FR 2714243 A1 19950623 FR 9413897 A 19941121 La présente invention concerne de façon générale l'utilisation de techniques de télécommunication utilisant l'Accès Multiple par Répartition par Code (AMRC) dans des systèmes de télécommunication radiotéléphoniques cellu- laires, et elle concerne plus particulièrement un récep- teur pour la démodulation conjointe d'un ensemble de signaux AMRC avec une dispersion temporelle occasionnée par des chemins multiples. Les télécommunications AMRC ou à spectre étalé ont été envisagées depuis l'époque de la Seconde Guerre Mondiale. Les premières applications étaient essentielle- ment militaires. Cependant, il existe à l'heure actuelle un intérêt croissant concernant l'utilisation de systèmes à spectre étalé dans des applications commerciales. Des exemples comprennent des réseaux de radiocommunication cellulaire numérique, de radiocommunication mobile terres- tre et de communication de type personnel à l'intérieur et à l'extérieur. L'industrie de la téléphonie cellulaire a avancé de façon extrêmement importante dans le domaine de l'exploitation commerciale aux Etats-Unis ainsi que dans le reste du monde. La croissance dans les grandes zones urbaines a dépassé de loin les prévisions et est en train de dépasser la capacité des systèmes. Si cette tendance se poursuit, les effets de la croissance rapide atteindront bientôt même les plus petits marchés. Des solutions innovantes sont nécessaires pour satisfaire ces besoins en capacité croissants, ainsi que pour maintenir un service de qualité élevée et pour éviter une augmentation des prix. Dans le monde entier, un pas important dans les systèmes cellulaires consiste à passer de la transmission analogique à la transmission numérique; tout aussi impor- tant est le choix d'une technique de transmission numéri- que efficace pour mettre en oeuvre la technologie cellulaire de la prochaine génération. En outre, l'opinion générale est que la première génération de Réseaux de Communication Personnelle, employant des téléphones de poche sans fil, de faible coût, que l'on peut transporter commodément et utiliser pour émettre ou recevoir des appels à la maison, au bureau, dans la rue, en voiture, etc., sera mise en oeuvre par des exploitants de réseaux cellulaires utilisant la prochaine génération d'infra- structure de systèmes cellulaires numériques. Une capacité de trafic accrue est une caractéristique importante que l'on désire dans ces nouveaux systèmes. A l'heure actuelle, l'accès aux canaux est réalisé en utilisant les procédés d'Accès Multiple par Répartition en Fréquence (AMRF) et d'Accès Multiple par Répartition dans le Temps (AMRT). En AMRF, un canal de télécommunication est une seule bande radiofréquence dans laquelle la puissance d'émission d'un signal est concen- trée. Le brouillage avec des canaux adjacents est limité par l'utilisation de filtres passe-bande qui ne laissent passer que l'énergie de signal dans la bande de fréquence spécifiée. Par conséquent, avec une fréquence différente attribuée à chaque canal, la capacité du système est limitée par les fréquences disponibles ainsi que par des limitations imposées par la réutilisation de canaux. Dans des systèmes AMRT, un canal consiste en un créneau temporel dans un train périodique d'intervalles de temps sur la même fréquence. Chaque période de créneaux temporels est appelée une trame. L'énergie d'un signal donné est confinée dans l'un de ces créneaux temporels. Le brouillage par des canaux adjacents est limité par l'utilisation d'une fenêtre temporelle ou d'un autre élément de synchronisation qui ne laisse passer que l'énergie de signal qui est reçue au moment approprié. Ainsi, du fait qu'un créneau temporel différent est attribué à chaque canal, la capacité du système est limitée par les créneaux temporels disponibles ainsi que par des limitations imposées par la réutilisation des canaux. Avec les systèmes AMRF ou AMRT, ou des systèmes hybrides AMRF/AMRT, l'objectif est de faire en sorte que deux signaux potentiellement brouilleurs n'occupent pas la même fréquence au même instant. Au contraire, l'Accès Multiple par Répartition par Code (AMRC) permet à des signaux de se chevaucher à la fois en temps et en fréquen- ce. Ainsi, tous les signaux AMRC se partagent le même spectre de fréquences et,dans le domaine des fréquences ou des temps, les signaux AMRC semblent être en chevauchement mutuel. Un certain nombre d'avantages sont associés aux techniques de télécommunication AMRC. On prévoit que les limites de capacité de systèmes cellulaires basés sur les techniques AMRC seront jusqu'à vingt fois supérieures à celles de la technologie analogique existante, du fait des propriétés d'un système AMRC à large bande, comme un gain de codage/densité de modulation amélioré, la commande par l'activité vocale, la sectorisation et la réutilisation du même spectre dans chaque cellule. La transmission AMRC de la voix avec un décodeur à débit binaire élevé procure une qualité vocale réaliste et supérieure. La technique AMRC permet également des débits de données variables, ce qui permet d'offrir de nombreuses catégories différentes de qualité vocale. Le format de signal embrouillé de l'AMRC élimine la diaphonie et rend très difficiles et coûteuses l'écoute indiscrète d'appels ou l'utilisation à son propre compte d'appels de tiers, ce qui garantit une plus grande confidentialité pour des personnes qui émettent des appels et une plus grande immunité vis-à- vis de la fraude sur le temps d'occupation des canaux hertziens. Dans un système AMRC, chaque signal est émis en utilisant des techniques de spectre étalé. D'un point de vue théorique, le train de données d'information à émettre est appliqué sur un train de données à cadence beaucoup plus élevée, que l'on appelle une séquence de signature. De façon caractéristique, les données de la séquence de signature sont binaires, ce qui donne un train de bits. Une façon de générer cette séquence de signature consiste à utiliser un processus de pseudo-bruit qui semble aléatoire, mais qui peut être reproduit par un récepteur autorisé. Le train de données d'information et le train de séquences de signature à débit binaire élevé sont combinés en multipliant les deux trains de bits ensemble, si l'on suppose que les valeurs binaires des deux trains de bits sont représentées par +1 ou -1. Cette combinaison du signal à débit binaire supérieur et du train de données à débit binaire inférieur est appelée l'étalement du signal de train de données d'information. Une séquence de signa- ture particulière est attribuée à chaque train de données d'information ou canal. Un ensemble de signaux d'information à spectre étalé modulent une porteuse radiofréquence, par exemple par déplacement de phase binaire (BPSK), et ces signaux sont reçus conjointement sous la forme d'un signal compo- site dans le récepteur. Chacun des signaux étalés est en chevauchement avec tous les autres signaux étalés, ainsi qu'avec des signaux liés à du bruit, à la fois en fréquen- ce et en temps. Si le récepteur est autorisé, le signal composite est corrélé avec l'une des séquences de signa- ture particulières, et le signal d'information correspon- dant peut être isolé et "désétalé". Si on utilise la modulation par déplacement de phase en quadrature (QPSK), la séquence de signature peut consister en nombres complexes (ayant des parties réelle et imaginaire), et les parties réelle et imaginaire sont utilisées pour moduler deux porteuses ayant la même fréquence mais une différence de phase de quatre-vingt-dix degrés. On utilise habituellement une séquence de signature pour représenter un bit d'information. La récep- tion de la séquence émise ou de son complément indique si le bit d'information est un +1 ou un -1, que l'on désigne quelquefois par "0" ou "1". La séquence de signature comprend habituellement N bits, et chaque bit est appelé une "bribe". La séquence entière de N bribes, ou son complément, est ce que l'on appelle un symbole transmis. Le récepteur classique corrèle le signal reçu avec le conjugué complexe de la séquence de signature connue, pour produire une valeur de corrélation. Seule la partie réelle de la valeur de corrélation est calculée. Lorsqu'une forte corrélation positive est obtenue, un "0" est détecté; lorsqu'une forte corrélation négative est obtenue, un "1" est détecté. Les "bits d'information" mentionnés ci-dessus peuvent également être des bits codés, dans lesquels le code utilisé est un code en blocs ou convolutif. De plus, la séquence de signature peut être beaucoup plus longue qu'un seul symbole transmis, auquel cas on utilise une sousséquence de la séquence de signature pour étaler le bit d'information. Dans de nombreux systèmes de radiocommunication, le signal reçu comprend deux composantes: une composante I (en phase) et une composante Q (en quadrature). Ceci vient du fait que le signal émis comporte deux composantes (par exemple en modulation QPSK), et/ou le canal intermé- diaire ou l'absence de référence de porteuse cohérente, conduit à la séparation du signal émis en composantes I et Q. Dans un récepteur caractéristique utilisant un traite- ment de signal numérique, les signaux de composantes I et Q reçus sont échantillonnés et enregistrés au moins toutes les T secondes, en désignant par T la durée d'une bribe. c c Dans des systèmes de télécommunication mobiles, des signaux qui sont transmis entre deux emplacements sont affectés de façon caractéristique par une distorsion d'écho ou dispersion temporelle par chemins multiples, résultant par exemple de réflexions de signal sur de grands immeubles ou des chaînes de montagnes voisines. La dispersion par chemins multiples se produit lorsqu'un signal atteint le récepteur en ne suivant pas un seul chemin mais un grand nombre de ceux-ci, ce qui fait que le récepteur reçoit de nombreux échos ayant des retards et des amplitudes différents et variant de façon aléatoire. Par conséquent, lorsque la dispersion temporelle par chemins multiples est présente dans un système AMRC, le récepteur reçoit un signal composite formé par de multi- ples versions du symbole émis qui se sont propagées en suivant différents chemins (que l'on appelle des "rayons") ayant des retards relatifs inférieurs à une période de symbole. Chaque "rayon" que l'on peut distinguer a un certain instant d'arrivée relatif égal à mT secondes, et c il couvre N des échantillons de bribes I et Q. du fait que chaque image de signal est une séquence comprenant N bribes. Il est caractéristique de faire en sorte que m=0 corresponde à l'arrivée du rayon de signal le plus précoce. De plus, chaque rayon a une certaine amplitude et une certaine phase, qui sont représentées par un coeffi- cient de canal complexe c(m). Du fait de la dispersion temporelle par chemins multiples, le corrélateur émet plusieurs impulsions de plus faible amplitude, au lieu d'une grande impulsion. Pour détecter le symbole transmis (et récupérer le bit d'information), on combine les impulsions reçues. Ceci est effectué de façon caractéristique par un récepteur appelé RAKE, ou "râteau", dont le nom vient du fait qu'il "ratisse" toutes les contributions de chemins multiples pour les rassembler. La figure 1 montre une forme caractéristique du récepteur RAKE. Un signal hertzien reçu est démodulé, par exemple par mélange avec des signaux en cosinus et en sinus, et filtrage du signal dans un récepteur RF 100. De plus, les signaux I et Q résultants sont échantillonnés et quantifiés, ce qui donne des échantillons de bribes I et Q. que l'on peut considérer comme des échantillons complexes dont la partie réelle est l'échantillon I et dont la partie imaginaire est l'échantillon Q. Ces échan- tillons complexes sont transmis en série à travers un corrélateur 101, qui corrèle les échantillons complexes reçus avec le conjugué de la séquence de signature connue, pour produire une série de corrélations complexes. Une fonction de transmission sélective 103 détermine les valeurs de corrélation qui sont utilisées pour la détection. La fonction de transmission sélective 103 transmet des valeurs de corrélation à un demi- multiplieur complexe (DMC) 104 à des instants qui sont déterminés par l'unité de commande temporelle 102. A ces instants, qui apparaissent une fois par rayon et par symbole transmis, la fonction de transmission sélective 103 transmet une valeur de corrélation au demi-multiplieur complexe 104, qui multiplie la corrélation complexe par le coefficient de prise RAKE approprié, en calculant seule- ment la partie réelle du produit. Les coefficients de prise RAKE sont les conjugués des estimations de prises de canal que fournit 1' unité de suivi de canal 105, qui utilise des valeurs de corrélation provenant du corréla- teur 101 pour estimer des positions de prises (valeurs m) et des coefficients (valeurs c(m)) de canal. L'accumula- teur 106 accumule les informations de sortie du demi- multiplieur complexe 104 et il émet la somme finale, une fois par symbole transmis, vers un dispositif à seuil 107. Le dispositif à seuil 107 détecte un "0" binaire si l'information d'entrée est supérieure à un seuil, ou un "1" binaire si l'information d'entrée est inférieure au seuil. Le seuil est de façon caractéristique égal à zéro. La figure 2 montre le fonctionnement détaillé d'un corrélateur 101 classique. Les échantillons de bribes complexes qui proviennent du récepteur RF sont émis vers une ligne à retard à prises interne 200. Il existe égale- ment un tampon à prises 201 qui enregistre la séquence de signature connue ou son conjugué complexe. Pour chaque échantillon de bribe qui est appliqué à l'entrée de la ligne à retard à prises 200, une corrélation est effectuée avec le conjugué de la séquence de signature. Des multiplieurs complexes 202 multiplient des échantillons reçus avec des valeurs conjuguées de la séquence de signa- ture. Les produits complexes résultants sont sommés dans le dispositif de sommation complexe 203. La valeur de corrélation résultante est émise vers la fonction de transmission sélective 103, comme représenté sur la figure 1. Le récepteur RAKE classique donne de bonnes performances si plusieurs conditionssont satisfaites. La première condition est que la fonction d'autocorrélation de la séquence de signature soit idéale, par le fait que la séquence de signature n'est pas corrélée avec une version décalée d'elle-même. Si ceci n'est pas vrai, les différents rayons de signal se brouilleront mutuellement, cette condition étant ce que l'on appelle un auto-brouil- lage. La seconde condition consiste en ce que l'intercor- rélation entre la séquence de signature du signal désiré et diverses versions décalées des séquences de signature des autres signaux AMRC soit égale à zéro. Si ceci n'est pas vrai, alors les autres signaux AMRC brouillent le signal AMRC désiré, ce qui dégrade les performances. Ceci peut être un problème particulièrement sévère lorsqu'un autre signal AMRC a une puissance beaucoup plus élevée que le signal AMRC désiré, ce qui correspond à ce que l'on appelle le problème proche/lointain. La troisième condi- tion consiste en ce que le brouillage qui est occasionné par un écho d'un symbole transmis qui chevauche le symbole transmis suivant doit être négligeable. Si ceci n'est pas vrai, alors des symboles transmis produisent un brouillage avec des symboles transmis passés et futurs, ce qui constitue ce que l'on appelle couramment le brouillage intersymbole. La théorie de la conception de bons ensembles de séquences de signature indique qu'il existe des limita- tions fondamentales qui empêchent de satisfaire simultané- ment les deux premières conditions. Par conséquent, les performances seront limitées par l'auto-brouillage, le brouillage par un autre signal et le brouillage inter- symbole. Des travaux ont été effectués pour résoudre le problème du brouillage par un autre symbole dans un environnement qui n'est pas soumis à une dispersion tempo- relle par chemins multiples. Ceci constitue ce que l'on appelle la démodulation conjointe sans chemins multiples. On notera par exemple les documents suivants: S. Verd, "Minimum Probability of Error For Asynchronous Gaussian Multiple-Access Channels", IEEE Trans. Info. Theory, Vol. IT-32, pages 85-96; R. Lupas et S. Verd, "Linear multiuser detectors for synchronous code-division multiple-access channels", IEEE Trans. Inform. Theory, Vol. 35, pages 123-136, janvier 1989; et R. Lupas et S. Verd, "Near-far resistance of multiuser detectors in asynchronous channels", IEEE Trans. Commun., Vol. 38, pages 496-508, avril 1990. Ces travaux présentent deux approches pour la démodulation conjointe de signaux AMRC multiples. La première approche, connue sous l'appellation d'Estimation de Séquence à Vraisemblance Maximale (sans chemins multiples), détermine l'ensemble de bits d'infor- mation transmis qui est le plus vraisemblable pour un ensemble de signaux AMRC sans dispersion temporelle par chemins multiples. Ceci est illustré sur la figure 3. Comme dans le récepteur RAKE, un récepteur RF 300 reçoit un ensemble de signaux hertziens AMRC qui sont filtrés et soumis à un changement de fréquence en sens descendant pour donner des signaux I et Q en bande de base, qui sont échantillonnés et quantifiés de façon à fournir des valeurs de données reçues complexes. Ces dernières sont émises vers un ensemble de corrélateurs 301, chacun d'eux effectuant une corrélation avec une séquence de signature particulière. Cependant, du fait que le canal est supposé ne pas avoir de dispersion temporelle par chemins multi- ples, une seule corrélation est conservée par symbole transmis. La corrélation qui est sélectionnée pour l'utilisation dans la démodulation est déterminée par l'unité de commande temporelle 302, qui signale aux fonc- tions de transmission sélective 303 de transmettre une valeur une fois par période de symbole transmis. Du fait que les différents signaux AMRC peuvent ne pas être alignés dans le temps, c'est-à-dire qu'ils sont asynchro- nes, les portes des fonctions de transmission sélective ne se ferment pas nécessairement en même temps. Les valeurs de corrélation sont transmises à une unité d'algorithme de décision 304, qui utilise cette information pour détermi- ner les séquences de bits transmises de chaque canal AMRC. L'algorithme utilisé est l'algorithme de Viterbi, qui détermine les séquences de bits d'information les plus vraisemblables. Il faut cependant noter que ce récepteur ne tolère pas la présence d'un ensemble de rayons de signal, c'est-à-dire qu'il ne laisse passer par la fonc- tion de transmission sélective qu'une seule valeur de corrélation par période de symbole transmis, et qu'il ne suit pas les coefficients de canal. La seconde approche, connue sous le nom de récepteur à décorrélation, décorrèle les différents signaux AMRC, de façon qu'ils ne se brouillent plus mutuellement. Le procédé suit également l'approche qui est représentée sur la figure 3. La seule différence entre ces première et seconde approches consiste dans l'algorithme de décision utilisé, qui est illustré sur la figure 4. Des valeurs de corrélation provenant des fonctions de trans- mission sélective (bloc 303 sur la figure 3) sont enregis- trées dans un tampon 400. Lorsque le tampon est plein, l'ensemble de valeurs de corrélation est considéré comme un vecteur de valeurs. Ce vecteur est multiplié par une matrice de décorrélation dans le multiplieur de matrices 401. La matrice qui est utilisée pour la multiplication est constituée par les valeurs d'intercorrélation de séquence de signature. Le produit de la matrice et du vecteur est un vecteur d'informations statistiques de détection décorrélées, à raison d'une pour chaque signal AMRC, et celles-ci sont appliquées à des dispositifs à seuil 402. Ces derniers produisent les valeurs de bits d'information détectées. Ces deux approches n'abordent pas le problème de la dispersion temporelle par chemins multiples. Elles constituent ainsi des approches pour la démodulation conjointe de signaux AMRC en l'absence de dispersion temporelle par chemins multiples. Récemment, Wijayasuriya et d'autres ont proposé une forme du récepteur à décorrélation qui est conçu en relation avec la dispersion temporelle par chemins multi- ples. On se référera aux documents suivants: S.S.H. Wijayasuriya, G.H. Norton et J.P. McGeehan, "A near-far resistant sliding window decorrelating algorithm for multi-user detectors in DS- CDMA systems", Proc. Globecom '92, Orlando, FL, pages 1331-1338, décembre 1992, S.S.H. Wijayasuriya, J.P. McGeehan et G.H. Norton, "Rake decorre- lating receiver for DS-CDMA mobile radio networks", Electronics Letters, Vol. 29, n 4, pages 395-396, 18 février 1993; et S.S.H. Wijayasuriya, J. P. McGeehan et G.H. Norton, "RAKE decorrelation as an alternative to rapid power control in DS-CDMA mobile radio, "43rd IEEE Vehicular Technology Conference, Secaucus, NJ, pages 368- 371, 18-20 mai 1993. Dans ces articles, une décorrélation est appliquée pour décorréler des rayons multiples de chaque signal. Cependant, ces rayons sont combinés de façon non cohérente. Il n'y a donc pas d'estimation du canal et les performances sont limitées à celles de procédés non cohérents. De plus, Zvonar et Brady ont proposé à la fois une estimation de séquence à vraisemblance maximale (ou MLSE pour "Maximum Likelihood Sequence Estimation") et un récepteur à décorrélation, pour la démodulation conjointe en présence de chemins multiples. Pour le récepteur MLSE, on se référera à l'article de Z. Zvonar et D. Brady, "Optimum detection in asynchronous multiple-access multipath Rayleigh fading", Twenty-sixth Annual Conf. on Information Sciences and Systems, Princeton University, mars 1992. Dans ce récepteur, des corrélations avec la séquence de signature complète sont effectuées aux instants d'arrivée des différents rayons. Ces corrélations sont combinées selon la technique RAKE pour donner un signal combiné pour chaque utilisateur, et ces signaux sont ensuite transmis à un algorithme de décision. Ceci a l'inconvénient qui consiste en ce que les signaux combinés dépendent de symboles transmis futurs aussi bien que de symboles transmis passés, ce qui augmente la complexité de l'algorithme de décision. Pour le récepteur à décorrélation, on se réfé- rera aux articles de Z. Zvonar et D. Brady, "Coherent and differentially coherent multiuser detectors for asynchro- nous CDMA frequency-selective channels", Milcom '92, San Diego, 11-14 octobre 1992; et de Z. Zvonar et D. Brady, "Suboptimum multiuser detector for synchronous CDMA frequency-selective Rayleigh fading channels", Communica- tion Theory Mini-Conference, Orlando, FL, 6-9 décembre 1992. Dans le premier article, la décorrélation est réali- sée en supposant un détecteur à "horizon infini", qui attaque un filtre à réponse impulsionnelle finie (ou FIR) matriciel, suivi par une batterie de filtres à réponse impulsionnelle infinie (ou IIR). Cette forme de réalisation a deux inconvénients: 1) le filtrage est non causal, ce qui fait que des valeurs de données futures sont exigées, et 2) l'effort exigé pour déterminer les coeffi- cients de filtres peut être notable, du fait qu'une inver- sion de matrice est exigée. Dans le second article, seuls des signaux synchrones sont envisagés, le brouillage intersymbole est négligé, et la décorrélation est effec- tuée sous la forme d'une inversion de matrice. Ceci a l'inconvénient de ne pas prendre en compte des signaux asynchrones et de ne pas prendre en compte le brouillage intersymbole. De plus, l'inversion de matrice peut être très coûteuse, en particulier lorsque le canal change au cours du temps. Enfin, ces deux articles ne séparent pas les effets de canal (qui peuvent varier au cours du temps), des effets de corrélation de la séquence de signa- ture (qui changent lorsque des signaux sont arrêtés ou de nouveaux signaux sont commencés). Ainsi, la demande croissante concernant des radiocommunications fait apparaître la nécessité d'optimi- ser les performances et la capacité de systèmes de télé- communication sans fil. La technologie AMRC peut procurer une capacité de système élevée. Pour maximiser la capacité AMRC dans un environnement de radiocommunication mobile, il est nécessaire de minimiser d'une manière efficace le brouillage par d'autres signaux, l'auto- brouillage et le brouillage intersymbole. Les approches existantes ne s'attaquent pas à tous ces problèmes. Un objectif de la présente invention est de démoduler d'une manière efficace un ensemble de signaux AMRC dans un environnement affecté par une dispersion temporelle par chemins multiples. Un premier mode de réalisation de la présente invention, donné à titre d'exemple, que l'on appelle démodulation conjointe par estimation de séquence à vraisemblance maximale, ou MLSE, détermine les séquences de bits transmises les plus vraisemblables sur la base de la réception d'un ensemble de signaux AMRC et d'échos de ces signaux. Un second mode de réalisation donné à titre d'exemple, que l'on appelle démodulation par décorrélation en présence de chemins multiples, décorrèle un ensemble de rayons de signal AMRC pour déterminer la séquence de bits transmise. Un troisiè- me mode de réalisation, que l'on appelle démodulation conjointe pseudoMLSE en présence de chemins multiples, applique la technique MLSE à des corrélations du signal reçu avec un ensemble de signaux AMRC. Les trois modes de réalisation donnés à titre d'exemple peuvent tous être adaptés à la démodulation d'un seul signal ou à la démodu- lation de signaux multiples sans réjection du brouillage intersymbole. Contrairement au récepteur RAKE classique qui travaille sur un signal AMRC à la fois, des modes de réalisation de la présente invention donnés à titre d'exemples peuvent démoduler conjointement un ensemble de signaux AMRC. De plus, la connaissance de la fonction d'autocorrélation du signal AMRC est exploitée pour améliorer les performances, et le chevauchement d'un symbole transmis avec le suivant est pris en compte. Contrairement à la démodulation conjointe en l'absence de chemins multiples, des modes de réalisation de la présente invention donnés à titre d'exemples tirent parti des images de signal multiples qui sont créées par un canal à chemins multiples. En outre, des modes de réalisation de la présente invention donnés à titre d'exemples exploitent la connaissance de fonctions d'auto- corrélation du signal et de valeurs d'intercorrélation du signal pour divers décalages. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre des modes de réalisation, donnés à titre d'exemples non limitatifs. La suite de la descrip- tion se réfère aux dessins annexés dans lesquels: La figure 1 est un schéma synoptique illustrant un récepteur RAKE classique; La figure 2 est un schéma synoptique représen- tant de façon plus détaillée le corrélateur de la figure 1; La figure 3 illustre un système classique pour la démodulation conjointe de signaux AMRC; La figure 4 est un schéma synoptique qui illus- tre un algorithme de décision classique pour le récepteur à décorrélation; La figure 5 montre des exemples de signaux reçus qui sont utilisés pour illustrer la présente invention; La figure 6 est un schéma synoptique d'un exemple de récepteur employant la démodulation conjointe MLSE en présence de chemins multiples, conforme à la présente invention; La figure 7 est un schéma synoptique d'un exemple de corrélateur partiel programmable; La figure 8 est un schéma synoptique d'un récep- teur conforme à un autre mode de réalisation donné à titre d'exemple, utilisant la démodulation conjointe MLSE en présence de chemins multiples, en négligeant le brouillage intersymbole; La figure 9 est un schéma synoptique qui illus- tre un exemple de mode de réalisation de la présente invention utilisant la démodulation avec décorrélation en présence de dispersion temporelle par chemins multiples; La figure 10 est un organigramme qui illustre la décorrélation en présence de chemins multiples; et La figure 11 est un schéma synoptique d'un exemple de récepteur employant la démodulation pseudo-MLSE en présence de dispersion par chemins multiples, conforme à la présente invention. Dans la description qui suit, on présente des détails spécifiques de modes de réalisation donnés à titre d'exemples, comme des circuits particuliers, des compo- sants de circuits, des techniques, etc., dans un but d'explication et non de limitation, pour permettre une compréhension approfondie de l'invention. Il apparaîtra cependant clairement à l'homme de l'art que la présente invention peut être mise en oeuvre dans d'autres modes de réalisation qui s'écartent de ces détails spécifiques. Dans d'autres cas, des descriptions détaillées de procé- dés, de dispositifs et de circuits bien connus sont omises de façon à ne pas obscurcir la description de la présente invention par des détails inutiles. En outre, bien que la description qui suit soit présentée dans le contexte de systèmes de télécommunications cellulaires faisant inter- venir des radiotéléphones portables ou mobiles et/ou des réseaux de télécommunicationsde type personnel, l'homme de l'art notera que la présente invention peut être appliquée à d'autres applications de télécommunications. Outre le fait qu'elle est applicable à des signaux AMRC multiples ou uniques présentés à un récep- teur, la présente invention peut être appliquée à des sous-ensembles particuliers des signaux AMRC qui sont présentés au récepteur. Par exemple, il est possible d'appliquer la présente invention pour la démodulation conjointe de deux signaux, c'est-à-dire une transmission désirée et un signal pilote. Selon une variante, le signal désiré et un ensemble de signaux pilotes peuvent être démodulés conjointement, dans une situation dans laquelle certains seulement des signaux pilotes qui sont inclus sont destinés à aider à la démodulation du signal désiré. Un premier mode de réalisation de la présente invention donné à titre d'exemple est appelé ici démodula- tion conjointe MLSE en présence de chemins multiples. Conformément à ce mode de réalisation donné à titre d'exemple, on détermine les séquences de symboles d'infor- mation les plus vraisemblables pour un ensemble de signaux AMRC. Le principe de base est le suivant. On suppose qu'une connaissance de coefficients de prises de canal est disponible pour chaque rayon de chaque signal AMRC, d'après des étapes de démodulation passées. Dans ces conditions, pour un ensemble particulier de valeurs de symboles d'information hypothétiques, on peut construire un signal reçu hypothétique. La différence entre le signal reçu réel et le signal hypothétique est un signal résiduel qui, lorsque l'hypothèse est correcte, est le signal de bruit. L'hypothèse qui prédit le mieux le signal reçu minimisera l'énergie dans ce signal résiduel. Par consé- quent, l'approche consiste à trouver l'ensemble de séquen- ces de symboles d'information qui minimise l'énergie dans le signal résiduel. On peut exprimer ceci de manière concise sous forme mathématique. On suppose qu'il existe un groupe de signaux AMRC xi, le terme i étant l'index de signal. On suppose que chaque signal traverse un canal équivalent en bande de base ayant une réponse impulsionnelle Hi(t) qui est donnée par la relation: hi(t) = c,(m) à (t-m T,) dans laquelle Tc est la période de bribe, Ci(m) sont les coefficients de prises de canal et &(t) est la fonction delta de Dirac qui est différente de zéro lorsque t = 0. Les coefficients de prises de canal peuvent inclure les effets des opérations de filtrage de l'émetteur et du récepteur. Lorsqu'on utilise une modélisation de canal en bande de base complexe, comme décrit par exemple dans l'ouvrage de J.G. Proakis, Digital Communications, seconde édition, New York: McGraw-Hill, 1989, les valeurs ci(m) sont des nombres complexes. Le signal reçu, échantillonné une fois par bribe, est donné par la relation: R(k) = E b,(n) ó c,(m) x,(k-m-nN) + n(k) dans laquelle n(k) désigne la séquence de bruit, bi(n) désigne la séquence de symboles d'information pour le signal i et xi(k) désigne la séquence de signature pour le signal i, c'est-à-dire que xi(k) est différent de zéro pour k = 0... N-1, en désignant par N la longueur de la séquence. Le symbole d'information peut être binaire (+1), quaternaire (+1, +j), ou avoir une certaine autre forme "M-aire". De plus, il est possible d'enregistrer de l'information en se basant sur la manière selon laquelle le symbole d'information change d'une période de symbole à la suivante, en utilisant une modulation différentielle. On suppose que le récepteur connaît les séquen- ces de signature x i(k) et peut estimer les coefficients de prises de canal ci(m). On désigne par bih(n) une séquence de données d'information hypothétique pour le signal i. Pour un ensemble hypothétique particulier de séquences de données d'information, Bh = [b0o,h(n), bl,h(n)..., le signal hypothétique reçu est donné par: Rh(k) = b,"(n) Ec"(m) x,(k-m-nN) i X m Le signal résiduel est le signal de différence R(k) - Rh(k). L'énergie dans le signal résiduel est donnée par: j k = I R(k) Rh(k) 12 Par conséquent, pour optimiser la démodulation, il est souhaitable de trouver l'ensemble de séquences d'informa- tion qui minimise la métrique standard totale J. Il convient de noter que les valeurs de prises de canal ci(m) peuvent varier au cours du temps, c'est-à- dire qu'elles peuvent varier lentement avec k. Ainsi, d'un point de vue strict, ci(m) devrait être remplacé par ci(m,k). Cependant, on suppose que cette variation est suffisamment lente pour être suivie par un algorithme de suivi de canal. Du fait que les échantillons de données arrivent séquentiellement, les données reçues sont traitées en blocs, chaque bloc contenant une image entière du rayon de signal qui arrive en premier. Par conséquent, le nième bloc de données reçu est seulement affecté par les valeurs de bits d'information allant jusqu'à l'index de séquence de bits n inclus (les valeurs de bits pour les index n+l, n+2... n'ont pas d'influence sur ces données). La figure montre un exemple de ceci. Le premier signal, c'est-àdire le signal 0, a le rayon qui arrive en premier, avec le coefficient de canal c0(0). Un écho retardé de 2 pério- des de bribe est également présent, avec le coefficient de canal c0(2). Un second signal a deux rayons avec des retards relatifs 1 et 2 et des coefficients de canal respectifs c1(1) et c1(2). Enfin, un troisième signal a un seul rayon avec le plus grand retard possible N-1. Si le retard était augmenté jusqu'à N, alors l'index de séquence de bits d'information n serait incrémenté d'une manière telle que le retard relatif serait en fait 0. L'algorithme de Viterbi consiste à actualiser des états passés, correspondant à des valeurs de symboles d'information hypothétiques à la période de bit n-1 {b0(n-1), bl(n-1),...}, pour donner des états courants, correspondant à des valeurs de symboles d'information hypothétiques à la période de bit n fb0(n), b1(n),.... Ceci suppose que l'étalement du retard de la dispersion temporelle par chemins multiples est inférieur à une période de symbole, et on considérera à titre d'illustra- tion que cette condition est établie. Si ce n'est pas le cas, les états passés dépendraient alors également des périodes de bit n-2, n-3.... Pour chaque état courant, l'algorithme de Viterbi considère des états précédents possibles. Pour chaque possibilité, une métrique candidate est formée, et elle est constituée par la métrique accumulée de l'état précédent, plus la variation de métrique, ou métrique "delta", correspondant à l'hypothèse sur les états précé- dent et courant. La métrique candidate qui est la plus petite ou la plus grande, selon la façon de laquelle la métrique est définie, devient la métrique accumulée pour l'état courant. De plus, l'état précédent qui a conduit à cette nouvelle métrique accumulée devient l'état prédéces- seur de cet état courant. De cette manière, des états courants sont liés à des états passés. A un certain point, on détermine l'état courant ayant la meilleure métrique, et on utilise la chaîne d'états prédécesseurs pour déter- miner les meilleures séquences de bits hypothétiques. En substituant l'expression de Rh(k) dans l'expression de J, on obtient des exemples d'opérations de récepteur pour la démodulation conjointe MLSE en présence de chemins multiples. Comme on l'a envisagé ci-dessus, ces opérations de récepteur peuvent être groupées en opéra- tions sur des blocs de données. Sans autre simplification, des estimations de prises de canal et des valeurs de bits hypothétiques seraient utilisées pour générer des valeurs Rh(k) reçues hypothétiques sur un bloc de données reçues R(k). L'expression pour J, évaluée sur le bloc de données, donnerait naissance à une métrique de bloc ou "delta". On peut exprimer les opérations sur des blocs de données en termes de fonctions de corrélation apériodiques généralisées. La corrélation apériodique standard de la séquence a(k) avec b(k), est donnée par: N-I m Ni a(J) b-m+M); O 'a m N-1 Jo-O C.,(m) = da.b') =a(i-m) b'(J); -(N-1) N le symbole * désignant le conjugué complexe. Pour certains des termes, la sommation sur j doit être tronquée. Pour ces termes, on utilise une corrélation apériodique générale: L aO]) b'('+m);0 m s N- 1 J-= C.1(m,s9) = E a(i-m) b(1); -(N-1) *dans lequel s = O et f = N-1-ImI. La métrique de bloc ou "delta" résultante est donnée par: J(bloc n) = Ir(k) 12 t - 2 Re [ ci (m) [bia(n-1) C,.,(N-m) + bJ,.(n) C,.(-m)]] +E C.( ) I ci(m) 1 a +2 Re [ c(m)) ci(p) [C,(-(p-m)) + b,.(n-1) b,,(n) C,(N-(p-m))] P>m + 2 Re [ ci(m) cj (P) avec K = bI,"(n-1) bZ,(n-1) C"^g (m -p,N-q,N- 1- X m -p l) +b,""(n-1) b,"(n) C,,,(-(N-(m- p))) +b,,"(n) b,,(n-1) C",(N-(p-m)) +b,,,(n) b,,"(n) Ca(m-p.O.N-l-q) q = max ip,m3 et r(k) est le bloc de données R(nN) à R(nN + N-1) Lorsque la métrique "delta" est additionnée à la métrique accumulée précédente, l'étape suivante consiste à trouver l'hypothèse qui minimise la nouvelle métrique accumulée pour chaque nouvel état. On peut simplifier la métrique "delta" en négligeant les termes communs à toutes les hypothèses. En prenant l'inverse logique de la métrique restante, on obtient la métrique "delta" suivante dont la somme doit être maximisée: J'(bloc n)=B-C avec B = 2 Re >3,,c. (m) [b1,>(n-1) C, K(N-m) + b,.h(n) ppm L i ^J> + 2Re FS Sc()C le terme K étant donné ci-dessus. On observe que le terme B est une fonction de corrélations apériodiques des données reçues avec les séquences de signature connues, tandis que le terme C n'est pas une fonction des données. De plus, la métrique ne dépend pas de valeurs de symboles d'information futures, telles que bih(n+l). Ceci a l'avantage d'une complexité réduite, du fait que le nombre d'états dans l'algorithme de Viterbi est réduit. La figure 6 montre un exemple de récepteur fonctionnant conformément à ce qui précède. Un récepteur RF 600 reçoit un ensemble de signaux AMRC en présence de chemins multiples. Le récepteur filtre le signal composite et lui applique un changement de fréquence pour le faire passer en bande de base, en utilisant par exemple des fonctions cosinus et sinus, ce qui donne des données échantillonnées complexes. La numérisation des signaux reçus peut être accomplie par exemple en utilisant un traitement de signal log-polaire qui est décrit dans le brevet des E.U.A. N 5 048 059, délivré à Paul W. Dent et intitulé "Log- Polar Signal Processing", lequel brevet est incorporé ici à titre de référence. Ces échantillons de données sont émis vers un ensemble de corrélateurs partiels programmables (ou CPP) 601, qui calculent des corrélations apériodiques des données avec les séquences de signature. Chaque corrélateur partiel programmable effectue la corrélation avec une séquence de signature différente. Pour chaque retard m, par rapport à l'arrivée du rayon le plus précoce, le corrélateur partiel program- mable calcule deux corrélations apériodiques: Crx (N-m) r,x. i et Crx (-m). Une unité de commande temporelle 602 comman- rv,x de l'assemblage des données en blocs dans le corrélateur partiel programmable (les lignes de commande dirigées vers les corrélateurs partiels programmables ne sont pas repré- sentées). Les fonctions de transmission sélective 603 déterminent quelles sont les valeurs, parmi les multiples corrélations apériodiques, qui sont transmises, à raison de deux par décalage, vers des demi- multiplieurs complexes (ou DMC) 604, qui calculent la partie réelle du produit complexe des corrélations complexes avec les conjugués des estimations de prises de canal complexes, qui sont fournies par l'unité de suivi de canal 605. Ces produits réels sont ensuite transmis au processeur de Viterbi 606, qui utilise cette information pour calculer des métriques "delta" pour diverses hypothèses, et pour déterminer des métriques accumulées pour le nouvel état. Les fonctions de transmission sélective 603 sont commandées par l'unité de commande temporelle 602. L'unité de suivi de canal 605 reçoit des valeurs de corrélation provenant des corréla- teurs partiels programmables 601, ainsi qu'une information temporelle provenant de l'unité de commande temporelle 602, lui permettant de suivre un canal qui varie dans le temps. Le processeur de Viterbi 606 exploite également la connaissance des fonctions d'autocorrélation et d'intercorrélation apériodiques des divers signaux. Le processeur de Viterbi 606 fournit finalement des estima- tions de séquences de symboles d'information de tous les signaux AMRC. La manière selon laquelle une information souple peut également être extraite du processeur de Viterbi est bien connue de l'homme de l'art. Une informa- tion souple implique qu'au lieu que des valeurs +1 soient émises vers un décodeur convolutif, par exemple, des valeurs +a(n) sont émises et ces valeurs deviennent plus grandes lorsque le niveau de confiance relatif à ces valeurs augmente. On peut utiliser cette information souple pour améliorer les performances du décodeur. Le calcul de l'information souple peut également exiger le calcul de l'énergie dans le bloc de données reçues et le transfert de cette valeur au processeur de Viterbi. La figure 7 montre un exemple de réalisation du corrélateur partiel programmable (ou CPP). Les échantil- lons de bribes complexes provenant du récepteur RF sont émis vers l'un de deux tampons à prises internes 700. L'unité de commande temporelle, portant la référence 602 sur la figure 6, détermine celle des deux lignes à retard à prises qui est remplie au moment présent, en émettant un signal vers le commutateur de données 707. De cette manière, un bloc de données est traité pendant que le bloc suivant est introduit. Le multiplexeur 502 transmet des valeurs provenant du tampon à prises interne qui est plein, c'est-à-dire prêt à être traité. Il existe égale- ment un registre à décalage circulaire à prises 701, qui enregistre la séquence de signature connue ou son conjugué complexe. Une fois qu'un bloc est disponible, c'est-à-dire que l'un des tampons à prises est rempli, les corrélations apériodiques peuvent être calculées. Elles sont calculées par paires, à raison d'une paire pour chaque décalage du registre à décalage circulaire 701. Pour chaque décalage, c'est-à-dire 0, 1, 2, etc., le multiplexeur 702 fournit des échantillons de bribes, qui sont multipliés par des valeurs du registre à décalage circulaire 701 en utilisant des multiplieurs complexes (ou MC) 703. Pour le décalage m, les m produits le plus à gauche sont émis vers le premier dispositif de sommation 704, qui fait la somme de ceux-ci pour produire la corrélation apériodique crx (N-m). Les r,x. i produits restants sont émis vers le second dispositif de sommation 705, qui fait la somme de ceux-ci pour produire Crx (-m). La décision concernant les produits à émettre vers les différents dispositifs de sommation est commandée par l'unité de commutation 706. Les corrélations partiel- les ou apériodiques sont émises vers des fonctions de transmission sélective 603, comme représenté sur la figure 6. Une fois que ces deux corrélations partielles ont été calculées, le registre à décalage circulaire 701 est décalé d'un décalage supplémentaire vers la droite, et des corrélations partielles supplémentaires sont calculées. Cette description fournit simplement un exemple de la manière selon laquelle on peut réaliser la fonction de corrélateur partiel programmable. L'homme de l'art notera aisément que l'on peut utiliser d'autres formes de réalisation. L'homme de l'art connaît également un certain nombre de procédés de suivi de canal que l'on peut employer dans l'unité de suivi de canal 605, mais on donnera ici un exemple pour que la description soit complète. Dans le procédé de Viterbi, on peut utiliser un retard de décision d'actualisation (updd) pour prendre une décision concernant certaines valeurs passées de symboles transmis, à l'instant n' = n-updd, uniquement pour la fonction de suivi de canal. Lorsque ces valeurs sont déterminées, on peut construire un signal d'erreur qui est simplement la différence entre les données de réception et ce que les valeurs de symboles déterminées et des coeffi- cients de prises de canal estimés prédiraient. Ce signal d'erreur peut être utilisé par des filtres adaptatifs de type standard pour améliorer les estimations de coeffi- cients de prises de canal. Si nécessaire, on peut utiliser une structure prédictive pour compenser le retard qui est introduit par le retard de décision d'actualisation. Il apparaîtra à l'homme de l'art qu'en omettant certains de ces calculs, ou en y introduisant des approxi- mations, on peut obtenir un récepteur ayant une moindre complexité, avec une certaine dégradation des performan- ces. On va maintenant considérer deux de ces approxima- tions. Dans une première approximation envisagée à titre d'exemple, on néglige les effets de symboles adjacents, qui occasionnent un brouillage intersymbole. Ceci est une approximation relativement exacte si les retards m sont faibles par rapport à la longueur de séquence N. Dans ce cas, au lieu de deux corrélations partielles par rayon, le récepteur effectue une corréla- tion complète des données avec la séquence de signature par rayon, comme on le fait par exemple dans le récepteur RAKE classique. Cependant, contrairement au récepteur RAKE classique, des signaux AMRC multiples sont démodulés conjointement et les fonctions d'autocorrélation et d'intercorrélation des séquences de signature sont exploitées. Il en résulte que la fonction de coût J devient: J(bloc n) = 1 Ir(k)12 - E bi.^(n) 2 Re [E c, (m) Cr,,(-m,O,N-1)1 k 1"' i + E C1(O)É Ici(m)I2 + 2 Re c.(m) c, C C,,.(m-p p>1 P>m + bih(n) bj1(n) 2 Re [ c,(m) cj* () C1,(m-p)] I J J>i avec les notations suivantes: r(k) est maintenant le bloc de données R(nN) à R(nN + N + d - 1), et d = retard d'écho maximal par rapport à l'arrivée du rayon le plus précoce. Ici encore, en négligeant les termes communs à toutes les hypothèses et en appliquant une inversion logique à la métrique restante, on obtient la métrique suivante dont la somme doit être maximisée: J'(bloc n) = B - C avec B = S b,(n) Re [i c- (m) Cr",(-mON-1)] C = E Eb,,(n) b,,(n) Re C.(m) c (p) C (m-P)] i J> On note que le terme B est une fonction de corrélations des données reçues avec les séquences de signature connues, tandis que le terme C n'est pas une fonction des données. De plus, la métrique n'est pas une fonction de valeurs de bits d'information passées résultant d'une hypothèse. Par conséquent, un algorithme de Viterbi est inutile. A la place, on considère toutes les hypothèses de l'ensemble de valeurs de symboles d'information pour les différents signaux à l'instant de symbole n, et on déter- mine l'ensemble de valeurs de symboles qui maximise la métrique J'. La figure 8 montre un exemple de récepteur fonctionnant conformément à ces principes. Un récepteur RF 800 reçoit un ensemble de signaux AMRC en présence de chemins multiples. Le récepteur filtre et change la fréquence du signal composite pour le ramener en bande de base, en utilisant par exemple des fonctions cosinus et sinus, ce qui donne des données échantillonnées complexes. Ces échantillons de données sont émis vers un ensemble de corrélateurs 801 qui calculent des corrélations des données avec les séquences de signature. Chaque corréla- teur effectue une corrélation avec une séquence de signa- ture différente. L'unité de commande temporelle 802 indique aux fonctions de transmission sélective 803 les valeurs de corrélation qui doivent être traitées. Pour chaque signal AMRC, on traite une valeur de corrélation par rayon de signal. Les fonctions de transmission sélective 803 transmettent des valeurs de corrélation vers des demi- multiplieurs complexes (DMC) 804, qui calculent la partie réelle du produit de la valeur de corrélation avec une estimation de prise de canal, qui est fournie par l'unité de suivi de canal 805. Ces produits réels sont ensuite transmis au processeur de métrique 806, qui utilise cette information pour calculer des métriques pour diverses hypothèses de symboles d'information. L'unité de suivi de canal 805 reçoit des valeurs de corrélation provenant des corrélateurs 801, une infor- mation temporelle provenant de l'unité de commande tempo- relle 802 et une information de symboles détectés prove- nant du processeur de métrique 806. Ceci permet à l'unité de suivi de suivre un canal qui varie dans le temps. Le processeur de métrique 806 exploite également la connaissance des fonctions d'autocorrélation et d'intercorrélation apériodiques des divers signaux. Le processeur de métrique 806 fournit finalement des estima- tions de séquences de symboles d'information pour tous les signaux AMRC. L'homme de l'art sait également bien comment on peut procéder pour obtenir une information souple à partir du processeur de métrique. Le calcul d'une informa- tion souple peut exiger de calculer l'énergie dans le bloc de données reçues et de transmettre cette valeur au processeur de métrique. Un autre mode de réalisation donné à titre d'exemple utilise une simplification dans laquelle un seul signal AMRC, c'est-à-dire le signal désiré, est démodulé. Il s'agit d'un démodulateur travaillant sur un seul signal, mais on considère la fonction d'autocorrélation du signal et les effets du brouillage intersymbole, ce qui n'est pas le cas avec le récepteur RAKE classique. Comme précédemment, on utilise un algorithme de Viterbi pour trouver la séquence de symboles transmis qui est la plus vraisemblable. Du fait que l'on ne considère qu'un seul signal, on abandonne l'indice i. La métrique générale devient alors: J(bloc n) = r Ilk)l 12 - 2 Re [ c (m) [bh(n-1) C,,(N-m) + bn) C,h(-m)]] k + C"(O) Ic(m) 12 p> cm)(+(pM * 2 Re [Z Z c(m) C (p)[C1(p-)+ bh,(n-l)b,(n) P>M r(k) étant maintenant le bloc de données R(nN) à R(nN + N - 1). Lorsqu'on additionne la métrique "delta" à la métrique accumulée précédemment, le but est de minimiser la métri- que qui résulte de la sommation. Ici encore, en négligeant les termes communs à toutes les hypothèses, et en effectuant une inversion logique de la métrique restante, on obtient la métrique "delta" suivante dont la somme doit être maximisée: J'(bloc n) = B - C avec B = 2 Re [E c-(m) [bj(n-l) C" (N-m) + b"(n) C C = 2 Re [ c(m) c (p) [b&(n-1) bh(n) C,,(N-(p-m" On notera que le terme B est une fonction de corrélations apériodiques des données reçues avec la séquence de signature connue, tandis que le terme C n'est pas une fonction des données. Le récepteur résultant (non représenté) est similaire à celui qui est représenté sur la figure 6. Par exemple, au lieu d'un ensemble de chaînes de signal, il n'y aurait qu'une seule chaîne de signal, comprenant un seule corrélateur partiel programmable 601, une seule fonction de transmission sélective 603 et deux demi- multiplieurs complexes 604. Conformément à encore un autre mode de réalisa- tion de la présente invention donné à titre d'exemple, que l'on appelle ici démodulation avec décorrélation en présence de chemins multiples, on détermine de nouvelles valeurs de prises de canal et de nouvelles valeurs de symboles d'information pour un ensemble de signaux AMRC qui prédisent exactement des corrélations du signal reçu avec les conjugués des séquences de signature. Le principe de base consiste à écrire un ensemble d'équations qui contiennent des valeurs connues (valeurs d'autocorrélation et d'intercorrélation), des valeurs mesurées (corrélations des données reçues avec les séquences de signature), et des valeurs inconnues (valeurs de symboles d'information et nouveaux coefficients de prise de canal). Ensuite, on résout cet ensemble d'équations pour déterminer les nouveaux coefficients de prises de canal et les valeurs de symboles d'information détectées. Initialement, on mesure les corrélations de diverses parties des données reçues avec les conjugués des séquences de signature connues. Comme dans le récepteur RAKE, on effectue une corrélation sur la partie de données o on sait qu'un rayon d'un signal arrive. Cette corréla- tion mesurée est désignée par Qrx (d) et elle est définie de la façon suivante: P N-1 Q (d) - y R(d + k) un rayon donné avec un retard m0, on calculerait la corré- lation Qr,x (noN + m0) pour collecter l'énergie du rayon m0 pendant la période de bit no pour le signal p. On suppose que le signal reçu consiste en un ensemble de signaux, ayant chacun plusieurs rayons. Bien que ces signaux soient reçus en présence de bruit, le récepteur à décorrélation ne modélise pas le bruit. Par conséquent, cette approche envisagée à titre d'exemple est basée sur la modélisation de la séquence de données reçues sous la forme suivante: R(k) = b,(n) E c,(m)x,(k-m-nN) l mN dans laquelle bi(n) est le n-ième symbole d'information du i i-ième signal, ci(m) est le m-ième rayon ou coefficient de prise de canal du i-ième signal, et xi(k) est la séquence de signature du i-ième signal. En utilisant cette expression pour le signal reçu, on peut lier la mesure Qrx (nON + m0) à des valeurs p de bits, des coefficients de prises de canal et des valeurs de corrélation apériodique. Ceci donne: Q6(noN + m) =E a s C. (m- mo + (n -n)N) [b,(n) c,(m)] I Q Ceci procure une équation qui lie la mesure connue et des valeurs de corrélation apériodique connues à la quantité inconnue entre crochets. Ainsi, en principe, pour une période de bit donnée no, on peut corréler les données reçues avec différentes séquences de signature x p(k) à différents instants d'arrivée de rayons m0. Ceci conduit à un ensem- ble d'équations que l'on peut résoudre vis-à-vis des inconnues, désignées par yi(n,m), qui seront des estima- tions des produits bi(n)ci(m). Du fait que les prises de canal ne changent pas considérablement de symbole en symbole, une comparaison de la valeur de prise de canal précédente ou prédite avec la valeur yi(n,m) indiquera la valeur de symbole d'information. Des résultats obtenus à partir de prises de canal multiples peuvent être combinés d'une manière semblable à la configuration RAKE, pour donner l'information statistique de détection: z,(n) = y,(n,m)ci' (m),d que l'on peut utiliser pour former une valeur détectée bi(n)det. Par exemple, si les symboles d'information sont binaires, on a: bi(n)d, = sgn(Re{z1(n)}) Si on utilise une modulation différentielle, on peut former l'information statistique de détection différen- tielle suivante: z5 = z(n)'(n-1) Cependant, contrairement-au récepteur RAKE classique, un processus de décorrélation pour trouver le terme yi(n,m) est tout d'abord nécessaire. Du fait que m-m0, c'est-à-dire la différence entre les instants d'arrivée de rayons, est comprise dans la plage [-(N-1),N-1], et la corrélation apériodique est égale à zéro pour des décalages supérieurs à N-1 ou infé- rieurs à -(N-1), la sommation sur n peut être restreinte de façon à couvrir n0-1, no, et n0+l. Fondamentalement, une corrélation mesurée est seulement une fonction des symboles transmis courant, précédent et suivant. Ceci donne: J%1l Qr,. (nV + ma = E C,,,(m-mo + (n -n)N) yXn,m) i..%'1 m Du fait que l'équation contient des valeurs de symboles précédente, courante et suivante, et que le traitement est séquentiel dans le temps, il n'y a jamais suffisamment d'équations pour effectuer la résolution permettant d'obtenir les termes entre crochets. Autrement dit, les équations sont toutes liées à des équations passées et futures. Il existe cependant des techniques pour trouver des solutions approchées, comme par exemple celles qui sont envisagées dans le document de S.S.H. Wijayasuriya, G.H. Norton et J.P. McGeehan, "A near-far resistant sliding window décorrelating algorithm for multi-user detectors in DS-CDMA systems", Proc. Globecom '92, Orlando, FL, pages 1331-1338, décembre 1992. La figure 9 montre un exemple de récepteur fonctionnant conformément à ce qui précède. Un récepteur RF 900 reçoit un ensemble de signaux hertziens AMRC qui sont filtrés et soumis à un changement de fréquence en sens descendant pour donner des signaux en bande de base I et Q qui sont échantillonnés et numérisés pour fournir des valeurs de données reçues complexes. Ces valeurs sont appliquées à un ensemble de corrélateurs 901, chacun d'eux effectuant une corrélation avec une séquence de signature particulière. Le canal est supposé avoir une dispersion temporelle par chemins multiples, ce qui fait que plusieurs valeurs de corrélation sont conservées pour chaque symbole transmis. Celles qui sont sélectionnées pour l'utilisation dans la démodulation sont déterminées par l'unité de commande temporelle 902, qui applique des signaux aux fonctions de transmission sélective 903 pour transmettre une valeur une fois par rayon de signal et par période de symbole transmis. Du fait que les différents signaux AMRC ne sont pas alignés dans le temps, c'est-à- dire sont asynchrones, les portes ne se ferment pas néces- sairement en même temps. Les valeurs de corrélation sont transmises à une unité d'algorithme de décision 904, qui utilise cette information pour prendre une décision concernant les séquences de symboles transmis pour chaque canal AMRC. L'unité de suivi de canal 905 reçoit un ensem- ble de corrélations provenant de chaque corrélateur 901, et elle les utilise pour estimer et suivre les positions de rayons de signal et les valeurs de coefficients de prises de canal. Ce récepteur envisagé à titre d'exemple présente plusieurs avantages. Premièrement, il effectue une combi- naison cohérente des rayons décorrélés en utilisant la connaissance des prises de canal. Secondement, il ne nécessite pas un filtrage non causal. Troisièmement, il accepte des signaux asynchrones et prend en compte des brouillages intersymboles. Enfin, l'étape de décorrélation utilise des propriétés d'intercorrélation des signaux, tandis que l'étape de combinaison des rayons utilise des propriétés des canaux. Ces deux types de propriété sont donc maintenus séparés, ce qui permet d'adapter un type indépendamment de l'autre. La figure 10 montre un exemple de procédé qui peut être mis en oeuvre par l'unité de décision 904. A la case 1000, des valeurs de corrélation sont reçues à partir des fonctions de transmission sélective 903 et sont enre- gistrées. Ensuite, lorsqu'un nombre suffisant d'entre elles sont disponibles, les ensembles d'équations sont résolus pour une certaine période de bit n pour donner des valeurs yi(n,m), à la case 1002. La connaissance des coefficients de prises de canal qui sont reçus à partir de l'unité de suivi de canal 905 est utilisée pour détecter des symboles bi(n) à la case 1004, pour toutes les valeurs i (c'est-à-dire pour tous les signaux). Ceci implique une nouvelle mesure de coefficients de prises de canal, qui est effectuée à la case 1006 et dont les valeurs sont appliquées à l'unité de suivi de canal 905. L'homme de l'art connaît un certain nombre de procédés de suivi de canal que l'on peut employer dans l'unité de suivi de canal 905, mais on donnera ici un exemple pour que la description soit complète. Dans l'unité de décision, on effectue une résolution permettant d'obtenir les quantités yi(n,m). Une fois que les valeurs de symboles bi(n) ont été déterminées (ce qui peut exiger i un retard de décision), de nouvelles estimations pour les prises de canal ci(m) sont données par yi(n,m)/bi(n). Si on suppose que les valeurs bi(n) sont binaires, la division peut être remplacée par une multiplication. On peut donc utiliser un simple filtre de lissage exponentiel pour faire la moyenne de la nouvelle estimation avec des estimations précédentes. On peut appliquer des techniques de blanchisse- ment de bruit pour décorréler des valeurs de rayon associées à un signal particulier. Des techniques pour le blanchissement du bruit sont décrites dans le document de Z. Zvonar et D. Brady, "Suboptimum multiuser detector for synchronous CDMA frequency-selective Rayleigh fading channels", Communication Theory Mini-Conference, Orlando, FL, 6-9 décembre 1992, intégré ici à titre de référence. Ainsi, dans l'unité de décision 904, on peut faire passer à travers un psss Cd blanchissement de bruit les quantités yi(n,m) associées à un i particulier (c'est-à-dire un utilisateur particulier) et à un n particulier (c'est-à-dire une période de symbole particulière), avant le processus de combinaison qui serait modifié de façon correspondante. De plus, on peut appliquer des techniques d'estimation de carré moyen minimal pour améliorer éventuellement le processus de décorrélation. Un exemple de ceci, sans dispersion temporelle par chemins multiples, est donné dans l'article de Z. Xie, R.T. Short et C.K. Rushforth, "A family of suboptimum detectors for coherent multiuser communications", IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 8, pages 683-690, mais 1990. Avec une dispersion temporelle par chemins multiples, on peut utiliser cette technique en additionnant une valeur proportionnelle à la puissance de bruit aux termes Cx x (m-m0 + (n-no0)N) pour lesquels m = m0, n = no et i p i = p, c'est-à-dire en additionnant une valeur à l'un des termes de corrélation dans chaque équation. Ceci suppose que le bruit est du bruit blanc, ayant un spectre plat. Si ce n'est pas le cas, on peut additionner des valeurs à d'autres termes pour tenir compte du fait que le bruit est corrélé. D'une manière similaire à celle envisagée en relation avec le premier mode de réalisation donné à titre d'exemple, il apparaîtra à l'homme de l'art qu'en omettant certains de ces calculs, ou en les réalisant de manière approchée, on peut obtenir un récepteur moins complexe, avec une certaine dégradation des performances. On va maintenant considérer trois de ces approximations. Ici encore, on peut négliger dans certains cas les effets de symboles adjacents, qui occasionnent un brouillage intersymbole. Ceci procure une approximation relativement bonne si les retards m sont faibles vis-à- vis de la longueur de séquence N. Dans ce cas, des mesures effectuées pour le n0-ième symbole transmis donnent un nombre d'équations suffisant pour effectuer la résolution permettant d'obtenir les n 0-ièmes bits transmis pour les signaux AMRC multiples. Chaque équation est de la forme: Qr.,(fnp. m) = X C c(m-m0 y,(n,,m) dans laquelle yi(n0,m) sont les inconnues vis-à-vis desquelles la résolution doit être effectuée et qui donnent des estimations de bi(n0)ci(m). Ainsi, pour un no0 donné, on peut effectuer la résolution permettant d'obte- nir les symboles bi(n0) en résolvant un ensemble d'équa- tions vis-à-vis des inconnues yi(n0,m), et en utilisant ensuite l'information statistique de détection: z,(nO) = y, (no,m)c,' (m),,d Un exemple de récepteur pour accomplir cette procédure pourrait avoir une structure similaire à celle de la figure 9. Dans une seconde approximation, au lieu de négliger le brouillage intersymbole, on néglige d'autres signaux AMRC. Ceci donne un détecteur pour un seul signal. La structure pour un exemple de récepteur fonctionnant de cette manière est similaire à celle de la figure 9, à l'exception, par exemple, du fait qu'il n'y a qu'un seul corrélateur 901 et une seule fonction de transmission sélective 903. Les équations à résoudre sont de la forme: Q, ,(ngN + mi) = (n -n0)N y.(n,m) dans laquelle les inconnues-vis-à-vis desquelles la résolution doit être effeb.esatz yp(n,m), donnant des estima- tions de bp(n) et c (m). Enfin, en utilisant ensemble les première et seconde approximations, on obtient une troisième approxi- mation. Il s'agit d'un détecteur pour un seul signal qui néglige le brouillage intersymbole. Il en résulte que l'on peut écrire un ensemble d'équations de décorrélation que l'on peut résoudre pour obtenir le bit d'information à la période de bit nO. Il y a une équation pour chaque rayon de signal de la forme: Q, (noN + m) =: C, (m-m0 y,(nom) On utilise cet ensemble d'équations pour effectuer une résolution donnant yp(nom) pour différents rayons m. Comme précédemment, l'information statistique détectée est ensuite formée de la façon suivante: z,(n) = > y(n0,m)c (m)p Encore un autre mode de réalisation de la présente invention, donné à titre d'exemple, est appelé ici démodulation pseudo-MLSE en présence de chemins multiples. Conformément à ce mode de réalisation, on détermine les séquences de bits d'information les plus vraisemblables pour un ensemble de signaux AMRC, en suppo- sant que les données fournies sont des valeurs de corréla- tion bruyantes. Du fait qu'en réalité du bruit est ajouté avant la corrélation, la technique pseudo-MLSE ne peut pas fonctionner aussi bien que la technique MLSE. Cependant, la technique pseudo-MLSE peut être plus facile à mettre en oeuvre. Le principe de base est le suivant. On suppose qu'une connaissance de coefficients de prises de canal est disponible pour chaque rayon de chaque signal AMRC, d'après des étapes de démodulation passées. On peut alors construire des valeurs de corrélation hypothétiques pour un ensemble particulier de valeurs de symboles d'informa- tion hypothétiques. La différence entre les valeurs de corrélation mesurées et les valeurs hypothétiques est un signal résiduel qui, lorsque l'hypothèse est correcte, est un type de signal de bruit. L'hypothèse qui prédit le mieux les corrélations minimisera l'énergie dans ce signal résiduel. La technique consiste donc à trouver l'ensemble de séquences de symboles d'information qui minimise l'énergie dans le signal résiduel. Les corrélations correspondant à des rayons de signal sont les "données" qui sont supposées être corrom- pues par du bruit gaussien blanc additif. Elles sont modélisées sous la forme: Q,.(nN + m) = z(nN+m) + C."(m-mo + (n-no)N ci(m) bXn) dans laquelle les termes z(n0N + m0) sont supposés être des échantillons de bruit. Le but est de trouver les valeurs de symboles d'information qui minimisent l'énergie totale dans le processus z(t). Contrairement au récepteur à décorrélation décrit précédemment, les coefficients de prises de canal font maintenant partie des quantités "connues", ce qui laisse seulement les valeurs de bits pour les quantités "inconnues" Pour une période de symbole donnée, no, on effectue des corrélations sur chaque rayon de signal. Fondamentalement, n0 est fixé, et on utilise différentes valeurs de m0 et p pour effectuer des mesures donnant Qrxp(n0N + m0). Conformément à l'expression ci-dessus, les résultats de ces mesures dépendent de valeurs de symboles pendant les périodes de bit n0-1, n0 et n0+l. Ainsi, on suppose que l'on fait des hypothèses concernant des valeurs de symbole pour des périodes de symbole n0-1, n0 et n0+1. Dans ces conditions, pour chaque hypothèse, on peut obtenir une estimation de l'échantillon de bruit par la relation: E'.' ú(n0N. m0 = Q,4(no*m0 - p C.(m-mo * (n-n0)N) c1(m) bXn) L'étape suivante consiste à trouver l'ensemble d'hypothè- ses cohérentes qui minimise l'énergie dans la séquence de bruit estimée. Comme avec la technique MLSE, on peut appliquer l'algorithme de Viterbi. Pour des mesures effectuées pendant la période de symbole no, les états précédents seraient toutes les possibilités de tb0(nO-1), b0(n0), b1(n01), b1(n0),....t. Les états courants seraient toutes les possibilités de {b0(n0), b0(n0+1), b1(n0), b1(n0+1),....} Par conséquent, une transition d'un état précédent à un état courant correspond à une hypothèse tb0(n0-1), b0(n0), b0(n0+1), b1(n0-1), b1(n0), b1(n0+1), Seules les transitions cohérentes, pour lesquelles bi (n0) est le même dans l'état précédent et dans l'état courant, seront prises en considération. Pour chaque hypothèse, les métriques candidates pour l'état courant seront les sommes de la métrique de l'état précédent et de la métrique "delta" correspondante qui est donnée par la relation E I Q6(n0N + mr)- E E C.,(m-mo + (n-nN) cXm) b,(n) 12 dans laquelle la sommation sur m0 est effectuée sur les valeurs pour lesquelles le signal p a un rayon. L'objectif pour cette métrique est de minimiser la métrique totale. On peut observerque l'on peut réarranger les termes pour donner: Q,.. (ngN+m,. Jh(nO) = Ét | Q (n0N + ma) - à bj,W(n) S1,(n0,n,m0) l2 avec Sj,(nO,n,m) = 3 C,,(m-mo + (n-n)N) cXm) Il faut noter que la sommation sur m0 ne doit pas nécessairement couvrir tous les rayons, comme c'est le cas pour la sommation sur m. Ceci correspond à l'utilisa- tion d'un plus petit nombre de mesures. Comme avec la technique MLSE, on peut développer la métrique et on peut abandonner les termes communs à toutes les hypothèses. Ceci conduit à la métrique "delta" suivante, dont la métrique totale doit être maximisée: J'((n) =Y j 2 Re [ Q,,(nfN + m) U',(no,mo)] - I U,(no,m) 12 avec Uo,,(no,m0) =. ô b,(n) S",(non,m0) La figure 11 montre un schéma synoptique d'un exemple de récepteur fonctionnant conformément aux princi- pes précédents. Un récepteur RF 1100 reçoit un ensemble de signaux hertziens AMRC qui sont filtrés et soumis à un changement de fréquence en sens descendant, pour donner des signaux I et Q en bande de base, qui sont échantillon- nés et quantifiés pour fournir des valeurs de données reçues complexes. Ces valeurs sont appliquées à un ensem- ble de corrélateurs 1101, chacun d'eux effectuant une corrélation avec une séquence de signature particulière. Le canal est supposé avoir une dispersion temporelle par chemins multiples, ce qui fait que l'on conserve un ensemble de valeurs de corrélation par symbole transmis. Les valeurs qui sont sélectionnées pour l'utilisation dans la démodulation sont déterminées par l'unité de commande temporelle 1102, qui applique des signaux aux fonctions de transmission sélective 1103 pour transmettre une valeur par période de symbole transmis. Du fait que les diffé- rents signaux AMRC ne sont pas alignés dans le temps, c'est-à-dire sont asynchrones, les portes ne se ferment pas nécessairement au même moment. Les valeurs de corréla- tion sont transmises à une unité de Viterbi 1104, qui utilise cette information pour prendre des décisions concernant les séquences de symboles transmis de chaque canal AMRC. L'unité de suivi de canal 1105 reçoit un ensemble de corrélations provenant de chaque corrélateur 1101, et elle les utilise pour estimer et suivre des positions de rayons de signal et des valeurs de coeffi- cients de prises de canal. L'homme de l'art connaît un certain nombre de procédés de suivi de canal que l'on peut employer dans l'unité de suivi de canal 1105, mais on donnera ici un exemple pour que la description soit complète. Dans l'algorithme de Viterbi, on peut utiliser une profondeur de décision d'actualisation pour prendre une décision concernant certaines valeurs de symboles transmis passées à la période n', uniquement pour la fonction de suivi de canal. Une fois que ces valeurs ont été déterminées, on peut construire un signal d'erreur qui est simplement la différence entre les données reçues et ce que les valeurs de symboles déterminées et les coefficients de prises de canal estimés prédiraient. Ce signal d'erreur peut être utilisé par des filtres adaptatifs de type standard pour améliorer les estimations de coefficients de prises de canal. Si nécessaire, on peut utiliser une structure prédictive pour compenser le retard qui est introduit par la profondeur de décision d'actualisation. Comme mentionné précédemment en relation avec les autres modes de réalisation donnés à titre d'exemples, il apparaîtra à l'homme de l'art qu'en omettant certains de ces calculs, ou en y introduisant des approximations, on peut obtenir un récepteur moins complexe, avec une certaine dégradation des performances. On va maintenant considérer trois de ces approximations. Dans la première approximation, on néglige les effets de symboles adjacents, qui occasionnent un brouil- lage intersymbole. Ceci est une approximation relativement exacte si les retards m sont faibles vis-a-vis de la longueur de séquence N. Dans ce cas, des mesures effec- tuées pour le n-ième symbole transmis peuvent être utilisées directement pour déterminer les valeurs de bits de la n0-ième période de symbole; aucun treillis de Viterbi n'est nécessaire. Pour chaque hypothèse de symbole à la période de symbole n0, les symboles détectés sont ceux qui maximisent la métrique suivante: h(nO) =E Y 2 Re [ Q.,(noN + m) U'.,, (nomO)] - UI(nom) 12 P m, avec UM,(nOmO)m = bi,(nO Si,(no,nom) S,(no.no.mo) = x C",(m-m0) c(m) La structure est la même que sur lafigure 11il avec pour seule différence le fait que le processeur de Viterbi 1104 est remplacé par un processeur de métrique. Le processeur de métrique calcule J'h(nO) pour chaque hypothèse possible de tbo(n0), b1(n0),... Il détermine ensuite l'hypothèse qui donne la plus grande valeur pour J'h(n0). Cette hypothèse donne les valeurs de symboles d'information détectées. Pour la seconde approximation, au lieu de négliger le brouillage intersymbole, on néglige d'autres signaux AMRC. Ceci donne un détecteur d'un seul signal, pour le signal p. La forme est similaire à celle de la figure 11, à l'exception du fait qu'il n'y a qu'un seul corrélateur 1101 et une seule fonction de transmission sélective 1103. Le processeur de Viterbi a des états précédents associés avec {bp(n0-1), bp(n0)}. Les états courants sont toutes les possibilités de fbp(no), bp(n0+1)J. Par conséquent, une transition d'un état précédent à un état courant correspond à une hypothèse tbp(n0-1), bp(n0), bp(n0+l)}. La métrique "delta" est donnée par: J'h(nO) = 2 Re [ Q,"(no + m'U. O] - |Ufl,io,0 t| avec U.,(n,,m) = S b,,j,(n) S,(nonne,) S,,(n0,nm0) - S C (m-m. * (n-nO)N) c,(m) Enfin, en utilisant ensemble les première et seconde approximations, on obtient une troisième approxi- mation. Il s'agit d'un détecteur d'un seul signal pour le signal p qui néglige le brouillage intersymbole. Dans ce cas, des mesures effectuées pour le n-ième symbole transmis peuvent être utilisées directement pour déter- miner les valeurs de bits de la n-ième période de symbole; aucun treillis de Viterbi n'est nécessaire. Pour chaque hypothèse de bit à la période de symbole n0, les bits détectés sont ceux qui maximisent la métrique suivante: J,(nO) = Y 2 Re [ Q",(nN + m0) U P.(no,ma)] - | U(nm0) |2 avec U,,(no,m) = b,,(nO) S,,(no,no,m) S,,(n,,n,,m>) = C,e,(m- m) c,(m) La structure est la même que sur la figure 11, les seules différences consistant en ce que le processeur de Viterbi 1104 est maintenant remplacé par un processeur de métrique et en ce qu'il n'existe qu'un seul corrélateur 1101 et une seule fonction de transmission sélective 1102. Les modes de réalisation décrits ci-dessus, donnés à titre d'exemples, sont destinés seulement à illustrer la présente invention, et non à la restreindre. L'invention peut donc faire l'objet de nombreuses modifi- cations dans la réalisation détaillée que l'homme de l'art pourra déduire de la description présentée ici. On consi- dère que tous ces changements et modifications entrent dans le cadre de la présente invention tel qu'il est défini par les revendications qui suivent. REVENDICATIONS 1. Récepteur pour démoduler au moins un signal AMRC à partir d'un signal reçu, caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens (600) pour produire des échantillons de données à partir du signal reçu, des moyens (601) pour assembler les échantillons de données en blocs d'échantil- lons de données complexes, des moyens (601) pour corréler partiellement les blocs d'échantillons de données avec des décalages d'au moins une séquence de signature connue, des moyens (603) pour sélectionner un nombre prédéterminé des corrélations partielles, des moyens (605) pour estimer des coefficients de prises de canal à chemins multiples, des moyens (604) pour former des parties réelles de produits des corrélations partielles sélectionnées avec les coeffi- cients de prises de canal à chemins multiples, et des moyens (606) pour combiner les parties réelles des produits, de façon à déterminer au moins une séquence de symboles d'information transmise. 2. Récepteur selon la revendication 1, caracté- risé en ce que les moyens d'estimation comprennent en outre des moyens (605) pour suivre des variations tempo- relles des coefficients de prises de canal à chemins multiples. 3. Récepteur selon la revendication 1, caracté- risé en ce que les moyens de combinaison (606) utilisent un algorithme de Viterbi pour déterminer la ou les séquen- ces de symboles d'information transmises. 4. Récepteur selon la revendication 1, caracté- risé en ce que le signal reçu comprend un ensemble de signaux AMRC qui sont démodulés conjointement pour déter- miner un ensemble de séquences de symboles d'information transmises. 5. Récepteur pour démoduler conjointement au moins un signal AMRC à partir d'un signal reçu, caracté- risé en ce qu'il comprend: des moyens (800) pour produire des échantillons de données à partir du signal reçu, des moyens (801) pour former des corrélations des échantillons de données avec au moins une séquence de signature connue, des moyens (803) pour sélectionner un nombre prédéterminé des corrélations précitées, des moyens (805) pour estimer des coefficients de prises de canal à chemins multiples, des moyens (804) pour former des parties réelles de produits des corrélations sélectionnées avec les coeffi- cients de prises de canal à chemins multiples, et des moyens (806) pour combiner les produits précités dans un processeur de métrique, pour déterminer des séquences de symboles d'information transmises. 6. Récepteur selon la revendication 5, caracté- risé en ce que les moyens d'estimation comprennent en outre des moyens (805) pour suivre des variations tempo- relles des coefficients de prises de canal à chemins multiples. 7. Procédé pour démoduler au moins un signal AMRC à partir d'un signal reçu, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes: on produit des échantil- lons de données à partir du signal reçu, on assemble les échantillons de données en blocs d'échantillons de données complexes, on corrèle partiellement les blocs d'échantil- lons de données avec des décalages d'au moins une séquence de signature connue, on sélectionne un nombre prédéterminé des corrélations partielles, on estime des coefficients de prises de canal à chemins multiples, on forme des parties réelles de produits des corrélations partielles sélection- nées avec les coefficients de prises de canal à chemins multiples, et on combine ces parties réelles des produits pour déterminer au moins une séquence de symboles d'infor- mation transmise. 8. Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que l'étape d'estimation comprend en outre l'étape qui consiste à suivre des variations temporelles des coefficients de prises de canal à chemins multiples. 9. Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que l'étape de combinaison comprend en outre l'étape qui consiste à utiliser un algorithme de Viterbi pour déterminer la ou les séquences de symboles d'information transmises. 10. Récepteur pour démoduler au moins un signal AMRC à partir d'un signal reçu, caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens (900) pour produire des échantillons de données du signal reçu, des moyens (901) pour corréler les échantillons de données avec au moins une séquence de signature connue, pour produire un ensemble de corréla- tions pour chaque séquence de signature, des moyens (903) pour sélectionner une corrélation de l'ensemble de corrélations pour chaque rayon de signal de chacun des signaux AMRC, des moyens (905) pour estimer des coeffi- cients de prises de canal à chemins multiples, et des moyens (904) pour décorréler le ou les signaux AMRC en utilisant les corrélations sélectionnées et les coeffi- cients de prises de canal, de façon à déterminer au moins une séquence de symboles d'information transmise. 11. Récepteur selon la revendication 10, caracté- risé en ce que les moyens de décorrélation (904) utilisent seulement des corrélations correspondant à une période de symbole du ou des signaux AMRC. 12. Procédé pour démoduler au moins un signal AMRC, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivan- tes: on produit des échantillons de données à partir du ou des signaux AMRC, on corrèle ces échantillons de données avec au moins une séquence de signature connue, pour produire un ensemble de corrélations pour chaque séquence de signature, on sélectionne une corrélation de l'ensemble de corrélations pour chaque rayon de signal de chacun des signaux AMRC, on estime des coefficients de prises de canal à chemins multiples, et on décorrèle le ou les signaux AMRC en utilisant les corrélations sélection- nées et les coefficients de prises de canal pour détermi- ner au moins une séquence de symboles d'information transmise. 13. Procédé selon la revendication 12, caracté- risé en ce que l'étape de décorrélation utilise seulement des corrélations correspondant à une période de symbole d'au moins un signal AMRC. 14. Récepteur selon la revendication 10, carac- térisé en ce que le signal reçu comprend un ensemble de signaux AMRC qui sont démodulés conjointement pour déter- miner un ensemble de séquences de symboles d'information transmises. 15. Procédé selon la revendication 12, caracté- risé en ce que le signal reçu comprend un ensemble de signaux AMRC, et l'étape de décorrélation détermine un ensemble de séquences de symboles d'information transmi- ses. 16. Récepteur selon la revendication 10, carac- térisé en ce que les moyens de décorrélation (904) comprennent en outre des moyens pour effectuer une opéra- tion de blanchissement de bruit. 17. Récepteur pour démoduler au moins un signal AMRC dans un environnement à chemins multiples, caracté- risé en ce qu'il comprend: des moyens (1100) pour produire des échantillons de données à partir d'un signal reçu, des moyens (1101) pour corréler les échantillons de données avec au moins une séquence de signature connue, de façon à produire un ensemble de corrélations pour chaque séquence de signature, des moyens (1103) pour sélectionner une corrélation parmi l'ensemble de corrélations pour chaque rayon de signal de chacun des au moins un signal AMRC, des moyens (1105) pour estimer des coefficients de prises de canal à chemins multiples, et des moyens (1104) pour déterminer au moins une séquence de symboles d'information transmise, sur la base des valeurs de corrélation sélec- tionnées et des coefficients de prises de canal. 18. Récepteur selon la revendication 17, carac- térisé en ce que les moyens (1104) qui sont destinés à déterminer les séquences de symboles d'information trans- mises comprennent un processeur de Viterbi. 19. Récepteur selon la revendication 17, carac- térisé en ce que les moyens destinés à déterminer les séquences de symboles d'information utilisent seulement des corrélations correspondant à une seule période de symbole du ou des signaux AMRC. 20. Récepteur selon la revendication 17, carac- térisé en ce que les moyens d'estimation comprennent en outre des moyens (1105) pour suivre des variations tempo- relles des coefficients de prises de canal à chemins multiples. 21. Procédé pour démoduler au moins un signal AMRC, comprenant les étapes suivantes: on produit des échantillons de données à partir d'un signal reçu, on corrèle ces échantillons de données avec au moins une séquence de signature connue, pour produire un ensemble de corrélations pour chaque séquence de signature, on sélec- tionne une corrélation de l'ensemble de corrélations pour chaque rayon de signal de chacun des signaux AMRC, on estime des coefficients de prises de canal à chemins multiples, et on détermine au moins une séquence de symbo- les d'information transmise, en se basant sur les valeurs de corrélation sélectionnées et sur les coefficients de prises de canal. 22. Procédé selon la revendication 21, caracté- risé en ce que l'étape de détermination des séquences de symboles d'information transmises comprend en outre l'étape qui consiste à utiliser un processeur de Viterbi (1104). 23. Procédé selon la revendication 21, caracté- risé en ce que l'étape de détermination des séquences de bits d'information comprend en outre l'étape qui consiste à utiliser seulement des corrélations correspondant à une seule période de symbole du ou des signaux AMRC. 24. Procédé selon la revendication 21, caracté- risé en ce que l'étape d'estimation comprend en outre l'étape qui consiste à suivre des variations temporelles des coefficients de prises de canal à chemins multiples. 25. Récepteur pour démoduler au moins un signal AMRC à partir d'un signal reçu, caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens pour produire des échantillons de données à partir du signal reçu, des moyens pour assembler les échantillons de données en blocs d'échantillons de données complexes, des moyens pour estimer des coeffi- cients de prises de canal à chemins multiples, des moyens pour former un ensemble de blocs d'échantillons de données reçus prédits, en utilisant les coefficients de prises de canal, des moyens pour faire la somme du carré de la valeur absolue d'une différence entre le bloc d'échantil- lons de données reçues et les blocs de valeurs reçues prédites, pour former un ensemble de métriques de blocs, et des moyens pour combiner ces métriques de bloc de façon à déterminer au moins une séquence de données d'informa- tion transmise.