FR 2722350 A1 19960112 FR 9408491 A 19940708 1i 2722350 METHODE DE LINEARISATION D'UN AMPLIFICATEUR NON- LINEAIRE, CIRCUIT DE LINEARISATION ET AMPLIFICATEUR COMPORTANT UN TEL CIRCUIT Le domaine de l'invention est celui des amplificateurs et plus particulièrement ceux qui doivent fonctionner à très haut rendement tout en conservant une bonne linéarité de phase et d'amplitude sur toute la dynamique de l'amplificateur. Plus précisément, le domaine d'invention est celui des dispositifs amplificateur de puissance de signaux électriques, véhiculant une information, visant à être émise dans des bandes de fréquence allant de quelques kilo hertz (kHz) à plusieurs gigahertz (GHz). Le domaine d'invention concerne encore plus précisément des amplificateurs dits linéaires, ne perturbant pas, ou peu, le signal à transmettre par distorsion d'amplitude ou de phase. L'utilisation de l'invention s'applique à tout système de transmission de l'information, nécessitant une linéarité du signal dans la chaîne amplificatrice et ce, avec un fort rendement ajouté constant, quelque soit le signal d'entrée, permettant de réduire considérablement le bilan énergétique nécessaire à l'amplification du signal. De ce fait, l'invention est particulièrement adaptée à des applications sur engins autonomes à faible bilan énergétique disponible tel que satellites, avions, ou autres appareils portables de toute sorte. Il est connu de l'homme de l'art que pour optimiser le rendement d'un amplificateur, celui-ci doit fonctionner près de la saturation. Or, près de la saturation, les amplificateurs électroniques sont également plus près d'un régime non linéaire d'amplification: le rendement et la linéarité d'un amplificateur près de la saturation dépendent fortement de la classe de fonctionnement de celui-ci. 2 2722350 Dans le domaine de l'amplification de signaux électriques, il existe plusieurs familles de classe d'amplificateur qui sont: - la classe A Parmi les amplificateurs linéaires, cette classe se caractérise par une très faible perturbation d'amplitude et de phase du signal à transmettre. Le rendement collecteur d'une telle classe est, en pratique de l'ordre de 40 % à % de la puissance HF (RF) à transmettre et ce pour un fonctionnement voisin du point de compression de l'amplificateur. - la classe AB Cette classe, voisine de la classe A, consiste en une polarisation non symétrique du point de repos du transistor, amenant une consommation moyenne plus faible que la classe A et permettant, en pratique, d'atteindre des rendements collecteurs de 45 % (forte polarisation) à 55 % (faible polarisation). La détérioration de la distorsion AM-PM du signal à transmettre est plus importante et se situe dans une fourchette de valeurs de 1 à 15'. - la classe B - B push-pull Cette classe, faiblement linéaire, adaptée à des puissances à transmettre importantes présente de toutes les classes dites "linéaires" le rendement ajouté le plus important qui se situe vers 55 % à 60 %. - les classes C, D, E, F Enfin, pour obtenir des rendements plus importants, il faut utiliser des amplificateurs fortement non linéaires tels que les classes C, D, E, F. Ces classes sont caractérisées par un fonctionnement à fort signal du transistor amplificateur. Les rendements les plus importants se faisant dans le fonctionnement extrême o le transistor bascule de son état saturé à bloqué en faisant résonner un circuit de charge accordé à la fréquence à transmettre. La solution visant à obtenir des amplificateurs linéaires à fort rendement, consiste alors à utiliser une 3 2722350 cellule non linéaire de puissance et à y effectuer les corrections nécessaires sur la phase et l'amplitude afin de le linéariser. Plusieurs principes de transmission de modulation d'amplitude à fort rendement ont déjà été publiés dans la littérature. Nous pouvons citer le mode "Series - Coupled Collector Modulation", présenté au chapitre 15- 3 du livre "Solid State Radio Engineering" de Krauss, Bostlan, et Raab dont le principe est que l'alimentation des étages amplificateurs de la chaîne HF se fait au travers d'un amplificateur en classe S (switching class). La sortie RF est ainsi modulé par un signal modulant AC fourni à l'entrée de l'ampli en classe S. En l'absence de signal modulant, la tension de sortie de l'amplificateur classe S vaut VCC/2. La modulation s'effectue par la modulation de la tension à la sortie de l'ampli classe S de 0 à VCC (0 à 100 %). Plusieurs critiques sont à émettre sur ce principe: - La transmission de la modulation d'amplitude se fait en boucle ouverte et rend ainsi l'information à transmettre dépendante des qualités de linéarité de la chaîne complète. - Le fonctionnement à rendement maximum n'est obtenu que pour un point de fonctionnement particulier liant la puissance d'entrée HF et l'alimentation. Un principe de linéarisation connu est montré dans la figure 1. Cette linéarisation est de type analogique. Le circuit de la figure 1 de linéarisation analogique comprend une boucle de linéarisation de phase, et une boucle de linéarisation d'amplitude (2). La linéarisation est ainsi effectuée par ces deux boucles d'asservissement indépendantes: - Une boucle de phase 1. - Une boucle d'amplitude 2. Le signal d'entrée est décomposé dans ses composantes amplitude et phase par un limiteur 3, pour ne garder que la 4 2722350 phase, et par un détecteur d'amplitude 13, pour ne garder que l'amplitude. Le signal de sortie est lui aussi décomposé, de la même manière, dans ses composantes amplitude et phase, par un limiteur 4 et un détecteur 14. Boucle de phase (1) La boucle de phase 1 est constituée des deux limiteurs, entrée 3 et sortie 4, d'un comparateur de phase 5 et d'un déphaseur 6. Un signal représentatif de la phase de sortie est prélevé par un premier coupleur aval 8 et un signal représentatif de la phase d'entrée est prélevé par un prémier coupleur 7 amont. La phase de sortie est comparée à la phase d'entrée par le comparateur de phase 5 dont la sortie, proportionnelle à l'erreur de phase, va piloter un déphaseur actif 6 mis en série avec l'entrée de l'amplificateur NL 10 à linéariser. Le déphaseur 6 va alors provoquer un déphasage du signal d'entrée en opposition de phase du déphasage causé par l'amplificateur 10, pour annuler celui-ci. La phase se trouve ainsi linéarisée. Boucle d'amplitude (2) La boucle d'amplitude 2 utilise le fait que l'amplitude du signal de sortie de l'amplificateur 10 est proportionnel à sa tension d'alimentation. Une modulation de sa tension d'alimentation provoque donc une variation d'AM en sortie. Un signal représentatif de l'amplitude d'entrée est prélevé par un deuxième coupleur amont 17, et un signal représentatif de l'amplitude de sortie est prélevé par un deuxième coupleur aval 18. La boucle d'amplitude 2 est constituée des deux détecteurs d'amplitude, entrée 13 et sortie 14, de deux amplificateurs d'erreur 15, 16 et d'un modulateur de puissance 11. 2722350 L'amplitude de sortie est comparée à l'amplitude d'entrée au travers de l'amplificateur d'erreur 15. L'erreur d'amplitude est ensuite ajoutée à l'amplitude du signal d'entrée dans le mélangeur 16 et sert de tension de référence au modulateur de puissance 11. Cette référence module la tension d'alimentation de l'amplificateur NL 10 et va donc recréer en sortie la modulation d'amplitude du signal d'entrée. L'énergie nécessaire à son opération est fournie au modulateur d'alimentation 11 par la barre non régulée 50 de la plate forme. On cherche à optimiser le rendement électrique de la puissance HF modulée en fonction de la puissance de sortie fournie par la source 50. Ce type de modulation par l'alimentation, apportera en outre une conversion AM-PM non désirée. Cette conversion parasite sera elle aussi compensée par la boucle de phase. Cependant, il subsiste des inconvénients de cette linéarisation. Le modulateur d'alimentation 11 se trouve dans la boucle d'asservissement d'amplitude 2 ce qui rend très difficile la stabilité de l'asservissement. En effet, la cellule de filtrage du modulateur est prise dans la bande de boucle. Ceci va limiter la bande passante de l'asservissement, donc la bande passante du signal à transmettre. Ce type de système linéarisé ne permet pas de faire travailler l'amplificateur non linéaire à son point de rendement maximal. Celui-ci ne peut être atteint que pour un couple donné, tension d'alimentation, puissance d'entrée. Sur les différents documents appartenant à l'art antérieur, nous en retenons les trois demandes de brevets suivants: D1=EP 471 346 Al (FUJITSU), D2=EP 561 346 Ai (MITSUBISHI), et EP-359 477 A2 (NOKIA). Le document le plus pertinent pour comprendre l'invention est le D1 de FUJITSU, qui divulgue un principe de fondement de la présente invention. 6 2722350 En effet, le document FUJITSU enseigne l'utilisation d'un amplificateur en régime non linéaire, c'est-à-dire près de la saturation, pour en optimiser le rendement, avec une correction de non linéarités par un linéariseur. Contrairement à notre invention, l'amplificateur de FUTJISU est prévu de fonctionner en classe "C", tandis que nous préférons la classe "E" ou "F". Une caractéristique partagée par les différentes réalisations proposées de l'invention est l'utilisation d'un amplificateur à gain contrôlé (CAG) devant l'amplificateur non linéaire 10 pour fournir le signal sur son entrée au point optimal de fonctionnement de l'amplificateur 10. Cette caractéristique, assez classique dans les télécommunications avec des terminaux mobiles est connue par exemple par le document D3 de NOKIA. Contrairement à l'invention exposée ci-après, le point optimal de fonctionnement est déterminé par une puissance de sortie constante et présentant une faible dynamique. La classe "C" ne présente pas un rendement suffisant pour les applications envisagées qui requièrent une grande autonomie. Le système de linéarisation proposé en D1 ne convient pas pour les amplificateurs de la classe "E" ou "Fe fonctionnant à des hautes fréquences, car la distorsion AM/PM deviendrait trop importante. Une solution à cet inconvénient, connue par exemple par D2, est de placer un amplificateur CAG devant l'amplificateur non linéaire 10 de manière à réduire la dynamique du signal appliqué à l'entrée de ce dernier. Le but visé dans ce document est donc d'obtenir un gain constant pour une puissance de sortie qui varie avec une faible dynamique, et non pas un gain plat sur une large dynamique du signal d'entrée telle que visée par la présente invention. L'invention vise à remédier ces inconvénients de l'art antérieur. A ces fins, l'invention propose une méthode de linéarisation d'un amplificateur 10 non linéaire NL, la 7 2722350 méthode comprenant une correction des non linéarités de phase et une correction des non linéarités d'amplitude, la correction de phase étant effectuée par un déphaseur 6 commandable électriquement disposé en amont de l'amplificateur NL 10 et commandé par un comparateur de phase 5 qui mesure les non linéarités de phase introduit par ledit amplificateur NL 10 dans une première boucle de contre réaction 1, caractérisée en ce que ladite correction des non linéarités d'amplitude est effectuée en deux parties, une première correction étant effectuée en agissant sur le modulateur d'alimentation 11 dudit amplificateur NL 10 en boucle ouverte, et une deuxième correction plus fine étant effectuée par un amplificateur CAG 20 disposé en amont de l'amplificateur NL 10 et commandé par un signal d'erreur d'amplitude entrée-sortie généré dans une deuxième boucle de contre réaction. L'invention propose également un circuit linéariseur pour amplificateur non linéaire, destiné à fonctionner en hyperfréquence, comportant des moyens de correction de non linéarité de phase, ainsi que des moyens de correction de non linéarité d'amplitude, lesdits moyens de correction de phase comprenant un comparateur de phase 5 et un déphaseur 6 commandable électriquement agencés en boucle de contre réaction 1, caractérisé en ce que lesdits moyens de correction de non linéarités d'amplitude comprennent: un modulateur d'alimentation 11 dudit amplificateur NL 10, dont la tension de sortie est commandé par l'amplitude du signal d'entrée en boucle ouverte, et un amplificateur CAG 20 en amont dudit amplificateur NL 10, commandé par un détecteur d'erreur d'amplitude en boucle fermée 2. Une réalisation particulière selon l'invention porte sur un circuit linéariseur pour amplificateur non linéaire, destiné à fonctionner en hyperfréquence, comportant des 8 2722350 moyens de correction de non linéarité de phase, ainsi que des moyens de correction de non linéarité d'amplitude, caractérisé en ce que lesdits moyens de correction de phase comprennent: 5. un déphaseur 6 commandable électriquement par un premier signal de commande, un comparateur de phase 5 ayant au moins deux entrées et une sortie, un premier coupleur en amont 7 et un premier coupleur en aval 8 dudit amplificateur non linéaire 10, ledit premier coupleur amont 7 fournissant un signal représentatif de la phase du signal d'entrée avant amplification sur l'une desdites entrées dudit comparateur de phase 5, et le premier coupleur aval 8 fournissant un signal représentatif de la phase de sortie après amplification à l'autre desdites deux entrées dudit comparateur de phase 5, la comparaison de phase des signaux sur les deux entrées dudit comparateur de phase 5 donnant lieu à un signal de déphasage relatif entre les deux signaux, sur la sortie dudit comparateur de phase 5, cette sortie étant destinée à être raccordée à l'entrée de commande dudit déphaseur commandable 6, afin de contrôler la phase du signal d'entrée de manière à annuler les non linéarités éventuelles de phase dues à l'amplification non linéaire; et en ce que lesdits moyens de correction de non linéarité d'amplitude comprennent: un modulateur de l'alimentation 11 dudit amplificateur non linéaire 10, dont la tension de sortie est commandable électriquement par un deuxième signal de commande appliqué à une entrée de commande dudit modulateur 11, un comparateur de puissance 15 ayant au moins deux entrées et une sortie, 35. un deuxième coupleur en amont 17 et un deuxième coupleur en aval 18 dudit amplificateur non linéaire 10, 9 2722350 un amplificateur CAG 20 dispose en série avec et en amont dudit amplificateur non linéaire 10, le gain de ce CAG étant programmable électriquement moyennant un signal correcteur d'amplitude, 5. ledit deuxième coupleur amont 17 fournissant un signal représentatif de l'amplitude du signal d'entrée sur ladite entrée de commande dudit modulateur 11 afin de commander la tension d'alimentation dudit amplificateur non linéaire 10, 10. ledit deuxième coupleur amont 7 fournissant aussi le même signal sur l'une desdites entrées dudit comparateur de puissance 15, et le deuxième coupleur aval 18 fournissant un signal représentatif de l'amplitude du signal de sortie après amplification à l'autre desdites entrées dudit comparateur de puissance 15, donnant lieu à un signal d'erreur d'amplitude entrée-sortie entre les deux signaux, ce signal d'erreur étant destiné à être raccordé à l'entrée de commande dudit CAG 20, afin de contrôler l'amplitude du signal d'entrée de manière à annuler les non linéarités éventuelles d'amplitude dues à l'amplification non linéaire. Selon une variante de l'invention, le modulateur 11 d'alimentation de l'amplificateur non linéaire 10 est piloté par un signal d'erreur afin d'assurer la restitution de l'enveloppe AM simplifiée, du signal d'entrée. D'autre part l'amplificateur CAG 20 disposé en amont de l'amplificateur non linéaire 10, voit son gain contrôlé par le comparateur de phase 5. Selon une autre variante de l'invention, les différentes fonctions sont assurées par des logiciels et des composants numériques. Un exemple est donné sur la figure 4, qui montre une solution numérique qui ressemble à celui, analogique, de la figure 2. D'autres avantages et caractéristiques ressortiront de la description qui suit de quelques exemples de réalisations selon l'invention, et ses figures annexées dont: 2722350 - la figure 1, déjà décrite, montre un circuit de linéarisation analogique connu de l'art antérieur; - la figure 2 montre un exemple de réalisation selon l'invention d'un circuit de linéarisation d'amplitude et de phase comportant un modulateur à découpage 11 dont la sortie fournit l'alimentation à un amplificateur non linéaire 10, ce modulateur d'alimentation 11 étant commandé en boucle ouverte par un signal représentatif de l'amplitude du signal d'entrée à amplifier; - la figure 3 montre un autre exemple d'une réalisation selon l'invention comportant un modulateur à découpage commandé par une boucle à contre réaction. - la figure 4 montre un autre exemple de réalisation selon l'invention d'un circuit de linéarisation d'amplitude et de phase utilisant des moyens numériques pour calculer les corrections à appliquer dans des boucles à contre réaction respectives, ainsi qu'une boucle ouverte qui agit sur le modulateur d'alimentation 11. D'autres réalisations et variantes de l'invention seront facilement imaginées par l'homme de l'art à partir des principes de l'invention exposés à travers ces quelques exemples. Les figures sont données à titre d'exemples non limitatifs, d'exemples de réalisations selon l'invention. Les mêmes repères désignent les mêmes éléments sur les différentes figures. La figure 2 montre un premier exemple d'une réalisation selon l'invention. Comme dans la figure 1, les corrections de phase s'effectue en boucle de contre réaction. Cette boucle est constituée des mêmes éléments que dans la figure 1 et fonctionne de la même manière comme il sera expliqué ci-dessous. Le principe de linéarisation selon l'invention est expliqué ci-après. La boucle ouverte qui agit sur le modulateur d'alimentation 11 permet d'obtenir un rapport 3 entre la 11i 2722350 fréquence de découpage et la fréquence de modulation, et d'étendre ainsi la bande passante du circuit de linéarisation tout en conservant une bonne linéarité et un excellent rendement. Comme dans la figure 1, le modulateur d'alimentation 11 agit sur le gain de l'amplificateur NL 10 en modifiant la tension ou le courant d'alimentation en fonction de l'amplitude d'un signal appliqué sur l'entrée commande du modulateur 11. La tension d'alimentation de l'amplificateur NL 10 se trouve ainsi piloté par la dynamique instantanée du signal d'entrée en boucle ouverte, donc hors d'asservissement, ce qui prête à une meilleure stabilité de ce dernier. L'erreur d'amplitude entrée-sortie est ensuite déterminée en boucle fermée par le comparateur de puissance dont les deux entrées sont raccordées respectivement à un coupleur en amont 17 et un coupleur en aval 18 de l'amplificateur NL 10. La sortie de ce comparateur de puissance 15 est appliquée à la borne de commande d'un amplificateur CAG 20 placé en amont de l'amplificateur NL 10. L'erreur d'amplitude entrée-sortie sert alors de commande de gain à l'étage CAG 20. Cet étage ne sert qu'à rattraper les faibles écarts d'amplitudes non pris en compte par le modulateur 11, et à faire travailler l'amplificateur NL 10 à son rendement maximum sur toute la dynamique du signal AM.. La deuxième boucle d'asservissement, sert à rattraper les erreurs de phase entrée-sortie en agissant sur la commande d'un déphaseur 6 en amont de l'amplificateur CAG 20. Les erreurs de phase, apportées par le déphaseur et la CAG sont aussi atténuées par le gain de boucle de la chaîne d'asservissement. La précision de cet asservissement est uniquement fonction de la précision des deux limiteurs 3, 4 servant à obtenir les informations de phase entrée-sortie. Ces limiteurs se trouvant dans une zone atténuée par les 12 2722350 coupleurs de prise d'informations, ils permettent une bonne reproductibilité du signal sur sa dynamique. Un autre avantage de la réalisation de la figure 2 est la rapidité du pilotage en puissance du modulateur qui est commandé directement à partir du signal d'entrée. De plus, la stabilité du pilotage est ainsi améliorée et des oscillations parasites sont effectivement éliminées. Cependant, le but principal obtenu par l'invention est d'obtenir des amplificateurs linéaires présentant de ce fait une faible intermodulation d'ordre 3 (IMP3) et avec un fort rendement ajouté énergétique à partir de la barre d'alimentation 50 de la plate- forme, supérieure à 50% pour toutes puissances HF de signal d'entrée à amplifier. La définition de ce rendement ajoutée est comme suit: _PM - PE-P PRu$ PBUS O PSHF est la puissance de sortie HF PEHF est la puissance du signal d'entrée HF et PBs est la puissance électrique fournie par la barre plate-forme 50. Ce principe permet de disposer d'amplificateurs linéaires à point de compression paramétrable en fonction des limites données à la tension d'alimentation des étages amplificateurs. La figure 3 montre une variante de l'invention. La configuration du circuit est similaire au circuit de la figure 2 à quelques exceptions près. Le modulateur d'alimentation 11 est piloté en boucle fermée à partir du signal d'erreur fourni par le comparateur de puissance 15. La correction et la transmission de la modulation d'amplitude se fait au travers du modulateur d'alimentation 11 de l'étage NL 10. L'erreur de phase entrée-sortie pilote l'étage à CAG 20. Cette configuration permet de simplifier les asservissements, évite l'utilisation d'un déphaseur et 13 2722350 permet aussi de faire travailler l'amplificateur NL 10 à son point de rendement maximum quelque soit le signal d'entrée. Ce dernier asservissement part du principe qu'une augmentation de la puissance HF d'entrée, va entrainer une augmentation de la tension d'alimentation de l'étage NL 10. Cette augmentation de tension, va induire une variation de phase 0, il faut alors que l'erreur de phase fasse augmenter le gain de l'amplificateur CAG 20. Ceci permet aussi de maintenir la condition d'alimentation, le HF de l'étage NL 10 donnant le rendement maximum. Le principe de la linéarisation est alors le suivant: - le signal d'entrée est décomposé dans sa composante amplitude et phase. La composante amplitude d'entrée est comparée à la composante amplitude de sortie. Le signal d'erreur sert alors de commande au modulateur 11 qui fournit la tension d'alimentation à l'étage NL 10. Cet asservissement a pour rôle la restitution de l'enveloppe AM, amplifiée, du signal d'entrée. - en sortie du limiteur d'entrée 3, n'est conservée que la composante de phase du signal. Cette composante est amplifiée par un étage à CAG pilotant l'amplificateur NL 10. Le rôle de l'étage à CAG 20 est de faire varier la puissance d'entrée de l'étage NL 10, afin de faire fonctionner ce dernier à son point de rendement maximum sur toute la dynamique AM du signal d'entrée. - la commande de gain de la CAG 20 est le signal de phase entrée-sortie. Cet asservissement a pour rôle la restitution en sortie, de la phase du signal d'entrée. La figure 4 montre une autre variante de l'invention utilisant des moyens numériques pour calculer les corrections à appliquer à la phase et à l'amplitude dans des boucles à contre réaction respectives ainsi qu'une boucle ouverte analogique qui agit sur le modulateur d'alimentation 11 comme dans la réalisation de la figure 2. 14 2722350 Cette dernière boucle ouverte est identique à celle de la figure 2 et ne sera pas décrite une nouvelle fois ici. Seul son principe de fonctionnement sera rappelé. Le modulateur de puissance 11 est piloté à son entrée Vc (tension de contrôle) par la tension du signal d'entrée (modulé). La tension d'alimentation de l'amplificateur NL 10 est alors modulée par l'image du signal d'entrée HF. Les signaux HF entrée-sortie, sont démodulés dans leurs composants I et Q à l'aide d'un premier et un deuxième démodulateurs numériques (31, 41) connus sous le nom de "tête analytique", cette tête analytique est constituée d'un convertisseur analogique numérique qui échantillonne le signal à son entrée puis, un algorithme interne permet de reconstituer les composants en phase I en quadrature Q du signal modulant. Après calcul numérique effectué par les calculateurs 32, 42 respectifs, les informations puissance de sortie et puissance d'entrée et les informations de phase de sortie et phase d'entrée sont comparées pour en sortir l'erreur de phase et l'erreur d'amplitude correspondante dans des comparateurs de phase 5 et d'amplitude 15. L'erreur de phase pilote un déphaseur à entrée numérique 6 pour pré distordre la phase d'entrée telle que l'association déphaseur 6 et amplificateur 10 ne distorde pas la phase du signal à transmettre. L'erreur d'amplitude pilote un étage à CAG 20 permettant de compenser les distorsions d'amplitudes résiduelles et de pouvoir faire travailler l'amplificateur NL 10 à son point de fonctionnement maximum. Bien d'autres variantes et réalisations particulières de l'invention seront facilement imaginées par l'homme de l'art à partir de principes exposés ici, sans pour autant sortir du cadre de l'invention. Des menues modifications, ainsi que la substitution de moyens équivalents pour des moyens évoqués dans la description ci-dessus, font également partie de l'étendue des revendications dont le libellé suit. 2722350 REVENDICATIONS 1. Méthode de linéarisation d'un amplificateur non linéaire (NL), la méthode comprenant une correction des non linéarités de phase et une correction des non linéarités d'amplitude, la correction de phase étant effectuée par un déphaseur (6) commandable électriquement disposé en amont de l'amplificateur NL (10) et commandé par un comparateur de phase (5) qui mesure les non linéarités de phase introduit par ledit amplificateur NL (10) dans une première boucle de contre réaction, (1) caractérisée en ce que ladite correction des non linéarités d'amplitude est effectuée en deux parties, une première correction étant effectuée en agissant sur le modulateur d'alimentation (11) dudit amplificateur NL (10) en boucle ouverte, et une deuxième correction plus fine étant effectuée par un amplificateur CAG (20) disposé en amont de l'amplificateur NL (10) et commandé par un signal d'erreur d'amplitude entrée-sortie généré dans une deuxième boucle de contre réaction (2). 2. Circuit linéariseur pour amplificateur non linéaire (10), destiné à fonctionner en hyperfréquence, comportant des moyens de correction de non linéarité de phase, ainsi que des moyens de correction de non linéarité d'amplitude, lesdits moyens de correction de phase comprenant un comparateur de phase (5) et un déphaseur commandable (6) électriquement agencés en boucle de contre réaction; caractérisé en ce que lesdits moyens de correction de non linéarités d'amplitude comprennent: un modulateur d'alimentation (11) dudit amplificateur NL (10), dont la tension de sortie est commandé par l'amplitude du signal d'entrée en boucle ouverte, et 16 2722350 un amplificateur CAG (20) en amont dudit amplificateur NL (10), commandé par un détecteur d'erreur d'amplitude (15) en boucle fermée (2). 3. Circuit linéariseur pour amplificateur non linéaire (10), destiné à fonctionner en hyperfréquence, comportant des moyens de correction de non linéarité de phase, ainsi que des moyens de correction de non linéarité d'amplitude, caractérisé en ce que lesdits moyens de correction de phase comprennent: un déphaseur (6) commandable électriquement par un premier signal de commande, À un comparateur de phase (5) ayant au moins deux entrées et une sortie, 15. un premier coupleur en amont (7) et un premier coupleur en aval (8) dudit amplificateur non linéaire, À ledit premier coupleur amont (7) fournissant un signal représentatif de la phase du signal d'entrée avant amplification sur l'une desdites entrées dudit comparateur de phase (5), et le premier coupleur aval (8) fournissant un signal représentatif de la phase de sortie après amplification à l'autre desdites deux entrées dudit comparateur de phase (5), la comparaison de phase des signaux sur les deux entrées dudit comparateur de phases donnant lieu à un signal de déphasage relatif entre les deux signaux, sur la sortie dudit comparateur de phase (5), cette sortie étant destinée à être raccordée à l'entrée de commande dudit déphaseur commandable (6), afin de contrôler la phase du signal d'entrée de manière à annuler les non linéarités éventuelles de phase dues à l'amplification non linéaire; et en ce que lesdits moyens de correction de non linéarité d'amplitude comprennent: un modulateur de l'alimentation (11) dudit amplificateur non linéaire (10), dont la tension de sortie est commandable électriquement par un deuxième signal de 17 2722350 commande appliqué à une entrée de commande dudit modulateur (11), À un comparateur de puissance (5) ayant au moins deux entrées et une sortie, 5. un deuxième coupleur en amont (7) et un deuxième coupleur en aval (18) dudit amplificateur non linéaire (10), À un amplificateur CAG (20) dispose en série avec et en amont dudit amplificateur non linéaire (10), le gain de ce CAG (20) étant programmable électriquement moyennant un signal correcteur d'amplitude, À ledit deuxième coupleur amont (7) fournissant un signal représentatif de l'amplitude du signal d'entrée sur ladite entrée de commande dudit modulateur (11) afin de commander la tension d'alimentation dudit amplificateur non linéaire (10), ledit deuxième coupleur amont fournissant aussi le même signal sur l'une desdites entrées dudit comparateur de puissance (15), et le deuxième coupleur aval (18) fournissant un signal représentatif de l'amplitude du signal de sortie après amplification à l'autre desdites entrées dudit comparateur de puissance (15), donnant lieu à un signal d'erreur d'amplitude entrée-sortie entre les deux signaux, ce signal d'erreur étant destiné à être raccordé à l'entrée de commande dudit CAG, afin de contrôler l'amplitude du signal d'entrée de manière à annuler les non linéarités éventuelles d'amplitude dues à l'amplification non linéaire. 4. Circuit linéariseur pour amplificateur non linéaire (10), destiné à fonctionner en hyperfréquence, comportant des moyens de correction de non linéarité de phase, ainsi que des moyens de correction de non linéarité d'amplitude, lesdits moyens de correction d'amplitude comprenant un comparateur de puissance (15) et un modulateur d'alimentation (11) dont la tension de sortie 18 2722350 est commandée par l'amplitude du signal d'erreur en boucle de contre réaction; caractérisé en ce que lesdits moyens de correction de non linéarités de phase comprennent: 5. un comparateur de phase (5) qui reçoit sur ses deux entrées un signal représentatif de la phase du signal d'entrée avant l'amplification, et un signal représentatif de la phase du signal de sortie après l'amplication, la sortie dudit comparateur de phase (5) fournissant un signal d'erreur de phase; et un amplificateur CAG (20) en amont dudit amplificateur NL (10), commandé par ledit comparateur de phase (5) en boucle fermée. 5. Circuit selon l'une quelconque des revendications 2 ou 3, comprenant un modulateur d'alimentation (11) dudit amplificateur NL (10), dont la tension de sortie est commandée par l'amplitude du signal d'entrée en boucle ouverte, et caractérisé en ce que lesdits moyens de correction de phase et lesdits moyens de correction d'amplitude comprennent des premiers (31) et des deuxièmes (41) moyens de conversion analogique- numérique et des premiers (32) et des deuxièmes (42) moyens de calcul numérique, ces moyens respectifs étant disposés de manière à traiter séparémment un signal représentatif du signal d'entrée avant amplification et un signal représentatif du signal de sortie après amplification; lesdits premiers et deuxièmes moyens de conversion analogique-numérique (31,41) fournissant & leurs sorties respectives un signal en phase I et en quadrature Q sur les entrées respectives desdits premiers et deuxièmes moyens de calcul numérique (32,42); lesdits premiers et deuxièmes moyens de calcul numérique (32,42) fournissant à leurs sorties respectives un signal de phase et un signal d'amplitude représentatifs du signal d'entrée avant amplification (premiers moyens 32) et du signal de 19 2722350 sortie après amplification (deuxièmes moyens 42) respectivement; lesdits signaux de phase étant appliqués à un comparateur de phase numérique (5) dont le signal de sortie constitue un signal d'erreur de phase qui est appliqué à un déphaseur commandable (6) afin d'effectuer ladite correction de phase en boucle de contre réaction; lesdits signaux d'amplitude étant appliqués à un comparateur d'amplitudes numérique (15) dont le signal de sortie constitue un signal d'erreur d'amplitude qui est appliqué à l'entrée commande d'un CAG (20) disposé en série et en amont de l'amplificateur NL (10) afin d'effectuer une correction fine d'amplitude en boucle de contre réaction