FR 2717018 A1 19950908 FR 9409311 A 19940727 12 2717018 La présente invention a pour objet un dispositif d'ali- mentation pour moteur électrique à courant alternatif monophasé à deux enroulements, comprenant un générateur de courant travaillant par modulation de largeur d'im- pulsion de manière à engendrer dans le moteur un cou- rant alternatif de forme quasi sinusoïdale. Un tel dispositif est décrit dans la revue "INTELLIGENT MOTION PROCEEDING" de juin 1993, pages 230 à 236. Ce dispositif est destiné à alimenter un moteur à induc- tion monophasé à phase auxiliaire et condensateur de déphasage. La tension alternative délivrée par le géné- rateur équipé d'un modulateur de largeur d'impulsion "IPWM", modulable en fréquence et en tension, est appli- quée aux bornes des deux enroulements du moteur de ma- nière conventionnelle, c'est-à-dire de la même manière que la tension du réseau est appliquée aux bornes d'un moteur à induction à phase auxiliaire et condensateur de déphasage conventionnel. Ce dispositif d'alimenta- tion connu permet de commander la vitesse du moteur. Il est connu depuis très longtemps que l'utilisation d'un condensateur de déphasage pour l'obtention d'un champ tournant nécessaire à l'entraînement du rotor du moteur ne permet jamais d'obtenir en permanence le dé- phasage idéal de r/2 qui permettrait d'atteindre le rendement optimum susceptible d'être obtenu au moyen d'un moteur biphasé. En effet, le rendement variant tout au long de la courbe de fonctionnement du moteur, il ne peut être qu'approximatif et varier au gré de l'utilisation, c'est-à-dire au gré de la charge appli- quée. Dans le cas d'un moteur alimenté par un généra- teur PWM tel que décrit dans la revue citée plus haut, le rendement présente des variations encore plus impor- tante, ce rendement variant avec la variation de la fréquence de la tension d'alimentation, le condensateur 2 2717018 de déphasage ne pouvant être adapté que pour une fré- quence déterminée. Si le moteur est adapté pour fonc- tionner à basse vitesse, c'est-à-dire avec une alimen- tation à basse fréquence, le condensateur de déphasage doit être de forte capacité, donc volumineux et coû- teux. Dans ce même cas, la tension variant conjointe- ment avec la fréquence pour conserver les mêmes condi- tions de flux, le dispositif d'alimentation ne peut alimenter des moteurs-freins dans lequel un frein est débloqué par un flux, dévié du moteur, créé par la ten- sion d'alimentation. En effet, la tension devant chuter aux basses fréquences, elle devient rapidement insuffi- sante pour maintenir le frein débloqué. De plus, il est dans tous les cas nécessaire de dispo- ser, suivant la phase d'alimentation du moteur, d'un inverseur de courant pour inverser le sens de rotation du moteur. La présente invention a pour but de réaliser une ali- mentation de moteur monophasé à deux enroulements per- mettant d'obtenir un réglage variable de la vitesse et l'inversion du sens de marche à la fois à moindre coût et avec de meilleurs performances. Dans le cas, évoqué jusqu'ici, d'un moteur à induction, ce but est atteint en n'alimentant que l'enroulement auxiliaire par le générateur de courant à PWM et en alimentant l'enroulement principal exclusivement par la source de courant alternatif, en particulier le réseau. Le déphasage entre la tension du réseau et la tension délivrée par le générateur peut sans autre être mainte- nue à la valeur fixe de n/2. Le condensateur de dépha- sage est ainsi supprimé. 3 2717018 Dans certains cas, on aura recours à une autre valeur du déphasage pour modifier la caractéristique couple- vitesse du moteur. Il est possible de faire varier la courbe de fonctionne- ment du moteur, pour l'adapter à des conditions parti- culières d'utilisation, comme celle, par exemple, d'une utilisation avec un frein mécanique à déblocage centri- fuge, tel que décrit dans les brevets US 3 038 109 et US 3 582 741, qui requiert un couple plus important au démarrage. Il est en outre sans autre possible d'utili- ser un moteur frein tel que décrit plus haut. La méthode d'alimentation selon l'invention peut égale- ment être utilisée pour alimenter un moteur à courant alternatif à collecteur, avec induit et inducteur bobi- nés. Des courbes de fonctionnement différentes peuvent être obtenues selon que c'est le bobinage de l'induit ou celui de l'inducteur qui est relié à la sortie du générateur de courant. Compte tenu de cette application générale de la méthode selon l'invention, le dispositif d'alimentation selon l'invention est caractérisé en ce que ledit générateur de courant alternatif est relié à un seul des enroule- ments du moteur, que l'autre enroulement est relié ex- clusivement et directement à une source de courant al- ternatif monophasé, et que ledit générateur est agencé pour que la fréquence fondamentale du courant issu du générateur soit égale à la fréquence de la source de courant alternatif. Le dispositif d'alimentation selon l'invention ne con- cerne donc pas les moteurs à collecteur de type série ou moteurs universels. Dans tous les cas, le dispositif selon l'invention per- met d'inverser le sens de rotation du moteur avec un simple courant de commande et permet par conséquent de se passer d'inverseur bipolaire de puissance. L'invention donne en outre naissance à un nouveau type de moteur alternatif à collecteur dans lequel le dépha- sage physique des balais peut être supprimé, ce déca- lage étant obtenu électriquement et pouvant être ajusté automatiquement en fonction du régime du moteur. Dans ce même cas, l'invention permet de dimensionner le moteur pour un fonctionnement à bas régime, les vites- ses élevées étant obtenues par diminution de la tension alternative aux bornes de l'inducteur alimenté dans ce cas par le générateur de courant. Le dessin annexé représente, à titre d'exemple, quel- ques modes d'exécution de l'invention. La figure 1 représente un circuit d'alimentation d'un moteur monophasé à induction à phase auxiliaire. La figure 2 représente le schéma d'un mode d'exécution du générateur de courant alternatif par modulation de largeur d'impulsion. La figure 3 représente, à titre de rappel, le principe connu de la modulation en largeur d'impulsion PWM. La figure 4 illustre l'obtention d'une tension, par la même méthode, d'une tension quasi sinusoïdale d'ampli- tude d'environ deux fois plus faible que sur la figure 3. La figure 5 représente la même tension quasi sinusoï- dale qu'à la figure 4, mais avec une composante conti- nue, susceptible d'être obtenue par le générateur de la figure 2. La figure 6 représente quelques exemples de courbes couple-vitesse d'un moteur à induction obtenues au moyen du dispositif selon la figure 1 par la seule va- riation de l'amplitude de la tension appliquée à la phase auxiliaire. La figure 7 représente des exemples de caractéristiques obtenues avec le même moteur, mais par la variation combinée de l'amplitude de la tension alternative et de la composante continue. La figure 8 représente l'alimentation d'un moteur à collecteur, induit et inducteur bobinés selon un pre- mier mode de branchement. La 9 représente le même moteur que la figure 8, dans un second mode de branchement. La figure 10 illustre la variation de la caractéristi- ques couple-vitesse du moteur tel que branché à la fi- gure 8 lorsqu'on fait varier l'amplitude de la tension appliquée à l'inducteur. La figure 11 illustre la variation de la caractéristi- que couple-vitesse du moteur dans son branchement selon la figure 9, lorsqu'on fait varier l'amplitude de la tension appliquée à l'induit. La figure 12 représente le schéma d'une variante d'exé- cution du générateur représenté à la figure 2, compre- nant des moyens de modification du déphasage. La figure 13 représente le schéma d'un générateur sim- plifié et amélioré, variante d'exécution du générateur représenté à la figure 2. La figure 14 représente une première modification du schéma de la figure 13. La figure 15 représente une seconde modification du schéma de la figure 13 permettant un réglage continu de la vitesse du moteur. La figure 16 représente le fonctionnement du dispositif illustré à la figure 13. La figure 17 représente un circuit d'alimentation d'un moteur monophasé à induction à phase auxiliaire alimen- tée à travers un pont onduleur à deux transistors. La figure 18 représente un circuit d'alimentation d'un moteur monophasé à induction à phase auxiliaire alimen- tée à travers un pont onduleur à quatre transistors. Le dispositif représenté à la figure 1 comprend un mo- teur monophasé à induction M équipé d'un enroulement principal PP et d'un enroulement auxiliaire PS disposés en quadrature. L'enroulement principal PP est branché entre la phase P et le neutre N du réseau d'alimenta- tion. L'une des bornes de l'enroulement auxiliaire PS, commune à celle de l'enroulement PP est reliée au neu- tre N du réseau, tandis que son autre borne est reliée en un point S qui est le point milieu d'un générateur de courant auxiliaire constitué d'un circuit PWM ali- menté par les mêmes bornes P et N du réseau d'alimenta- tion, c'est-à-dire un circuit délivrant à une fréquence fixe ou variable, des impulsions modulées en largeur. 7 2717018 Il est rappelé ici que PWM est l'abréviation anglo- saxonne utilisée généralement pour désigner la modula- tion par largeur d'impulsion. Le générateur PWM est as- socié de manière bien connue à un pont onduleur consti- tué de deux transistors MOS T1 et T2 fonctionnant en interrupteurs et dont le point commun S, reliant la source de T1 au drain de T2, constitue le point milieu du générateur de courant auxiliaire constitué du géné- rateur PWM et du pont onduleur. De tels générateurs sont décrits en détail dans la publication citée plus haut "INTELLIGENT MOTION PROCEEDING" de juin 1993, pa- ges 230 à 236, ainsi que dans les ouvrages "DESIGNERS' GUIDE TO POWER PRODUCTS" Application Manual, 2ème édi- tion juin 1992 de SGS-THOMSON Microelectronics, pages 309 à 322, la publication "POWER SEMICONDUCTOR APPLI- CATIONS" de PHILIPS, pages 3-4 à 3-10 et la publication de SIEMENS "3Phase Sine Wave Generation with the SAB C515A and SAB 80C17A" par Nikolaos Papadopoulos, Siemens Semiconductor Division, Rev. 2.0-e, 3/92. Un pont onduleur à transistors est notamment représenté à la page 310 de l'ouvrage SGS-THOMSON. Le drain du tran- sistor T1 est relié à la phase P du réseau à travers une diode de blocage Dl, de telle sorte que seule la demi-onde positive soit appliquée à ce drain, tandis que la source de T2 est également relié à la phase P par une diode de blocage D2 de telle sorte que seule le demi-onde négative soit appliquée à cette source. Ega- lement de manière classique, il est prévu deux conden- sateurs de filtrage C1 et C2 entre le neutre N et res- pectivement le drain de T1 et la source T2, c'est-à- dire en parallèle avec chacun des transistors et l'en- roulement auxiliaire PS. Les transistors T1 et T2 tra- vaillent en interrupteurs et leur grilles sont reliées respectivement à une sortie Si et à une sortie S2 du générateur PWM, les impulsions correspondant à une tension PS positive apparaissant sur la sortie S1 et 8 2717018 les impulsions correspondant à une tension PS négative sur la sortie S2. Les transistors T1 et T2 sont ainsi rendus alternativement conducteurs de telle sorte que l'enroulement PS est parcouru par un courant alternatif de forme approximativement sinusoïdale. La figure 2 représente un schéma du générateur PWM tel qu'utilisé dans le circuit représenté à la figure 1. Le générateur PWM est alimenté par le réseau PN. Il com- prend un oscillateur 1 délivrant une tension triangu- laire ou sensiblement triangulaire, telle que représen- tée à la figure 3, de fréquence multiple de celle du réseau et d'amplitude constante. Le générateur PWM comprend en outre une source de cou- rant continu 2 alimentant les circuits, un circuit dé- phaseur 3 constitué d'un condensateur C3 de faible ca- pacité et d'une résistance Ri de faible valeur, déli- vrant, aux bornes de la résistance R1 une tension sinu- soïdale, synchrone de celle du réseau et en quadrature pratiquement exacte avec la tension du réseau, un cir- cuit 4 constitué d'une inductance L destinée à filtrer les parasites de hautes fréquences de la tension aux bornes de Ri, un circuit diviseur de tension 5, un som- mateur 6 et un comparateur 7, et un circuit amplifica- teur 8 présentant les deux sorties complémentaires Si et S2 commandant les transistors T1 et T2. L'oscillateur triangulaire 1 est alimenté par la ten- sion sinusoïdale déphasée prise aux bornes de la résis- tance Ri du circuit déphaseur et filtrée par l'induc- tance L. Il est donc synchronisé sur la tension du ré- seau avec un déphasage de n/2. Cette tension est appli- quée à deux diodes anti-parallèles D3 et D4 branchées chacune en série avec un condensateur électrolytique C4 et C5 permettant d'obtenir une tension continue positi- 9 2717018 ve U+ et une tension négative U- constituant une ali- mentation continue 2. L'oscillateur proprement dit est constitué de deux amplificateurs opérationnels A01 et A02, selon un schéma classique. Le diviseur de tension 5 est constitué de quatre résis- tances en série R2, R3, R4, R5, la résistance R5 fai- sant en outre partie d'un diviseur de tension R5, R6, jouant un rôle de sommateur auquel est appliquée la tension continue positive U+ et qui délivre la compo- sante continue. Le diviseur de tension 5 permet ainsi d'obtenir deux tensions différentes aux points Pl et P2 qui sont reliés aux bornes d'un commutateur PV/GV relié d'autre part à l'entrée du comparateur 7. R6 est une résistance variable permettant de faire varier la com- posante continue. La tension continue au point P3 est ainsi directement superposée à la tension sinusoïdale dans le diviseur de tension 5. Le comparateur 7 est constitué de deux amplificateurs opérationels A03 et A04 reliés de façon opposée à la sortie S3 de l'oscillateur triangulaire 1 et au commu- tateur PV/GV, c'est-à-dire que la sortie S3 est reliée à l'entrée - de A03 et à l'entrée + de A04 et que le commutateur PV/GV est relié à l'entrée + de A03 et à l'entrée - de A04. L'ensemble des circuits AO1 à A04 sont alimentés par les tensions U+ et U- qui n'ont été représentées, pour simplifier, qu'arrivant sur A03. Le générateur de courant comprend enfin un amplifica- teur 8 présentant les sorties complémentaires S1 et S2 et susceptible de délivrer un courant d'intensité suf- fisante pour commander les transistors T1 et T2 (cir- cuit "driver"). L'entrée de ce comparateur est reliée 2717018 au comparateur 7 par un commutateur CM permettant de relier l'amplificateur 8 soit à l'amplificateur A03 soit à l'amplificateur A04. Le commutateur PV/GV permet d'obtenir deux tensions d'alimentation différentes correspondant à une petite vitesse, dans la position représentée du commutateur, ou à une grande vitesse dans l'autre position du commu- tateur. En fait, le comparateur 7 est constitué de deux comparateurs A03 et A04. Les sorties S4 et S5 du somma- teur sont donc déphasées de 180 . Le commutateur CM, qui permet de choisir l'une ou l'autre de ces sorties, permet donc d'entraîner le moteur dans un sens ou dans l'autre et constitue donc un inverseur de sens de rota- tion. La comparaison de la tension triangulaire U1 délivrée par l'oscillateur 1 et de la tension sinusoïdale U2 prise sur le diviseur de tension 5 est représentée à la figure 4. Dans ce cas, la tension continue superposée est égale à 0. La figure 5 représente la même comparai- son avec addition d'une composante continue prélevée en P3. Le train d'impulsions modulées en largeur IML apparais- sant aux sorties Si et S2 est illustré à la figure 3. La largeur des impulsions détermine le temps d'ouver- ture des transistors T1 et T2. Le courant alternatif traversant ainsi l'enroulement auxiliaire PS présente une forme quasi sinusoïdale déphasée de n/2 relative- ment à la tension aux bornes de l'enroulement principal PP. Le diviseur de tension 5 pourrait également com- prendre une résistance variable, par exemple R3, de ma- nière à permettre de faire varier progressivement la tension, c'est-à-dire la vitesse du moteur. 11 2717018 En permettant ainsi d'agir aussi bien sur la composante continue que sur l'amplitude de la tension appliquée à la phase auxiliaire PS, le dispositif d'alimentation permet en outre d'adapter la caractéristique de couple- vitesse du moteur au régime de fonctionnement souhaité. il est à noter que cet effet peut être également obtenu en faisant varier le déphasage entre la tension appli- * quée à PS et celle appliquée à PP. La figure 6 donne un exemple de réseau de caractéristi- ques couple-vitesse obtenu par la seule variation de l'amplitude de la tension appliquée à l'enroulement PS. Conventionnellement, T désigne le couple et n la vites- se du moteur. Les courbes Ai, A2 et A3 représentent respectivement la caractéristique couple-vitesse pour une amplitude nominale Ai de la tension appliquée à PS et pour une tension A2 (point M2). La figure 7 représente un exemple de caractéristiques obtenues avec le même moteur, mais par l'action combi- née sur l'amplitude de la tension et sur la composante continue. La courbe Ai représente la caractéristique couple-vitesse obtenue pour une tension d'amplitude no- minale et une composante continue égale à 0, tandis que la courbe A4 représente la caractéristique obtenue pour une amplitude de tension A4 tinue > 0. On retrouve une caractéristique de couple- vitesse fortement inclinée qui donne un régime de fonc- tionnement stable (point M4). 12 2717018 Les figures 8 à 10 illustrent l'application de l'inven- tion à l'alimentation d'un moteur alternatif à collec- teur à inducteur ST et induit RO bobinés. De tels mo- teurs, introduits primitivement comme moteur à courant continu, sont utilisables en courant alternatif à la condition que les courants circulant dans les enroule- ments soient sensiblement en phase. Cette condition est automatiquement réalisée dans les moteurs de type sé- rie, appelé aussi moteur universel, dans lesquels le bobinage inducteur est en série avec le bobinage d'in- duit. La bonne conception d'un tel moteur requiert un décalage important des balais par rapport à la ligne neutre pour résoudre au mieux les problèmes de commuta- tion. Le décalage optimal est fonction du régime du fonctionnement du moteur. En pratique, le moteur uni- versel est utilisé pour de faibles puissances et un dé- calage fixe des balais est adopté, choix résultant d'un compromis sur un régime moyen. L'inversion du sens de marche nécessite un inverseur bipolaire. En outre, un décalage des balais n'est valable que pour un seul sens de marche du moteur. Si le moteur doit tourner dans les deux sens, il est nécessaire soit de positionner les balais sur la ligne neutre, avec pour conséquence une usure car les commutations sont mauvaises, soit d'avoir deux jeux de balais, ce qui complique la construction du moteur. Le mode d'alimentation selon l'invention est applicable à un moteur de type à excitation parallèle, à stator feuilleté, selon les deux configurations représentées aux figures 8 et 9. Le circuit est analogue à celui de la figure 1. Dans le mode représenté à la figure 8, l'induit RO est alimenté 1 3 2717018 par le réseau, tandis que l'inducteur ST est alimenté au moyen du générateur PWM. Dans le mode d'alimentation selon la figure 9, c'est l'inducteur ST qui est alimenté par le réseau et l'in- duit RO qui est alimenté par le générateur PWM. Dans le générateur de la figure 2 le bloc 3 peut être supprimé car les tensions appliquées à l'inducteur et à l'induit sont en principe en phase. Il est cependant possible de prévoir, dans le générateur PWM, des moyens de déphasage des tensions permettant, si désiré, d'in- troduire un déphasage équivalent à celui obtenu par un décalage des balais, le décalage physique des balais étant ainsi remplacé par un décalage électronique. De tels moyens de déphasage sont représentés à la figure 12. La tension d'alimentation du générateur est prise ici sur le secondaire El, E2 d'un transformateur TR dont le primaire est connecté au réseau P, N. Le secon- daire présente un point milieu S6 qui détermine le ni- veau zéro. Entre les bornes du secondaire El, E2 sont branchés, en série, le condensateur C3 et une résistan- ce variable R7, à curseur, qui constituent un circuit déphaseur 3'. La borne de la résistance variable R7 re- liée au transformateur et son curseur sont reliés à la borne commune de la diode D3 et du condensateur C4 à travers une diode de blocage D5 et à la borne commune de la diode D4 et du condensateur C5. Le schéma diffère en outre de celui de la figure 2 en ce que les diodes de blocage D3 et D4 sont reliées au point commun du condensateur C3 et du transformateur TR, au lieu d'être reliées à la self L. Pour le reste le schéma représenté à la figure 12 est identique à celui de la figure 2. En agissant sur la résistance variable R7 on fait varier le déphasage de la tension sinusoïdale en P4 relative- ment à la tension du réseau. Selon la position du cur- 14 2717018 seur de la résistance variable R7 la tension peut être déphasée dans un sens ou dans l'autre. Un déphasage de permet d'obtenir l'inversion du sens de rotation du moteur. Il serait donc possible de simplifier le bloc 6 et de supprimer l'inverseur CM. Ce montage à déphasage variable peut donc être égale- ment utilisé pour modifier la vitesse d'un moteur asyn- chrone monophasé. Les possibilités de modification de la caractéristique couple-vitesse du moteur pour une configuration selon la figure 8, sont représentées à la figure 10. A1 re- présente l'allure de la caractéristique couple-vitesse pour une tension nominale appliquée à l'inducteur, tan- dis que A2 représente l'allure de la caractéristique couple-vitesse pour une amplitude de cette tension in- férieure à l'amplitude nominale. Les possibilités de modification des caractéristiques couple-vitesse du moteur dans la configuration repré- sentée à la figure 9 sont illustrées à la figure 11 ou Al et A2 ont la même signification que dans la figure 10. Un mode d'exécution du générateur de courant alternatif particulièrement adapté à la présente application est représenté à la figure 13. Ce générateur comprend, comme le générateur représenté à la figure 2, un circuit déphaseur constitué d'un con- densateur C3 et d'une résistance R1 permettant d'obte- nir une tension Valt, d'amplitude Vcc, déphasée de 90 relativement à la tension du réseau NP et un circuit redresseur constitué de deux diodes D3, D4 anti-paral- lèles, en série respectivement avec un condensateur 2717018 électrolytique C4, C5. Les composants du circuit sont supposés idéaux. Aux bornes des condensateurs C4 et C5 on peut ainsi prélever deux tensions positives opposées +Vcc et -Vcc. La tension sinusoïdale déphasée Valt est appliquée à un diviseur de tension constitué des résis- tances R7, R8, R9, R10 et R11. Un commutateur PV/GV permet de court-circuiter à volonté la résistance R8 de manière à obtenir deux tensions différentes au point P5 ces deux tensions correspondant à l'alimentation du mo- teur à petite vitesse (position représentée du commuta- teur) ou à grande vitesse (dans l'autre position du commutateur). L'oscillateur triangulaire est essentiellement consti- tué d'un premier amplificateur opérationnel A05 qui, dans ce mode d'exécution, délivre un signal triangu- laire présentant une pente différente dans sa partie croissante et dans sa partie décroissante en raison d'un montage en intégrateur à entrées multiples. Autre- ment dit, la pente de la tension de sortie est, à tout instant, une combinaison linéaire des trois entrées qui sont: la tension de sortie d'un second amplificateur opérationnel A06 monté en comparateur à hystérèse ré- glée par le choix des résistances R10 et Rll, la ten- sion continue +Vcc prise à travers une résistance R12 et la tension sinusoïdale d'amplitude Vcc divisée par le diviseur de tension. Les composants du circuit étant supposés idéaux, la tension de sortie de l'amplifica- teur opérationnel A06 vaut +Vcc ou -Vcc selon la valeur de la tension appliquée à l'entrée, qui se trouve être la tension triangulaire issue de l'amplificateur opéra- tionnel A05. Le poids de chacune des tensions appliquées aux entrées de l'amplificateur opérationnel A05 dans la pente du signal de sortie de A05 est inversement proportionnel à la résistance correspondante, laquelle est ici choisie selon les cas égale à R ou 2R, la valeur des résis- tances R7, R8 et R9 étant égale à R et celle de la ré- sistance R12 à 2R. Le signal issu de l'amplificateur opérationnel A06 est donc un signal rectangulaire égal à +Vcc lorsque la pente du signal triangulaire est décroissante et égal -Vcc lorsque la pente du signal triangulaire U1 est croissante, donc avec un rapport cyclique variable en fonction du poids affecté aux composantes sinusoïdales et continue d'entrée et de la valeur instantanée de la composante sinusoïdale. On a donc à la sortie de A06 le signal rectangulaire modulé en largeur désiré. Ce si- gnal est appliqué, d'une part, à l'entrée inverseuse d'un troisième amplificateur opérationnel A07 monté en comparateur et délivrant à sa sortie un signal identi- que à celui pris à la sortie de A06 mais déphasé de (figure 16) et, d'autre part, à l'une des bornes du commutateur CM qui permet de relier le comparateur 7 soit à la sortie de l'amplificateur opérationnel A06 soit à la sortie de l'amplificateur opérationnel A07 pour l'inversion du sens de rotation du moteur, comme dans les cas précédents. Par rapport aux générateurs de signaux rectangulaires modulés en largeur d'impulsion connus, ce générateur réalisé par intégrateur-sommateur, présentent, pour l'application particulière, les avantages suivants: un nombre réduit de composants, un réglage individuel et propre des poids relatifs à l'amplitude et à la compo- sante continue, une indépendance par rapport à la ten- sion secteur et un filtrage intrinsèque, par l'intégra- teur, des parasites de hautes fréquences provenant du secteur et recueillis sur la sinusoïde d'entrée. 17 -2717018 Si l'on désire avoir un réglage continu de la vitesse avec un seul potentiomètre, il est possible de modifier le circuit comme représenté à la figure 15. Le commuta- teur PV/GV est remplacé par un potentiomètre R13 re- liant les résistances R7 et R12 et dont le curseur est relié à l'entrée inverseuse de l'amplificateur opéra- tionnel AO5. Si l'on tient compte de la disponibilité d'un quatrième amplificateur opérationnel dans les boîtiers intégrés standards, il est possible d'inclure un filtrage actif supplémentaire visant à l'obtention d'une sinusoïde la plus parfaite possible. Une telle modification est re- présentée à la figure 14. Ce circuit est introduit entre le pont redresseur et le diviseur de tension. Il est constitué d'un quatrième amplificateur opérationnel A08 opérant en amplificateur sélectif et dont l'entrée inverseuse est reliée au déphaseur C3, Rl par une ré- sistance R17. La sortie est reliée à l'entrée inver- seuse de l'amplificateur opérationnel par une boucle réactive constituée de deux condensateurs C7, C8 en sé- rie l'un avec l'autre et en parallèle avec deux résis- tances R14, R15, le point commun de C7 et C8 étant re- lié au neutre N du secteur par une résistance R16 et le point commun des résistance R14 et R15 étant relié à N par un condensateur C9. C7 et C8 ont la même valeur qui est la moitié de celle de C9. R14 et R15 ont la même valeur qui est le double de celle de R16. Si on appelle R la valeur de R14 et R15 et C la valeur de C7 et C8, la fréquence de coupure fc du filtre actif passe-bas constitué par le circuit représenté est: fc = 1/(2rRC). 18 2717018 Pour une fréquence de secteur de 50 Hz, les valeurs de R et C sont choisies de telle sorte que fc = 50 Hz. La tension à la sortie de A08 est donc, dans le cas idéal, une parfaite sinusoïde de fréquence égale à 50 Hz. Le mode d'alimentation selon les figures 1, 8 ou 9 se révèle coûteux du fait que les transistors et leurs circuits de commande doivent être dimensionnés pour une tension continue égale à deux fois l'amplitude de la tension alternative du section d'alimentation. Il est cependant possible de réduire de façon significative le coût du dispositif en utilisant un pont de Graetz four- nissant une tension redressée à deux alternances de la tension de la source, cette tension redressée étant ap- pliquée au pont onduleur. Le dispositif représenté à la figure 17 comprend un mo- teur monophasé à induction M équipé d'un enroulement principal PP et d'un enroulement auxiliaire PS disposés en quadrature. L'enroulement principal PP est branché directement entre la phase P et le neutre N du réseau d'alimentation. Les enroulements PS et PP n'ont donc plus de borne commune. La phase P et le neutre N sont en outre reliés à l'une des diagonales d'un redresseur en pont de Graetz constituée des quatre diodes D7, D8, D9, D10. Entre les deux bornes de l'autre diagonale de ce pont de Graetz sont branchés en série deux condensa- teurs de filtrage Cl' et C2'. L'une des bornes de l'en- roulement auxiliaire PS est reliée au point commun N' des condensateurs Cl' et C2' tandis que l'autre borne de l'enroulement auxiliaire PS est reliée en un point S qui est le point milieu d'un générateur de courant auxiliaire constitué d'un circuit PWM alimenté par le réseau P, N, synchronisé avec le réseau et agencé de telle sorte que la fréquence du courant qu'il produit est égale à la fréquence du réseau. Ce générateur PWM 19 2717018 est associé, comme dans les modes d'exécutions précé- dents, à un pont onduleur constitué de deux transistors MOS Tl' et T2' fonctionnant en interrupteur et dont le point commun S, reliant la source de Ti' au drain T2' constitue le point milieu du générateur de courant auxiliaire constitué du générateur PWM et du pont ondu- leur. Le drain du transistor Tl' est relié à l'une des bornes de sortie du pont de Graetz, tandis que la source du transistor T2' est reliée à l'autre borne de sortie de ce pont. Les transistors Ti' et T2' travaillent en in- terrupteurs et leurs grilles sont reliées respective- ment à une sortie Si et à une sortie S2 du générateur PWM, les impulsions correspondant à une tension PS po- sitive apparaissant sur la sortie Si et les impulsions correspondant à une tension PS négative sur la sortie S2. Les transistors Tl' et T2' sont ainsi rendus alter- nativement conducteurs de telle sorte que l'enroulement auxiliaire PS est parcouru par un courant alternatif de forme approximativement sinusoïdale comme décrit plus haut. Le point N' joue donc le rôle d'un neutre artificiel, de telle sorte que la tension maximale appliquée aux transistors Tl' et T2' est égale au maximum de tension du réseau, et non au double comme précédemment. Les condensateurs de filtrage, voient également leur ten- sion de service divisée par deux. Dans la mesure o c'est la tension maximum et non le courant qui renché- rit le coût des composants, la modification apportée aux dispositifs précédents permet de réduire environ de moitié le coût de ces composants et de réduire ainsi de façon significative le coût de l'ensemble du disposi- tif. 2717018 Le dispositif d'alimentation représenté à la figure 18 diffère du dispositif précédent en ce que le pont ondu- leur comprend deux transistors supplémentaires T3', T4' identiques aux transistors Ti', T2'. Les transistors Ti', T2', T3', T4' sont montés en carré, comme dans un pont de Graetz et la tension redressée, filtrée par un seul condensateur ClO, est appliquée aux extrémités de l'une des diagonales du pont tandis que l'enroulement auxiliaire PS constitue l'autre diagonale du pont. Les grilles des transistors T3' et T4' sont reliées à deux sorties supplémentaires S3, S4 du générateur PWM de telle sorte que T3' conduit avec Tl' et que T4' conduit avec T2', ceci alternativement et selon un rapport cy- clique variable. La variation du rapport cyclique per- met de faire varier les composantes alternative et con- tinue. L'utilisation d'un pont onduleur à quatre tran- sistors permet de générer la composante continue de ma- nière plus performante. Les modes d'alimentation décrits ci-dessus sont bien entendu également applicables aux moteurs à courant alternatif à collecteur, avec induit et inducteur bobi- nés. L'enroulement relié au générateur de courant peut être soit le bobinage de l'inducteur, soit le bobinage de l'induit, l'autre bobinage étant relié directement et exclusivement au secteur P, N. 21 2717018 REVENDICATIONS. 1. Dispositif d'alimentation pour moteur électrique à courant alternatif monophasé à deux enroulements, com- prenant un générateur de courant travaillant par modu- lation de largeur d'impulsion (PWM, T1, T2; PWM, Tl',5 T2'; PWM, Tl', T2', T3', T4') de manière à engendrer dans le moteur un courant alternatif de forme quasi si- nusoïdale, caractérisé en ce que ledit générateur de courant alternatif est relié à un seul (PS; ST; RO) des enroulements du moteur, que l'autre enroulement (PP; RO; ST) est relié exclusivement et directement à une source de courant alternatif monophasé (P, N), et que ledit générateur est agencé pour que la fréquence fon- damentale du courant issu du générateur soit égale à la fréquence de la source de courant alternatif. 2. Dispositif d'alimentation selon la revendication 1, pour l'alimentation d'un moteur asynchrone à induction dont le stator porte un enroulement principal (PP) et un enroulement auxiliaire (PS), sensiblement en quadra- ture, caractérisé en ce que l'enroulement principal est relié à la source de courant alternatif, en particulier le réseau, et que l'enroulement auxiliaire (PS) est re- lié directement, sans condensateur de déphasage, au gé- nérateur de courant alternatif. 3. Dispositif d'alimentation selon la revendication 2, caractérisé en ce que le générateur de courant alterna- tif (PWM) est synchronisé avec le réseau (P, N) et dé- livre à l'enroulement auxiliaire (PS) un courant dépha- sé de r/2 relativement au courant du réseau. 4. Dispositif d'alimentation selon la revendication 2, caractérisé en ce que le générateur de courant alterna- tif comprend un oscillateur triangulaire. 22 2717018 5. Dispositif d'alimentation selon la revendication 1, pour l'alimentation d'un moteur à courant alternatif à collecteur de type à excitation parallèle ou indépen- dante, comprenant un induit (RO) et un inducteur (ST), caractérisé en en ce que l'enroulement relié au généra- teur de courant est le bobinage de l'inducteur (ST). 6. Dispositif d'alimentation selon la revendication 1, pour l'alimentation d'un moteur à courant alternatif à collecteur à excitation parallèle ou indépendante, com- prenant un induit (RO) et un inducteur (ST), caracté- risé en en ce que l'enroulement relié au générateur de courant est le bobinage de l'induit (RO). 7. Dispositif d'alimentation selon l'une des revendica- tions 1 à 6, caractérisé en ce que le générateur de courant alternatif (PWM) comprend des moyens pour faire varier l'amplitude de la tension de sortie constitués d'un diviseur de tension à plusieurs points (R2, R3, R4, R5) ou d'un diviseur de tension comprenant une ré- sistance variable. 8. Dispositif d'alimentation selon l'une des revendica- tions 1 à 7, caractérisé en ce que le générateur de courant alternatif (PWM) comprend des moyens (R5, R6) pour ajouter une composante de tension continue à la tension alternative. 9. Dispositif d'alimentation selon l'une des revendica- tions 1 à 8, caractérisé en ce que le générateur de courant alternatif (PWM) est branché sur le réseau (NP) et qu'il est constitué d'un circuit déphaseur (C3, R1) introduisant un déphasage de n/2 relativement à la ten- sion du réseau, d'un oscillateur triangulaire (AOl, A02), d'un diviseur de tension (R2, R3, R4, R5) auquel est appliquée la tension déphasée, de deux comparateurs 23 2717018 (A03, A04) auquels sont appliquées, de manière opposée sur chacun des sommateurs, la tension triangulaire dé- livrée par l'oscillateur et la tension sinusoïdale pré- levée sur le diviseur de tension, et délivrant des im- pulsions modulées en largeur déphasées de 180 entre les deux sorties (S4, S5) et d'un comparateur présen- tant deux sorties complémentaires (Si, S2) sur lesquel- les apparait la tension rectangulaire modulée en lar- geur d'impulsion, et d'un pont onduleur (T1, T2) auquel sont appliquées lesdites sorties (Si, S2). 10. Dispositif d'alimentation selon l'une des revendi- cations 1 à 8, en particulier pour moteur à collecteur, caractérisé en ce que le générateur de courant alterna- tif (PWM) est relié au réseau par l'intermédiaire d'un transformateur (TR) dont le secondaire (El, E2) présen- te un point milieu (S6) déterminant un niveau zéro de symétrie et entre les bornes duquel sont branchés, en série, un condensateur (C3) et une résistance variable (R7), dont la borne commune fournit une tension dont le déphasage relativement à la tension du réseau varie avec la résistance variable (R7), cette tension étant appliquée à un sommateur (6) auquel est en outre appli- quée la tension d'un oscillateur triangulaire (AO1, A02), le tout de manière à permettre de faire varier électroniquement le déphasage entre le courant d'induit et le courant d'inducteur. 11. Dispositif d'alimentation selon l'une des revendi- cations 1 à 8, caractérisé en ce que le générateur de courant alternatif (PWM) est branché sur le réseau (NP) et qu'il comprend un circuit déphaseur (C3, R1) intro- duisant un déphasage de n/2 relativement à la tension du réseau, un diviseur de tension (R7 à Rll), auquel est appliquée la tension déphasée (Vcc), un circuit re- dresseur (D3, C4, D4, C5) délivrant deux tensions con- 24 2717018 tinues de signes opposés (+Vcc, -Vcc), un oscillateur triangulaire constitué d'un premier amplificateur opé- rationnel (A05) monté en intégrateur à entrées multi- ples et délivrant un signal triangulaire, un deuxième amplificateur opérationnel (A06) monté en comparateur à hystérèse à l'entrée duquel est appliquée la tension triangulaire du premier amplificateur opérationnel (A05), les tensions appliquées aux entrées du premier amplificateur opérationnel (A05) étant la tension de sortie du deuxième amplificateur opérationnel (A06), la tension continue positive (+Vcc) et la tension sinusoï- dale déphasée (Vcc), un troisième amplificateur opéra- tionnel (A07) monté en comparateur inverseur, à l'en- trée inverseuse duquel est appliqué le signal rectangu- laire modulé en largeur pour son déphasage de 1800, un amplificateur (7) présentant deux sorties (Sl, S2), sur lesquelles apparaît la tension rectangulaire modulée, un commutateur (CM) permettant de relier le comparateur (R7) soit directement à la sortie du deuxième amplifi- cateur opérationnel (AO6), soit à la sortie du troi- sième amplificateur opérationnel (A07) et un pont ondu- leur (Tl, T2) auquel sont appliquées les sorties (Si, S2) du comparateur. 12. Dispositif d'alimentation selon la revendication 11, caractérisé en ce qu'entre le circuit déphaseur (C3, D1) et le diviseur de tension (R7, Rli) est dispo- sé un circuit de filtrage actif comprenant un quatrième amplificateur opérationnel (A08) et constituant un am- plificateur sélectif présentant une fréquence de cou- pure égale à la fréquence de la tension du secteur. 13. Dispositif d'allimentation selon l'une des revendi- cations 1 à 12, caractérisé en ce que les deux enroule- ments (PP, PS) ont une borne commune reliée à la source de courant alternatif monophasé (P, N). 2717018 14. Dispositif d'alimentation selon l'une des revendi- cations 1 à 12, caractérisé en ce qu'il comprend un pont de Graetz (D7 à D10) fournissant une tension re- dressée à deux alternances de la tension de la source (P, N) et auquel est associé au moins un condensateur de filtrage (Cl', C2'; C10) et en ce que la tension re- dressée est appliquée au pont onduleur (Tl', T2'; Tl', T2', T3', T4') du générateur de courant (PWM, Ti', T2'; (PWM, Tl', T2', T3', T4'). 15. Dispositif d'alimentation selon la revendication 14, caractérisé en ce que le pont de Graetz est associé à deux condensateurs de filtrage (Cl', C2'), que le pont onduleur est constitué d'une paire de transistors (Ti', T2') et que l'une des bornes de l'enroulement (PS) relié à la source de courant alternatif est reliée au point commun des transistors et l'autre borne au point commun (N') des condensateurs (Cl, C2'). 16. Dispositif d'alimentation selon la revendication 14, caractérisé en ce que le pont de Graetz est associé à un seul condensateur de filtrage (C10), que le pont onduleur comprend deux paires de transistors (Tl', T2', T3', T4') montés en carré à l'une des diagonales duquel est appliquée la tension redressée et que l'enroulement (PS) relié à la source de courant alternatif constitue l'autre diagonale du pont onduleur.