FR 2722040 A1 19960105 FR 9506851 A 19950609 Domaine technique La présente invention concerne généralement des systèmes de traitement de signaux analogiques et plus particulièrement l'accord de systèmes de traitement de signaux analogiques. Arrière-plan technologique Les systèmes de traitement de signaux analogiques utilisent fréquemment des filtres actifs analogiques composés d'amplificateurs opérationnels (ampli op), de résistances et de condensateurs. Pour des procédés de circuits intégrés (CI) de signaux mixtes bon marché tels que des CMOS (complementary-symmetry metal-oxyde- semiconductor) numériques, les résistances intégrées de forte valeur présentent généralement une faible tolérance de fabrication (environ 25%) et un coefficient de température relativement élevé d'environ 5000 parties par million par degré Celsius (5000ppm/ C). En se référant à présent à la figure 1 des dessins joints, il est représenté un filtre à résistance- condensateur (RC) actif incorporé (100) de l'art antérieur connu en tant que filtre passe-bas RC actif Saylen-Keye du second ordre. Les résistances R102, R104, R106 et les condensateurs C!08, CIl0 contrôlent la largeur de bande de 3dB du filtre 100, et ces résistances sont généralement intégrées dans une puce sous forme de matrices de résistances sous la commande d'un microprocesseur. Ces matrices de résistances présentent les problèmes associés aux tolérances de fabrication peu strictes, et la largeur de bande de 3dB peut varier de presque un ordre d'amplitude entier. Pour des filtres à RC actifs d'une telle complexité, il n'est pas pratique d'utiliser des résistances de précision externes pour remplacer la résistance diffusée interne. D'autres inconvénients associés à l'utilisation de ces matrices de résistances peuvent être la quantité d'espace matriciel requis et le coût relativement élevé du procédé analogique. Les circuits de filtrage, tels que le filtre Saylen-Keye 100, nécessitent souvent un accord manuel, généralement sous la forme de programmation, des matrices de résistances au niveau de l'usine afin de compenser les modifications des caractéristiques du procédé. Cela augmente en outre le coût et le temps mis à produire ces circuits. Il y a donc une demande pour un circuit et un procédé améliorés destinés à accorder un circuit intégré analogique, tel que le filtre à RC actif 100, de sorte que le circuit reste inchangé face aux variations du procédé et de la température et qu'il réduise la charge de l'accord manuel. Brève description des dessins La figure 1 est un schéma de réalisation de l'art antérieur d'un filtre Saylen-Keye. La figure 2 est un schéma de réalisation selon la présente invention. La figure 3 est un autre schéma de réalisation selon la présente invention. La figure 4 est un graphique représentant la variation de la largeur de bande selon le circuit de la figure 3. Description détaillée du mode de réalisation préféré Dans un circuit intégré à très haute intégration (VLSI), jusqu'à 80% du CI doit être numérique. Dans un procédé numérique, les caractéristiques des composants analogiques, telles que la résistance par carré, ne sont pas correctement commandées. Par conséquent, il est souhaitable d'utiliser autant que possible un procédé numérique. Dans la technologie CMOS numérique, seuls les procédés concernant une commutation numérique nécessitent une mise au point précise. Etant donné que les dispositifs CMOS peuvent être rendus assez petits (c'est-à-dire occuper une petite zone de silicium sur une puce à CI), et que le procédé de fabrication est relativement simple (par rapport à l'analogique), la plupart des circuits VLSI sont fabriqués à partir de la technologie CMOS. L'invention décrite ici utilise une référence de courant stable, un convertisseur analogique-numérique (c'est-à-dire ADC), et une matrice de condensateurs programmables (c'est-à-dire C-DAC) afin de calibrer numériquement la variation de la résistance interne des filtres à RC actifs. Avec les apports de la présente invention, la sensibilité de la largeur de bande du filtre par rapport à la résistance n'est limitée que par la résolution de l'ADC. La figure 2 illustre un schéma électrique fonctionnel d'un circuit à résistance auto-calibrante pour un filtre analogique RC actif 200. Le circuit 200 est de préférence conçu à partir de la technologie CMOS et comprend une partie de résistance auto-calibrante, ou circuit d'accord électronique, 202 et une partie de filtre à RC 204. La partie de filtre à RC 204, dans le mode de réalisation préféré de la présente invention, comprend un filtre à RC actif Saylen-Keye du second ordre, semblable à celui de la figure 1. Le circuit d'accord 202 comporte une référence de tension à barrière de potentiel interne 206 et une résistance de précision externe unique (par exemple ayant une tolérance de 1%) R208 qui sont utilisées pour mettre en oeuvre une référence de courant stable (Iref). Ce courant de référence est couplé dans une résistance d'accord "pilote" interne R210, ce qui a pour effet une chute de tension qui est directement proportionnelle à la valeur de la résistance. Dans le mode de réalisation préféré, la R210 asservit toutes les autres résistances internes R212, R214, R216 dans le filtre à RC actif 204 (c'est-à-dire au niveau de la température et du procédé). La tension aux bornes de R210 peut être utilisée pour accorder la(les) constante(s) de temps de RC du filtre. Cela est effectué en convertissant la tension de la R210 en un code numérique à m bits 228 en utilisant un circuit de conversion analogique-numérique (ADC) 218. La sortie numérique de l'ADC 218 commande les matrices de condensateurs programmables numériques (c'est-à-dire C-DAC) C220, C222 qui sont communs au circuit d'accord électronique 202 et à la partie du filtre à RC 204. Les C-DAC C220, C222 sont configurés de telle sorte qu'à une augmentation de la tension d'entrée de l'ADC 218 (correspondant à une résistance accrue) correspond une baisse des C220 et C222 des condensateurs C-DAC, ce qui permet de maintenir une largeur de bande du filtre plus constante. Etant donné que le mot à m bits 228 change en fonction des variations de la tension d'entrée de l'ADC 218, les matrices de condensateurs varient de façon inversement proportionnelle aux changements de la résistance d'accord R210. Par exemple, lorsque la tension à l'entrée de l'ADC 218 dépasse le niveau nominal (par exemple si la R210 a doublé), la moitié de la capacité est commutée afin de maintenir un produit RC constant, ce qui permet de maintenir la commande de la largeur de bande de 3dB du filtre à RC 204. Dans le mode de réalisation préféré de la présente invention, la référence de tension à barrière de potentiel 206 établit une tension à barrière de potentiel stable, Vbg, par rapport à l'alimentation Vcc, de sorte que la tension en delta Vcc-Vbg soit stable en termes de température et de procédé. La tension Vbg est mise en mémoire tampon, de préférence par un ampli op 224, qui applique la même tension à sa borne négative. La tension en delta stable, Vcc-Vbg, et la résistance de précision externe R208 déterminent le courant de référence stable (Iref). Le courant de référence stable et la résistance d'accord interne R210 génèrent un signal de tension analogique qui est couplée à l'entrée de l'ADC 218. Dans la partie de résistance auto-calibrante 202 se trouve également un générateur de tension de référence stable 226, commandé par la tension à barrière de potentiel Vbg, qui fournit une référence de tension stable, Vref, au ADC 218. L'entrée de l'ADC 218 est comparée à la Vref au moyen de comparateurs (non représentés) situés à l'intérieur de l'ADC 218. La tension de référence Vref détermine une valeur maximale pour l'ADC 218, et l'entrée de l'ADC 218 est de préférence dérivée en termes de Vref. Dans le mode de réalisation préféré de la présente invention, la résistance d'accord interne R210 est composée sensiblement des mêmes matières que les autres résistances internes R212, R214, R216 de sorte que la résistance d'accord corresponde (même géométrie) aux résistances internes du filtre à RC actif 204. La résistance d'accord R210 est de préférence physiquement proche des résistances internes R212, R214 ainsi que R216. Puisque R210 est une résistance qui va varier, en forçant le passage du courant stable fixe (Iref) à travers R210, la tension générée à l'entrée de l'ADC 218 va varier dans les mêmes proportions que la variation de R210. La tension nominale à l'entrée de l'ADC 218 est déterminée sur la base de la résistance nominale par carré à température ambiante. Dans le mode de réalisation préféré, le filtre à RC 204 est un filtre du second ordre de sorte qu'il y ait deux constantes de temps à pôle unique qui sont mises en cascade et commandées par les C-DAC C220 et C222 et les résistances R212, R214, R216. En appliquant le circuit à résistance auto- calibrante 202, tel que décrit par la présente invention, au filtre à RC 204, la variation de la résistance est détectée et compensée par une capacité proportionnelle de sorte que le produit de la résistance par la capacité (constante de temps) du filtre à RC 204 puisse être calibré. Un exemple d'un filtre à RC à pôle unique auto- calibrant à 2 bits intégré selon la présente invention est donné sur la figure 3 avec, sur la figure 4, une sortie graphique correspondante de la largeur de bande du filtre en fonction de la tension d'entrée de l'ADC. La résistance R302 est une résistance interne qui varie considérablement, avec des variations de la température et du procédé, et est combinée au C-DAC C304, formant le filtre à RC à pôle unique 306. Le circuit d'accord 310 est semblable au circuit d'accord 202 de la figure 2 et commande la largeur de bande du filtre à RC 306. La résistance d'accord interne R312 est de préférence conçue avec une géométrie semblable à celle de la résistance R302. Ici, la tension d'entrée de l'ADC 308 correspond au double de la valeur de la résistance nominale R312 de sorte que: tension d'entrée de l'ADC maximale = 2x(Iref x R312) = Vref, o Vref est la tension de référence maximale déterminée pour l'ADC 318 par le générateur de Vref 320. La tension d'entrée de l'ADC 318 est obtenue en dérivant la tension de référence Vref. Dans cet exemple, on suppose qu'une structure de l'ADC est réalisée complètement en parallèle, et de telle sorte que les seuils du comparateur d'entrée de l'ADC soient déterminés à 3Vref/8, 5Vref/8 et 7Vref/8. Comme représenté sur le graphique de la figure 4, une tension d'entrée de l'ADC 308 comprise entre 0 et 3Vref/8 programme une valeur de condensateur C304=2C, et une tension d'entrée comprise entre 3Vref/8 et Vref/8 programme une valeur de condensateur C304=C. Une tension d'entrée comprise entre 5Vref/8 et 7Vref/8 programme une valeur de condensateur C304=2C/3. Enfin, une tension d'entrée 308 comprise entre 7Vref/8 et Vref programme une valeur de condensateur C304=C/2. Pour cet exemple à 2 bits, une variation de 8 fois la valeur de la résistance R312 (c'est-à- dire de 0,25R à 2R) entraîne une variation de +/- 25% seulement de la largeur de bande nominale du filtre (BW) telle qu'illustrée par la dent de scie 402. Cet exemple décrit un simple filtre à pôle unique 306 utilisant le circuit d'accord 310 pour commander un mot de calibrage numérique 314 qui règle la valeur de la capacité du C- DAC C304. Afin de maintenir une largeur de bande constante d'lMHz (megahertz) alors que la résistance interne R302 varie en raison des variations de température et de procédé, la capacité asservit de façon inverse la résistance en utilisant la résistance d'accord R312, et le produit temporel demeure ainsi commandé. Si les condensateurs n'étaient pas accordés, il y aurait une erreur d'au moins 8 huit fois la largeur de bande. L'ADC à deux bits tel que décrit sur les figures 3 et 4 maintient la variation de la largeur de bande de sorte que la largeur de bande ne varie pas de plus de +/- 25% et que la résistance varie de un à neuf (Ro/4 à 9Ro/4). Bien que le mode de réalisation préféré de la présente invention ne décrive qu'un ADC à deux bits, une commande plus important encore de la largeur de bande peut être obtenu si la résolution de l'ADC est augmentée. Par exemple, une résolution de 4 bits réduirait la variation de la largeur de bande à BW +/- 6,25%, résultat quatre fois meilleur qu'avec la résolution de 2 bits. Une résolution de 6 bits permettrait d'obtenir une commande de largeur de bande de BW +/-1,5%. Toutefois, le taux d'erreur augmente avec la résolution (c'est-à-dire que la dent de scie 402 de la figure 4 est plus large), mais pour une résolution donnée, une plus grande étendue de variations de résistances peut être couverte. L'exemple de la figure 3 illustre une variation de la résistance interne de l'ordre d'une amplitude représentant une bonne approximation, même pour un procédé CI à faible niveau de commande. Le circuit d'accord tel que décrit par la présente invention propose un procédé destiné à calibrer numériquement une variation de résistance interne de circuits intégrés actifs, tout d'abord en déterminant un courant de référence stable et en fournissant un signal de tension analogique en réponse au courant de référence stable et à la variation de la résistance interne. Puis, en convertissant le signal de tension analogique en un mot de code numérique qui représente la variation de la résistance interne, une valeur de la capacité peut varier en fonction du mot de code numérique, en calibrant de ce fait numériquement la variation de la résistance interne. Le circuit d'accord, ou circuit à résistance auto- calibrante, tel que décrit par la présente invention, utilise une référence de courant de précision ainsi qu'un convertisseur analogique-numérique afin de produire un code de sortie numérique qui représente essentiellement la variation de la résistance par rapport à la valeur nominale. La sortie numérique programme une matrice de condensateurs de telle sorte que la(les) constante(s) de temps de RC globale(s) ne change(nt) pas. On obtient ainsi un simple calibrage en boucle ouverte pour la variation des résistances. En outre, le circuit à résistances auto- calibrantes, tel que décrit par la présente invention, peut être utilisé dans tout circuit de traitement de signaux analogiques utilisant des filtres à RC. Il est spécialement utile pour des filtres d'ordre élevé dans lesquels le nombre de résistances internes dépasse 2 ou 3. Par exemple, les circuits de modulation de mise en forme d'impulsions en bande de base actuels utilisent des filtres de données échantillonnées à condensateur commuté en tant que filtre passe-bas principal de mise en forme d'impulsions. Ce type de filtre doit être suivi d'un filtre passe-bas de "temps continu" (c'est- à-dire de données non échantillonnées) afin de retirer les images spectrales de données échantillonnées. Un filtre de Butterworth actif à RC de 3ème ou 4ème ordre est utilisé pour cela. Etant donné que la fréquence de coude exacte de 3dB n'a pas une importance capitale pour ce filtre, un circuit de calibrage à 2 bits tel que décrit par la présente invention conviendrait. Le circuit d'accord tel que décrit par la présente invention n'est pas uniquement limité aux circuits de filtrage et peut être appliqué à d'autres circuits intégrés de signaux mixtes qui utilisent des résistances. Cette résistance auto-calibrante propose une approche d'auto-calibrage afin d'auto-accorder de façon interne un circuit de traitement de signaux analogiques sur un circuit intégré. Cela évite à une usine de devoir accorder manuellement ces circuits et réduit le temps et le coût de conception de circuits de traitement de signaux analogiques. Le circuit à résistance auto-calibrante désaccorde les variations des variations de la résistance et propose un procédé destiné à calibrer numériquement la variation de la résistance interne d'un circuit intégré. Revendications 1. Circuit d'accord électronique caractérisé par: une source de courant de référence stable; une résistance intégrée destinée à transformer la source de courant de référence stable en un signal de tension; un convertisseur analogique-numérique destiné à recevoir le signal de tension et à fournir une sortie numérique; et une matrice de condensateurs programmables destiné à recevoir la sortie numérique et à générer une capacité inversement proportionnelle à la résistance intégrée. 2. Circuit d'accord électronique tel que décrit dans la revendication 1, caractérisé en outre par: une référence de tension à barrière de potentiel destinée à fournir une tension de la barrière de potentiel; et une résistance externe destinée à transformer la tension de la barrière de potentiel en source de courant de référence stable. 3. Procédé destiné à calibrer numériquement la variation de la résistance interne d'un circuit intégré actif, lequel procédé étant caractérisé par les étapes suivantes: détermination d'un courant de référence stable; fourniture d'un signal de tension analogique en réponse au courant de référence stable et à la variation de la résistance interne; conversion du signal de tension analogique en un mot de code numérique; représentation de la variation de la résistance interne par le mot de code numérique; et variation d'une valeur de la capacité sur la base du mot de code numérique, en calibrant de ce fait numériquement la variation de la résistance interne. 4. Procédé destiné à commander la largeur de bande d'un filtre intégré à RC actif, lequel procédé étant caractérisé par les étapes suivantes: génération d'une référence de courant stable; accord d'un valeur de la résistance en réponse à une référence de courant stable; fourniture d'un signal de tension analogique sur la base de la valeur de la résistance accordée et dla référence de courant stable; cL conversion du signal de tension analogique en un mot de code numérique; variation de la valeur de la capacité sur la base du mot de code numérique; et commande de la largeur de bande en faisant varier la valeur de la capacité. 5. Procédé tel que décrit dans la revendication 4, caractérisé en outre par les étapes suivantes: génération d'une tension de la barrière de potentiel; fourniture d'une résistance de précision; et génération de la référence de courant stable sur la base de la tension de la barrière de potentiel et de la résistance de précision. 6. Circuit électronique destiné à commander des constantes de temps de RC d'un circuit de filtrage intégré actif, le circuit de filtrage intégré actif comportant des résistances, le circuit électronique étant caractérisé par: une source de référence de courant stable; une résistance d'accord interne correspondant sensiblement ajustée aux résistances du circuit de filtrage intégré et fournissant un signal de tension analogique sur la base de la source de référence de courant stable; un convertisseur analogique-numérique destiné à recevoir le signal de tension analogique et à générer une sortie numérique, la sortie numérique variant avec les changements de la résistance d'accord interne; et une matrice de condensateurs destiné à recevoir la sortie numérique et à générer une valeur de capacité fondée sur la résistance d'accord interne. 7. Circuit électronique tel que décrit dans la revendication 6, caractérisé en outre par: une résistance de précision externe; une référence de tension à barrière de potentiel fournissant une tension de la barrière de potentiel stable et; un circuit tampon destiné à mettre en mémoire tampon la tension de la barrière de potentiel stable, la tension de la barrière de potentiel stable et la résistance de précision fournissant la source de référence de courant stable. 8. Circuit électronique tel que décrit dans la revendication 7, caractérisé en outre par un générateur de référence destiné à recevoir la tension de la barrière de potentiel stable et fournissant une limite de référence maximale au convertisseur analogique- numérique. 9. Circuit de filtrage analogique actif auto- calibrant, caractérisé par: un filtre analogique à RC actif intégré comportant une matrice de condensateurs programmables intégré; et des résistances intégrées; une source de référence de courant fournissant un signal de référence de courant de précision; une résistance d'accord intégrée destinée à déterminer un signal de tension analogique sur la base du signal de référence de courant de précision, la résistance d'accord intégrée correspondant sensiblement aux résistances intégrées; et un convertisseur analogique-numérique intégré destiné à recevoir le signal de tension analogique et à produire un mot de code numérique, la matrice de condensateurs programmables intégré générant une valeur de la capacité sur la base du mot de code numérique, la matrice de condensateurs programmables ainsi que les résistances intégrées fournissant une constante de temps RC stable au filtre analogique à RC actif intégré. 10. Circuit de filtrage analogique actif auto- calibrant tel que décrit dans la revendication 9, dans lequel la source de référence de courant est caractérisée par: une résistance externe; une référence de tension à barrière de potentiel fournissant un signal de tension de la barrière de potentiel; un amplificateur opérationnel ayant une entrée couplée à la référence de tension à barrière de potentiel et une sortie destinée à fournir le signal de tension de la barrière de potentiel à la résistance externe, ce qui fournit de ce fait le signal de référence de courant de précision.