FR 2726921 A1 19960515 FR 9413696 A 19941116 L'invention concerne l'ajustage automatique de certains paramè- tres électriques d'un dispositif électronique, notamment d'un dispositif médical implantable actif tel qu'un stimulateur ou défibrillateur car- diaque. À cet égard, bien que dans la suite de la description on fasse princi- palement référence au cas d'un stimulateur cardiaque, l'invention est applicable de façon générale à une très grande variété de dispositifs électroniques. Elle l'est avantageusement, mais de façon non limitative, aux "dispositifs médicaux implantables actifs" tels que définis par la di- rective 90/385/CEE du 20 juin 1990 du Conseil des communautés euro- péennes. L'invention s'applique tout particulièrement à l'ajustage automati- que de paramètres électriques de circuits intégrés sur une puce monoli- thique de composant. En effet, la complexité croissante des dispositifs implantables et les contraintes de miniaturisation rendent indispensa- ble l'utilisation d'un ou plusieurs circuits intégrés. Mais les paramètres technologiques de la fabrication de ces circuits peuvent introduire des dispersions dans les caractéristiques des composants d'un lot de pro- duction à un autre ou même d'un circuit à un autre, avec une disper- sion corrélative des paramètres électriques des circuits du stimulateur. Il en est ainsi des fréquences d'horloge des divers oscillateurs du stimulateur, par exemple l'oscillateur qui définit la cadence maximale limite de stimulation, ou l'oscillateur de pilotage du microprocesseur. Comme autres paramètres électriques sujets à de telles disper- sions, on trouve également les caractéristiques fréquentielles (principa- lement la fréquence de coupure), notamment des divers filtres impli- qués dans la détection de l'activité cardiaque, qu'il s'agisse de filtres passifs ou actifs. L'ajustage de ces divers paramètres implique l'ajustage de la va- leur de composants du circuit. Une première série de techniques employées à cet effet consiste à prévoir des composants passifs extérieurs à la puce, par exemple des éléments résistifs, ajustés par enlèvement de matière au moyen d'un laser ou d'une sableuse. Cette manière de procéder présente comme in- convénients majeurs l'encombrement, la limitation du type de compo- sant ajustable (essentiellement des résistances) et le caractère définitif de l'ajustage (donc l'impossibilité de corriger une éventuelle dérive dans le temps du paramètre qui aura été ajusté). Lorsqu'il s'agit de composants situés sur la puce, on peut prévoir un ajustage par bonding sélectif d'une échelle de composants affectés de valeurs de poids décroissants. Cette technique est cependant déli- cate à industrialiser, nécessite un nombre important de plages de con- tact et consomme donc une surface importante de puce; elle est en outre, comme la précédente, définitive. Il en est de même de la technique de commutation dite Zener zap- ping, qui présente les mêmes inconvénients d'irréversibilité. Une seconde série de techniques consiste à réaliser l'ajustage auto- matique des paramètres par voie logicielle, en conservant les valeurs de consigne dans une mémoire électronique utilisée pour corriger les paramètres électriques des circuits sujets à dispersion. Ces techniques, malgré leur avantage de permettre une modification ultérieure de l'ajustage, présentent cependant les inconvénients d'accroissement no- table de la complexité de conception du circuit et de sensibilité aux baisses d'alimentation (mémoires RAM) et aux effets des radiations qu'elles peuvent recevoir (mémoires RAM ou E2PROM). L'un des buts de l'invention est de remédier à ces divers inconvé- nients en proposant un procédé et un dispositif permettant un ajustage des paramètres électriques d'un dispositif électronique, notamment d'un dispositif médical implantable actif, ajustage qui soit opéré direc- tement sur des composants et de façon à la fois automatique et réver- sible. Plus précisément, comme on l'exposera par la suite, l'ajustage au- tomatique selon l'invention présente les avantages suivants, qui n'a- vaient jamais pu être rassemblés jusqu'à présent par les techniques connues: - le dispositif d'ajustage est complètement intégré à la puce, ce qui contribue à un encombrement minimal et une utilisation maximale de la surface de celle-ci; - cette mise en oeuvre n'entraîne pas d'accroissement sensible de la consommation, paramètre toujours important dans le cas des dis- positifs implantables actifs, o il est nécessaire de préserver la durée de vie de la pile par tous les moyens possibles; - l'automaticité de l'ajustage assure une très grande fiabilité et une très grande stabilité dans le temps, un contrôle étant possible à tout moment de la vie du dispositif implantable; - l'ajustage peut prendre en compte non seulement les dispersions intrinsèques aux composants du circuit, mais également celles ré- sultant de l'environnement dans lequel celui-ci fonctionne (notam- ment les conditions de température); - l'ajustage peut être facilement inhibé par télémétrie, par exemple à des fins de test ou de caractérisation, et être restauré par la suite: comme on le verra, il est possible, par exemple lors d'une repro- grammation totale du dispositif implantable, de désactiver et réac- tiver à la demande l'auto-ajustage au moyen du programmateur. On verra également que l'ajustage automatique selon l'invention peut s'appliquer aussi bien à des fréquences d'horloge d'oscillateur qu'à des bandes passantes de filtres avec, dans l'un et l'autre cas, des cir- cuits respectifs comportant un très grand nombre de composants sem- blables en commun, simplifiant d'autant la conception d'ensemble de la puce du dispositif implantable. À cet effet, l'invention propose un procédé comportant les étapes consistant à: a) produire une oscillation entretenue dont la période est fonction de la valeur d'un composant ajustable par commutation sélec- tive d'une pluralité de composants additionnels, ledit paramètre élec- trique à ajuster étant lui-même fonction de la valeur de ce composant ajustable et l'état des commutations des composants additionnels étant déterminé par une valeur numérique conservée dans un registre de mémoire; b) mesurer le rapport entre la période produite à l'étape (a) et une période de référence de valeur fixe connue; c) déterminer l'écart entre le rapport mesuré à l'étape (b) et une valeur de consigne prédé- terminée; d) modifier la valeur numérique conservée dans le registre jusqu'à trouver une valeur minimisant l'écart déterminé à l'étape (c); et e) verrouiller le registre sur la valeur numérique finale obtenue à l'é- tape (d). De préférence, à l'étape (b), la détermination dudit rapport est effectuée par comptage du nombre de périodes de l'oscillation produite à l'étape (a) pendant la durée d'une période de référence ou, inverse- ment, par comptage du nombre de périodes de référence pendant la durée d'une période de l'oscillation produite à l'étape (a); et, à l'étape (c), la détermination dudit écart est effectuée par comparaison du nom- bre ainsi compté avec la valeur de consigne. De préférence également, à l'étape (d), ladite valeur numérique est modifiée par incrémentation ou par décrémentation à partir d'une va- leur minimale ou maximale, respectivement, et la minimisation dudit écart est considérée comme atteinte lorsqu'un incrément supplémen- taire de la valeur numérique provoque un changement de signe de cet écart. Dans une première forme de mise en oeuvre du procédé, ledit para- mètre électrique à ajuster est une fréquence d'horloge et l'oscillation produite à l'étape (a) est l'oscillation de cette horloge. Dans une seconde forme de mise en oeuvre du procédé, ledit para- mètre à ajuster est une fréquence de coupure de filtre et l'oscillation produite à l'étape (a) est une oscillation produite soit en commutant le composant ajustable dans un circuit oscillant pendant la durée de la phase d'ajustage, soit en comnmutant un composant apparié au compo- sant ajustable à ajuster et appartenant à un circuit oscillant distinct du filtre à ajuster. Avantageusement, la valeur numérique du registre de mémoire peut être forcée à une valeur de sécurité prédéterminée sur commande interne ou externe du dispositif. L'invention concerne également un dispositif électronique, notam- ment un dispositif médical implantable actif, mettant en oeuvre les dif- férents aspects du procédé ci-dessus. En particulier, l'invention permet d'intégrer sur une même puce monolithique le composant ajustable avec ses composants additionnels et ses moyens de commutation sélec- tive associés, le registre de mémoire, les moyens de mesure du rapport entre périodes, les moyens déterminateurs d'écart et les moyens modificateurs de la valeur numérique. 0 D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée ci-dessous de deux modes de réa- lisation détaillés de l'invention, faite en référence aux dessins annexés. La figure 1 est un schéma par blocs illustrant un circuit d'ajustage automatique d'une fréquence d'oscillateur selon l'invention. La figure 2 est un schéma par blocs illustrant un circuit d'ajustage automatique de la fréquence de coupure d'un filtre du premier ordre se- lon l'invention. La figure 3 illustre le signal oscillatoire produit par le circuit de la figure 2 pendant la phase d'ajustage du filtre. La figure 1 illustre l'exemple d'un oscillateur RC intégré dont on souhaite ajuster la fréquence. Le principe de base consiste à comparer la fréquence de l'oscilla- teur à une fréquence de référence, qui est celle d'un oscillateur à quartz présent dans le dispositif implantable. Selon les cas, la fréquence à ajuster peut être inférieure ou supéri- eure à celle de l'oscillateur de référence à quartz. Le premier cas, o la fréquence de l'oscillateur à ajuster est inféri- eure à celle de l'oscillateur à quartz, est par exemple celui de l'oscilla- teur qui définit la limite supérieure du rythme cardiaque (générale- ment d'environ 190 coups par minute), déterminée par un oscillateur de 1 kHz alors que la fréquence de l'oscillateur à quartz est de 32 kHz. Dans ce cas, on compare la période de l'oscillateur à ajuster à un nombre prédéfini de périodes de l'oscillateur de référence. On compte le nombre de périodes (ou le nombre de transitions) de l'oscillateur de référence contenues dans une période, ou un multiple d'une période, de l'oscillateur à ajuster, on compare ce nombre à une valeur de consigne et on ajuste par itérations successives un composant du circuit de ma- nière à réduire au minimum l'écart entre le nombre compté et la valeur de consigne. Le second cas, o la fréquence de l'oscillateur à ajuster est supéri- eure à celle de l'oscillateur à quartz, correspond par exemple à celui de l'oscillateur du microprocesseur, généralement de 500 kHz alors que l'oscillateur à quartz n'a qu'une fréquence de 32 kHz. Dans ce dernier cas on procède de façon inverse, c'est-à-dire que l'on compte le nombre de périodes (ou de transitions) de l'oscillateur à ajuster contenues dans une période, ou un multiple d'une période, de l'oscillateur de référence, l'ajustage étant ensuite réalisé de la même manière. L'ajustage de la fréquence de fonctionnement d'un oscillateur RC peut être obtenue de diverses manières. Dans l'exemple qui va suivre, ceci est réalisé par ajustage de la capacité, de la manière que l'on exposera en détail. Cette possibilité n'est cependant pas la seule, et d'autres mises en oeuvre équivalentes sont envisageables, notamment l'ajustage de la résistance (bien que cette manière de procéder soit plus délicate du fait de la résistance propre Ron des transistors de commutation) ou encore la commutation de sources de courant, la capacité de l'oscillateur étant alors chargée à courant constant. Plus précisément, on a représenté en 1 l'oscillateur de référence, qui est piloté par un quartz 2, dont on pourra considérer que la fré- quence est parfaitement stable. Cet oscillateur produit un signal de ré- férence CKI L'oscillateur RC est réalisé autour d'une bascule (trigger) 3, avec un élément résistif 4, fixe dans cet exemple, monté entre son entrée et sa sortie, et un condensateur 5 monté entre son entrée et la source de potentiel VDD. Le signal résultant, dont la fréquence sera à ajuster, a été désigné SOSC. Pour réaliser cet ajustement, on prévoit une échelle de capacités d'ajustement supplémentaires 6 qui peuvent être sélectivement et sé- parément commutées en parallèle sur la capacité principale 5 au moyen de commutateurs statiques 7, par exemple des MOS commandés chacun par un signal de tension appliqué sur l'une des lignes corres- pondantes d'un bus 5, qui est un bus de cinq bits correspondant aux cinq capacités qu'il est possible de commuter. Les capacités 6 sont dans des rapports 1/2, 1/4, 1/8 et 1/16 par rap- port à la capacité de plus forte valeur, de manière à permettre un ajus- tement par choix d'une parmi seize combinaisons possibles par pas de capacité constants. Les signaux du bus 8 assurant la commande des commutateurs 7 proviennent d'un registre 9 qui comporte une entrée RAZ de remise à zéro initiale, une entrée SECU de forçage d'un code de sécurité sur cinq bits et une entrée DOSC représentant un code d'ajustage. Ce code d'ajustage DOSC ("données oscillateur") est un code sur cinq bits engendré par un circuit 10 permettant de générer successive- ment tous les codes de cinq bits possibles, du plus bas au plus haut. Ce circuit 10 est commandé par un compteur 11 recevant d'une part la fréquence de référence CK et d'autre part la fréquence à ajuster SOSC; ce compteur 11 peut être réinitialisé par une impulsion INIT et rendu actif par un signal AJUST appliqué pendant toute la durée de l'opération d'auto-ajustage. Comme, dans le présent exemple, la fréquence de l'oscillateur à ajuster est supérieure à celle de l'oscillateur à quartz, le compteur 11 compte le nombre de périodes de l'oscillateur à quartz CK contenu dans une période de l'oscillateur à ajuster SOSC. Le nombre ainsi déterminé, qui est un mot de cinq bits, est appliqué sur l'une des entrées d'un comparateur 12 dont l'autre entrée reçoit la valeur de consigne NPC (nombre de périodes à compter). On va maintenant exposer la manière dont l'auto-ajustage est mis en oeuvre dans ce circuit. L'opération commence par une remise à zéro du registre 9 (RAZ = 1'), qui fait généralement suite à une initialisation complète du dispo- sitif implantable, demandée au moyen d'un programmateur par liaison télémétrique. Le dispositif implantable est alors en mode de "veille", de manière à garantir que l'auto-ajustage s'effectue toujours dans des conditions normales, avec l'oscillateur à quartz opérationnel et tous les autres paramètres électriques à leur valeur nominale. Dans ce mode, le système force automatiquement la valeur du registre 9 à un code d'ajustage de sécurité (valeur SECU), ce qui assure au dispositif une fréquence de fonctionnement "moyenne", imprécise mais satisfaisante pour assurer une sécurité minimale. On commande alors le dispositif implantable pour passer du mode "veille" au mode "nominal". On commence alors l'opération d'ajustage, en positionnant à '1' le code AJUST, ce qui rend opérationnel le compteur 11 et donc égale- ment le comparateur 12 et le générateur de codes d'ajustage 10 situé en aval de ce dernier. Le générateur 10 applique alors la première valeur possible du code DOSC, par exemple la valeur '11111' correspondant à la fermeture de tous les commutateurs 7. Le circuit va alors osciller à sa fréquence la plus basse. Sur un front montant de l'oscillateur de référence (signal CK), on initialise le compteur par une impulsion INIT = '1' de courte durée. puis on procède au comptage proprement dit du nombre de périodes de l'oscillateur à ajuster (nombre de périodes du signal SOSC). Sur le front montant suivant de CK, le comptage cesse et le compa- rateur 12 confronte le contenu du compteur 11 à la valeur de consigne NPC. Si le nombre de périodes comptées est inférieur à la valeur de con- signe, on commande le générateur 10 de manière qu'il décrémente d'une unité la valeur du code d'ajustage DOSC (qui passe par exemple à '11110') et on répète le cycle: sur le front montant suivant de CK, on initialise le compteur 11, on compte de nombre des périodes du signal SOSC, etc. Lorsque le nombre de périodes comptées devient supérieur ou égal à la valeur de consigne NPC, ceci signifie que l'on a atteint l'optimum, c'est-à-dire l'écart minimal entre le nombre de périodes réel et le nom- bre de périodes de consigne. On considère alors que l'oscillateur est ajusté au mieux et l'on désactive l'auto-ajustage (AJUST = '0'). Le dispositifimplantable peut alors fonctionner, en mode nominal, avec l'oscillateur ajusté sur la dernière valeur du mot d'ajustage DOSC, valeur qui reste mémorisée dans le registre 9. On notera qu'en cas d'incident la valeur du registre 9 sera automa- tiquement forcée à la valeur de sécurité SECU permettant au dispositif implantable de fonctionner convenablement, bien que de façon non optimale, en toutes circonstances. Le tableau I donne un exemple de paramètres électriques obtenus avec un circuit du type de celui de la figure 1, réalisé conformément aux enseignements de l'invention. Tableau I Fréquence nominale de l'oscillateur RC (Fosc). ........ 500 kHz Dispersion-type Foc avant ajustage. ..... 303 kHz ........ 30 Erreur d'échantillonnage: au maximum 1 période sur 30. .... DTD: tion, qui est ici un filtre continu RC du premier ordre. Dans ce circuit, on introduit temporairement le filtre dans un cir- cuit oscillant, on ajuste la fréquence de ce dernier de la même manière que pour le mode de réalisation précédent (par commutation de capaci- tés), puis on restitue le circuit RC à sa fonction de filtre une fois l'ajus- tement réalisé. Cette manière de procéder n'est cependant pas la seule possible, et l'on pourrait par exemple envisager de dupliquer tous les composants capacitifs du filtre, une série de composants constituant le filtre pro- prement dit et l'autre série servant à faire osciller un circuit RC dis- tinct, fonctionnant de façon permanente. En effet, dans le domaine de la microélectronique, en présence de deux éléments (tels que des capa- cités) définis de la même façon à proximité les uns des autres, on cons- tate un excellent appariement de sorte que, si l'on ajuste l'oscillateur par une combinaison appropriée de capacités commutées, on peut estimer que la capacité obtenue sur le filtre par la même combinaison de commutations sera pratiquement identique. En variante, au lieu de procéder à cette duplication pour la totalité des séries de capacités, on peut prévoir de réaliser une série étalon de capacités commune à tous les filtres utilisant les mêmes valeurs de composants, et servant à piloter un oscillateur RC; l'ajustage de l'oscil- lateur étalon permet d'obtenir ainsi l'ajustage de tous les filtres asso- ciés en appliquant à tous les circuits la même combinaison de commu- tations de capacités. Le circuit de la figure 2 correspond au cas o l'on introduit tempo- rairement le filtre dans un circuit oscillant. Un certain nombre d'élé- ments étant communs aux circuits des figures 1 et 2, ils seront dès lors affectés des mêmes références numériques; dans la mesure o ces élé- ments fonctionnent de façon semblable, ils ne seront pas décrits plus en détail et l'on pourra se référer à la description qui en a été déjà donnée plus haut. Ainsi, le filtre RC comporte un élément résistif fixe 4, une capacité , également fixe, et une série de capacités commutables d'ajustement 6, par exemple au nombre de trois, commutables sélectivement et sépa- rément par des commutateurs statiques 7 en fonction d'un mot de trois bits appliqué sur un bus 8 et provenant d'un registre 9. Ce filtre RC constitué des éléments 4, 5 et 6 est relié à une entrée EFIL et à une sortie SFIL. Pour ajuster ce filtre, on l'utilise temporairement pour déterminer la fréquence d'un oscillateur, fréquence que l'on ajustera de la même manière que pour l'oscillateur proprement dit de la figure 1, au moyen des éléments 7, 8, 9, 10, 11 et 12 qui jouent le même rôle que dans le cas de la figure 1. Pour réaliser cette commutation temporaire, on prévoir un commu- tateur 13 qui sera fermé lorsque la commande d'ajustage AJUST sera appliquée. La fermeture de ce commutateur appliquera en entrée du compteur 11 le signal de sortie SOSC d'un oscillateur constitué d'un amplifica- teur opérationnel 14 dont une première entrée est reliée au point com- mun de la résistance 4 et des condensateurs 5 et 6 (point commun cor- lé respondant à la sortie de filtre SFIL) et dont la sortie est reliée à l'entrée du compteur 11 via un inverseur 15 et l'interrupteur 13. La sortie de l'amplificateur 14 commande également, via deux in- verseurs 16 montés en cascade, un commutateur 17 qui applique à la seconde entrée de l'amplificateur opérationnel 14 une tension de réfé- rence basse VL obtenue par exemple au moyen d'un pont diviseur for- mé de deux résistances 18 et 19 montées entre le potentiel positif d'ali- mentation VDD et le potentiel négatif d'alimentation VSS. La sortie de l'inverseur 15 commande par ailleurs, via deux inver- seurs 20 montés en cascade, un commutateur 21 permettant d'appli- quer à la seconde entrée de l'amplificateur opérationnel 14 une tension de référence haute VH, obtenue par exemple au moyen d'un pont divi- seur formé de deux résistances 22 et 23 montées entre VDD et VSS. On notera que les commandes des interrupteurs 17 et 21 étant toujours in- versées, ceux-ci ne seront jamais simultanément fermés. Avec cette configuration, le signal de sortie SFIL va donc alterner périodiquement entre le niveau haut VH et le niveau bas VL (comme illustré figure 3), les commutateurs 17 et 21 basculant à chaque fran- chissement du seuil VH ou VL et faisant passer le circuit RC d'un cycle * de charge à un cycle de décharge, ou inversement. Avec ce principe d'oscillateur, la période des oscillations est donnée par la relation suivante (R1, R2, R3 et R4 étant les valeurs des résis- tances 22, 23, 18 et 19, respectivement): Fosc = 1 / (RC Log [(R2/R1).(R3/R4)]), Cette période est donc indépendante des tensions VDD et VSS et ne dépend que de l'élément résistif 4, des éléments capacitifs 5 et 6 et des rapports des résistances 18, 19 et 22, 23, qui peuvent être très bien appariées dans une technologie de circuit intégré. On utilise ainsi les éléments résistif 4 et capacitifs 5, 6 du filtre pour contrôler un oscillateur (signal SOSC), dont l'ajustement sera réalisé de la même manière que dans le cas de la figure 1. La fréquence de coupure Fcoupure étant déterminée par la relation: Fcoupure = 1 / (2irRC), il vient: Fcoupure / Fosc = (Log [(R2/R1). (R3/R4)]) / (27) = constante L'ajustement de Fosc entraînera donc l'ajustement parfaitement homothtique de Fcoupure. Une fois l'ajustement obtenu, le signal AJUST est supprimé, ce qui a pour effet d'ouvrir le commutateur 13 et donc de restituer le circuit RC que l'on a ajusté à sa fonction normale de filtre, plus aucun autre signal n'étant appliqué en entrée de ce filtre que le signal à filtrer EFIL. Le tableau II donne un exemple de paramètres électriques obtenus avec un circuit du type de celui de la figure 2, réalisé conformément aux enseignements de l'invention. Tableau II Fréquence de coupure nominale (F coupure)........... 250 Hz coupure Dispersion-type Fcupure avant ajustage. .. 173 Hz .... 32 Erreur d'échantillonnage: au maximum 1 période sur 32. ..DTD: .. REVENDICATIONS 1. Un procédé d'ajustage d'un paramètre électrique d'un dispositif électronique, notamment d'un dispositif médical implantable actif tel qu'un stimulateur ou défibrillateur cardiaque, caractérisé par les étapes consistant à: a) produire une oscillation entretenue dont la période est fonction de la valeur d'un composant ajustable par commutation sélective d'une pluralité de composants additionnels, ledit paramètre électri- que à ajuster étant lui-même fonction de la valeur de ce composant ajustable et l'état des commutations des composants additionnels étant déterminé par une valeur numérique conservée dans un re- gistre de mémoire; b) mesurer le rapport entre la période produite à l'étape (a) et une pé- riode de référence de valeur fixe connue; c) déterminer l'écart entre le rapport mesuré à l'étape (b) et une va- leur de consigne prédéterminée; d) modifier la valeur numérique conservée dans le registre jusqu'à trouver une valeur minimisant l'écart déterminé à l'étape (c); et e) verrouiller le registre sur la valeur numérique finale obtenue à l'é- tape (d). 2. Le procédé de la revendication 1 dans lequel: à l'étape (b), la dé- termination dudit rapport est effectuée par comptage du nombre de pé- riodes de l'oscillation produite à l'étape (a) pendant la durée d'une pé- riode de référence ou, inversement, par comptage du nombre de pério- des de référence pendant la durée d'une période de l'oscillation produite à l'étape (a); et, à l'étape (c), la détermination dudit écart est effectuée par comparaison du nombre ainsi compté avec la valeur de consigne. 3. Le procédé de la revendication 2 dans lequel, à l'étape (d), ladite valeur numérique est modifiée par incrémentation ou par décrémenta- tion à partir d'une valeur minimale ou maximale, respectivement, et la minimisation dudit écart est considérée comme atteinte lorsqu'un in- crément supplémentaire de la valeur numérique provoque un change- ment de signe de cet écart. 4. Le procédé de la revendication 1 dans lequel ledit paramètre électrique à ajuster est une fréquence d'horloge et l'oscillation produite à l'étape (a) est l'oscillation de cette horloge. 5. Le procédé de la revendication 1 dans lequel ledit paramètre à ajuster est une fréquence de coupure de filtre et l'oscillation produite à l'étape (a) est une oscillation produite en commutant le composant ajustable dans un circuit oscillant pendant la durée de la phase d'ajus- tage. 6. Le procédé de la revendication 1 dans lequel ledit paramètre à ajuster est une fréquence de coupure de filtre et l'oscillation produite à l'étape (a) est une oscillation produite en commutant un composant ap- parié au composant ajustable à ajuster et appartenant à un circuit os- cillant distinct du filtre à ajuster. 7. Le procédé de la revendication 1 dans lequel la valeur numéri- que du registre de mémoire peut être forcée à une valeur de sécurité prédéterminée sur commande interne ou externe du dispositif implan- table. 8. Un dispositif électronique, notamment un dispositif médical im- plantable actif tel qu'un stimulateur ou défibrillateur cardiaque, avec au moins un paramètre électrique ajustable, caractérisé en ce qu'il comprend: - un circuit oscillateur (3-6; 4-6, 14-23) comprenant un composant ajustable (5, 6) déterminant sa période d'oscillation, ce composant comprenant une pluralité de composants additionnels (6) et des moyens (7, 8) de commutation sélective de ces composants addi- tionnels; - un registre de mémoire (9) conservant une valeur numérique dé- terminant l'état des commutations des composants additionnels; - des moyens (11) de mesure du rapport entre la période (SOSC) pro- duite par le circuit oscillateur et une période (CK) de référence de valeur fixe connue; - des moyens (12) pour déterminer l'écart entre le rapport mesuré par les moyens de mesure et une valeur de consigne prédéterminée (NPC); et - des moyens (10) pour modifier la valeur numérique conservée dans le registre jusqu'à trouver une valeur minimisant l'écart déterminé par les moyens déterminateurs d'écart. 9. Le dispositif de la revendication 8 dans lequel: les moyens (11) de mesure du rapport entre périodes comprennent un compteur du nombre de périodes du circuit oscillateur pendant la durée d'une pério- de de référence ou, inversement, du nombre de périodes de référence pendant la durée d'une période du circuit oscillateur; et les moyens (12) déterminateurs d'écart comprennent un comparateur du nombre ainsi compté avec la valeur de consigne. 10. Le dispositif de la revendication 9 dans lequel les moyens (10) modificateurs de la valeur numérique conservée dans le registre com- prennent un circuit d'incrémentation ou de décrémentation de ce regis- tre à partir d'une valeur minimale ou maximale, respectivement, cette incrémentation ou décrémentation étant arrêtée lorsqu'un incrément supplémentaire de la valeur numérique provoque un changement de signe dudit écart. 11. Le dispositif de la revendication 8 dans lequel ledit paramètre électrique à ajuster est une fréquence d'horloge et le circuit oscillateur est celui de cette horloge. 12. Le dispositif de la revendication 8 dans lequel ledit paramètre à ajuster est une fréquence de coupure de filtre et le circuit oscillateur est formé par commutation du composant ajustable du filtre dans ce circuit oscillateur pendant la durée de la phase d'ajustage. 13. Le dispositif de la revendication 8 dans lequel ledit paramètre à ajuster est une fréquence de coupure de filtre et le circuit oscillateur est distinct du filtre à ajuster et comporte un composant apparié au composant ajustable du filtre. 14. Le dispositif de la revendication 8 dans lequel la valeur numé- rique du registre de mémoire (9) peut être forcée à une valeur de sécu- rité prédéterminée (SECU) sur commande interne ou externe du dis- positif. 15. Le dispositif de la revendication 8 dans lequel le composant ajustable (5, 6) avec ses composants additionnels (6) et ses moyens (7) de commutation sélective associés, le registre de mémoire (9), les mo- yens (11) de mesure du rapport entre périodes, les moyens (12) déter- minateurs d'écart et les moyens (10) modificateurs de la valeur numéri- que sont des éléments intégrés sur une même puce monolithique.