FR 2712447 A1 19950519 FR 9313239 A 19931108 -1 2712447 Procédé de transmission de signaux numériques et récepteur pour la mise en oeuvre du procédé. L'invention concerne tout d'abord un procédé de transmission de signaux numériques dans lequel on émet les signaux par modulation d'une fréquence porteuse et, en réception, on reconnaît les signaux émis. Cette invention s'applique, notammentaux transmissions hertziennes, mais peut également être utilisée pour tout autre type de transmission, par exemple par câble. La transmission de signaux, par voie hertzienne, tend actuellement à s'effectuer sous forme numérique et non plus analogique. Ainsi, la diffusion de programmes de radio ou de télévision sous forme numérique permet, en théorie, de restituer, à la réception, des signaux analogiques de sons et d'images exempts de défauts dus aux perturbations dans le canal de transmission hertzienne. En effet, un état d'un signal numérique reçu, même entaché de bruit, est correctement détecté et seule une perturbation importante, peu probable, pourrait entraîner une erreur, par détection d'un état autre que celui émis. En effet, la transmission du canal hertzien peut présenter ponctuellement des quasi- extinctions dues par exemple à la composition soustractive de trains homologues de signaux qui, bien que comportant des signaux identiques, sont différemment retardés et donc différemment déphasés et atténués car ils ont suivi des trajets différents. Il faut alors, le cas échéant, effectuer une compensation des distorsions de propagation. La numérisation permet d'associer aux signaux un mot de code de détection et de correction des erreurs qui, si besoin est, accroît encore la robustesse de la transmission vis-à-vis des perturbations, en corrigeant les erreurs de détection sans accroître exagérément le nombre de signaux à transmettre. Ainsi, le projet DAB (Digital Audio Broadcasting) propose une norme de transmission de signaux numériques de radio-diffusion. On y prévoit d'utiliser une technique multiporteuse appelée Multiplexage par Division en Fréquences en Quadrature ou OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing), en décomposant une bande de fréquences relativement large en un grand nombre de sous-bandes étroites. On regroupe les signaux numériques successifs à émettre en blocs de taille égale au nombre des sous-bandes et chaque signal 2 2712447 module une fréquence spécifique, ou raie, du spectre de raies constituant la bande d'émission. Pour cela, on applique au spectre de raies une transformation de Fourier s discrète inverse et on le transforme en une suite de signaux temporels que l'on émet en série, transformation associée à une modulation à déplacement de phase à quatre états (MDP4), chaque signal pouvant prendre un état parmi quatre, caractérisés par une phase, de la raie considérée, propre à chaque état. En réception, on applique au signal reçu et démodulé une transformation de Fourier directe pour le ramener dans le domaine fréquentiel et ainsi séparer à nouveau les raies. Comme il s'agit d'une modulation uniquement de phase, une égalisation d'amplitude n'est pas nécessaire et seule est effectuée une correction différentielle de phase, réalisée très simplement par comparaison de deux signaux successifs, sans utiliser en réception de paramètres à adapter en fonction des variations des caractéristiques de transmission du canal. En bref, la réception est effectuée très simplement, au prix d'un traitement élaboré à l'émission. Dans le cas o, au contraire, on émet, sans traitement spécifique, une modulation d'une fréquence monoporteuse, un filtrage temporel sur le signal reçu permet d'effectuer une égalisation temporelle adaptative, c'est-à-dire une compensation des distorsions, dues à la propagation, qui est optimisée en fonction d'observations antérieures portant sur un grand nombre de réceptions de trains. Pour effectuer cette compensation, on fait passer le signal dans un filtre adaptatif à structure généralement transversale. Cependant, le filtrage temporel adaptatif ne peut en pratique être appliqué qu'à des différences de retards et à un nombre de trains limités car le nombre d'étapes du filtrage deviendrait prohibitif. Pour la diffusion de programmes de télévision numérique par voie hertzienne terrestre, il est connu d'utiliser une modulation à deux porteuses en quadrature, à 64 états pour chaque signal, appelée MAQ64 (Modulation d'Amplitude en Quadrature), associée à la technique de transmission OFDM. Cette association n'est cependant pas satisfaisante. 3 2712447 En effet, la transmission des signaux numériques de télévision nécessite des débits beaucoup plus élevés que ceux nécessaires aux signaux radio, c'est-à- dire une grande efficacité spectrale obtenue par un nombre accru d'états possibles pour chaque signal et par une modulation plus rapide. De ce fait, les signaux étant de plus courte durée et ayant des états possibles très voisins, le bruit, et en particulier les trains parasites de signaux antérieurs retardés par des réflexions, peut plus aisément en perturber la détection. En outre, ces programmes doivent pouvoir être reçus par des téléviseurs portables, ayant donc une antenne de taille limitée, c'est-à-dire que le signal reçu est faible et que les diverses sous-bandes peuvent présenter des atténuations variables, lors des déplacements du récepteur. Comme il s'agit d'une modulation en amplitude, sensible aux distorsions d'amplitude dues à la transmission, il faut alors corriger numériquement avec précision le déphasage et l'atténuation dues au canal hertzien de transmission dans chaque sous-bande, afin d'égaliser l'amplitude et la phase. Une égalisation adaptative est alors nécessaire, si bien qu'il est procédé à un traitement du signal à la fois à l'émission et à la réception et que les coûts de l'émetteur et du récepteur sont tous deux accrus. En outre, les non-linéarités dans l'étage de puissance de l'émetteur créent une intermodulation perturbant les signaux. De plus, la récupération de la porteuse est réalisée par un circuit comportant une boucle d'asservissement dans laquelle est effectuée une transformation de Fourier discrète, pour séparer les raies et en déduire des corrections à apporter aux signaux reçus ultérieurement, mais cette transformation apporte un retard important à la correction, si bien que la correction est tardive et que le bruit de phase, ou gigue, peut se développer. En outre, la plage d'acquisition pour laquelle le récepteur "s'accroche" sur la porteurse est limitée. Pour y remédier, il est connu d'émettre une onde pilote pour asservir en permanence la boucle d'asservissement du récepteur, mais l'efficacité spectrale de l'émission, et donc l'efficacité en puissance, est réduite d'autant. 4 2712447 En bref, le maintien du choix de la technique OFDM pour transmission utilisant une modulation MAQ est tout à fait contestable. La présente invention vise à diminuer la sensibilité des signaux numériques au bruit et aux distorsions du signal sans pour autant diminuer l'efficacité spectrale de la modulation. A cet effet, I'invention concerne un procédé du type mentionné ci-dessus, caractérisé par le fait qu'on module directement la porteuse d'émission, unique, et que, en réception, on égalise, dans le domaine fréquentiel, le signal reçu avant de le faire repasser dans le domaine temporel pour effectuer les reconnaissances des données émises. Ainsi, le traitement du signal n'est effectué qu'en réception. L'information définissant l'état d'un signal, c'est-à-dire la modulation, occupe toute la largeur de la bande, si bien que, à la réception, le bruit, essentiellement dû aux quelques fréquences o il a fallu fortement amplifier une raie, est, par le passage dans le domaine temporel pour prendre la décision de reconnaissance, intégré au reste du signal de modulation, quasi-exempt de bruit, et n'a alors qu'une influence négligeable. Cette coopération entre raies, ou "étalement", sur toute la bande, du bruit des raies affaiblies n'est pas possible avec la technique OFDM, puisque chaque raie porte une information indépendante de celle des autres. Dans un premier mode de réalisation, avant émission, on regroupe les signaux à émettre par blocs de taille fixée que l'on complète chacun par un préfixe circulaire et, en réception, l'égalisation dans le domaine fréquentiel est appliquée à chaque bloc complété. Sur ce sujet, on peut citer en référence l'ouvrage "Theory and Application of Digital Signal Processing" de L.R. Rabinet et B. Gold, Prentice Hall, 1975. On compense ainsi, à l'émission, les "effets de bord" qui, dans les calculs de la transformée de Fourier, créent une distorsion pour certains signaux du fait qu'une transformation de Fourier discrète ne porte que sur un nombre limité de points, ce qui crée une troncature. Dans un deuxième mode de réalisation, en réception, on regroupe les signaux reçus par blocs de taille fixée que, après conversion en données numériques, on complète chacun, à une extrémité, par une séquence de taille fixée de données numériques de valeur nulle débordant temporellement sur un bloc adjacent et, après égalisation et retour dans le domaine temporel, on additionne terme à terme les données égalisées qui sont dans les zones de recouvrement et les signaux égalisés du bloc adjacent qui y correspondent temporellement. La compensation ci-dessus est dans ce cas effectuée après transmission, sans nécessité d'effectuer un traitement en émission ni de reconnaître des positions de blocs reçus. Avantageusement encore, en réception, on peut encore regrouper les signaux par blocs de taille fixée se recouvrant partiellement, avant d'effectuer l'égalisation sur les blocs, et, après égalisation, on élimine ceux des signaux égalisés qui proviennent de signaux reçus se trouvant dans la zone de recouvrement de deux blocs successifs. Le traitement n'intervient ainsi que sur les seuls signaux transmis. L'invention concerne aussi un récepteur de signaux numériques transmis par modulation d'une porteuse, comportant des moyens de décision pour, en fonction des signaux reçus, prendre une décision de reconnaissance de signaux émis, caractérisé par le fait qu'il comporte: - des moyens de calcul pour effectuer sur le signal reçu une transformation de Fourier discrète directe fournissant un spectre de signaux de raies fréquentielles de la porteuse modulée, - des moyens pour égaliser entre eux les signaux de raie en fonction de la distorsion de propagation estimée d'après un signal de référence et - les moyens de calcul sont agencés pour appliquer au spectre des signaux de raie égalisés une transformation de Fourier discrète inverse et en fournir le résultat temporel aux moyens de décision. 6 2712447 L'invention sera mieux comprise à l'aide de la description suivante du mode de réalisation préféré d'un émetteur et d'un récepteur pour la mise en oeuvre du procédé de l'invention, en référence au dessin annexé, sur lequel: - la figure 1 est un schéma par blocs présentant la liaison de transmission de signaux numériques de l'invention, - la figure 2 illustre un premier mode de réalisation de l'égaliseur fréquentiel du récepteur, - les figures 3 à 5 illustrent respectivement trois variantes du procédé de transmission de l'invention, - la figure 6 est un schéma synoptique du démodulateur numérique du récepteur et - la figure 7 illustre un mode de réalisation de l'adaptation de coefficients correcteurs de l'égaliseur. Le principe du procédé de transmission de signaux numériques est illustré par le schéma synoptique de la figure 1. Les signaux numériques à émettre, ici par voie hertzienne, sont appliqués à un émetteur hertzien 1 pour moduler une fréquence porteuse, la modulation occupant une bande de fréquences entourant la porteuse. Un filtrage est ici prévu pour limiter la bande-passante nécessaire. La porteuse modulée traverse le canal hertzien de transmission 2 pour parvenir à un récepteur 3 o elle subit un filtrage tendant à éliminer les signaux hors bande. La porteuse modulée est ensuite appliquée à un mélangeur 4 recevant la sortie d'un oscillateur libre 5, oscillant à la fréquence nominale de la porteuse mais non asservi à celle-ci et ne suivant donc pas ses variations, ou dérives, éventuelles. La fréquence porteuse en sortie du mélangeur 4 est ainsi ramenée à une fréquence nulle, ou faible, et la modulation en bande de base ainsi obtenue est appliquée à un égaliseur fréquentiel 11 alimentant un démodulateur numérique prenant les décisions de reconnaissance des signaux successifs. Une sortie 7 2712447 du démodulateur 20 fournit, à un circuit d'adaptation 18 de l'égaliseur 11, des signaux numériques représentant des erreurs mesurées entre l'état des signaux successifs égalisés, entachés de bruit, et l'état correspondant prévu qui a été reconnu. La figure 2 illustre un premier mode de réalisation de l'égaliseur fréquentiel 11. Un circuit d'échantillonnage 12 reçoit la porteuse modulée et l'échantillonne avec numérisation des échantillons, à la fréquence 1/T, T étant la période de modulation, ou durée symbole, pendant laquelle un signal est émis. Les signaux échantillonnés successifs sont présentés en parallèle par blocs de N signaux (N entier positif) dans un convertisseur série/parallèle 13 relié en sortie à un bloc de calcul 14 effectuant une transformation de Fourier discrète directe sur l'ensemble de N signaux ou points d'échantillonnage. Le bloc de calcul 14 produit ainsi un spectre de raies fréquentielles. L'amplitude et la phase de chaque raie, représentées par des données numériques, sont appliquées à un multiplieur numérique, spécifique à la raie, appartenant à un ensemble 15 de multiplieurs et dont le coefficient de multiplication, complexe, est ajusté de façon à compenser l'atténuation et le déphasage subis dans le canal de transmission 2 par la composante fréquentielle de modulation à la fréquence de la raie considérée. La modulation de la porteuse par chaque signal, étalée dans toute la bande transmise et représentée par l'ensemble des raies, est ainsi, comme expliqué plus loin, débarrassée des distorsions dues à la propagation dans le canal 2. Les données du bloc représentant les amplitudes et phases des raies ainsi égalisées subissent ensuite, dans un bloc de calcul 16, une transformation de Fourier discrète inverse qui ramène la porteuse modulée dans le domaine temporel, c'est-à-dire que chaque signal temporel est obtenu à partir des données représentant les amplitudes et phases des raies égalisées. Un convertisseur numérique parallèle/série 17 transmet ensuite en série les signaux temporels issus au bloc de calcul 16 au démodulateur numérique 20. Ainsi, les quelques raies fortement affaiblies dans le canal 2, dont l'amplification élevée de l'amplitude, lors de l'égalisation, est imprécise, car entachée de bruit, n'ont qu'une influence très limitée dans le signal temporel composite en sortie du convertisseur 17. Il peut même être prévu, comme 8 2712447 expliqué plus loin, de limiter l'amplification des raies très atténuées, afin de ne pas dégrader le rapport signal/bruit. Le circuit d'adaptation 18 reçoit, entre autres, en retour du démodulateur 20 des informations d'erreur de phase servant à régler la phase des coefficients complexes des multiplieurs 15. Une première variante du procédé de transmission est illustrée par la figure 3. Afin de compenser la distorsion due au fait que la transformation de Fourier discrète porte sur un nombre N fini, alors que la théorie prévoit un signal de durée infinie, il est effectué à l'émission un traitement de compensation préalable de cette distorsion. Les signaux à émettre sont, par un circuit 31 de mise en blocs, regroupés par blocs de N points (N déjà défini) et, par un circuit 32, il est ajouté à chaque bloc un préfixe (ou suffixe) circulaire. Ainsi, ayant un bloc de N signaux à émettre (ao, a1,..,aN_1), on le complète par un préfixe circulaire de M symboles pour former un bloc de longueur de M + N, que l'on émet. Le motif, préfixe ou suffixe, est dit circulaire car il a des influences successives, lors des calculs de convolution, avec à chaque fois un décalage de position. Le signal issu du mélangeur 4 traverse un filtre passe-bas 33 puis un échantillonneur 34 fonctionnant à la cadence 1/T, qui transmet le bloc reçu (ro, r1,..., rN+M_1) à un circuit de synchronisation bloc 35 qui reconnaît la position de chaque bloc et qui enlève les M derniers échantillons et transmet le bloc (r0, rl,..., rN_1) obtenu, ainsi pré-compensé, à l'égaliseur 11, pour le passage dans le domaine fréquentiel. Cette méthode d'utilisation d'un préfixe (ou suffixe) circulaire rend la convolution linéaire du canal de transmission 2 équivalente à une convolution circulaire, donc du type de celle appliquée pour la transformation de Fourier discrète. Une deuxième variante du procédé de transmission, utilisant une technique "recouvrement et addition", est illustrée par la figure 4. La porteuse en bande de base traverse un échantillonneur-numériseur 42, de cadence 1/T, et parvient à un convertisseur série/parallèle 43 à L points alimentant un bloc de calcul 44 de l'égaliseur fréquentiel 41. 9 2712447 Le bloc de calcul 44 reçoit aussi, pour chaque bloc de L échantillons numérisés, N-L données numériques complémentaires de valeur zéro. Le bloc complété à une extrémité (xo, x1,..., xL1, 0,...,0), de longueur N, traverse le bloc de calcul 44 o il subit la transformation de Fourier discrète directe qui le transforme en un bloc (XO, X1,..., XN_1). Ce bloc est multiplié terme à terme, dans les multiplieurs 45 commandés par le circuit d'adaptation 48, par un bloc (CO, C1,..., CN-1) qui représente la réponse fréquentielle de l'égaliseur 41. On obtient ainsi un bloc (Yo, Y1,...,YN-1) o Yi = Ci.Xi, avec i = entier de 0 à N-1, qui subit une transformation de Fourier discrète inverse dans l'autre bloc de calcul 46 de l'égaliseur 41, fournissant un bloc de signaux temporels (YO, Y1,.,YN-1)- Comme le bloc de calcul 44 fonctionne à une cadence 1/LT, il y a recouvrement, ou débordement, sur N-L points entre deux blocs successifs après la transformation de Fourier discrète inverse. La sortie de l'égaliseur 41 est la somme, calculée dans un circuit de correction 47, des blocs de longueur N présentant le recouvrement sur les N-L points aux extrémités des blocs. Pour le bloc en sortie de rang temporel n, représenté par y'o(n), y'l(n),... y'L(n),... y'N-1 (n)), on a les relations suivantes en fonctions des 2 blocs de rangs respectifs n-1 et n+l l'encadrant: y'O(n) = yo(n) + YL(n-1) Y'l1(n)= Yl (n) + YL +1 (n-1) Y'N-L-1 (n) = YN-L-1 (n) + YN-1 (n-1) Y'N-L (n) = YN-L (n) Y'L-1 (n) = YL-1 (n) Y'L(n) = yL(n) + yo (n+l) Y'L+1 (n) = YL+ I1 (n) + Yl (n +1) Y'N-1 (n) = YN-1 (n) + YN-L-1 (n+l) 2712447 L'égalisation peut ainsi fonctionner sans préfixe ou suffixe, donc sans perte d'efficacité spectrale de la porteuse modulée. La figure 5 illustre une troisième variante du procédé de transmission, utilisant une technique de "recouvrement et sélection". Les éléments de la figure 5 sont homologues de ceux de la figure 4 et le chiffre des unités de leur référence est la même, précédé de la dizaine 5. Dans cette variante, on ramène la convolution circulaire de l'égaliseur à une convolution linéaire. Pour cela, toutes les L périodes de modulation, on effectue une transformation de Fourier discrète fournissant un bloc (XO, X1,..., XN_1) dans le domaine fréquentiel à partir d'un bloc temporel (xO, Xl,..., xN_1) de signaux reçus. Le bloc (X0, X1i,..., XN_1) est multiplié terme à terme par le bloc de coefficients complexes (Co, C1,...,CN_1) représentant la fonction de transfert de l'égaliseur, ce qui fournit un bloc (Y0, YI,...,YN-1) fréquentiel. La transformation de Fourier discrète inverse le transforme en un bloc temporel de signaux égalisés (Yo, YI,... YN-1) issu du bloc de calcul 56, d'o est ensuite éliminée, dans le circuit de correction 57, la portion du bloc correspondant à la zone de recouvrement temporel entre blocs, dont les produits de convolution sont erronés. La figure 6 est un schéma synoptique du démodulateur numérique 20, situé en aval de l'égaliseur 11 et en recevant successivement les signaux temporels égalisés Yk. Le démodulateur 20 comporte un circuit numérique multiplieur complexe 21 recevant les signaux numériques temporels égalisés Yk (k entier représentant le rang temporel du signal) et les transformant en signaux numériques corrigés zk appliqués à un circuit de décision 22. Le circuit de décision 22 compare le signal zk, et en particulier sa phase, à plusieurs signaux numériques représentant les états possibles de modulation et choisit un signal âk estimé être celui qui diffère le moins du signal corrigé zk. Le circuit de décision 22 calcule un signal d'erreur ek = zk - âk qu'il applique à un comparateur numérique de phase 23, recevant le signal âk comme référence. Le comparateur 23 fournit un signal résultant d'erreur de phase Ek qui subit un filtrage passe-bas dans un filtre numérique 24, pouvant être transverse ou récursif, avant d'être appliqué, sous forme d'un signal uk, à un accumulateur parfait 25. il 2712447 L'accumulateur 25 fonctionne en compteur ou décompteur et fournit une valeur d'angle Ok servant d'adresse pour pointer une table de sinus, cosinus en mémoire morte 26. Les amplitudes en quadrature, sin Ok et Cos Ok, définissant l'angle de correction Ok sont fournies en retour au circuit multiplieur 21 pour correction de la phase des signaux égalisés ultérieurs, de la forme: ejek = cos Ok + j.sin Ok, soit donc Zk = Yk.e jek Ces mêmes valeurs de sin Ok et cos Ok sont aussi fournies aux multiplieurs 15, pour une correction en amont du démodulateur 20. Ainsi, étant effectuée en ]0 aval de l'égaliseur, la démodulation intervient après application des corrections fonction des erreurs précédemment mesurées, donc avec une distorsion réduite, et sans entraîner les retards considérables dus à la transformée de Fourier dans la boucle du récepteur. Le circuit d'adaptation 18 de l'égaliseur 11 fonctionne à partir d'un bloc de signaux prédéterminés (a0, a1,...,aN 1), transmis périodiquement après K-1 blocs de signaux (K entier positif), K étant d'autant plus élevé que le canal de transmission 2 est stable. Le bloc prédéterminé (A0, A1,...; AN_1) correspond à la transformée de Fourier discrète du bloc prédéterminé (ao, a1l,..., aN_1). Un bloc (xO, xl,...,xN-1) reçu, à l'entrée de l'égaliseur 11, correspondant à l'émission d'un bloc (ao, al,...,aN_1), est transformé, par transformation de Fourier rapide discrète, en un bloc (X0, XI,..., XN_1). Après retour dans le domaine temporel, on doit retouver le bloc émis (a0, a1,...,aN_1) en sortie du démodulateur 20 et donc (a0e-j0O, ale-j1l,..., aNle-j eiON-1) en sortie de l'égaliseur 11, compte tenu de la correction de phase ejOi (i = 0 à N-1) apportée en aval. Si l'on appelle A' = (A'0, A'1,...,A'N_1) la transformée de Fourier discrète du bloc (a0e-j0, a1e-jil01,...,aNlei-jON-1), la sortie Y = (Y0, YI,.-.,YN-1) des multiplieurs 15 de l'égaliseur doit être égale au bloc A'. Ayant Yi = Ci. Xi, on en déduit les coefficients Ci = A'i / Xi. Comme évoqué plus haut, les coefficients Ci peuvent être limités à une valeur maximale Ci = A'i / S lorsque le signal Xi a un module inférieur au seuil S. 12 2712447 Un autre mode de réalisation du circuit d'adaptation de l'égaliseur est illustré par la figure 7. Les signaux reçus xi(n) traversant le bloc de calcul 74 de l'égaliseur 71 pour y subir la transformation de Fourier discrète et fournir les signaux Xi(n) qui sont égalisés dans le circuit multiplieur 75 avant de subir la transformation de Fourier discrète inverse dans le bloc de calcul 76, fournissant les signaux yi(n). Les signaux yi(n) sont transformés en les signaux zi(n) dans le démodulateur 81 alimentant le circuit numérique de décision 82, qui fournit les signaux numériques ai(n) reconnus. Les signaux numériques d'erreur instantanée, de la forme ei(n) = zi(n) - ai(n), sont convertis en signaux "ramenés" à la sortie de l'égaliseur 71 par une rotation de phase, définie par e i-Oi(n) et effectuée dans un circuit 83 dont la sortie e'i(n) = yi(n) - e-jOi(n). ai(n) est appliquée à un soustracteur 84 recevant les signaux yi(n) issus de l'égaliseur 71. Les signaux numériques de différence e'i(n) = yi(n) e-ji(n). ai(n) subissent, dans un bloc de calcul 85, une transformation de Fourier discrète les faisant passer dans le domaine fréquentiel et déterminant donc une erreur E'i(n) pour chaque raie de rang i. On définit alors une erreur quadratique cumulée dans le domaine fréquentiel N-1 J(n) =) IE'i(n) 2 i=O correspondant à l'erreur quadratique dans le domaine temporel: N-1 J(n)= le'i(n)l 2 i=O L'optimisation des coefficients Ci de l'égaliseur 71 est alors effectuée, pour chaque raie i, par détermination du gradient temporel de la fonction J(n), évoluant à mesure de la réception des blocs de rang temporel n successifs. On détermine les nouveaux coefficients: Ci (n+1l) = Ci (n) -o -J(n) soit Ci (n) 13 2712447 Ci (n+1l) = Ci (n) - IE'i(n)l 2 Ci (n) -- 5 qui peut encore s'écrire Ci (n+1l) = Ci (n) - (.X*j (n). E'i(n) X*i étant le complexe conjugué de Xi(n) issu de la transformation de Fourier l0 discrète. On comprendra que tout ou partie des éléments du récepteur peut être intégré dans un bloc de calcul commun, tel qu'un microprocesseur. De même, les transformations temps/fréquence et fréquence/temps peuvent être effectuées par tout algorithme approprié et en particulier par transformations de Fourier modifiées. 14 2712447 REVENDICATIONS 1. Procédé de transmission de signaux numériques, dans lequel on émet les signaux par modulation d'une fréquence porteuse et, en réception, on reconnaît les signaux émis, caractérisé par le fait qu'on module directement la porteuse d'émission, unique, et que, en réception, on égalise (11), dans le domaine fréquentiel, la modulation reçue avant de la faire repasser dans le domaine temporel pour effectuer les reconnaissances (20) des signaux. 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel, par soustraction d'une fréquence (5) proche de celle de la porteuse et indépendante des variations de celle-ci, on transpose, avant égalisation, la porteuse reçue au voisinage d'une fréquence nulle. 3. Procédé selon l'une des revendications 1 et 2, dans lequel, avant émission, on regroupe (31) les signaux à émettre par blocs de taille fixée que l'on complète (32) chacun par un motif circulaire et, en réception, l'égalisation dans le domaine fréquentiel est appliquée à chaque bloc, après en avoir ôté (35) le motif circulaire. 4. Procédé selon l'une des revendications I à 2, dans lequel, en réception, on regroupe (43) les signaux reçus par blocs de taille fixée (L) que, après conversion en données numériques, on complète chacun, à une extrémité, par une séquence de taille fixée (N-L) de données numériques de valeur nulle débordant temporellement sur un bloc adjacent et, après égalisation et retour dans le domaine temporel, on additionne (47) terme à terme les données égalisées qui sont dans les zones de recouvrement et les signaux égalisés du bloc adjacent qui y correspondent temporellement. 5. Procédé selon l'une des revendications 1 à 2, dans lequel, en réception, on regroupe les signaux par blocs de taille fixée (N) se recouvrant partiellement (N-L), avant d'effectuer l'égalisation (54-56) sur les blocs, et, après égalisation, on élimine (57) ceux (N-L) des signaux égalisés qui proviennent de signaux se trouvant dans la zone de recouvrement de deux blocs successifs. 2712447 6. Procédé selon l'une des revendications 1 à 5, dans lequel, à partir d'erreurs de phase mesurées (6k) d'après des signaux antérieurs égalisés, on détermine des coefficients complexes de rotation de phase (eiei) servant à l'égalisation (18) de signaux ultérieurs. 7. Procédé selon la revendication 6, dans lequel, après avoir, au moyen des coefficients complexes (ejOi), corrigé les phases des signaux temporels (yi(n)) déjà égalisés, on détermine, pour un bloc de signaux, des erreurs résiduelles (e'i(n)) des signaux venant de retourner dans le domaine temporel (yi(n)), ]0 erreurs que l'on compose pour calculer une erreur quadratique (J(n)) que l'on fait passer dans le domaine fréquentiel (85), afin d'appliquer (86) un ensemble de corrections à des raies de modulation, lors de l'égalisation de la porteuse modulée. 8. Procédé selon la revendication 7, dans lequel on applique l'ensemble de corrections aux raies de modulation par multiplication par un coefficient (Ci (n+1)) spécifique à chaque raie, obtenu en retranchant, à un coefficient antérieur (Ci (n)), un nombre complexe proportionnel à l'erreur (E'i(n)), dans le domaine fréquentiel, relative à la raie concernée et proportionnel à un signal conjugué (X*i (n)) d'un signal (Xi (n)) représentant la raie considérée juste après transformation de Fourier. 9. Récepteur de signaux numériques transmis par modulation d'une porteuse, comportant des moyens de décision (20) pour, en fonction des signaux reçus, prendre une décision de reconnaissance de signaux émis, caractérisé par le fait qu'il comporte: - des moyens de calcul (14, 16) pour effectuer sur le signal reçu une transformation de Fourier discrète directe fournissant un spectre de signaux de raies fréquentielles de la porteuse modulée, - des moyens (15) pour égaliser entre eux les signaux de raie en fonction de la distorsion de propagation estimée d'après un signal de référence et - les moyens de calcul (14, 16) sont agencés pour appliquer au spectre des signaux de raie égalisés une transformation de Fourier discrète inverse et en fournir le résultat temporel aux moyens de décision (20). 10. Récepteur selon la revendication 9, dans lequel les moyens de calcul sont agencés (35) pour, avant transformation de Fourier discrète directe, reconnaître les positions de blocs de taille fixée des signaux reçus, comportant chacun un motif numérique circulaire, et pour en enlever ledit motif. 11. Récepteur selon la revendication 9, dans lequel les moyens de calcul sont agencés (43) pour regrouper les signaux reçus par blocs de taille fixée (L) et pour, après conversion en données numériques, compléter (43) chacun, à une extrémité, par une séquence de taille fixée (N-L) de données numériques de valeur nulle débordant temporellement sur un bloc adjacent, avant d'appliquer aux blocs complétés la transformation de Fourier discrète directe et pour additionner (47) terme à terme les données égalisées qui sont dans les zones de recouvrement et les signaux égalisés du bloc adjacent qui y correspondent temporellement. 12. Récepteur selon la revendication 9, dans lequel les moyens de calcul sont agencés (53) pour, avant la transformation de Fourier discrète, regrouper les signaux reçus par blocs de taille fixée (N) se recouvrant partiellement (N-L) dans le temps et pour, juste après la transformation de Fourier discrète inverse, éliminer (57) les signaux obtenus (N-L) provenant de signaux reçus appartenant à deux blocs. 13. Récepteur selon l'une des revendications 9 à 12, dans lequel les moyens de décision (20) sont numériques et sont agencés pour mesurer des erreurs de phase (Ek) des signaux égalisés par rapport à des signaux de référence (âk) et pour commander en conséquence des rotations de phase de signaux ultérieurs reçus. 14. Récepteur selon la revendication 13, dans lequel les moyens de décision (20) comportent un circuit accumulateur (25) agencé pour, en fonction des erreurs de phase (Sk, Uk), adresser une mémoire (26) contenant une table trigonométrique de réglage d'un circuit numérique multiplieur (21) transmettant 17 2712447 lesdits signaux ultérieurs à un circuit de décision (22) fournissant lesdites erreurs (Ek, uk).