FR 2717572 A1 19950922 FR 9503149 A 19950317 La présente invention concerne un codeur absolu servant à délivrer un signal de position absolue sous la forme d'un code à bits en parallèle, qui est représentatif d'une position angulaire d'une plaque de codeur, telle qu'un disque rotatif, même si le disque rotatif est maintenu à l'arrêt. Le codeur est largement utilisé pour une détection de position du bras d'un robot ou autre, et est agencé de manière à lire une échelle de la plaque du codeur fixée à un arbre rotatif du moteur, au moyen d'un photodétecteur. Les codeurs de détection de position sont d'un type incrémental ou d'un type absolu. Le premier type est agencé de manière à lire une position du disque rotatif en comptant une impulsion incrémentale par rapport à une origine du disque rotatif. Le second type exécute une détection de position en lisant un code formé sur le disque rotatif, indépendamment de son état mécanique. C'est pourquoi, le type incrémental doit tourner au maximum sur un tour pour revenir à l'origine, lors du redémarrage du fonctionnement du codeur après qu'une source d'alimentation a été déconnectée, tandis que, avantageusement, le type absolu ne nécessite pas l'opération de retour à l'origine étant donné que la position peut être lue instantanément sans déplacer le disque rotatif lorsque la source d'alimentation est rebranchée. La figure 18, annexée à la présente descrip- tion, représente une structure typique du codeur absolu classique. Une pluralité de pistes concentriques 102-105 sont formées sur un disque rotatif 101. Chaque piste est constituée par un réseau de fentes annulaires, qui est codé en binaire en fonction d'un système de codes numériques indicatifs d'une position absolue du disque rotatif 101. Un réseau de photodétecteurs 106 est situé en vis-à-vis d'une face du disque rotatif 101, et un photoémetteur, tel qu'une diode LED 108, est situé en vis-à-vis de l'autre face du disque moyennant l'interpo- sition d'une plaque fixe à fentes 107. Le réseau de fentes formé dans le disque rotatif 101 passe de façon sélective devant un faisceau de lumière délivré par la diode LED 108 et l'interrompt de sorte que le réseau de photodétecteurs 106 délivre des signaux de détection conformément à une variation de l'intensité lumineuse sur des pistes respectives du réseau 106. Ces signaux de détection sont traités de manière à lire la position angulaire absolue ou l'adresse angulaire du disque rotatif 101. En effet, cette adresse est représentée par le code numérique mentionné précédemment. On connaît différents systèmes à codes numériques pour représenter une adresse. La figure 19, annexée à la présente description, représente schémati- quement un réseau de fentes formées conformément à un code binaire régulier, qui est un exemple des systèmes de codes numériques. Le diagramme représenté en forme de réseau indique des numéros de pistes dans une colonne de gauche et des adresses au niveau de la ligne supérieure. Le réseau de fentes de chaque piste est codé en binaire et est constitué par des sections claires et sombres. Dans cet exemple, il est prévu quatre pistes qui corres- pondent à quatre bits servant à représenter 24 = 16 numéros d'adresses absolues. Un tel code binaire régulier est un système de base dans le processus numérique. Cependant, au niveau d'une position d'une adresse à une autre, la commutation entre des sections adjacentes claires et sombres peut apparaître simultanément au niveau de deux ou d'un plus grand nombre de pistes. Il est très difficile de détecter précisément simultanément des transitions respectives, ce qui conduit à un inconvé- nient consistant en ce qu'une erreur de lecture peut être produite par une variation de transition de séquences de détection. La figure 20, annexée à la présente descrip- tion, représente un code Gray, qui est conçu de manière à éliminer l'inconvénient mentionné précédemment. Comme on le voit à partir du diagramme sous forme de réseau, le code Gray est caractérisé en ce que la commutation entre des sections claires et sombres adjacentes inter- vient uniquement dans une piste lors de chaque transition entre les adresses, conformément au code binaire régu- lier, ce qui permet d'éliminer d'une manière efficace l'erreur de lecture. Cependant, le code Gray requiert une multiplicité de pistes correspondant à un nombre de bits comme le code binaire régulier. C'est pourquoi, lorsqu'on augmente le nombre des bits pour multiplier les adresses en vue d'obtenir une puissance de résolution plus grande, des pistes multiples sont disposées en parallèle dans une direction radiale du disque rotatif de manière à empêcher ainsi une réduction de taille du codeur absolu. La figure 21, annexée à la présente descrip- tion, représente un réseau de fentes formé conformément à un système quaternaire codé en binaire, qui permet de réduire efficacement de moitié le nombre de pistes. A un couple de pistes "0" et "1" sont affectés deux bits binaires servant à représenter un ordre quaternaire inférieur. Par exemple, les adresses "0" - "3", qui font partie d'un premier groupe, sont discriminées l'une de l'autre par les nombres quaternaires du rang inférieur. De façon similaire, les adresses "4" - "7", qui appar- tiennent à un second groupe, sont également discriminées l'une de l'autre par les nombres quaternaires du rang inférieur. Il en va de même pour les troisième et quatrième groupes restants. A un autre couple de pistes I"2 et n3" sont affectés deux bits binaires servant à représenter un rang supérieur du nombre quaternaire. Les premier, second, troisième et quatrième groupes sont discriminés les uns des autres par le rang supérieur des nombres quaternaires. Ce système quaternaire codé en binaire peut être aisément converti en le système binaire régulier par un simple calcul logique. La figure 22, annexée à la présente descrip- tion, représente deux agencements différents d'un réseau de photodétecteurs servant à lire le réseau quaternaire de fentes codé en binaire. Un réseau de photodétecteurs de gauche 110 comprend quatre photodétecteurs disposés en ligne conformément aux pistes respectives '0" - "3". D'autre part, un réseau de photodétecteurs de droite 111 comporte un couple de photodétecteurs disposés le long de la piste "1", avec un déphasage réciproque de 90 en rapport avec le réseau périodique de fentes de la piste "1". Ce couple de photodétecteurs peut lire un nombre quaternaire du rang inférieur. De façon similaire, un autre couple de photodétecteurs sont disposés le long de la piste "3" en étant déphasés réciproquement de 90 de manière à lire un nombre quaternaire du rang supérieur. Grâce à un tel agencement, on peut supprimer les pistes inutiles "nO" et "2" de manière à réduire de moitié le nombre des pistes. Pour faciliter une meilleure compre- hension de ce point, on donnera une description complé- mentaire en référence à la figure 21. Le couple des pistes "0"n et "1" possède des réseaux périodiques de fentes possédant la même période, mais un déphasage relatif de 900. Par conséquent, comme représenté sur la figure 22, les photodétecteurs du premier couple de photodétecteurs sont décalés l'un de l'autre d'un déphasage égal à 90 , de manière à permettre la totalité de l'information compris dans les pistes "0" et "1". En effet, les photodétecteurs du premier couple de photodé- tecteurs peuvent recevoir quatre combinaisons, à savoir clair et clair, clair et sombre, sombre et clair et sombre et sombre, pour lire l'information quaternaire. De façon similaire, les pistes "2" et "3" représentées sur la figure 21 possèdent des réseaux périodiques de fentes possédant la même période, mais avec un déphasage relatif de 90 . C'est pourquoi, l'agencement du réseau de photodétecteurs 111 de la figure 22 permet de lire une information quaternaire du rang supérieur. Comme mentionné précédemment, le système quaternaire codé en binaire permet de réduire de moitié le nombre des pistes. Autrement dit, deux signaux binaires peuvent être dérivés d'une piste. Cependant, si on augmente plus encore le nombre des bits pour avoir une puissance de résolution plus élevée, le nombre de pistes augmente considérablement. Par conséquent, le système quaternaire codé en binaire n'est encore pas suffisant pour éviter un accroissement de taille et de coût du codeur absolu. Compte tenu de ceci, un but de la présente invention est d'obtenir un plus grand nombre de signaux binaires à partir d'une piste. D'un autre point de vue, le système quaternaire codé en binaire, mentionné précédemment, comporte des réseaux de zones claires et sombres, qui sont modifiés simultanément allant de deux ou d'un plus grand nombre de pistes, contrairement au système du code Gray mentionné précédemment. Il est difficile de détecter simultanément toutes les variations entre les sections claires et sombres. Un tel intervalle de séquences de détection peut entraîner une erreur de lecture des adresses de position. Compte tenu de ceci, un autre but de l'invention est de synchroniser des pistes de rang inférieur et de rang supérieur pour éliminer l'erreur de lecture. Pour résoudre des problèmes de l'art anté- rieur et atteindre les objectifs indiqués précédemment, conformément à l'invention, un codeur absolu comporte fondamentalement un élément mobile, un photodétecteur et un circuit de traitement. L'élément mobile comporte une pluralité de pistes disposées d'un rang supérieur à un rang inférieur, chaque piste possédant un réseau de zones claires et sombres. Une pluralité de photodétecteurs reçoivent une lumière à travers le réseau de zones claires et sombres d'une piste pour délivrer des signaux de détection associés à cette piste. Le circuit de traitement traite les circuits de détection de manière à produire des signaux binaires et indique une position de l'élément mobile. De façon caractéristique, le circuit de traitement comprend des moyens d'entrée, des moyens comparateurs et des moyens logiques. Les moyens d'entrée sont aptes à recevoir les signaux de détection pour produire une pluralité de signaux en ondes triangulaires possédant la même période, mais des phases différentes. Les moyens comparateurs comparent les signaux en ondes triangulaires entre eux pour produire une pluralité de signaux en ondes rectangulaires ayant des phases diffé- rentes. Les moyens logiques traitent logiquement les signaux en ondes rectangulaires entre eux de manière à délivrer au moins trois signaux binaires à partir d'une piste. De préférence, au circuit de traitement est affectée une piste de rang supérieur et ce circuit de traitement comprend des moyens formant modulateur branchés entre les moyens d'entrée et les moyens compara- teurs pour moduler les signaux en ondes triangulaires en fonction d'un signal périodique qui est délivré par un autre circuit de traitement auquel est affectée une piste de rang inférieur, de manière à synchroniser un signal binaire de la piste de rang supérieur avec un autre signal binaire de la piste de rang inférieur. Ces moyens formant modulateur comprennent des moyens pour réaliser le traitement logique d'un signal rectangulaire renvoyé par les moyens comparateurs, en liaison avec le signal périodique de manière à former un signal de synchronisa- tion, et des moyens pour additionner le signal de synchronisation et l'un respectif des signaux en ondes triangulaires, et ce dans un rapport donné pour produire les signaux en ondes triangulaires modulés. Selon un mode de mise en oeuvre, les moyens d'entrée comprennent des moyens pour ajouter ou soustraire un couple de signaux de détection possédant une forme d'onde trapézoïdale et un déphasage de 90 de manière à produire un signal en onde triangulaire. En variante, des signaux de détection possédant une forme d'onde triangulaire et présentant un déphasage de 90 sont utilisés tels quels pour les signaux en ondes triangulaires. Selon un autre mode de réalisation, les moyens d'entrée comprennent des moyens pour inverser un signal de détection de manière à former un signal de phase opposée, et des moyens pour traiter un autre signal de détection et le signal de phase opposée pour produire un signal en onde triangulaire. Le réseau de zones claires et sombres, qui est formé dans l'élément mobile, comprend par exemple un réseau à gradation, qui varie graduellement de l'état clair à l'état sombre, ce qui permet aux moyens d'entrée de former une pente du signal en onde triangulaire. Par exemple, ce réseau à gradation comprend un ensemble alterné comprenant un segment clair et un segment sombre, de sorte que le taux d'impulsions de cet ensemble varie graduellement le long de la piste. Sinon, le réseau à gradation est un réseau à gradation continue de sorte que la densité optique varie continiûment de l'état clair à l'état sombre le long de la piste. En outre, le réseau à gradation comprend un réseau à gradation divisé comprenant une section claire et une section sombre, qui sont séparées l'une de l'autre par une ligne de division qui s'étend obliquement dans la piste. La ligne de division comprend un trait linéaire en diagonale formée dans une piste droite, si l'élément mobile se déplace linéairement. Sinon, la ligne de division comprend une ligne en vortex formée dans une piste circulaire, cet élément mobile se déplace en rotation. Conformément à la présente invention, un réseau de photodétecteurs est agencé de façon appropriée le long de l'une de pistes parallèles pour obtenir par exemple quatre signaux en ondes triangulaires déphasés séquentiellement de 90 . Les quatre signaux en ondes triangulaires sont soumis au traitement de comparaison réciproque pour la production de quatre signaux en ondes rectangulaires déphasés séquentiellement de 90 . Ces quatre signaux en ondes rectangulaires sont soumis au traitement logique de manière à produire trois signaux binaires pour chaque piste. Sinon, on peut obtenir, à partir d'une piste, huit signaux en ondes triangulaires possédant des déphasages successifs de 45 . Ces huit signaux en ondes triangulaires sont soumis au traitement de comparaison, et au traitement logique d'une manière semblable, afin de produire quatre signaux binaires pour chaque piste. En outre, chaque signal en onde triangu- laire est modulé en réponse à un signal périodique provenant d'une piste de rang inférieur, de manière à synchroniser l'un sur l'autre le signal binaire de rang inférieur et un signal binaire de rang supérieur. Dans la pratique, le signal périodique provenant de la piste de rang inférieur est traité logiquement avec un signal en onde rectangulaire, qui est renvoyé par les moyens comparateurs de la piste de rang inférieur pour former un signal de synchronisation. Alors, chaque signal en onde triangulaire de la piste de rang supérieur est ajouté au signal de synchronisation, et ce dans un rapport donné pour former le signal en onde triangulaire modulé. Selon un autre aspect de la présente inven- tion, fondamentalement un codeur absolu comprend un élément mobile, un photodétecteur et un circuit de traitement. L'élément mobile possède une pluralité de pistes disposées d'un rang supérieur à un rang inférieur, chaque piste possédant un réseau de zones claires et sombres. Le photodétecteur reçoit une lumière à travers le réseau de zones claires et sombres de manière à délivrer un signal de détection associé à chaque piste. Le circuit de traitement traite le signal de détection de manière à produire un signal binaire qui indique une position de l'élément mobile. Le circuit de traitement comprend, de façon caractéristique, des moyens de formation d'ondes, des moyens comparateurs et des moyens logiques. Les moyens de formation d'ondes sont aptes à recevoir les signaux de détection pour produire une pluralité de signaux en ondes primaires possédant la même période, mais des phases différentes, et qui sont séquentiellement décalés d'un décalage donné, et pour produire en outre une pluralité de signaux en ondes secondaires, qui possèdent une forme d'onde différente de celle des signaux en ondes primaires et qui sont déphasés, par rapport aux signaux en ondes primaire, de la moitié du décalage donné. Les moyens comparateurs comparent les signaux en ondes primaires et secondaires de manière à produire une pluralité de signaux en ondes rectangulaires ayant des phases différentes. Les moyens logiques traitent logiquement les signaux en ondes rectangulaires entre eux de manière à obtenir au moins quatre signaux binaires à partir d'une piste. De préfé- rence, les moyens de formation d'ondes comprennent des moyens pour produire une pluralité de signaux en ondes primaires possédant une forme d'onde triangulaire et pour produire en outre des signaux en ondes secondaires possédant une forme d'onde trapézoïdale, qui est obtenue soit par addition, soit par soustraction des signaux en ondes primaires entre eux. Dans une forme de réalisation, au circuit de traitement est affectée une piste de rang supérieur et ce circuit de traitement comprend des moyens formant modulateur, qui sont branchés entre les moyens de formation d'ondes et les moyens comparateurs pour moduler les signaux en ondes primaires et secondaires conformément à un signal périodique qui est délivré par un autre circuit de traitement, auquel est affectée une piste de rang inférieur, afin de synchroniser un signal binaire de la piste de rang supérieur sur un autre signal binaire de la piste de rang inférieur. Dans la pratique, les moyens formant modulateur comprennent des moyens pour traiter logiquement un signal rectangulaire renvoyé par les moyens comparateurs, avec le signal périodique de manière à former un signal de synchronisation, et des moyens pour ajouter le signal de synchronisation et respectivement l'un des signaux en ondes primaires et secondaires, conformément à un rapport donné, pour produire les signaux en ondes primaires et secondaires, modulés. Conformément à la présente invention, quatre signaux en ondes triangulaires primaires possédant la même période et déphasés séquentiellement d'un décalage donné sont formés à partir des signaux de détection. En outre, ces signaux en ondes triangulaires primaires sont soumis à une opération d'addition/soustraction pour la synthèse par exemple de deux signaux en ondes trapézoïda- les secondaires, qui sont déphasés de la moitié du décalage donné. Au total, si les signaux en ondes triangulaires et trapézoïdales sont soumis au traitement de comparaison réciproque pour la production de huit signaux en ondes rectangulaires séquentiellemetn déphasés les uns des autres. Ces huit signaux en ondes rectangu- laires sont soumis au traitement logique pour l'obtention d'au moins quatre signaux binaires pour chaque piste. En outre, chacun des signaux en ondes triangulaires et trapézoïdales est modulé en réponse à un signal périodi- que provenant d'une piste de rang inférieur, de manière à synchroniser l'un sur l'autre un signal binaire de rang inférieur et un signal binaire de rang supérieur. En effet, le signal périodique provenant de la piste de rang inférieur est traité logiquement avec un signal en onde rectangulaire, qui est renvoyé par les moyens compara- teurs, correspondant à la piste de rang supérieur, de manière à former un signal de synchronisation. Ensuite, chacun des signaux en ondes triangulaires et trapézoïda- les de la piste de rang supérieur est ajouté au signal de synchronisation, conformément à un rapport donné, pour former les signaux en ondes triangulaires et trapézoïda- les modulés. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description donnée ci-après prise en référence aux dessins annexés, sur lesquels: - les figures 1A, lB et 1C représentent respectivement le diagramme d'un réseau de fentes, un diagramme de formes d'ondes de signaux de détection et un schéma-bloc, qui montre une première forme de réalisa- tion du codeur absolu selon l'invention; - la figure 2 est un diagramme de formes d'ondes représentant le fonctionnement de la première forme de réalisation du codeur absolu représenté sur les figures 1A, lB et 1C; - la figure 3 représente le schéma d'un circuit montrant une seconde forme de réalisation du codeur absolu selon l'invention; - la figure 4 représente un schéma de formes d'ondes illustrant le fonctionnement de la seconde forme de réalisation représentée sur la figure 3; - la figure 5 représente le schéma d'un agencement de pistes montrant un exemple pratique du codeur absolu selon l'invention; - la figure 6 est un schéma de formes d'ondes illustrant le fonctionnement de l'exemple de la figure ; - la figure 7 est un schéma-bloc montrant un agencement de circuits de traitement intégrés dans l'exemple de la figure 5; - la figure 8 représente un schéma montrant un exemple d'un réseau de zones claires et sombres, formé le long d'une piste; - la figure 9 est un schéma montrant un autre exemple du réseau de zones claires et sombres; - la figure 10 est un schéma montrant un autre exemple du réseau de zones claires et sombres; - la figure 11 représente un schéma montrant un autre exemple du réseau de zones claires et sombres; - les figures 12A, 12B et 12C représentent respectivement un schéma d'un réseau de fuites, un dia- gramme de formes d'ondes de signaux de détection et un schéma-bloc, montrant une troisième forme de réalisation du codeur absolu selon l'invention; - la figure 13 représente un diagramme de formes d'ondes illustrant le fonctionnement de la troisième forme de réalisation du codeur absolu repré- senté sur les figures 12A, 12B et 12C; - la figure 14 représente le schéma d'un circuit montrant une quatrième forme de réalisation du codeur absolu selon l'invention; - la figure 15 représente un diagramme de formes d'ondes illustrant le fonctionnement de la quatrième forme de réalisation représentée sur la figure 14; - la figure 16 est un schéma de disposition de pistes montrant un autre exemple pratique du codeur absolu selon l'invention; - la figure 17 est un schéma-bloc montrant un agencement de circuits de traitement intégrés dans l'exemple de la figure 16; - la figure 18, dont il a déjà été fait mention, représente une vue en perspective d'un codeur absolu classique; - la figure 19 représente un diagramme des pistes du réseau de zones claires et sombres conforme à un code binaire régulier; - la figure 20 représente un diagramme de pistes des zones claires et sombres conformément à un code Gray; - la figure 21 représente un diagramme du réseau de zones claires et sombres conformément à un code quaternaire codé en binaire; et - la figure 22 est un schéma montrant un réseau de photodétecteurs appliqué au réseau de zones claires et sombres conformément au code quaternaire codé en binaire. Ci-après, on va donner une description détaillée de formes de réalisation préférées de la présente invention en référence aux dessins. Les figures 1A, lB et 1C représentent schématiquement une première forme de réalisation du codeur absolu selon l'invention. Le codeur absolu possède un élément mobile formé de pistes parallèles, dont chacune est constituée par un réseau périodique de zones claires et sombres. La figure 1A représente une piste T. Comme indiqué par la flèche, cette piste T se déplace linéairement dans un codeur linéaire. Dans une autre forme, une piste annulaire est formée sur un élément formant disque mobile de manière à se déplacer en rotation. Quatre photodétecteurs A1, A2, A3 et A4 sont disposés le long d'une piste T de manière à recevoir une lumière d'éclairement par l'intermédiaire du réseau de zones claires et sombres pour la délivrance de signaux de détection. Dans cette forme de réalisation, les photodétecteurs A1-A4 possèdent une longueur identi- que à la moitié d'une période du réseau de zones claires et sombres le long de la piste. En outre, les photodétec- teurs A1, A2, A3 et A4 sont disposés séquentiellement de telle sorte que leur déphasage est réglé à 90 (1/4 de la période du réseau de zones claires et sombres). La figure lB représente une variation dans le temps de signaux de sortie provenant des photodétecteurs. Les photodétecteurs A1-A4 délivrent des signaux de détection possédant des formes d'ondes triangulaires, qui sont séquentiellement déphasés de 90 . Ci-après, on désignera un photodétecteur et un signal de détection correspondant par la même référence dans la présente spé- cification, afin de faciliter la lecture de la descrip- tion. La figure 1C représente un circuit de traitement raccordé aux photodétecteurs. Le circuit de traitement traite les signaux de détection pour produire des signaux binaires de manière à lire une position de l'élément mobile. Comme représenté sur la figure, le circuit de traitement possède une partie d'entrée 1, une partie formant comparateur 2 et une partie logique 3. La partie d'entrée 1 reçoit les signaux de détection de manière à délivrer une pluralité de signaux triangulaires possédant la même période mais ayant des phases différen- tes. Dans cette forme de réalisation, quatre signaux de détection A1, A2, A3 et A4 possédant la forme d'onde triangulaire sont reçus tels quels, de manière à former directement des signaux triangulaires respectifs. C'est pourquoi, les signaux triangulaires respectifs sont également désignés par les références A1, A2, A3 et A4 dans cette forme de réalisation. La partie formant comparateur 2 comprend quatre comparateur CMP1, CMP2, CMP3 et CMP4. La partie 2 compare les signaux en ondes triangulaires A1-A4 entre eux de manière à produire quatre signaux rectangulaires qui sont déphasés récipro- quement de 90 . La partie logique 3 est constituée par trois dispositifs de sommation logique exclusifs XOR1, XOR2 et XOR3, un dispositif de sommation logique négative NON-OU NOR1, et un dispositif de négation NOT1. La dernière partie -3 traite logiquement les quatre signaux en ondes rectangulaires entre eux de manière à délivrer trois signaux binaires P1, P2 et P3. En référence à la figure 2, on va donner une description détaillée du fonctionnement du circuit de traitement représenté sur la figure 1C. Comme représenté, les signaux en ondes triangulaires A1, A2, A3, A4 sont déphasés séquentiellement de 90 . Le comparateur CMP1 compare A1 et A2 entre eux pour délivrer un premier signal en onde rectangulaire (h). De façon similaire, le comparateur CMP2 compare A1 et A3 entre eux de manière à produire un second signal en onde rectangulaire (i). Le comparateur CMP3 compare A4 et A3 pour l'obtention d'un troisième signal en onde rectangulaire (j). Le comparateur CMP4 compare A4 et A2 pour l'obtention d'un quatrième signal en onde rectangulaire (k). Ces quatre signaux en ondes rectangulaires sont déphasés séquentiel- lement entre eux de 45 . Le dispositif XOR1 exécute la sommation logique OU-EXCLUSIF entre le premier signal en onde rectangulaire (h) et le second signal en onde rectangulaire (i) pour l'obtention d'un premier signalrectangulaire (1). En outre, le dispositif XOR2 exécute la sommation logique OU-EXCLUSIF des troisième et quatrième signaux en ondes rectangulaires (j) et (k) pour l'obtention d'un second signal intermédiaire (m). Le dispositif NOR1 exécute l'addition logique négative NON en des premiers et seconds signaux intermédiaires (1) et (m) pour produire le premier signal binaire (signal à bit de faible poids) P1. En outre, le dispositif XOR3 effectue la sommation logique OU- EXCLUSIF des second et quatrième signaux en ondes rectangulaires (i) et (k) pour produire le second signal binaire (signal de bit médian) P2. Enfin, le dispositif NOT1 applique l'opération de négation NON au second signal en onde rectangulaire (i) pour produire le troisième signal binaire (signal à bit de niveau haut) P3. De cette manière, on peut obtenir à partir d'une piste T l'ensemble de trois signaux P1-P3. La figure 3 représente un autre circuit de traitement mis en oeuvre dans la seconde forme de réalisation du codeur absolu selon l'invention. Fondamen- talement, le présent circuit de traitement possède une structure semblable à celle du circuit de traitement précédent représenté sur la figure lC. Ainsi, des parties correspondantes sont désignées par la même référence pour une meilleure compréhension. Une différence réside dans le fait qu'une partie formant modulateur 4 est intercalée entre la partie d'entrée 1 et la partie formant compara teur 2. La partie formant modulateur 4 module les quatre signaux en ondes triangulaires A1, A2, A3 et A4 en réponse à un signal périodique (a) transféré depuis un autre circuit de traitement, auquel est affectée une piste de rang inférieur (qui est inférieure d'un ordre à la piste T représentée sur la figure 1A) afin de synchroniser les signaux binaires de rang supérieur (dérivés de la piste T), avec un signal binaire de rang inférieur. La partie formant modulateur 4 est constituée de deux éléments d'addition logique OU-EXCLUSIF XOR4 et XOR5, de quatre éléments multiplicateurs MPL1, MPL2, MPL3 et MPL4 et de quatre additionneurs ADD1, ADD2, ADD3 et ADD4. Les quatre multiplicateurs possèdent un facteur de multiplication K. Le couple d'éléments XOR4 et XOR5 constituent ensemble des moyens pour effectuer la sommation logique exclusive du signal périodique (a) provenant de la piste de rang inférieur et de l'un respectif des signaux en ondes rectangulaires (i) et (k), qui sont renvoyés par la partie formant comparateur 2, de manière à former respectivement des signaux de synchronisation (p) et (c). En outre, l'ensemble des dispositifs NOT2, NOT3, MPL1, MPL2, MPL3, MPL4, ADD1, ADD2, ADD3 et ADD4 constituent conjointement des moyens pour ajouter le signal de synchronisation (b) ou (c) à l'un respectif des signaux en ondes triangulaires A1, A2, A3 et A4, dans un rapport donné pour produire quatre signaux en ondes triangulaires modulés (d), (e), (f) et (g). Ces quatre signaux en ondes triangulaires modulés sont traités successivement par la partie formant comparateur 2 et par la partie logique 3 pour l'obtention des trois signaux binaires P1, P2 et P3. Ces trois signaux binaires P1-P3 de rang supérieur sont synchroni- sés avec le signal périodique (a) obtenu à partir de la piste de rang inférieur. D'autre part, le signal en onde rectangulaire (i) délivré par CMP2 contenu dans la partie formant comparateur 2 est délivré en tant que signal périodique suivant à un circuit aval de traitement d'une piste de rang supérieur. De cette manière, la synchroni- sation complète est établie dans l'ensemble des pistes parallèles. La figure 4 représente un chronogramme illustrant le fonctionnement du circuit de traitement représenté sur la figure 3. Comme représenté, le signal périodique (a) délivré par la piste de rang inférieur possède une forme d'onde rectangulaire et une période donnée. D'autre part, les quatre signaux en ondes triangulaires Ai, A2, A3, A4 possèdent une période 8 fois supérieure à celle des signaux périodiques (a) et sont déphasés séquentiellement de 90 . Tout d'abord, le dispositif XOR4 exécute la sommation logique exclusif du signal périodique (a) et du signal rectangulaire (k) envoyé par le dispositif CMP4, pour produire le premier signal de synchronisation (b). Le premier signal de synchronisation (b) possède des flancs avant et arrière, qui sont synchronisés sur ceux du signal périodique (a). L'autre dispositif XOR5 exécute la sommation logique OU- EXCLUSIF du signal périodique (a) et du signal en onde rectangulaire (i) renvoyé à partir de CMP2 pour produire le second signal de synchronisation (c). Le second signal de synchronisation (c) possède également des flancs avant et arrière qui sont synchronisés sur le signal périodi- que. Ensuite, le premier signal de synchronisation (b) est soumis à l'opération logique de négativation au moyen du dispositif NOT2, et est en outre soumis à l'opération de multiplication par le facteur K, dans le dispositif MPL1. Le résultat traité et le signal en onde triangu- laire Al sont additionnés par le dispositif ADD1 de manière à produire le signal en onde triangulaire modulé (d). En effet, le signal de synchronisation et le signal en onde triangulaire initial sont additionnés dans le rapport K donné de manière à former le signal en onde triangulaire, modulé. Le signal en onde triangulaire modulé (d) possède un flanc vertical dans une pente, en synchronisme avec le signal périodique (a). De façon similaire, le second signal de synchronisation (c) est soumis à l'opération i net'cn pr le dLlositif NIx, puis est multiplié avec le facteur K par le dispositif MPL2. Ce résultat et le signal en onde triangulaire d'origine A2 sont additionnés entre eux au moyen du dispositif ADD2 de manière à produire le signal en onde triangulaire modulé correspondant (e). Le signal en onde triangulaire modulé (e) possède également un flanc vertical synchro- nisé sur le signal périodique (a). En outre, le premier signal de synchronisation (b) est multiplié avec K par le dispositif MPL3, puis est ajouté au signal en onde triangulaire A3 par AD3 de manière à former le signal en onde triangulaire modulé (f). En outre, le second signal de synchronisation (c) est multiplié par K par MPL4, puis est ajouté au dernier signal en onde triangulaire A4, par ADD4 -de-manière-à- former- le signal en-onde triangulaire modulé (g). Ensuite, les signaux en ondes triangulaires modulés (d) et (g) sont comparés entre eux par CMP1 dans la partie formant comparateur 2 de manière à produire de ce fait le premier signal en onde rectangulaire (f). Les deux signaux en ondes triangulaires modulés (d) et (g) se croisent au niveau de leurs flancs verticaux de manière à inverser de façon précise le signal de sortie CMP1 même si une certaine variation d'amplitude et de phase apparaît dans le signal en onde triangulaire. Par conséquent, les flancs avant et arrière du signal en onde rectangulaire (h) sont parfaitement synchronisés sur le signal périodique (a). De façon similaire, les deux signaux en ondes triangulaires modulés (d) et (f) sont comparés entre eux par CMP2 de manière à produire un second signal en onde rectangulaire (i). Comme cela a été décrit précédemment, le signal en onde rectangulaire (i) est renvoyé à la partie formant modulateur 4. Les signaux en ondes triangulaires modulés (j) et (f) sont comparés entre eux par CMP3 de manière à produire le troisième signal en onde rectangulaire (j). Le dernier couple de signaux en ondes triangulaires modulés (g) et (j) sont comparés entre eux par MCP4 pour la formation du qua- trième signal en ondes rectangulaires (k). Comme men- tionné précédemment, le quatrième signal en onde rectan- gulaire (k) est renvoyé à la partie formant modulateur 4. Ces comparateurs CMP1, CMP2, CMP3 et CMP4 comparent un couple de signaux en ondes triangulaires modulés, qui possèdent un déphasage de 90 ou de 180 et qui se croisent précisément au niveau de leurs flancs verticaux, ce qui garantit la synchronisation sur le signal périodi- que (a). Les signaux en ondes rectangulaires ainsi obtenus (h) - (k) sont traités logiquement par la partie logique 3 pour l'obtention des trois signaux binaires Pi, P2, P3 de la même manière que dans la première forme de réalisation. Le premier signal binaire P1 possède une période égale au double de celle du signal périodique (a). Le second signal binaire P2 possède une période quatre fois supérieure à celle du signal périodique (a). Le troisième signal binaire P3 possède une période huit fois supérieure à celle du signal périodique (a). Ces signaux binaires sont constitués par un train d'impul- sions rectangulaires possédant chacun des flancs avant et arrière exactement synchronisés sur les flancs avant et arrière du signal périodique (a). La figure 5 représente un exemple pratique du codeur absolu selon l'invention. Un ensemble de quatre pistes parallèles TO, T1, T2 et T3 sont formées dans un élément mobile (plaque de codeur) du rang inférieur au rang supérieur de manière à obtenir neuf signaux binaires P0-P8. En effet, le codeur absolu possède une certaine résolution de position qui fournit un nombre de 29 adresses. Comme représenté sur la figure, un premier ensemble de photodétecteurs A1, un second ensemble de photodétecteurs A2 et un troisième ensemble de photodé- tecteurs A3 sont disposés le long de la piste TO du premier rang. Chaque ensemble comprend une pluralité de photodétecteurs (quatre dans cet exemple) afin d'accroî- tre la quantité totale de lumière reçue. Ces photodétec- teurs Al, A2 ou A3 possèdent une longueur ou une étendue, dans la direction de la piste, qui est choisie égale à un quart de la période du réseau de zones claires et sombres. C'est pourquoi, le photodétecteur individuel est plus étroit que le photodétecteur antérieur utilisé dans la forme de réalisation de la figure 1A. C'est pourquoi, les photodétecteurs Ai, A2 et A3 délivrent un signal de détection qui ne possède pas une forme triangulaire, mais une forme trapézoïdale. L'ensemble de photodétecteurs A1 et l'ensemble de photodétecteurs A2 présentent un déphasage relatif de 90 . L'ensemble de photodétecteurs A1 et l'ensemble de photodétecteurs A3 possèdent un déphasage relatif de 1800. Trois unités parmi les photodétecteurs A4, A5 et A6 sont disposées le long de la piste T1 à la suite de la piste de rang le plus faible TO. Ces photodétecteurs possèdent une longueur, dans la direction de la piste, qui est choisie égale à un quart de la période du réseau de zones claires et sombres formé le long de la piste T1. Ces photodétecteurs délivrent ou produisent, de façon similaire, un signal de détection possédant une forme d'onde trapézoïdale. Les photodétec teurs A4 et A5 présentent un déphasage spatial égal à . Les photodétecteurs A4 et A6 possèdent un déphasage spatial de 180 . La piste suivante T2 possède un réseau de zones claires et sombres, selon une gradation, qui fait passer graduellement de l'état clair à l'état sombre le long de la piste, et c'est pourquoi des photodétec- teurs correspondant A7 peut délivrer un signal de détection possédant une forme d'onde trapézoïdale présentant une fente. Dans cet exemple, ce réseau à gradation comprend un réseau à gradation divisé possédant une section claire et une section sombre, qui sont séparées l'une de l'autre par une ligne de division qui s'étend en diagonale dans la piste. La ligne de division comprend un trait linéaire diagonal formé dans la piste rectiligne linéaire T2. La troisième piste T3 possède une zone claire et une zone sombre, qui sont décalées, d'un angle de phase spatial de 90 , par rapport à la piste T2, tandis qu'un photodétecteur correspondant A8 est disposé dans la même relation de phase spatiale par rapport au photodétecteur A7. Les réseaux de zones claires et sombres formées sur les pistes T2 et T3 possèdent une période huit fois supérieure à celle du réseau de zones claires et sombres formé dans la piste T1. Pour une meilleure illustration, les pistes T2 et T3 sont repré- sentées sur la figure avec un rapport de contraction de 1/4 dans la direction de la piste, en rapport avec les pistes T0 et T1. La figure 6 représente des formes d'ondes des signaux de détection délivrés par les photodétecteurs Ai, A2 et A3 représentés sur la figure 5. Comme mentionné précédemment, les signaux de détection Ai, A2 et A3 possèdent la forme d'onde trapézoïdale. Les signaux de détection trapézoïdaux Ai et A2 sont déphasés réciproque- ment d'un angle de phase électrique de 90 . Les signaux de détection A2 et A3 sont déphasés réciproquement de . Les deux signaux de détection A1 et A2 sont soumis à une opération de soustraction pour l'obtention du premier signal en onde triangulaire A1-A2. Les deux signaux de détection A2 et A3 sont soumis à une opération de soustraction pour l'obtention du second signal en onde triangulaire A2-A3. Les signaux de détection A2 et A1 sont soumis à une opération de soustraction pour l'obten- tion du troisième signal triangulaire A2-A1. Enfin, le signal de détection A3 est soustrait du signal de détection A2 pour la production d'un quatrième signal en onde triangulaire A3-A2. Ces quatre signaux en ondes triangulaires possèdent la même période, mais des phases différentes, qui sont décalées séquentiellement de 90 . Par conséquent, ces quatre signaux en ondes triangulaires A1-A2, A2-A3, A2-A1 et A3-A2 correspondent respectivement aux quatre signaux en ondes triangulaires précédents A1, A2, A3 et A4 représentés sur la figure lB. Dans cet exemple, les signaux de détection trapézoïdaux sont soumis de façon spécifique à l'opération de soustraction mutuelle de manière à former les signaux en ondes triangulaires. D'une manière générale, une opération d'addition et/ou de soustraction appropriée est appliquée aux signaux initiaux de détection de manière à former des signaux en ondes triangulaires désirés. La figure 7 représente une structure à étages multiples des circuits de traitement désignés d'une manière qui correspond à l'agencement des pistes de la figure 5. Comme représenté, un premier étage du circuit de traitement est prévu pour la piste TO, de manière à délivrer trois signaux binaires P0, P1 et P2. Ce premier circuit de traitement est affecté à la piste de rang le plus faible TO de sorte que le processus de synchronisa- tion n'est pas nécessaire. C'est pourquoi, pour le premier circuit de traitement on adopte fondamentalement la structure de circuit représentée sur la figure 1C. Les éléments correspondants sont désignés par les mêmes chiffres de référence pour une meilleure compréhension. Un point de différence réside dans le fait qu'une partie d'entrée lx contient quatre soustracteurs SBT1, SBT2, SBT3 et SBT4. Comme on le comprendra aisément à partir de la figure 6, SBT1 exécute les soustractions entre les signaux de détection trapézoïdaux A1 et A2 pour produire le premier signal en onde triangulaire A1-A2. De façon similaire, SBT2 produit le second signal en onde triangu- laire A2-A3, SBT3 produit le troisième signal en onde triangulaire A2-A1 et SBT4 produit le quatrième signal en onde triangulaire A3-A2. De cette manière, SBT1-SBT4 constituent des moyens permettant de soustraire et/ou d'additionner mutuellement les signaux de détection trapézoïdaux A1, A2 et A3 présentant le déphasage relatif de 90 , de manière à produire les premier, second, troisième et quatrième signaux en ondes triangulaires. Le second étage du circuit de traitement est prévu pour la piste T1 du second rang, représentée sur la figure 5. Ce second circuit de traitement possède fondamentalement la même structure que celle représentée sur la figure 3, et par conséquent contient la partie formant modulateur 4 pour l'opération de synchronisation. Le circuit de traitement du second étage possède égale- ment la partie d'entrée lx constituée par SBT1-SBT4, de la même manière que le circuit de traitement du premier étage. Le second circuit de traitement traite les signaux de détection trapézoïdaux A4, A5 et A6 de manière à produire trois signaux binaires P3, P4 et P5. Un circuit de traitement du second étage reçoit le signal périodique sous la forme du signal en onde rectangulaire envoyé par le comparateur CMP2 du circuit de traitement du premier étage de manière à moduler les quatre signaux en ondes triangulaires, par le signal périodique reçu de manière à établir de ce fait la synchronisation entre P3-P5 et PO-P2. En effet, les signaux en ondes triangulaires modulés sont formés avec des flancs verticaux synchroni- sés sur le signal périodique délivré par la piste du premier rang. Par conséquent, tant que les signaux en ondes triangulaires modulés se croisent au niveau de leurs flancs verticaux, il n'apparaît aucune erreur essentielle de lecture de l'adresse, même lorsque la phase et/ou le niveau de tension varient dans les signaux de détection. Le circuit de traitement du troisième étage est prévu pour les deux pistes T2 et T3 représentées sur la figure 5. Le circuit de traitement du troisième étage possède fondamentalement la même structure que celle du circuit de traitement du second étage. Un point différent tient au fait qu'une partie d'entrée ly contient un inverseur INV. Cet inverseur INV inverse le signal de détection A7 pour former un signal de phase opposée. Avec un tel agencement, le circuit de traitement du troisième étage traite les deux signaux de détection A7 et A8 pour délivrer les trois signaux binaires P6-P8. Le circuit de traitement du troisième étage exécute l'opération de synchronisation sur la base du signal périodique contenu par un comparateur CMP2 du circuit de traitement du second étage, de manière à synchroniser P6-P8 et P3-P5 l'un sur l'autre. Dans la piste de rang maximum, si les photodétecteurs A7 et A8 étaient agencés de la même manière que les photodétecteurs A1-A6, les photodétec- teurs A7 et A8 nécessiteraient une étendue nettement plus longue, choisie égale à 1/4 d'une période du réseau allongé de zones claires et sombres. Compte tenu de ceci, comme représenté sur la figure 5, les pistes T2 et T3 sont formées avec le réseau à gradation de zones claires et sombres, tandis que la taille des photodétecteurs A7 et A8 est réduite de manière à permettre la délivrance des signaux de détection trapézoïdaux. Dans un tel agencement, un bord de la forme d'onde trapézoïdale peut être arrondi, dans les limites de l'étendue du photodé- tecteur. Cependant, une telle distorsion légère de la forme d'onde pose un problème important tant que le flanc arrondi ne coïncide pas avec le flanc vertical du signal en onde triangulaire modulé. La figure 8 représente un autre exemple du réseau à gradation de zones claires et sombres. Dans cet exemple, les sections claires et sombres sont séparées les unes des autres par deux lignes en forme de fentes croisées, qui s'étendent en diagonale dans la piste. La figure 9 représente un autre exemple du réseau à gradation. Dans cet exemple, le réseau à gradation comprend un ensemble de segments clairs et sombres alternés, de sorte que le taux d'impulsions de cet ensemble varie graduellement le long de la piste, ce qui permet aux photodétecteurs de former une pente désirée de la forme d'onde du signal de détection. Un tel réseau à gradation peut être appliqué non seulement à une plaque à fente de transmission, mais également à une plaque à fente produisant une réflexion. La figure 10 représente un autre exemple du réseau à gradation. Dans cet exemple, la densité optique du réseau à gradation varie continûment de l'état clair à l'état sombre le long de la piste. Ces réseaux à gradation, qui sont représentés sur les figures 8-10, sont formés sur la piste linéaire. D'autre part, la figure 11 représente un réseau à gradation annulaire, dans lequel la ligne en forme de fente séparant les sections claires et sombres est une ligne en vortex formée dans une piste circulaire. Lorsque la ligne en vortex passe au-dessus du photodétecteur, le signal de détection délivré varie linéairement en fonction de l'angle de rotation de la piste circulaire. A cet effet, la ligne à vortex doit être une ligne en spirale conçue de manière à satisfaire à la relation (1) suivante: R = a. %O... (1) R désignant un rayon, a une constante et O un angle de rotation mesuré à partir d'un point de départ de la ligne en spirale. Ci-après, on va donner la description théorique en référence à la figure 11. Comme représenté, une zone AS d'une partie hachurée définie entre e et 0 + A$ est fournie par la relation (2) suivante: a. Vy + v + R1) AS = (a. vy+ O - R1). (------- Ao... (2) Alors on intègre la relation (2) pour calculer une aire de projection S pour le photodétecteur, a désignant une portée ou largeur angulaire du photodétecteur. Le résultat du calcul est représenté par la formule (3) suivante S = I S \S Sz,/SS a -t+o+Ra)d - (a +o-Ri)( do = 2)jei (a +o)-R'}do =- Ia-o do = -( () + oo)..(.3 0 Par conséquent, comme on le comprendra à partir de la relation (3), l'aire de projection S sur une surface de réception de la lumière du photodétecteur est linéaire- ment proportionnelle à l'angle *. Les figures 12A, 12B et 12C représentent schématiquement une troisième forme de réalisation du codeur absolu selon l'invention. Le codeur absolu possède un élément mobile pourvu de pistes parallèles, dont cha- cune est formée avec un réseau périodique de zones claires et sombres. La figure 12A représente une piste T. Comme représenté sur la figure, cette piste T se déplace linéairement dans un codeur linéaire. Quatre photodétecteurs A1, A2, A3 et A4 sont disposés le long d'une piste T. Dans cette forme de réalisation, les photodétecteurs A1-A4 possèdent une longueur identique à une demi-période du réseau des zones claires et sombres le long de la piste. En outre, les photodétecteurs A1, A2, A3 et A4 sont disposés séquentiellement de telle sorte que leur déphasage est réglé à 90 . Un tel agence- ment est identique à l'agencement de la figure 1A. Les quatre photodétecteurs reçoivent une lumière d'éclairement traversant le réseau de zones claires et sombres de manière à délivrer des signaux de détection à partir de la piste T. La figure 12D repré- sente les signaux de sortie délivrés par les photodétec teurs. Les signaux de détection respectifs sont désignés par les mêmes chiffres de référence A1, A2, A3 et A4 des photodétecteurs correspondants. Comme représenté, les signaux de détection A1-A4 possèdent la même période et une forme d'onde triangulaire commune, qui est successi- vement déphasée d'un décalage donné, sous la forme d'un angle de phase électrique de 90 . Dans cette forme de réalisation, les quatre signaux de détection de la forme d'onde triangulaire sont utilisés tels quels pour des signaux en ondes primaires (ci-après, des signaux en ondes triangulaires). En outre, les signaux en ondes primaires sont traités pour obtenir la synthèse de deux signaux en ondes secondaires possédant une forme d'onde trapézoïdale (par conséquent le signal en onde secondaire peut-être désigné comme étant un signal en onde trapé- zoïdale) et déphasés, par rapport aux signaux en ondes triangulaires, de la moitié (45 ) du décalage donné (90 ). Sur le graphique de la figure 12B, les signaux en ondes triangulaires primaires A1-A4 possèdent un dépha- sage relatif de 90 , tandis que les signaux en ondes trapézoïdales secondaires A5 et A6 sont déphasés de 45 par rapport aux signaux-en ondes triangulaires A1-A4. Les signaux en ondes primaires et secondaires possèdent des formes d'ondes différentes. La figure 12C représente un agencement du circuit de traitement raccordé aux quatre photodétec- teurs. Le circuit de traitement possède une partie 10 (partie d'entrée) de formation d'ondes, une partie formant comparateur 20 et une partie logique 30. La partie 10 de formation d'ondes reçoit les signaux de détection A1-A4 de manière à délivrer une pluralité de signaux en ondes primaires possédant la même période, mais ayant des phases différentes. Dans cette forme de réalisation, quatre signaux de détection sont reçus tels quels de manière à fournir directement des signaux respectifs en ondes triangulaires primaires. C'est pourquoi, cette partie correspond à la partie d'entrée de la première forme de réalisation représentée sur la figure 1C. La partie 10 de formation d'ondes synthétise en outre les deux signaux d'ondes secondaires, qui sont déphasés d'une moitié de la différence de phase par rapport aux signaux en ondes triangulaires primaires Al- A4. Dans cette forme de réalisation, un couple d'addi- tionneurs ADD1 et ADD2 et un couple de multiplicateurs MPL1 et MPL2, qui possèdent un facteur multiplicatif 0,5, sont utilisés pour synthétiser les deux signaux en ondes trapézoïdales secondaires A5 et A6 à partir des signaux en ondes triangulaires primaires A1-A4. La partie formant comparateur 20 comporte huit comparateurs CMP1-CMP8. La partie 20 compare les signaux en ondes triangulaires A1- A4 aux signaux en ondes trapézoïdales A5 et A6 pour produire une pluralité de signaux en ondes triangulaires, qui sont déphasés réciproquement. La partie logique 30 est constituée par sept dispositifs de sommation logique OU-EXCLUSIF XOR1-XOR7, par trois dispositifs de sommation logique ORl-OR3 et par un dispositif de sommation logique négativé NOR1 et un dispositif de négation NOT1. La dernière partie 30 combine logiquement entre eux les huit signaux en ondes rectangulaires pour délivrer quatre signaux binaires P1-P4 à partir de la piste T. En référence à la figure 13, on va donner une description détaillée du fonctionnement du circuit de * traitement représenté sur la figure 12C. Les signaux en ondes triangulaires A1-A4 sont déphasés séquentiellement de l'angle de phase électrique 90 . Les signaux en ondes primaires Ai et A2 sont additionnés par ADD1 dans la partie 10 de formation d'ondes. Le résultat de l'addition est multiplié par le facteur 0,5 par MPL1 pour fournir le signal en onde trapézoïdal secondaire A5. De façon similaire, les signaux triangulaires A2 et A3 sont additionnés par ADD2. Le résultat de l'addition est multiplié par le facteur 0,5 par MPL2 pour l'obtention de l'autre signal en onde trapézoïdale secondaire A6. Comme cela est représenté sur le diagramme de la figure 13, les signaux en ondes trapézoïdales A5 et A6 sont déphasés de la moitié d'une différence de phase entre les signaux triangulaires A1-A4. Ensuite, les signaux en ondes triangulaires A4 et A2 sont comparés entre eux par CMP1 dans la partie formant comparateur 20, pour la délivrance du premier signal en onde rectangulaire CMP1. Pour une meilleure lecture, le signal en onde rectangu- laire et le comparateur correspondant sont désignés par la même référence. De façon similaire, A4 et A6 sont comparés entre eux par CMP2 pour former le second signal en onde rectangulaire. A1 et A2 sont comparés réciproque- ment dans CMP3 pour former le troisième signal en onde rectangulaire. A1 et A6 sont comparés mutuellement par CMP4 pour former le quatrième signal en onde rectangulai- re. A1 et A3 sont comparés entre eux par CMP5 pour former le cinquième signal en onde rectangulaire. A5 et A3 sont comparés entre eux par CMP6 pour former le sixième signal en onde rectangulaire. A3 et A2 sont comparés par CMP7 pour l'obtention du septième signal en onde rectangulai- re. Enfin A4 et A5 sont comparés entre eux par CMP8 pour l'obtention du huitième signal en onde rectangulaire. Ces huit premiers signaux en ondes rectangulaires produits par CMP1-CMP8 sont déphasés séquentiellement d'un angle de phase électrique de 22,5 . Dans la partie logique 30, les signaux en ondes rectangulaires CMP1 et CMP2 sont soumis à la sommation logique OU-EXCLUSIF par XOR1. Les signaux en ondes rectangulaires CMP3 et CMP4 sont soumis à la sommation logique OU- EXCLUSIF par XOR2. Les signaux en ondes rectangulaires CMP5 et CMP6 sont soumis à la sommation logique exclusive par XOR3. Les signaux en ondes rectangulaires CMP7 et CMP8 sont soumis à la sommation logique exclusive par XOR4. Les signaux en ondes rectangulaires CMP3 et CMP5 sont soumis à la sommation logique exclusive par XOR5. Les signaux en ondes rectangulaires CMP1 et CMP7 sont soumis à la sommation logique exclusive par XOR6. Les signaux en ondes rectangulaires sont soumis à la sommation logique exclusive par XOR7. Le signal en onde rectangulaire CMP5 est négativé par NOT1. En outre, les signaux de sortie de XOR1 et XOR2 sont additionnés logiquement par OR1. Les signaux de sortie délivrés par XOR3 et XOR4 sont addi- tionnés logiquement par OR2. Les signaux de sortie de OR1 et OR2 sont soumis à une sommation logique négative NON- OU par NOR1, ce qui fournit le premier signal binaire P1. Les signaux de sortie de XOR5 et XOR6 sont additionnés logiquement par OR3, ce qui permet d'obtenir le second signal binaire P2. Le signal de sortie de XOR7 est utilisé directement pour le troisième signal binaire P3. Le signal de sortie NOT1 est directement utilisé pour le quatrième signal binaire P4. Comme représenté sur la figure, P2 possède une période égale au double de celle de P1. P3 possède une période quatre fois supérieure à celle de P1. P4 possède une période huit fois supérieure à celle de Pl. La figure 14 montre un autre circuit de traitement intégré dans une quatrième forme de réalisa- tion du codeur absolu selon l'invention. Si le circuit de traitement représenté sur la figure 12C est appliqué tel quel à chacune de pistes parallèles, des signaux binaires supérieur et inférieur ne peuvent pas être synchronisés entre eux, ce qui fait apparaître une erreur de lecture due à une variation de position entre le réseau de zones claires et sombres et le photodétecteur, ou sous l'effet d'une variation du niveau de tension du signal de détection. Compte tenu de cela, la fonction de synchronisation est obtenue dans la présente forme de réalisation. En effet, une partie formant modulateur 40 est intercalée entre la partie 10 de formation d'ondes et la partie formant comparateur 20. La partie formant modulateur 40 module les signaux en ondes triangulaires A1, A2, A3 et A4 et les signaux en ondes trapézoïdales A5 et A6 en réponse à un signal périodique (a) transféré depuis un autre circuit de traitement, auquel est affectée une piste de rang inférieur, de manière à synchroniser des signaux binaires de rang supérieur sur des signaux binaires de rang inférieur. Les autres parties du présent circuit de traitement possèdent une structure similaire à celle du circuit de traitement précédent, qui est représentée sur la figure 12C. Par conséquent, des parties correspondantes sont désignées par le même chiffre de référence pour une meilleure compréhension. La partie formant modulateur 40 est constituée de deux éléments de négation notl et NOT2, par dcL éléments de sommation logique OU-EXCLUSIF XOR8 et XOR9, par six multiplicateurs MPL3-MPL8 possédant un facteur de multiplication K, et par six additionneurs ADD3-ADD8. Les deux éléments XOR8 et XOR9 constituent ensemble des moyens pour exécuter la sommation logique OU-EXCLUSIF du signal périodique (a) délivré en provenance de la piste de rang inférieur et de l'un respectif de deux signaux en ondes rectangulaires, qui sont renvoyés par la partie formant comparateur 20 de manière à former respectivement des signaux de synchronisation (b) et (c). En outre, l'ensemble des éléments NOT2, NOT3, MPL3-MPL8 et ADD3- ADD8 constituent ensemble des moyens pour additionner le signal de synchronisation (b) ou (c) et l'un respectif des signaux en ondes triangulaires et trapézoïdales A1- A6, dans un rapport donné (réglé par le facteur multipli- catif K) pour produire quatre signaux en ondes rectangu- laires modulés (d), (e), (f) et (g) et deux signaux en ondes trapézoïdales modulés (h) et (i). La figure 15 représente un chronogramme illustrant le fonctionnement du circuit de traitement représenté sur la figure 14. Comme cela est représenté, le signal périodique (a) provenant de la piste de rang inférieur possède une forme d'onde rectangulaire et une courte période donnée. D'autre part, les signaux en ondes triangulaires A1, A2, A3 et A4 et les signaux en ondes trapézoïdales A5 et A6 possèdent une période 16 fois supérieure à celle du signal périodique (a). Dans la partie formant modulateur 40, l'élément XOR8 exécute l'addition logique OU- EXCLUSIF du signal périodique (a) et du premier signal en onde rectangulaire (j) renvoyé par CMP1, pour l'obtention du premier signal de synchro- nisation (b). Le premier signal de synchronisation (b) possède des flancs avant et arrière, qui sont synchroni- sés sur ceux du signal périodique (a). L'élément XOR9 effectue la sommation - logique OU-EXCLUSIF du signal périodique (a) et du cinquième signal en onde rectangu- laire (n) renvoyé par CMP5, pour l'obtention du second signal de synchronisation (c). Ensuite, le premier signal de synchronisation (b) est soumis au traitement de négation - par NOT2 et est en outre soumis à l'opération de multiplication par MPL3. Le résultat ainsi traité et le signal en onde triangulaire A1 sont addi- tionnés par ADD3 de manière à produire le signal en onde triangulaire modulé (d) qui correspond au signal en onde triangulaire original A1. Comme représenté sur la figure, le signal en onde triangulaire modulé (d) possède un flanc vertical dans une pente de la forme d'onde en synchronisme avec le flanc avant ou arrière du signal périodique (a). En outre, le second signal de synchroni- sation (c) est soumis à l'opération de négativation par NOT3, puis est multiplié par MPL4. Ce résultat et le signal en onde triangulaire d'origine A2 sont additionnés par ADD4, pour l'obtention du signal en onde triangulaire modulé correspondant (e). Le signal en onde triangulaire modulé (e) possède aussi un flanc vertical synchronisé sur le flanc avant ou arrière du signal périodique (a). De façon similaire, le signal en onde triangulaire modulé (f) est obtenu à partir du signal en onde triangulaire initial A3, le signal en onde triangulaire modulé (d) est obtenu à partir du signal en onde triangulaire initial A4, le signal en onde trapézoïdal modulé (h) est obtenu à partir du signal en onde trapézoïdale initial A5, et le signal en onde trapézoïdale modulé (i) est obtenu à partir du signal en onde trapézoïdale initiale A6. Tous les signaux en ondes modulés possèdent des flancs verticaux situés au milieu de la partie en pente de la forme d'onde. Ensuite, les signaux en ondes triangulaires et trapézoïdales modulés sont traités par la partie formant comparateur 20 à la place des signaux en ondes triangulaires et trapézoïdales d'origine, de la même manière que dans la troisième forme de réalisation, ce qui conduit à la formation des huit signaux en ondes rectangulaires (j), (k), (1), (m), (n), (o), (p) et (q). En outre ces huit signaux en ondes rectangulaires sont traités logiquement par la partie 30 pour l'obtention des quatre signaux binaires P1-P4, de la même manière que dans la troisième forme de réalisation. Le premier signal binaire Pl possède une période égale au double de celle du signal périodique (a). Le quatrième signal binaire P4 possède une période égale à 16 fois celle du signal périodique (a). Ces signaux binaires sont constitués par un train d'impulsions rectangulaires possédant chacun des flancs avant et arrière synchronisés exactement sur le bord avant ou arrière du signal périodique (a). Dans cette forme de réalisation, les signaux en ondes triangu- laires et trapézoïdales modulés se croisent au niveau de leurs flancs verticaux, qui sont synchronisés sur le signal périodique (a) de manière à inverser exactement le signal de sortie des CMP, même si une certaine variation d'amplitude et de phase apparaît dans les signaux de sortie des photodétecteurs A1-A4. La figure 16 représente un autre exemple pratique du codeur absolu selon l'invention. Un ensemble de quatre pistes parallèles TO, T1, T2 et T3 sont formées dans un élément mobile, du rang inférieur au rang supérieur, de manière à fournir dix signaux binaires P0- P9. En effet, le codeur absolu possède une certaine résolution de position qui forme 210 adresses. D'autre part, l'exemple précédent de la figure 5 possède, de façon analogue, quatre pistes TO, T1, T2 et T3, mais ne peut produire que neuf signaux binaires P0-P8. Comme représenté sur la figure, un premier ensemble de photodé- tecteurs Ai, un second ensemble de photodétecteurs A2 et un troisième ensemble de photodétecteurs A3 sont disposés le long de la piste TO de rang le plus faible. Ces photodétecteurs Ai, A2 et A3 possèdent une longueur ou étendue, dans la direction de la piste, qui est choisie égale à un quart d'une période du réseau de zones claires et sombres. C'est pourquoi, un photodétecteur individuel est plus étroit que le photodétecteur précédent utilisé dans la forme de réalisation de la figure 12A. C'est pourquoi, les photodétecteurs A1, A2 et A3 délivrent un signal de détection qui ne possède pas une forme d'onde triangulaire, mais une forme d'onde trapézoïdale. L'ensemble de photodétecteurs A1 et l'ensemble de photodétecteurs A2 présentent un déphasage relatif de 900. L'ensemble de photodétecteurs A1 et l'ensemble de photodétecteurs A3 présentent un déphasage relatif de . Trois éléments des photodétecteurs A4, A5 et A6 sont disposés le long de la piste T1 à la suite de la piste de rang le plus faible TO. Ces photodétecteurs possèdent une longueur, dans la direction de la piste, qui est choisie égale à un quart de la période du réseau des zones claires et sombres, formé le long de la piste T1. Ces photodétecteurs délivrent de façon analogue un signal de détection possédant une forme d'onde trapézoï- dale. Les photodétecteurs A4 et A5 présentent un dépha- sage spatial de 900. Les photodétecteurs A4 et A6 présentent un déphasage spatial de 180 . La piste suivante T2 possède un réseau de zones claires et sombres sous une forme de gradation qui entraîne une modification graduelle de la transmittance de la piste de l'état clair à l'état sombre le long de cette piste, et par conséquent un photodétecteur correspondant A7 peut délivrer un signal de détection possédant une forme d'ondes trapézoï- dales présentant une pente. Dans cet exemple, ce réseau à gradation comprend un réseau à gradation en forme de fente possédant une section brillante et une section sombre, qui sont séparées l'une de l'autre par une ligne en forme de fente qui s'étend obliquement dans la piste. La ligne en forme de fente comprend une ligne linéaire diagonale formée dans la piste droite ou linéaire T2. La dernière piste T3 possède un réseau de zones claires et sombres, qui est décalé d'un angle de phase spatial de par rapport à la piste T2, alors qu'un photodétecteur correspondant A8 est disposé dans la même relation de phase spatiale par rapport au photodétecteur A7. Cet agencement est essentiellement identique à celui de l'exemple précédent représenté sur la figure 5. Une différence réside dans le fait que les réseaux de zones claires et sombre formées sur les pistes T2 et T3 possèdent une période 16 fois supérieure à celle du réseau de zones claires et sombres formées dans la piste T1. Pour une meilleure illustration, les pistes T2 et T3 sont représentées sur la figure avec une échelle de contraction dans le rapport 1/8 dans la direction des pistes par rapport aux pistes T0 et T1. La figure 17 représente une structure à étages multiples des circuits de traitement agencés conformément à l'ensemble de pistes de la figure 16. Comme cela est représenté, un premier étage du circuit de traitement est prévu pour la piste TO. Ce circuit de traitement est identique, du point de vue structurel, au premier étage de l'exemple précédent représenté sur la figure 7, et par conséquent délivre trois signaux binaires PO-P2 à partir d'une piste P0. Le circuit de traitement comprend une partie d'entrée lx, une partie formant comparateur 2 et une partie logique 3. La partie d'entrée lx comprend quatre soustracteurs servant à traiter les signaux de détection trapézoïdaux A1-A3 pour former quatre signaux en ondes triangulaires A1-A2, A2- A3, A2-A1 et A3-A2. La partie formant comparateur 2 contient quatre comparateurs, qui comparent réciproque- ment les quatre signaux en ondes triangulaires pour produire quatre signaux en ondes rectangulaires. La partie logique 3 comprend trois éléments de sommation logique exclusive, un élément de négation et un élément de sommation logique négative pour le traitement logique des quatre signaux en ondes rectangulaires afin de produire les trois signaux binaires P0-P2. Ce circuit de traitement du premier étage est affecté à la piste d'ordre le plus faible TO de sorte que le processus de synchronisation n'est pas requis et que par conséquent la partie formant modulateur est éliminée. Le circuit de traitement du second étage est prévu pour la piste du second rang T1. Ce circuit de traitement est fondamentalement identique au circuit de traitement du premier étage. C'est pourquoi, les éléments correspondants sont désignés par les mêmes références pour une meilleure compréhension. Une différence tient au fait qu'une partie formant modulateur 4 est intercalée entre la partie d'entrée lx et la partie formant compara- teur 2. La partie formant modulateur 4 traite les quatre signaux en ondes triangulaires d'une manière synchrone avec le signal périodique (a) délivré par un comparateur contenu dans le circuit de traitement du premier étage pour former les signaux en ondes triangulaires respectifs modulés. Ces signaux modulés sont soumis à l'opération de comparaison et au traitement logique pour l'obtention des trois signaux binaires P3-P5. Avec un tel agencement, les signaux binaires P3-P5 provenant de la seconde piste T1 peuvent être synchronisés sur les signaux binaires P0- P2 provenant de la première piste TO. Un circuit de traitement du troisième étage est prévu pour les deux pistes T2 et T3. Ce circuit de traitement est fondamentalement identique à la quatrième forme de réalisation représentée sur la figure 14 et comprend des éléments similaires formés par la partie formant modulateur 40, la partie formant comparateur 20 et la partie logique 30. Cependant, la partie 10x (partie d'entrée) de formation d'ondes est modifiée par rapport à la partie de base 10 de formation d'ondes, de manière à avoir une structure semblable à la partie d'entrée lx contenue dans un circuit de traitement des premier et second étages. La partie 10x de formation d'ondes reçoit les signaux de détection trapézoïdaux A7 et A8 de manière à former les quatre signaux en ondes triangulaires primaires. En outre, les quatre signaux en ondes triangu- laires sont traités pour l'obtention des deux signaux en ondes trapézoïdales secondaires. De façon spécifique, la partie de formation d'ondes est pourvue d'un inverseur INV servant à inverser le signal de détection A7 pour former un signal de phase opposée. Les quatre signaux en ondes triangulaires primaires sont formés moyennant l'utilisation des signaux de détection A7, A8 et du signal de phase opposée. Sur les pistes de rang maximum T2 et T3, si les photodétecteurs A7 et A8 étaient conçus comme les photodétecteurs A1-A6, les photodétecteurs A7 et A8 nécessiteraient d'avoir une étendue excessivement longue, égale à 1/8 d'une période du réseau allongé de zones claires et sombres. Compte tenu de ceci, comme représenté sur la figure 16, les pistes T2 et T3 sont formées avec le réseau à gradation formé de zones claires et sombres, tandis que l'échelle des photodétecteurs A7 et A8 est réduite pour permettre la délivrance des signaux de détection trapézoïdaux. Comme cela a été décrit précédemment, conformément à l'invention, une pluralité de signaux de détection sont reçus des photodétecteurs pour la forma- tion d'une pluralité de signaux en ondes triangulaires possédant la même période, mais des phases différentes. Ces signaux en ondes triangulaires sont comparés entre eux pour la production d'une pluralité de signaux en ondes rectangulaires ayant des phases différentes. Ces signaux en ondes rectangulaires sont traités logiquement entre eux pour la délivrance d'au moins trois signaux binaires pour chaque piste. Par conséquent, au moins un signal binaire peut être produit en supplément pour chaque piste par rapport à l'art antérieur, ce qui contribue à réduire l'échelle et le coût du codeur absolu. En variante, les signaux de détection sont reçus de manière à former une pluralité de signaux en ondes primaires (par exemple signaux en ondes triangulaires) possédant la même période, mais étant déphasés séquentiellement d'un décalage donné. En outre, les signaux en ondes primaires sont traités de manière à délivrer une pluralité de signaux en ondes secondaires (par exemple des signaux en ondes trapézoïdales) ayant une forme d'onde différente de celle des signaux en ondes primaires et étant déphasés de ces derniers d'une valeur égale à la moitié du décalage donné. Ces signaux en ondes primaires et secondaires sont comparés entre eux pour la production d'une pluralité de signaux en ondes rectangu- laires et en des phases différentes. Ces signaux en ondes rectangulaires sont traités logiquement entre eux pour l'obtention d'au moins quatre signaux binaires par piste, ce qui contribue à réduire le coût et la taille du codeur absolu. En outre, les signaux en ondes triangulaires sont modulés en réponse aux signaux périodiques délivrés par la partie de piste de rang inférieur, de manière à synchroniser entre eux les signaux binaires de rang inférieur et supérieur. De ce fait, on peut éviter une erreur de lecture entre les pistes parallèles. REVENDICATIONS 1. Codeur absolu comportant un élément mobile possédant une pluralité de pistes disposées d'un rang supérieur à un rang inférieur, chaque piste possédant un réseau de zones claires et sombres, une pluralité de photodétecteurs (A1-A4) servant à recevoir une lumière à travers le réseau de zones claires et sombres d'une piste pour délivrer une pluralité de signaux de détection associés à cette piste, et un circuit de traitement (1,2,3) servant à traiter des signaux de détection pour produire des signaux binaires, qui indiquent une position de l'élément mobile, caractérisé en ce que le circuit de traitement comprend des moyens d'entrée (1) aptes à recevoir les signaux de détection pour produire une pluralité de signaux en ondes triangulaires (A1-A4) possédant la même période, mais des phases différentes, des moyens comparateurs (2) pour comparer entre eux les signaux en ondes triangulaires de manière à produire une pluralité de signaux en ondes rectangulaires possédant des phases différentes, et des moyens logiques (3) pour traiter de façon logique les signaux en ondes rectan- gulaires conjointement pour la délivrance d'au moins trois signaux binaires (P1,P2,P3) à partir d'une piste. 2. Codeur absolu selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de traitement (1,2,3,4) est affecté à une piste de rang supérieur et comprend des moyens formant modulateur (4), qui sont branchés entre les moyens d'entrée (1) et les moyens comparateurs (2) pour moduler les signaux en ondes triangulaires en fonction d'un signal périodique qui est délivré par un autre circuit de traitement affecté à une piste de rang inférieur de manière à synchroniser un signal binaire de la piste de rang supérieur avec un autre signal binaire de la piste de rang inférieur. 3. Codeur absolu selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens formant modulateur comprennent des moyens pour traiter logiquement un signal rectangulaire renvoyé par les moyens comparateurs, en association avec le signal périodique pour former un si- gnal de synchronisation, et des moyens (NOT2,NOT3,MPL1- MPL4,ADD1-ADD4) pour additionner le signal de synchroni- sation et l'un respectif des signaux en ondes triangulai- res (A1-A4), dans un rapport donné, pour produire le signal en onde triangulaire modulé. 4. Codeur absolu selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens d'entrée (1) comprennent des moyens (STB1-STB4) pour ajouter ou soustraire un cou- ple de signaux de détection possédant une forme d'onde trapézoïdale et un déphasage réciproque de 90 de manière à produire un signal en onde triangulaire. 5. Codeur absolu selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens d'entrée (1) comprennent des moyens pour inverser un signal de détection afin de former un signal de phase opposée, et des moyens pour traiter un autre signal de détection et un signal de phase opposée pour produire le signal en onde triangulai- re. 6. Codeur absolu selon la revendication 1, caractérisé en ce que le réseau de zones claires et sombres comprend un réseau à gradation, qui varie graduellement d'un aspect clair à un aspect sombre et qui est efficace pour permettre aux moyens d'entrée de former une pente du signal en onde triangulaire. 7. Codeur absolu selon la revendication 6, caractérisé en ce que le réseau de gradation comprend un ensemble alterné de segments clairs et de segments sombres de sorte que le taux d'impulsions de cet ensemble varie graduellement le long de la piste. 8. Codeur absolu selon la revendication 6, caractérisé en ce que le réseau de gradation comprend un réseau de gradation continu de sorte que la densité optique varie continûment de l'état clair à l'état sombre le long de la piste. 9. Codeur absolu selon la revendication 6, caractérisé en ce que le réseau de gradation comprend un réseau de gradation divisé possédant une section claire et une section sombre, qui sont séparées l'une de l'autre par une ligne de division qui s'étend obliquement dans la piste. 10. Codeur absolu selon la revendication 9, caractérisé en ce que la ligne de division est constituée par un trait linéaire incliné formé dans une piste rectiligne. 11. Codeur absolu selon la revendication 9, caractérisé en ce que la ligne de division comprend une ligne en vortex formée dans une piste circulaire. 12. Codeur absolu selon la revendication 11, caractérisé en ce que la ligne en vortex comprend une ligne en spirale définie par R = a. V/, R désignant le rayon, a une constante et O un angle. 13. Codeur absolu selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens d'entrée (10) compren- nent des moyens aptes à recevoir les signaux de détection pour produire une pluralité de signaux en ondes triangu- laires (A1-A4) possédant la même période, mais des phases différentes, et qui sont décalées séquentiellement d'un décalage donné, et pour former, par addition, une pluralité de signaux en ondes trapézoïdales, qui sont décalés par rapport aux signaux en ondes triangulaires, de la moitié du décalage donné, que les moyens compara- teurs (20) comprennent des moyens pour comparer les signaux en ondes triangulaires et les signaux en ondes trapézoïdales entre eux pour produire une pluralité de signaux en ondes rectangulaires ayant des phases diffé- rentes, et les moyens logiques (30) comprennent des moyens pour traiter logiquement les signaux en ondes rectangulaires entre eux pour délivrer quatre signaux binaires (P1-P4) à partir d'une piste (T). 14. Codeur absolu, comportant un élément mobile comportant une pluralité de pistes (T) disposées d'un rang supérieur à un rang inférieur, chaque piste possédant un réseau de zones claires et de zones sombres, des photodétecteurs pour recevoir une lumière à travers le réseau de zones claires et sombres pour délivrer des signaux de détection associés à chaque piste, et un circuit de traitement pour traiter les signaux de détection de manière à produire des signaux binaires qui indiquent une position de l'élément mobile, caractérisé en ce que ce circuit de traitement (10,20,30,40) comprend des moyens de formation d'ondes (10) aptes à recevoir les signaux de détection pour produire une pluralité de signaux en ondes primaires possédant la même période mais des phases différentes, qui sont décalés séquentiellement d'un décalage donné et produire en outre une pluralité de signaux en ondes secondaires, qui possèdent une forme d'onde différente de celle des signaux en ondes primaires et qui sont déphasés par rapport aux signaux en ondes primaires d'un déphasage égal à la moitié du décalage donné, des moyens comparateurs (20) pour comparer les signaux en ondes primaires et secondaires entre eux pour produire une pluralité de signaux en ondes rectangulaires ayant des phases différentes, et des moyens logiques (30) pour traiter logiquement les signaux en ondes rectangu- laires entre eux pour produire au moins quatre signaux binaires à partir d'une piste. 15. Codeur absolu selon la revendication 14, caractérisé en ce que les moyens de formation d'ondes (10) comprennent des moyens pour produire une pluralité de signaux en ondes primaires ayant une forme d'onde triangulaire et pour produire en outre des signaux en ondes secondaires ayant une forme d'onde trapézoïdale, qui est obtenue soit par addition, soit par soustraction des signaux en ondes primaires. 16. Codeur absolu selon la revendication 14, caractérisé en ce que le circuit de traitement (10,20,30, ) est affecté à une piste de rang supérieur et comprend des moyens formant modulateur (40) branchés entre les moyens de formation d'ondes (10) et les moyens compara- teurs (20) pour moduler les signaux en ondes primaires et secondaires conformément à un signal périodique qui est envoyé à partir d'un autre circuit de traitement affecté à une piste de rang inférieur de manière à synchroniser un signal binaire de la piste de rang supérieur avec un autre signal binaire de la piste de rang inférieur. 17. Codeur absolu selon la revendication 16, caractérisé en ce que les moyens formant modulateur (40) comprennent des moyens pour traiter logiquement un signal rectangulaire renvoyé par les moyens comparateurs (20), en association avec le signal périodique de manière à former un signal de synchronisation, et des moyens (ADD3- ADD8) pour additionner le signal de synchronisation et l'un respectif des signaux en ondes primaires et secon- daires, sur la base d'un rapport donné pour produire le signal en onde triangulaire modulé. 18. Codeur absolu selon la revendication 15, caractérisé en ce que les moyens de formation d'ondes (10) comprennent des moyens (ADD1-ADD2) pour additionner ou soustraire un couple de signaux de détection possédant une forme d'onde trapézoïdale et une différence de phase réciproque de 90 de manière à produire un signal en onde primaire possédant la forme d'onde triangulaire. 19. Codeur absolu selon la revendication 14, caractérisé en ce que les moyens de formation d'ondes (10) comprennent des moyens (NOT2,NOT3) pour inverser un signal de détection de manière à former un signal de phase opposée, et des moyens pour traiter un autre signal de détection et un signal de phase opposée pour produire un signal en onde primaire. 20. Codeur absolu selon la revendication 14, caractérisé en ce que le réseau de zones claires et sombres comprend un réseau de gradation, qui varie graduellement de l'état clair à l'état sombre et qui est efficace pour permettre aux moyens de formation d'ondes de former une pente du signal en onde primaire. 21. Codeur absolu selon la revendication 20, caractérisé en ce que le réseau de gradation comprend une disposition alternée d'un segment clair et d'un segment sombre de sorte que le taux d'impulsions de cet ensemble varie graduellement le long de la piste. 22. Codeur absolu selon la revendication 20, caractérisé en ce que le réseau de gradation comprend une zone de gradation continue de sorte que la densité optique varie continûment de l'état clair à l'état sombre en amont de la piste. 23. Codeur absolu selon la revendication 20, caractérisé en ce que le réseau de gradation comprend un réseau à gradation divisé possédant une section claire et une section sombre, qui sont séparées l'une de l'autre par une ligne de division qui s'étend obliquement dans la piste. 24. Codeur absolu selon la revendication 23, caractérisé en ce que la ligne de division comprend un trait linéaire en diagonale formé dans une piste rectiligne. 25. Codeur absolu selon la revendication 23, caractérisé en ce que la ligne de division comprend une ligne en vortex formée dans une piste circulaire. 26. Codeur absolu selon la revendication 25, caractérisé en ce que la ligne en vortex comprend une ligne en spirale définie par R = a. V', r désignant un rayon, a une constante et 6 un angle.