FR 2721104 A1 19951215 FR 9506715 A 19950607 L'invention concerne un capteur de proximité du type à capacité électrostatique convenant pour détecter la proximité de corps humains ou d'autres corps différents. Des capteurs de proximité à capacité électrosta- tique classiques, tels que ceux décrits dans la demande de modèle d'utilité japonais mise à l'inspection publique sous le No Sho. 63-36246 comprennent un circuit générateur d'impulsions, dont le signal de sortie est divisé en deux, et deux circuits de retardement servant à retarder chacun des signaux de sortie du circuit générateur d'impulsions, une discrimination de phase étant alors appliquée aux signaux de sortie des deux circuits de retardement. Comme cela est représenté sur la figure 7, annexée à la présente demande, l'impulsion produite par le circuit générateur d'impulsions 71 est envoyée aux circuits intégrateurs 72 et 73 constitués par une résistance et une capacité électrostatique. Le circuit intégrateur 72 est connecté à une électrode de détection 77 servant à détecter des variations de la capacité électrostatique, qui se produisent lorsqu'un corps humain, etc. se rapproche. L'électrode de détection 77 est un convertisseur du type à variation de la capacité électrostatique, ce qui a pour effet que, si un corps se rapproche, la capacité électrostatique varie, cette capacité électrostatique étant désignée par Cx. Le circuit intégrateur 73 est un circuit servant à produire un retard de référence. Le moment o le signal de sortie de chacun des circuits d'intégration est mis sous forme binaire par les circuits de binarisation 74 et 75, qui produisent des signaux de sortie, lorsque le signal sorti de chacun des circuits d'intégration dépasse un certain niveau (considéré comme étant la tension de seuil Vth) et le fait que la capacité électrostatique au niveau de l'électrode de détection 77 a augmenté ou non, sont déterminés par le circuit de discrimination de phase 76. A cet instant, comme représenté sur la figure 6, annexée à la présente demande, le signal de sortie du circuit intégrateur 72 par exemple peut être exprimé en tant que fonction exponentielle comme par exemple par la relation 1. VA' = Ei{1 exp(-T/RC)} (1) Ici E désigne la tension d'alimentation, R une résistance, C la capacité électrostatique et T l'intervalle de temps qui s'est écoulé. L'intervalle de temps TA', qui s'écoule jusqu'à ce que la tension VA' dépasse la tension de seuil Vth (c'est-à-dire le retard dû au circuit de retardement), est fournie par la relation (2). TA' = -RCln {(E-Vth)/E} (2) Cependant, un bruit affecte le circuit d'intégra- tion si l'impédance de ce circuit est réglée à un niveau élevé. On va considérer le cas o le flanc montant de l'impulsion produite par le générateur d'impulsions est pris en tant que référence et o le signal de sortie du circuit d'intégration 72 à un instant T0 augmente ou retombe exactement de la quantité DE, par suite de la présence d'un bruit. Dans ce cas, si des intervalles de temps respectifs, nécessaire pour que les signaux de sortie du circuit d'intégration 72 atteigne une tension de seuil Vth, sont désignés par TB' et TC', les intervalles de temps TB' et TC' sont fournis respectivement par les relations (3) et (4). Ici EO désigne la tension de sortie du circuit d'intégration 72 à l'instant TO. TB' = T0 -RCln{(E-Vth)/(E-E0-DE)} (3) TC' = TO -RCln{(E-Vth)/(E- E0+DE)} (4) Sur la figure 6, VB' désigne le cas o le signal de sortie du circuit d'intégration 72 augmente de DE à l'instant TO, et VC' désigne le cas o le signal de sortie du circuit d'intégration 72 diminue de DE. Si on désigne par DT l'intervalle de temps TC' - TB', le retard varie d'une manière irrégulière en fonction de l'instant T0, auquel le bruit pénètre de la manière représentée par l'amplitude de DT indiquée par la ligne formée de tirets sur la figure 4, annexée à la présente demande, et il se produit un décalage du niveau de différence de phase. Avec des capteurs électrostatiques, qui détectent la différence de phase de deux circuits de retardement pour détecter la proximité d'un corps, pour accroître la distance de détection il est nécessaire de régler à une faible valeur la différence de phase afin de stabiliser cette différence de phase dans des conditions normales (lorsqu'un corps n'est pas présent à proximité). Cependant, avec des capteurs classiques du type à capacité électro- statique, le retard varie d'une manière irrégulière en raison de l'apparition d'un bruit, et il se produit un décalage du niveau de différence de phase. Lorsqu'on fabrique le capteur de proximité, il faut que la différence de phase entre un circuit d'intégration possédant une électrode de détection d'un corps et un circuit d'intégration, qui devient la référence, soit suffisamment élevé dès le départ pour empêcher un défaut de fonctionnement dû à l'influence d'un bruit. La variation de la capacité électrostatique sur le côté de détection du corps est par conséquent rendue élevée, c'est-à- dire qu'il est nécessaire qu'un corps se rapproche très près de l'électrode de détection (la distance de détection est faible). C'est pourquoi un but de la présente invention est de garantir que des variations du retard sont régulières, fixes et ne dépendent pas de l'introduction d'un bruit, et sont égalisées de telle sorte que le niveau de différence de phase ne subisse aucun décalage. Ce problème est résolu conformément à la présente invention à l'aide d'un capteur du type à capacité électro- statique, caractérisé en ce qu'il comprend: un circuit générateur d'impulsions; des premier et second circuits de retardement, qui sont connectés à une sortie du générateur d'impulsions; un convertisseur du type modifiant la capacité électrostatique, connecté à une sortie d'au moins l'un des circuits de retardement; et un circuit de discrimination de phase pour détecter la différence de phase entre les sorties des premier et second circuits de retardement, chacun des circuits de retardement comprenant un circuit à courant constant servant à charger ou à décharger une capacité électrostatique, avec un courant approximativement constant, de sorte que les formes d'ondes de sortie pour deux circuits d'intégration, qui sont des éléments constitutifs des deux circuits de retardement, deviennent des droites. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description donnée ci-après prise en référence aux dessins annexés, sur lesquels: - la figure 1 représente, sous la forme d'un schéma-bloc, le circuit d'un capteur du type à capacité électrostatique selon la présente invention; - la figure 2 représente un chronogramme concernant la forme de réalisation du capteur de la figure 1; - la figure 3 représente un diagramme d'onde représentant les signaux de sortie du circuit d'intégration de la présente forme de réalisation; - la figure 4, dont il a déjà été fait mention, est un graphique représentant des variations des retards, sous l'effet d'un bruit pour le dispositif selon la présente invention; - la figure 5 représente le schéma d'un circuit correspondant à une autre forme de réalisation de l'invention; - la figure 6, dont il a déjà été fait mention, représente un diagramme d'onde représentant des signaux de sortie d'un circuit d'intégration d'un exemple classique; et - la figure 7, dont il a déjà été fait mention, représente un schéma structurel d'un capteur du type à capacité électrostatique, classique. Ci-après on va donner une description détaillée de la présente invention en référence aux formes de réalisation préférées représentées sur les dessins annexés, dont la figure 1 montre un circuit pris à titre d'exemple et dont la figure 2 représente un chronogramme de formes d'ondes pour les parties essentielles du circuit de la figure 1. Sur la figure 1, le chiffre de référence 1 désigne un générateur d'impulsions servant à produire la forme d'onde carrée indiquée par Pa sur la figure 2. Le chiffre de référence 2 désigne un premier circuit de retardement, auquel est connectée une électrode de détection 7 servant à détecter l'état de proximité d'un corps. Le chiffre de référence 3 désigne un second circuit de retardement qui devient une référence. Les chiffres de référence 4 et 5 représentent des circuits de binarisation constitués par des circuits de Schmitt, etc. pour binariser les signaux de sortie délivrés par le circuit de retardement. Le chiffre de référence 6 désigne un circuit de discrimination de phase servant à déterminer lequel des signaux de sortie des deux circuits de Schmitt présente le retard le plus élevé. Les chiffres de référence 9 et 11 désignent des circuits à courant constant servant à charger un condensateur 16 du second circuit de retardement et un condensateur électrostatique 15 constitué par l'électrode de détection 7, à un courant approximativement constant, lorsque le signal de sortie impulsionnel Pa possède un potentiel élevé (désigné ci-après par "H"). Un convertis- seur du type à variation de capacité électrostatique est constitué par l'électrode de détection 7 et par le condensateur électrostatique 15. Les chiffres de référence et 12 représentent des circuits de commutation, qui sont passants lorsque l'impulsion Pa possède un potentiel bas (désigné ci-après par "L"), et déchargent la charge électrique, qui s'est accumulée dans le condensateur électrostatique 15 et dans le condensateur 16 par l'intermédiaire des résistances 13 et 14. Le chiffre de référence 8 désigne un inverseur. Dans les conditions normales (la période Tn de la figure 2), la valeur du retard du signal de sortie Pb du premier circuit de retardement est réglée de manière à être inférieure à la valeur du retard du signal de sortie Pb du second circuit de retardement, et le signal de sortie binarisé Pe est légèrement plus lent que Pc. Le signal de sortie Pf du circuit de discrimination de phase à cet instant est "L". Lorsqu'un corps se rapproche de l'électrode de détection 7 (la période Tk sur la figure 2), le signal de sortie binarisé Pc devient plus lent que Pe étant donné que la valeur du retard du signal de sortie Pb du premier circuit de retardement devient supérieure à la valeur du retard du signal de sortie Pb du second circuit de retardement. Le signal de sortie Pe du circuit de discrimination de phase devient par conséquent "H". Lorsque le condensateur de la capacité électro- statique C est chargé par un courant constant I, cette tension de sortie est exprimée par la relation (5), comme représenté sur la figure 3. VA = IT/C (5) Alors, en prenant comme référence le flanc montant de l'impulsion produite par le générateur d'impul- sions, si le signal de sortie du circuit d'intégration 2 augmente ou diminue de AE à un instant TO, en raison d'un bruit, les signaux de sortie du circuit d'intégration 2 deviennent respectivement VB et VC. Si les intervalles de temps nécessaires pour que VB et VC atteignent la tension de seuil Vth du circuit de binarisation, sont désignés par TB et TC, alors TB et TC sont donnés respectivement par les relations (6) et (7): TB = C(Vth - AE)/I (6) TC = C(Vth + AE)/I (7) c'est-à-dire que TB et TC sont déterminés uniquement par la tension de seuil du circuit de binarisation et la tension de bruit et n'ont aucune relation avec l'instant d'appari- tion du bruit. C'est pourquoi, si on désigne par DT l'intervalle de temps TC-TB, le signal de sortie Pc du circuit de binarisation au moment de l'apparition du bruit peut être limité dans la gamme AT = TC-TB. La figure 4, dont il a déjà été fait mention, représente de quelle manière les signaux de sortie des circuits de binarisation diffèrent dans le cas d'un bruit possédant la même amplitude dans le cas d'un exemple classique. Dans le cas à la fois de l'exemple classique et de la forme de réalisation, on a une tension d'alimentation E = 5 V et l'amplitude bruit AE = +/- 0,5 V, et la constan- te de temps d'intégration a été réglée de manière que les intervalles de temps Ta et TA pour les tensions de sortie Va et VA du circuit d'intégration atteignent la tension de seuil de numérisation Vth (3,5 V) lorsqu'aucun bruit n'est apparu, sont égaux à 1,2 ms. Sur la figure 4, l'axe horizontal représente l'instant TO, dans lequel un bruit apparaît, en prenant le flanc montant de l'impulsion produite par le générateur d'impulsions en tant que référence, et l'axe vertical représente l'étendue (At et AT) de la variation du signal de sortie du circuit de binarisation. Ici, At (exemple classique) varie en fonction de TO, et AT est fixé, avec At > AT o TO = 0,5 ms et plus. Étant donné que l'instant, auquel un bruit apparaît, n'est pas fixé, si on suppose qu'il s'agit par exemple de TO = 0,92 ms, dans l'exemple classique, dans des conditions normales, un retard d'au moins 0,51 ms ou plus par rapport au signal de sortie Pb du premier circuit de retardement est nécessaire dans le signal de sortie Pd du second circuit de retardement. Cependant, dans cette forme de réalisation un retard de 0,34 ms ou plus est suffisant, de sorte que la distance de détection du corps peut par conséquent être accrue. Autrement dit, il devient possible de construire un capteur, pour lequel un défaut de fonctionnement dû au bruit devient moins probable lorsqu'on réalise un capteur électrostatique pour l'obtention d'une distance de détec- tion fixe. Dans la forme de réalisation de la figure 1, le circuit d'intégration est chargé lors de l'apparition du flanc montant de l'impulsions Pa, mais il est également possible que les condensateurs électrostatiques 15 et 16 soient chargés lorsque l'impulsion Pa est au niveau haut, puis qu'ils soient chargés à un courant constant à partir du flanc retombant de l'impulsion Pa. En outre, seul un condensateur électrostatique 15 pour le convertisseur du type à capacité électrostatique est représenté pour le premier circuit de retardement, mais la durée du retard peut être réglée au moyen du branchement d'un condensateur séparé en parallèle. La figure 5 représente une autre forme de réalisation dans laquelle intervient un procédé de décharge basé sur un courant constant. Le chiffre de référence 51 désigne un circuit oscillant servant à produire une impulsion de forme carrée et qui comprend des circuits inverseurs du type circuits de Schmitt 58 et 59, un condensateur Cl et une résistance R1. Cette impulsion est envoyée aux anodes des diodes D1 et D2 et charge le condensateur électrostatique C3 qui est formé par l'élec- trode de détection 57 et le condensateur C4, qui devient une référence pendant la période "H". Un convertisseur du type à condensateur électrostatique est constitué par une électrode de détection 57 et une capacité électrostatique C3. Lorsque l'impulsion passe au niveau "L", la charge électrique, avec laquelle le condensateur électrostatique C3 et le condensateur C4 ont été chargés, sont déchargés respectivement par l'intermédiaire des circuits à courant constant 52 et 53. Le circuit à courant constant 52 comprend un transistor TRI, une résistance R3, une résistance R2 et une diode D3 connectée à la base du transistor TR1. Le circuit à courant constant 53 comprend un transistor TR2, une résistance R4, une résistance variable VR1 et une résistance R2 et une diode D3 raccordée à la base de TR2. Le premier circuit de retardement est constitué par un circuit à courant constant 52, un condensateur électrostatique C3 et un circuit de Schmitt de type inversé 54, et le second circuit de retardement est constitué par un circuit à courant constant 53, un condensateur C4 et un circuit de Smitt du type inverseur 55. La valeur du retard correspond à la charge des condensateurs électrostatiques C3 et C4, les signaux d'entrée étant envoyés à la borne de données D de la bascule bistable de type D 56 et à la borne C délivrant le signal d'horloge. Habituellement, le signal de sortie TO de la bascule bistable de type D 56 est "L" de sorte que le retard produit par le second circuit de retardement est supérieur au retard fourni par ce premier circuit de retardement, mais lorsqu'un corps est proche de l'électrode de détection 57, c'est-à-dire lorsque la capacité électrostatique C3 augmente, le retard produit par le second circuit de retardement augmente et devient supérieur au retard produit par le premier circuit de retardement. Le signal de sortie P0 de la bascule bistable de type D 56 passe alors au niveau "H", et la proximité d'un corps peut être détecté. La résistance variable VR1 sert à régler la valeur du retard dans le second circuit de retardement. Pour compléter le circuit à courant constant, lorsqu'un courant constant est émis par les émetteurs des transistors TR1 et TR2, les collecteurs des transistors TR1 et TR2 tendent à être le siège du passage d'un courant constant. Ce courant décharge la charge électrique accumulée dans la capacité électrostatique C3 de l'électrode de détection 57 et dans le condensateur 54 du second circuit de retardement. Étant donné que ces circuits à courant constant 52 et 53 produisent une réaction de courant, ils fournissent un courant constant stable. De même, si la décharge de la charge électrique du condensateur C4 et de la capacité électrostatique C3 est terminée, le degré de la réaction de courant est commandé de telle sorte que ce potentiel est maintenu. En outre, la variation du potentiel entre les émetteurs et les bases des transistors TR1 et TR2 en fonction de la température est annulée par la caractéristique de potentiel dans le sens passant de la diode D3 en fonction de la température. Sur la figure 5, un filtre est constitué par une résistance R4, un condensateur C2 et un circuit de Schmitt du type inverseur 60, et une section formant circuit de sortie est constituée par des résistances R5 et R6 et un transistor TR3. Dans la forme de réalisation mentionnée précédemment, on a choisi comme capacité électrostatique un circuit de retardement utilisé en tant que référence, et cette forme de réalisation n'est en aucune manière limitée à cette solution, et le circuit de retardement utilisé en tant que référence peut également être utilisé comme électrode identique à l'électrode de détection dont la capacité électrostatique peut alors être utilisée. REVENDICATION Capteur du type à capacité électrostatique, caractérisé en ce qu'il comprend: un circuit générateur d'impulsions (1;51); des premier et second circuits de retardement (2,3;52,53), qui sont connectés à une sortie du générateur d'impulsions; un convertisseur (7, 15;57,C3) du type modifiant la capacité électrostatique, connecté à une sortie d'au moins l'un des circuits de retardement (2,3); et un circuit de discrimination de phase (6) pour détecter la différence de phase entre les sorties des premier et second circuits de retardement (2, 3;52,53), chacun des circuits de retardement comprenant un circuit & courant constant (9,11) servant à charger ou à décharger une capacité électrostatique, avec un courant approximativement constant.