FR 2721780 A1 19951229 FR 9407662 A 19940622 DISPOSITIF COMPARATEUR DE PHASE Dans les techniques relatives à la transmission ou au traitement de signaux numériques, il est indispensable d'assurer une transmission ou un traitement à haut débit en parfait synchronisme avec un signal d'horloge de référence. A cet effet, les circuits permettant ce type d'opérations nécessitent la mise en oeuvre de circuits récupérateurs de rythme. L'amélioration des performances de ces derniers circuits consiste, selon les techniques actuelles, soit à réduire les effets des différentes sources de bruit, notamment de bruit de phase, présentes dans ces circuits, afin d'en améliorer les performances relativement au phénomène de "gigue" connu sous la dénomination de "jitter" en vocable anglo-saxon, soit à minimiser les erreurs de transmission en améliorant la tolérance au bruit du circuit récupérateur de rythme. Cette dernière opération est effectuée lors de la resynchronisation des données numéri- ques, constituées par une suite d'éléments binaires, au moyen d'une bascule bistable synchronisée sur le signal d'horloge de référence et en maintenant le front actif du signal d'horloge en milieu de chaque élément binaire. Une telle mesure implique la synchronisation parfaite du front actif du signal d'horloge et de la demi-période du flux d'éléments binaires. Des circuits récupérateurs de rythme de ce type ont été notamment décrits dans l'article intitulé "A self correcting Clock Recovery Circuit" publié par Charles R. HOGGE, dans la revue technique JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, Vol. LT-3, No.6 Décembre 1985. Le circuit décrit par l'article précité fournit un excellent résultat car il remplit simultanément les fonctions de régénération et de resynchronisation des données numériques ainsi qu'une auto-correction du maintien en milieu de bit du front actif de l'horloge locale de référence. Toutefois, une analyse des signaux de sortie 6 et 7 en entrée du comparateur de sortie, ainsi que représenté en figure 1 relative à l'art antérieur correspondant, montre que ces derniers sont, à l'équilibre de phase, décalés de . En conséquence, le signal à intégrer [6-7], délivré par le comparateur de sortie précité, possède une forte ondulation crête à crête, d'amplitude 2A, lorsque l'équili- bre de phase est acquis. Le signal à intégrer précité, ou signal différen- tiel, possède donc une amplitude crête à crête importante et une fréquence maximale égale à la fréquence élément binaire ou fréquence bit. Un tel signal est susceptible de consti- tuer une source de "gigue" très importante dans le circuit, sauf à prévoir un traitement de filtrage très soigné. Le phénomène de "gigue" précité peut donc se révéler très gênant, notamment dans les dispositifs de transmission constitués par des éléments successifs en cascade, pour lesquels il est bien connu que le phénomène de "gigue" s'accumule et augmente systématiquement le long de la chaîne de transmission. La présente invention a pour objet la mise en oeuvre d'un dispositif comparateur de phase conservant les avanta- ges obtenus par le circuit décrit dans l'article précité tout en éliminant ou réduisant sensiblement la contribution de celui-ci au phénomène de "gigue". Le dispositif comparateur de phase entre transitions d'un signal numérique formé par une suite de bits t ak et un signal d'horloge Ck à la fréquence élément binaire de ce signal numérique, objet de la présente invention, est remarquable en ce qu'il comprend une première voie de détection permettant, à partir du signal d'horloge Ck et du signal numérique, d'engendrer un signal numérique retardé d'une valeur de retard t, 0 comportant en outre un circuit générateur à chaque transi- tion d'une première impulsion dont la durée est variable, proportionnelle au déphasage entre le signal numérique retardé et le signal d'horloge. Une deuxième voie de détection est prévue, laquelle permet, à partir du signal d'horloge et du signal numérique, d'engendrer à chaque transition du signal numérique une deuxième impulsion de durée constante égale à la demi-période du signal d'horloge. Un circuit de calcul de la valeur moyenne, sur au moins un cycle du signal d'horloge, de la différence algébrique entre la première et la deuxième impulsion délivre un signal de comparaison de phase entre signal numérique et signal d'horloge de valeur nulle pour un déphasage nul et un centrage exact de l'impulsion formée par deux transitions consécutives du signal numérique retardé sur un front montant ou descendant du signal d'horloge et de valeur positive ou négative pour un déphasage d'avance respective- ment de retard du signal d'horloge par rapport au signal numérique retardé. Le dispositif comparateur de phase, objet de la présente invention, trouve application à la réalisation de circuits électroniques de traitement de signaux numériques, notamment sous forme de circuits intégrés. Il sera mieux compris dans ses éléments structurels et/ou fonctionnels à la lecture de la description et à l'observation des dessins ci-après dans lesquels, outre la figure 1 relative à l'art antérieur, - la figure 2a représente le schéma d'un dispositif comparateur de phase, objet de la présente invention, - les figures 2b, 2c et 2d représentent des chrono- grammes des signaux mis en oeuvre par le dispositif repré- senté en figure 2a dans le cas d'une avance, d'un retard respectivement d'une égalité de phase d'un signal d'horloge par rapport à un signal numérique de données, retardé par rapport à un signal numérique de données d'origine, - la figure 3a représente une variante de réalisa- tion du dispositif comparateur de phase représenté en figure 2a, en vue d'une application à haute fréquence ou haut débit de données, - la figure 3b représente un chronogramme des signaux mis en oeuvre par le dispositif de la figure 3a, - la figure 4 représente une application particu- lière avantageuse du comparateur de phase représenté en figure 2a ou 3a à la réalisation d'une boucle à verrouillage de phase permettant, à partir d'un signal numérique d'en- trée, de restaurer un signal d'horloge local parfaitement synchrone du signal numérique d'entrée, - les figures 5a et 5b sont relatives à un mode de réalisation avantageux d'un circuit générateur du signal de comparaison de phase. Une description plus détaillée d'un dispositif comparateur de phase entre transitions d'un signal numéri- que, objet de la présente invention, sera maintenant donnée en liaison avec la figure 2a. D'une manière générale, on indique que le signal numérique est un signal de données, référencé par la lettre D, formé par une suite de bits ou éléments binaires, notée {ak}. Bien entendu, on dispose pour la mise en oeuvre du dispositif comparateur de phase, objet de la présente invention, d'un signal d'horloge, noté Ck, ce signal d'horloge étant un signal à la fréquence bit ou fréquence élément binaire du signal numérique précité, réputé présen- ter une période correspondant à la durée de chaque bit, désignée par T. A priori, et en raison des vicissitudes de mise en oeuvre des circuits électroniques, le signal numérique d'entrée, ou signal numérique d'origine D, et le signal d'horloge Ck peuvent présenter un phénomène de "gigue" de phase néfaste au traitement et à la transmission correcte des données véhiculées par le signal numérique d'entrée précité. Ainsi qu'on l'a représenté en figure 2a, on indique que le dispositif comparateur de phase, objet de la présente invention, comprend une première voie de détection, notée 1, permettant, à partir du signal d'horloge Ck et du signal numérique D, d'engendrer un signal numérique retardé, noté DR, d'une valeur de retard x comprise entre 0 signal numérique retardé DR peut être engendré par l'inter- médiaire d'un circuit de retard 10, lequel sera décrit plus en détail ultérieurement dans la description. La première voie 1 comporte en outre un circuit 11 générateur à chaque transition du signal numérique D d'une première impulsion dont la durée est variable, proportion- nelle au déphasage entre le signal numérique retardé DR et le signal d'horloge Ck. Ce signal est noté S, sur la figure 2a, la sortie du circuit générateur 11 constituant en fait la sortie de la première voie de détection 1 précédemment mentionnée. Le dispositif comparateur, selon l'invention, comporte en outre une deuxième voie de détection, notée 2, permettant, à partir du signal d'horloge Ck et du signal numérique D, d'engendrer à chaque transition du signal numérique précité, une deuxième impulsion calibrée de durée constante, égale à la demi-période du signal d'horloge Ck. La deuxième impulsion calibrée est notée Sp sur la figure 2a. Enfin, un circuit de calcul 3 de la valeur moyenne de la différence entre la première et la deuxième impulsion est prévu, ce circuit de calcul 3 délivrant un signal de comparaison de phase V0 entre signal numérique retardé DR et signal d'horloge de valeur nulle pour un déphasage nul et un centrage exact de l'impulsion formée par deux transitions consécutives du signal numérique retardé DR sur un front montant ou descendant du signal d'horloge. Le signal de comparaison de phase V0 a, au contraire, une valeur moyenne positive, respectivement négative, pour un déphasage d'avance respectivement de retard du signal d'horloge Ck par rapport au signal numérique retardé DR précité. Ainsi qu'on l'a en outre représenté en figure 2a, on indique que la première voie de détection 1 comprend, connectés en cascade, le circuit de retard 10 permettant d'introduire la valeur de retard t dans les conditions précitées sur le signal numérique d'entrée D pour engendrer le signal numérique retardé DR, et le circuit 11 générateur de la première impulsion Sl. D'une manière générale, on indique que le circuit de retard 10 peut être réalisé soit par un circuit dit externe, c'est-à-dire par un circuit de type ligne à retard analogique, soit, au contraire, par un circuit interne lorsque le circuit de retard 10 est réalisé par exemple par l'intermédiaire de portes logiques successi- ves, entraînant chacune un retard élémentaire de valeur déterminée. Dans ce deuxième mode de réalisation, le circuit de retard 10 est dit interne en raison du fait que les portes logiques constitutives de ce dernier peuvent être intégrées sur un même substrat pour réaliser le dispositif comparateur de phase, objet de la présente invention, tel que représenté en figure 2a. En outre, la première voie de détection 1 comprend le circuit 11 générateur de la première impulsion S1, ce circuit comprenant par exemple un premier circuit logique 111 de type OU exclusif, recevant sur une première entrée le signal numérique retardé DR, et une bascule bistable synchronisée, notée 110, cette bascule étant synchronisée sur le signal d'horloge Ck. Ainsi, la bascule bistable synchronisée 110 reçoit sur son entrée d'horloge le signal d'horloge Ck, sur son entrée D le signal numérique retardé DR, et délivre à sa sortie Q un signal numérique retardé synchronisé, noté Dl, lequel est directement délivré à la deuxième entrée du premier circuit logique de type OU exclusif 111. Ce dernier délivre la première impulsion S1 en sortie de la première voie de détection 1. Ainsi qu'on l'a également représenté sur la figure 2a, la deuxième voie de détection 2 comprend, connectés en cascade, un circuit générateur 20 d'un signal numérique décalé d'une demi-période par rapport au signal numérique retardé synchronisé à partir du signal numérique d'entrée D. En sortie du circuit générateur 20, est connecté un circuit générateur, à partir du signal numérique retardé d'une demi- période délivré par le circuit générateur 20, de la deuxième impulsion Sp, ce circuit générateur de la deuxième impulsion portant la référence 21 comprenant, de manière semblable au circuit 11 de la première voie, un deuxième circuit logique de type OU exclusif, noté 211, recevant sur une première entrée le signal numérique décalé d'une demi-période, signal noté D2, et une bascule bistable synchronisée, notée 210, cette bascule étant synchronisée sur le signal d'horloge Ck. La bascule bistable 210 reçoit sur son entrée D le signal logique décalé d'une demi-période, noté D2, et sur son entrée d'horloge, le signal Ck précité. La sortie Q de la deuxième bascule bistable synchronisée 210 délivre un signal D3 à une deuxième entrée de la deuxième porte OU exclusif 211. En outre, on indique que le circuit générateur 20 du signal numérique décalé d'une demi-période D2 par rapport au signal numérique retardé synchronisé peut être formé par une bascule bistable synchronisée sur le signal d'horloge complémenté Ck. La bascule synchronisée précitée reçoit sur son entrée D le signal numérique d'entrée D, et sur son entrée d'horloge le signal numérique complémenté Ck, et délivre sur sa sortie Q le signal numérique décalé d'une demi-période, noté D2. Le fonctionnement du dispositif, objet de la présente invention, tel que représenté en figure 2a, sera explicité en liaison avec les figures 2b, 2c et 2d ci-après. - Figure 2b: horloge en avance de phase. Dans le cas de la figure 2b précitée, on indique que le chronogramme représenté correspond au cas o l'horloge Ck est en avance de phase par rapport au centre des deux transitions successives, représentatives par exemple de la transmission d'éléments binaires de valeurs successives 0, 1, 0. Dans ce cas, le front montant du signal d'horloge, considéré comme le front actif, présente une avance de phase A4 ge Ck. La valeur moyenne de la deuxième impulsion Sp est supérieure à la valeur moyenne de la première impulsion S1 en raison du déphasage Az négatif, représenté entre le signal numérique retardé DR et le signal d'horloge Ck. La première impulsion SI délivrée par le premier circuit OU exclusif 111, a pour valeur, pour chacune des transitions du signal numérique d'entrée D et donc du signal numérique retardé DR, le décalage entre les fronts montants du signal numérique retardé DR et du signal D1, respectivement entre les fronts descendants de ces deux mêmes signaux, ainsi que représenté sur la figure 2b. Dans ces conditions, la valeur moyenne de la différence SI - Sp, différence algébrique de la première et de la deuxième impulsion, la deuxième impulsion ayant toujours pour valeur la demi-période T/2, est donc négative. - Figure 2c: horloge en retard de phase. Dans le cas o, au contraire, le signal d'horloge, c'est-à- dire le front montant de celui-ci, est en retard par rapport au centre de l'impulsion formé par les deux transitions successives précitées A4 > 0, représenté sur la figure 2c précité, le signal D2 délivré par la bascule bistable synchronisée 20 est en avance d'une demi- période T/2 par rapport au signal D1 délivré par la bascule bistable 110. En d'autres termes, le signal D1 délivré par la bascule synchronisée précitée 110 est en retard de plus d'une demi- période par rapport au signal numérique retardé DR, Ai > 0, et le signal S, résultat du OU exclusif entre ces deux signaux présente donc une durée à l'état haut supérieure à la demi-période T/2. Dans ce cas, la valeur moyenne de la deuxième impulsion Sp dont la durée est fixe, calibrée et égale à T/2, est inférieure à celle de la première impulsion S,, ce qui indique que le signal d'horloge Ck est en retard par rapport au signal numérique retardé DR. La valeur moyenne de la différence entre la première et la deuxième impulsion Si-Sp est cette fois positive. - Figure 2d: horloge et données retardées DR en phase. Dans le cas de la figure 2d précitée, le signal d'horloge Ck et le signal numérique retardé DR sont en phase, le front montant du signal d'horloge étant exactement centré sur la demi-durée entre deux transitions. Le décalage de phase est alors nul, A = O. Dans ce cas, et en référence au fonction- nement précédemment décrit dans le cas de l'avance ou du retard de phase, on comprend bien sur que, par symétrie, la première impulsion S, a une durée égale à la demi-période T/2, cette durée étant donc égale à celle de la deuxième impulsion Sp. Les première et deuxième impulsions S1 et Sp ont exactement la même durée, et donc même valeur moyenne, et la valeur moyenne de la différence entre première et deuxième impulsion S, - S. est donc nulle. On constate en outre, contrairement aux comparateurs de phase de l'art antérieur tels que décrits dans l'article précédemment mentionné dans la description, que les signaux S, et Sp sont exactement en phase. La différence obtenue pour le signal différentiel Si - Sp est donc de valeur nulle, c'est-à-dire sans aucune ondulation à l'équilibre. Le dispositif objet de la présente invention permet donc d'améliorer notoirement les performances vis-à-vis du phénomène de "gigue", la contribution à ce phénomène étant ainsi sensiblement supprimée. D'une manière générale, on indique que la valeur du retard X apporté par le circuit 10 de la première voie de détection peut être choisie de manière arbitraire quelcon- que, pourvu que cette valeur soit différente de O ou T. La bascule bistable synchronisée 20, synchronisée sur le signal d'horloge complémenté Ck, resynchronise en fait le signal de données sur un front descendant du signal d'horloge Ck. Pour cette raison, lorsque le système est en équilibre en l'absence de déphasage, selon le chronogramme de la figure 2d, pour une valeur de retard x = 0, le front descendant du signal d'horloge Ck est aligné avec les transitions du signal numérique d'entrée. Une telle situa- tion est susceptible d'entraîner des conflits lors de la resynchronisation par l'intermédiaire de la bascule bistable synchronisée 20. Pour assurer l'absence d'une telle situa- tion, il suffit de prendre une valeur de retard t supérieure au temps d'établissement de la bascule bistable synchroni- sée 20. Si, au contraire, la valeur de retard x = T, on retrouve un phénomène semblable. Il est alors souhaitable d'assurer une valeur de retard t inférieure à la durée de la période T diminuée du temps de maintien de la bascule bistable synchronisée 20. D'o la valeur précédemment mentionnée pour la valeur de retard t précitée. Dans un mode de réalisation pratique, on indique que les bascules bistables synchronisées portant la référence , 20 et 210, peuvent être réalisées de manière classique ou bien être constituées par deux bascules verrouillées, "latches" en langage anglo-saxon, et montées en cascade de type maître-esclave. Les sorties Q. Q de ces bascules peuvent alors être disponibles. Les circuits de type OU exclusif 111 et 211 peuvent être réalisés par des circuits de type classique. En première conclusion, on indique que le dispositif comparateur de phase, objet de la présente invention, permet de délivrer un signal de comparaison de phase, en l'absence de déphasage, issu d'une tension différentielle d'erreur présentant une ondulation crête nulle, ce qui bien entendu permet de diminuer sensiblement la contribution d'un tel circuit au phénomène de "gigue". En outre, on constate à l'observation des chronogrammes représentés en figures 2b, 2c et 2d, que le dispositif selon l'invention permet 1l d'effectuer un centrage automatique des fronts montants du signal d'horloge Ck en milieu de bit, c'est-à-dire bien sûr en milieu des transitions correspondantes du signal numéri- que retardé DR en assurant ainsi une resynchronisation du signal de données retardé idéal sur le signal d'horloge précité. On indique en outre, en raison de la structure particulière du dispositif, objet de la présente invention, tel que représentée en figure 2a, que les signaux numériques engendrés par les sorties Q ou Q des bascules bistables synchronisées 110, 20, 210 correspondent aux signaux D1, D2 et D3 ou à ces signaux complémentés et peuvent donc être utilisés comme tels pour constituer en fait un signal numérique d'entrée régénéré. Enfin, le fonctionnement du dispositif, objet de la présente invention, est indépendant de la valeur de la période d'horloge T. Une description plus détaillée d'un dispositif comparateur de phase, conforme à l'objet de la présente invention, appliqué plus particulièrement à la transmission de signal numérique à haute fréquence ou à haut débit sera maintenant donnée en liaison avec la figure 3a. Sur la figure précitée, on indique que les mêmes références représentent les mêmes éléments que dans le cas de la figure 2a précédente. Toutefois, la première entrée du premier circuit logique de type OU exclusif 111 de la première voie de détection 1 comprend un circuit de retard 112 permettant d'introduire une compensation, sur le signal numérique retardé DR, du temps de propagation et de transi- tion introduit par la première bascule bistable synchronisée 110. Le circuit de retard 111 délivre en fait, sur l'entrée du premier circuit de type OU exclusif 111, un signal numérique retardé compensé, noté DR*. D'une manière générale, on indique que, afin de compenser exactement les temps de propagation des différents signaux dans les différents circuits permettant la mise en oeuvre de la première et de la deuxième voie de détection 1,2, il est opportun que les différents éléments soient parfaitement appairés afin que ceux-ci présentent les mêmes temps de propagation pour de larges plages de conditions de fonctionnement en température, tension d'alimentation, par exemple. C'est le cas en particulier pour les circuits logiques de type OU exclusif 111 et 211. En outre, on indique que le retard il introduit par le circuit de retard 112 doit présenter les mêmes variations que le temps de propagation ou d'établissement de la bascule bistable synchronisée 110 pour engendrer le signal Dl, dans des conditions de fonctionnement semblables. A l'équilibre, c'est-à-dire en l'absence de dépha- sage entre le signal d'horloge Ck et le signal numérique retardé DR, un chronogramme des signaux correspondants est représenté en figure 3b. Sur la figure 3b précitée, on indique que les deux circuits de type OU exclusif 111 et 211 ont même temps de propagation = Tp(XOR), les trois bascules bistables synchro- nisées 110, 20, 210 ont même temps de propagation = TpD, x1 = TpD - la valeur du retard t introduit par le circuit de retard 10 est quelconque et fixée dans les conditions précédemment données dans la description. Une application particulièrement avantageuse du dispositif comparateur de phase, objet de la présente invention, sera maintenant décrite en liaison avec la figure 4. Parmi toutes les applications envisageables du dispositif selon l'invention, une application très impor- tante concerne l'utilisation de ce dernier dans une boucle de verrouillage de phase, une telle boucle étant constituée afin d'extraire un signal d'horloge local à partir d'un signal numérique d'entrée de données, dit signal de données d'origine. De manière classique, ainsi que représenté sur la figure 4, la boucle à verrouillage de phase peut comprendre un dispositif comparateur de phase, tel que décrit précédem- ment dans la description, portant la référence C, comprenant un circuit comparateur de phase proprement dit formé par la première et la deuxième voie de détection 1,2 et par un circuit de calcul de la valeur moyenne portant la référen- ce 3. Le comparateur C peut alors être suivi d'un circuit de type oscillateur local contrôlé en tension, noté VCO, lequel reçoit sur son entrée de commande en tension le signal de détection de phase Vs, le circuit oscillateur local commandé en tension délivrant le signal d'horloge Ck. Ce signal d'horloge peut alors bien entendu être utilisé comme signal d'horloge local. La sortie du circuit oscillateur local commandé en tension VCO est alors rebouclée sur les entrées de signal d'horloge Ck et de signal d'horloge Ck complémen- té, par l'intermédiaire d'un circuit de mise en forme, noté B, ce circuit délivrant classiquement le signal d'horloge et le signal d'horloge complémenté. Ce circuit peut être un circuit de type classique réalisant les fonctions d'une bascule bistable par exemple. Le signal D sortie est le signal numérique d'entrée resynchronisé sur le signal d'horloge Ck et peut être pris sur l'une des sorties précitées des trois bascules bistables synchronisées 110, 20, 210. Dans le cas d'une application haute fréquence ou haut débit, le circuit de retard 112 pourra avantageusement être réalisé à l'aide de deux bascules verrouillées "lat- ches", montées en mode transparent. On assure ainsi que le retard il est idéalement appairé avec le temps de propaga- tion des trois bascules bistables synchronisées précitées lorsque cellesci sont formées de manière identique par deux bascules verrouillées. En ce qui concerne le circuit 3, on indique que celui-ci peut délivrer un signal correspondant, soit à une tension, soit à un courant, lequel permet de commander l'oscillateur VCO. L'oscillateur précité est choisi de façon à présen- ter une fréquence centrale très stable et peut donc être constitué par un oscillateur à cristal par exemple. Le circuit 3 de calcul de la valeur moyenne consti- tue en fait un circuit de type filtre passe-bas assurant les fonctions d'intégration et de sommation algébrique des signaux de première et deuxième impulsion Sl, Sp délivrés par la première, respectivement la deuxième voie de détection 1,2. A ce titre, il peut comporter, ainsi que représenté en figure 5a, un premier et un deuxième circuit intégrateur 31, 32 recevant respectivement la première et la deuxième impulsion S1, Sp et délivrant un signal correspondant intégré, et un circuit soustracteur 33 recevant sur ses entrées positive respectivement négative le signal intégré délivré par le premier respectivement le deuxième circuit intégrateur 31,32. Le circuit soustracteur 33 délivre le signal de comparaison de phase V0. En ce qui concerne la réalisation pratique du circuit 3 et afin de réaliser les fonctions représentées en figure 5a, ce type de circuit pourra être réalisé, ainsi que représenté en figure 5b, à partir d'un amplificateur opérationnel 300 monté en amplificateur différentiel et rebouclé en contre-réaction par l'intermédiaire d'un circuit série R1C1 sur l'entrée négative de ce dernier. D'une manière générale, on indique que le dispositif comparateur de phase, objet de la présente invention, est particulièrement adapté à un fonctionnement à partir de données constituées par un signal numérique de type NRZ pour "non return to zero" en langage anglo-saxon. Toutefois, le dispositif comparateur de phase selon l'invention, en raison du fait que celui-ci est adapté à détecter des transitions, peut être utilisé avec tous types de formats de codage de signaux numériques, tels que codages de type RZ ou CMI par exemple. REVENDICATIONS 1. Dispositif comparateur de phase entre transitions d'un signal numérique formé par une suite de bits { aki et un signal d'horloge Ck à la fréquence élément binaire de ce signal numérique, T désignant la période de ce dernier, caractérisé en ce que ledit dispositif comprend: - une première voie de détection permettant, à partir dudit signal d'horloge Ck et dudit signal numérique, d'engendrer un signal numérique retardé d'une valeur de retard t comprise entre O d'horloge Ck par rapport au signal numérique retardé. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite première voie comprend, connectés en cascade: - un circuit de retard de la valeur de retard t déterminée, - lesdits moyens générateurs de ladite première impulsion comprenant: un premier circuit logique de type OU exclusif recevant sur une première entrée ledit signal numérique retardé, et une bascule bistable synchronisée sur ledit signal d'horloge Ck recevant sur son entrée ledit signal numérique retardé et délivrant en sortie un signal numérique retardé synchronisé, une deuxième entrée dudit premier circuit OU exclusif étant connectée en sortie de ladite bascule bistable synchronisée, ledit premier circuit OU exclusif délivrant ladite première impulsion. 3. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que ladite deuxième voie comprend, connectés en cascade: - des moyens générateurs, à partir dudit signal numérique d'entrée, d'un signal numérique décalé d'une demi- période par rapport audit signal numérique retardé synchro- nisé, et - des moyens générateurs, à partir dudit signal numérique retardé d'une demi-période, de ladite deuxième impulsion comprenant: un deuxième circuit logique de type OU exclusif recevant sur une première entrée ledit signal numérique décalé d'une demi- période, une bascule bistable synchronisée sur ledit signal d'horloge Ck recevant sur son entrée ledit signal logique décalé d'une demi-période, une deuxième entrée dudit deuxième circuit OU exclusif étant connectée en sortie de ladite bascule bistable synchronisée, ledit deuxième circuit OU exclusif délivrant ladite deuxième impulsion. 4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que lesdits moyens générateurs, à partir dudit signal numérique d'entrée, d'un signal numérique décalé d'une demi- période par rapport audit signal numérique retardé synchro- nisé, comprennent une bascule bistable synchronisée sur ledit signal d'horloge complémenté Ck recevant sur son entrée D ledit signal numérique d'entrée et délivrant sur sa sortie Q ledit signal numérique décalé d'une demi-période. 5. Dispositif selon l'une des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que, en vue d'une application à hautes fréquences ou à haut débit, ladite première entrée dudit premier circuit logique de type OU exclusif comprend un circuit de retard permettant d'introduire une compensation sur le signal numérique retardé du temps de propagation et de transition introduit par ladite première bascule bistable synchronisée. 6. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que lesdits moyens de calcul de la valeur moyenne comprennent: - un premier et un deuxième circuit intégrateur recevant en entrée ladite première respectivement deuxième impulsion et délivrant chacun un signal correspondant intégré, - un circuit soustracteur recevant sur ses entrées positive respectivement négative le signal intégré délivré par le premier respectivement le deuxième circuit intégra- teur et délivrant ledit signal de comparaison de phase. 7. Utilisation d'un dispositif comparateur de phase selon l'une des revendications précédentes pour réaliser une boucle à verrouillage de phase pour reconstituer un signal d'horloge série à partir d'un signal numérique d'entrée.