FR 2675973 A1 19921030 FR 9105236 A 19910429 Circuit déphaseur à modulation vectorielle L'invention concerne un circuit déphaseur à modulation vecto- rielle. Dans un tel circuit, un signal d'entrée est fractionné (décomposi- tion vectorielle) en deux signaux de même amplitude mais en qua- drature, par exemple au moyen d'un coupleur hybride 3 d B, et cha- cun des deux signaux résultants est soumis pour sa part à une atté- nuation variable et à une inversion de phase éventuelle; les deux si- gnaux ainsi traités sont ensuite recombinés (sommation vectorielle) pour donner le signal de sortie présentant le déphasage voulu Une atténuation globale d'amplitude peut en outre compléter éventuelle- ment ce déphasage. De très nombreux concepts ont été développés, qu'ils soient basés sur des procédés numériques, analogiques ou mixtes Par exemple, dans le cas d'une technologie microruban, les techniques les plus couramment utilisées sont la ligne à retard commutée, le filtre passe-haut/passe- bas commuté et le modulateur vectoriel Parmi les autres techniques utilisées, on peut citer l'amplification répartie, les transistors à effet de champ à double grille, les déphaseurs à ferrite, les diodes PIN et à capacité variable, les lignes chargées, etc. Ces différents concepts sont notamment exposés et comparés par Arvind K Sharma dans Solid-State Control Devices: State of the Art, in Microwave Journal Supplement, Sept 1989, pp 95-112. La réalisation des déphaseurs de ce type est généralement assez complexe et les performances obtenues ne sont guère satisfaisantes, ni en ce qui concerne la stabilité à l'égard des variations de tempéra- ture, ni en ce qui concerne les pertes d'insertion. Concernant ce dernier point, les pertes d'insertion élevées impo- sent généralement une compensation par un étage amplificateur supplémentaire, consommateur d'énergie. Cet inconvénient est particulièrement gênant lorsque ces dépha- seurs sont utilisés pour des radars dits " à ouverture synthétique " (radars à balayage et conformation électroniques de faisceau); les antennes de ces radars comportent en effet couramment plusieurs centaines de modules émetteurs/récepteurs, chacun équipé de son propre circuit de commande de phase et d'amplitude. On comprend alors que la consommation énergétique, les pertes d'insertion, la stabilité, la complexité de conception, de fabrication et de montage des circuits, leur fiabilité, etc, soient des paramètres majeurs lorsque l'on souhaite obtenir des performances satisfai- santes à un coût non rédhibitoire. Or, toutes les méthodes utilisées jusqu'à présent pour réaliser la variation de phase sont fortement consommatrices d'énergie, la seule exception notable étant celle des systèmes du type à ligne à retard commutée, qui ne nécessitent pas d'apport énergétique important lorsqu'ils utilisent des organes de commutation à transis- tors à effet de champ polarisés autour d'une tension nulle; toutefois, les dispositifs réalisés présentent une homogénéité de performances médiocre d'un circuit à l'autre, et leurs pertes d'insertion varient selon que l'on commute ou non l'inversion de phase du signal. Un circuit de ce type est par exemple proposé par Charles Suc- kling dans Phase Shifters Using Ga As Monolithic Circuits, in Allen Clark Research Centre Annual Review, 1982, pp 49-53 Dans le cir- cuit décrit dans cet article, chacune des deux branches de modula- tion vectorielle comporte un circuit atténuateur variable monté en série avec un circuit inverseur de phase commutable à deux états (avec ou sans inversion de phase) Selon l'état des commutations, le circuit combineur recevra et sommera deux vecteurs, d'amplitude variable selon l'atténuation qui leur a été appliquée, et présentant entre eux un déphasage de 00, 900, 1800 ou 270 La composition de ces vecteurs donnera une résultante dont la phase pourra varier continûment entre O ' et 360 Ce circuit présente comme inconvé- nients de comporter un composant actif (le diviseur) et le fait que le déphaseur utilisé introduit des pertes d'insertion supplémentaires. L'un des buts de l'invention est donc de proposer un circuit dé- phaseur à modulation vectorielle présentant une faible perte d'inser- tion (typiquement, de l'ordre de 6 d B seulement, comparable à celle des circuits classiques à ligne à retard commutée), qui ne nécessite donc pas d'amplification compensatrice en d'autres termes, un circuit qui soit essentiellement passif et de faible complexité de structure (nombre réduit de composants). On verra cependant que, malgré sa simplicité, le déphaseur de l'invention présente des performances électriques au moins identi- ques, sinon meilleures (notamment en ce qui concerne la stabilité à la température), que les circuits antérieurs de conception différente. Le circuit déphaseur de l'invention est, comme on l'a indiqué plus haut, un circuit du type à modulation vectorielle, c'est-à-dire un cir- cuit comprenant: un circuit diviseur, recevant en entrée un signal à déphaser et fractionnant celui-ci en deux signaux en quadrature délivrés sur deux sorties respectives; monté sur chacune des sorties du circuit diviseur, un circuit de modulation vectorielle, soumettant le signal fractionné respectif à une atténuation variable et à une inversion de phase éventuelle; et un circuit combineur, recevant sur ses entrées les signaux délivrés par les circuits de modulation vecto- rielle respectifs et délivrant sur sa sortie le signal déphasé. Le circuit de l'invention est caractérisé en ce que chacun des cir- cuits de modulation vectorielle est essentiellement constitué d'un at- ténuateur du type réflectif comprenant des moyens d'ajustement d'une valeur algébrique de l'atténuation, de manière à agir par une même commande sur l'amplitude et l'inversion éventuelle de phase du signal reçu en entrée. Dans un mode de réalisation avantageux, l'atténuateur réflectif comprend un coupleur à quatre accès, avec un premier accès consti- tuant l'entrée, un second accès constituant la sortie et les deux au- tres accès constituant des accès de commande reliés à deux charges résistives semblables, ces charges étant variables et contrôlées par la même commande, par exemple sous forme d'un montage différen- tiel de transistors à effet de champ commandés en tension, et dont les bornes homologues sont reliées aux accès de commande respec- tifs du coupleur; dans ce dernier cas, il est de préférence prévu un circuit de linéarisation de la variation de résistance en fonction de la tension de commande des transistors à effet de champ. On va maintenant décrire un exemple de réalisation de l'inven- tion, en référence aux dessins annexés. La figure 1 est une représentation schématique du circuit dépha- seur de l'invention. La figure 2 est un diagramme vectoriel montrant les différentes possibilités de modulation en fonction des commandes appliquées au déphaseur. La figure 3 montre une réalisation monolithique intégrée du cir- cuit schématisé figure 1. Sur la figure 1, on a représenté schématiquement le circuit déphaseur de l'invention, qui comporte une entrée 1 et une sortie 2. Ce circuit est essentiellement un circuit passif, ne nécessitant pas d'apport d'énergie extérieure, et il présente en outre la propriété d'être bidirectionnel, c'est-à-dire que le rôle de l'entrée et celui de la sortie peuvent être inversés. Ce déphaseur comporte, essentiellement, un circuit diviseur 10, par exemple un coupleur hybride 3 d B de type classique recevant sur l'un de ses accès le signal d'entrée appliqué en 1 et délivrant sur deux autres accès deux signaux en quadrature (à O' et 900 par rap- port au signal appliqué en 1), le quatrième accès du coupleur 10 étant simplement chargé par une résistance 11 Chacun des deux si- gnaux en quadrature est appliqué à un modulateur vectoriel respec- tif 20, 30 modifiant l'amplitude et, éventuellement, la phase (inver- sion de phase ou non) du signal appliqué en entrée: ainsi, en sortie du circuit 20, on retrouve un signal d'amplitude variable et déphasé de O ' ou 1800 par rapport au signal appliqué sur l'entrée 1 et, en sor- tie du circuit 30, un signal d'amplitude variable et déphasé de 90 ou de 2700 par rapport au signal appliqué sur l'entrée 1 Ces deux signaux sont alors recomposés par un circuit 40, par exemple un cir- cuit combineur du type Wilkinson à trois branches comportant deux lignes 41 et 42 montées en triangle de part et d'autre d'une branche résistive 43. La caractéristique essentielle réside dans la structure particu- lière de chacun des circuits de modulation vectorielle 20, 30, qui sont constitués par des atténuateurs variables réflectifs, par exemple for- més d'un coupleur à quatre accès avec deux accès adjacents chargés par une résistance variable 21, 22 ou 31, 32, de même valeur pour les deux accès (Za dans le cas du circuit 20, Zb dans le cas du circuit ), et telles que la valeur Za ou Zb puisse prendre des valeurs situ- ées aussi bien en deçà qu'au-delà de l'impédance caractéristique Z O du coupleur. Le signal appliqué en entrée sur l'un des accès du coupleur se trouve donc injecté dans les résistances variables Za ou Zb et partiel- lement rétroréfléchi dans le coupleur, puis renvoyé en sortie sur le quatrième accès du coupleur, en direction du combineur 40 En fai- sant varier la valeur de Za ou de Zb, on peut non seulement agir sur l'amplitude du signal obtenu en sortie, mais également sur sa pha- se: en effet, de façon typique d'un tel circuit, si Za ou Zb est supé- rieur à l'impédance caractéristique Z O du coupleur, le signal recueilli en sortie est en phase avec le signal appliqué en entrée; mais si cette valeur est inférieure à Z 0, le signal est en opposition de phase. En d'autres termes, la commande de chaque circuit de modula- tion vectorielle permet non seulement de faire varier l'amplitude du signal entre O et 100 % de la valeur appliquée en entrée, mais aussi d'inverser ou non sa phase. Globalement, après sommation par le combineur 40 des deux signaux modulés, on voit que l'on recueille sur la sortie 2 un signal homologue du signal appliqué à l'entrée 1, mais dont l'amplitude peut varier entre O et 100 %o de l'amplitude d'origine (aux pertes d'insertion près, de l'ordre de quelques décibels) et dont la phase peut être variée d'une valeur quelconque comprise entre O et 3600. En termes mathématiques, la fonction de transfert du circuit de la figure 1 est donnée par: vout = 0,5 A ei'D, Vin avec: A = lZa 7 Zb 2 Zb-Zo 2 l 1/2 Za+Zb Zb+Zo = (aretg z z z) + 180 sign (Za Zo). Zb-Zo Za+Zo Sur la figure 2, on a représenté dans le plan vectoriel les diffé- rentes possibilités de modulation pour des valeurs de Za et Zb variant, entre zéro et l'infini, en deçà et au-delà de l'impédance caractéristique ZO. Du point de vue de la réalisation pratique, il est souhaitable, pour éviter une dégradation du ROS et pour une bonne conformité de la fonction de transfert avec son expression mathématique don- née plus haut, que les résistances 21, 22 et 31, 32 de chacun des cir- cuits de modulation vectorielle soient appariées au mieux dans cha- que branche. Lorsque l'on utilise des échelles de résistances commutées, cet appariement n'est généralement pas problématique, à condition de procéder à une sélection soigneuse des composants utilisés Mais on peut aussi avantageusement utiliser, au lieu de ces échelles de résis- tances commutées, des composants à effet de champ commandés en tension, dont l'appariement sera garanti s'il s'agit de composants différentiels réalisés sur une même puce, comme cela est en particu- lier le cas avec les circuits intégrés monolithiques. La figure 3 montre une réalisation intégrée monolithique appli- quant ces différents enseignements, les composants illustrés étant tous formés sur un même substrat, selon la technologie bien connue des circuits MMIC (Monolithic Microwave Integrated Circuit). Dans la réalisation illustrée, les coupleurs constituant les divers circuits 10, 20, 30 et 40 ont été réalisés à partir d'éléments à cons- tantes localisées, mais les enseignements de l'invention pourraient également s'appliquer à une réalisation en composants à constantes réparties (par exemple dans le cas d'une réalisation en technologie microruban). On retrouve sur cette figure les mêmes éléments que ceux sché- matisés figure 1, à savoir: le circuit diviseur 10, formé ici de deux éléments inductifs 12, 13 et de deux éléments capacitifs 14, 15; le circuit de modulation vectorielle 20, constitué de deux éléments inductifs 23, 24 et de deux éléments capacitifs 25, 26, le coupleur ainsi constitué étant relié aux deux résistances variables 21 et 22 (sur lesquelles on reviendra plus bas); le circuit de modulation vec- torielle 30 constitué des éléments 31 à 36 homologues des éléments 21 à 26 du circuit 20; et enfin le circuit combineur 40, constitué des deux éléments inductifs 41 et 42 et de l'élément résistif 43. Dans cette réalisation, les résistances 21, 22, 31, 32, sont consti- tuées par des composants à effet de champ commandés en tension, identiques (c'est-à-dire présentant notamment la même largeur de grille), les composants 21 et 22 (de même que les composants 31 et 32) étant appariés et commandés par une tension commune de manière à présenter la même variation de résistance sur les deux accès du coupleur 20 (respectivement, 30) auquel ils sont reliés. Les tensions de commande de chacun des circuits de modulation vectorielle sont produites par un circuit 50 respectif comprenant un circuit de linéarisation (qui peut être externe à la puce) avec un amplificateur opérationnel 51 recevant sur l'une de ses entrées une tension de commande Vc et relié à son autre entrée à un générateur 52 de courant constant, l'ensemble étant relié comme illustré d'une part (borne 53) au drain d'un troisième transistor 55 intégré sur le substrat et d'autre part (borne 54) aux grilles des transistors 31 et 32, ainsi qu'à celle du transistor 55 Le transistor 55 joue le rôle d'une référence de tension coopérant avec le circuit de linéarisation 51, 52 de manière à rendre la résistance entre drain et source de chacun des transistors 21, 22 (ou 31, 32) parfaitement proportion- nelle à la tension de commande V appliquée sur la branche respec- tive. REVENDICATIONS 1 Un circuit déphaseur à modulation vectorielle, comprenant: un circuit diviseur ( 10), recevant en entrée ( 1) un signal à dé- phaser et fractionnant celui-ci en deux signaux en quadrature délivrés sur deux sorties respectives, monté sur chacune des sorties du circuit diviseur, un circuit de modulation vectorielle ( 20; 30), soumettant le signal frac- tionné respectif à une atténuation variable et à une inversion de phase éventuelle, et un circuit combineur ( 40), recevant sur ses entrées les signaux délivrés par les circuits de modulation vectorielle respectifs et délivrant sur sa sortie ( 2) le signal déphasé, caractérisé en ce que chacun des circuits de modulation vecto- rielle est essentiellement constitué d'un atténuateur du type réflectif comprenant des moyens d'ajustement d'une valeur algébrique de l'atténuation, de manière à agir par une même commande sur l'am- plitude et l'inversion éventuelle de phase du signal reçu en entrée. 2 Le circuit de la revendication 1, dans lequel l'atténuateur réflectif comprend un coupleur à quatre accès, avec un premier accès constituant l'entrée, un second accès constituant la sortie et les deux autres accès constituant des accès de commande reliés à deux char- ges résistives semblables ( 21,22; 31,32), ces charges étant variables et contrôlées par la même commande. 3 Le circuit de la revendication 2, dans lequel les charges résis- tives comprennent un montage différentiel de transistors à effet de champ commandés en tension, et dont les bornes homologues sont reliées aux accès de commande respectifs du coupleur. 4 Le circuit de la revendication 3, comprenant en outre un cir- cuit ( 50) de linéarisation de la variation de résistance en fonction de la tension de commande des transistors à effet de champ.