FR 2703860 A1 19941014 FR 9403657 A 19940329 CIRCUIT DE DÉTECTION DE SIGNAL DE FRÉQUENCE RADIO COMMANDÉ PAR COEFFICIENT DE TEMPÉRATURE De façon globale, cette invention concerne les circuits de commande d'amplificateur de puissance de signal de fréquence radio (R F) et, de façon plus spécifique, un circuit de détection de signal R F commandé par coefficient de température (TC) pour une utilisation dans des circuits de commande de puissance de sortie pour des amplificateurs de puissance de signal R F L'utilisation des amplificateurs de puissance dans la transmission des signaux R F présente de nombreuses applications comprenant, sans limitation, les systèmes de communication de radiotéléphone Dans un système de communication par radiotéléphone cellulaire, on trouve de15 nombreux émetteurs/récepteurs sur site situés sur une zone géographique pour assurer des communications radio dans sa zone environnante de couverture référencée comme cellule. Chaque émetteur/récepteur sur site constitue un interface entre le système de ligne téléphonique et des20 radiotéléphones portables et mobiles situés dans sa cellule Les émetteurs/récepteurs et les radiotéléphones sur site communiquent par envoie par réception de signaux R.F l'un vers l'autre. Dans des systèmes de radiotéléphone à accès multiple et à division en fréquence (FDMA), chaque radiotéléphone demandeur reçoit un canal radio (une fréquence de transmission R F et une fréquence de réception R F) pour la durée des communications délivrées avec l'émetteur/récepteur sur site Lors d'un appel30 téléphonique, l'émetteur/récepteur par radiotéléphone s'active et reste sur la fréquence de transmission R F. pendant toute la durée de l'appel téléphonique Alors, l'émetteur/récepteur par radiotéléphone et, par la suite, l'amplificateur de puissance R F du radiotéléphone n'ont seulement besoin que d'être activés une fois et désactivés une fois pour chaque appel téléphonique De la même façon, l'émetteur de l'émetteur/récepteur sur site reste, de même, activé pendant la durée d'un appel téléphonique Comme les émetteurs dans les systèmes de radiotéléphone FDMA ne sont activés qu'au débit d'un appel et désactivés à la fin de l'appel, la vitesse à laquelle l'amplificateur de puissance est activé ou désactivé peut être relativement petite. Dans des systèmes de radiotéléphone à accès multiple à division dans le temps (TDMA), tel que le système de radiotéléphone "Système Global pour Communications Mobiles" (GSM), utilisé couramment en Europe, 8 radiotéléphones peuvent partager un seul canal TDMA car 8 intervalles de temps disponibles sont répétés dans des trames successives. Chaque radiotéléphone reçoit un intervalle de temps d'un canal TDMA Lors de l'intervalle de temps assigné, le radiotéléphone cale son amplificateur de puissance sur la fréquence correcte et sur le niveau de puissance de sortie,20 transmet l'information désirée puis descend son amplificateur de puissance de façon à ne pas perturber ou interférer avec les autres utilisateurs utilisant le même canal TDMA Par la courte longueur de chaque intervalle de temps (par ex 577 msec), il est nécessaire de commander et25 de conformer, de façon précise, la montée et la descente de la sortie d'amplificateur de puissance sur un grand intervalle de températures Dans les systèmes de radiotéléphone GSM, un masque dans le temps et un masque de fréquence spectrale pour la montée et la descente de la30 sortie d'amplificateur de puissance ont été spécifiés, de façon stricte, par les Recommendations GSM 05 05 (Sous- sections 4 2 2 et 4 5 2 et Annexe 2) Si les recommandations GSM ne sont pas strictement suivies, les appels téléphoniques sur des canaux TDMA adjacents risquent d'être soumis à une interférence, à la fois, dans le temps et en fréquence. Un système d'amplificateur de puissance pouvant suivre les recommandations GSM, est décrit dans le Brevet U S NO 5 150 075 Cependant, ce système d'amplificateur de puissance se base principalement sur un circuit de détection stable de signal R F non susceptible de variations en température et en tension d'alimentation de puissance Ainsi, on recherche un circuit amélioré de10 détection de signal R F très stable sur un grand intervalle de variations, à la fois, de températures et de tension d'alimentation de puissance. La présente invention concerne un circuit de détection couplé à un signal R F à partir d'une source de signal, comprenant une première source de courant pour générer un premier courant, un premier dispositif à miroir de courant couplé au premier courant pour produire un premier courant de miroir et un circuit de redressement polarisé par le premier courant de miroir et redressant le20 signal R F pour produire un signal de sortie Selon une caractéristique de la présente invention, la première source de courant peut générer un premier courant présentant un coefficient de température positif de variation avec la température; une seconde source de25 courant peut générer un second courant possédant un coefficient de température négatif de variation avec la température; et un second dispositif de miroir de courant peut combiner les premier et second courants pour produire un second courant de miroir couplé au premier dispositif de30 miroir de courant. La Figure 1 est un synoptique d'un système de communication par radiotéléphone comprenant un ou plusieurs émetteurs/récepteurs sur site et un ou plusieurs radiotéléphones pouvant utiliser, de façon avantageuse, un circuit de détection de signal R F commandé par TC selon la présente invention; la Figure 2 est un synoptique d'un amplificateur de puissance et d'un circuit de commande d'amplificateur de puissance pouvant utiliser, de façon avantageuse, un circuit de détection de signal R F commandé par TC selon la présente invention; la Figure 3 est un synoptique d'un circuit de détection de signal R F commandé par TC selon la présente invention; et la Figure 4 est un schéma du circuit de détection de signal R F commandé par TC de la Figure 3. En référence à la Figure 1, un synoptique d'un système de radiotéléphone cellulaire couvrant une zone géographique telle que la zone métropolitaine d'une ville ou tout un pays, et comprenant des émetteurs/récepteurs sur site loi situés dans des cellules respectives et des radiotéléphones mobiles et portables 103 pouvant utiliser, de façon avantageuse, un circuit de détection de signal20 R F commandé par TC selon la présente invention Chaque émetteur/récepteur sur site 101 communique des signaux R F. aux radiotéléphones 103 lorsqu'ils sont situés dans sa cellule. Dans le mode de mise en oeuvre préféré, le système de radiotéléphone cellulaire de la Figure 1 est un système numérique de radiotéléphone cellulaire GSM/TDMA mis en oeuvre et fonctionnant selon les Recommendations GSM promulgées par l'Institut Européen des Standards de Télécommunication (ETSI) et adopté pour une utilisation30 dans beaucoup de pays d'Europe Le système de radiotéléphone GSM de la Figure 1 reçoit deux bandes de fréquences de signal R F pour des communications en duplex, une bande à 890 à 915 M Hz et l'autre bande à 935 à 960 M Hz Dans chacune de ces bandes, les fréquences du signal R F sont espacées l'une de l'autre de 200 k Hz. Chaque signal R F est un signal R F TDMA possédant 8 intervalles de temps répétés dans des trames successives pour les communications Chaque fréquence de signal R F. d'une bande en conjonction avec une fréquence correspondante de signal R F d'une autre bande est appelée un canal TDMA Chaque canal TDMA peut manier 8 communications simultanées en duplex entre chaque émetteur/récepteur sur site 101 et 8 radiotéléphones différents 103 dans sa cellule Chaque radiotéléphone 103 reçoit un intervalle de temps pour la diffusion et un intervalle de temps pour la réception d'informations de l'émetteur/récepteur sur site 101 Chaque intervalle de temps a une durée d'environ 577 msec. Le radiotéléphone 103 comprend un émetteur 107, un récepteur 109 et une commande à processeur de signal numérique (DSP) 111 Plusieurs signaux sont transmis entre la commande à processeur de signal numérique (DSP) 111 et20 l'émetteur 107 sur plusieurs lignes de signal 113 La commande à processeur de signal numérique (DSP) 111 peut être mise en oeuvre avec tout DSP usuel comme, par exemple, le DSP 56000 disponibles chez Motorola, Inc Le radiotéléphone 103 peut être tout radiotéléphone usuel GSM25 comprenant un émetteur, un récepteur et une commande DSP comme, par exemple, le radiotéléphone GSM, modèle numéro F 19 UVDO 960 AA disponible chez Motorola Inc, Groupe Souscripteur Cellulaire, 600 North U S Highway 45, Libertyville, Illinois 60048 U S A. Dans des systèmes de radiotéléphone GSM, un émetteur 107 et un émetteur/récepteur sur site 101 contiennent chacun des amplificateurs de puissance remplissant les conditions strictes définies par les Recommendations GSM 05.05 (Sous- sections 4 2 2 et 4 5 2 et Annexe 2) Ces spécifications nécessitent que tout émetteur présente un masque de temps spécifique et un masque de fréquence spectrale spécifique, comme illustré dans le Brevet U S NO 150 075. Une antenne 105 est utilisée pour la communication de signaux R F entre le radiotéléphone 103 et l'émetteur/récepteur sur site 101 Lors de la réception de signaux R F, l'antenne 105 convertit les signaux en signaux électriques R F qui sont couplés au récepteur 109. Le récepteur 109 démodule et convertit les signaux R F. reçus en signaux d'information comprenant des signaux vocaux et de données utilisables par le reste du radiotéléphone 103. Lors de la transmission de signaux R F par le radiotéléphone 103, la commande à processeur de signal numérique (DSP) 111 couple l'information à l'émetteur 107 et commande l'émetteur 107 via les lignes de signal 113. L'émetteur 107 convertit l'information en signaux électriques R F et les amplifie d'une valeur adaptée Les signaux électriques R F amplifiés sont couplés à l'antenne 105 qui les convertit en signaux R F émis vers l'émetteur/récepteur sur site 101. En référence à la Figure 2 est illustré un synoptique d'un amplificateur de puissance 203 et ses commandes associées qui sont situées dans l'émetteur 107 Un signal25 dentrée R F 209 contient une information comprenant des signaux vocaux et de données Un amplificateur d'excitation 205 est un amplificateur de puissance réglable amplifiant le signal dentrée R F 209 en réponse à un signal de commande d'amplification 207 pour produire une sortie qui30 est couplée à l'amplificateur de puissance 203 et qui est amplifiée d'un gain fixé pour produire une sortie de signal R.F 214 à un niveau désiré de puissance de sortie Le coupleur 201 est un coupleur électromagnétique usuel couplant l'amplificateur de puissance 203 à l'antenne 105 sans produire de perte excessive et fournissant, de même, un SIGNAL DE RÉTROACTION R F 212 dont l'amplitude est proportionnelle au niveau de puissance de sortie de signal R.F 214. Un circuit de détection 211 est couplé au SIGNAL DE RÉTROACTION R F 212 pour produire un SIGNAL DE NIVEAU DE PUISSANCE 229 dont l'amplitude est proportionnelle au niveau de puissance de sortie du signal de sortie R F 214. Le circuit de détection 211 produit, de même, un SIGNAL de RÉFÉRENCE 213 dont l'amplitude est pratiquement égale à la tension D C de décalage du SIGNAL DE NIVEAU DE PUISSANCE 229 lorsque l'amplificateur de puissance 203 est coupé et ne transmet pas. Un comparateur 215 est couplé au SIGNAL DE NIVEAU DE PUISSANCE 229 et au SIGNAL de RÉFÉRENCE 213 pour produire un signal de sortie 227 présentant une faible tension lorsque l'amplitude du SIGNAL DE NIVEAU DE PUISSANCE 229 dépasse l'amplitude du SIGNAL de RÉFÉRENCE 213 Un signal de sortie 225 est généré par la commande à processeur de20 signal numérique (DSP) 111 et est utilisé pour extraire un signal de sortie 227 Le signal de sortie 225 est haut au début d'un intervalle de temps actif pendant lequel le radiotéléphone 103 ou l'émetteur/récepteur sur site 101 transmet et est abaissé après la production du signal de25 sortie R F 214 désiré de forme d'onde de sortie Cela élève le signal de sortie 227 pendant un intervalle de temps actif avant l'activation de l'amplificateur de puissance 203 et l'amplificateur d'excitation 205 Lors de l'activation de l'amplificateur de puissance 203 et de30 l'amplificateur d'excitation 205, le signal de sortie 227 devient bas. Après un intervalle de temps prédéterminé ( 10 msec dans le mode de mise en oeuvre préféré) à partir du début d'un intervalle de temps actif, la commande à processeur de signal numérique (DSP) 111 génère une forme d'onde désirée et l'applique à un convertisseur digital/analogique D/A 221 Le convertisseur digital/analogique D/A 221 convertit l'entrée numérique de la commande à processeur de signal numérique (DSP) 111 en un signal analogique de sortie 231, référencé comme signal AOC Le signal AOC 231 et le SIGNAL VGAIN 235 sont couplés à un intégrateur 219 et sont comparés et intégrés par l'intégrateur pour produire un signal de commande d'amplification 207 qui, à son tour, est couplé à l'amplificateur d'excitation 205 pour faire varier son niveau d'amplification Le signal AOC 231 a une valeur produisant un niveau parmi une pluralité de niveaux de puissance de sortie du signal de sortie R F 214 à partir de l'amplificateur de puissance 203 Dans le mode de mise en oeuvre préféré, la forme d'onde préférée est un cosinus montant élevant régulièrement le signal de sortie R F 214 de l'amplificateur de puissance 203 à un niveau désiré de puissance de sortie Le signal AOC 231 et la réponse montante en cosinus du signal de sortie R F 214 sont20 illustrés et décrits, de façon plus détaillée, dans le Brevet U S NO 5 150 075. Une boucle de commande à saturation constituée du coupleur 201, du circuit de détection 211, du comparateur 217 et de la commande à processeur de signal numérique (DSP) 111, empêche l'amplificateur d'excitation 205 et l'amplificateur de puissance 203 de dépasser leurs limites établies de puissance de sortie Le comparateur 217 est un détecteur de saturation comparant le SIGNAL DE NIVEAU DE PUISSANCE 229 au signal AOC 231 pour déterminer si le30 SIGNAL DE NIVEAU DE PUISSANCE 229 est sensible aux variations du signal AOC 231 Lorsqu'une saturation est atteinte, la tension du SIGNAL DE NIVEAU DE PUISSANCE 229 ne variera pas en réponse à une variation de la tension du signal AOC 231 Par conséquent, lorsque la tension du35 SIGNAL DE NIVEAU DE PUISSANCE 229 chute en dessous de la t 2703860 tension du signal AOC 231, le signal de sortie 233 du comparateur 217 est bas, indiquant une saturation de l'amplificateur d'excitation 205 et de l'amplificateur de puissance 203 Le signal de sortie 233 du comparateur de saturation est couplé à la commande à processeur de signal numérique (DSP) 111 contenant un algorithme de détection de saturation. Selon l'algorithme de détection de saturation, la commande à processeur de signal numérique (DSP) 111 réduit la tension du signal AOC 231 lors d'étapes successives jusqu'à ce que la tension du signal AOC 231 chute en dessous de celle du SIGNAL DE NIVEAU DE PUISSANCE 229 Le fonctionnement de la boucle de commande de saturation est décrite, de façon plus détaillée, dans le Brevet U S NO 5 278 994, intitulé " Procédé et Dispositif de Détection et de Correction de Saturation d'Amplificateur de Puissance ", délivré le 11 Janvier 1994 et attribué à Motorola Inc. En référence à la Figure 3 est illustré un synoptique d'un circuit de détection 211 selon la présente invention. Une source de courant à coefficient positif 303, une source de courant à coefficient négatif 305 et un mirroir de courant 301 du circuit de détection 211 produisent des courants pratiquement identiques Iml et son miroir Im 2 La source de courant à coefficient positif 303 produit un25 courant I+ possédant un coefficient positif de variation avec la température Dans le mode de mise en oeuvre préféré, le courant I+ possède un coefficient de température de + 333 ppm/OC La source de courant à coefficient négatif 305 produit un courant I possédant un30 coefficient négatif de variation avec la température Dans le mode de mise en oeuvre préféré, le courant I possède un coefficient de température de -6000 ppm/OC Les courants I+ et I et leurs coefficients respectifs de température sont multipliés et sommés selon une proportion prédéterminée35 dans le mirroir de courant 301 pour produire un courant compensé Im I Dans le mode de mise en oeuvre préféré, le courant Iml possède un coefficient de température de 3000 ppm/IC Le mirroir de courant 301 produit un courant Im 2 comme miroir pratiquement identique du courant compensé Iml. Le courant compensé Im 2 est couplé à un mirroir de courant d'anti-blocage 309 appliquant les courants de miroir Ial et Ia 2 du courant Im 2 à un détecteur à diode 311 Le détecteur à diode 311 comprend deux branchements comprenant chacun une diode Schottky montée en série avec un circuit résistif à la masse du signal et couplés chacun à un des courants compensés Ial et Ia 2 La diode Schottky de chaque branchement du détecteur à diode 311 est couplée et est polarisée par le courant correspondant des courants compensés Ial et Ia 2 Chaque branche du détecteur à diode 311 possède un coefficient positif de variation avec la température qui est pratiquement décalé par le coefficient négatif de variation avec la température des courants compensés Ial et Ia 2 Dans le mode de mises en oeuvre préféré, chaque branche détecteur à diode 311 possède un coefficient de température de + 3000 ppm/OC et des courants compensés Ial et Ia 2 possédant chacun un coefficient de température de -3000 ppm/OC Le TC de + 3000 ppm/OC est dû aux résistances implantées (par ex les résistances 453,25 454, 455 et 456) dans chaque branche du détecteur à diode 311. La diode Schottky de chaque branche du détecteur à diode 311 est couplée et redresse en demi-onde le SIGNAL DE RÉTROACTION R F 212 pour produire le SIGNAL DE NIVEAU DE30 PUISSANCE 229 compensé en température et en tension présentant un niveau d'essai proportionnel au niveau de puissance de sortie du signal de sortie R F 214 En utilisant la présente invention, le SIGNAL DE NIVEAU DE PUISSANCE 229 présente un niveau d'essai stable dans 5 m V35 sur la gamme de températures de -55 WC à + 1250 C et sur lé l'intervalle de tensions d'alimentation de puissance de 2,7 V à 4,75 V. En référence à la Figure 4 est illustré un schéma du circuit de détection de signal R F commandé par TC de la Figure 3 La tension d'alimentation de puissance Vcc peut s'étendre entre 2,7 V et 4,75 V Le SIGNAL DE VALIDATION peut être utilisé pour activer ou désactiver le circuit de détection 211 par couplage respectif à une haute ou basse tension La source de courant à coefficient positif 303 est mise en oeuvre par des transistors NPN 416, 417, 420 et 421 La source de courant à coefficient négatif 305 est mise en oeuvre par un transistor NPN 418 Le mirroir de courant 301 est mis en oeuvre par des transistors PNP 401 et 403 Les courants I+ et I et leurs coefficients respectifs de température sont multipliés selon une proportion correcte par sélection des valeurs des résistances d'émetteur 472 et 741 des transistors 418 et 421 respectifs. Le mirroir de courant d'anti-blocage 309 est mis en oeuvre par des transistors NPN 411 et 413 et des diodes Schottky 406 et 407 Le transistor PNP 404 applique un courant Im 2 aux transistors NPN 411 et 443 Le transistor NPN 419 fournit le courant de base au transistor PNP 404. Le transistor NPN 411 applique un courant Ial à la diode25 Schottkyy 430 et le transistor NPN 413 applique un courant Ia 2 à la diode Schottky 431 Le transistor PNP 402 équilibre l'effet du courant de base des transistors PNP 401 et 403 dans le mirroir de courant 301 Le transistor NPN 412 équilibre l'effet du courant de base des transistors NPN 411 et 413 dans le mirroir de courant d'anti-blocage 309 La diode Schottky 432 protège la jonction base/émetteur du transistor NPN 413 contre de grands à-coups positifs du SIGNAL DE RÉTROACTION R F 212. Lors de grands à-coups positifs du SIGNAL DE RÉTROACTION35 R F 212, la diode Schottky 407 empêche une conduction de la diode Schottky 432 via la jonction base/collecteur du transistor NPN 413 et la diode Schottky 406 empêche une conduction de la diode Schottky 432 par les jonctions base/collecteur des transistors NPN 411 et 412. Le détecteur à diode 311 comprend dans une branche une résistance, la diode Schottky 431, un condensateur à la masse et trois résistances couplées en série à la masse et, dans une autre branche, une résistance, la diode Schottky 430 et trois résistances couplées en série à la masse Dans le mode de mise en oeuvre préféré, les diodes Schottky 431 et 432 et les résistances de chaque branche possèdent des caractéristiques électriques identiques car elles sont sur le même support semi- conducteur Les résistances de chaque branche présentent, de même, des valeurs pratiquement identiques La diode Schottky 431 est couplée au condensateur 451 et redresse en demi-onde le SIGNAL DE RÉTROACTION R F 212 pour produire un SIGNAL DE NIVEAU DE PUISSANCE 229 compensé en température et en tension Ainsi, lors de passages en positif du SIGNAL DE RÉTROACTION R F. 212, la diode Schottky 431 est conductrice et charge le condensateur 452 pour produire un SIGNAL DE NIVEAU DE PUISSANCE 229 Lors de passages en négatif du SIGNAL DE RÉTROACTION R F 212, la diode Schottky 431 se coupe et ne conduit pas Le SIGNAL DE NIVEAU DE PUISSANCE 229 est pris25 à la jonction des résistances 454 et 455, le SIGNAL VGAIN 235 est pris à la jonction des résistances 455 et 456 et le SIGNAL de RÉFÉRENCE 213 est pris à la cathode de la diode Schottky 430 Le SIGNAL de RÉFÉRENCE 213 fournit une tension compensée au comparateur 215 correspondant à la30 valeur du SIGNAL DE NIVEAU DE PUISSANCE 229 pour un SIGNAL DE RÉTROACTION R F 212 nul. Selon une caractéristique de la présente invention, le transistor NPN 413 du mirroir de courant d'anti-blocage 309 empêche la diode Schottky 431 de bloquer la tension à la jonction de sa cathode avec le condensateur 451 et la résistance 453 Lorsque le SIGNAL DE RÉTROACTION R F 212 est petit ou non présent, le courant Ia 2 fourni par le transistor NPN 413 à la diode Schottky 431 est de 50 g A. Cependant, lorsque le SIGNAL DE RÉTROACTION R F 212 est grand, le courant Ia 2 fourni par le transistor NPN 413 à la diode Schottky 431 augmente (par ex à plusieurs m A) de telle façon que la tension à la jonction du condensateur 451 et de la résistance 453 suit pratiquement la tension du SIGNAL DE RÉTROACTION R F 212, évitant ainsi l'effet de blocage de la diode Schottky 431. Dans le mode de mise en oeuvre préféré, le circuit de détection 211 de la Figure 4 est intégré à un support de semi-conducteur utilisant le processus MOSAIC 1 5 Les TC des tensions de sortie du SIGNAL DE NIVEAU DE PUISSANCE 229, du SIGNAL de RÉFÉRENCE 213 et du SIGNAL VGAIN 235 sont pratiquement nuls par les courants de polarisation Ial et Ia 2 dont le TC est pratiquement égal mais opposé au TC des résistances couplées aux diodes Schottky 431 et 432 Comme les tensions de sortie présentent un TC pratiquement nul et20 comme les diodes Schottky 431 et 432 sont appariées en caractéristiques, le SIGNAL DE NIVEAU DE PUISSANCE 229 et le SIGNAL de RÉFÉRENCE 213 sont tous deux compensés en niveau de température et de tension sur une large gamme de températures et de tensions. Pour le processus MOSAIC 1 5, le TC des résistances implantées dans le circuit de détection 211 de la Figure 4 est d'environ + 3000 ppm/OC Le courant Im 2 est réglé à un TC de -3000 ppm/OC pour permettre aux tensions de sortie du SIGNAL DE NIVEAU DE PUISSANCE 229, du SIGNAL de RÉFÉRENCE30 213 et du SIGNAL VGAIN 235 de rester constantes en température Les courants Iml et Im 2 sont produits par le générateur de courant constitué des transistors NPN 416, 417, 418, 420 et 421 et des résistances 471 et 472. L'équation de la tension V 471 aux bornes de la résistance 471 est: V 471 = Vt * lnl(A 421 * A 416)/(A 420 * A 417)l o A représente la section des émetteurs de transistor; la tension V 471 est la partie " A 4/R " de l'équation TC; et le TC d'un "A 4 " est de + 3333 ppm/ C (dû à Vt = k T/q) La tension V 471 aux bornes de la résistance 471 établie la valeur du courant dans la résistance 471 et le courant dans les transistors 421 et 417 Le TC de ce courant peut être donné par: TC (IA/R) = TCO TCR Par conséquent, le TC de A/R est légèrement positif car TCR est de - 3000 ppm et TCA est de + 3333 ppm/ C. Le générateur de courant 4/R est constitué du transistor NPN 418 et de la résistance 472 La base du transistor NPN 418 est à 2 Vbe, la chute de tension dans la15 résistance 472 étant ainsi de Vbe Le TC du courant dans le transistor NPN 418 est alors la combinaison du TC d'une Vbe et du TC de la résistance 472 A nouveau, le TC d'une résistance implantée de 2 k Q est de + 3000 ppm/ C Le TC du générateur de courant /R est alors: TC(I/R) = TC( 4) TC(R) = l(Ego Vbe)/(T * Vbe) 3000 l = -6000 ppm o (Ego Vbe)/(T * Vbe) = -3000 ppm. Le TC total du courant dans le transistor PNP 401 de diode de référence et ainsi, dans le transistor de source de courant 403, est alors: TC(I,/R) * IO/R + TC(IAà/R) * IA/R = ITOTAL * TC(ITOTAL) O ITOTAL est la somme des deux générateurs de courant Si le courant total dans la diode de référence est de 50 MA et si un TC de -3000 ppm/ C est nécessaire pour annuler le TC de + 3000 ppm/ C des résistances implantées dans le détecteur à diode 311, alors: (-6000 ppm * Ie/R) + ( 333 ppm * IàO/R) = 50 MA * (-3000 ppm) ce qui donne environ: IQ/R = 26 A et I/R = 24 k A. La valeur de la résistance 471 dans le générateur de courant A/R et la valeur de la résistance 472 dans le générateur de courant /R sont alors choisies pour donner10 les valeurs de courant trouvées ci-dessus. Le circuit amélioré de détection de signal R F à commande par TC de la présente invention est stable dans m V pour la température s'étendant entre -55 C et + 125 C et pour une tension d'alimentation de puissance s'étendant de 2,7 V à 4,75 V et peut être utilisé, de façon avantageuse, dans tout équipement radio o il est nécessaire d'échantilloner, de façon précise, l'amplitude d'un signal R F. REVENDICATIONS 1 Circuit de détection couplé à un signal de fréquence radio (R F) à partir d'une source de signal, ledit circuit de détection étant caractérisé par: une première source de courant ( 303) pour générer un premier courant possédant un coefficient positif de température de variation avec la température; une seconde source de courant ( 305) pour générer un second courant possédant un coefficient négatif de température de variation avec la température; un premier dispositif de miroir de courant ( 301) pour combiner les premier et second courants et pour produire un premier courant de miroir; un second dispositif de miroir de courant ( 309) couplé au premier courant de miroir pour produire un second courant de miroir; et un circuit de redressement ( 311) second courant de miroir et redressant le produire un signal de sortie dont20 proportionnelle à celle du signal R F 2 Emetteur de signal de (R.F), caractérisé par: une antenne ( 105) pour émettre fréquence radio (R F); un amplificateur ( 205) sensible commande pour amplifier un signal R F. polarisé par le signal R F pour l'amplitude est fréquence radio des signaux de à un signal de à partir d'une source de signal afin de produire un signal R F amplifié; un coupleur ( 201) couplé à l'amplificateur pour le couplage du signal R F amplifié à l'antenne ( 105) et pour 17 2703860 produire un signal R F de rétroaction dont l'amplitude est proportionnelle à celle du signal R F amplifié; le circuit de détection ( 211) couplé au signal R F. de rétroaction comprenant: une première source de courant ( 303)pour générer un premier courant possédant un coefficient positif de variation avec la température; une seconde source de courant ( 305) pour générer un second courant possédant un coefficient négatif de température de variation avec la température; un premier dispositif de miroir de courant ( 301) pour combiner les premier et second courants et pour produire un premier courant de miroir; un second dispositif de miroir de courant ( 309) couplé au premier courant de miroir pour produire un second courant de miroir; et un circuit de redressement ( 311) polarisé par le second courant de miroir et redressant le signal R F pour produire un signal de sortie dont l'amplitude est20 proportionnelle à celle du signal R F; et un circuit de traitement ( 111) couplé au circuit de détection pour régler l'amplitude du signal de commande en réponse à celle du signal de niveau de puissance de sortie. 3 Circuit de détection ( 211) couplé, de façon capacitive, à un signal de fréquence radio (R F) à partir d'une source de signal, ledit circuit de détection ( 211) étant caractérisé par: une source de courant pour générer un premier courant; un dispositif de miroir de courant couplé au premier courant pour produire un premier courant de miroir; et un circuit de redressement polarisé par le premier courant de miroir et redressant le signal R F pour produire un signal de sortie dont l'amplitude est proportionnelle à celle du signal R F 4 Circuit de détection selon la revendication 3, caractérisé en ce que le circuit de redressement comprend une diode Schottky couplée à un condensateur en paralèlle avec au moins une résistance. Circuit de détection selon la revendication 3, caractérisé en ce que le dispositif de miroir de courant comprend un premier transistor pour un miroir du premier courant afin de produire le premier courant de miroir et un second transistor pour un miroir du premier courant afin de produire un second courant de miroir. 6 Circuit de détection selon la revendication , caractérisé en ce que le circuit de redressement comprend une première branche avec une première diode Schottky couplée à un condensateur en paralèlle avec au moins une résistance et une seconde branche avec une seconde diode Schottky couplée à au moins une résistance, ladite première diode Schottky étant couplée au signal R F.25 et au premier courant de miroir et ladite seconde diode Schottky étant couplée au second courant de miroir. 7 Circuit de détection selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il est combiné à un support de semi-conducteur, ledit circuit de détection étant intégré au support de semi-conducteur. 8 Emetteur/récepteur radio ( 103)caractérisé par: a a une antenne ( 105) pour recevoir et pour émettre des signaux de fréquence radio (R F); un récepteur ( 109) couplé à l'antenne pour la réception d'un signal R F; un amplificateur ( 205) sensible à un signal de commande pour amplifier un signal R F à partir d'une source de signal afin de produire un signal R F amplifié; un coupleur ( 201) couplé à l'amplificateur pour le couplage du signal R F amplifié à l'antenne et pour produire un signal R F de rétroaction dont l'amplitude est proportionnelle à celle du signal R F amplifié; le circuit de détection ( 211) couplé, de façon capacitive, au signal R F de rétroaction comprenant: une source de courant pour générer un premier courant; un dispositif de miroir de courant couplé au premier courant pour produire un premier courant de miroir; et un circuit de redressement polarisé par le premier courant de miroir et redressant le signal R F pour produire un signal de sortie dont l'amplitude est proportionnelle à celle du signal R F amplifié; et un circuit de traitement ( 111) couplé au circuit de détection pour le réglage de l'amplitude du signal de commande en réponse à l'amplitude du signal de niveau de puissance de sortie. 9 Emetteur/récepteur radio selon la revendication 8, caractérisé en ce que le dispositif de miroir de courant comprend un premier transistor pour un30 miroir du premier courant afin de produire le premier courant de miroir et un second transistor pour un miroir du premier courant afin de produire un second courant de miroir. Emetteur/récepteur radio selon la revendication 9, caractérisé en ce que le circuit de redressement comprend une première branche avec une première diode Schottky couplée à un condensateur en paralèlle avec au moins une résistance et une seconde branche avec une seconde diode Schottky couplée à au moins10 une résistance, ladite première diode Schottky étant couplée au signal R F de rétroaction et au premier courant de miroir et ladite seconde diode Schottky étant couplée au second courant de miroir.