82, une mémoire RAM 83, une unité centrale de traitement et des moyens de minutage 85 ainsi que des moyens de rétablissement 86 et un dispositif d'interruption chien de garde en temps réel 89. Grâce à l'agencement de mesure de charge à microprocesseur décrit cidessus, la gestion des éléments I et II d'une batterie peut être commandée par le proces- seur de gestion de charge d'une application et l'état de charge et d'autres données de batterie peuvent être transmis à l'ordinateur principal en vue de leur affichage et de la gestion de l'énergie des périphériques de l'ap- plication. Les différences entre la solution d'un module de batterie et de son contrôle d'état de charge selon l'in- vention et d'autres solutions proposées antérieurement dans ce domaine sont les suivantes: a) L'utilisation d'un seul commutateur de puissance tel que le composant 4 nMOSFET. Celui-ci pré- sente une résistance de conduction égale à la moitié de celle des solutions existantes à deux FET; b) Les effets de pertes d'énergie et de tempéra- tures élevées pour des applications à courant élevé telles que les ordinateurs portatifs, les GSM portables dans les- quels les courants provenant du module de batterie peuvent atteindre 5 Ampères, sont fortement réduits. A 100 mOhms, (par exemple dans les systèmes d'aujourd'hui utilisant un élément de protection RCTP à résistance froide de 50 mn et deux MOSFET de puissance 25 mQ chacun), 2, 5 Watts sont dissipés; le système de protection de l'invention vise à réduire ceci d'au moins la moitié. (Par exemple, Rbilame + R MOSFET Le MOSFET peut être conçu avec une tension grille-source constante lorsqu'il est utilisé en tant que résistance de détection dans des systèmes nécessitant une indication d'état de charge. Ceci encore entraîne des pertes d'énergie de la batterie et une dissipation de chaleur du système plus faibles; c) aucun fusible de protection contre les court- circuits n'est nécessaire car un tel système est générale- ment utilisé avec des systèmes de protection en polymère ou en céramique à coefficient de température positif. Ceci abaisse encore les pertes d'énergie ainsi que le nombre des composants et le coût global du module de batterie; d) le bilame présente l'action d'un fusible réutilisable; e) un nouveau MOSFET qui a une résistance de conduction très faible et une résistance de blocage voisine d'une valeur infinie dans le sens direct et une impédance de blocage définie dans le sens inverse; f) les régulateurs shunts Sll, S22 sont utilisés pour équilibrer la charge à des niveaux de tension élevés et bas et pour éviter les surcharges; g) le bilame 2 a une résistance de conduction plus faible que les dispositifs de protection à coeffi- cient de température positif; la dérive de la résistance au cours du temps est également améliorée; h) l'élément à bilame proposé a une résistance Rb à travers laquelle un courant de chauffage peut être appliqué de manière à ouvrir le trajet du courant princi- pal de batterie; i) la protection électronique détecte les paramètres de sécurité de fonctionnement du circuit intégré (température, courants excessifs et tension de la batterie); lorsqu'une telle situation est détectée, il provoque le passage à travers la résistance Rb d'un courant de manière à interrompre le passage du courant de batterie; j) ce système de protection peut évoluer vers une seule unité de protection qui comprend des composants mécanique et électronique. En ce qui concerne la mémoire d'état de charge et le dispositif d'affichage facultatif de l'état de charge tel que celui représenté à la figure 7, il est également applicable à un module de batterie 60 de faible prix de revient avec des éléments de nature chimique quelconque; k) la mémoire non-volatile est incorporée au module de batterie et utilisée pour stocker des paramètres de batterie, des données d'état de charge et des données correspondantes de mesure de temps, de date, de tension de courant et de température; 1) le module d'affichage à diode électrolumines- cente comporte un circuit électronique correspondant pour lire les données et la table d'état de charge de la mémoire non volatile, effectuer des lectures de tension corrigées en température en vue d'un affichage au moyen d'une unité à LED à trois ou quatre niveaux lorsqu'une requête est faite en enfonçant le commutateur 48 de la figure 5. Les mesures de charge de précision sont réali- sées par l'application chaque fois que le module de batterie est connecté à l'application, puis inscrites régulièrement dans la mémoire non volatile; m) la tension d'alimentation et la mémoire non volatile dans le module de batterie peuvent être partagées avec le capteur de température. Ceci évite une consommaa- tion de courant à partir des éléments et assure des niveaux d'interfaçage à tension correcte entre la mémoire non volatile et le microprocesseur 62 de mesure de charge de l'application. Pendant les mesures de température, la mémoire non volatile est placée dans son état de coupure d'alimentation. Son courant consommé, par exemple de l'ordre de quelques micro-ampères est suffisamment faible pour ne pas affecter la précision de mesure de températu- re; n) le module de batterie 60 devient d'un faible prix de revient en raison de la faible complexité de ses circuits. Les fonctions de mesure de charge sont réalisées par l'application. REVENDICATIONS 1. Transistor à effet de champ de type MOSFET, caractérisé en ce qu'il comprend sur un substrat (11), une couche épitaxiale (12) d'un premier type et d'un premier niveau de conductivité et dans laquelle sont formées une région de grille (14) d'un second type et d'un second niveau de conductivité et une région de drain (18) du premier type et d'un troisième niveau de conductivité, une région de source (16) du premier type et de même niveau de conductivité que celui de la région de drain (18) étant formée dans la région de grille (14) et en ce qu'une diode (Dn) est formée par le trajet région de drain - couche épitaxiale - région d'arrière-grille avec une impédance définie dans le sens source- drain lorsque le transistor est bloqué. 2. Transistor à effet de champ suivant la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte en outre une résistance (Rn) entre la source (16) et l'arrière- grille (14). 3. Transistor à effet de champ suivant la revendication 2, caractérisé en ce que la résistance (Rn) est formée dans la région d'arrière-grille (14) et la région épitaxiale (12) ou par une résistance extérieure connectée entre la source et l'arrière-grille. 4. Transistor à effet de champ suivant les revendications 2 et 3, caractérisé en ce qu'il comporte des caractéristiques de faible résistance de conduction dans sa région de fonctionnement en triode, et une résis- tance de blocage de valeur ohmique voisine de l'infini dans le sens du passage du courant du drain vers la source, et une impédance déterminée par la diode (Dn) et la résistance (Rn) dans le sens inverse de blocage source- drain. 5. Transistor à effet de champ suivant l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que la région de la couche épitaxiale (12) est une région de type n- obtenue par croissance épitaxiale, la région de grille (14) est une région de type p. la région de source (16) est une région de type n+ et la région de drain (18) est une région de type n+. 6. Transistor à effet de champ suivant l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'il constitue un organe de commutation de très faible résistance de conduc- tion et d'impédance d'état bloqué dans un sens voisine d'une valeur ohmique infinie et d'impédance définie d'état bloqué dans le sens inverse. 7. Dispositif de protection d'éléments rechar- geables, caractérisé en ce qu'il comporte connectés en parallèle sur chacun des éléments (I,II), des régulateurs shunts (Sll, Rll, S21, R21) correspondants reliés en série entre eux et dont les électrodes de commande sont connec- tées à des réseaux de résistances qui représentent des tensions des éléments applicables à des comparateurs (Cll, C12, C21, C22) respectifs des tensions de seuil (Vthll, Vthl2, Vth21, Vth22)inférieure et supérieure des éléments avec une tension de référence délivrée par une source de tension de référence (Vref), un organe de commutation (4) suivant la revendication 6, à faible résistance de conduc- tion et à impédance d'état bloqué dans un sens voisin d'une valeur ohmique voisine de l'infini et une impédance définie à l'état bloqué dans l'autre sens, connecté entre la borne la plus négative de l'ensemble d'éléments (II) en série et la borne négative (Vbat-) du dispositif de protection et des moyens de commande de l'organe de commutation à partir des signaux de sortie des compara- teurs (Cll, C12, C21, C22) pour modifier l'état dudit organe de commutation (4) en vue de réguler l'état de charge et de décharge des éléments (I,II). 8. Dispositif de protection suivant la revendi- cation 7, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un moyen de commande de tension grille-source constante donnant au transistor MOSFET (4) une caractéristique de résistance permettant de l'utiliser comme élément de détection de courant dans des systèmes de mesure d'état de charge. 9. Dispositif de protection suivant la revendi- cation 7, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un élément de protection thermique (2) connecté entre la borne positive (Vbat+) du dispositif et la borne positive de l'ensemble d'éléments (I,II). 10. Dispositif de protection suivant la revendi- cation 9, caractérisé en ce que le dispositif de protec- tion thermique est un bilame. 11. Dispositif de protection suivant la revendi- cation 9, caractérisé en ce que le dispositif de protec- tion thermique est un dispositif à thermistance à coeffi- cient de température positif en polymère ou en céramique. 12. Dispositif de protection suivant l'une des revendications 7 à 11, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circuit logique (20,22,24,26,28,30) de sélection d'équilibrage de charge à tension faible et élevée utili- sant les signaux de sortie des comparateurs (Cll, C12, C21, C22), commandés de façon logique pour commander les électrodes de commande des régulateurs shunts (Sll, S21). 13. Dispositif de protection suivant l'une des revendications 7 à 11, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circuit (10) de protection électronique connecté aux bornes d'alimentation (Vbat+, Vbat-) du dispositif. 14. Dispositif de protection suivant l'une des revendications 7 à 13, caractérisé en ce qu'il comporte en outre une mémoire non-volatile (40) de stockage des données d'heure et de date correspondant à l'état de charge des éléments (I,II), et d'autres paramètres des éléments (I,II) relatifs à la technologie des éléments et aux caractéristiques de charge et de décharge, ladite mémoire (40) étant connectée à un capteur de température (42), ladite mémoire (40) et ledit capteur de température (42) étant alimentés en tension par une source commune (Vcc) extérieure au dispositif. 15. Dispositif de protection suivant la revendi- cation 13, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un dispositif (46) d'affichage de l'état de charge d'après les données contenues dans la mémoire (40) sous la com- mande d'un interrupteur (48) d'état de charge. 16. Dispositif de protection suivant la revendi- cation 15, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de mesure de tension et de température et un circuit à constante de temps élevée pouvant être remis à zéro comparable dans le temps avec le temps de réglage du potentiel d'oxydo-réduction, qui peut afficher le dernier état de charge inscrit dans la mémoire (40) par une application, ou après le recyclage de la période d'oxydo- réduction, un état de charge correspondant à la tension et à la température lue lorsque le commutateur de charge de l'ensemble de batterie est actionné. 17. Dispositif de protection suivant l'une quelconque des revendications 1 à 16, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens automatiques de commande de charge permettant de charger le module de batterie avec un chargeur commun pour éléments au NiCd ou NiMH. 18. Module de batterie (60), caractérisé en ce qu'il comprend un ensemble d'éléments (I,II) de nature chimique donnée, un détecteur de température (42), un dispositif de protection contre les températures trop élevées, une mémoire non-volatile (40) utilisée pour le stockage de données nécessaires pour indiquer l'état de charge de l'ensemble d'éléments (I,II), un système (62) de gestion de batterie à microprocesseur en liaison avec la mémolire non volatile (40), ledit système de gestion faisant partie d'une application destinée à être connectée au module de batterie.