FR 2705001 A1 19941110 FR 9405001 A 19940426 La présente invention concerne les systèmes de compression de signaux. Elle concerne plus précisément, mais non exclusivement, les systèmes de compression de signaux tels que les systèmes de communications à spectre étendu. Dans les systèmes connus de compression de signaux, par exemple des systèmes de communications à spectre étendu ou des systèmes de compression d'impulsions de radar, les données destinées à être transmises sont mélangées à un code pseudo-aléatoire, puis transformées à une fréquence supérieure pour l'émission radioélectrique. Dans un récep- teur, le processus est inversé, c'est-à-dire qu'un signal reçu est d'abord transformé à une plus faible fréquence puis subit une décorrélation pour l'extraction des données. Il est essentiel que les processus de mélange avec conversion à une fréquence supérieure et conversion à une fréquence inférieure utilisent la même fréquence d'oscilla- teur local, surtout lors de l'utilisation de codes très étendus, puisque des différences relativement faibles de fréquence entre l'oscillateur local du récepteur et l'oscillateur local de l'émetteur ont pour effet de réduire notablement l'amplitude des signaux de sortie du décorré- lateur du récepteur, comme décrit plus en détail dans la suite. Etant donné qu'il est nécessaire de réduire cette différence de fréquence dans la mesure du possible, les oscillateurs locaux utilisés pour la conversion vers les fréquences supérieures et pour la conversion vers les fréquences inférieures doivent être très précis et très stables, mais, lors de l'utilisation des oscillateurs actuellement disponibles, les conditions de précision- stabilité sont difficiles à respecter, sinon même impos- sibles, sans une pénalisation inacceptable due à un coût trop élevé, et il s'agit d'un problème potentiellement sérieux. Une possibilité de solution de ce problème est la réalisation de plusieurs récepteurs accordés sur des tranches adjacentes de fréquences qui sont centrées autour d'une fréquence nominale de canal et qui, en combinaison, donnent une largeur totale de bande suffisante pour couvrir la situation de dérive de fréquence correspondant au pire des cas. Cette solution présente cependant l'inconvénient important de nécessiter des circuits nombreux qui sont excessivement coûteux. La présente invention a pour objet d'apporter une solution au problème précité. La présente invention concerne, dans un système de compression de compression de signaux, un récepteur qui comporte un convertisseur à une fréquence inférieure auquel sont transmis des signaux comprimés reçus afin que des signaux comprimés en bande de base soient formés, et un corrélateur numérique à m bits formé par une combinaison en série de n étages analogues plus petits de corrélateurs ayant chacun k bits, avec nk = m, et un processeur de transformation en domaine de fréquences ayant n voies d'entrée alimentées par les n étages analogues plus petits de corrélateurs, à raison d'un étage par voie, si bien que n signaux de sortie du processeur sont formés et sont transmis au dispositif sélecteur de signaux utilisé pour la sélection du signal de sortie du processeur qui a la plus grande amplitude, pour la formation d'un signal décomprimé. Le processeur de transformation du domaine de fréquences peut être un processeur de transformation rapide de Fourier (FFT), mais on peut noter que d'autres proces- seurs de transformation du domaine de fréquences peuvent aussi être utilisés, par exemple un processeur d'analyse d'entropie maximale ou un processeur de transformation à fréquences discrètes. Le récepteur peut être réalisé afin qu'il possède des canaux I et Q présentant une relation de quadrature, qui sont décorrélés afin qu'ils donnent des signaux de sortie I et Q à partir d'un signal de référence qui est commun aux deux canaux. Le récepteur peut faire partie d'un système de communications à spectre étendu qui comprend au moins un émetteur utilisé pour la transmission de signaux à spectre étendu qui sont reçus par le récepteur et qui subissent une conversion à une fréquence inférieure afin qu'ils donnent les signaux en bande de base.5 D'autres caractéristiques et avantages de l'inven- tion ressortiront mieux de la description qui va suivre d'un exemple de réalisation, faite en référence annexés sur lesquels: la figure 1 est un diagramme synoptique d'un corré- lateur numérique connu; la figure 2 est un diagramme synoptique simplifié d'un émetteur et d'un récepteur connu à spectre étendu; la figure 3 est un graphique indiquant la sélecti- vité en fréquence donnant la perte exprimée en amplitude du signal de sortie du corrélateur en fonction du décalage de fréquence; la figure 4 est un graphique représentant la perte d'amplitude du signal de sortie du corrélateur avec le décalage en fréquence lors de l'utilisation de trois récepteurs décalés; et la figure 5 est un diagramme synoptique d'un corré- lateur à large bande destiné à être utilisé dans un système selon la présente invention. On se réfère maintenant à la figure 1; un corréla- teur numérique à large bande comporte des lignes 1 et 2 d'entrée de canaux I et Q respectivement. Les canaux I et Q sont destinés à alimenter des mémoires 3 et 4. La mémoire 3 comprend plusieurs registres à décalage 3a, 3b, 3c,... couplés en série et la mémoire 4 comprend de manière analogue plusieurs éléments de registres à décalage 4a, 4b, 4c,... couplés en série. Les signaux I et Q d'un canal qui doivent être regroupés progressent dans les registres à décalage des mémoires 3 et 4 et sont comparés dans les comparateurs-additionneurs 5 et 6 respectivement, à un signal de référence qui correspond au code d'extension qui est conservé dans le registre à décalage 7a, 7b, 7c,... d'une mémoire de référence 7 qui a été chargée de la formation de codes par une ligne d'entrée 8. Des corréla- teurs numériques de ce type sont bien connus et on ne les décrit pas en détail, sauf pour noter que, lorsqu'on obtient une correspondance entre la référence mémorisée et le signal du canal, un signal de sortie du canal de corré- lateur apparaît par les lignes respectives de sortie I et Q 9 et 10 respectivement. Comme l'indique la figure 2, un corrélateur 11 qui correspond au corrélateur numérique qu'on vient de décrire en référence à la figure 1 fait partie d'un récepteur 12 dans des ensembles connus dans lesquels le récepteur 12 est destiné à recevoir les signaux à spectre étendu d'un émetteur 13. Dans cet exemple, dans l'émetteur 13, des données ayant une fréquence de huit kilobits par seconde sont transmises sur une ligne d'entrée 14 à un générateur de code destiné à créer un code pseudoaléatoire à deux mille éléments binaires, afin qu'il donne un signal de sortie par la ligne 16 à seize millions d'éléments binaires par seconde. Le signal de la ligne 16 est transmis à un mélangeur 17 qui reçoit aussi un signal de référence par une ligne 18, à une fréquence ft' La fréquence ft est ainsi utilisée comme fréquence porteuse émise par une antenne 18 et modulée par le signal à seize millions d'éléments binaires par seconde produit par le mélangeur 17. Dans le récepteur 12, le signal est reçu par une antenne 20 et transmis à deux mélangeurs 21 et 22 qui reçoivent des signaux d'un oscillateur local, les signaux étant en quadrature, par des lignes 23 et 24 respectivement afin qu'ils donnent les signaux de sortie I et Q en bande de base par les lignes 25 et 26. Les signaux I et Q des lignes 25 et 26 sont transmis au corrélateur 11 qui les traite comme décrit précédemment en référence à la figure 1 et donne des signaux de sortie par une ligne 27 à huit kilobits par seconde. Le système représenté sur la figure 3 fonctionne parfaitement bien pourvu que le signal d'oscillateur local fr appliqué aux lignes 23 et 24 dans le récepteur 12 corresponde avec précision à la fréquence du signal de l'oscillateur ft appliqué au mélangeur 17 dans l'émetteur 13. Cependant, si la fréquence du récepteur f n'est pas r égale à la fréquence ft, le signal de sortie de l'opération de transformation à une fréquence inférieure contient un décalage résiduel en fréquence 8f, avec 8f = fr ft' Il faut noter que l'important est la différence de fréquence et non les valeurs absolues de f et fr. L'amplitude du t r- signal de sortie du corrélateur (déterminée par formation de I2 + Q) est réduite par la fréquence de décalage. La 2 2 perte est de la forme (1/m)[sin(mi6fTc)/sin(n8fTc)], m c c étant la longueur du code et T la période d'un élément c binaire, et la signification potentielle de cette perte peut être appréciée en référence à la figure 3. Ainsi, comme l'indique la figure 3, si le décalage en fréquence ôf est égal à 8 kHz, le signal de sortie de corrélation est réduit à une valeur pratiquement nulle. Si la fréquence d'émetteur est égale à 1,6 GHz, le décalage de 8 kHz correspond à une erreur en fréquence qui est seule- ment de cinq parties par million (ppm). Pour qu'un signal de sortie du corrélateur soit utilisable, le décalage maximal permis doit être d'environ 6 kHz (3,75 ppm). Le problème est amplifié lorsque la longueur du code est accrue, ou lorsque la fréquence porteuse utilisée est plus élevée (puisque le décalage absolu augmente pour une erreur déterminée exprimée en ppm). Un procédé pour la solution de ce problème comprend l'utilisation d'un certain nombre de récepteurs montés en parallèle, raccordés chacun sur une fréquence légèrement différente. Par exemple, on peut utiliser trois récepteurs ayant des décalages de +8 kHz et -8 kHz. La tolérance de décalage de fréquence est accrue comme représenté sur la figure 4, c'est-à-dire que le signal de sortie apparaît à l'un des trois récepteurs pourvu que l'erreur ne dépasse pas environ 14 kHz. Cependant, l'inconvénient lors de l'utilisation de récepteurs parallèles est l'augmentation énorme de matériel nécessaire pour l'obtention de performances acceptables pour une stabilité réaliste en fréquence. On décrit maintenant un ensemble destiné à la solution de ce problème, en référence à la figure 5. On se réfère maintenant à la figure 5; un corréla- teur à large bande comporte un corrélateur 28 à plusieurs étages qui comprend n étages de corrélateur 29, 30, 31, 32, 33 et 34, etc., ayant chacun k bits de longueur, le corré- lateur 28 étant un corrélateur à m bits avec m = kn. Les étages 29 à 34, etc. du corrélateur reçoivent les signaux I et Q des lignes 35 et 36 et un signal de référence par une ligne 37. Les signaux de sortie des étages 29 à 34, etc. du corrélateur sont transmis par les lignes 38 à 43, etc. à un processeur 44 de transformation rapide de Fourier (FFT) à n points. Les signaux correspondants de sortie sont transmis du processeur 44, par les lignes 45 à 50 à une unité 51 de sélection de signaux d'amplitude maximale à partir desquels un signal de sortie est transmis par une ligne 52. Ainsi, le corrélateur 28 à n bits est construit à partir de n corrélateurs plus petits 29 à 34 ayant chacun une longueur k, avec m = n x k. Il est utile que, en pratique, les fabricants tendent à produire des corréla- teurs de longueur relativement courte et ainsi que le corrélateur à plusieurs étages se prête à une fabrication par utilisation d'un certain nombre de dispositifs relati- vement courts qui sont facilement disponibles. On peut ainsi noter que la division en sous-corrélations n'est pas un inconvénient. Chaque corrélateur de longueur k a un élément en phase et un élément en quadrature qui corres- pondent à la disposition représentée sur la figure 1, donnant une corrélation partielle du code de longueur m en format complexe (réel et imaginaire). Pour l'application d'une correction de fréquence, il est possible de faire tourner la phase de chaque corrélation partielle de manière connue, et d'ajouter les résultats pour la formation d'une approximation de la corrélation sur la longueur du code. L'opération peut être réalisée pour un certain nombre de fréquences, pour l'obtention d'un corrélateur à grande largeur de bande qui ne nécessite qu'un nombre de corréla- teurs partiels égal à celui qui serait nécessaire dans un corrélateur unique ayant la longueur totale. Le procédé utilisé dans le présent mémoire pour la combinaison des corrélations partielles et l'obtention d'un corrélateur à large bande est l'utilisation d'une technique de transfor- mation du domaine de fréquences qui est réalisée par le processeur FFT 44. La largeur de bande du corrélateur est ainsi augmentée du facteur n dans l'exemple considéré. Dans cet exemple, le corrélateur de deux mille éléments binaires est fabriqué avec seize étages de corrélateurs ayant chacun une longueur de cent vingt-cinq éléments binaires. Une transformation FFT à seize points est utilisée afin qu'elle donne une couverture en fréquence de 64 kHz ou 40 ppm. L'obtention de ce résultat avec des récepteurs parallèles nécessiterait au minimum seize récepteurs ou deux cinquante-six dispositifs corrélateurs, cette valeur étant manifestement une charge excessive au point de vue du matériel nécessaire. Ainsi, un avantage important de l'ensemble décrit en référence à la figure 5 est l'économie de matériel qu'il assure, surtout pour l'obtention d'une grande largeur de bande avec des très longs codes et/ou pour de grands décalages de fréquence. Il faut évidemment noter que le corrélateur, repré- senté sur la figure 1, peut être utilisé simplement dans un ensemble tel que décrit en référence à la figure 2, à la place du corrélateur 11, si bien qu'une plus grande diffé- rence entre la fréquence ft, qui est celle de l'oscillateur local appliquée au mélangeur 17, et la fréquence fr' qui est celle de l'oscillateur local appliquée au mélangeur 24, peut être tolérée tout en donnant un signal utile de sortie par la ligne 52 comme indiqué sur la figure 5, correspon- dant à la ligne 27 indiquée sur la figure 2. Diverses modifications peuvent être apportées à l'ensemble décrit précédemment sans sortir du cadre de l'invention et, par exemple, bien qu'on ait décrit dans le présent mémoire à titre d'exemple un corrélateur à deux5 mille éléments binaires, il faut noter que d'autres dimen- sions de corrélateurs peuvent être utilisées en fonction du code d'extension choisi. REVENDICATIONS 1. Système de compression de signaux, caractérisé en ce qu'il comprend un récepteur (12) qui comporte un conver- tisseur à une fréquence inférieure auquel sont transmis des signaux comprimés reçus afin que des signaux comprimés en bande de base soient formés, et un corrélateur numérique (28) à m bits formé par une combinaison en série de n étages analogues plus petits de corrélateurs (29 à 34) ayant chacun k bits, avec nk = m, et un processeur (44) de transformation en domaine de fréquences ayant n voies d'entrée alimentées par les n étages analogues plus petits de corrélateurs (29 à 34), à raison d'un étage par voie, si bien que n signaux de sortie du processeur (44) sont formés et sont transmis au dispositif sélecteur de signaux utilisé pour la sélection du signal de sortie du processeur (44) qui a la plus grande amplitude, pour la formation d'un signal décomprimé. 2. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le processeur (44) est un processeur assurant une transformation rapide de Fourier (FFT). 3. Système selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que le récepteur (12) est destiné à posséder des canaux I et Q en quadrature qui sont décor- rélés pour la formation de signaux de sortie I et Q avec un signal de référence qui est commun aux deux canaux. 4. Système selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le récepteur (12) fait partie d'un système de communications à spectre étendu qui comprend au moins un émetteur, cet émetteur étant destiné à transmettre des signaux à spectre étendu qui sont reçus par le récepteur (12) et transformés à des fréquences infé- rieures afin qu'ils forment les signaux en bande de base.