FR 2692089 A1 19931210 FR 9304308 A 19930413 La présente invention concerne les suppresseurs d'écho à intervention adaptable et, plus particulièrement, un procédé permettant de réaliser la convergence dans un suppresseur d'écho à filtre adaptatif utilisant la méthode des moindres carrés. La suppression des échos est bien connue dans le traitement des communications téléphoniques à grande distance Le fait qu'on soit contraint de procéder à la suppression des échos résulte, comme cela est connu dans la technique, de l'existence de défauts d'adaptation d'impédances associés aux abonnés téléphoniques utilisant des lignes filaires, ainsi que de la décision, prise sur un plan économique, par les sociétés de téléphone, d'utiliser des connexions bifilaires entre les abonnés par lignes filaires et les centraux téléphoniques. Comme cela est connu, les connexions bifilaires demandent le mélange d'un signal téléphonique du type duplex (émission et réception) pour réaliser l'échange de signaux entre le central téléphonique et l'abonné par lignes filaires Le mélange de signaux d'émission et de réception a pour résultat qu'une partie du signal reçu est réémis sous la forme d'un signal sortant, qui va de l'abonné récepteur à l'abonné émetteur Alors que, pour des communicateurs locaux, le signal réémis peut être perçu sous la forme d'un son "caverneux", il peut représenter, dans les communications à grande distance, un écho susceptible de brouiller la perception. Le retard perçu par l'abonné entre une émission et un écho peut être un facteur déterminant du caractère acceptable et utilisable de la voie de télécommu- nications L'existence de retards courts entre communicateurs locaux (par exemple de 1 à 20 ms) ne représente typiquement pas un obstacle à un échange verbal correct Inversement, des retards plus longs (par exemple de 250 à 500 ms) peuvent provoquer, sous forme d'échos, la répétition de sillables, et même de mots entiers, et peuvent rendre inutilisable la voie de télécommunications. L'introduction de systèmes de télécommunications mobiles numé- riques a agravé le problème des retards (et, par conséquent, la nécessité de la suppression des échos) Les synthétiseurs vocaux, les algorithmes de codage par convolution, etc, provoquent typiquement des retards de signaux dans les circuits de télécommunications mobiles, qui sont de lordre de 200 ms. Depuis l'introduction de l'ordinateur numérique, la solution au problème des échos passe par la construction de suppresseurs d'écho utilisant un ordinateur Typiquement, les suppresseurs d'écho ont été réalisés à partir de filtres adaptatifs à réponse impulsionnelle finie (AFIR) (voir Adaptive Filter Theory. 2 e édition, Simon Haykin, Prentice Hall, 1991) Les filtres AFIR réalisent la suppression des échos en produisant un modèle mathématique des caractéristiques d'écho d'un système de télécommunications, à un certain stade du processus de suppression de l'écho. Le modèle mathématique (suppresseur d'écho à intervention adaptable) tel que développé par Haykin (voir ci-dessus) comporte un filtre adaptatif (vecteur filtre) qui agit sur un signal de sortie de capteur de référence (vecteur signal) pour produire une estimation du bruit (écho), lequel est soustrait d'un signal de sortie de capteur principal (signal qui contient l'écho) Le signal de sortie globale du suppresseur d'écho à intervention adaptable est ensuite utilisé pour ajuster les réglages effectués sur les valeurs de prise du vecteur filtre On peut décrire le fonctionnement du filtre adaptatif de Haykin au moyen de trois équations de base, comme suit. 1 Signal de sortie de filtre L-1 y(n)=fnxn= i, f (i)x(n i) i=O 2 Estimation de l'erreur e(n)=s(n)-y(n); 3 Adaptation par pondération des prises fn+l=fn+u e(n)xn; o la valeur Oc représente une constante d'adaptation. On choisit la constante d'adaptation it (comme enseigné par Haykin) de façon qu'elle ait la plus grande valeur possible, comme moyen d'augmenter la vitesse de convergence du filtre Toutefois, le fait de prendre une trop grande valeur conduit à une instabilité du filtre. Alors que le suppresseur d'écho à intervention adaptable de Haykin fonctionne bien dans les systèmes de transmission fixes, il apparaît souvent des difficultés dans le cas d'environnements variables, par exemple dans un système interurbain Les systèmes interurbains font intervenir, comme cela est bien connu dans la technique, des paramètres de transmission multiples et variables. Lorsqu'une communication interurbaine fait intervenir des retards importants dans la transmission des signaux (qui sont dus à la grande distance dans les systèmes analogiques ou bien aux temps de traitement des synthétiseurs numériques dans les systèmes numériques), des échos multiples peuvent être présents, ce qui demande d'employer de grands vecteurs filtre L'emploi de grands vecteurs filtre conduit à une augmentation du temps de traitement et à une diminu- tion du temps de convergence Lorsqu'un filtre intervient dans une opération interurbaine, on peut faire commuter alternativement le filtre en service et hors service dans les circuits faisant intervenir des retards longs et courts et des échos simples ou multiples. Lorsque des retards courts (ou des échos simples) interviennent, des petits vecteurs filtre peuvent être appropriés Lorsque des retards longs, ou des échos multiples, existent, il peut être nécessaire d'employer un vecteur filtre beaucoup plus grand En raison de l'importance de la suppression des échos, aussi bien pour les systèmes analogiques que les systèmes de télécommunications mobiles numériques, le besoin existe d'un suppresseur d'écho ayant un temps de convergence qui dépend moins de ce type de communication. Il est proposé un procédé permettant de réaliser la convergence dans un suppresseur d'écho à intervention adaptable Le procédé comprend les opérations consistant à localiser un écho principal à l'intérieur d'un vecteur filtre d'un signal reçu en s'appuyant sur une pluralité de valeurs de prise relatives et à resserrer le vecteur filtre à partir de la pluralité de valeurs de prise relatives Le procédé comprend en outre les opérations consistant à estimer une erreur à partir du vecteur filtre resserré et à produire un vecteur filtre mis à jour à partir de l'erreur estimée. La description suivante, conçue à titre d'illustration, vise à donner une meilleure compréhension de ses caractéristiques et avantages; elle s'appuie sur les dessins annexés, parmi lesquels: la figure 1 représente le schéma fonctionnel d'un système de télé- communications radiotéléphoniques selon linvention; la figure 2 représente le schéma fonctionnel d'un suppresseur-d'écho selon l'invention; la figure 3 est un organigramme montrant le fonctionnement du suppresseur d'écho selon l'invention; la figure 4 représente un schéma fonctionnel étendu d'un suppresseur d'écho selon l'invention; la figure 5 est un organigramme étendu montrant le fonctionnement du suppresseur d'écho selon l'invention; la figure 6 est un organigramme décrivant le processus de mise à jour des coefficients de traitement de vecteur; et la figure 7 représente la comparaison graphique des résultats d'une simulation sur ordinateur du suppresseur d'écho, respectivement selon l'invention et selon la technique antérieure. La solution au problème que pose l'augmentation de la vitesse de convergence dans la suppression des échos de systèmes numériques réside, d'un point de vue conceptuel, dans l'identification de l'emplacement d'un écho principal dans un vecteur filtre d'écho et dans l'augmentation d'un taux d'adaptation relatif aux positions de filtre proches de l'écho principal Il a été déterminé que l'écho principal avait une probabilité d'au moins 90 % de contenir sensiblement toute l'énergie des échos Le fait d'augmenter le taux d'adaptation par rapport à l'écho principal donne l'effet avantageux de permettre au filtre d'écho de converger rapidement sans instabilité On peut permettre que la convergence à l'intérieur du reste du filtre d'écho soit effectuée à un taux légèrement accru. La figure 1 représente un système de télécommunications numériques indiqué dans son ensemble par la référence 10, qui effectue la suppression des échos selon l'invention A l'intérieur d'un tel système, on trouve typiquement un certain nombre de postes mobiles (MS) 11 (un seul d'entre eux étant représenté), un système de station de base (BSS) 12, un transcodeur 13, un central électronique mobile (MSC/EMX) 14, un réseau téléphonique public (PSTN) 15, et un abonné 16 dont le poste utilise des lignes filaires Le transcodeur 13 (qui est typiquement placé à l'intérieur du BSS 12) est représenté dans un bloc séparé 13, pour faciliter les explications. Alors qu'il pourrait être appliqué à n'importe quel système de télé- communications numériques, le système employé dans ce mode de réalisation est un système à accès multiple par répartition dans le temps (TDMA) et peut fonctionner dans le cadre de protocoles de signalisation tels que spécifiés par le système cellulaire européen GSM (Groupe Spécial Mobile), comme décrit dans les recommandations GSM disponibles auprès de l'ETSI (European Télécommunications Standards Institute) Sous protocoles GSM, un signal bidirectionnel duplex peut être échangé entre un poste mobile (MS) 11 et un systèmes de station de base (BSS) 12 dans un format TDM/IDMA Des signaux vocaux qui ont été codés dans le MS 11 sont décodés dans le transcodeur 13 pour être transmis à l'abonné 16 Les signaux venant de l'abonné 16 sont codés dans le transcodeur 13 pour être émis à destination du MS 11. Les échos produits entre l'interface d'abonné 16 et l'interface 2/4 fils, qui se trouve à l'intérieur du PSTN 15, sont annulés dans le transcodeur 13, selon l'invention Le transcodeur 13, selon un mode de réalisation de l'invention, peut être un processeur de signaux numériques (DSP) (par exemple le processeur DSP 56156 que l'on peut se procurer auprès de la société Motorola, Inc, ou bien un processeur équivalent) qui est en mesure de produit des algorithmes de transcodage de signaux vocaux et d'annulation d'échos selon un traitement par lots, c'est-à-dire en temps différé, ou un traitement activé par interruptions. En ce qui concerne le fonctionnement du suppresseur d'écho, on va maintenant décrire l'algorithme d'annulation des échos dans le contexte du fonc- tionnement interne du DSP (étant entendu que le DSP fait également fonction de transcodeur) En tant que transcodeur, le DSP sert à la fois de source et de destination des signaux pour le suppresseur d'écho Dans un but de simplification, la fonction de transcodage et la fonction de suppression d'écho seront présentées suivant des blocs fonctionnels distincts dans la suite de la discussion. La figure 2 représente un schéma fonctionnel simplifié d'un suppresseur d'écho, désigné dans son ensemble par la référence 20, selon l'inven- tion A l'intérieur du suppresseur d'écho 20, se trouvent un registre 31 de vecteur signal, un registre 32 de vecteur filtre, des multiplicateurs 22, 23, 24 et 25, et des additionneurs 26, 27, 28 et 29 Le registre de vecteur signal 31 et le registre de vecteur filtre 32 ont des longueurs corrélatives égales suffisamment grandes pour contenir un écho principal et tous les échos secondaires que l'on peut raisonna- blement attendre dans un fonctionnement normal (par exemple 512 "prises"). Le vecteur signal, soit x(n), pris entre les prises du registre vecteur signal 31, représente le "passé" des signaux venant du transcodeur (vecteur signal d'origine) Pendant le fonctionnement du suppresseur d'écho (référence 13 sur la figure 1), le vecteur signal x(n), désigné par la référence 31, est multiplié vecto- riellement (multiplicateurs 24 et 25) par le vecteur filtre f(n) désigné par la référence 31 Le produit scalaire y(n) de la multiplication des vecteurs est-ensuite soustrait (additionneurs 28 et 29) d'un signal rétroréfléchi, ou de retour, s(n), qui contient un écho La différence, soit e(n), fournit une estimation de l'erreur de filtre (estimation d'erreur) L'estimation d'erreur contient un signal de retour et est appliquée à l'entrée du transcodeur au titre de signal d'information. L'estimation d'erreur e(n) est alors multipliée (multiplicateurs 22 et 23) par un taux d'adaptation de base (a/rx(O)max) (ce qui donne un produit scalaire) et par le vecteur signal x(n) 31 Le résultat de la multiplication scalaire et vectorielle (vecteur d'adaptation) est ensuite ajouté vectoriellement (additionneurs 26 et 27) au vecteur filtre fn pour produire un vecteur filtre mis à jour fn+i La figure 3 est un organigramme simplifié du fonctionnement du suppresseur d'écho de l'invention Selon l'invention, on augmente la convergence de la suppression des échos en localisant (pas 302) un écho principal à l'intérieur du vecteur filtre, et en resserrant (pas 303) une aire de traitement de vecteur principale sur les prises qui sont proches de l'écho principal La convergence peut alors être accélérée grâce à l'utilisation d'un taux d'adaptation de vecteur resserré, lequel, dans un mode de réalisation de l'invention, est un multiple du taux d'adaptation de base La convergence à l'intérieur du reste du vecteur filtre, dans toutes les aires de traitement secondaires (ce que l'on appellera parfois ci-après un vecteur secondaire) peut ensuite être exécutée à un taux d'adaptation légèrement augmenté par rapport au taux de base. On peut décrire l'estimation d'erreur et l'adaptation à l'intérieur du suppresseur d'écho, pour l'écho principal et les échos secondaires, à l Paide des équations suivantes: A 2-1 yl(n)=fln Txln=j f(i)x(n-i) i=A 1 A 1-1 L-1 Y 2 (n)=f 2 n Tx 2 n=If(i)x(n-i)+f(i)x(n-i), et i= O i=A 2 el(n)=s(n)-yl(n) e 2 (n)=el(n)-Y 2 (n), o yl(n) représente le produit vectoriel principal du vecteur filtre resserré et du vecteur signal d'origine resserré pour l'écho principal, dans l'aire de traitement principale, entre les limites A 1 et A 2-1 Le terme y 2 (n) représente le produit vectoriel secondaire du vecteur secondaire et du vecteur d'origine corrélatif dans les aires de traitement secondaires pour tous les échos secondaires se trouvant entre les limites O à A 1-1, d'une part, et, d'autre part, A 2 et L-1 (o L est la longueur totale du filtre). La valeur el(n) représente l'estimation d'erreur principale du signal de retour moins l'écho principal Sans la contribution de l'écho principal, la valeur el(n) devient une mesure des échos secondaires se trouvant dans des aires de traitement secondaires On peut alors utiliser la valeur el(n) pour produire un terme d'erreur secondaire e 2 (n) (annulant les échos secondaires) en soustrayant la contribution des aires de traitement secondaires, soit y 2 (n) On estime ensuite la puissance moyenne de chacun des termes d'erreur, clest-à-dire ei(n) et e 2 (n). Comme signal de sortie du suppresseur d'écho, destiné au transcodeur, on choisit (bloc 30 de la figure 2) celui des termes d'erreur el(n) et e 2 (n) qui fournit la puissance moyenne la plus basse. On peut estimer la puissance moyenne des termes d'erreur à l'aide de l'équation ci-dessous: ryn(O)=*ryn-1 (O)+(l-t,)y 2 (n) o les terme ryn et ryn-l représentent la puissance moyenne, 4 représente une constante d'intégrateur de fuite (typiquement 0,975), et y représente une valeur de signal courant (Pour une meilleure compréhension des calculs de puissance moyenne, on pourra se reporter à Theory and Design of Adaptive Filters de Treichler et ai, Wiley, 1987) Selon les enseignements de l'invention, la puissance moyenne est calculée pour quatre signaux: signal d'origine moyen rx( 0); signal de retour rs( 0); estimation d'erreur principale rel(O); et estimation d'erreur secondaire re 2 ( 0). On identifie l'écho principal à l'intérieur du vecteur filtre (pas 102) en localisant la plus grande valeur relative de prise du filtre On resserre ensuite le filtre (pas 103) afin de produire un vecteur "resserré" ou "concentré" en réduisant le gabarit du vecteur filtre à une aire proche de l'écho primaire, de manière à produire un vecteur concentré final qui, dans un mode de réalisation, peut contenir un huitième du nombre des prises du vecteur filtre d'origine On identifie la limite inférieure A 1 du vecteur concentré à chaque étape du processus de réduction en soustrayant 25 % du gabarit du filtre restant par rapport à la position de la plus grande prise On identifie la limite supérieure A 2 en ajoutant 75 % du gabarit du filtre restant à la position de la plus grande prise Par exemple, le processus de réduction peut s'effectuer en trois étapes, au cours de chacune desquelles le nombre des prises du filtre est diminué de moitié. On obtient de façon avantageuse une erreur de filtre estimée (pas 104), selon l'invention, en multipliant vectoriellement (multiplicateur 24) le vecteur filtre concentré par un vecteur signal corrélatif et en ajoutant (additionneur 28) la valeur négative du produit à un signal de retour r(n) Le vecteur signal corrélatif est identifié par unité de position de prise avec le vecteur filtre resserré. On peut faire appel à une valeur d'adaptation pour augmenter le taux d'adaptation du vecteur filtre On détermine la valeur d'adaptation en divisant un facteur d'adaptation, soit a 1, par un facteur de mise à l'échelle, soit rx( 0)max Le facteur de mise à l'échelle est déterminé à partir d'un tampon circulaire de longueur 1, o ln est égal à L, soit la longueur du filtre On forme les données appliquées au tampon circulaire, tous les m échantillons, à partir d'un estimateur de puissance de référence, rx( 0) La valeur la plus grande contenue à l'intérieur du filtre est choisie comme facteur de mise à l'échelle, soit rx( 0)max. On calcule les valeurs de filtre concentré mises à jour (pas 105) selon l'équation: fln+l=fln+(al/rx( 0)max)el(n)xln, ou sous forme vectorielle, fln+l(i)=fln(i)+(C Cl/rx( 0)max)el(n)xln(i); i A 1, A 2-1. Les valeurs remises à jour du vecteur filtre se trouvant à l'extérieur du filtre concentré sont calculées selon l'équation: f 2 n+l=f 2 n+ (ca 2/rx( 0)max)e 2 (n)x 2 n, ou sous forme vectorielle, f 2 n+l(i)=f 2 n(i)+(a 2/rx( 0)max)e 2 (n)x 2 n(i); i= 0, A 1-1, A 2, L-1. Le facteur d'adaptation du vecteur resserré, soit aol, et le facteur d'adaptation du vecteur secondaire, soit a 2, sont calculés en relation avec les limites A 1 et A 2 du vecteur resserré, comme suit: acl=l/(A 2-A 1), et a 2 = 1/(L-(A 2-A 1)) avec les valeurs initiales suivantes: A 1 = 0, et A 2 =L. Le fait de comparer la puissance moyenne du signal résiduel se trouvant à l'intérieur du vecteur concentré avec celle se trouvant à l'extérieur du vecteur permet d'assurer de façon avantageuse que la contribution de tous les échos secondaires n'est pas importante S'il doit être déterminé, du fait de la comparaison des niveaux de puissance relatifs, que la puissance située à l'extérieur de la partie concentrée est plus petite que la puissance comprise à l'intérieur de la partie concentrée, alors le vecteur filtre resserré "s'ouvre" de manière à inclure toutes les prises du vecteur filtre Lors de cette ouverture, les limites A 1 et A 2 du vecteur resserré prennent respectivement les valeurs O et L La valeur d'adaptation a 1 du vecteur resserré revient à un taux d'adaptation de base de I/L Cette "ouverture" assure la convergence du suppresseur d'écho dans les plus mauvaises conditions d'échos multiples, sans instabilité. Dans un mode de réalisation de l'invention, la mise à jour du vecteur filtre est empêchée lors de l'activation d'un détecteur Ce détecteur est conçu pour détecter un signal d'information venant de l'abonné PSTN ou un signal d'informa- tion venant à la fois de l'abonné MS et de l'abonné PSTN (que l'on appellera ci- après "détecteur de conversation simultanée") Le détecteur de conversation simultanée empêche l'adaptation du filtre à chaque fois que la puissance estimée dépasse une valeur de seuil (seuil de conversation simultanée) de la puissance d'émission estimée maximale Après la désactivation du détecteur de conversion simultanée, l'adaptation du filtre reste empêchée pendant une certaine durée prédéterminée "d'atténuation d'écho" (par exemple 60 ms). Selon un autre mode de réalisation de l'invention, après que la conver- gence s'est établie d'une manière suffisante, un processeur non linéaire est validé afin de minimiser les effets audibles d'une divergence à court terme On établit une convergence suffisante en divisant la puissance de référence moyenne maximale (rx(O)max) par la plus petite des erreurs principale et secondaire (ret et re 2) et en comparant le quotient avec un seuil de limiteur Lorsque le quotient dépasse ce seuil, un limiteur centré fait commuter un générateur de bruit de confort dans le trajet du signal d'erreur, e(n), afin de produire un signal à destination du trans- codeur. Dans un autre mode de réalisation de l'invention, afin d'empêcher une divergence graduelle du vecteur filtre, un terme de "fuite" lente est appliqué aux coefficients du vecteur afin de réduire graduellement les valeurs de ces coeffi- cients Ce processus de fuite lente n'est activé que lorsque le détecteur de conver- sation simultanée n'est pas actif et que le niveau de signal de référence rx(O)max est au-dessus d'un niveau de seuil (par exemple de - 48 à -40 d B) Le terme de fuite est appliqué à une seule position de prise par mise à jour du vecteur La fonction de fuite peut être exprimée en termes de pseudocode de la manière suivante: IF (f(nmod L))>X, THEN f(nmod L)=f(nmod L)-X, ELSE,IF (f(nmod L))>-X, THEN f(nmod L)=f(nmod L)+ o X est le facteur de fuite (typiquement 0,0015 >-0, 00003), et nmod Lest l'index des coefficients du filtre Un opérateur modulo L est appliqué à l'index pour maintenir les limites du tampon entre O et L-1, de sorte que chaque prise du filtre n'est laissée fuir qu'une fois tous les L échantillons. Dans un autre mode de réalisation de l'invention, un filtre passe-haut désigné par la référence 53 est prévu pour supprimer tout décalage de niveau continu résiduel dans le signal reçu en provenance du PSTN, ce qui a pour effet d'augmenter la stabilité du processus adaptatif La fonction du filtre passe-haut peut être exprimée par l'équation suivante: s(n)=r ls(n-l)+f 12 (r(n)-r(n-l)) o r 11 = 0,90 et Y 12 = 0,95, s(n) est le signal filtré, et r(n) est le signal renvoyé. La figure 4 représente le schéma fonctionnel d'un suppresseur d'écho utilisant le détecteur de conversation simultanée 50, le limiteur centré 52, et le générateur de bruit de confort 51 La figure 5 est un organigramme du fonction- nement du suppresseur d'écho utilisant le détecteur de conversation simultanée 50, le limiteur centré 52, et le générateur de bruit de confort 51. Comme représenté sur la figure 5, le DSP (voir le bloc 13 de la figure 1) procède à la mise à jour du vecteur signal 31 et calcule une estimation de puissance moyenne maximale mise à jour rx( 0)max, au pas 102 Le DSP 13 applique ensuite un filtrage passe-haut (pas 104) à un signal de retour r(n), dans un filtre passe-haut de décalage de niveau continu, désigné par la référence 53, afin de produire un signal à réponse impulsionnelle finie, plus fiable, s(n) La puissance du signal de retour rs(O) est estimé (pas 105) dans un intégrateur 41 On effectue un produit de convolution entre un vecteur concentré fln et un vecteur signal corrélatif Xln, ainsi qu'entre des vecteurs secondaires, afin de produire une estimation d'erreur principale eln et une estimation d'erreur secondaire e 2 N (pas 106). On estime les puissances relatives des erreurs estimées eln et e 2 N (pas 107) dans des intégrateurs 42 et 43 On détermine (pas 108) l'estimation de puissance la plus basse, rel ou re 2, à l'aide d'un comparateur 54 qui active le relais et, ainsi, sélectionne (pas 109 ou 110) la valeur en la plus basse au titre du signal d'entrée du codeur. On compare (pas 111) les puissances relatives du signal de retour rs( 0) et de l'estimation de puissance moyenne maximale rx(O)max avec une valeur de seuil contenue dans un détecteur de conversation simultanée 50, et un générateur de bruit de confort est désactivé lorsqu'il a été détecté que le seuil de conversation simultanée a été dépassé. Le DSP 13 compare ensuite l'estimation de puissance moyenne maximale rx(O)max et le signal de retour rs( 0) afin de déterminer (pas 112), dans un limiteur centré 52 si la convergence est ou non suffisante pour activer (pas 115) le limiteur centré 52 Si la convergence n'est pas appropriée (pas 112), alors le DSP 13 met à jour les coefficients de filtre fn (pas 113) et applique aux coefficients de filtre les facteurs de fuite (bloc 60), au pas 114. La figure 6 est un organigramme des opérations se produisant dans le bloc 116 de la figure 5 ("appeler programme de commande"), selon un mode de réalisation de l'invention Avec ce mode de réalisation, le DSP 13 ne met à jour les paramètres de traitement du vecteur que lorsque cela est demandé Au pas 201 (figure 6), le DSP 13 positionne une minuterie sur une certaine durée, par exemple de 10 à 20 ms, et ne met à jour les limites du vecteur resserré, soit A 1 et A 2, que si au moins 75 % des valeurs de prise des coefficients de filtre ont changé pendant ce laps de temps. Si 75 % des coefficients de filtre ont changé, alors le DSP localise de nouveau (pas 202) la valeur de prise la plus grande dans le vecteur filtre Si la position de prise de la plus grande valeur de prise s'est décalée, en positions de prise, de plus qu'une certaine valeur de seuil (par exemple 4 positions de prise), alors le DSP 13 réeffectue la définition (pas 206) des paramètres du vecteur concentré, soit A 1, A 2, ai et a 2. Si la position de la plus grande prise ne s'est pas décalée, en positions de prise, d'une plus grande quantité que la valeur de seuil, alors le DSP 13 se met à déterminer si le vecteur resserré a été diminué jusqu'à un gabarit minimal (pas 104) S'il ne s'agit pas du gabarit minimal, le DSP 13 continue (pas 207) à réduire le gabarit du vecteur concentré. Si le vecteur concentré a été réduit jusqu'à une valeur finale (pas 204), alors le DSP 13 effectue la comparaison de la puissance estimée à l'intérieur du vecteur concentré, soit rel( 0), avec la puissance se trouvant à l'extérieur du vecteur concentré, soit re 2 ( 0) Si la puissance se trouvant à l'extérieur du vecteur concentré est plus grande que la puissance se trouvant à l'intérieur du vecteur concentré, soit re 2 ( 0)>rel( 0), pendant une brève période, alors le DSP recalcule A 1 et A 2 (pas 208) afin de tenir compte de la possibilité que l'écho principal se soit décalé d'une certaine distance par suite d'un retournement de phase Si la puissance située à l'extérieur du vecteur concentré reste plus petite que la puissance située à l'intérieur du vecteur concentré, soit re 2 ( 0) contre 277,5 ms pour le filtre adaptatif de la technique antérieure. Bien entendu, l'homme de l'art sera en mesure d'imaginer, à partir du procédé dont la description vient d'être donnée à titre simplement illustratif et nullement limitatif, diverses variantes et modifications. REVENDICATIONS 1 Procédé permettant de réaliser la convergence dans un suppresseur d'écho à intervention adaptable, ce procédé étant caractérisé par les opérations suivantes localiser un écho principal à l'intérieur d'un vecteur filtre d'un signal reçu sur la base d'une pluralité de valeurs de prise relatives; resserrer le vecteur filtre sur la base de la pluralité de valeurs de prise relatives; estimer une erreur sur la base du vecteur filtre resserré; et produire un vecteur filtre mis à jour sur la base de l'erreur estimée. 2 Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'opération de mise à jour du filtre utilise un facteur d'adaptation de vecteur resserré pour le vecteur filtre resserré. 3 Procédé selon la revendication 2, caractérisé par l'opération consis- tant à recalculer le facteur d'adaptation du vecteur resserré sur la base des limites du vecteur resserré. 4 Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'opération d'estimation de l'erreur sur la base du vecteur filtre resserré comprend en outre l'opération consistant à multiplier vectoriellement le vecteur filtre resserré avec un vecteur signal d'origine corrélatif afin de produire un produit vectoriel principal. 5 Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'opération d'estimation de l'erreur comprend en outre l'opération consistant à additionner le produit vectoriel principal et un signal de retour afin de produire une erreur principale. 6 Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'opération d'estimation de l'erreur comprend en outre l'opération consistant à multiplier vectoriellement un vecteur secondaire du vecteur filtre avec un vecteur signal d'origine corrélatif afin de produire un produit vectoriel secondaire. 7 Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce que l'opération d'estimation de l'erreur comprend en outre l'opération consistant à produire une erreur secondaire en additionnant le produit vectoriel secondaire et l'erreur principale. 8 Procédé selon la revendication 7, caractérisé en outre par l'opération consistant à sélectionner comme signal de sortie du suppresseur d'écho, entre lerreur principale et l'erreur secondaire, celle qui possède la plus petite valeur. 9 Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'opération de production d'un vecteur filtre mis à jour comprend en outre l'opération consistant à mettre à jour le vecteur filtre resserré. Procédé selon la revendication 9, caractérisé en outre par l'opéra- tion consistant à produire un vecteur resserré mis à jour par addition d'un vecteur d'adaptation au vecteur filtre resserré.