FR 2693611 A1 19940114 FR 9305508 A 19930507 L'invention concerne des circuits électroniques destinés à effectuer une égalisation avec rétroaction pour la prise de décision, ainsi que des procédés d'égalisation avec rétroaction pour la prise de décision L'invention concerne plus particulièrement des procédés et des dispositifs destinés à compenser des composantes de bruit de signaux qui font l'objet d'une égalisation avec rétro- action pour la prise de décision. Dans toute la description, ainsi que dans les revendications, les expressions "bruit après égalisation par rétroaction pour la prise de décision" et "bruit post- DFE" désignent des composantes de bruit de signaux qui font l'objet d'une égalisation avec rétroaction pour la prise de décision (avant ou après que l'opération d'égali- sation par rétroaction pour la prise de décision ait convergé). De plus, dans toute la description, ainsi que dans les revendications, on utilise les termes "symbole" et "symbole de données" pour désigner une caractéristique quelconque d'un signal Des exemples de symboles de données comprennent l'amplitude d'un signal de tension numérique (dont l'amplitude peut avoir une valeur quelcon- que parmi un ensemble de valeurs discrètes), la phase d'un signal de courant électrique, ou une amplitude d'une composante de Fourier d'une impulsion de tension électri- que. Un problème inhérent à la transmission de données sur un canal de télécommunication consiste en ce que la distorsion et le bruit additif ont tendance à perturber la réception correcte des données transmises La distorsion pendant la transmission d'impulsions de données modifie les symboles de données reçus (par exemple la forme de l'impulsion reçue correspondant à chaque impul- sion de données) Dans ces conditions, chaque symbole produit un brouillage en relation avec plusieurs symboles adjacents, ce qui empêche le récepteur d'effectuer la détection de symbole et la récupération d'horloge Le bruit additif dégrade encore davantage l'aptitude du récepteur à faire la distinction entre des niveaux de symboles reçus. Des techniques de filtrage de récepteurs classi- ques peuvent combattre les effets de distorsion et de bruit additif, de façon à procurer une bonne capacité de décision concernant les symboles Par exemple, un type de récepteur classique (représenté sur la figure 1) comprend un filtre à action directe linéaire suivi par un égaliseur à rétroaction pour la prise de décision (ou DFE), qui est non linéaire Les circuits d'égalisation par rétroaction pour la prise de décision classiques sont non linéaires, du fait qu'ils contiennent un circuit quantificateur qui prend les décisions concernant les symboles dans la boucle de rétroaction de l'égaliseur à rétroaction pour la prise de décision. Dans le circuit classique de la figure-1, un signal d'entrée s(n) a une représentation s(z) dans le domaine z, comme indiqué sur la figure 1 (le paramètre "n" peut représenter le temps et "z" peut représenter la fréquence) Des coefficients du signal d'entrée s(z) se propagent à travers le canal de transmission qui est identifié comme étant le filtre 2, qui a une fonction de transfert H(z) dans le domaine z Le filtre 2 a générale- ment des caractéristiques inconnues Après propagation à travers le canal de transmission (c'est-à-dire après avoir été filtré par le filtre 2), le signal d'entrée est filtré par le filtre de réception 4, qui a une fonction de trans- fert R(z) dans le domaine z Comme indiqué sur la figure 1, la fonction de transfert combinée du filtre 2 et du filtre de réception 4 est A(z), et les coefficients "t(z)" sont la réponse dans le domaine z de la combinaison des filtres 2 et 4, pour des coefficients d'entrée s(z). Du bruit additif (désigné par "u(z)" sur la figure 1) s'associe de façon caractéristique au signal d'entrée pendant la propagation à travers le canal de transmission Pour représenter ce phénomène, la figure 1 indique la présence de bruit u(z) à l'entrée du filtre de réception 4, et elle identifie la réponse du filtre 4 au bruit additif u(z) par du bruit filtré "w(z)" La réponse combinée du filtre 4 au bruit u(z) et à la réponse du filtre 2 au signal s(z) est identifiée par "x(z)" sur la figure 1 La réponse combinée x(z) subit un traitement supplémentaire (égalisation par rétroaction pour la prise de décision)dans des éléments d'égalisation par rétro- action pour la prise de décision, 8, 10, 12 et 14 du dispositif de la figure 1 Bien que la figure 1 représente la génération d'une réponse combinée x(z) par la sommation du bruit filtré w(z) avec la réponse t(z), il faut noter qu'une forme de réalisation physique effective du dispo- sitif de la figure 1 comprendrait un seul filtre 4 dont le signal de sortie unique x(z) comporte des composantes w(z) et t(z), et qu'une forme de réalisation physique effective du dispositif de la figure 1 ne comprendrait pas un circuit de sommation réel pour sommer ensemble deux signaux distincts (correspondant à w(z) et t(z)) pour générer la réponse x(z). Comme indiqué sur la figure 1, l'égalisation par rétroaction pour la prise de décision pour la réponse x(z), comprend les étapes de traitement de la réponse x(z) dans le circuit de soustraction 8, suivi par le traite- ment du signal de sortie du circuit 8 dans le circuit de quantification 10 et le circuit de soustraction 14, et la génération de coefficients de rétroaction x'(z) dans le filtre 12, pour les soustraire des coefficients de réponse x(z) dans le circuit de soustraction 8. Pour que la description qui suit soit plus précise, on suppose que le signal d'entrée s(n) est une impulsion dont l'amplitude peut avoir seulement certaines valeurs discrètes, c'està-dire que l'amplitude de s(n) est un membre d'un ensemble de L valeurs discrètes Q = {q 1, q 2 - qd pour chaque valeur de 'nl Sous l'effet d'un tel signal d'entrée, le signal de sortie x(n), ayant des coefficients x(z) dans le domaine z, a la forme suivante: M+P-i P-1 x(n) = E ais(n È) + E rk u(n k)rk j= O k= O dans laquelle la première sommation représente le signal t(n) (dont la représentation dans le domaine z est t(z)), la seconde sommation représente le bruit w(n) (dont la représentation dans le domaine z est w(z)), M est le nombre de coefficients du domaine z pour la fonction de transfert H(z) du filtre 2, et P est le nombre de coeffi- cients du domaine z pour la fonction de transfert R(z) du filtre de réception 4 Le premier coefficient a s(n) de la première sommation représente le signal d'entrée s(n) Les autres coefficients de la première sommation représentent le brouillage intersymbole Les coefficients r k du filtre de réception 4 peuvent être déterminés de façon adapta- tive, ou par certains critères fixés qui déterminent une ou plusieurs caractéristiques de forme d'impulsion. Les composants de la boucle d'égalisation par rétroaction pour la prise de décision, 8, 10, 12 et 14 de la figure 1, ont pour fonction d'annuler le brouillage intersymbole et d'effectuer une détection de symbole (pour générer une forme reproduite s'(n) du signal d'entrée s(n)) Des modes de réalisation pratiques de ce circuit d'égalisation par rétroaction pour la prise de décision égaliseront les N coefficients inférieurs du domaine z pour le signal x(n), avec N coefficients aj précités Dans de tels modes de réalisa- tion, le circuit d'égalisation par rétroaction pour la prise de décision peut égaliser une partie mais non la totalité de la réponse t(z) des filtres combinés 2 et 4. Après que le circuit d'égalisation par rétroaction pour la prise de décision a convergé vers une version finale du signal reproduit s'(n), cette version finale du signal s'(n) satisfaira la relation suivante: s'(n) a O s(n) = e(n) = w(n) En d'autres termes, la version finale du signal s'(n) différera d'une version proportionnée du signal d'entrée s(n), avec un écart égal à un signal d'erreur e(n), le signal e(n) ayant des coefficients e(z) dans le domaine z qui satisfont l'égalité e(z) = w(z), dans laquelle w(z) sont les coefficients du domaine z de la réponse du filtre 4 au bruit additif u(n) Avant que le circuit d'égalisation pa rétroaction pour la prise de décision n'atteigne la convergence, le quantificateur 10 émet, pendant chaque itération de la rétroaction, des coefficients de signal reproduit s'(z), sous l'effet desquels le circuit 14 génère des composantes d'erreur e(z) d'un signal d'erreur e(n) qui satisfait la relation e(n) = v(n) + w(n), dans laquelle v(n) représente le brouillage intersymbole résiduel et w(n) est un signal d'erreur additif filtré ayant des coefficients w(z) dans le domaine z. On décrira ensuite de façon plus détaillée le fonctionnement du circuit d'égalisation par rétroaction pour la prise de décision classique 8, 10, 12 et 14, en se référant à la figure 1. Dans le circuit de soustraction 8, des coeffi- cients de rétroaction xl(z) (versions reproduites de coefficients x(z) qui sont générés par le filtre 12, d'une manière que l'on décrira ci-dessous), sont soustraits du signal x(z) pour générer des coefficients de différence y(z) = x(z) x'(z) Le circuit de quantification 10 traite les coefficients de différence y(z) pour générer des coefficients de signal reproduit s'(z) qui définissent un signal reproduit s'(n) dont la valeur est l'élément de l'ensemble {qk; k = 1, 2,, Li qui donne la meilleure approximation du signal d'entrée s(n). Les coefficients de signal reproduit s'(z) sont soustraits des coefficients y(z) dans le circuit de sous- traction 14 (après que les coefficients y(z) ont été multipliés par le coefficient a O par des moyens incorporés dans le circuit 14), pour générer les coefficients d'erreur e(z) mentionnés ci-dessus Dans un mode de réali- sation dans lequel le filtre 12 est un filtre adaptatif, les coefficients de signal reproduit s'(z) et les coeffi- cients d'erreur e(z) sont renvoyés vers le filtre 12 Le filtre 12 réagit en appliquant aux coefficients x(z) une fonction de transfert A'(z), générée de façon adaptative, pour générer un ensemble de coefficients de signal repro- duit x'(z) pendant chaque itération de l'opération d'égalisation par rétroaction pour la prise de décision. On peut donc utiliser les coefficients d'erreur e(z) pour obtenir une convergence adaptative et une actualisation continue des coefficients dans le filtre 12. Dans d'autres modes de réalisation dans lesquels le filtre 12 a une fonction de transfert prédéterminée A'(z) qui concorde avec la fonction de transfert A(z), seuls les coefficients s'(z) sont renvoyés vers le filtre 12, et le filtre 12 réagit aux coefficients s'(z) seulement en générant un ensemble de coefficients de signal repro- duit x'(z) pendant chaque itération de l'opération d'égalisation par rétroaction pour la prise de décision. La présente invention concerne des procédés et des dispositifs pour commander (ou compenser) les coeffi- cients d'erreur w(z) qui restent après que le dispositif classique de la figure 1 a convergé (comme indiqué ci- dessus, e(z) = w(z) à la convergence). Avant et après la convergence, le spectre de puissance et la puissance d'un signal d'erreur résiduel qui est généré pendant le traitement d'égalisation par rétroaction pour la prise de décision, dépendent non seulement des coefficients de canal non égalisés v(z) combinés par convolution avec l'alphabet de symboles {qk\' mais également des coefficients de bruit filtré en récep- tion w(z) (qui sont la réponse du filtre de réception 4 au bruit additif u(z)) L'inventeur a reconnu qu'il était souhaitable de commander les coefficients w(z), essentiel- lement pour les raisons suivantes. On appellera quelquefois ici filtre à "action directe" un filtre de réception (tel que le filtre de réception 4 de la figure 1) qui est employé pour traiter des données d'entrée, dans le cas o les données d'entrée sont traitées dans un égaliseur à rétroaction pour la prise de décision Un filtre à action directe est conçu de façon caractéristique pour accomplir des fonctions de mise en forme d'impulsions, telles que la diminution du temps de montée de chaque impulsion d'entrée qu'il reçoit (dans un but de récupération d'horloge), ou la suppression de la queue de chaque impulsion d'entrée qu'il reçoit, pour permettre de minimiser le nombre (N) de coefficients d'un filtre dans une boucle de rétroaction pour l'égalisation par rétroaction pour la prise de décision (par exemple le filtre 12 de la figure 1) Cependant, un filtre à action directe d'un type pratique n'est habituellement pas capable d'atteindre de tels objectifs de mise en forme d'impulsions tout en atteignant également des objectifs de filtrage de bruit désirés Par exemple, un filtre à action directe passehaut qui rend plus abrupt le front avant d'une impulsion reçue, augmentera également de façon indésirable la puissance du bruit associé (si on suppose que le bruit est du bruit blanc ou du bruit de fréquence élevée). La présente invention permet de réaliser un filtre à action directe (utilisé avec un égaliseur à rétroaction pour la prise de décision) avec une structure simple pour obtenir une forme et une longueur d'impulsions désirées, tout en maîtrisant également le bruit résiduel qui est présent pendant l'égalisation par rétroaction pour la prise de décision L'invention accomplit ceci en filtrant les composantes de bruit de signaux qui subissent l'égalisation par rétroaction pour la prise de décision, par exemple pour compenser le renforcement du bruit qui a été produit de façon indésirable par la mise en forme d'impulsions par le filtre à action directe. L'invention consiste en un procédé et un dispo- sitif pour la compensation du bruit après égalisation par rétroaction pour la prise de décision (bruit post-DFE) pendant l'égalisation par rétroaction pour la prise de décision Le procédé de l'invention comprend les étapes suivantes: (a) on effectue une égalisation par rétro- action pour la prise de décision sur un signal bruyant; et (b) pendant l'accomplissement de l'étape (a), on isole des composantes de bruit du signal bruyant et on filtre les composantes de bruit isolées, pour générer un bruit post- DFE ayant un spectre et une puissance désirés Dans des modes de réalisation préférés, on filtre le signal bruyant avant l'étape (a) dans un filtre à action directe, et on filtre les composantes de bruit isolées pour compenser le renforcement du bruit qui a résulté du filtrage du signal bruyant dans le filtre à action directe. Le dispositif de l'invention est un égaliseur à rétroaction pour la prise de décision qui comprend un quantificateur et des moyens de filtrage de bruit pour commander le spectre et la puissance de la composante de bruit post-DFE (e'(n)) du signal (y'(n)) qui est reçu par le quantificateur Dans une classe de modes de réalisa- tion, les moyens de filtrage de bruit ont une fonction de transfert B(z)/C(z), ce qui fait que les coefficients e'l(z) du domaine z du bruit post-DFE e'(n) satisfont la relation e'(z) = lB(z)/C(z)Xe(z), dans laquelle e(z) sont les coefficients du domaine z du bruit e(n) qui est appliqué aux moyens de filtrage de bruit. Les moyens de filtrage de bruit comprennent de préférence deux filtres dont les fonctions de transfert sont respectivement B(z) et C(z) Les coefficients de B(z) et C(z) sont sélectionnés pour commander le spectre et la puissance du bruit post-DFE qui perturbe le signal y'(n) que reçoit le quantificateur Certains modes de réalisa- tion utilisent un quantificateur fictif pour isoler le bruit d'entrée qui est reçu par un premier filtre des moyens de filtrage de bruit, le premier filtre ayant une -1 -2 fonction de transfert B(z) = 1 + b 1 (Z) + b 2 (z) + + b -ni bnl(z)n, et un second filtre des moyens de filtrage de -i bruit ayant une fonction de transfert C(z) = 1 + cl(z) + -2 -n 2 c 2 (z)2 + + cn 2 (z)n Dans d'autres modes de réalisa- tion qui n'utilisent pas un quantificateur fictif pour isoler le bruit d'entrée qui est reçu par le premier filtre, le premier filtre a une fonction de transfert z B'(z) = b + b -(nl)+l z B'z= 2 (z) = b 1 + b 2 (z)1 +bn()() et le second -i filtre a une fonction de transfert C'(z) = + c + C(z) 1 c 2 (z) 2 + + cn 2 (z) D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de modes de réalisation, donnés à titre d'exemples non limitatifs La suite de la description se réfère aux dessins annexés dans lesquels: La figure 1 est un schéma synoptique d'un circuit égaliseur à rétroaction pour la prise de décision de type classique. La figure 2 est un schéma d'un mode de réalisa- tion préféré du circuit de l'invention. La figure 3 est un schéma d'un second mode de réalisation préféré du circuit de l'invention. La figure 4 représente un signal d'entrée (qui a subi une transmission par un canal de transmission) du type pouvant être traité conformément à l'invention. La figure 5 représente des valeurs de symboles détectées qui ont été générées par traitement du signal d'entrée de la figure 4 dans un égaliseur à rétroaction pour la prise de décision. La figure 6 représente le bruit résiduel résul- tant du traitement du signal d'entrée de la figure 4 dans un égaliseur à rétroaction pour la prise de décision classique. La figure 7 représente le spectre de puissance du bruit résiduel de la figure 6. La figure 8 représente le bruit résiduel qui résulte du traitement du signal d'entrée de la figure 4 dans un mode de réalisation de l'égaliseur à rétroaction pour la prise de décision conforme à l'invention. La figure 9 représente le spectre de puissance du bruit résiduel de la figure 8. La figure 10 représente le bruit résiduel qui résulte du traitement du signal d'entrée de la figure 4 dans un autre mode de réalisation de l'égaliseur à rétro- action pour la prise de décision conforme à l'invention. La figure 11 représente le spectre de puissance du bruit résiduel de la figure 10. On décrira un premier mode de réalisation il préféré de l'invention en se référant à la figure 2 Le circuit de soustraction 8 de la figure 2 (qui est identi- que au circuit de soustraction 8 de la figure 1) reçoit le même ensemble de coefficients x(z) du domaine z que le circuit de soustraction 8 de la figure 1 Ainsi, les coefficients x(z) représentent la réponse d'un filtre à action directe ayant la fonction de transfert R(z), à un signal ayant les deux composantes suivantes: signal s(n) dont la valeur est un élément de l'ensemble (qk; k = 1, 2, LJ pour chaque paramètre n, et qui s'est propagé par un canal de transmission ayant une fonction de transfert H(z); et bruit u(n). Le quantificateur fictif 30 (encore appelé "circuit à seuils" fictif 30) et le circuit de soustrac- tion 32 sont identiques aux circuits correspondants 10 et 14 de la figure 1 Le quantificateur fictif 30 reçoit les mêmes coefficients y(z) que le quantificateur 10 de la figure 1, et il prend une décision concernant les symboles sur les coefficients y(z), pour générer les mêmes coeffi- cients de signal reproduit s'(z) que le quantificateur 10 de la figure 1 Le circuit de soustraction 32 soustrait les coefficients s'(z) des coefficients y(z), pour générer les mêmes coefficients d'erreur e(z) que le circuit de soustraction 14 de la figure 1. Le signal d'erreur e(n) qui est déterminé par les coefficients e(z) est ensuite filtré par le filtre de bruit 34 (qui a une fonction de transfert B(z)), pour géné- rer des coefficients de bruit filtré el(z) = B(z)e(z). Dans un mode de réalisation dans lequel la fonction de transfert B(z) a la forme: B(z) = bl(Z) + b(z)2 N + bi(Z) + le signal el(n) dans le domaine n, qui est défini par des coefficient el(z), a la forme: ni el(n) = E bje(n j) j = 1 Les coefficients el(z) qui sont attribués au signal de sortie du filtre de bruit 34 sont additionnés aux coefficients y(z) provenant du circuit 8, dans le circuit d'addition/soustraction 28, dans le but de compen- ser le bruit dans les coefficients y(z) Un second ensem- ble de coefficients d'erreur filtrés e 2 (z) est soustrait des coefficients y(z) dans le circuit d'addition/soustrac- tion 28, tandis que des coefficients el(z) correspondants sont additionnés aux coefficients y(z) dans ce circuit, pour générer des coefficients y'(z) qui sont émis par le circuit 28 Les coefficients d'erreur filtrés e 2 (z) sont générés de la manière suivante. Le signal de sortie, y'(z), du circuit 28 est reçu par le circuit quantificateur 20 et le circuit de soustraction 24 Le circuit quantificateur 20 et le cir- cuit de soustraction 24 sont identiques aux circuits correspondants 10 et 14 de la figure 1 Le quantificateur effectue une opération de prise de décision concernant les symboles, sur les coefficients y'(z), pour générer des coefficients de signal reproduit s"(z) Les coefficients de signal reproduit s"(z) définissent un signal reproduit s"(n) dont la valeur est l'élément de l'ensemble {qk; k = 1, 2,, L} qui constitue la meilleure approximation du signal d'entrée s(n). Les coefficients de signal reproduit s"(z) sont renvoyés vers le filtre 22 Le filtre 22 réagit à ces coefficients en générant des versions reproduites x'(z) de coefficients x(z) Le quantificateur 20 et le filtre 22 génèrent respectivement un ensemble de coefficients s"(z) et x'(z) pendant chaque itération parmi un certain nombre d'itérations Les itérations se poursuivent jusqu'à ce que le processus d'égalisation par rétroaction pour la prise de décision converge. Les coefficients de signal reproduit s"(z) qui sont générés pendant chaque itération sont soustraits des coefficients y'(z) dans le circuit de soustraction 24 (après que les coefficients y'(z) ont été multipliés par un coefficient a 0), pour générer des coefficients d'erreur e'(z) (coefficients de "bruit post-DFE") Le signal de bruit post-DFE résultant e'(n), ayant des coefficients e' (z) dans le domaine Z, est filtré par le filtre de bruit 36 (qui a une fonction de transfert C(z)), pour générer des coefficients de bruit filtrés e 2 (z) = C(z)e'(z) Dans un mode de réalisation dans lequel la fonction de trans- fert C(z) a la forme: C(z) = c 1 (z) 1 + 2 + c 2 (z)2 + + N 2 (z)-n 2 le signal e 2 (n) du domaine n, ayant des coefficients e 2 (z) a la forme suivante: n 2 e 2 (n) = c e'(n j) j=l Les coefficients e 2 (z) qui sont émis par le filtre de bruit 36 pendant chaque itération de l'égalisa- tion par rétroaction pour la prise de décision, sont soustraits des coefficients y(z) dans le circuit d'addi- tion/soustraction 28, tandis que les coefficients el(z) décrits ci- dessus sont additionnés aux coefficients y(z) dans le circuit 28. Il en résulte que le circuit 28 émet un signal y'(n), qui a des coefficients y'(z) dans le domaine z Le signal y'(n) est de la forme: y'(n) = y(n) + el(n) e 2 (n) = ao s(n) + e'(n) o da S laquellele bib post-DFE e'(n) est de la forme: ni N 2 e'(n) = e(n) + b e(n j) Y c e'(n j) j= 1 j=l Dans le domaine z, les composantes e'(z) corres- pondant au bruit post-DFE e'(n) satisfont la relation: e'(z) = lB(z)/C(z)le(z). Les coefficients des fonctions de transfert B(z) et C(z) sont sélectionnés de façon à commander le spectre et la puissance du bruit (e'(n)) qui perturbe le signal y'(n) que reçoit le quantificateur 20. On considère le cas dans lequel le processus de bruit e(z) peut être représenté de façon précise par une approximation consistant en un bruit blanc ew(z) attaquant un filtre E(z) On a dans ce cas: e(z) = ew(z)E(z) = e W(Z)EN(Z)/ED(Z), et e'(z) = ew(z)lEN(Z)B(z)j/r ED(Z)C(z)l Dans ce cas, si B(z) et C(z) sont sélectionnées pour satisfaire B(z) = ED(z) et C(z) = EN(z), alors e'(z) satisfera e'(z) = ew(z) De cette manière, la partie de bruit post-DFE du signal y'(n) est complètement blanchie conformément à l'invention. Connaissant les caractéristiques du bruit e(z), l'homme de l'art peut aisément concevoir ou sélectionner des filtres de bruit 34 et 36 (dans le mode de réalisation de la figure 2) qui ont des fonctions de transfert B(z) et C(z) appropriées pour combattre des propriétés spectrales et une puissance indésirables du bruit e(z) Selon une variante, les filtres 34 et 36 sont des filtres adapta- tifs, dans une classe de modes de réalisation de l'inven- tion qui est particulièrement utile pour combattre des propriétés spectrales et une puissance du bruit e(z) qui sont potentiellement indésirables (mais a priori incon- nues). Dans une classe de modes de réalisation du -1 dispositif de la figure 2, on a B(z) = 1 + b (z) + -2 -ni 1-1 -2 b 2 (z) + + b (z) et C(z) = 1 + c 1 (z) + c 2 (z) _nlnl + c+ Cn(z), et les coefficients bi et ci sont sélectionnés pour commander le spectre et la puissance du bruit e'(n) La restriction consistant en ce que le premier coefficient de chacune des fonctions de transfert B(z) et C(z) doit être égal à un, limite le degré de commande que l'on peut exercer au moyen des filtres 34 et 36 Si c 1 à cn 2 sont égaux à zéro (ce qui fait que la fonction de transfert C(z) est égale à 1), les filtres B(z) et C(z) se comportent conjointement comme un filtre à réponse impulsionnelle finie (ou FIR) B(z)/C(z) = B(z) Si b 1 à bni sont égaux à zéro (ce qui fait que la fonction de transfert B(z) est égale à 1), les filtres B(z) et C(z) se comportent conjointement comme un filtre à réponse impul- sionnelle infinie B(z)/C(z) = 1/C(z) Dans ce dernier cas, on peut omettre le quantificateur fictif 30 (comme dans le mode de réalisation de la figure 3 que l'on envisagera ci- dessous). Dans le cas o la queue de l'égaliseur à rétro- action pour la prise de décision a une longueur égale à la queue du canal de réception (c'est-à-dire lorsque N = M + P le filtre 22 a N coefficients et x(z) est un ensemble de M + P coefficients), le dispositif de la figure 2 est capable d'annuler tout le brouillage intersymbole Dans ce cas, lorsque le circuit de la figure 2 a atteint la convergence, la composante de bruit résiduelle e(z) satisfait la relation e(z) = w(z) = u(z)R(z), dans laquel- le w(z), u(z) et R(z) ont été définies ci-dessus en relation avec la figure 1 Par conséquent, e'(z) = u(z)R(z)lB(z)/C(z)l, et les coefficients des filtres 34 et 36 doivent être sélectionnés de façon à satisfaire C(z) = R(z) et B(z) = 1, dans le but de permettre l'élimination complète de tout le gain pour le bruit qui est introduit par le filtre (à action directe) de réception R(z). De façon générale, si les paramètres N et z correspondent respectivement au temps et à la fréquence, et si le bruit e(z) est constitué par des composantes de fréquence basse, alors les coefficients des filtres 34 et 36 doivent être sélectionnés de façon que les filtres 34 et 36 remplissent conjointement la fonction d'un filtre passe-haut B(z)/C(z). On décrira ensuite un autre mode de réalisation préféré de l'invention, ense référant à la figure 3 Le circuit de soustraction 8 de la figure 3 (qui est identi- que au circuit de soustraction 8 de la figure 1) reçoit le même ensemble de coefficients x(z) du domaine z que le circuit de soustraction 8 des figures 1 et 2 Ces coeffi- cients x(z) représentent la réponse d'un filtre à action directe ayant la fonction de transfert R(z) à un signal ayant les deux composantes suivantes: un signal s(n) dont la valeur pour chaque paramètre N est un élément de l'ensemble de valeurs discrètes {qk; k = 1, 2,, LI, et qui s'est propagé à travers un canal de transmission ayant une fonction de transfert H(z); et un bruit u(n). Sur la figure 3, le circuit d'addition/soustrac- tion 28, le quantificateur 20, le circuit de soustraction 24 et le filtre 22 sont identiques aux composants corres- pondants de la figure 2, portant les mêmes références. Sur la figure 3, le filtre 40 a une fonction de transfert 1/z (et il introduit donc un retard de phase pour le signal qui est reçu sur son entrée) Le filtre 40 filtre les coefficients y(z), et il applique les coeffi- cients filtrés résultants au circuit de soustraction 42. Le circuit 42 soustrait le signal reproduit ayant les coefficients s"(z) (provenant du quantificateur 20) du signal de sortie du filtre 40, pour générer un signal de bruit e(n) ayant des coefficients e(z) Le signal de bruit e(n), que l'on appelle quelquefois un signal d'erreur, déterminé par les coefficients e(z), est ensuite filtré par le filtre de bruit 44 Le filtre 44 a une fonction de transfert z B'(z) = b 1 + b 2 (z) + + bnl(Z) -(nl)+* Les coefficients de bruit filtrés qui sont établis à la sortie du filtre 44 sont el(z) = z B'(z)e(z) = b e(z) + b 2 (z) e(z) (nl)+l 1 + + bnl(z) l e(z). Les coefficients el(z) qui sont établis à la sortie du filtre de bruit 44 sont additionnés aux coeffi- cients y(z) qui proviennent du circuit 8, dans le circuit d'addition/soustraction 28. Un second ensemble de coefficients d'erreur filtrés e 2 (z) est soustrait des coefficients y(z) dans le circuit d'addition/soustraction 28, tandis que des coeffi- cients correspondants el(z) sont additionnés aux coeffi- cients y(z) dans ce circuit, pour générer des coefficients y'(z) qui sont émis par le circuit 28 Les coefficients d'erreur filtrés e 2 (z) sont générés de la manière suivan- te. Le signal de sortie y'(z) du circuit 28 est reçu par le circuit quantificateur 20 et le circuit de sous- traction 24 Le quantificateur 20 effectue une opération de prise de décision concernant les symboles sur les coefficients y'(z), pour générer des coefficients de signal reproduit s"(z) Les coefficients de signal repro- duit s"(z) définissent un signal reproduit s"(n) dont la valeur est l'élément del l'ensemble {qk; k = 1, 2, L} qui constitue la meilleure approximation du signal d'entrée s(n) Les coefficients de signal reproduit s"(z) sont renvoyés vers le filtre 22 Le filtre 22 réagit à ces coefficients en générant des versions reproduitesx'(z) de coefficients x(z) Le quantificateur 20 et le filtre 22 génèrent respectivement un ensemble de coefficients s"(z) et x'(z), pendant chaque itération d'un certain nombre d'itérations Les itérations se poursuivent jusqu'à ce que le processus d'égalisation par rétroaction pour la prise de décision converge. Les coefficients de signal reproduit s"(z) qui sont générés pendant chaque itération sont soustraits des coefficients y'(z) dans le circuit de soustraction 24 (après que les coefficients y'(z) ont été multipliés par un coefficient a 0), pour générer des coefficients d'erreur e'(z) Le signal de bruit post-DFE résultant e'(n), ayant des coefficients e'(z) dans le domaine z, est filtré par le filtre de bruit 46 (qui une fonction de transfert C'(z)), pour générer des coefficients de bruit filtrés e 2 (z) = C'(z)e'(z) La fonction de transfert C'(z) a de -1 -2 préférence la forme: C'(z) = c + c 1 (z) 1 + c 2 (z)2 + -n 2 2 + cn 2 (Z) Connaissant les caractéristiques du bruit e(z), l'homme de l'art peut aisément concevoir ou sélectionner des filtres de bruit 44 et 46 (dans le mode de réalisation de la figure 2) qui ont des fonctions de transfert z B'(z) et C'(z) appropriées pour combattre des propriétés spectrales et une puissance indésirables du bruit e(z). Selon une variante, les filtres 44 et 46 sont des filtres adaptatifs, dans une classe de modes de réalisation de l'invention qui est particulièrement utile pour combattre des propriétés spectrales et une puissance du bruit e(z) qui sont indésirables (mais a priori inconnues). On suppose par exemple que le dispositif de la figure 1 est conçu pour satisfaire la norme ANSI T 1 601- 1988 Loop 1 et qu'il reçoit (dans le circuit de soustrac- tion 8) le signal x(n) représenté sur la figure 4, qui est un signal en code 2 B 1 Q classique En réponse, le disposi- tif fournira en sortie des coefficients s'(z) qui déter- minent les symboles détectés qui sont représentés sur la figure 5, et des coefficients de bruit e(z) qui détermi- nent le bruit résiduel e(n) représenté sur la figure 6 Le rapport signal à bruit est de 21,58 d B Le bruit résiduel qui est représenté sur la figure 6 a le spectre de puis- sance représenté sur la figure 7, qui comporte des compo- santes de fréquence élevée qui ont une puissance supérieu- re à celle des composantes de fréquence faible. On suppose ensuite que le dispositif du para- graphe précédent est modifié conformément à l'invention pour comprendre les composants 28, 30, 32, 34 et 36, connectés de la manière qui est représentée sur la figure 2 On suppose également que les fonctions de transfert B(z) et C(z) des filtres 34 et 36 sont choisies de façon que c 1 à cn 2 soient égaux à zéro, que b 1 soit égal à 0,25 et que b 2 à bn I soient égaux à zéro, pour que les filtres B(z) et C(z) se comportent conjointement comme un filtre à réponse impulsionnelle finie B(z)/C(z) = 1 + 0,25/z Des tests de ce mode de réalisation de l'invention, lorsqu'il est attaqué par le signal d'entrée de la figure 4, ont donné des symboles détectés identiques à ceux qui sont représentés sur la figure 5, avec le bruit résiduel e'(n) qui est représenté sur la figure 8 Le rapport signal à bruit résultant est amélioré et devient 22,51 d B, et le bruit résiduel de la figure 8 a le spectre de puissance qui est représenté sur la figure 9 (qui est avantageuse- ment plus plat que celui de la figure 7). Dans une variante du mode de réalisation du paragraphe précédent, les fonctions de transfert B(z) et C(z) des filtres 34 et 36 sont choisies de façon à avoir b 1 à bnl égaux à zéro, c 1 = -( 0,25), et c 2 à cn 2 égaux à zéro, afin que les filtres B(z) et C(z) se comportent conjointement comme un filtre à réponse impulsionnelle infinie: B(z)/C(z) = 1/li 0,25/zl. Des tests de ce mode de réalisation de l'invention, atta- qué par le signal d'entrée de la figure 4, ont donné des symboles détectés identiques à ceux qui sont représentés sur la figure 5, avec le bruit résiduel e'(n) qui est représenté sur la figure 10 Le rapport signal à bruit résultant est amélioré et devient 22,4 d B, et le bruit résiduel de la figure 10 a le spectre de puissance repré- senté sur la figure 11 (qui est avantageusement plus plat que celui de la figure 7). Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au dispositif et au procédé décrits et représentés, sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1 Procédé de compensation du bruit pendant l'égalisation par rétroaction pour la prise de décision, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes: (a) on effectue une égalisation par rétroaction pour la prise de décision sur un signal bruyant (x(z)); et (b) pendant l'accomplissement de l'étape (a), on isole des composantes de bruit du signal bruyant, pour générer ainsi des composantes de bruit isolées (e(z), e'(z)), et on filtre les composantes de bruit isolées pour générer un bruit après égalisation par rétroaction pour la prise de décision, ayant un spectre et une puissance désirés. 2 Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend également l'étape suivante: (c) avant l'étape (a), on filtre le signal bruyant dans un filtre à action directe ( 4), et dans lequel les composan- tes de bruit isolées (e(z), e((z)) sont filtrées au cours de l'étape (b) pour compenser le renforcement du bruit qui a résulté du filtrage du signal bruyant dans le filtre à action directe ( 4). 3 Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'étape (b) comprend les étapes suivantes: on filtre des premières composantes de bruit isolées (e(z)) du signal bruyant dans un premier filtre ( 34) ayant une première fonction de transfert; et on filtre des secondes composantes de bruit isolées (e'(z)) du signal bruyant dans un second filtre ( 36) ayant une seconde fonction de transfert. 4 Procédé selon la revendication 3, dans lequel e(z) sont les premières composantes de bruit isolées, e (z) sont les secondes composantes de bruit isolées, caractérisé en ce que la première fonction de transfert et la seconde fonction de transfert ont une fonction de transfert combinée de la forme B(z)/C(z), et les premières composantes de bruit isolées, les secondes composantes de bruit isolées et la fonction de transfert combinée satis- font la relation e'(z) = lB(z)/C(z)le(z). Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que la première fonction de transfert est de la -1 -2 -ni forme B(z) = 1 + bl(z) + b 2 (z) + + bni(z) n, et la seconde fonction de transfert est de la forme C(z) = -1 2 -n 2 1 + c 1 (z) + c 2 (z) 2 + + cn 2 (z) N 2, les termes b, b 2, bn 1, c 1, c 2, et cn 2 étant des valeurs cons- tantes. 6 Procédé selon la revendication 3, dans lequel e(z) sont les premières composantes de bruit isolées, e'(z) sont les secondes composantes de bruit isolées, caractérisé en ce que la première fonction de transfert et la seconde fonction de transfert ont une fonction de transfert combinée de la forme z B'(z)/C'(z), et les premières composantes de bruit isolées, les secondes composantes de bruit isolées et la fonction de transfert combinée satisfont la relation e'(z) = lz B'(z)/C'(z)le(z), la première fonction de transfert est de la forme z B'(z) = b 1 + b 2 (z)1 + + bn(Z) (nl)+l et la seconde fonction + 2 +bni (z 1 (l+ de transfert est de la forme C'(z) = co + Cl(z) + 2 ()-n 2 c(z + c 2 (z)2 + + cn 2 (z),dans lesquelles b 1, b 2 bnl, c 1, c 2,, et cn 2 sont des valeurs constantes. 7 Dispositif d'égalisation par rétroaction pour la prise de décision, caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens d'égalisation par rétroaction pour la prise de décision ( 8, 20, 22) destinés à effectuer une égalisation par rétroaction pour la prise de décision sur un signal bruyant (x(z)); et des moyens de filtrage de bruit connec- tés aux moyens de rétroaction pour la prise de décision, comprenant des moyens ( 24, 30, 32) destinés à isoler des composantes de bruit du signal bruyant, pour générer ainsi des composantes de bruit isolées (e(z), e'(z)), et des moyens ( 34, 36) pour filtrer les composantes de bruit isolées, de façon à générer un bruit après égalisation par rétroaction pour la prise de décision, ayant un spectre et une puissance désirés. 8 Dispositif selon la revendication 7, carac- térisé en ce qu'il comprend également un filtre à action directe ( 4) ayant une entrée destinée à recevoir un signal d'entrée et ayant une sortie connectée aux moyens d'égali- sation par rétroaction pour la prise de décision ( 8, 20, 22), de façon à appliquer le signal bruyant (x(z)) aux moyens d'égalisation par rétroaction pour la prise de décision, en réponse au signal d'entrée, et dans lequel les moyens destinés à filtrer les composantes de bruit isolées comprennent des filtres ( 34, 36) qui sont destinés à compenser le renforcement du bruit qui résulte du fil- trage du signal d'entrée dans le filtre à action directe ( 4). 9 Dispositif selon la revendication 7, carac- térisé en ce que les moyens de filtrage de bruit compren- nent: un premier filtre ( 34) ayant une première fonction de transfert, pour filtrer des premières composantes de bruit isolées du signal bruyant; et un second filtre ( 36) ayant une seconde fonction de transfert, pour filtrer des secondes composantes de bruit isolées du signal bruyant. Procédé selon la revendication 9, dans lequel e(z) sont les premières composantes de bruit isolées, e'(z) sont les secondes composantes de bruit isolées, caractérisé en ce que la première fonction de transfert et la seconde fonction de transfert ont une fonction de transfert combinée de la forme B(z)/C(z), et les premières composantes de bruit isolées, les secondes composantes de bruit isolées et la fonction de transfert combinée satis- font la relation e'(z) = EB(z)/C(z)le(z). 11 Procédé selon la revendication 10 caractérisé en ce que la première fonction de transfert est de la 1 -2 -ni forme B(z) = 1 + b (z) + b 2 (z) + + b nl(z), et la seconde fonction de transfert est de la forme C(z) = + 1 + C(Z) 1 + c 2 (z)2++N 2 (z)n 2 les termes b 1, b 2, bnl, cl, c 2, et cn 2 étant des valeurs cons- tantes. 12.Dispositif, selon la revendication 9, dans lequel e(z) sont les premières composantes de bruit isolées, e'(z) sont les secondes composantes de bruit isolées, caractérisé en ce que la première fonction de transfert et la seconde fonction de transfert ont une fonction de transfert combinée de la forme z B'(z)/C'(z), et les premières composantes de bruit isolées, les secondes composantes de bruit isolées et la fonction de transfert combinée satisfont la relation e'(z) = Ez B'(z)/C'(z)le(z), la première fonction de transfert est de la forme z B'(z) = b 1 + b 2 (z) + + bn 1 (z) (n)+,et la seconde fonction - 1 de transfert est de la forme C'(z) = c + cl(z) + -2 -n 2 O c 1 (z c 2 (z) + + cn 2 (z), dans lesquelles b 1, b 2, bn 1, c 1, c 2, et cn 2 sont des valeurs constantes. 13 Dispositif selon la revendication 9, carac- térisé en ce que chaque filtre parmi le premier filtre ( 34) et le second filtre ( 36) est un filtre adaptatif. 14 Dispositif destiné à effectuer une égalisa- tion par rétroaction pour la prise de décision sur un signal filtré reçu x(n) qui résulte du filtrage d'un signal transmis, par un filtre à action directe ( 4), dans lequel le signal transmis a résulté de la transmission d'un signal d'entrée à travers un canal de transmission ( 2), caractérisé en ce qu'il comprend: un circuit de soustraction ( 8) qui est destiné à recevoir le signal filtré reçu x(n) et à en soustraire un signal reproduit x'(n), pour générer un signal y(n); des moyens de filtrage de bruit ( 24, 28, 30, 32; 34, 36) destinés à générer un signal corrigé y'(n) à partir du signal y(n), le signal corrigé y'(n) contenant un bruit après égalisation par rétroaction pour la prise de décision qui a un spectre et une puissance désirés; un quantificateur ( 20) destiné à recevoir le signal corrigé y'(n) et à générer un second signal reproduit s"(n) en réponse au signal corrigé y'(n), le second signal reproduit s"(n) étant une version repro- duite du signal d'entrée; et des moyens de filtrage à rétroaction ( 22) qui sont destinés à recevoir le second signal reproduit s"(n) et à générer en réponse le signal reproduit x'(n), et à appliquer le signal reproduit x'(n) au circuit de soustraction ( 8). Dispositif selon la revendication 14, carac- térisé en ce que les moyens de filtrage de bruit compren- nent: des premiers moyens d'isolation ( 30, 32) qui sont destinés à isoler des composantes de bruit du signal y(n); un premier filtre de bruit ( 34) ayant une première fonc- tion de transfert, qui est destiné à générer un premier signal de compensation de bruit el(n) en filtrant les composantes de bruit du signal y(n); des seconds moyens d'isolation ( 24) qui sont destinés à isoler des composantes de bruit du signal corrigé y'(n); un second filtre de bruit ( 36) ayant une seconde fonction de transfert, qui est destiné à générer un second signal de compensation de bruit e 2 (n) en filtrant les composantes de bruit du signal corrigé y'(n); et des moyens ( 28) pour combiner le premier signal de compensation de bruit el(n) et le second signal de compen- sation de bruit e 2 (n) avec le signal y(n), pour générer ainsi le signal corrigé y'(n). 16 Dispositif selon la revendication 15, carac- térisé en ce que les premiers moyens d'isolation compren- nent: un quantificateur fictif ( 30) qui est destiné à recevoir le signal y(n) et à générer à partir de celui-ci un troisième signal reproduit s'(n); et des moyens ( 32) pour traiter le signal y(n) et le troisième signal repro- duit s'(n) pour générer les composantes de bruit du signal y(n). 17 Dispositif selon la revendication 16, caractérisé en ce que la première fonction de transfert -1 -2 est de la forme B(z) = 1 + b (z) + b 2 (z) + + -nil bnl(Z), et la seconde fonction de transfert est de la ni -1 - 2 -n 2 forme C(z) = 1 + cl(z) + c 2 (z) + + cn 2 (z), dans lesquelles bl, b bn C, c 2,, et cn 2 sont des valeurs constantes. 18 Dispositif selon la revendication 15, carac- térisé en ce que les premiers moyens d'isolation compren- nent: un filtre à retard de phase ( 40) qui est destiné à recevoir le signal y(n) et à générer à partir de celui-ci un signal à phase retardée; et des moyens ( 42) qui sont destinés à traiter le signal à phase retardée et le second signal reproduit s"(n) pour générer les composantes de bruit du signal y(n). 19 Dispositif selon la revendication 18, carac- térisé en ce que le filtre à retard de phase ( 40) a une fonction de transfert de la forme l/z, la première fonc- tion de transfert est de la forme z B'(z) = b 1 + b 2 (z) + + bnl(z) (nl) 1 et la seconde fonction de transfert est de la forme C'(z) = c + cl(z) 1 + c 2 (z) 2 + + -n 2 O 1 2 Cn 2 (Z), dans lesquelles bl, b 2, C, bnc 2, et cn 2 sont des valeurs constantes.