FR 2693814 A1 19940121 FR 9308824 A 19930719 Procédé pour convertir un signal de mesure, convertisseur, dispositif de mesure et circuit de mesure de Pirani La présente invention concerne un procédé pour convertir un signal de mesure x lié, au moins suivant une première approximation, à une grandeur intéressante y de la manière suivante:X w (a) S y désignant une grandeur intéressante, x un signal de mesure et k une constante, en un signal dépendant de la grandeur intéressante y. L'invention concerne aussi un convertisseur pour convertir ledit signal, ainsi qu'un dispositif de mesure comportant un détecteur pour une grandeur intéressante à relever, qui émet un signal de mesure, et enfin un circuit de mesure de Pirani comportant un circuit à pont à élément de Pirani. Dans tout le domaine des détecteurs, on observe une tendance selon laquelle on déplace de plus en plus de tâches qui étaient autrefois effectuées dans un appareil d'évaluation, dans la tête de mesure ou dans le récepteur de valeur de mesure Ainsi, par exemple, on place de plus en plus des ponts de mesure actifs, des amplificateurs de signaux ou des circuits de traitement, des circuits de linéarisation et des convertisseurs analogiques/numériques, etc, dans la tête de mesure On remarque également cette tendance, depuis quelque temps, pour les détecteurs destinés à la mesure de pression totale Les avantages ainsi obtenus résident dans le fait que sur un petit espace, par couplage thermique, on peut atteindre une adaptation meilleure et plus stable du système électrique d'évaluation au détecteur proprement dit, que des erreurs de signaux sont supprimées sur la section de transmission entre le détecteur et l'appareil d'évaluation, et que des signaux de sortie de la tête de mesure, des alimentations, etc, peuvent être normalisés de telle sorte qu'on puisse librement échanger, au niveau d'interfaces normalisées d'un appareil d'évaluation, différentes têtes de mesure, et qu'on puisse même en partie échanger entre eux différents types de têtes de mesure. Des détecteurs actifs de ce type peuvent en partie être directement raccordés à l'entrée d'un convertisseur analogique/numérique d' ordinateurs d' évaluation. Bien qu'un aspect de la présente invention concerne d'une façon générale des signaux de mesure qui sont liés à la grandeur physique intéressante détectée par le détecteur, par la relation représentée et décrite dans ce qui suit par ( 4 b), elle concerne en particulier l'évaluation de signaux de mesure qui sont prélevés dans le cas d'un vacuomètre à fil chaud, appelé vacuomètre de Pirani. Les vacuomètres présentent habituellement des signaux de sortie qui dépendent, d'une manière spécifique au principe de mesure, de la pression détectée côté détecteur Cela signifie que le signal de sortie des têtes de mesure doit d'abord être converti en valeurs de pression par l'intermédiaire d'une courbe et d'un tableau de calibrage. Comme la conductibilité thermique de gaz, qui est évaluée fondamentalement, définit une asymptote au niveau de valeurs constantes aussi bien en présence de pressions basses inférieures à environ 10- 2 mbar qu'en présence de pressions élevées supérieures à environ 10 mbar, et que dans ces plages, la conductibilité dépend faiblement de la pression et la courbe de dépendance est plate, c'est spécialement dans cette zone que la sensibilité de mesure est mauvaise Dans ces plages, la mesure est souvent sujette à des perturbations en raison du mauvais rapport signal/bruit. Si on doit procéder dans ces plages à des mesures en utilisant des convertisseurs analogiques/numériques, ces derniers doivent présenter une résolution et une précision élevées, ce qui nécessite un grand nombre de niveaux desdits convertisseurs, en raison de l'erreur de quantification. Par son premier aspect, la présente invention a pour but de créer d'une manière simple, à partir d'un signal de mesure du type spécifié en introduction, et notamment à partir du signal prélevé par un dispositif de vacuomètre à fil chaud, une courbe caractéristique de signal de sortie facile à interpréter, en ce sens qu'on doit pouvoir en dédutire simplement la grandeur intéressante relevée par le détecteur. En ce qui concerne la grandeur intéressante, comme la pression, dans le cas d'un vacuomètre, on doit aussi pouvoir atteindre une grande plage de mesure s'étendant de préférence sur six décades et plus, avec une précision de l'ordre de 10 %. D'après la demande US-A-4 983 863, on connait un moyen de définir deux signaux proportionnels au logarithme naturel (ln) de deux signaux d'entrée, en exploitant la tension base- émetteur de deux transistors bipolaires, et de soustraire celle-ci, de sorte qu'on obtient un signal qui correspond au ln du quotient de signaux d'entrée On crée ainsi un signal de sortie qui est directement proportionnel au ln du quotient des signaux d'entrée. il est également fait référence aux demandes DE-A-37 42 334, GB-A-2 105 047 qui correspond à la demande DE-A-32 30. 405 (traitée plus loin), ainsi qu'à la demande US-A-2 030 956. Ce but est atteint avec un procédé du type spécifié en introduction, grâce au fait que l'on pose approximativement: (b) ln y = prop (ln,(x-k,) ln (k:-x)l), prop signifiant "proportionnel", et que cette fonction est réalisée grâce à la mise en oeuvre d'au moins deux transistors bipolaires et à l'exploitation de la dépendance entre leurs tensions base-émetteur et leurs courants de collecteurs pour obtenir un signal de sortie selon (c) y' = ln y, y' désignant le signal de sortie. Par rapport à une mise en équation connue destinée à corriger la relation entre des grandeurs mesurées, notamment entre la tension au niveau d'un dispositif de mesure de Pirani, et la grandeur intéressante dans ce cas, la pression à l'aide de réseaux de diodes, le déploiement entrainé par le procédé conforme à l'invention est exceptionnellement faible, l'ondulation de la ligne caractéristique est sensiblement plus faible et des pressions situées dans une plage sensiblement supérieure peuvent être détectées avec la précision souhaitée. Contrairement à un autre procédé connu (H R Hidber et al, Rev Sci Instrum 47, p 912, 1976), destiné à atteindre, dans une plage de pression limitée allant d'environ 10-4 à 1 mbar, à l'aide de techniques de multiplication analogiques, un signal de sortie suivant une relation linéaire par rapport à la pression, on obtient grâce à la relation de pression logarithmique réalisée selon l'invention une plage de mesure sensiblement plus grande en présence d'une amplitude de signal prédéfinie pour les amplificateurs d'évaluation. Même l'utilisation d'appareils de calcul logarithmique analogiques comme ceux qui sont connus d'après M Wutz et al, "Theorie und Praxis der Vakuumtechnik" (théorie et pratique de la technique du vide), F Vieweg & Sohn, Braunschweig, 1988, p 413, ne permet une évaluation que dans une plage de pression allant de 5 10-3 mbar à 10 mbar. Selon la présente invention, comme il a été dit, un signal intéressant variant sur plus de six décades doit pouvoir être détecté, ce qui représente une plage de pression allant au moins de 10-3 à 103 mbar au niveau d'un vacuomètre à fil chaud. Selon un mode d'exécution préféré du procédé de la présente invention, les deux transistors sont étroitement couplés thermiquement D'une manière avantageuse, des courants inverses différents pour les transistors peuvent être équilibrés L'approximation entre (b) et (a) est optimisée grâce au choix d'une constante multiplicative et d'une autre constante additive, compte tenu de la relation entre la grandeur intéressante y et la grandeur mesurée x au niveau d'un récepteur de valeurs de mesure. Toujours selon un mode d'exécution préféré du procédé, le signal de mesure est constitué par la tension de sortie d'un dispositif de vacuomètre de Pirani et k N désigne la tension émise de façon asymptotique par le dispositif en présence d'une diminution de pression d'un gaz mesuré, et k Z désigne la tension émise de façon asymptotique pour des valeurs de pression élevées. Le but fixé est également atteint, selon l'invention, grâce à un convertisseur du type spécifié en introduction, qui se caractérise en ce qu'il est prévu au moins deux transistors bipolaires de convertisseur, en ce que leurs collecteurs sont alimentés respectivement par un courant proportionnel à (x-k N} et (kz-x) et en ce que les tensions base-émetteur des transistors en résultant sont mutuellement soustraites pour définir un signal de sortie ln y = prop {lln(x-k N) ln (kz-x)l). D'une manière avantageuse, ce convertisseur est construit selon la technique analogique. Selon un mode de réalisation préféré, un transistor est monté, avec sa section émetteur-collecteur, dans une voie de réaction d'un amplificateur opérationnel. Le second transistor est monté, avec sa distance collecteur-base, entre la sortie et l'entrée de non inversion d'un autre amplificateur opérationnel, les deux émetteurs des transistors sont reliés et la sortie du convertisseur est reliée à la sortie du second amplificateur opérationnel. D'une manière avantageuse, un transistor définit, avec sa distance collecteur-base, au niveau d'un amplificateur opérationnel, une voie de retour de la sortie vers l'entrée. Le second transistor, avec collecteur et base, est mis au potentiel de référence, les émetteurs des deux transistors sont reliés et le point de liaison avec une source de courant de préférence apte à être équilibrée est mis au potentiel de référence. Il est prévu, pour la compensation de la dépendance des transistors visà-vis de la température, un second élément de montage dépendant de la température, qui est couplé thermiquement avec l'un au moins des transistors, de préférence un élément PTC ou NTC. L'invention propose par ailleurs de combiner un détecteur qui émet un signal à mesurer lié à une grandeur intéressante selon l'équation (a) mentionnée précédemment, avec un convertisseur conforme à l'invention, ce qui crée un ensemble récepteur de valeurs de mesure/unité électronique d'évaluation adaptés l'un à l'autre. Un mode de réalisation préféré d'un dispositif de mesure de ce type conçu comme ensemble se caractérise par ailleurs en ce que le convertisseur et le détecteur sont intégrés dans un récepteur de valeurs de mesure D'une manière avantageuse, également, le détecteur comprend au moins un vacuomètre de Pirani. Un second aspect de la présente invention part d'un circuit à pont de mesure de Pirani connu par exemple d'après Wutz et al, "Theorie und Praxis der Vakuumtechnik", F. Vieweg & Sohn, Braunschweig, 1988, p 413 L'élément de Pirani est alors monté dans l'une des branches d'un pont de Wheatstone Sur une première diagonale du pont est appliquée, comme tension de fonctionnement de pont, la tension de sortie d'un amplificateur opérationnel de mesure, dans le sens d'une contre-réaction L'entrée de l'amplificateur opérationnel conçu comme un amplificateur différentiel se trouve au niveau de la seconde diagonale du pont de Wheatstone Dans une branche de celui-ci, il est prévu une résistance de compensation de température qui est équilibrée manuellement. On prévoit une compensation de température car des variations de la température ambiante peuvent avoir la même incidence sur l'élément de Pirani que des variations de pression, et entraîner ainsi des erreurs de mesure Grâce à la compensation de température connue déjà d'après Wutz, cette compensation peut être réalisée avec précision à une valeur de température seulement. D'après la demande DE-PS-32 30 415, on connaît également un moyen de prévoir, comme élément de compensation de température automatique au niveau d'un circuit de mesure de Pirani, dans une branche du pont, une résistance sensible à la température, et un moyen de coupler thermiquement celle- ci avec une autre résistance qui est montée en aval d'une entrée d'un amplificateur d'addition et qui amène vers ce dernier, en fonction de la température, un signal déduit d'une tension de référence. Le second aspect de la présente invention a pour but, à partir du dispositif connu d'après Wutz dont il doit conserver la simplicité, de proposer un circuit de mesure de Pirani à température compensée dont la compensation soit encore plus exacte, si on considère la plage de mesure, qu'avec le circuit de compensation déjà connu d'après le brevet cité et sensiblement plus compliqué. A cet effet, le circuit de mesure de Pirani de la présente invention se caractérise en ce qu'une branche de pont présente une prise intermédiaire, et en ce que, par l'intermédiaire d'éléments de résistance, une tension est appliquée entre un point de pont relié à l'élément de Pirani et la prise intermédiaire, et il est prévu également, dans le pont, un élément de compensation de température. Selon un mode de réalisation avantageux de ce circuit de mesure, la compensation de température se fait dans le pont à l'aide d'un élément dépendant de la température, de préférence un élément de résistance PTC ou NTC qui est couplé thermiquement avec l'élément de Pirani. D'une manière avantageuse, enfin, il est prévu, sur une première diagonale du pont de mesure, un amplificateur différentiel dont la tension de sortie se trouve au niveau de la seconde diagonale du pont de mesure. L'invention va maintenant être décrite à titre d'exemple en référence aux figures parmi lesquelles: la figure 1 est une représentation bilogarithmique de la courbe de la puissance électrique QEL amenée vers un vacuomètre de Pirani, en présence d'une température maintenue constante, en fonction de la pression p du gaz mesuré; la figure 2 est une représentation schématique, selon une technique de programmation analogique, de la structure fondamentale d'un convertisseur conforme à l'invention, destinée à expliquer le procédé de l'invention; les figures 3 et 4 montrent des modes de réalisation préférés d'un convertisseur conforme à l'invention; la figure 5 est une représentation schématique d'une tête de mesure conforme à l'invention, comportant un détecteur et un convertisseur conforme à l'invention intégré; et la figure 6 montre un circuit de tête de mesure complet, avec un circuit de mesure de Pirani conforme à l'invention. Le principe des vacuomètres à transmission thermique ou des vacuomètres de Pirani est connu par exemple d'après M. Wutz et al, "Theorie und Praxis der Vakuumtechnik", F Vieweg & Sohn, 4 ème édition ( 1988), pp 409 et suivantes. Comme la transmission thermique d'un gaz est fonction de la pression gazeuse, la puissance de chauffage électrique est mesurée au niveau d'un fil chauffant d'une cellule de mesure qui est plongée dans le gaz à mesurer, la température du fil étant maintenue constante Etant donné que le bilan de transmission est alors équilibré, la puissance électrique QEL amenée correspond à la puissance évacuée par la transmission thermique On obtient alors, d'une manière connue, le rapport suivant entre la puissance électrique amenée QEL et la pression gazeuse à mesurer p ( 1) Q = (Ip Op) EL o O 1 gp J E désignant la sensibilité de la cellule de mesure, g un facteur tenant compte de la géométrie du dispositif de cellule, et p O des effets perturbateurs qui doivent égaler une pression nulle po. La figure 1 représente le rapport entre la puissance électrique amenée QEL et la pression gazeuse p. Si l'équation ( 1) est résolue en fonction de la pression gazeuse p, on obtient: ( 2) p t; ' 49 Comme on peut le voir aisément grâce une observation asymptotique: Ep O désigne la puissance électrique convertie en présence de très basses pressions (p " 10-4 mbar), et E (po + 1/g) désigne la puissance électrique convertie en présence de pressions élevées (p " 1 bar). La puissance électrique amenée QEL est obtenue ainsi grâce à l'équation: d" 2 ( 3) Q = EL dans laquelle UD désigne la tension chutant par l'intermédiaire du fil de mesure, et RD la résistance électrique du fil de mesure à l'état de température équilibrée; ou grâce à l'équation: 2 ( 3 a) Q = EL 4 J si U désigne la tension de sortie du pont, d'après Wutz, p. 413, par exemple. A partir de ( 2) et ( 3) ou ( 3 a), on obtient: ( 4) _ _____ =/4 i -Py ou, si on tient compte des remarques faites plus haut concernant le comportement asymptotique: ( 4 a) V p zo D =) 2/2 uyv U désignant la tension de sortie du dispositif de Pirani, Uo sa valeur asymptotique en présence de basses pressions p, et U sa valeur asymptotique en présence de pressions p élevées. Etant donné que des rapports tels qu'ils sont représentés sur la figure 1 spécifiquement pour le rapport entre la transmission thermique gazeuse et la pression gazeuse, peuvent aussi apparaitre en principe ailleurs, dans la technique, par exemple au niveau de réseaux non linéaires, et que le principe décrit dans ce qui suit convient même dans de tels cas pour déduire, à partir d'une grandeur mesurée x correspondant à U au niveau de la cellule de vacuomètre selon ( 4 a), une grandeur physique intéressante y correspondant à la pression p pour le vacuomètre, nous allons passer dans ce qui suit à une écriture généralisée, et on obtient, à partir de ( 4 a), l'expression: X L ( 4 b) y = k 4 X - Cette expression peut être remplacée avec une approximation suffisante par: ( 5) y a 4-X Si ( 5) fait l'objet d'un calcul logarithmique, on obtient: ( 6) in y*z lna + b lIn (x -k) -ln(k -x)l N z ( 6 a) in y = prop lln(x-k)-ln(k -x)ll const. N Z ou, avec la tension au niveau d'une cellule de vacuomètre de Pirani: ( 6 b) 1 n Dc hna' + b' lln(U-U) -in (U -U)l o oo ( 6 c) lnp = prop lln(U-U)-ln(ï-U)l + const. o Les constantes a' et b' dépendent du dispositif de mesure La pression ou la grandeur intéressante y apparaît dans un rapport logarithmique par rapport à la tension de mesure U ou par rapport au signal de mesure x, ce qui permet de détecter une plage exceptionnellement large de la pression en présence d'une déviation de signal de sortie prédéfinie, comme sur la figure 1. La figure 2 représente la programmation analogique de l'expression selon ( 6) ou ( 6 b) Sur cette figure sont utilisées aussi bien les grandeurs rapportées au vacuomètre de Pirani que les grandeurs généralisées. Au niveau de deux éléments de formation de différence 1 et 3 sont formées, selon les expressions ( 6, 6 b), les deux différences qui doivent ensuite être soumises à un calcul logarithmique. Les signaux différentiels ou les signaux dépendant de ceux-ci sont transmis à une unité génératrice de fonction 5, 7 Les signaux d'entrée des entrées E 5 et E 7 correspondant aux différences mentionnées sont respectivement transmis, éventuellement convertis en conséquence, sous la forme de courants de collecteurs c 1 i et IC 2 à des transistors bipolaires T 1 et T 2, et aux sorties A 5 et A 7 est évalué, sous la forme d'une grandeur de sortie des convertisseurs 5, 7, un signal qui est proportionnel à la tension base-émetteur correspondante UBE 1, UBE 2 Comme on le sait, il existe entre le courant de collecteur et la tension base-émetteur, au niveau d'un transistor bipolaire, le rapport -1 ( 7) UBE (ln Ic ln I), étant précisé que ( 7 a) A = e désignant une charge élémentaire, K une constante de Boltzmann, T une température absolue et Is le courant inverse de collecteur. Les deux signaux dépendant de la tension base- émetteur sont superposés, suivant les expressions ( 6, 6 a), au niveau d'une unité de superposition 9 et finalement, là encore suivant les expressions citées, amplifiés linéairement au niveau d'une unité de pondération 10 Avec le signal additif transmis en supplément au niveau de l'unité de superposition 9 sont prises en considération d'une part l'approximation jugée optimale au niveau du passage de ( 4) à ( 5), selon les expressions ( 5) et ( 6), et d'autre part la différence de courant inverse Avec le facteur multiplicateur pris en considération au niveau de l'unité 10 sont pris en compte d'une part l'exposant b de ( 5) jugé approprié pour l'approximation optimale, et d'autre part A. Les deux transistors T 1 et T 2 choisis pour la conversion sont de préférence conçus comme une paire accordée et sont étroitement couplés thermiquement, de sorte que les courants inverses, la température et, de ce fait, k sont sensiblement égaux. Un premier mode de réalisation préféré de l'unité de convertisseur de fonction selon la figure 2 est représenté sur la figure 3 L'entrée de non inversion d'un premier amplificateur opérationnel O Pl est alimentée par la tension de pont de mesure de Pirani U ou le signal de mesure x, tandis que l'entrée d'inversion est alimentée, par l'intermédiaire de la résistance R 1, par la tension de Pirani U_ ou k, qui apparaît de façon asymptotique pour des grandes valeurs de pression, selon la figure 1 L'amplificateur opérationnel O Pl est soumis à une contre-réaction par l'intermédiaire d'un premier transistor bipolaire T 1 dont le collecteur est relié à l'entrée d'inversion de l'amplificateur opérationnel tandis que son émetteur est relié à la sortie de l'amplificateur opérationnel Sa base est mise à la masse ou au potentiel de référence. Un second amplificateur opérationnel OP 2 est alimenté, au niveau de l'entrée d'inversion, par la tension U 0, suivant la tension émise de façon asymptotique par le vacuomètre de Pirani en présence de très basses pressions, tandis que la tension de mesure de Pirani U ou la grandeur de mesure x alimente, par l'intermédiaire d'une seconde résistance Ro, l'entrée de non inversion de OP 2. Entre l'entrée de non inversion et la sortie de l'amplificateur opérationnel OP 2 se trouve la section base- collecteur du transistor T 2 dont l'émetteur est relié à celui du transistor T 1 La sortie du circuit de convertisseur est désignée par UOU To Le circuit représenté fonctionne de la façon suivante. D'une manière connue par exemple d'après Miklos Herpy, "Analoge integrierte Schaltungen" (Circuits intégrés analogiques), Franzis Verlag, Munich, p 307, le niveau de droite comprenant OP 1, T 1 donne, avec kl et Is 1, pour le transistor T 1, une tension de sortie par rapport au potentiel de référence: -1 ( 8) U = (ln(U - U) (ln R + 1 n I), ol o Si qui est égale à la tension base-émetteur UBE 1. Si on considère qu'on a, pour la tension différentielle A, au niveau de OP 2: ( 9) 4 = U-I R -U C 2 o o' et qu'on a également, pour la tension de sortie du circuit qui est égale à la tension de sortie du second amplificateur opérationnel OP 2: ( 10) U = G 4, OUT G désignant l'amplification à boucle ouverte de l'amplificateur opérationnel OP 2, et si on considère également que les deux niveaux amplificateur opérationnel/transistor sont reliés par l'équation ( 11) BE OUT ol -v on obtient, en raison de l'amplification à boucle ouverte G élevée, une tension de sortie ( 12) U = >m {lr (U-U) -ln OUT fio UU O i dans laquelle À =X \ 2 ( 13) 1 2 l = I si 52 Des courants inverses I différents pour les deux transistors Ti et T 2, comme le montre la figure 3 à l'aide d'un trait discontinu, au niveau de R du niveau de gauche, peuvent être compensés grâce à un équilibrage des deux résistances R 0. Une comparaison de l'expression ( 12) pour la tension de sortie de l'unité de conversion selon la figure 3, avec l'expression ( 6 a) ou ( 6 c) montre qu'à l'exception d'un facteur d'amplification linéaire et d'une constante additive, la tension de sortie UOUT dudit circuit de convertisseur dépend logarithmiquement de la pression gazeuse p mesurée à l'aide du dispositif de mesure de Pirani, et le logarithme de la tension de sortie est proportionnel à la pression à mesurer. La figure 4 représente un autre circuit de convertisseur actuellement préféré Dans ce circuit sont représentés, là encore, non seulement la tension de sortie U du pont de Pirani, comme signal de mesure, mais aussi, d'une manière généralisée, le signal de mesure x Avec cette configuration de convertisseur, le signal de mesure et la tension de mesure U alimentent, par l'intermédiaire d'une résistance Ror l'entrée de non inversion d'un amplificateur opérationnel OP dont l'entrée d'inversion est elle-même alimentée par la valeur de tension U, adoptée de façon asymptotique en présence de basses pressions La sortie de l'amplificateur opérationnel OP est ramenée, sur la section base- collecteur d'un transistor bipolaire T 3, à l'entrée de non inversion de cet amplificateur, et l'émetteur du transistor T 3 est relié à celui d'un autre transistor T 4. La base et le collecteur du transistor T 4 sont mis au potentiel de référence, et à la masse, comme il est représenté Une source de courant continu Q réglable est montée entre les émetteurs reliés des transistors T 3 et T 4, et le potentiel de référence est appliqué Le courant I de la source est équilibré à la valeur 1/ ( 14) I-a oo Pour la tension différentielle A au niveau de l'entrée de l'amplificateur opérationnel, c'est l'expression ( 9 Y qui est valable, tandis que ( 11) est valable pour la tension de sortie t UOUT et pour les deux tensions base-émetteur des transistors T 3 et T 4. Compte tenu de ( 14), on obtient là aussi la tension de sortie selon ( 12), avec ( 13). Avec le dispositif, actuellement préféré, de la figure 4, utilisé pour l'évaluation de la tension de sortie U du vacuomètre de Pirani, on a atteint, à l'intérieur d'une plage de pression de 10-3 mbar à 103 bar, c'est-à-dire sur six décades, une précision du signal de sortie de convertisseur d'environ 10 %, ramenée à la valeur de pression, par rapport à la pression gazeuse p réglée Compte tenu de la plage de mesure extrêmement grande, cette précision, obtenue avec les moyens simples proposés, est stupéfiante. Le procédé proposé, et notamment les circuits de convertisseur des figures 3 et 4 utilisés de préférence, ou d'autres possibilités s'offrant au spécialiste pour exécuter le procédé de la figure 2, permettent, grâce au faible déploiement électronique du circuit, de monter le convertisseur de fonction directement dans une tête de mesure ou dans un récepteur de valeur de mesure en vue de l'enregistrement de la grandeur de mesure x, ou bien, dans le cas décrit spécifiquement ici, d'intégrer directement un détecteur comportant au moins une cellule de vacuomètre de Pirani ou un pont de cellule de mesure de vacuomètre de Pirani, à un convertisseur, pour former une tête de mesure de vacuomètre. Une tête de mesure de ce type est représentée schématiquement sur la figure 5. Un boîtier de tête de mesure 20 comportant un tube de mesure 21 débouche au niveau d'une collerette à vide 22 Dans le tube de mesure 21 est disposé un élément de Pirani 24 qui est défini par un tube extérieur 26 et un fil de mesure de Pirani 27 A l'extérieur du tube 26 thermiquement conducteur et monté de façon largement calorifuge dans le boîtier 20 est disposé un élément de compensation de température 28 qui est un composant électrique des éléments de pont de Wheatstone montés, à l'exception du fil de chauffage de Pirani, sur une platine électronique 30. 32 représente schématiquement le refroidisseur destiné aux transistors utilisés, décrits en référence aux figures 3 et 4 La tête de mesure est reliée, par l'intermédiaire d'un connecteur 34, à un raccordement 36 de l'appareil d'affichage ou de l'ordinateur de mesure Sur la platine électronique 30 est monté, près du pont de mesure mentionné, le convertisseur conforme à l'invention, selon un mode de réalisation préféré de la figure 3 ou 4, en l'occurrence, actuellement, selon la figure 4. La figure 6 représente d'un côté le montage du circuit de mesure de Pirani conforme à l'invention, encadré par une ligne discontinue et désigné par I, et de l'autre côté, le circuit du convertisseur selon la figure 4, également encadré et désigné par II Pour le bloc de convertisseur II, on a utilisé les mêmes références que sur la figure 4. Le pont de mesure de Wheatstone comprend l'élément de Pirani 38, dans une branche du pont, les résistances Rj, R 3, R 2, et un autre élément dépendant de la température se présentant, comme le montre la figure, sous la forme d'un élément de résistance PTC Ce dernier est étroitement couplé thermiquement avec l'élément Pirani 38 et correspond à l'élément 28 de la figure 5. La tension de mesure est prélevée par un amplificateur opérationnel OP Pl fonctionnant comme un amplificateur différentiel, au niveau d'une première diagonale de pont de mesure, et le signal de sortie de l'amplificateur opérationnel O Ppi est transmis sous la forme d'une tension de fonctionnement de pont à la seconde diagonale de pont C désigne des capacités de stabilisation. La branche de pont de mesure pourvue de l'élément PTC comporte une prise intermédiaire Entre celle-ci et le point du pont au niveau duquel sont raccordés l'élément de Pirani et la résistance R 1, est raccordée une source de tension ayant comme tension de référence Urefî et reliée aux points de raccordement par des résistances R A température ambiante, les résistances du fil de mesure de Pirani et de R 1 sont sensiblement égales, de même que les valeurs de résistance de R 3 et la somme de PTC et R 2. Comme on le voit, on réalise ainsi un circuit de pont extrêmement simple, avec un seul élément de montage de compensation dépendant de la température, et la possibilité d'équilibrage au niveau de Urefî* Il est bien évident que l'on peut prévoir, au lieu d'un élément PTC dans la branche de pont contenant R 3, un élément NTC. Le niveau de convertisseur II correspond à celui qui a déjà été décrit en référence à la figure 4, à l'exception de la caractéristique supplémentaire essentielle selon laquelle il est prévu un second PTC qui est monté entre les deux bases de T 3 et T 4 et est mis à une seconde tension de référence Uref 2, lequel élément PTC est étroitement couplé thermiquement avec les transistors T 3, T 4 Cela compense ainsi les différences entre les transistors T 3, T 4 en ce qui concerne les courants inverses et k REVENDICATIONS 1 Procédé pour convertir un signal de mesure (x, U) lié, au moins suivant une première approximation, à une grandeur intéressante (y, p) de la manière suivante 2 a (a) x -_ y=k 14 S y désignant une grandeur intéressante, x un signal de mesure et k une constante, en un signal dépendant de la grandeur intéressante (y), caractérisé en ce que l'on pose approximativement (b) ln y = prop (lln(x-k N) ln (kz-x)J), prop signifiant "proportionnel", et en ce que cette fonction est réalisée approximativement grâce à la mise en oeuvre d'au moins deux transistors bipolaires et à l'exploitation de la dépendance entre leurs tensions base-émetteur et leurs courants de collecteurs pour obtenir un signal de sortie selon (c) y' = ln y, y' désignant le signal de sortie. 2 Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que les deux transistors sont étroitement couplés thermiquement. 3 Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que des courants inverses différents pour les transistors sont équilibrés. 4 Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que l'approximation entre (b) et (a) est optimisée grâce au choix d'une constante multiplicative et d'une autre constante additive, compte tenu de la relation entre la grandeur intéressante y et la grandeur de mesure x au niveau d'un récepteur de valeurs de mesure. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le signal de mesure est constitué par la tension de sortie d'un dispositif de vacuomètre de Pirani et k N désigne la tension émise de façon asymptotique par le dispositif en présence d'une diminution de pression d'un gaz mesuré, et k Z désigne la tension émise de façon asymptotique pour des valeurs de pression élevées. 6 Convertisseur pour convertir un signal mesuré (x) qui est lié au moins approximativement à une grandeur intéressante selon l'approximation suivante X (a) y=k = k y désignant une grandeur intéressante, x un signal mesuré et k une constante, caractérisé en ce qu'il est prévu au moins deux transistors bipolaires de convertisseur, en ce que leurs collecteurs sont alimentés respectivement par un courant proportionnel à (x-k N) et (kz-x) et en ce que les tensions base-émetteur des transistors en résultant sont mutuellement soustraites pour définir un signal de sortie ln y = prop {ln(x-k N) ln (kz-x)}. 7 Convertisseur selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il est construit selon la technique analogique. 8 Convertisseur selon l'une quelconque des revendication 6 ou 7, caractérisé en ce qu'un transistor (T 1) est monté, avec sa section émetteur- collecteur, dans une voie de réaction d'un amplificateur opérationnel (OP 1). 9 Convertisseur selon la revendication 8, caractérisé en ce que le second transistor (T 2) est monté avec sa section collecteur-base entre la sortie et l'entrée de non inversion d'un autre amplificateur opérationnel (OP 2), et en ce que les deux émetteurs des transistors (Tl, T 2) sont reliés et la sortie de convertisseur (UOUT) est reliée à la sortie du second amplificateur opérationnel (OP 2). Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 6 ou 7, caractérisé en ce qu'un transistor (T 3) définit, avec sa section collecteur-base, au niveau d'un amplificateur opérationnel (OP), une voie de retour de la sortie vers l'entrée. 11 Convertisseur selon la revendication 10, caractérisé en ce que le second transistor (T 4), avec collecteur et base, est mis au potentiel de référence, en ce que les émetteurs des deux transistors (T 3, T 4) sont reliés et en ce que le point de liaison avec une source de courant (Q) de préférence apte à être équilibrée est mis au potentiel de référence. 12 Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 6 à 11, caractérisé en ce qu'il est prévu, pour la compensation de la dépendance des transistors (Ta, T 4) vis-à- vis de la température, un second élément de montage dépendant de la température, qui est couplé thermiquement avec l'un au moins des transistors, de préférence un élément PTC ou NTC. 13 Dispositif de mesure comportant un détecteur qui est prévu pour une valeur intéressante à relever et émet un signal de mesure (x), caractérisé en ce qu'il est relié à un convertisseur selon l'une quelconque des revendications 6 à 12. 14 Dispositif selon la revendication 13, caractérisé en ce que le convertisseur et le détecteur sont intégrés dans un récepteur de valeurs de mesure. 15 Dispositif selon l'une quelconque des revendications 13 ou 14, caractérisé en ce que le détecteur comprend au moins un vacuomètre de Pirani. 16 Circuit de mesure de Pirani comportant un circuit de pont pourvu de l'élément de Pirani ( 38), caractérisé en ce qu'une branche de pont (PTC, R 2) présente une prise intermédiaire, et en ce que, par l'intermédiaire d'éléments de résistance (R), une tension (Urefi) est appliquée entre un point de pont relié à l'élément de Pirani et la prise intermédiaire, et il est prévu également, dans le pont, un élément de compensation de température (PTC). 17 Circuit de mesure selon la revendication 16, caractérisé en ce que la compensation de température se fait dans le pont à l'aide d'un seul élément dépendant de la température, de préférence un élément de résistance PTC ou NTC qui est couplé thermiquement avec l'élément de Pirani ( 38). 18 Circuit de mesure selon l'une quelconque des revendications 16 ou 17, caractérisé en ce qu'il est prévu, sur une première diagonale du pont de mesure, un amplificateur différentiel dont la tension de sortie est appliquée au niveau de la seconde diagonale du pont de mesure.