FR 2688639 A1 19930917 FR 9214227 A 19921126 Circuit de déformation de signaux et satellite utilisant un tel circuit La présente invention se rapporte à des circuits de linéarisation de déformation ou distorsion de signaux et, plus particulièrement, à des circuits de linéarisation de phase et/ou gain à déformation par FET. Les systèmes de communications par satellite sont utilisés de plus en plus pour effectuer des transferts intercontinentaux et intracontinentaux de données et d'informations pour émissions de divertissement La connaissance des principes de base de tels systèmes est largement répandue maintenant; ces systèmes comprennent des stations terrestres servant à transmettre des informations vers un satellite, qui est souvent géosynchrone, et à en recevoir des informations répétées ou relayées Etant donné les coûts d'investissement élevés des satellites de communications, il est essentiel de tirer un bénéfice maximal des possibilités qu'ils offrent afin de réduire le coût unitaire des communications Les conditions de fonctionnement sévères qui règnent dans l'espace, auxquelles il faut ajouter l'impossibilité d'accéder au satellite en orbite pour effectuer des réparations, imposent des exigences strictes aux systèmes et aux composants d'un satellite et de sa charge utile en ce qui concerne son système de communications Une pluralité de canaux de communications est habituellement prévue, ces canaux étant dotés de moyens améliorés d'isolation entre canaux grâce à l'utilisation de la diversité de fréquence et de la diversité de polarisation combinées, comme dé crit dans la demande de brevet US No. 07/772,207, Le signal d'informations présent au niveau du satellite doit être amplifié avant sa retransmission vers la terre en vue de sa réception par une station terrestre En principe, les signaux d'informations reçus au niveau du satellite pourraient être amplifiés par un seul amplificateur de puissance Cependant, en raison des limitations, sur le plan de la linéarité, des amplificateurs disponibles dans l'état actuel de l'art pour fonctionner aux niveaux de sortie de puissance ou d'amplitude de signaux souhaités, il se produit une déformation ou distorsion excessive par intermodulation lorsque des canaux multiples sont traités par un amplificateur unique. Afin de rendre maximale la durée de vie du satellite, il convient d'évaluer le poids de chaque composant supplémentaire en fonction de la réduction de la durée de vie utile du satellite qui résultera de la réduction de la charge utile en propergol (combustible ou oxydant plus combustible) consommable déplacée par le composant Les compromis établis entre la performance du système de communications et le poids sont ainsi soigneusement évalués Une telle évaluation est rendue complexe par d'autres facteurs qui doivent être pris en compte, tels que la consommation d'énergie, la fiabilité et la performance de la charge utile. Comme décrit dans la demande de brevet précité, les systèmes de communications classiques font appel à des amplif icateurs de puissance individuels dans chaque canal afin de réduire la déformation d'intermodulation Cependant, certaines formes de déformation, telles que la déformation de phase dépendant de l'amplitude de signal instantanée, et la compression du signal qui se produit à mesure que le niveau du signal augmente, ne sont pas améliorées par la technique d'amplification d'un seul canal Afin de maximiser la puissance de sortie en provenance de l'amplificateur de puissance dans chaque voie, le niveau du signal est augmenté jusqu'à une valeur à laquelle un degré considérable de déformation se produit, et un correcteur de déformation (souvent, appelé 'pré-égaliseur' ou 'post-égaliseur') est ajouté au trajet de signal de l'amplificateur. De nombreux types de matériels différents, appelés équilibreurs, compensateurs et égaliseurs sont utilisés dans les systèmes en général, et dans les systèmes de communications en particulier Ainsi, les "équilibreurs" peuvent être des poids utilisés sur des dispositifs en rotation pour atténuer les vibrations physiques, ou bien ils peuvent comprendre un potentiomètre relié aux électrodes des tubes d'un amplificateur à tubes à vide push-pull pour réduire la déformation harmonique en rendant les fonctions de transfert des tubes les plus similaires possible Un "compensateur" peut être constitué par des déflecteurs de gaz assujettis au canon d'une arme portative ou au tube d'un canon pour réduire le recul, un aimant fixé à une boussole, ou bien un dispositif électrique, par exemple un dispositif à (pente) d'amplitude-fréquence variable (nominalement indépendant de l'amplitude) linéaire ayant pour fonction de maintenir un gain constant dans des systèmes de lignes de transmission tels que des réseaux de télévision par câble (CATV) malgré la présence de longueurs de câble coaxial différentes ou bien, en cas de régulation thermique, malgré les variations de performance dues aux fluctuations de température journalières et saisonnières De même, un "égaliseur" peut être un appareil mécanique ayant pour fonction de répartir la charge entre plusieurs supports, ou bien un conducteur électrique reliant dans un circuit divers points équipotentiels L'expression "égaliseur" désigne également un compensateur de câble variable ou thermique tel que décrit ci-dessus Un égaliseur de pente en T ponté comprenant des réseaux en pont réactifs complexes est décrit dans le brevet US No 4, 967,169 Un égaliseur de déformation a pour fonction de corriger, d'une certaine manière, la déformation d'un circuit non linéaire associé Un égaliseur de "pré-déformation" est un appareil non linéaire, inséré dans le trajet de signal entre une source de signaux et un appareil non linéaire tel qu'un amplificateur de signaux, pour assurer la prédéformation du signal en réponse à l'amplitude de sorte que la déformation d'amplitude et/ou de phase introduite par l'étage non linéaire suivant soit annulée entièrement ou en partie Un égaliseur de post- déformation assure la même fonction à la sortie de l'étage non linéaire Etant donné que le dispositif non linéaire pour lequel la compensation est requise est habituellement un amplificateur de puissance, un égaliseur de post-déformation doit traiter des amplitudes de signaux plus élevées que celles que traite un égaliseur de pré- déformation, ce qui est la raison pour laquelle on préfère utiliser les égaliseurs de pré-déformation. Comme déjà signalé, les compromis relatifs aux systèmes de satellites font l'objet d'une évaluation méticuleuse en termes de consommation d'énergie, de fiabilité, de poids et de performance Les compromis établis entre amplificateurs à semi- conducteurs et tubes à ondes progressives en tant qu'amplificateurs de canaux pour communications par satellite ont suscité beaucoup d'intérêt et, à l'heure actuelle, les deux types de dispositifs sont en cours d'amélioration et ils sont utilisés tous les deux actuellement pour des plages de fréquences allant d'environ 2 gigahertz (G Hz) à 13 G Hz Les égaliseurs de déformation comprennent des systèmes de transmission tels que le système à FET à source commune et à double grille décrit dans le brevet US No 4 465 980, dans lequel le signal est appliqué à une grille, et un signal détecté en provenance d'un échantillon de signal est appliqué à l'autre grille pour générer la déformation souhaitée. L'échantillon de signal est produit par un coupleur directionnel Des coupleurs directionnels figurent dans d'autres circuits de pré-déformation tels que celui du brevet US 4 109 212, du brevet US No 4 283 684, du brevet US No 4 564 816 et du brevet US No 4 588 958 Ces égaliseurs de déformation de l'art antérieur présentent un inconvénient majeur en ce qui concerne leur utilisation dans des satellites, à savoir leur utilisation de coupleurs directionnels De tels coupleurs directionnels sont souvent conçus sous la forme de dispositifs à guides d'ondes en dérivation, qui sont constitués par des assemblages de deux guides d'ondes "traversants" parallèles, une pluralité de guides d'ondes "en dérivation" s'étendant entre ces deux guides d'ondes et étant dimensionnés pour produire la division de puissance linéaire et le déphasage linéaire souhaités De tels dispositifs formant guide d'ondes doivent présenter des dimensions qui représentent des parties significatives d'une longueur d'onde à la fréquence de fonctionnement, et ils ne peuvent donc être miniaturisés Par conséquent, l'utilisation d'un coupleur directionnel à guide d'ondes dans un égaliseur de pré-déformation pour satellite, ainsi, éventuellement, que d'autres composants de certains égaliseurs, tend à rendre chaque égaliseur de déformation volumineux et lourd Ceci est particulièrement désavantageux dans le cas de systèmes multi-canaux étant donné que chaque canal comporte un égaliseur de pré-déformation. La fiabilité des systèmes de satellites est améliorée grâce à l'emploi de plans de redondance Dans de nombreux systèmes de communications par satellite, des plans d'acheminement commuté permettent l'acheminement de signaux prioritaires vers des canaux opérationnels en cas de panne d'un canal Parmi les parties du système les plus susceptibles de présenter une défaillance figurent les amplificateurs Par conséquence, les plans de redondance prévoient souvent la commutation des amplificateurs entre les différents canaux, ainsi que la présence d'amplificateurs surnuméraires qui ne sont pas normalement utilisés, qui peuvent être affectés par commutation à un canal donné pour remplacer un amplificateur défaillant Pour qu'un tel plan de redondance soit efficace, chaque amplificateur, ainsi que son égaliseur de déformation associé, doit être capable traiter une large bande de fréquences. Le brevet US No 5 038 113 décrit un égaliseur de pré- déformation du type à transmission comprenant un FET dont le trajet conducteur source-drain est couplé en série avec une ligne de transmission, par contraste avec la disposition à source commune du brevet US No 4 465 980 précité, et dont la réactance grille-terre et la polarisation de grille sont sélectionnées pour produire le niveau de déformation des signaux souhaité En général, ce FET du type à transmission se comporte comme élément de transmission dissipatif dans lequel les pertes diminuent à mesure que le signal augmente, pour produire une expansion du signal L'expansion du signal à mesure que le niveau du signal augmente compense la compression du signal occasionnée par l'amplificateur associé Le déphasage à travers le FET de transmission est également affecté par le niveau du signal Plusieurs "modes" de fonctionnement de l'égaliseur de déformation à FET de transmission décrit dans le brevet US No 4 588 958 qui dépendent de la tension de polarisation de la grille et de l'impédance de la grille ont été identifiés Trois modes, chacun ayant une largeur de bande d'environ 5 %, ont été identifiés, le déphasage étant aussi bien croissant que décroissant en fonction de l'augmentation du niveau du signal Un quatrième mode permet d'obtenir une expansion de gain aux fréquences inférieures à environ 3 GT Hz dans le cas des FET actuellement disponibles, Un cinquième mode de fonctionnement est caractérisé par une bande de fréquences relativement large, et il permet d'obtenir une expansion de gain utile au niveau de la bande Ku (environ 12 G Hz) et au- dessus de celle-ci Si ce cinquième mode de fonctionnement permet d'obtenir une expansion de gain dans une région qui est intéressante pour certaines fréquences de communication par satellite, il présente un déphasage qui diminue (moins de retard) à mesure que le niveau de puissance du signal augmente, ce qui peut ne pas convenir à l'égalisation des amplificateurs qui présentent une déformation de phase similaire Pour égaliser la déformation dans le cas des amplificateurs qui sont soumis à une compression de signaux ou de gain ainsi qu'à un déphasage décroissant en réponse à un niveau de puissance de signal croissant, l'égaliseur de déformation doit présenter une expansion de gain associée à un déphasage qui augmente (plus de retard) à mesure que le niveau de puissance augmente. La demande de brevet US parallèle No 07/753,164 décrit un montage équilibré à réflexion d'un générateur de déformation à FET de transmission commandé en mode réflexion, qui permet d'obtenir une expansion de gain ainsi qu'un déphasage croissant, en fonction de l'augmentation du niveau de puissance du signal Dans ce montage, un coupleur fait partie des moyens de réflexion et d'équilibrage utilisés. Il est souhaitable d'obtenir un générateur de déformation amélioré. Un générateur de déformation comprend un FET comprenant une électrode de grille et comprenant également un trajet de signal commandable s'étendant entre des électrodes de source et de drain Le trajet commandable est couplé dans un trajet de transmission de signaux L'électrode de grille est couplée au potentiel de référence par une réactance sélectionnée et elle est polarisée pour fournir la déformation souhaitée du signal traversant le trajet commandable Une inductance est couplée à travers le trajet de signal commandé du générateur de déformation à FET pour servir de circuit de linéarisation en association avec des circuits de traitement de signaux présentant une compression de gain ainsi qu'un déphasage décroissant en réponse à des augmentations du niveau du signal L'inductance fournit un trajet de shuntage linéaire par l'intermédiaire duquel le signal tend à contourner le trajet du FET, principalement lorsque le trajet du FET présente un état de haute impédance, si bien que le signal passe principalement à travers l'inductance Lorsque le trajet du FET présente une faible impédance, l'effet de l'inductance est réduit Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, adapté en vue de son utilisation dans la plage comprise entre 11 et 13 G Hz, l'inductance est fournie par une bobine de solénolde à noyau à air Selon un autre mode de réalisation de l'invention, un réglage de commande de phase sensiblement indépendant de la commande d'expansion de gain est obtenu à l'aide d'une résistance couplée en série avec l'inductance pour former un montage en série couplé entre les électrodes de source et de drain du FET Pour une valeur particulière de la résistance, le déphasage en réponse au niveau de puissance du signal est égal à environ zéro, et le générateur de déformation à FET fournit seulement une expansion de gain à mesure que le niveau du signal augmente Selon encore un autre mode de réalisation de l'invention, deux trajets FET source-drain sont montés en cascade, l'un d'entre eux étant ponté par une inductance, et l'autre par une inductance reliée en série avec une résistance La résistance est choisie de manière à rendre minimal le déphasage en fonction du niveau du signal, si bien que la valeur de l'inductance correspondante commande le degré d'expansion en réponse aux modifications du niveau des signaux Le FET ponté par une inductance fournit alors un déphasage qui est fonction du niveau du signal Un amplificateur intermédiaire peut être utilisé pour maintenir le gain global Selon encore un autre mode de réalisation, la résistance de pontage est fournie elle-même par la résistance ap aj js Tauuo 1 ouoj: eux 9 qos un 4 se eg 8 aan L-j erj ZHD 81 IT i Pp quui I seaugrl- taij ap 92,eld aun ans saoansem quame A Iqodasoa eqg 91 ué 9 salll R sep slli-o e 4 uepuodsaiaoo s-qanoo sap que 1 u-asgaaea q L 1 G e L sean Z Ij saq ZHOD si e z ap 9 u 2 oeld oun aris oan 21 J -e op Tniao G 1 nb Uo Tqmem Iosqp op aneqgeapupz 08 un arns sopansam 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égaliseur de pré-déformation; La figure 9 représente des courbes de rapport porteuse/intermodulation (C/I) en fonction de la réduction de puissance pour l'amplificateur à tubes à ondes progressives linéarisé de la figure 8 a; La figure 10 a est un schéma simplifié d'un générateur de déformation conforme à l'invention dans lequel une résistance est couplée en série avec une bobine d'inductance pour former un montage en série, et le montage en série est relié en pont sur le trajet de courant commandé d'un FET, et la figure l Ob est un schéma simplifié du montage en série d'une bobine d'inductance avec un FET, dans lequel le FET est une résistance réglable; La figure 11 est un schéma simplifié d'un montage en cascade de deux générateurs de déformation, dont l'un est principalement agence en vue de la commande de phase en fonction du niveau du signal et dont l'autre est agencé en vue de la commande de compression ou d'amplitude; La figure 12 a illustre, de façon simplifiée, une autre impédance qui peut être utilisée à la place d'une impédance de la figure 3, et la figure 12 b représente l'impédance du courant de la figure 12 a; La figure 13 est un schéma fonctionnel simplifié d'un système de génération de déformation à réflexion utilisant des générateurs de déformation selon l'invention; et La figure 14 est un schéma fonctionnel général d'un satellite doté d'un système de communication multi-canaux utilisant des générateurs de pré-déformation selon l'invention. il La figure 1 est un schéma représentant un générateur de déformation de signal l'art antérieur tel que décrit dans le brevet US 5 038 113 précité Sur la figure 1, une source 10 de signal alternatif est couplée par l'intermédiaire d'une ligne de transmission, représenté par un symbole 12 de ligne de transmission coaxiale, à un générateur de déformation de signal désigné généralement par le numéro 14 L'impédance qui est présentée au générateur de déformation est représentée comme étant une résistance 16 et elle dépend, comme on le sait, de l'impédance interne de la source 10, et de la longueur, de l'affaiblissement et de l'impédance caractéristique de la ligne de transmission 12, Le générateur de déformation 14 comprend un FET 18 ayant une électrode 20 de source reliée à la ligne de transmission 12, et une électrode 22 de drain reliée à une ligne de transmission de sortie représentée par un symbole 24 de ligne de transmission coaxiale Une charge ou dispositif d'utilisation est représenté par une résistance 42 Uin trajet conducteur 26 source-drain s'étend entre l'électrode 20 de source et l'éle trode 22 de drain, et sa conduction est modulée ou commandée par la tension appliquée entre une électrode 28 de grille et le trajet conducteur 26 Une impédance représentée sous la forme d'un bloc 30 en pointillé est couplée entre la grille 28 et la terre (ou autre potentiel de référence, si cela est souhaité) Comme illustré à l'intérieur du bloc 30, la réactance peut se présenter sous la forme d'un condensateur 32 Cependant, comme décrit dans le brevet US No 5 038 113 précité, la réactance nette entre la grille et la terre est inductive pour des raisons de longueur de trajet Une source de tension de polarisation, désignée dé manière générale par le numéro 40, est couplée, par l'intermédiaire d'une impédance ou dispositif d'isolation ou de découplage représenté comme étant une résistance 41, à l'électrode 28 de grille pour polariser le FET vers une région de non linéarité désirée Un homme de l'art sait qu'une résistance présentant une valeur d'environ 500 ohms ou plus peut convenir au découplage dans le circuit de la figure 1, ainsi qu'à la limitation de courant, que des bobines de choc radiofréquence (RFC) en série peuvent être utilisées à leur place si une limitation de courant n'est pas requise et que des condensateurs shunt peuvent être utilisés du c 8 té éloigné des bobines de choc (RFC) pour assister le découplage La source 40 de tension de polarisation applique la tension entre l'électrode 28 de grille et le trajet commandable 26 par l'intermédiaire d'un trajet qui comprend une résistance 41 d'isolement et soit une impédance 16 de source soit une impédance 42 de charge (ou les deux), et la connexion de terre. La figure 2 représente des courbes de réponse en amplitude et en phase modélisées ou calculées du générateur de déformation à FET en fonction de la fréquence, le niveau ou l'amplitude d'entrée du signal servant de paramètre, pour la structure de la, figure 1 utilisant un FET de type NEC N 673 Sur la figure 2, la courbe 210 représente la réponse en amplitude ou gain de la structure de la figure 1, avec 0,1 nanohenry (Nh) d'inductance de la grille à la terre, pour un niveau de signal d'entrée de O d Bm, tandis que la courbe 212 représente la réponse en gain calculée pour le niveau de signal d'entrée inférieur de - 25 d Bm Les courbes 210 et 212 représentent le gain négatif, également appelé perte Comme illustré, les courbes 210 et 212 convergent à environ 13 G Hz. En dessous d'environ 13 G Hz, la réponse en amplitude est d'environ 5 à 15 d B plus élevée aux niveaux de signal élevés qu'aux niveaux de signal faibles, ce qui indique une expansion de gain d'une quantité analogue en fonction, ou "avec"t, l'augmentation du niveau du signal La réponse illustrée par les courbes 210 et 212 permettrait d'obtenir une expansion de gain utile pour la correction de la compression de gain d'un amplificateur à des fréquences allant de 8 GT Hz (et peut-être moins) jusqu'à environ 13 G Hz. g az l Uil-I Sao A O I oanollos I sind Sp xlneuz Ts ap uoiqeno D To 9 c UT inod S 4 oea xnep aqssx T IF 'O Tg Geuod ap au-epd Im Td I ap eau Gs Gad u H 'Zt o J Upo Gun O Ge A uosua O ap anos TA Tp utn 5 4 ue 4 Ue 4 uama A Tqoa Jj 9 foa >n S t T I LA np 9 g 9 pu'emmo laof aq * gz 9 Pu Um Mo -eorea o I ans uluapop zz apoaqoalg I ae Donos ap OZ apo 4 a Tla I ap -4 uod Ue eoauom qsa 'o O g oo Iq 08 un'p omio O j UI snos equesaidea 'oatea UTI aouupgdml aunr Ln GD ue qum 13 lnbun I an Dj TI 3 p oagtp S gan DT Uq aouaaejga 3 p soaemnu Semam 1 sol Tae SGUZT 59 P 4 uos T ene Tj IT ap xneo q 4 u Upuoaseajoo Squ Uei 1 J 8 Selg aane Tj UI ans 'uolu Oi UAU Tc I uoles UOT Wm Joj 9 p3 p00 Si Jn 3 lsuadmovonoanesle S z g Z aina;oeaaoo un p 9 Tj Tia TJ S emtaqs un:s 3 g ain 5 tu Ulq su T-ea 3 o 3 p suloul nlle UO Tq 1 umaojp Ufl 3 p uo oaa 3 jjoo I " sd 4 U 8 TAUOO a U estild ua asuode a 1'Ulzo DúSI 8 3 p uel Tu seoun 5 euiiaj 3 p 2 tad I U ins 84 u'ests T 4 -s -so ZIZZ O -o O IZ saq Tnoo go L Tns 9 a snl F aoumoo luo Tsu axe no Gpnql Ifm'e oîseqari Qo D sa T9 J 4 sui Tiii 'oudx c P 4 TU u Gsuoad Ga S GMG 's 'a * lsul T vo U Uo N Ten e Ts np N eo A Tu o 1 Gl>b a Insa I I enu Tmip no 8 p J'148 8 s'qd I *uop anod J U Ti 1 mi unp S 3 o el suep sau j p souon B ap e I G O o 4 no ans uo T 738 JJ Oao oun aoansste qnod au a Ill 'ao T Ino Taqtfd u S U-auamni 1 e Teu Ts np g I ne 8 ATU o I on B a Jnsem U (GAT- 49 U suif qu Gt Aop) PJ Uloa J Tnb no (GA,4 TS Oa sn Td q Ua T Aap) a UUAU pi L a Inn 3 TJTT Iam IT ep eseqd ua esuodif aun iunod 'z H) 1 T 8 ap 4 t IIT Slle 8 outngae i p o Tda T orn 04 ains 'uo O qoajaoo UT a*ansse Inod au esuodai o TTT atun 4 u MI Op TAH 'ZHD Il UOJTA Uo 4 'o 8 o JI Uo 4 Tnpo a I ass S-qd 9 p 01 I paeai uninb s Ipu Vq 'SG Ao I 9 X 1,8 ATU So I Sao A so Iq T 2 j Xn 1 o ATU so I s T In S Ip oueoen U leue Ts nip roe GAU I oribso I O T Tnpoa J es (GAT fsod es-qed aunip sues ai suep UOT 4 o TJD Tpom) eseqd 9 p aou Ae Gun Z Hi) t I '4 IT UOJTA Uo o Ja 4 Uo as Tadmoo S 3 ounb;alj 3 p o 2 t-Ed Ui SU Up '9 TZ qe T 7 Z saqa L Oo Sa T S a 9 asnii 9 emuio D '9 Tz qanoo UT a Uf 6 ú 9999 Z ue egp-4 ae e;usosoamdio 1 et> 5 ue-q Ts 'e 4-4 np 9 a apnq T Tam g 8 eunr e I 1 e anq-Fiuo 3 Ten 51 -4 e eseqdf U 7 9 O Ue A Ieu 9 TS o I ' (o Ao 19 I 3 Ai nip oao 4 d) olqpej sa* I Teu 2 S nip zouess- n 4 QI onb>sioq 'e DU-UA Icp a IU un o-sea I Tub f>ou eseqd op 12 i Uil nad * 43 eajje elle qe 'A e I sae Aua e A e ssed Tnb 4 uusodumoo QI Q -aod-ea a apn 4 ia-dwe elq Fej op -so oue 4 o 1 npu TT 08 enq Ta 4 uooelieniblQ i u S np aqu QsoadmooQ (r '(i np aa 4 jed elqpj) e Aai? 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La figure 4 est un schéma simplifié d'un générateur de déformation 400 selon l'invention Sur la figure 4, les éléments correspondant à ceux des figures 1 et 3 sont désignés par les mêmes numéros de référence Comme illustré sur la figure 4, les lignes de transmission d'entrée et de sortie sont des lignes de transmission du type à ruban bien connues de -l'art et désignées souvent par l'expression "microruban", qui sont utilisés pour constituer des circuits intégrés à micro-ondes ou des circuits intégrés à micro-ondes monolithiques (MMIC) A l'intérieur du bloc 30 d'impédance grille-terre de la figure 4, l'impédance comprend deux bobines d'induction 430 a et 430 b montées en série, une jonction 434 étant interposée entre elles, et un condensateur 432 étant monté entre la jonction et la terre, L'impédance de pontage 310 est une bobine d'induction 410 reliée entre l'électrode 20 de source et l'électrode 22 de drain. L'impédance de découplage, désignée de manière générale par le numéro 41, comprend une bobine de choc radiofréquence (RFC) 441, un shunt ou condensateur de découplage 442 relié à la terre, une résistance 444 et un condensateur de fuite 446 L'expression radiofréquence désigne en général toute fréquence supérieure à environ 50 k Hz qui soit capable d'être émise et, en ce qui concerne les modes de réalisation décrits plus haut, elle se rapporte aux micro-ondes et aux ondes millimétriques Une tension source-grille Vg est appliquée à une borne 440 de tension de polarisation à partir d'une source (non représentée). Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, les bobines d'induction 430 a et 430 b de la figure 4 sont chacune des demi-boucles (c'est-à-dire semblables à la lettre grecque D) en fil conducteur d'un diamètre de 178 10-4 mm ( 0,7 millième de pouce) et présentant chacune une longueur de fil de 17,8 10-3 mm ( 10 millièmes de pouce) L'inductance réelle de telles bobines d'induction est difficile à déterminer parce que la zone comprise dans l'ensemble de la boucle de circuit contribue à l'inductance, si bien que celle-ci dépend non seulement de la "bobine d'induction" en demi-boucle mais également de la disposition du circuit associé Le condensateur 432 présente une valeur de 0,1 p F et est utilisé principalement en tant que point de jonction pour les bobines d'induction 430 a et 430 b Dans ce mêmemode de réalisation, la bobine d'induction shunt 410 se compose de trois demi-boucles similaires reliées en parallèle pour simuler ainsi un seul conducteur de diamètre plus important, afin de diminuer ainsi l'inductance totale Chacun des trois conducteurs en demi- boucle constituant la bobine d'induction 410 ont un diamètre de 17,8 10-3 mm ( 0,7 millième de pouce) et une longueur de fil de 305 1-3 mm ( 12 millièmes de pouce) Le FET est mun FET modèle NE 673 du type Ga As fabriqué par Nippon Electric. La courbe 516 de la figure 5 représente la réponse en phase nette calculée de la disposition de la figure 4 pour le même niveau de puissance d'entrée élevé de O d Bm que celui de la courbe 216 de la figure 2 A un niveau de puissance de signal d'entrée faible, par contre, la contribution faite par le shunt inductif ou impédance de pontage 310 entraîne une modification significative de la phase nette L'inductance de shunt aux niveaux de signal faibles a pour effet de déplacer la courbe de phase représentée par le numéro 214 de la figure 2 dans le sens de phase négative (c'est-à-dire un retard de phase), ce qui conduit à un déphasage net tel que représenté sur la courbe 514 de la figure 5 Comme illustré sur la figure 5, cette modification de phase entre les niveaux de signal haut et bas, comme représenté par les coures 5214 et 516, est relativement constante à travers toute la bande de fréquences comprise entre 8 et 14 G Hz. L'expansion d'amplitude en présence de l'inductance de shunt, représentée sur la figure 5 par la courbe 510 de puissance sep s Tladudol s Jn Swr J Fldeq sut aav quaquesaid g endb Tue Ts np aouess Tnd Tel ap uo T uemnec T ep uo Tqouoi ue esqnd ap 9 T 1 uvj T ap uoi 4 onpg I i T 4 epnflal Jup uo Tsseaadmo D vl ja S Uad UIO ep 4 ueq-e 4 emjd ua Xom enb 4 ueq ue lqr Teqnos qse l Ieu Ts np 3 ouessind ap iiee A Tu np uo uatequeiiu T eap uo Touo J ue esqid ap ei T Ue T ap uo:uem 2 neij o D Am UOT 4-Dosse u OF, ZHD l T le g ea 14 ue es Iiuoo emuame 2 e T suip unp ep uo Tsu-dxe 5 q ZHD 9 TUO VA Ue q ane S es Tnb ' gaieda / eloqu Ls nre nbsnr ZHD g ap 4 u-ell a oauenibeij ep eammie 2 u Ins qfnpoid es U Te ap uolsu-edxa ufl * (Zg 9 eqanoo) eaagak 9 ( O T 9 eqanoo) alqpej Ie U 2 S ap pn I sopn-e sauil s arnof ZH 8 TI ic Z 9 Z p Uiel Ti saooun Dglab ap amme e T ans t ain 2 e ap eanqonjs u I ap eansem eapn Ifiamu ue esuodai e T 4 nuauesaidai q 9 aan Z Tj e T ap seqano D saq saouanbaij ap samee sa 2 e T ap ans aru-esuoo 4 uem AT Wa Tea e 4 sea s q; lntq a-)uess TI'td ap Xroee A Uu SOI ai 3 UO as-ql ap a Iuep ID Ua GJJJ-p 'e I 'Gasn II aumnoo O Z ISP O ap 9 AOI 9 e-a 14 uep Go U Uss Tnd ap n Te AU GTI 4 Uosa Goa: 9 T 9 eqanoo ew anb s Tpueq eai-uep e-ouussind ap m Sp gz ap e Iq Tpej l T Uls ap aoouss Tnd ap Il IJATU un quasafid Ca i 7 19 oqanoo -e T '9 a Jn 2 T ' ae T in S saide-To qa op meuiioo 'Tnpoaid es u Te ap 4 uoames Toiv a a T Ten Tiei aouongaiei 9 J a-4 uesegada C - ooqm s 91 aq '4 Ueo MA Toad Sa J 'Z Ho g I e TI quass Tu T Jg P Z qa I saloqm Xs saqr 54 TOA 96 'O UO"-Aus P -4 sa ae TFT ap uo T Ws:el Tod -eq Àa-agmuaud ap -4 u-Aia S T Ieu 2 S ap 19 a Up apnfll Ia T Tdml 'ZHD 8 I qe g axnua as 6 ú 9999 Z amplificateurs à tubes à ondes progressives. Les figures 7 a et 7 b représentent des parties expansées des courbes représentées sur les figures 6 a et 6 b, illustrant des détails de la réponse dans la gamme de fréquences allant de 11 à 13 G Hz. Etant donné que les courbes des figures 7 a et 7 b sont les mêmes que celles des figues 6 a et 6 b, respectivement, les memes numéros de référence sont utilisés De plus, le niveau de puissance élevé est de O d Bm et le niveau de puissance faible est de -25 D Bm, comme dans les figures 6 a et 6 b Une performance telle que celle qui est illustrée aide à compenser la déformation sur au moins certaines bandes de fréquence utilisées dans les communications par satellite. Bien entendu, d'autres types de FET et d'autres bobines d'inductance peuvent offrir une performance convenable sur d'autres plages de fréquences Parler de phase absolue n'a pas de sens La phase est déplacée "partout" en utilisant la commande de déphasage pour maintenir l'affichage sur l'écran. La figure 8 a est un schéma fonctionnel simplifié representant un amplificateur 898 à tubes à ondes progressives (TWTA) monté en cascade avec un générateur 400 de pré-déformation semblable à celui de la figure 4, tous les deux étant couplés entre la source 10 et la charge 42 La figure 8 b représente des courbes de la réponse en phase en fonction de l'amplitude de sortie du signal de la disposition de la figure 8 a avec un amplificateur TWTA seul et avec un amplificateur TWTA en association avec un générateur de déformation, comme sur la figure 8 a La figure 8 c représente la réponse en amplitude de l'amplificateur TWTA seul et en association avec l'égaliseur de déformation La courbe 818 de la figure 8 b représente la réponse en phase de l'amplificateur TWTA seul Comme illustré, la phase de l'amplificateur TWTA commence à une valeur de référence O * à une amplitude de signal faible, et elle devient progressivement plus négative à mesure que le niveau de signal d'entrée augmente, pour une modification de phase totale d'environ 50 ô sur la plage d'amplitudes illustrée Les courbes 81150, 81175, 81200, 81225 et 81250 représentent la phase compensée en déformation en fonction de l'amplitude d'entrée du signal à 11,50, 11,75, 12,0, 12,25 et 12,5 G Hz respectivement, Comme illustré, les courbes représentant la phase compensée sont congruentes et constantes à une valeur de référence de -25 à des niveaux de puissance plus faibles, et aucune courbe ne dévie de plus d'environ 10 par rapport à la valeur de référence lors d'excursions allant de la puissance minimale à la puissance maximale Ceci représente une amélioration significative en termes de comportement de phase par rapport à l'amplificateur TWTA seul. La figure 8 c représente une courbe 810 présentant l'amplitude du signal de sortie en fonction de l'amplitude du signal d'entrée (courbe de compression ou gain) pour l'amplificateur TWTA susmentionné seul, et un groupe de courbes, désignées collectivement par le numéro 812, représente des courbes correspondant à des fréquences différentes, l'amplificateur étant corrigé par l'appareil de pré- déformation 400 de la figure 4 Sur la figure 8 c, le repère 1 identifie le point de puissance de saturation de l'amplificateur TWTA, qui est le point de puissance d'entrée qui produit la puissance de sortie maximale, et au-dessus et en dessous duquel la puissance de sortie décroît Comme illustré sur la figure 8 c par la courbe 810, l'amplificateur TWTA seul passe en compression progressive, commençant à environ 15 d B en dessous du point de saturation, et il atteint une compression d'environ 1 d B à environ huit d B en dessous du point de saturation Les courbes 812 corrigées en déformation sont toujours presque linéaires à ce niveau de puissance, ce qui représente un gain d'environ sept d B de niveau de fonctionnement linéaire par comparaison avec amplificateur TWTA seul. La figure 9 représente des courbes de rapport porteuse - intermodulation (C/I) à deux porteuses en fonction du niveau a P 1 OT eo U PG Mi TT et't LS Jo T 'entl;une Ge T 4 jc Anooop e O g *Teus nlp niea Tu nrip uo Tqouoj ue Un U np uo 4 oe-D Tipo M 1 T ans e Tqwe 3 T Zgu eauen E Tju T eun S eoutexs-saa ep arn-e AT -4 eo Surqo O t O O UOJTA Uaep ZTOT eouu 4 s Tsao ep anale A eun inod oaez u Teq-: e o Duess Tnd ep rte A Tu rip uo Tqouo us noesd ep UOT 4 C Jotp OM e T ' (q 4 Ue Sadea uou) e)TLDTID oa STT Ipom O F ertn Tlle T *TOT 'O e-us'sai eun oo J-e es Ue e Du L>ronpu Tp O Ot aulqoq eun pue aidmo D e 2 uod ep O Tj eouepgdml IT Tenbe T suwp 7 eang Tj 81 e P T Fnle ea I Tel Tm Ts uolgeimjogp op anepac up un 4 nues aide '0 J eani Tlg r q,eseqt Dep ep uog 4,o Ijpom I el op sues el do ane Ie A e T aepuemmoo ngneeong>sisai gg 8 T ep an I Dle A I ceuz s Ispa curl oe Ae eiaps ue evnuo-Dnpu I eun pueadmo -D e:a Jt J I op eú 4 uod ep Oa 018 e-Dutpgdum I aen Bsloq * estl{d op suolg;J Tp Oui sep go epnl IT Td 1 me TI p e;u 4 puedapul apu iouio-D eun cue;-4 qobp oi Tqsso I -4 S Ti Fi Lb;a-o Anooap nuo Pp 01 onbsnz oz ea Duss Tnr Ld ep uo 14 oinppa ap s-4 T 4 unvnr Si D so s;no 4 anol ' ZHD 8 I g T ep 4 u Tel Te -o M 12 t I el ep seounbel soi se senoq > uoqewmiogp -qid ep Jne 4 suel Ioo el eaid e Ianss'e gse qp STI Yn T Sti TI ep I/0 qodd'ea np uoq Juo T Tg Im-u aub 'uo T-4 utmaojgp ep aneguesueamoỏ ne elqerindm T'ZHD 9 Iep icjd eun ans 'Sg P ZTep I/O 91 jaodd-Lj np uo Tlao T Ipmue eun e;uespafjea - D *o gp Z 8 ep sn Td ap I/O qaodd-ea un eauesaid uovemaojpp-ajd aed esuaedimoo M&g I an-4 oe 3 Tj Tilmtdi enint slpune 'Sp oz e Inos V Mj, j an Je;olff 1 me ep I/O 4 jodd-ta eal gnppa gp ap eu Iesslnd cp no T; Zon Lp 9 J I-e '6 erln-J l-T arns agsn Ii emuo D -xuom Del 14 odfmoo anei-ilem cun 01 nuaeuosedaie s G Ae Gi snld I/O sqaoddi L seq 7 J ianzlg el uoles UO Tlmu IJ Ojgp-gad ep antee Da Jijoo no anesl I-e 2 g un o>Ae peposeo Un equom VIMI nego TIIT ep ste el suep '-uema AT 4 eadsa ZHD O 'T 1 go 9 'g I '8 Z I/O Jaodd'ea e I 4 ue 4 uasesdaa 0 R 16 Wgg Z 16'OZT 6 seqjno sel end slpnu 4 'ZHD Zl g Vj, M anureg ol T Ium nnp aoueulmojaed I e-uaneseid Go 016 eqa Jnoo tl '6 ain 2 Tl el an S ea Jmaitd ep qu-eaes aouenbpaj el 'v IM Ii nogte; 1 ollidm 1,T ep esnea 4 o I ecun te uolqean 'ts UT ap unue Aoajd esuess Fndepuolonpga no i Tunls up 6 ú 9999 Z pontage de la figure 4 est une inductance, il est possible de régler la modification du gain ou la compression en fonction du niveau du signal sans affecter de façon appréciable la modification de la phase Lorsque la valeur de l'inductance 510 de pontage ou de shuntage est très faible, celle-ci se comporte essentiellement comme un court-circuit qui contourne le trajet conducteur 26 du FET non linéaire Par conséquent, pour de très faibles valeurs d'inductance, la modification du gain en fonction du niveau du signal ou la non linéarité du générateur de déformation dans l'ensemble devient faible. Lorsque l'inductance de pontage est importante, une partie relativement importante du signal passe par l'intermédiaire du trajet du FET non linéaire et non pas à travers la bobine d'induction linéaire, ce qui a pour effet que la non linéarité du générateur de déformation dans l'ensemble tend à être importante Grâce à une sélection judicieuse de la valeur d'inductance, il est possible d'établir divers degrés de non linéarité. La figure 11 est un schéma fonctionnel simplifié d'un montage en cascade de générateurs de déformation, l'un d'entre eux servant principalement à commander le degré de déformation d'amplitude et l'autre servant à commander le degré de déformation de phase Sur la figure 11, le générateur 10 de signaux ayant une impédance interne 16 pilote un générateur 1194 de déformation ou générateur non linéaire de commande de phase La sortie déformée en phase du générateur 1194 est appliquée à travers un amplificateur intermédiaire 1196 pour compenser la perte du générateur 1194 de déformation, et le signal d'amplitude rétablie est appliqué à un générateur 1198 de compensation de déformation d'amplitude Le signal déformé en phase et en amplitude présent au niveau de la sortie du générateur 1198 de déformation est appliqué à l'appareil d'utilisation, représenté comme une résistance 42 de charge Normalement, la charge sera un amplificateur de puissance. L'agencement du générateur 1194 de déformation de phase est semblable a celui de la figure 4, et les numéros de référence sont les mêmes que ceux de la figure 4, sauf qu'ils sont précédés du chiffre 11, La bobine d'induction de pontage est réglée manière à rendre minimale la modification du gain en fonction de l'amplitude du signal Comme déjà signalé, ceci permet encore une modification de la phase en fonction de modifications de l'amplitude du signal, La grille du FET 118 de la figure 11 est polarisée à partir d'une première source de tension commandable (non représentée) qui produit une tension de grille V 1 sélectionnée de manière à optimiser la modification de phase en fonction de l'amplitude du signal. Le générateur 1198 de déformation d'amplitude est similaire au générateur de la figure 10 a Dans le générateur 1198, un FET 1158 présente un trajet 1166 de courant commandé s'étendant d'une électrode 1160 de source vers une électrode 1162 de drain, ainsi qu'une électrode 1168 de grille Une impédance 1170 s'étend de la grille 1168 à la terre. L'électrode 1168 de grille est polarisée à partir d'une source (non représentée) par l'intermédiaire d'une borne 1180 et d'une impédance 1181 d'isolement Le montage en série d'une bobine d'induction 410 et d'une résistance 1012 est relié en pont sur le trajet commandé 1166 La résistance 1012 est réglée de manière à rendre minimales les modifications de phase en fonction de l'amplitude du signal, tandis que la bobine d'induction 410, l'impédance Z 9 de grille et la tension V,, sont réglées pour rendre optimale la déformation d'amplitude. La figure 12 a est un schéma représentant une impédance 310 de pontage comprenant une bobine d'induction 410, comme sur la figure 4, et comprenant en outre une capacitance se présentant sous la forme d'un condensateur variable 1210 couplé aux bornes de la bobine d'induction pour former ainsi un circuit résonnant parallèle pour court- circuiter le FET GI Jed Gu Mlsap av op uol%wmlogp ap inaqeigu G 2 puooas Dú un qe '1,C aqaod I gidn o q Sa '0 ?úi Gou Gap G Ia ap oilmnu a T 4 ueqaod euolqueaul { uoies uolq Lu Miofgp ap anall aua M a;Dlmed un a-D 4 aos ap 91 IE, %a S seazod xnwe aainoo %s-a Fn B S a-ague p Zl Il 9 aojl aun pugadmoo E:P 8 ' o 06 G 0 IRI Iauuolq G Oalp ine Idno D un ' ú 1 ain 51 g -I ans 'uolxa Gpja 08 apom ua Osl Tq In 'uol Iu G AulI uoies uol a Uloigp ap =na%apup M unrp iouuolgouog ueqas un ouaspa Joa ú 1 alnltg rq 0 l ZI =anasuapuo:D n en-y$sqns aox E qnacd -rq-Taz A uoisuaq anaq=s-suapuoz un uo 1-sly-9 aa ap aqu Ta- L-A aun su-O À nqi snild sa opap suo 1-ouog sel jaonss 2 anod aoueqslsai 9 z aun oo Ae a@Ims u-a palo eajq nod IF 'oaoueqonpui aonas ouncn BL quome Ai 4 oaojj an%lsuoo eu oioi I ueuuosai qn- noaio lo unn B,auuop %ue-4 ? 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La figure 14 est un schéma fonctionnel général simplifié d'un système de communication par satellite multi-canaux Sur la figure 14, un corps 1406 de satellite porte une système 1408 de grille de polarisation, une antenne 1412 Vde réception polarisée verticalement et une antenne 1412 H de réception polarisée horizontalement Les antennes de réception, 1412 V et 1412 H sont couplées à des systèmes 1410 V et 1410 H de traitement de signaux verticaux et horizontaux, respectivement, situés à l'intérieur du corps 1406 Les systèmes 1410 V et 1410 H de traitement de signaux traitent les signaux reçus pour produire des signaux destinés à être retransmis, signaux qui sont diffusés par des antennes d'émission 1432 V et 1432 H, respectivement Le système 1410 H de traitement de signaux est similaire à l'unité 1410 V de traitement vertical; par conséquent, seule l'unité de traitement 1410 V va être décrite, Les signaux polarisés verticalement parvenant à l'antenne 1412 V par l'intermédiaire de la grille de polarisation 1408 comprennent une pluralité de signaux centrés sur différentes fréquences, comme décrit de façon plus détaillée dans la demande de brevet US No, 07/772,207 Dans un système de communications par satellite typique, il peut y avoir jusqu'à 10 canaux verticaux (V) ou plus et jusqu'à 10 canaux horizontaux (H) ou plus, leurs fréquences de fonctionnement étant entrelacées La largeur de bande d'un signal reçu peut suffire à porter un ou plusieurs canaux de * * z' I xweueo sel ans qu-sa Sd Xn I Lu sel ' I-ei GU, us gi sat-dces xni Lu-D op 94 TT Inald -mauim aun 4 u.eqol Td sa'ua a 7 jj Tp s-auenobaij p 9 s TI ni Id aun x-teuz Ts op eoa Jlnos -un 4 se zzvl T; a I 'e 4 alj o I 1 $ u 3 40 jj op qu-ewloig so xnlu 12 S ap AOI 1 T in- sseao Sd np xntuto ap o 1 qmou o I Xn Vl D'lq-A XY'eu'Ts 01 oslxe IS' 's 8 ' ' 'z 'Ti so O mnu sel O jef uuomiad oup sau 2 Tsap saed Ise xrtuueo op o'l I np I aunp qa 4 d-ip op uio-d ol on-T 4 suoo ZL>Xelid Tqlim p ZZ-I o'I 4 Tj oq * Sa-unr Lbe j Sialn p uo 0ouoj U Sa I-4 ln sep sun so T Xlne UT 3 s sao T oafps qxoa Td Tnwuimt ap gzg' oaq Il o'* (xnwf) Gxro Ia T Tnnm -op Zt I 'I TTJI un Sj-a A UO S Slm SU Ia-; -p o Zgl I o 4 ar un ans g sn Br Itfldde -uos -aounlle 5 aj uo SassveqÂe ZHD ZI op xrneu 2 S sor I ZHD ZT ap 'ldwmxe iea 'enbuooeib Tl I 4 a U Seo -aua-rtbp -o x-;n L -un u z HO Pl ap oi 7 T;u D oou-rbpag e cx ououo e uo-j 5 sp qutuo T; 3 ooas -so 8 TI L- Do T Jn '-I Toa So, Ip oouaoie 1 j eq 811 t IT TWOT -In J 3 w I' o SO un 49 9 TIT ino 2 u-s Ipm un -;u'ua Jdmoio O oolq ap aness- aea Auoo un 1 sinds ' -*ueq e Se D o T (p-;uqspa Sjd uou) niq -iq- j e Jne-; 4 ol Jim T e un -u e Gp- uap 171171 a 411 J np oe Mldnimoo d senr Tiffdd quos sxii- g xnieu- S sa-q 'xn-o TD Jia A xnweu-u Ts Sep -oi T-;o 4 -p Ueq -p jn Ie-jo It el - 8 e T 2;uae''oq T'su's ÀS sputq 3 p in Mae Il ur 4 uop apuvq-esse S ej-;Tj un -sa 17 T Ip 9 i a-4 l T oq T-o Duei 3 rp 13 u aun r -; lq 9 Aap qe ';niq o T -Iiuu-4 eqp U 11 e TOO 'AOTIT It Uto np ea-euap 1711 T 1 ea x 1 Tj U In t' o? 15 Tn OD I Sd snblli Sdde uos -I n TJ el e P AT 17 T o U Uo'Uquet I td snả OT 3 p snui ap no 01 -p oaqmou rne 'xnr 1- x-Io A xr-eu 2 S seq ZHD 171 '-I Sdald-exo ad I O I Ia 3 n'1 Ts a S -;nod ZHN O OZTI p epu 2 q t T -Pp o T-e';UGO Oou-r Ln L 5 Io J eq 9 x l(H)Ol + (A)0 Tl:4 Tns -ummoo in-Lo D 'snr Lid no ZHN OZI -p -o. x-o; -;:3 n-f xr rul Ts se T -S odrn-r Doo ^Oi'-:0 o soou-on D Utbp Gx op opu'eq Gp nnc Gie T t T 'T su TV *oputq op Jnoa 2 J's f OE Gm o-^;eo ap sei-nre sep sun sui S 9 Tx G Sps -;U r-; xn u N-gs So 'snpi no ZHN x S ap opu-sq ep in Mau Il eun W un Deqo -;uop 'xneu-u s 0 I p snula no OT a Io Aooox oonuanrlbapsuoo uo 'c n Gd 1 b I an TJ a T op Te DOT 4 x A 4 U-omo- a 4 3 p AOTIT T Ieueo aq snla no ZHN 9 op 9- q %-noa itu Ml TS unp -pueq -p ine-aei T -T úl SU-V UO ST Ap Tg' 6 ú 9999 Z 3, 4 de la figure 14 sont amplifiés, la déformation générée en raison de l'amplification est compensée et les signaux amplifiés et dont la déformation a été corrigée sont appliqués à un combineur ou démultiplexeur 1430, qui peut ê-tre un filtre similaire au filtre 1422 à fonctionnement inverse, ou bien un groupe de combineurs hybrides dont la discrimination n'est pas basée sur la fréquence Les signaux combinés présents à la sortie du combineur 1430 sont appliques à une antenne d'émission 1432 V en vue de leur retransmission vers une station terrestre, ou éventuellement vers un autre satellite. D'autres facteurs, tels que la puissance du signal disponible au niveau du satellite, le gain de l'antenne de réception et le gain de l'antenne d'émission, ainsi que la force du champ requis pour atteindre la station terrestre, permettent d'établir le gain de puissance global qui doit être à disposition dans chaque canal entre l'antenne de réception 1412 Vet l'antenne d'émission 1432 V. Dans un canal quelconque, 1, 2 3, 4 de la figure 14, le signal est traité par un montage en cascade d'un amplificateur de pilotage (DA) 1434, d'un circuit de linéarisation de déformation tel qu'un égaliseur de pré- déformation (PDL) 1436, et d'un amplificateur de puissance ou amplificateur final (FA) 1438 Par exemple, comme illustré sur la figure 14, le montage en combinaisond'un DA 14341, d'un PDL 14361, et d'un FA 14381 traite les signaux du canal 1, tandis qu'un DA 14342, un PDL 14362 et un FA 14382 amplifient les signaux pour le canal 2 Comme illustré sur la figure 14, un montage en cascade additionnel se composant d'un DA 14345, d'un PDL 14365 et d'un FA 14385 est relié en cascade pour définir un "canal" surnuméraire désigné par le numéro de référence 5 Le canal 5 n'est pas raccordé pour assurer le traitement de signaux mais constitue un montage en cascade de réserve qui pourra être substitue à l'un quelconque des autres canaux dans lequel le montage en cascade peut a.lz 4 n GI uo Tsslmsua 14 ap au 2 TI ap aumoj a 9 TTb 9 a 4 od 4 ml,u ú laldmexe jd i 1 es I ap aummo unip l Tjdsae, I uoilausaaid as UOT 4 ue AUITI ap uo Ti s Tl Ta ap Sap Oul anllea 9 ET qad sel noa o 3 Ueagjajgad ap 9S Ty Tan qsa Uoi 4 Ua Au Tl ap Tnlj To ad Ieî apuq ejel, uo Tes Taau Til ap 4 Tno D To un 'Tsu TV xnuo Tiae A 04 xnieu Ts sep iuoq no 9 AT% 4 e I Umno apueq ap an-a 5 l e 1 que Anooai aaueauusu T souan 59 aij ap apueq ap an I au II aun e ape Dseoz ua a 4 ueuom aul Te-D 'aq Tiqe-T ap nia A Tu a D a Jpu Ta 4-Dp queomaad uoquqr 11 mmoo ap 5941 Ilqlssod sal alu;aqop u TJV 'Tao Iio Td aoneq sniad ap S Uo T-ouoj sap ja-oaj Je seal g anod ea Tjolada ap U Tom ap suo 14 ouoj ap sliuuola O leao Tap Dosvo ua soae 4 uom I sap;aa Taj %noad 8 g ZT -a 9 Zg TT 6 ú 9999 Z UO Tsua-4 -e a P uolqouoj ua eiqLae A aou-1 ou-deo q apolp and qu-eq ue asi Tl In 9 a-4 çl qn 9 a 9 I ZI Ginl Tg m I ap OIZI P Iqu Fa-A inaq'suapuoo el 'uo Tleuiojsp ap an elpaua np quaoiuuolqouoj ap sen Lt Bslsatoa o sop oa Due 4 sip i apueunaoo -I aGoiaie I inod ' 4-1 enos s 3 S Is 7 r S saes a Au T qu Ganof L J Jg np u Te Jp Gp 4 o o-oanos op SUOTXGUU Oo Sl D OT O -q.lnooZ u G UOT Xe Jxi Jpa Gpou I Un lune A Tns a IUUOT-4-DUOJ - p Uli GMI -eo G 4 qno 40 I 1 n Z Ig e I ap no e oane TI e I ap aanqonans e 1 ' Ia Jo P * 4 ? q Fe uo Tss T Musu Ua 4 eopo M UG 4 Uo Ueti U Uo T-43 Uo J Jel Glio Uo B ueoui 1 e 4 rtl UITS %uuuo*U ouog sial 14 In UT Je SU Iup U Od Soo JOD Sip OJ Io I 9 San 9 I q Ue Tl I Ga Ue SG Ao I 9 oou Vss Tnd Gp xnie ATU Sëp 9 U 4 uo IUUO To UOJ unp on A ua eigi Ia Tf Un sl Tm ea J^ 4 ueo Anoa &IM op i Tl-Tanli aunp slqwpuemmoo quuinoo ap so efia L> seq uo Tlm Jogp Gp Jn G 4 e Jua 2 np ntek Au ne xntults Sp uo-ld Goa G t I no UOTSST Iae I 4 u Laoa a Meidnoo un -ainsse anod o;sll F T 4 n 6 ú 9999 Z REVEND I CAT IONS 1 Circuit pour déformer, à l'intérieur d'une plage de fréquences particulière, au moins un des paramètres à savoir (a) l'amplitude et (b) la phase d'un signal à déformer, en réponse à l'amplitude dudit signal à défor- mer, le circuit susvisé étant caractérisé par le fait qu'il comprend: un FET comprenant une électrode de grille ainsi que des électrodes de source et de drain et un trajet com- mandable pour la circulation du signal entre cette source et ce drain; un moyen de polarisation couplé à l'électrode de grille et à au moins l'une des électrodes de source et de drain pour appliquer une tension de polarisation à ladite électrode de grille afin de commander le FET en ce qui concerne la déformation des signaux traversant le trajet commandable; un moyen à réactance couplé entre l'électrode de grille et un point à un potentiel de référence, ledit moyen à réactance étant choisi de manière à présenter une plage de valeurs, à l'intérieur de la plage de fré- quences, pour coopérer avec la polarisation afin de com- mander le FET pour déformer les signaux traversant le trajet commandable; un moyen à inductance comprenant des première et seconde extrémités; un premier moyen de couplage couplé au moyen à inductance et au FET pour coupler la première extrémité du moyen à inductance à la source et la seconde extré- mité au drain afin d'assurer pour la circulation du signal un trajet parallèle au trajet commandable; et un second moyen de couplage pour appliquer par cou- plage le signal à déformer à une des électrodes de source et de drain, pour amener au moins une fois le signal à traverser le trajet commandable et pour appli- quer par couplage le signal déformé résultant à un moyen d'utilisation. 2 Circuit selon la revendication l, caractérisé en ce que le premier moyen de couplage comprend des conne- xions galvaniques à faible résistance, grâce à quoi le moyen à inductance est couplé aux électrodes de source et de drain par de faibles impédances et les électrodes de source et de drain sont contraintes, à une fréquence nulle, de se trouver au même potentiel direct. 3 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le second moyen de couplage applique par couplage le signal à déformer à l'électrode de source et couple l'électrode de drain au moyen d'utilisation. 4 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen à inductance comprend un condensateur monté en parallèle avec une bobine d'induction pour for- mer à une certaine fréquence un circuit résonant paral- lèle, grâce à quoi l'impédance du circuit résonant parallèle est inductive en-dessous de ladite fréquence. 5 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier moyen de couplage comprend un moyen à résistance. 6 Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce que la valeur du moyen à résistance est choisie pour minimiser les variations de déphasage en réponse au niveau de puissance des signaux traversant le circuit. 7 Circuit pour déformer, à l'intérieur d'une plage de fréquences particulière, au moins l'un des paramètres correspondant,(a)l'amplitude et (b) la phase d'un signal à déformer, en réponse à l'amplitude dudit signal à défor- mer, le circuit susvisé étant caractérisé par le fait qu'il comprend: un FET comprenant une électrode de grille ainsi que des électrodes de source et de drain et un trajet com- mandable pour la circulation du signal entre cette source et ce drain; un moyen de polarisation couplé à l'électrode de grille et à au moins l'une des électrodes de source et de drain pour appliquer une tension de polarisation à ladite électrode de grille afin de commander le FET en ce qui concerne la déformation des signaux traversant le trajet commandable; un moyen à réactance couplé entre l'électrode de grille et un point à un potentiel de référence, ledit moyen à réactance étant choisi de manière à présenter une plage de valeurs, à l'intérieur de la plage de fré- quences, pour coopérer avec la polarisation afin de com- mander le FET pour la déformation des signaux traversant le trajet commandable un moyen à impédance comprenant des première et seconde extrémités, ledit moyen à impédance ayant sa première extrémité couplée à l'électrode de source et sa seconde extrémité couplée à l'électrode de drain afin de former un autre trajet pour la circulation du signal entre l'électrode de source et l'électrode de drain; et un moyen de couplage pour appliquer par couplage le signal à déformer à une des électrodes de source et de drain pour amener au moins le signal à traverser le tra- jet commandable et ledit autre trajet de manière à engendrer un signal déformé et pour appliquer par cou- plage le signal déformé au moyen d'utilisation. 8 Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce que le moyen à impédance comprend un moyen à induc- tance. 9 Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce que le moyen à impédance est linéaire. Circuit selon la revendication 8, caractérisé en ce que le moyen à inductance comprend un condensateur monté en parallèle avec une bobine d'induction. 11 Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce que le moyen à impédance comprend un moyen à inductance monté en série avec un moyen à résistance. 12 Circuit selon la revendication 11, caractérisé en ce que le moyen à résistance a une valeur choisie pour minimiser les variations de déphasage en réponse au niveau de puissance des signaux traversant le circuit. 13 Satellite, caractérisé par le fait qu'il com- prend: un corps; des moyens formant antenne montés sur ledit corps pour recevoir des signaux de manière à produire des signaux reçus et pour émettre des signaux devant être transmis; des moyens de traitement et de multiplexage de signaux couplés aux moyens formant antenne pour diviser les signaux reçus de manière à produire des signaux séparés dans une première pluralité de canaux indépen- dants; une seconde pluralité de moyens amplificateurs; des moyens de commutation couplés aux moyens de traitement et de multiplexage de signaux pour associer un des moyens amplificateurs à chacun des canaux afin de produire des signaux amplifiés; des moyens de combinaison de signaux couplés aux moyens de commutation pour démultiplexer les signaux amplifiés de manière à produire un signal combiné devant être émis, et couplés aux moyens formant antenne pour faire en sorte que le signal combiné soit émis; et une pluralité de circuits de linéarisation de déformation, chacun associé à un des moyens amplifica- teurs, chaque circuit de linéarisation de déformation étant, dans au moins une position des moyens de commuta- tion, couplé pour linéariser des signaux dans un des canaux, chacun des circuits de linéarisation de déforma- tion comprenant: (a) un FET comprenant une électrode de grille ainsi que des électrodes de source et de drain et un trajet commandable pour la circulation du signal entre cette source et ce drain; (b) un moyen de polarisation couplé à l'électrode de grille et à au moins l'une des électrodes de source et de drain pour appliquer une tension de polarisa- tion à ladite électrode de grille afin de commander le FET en ce qui concerne la déformation des signaux traversant le trajet commandable; (c) un moyen à réactance couplé entre l'électrode de grille et un point à un potentiel de référence, ledit moyen à réactance étant choisi de manière à présenter une plage de valeurs, à l'intérieur de la plage de fréquences, pour coopérer avec la polari- sation afin de commander le FET pour la déformation des signaux traversant le trajet commandable; (d) un moyen à inductance comprenant des première et seconde extrémités; (e) un premier moyen de couplage couplé au moyen à inductance et au FET pour coupler la première extrémité du moyen à inductance à la source et la seconde extrémité au drain afin d'assurer pour la circulation du signal un trajet parallèle au trajet commandable; et (f) un second moyen de couplage pour appliquer par cou- plage le signal à déformer à une des électrodes de source et de drain, pour amener au moins une fois le signal à traverser le trajet commandable et pour appliquer par couplage le signal déformé résultant à un moyen d'utilisation. 14 Satellite selon la revendication 13, caracté- risé en ce que la première pluralité est plus faible que la seconde pluralité. 15 Satellite selon la revendication 13, caracté- risé en ce que chacun des circuits de linéarisation de déformation est couplé dans son propre canal entre (A) les moyens de traitement et de multiplexage de signaux et (B) les moyens amplificateurs associés à ce canal lui-même. 16 Satellite selon la revendication 13, caracté- risé en ce que chacun des circuits de linéarisation de déformation est associé uniquement, dans toutes les positions du moyen de commutation, à un moyen amplifica- teur correspondant parmi les moyens amplificateurs.