FR 2722351 A1 19960112 FR 9408492 A 19940708 2722351' -f Le domaine de l'invention est celui des modulateurs de puissance, et plus particulièrement des modulateurs d'alimentation d'un amplificateur haute fréquence (HF). Plus précisément, l'invention concerne des modulateurs à largeur d'impulsion (dits de type MLI) permettant la modulation de l'alimentation d'un amplificateur HF afin d'y induire une modulation d'amplitude. Un autre domaine de l'invention est celui de la conversion d'énergie, domaine pour lequel une fréquence de découpage élevée est recherchée (>10MHz). Le modulateur MLI selon l'invention est bien adapté pour des applications tels le radar, les antennes actives, le sonar, les télécommunications à hauts débits, et bien d'autres, grâce à un temps de réponse très rapide du modulateur de l'invention. Il est connu de l'homme de l'art, des modulateurs des convertisseurs de puissance qui sont capables de travailler à des fréquences de découpage élevées. Ces modulateurs connus utilisent le principe de résonance pour obtenir des fréquences de découpage relativement hautes. Cependant, du fait de la résonance utilisée, ces modulateurs à découpage de type connu sont limités en fréquence maximale (> 1 MHz). Or, des fréquences de découpage plus élevées (5 à 10 MHz) sont avantageuses pour l'alimentation des amplificateurs HF dans des conditions qui prêtent à un rendement énergétique optimal. D'autre part du fait de la résonance, la fréquence de commutation des transistors est fonction de la tension d'entrée et des variations de charge. Ceci rend délicat et restrictif les applications en télécommunications o le spectre des différents signaux doit être connu. Une variation des raies parasites va entraîner un filtrage difficile de celles-ci et induire une puissance de bruit variable avec la fréquence de découpage. Le deuxième problème est que l'ensemble des réalisations actuelles utilise des composants de puissance et des techniques de report adaptées à des fréquences faibles (quelques dizaines de MHz) ce qui limite l'application pour des bandes élevées. Afin de pallier les inconvénients de l'art connu, l'invention propose un modulateur de puissance de type MLI qui ne comporte pas d'élément résonnant. Selon une variante, ledit modulateur comporte le moins possible d'éléments présentant un caractère résonant. Selon une caractéristique avantageuse, le modulateur de l'invention est câblé sur un circuit imprimé double face sur un substrat polyimide. Selon une autre caractéristique, les boucles o existent des commutations de courant sont minimisées. Selon une autre caractéristique, les composants utilisés pour la réalisation du modulateur selon l'invention sont du type CMS (composants montage en surface). Selon une autre caractéristique préférée, les longueurs électriques qui composent le circuit sont minimisées. Selon une réalisation préférée, le modulateur MLI de l'invention comprend un circuit de puissance et un premier circuit de commande relié à la sortie dudit circuit de puissance, ainsi qu'un deuxième circuit de commande relié à la grille d'un transistor de puissance faisant parti dudit circuit de puissance. Selon une autre caractéristique, des transistors de puissance et de commutation sont isolés les uns des autres, dans leur implantation sur un circuit imprimé, par des aires de métallisation sur ledit circuit. Selon une réalisation particulière, ledit circuit de puissance comporte une pluralité de n transistors de puissance (Q10, Q20,... QnO), chaque transistor de puissance étant piloté par un signal de commande fourni par un circuit de commande spécifique à une fréquence respective (F1, F2,... Fn), lesdites fréquences étant de même amplitude mais de phase différentes, de manière à satisfaire la relation. Fi+ = F ±, i=i....n 1, n ce qui a pour résultat une fréquence de découpage Fn+1 = nF1. Selon une variante de cette dernière réalisation, on choisit n= 2, de manière à satisfaire la relation F2 = F + - FF3 =2F1 2F2 ce qui a pour résultat un doublage de la fréquence de découpage Fn+1. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de la description détaillée qui suit, avec ses figures annexées dont: - la figure 1 montre schématiquement un exemple d'un circuit d'un modulateur selon l'invention; - la figure 2 montre schématiquement un circuit "lbootstrap" connu, tel qu'utilisé dans le circuit de la figure 1; - la figure 3 montre schématiquement selon une caractéristique de l'invention, l'implantation des composants de puissance et de commutation isolés les uns des autres par une métallisation sur un circuit imprimé; - la figure 4 montre schématiquement une autre implantation de composants selon une caractéristique de l'invention qui sont isolés par une métallisation sur le circuit imprimé; - la figure 5 montre une variante d'une partie d'un circuit de modulateur selon l'invention qui permet de doubler la fréquence de découpage; - la figure 6 montre schématiquement en graphique temporelle le doublage de fréquence par le circuit de la figure 5. Les dessins sont donnés à titre d'exemples non limitatifs pour illustrer les principes de l'invention et quelques unes de ces variantes. Les mêmes repères désignent les mêmes éléments sur toutes les figures. La figure 1 montre un exemple d'un circuit de modulateur à découpage selon l'invention. D'abord on décrit le circuit par ces différentes parties fonctionnelles. Le transistor de puissance Q1 va moduler la puissance électrique fournie par le bus, sous la commande d'un circuit "bootstrap" connu dont le fonctionnement est ordonné par un premier signal de commande externe CDM1 appliqué à un premier circuit de commande. La sortie du circuit modulateur est découpée par un circuit de commutation sous la commande générée par l'application d'un deuxième signal de commande externe CDM2 appliqué à un deuxième circuit de commande Les transistors MOSFET utilisés étant de type canal N. la tension Gate-Source (Vgs) doit être >V.seuil de conduction du transistor pour faire conduire celui-ci. La tension de seuil de conduction est de l'ordre de 2V à 3V. Le blocage du transistor s'effectue en mettant Vgs 4 2722351 Lorsque le transistor Q1 est conducteur, celui-ci voit monter son potentiel de source à la tension V.bus. Sa tension Gate doit alors se trouver à V.bus + cV.Seuil (oa2). La solution retenue pour effectuer cette commutation est donc d'utiliser un circuit élévateur de tension-montage Boostrapp sur le circuit de Gate du MOSFET. La figure 2 illustre un circuit connu de type "boostrap" afin d'aider à la compréhension de son principe de fonctionnement dans le circuit de la figure 1; Pour S2 et Q2 saturé, la diode D conduit et la capacité réservoir C se charge à + 10V. S2 conducteur impose 0 V en VGS de Q1 et bloque celui-ci. L'état est stable, Q1 ouvert et Q2 conducteur. Pour S2 et Q2 ouverts, et Si conducteur, la capacité C se trouve alors en parallèle avec la jonction Gate-source de Q1, chargeant celle-ci positivement et rendant ainsi Q1 conducteur. Le potentiel de source de Q1 monte alors à la tension BUS. Cette montée de tension, transmise par C, va alors bloquer la diode D. Le potentiel de cathode monte alors à Vbus + 10 V. L'état est stable, Q1 saturé, Q2 bloqué. La capacité c doit être > 10 X Cgs pour ne pas perdre sa charge lors des commutations. La diode D doit avoir un temps de recouvrement très faible pour ne pas influencer la montée du potentiel de source de Q1. Les interrupteurs Si et S2 sont les transistors Q3 et Q4 à temps de montée rapide. Ces transistors sont pilotés par le transistor Q5 qui voit son collecteur monter à Vbus + 10 V. Afin de bénéficier du maximum possible de tension inverse sur Q5, celui-ci est bloqué en négatif par le transfert capacitif de Ci lorsque le signal de commande CMD tombe à zéro. Les réseaux Rc, Cc et Rg servent d'amortisseurs sur les oscillations prenant naissance aux bornes des MOSFETS lors des commutations. Ces oscillations sont dues aux 2722351 éléments parasites L, C des boîtiers et des liaisons du circuit imprimé. Les filtres d'entrée Bus (t1) et d'alimentation + 10 V (t2) sont constitués de plusieurs capacités en parallèle afin de bénéficier d'un filtrage sur une bande de fréquence la plus large possible. Un mode de réalisation préféré de l'invention selon le schéma de la figure 1 sera maintenant décrit selon les performances souhaitées pour les différents composants du circuit avec des références des composants disponibles dans le commerce. Les composants doivent tenir compte des impératifs de courant, tension, vitesse de commutation nécessités par cette application. Ces contraintes sont: - Tension de sortie jusqu'à 28 V. - Tension d'entrée BUS jusqu'à 40 V. - Courant de sortie > 1A. - Fréquence de découpage jusqu'à 10 MHz. Lié à la haute tension d'entrée BUS, le choix du transistor de puissance s'oriente vers une technologie MOSFET. De plus, dans cette technologie, existe un choix plus grand de transistors non adaptés en impédance. De plus, la stabilité des MOFSETS est connue meilleure que sur les bipolaires ce qui, dans notre application fort signal, est un facteur important. Pour une comparaison de rendement, les bipolaires présentent un Vce sat de l'ordre de 1,5v, alors que le RDSon des MOSFETS RF set de l'ordre de 1 à 2 Q. Ceci montre que pour un courant comparable. Du fait de la commande fort signal, le choix doit se porter sur les transistors MOSFETS présentant le minimum de capacité Cgs et Cds. Ceci afin de minimiser l'énergie de commande et d'assurer une commutation rapide sur une large gamme de charge. 6 2722351 Les transistors sélectionnés et leurs principales caractéristiques sont montrés ci-dessous: TYPE FABRICANT CARACTERISTIQUES VDS(V) ID(A) CO(pF) MRF 175 LU MOTOROLA 65 13 200 DU 2810S-N MACOM 65 2.8 10 BLUF 145 PHILIPS 65 6 75 BLF 346 PHILIPS 65 13 180 Le transistor présentant les caractéristiques les meilleures est le DU 2810S-N de chez MACOM, suivi du BLF 145 de chez PHILIPS. Ces deux transistors présentent en outre l'avantage d'exister avec le même boîtier et la même allocation des broches. Les transistors bipolaires servent à la commande des MOSFETS. Ils doivent aussi répondre aux critères de tenue en tensions, courants et rapidité de commutation qu'impose le montage. Les caractéristiques des transistors bipolaires retenus sont les suivantes: TYPE CARACTERISTIQUES Vceo B VcBo Ic Ft 2N3866 (NPN) 30 V 55 V 0.4 A 800 MHz 2N5160 (PNP) 40 V 60 V 0,4 A 900 MHz Le montage devra utiliser ces transistors dans leurs caractéristiques Bvcbo afin de bénéficier des fortes tenues en tension offertes. Le blocage de la jonction base-émetteur devra alors se faire en tension négative pour les NPN et positive pour les PNP. Aux fréquences de fonctionnement du modulateur, le critère important de choix des diodes se porte sur la minimisation du temps de recouvrement. La fréquence de fonctionnement se situant autour de 10 MHz, soit une période de 100nsec, le temps de recouvrement doit être Le choix se porte sur une diode PIN de chez HEWLETT PACKARD réf.50823041, présentant un Trr maximal. De 10nsec avec un temps de vie des porteurs de 15nsec; la dissipation maximale de cette diode est de 1 W. Une diode Schottky peut être utilisée pour des courants directs plus faibles ( Afin d'assurer un lissage suffisant au courant de sortie, l'inductance de sortie du filtre modulateur doit être > 3gH, sous l'hypothèse d'un filtre simple du 2ème ordre. A la fréquence de fonctionnement, l'utilisation de ferrite est nécessaire pour effectuer la réalisation d'un telle inductance. Les courants traversant celle-ci étant importants (>1A), le choix s'oriente vers des matériaux en poudre de fer, qui présentent une saturation élevée. Le choix se porte alors sur un tore T37-6 de chez MICROMETALS qui présente un Qo maximum vers 10MHz et un AL de 3 nH/N2. Le self nécessite alors 32 tours de fil de bobinage. Pour un courant de 1A, le champ H est alors de 17,4 Oersteds. Ce champ magnétique n'induit pas de variation de self pour ce matériau. Un autre choix possible serait d'utiliser des selfs moulés, CMS, de chez TDK. La série NLC565050T-1 Rok, présente une valeur de 1 AH pour un courant DC Maximal de 1,8 A et une résonance de 170 MHz. L'élément guidant le choix des capacités est la capacité du filtre d'entrée. Cette capacité doit fournir des pointes de courant élevées à la fréquence de découpage du 8 2722351 modulateur. Sa fréquence de résonance doit donc être supérieure à celle-ci. Le choix se porte sur des capacités type céramique multicouche qui autorisent des courants efficace importants. La série des ATC 100- 900 est bien adaptée à ces utilisations. La série ATC 900 de chez AMERICAN TECHNICAL CERAMICS présente pour une fréquence de résonance >10 MHz des capacités >100nF. Les figures 3 et 4 montrent schématiquement un mode de réalisation préférée d'un circuit de modulateur selon l'invention, dans laquelle les différents composants de puissance et de commutation sont isolés les uns des autres par une métallisation sur le circuit imprimé qui entoure partiellement ces composants. Cette disposition permet d'éliminer des parasites éventuels qui pourraient limiter la montée en fréquence de découpage. Selon l'exemple montré sur ces deux figures le modulateur est câblé sur un circuit polyimide double face. Les boucles o existent des commutations de courant doivent être minimisées. Les composants sont des composants CMS (faible taille). Les longueurs électriques doivent être minimisées. Sur la figure 3, le transistor de puissance Q1 est isolé du transistor Q2 et de la capacité Co par une métallisation O qui est relié à la masse. De la même manière, sur la figure 4, le transistor Q6 est isolé du transistor Q2 par une métallisation O qui est également relié à la masse. L'exemple d'un circuit de modulateur selon l'invention réalisé selon les principes illustrés ci-dessus permet d'obtenir de performances particulièrement avantageuses comparées à celles obtenues par des circuits modulateurs de l'art connu. L'objectif de l'invention est de pouvoir transmettre une modulation d'amplitude d'un signal ayant une bande 9 2722351 passante de plusieurs MHz, de transmettre une puissance importante jusqu'à une centaine de Watts avec un fort rendement (>80%) et de présenter un spectre parasite déterministe et stationnaire permettant un filtrage facile de celle-ci et rendant le rapport signal/bruit indépendant des conditions de charge du modulateur. Dans le domaine de la conversion d'énergie, l'invention permet de disposer de modulateur de puissance très rapide, pouvant permettre l'utilisation de commande d'état, afin de disposer de convertisseurs très petits, à fort rendement et à temps de montée descente ultra courts ( la fréquence de découpage. Il est possible d'augmenter la fréquence de découpage apparente, donc la bande passante à transmettre, en couplant plusieurs étages, déphasés à fréquence de découpage plus basse, tel que représenté sur les figures 5 et 6 (cas d'une multiplication par 2). La figure 6 montre un graphique temporel du circuit de la figure 5. Le transistor Q1 est piloté par un signal à la fréquence F1, et le transistor Q2 est piloté par u signal à la fréquence F2=F1+i/2. Le transistor Q3 est piloté à la fréquence F3=2F1=2F2. La fréquence de découpage apparente à la sortie est ainsi doublée. Des mesures effectuées sur une réalisation selon l'invention telle que décrite ci-dessus ont permis de démontrer les principales performances obtenues par un modulateur de l'invention. relevés de mesures: 2722351 rapport cyclique (%) 90 90 90 50 tension BUS (v) 20 30 40 30 courant BUS (ma) 603 866 1100 420 tension 10v 10 10 10 10 courant 10v (ma) 56 57 61 102 courant de sortie (v) 607 880 1120 490 rendement (%) 79,8 80.5 79.6 47.2 Les résultats de mesures montrent que l'objectif de rendement maximum de 80% est effectivement atteint pour un rapport cyclique de 90%. Les différentes mesures montrent qu'il est possible de développer ce type de modulateur à une fréquence de découpage élevé. Le modulateur a été testé jusqu'à une fréquence de 10 MHz sans dégradations de performances. Les seules modifications qui apparaissent sont une limitation de la dynamique du rapport cyclique et une résonance plus importante de la tension Vds des MOSFETS. Des mesures détaillées à cette fréquence sont montrées dans le paragraphe suivant, avec l'amplificateur NL comme charge du modulateur. Il est à noter qu'une optimisation de la taille de la carte imprimé devrait améliorer notablement les différentes formes d'ondes aux bornes des composants du modulateur et permettre de meilleures performances en fonction de la fréquence de découpage. D'autres réalisations et variantes de l'invention et ses principes seront facilement imaginées par l'homme de l'art, sans pour autant sortir du cadre de l'invention. Différentes variantes consiste par exemple à utiliser le même type de composant pour les différentes structures de convertisseurs connues BoostBuck-Boost - Push Pull Flyback - forward - Cuk (?) REVENDICATIONS 1. Modulateur d'alimentation du type à largeur d'impulsions, destiné à fonctionner à des fréquences de découpage élevées, comprenant un circuit de puissance comportant au moins un transistor de puissance Q1, caractérisé en ce qu'il comporte en outre: - un premier circuit de commande relié à la grille dudit transistor de puissance Q1, - un deuxième circuit de commande relié à la sortie dudit circuit de puissance. 2. Modulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit modulateur comporte le moins possible d'éléments présentant un caractère résonant. 3. Modulateur selon l'une des revendications 1 à 2, caractérisé en ce que ledit premier circuit de commande est du type "bootstrap". 4. Modulateur selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il est réalisé par le report de composants de type CMS sur un circuit imprimé sur substrat polyimide. 5. Modulateur selon la revendication 4 caractérisé en ce que ledit circuit imprimé est double face et en ce que des aires de métallisation séparent les composants actifs afin de minimiser des couplages parasites éventuels entre ces derniers, ladite métallisation étant reliée à la masse. 6. Modulateur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que ledit circuit de puissance comporte une pluralité de n transistors de puissance (Q10, Q20,...Qno), chaque transistor de puissance étant piloté par un signal de commande fourni par un circuit de commande spécifique à une fréquence respective (F1, F2,,...Fn), lesdites fréquences étant de même amplitude mais de phases différentes, de manière à satisfaire la relation 12 2722351 Fi+1 = F + -, i=l,...n- 1, n ce qui a pour résultat une fréquence de découpage Fn+1 = nF1. 7. Modulateur selon la revendication 6, caractérisé en ce que n = 2, de manière à satisfaire la relation F2 = F1 ±, F3 =2F1 = 2F2 ce qui a pour résultat un doublage de la fréquence de découpage.