FR 2715231 A1 19950721 FR 9400473 A 19940118 La présente invention concerne un procédé de détection d'ondes réfléchies par des objets vibrants, destiné à la mesure des vibrations desdits objets et plus particulièrement aux mesures à distance des vibrations par réflexion d'ondes lumineuses et infrarouges, telle que la mesure des vibrations provoquées par les mobiles bruyants, hélicoptères, véhicules terrestres, ou par tout autre bruiteur que l'on cherche à identifier ou à localiser. En particulier, l'invention est applicable à la détection et la localisation des hélicoptères par mesure à distance des vibrations qu'ils provoquent sur leur environnement proche, et complète le brevet N 89 00538 déposé le 18/01/1989 intitulé: "Système de localisation d'hélicoptères dissimulés derrière un écran". La détection à distance par réflexion d'ondes lumineuses ou infrarouges s'effectue avantageusement par l'utilisation d'un rayon lumineux de faible divergence tel que le rayon issu d'un laser (repère 1, figure 1), dirigé vers les points que l'on désire explorer, par exemple une forêt, une crête de colline (repère 2), etc. L'onde réfléchie par les objets touchés par l'onde incidente, qui peuvent être des feuilles, de l'herbe ou tout autre réflecteur, est détectée dans un dispositif détecteur connu (repère 3), par exemple un semi- conducteur sensible au flux lumineux. Les composants optiques fonctionnels non utiles à l'explication ont été volontairement omis de cette description. Pour des raisons constructives le dispositif émetteur et le dispositif détecteur sont réunis dans la même enceinte (repère 4). Bien qu'il existe de nombreuses variantes, toutes sont basées sur le même principe, un des procédés les plus connus consiste à mélanger dans le dispositif détecteur l'onde reçue avec une fraction de l'onde incidente dont la fréquence a été décalée d'un intervalle de fréquence fixe par un moyen connu, par exemple un modulateur acousto-optique (repère 5). Soit fo cet intervalle de fréquence. Le détecteur effectue l'hétérodynage des 2 ondes, et le signal électrique résultant est alors centré sur l'intervalle de fréquence fo, qui par exemple est égal à quelques dizaines de mégahertz. L'onde réfléchie voit sa fréquence varier en fonction du déplacement relatif de l'objet et de l'émetteur d'onde incidente. Elle module donc la fréquence fo, l'écart de fréquence Af autour de cette fréquence fo étant représentatif d'un déplacement relatif de l'objet et de l'émetteur à une vitesse v. Af = f0(l - 2-) avec c = vitesse de la lumière. La démodulation s'effectue traditionnellement soit par démodulation de fréquence, soit par démodulation de phase. Ces deux démodulations ne satisfont pas les exigences de la visée à longue distance, qui est le but essentiel de la détection des hélicoptères et des véhicules lors d'un combat par exemple, comme il est expliqué ci-après. En effet, la puissance de l'onde émise nécessaire est de l'ordre de la dizaine de watts, alors que la puissance reçue varie énormément de quelques milliwatts à quelques 10-10 watts, et la démodulation de phase ou de fréquence impose que les ondes captées par le détecteur ne comportent que l'onde réfléchie et l'onde incidente à fréquence décalée, à l'exclusion de toute présence de l'onde incidente initiale. Cela oblige à une absolue séparation des rayonnements incidents et réfléchis dans l'appareil, ce qui est impossible: le rapport d'isolation nécessaire est égal à une fraction du rapport du signal émis au signal reçu, donc supérieur à 1011 ce qui nécessite une isolation, en termes de décibels de plus de 220 dB. Le procédé de détection selon l'invention annule les effets néfastes de ce défaut, ce qui rend le procédé utilisable et la construction peu onéreuse. Il comporte pour atteindre ce but, deux sous-ensembles, un sous-ensemble électronique et un sousensemble électro- optique. DESCRIPTION DU SOUS-ENSEMBLE ELECTRONIQUE Cette description fait appel à un raisonnement physique qui sera décrit selon les formulations habituelles. Soit () 1 = la pulsation de l'onde optique incidente, égale à la pulsation du laser. )2 = la pulsation de l'onde optique souvent appelée pulsation de référence présentée au détecteur. ) 2 = X 1+)0 avec co = pulsation de décalage soit oo = 2 À - f0 (relation entre pulsation et fréquence) cOl + Aco)(t) = la pulsation de l'onde optique réfléchie par les objets visées A(t) = la variation de pulsation instantanée dûe aux déplacements relatifs de l'objet et de l'émetteur. Une faible proportion de l'onde incidente de pulsation o 1 arrive toujours directement sur le détecteur, ne serait-ce que par les imperfections des dispositifs acousto-optiques nécessaires (repère 5) et par les diffractions parasites des divers constituants optiques. En utilisant pour plus de simplicité les fonctions sinusoïdales l'ensemble des signaux se représente à l'entrée du détecteur fonctionnant en régime d'hétérodynage par la relation suivante (en évitant l'écriture des phases inutiles): Y = A cos[() l + A wM))t] x B cos[(Ol + OO)t] + C cos[(co)t + (P]x B cos[(w 1 + o0)t] + C cos[(oe,)t + Q,] x B cos[(ol + A())t] avec A = amplitude de l'onde reçue, très fluctuante de pulsation oe 1+ A o(t) t l'écart de pulsation fluctuant Ao(t) étant dû aux variations relatives de distance entre émetteur et objet. B = amplitude fixe de la fraction de l'onde incidente volontairement mélangée dans le détecteur et de pulsation col + oo - C = amplitude lentement fluctuante de l'onde incidente parasite, dont l'ampli- tude et la phase dépendent de la stabilité dimensionnelle de la structure, des composants optiques et de la pulsation c0 l Cette onde Y, une fois convertie en onde radioélectrique centrée sur la fréquence fournit le signal électrique Z, donné par la relation: Z = AB cos(O0 + Ao (O)t + BC cos(o Ot + p) + ACco{s[(A o())t + q, Le premier terme de cette relation correspond au signal utile, le second terme est un terme parasite redoutable, car il est de pulsation coo identique au premier terme dont la pulsation fluctue autour de CO 0. Le troisième terme est un terme fluctuant parasite peu actif, car il n'est pas proche de la fréquence fo si celle-ci est choisie suffisamment élevée, et est de faible amplitude donc facilement éliminable. Le second terme BC cos(C ot + p) pollue gravement les deux technologies de démodulations angulaires traditionnelles que sont la démodulation de phase ou la démodulation de fréquence. Par exemple, l'onde radioélectrique résultante après filtrage du troisième terme, qui se représente par: T = AB cos( O 0 + A (O))t + BC cos() 0 + p) s'annule chaque fois que: AB cos( Co0 + A C)(t))t est égal à: - BC cos(co 0t + (p). Les démodulations traditionnelles génèrent alors d'énormes parasites, phénomène bien connu par tous les utilisateurs de postes de radiophonie à modulation de fréquence lorsque l'onde reçue s'évanouit. Ces parasites ont une influence d'autant plus catastrophique que l'amplitude du signal reçue A est extrêmement fluctuante car elle dépend de l'angle de réflexion de l'objet, qui, dans le cas par exemple d'un objet en mouvement est constamment et rapidement variable. Le procédé selon l'invention supprime cet inconvénient. Il consiste (figure 2) en un dispositif de variation de phase (6) utilisant des moyens connus dont la phase est commandée par un calculateur numérique (7). Ce dispositif de variation de phase (6) est alimenté par une onde sinusoïdale de pulsation to 0, d'amplitude fixe, cette onde émanant du générateur d'onde de pulsation c 0 servant au décalage de pulsation de l'onde laser non représenté. Le signal sortant de ce dispositif (6) est ensuite amplifié dans l'amplificateur (8). Il est alors dirigé vers un multiplicateur analogique (9) dont la seconde entrée est réunie à la sortie du détecteur (10) dont le signal a été amplifié par l'amplificateur tampon (11) à gain variable, piloté par le calculateur (7). Le signal sortant du multiplicateur analogique (9) est alors filtré par le filtre passe bas (12) supprimant l'harmonique 2 de la pulsation m 0. Le signal sortant du filtre (12) suit alors 3 voies différentes. Le signal de la première voie est présenté à l'entrée d'un filtre passe bas à fréquence de coupure très basse, de l'ordre du hertz (13). Sa sortie est directement raccordée à un convertisseur analogique digital intégré au calculateur (7). Le signal de la seconde voie est présenté à l'entrée d'un détecteur à seuil (14) détectant les absences de signal et délivrant un échelon de tension lors de chaque absence. Le signal de la troisième voie est présenté à l'entrée d'un circuit différenciateur ou intégrateur analogique (15), amplificateur dont la sortie est raccordée à l'entrée d'un détecteur à seuil (16) identique au détecteur à seuil (14). Les deux sorties des détecteurs (14) et (16) sont - d'une part raccordées à l'entrée d'un circuit fonction ET (12), délivrant donc une tension égale à la tension délivrée par les 2 détecteurs à seuil (9) et (11) lorsqu'il existe une coïncidence temporelle des 2 signaux sortant de ces détecteurs, c'est-à-dire lorsque les tensions provenant de la seconde voie et de la troisième voie sont simultanément proches du zéro. - d'autre part raccordées à l'une des entrées de 2 circuits interrupteurs (13) et (14), l'autre entrée étant réunie à la sortie du circuit ET (12). Les sorties des 2 circuits interrupteurs (13) et (14) sont alors réunis aux entrées d'un compteur-décompteur (15) conventionnel du type des compteurs-décompteurs utilisés dans les systèmes de mesures digitales incrémentaux. La sortie de ce compteur-décompteur (15) est directement raccordée à une entrée du calculateur (2). Le fonctionnement de l'ensemble, selon l'invention est expliqué cidessous Le signal T = AB cos( dispositif de variation de phase (1). Ce qui s'exprime par: UZ4JABD cos[( 2o 0 + AC(O()t+ (Po]+ 1BCD cos(2wo (t+ qui n'est jamais le cas en pratique. Selon l'invention, le filtre passe bas (12) supprime le terme de pulsation 2 Co( pour ne laisser que le terme de fréquence plus basse, qui est (au signe près): W= 1ABDcos(Ato(t)t+P0]+ 1BCD cos(p0 + q0) Selon l'invention, l'ajustement de la phase (p 0 pour obtenir la relation /[ provoque alors la suppression définitive des termes parasites contenant l'amplitude du signal parasite C, ce qu'aucun autre procédé ne permet de faire. Cette variation de phase (p 0 est commandée par le calculateur (2) et le dispositif de variation de phase (1), qui mesure la tension de sortie du filtre (8), laquelle est directement proportionnelle à -BCD co 2 cs( signal parasite est annulé. Les 2 détecteurs (9) et (11) fournissent alors, lorsque la compensation est effectuée, une tension impulsionnelle lorsque: d'une part: cos[(Ato(t))t + (p0] = 0 et d'autrepart: sin[(Aco(t))t+pO] =0 Ces 2 éventualités se vérifient lorsque: ACo(t)t + (p 0 = O ou x x l et Ac(t)t + p= - ou- - La théorie de l'effet Doppler veut que ces annulations soient constatées pour chaque voie, lorsque le déplacement temporel relatif de l'objet et de l'émetteur varie de (X / 2), x étant la longueur d'onde de la fréquence laser utilisée. Par exemple, pour un laser à gaz carbonique, cette valeur est égale à 5, 35 micromètres. Les figures 3 et 4 montrent le comportement du détecteur dans son ensemble. Le tracé (figure 3) représente un déplacement relatif sinusoïdal d'amplitude comprise entre 3x/4 et k. Les droites horizontales correspondent aux distances +X / 4; k / 2; 3X. / 2; + et 0. La sortie du compteur-décompteur (20) est alors reproduite par la figure 4. Il faut remarquer que ce détecteur en l'état est incapable de détecter des amplitudes inférieures à X / 4. Le sous-ensemble électro-optique résout cette difficulté. Les circuits (17), (18) et (19) permettent d'éliminer les défauts dûs aux variations trop grandes de la réflexion des objets visés. En effet, une atténuation de l'onde réfléchie se traduit par une diminution du coefficient A, dont la valeur peut devenir voisine de zéro, simultanément donc à l'entrée des détecteurs (14) et (16), et perturbe donc le comptage-décomptage du compteur (20). La figure 5 explique alors le fonctionnement de la chaîne de compensation constituée par les circuits (17), (18) et (19). Les impulsions ABCD (figure 5) sortant du détecteur (14) et EFGH (figure 5) sortant du détecteur (15) sont dues au signal à détecter. Les impulsions simultanées P et P' (figure 5) sont dues à une baisse rédhibitoire de l'onde réfléchie. La sortie du circuit ET (17) détecte la coïncidence entre les 2 sorties des détecteurs (14) et (16). C'est-à- dire la présence seule du défaut d'albédo. Les 2 circuits interrupteurs (17 et (18) laissant passer les signaux issus des détecteurs (14) et (16) lorsqu'il n'existe aucune tension à la sortie du circuit ET (17), suppriment alors les impulsions parasites P et P'. DESCRIPTION DU SOUS-ENSEMBLE ELECTRO-OPTIQUE Le sous-ensemble électronique ne permet pas seul d'obtenir une résolution de mesure de déplacements vibratoires inférieurs à k / 4 Le sous-ensemble électro-optique remédie à cette imperfection. Il est constitué de 2 miroirs plans (21) et (22) (figure 6) fixés par collage ou tout autre moyen sur 2 excitateurs vibratoires (23) et (24), par exemple constitués de matière piézoélectrique, et commandés par 2 amplificateurs (25) et (26) eux-mêmes alimentés par une tension sinusoïdale basse fréquence, de l'ordre de quelques centaines de hertz par exemple, issue d'un oscillateur (27). Les tensions appliquées aux excitateurs (23) et (24) provoquent leur déplacement proportionnel selon des axes perpendiculaires aux plans des miroirs, leur valeur est telle que les déplacements relatifs AM1 et AM2 des 2 miroirs soient donnés par la relation AM1 cos 3 cos2 AM 2 cosy 3 cos - avec 13 = angle entre faisceau incident et faisceau réfléchi du miroir (21). Y = angle entre faisceau incident et faisceau réfléchi du miroir (22). k = rapport de déplacement du premier miroir au déplacement du second miroir. L'explication du fonctionnement est la suivante Les miroirs du sousensemble électro-optique sont placés dans un des faisceaux émetteur ou récepteur. En faisant varier sinusoidalement ou de façon alternative à la fréquence imposée par l'oscillateur (27) les déplacements des deux miroirs (21) et (22) selon la loi définie ci-dessus, le déplacement global des deux miroirs AM1 + AM2 correspond à une variation identique AM1 + AM2 de la distance objet émetteur, les déplacements des deux miroirs étant synchrones et de fréquences identiques. En imposant un déplacement global crête à crête AM1 + AM2 supérieur à k/2, toute variation supplémentaire même très petite, de la distance relative entre émetteur et récepteur est détectée. Comme le montre la figure 7, le déplacement relatif (28) seul n'est pas détecté car son amplitude est inférieure à k/4. Additionné au déplacement généré par le sous-ensemble électro-optique, il est parfaitement détecté, le signal résultant (29) dépassant toujours les valeurs 3/4 cycliquement et à la cadence du signal (28). L'invention trouve son application dans la détection de vibrations à longues distances, par exemple dans la conception de détecteurs d'hélicoptères, de mobiles ou de tout bruiteur sur le champ de bataille par mesure des vibrations provoquées par leur environnement proche. REVENDICATIONS 1) Procédé destiné à la détection d'ondes réfléchies par les objets vibrants convertis en signaux électriques par hétérodynage caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif de variation de phase (6) piloté par un calculateur numérique (8), un multiplicateur analogique effectuant la multiplication des signaux électriques correspondant à l'onde réfléchie et à l'onde électrique utilisée pour provoquer l'hétérodynage, ce dernier ayant préalablement traversé le dispositif de variation de phase (6), un filtre passe bas (12) supprimant la composante à fréquence élevée sortant du multiplicateur analogique (9), la sortie de ce filtre passe bas (12) servant d'entrée à trois voies de traitement, la première comportant un filtre passe bas (13) supprimant les fréquences supérieures à 1 Hertz environ, la valeur de cette tension de sortie du filtre passe bas (13) étant fournie au calculateur (7); la seconde comportant un détecteur à seuil (14) suivi d'un circuit interrupteur (18); la troisième comportant un circuit dérivateur ou intégrateur (15), suivi d'un détecteur à seuil (16) et d'un circuit interrupteur (14), les sorties du détecteur (18) et du détecteur (19) formant les entrées d'un compteur-décompteur (20), dont la sortie est fournie au calculateur (7). 2) Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il comporte un circuit ET (17) dont les entrées sont raccordées aux détecteurs à seuil (14) et (15), et dont la sortie commande le fonctionnement des interrupteurs (18) et (19). 3) Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il comporte deux miroirs vibrants (21) et (22) placés sur le chemin optique incident et dont les déplacements alternatifs synchrones et de fréquences identiques sont imposés par la relation AM 'Y AM 1 cos f cos 2 k- -= x AM cos -3 - cos avec B = angle entre faisceau incident et faisceau réfléchi du miroir (21). Y = angle entre faisceau incident et faisceau réfléchi du miroir (22). et k = rapport de déplacement du premier miroir au déplacement du second miroir.