FR 2714531 A1 19950630 FR 9415656 A 19941226 La présente invention concerne un atténuateur servant à atténuer un signal de micro-ondes, et en particulier un atténuateur variable permettant de modifier l'atténuation à l'aide d'un signal de commande. Un atténuateur pour micro-ondes peut être réalisé sous la forme d'un atténuateur fixe ou d'un atténuateur variable. Un exemple typique de l'atténuateur variable est un atténuateur à réflexion. L'atténuateur à réflexion peut être constitué par un coupleur à 4 bornes, par des diodes PIN et par des charges fictives. La figure 9, annexée à la présente demande, représente l'agencement d'un atténuateur à réflexion conforme à une technique antérieure. Cette technique antérieure utilise un coupleur 3 qui comporte quatre bornes 4 à 7. La borne 4 et la borne 5 établissent un couplage à haute fréquence, et un signal de micro-ondes ou à hyperfréquence introduit à partir de la borne 4 apparaît sur la borne 5 en phase et avec une amplitude divisée par deux. De façon similaire, la borne 6 et la borne 7 réalisent un couplage des hautes fréquences, un signal à micro- ondes introduit par la borne 6 apparaît sur la borne 7 en étant en phase et en possédant une amplitude divisée de moitié. La borne 4 est raccordée à la borne 6 par une ligne et un signal à micro-ondes, qui est envoyé à la borne 4 apparaît sur la borne 6 en étant retardé de 90 et en possédant une amplitude deux fois plus faible. En outre la borne 5 est raccordée à la borne 7 par une ligne, un signal à micro-ondes qui est intro- duit au niveau de la borne 5 apparaît sur la borne 7 en étant déphasé de 90 et avec une amplitude deux fois moins élevée. Ces relations sont valables même lorsqu'on permute l'entrée et la sortie. De façon spécifique, le coupleur 3 à 4 bornes est un coupleur hybride en quadra- ture ou un coupleur de la gamme de 3 dB, et les bornes 4 à 7 sont respectivement une borne d'entrée, une borne de sortie en phase, une borne de sortie avec déphasage de 90 et une borne de sortie combinée avec déphasage de 900. Sur la figure 9, la borne 4 est raccordée à une borne d'entrée de signal 1, et la borne 7 est raccordée à une borne de sortie de signal 2. Un signal à micro-ondes, qui est introduit au niveau de la borne d'entrée de signal 1, apparaît sur la borne 5 en étant en phase et avec une amplitude deux fois plus faible, et sur la borne 6 en étant déphasée de 90 et avec une amplitude deux fois plus faible. La borne 5 est raccordée à un circuit de terminaison, dans lequel une ligne de transmission lla, une diode PIN 12a et une charge fictive 13a sont branchées en série dans cette diode selon cet ordre. De façon similaire, la borne 6 est raccordée à un circuit de terminaison, dans lequel une ligne de trans- mission 11b, une diode PIN 12b et une charge fictive 13b sont branchées en série. Les lignes de transmission lla et llb possèdent une fonction de conversion d'impédance. Dans ce cas, on suppose qu'une impédance caractéristique du coupleur 3 à 4 bornes après la conversion d'impédance effectuée par les lignes de transmission lla et llb est Z0 en tant qu'impédance adaptée de la ligne de transmis- sion. Étant donné que les diodes PIN 12a et 12b agissent en tant qu'éléments résistifs variables à haute fréquen- ce, lorsque la résistance synthétisée Zla de la charge fictive 13a et de la diode PIN 12a est égale à Z0, la borne 5 passe dans un état de terminaison sans réflexion. De façon similaire, lorsque la résistance synthétisée Zlb de la charge fictive 13b et de la diode PIN 12b est égale à Z0, la borne 6 passe dans un état de terminaison sans réflexion. Comme cela a été décrit précédemment, le signal qui apparaît sur la borne 5 apparaît sur la borne 7 en étant déphasé de 90 avec une amplitude divisée de moitié, et le signal qui est envoyé à la borne 6, apparaît sur la borne 7 en phase et avec une amplitude divisée par deux. Par conséquent, le signal, qui apparaît sur la borne 7, est un signal combiné formé par la combinaison d'un signal de réflexion produit par le circuit de terminaison raccordé à la borne 5 parmi les signaux envoyés à partir de la borne 4, et par un signal de réflexion délivré par le circuit de terminaison raccordé à la borne 6, parmi les signaux envoyés à partir de la borne 4. Ces signaux de réflexion sont réciproque- ment en phase étant donné qu'ils sont opposés par rapport au signal introduit au niveau de la borne 4. C'est pourquoi la combinaison obtenue au niveau de la borne 7 est une combinaison en phase. Lorsqu'à la fois Zla et Zlb sont égales à Z0, les deux bornes 5 et 6 fournissent une terminaison sans réflexion, et aucune réflexion n'appa- raît au niveau de la borne 7 (un état d'atténuation infinie). D'autre part, lorsqu'à la fois Zla et Zlb sont essentiellement infinies, les deux bornes 5 et 6 passent dans un état de réflexion totale et le signal de ré- flexion maximum apparaît sur la borne 7 (un état d'atté- nuation minimale). C'est pourquoi, si l'on pouvait modifier successivement Zla et Zlb dans la gamme allant de Z0 à l'infini, l'atténuation du signal délivré par la borne de sortie de signal 2 par rapport au signal introduit au niveau de la borne d'entrée 1 pourrait être idéalement commandée successivement dans la gamme allant de 0 à l'infini. Comme moyen pour obtenir cela, la technique antérieure prévoit d'utiliser les diodes PIN 12a et 12b et un circuit de commande de polarisation. Comme cela est représenté sur la figure 9, des bornes de polarisation 10a et lOb sont connectées respectivement à la borne d'entrée de signal 1 et à la borne d'entrée de signal 2. Étant donné que le couplage des bornes 4 et 5 bloque le passage d'une tension continue, la tension continue, qui est appliquée à la borne de polarisation 10a, est appliquée à l'anode de la diode PIN 12b. De façon similaire, étant donné que l'accouplement des bornes 5 et 7 empêche l'apparition d'une tension continue, la tension continue, qui est appliquée à la borne de polarisation 10b, est ajoutée à l'anode de la diode PIN 12a. Par conséquent, les valeurs résistives des diodes PIN 12a et 12b sont déterminées par la tension continue (tension de polarisation), qui est appliquée respectivement à la borne 10b ou 10a. En d'autres termes, la variation successive de la tension de polarisation, qui est appliquée aux bornes 10a et 10b, provoque une variation successive de Zla et Zlb dans la gamme allant de ZO à l'infini. Par conséquent, on peut commander successivement l'atténuation dans la gamme de 0 à l'infini. En outre, des lignes quart-d'onde 8a et 8b sont connectées respectivement entre la borne d'entrée de signal 1 et la borne de polarisation 10a et entre la borne de sortie de signal 2 et la borne de polarisation b. Des tronçons de ligne ouverts quart-d'onde 9a et 9b, qui sont des lignes quart-d'onde comportant une extrémité ouverte, sont connectés respectivement aux bornes de polarisation 10a et 10b. Lorsque les tronçons ouverts quart-d'onde 9a et 9b sont observés à partir des bornes de polarisation 10a et 10b, leur impédance devient égale à 0. Lorsqu'on observe cette impédance à partir de la borne d'entrée de signal 1 ou de la borne de sortie de signal 2, on voit qu'elle est infinie en raison de la présence des lignes quart-d'onde 8a et 8b entre la borne d'entrée de signal 1 et la borne de polarisation 10a et entre la borne de sortie de signal 2 et la borne de polarisation 10b. C'est pourquoi, indépendamment de la connexion des bornes de polarisation lOa et 10b respecti- vement à la borne d'entrée de signal 1 et à la borne de sortie de signal 2, pour un signal qui possède une fréquence relativement élevée et par conséquent une longueur d'onde relativement courte, égale à une longueur électrique de chaque ligne quart-d'onde ou tronçon ouvert, les bornes de polarisation lOa et lO0b passent dans un état qui n'existe pas de façon visible. Par conséquent, les lignes quart-d'onde 8a et 8b fonctionnent de la même manière que l'inductancce dans un circuit à haute fréquence, et les tronçons ouverts quart-d'onde 9a et 9b agissent de la même manière qu'une capacité, de sorte qu'on peut comprendre un circuit constituant la ligne quart-d'onde 8a et le tronçon ouvert quart-d'onde 9a et un circuit constituant la ligne quart-d'onde 9b et le tronçon ouvert quart-d'onde 9b, par analogie à un circuit résonnant dans un circuit à haute fréquence. Ces circuits sont désignés sous l'expression bobines de réactance à haute fréquence. Le fonctionnement précis d'un atténuateur variable présentant la configuration de circuit telle que représentée sur la figure 9, les valeurs résistives des diodes PIN 12a et 12b doivent être équilibrées de façon précise. C'est pourquoi, des tensions de polarisation, qui sont ajoutées aux diodes PIN 12a et 12b, doivent être également équilibrées de façon précise. Mais il est difficile de fixer un tel équilibre dans la construction étant donné que les tensions de polarisation sont appli- quées séparément aux diodes PIN 12a et 12b comme sur la figure 9. En outre, les diodes PIN 12a et 12b possèdent d'une manière générale une capacité parasite ou une inductance parasite. Étant donné que des exigences visant à fixer des tensions de polarisation équilibrées des diodes PIN 12a et 12b ne peuvent pas être entièrement satisfaites, l'atténuation ne.peut par conséquent pas être commandée d'une manière complète et précise. C'est pourquoi, l'atténuateur variable ne permet pas d'éviter d'avoir de mauvaises caractéristiques d'entrée/sortie et une mauvaise caractéristique de réflexion et une mauvaise caractéristique de fréquence. En outre, la caractéristi- que d'atténuation peut également être altérée, lors- qu'elle est affectée par une capacité parasite ou une inductance parasite. Un premier but de la présente invention est de fournir un atténuateur variable qui permet de comman- der l'atténuation d'une manière précise et suffisante. Un second but de la présente invention est d'équilibrer d'une manière satisfaisante des signaux de commande (par exemple une tension de polarisation), qui sont appliqués à des éléments résistifs variables à haute fréquence (par exemple des diodes PIN), sans affecter de façon nuisible les caractéristiques d'un atténuateur variable, et en outre d'équilibrer les valeurs résistives des éléments résistifs variables à haute fréquence. Un troisième but de la présente invention est de réaliser un atténuateur variable, qui ne soit pas affecté par une capacité parasite ou une inductance parasite de l'élément résistif variable à haute fréquen- ce. L'atténuateur variable selon la présente invention est caractérisé par le fait qu'il comporte un coupleur possédant quatre bornes, dans lequel lorsqu'un signal à haute fréquence est envoyé à la première borne, un signal à haute fréquence qui est en phase avec le signal à haute fréquence, qui est envoyé à la première borne, apparaît sur la seconde borne, un signal à haute fréquence présentant un retard de phase de 90 par rapport au signal à haute fréquence, qui est envoyé à la première borne, apparaît sur la troisième borne, et un signal à haute fréquence présentant un retard de phase de 90 par rapport au signal à haute fréquence apparaissant sur la seconde borne et un signal à haute fréquence en phase avec le signal à haute fréquence présent sur la troisième borne apparaissent sur la quatrième borne, un trajet unique de passage du courant alter- natif, dans lequel circule un courant continu conformé- ment à une atténuation requise, des premier et second éléments résistifs variables à haute fréquence, qui sont disposés dans ledit trajet de passage du courant continu, constituent au moins une partie de l'impédance de terminaison respecti- vement des seconde et troisième bornes en produisant une résistance dont la valeur correspond à la valeur du courant continu délivré. Conformément à la présente invention, un signal à haute fréquence est envoyé par la première borne, à savoir une borne d'entrée, au coupleur. Ensuite, un signal, qui est en phase avec le signal à haute fréquence introduit sur la borne d'entrée, apparaît sur la seconde borne, à savoir une borne de sortie en phase, et un signal déphasé de 90 apparaît sur la troisième borne, à savoir une borne de sortie à déphasage de 90 , du coupleur. Le signal à haute fréquence, qui est apparu sur la borne de sortie en phase sans retard de phase, apparaît sur la quatrième borne avec un retard de 90 , à savoir une borne de sortie combinée du coupleur, et le signal à haute fréquence, qui est apparu sur la borne de sortie à déphasage de 90 , subit inversion de phase et apparaît sur la borne de sortie de combinaison. De façon spécifique, un signal à haute fréquence, qui est obtenu par combinaison du signal à haute fréquence fourni par l'inversion de phase du signal à haute fréquence qui est introduit au niveau de la borne d'entrée, par couplage de la borne d'entrée et de la borne de sortie en phase, et un signal à haute fréquence obtenu par l'inversion de phase du signal de fréquence, qui est introduit au niveau de la borne d'entrée, par couplage de la borne de sortie à déphasage de 90 et de la borne de sortie de combinai- son, est délivré par la borne de sortie de combinaison. Cette combinaison est désignée sous le terme de combinai- son en phase étant donné que les signaux devant être combinés sont en phase. Conformément à la présente invention, la borne de sortie en phase est terminée par une impédance de terminaison contenant des composants résistifs à haute fréquence d'un premier élément résistif variable à haute fréquence tel qu'une diode PIN, et la borne de sortie déphasée avec un retard de 90 est terminée par une impédance de terminaison contenant des composants résistifs à haute fréquence d'un second élément résistif variable à haute fréquence, telle qu'une diode PIN. C'est pourquoi, la commande des composantes résistives à haute fréquence des premier et second éléments résistifs variables à haute fréquence peuvent accroître ou réduire la réflexion à partir de la borne de sortie en phase ou de la borne de sortie à retard de phase de 90 . Un accroissement par réflexion à partir de la borne de sortie à déphasage de 90 augmente le signal de sortie délivré par la borne de sortie de combinaison, et une réduction de la réflexion provenant de la borne de sortie en phase et de la borne de sortie à déphasage de 90 réduit le signal de sortie délivré par la borne de sortie de combinaison. L'atténuateur variable, qui peut comman- der successivement, de façon variable, l'atténuation sur la base du principe indiqué précédemment est désigné sous l'expression atténuateur à réflexion. Les premier et second éléments résistifs variables à haute fréquence fournissent une valeur résis- tive (composants résistifs à haute fréquence) ayant une valeur qui correspond à une valeur du courant continu appliqué. La présente invention est caractérisée princi- palement par le fait que les premier et second éléments résistifs variables à haute fréquence sont commandés par un courant identique. De façon typique, les premier et second éléments résistifs variables à haute fréquence sont disposés dans une certaine voie unique de passage du courant continu. Lorsqu'on utilise une diode PIN pour former le premier élément résistif variable à haute fréquence, des première et seconde diodes PIN sont raccordées dans le sens passant sur la voie de passage du courant continu. D'une manière générale, le même courant circule dans deux éléments de circuit qui sont disposés dans la même voie de passage du courant continu. Confor- mément à la présente invention, le même courant traverse les premier et second éléments résistifs variables à haute fréquence et il en résulte que les composantes résistives à haute fréquence des premier et second éléments résistifs variables à haute fréquence possèdent la même valeur. Il n'arrive pas que des courants diffé- rents traversent les premier et second éléments résistifs variables à haute fréquence, en conduisant à une compo- sante résistive déséquilibrée à haute fréquence comme dans le cas d'une commande de tension. Par conséquent, la présente invention ne fait pas apparaître de composantes résistives déséquilibrées à haute fréquence des premier et second éléments résis- tifs variables à haute fréquence et, en outre, ne produit aucun déséquilibre dans l'impédance de terminaison de la borne de sortie en phase et de l'impédance de terminaison de la borne de sortie à retard de phase de 90 . Il en résulte que l'atténuation peut être commandée de façon précise à un degré suffisant. Dans ce cas, les caracté- ristiques de l'atténuateur variable ne sont pas altérées de façon nuisible. Une borne d'entrée de signal et une borne de sortie de signal sont connectées respectivement à la borne d'entrée indiquée précédemment et à la borne de sortie combinée. Lorsqu'un signal à haute fréquence devant être atténué est introduit au niveau de la borne d'entrée de signal, le signal à haute fréquence atténué est délivré par la borne de sortie de signal. Le circuit de terminaison de la borne de sortie en phase est constitué d'une manière générale par une ligne (qui peut être équipée d'une fonction de conversion d'impédance) pour la transmission du signal à haute fréquence apparu sur la borne de sortie en phase, au premier élément résistif variable à haute fréquence et à une charge fictive qui constitue au moins une partie de l'impédance de terminaison, en plus du premier élément résistif variable à haute fréquence. Le circuit de terminaison de la borne de sortie à retard de phase de 90 est constitué d'une manière générale par une ligne (peut être pourvue d'une fonction de conversion d'impédance) pour la transmission du signal à haute fréquence apparu sur la borne de sortie à retard de phase de 90 , au second élément résistif variable à haute fréquence et à une charge fictive, qui constitue au moins une partie de l'impédance de terminaison, en plus du second élément résistif variable à haute fréquence. Tout d'abord, la voie de passage du courant continu selon l'invention possède une structure telle que la polarité du premier élément résistif variable à haute fréquence, que l'on observe à partir de la borne de sortie en phase, et la polarité du second élément résistif variable à haute fréquence, que l'on observe à partir de la borne de sortie à retard de phase de 90 , sont opposées (connexion à polarité inverse avec le coupleur). Par exemple, lorsqu'on observe la direction dans laquelle le courant continu circule, on peut adopter un trajet de passage comprenant la borne (borne de polarisation) servant à appliquer le courant continu -> la borne de sortie de combinaison -> (intérieur du coupleur) -> la borne de sortie en phase -> le premier élément résistif variable à haute fréquence -> le second élément résistif variable à haute fréquence -> la borne de sortie à retard de 90 -> (intérieur du coupleur) -> la borne d'entrée -> la masse. Lorsqu'on adopte ce trajet, il est nécessaire d'avoir: un circuit qui établit une connexion de passage du courant continu entre la borne et la borne de sortie de combinaison, tout en bloquant le passage d'un signal à haute fréquence (désigné ci-après sous l'expression premier circuit; un circuit qui réalise un blocage du courant continu depuis les premier et second éléments résistifs variables à haute fréquence en direction de la masse, tout en établissant une connexion pour la haute fréquence, et établit une connexion pour le courant continu du premier élément continu résistif variable à haute fréquence et du second élément résistif variable à haute fréquence, tout en bloquant le passage d'un signal à haute fréquence (désigné ci-après sous l'expression second circuit); et un circuit qui établit une connexion en courant continu entre la première borne et la masse, tout en bloquant le passage d'un signal à haute fréquence (désigné ci-après sous l'expression troisième circuit). Le premier circuit peut être réalisé au moyen de l'insertion d'une ligne quart-d'onde entre la borne de polarisation et la borne de sortie combinée et en raccordant une autre ligne quart-d'onde possédant une extrémité ouverte, à la borne de polarisation. Le second circuit peut être constitué au moyen de l'insertion de condensateurs de raccordement à la masse respectivement entre le premier élément résistif variable à haute fréquence et la masse et entre le second élément résistif variable à haute fréquence et la masse, et par raccorde- ment des extrémités, non reliées à la masse, des deux condensateurs de mise à la masse, par une ligne de connexion. Le troisième circuit peut être constitué au moyen de l'insertion d'une ligne quart-d'onde entre la ligne d'entrée et la masse et à l'aide du raccordement d'une autre ligne quart-d'onde possédant une extrémité ouverte à la ligne quart-d'onde mentionnée précédemment. En second lieu, le trajet de passage du courant continu selon la présente invention possède une structure telle que la polarité du premier élément résistif variable à haute fréquence, que l'on observe à partir de la borne d'entrée en phase, et la polarité du second élément résistif variable à haute fréquence, que l'on observe à partir de la borne de sortie à retard de phase de 90 , sont identiques (connexion de même polarité avec le coupleur). En particulier, lorsque les première et seconde diodes PIN qui contiennent des composants parasites distribués de façon dissymétrique par rapport à une résistance HF, sont utilisées en tant que premier et second éléments résistifs variables à haute fréquence, la connexion de même polarité avec le coupleur empêche les effets de la capacité d'inductance parasite de l'élément résistif variable à haute fréquence. Par conséquent, ceci est efficace pour établir l'équilibre des impédances. Dans ce type d'agencement, lorsque l'observa- tion est réalisée dans la direction dans laquelle circule le courant continu, le trajet de passage du courant continu peut être le suivant: borne de polarisation -> premier circuit -> borne de sortie de combinaison -> (intérieur du coupleur) -> borne de sortie en phase -> premier élément résistif variable à haute fréquence -> borne d'entrée -> (intérieur du coupleur) -> borne de sortie à retard de phase de 90 -> second élément résistif variable à haute fréquence -> massse. Pour adapter cet agencement, en plus du premier circuit, il est nécessaire de prévoir un circuit qui établit une connexion pour la haute fréquence entre le premier élément résistif variable à haute fréquence et la masse, tout en réalisant un blocage du courant continu, et qui établit une connexion pour le courant continu entre le premier élément résistif variable à haute fréquence et la borne d'entrée, tout en bloquant le passage d'un signal à haute fréquence (désigné ci-après sous l'expres- sion quatrième circuit); et un circuit qui établit une connexion pour le courant continu entre le second élément résistif variable à hautre fréquence et la masse, tout en bloquant le passage du courant continu entre le second élément résistif variable à haute fréquence et la borne de polarisation (circuit désigné ci-après sous l'expres- sion cinquième circuit). Le premier circuit est suffisant dans la structure décrite précédemment. Le quatrième circuit peut être structuré au moyen du dépôt d'un condensateur de raccordement à la masse, entre le premier élément résistif variable à haute fréquence et la masse, d'un raccordement d'une ligne quart-d'onde au premier élément résistif variable à haute fréquence, d'un raccordement d'une autre ligne quart-d'onde possédant une extrémité ouverte à la ligne quart-d'onde mentionnée précédemment, et d'une mise en place d'une autre ligne quart-d'onde entre la ligne quart-d'onde possédant une extrémité ouverte et la borne d'entrée. Le cinquième circuit peut être structuré moyennant le raccordement d'une ligne quart-d'onde à la borne de polarisation, et la mise en place d'un condensateur de couplage entre le second élément résistif variable à haute fréquence et la ligne quart-d'onde. Pour la connexion de même polarité avec le coupleur, on peut structurer le quatrième circuit en disposant un condensateur de raccordement à la masse entre le premier élément résistif variable à haute fréquence et la masse, en raccordant une ligne quart- d'onde possédant une extrémité ouverte à une extrémité du condensateur de raccordement à la masse et en dispo- sant une autre ligne quart-d'onde entre la ligne quart- d'onde mentionnée précédemment et la borne d'entrée. Pour adopter la connexion de polarité avec le coupleur, indiquée précédemment, il est préférable de prévoir en supplément une résistance de décharge afin de produire l'activité de résonance des premier et second éléments résistifs variables à haute fréquence. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description donnée ci-après prise en référence aux dessins annexés, sur lesquels: - la figure 1 est une représentation topolo- gique de la première forme de réalisation de l'invention; - la figure 2 est un graphique montrant les caractéristiques tension directe - courant direct d'une diode PIN; - la figure 3 est un graphique montrant les caractéristiques courant direct - résistance HF d'une diode PIN; - la figure 4 est une représentation topolo- gique de la seconde forme de réalisation de l'invention; - la figure 5 est un schéma montrant la structure interne d'une diode PIN; - la figure 6 représente le schéma d'un circuit équivalent simplifié de la diode PIN représentée sur la figure 5; - la figure 7 est une représentation topolo- gique de la troisième forme de réalisation de l'inven- tion; - la figure 8 est une représentation topolo- gique de la quatrième forme de réalisation de l'inven- tion; et - la figure 9, dont il a déjà été fait mention, est une représentation topologique de l'art antérieur. On va maintenant décrire des formes de réalisation préférées de l'invention en référence aux dessins. En ce qui concerne la structure qui est identique ou non identique, mais similaire à celle de l'art antérieur de la figure 9, on utilisera les mêmes chiffres de référence et on n'en donnera pas de descrip- tion. Il en va de même également de la structure qui est commune aux formes de réalisation respectives. a) Première forme de réalisation La figure 1 représente la structure d'un atténuateur variable conforme à la première forme de réalisation de l'invention. Dans cette forme de réalisa- tion, l'anode et la cathode de la diode PIN 12a sont connectées respectivement à la ligne lia et à la charge fictive 13a, tandis que l'anode et la cathode de la diode PIN 12b sont raccordées respectivement àla charge fictive 13b et à la ligne llb. En d'autres termes, la polarité de la diode PIN 12b est inverse de celle de l'art antérieur. Des condensateurs 14a et 14b de raccordement à la masse sont disposés respectivement entre les charges fictives 13a, 13b et les masses. Les condensateurs 14a et 14b de mise à la masse bloquent un signal en courant continu et établissent un court-circuit dans une gamme de hautes fréquences entre les sorties 13a et 13b et les masses. En outre, une ligne de raccordement 15 raccorde le point de connexion de la charge fictive 13a et du condensateur 14a de raccordement à la masse au point de connexion de la charge 13b et du condensateur 14b de raccordement à la masse. De même, un emplacement, au niveau duquel une borne de polarisation O10a est disposée dans l'art antérieur, est maintenant raccordée à la masse. Par conséquent, cette forme de réalisation forme un seul trajet de passage de courant continu comprenant: la borne de polarisation lO0b -> la ligne 8b -> la borne 7 -> la borne 5 -> la ligne lla -> la diode PIN 12a -> la charge fictive 13a -> la ligne de raccorde- ment 15 -> la charge fictive 13b -> la diode PIN 12b -> la ligne llb -> la borne 6 -> la borne 4 -> la borne 8a - > la masse. Étant donné que les diodes PIN 12a et 12b sont présentes avec la même polarité le long de ce trajet de passage du courant, le même courant traverse les diodes PIN 12a et 12b, qui possèdent par conséquent la même valeur résistive. Par conséquent, dans cette forme de réalisation, les diodes PIN 12a et 12b ont leur valeur résistive de préférence équilibrée, ce qui permet de commander de façon précise l'atténuation. Un circuit de terminaison, qui est raccordé aux bornes 5 et 6, est le même circuit équivalent que dans l'art antérieur du point de vue des hautes fréquences, et par conséquent on notera que la fonction de terminaison ne varie pas. La figure 2 représente les caractéristiques courant direct - tension directe des diodes PIN 12a et 12b. On suppose ici que les deux diodes PIN possèdent des caractéristiques différentes, c'est-à-dire que la diode PIN 12a possède une caractéristique repérée par une ligne formée de tirets et que la diode PIN 12b possède une caractéristique repérée par une ligne en trait plein. Alors, la commande par une tension de polarisation VF1 de la même manière que dans l'art antérieur aboutit à ce qu'un courant IF1 traversant la diode PIN 12a et un courant IF2 traversant la diode PIN 12b ont des valeurs différentes. Etant donné qu'une diode PIN possède une caractéristique de courant - résistance telle que représentée sur la figure 3, les diodes PIN 12a et 12b possèdent des valeurs résistives différentes R1 et R2. Ceci conduit à l'apparition du déséquilibre entre les réflexions au niveau de la borne 5 et de la borne 6. D'autre part, dans cette forme de réalisation le même courant traverse les diodes PIN 12a et 12b sans exception, ce qui conduit à la même valeur résistive. C'est pourquoi, cette forme de réalisation fournit les valeurs résistives équilibrées de façon appropriée des diodes PIN 12a et 12b, ce qui permet de commander de façon précise l'atténuation, et ne pose aucun problème du point de vue des caractéristiques de réflexion et autres. b) Seconde forme de réalisation La figure 4 représente la structure d'un atténuateur variable conforme à la seconde forme de réalisation de l'invention. Dans cette forme de réalisa- tion, la diode PIN 12b possède la même polarité que dans l'art antérieur. Les cathodes des diodes PIN 12a et 12b sont raccordées chacune à une extrémité de lignes quart- d'onde respectives 16a et 16b. Les autres extrémités des lignes quartd'onde 16a et 16b sont connectées à un point de connexion de la ligne quart-d'onde 8a et du tronçon quart-d'onde ouvert 9a et à un point de connexion de la ligne quart-d'onde 8b et du tronçon ouvert quart-d'onde 9b. Parmi les condensateurs de raccordement à la masse qui sont prévus dans la première forme de réalisation, le condensateur 14b n'est pas prévu dans cette forme de réalisation. La cathode de la diode PIN 12b est raccordée à une extrémité de la ligne quart-d'onde 13b par l'inter- médiaire d'un condensateur de couplage 17. C'est pourquoi, cette forme de réalisation établit un trajet de passage du courant continu compre- nant: la borne de polarisation lO0b -> la ligne 8b -> la borne 7 -> la borne 5 -> la ligne lia -> la diode PIN 12a -> la ligne 16a -> la ligne 8a -> la borne 4 -> la borne 6 -> la ligne llb -> la diode PIN 12b -> la charge fictive 13b -> la masse. Étant donné que les diodes PIN 12a et 12b présentent la même polarité dans ce trajet de passage du courant, le même courant traverse les diodes PIN 12a et 12b et par conséquent ces dernières possèdent la même valeur résistive. Par conséquent, cette forme de réalisation fournit les valeurs résistives, équilibrées de façon appropriée, des diodes PIN 12a et 12b, ce qui permet de commander de façon précise l'atténuation et ne pose aucun problème concernant les propriétés de ré- flexion et autres. Comme dans le cas de la première forme de réalisation, les circuits de terminaison raccordés aux bornes 5 et 6 sont les mêmes circuits équivalents que dans l'art antérieur, du point de vue des hautes fréquen- ces, et par conséquent on notera que la fonction de terminaison ne varie pas. Et, lorsqu'on effectue une observation à partir de la cathode de la diode PIN 12a et 12b, les impédances des ondes quart-d'onde 16a à 16b prennent une impédance élevée pour une haute fréquence en raison de la présence du tronçon quart-d'onde ouvert 9a ou 9b. C'est pourquoi il n'existe aucune fuite d'un signal HF depuis la cathode à la diode PIN 12a ou 12b en direction de la ligne quart-d'onde 16a ou 16b. U n e capacité électrostatique du condensateur de couplage 17 est installée de manière à établir la relation d'impé- dance indiquée précédemment pour une fréquence du signal soumis à l'atténuation. Cette forme de réalisation présente, par rapport à la première forme de réalisation, l'avantage de réduire l'effet des inductances parasites déséquili- brées des diodes PIN 12a et 12b. Comme représenté sur la figure 5, les diodes PIN 12a et 12b peuvent posséder la structure dans laquelle une microplaquette formant diode 18 possédant une électrode superficielle (non représentée) est logée dans un boîtier 19, et la microplaquette formant diode 18 est raccordée à un circuit extérieur par l'intermé- diaire de bornes 20 et 21 qui sont disposées à l'exté- rieur du boîtier 19. La réalisation de cette structure nécessite le raccordement d'électrodes superficielles de la microplaquette formant diode 18 à la borne 21 et la mise en place d'un fil 22 pour raccorder la micropla- quette formant diode 18 à la borne 20. Ce fil 22 est exprimé sous la forme d'une inductance parasite LS, qui est branchée en série avec une résistance à haute fréquence R de la microplaquette formant diode 18 dans le circuit équivalent représenté sur la figure 6. Sur cette figure, Cs représente une capacité parasite entre les bornes 20 et 21. Lorsque la diode PIN possédant la structure indiquée précédemment est utilisée pour les diodes PIN 12a et 12b de la première forme de réalisation, pour l'une des diodes PIN 12a et 12b, l'inductance parasite LS apparaît sur le côté du coupleur 3 à 4 bornes, lorsqu'on regarde à partir de la résistance à haute fréquence R, et pour l'autre, cette inductance apparaît sur le côté de la charge fictive. Ce déséquilibre provoque un déséquilibre entre la condition de réflexion au niveau de la borne 5 et la condition de réflexion au niveau de la borne 6. Par conséquent, lorsque l'induc- tance parasite LS est conçue de manière à apparaître du même côté lorsqu'on observe à partir de la résistance à haute fréquence R pour les deux diodes PIN 12a et 12b comme dans la seconde forme de réalisation, la caracté- ristique de réflexion peut être améliorée de façon supplémentaire. c) Troisième forme de réalisation La figure 7 représente une structure d'un atténuateur variable conforme à la troisième forme de réalisation de l'invention. Dans cette forme de réalisa- tion, les diodes PIN 12a et 12b sont connectées avec la même polarité que dans la seconde forme de réalisation. les lignes quart-d'onde 16a et 16b du condensateur de couplage 17 ne sont pas prévues, et le point de connexion de la ligne quart-d'onde 12a et du tronçon quart-d'onde ouvert 9a quart-d'onde est raccordé à un point de connexion de la charge fictive 13a et du condensateur 14a de raccordement à la masse. Cette forme de réalisation établit un circuit fermé de passage du courant continu, qui comprend: la borne de polarisation 0lb -> la ligne 8b -> la borne 7 -> la borne 5 -> la ligne lla -> la diode PIN 12a -> la charge fictive 13a -> la borne 8a -> la borne 4 -> la borne 6 -> la ligne llb -> la diode PIN 12b -> la diode fictive 13b -> la masse. Étant donné que les diodes PIN 12a et 12b sont présentes avec la même polarité dans ce circuit fermé, le même courant traverse les diodes PIN 12a et 12b et par conséquent ces dernières possèdente la même valeur résistive. Par conséquent, cette forme de réalisation fournit les valeurs résistives, équilibrées de façon appropriée des diodes PIN 12a et 12b, permet une commande précise de l'atténuation et ne pose aucun problème concernant des propriétés de réflexion et autres. En outre, étant donné que les diodes PIN 12a et 12b possèdent la même polarité que lors de la seconde forme de réalisation, les effets obtenus sont identiques à ceux obtenus dans la seconde forme de réalisation. Par rapport à la seconde forme de réalisa- tion, cette forme de réalisation présente l'avantage consistant en ce que le nombre d'éléments constitutifs n'est pas élevé. Tout d'abord, cette forme de réalisation met à profit le fait qu'un signal à haute fréquence est transmis à la masse par le condensateur 14a de raccorde- ment à la masse dans le circuit de terminaison de la borne 5. De façon spécifique, étant donné que l'impédance du condensateur 14a de raccordement à la masse, qui est observé à partir du point de connexion de la charge fictive 13a et du condensateur 14a de raccordement à la masse, est zéro en terme de haute fréquence, la connexion du point de connexion de la charge fictive 13a et du condensateur 14a de raccordement à la masse à la borne d'entrée de signal 1 rend inutile de prévoir des moyens, comme par exemple la ligne quart-d'onde 16a, pour accroître l'impédance apparente de la borne d'entrée de signal 1. En second lieu, cette forme de réalisation met à profit le fait qu'un signal à haute fréquence est raccordé à la masse par le circuit de terminaison de la borne 6. De façon spécifique, étant donné que l'impédance de la masse, qui est observée à partir de la charge fictive 13b, est nulle, il n'est pas nécessaire de prévoir des moyens, comme par exemple la ligne quart- d'onde 16b pour accroître l'impédance apparente de la borne d'entrée de signal 2. En outre, il n'est pas nécessaire de prévoir le condensateur de couplage 17. d) Quatrième forme de réalisation La figure 8 représente la structure d'un atténuateur variable conforme à la quatrième forme de réalisation de l'invention. Cette forme de réalisation est structurée au moyen de l'adjonction supplémentaire d'une résistance de décharge 23a raccordée au circuit de terminaison de la borne 5 de la troisième forme de réalisation, et une résistance de décharge 23b au circuit de terminaison de la borne 6. Les résistances de décharge 23a et 23b sont disposées dans les lignes lla et 11b, telles qu'elles sont observées à partir des diodes PIN 12a et 12b. Les résistances de décharge 23a et 23b ont pour rôle de réduire l'acuité de résonance Q des diodes PIN 12a et 12b. Si l'on suppose que les circuits équiva- lents des diodes PIN 12a et 12b sont tels que représentés sur la figure 6, l'acuité de résonance Q des diodes PIN 12a et 12b est exprimée comme suit: Q=wLS/R=1/(wCSR). Par conséquent, si on augmente de façon apparente les résistances HF R des diodes PIN 12a et 12b au moyen des résistances de décharge 23a et 24b comme dans cette forme de réalisation, la valeur Q est réduite. Lorsqu'on réduit Q, l'atténuateur variable est à peine affecté par la résonance. En d'autres termes, la caractéristique proche des fréquences de résonance: f=1/{2p(LS-CS)} des diodes PIN 12a et 12b devient bonne. Pour les résistances de décharge 23a et 23b on peut utiliser des segments de résistance des charges fictives 13a et 13b. En outre, des impédances de termi- naison situées dans les circuits de terminaison des bornes 5 et 6 représentent un total des impédances des charges fictives 13a et 13b, des résistances HF R des diodes PIN 12a et 12b et des résistances de décharge 23a et 23b. De même on comprendra que cette forme de réalisa- tion constitue le même circuit à courant continu dans la troisième forme de réalisation et fournit les mêmes effets que ceux obtenus dans la troisième forme de réalisation. En outre, il est facile d'incorporer la caractéristique de cette forme de réalisation dans la seconde forme de réalisation. REVENDICATIONS 1. Atténuateur variable, caractérisé en ce qu'il comporte un coupleur (3) possédant quatre bornes (4 à 7), auquel cas lorsqu'un signal à haute fréquence est envoyé à la première borne (4), un signal à haute fréquence qui est en phase avec le signal à haute fréquence, qui est envoyé à la première borne (4), apparaît sur la seconde borne (5), un signal à haute fréquence présentant un retard de phase de 90 par rapport au signal à haute fréquence, qui est envoyé à la première borne (4), apparaît sur la troisième borne (6), et un signal à haute fréquence présentant un retard de phase de 90 par rapport au signal à haute fréquence apparaissant sur la seconde borne (5) et un signal à haute fréquence en phase avec le signal à haute fréquence présent sur la troisième borne (6) apparaissent sur la quatrième borne (7), un trajet unique de passage du courant alter- natif, dans lequel circule un courant continu (IF) conformément à une atténuation requise, des premier et second éléments résistifs variables à haute fréquence (12a, 12b), qui sont disposés dans ledit trajet de passage du courant continu, consti- tuent au moins une partie de l'impédance de terminaison respectivement des seconde et troisième bornes (5,6) et produisent une résistance (R) dont la valeur correspond à la valeur du courant continu délivré (IF). 2. Atténuateur variable selon la revendica- tion 1, caractérisé en ce que la première borne (4) est isolée par rapport à la seconde borne (5), et la troisième borne (6) est isolée par rapport à la quatrième borne (7), vis-à-vis du passage du courant continu; ledit trajet de passage du courant continu comporte les éléments indiqués ci-après dans la direction que suit ledit courant continu (IF): une borne (10lb) servant à délivrer le courant continu, un premier circuit (8b,9b) pour établir une connexion de transmission du courant continu avec la borne (10b) et la quatrième borne (7), tout en bloquant le passage d'un signal à haute fréquence, le premier élément résistif variable à haute fréquence (12a), qui est raccordé à la seconde borne (5), un second circuit (14a,14b,15), qui réalise une isolation en courant continu entre les premier et second éléments résistifs variables à haute fréquence (12a,12b) et la masse, tout en établissant une connexion pour les hautes fréquences, et établit une connexion de transmission du courant continu entre le premier élément résistif variable à haute fréquence (12a) et le second élément résistif variable à haute fréquence (12b), tout en bloquant le passage d'un signal à haute fréquence, le second élément résistif variable à haute fréquence (12b), qui est raccordé à la première borne (6), et un troisième circuit (9a,10a) pour établir une connexion de transmission du courant continu entre la première borne (4) et la masse, tout en bloquant le passage d'un signal à haute fréquence. 3. Atténuateur variable selon la revendica- tion 1, caractérisé en ce que la première borne (4) est isolée par rapport à la seconde borne (5), et la troisième borne (6) est isolée par rapport à la quatrième borne (7), vis-à-vis du passage du courant continu, ledit trajet de passage du courant continu comprend les éléments suivants dans la direction que suit ledit courant continu (IF): une borne (10b) pour envoyer un courant continu, un premier circuit (8b,9b) pour établir une connexion de transmission du courant continu entre la borne (10b) et la quatrième borne (7), tout en bloquant un signal à haute fréquence, le premier élément résistif variable à haute fréquence (12a), qui est raccordé à la seconde borne (5), un quatrième circuit (14a,16a,9a,8a), qui établit une connexion de transmission de hautes fréquen- ces entre le premier élément résistif variable à haute fréquence (12a) et la masse, tout en réalisant une isolation en courant continu, et établit une connexion de transmission du courant continu entre le premier élément résistif variable à haute fréquence (12a) et la première borne (4), tout en bloquant le passage d'un signal à haute fréquence, le second élément résistif variable à haute fréquence (12b), qui est connecté à la troisième borne (6), et un cinquième circuit (16b, 17) pour établir une connexion de transmission du courant continu entre le second élément résistif variable à haute fréquence (12b) et la masse, tout en réalisant une isolation en courant continu entre le second élément résistif variable à haute fréquence (12b) et la borne (10b). 4. Atténuateur variable selon la revendica- tion 1, caractérisé en ce que la première borne (4) est isolée par rapport à la seconde borne (5) et la troisième borne (6) est isolée par rapport à la quatrième borne (7), vis-à-vis du passage du courant continu; ledit trajet du courant continu est formé par les éléments suivants dans la direction que suit ledit courant continu (IF): une borne (10b) pour délivrer le courant continu, un premier circuit (10b, 9b) pour établir une connexion de transmission du courant continu entre la borne (10b) et la quatrième borne (7), tout en bloquant le passage d'un signal à haute fréquence, le premier élément résistif variable à haute fréquence (12a), qui est connecté à la seconde borne (5), un quatrième circuit (14a,9a,8a), qui établit une connexion de transmission des hautes fréquences entre le premier élément résistif variable à haute fréquence (12a) et la masse, tout en réalisant une isolation en courant continu, et établit une connexion de transmission du courant continu entre le premier élément résistif variable à haute fréquence (12a) et la première borne (4), tout en bloquant le passage d'un signal à haute fréquence, et le second élément résistif variable à haute fréquence (12b), qui est raccordé à la troisième borne (6) et à la masse. 5. Atténuateur variable selon la revendica- tion 4, caractérisé en ce que ledit trajet de courant continu est pourvu de résistances de décharge (23a,23b), qui réduisent l'acuité de résonance des premier et second éléments résistifs variables à haute fréquence (12a,12b). 6. Atténuateur variable selon l'une quelcon- que des revendications 2 à 5 prises dans leur ensemble, caractérisé en ce que ledi premier circuit comprend: une première ligne quart-d'onde (8b), qui est présente entre la borne (10lb) et la quatrième borne (7), et une seconde ligne quart-d'onde (9b), comportant une extrémité ouverte, et qui est raccordée à la borne (10b). 7. Atténuateur variable selon la revendica- tion 2, dans lequel ledit second circuit comprend: un premier condensateur (14a) de raccordement à la masse, qui est présent entre le premier élément résistif variable à haute fréquence (12a) et la masse, un second condensateur (14b) de raccordement à la masse, qui est présent entre le second élément résistif variable à haute fréquence (12b) et la masse, et une ligne de raccordement (15) servant à raccorder une extrémité du premier condensateur (14a) de raccordement à la masse et une extrémité du second condensateur (14b) de raccordement à la masse. 8. Atténuateur variable selon la revendica- tion 2, caractérisé en ce que ledit troisième circuit comprend: une troisième ligne quart-d'onde (8a), qui est présente entre la première borne (4) et la masse, et une quatrième ligne quart-d'onde (9a) compor- tant une extrémité ouverte et qui est connectée à la troisième ligne quart-d'onde (8a). 9. Atténuateur variable selon la revendica- tion 3, caractérisé en ce que ledit quatrième circuit comprend: un premier condensateur (14a) de raccordement à la masse, qui est présent entre le premier élément résistif variable à haute fréquence (12a) et la masse, une quatrième ligne quart-d'onde (16a), qui est raccordée au premier élément résistif variable à haute fréquence (12a), une quatrième ligne quart-d'onde (9a), dont une extrémité est ouverte et qui est raccordée à la cinquième ligne quart-d'onde (16a), et une troisième ligne quart-d'onde (8a), qui est présente entre la quatrième ligne quart-d'onde (9a) et la première borne (4). 10. Atténuateur variable selon la revendica- tion 3, caractérisé en ce que ledit cinquième circuit comprend: une sixième ligne quart-d'onde (16b), qui est raccordée à la borne (10b), et un condensateur de couplage (17), qui est présent entre le second élément résistif variable à haute fréquence (12b) et la sixième ligne quart-d'onde (16b). 11. Atténuateur variable selon la revendica- tion 4, caractérisé en ce que ledit quatrième circuit comprend: un premier condensateur de raccordement à la masse (14a), qui est présent entre le premier élément résistif variable à haute fréquence (12a) et la masse, une quatrième ligne quart-d'onde (9a), qui comporte une extrémité ouverte et qui est raccordée à une extrémité du premier condensateur (14a) de raccordement à la masse, et une quatrième ligne quart-d'onde (8a), qui est présente entre la quatrième ligne quart-d'onde (9a) et la première borne (4). 12. Atténuateur variable selon l'une quelcon- que des revendications 1 à 11 prises dans leur ensemble, caractérisé en ce qu'il comporte en outre: une borne d'entrée de signal (1) pour l'introduction d'un signal à haute fréquence devant être atténué et qui est raccordée à la première borne (4), et une seconde borne de sortie de signal (2) servant à délivrer un signal à haute fréquence atténué, qui est raccordé à la quatrième borne (7). 13. Atténuateur variable selon les revendica- tions 1 à 12 prises dans leur ensemble, caractérisé en ce qu'il comporte en outre: un circuit de terminaison servant à terminer un signal à haute fréquence apparaissant sur la seconde borne (5), et comprenant le premier élément résistif variable à haute fréquence (12a); et un circuit de terminaison pour terminer un signal à haute fréquence apparaissant sur la troisième borne (6), et comprenant le second élément résistif variable à haute fréquence (12b). 14. Atténuateur variable selon la revendica- tion 13, caractérisé en ce que lesdits circuits de terminaison comprennent: des lignes (lla,llb) qui possèdent des première et seconde extrémités, ladite première extrémité étant raccordée à la seconde ou à la troisième borne (5,6) pour transmettre un signal à haute fréquence apparaissant sur la seconde ou la troisième borne (5,6), à la seconde extrémité raccordée à la première extrémité du premier ou du second élément résistif variable à haute fréquence (12a,12b), le premier ou le second élément résistif variable à haute fréquence (12a,12b) comportant les première et seconde extrémités, et des charges fictives (13a,13b), qui sont raccordées à la seconde extrémité du premier ou du second élément résistif variable à haute fréquence (12a,12b), constituant au moins une partie de l'impédance de terminaison de la seconde ou de la troisième borne (5,6). 15. Atténuateur variable selon l'une quelcon- que des revendications 1 à 14 prises dans leur ensemble, caractérisé en ce que lesdits premier et second éléments résistifs variables à haute fréquence sont respectivement des première et seconde diodes PIN (12a,12b). 16. Atténuateur variable selon la revendica- tion 15, caractérisé en ce que lesdites première et seconde diodes PIN (12a,12b) comprennent respectivement des composants parasites (LS), qui sont distribués de façon dissymétrique par rapport à une résistance HF (R). 17. Atténuateur variable selon la revendica- tion 15, caractérisé en ce que lesdites première et seconde diodes PIN (12a,12b) sont branchées dans le sens passant dans le trajet de courant continue.