FR 2710214 A1 19950324 FR 9311007 A 19930915 ] Détecteur à seuil pour système de transmission radlonumérique, dislpositifs comprenant un tel détecteur à seuil et utilisation correspondante. Le domaine de l'invention est celui des transmissions numériques, notamment vers des mobiles. Plus précisément, l'invention concerne un détecteur à seuil pour récepteurs de systèmes de transmission numérique. Il existe essentiellement trois grands types de systèmes de transmission numérique à accès multiple, dits AMRF (FDMA en anglo-saxon), AMRT (TDMA) ou AMRC (CDMA). L'accès multiple par répartition en fréquence (AMRF) a été le premier système historiquement utilisé. Son principe consiste a séparer les communications à transmettre en attribuant à chacune une bande de fréquence spécifique, qui peut aisément être séparée des autres par filtrage à la réception. Il est peu utilisé aujourd'hui, du fait qu'il impose d'avoir un récepteur par 1 5 canal de transmission utilisé, obligeant de ce fait à disposer un nombre considérable de récepteurs dans une station centrale si on veut etre capable de converser simultanément avec un nombre important de stations réparties. L'AMRT (Accès Multiple à Répartition dans le Temps) est un système dont le principe consiste A partager temporellement la totalité du canal de transmission pour éviter que les informations ne se chevauchent, il n'y a qu'une seule station qui émet à la fois et, quand elle émet, elle occupe la totalité du canal. Les systèmes d'AMRT posent notamment de difficiles problèmes d'égalisation quand le canal de transmission est perturbé par des échos ou des brouilleurs. On connatt enfin la technique d'accès multiple à répartition par les codes (AMRC). Il s'agit d'un système qui fait appel aux techniques d'étalement de spectre. L'une de ces techniques d'étalement de spectre, appelée étalement de spectre par séquence directe, consiste à émettre un signal s(t) obtenu en multipliant un signal numérique de données d(t) par un code d'étalement g(t). d(t) est un signal caractérisé par sa fréquence, appelée fréquence bit. Le code d'étalement g(t) est un signal pseudoaléatoire caractérisé par sa fréquence, appelée fréquence chip, cette fréquence étant supérieure à la fréquence bit d'un facteur G connu appelé gain d'étalement ou facteur d'expansion de la bande. On a les relations: signal de données d(t): ks4. d(t) E d.6(t-kTb k' -u - code d'étalement g(t): g(t) = g 8"(t-kd - signal à transmettre s(t) k. (t) = S d[kJg6(frkTe) o TTb est l'inverse de la fréquence bit; TC est l'inverse de la fréquence chip [] est la partie entière. Le décodage à la réception s'effectue en combinant le signal reçu avec une réplique locale de g(t) synchronisée sur l'émission. L'un des dispositifs connus de ce type est désigné par l'homme du métier par les termes "récepteur rake". Les détecteurs à seuil sont utilisés dans plusieurs de ces systèmes, pour de nombreuses applications. C'est notamment le cas pour l'acquisition de la synchroni- sation dans les systèmes DS-CDMA (CDMA à séquence directe), ou de l'optimisa- tion de l'estimation de la réponse impulsionnelle du canal de transmission dans lcs systèmes TDMA et CDMA. D'une façon générale, les détecteurs à seuil de type connu calculent la corrélation entre une série de données transmises et une série de données de référence, puis comparent le résultat de cette corrélation à un seuil prédéterminé. L'inconvénient majeur de ces détecteurs est que le seuil prédéterminé est fixé, une fois pour toute, alors que le résultat de la corrélation ne peut étre analysé de façon fiable sans une connaissance instantanée des conditions de propagation. Ainsi, dans le cas de la synchronisation d'un système CDMA, ce résultat de corrélation comprend une partie utile, correspondant à un rayon donné, et une partie nuisible, correspondant au bruit additif du canal et aux autres rayons du canal. Il est donc maximum lorsqu'on a détecté le rayon d'amplitude maximale. On doit donc choisir a priori un seuil tel que la variable de décision soit supérieure à ce seuil pour le rayon maximum. Mais la fixation de ce seuil nécessite la connaissance a priori de l'amplitude de ce rayon maximum. Or il s'agit d'une variable aléatoire dont on ne connaît que la loi statistique, et non les valeurs Instantanées. Le seuil utilisé est donc en général un compromis, générateur de deux types de défauts. Soit il est trop faible (à un instant donné), et il introduit de fausses alarmes (dépassements du seuil alors que la synchronisation n'est pas acquise), soit il est trop haut, et il ne détecte pas des situations acceptables. Dans de nombreux autres domaines, des scuillages sont également faits, qui supposent une connaissance a priori du rapport signal à bruit. C'est par exemple le cas dans les systèmes d'optimisation de l'estimation de canal, tels que décrits par exemple dans la demande de brevet française no 92 11886. Or cette connaissance a priori n'est pas possible. L'invention a notamment pour objectif de pallier ces inconvénients de l'état de la technique. Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir un détecteur à seuil capable de s'affranchir des variations du canal de transmission d'un système de transmission numérique. En d'autres termes, l'invention a pour objectif de fournir un tel détecteur à seuil qui soit indépendant du rapport signal à bruit. Un autre objectif de l'invention est dc fournir un tel détecteur à seuil qui, dans des conditions de multitrajet du signal, tire parti de manière positive des différents rayons de propagation. Un objectif particulier de l'invention est de fournir un dispositif de synchronisation d'un système à étalement de spectre par séquence directe et accès multiple par répartition par codes utilisant un seuil de décision indépendant du rapport signal à bruit. Un autre objectif particulier de l'invention est encore de fournir un dispositif d'optimisation d'une estimation de la réponse impulsionnelle du canal de transmission, tenant compte de la valeur du rapport signal à bruit. L'invention a également pour objectif de fournir un dispositif d'estimation de la valeur du rapport signal à bruit. Ces objectifs ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints selon l'invention par un détecteur à seuil pour récepteur d'un système de transmission de signaux numériques dans un canal de transmission, notamment vers des mobiles, comprenant des moyens de calcul d'un jeu de coefficients fn, ledit jeu de coefficients fn appartenant au groupe comprenant d'une part un jeu de coefficients de corrélation entre une première série d'échantillons numériques reçue Xn par ledit récepteur et une seconde série d'échantillons numériques de référence pn connue dudit récepteur, pour la recherche de la synchronisation du système, et d'autre part un jeu de coefficients hln d'une estimée de la réponse impulsionnelle dudit canal de transmission, lorsque ledit système est déjà synchronisé, et comprenant de plus des moyens de calcul d'une variable de décision A telle que A, L- 1 1N-] o L et N sont deux nombres entiers prédéterminés. Cette nouvelle variable de décision permet de fonctionner de façon sûre sur une plage de rapports signal à bruit acceptable prédéfinie, indépendamment de la connaissance de ce rapport instantanée. Préférentiellement, L est une valeur représentative de la longueur dudit canal de transmission. Par ailleurs, N est avantageusement une valeur supérieure ou égale à au moins une des données appartenant au groupe comprenant: - longueur desdites première et seconde séries d'échantillons - valeur représentative de la rapidité de variation dudit canal de transmission; - longueur d'une salve (burst en anglo-saxon) de données; - facteur d'étalement ou facteur d'expansion de la bande d'un signal à accès multiple par répartition par les codes par séquence directe. Dans une application à l'acquisition de la synchronisation dans un système DS-CDMA, le détecteur comprend de façon avantageuse des moyens de comparai- son de ladite variable de décision A à un seuil prédéterminé T délivrant une information de décision en fonction de ladite comparaison, ledit seuil prédéterminé T étant égal à T= 1 + _1 (SlB),I" o (S/13)min est le rapport signal à bruit minimum définissant la plage d'opération [(S/B)Din, +co [ dudit système de transmission. Selon un second mode de réalisation préférentiel, appliqué notamment à l'optimisation de l'estimée du canal de transmission, obtenue préalablement par corrélation ou tout autre méthode connue, A est comparé à un plusieurs seuils de façon à adapter la correction à apporter. Cette mnme approche est utilisable pour contrôler le déclenchement d'un égaliseur en AMRT, du récepteur Rake en DS- CDMA ou contrôler la puissance. Outre un détecteur à seuil en tant que tel, l'invention porte également sur les dispositifs d'acquisition de synchronisation d'un récepteur de signaux à étalement de spectre par séquence directe et accès multiple par répartition par les codes comprenant un tel détecteur à seuil, et délivrant une information d'accrochage de la synchronisation, et sur les dispositifs d'estimation de la réponse impulsionnelle d'un canal de transmission, calculant un jeu de coefficients hn d'une estimée du canal, comprenant ce détecteur à seuil et des moyens de correction dudit jeu de coefficients tenant compte de la valeur de ladite variable de décision. L'invention concerne encore un dispositif d'estimation du rapport signal à bruit d'un canal de transmission, comprenant un tel détecteur à seuil et des moyens de calcul d'une estimation dudit rapport signal à bruit calculant la valeur A - 101ogA 1 -A Ct dispositif d'estimation du rapport signal à bruit peut notamment être utilisé pour l'une des applications appartenant au groupe - contrôle de l'activation d'un égaliseur; pondération des décisions d'un égaliseur d'un signal à accès multiple par répartition temporelle; - contrôle de l'activation de moyens de désétalement d'un signal à accès multiple par répartition par les codes; - contrôle de la puissance d'émission d'un signal. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation préférentiel de l'invention, donné à titre illustratif et non limitatif, et des dessins annexés dans lesquels: - la figure I illustre le principe du calcul de la corrélation selon une méthode connue; - la figure 2 est un schéma synoptique du détecteur à seuil de l'invention, dans une première application, à savoir l'acquisition de la synchronisation dans un système DS-CDMA; la figure 3 est un schéma synoptique du détecteur à seuil de l'invention, dans une seconde application, à savoir l'optimisation du calcul de la réponse imnipulsionnelle du canal dans un système CDMA ou AMRT. Avant de présenter en détail l'invention, on montre ci-dessous de façon mathématique le défaut des détecteurs à seuil connu, dans lI cas particulier de la synchronisation d'un système DS-CDMA. On décrit ensuite le calcul de la variable de décision de l'invention, en en démontrant la validité, puis on présente trois applications préférentielles du détecteur de l'invention. La variable de décision selon l'invention est indifféremment désignée par les lettres A ou V, selon les exemples décrits. Lorsque cela est nécessaire, elle est indicée par n, par rapport au temps. i - technique connue d'acquisition d'un signal pilote dans un système DSCDMA Dans un système a étalement de spectre par séquence directe et à accès multiple par répartition par code (DS-CDMA) (Direct Sequence - Code Division Multiple Access) la station de base émet en permanence un code dit code pilote. Ce code est une séquence pseudo-aléatoire connue des mobiles. Dans un premier temps un mobile qui vient de s'allumer génère localement le code pilote et tente d'aligner la réplique locale avec le code pilote reçu après son passage par le canal de propagation. Lorsque le code pilote généré localement est bien aligné le mobile peut alors venir dèsétaler le canal dit de synchronisation. Le canal de synchronisation est un canal qui envoie des données utiles au mobile, telles que l'horloge de la base, son identité etc..., ces données étant étalées par le code pilote. Le mobile peut alors se mettre à communiquer avec la station de base. L'acquisition de la synchronisation est la première étape à suivre pour que le mobile puisse entrer dans le système. Les solutions antérieures consistent à corréler le signal reçu avec une réplique locale du code pilote et à baser la décision d'accrochage de synchronisation sur le résultat de corrélation. Dans une des solutions on calcule la corrélation pour des indices parcourant la période entière du code pilote et on sélectionne l'indice qui fournit le plus fort coefficient de corrélation. Il faut donc beaucoup de temps pour se synchroniser. Une autre solution antérieure consiste à comparer le résultat de corrélation à un seuil prédéterminé T. Mais la fixation de ce seuil est impossible sans une connaissance instantanée des conditions de propagations. En effet: soit xn = x (nTc) des échantillons de signal reçu; PnO, Pno.1, Pno-2'PnO.N+ 1 la portion de code pilote utilisée comme référen- ce; N est la longueur de corrélation, par exemple égale à la période entière de la séquence, ou éventuellement plus courte. A l'instant n on calcule une corrélation cn telle que L-I C" = E XI'P.noI E*O Ainsi que cela est illustré en figure 1, à chaque instant un nouvel échantillon rentre (11) dans un premier registre à décalage 12 contenant une portion de signal reçu et une nouvelle corrélation can est calculée, avec des données pi stockées dans un second registre 13. En considérant les coefficients hi de la réponse impulsionnelle du canal, on a L-ltt-1 c, = j hR.k. o+ - b(n-O.p(no-) 2() o,R: .n est l'autocorrélation partielle du code pilote (corrélation sur N éléments) N-1 R.% = -lRp(n-).-p(n.o-) b(n) sont les échantillons de bruit. En supposant des auto-corrélations idéales on a Rk = 6(k,O) = 1 si k-O - 0 sinon. D'o: iN-I c,, a- c b(n- O.p'(no-i) pour: n no+L-1, et N-l C, ' h,,o + b(n-.p(not pour: n0on5no+L, o le premier terme représente la partie utile et le second terme le bruit. Afin de minimiser la probabilité de fausse alarme (dépassement de seuil alors que la synchronisation n'est pas correcte) et de non détection on doit faire en sorte d'avoir j cn 1 >seuil, avec Ipartie utilel/Ibruit[ maximal. On cherchera donc à fixer un seuil T qui sera dépassé pour hlkmax ou kmax est tel que Ihkmaxl > Jhi1 pour i * kmax Dans ce cas il faut que: 1- h. S b(n-i).p(n-) 2() vérifie: Icn}+kmaxj > T. Or hkmx est une variable complètement aléatoire, et de manière instantanée A",j2 lrN-I | oô b(n-O). p'(no-i)I2 est imprévisible. N 0 Sans connaissance a priori de hkmax on ne peut fixer le seuil de détection. I0 Dans le cas o les propriétés de corrélation du code pilote ne sont pas optimum alors on a at., b(n-O.p(no-O Une connaissance même a priori des propriétés de corrélations du pilote, ne permet pas de fixer un seuil sans la connaissance des hi. 2 - Calcul de la variable de décision de l'invention 2.1 - cas de la recherche de synchronisation On pose Tc la durée d'un symbole du signal, eta le retard maximum induit par le canal. Le nombre maximum de trajets est donc L - [A/TI] + 1, o [x] est la partie entière de x. Soit encore hk(t) la valeur complexe des atténuations dues aux multitrajets. Le signal reçu est x(t) = h hk(t.p(t-kTr) + b() A-O o b(t) est le bruit. Au récepteur, x(t) est échantillonné à la fréquence 1/Tc, de façon à obtenir les échantillons: L/-1 x(nT,) - hk(nT).p((n-k).T,) + b(nTr) k-O Par simplification, on écrira par la suite L-1 x(n) - hk(n). p(n-k) ' b(n) (1) La détection de l'accrochage se fait à l'aide d'un corrélateur passif. On choisit donc une portion de longueur N de la séquence p(n) que l'on corrèie avec le signal reçu. La sortie du corrélateur vaut: N-l c. '. x(n-Op'(no-i) 1.0 o (p(n0),..., p(n0-N+1)) est la séquence de longueur N. En remplaçant x(n-i) par l'équation (1), on obtient 1N-l L-1 C, ' E [E ht(n-O.p(n-i-k) + b(n- O)].p'(no-) Nb1.0 k-O soit, en supposant que hk(-i) = hk est constant sur la durée de la corrélation L-1 N-1 N-1 Co ' E hkEp(n-i-k).p'(no-O +t: b(n-O'.p(no-O Nk01.0 1- 0 On considère un cycle de la séquence pseudo-aléatoire p(n), et on pose Rn. nO la corrélation partielle p.,,. -..,( O.p'(n-O-a Alors /X-1 C' h.R + bn-.p(- Si n = no + ko, avec k0 appartenant à {O,..., L-1}, le corrélateur capture le ko.-ième trajet: L-l 1 N-l CM h'.Rn *h-h+.R, b(nt -O.p*(no-i) k.,r.kk n1-k-n,k, Nj. soit, avec nko = n0 + ko: LAi N-1 L-l -j) c",o+ =ú hk.R Rt*h'.Ro+ -- bk (no0-i)p(n- keqk%.% On considère le cas idéal, et on suppose que - p(n) et b(n) sont indépendants; un bon estimateur de E(.) est H-l S -É Rn= n',. Alors, quand n est différent de no + k: L-I I () C = - + E(b"-p) k-O Comme n, no+ko, n-k-no, O, et E(bn.pn) = E(bn).E(pn) = 0, car E(Pn*) = 0, on a en nO si n, no + ko, et cn- hko sin - no + ko. Si on somme L résultats de corrélation élevés au carré L-I r = C Ió,-jl: t-O On vérifie que Tn est maximum pour n - no+L-1, et alors: L-1 r"çvL_: E thkl On considère maintenant]'estimée de l'énergie du signal x(n): 81wisN-, e(n) -Z IX(n-012 On peut vérifier que, dans le cas idéal L- i e(n) = IhlI2 * E(b) Soit Vn la variable de détection suivante T. " e(n) Vn correspond A la variable A décrite précédemment dans la présentation générale de l'invention. L'indice n est introduit pour représenter le temps. On a: t=nTó. A n'était pas indice car référencé par rapport au temps t-O, par généralisa- tion et simplification. Dans le cas idéal si n n0+2L-1: Vn - si n - no + k1 k1 appartenant à {0,..., L.1}: Ih l2 V _. n L-1 Ilhil2+ E(b.b si n = no + L +kI k1 appartenant à {O,..., L-2}: L-l 1 5 J g^12 n L-1 V h I12 * E(b k-O Vnest maximum quand n = n0+L-1: I V- X L-1 ú IhAI2 k-O Pour détecter l'acquisition de la synchronisation le seuil de Vn est donné par Vn(+j4 pour un niveau d'énergie donné. Par exemple, si on veut détecter l'acquisition pour tout rapport signal à bruit supérieur à (SNR)min, le seuil sera S S- I E(bb L-1 ]E In,? On note que l'énergie du signal sans bruit est: DL-1 A. Z thhI2 t..O donc: S= I 1 + 1 (SNRi) Un tel seuil permet de d6tecter toutes les situations o le rapport signal à bruit (SNR ou S/B) est supérieur SNRmin. 2.2 - Qs des systèmes déi- synchronisés On calcule tout d'abord e(n): e(n) - IN ôx,12 avec L-I x l-0 Le symbole émis est ici si et non pi puisqu'il ne s'agit pas obligatoirement de l'émission d'une séquence de référence, mais éventuellement d'un burst. On a donc: L- 1L-1 N-I L- -1 k-o 1-0 Na- N10 k- N! e(n)'E,,haR,._... N' |b(nzO|2*2Re( h-k S s(n-i-k).b'(n--)J o Rs est la corrélation du signal s. Avec les m8mes hypothèses que précédemment, c'est-à-dire Rs(n.k, n-l) = 6k,I - e(n) est un bon estimateur de l'énergie: e(n)/E(bn)2S/B. On obtient: L-1 e(n) = E Ihxl2+E(bn) It.O En supposant que hn hn, on déduit que la variable A (ou Vn) est semblable à 1/(]+(S/B)'I). 3 - Première utilisation de la variable de décision de l'invention;: acquisition de la synchronisation dans un système DS-CDMA Dans cette première application de l'invention, on veut que le système d'acquisition de la synchronisation fonctionne dans la plage [(S/B)min, + - [ de rapport signal à bruit. La figure 2 est un schéma synoptique du dispositif d'acquisition selon l'invention. Il comprend tout d'abord un module 21 de calcul de la corrélation entre une séquence pilote reçue 22 et une séquence pilote de référence 23 stockée en interne. A chaque instant n on calcule une valeur de corrélation ca, à partir de deux registres 12 et 13, ainsi que cela est illustré en figure 1. Le registre 12 contient les échantillons reçus (Xn) et le registre 13 la section de référence (Pn) du code pilote. ] 5 Le résultat 24 (cn) de la corrélation est transmis à un module 25 de calcul de la valeur de la variable de décision selon l'invention. Ce module reçoit également les valeurs reçues 22, et calcule à l'instant n L-l VI, NJ-I laes cn.j pour j=1 à N-1 sont les coefficients de corrélations des instants précédents. A chaque instant, on calcule donc en, ú lxn.j 12 et Vn. Cette valeur 26 de Vn est transmise à un comparateur 27, qui assure la comparaison avec un seuil 28 égal à: T= 1+ (S/B),Ja o (S/B)min est le rapport signal à bruit minimum à partir duquel le signal doit fonctionner. Le comparateur 27 délivre une information 29 représentative de la comparaison. Si Vn c T, alors on conserve les valeurs cn à Cn.N+2, on fait progresser d'un cran le registre 12 et un recommence les calculs. Si Vn > T, la synchronisation est considérée acquise. 4 - Deuxième utilisation de la variable de décision de linvention: optimisation de l'estimationl du canald transmission On connait, par le document de brevet français n 92 11886 un dispositif d'optimisation du calcul d'une estimée de la réponse impulsionnelle du canal, que le détecteur selon l'invention permet d'améliorer. Le dispositif est illustré en figure 3. Il comprend tout d'abord un module 31 de calcul d'une première estimation du canal, par exemple par corrélation entre une séquence reçue 32 et une séquence de référence 33, sur une longueur assez grande afin de ne pas manquer les trajets qui se trouveraient éloignés du premier trajet d'un certain nombre de symboles. Toute autre méthode de calcul connue peut bien sûr être utilisée. Puis un module 34 de correction élimine un certain nombre de coefficients calculés, selon un ou plusieurs critères particuliers (tels que ceux cités dans le document de brevet FR-92 11886), par seuillage. Un module 35 calcule la variable de décision A selon l'invention, à partir des échantillons xn 32 et des coefficients { lh'} 38 de l'estimation fournis par le module 31, et délivre cette variable A à une table 36, qui permet d'adapter (37) la correction effectuée par le module 34 en fonction de cette variable, et donc du 2.5 rapport signal à bruit. En effet, selon la technique antérieure du document de brevet FR-9211886, les seuils utilisés pour décider de la sélection des coefficients sont fixes et liés à une connaissance a priori du rapport signal à bruit. L'utilisation de la variable A de l'invention permet de s'affranchir d'une connaissance a priori de S/B et permet d'avoir un critère dynamique de sélection 34 des coefficients. Par exemple, le module 34 décide du nombre de coefficients à éliminer, et/ou de la portion de la réponse impulsionnelle à conserver, etc... Plus généralement, A permet de déterminer les paramètres nécessaires à la sélection des coefficients par le module 34. On a montré que A est équivalent à 1/(I+(S/B)1) quand le système est synchronisé. De manière générale, plus A est élevé, meilleur est le rapport S/B, et donc moins on a besoin de nettoyer l'estimation de canal. La correction 34 peut par exemple consister à rejeter un nombre variable p de coefficients de la réponse impulsionnelle du canal d'énergie croissante, tel que la somme des carrés des modules des p coefficients rejetés soit inférieure à une fraction (C) de la somme (T) de tous les carrés des coefficients et tel que]a somme des carrés des modules des p+1 coefficients d'énergie croissante soit supérieure à CT. Selon l'invention, cette valeur C 37 n'est plus fixe, mais dépend de A. La table 36 effectue l'allocation suivante: 2(0 si A>A0 alors C=C0 si Ai par comparaison avec les Aj on en déduit la portion C à conserver. A peut également être utilisé pour contrôler l'élimination des coefficients de la réponse impulsionnelle du canal dont le module est inférieur à une portion C' du module du plus fort des coefficients. On peut encore éliminer les coefficients de la réponse impulsionnelle dont le module est inférieur à un seuil donné fonction de A. Enfin, on peut éliminer un nombre donné de coefficients, toujours en fonction de A. Troisième utilisation de la variable de décision de l'invention: estimation du rapport signal à bruit On a déjà indiqué que, quand le système est synchronisé, la variable A selon l'invention est semblable à 1/(1+(S/B)-). Il est donc aisé dans déduire l'estimation du rapport signal à bruit suivante: g A - - 10log B(," 1 -A Pour éviter une division par zéro, on remplacera systématiquement A par une valeur telle que 0,999 si A vaut 1. Cette estimation du rapport signal à bruit trouve de très nombreuses applications dans le domaine des transmissions numériques, telles que: le déclenchement d'un égaliseur ou d'un dispositif de désétalement (rake receiver en anglo-saxon): A partir de A, on déduit S/B. Si S/B est très mauvais, on ne tentera même pas d'égaliser un paquet en TDMA ou de désétaler un signal en CDMA (les limites de S/B dépendent du système). On remplacera les symboles estimés par des effacements. Plus généralement, si A est inférieur à un seuil prédétermi- né, on peut décider de déconnecter l'égaliseur ou le "rake receiver". - la pondération des décisions d'un égaliseur pour le décodage de canal en TDMA: Les égaliseurs à décisions souples (soft decision en anglo-- saxon), tels que ceux mettant en oeuvre l'algorithme de Viterbi, associent à chaque bloc ou "burst" égalisé une indication de la qualité de la réception qui pourra être utilisée par le décodeur de canal. Cette indication peut être l'estimation de S/B, ou A directe- ment. On pourra par exemple remplacer le mode de calcul usuel des décisions souples (tel que décrit par exemple dans l'article "A Viterbi algorithm with soft decision outputs and its applications", J. Hagenauer, P. H/her; Proceedings of the IEEE Globecorn '89, Dallas, 1989, p.47), par l'association de la valeur A ou S/B à tous les bits ou symboles du burst égalisé. -le contrôle de la puissance: Certains systèmes de contrôle de la puissance en TDMA sont basés sur une estimation de la qualité de la transmission, et non seulement sur le simple niveau de puissance reçue. En CDMA, la majeure partie des algorithmes de contrôle de puissance est basée sur une estimation de S/B. S/B peut à nouveau être déduit de A, ou les algorithmes de contrôle de puissance tenir compte directc- ment de A. Ces applications de l'invention sont bien sr données à titre de simples exemples non restrictifs. Le détecteur à seuil de l'invention peut s'appliquer à de nombreux autres domaines, qui apparattront aisément à l'homme du métier. REVENDICATIONS 1. Détecteur à seuil pour récepteur d'un système de transmission de signaux numériques dans un canal de transmission, notamment vers des mobiles, conmpre- nant des moyens (21; 31) de calcul d'un jeu de coefficients fn (24; 38), ledit jeu de coefficients fn appartenant au groupe comprenant d'une part un jeu de coefficients ci, (24) de corrélation entre une première série d'échantillons numériques reçue xn par ledit récepteur et une seconde série d'échantillons numériques de référence Pn connue dudit récepteur, pour la recherche de la synchronisation dudit système, et d'autre part un jeu de coefficients hn (38) d'une estimée de la réponse impulsionnelle dudit canal de transmission, lorsque ledit système est déjà synchronisé, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (25; 35) de calcul d'une variable de décision A telle que L-A A ".-0 N-i o L et N sont deux nombres entiers prédéterminés. 2. Détecteur à seuil selon la revendication 1, caractérisé en ce que L est une valeur représentative de la longueur dudit canal de transmission. 3. Détecteur à seuil selon l'une quelconque des revendications I et 2, caractérisé en ce que N est une valeur supérieure ou égale à au moins une des données appartenant au groupe comprenant: - longueur desdites première et seconde séries d'échantillons - valeur représentative de la rapidité de variation dudit canal de transmission; - longueur d'une salve de données; - facteur d'étalement ou facteur d'expansion de la bande d'un signal à accès multiple par répartition par les codes par séquence directe. 4. Détecteur à seuil selon l'une quelconque des revendication 1 à 3, caractérisé en ce que ladite première série d'échantillons reçue correspond à un code pilote d'un signal à accès multiple par répartition par les codes par séquence directe, et en ce qu'il comprend des moyens (27) de comparaison de ladite variable de décision A à un seuil prédéterminé T délivrant une information de décision en fonction de ladite comparaison, que ledit seuil prédéterminé T étant égal à: T= e - 1 1+ I (S/B)I o (S/B)mnlin est le rapport signal à bruit minimum définissant la plage d'opération [(S/B)min, +co [ dudit système de transmission. 5. Dispositif d'acquisition de synchronisation d'un récepteur de signaux à étalement de spectre par séquence directe et accès multiple par répartition par les codes caractérisé en ce qu'il comprend un détecteur à seuil selon l'une quelconque des revendications 1 à 4 délivrant une information d'accrochage de la synchronisa- tion. 6. Dispositif d'estimation de la réponse impulsionnelle d'un canal de transmission, calculant un jeu de coefficients fin d'une estimée du canal, caractérisé en ce qu'il comprend un détecteur à seuil selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, et en ce que ledit dispositif comprend des moyens de correction dudit jeu de coefficients en fonction d'au moins un seuil variable en fonction de ladite variable de décision. 7. Dispositif d'estimation du rapport signal à bruit d'un canal de transmission, calculant un jeu de coefficients ln d'une estimée du canal, caractérisé en ce qu'il comprend un détecteur à seuil selon I'un quelconque des revendications 1 à 3, et en ce qu'il comprend des moyens de calcul d'une estimation dudit rapport signal à bruit calculant la valeur I '0Olog A 1-A 8. Utilisation du dispositif d'estimation du rapport signal à bruit selon la revendication 7 pour l'une des applications appartenant au groupe: contrôle de l'activation d'un égaliseur; - pondération des décisions d'un égaliseur d'un signal à accès multiple par répartition temporelle; contrôle de l'activation de moyens de désétalement d'un signal à accès multiple par répartition par les codes; contrôle de la puissance d'émission d'un signal.