FR 2710213 A1 19950324 FR 9310878 A 19930913 Procédé et dispositif de régulation du débit d'information d'une liaison radioélectrique La présente invention concerne un procédé et un dispositif de régu- lation du débit d'information d'une liaison radioélectrique. Elle s'applique notamment aux liaisons HF ionosphériques. Les conditions de propagation sur canal HF ionosphérique évoluent rapidement. De ce fait pour optimiser les liaisons sur ce type de canal, c'est- à-dire assurer le meilleur débit d'information possible pour les conditions de propagation rencontrées, il est nécessaire de développer des procédures de changement de débit en cours de liaison pour adapter le débit aux condi- tions de propagation. De nombreux travaux ont été réalisés récemment pour rendre les systèmes de transmission HF adaptatifs. Cette adaptivité peut être réalisée à différents niveaux: adaptivité en fréquence en recherchant un canal libre, en changeant de canal en cours de liaison; adaptivité en débit en choisis- sant le niveau optimal de protection des informations. La plupart des systèmes d'adaptation en débit estiment le rapport signal à bruit de transmission. Ce rapport peut dès lors être exploité pour décider d'éventuels changements de débits. Cette exploitation peut se faire de nombreuses manières différentes. La plus simple est de déterminer des plages de rapport signal à bruit correspondant aux différents schémas de codage utilisés. Le choix des plages est défini en fonction du taux d'erreurs binaires admissible en sortie. Ces plages sont construites à partir des courbes de performance des différents schémas de codage, pour un type de canal donné. Mais le fait que les performances du codage soient établies pour un modèle de canal constitue une des limitations de ce système. C'est pourquoi des procédures plus élaborées ont été développées pour adapter le débit par estimation du taux d'erreurs binaires en ligne. La décision de changement de débit peut alors être faite au vu de cette estimation et du taux d'erreurs binaires admissible. L'article de M. SCHOLZ ayant pour titre "Trial results of a novel error rate monitor scheme over a skywaer HF link" publié dans IEEE Electronics Letters vol. 27, n 1909-1991 pp. 1730-1732 décrit une telle procédure. Pour un type de modulation donné, le plan complexe est séparé en secteurs de décision, ces secteurs étant angulaires dans le cas d'une modu- lation MPSK. Un histogramme qui donne, pour chaque secteur, le nombre de symboles reçus tombés dans ce secteur, est constitué. Cet histogramme est comparé, par corrélation, à un certain nombre d'histogrammes de référence, chaque histogramme de référence correspondant à un type de canal donné et à un rapport signal à bruit. Cette procédure donne une estimée non biaisée du taux d'erreurs même avec un faible nombre de symboles, mais elle oblige à constituer une base de données avec un grand nombre d'histogrammes de référence. De plus, I'adaptation de la procédure aux modulations codées hauts débits n'est pas évidente. Dans les procédures connues sous l'abréviation anglo-saxonne ARQ de "Automatic Repeat reQuest" qui permettent aussi d'effectuer une adaptivité en débit il est distingué généralement entre la procédure ARQ "simple" et la procédure ARQ "optimisée". La procédure ARQ "simple" est gouvernée par un code externe qui possède à la fois des capacités de correction et de détection d'erreurs en utilisant des codes Reed-Solomon par exemple. L'adaptation en débit est intrinsèque à la méthode du fait du taux de répétition en fonction des conditions de propagation rencontrées. Cependant le débit équivalent obtenu est assez éloigné du débit optimal. La procédure ARQ "optimisée" est optimisée par l'emploi d'un code interne compatible en débit utilisant des codes poinçonnés compatibles en débit. Seule une redondance supplémentaire est transmise plutôt qu'une répétition de toute l'information. Cette procédure nécessite une gestion élaborée de la mémoire et des liaisons retours très protégées et permet d'approcher le débit optimal pour des liaisons moyen débit mais reste inadaptée aux liaisons haut débit. Pour la conception des codes et l'évaluation de leurs performances a priori, il est connu de déterminer le débit critique par intégration des bor- nes de Chernoff sur les densités de probabilité du bruit et du canal. Ces méthodes d'intégration sont notamment connues des articles DIVSALAR- SIMON "Treillis coded modulation for 4800-9600 bits/s transmission over a fading satellite channel" IEEE JSA in Communications vol. n 202 6 1987 pp. 162-175, DIVSALAR-SIMON "The design of treillis coded MPSK for fading channels performance criteria" IEEE Tr. on Communications vol. 36, n 909 - 1988 pp. 1004-1012, SCHLEGEL-COSTELLO "Bandwith efficient coding for fading chan- nels; code construction and performance analysis" IEEE JSA in Communi- cations vol. 7 n 912-1989 pp. 1356-1368. Cependant, comme pour une liaison HF ionosphérique la statistique du canal ne peut être connue, les méthodes d'intégration précédentes s'avè- rent insuffisantes pour estimer le débit critique d'une liaison. Le but de l'invention est de palier les inconvénients précités. A cet effet, l'invention a pour objet un procédé de régulation du débit d'information d'une liaison radioélectrique par calcul du facteur de Chernoff, caractérisé en ce qu'il consiste à calculer le facteur de Chernoff par intégration des bornes de Chernoff successivement sur la loi de probabilité gaussienne, associé au bruit thermique et par intégration temporelle du résultat de l'intégration précédente et à estimer le débit critique de la valeur du facteur de Chernoff ainsi calculé. Elle a également pour objet un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé. L'invention a pour principal avantage qu'elle permet grâce à la détermination du débit critique de déterminer le débit maximal possible sur une liaison en fonction des propriétés statistiques du canal et du rapport signal à bruit, le tout pour une constellation donnée d'états de modulation. Elle permet également de définir le nombre maximal de bits d'information qu'il est possible de véhiculer par symbole de modulation pour qu'il n'y ait pas d'erreur en réception (sous hypothèse de codage optimal). Comme le débit critique donne un débit limite pour des conditions de canal et une modulation données, l'invention permet de choisir "à chaque instant", parmi la palette de codages disponibles, le schéma de codage le mieux adapté aux conditions de propagation ce qui donne de fait l'adaptation en débit recherchée. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront dans la description qui suit, faite en regard des figures annexées qui repré- sentent: - La figure 1 un système de transmission d'information sur canal HF mettant en oeuvre le procédé selon l'invention. - La figure 2 présente des exemples o la valeur du critère estimé selon l'invention est mis en parallèle avec le nombre d'erreurs obtenues en cours de liaison. Pour la conception de codes, le débit critique est calculé selon l'in- vention par intégration des bornes de Chernoff sur les densités de probabi- lité du bruit et du canal, mais au lieu d'intégrer le facteur de Chernoff sur la loi de probabilité gaussienne ou sur la loi de Rayleigh, comme cela est décrit dans les articles précédemment cités, le facteur de Chernoff est approximé par intégration sur la loi de probabilité gaussienne correspondant au bruit thermique et par remplacement de l'intégration sur la loi de probabilité cor- respondant aux évanouissements par une intégration temporelle. Le facteur de Chernoff est défini par la quantité C(x,, X'j,) = Ey/x{Exp(-i(m(x'i, yi))-m(xyi,y))} (1) dans laquelle: xi, x'i sont les symboles de la constellation d'états de la modulation Yi le symbole reçu par le récepteur p le paramètre d'optimisation m(): métrique Ey/x{} I'espérance mathématique conditionnelle. Pour une constellation à M états le débit critique s'écrit: R0 =- log2min g " ' p(xi)p(xj)C(xi, yj,)(2) i=1 j=1 o p(xi) est la probabilité associée à l'état xi. Par intégration du facteur de Chernoff sur la loi de probabilité gaus- sienne: - la valeur optimale du paramètre p est: 1 (3) PO - 4o2 3 - I'expression du facteur de Chernoff est: C(xi,xj, a0) =e a2 (.xj)2 (4) 8t2 - l'expression du débit critique est: M M Es(_X Ro lo92M 2 = e (xJ) (5) Dans le cas d'une modulation de phase MPSK, Ro s'écrit encore jE _(sin( 27z(K; -Ki)l 2 i M R0 1-0g2 M2i1 =e NoE / (6) Dans le cas d'un canal diffus, les lois qui régissent les variables aléatoires associées au bruit additif (loi gaussienne) et aux évanouissements (loi de Rayleigh) sont supposées indépendantes. L'espérance mathématique est calculée par intégration successive sur les deux lois de probabilité. L'intégration sur la loi gaussienne est identique au cas précédent. La valeur trouvée précédemment est alors intégrée sur la loi de Rayleigh, ce qui donne les résultats suivants: i L0o42 (7) 1+ 4a 28 C(xi, Xj, go): (8) 1 (y-j) 1:+ sx xjj) R0=l9 M ME Es___ (9)l Dans le cas d'une modulation MPSK, R0 s'écrit encore 1 M M R = -l g2 1"MMl s Ro =10M92 1 + E fsin 29(K) (10) 1+NO Dans la pratique si, en première approximation, il est possible d'as- similer le bruit thermique à un bruit blanc gaussien, en revanche la loi de variation de gain du canal ne peut être approximée par une loi de Rayleigh, car cette modélisation devrait prendre en compte le fait que le canal n'est pas sans mémoire. C'est pourquoi selon l'invention l'approximation du calcul du facteur de Chernoff a lieu par intégration sur la loi de probabilité gaus- sienne correspondant au bruit thermique et par intégration sur la loi de pro- babilité correspondant aux évanouissements remplacée par une intégration temporelle (ergodicité). Pour ce faire la valeur de po des relations (3) et (7) est conservée: 1' 2 (11) 0 - 4Y2 L'intégration temporelle du coefficient de Chernoff donne: T '4 tN dt C(xjxj,,o)= - (-xJidt (12) De là, le débit critique associé devient R () ó TT (4NO)x Xj)2dt (3 Ro(- C) - log2.i1. e dt (13) En permutant sommations et intégration Ro) =og2 I2 M M YYZe dt) (14) T T_ i=l j=l Dans le cas d'une modulation MPSK ROT) 109 e(2((M - dt] (15) M2i=l j=l _ Soit encore: T M M EsL)t sin(27r(Ki-Kj) R0() 1-0 Io t Y e NO M dt ( 16) lT+ T- i1 j-,=. 2 i=lj=M Le critère précédent peut être avantageusement mis en oeuvre dans un dispositif formé par un modem parallèle cohérent associé à des modula- tions codées en treillis du type représenté sur la figure 1. Un tel type de dis- positif comporte dans la partie émission un ensemble 1 de codeurs compor- tant des codeurs c1 à cn, couplé à un modulateur 2 par l'intermédiaire d'un entrelaceur 3. Côté réception, il comporte un démodulateur 4 couplé à un ensemble 5 de décodeurs comportant des décodeurs dl à dn, par l'intermé- diaire d'un désentrelaceur 6. Le démodulateur est couplé à un prédicteur 7 par l'intermédiaire d'un estimateur de débit critique 8 formé par un proces- s seur ou tout dispositif équivalent programmé pour évaluer le débit selon la relation (16) si la modulation est de type MPSK ou selon la relation (14) pour d'autres types de modulation. Un dispositif à seuil 9 à histérésis est com- mandé par le prédicteur 7 pour sélectionner le décodeur 5 et le codeur 1 qui correspondent au débit calculé, I'information de sélection des codeurs 1 étant transmise sur une liaison hertzienne de retour à destination de la par- tie émission. Comme la procédure d'entrelacement utilisée par l'entrelaceur 3 et le désentrelaceur 6 pour lutter contre les trous de "fading" a pour effet de transmettre des symboles consécutifs sur une durée d'entrelacement Tent, la durée d'intégration T pour calculer le débit critique est choisie supé- rieure ou égale à cette durée. En la prenant égale, le débit critique sera bien adapté au canal rencontré dans le cas o ce dernier varierait rapidement. Le changement de débit est décidé par le dispositif à seuil 9 par un seuillage sur le débit critique associé à la modulation comptant le plus grand nombre d'états. Le niveau des seuils est évalué pour éviter les changements de débit intempestifs. Ainsi le seuil pour passer d'un débit d1 à un débit supé- rieur d2 doit être supérieur à celui utilisé pour passer de d2 à d1. Dans le cas o une modulation codée est associée à un code ex- terne en bloc, le niveau du seuil doit être réglé en fonction du pouvoir de correction du code externe. Le prédicteur 7 permet une prédiction du débit critique et, par là, d'anticiper les changements de débit. Naturellement l'invention, n'est pas limitée au système de transmis- sion haut débit utilisant un modem HF parallèle cohérent et des modulations codées. Elle peut également être utilisée avec tout type de modem (à condi- tion qu'il fournisse une estimation du rapport signal à bruit) et tout type de code. Si initialement le critère d'adaptivité selon l'invention a été mis au point pour un canal HF ionosphérique, il va de soi qu'il peut être employé sur tout canal diffus, notamment pour des applications de communication par satellites avec des mobiles. REVENDICATIONS 1. Procédé de régulation du débit d'information d'une liaison radio- électrique par calcul du facteur de Chernoff, caractérisé en ce qu'il consiste à calculer (8) le facteur de Chernoff par intégration des bornes de Chernoff successivement sur la loi de probabilité gaussienne, associé au bruit thermique et par intégration temporelle du résultat de l'intégration précédente et à estimer le débit critique de la valeur du facteur de Chernoff ainsi calculé. 2. Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce que le facteur de Chernoff calculé est de la forme Te-N dt =IT 40o o xi, xj désignent les symboles de la modulation IpC est la valeur optimale d'un paramètre d'optimisation E Es est le rapport signal à bruit No et T est la durée d'intégration. 3. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, carac- térisé en ce que le débit critique est calculé par la relation ( (Es)t( R0(T)z-log2I M y ed T T_ i=l j=l o M désigne le nombre d'états de la modulation. 4. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, carac- térisé en ce que pour une modulation MPSK le débit critique est calculé par la relation: -[)t[ sin[ 2=r(KiKJ)/)d 2 M j= l 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, carac- térisé en ce qu'il consiste pour modifier le débit à effectuer un seuillage sur le débit critique calculé associé à la modulation comptant le plus grand nombre d'états. 6. Dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une quelcon- que des revendications 1 à 5 comportant un ensemble (1) de codeurs (c1 à Cn) couplé à un modulateur (2) par l'intermédiaire d'un entrelaceur (3) et un ensemble (5) de décodeurs (d1 à dn) couplés à un démodulateur (4) par l'intermédiaire d'un désentrelaceur (6), caractérisé en ce qu'il comporte un estimateur de débit critique (8) couplé au démodulateur (4) pour calculer le débit critique et sélectionner, en fonction du débit critique calculé, les co- deurs (c1... cn) et décodeurs (d1... dn) correspondant au débit. associé à la plage dans laquelle se trouve le débit critique estimé. 7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que l'estima- teur de débit est couplé à un prédicteur (7). 8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 6 et 7, carac- térisé en ce que la sélection des codeurs est effectuée par voie hertzienne.