FR 2680927 A1 19930305 FR 9209481 A 19920730 PROCESSEUR NON LINEAIRE A REFLEXION EQUILIBREE UTILISANT DES TRANSISTORS A EFFET DE CHAMP Contexte de l'invention La présente invention est relative à des processeurs ou générateurs de distorsion non linéaires tels que des limiteurs ou des égaliseurs de prédistorsion pour compenser la distorsion d'amplitude et de phase d'amplificateurs de puissance aux hyperfréquences, aux fréquences d'ondes millimétriques ou autres hautes fréquences, et en particulier à ceux qui utilisent des coupleurs directifs. Des amplificateurs électroniques de signaux sont utilisés pour accroître la tension, l'intensité ou la puissance de signaux électriques Dans l'idéal, les amplificateurs accroissent seulement l'amplitude du signal sans modifier de quelqu'autre manière le signal Cependant, tous les amplificateurs de signaux déforment le signal en cours d'amplification La distorsion résulte de la non- linéarité de la fonction ou caractéristique de transfert des dispositifs actifs de l'amplificateur La distorsion d'un signal passant par un amplificateur peut être réduite en limitant l'amplitude crête à crête du signal et en faisant fonctionner l'amplificateur de façon que le signal passe par la partie centrale de sa caractéristique, région dans laquelle sa linéarité est la plus grande Cependant, il se trouve certaines situations dans lesquelles il est nécessaire que l'excursion de fréquence du signal de sortie s'étende sur une partie substantielle de la fonction de transfert de l'amplificateur Tel est le cas dans les émetteurs de radiodiffusion et de télédiffusion o cette opération est importante pour obtenir une puissance maximale de sortie de chaque amplificateur coûteux La même nécessité de porter à un maximum la puissance de sortie existe également dans le cas des amplificateurs d'hyperfréquences ou de fréquences d'ondes millimétriques (hautes fréquences ou HF) pour les communications par satellites, car l'aptitude des dispositifs actifs à fonctionner aux hautes fréquences nécessite une structure qui leur permet de ne fonctionner qu'à une tension, une intensité et des niveaux de polarisation relativement modérés, de façon que l'excursion de fréquence du signal se fasse sur une grande partie de la tension de polarisation disponible Lorsque l'excursion de fréquence du signal de sortie d'un amplificateur se fait sur de grandes parties de la fonction de transfert, l'effet habituellement produit est une compression relative des grands signaux en comparaison des petits signaux, c'est- à-dire que le gain de l'amplificateur aux niveaux élevé des signaux a tendance à être inférieur au gain de l'amplificateur aux faibles niveaux de signaux Dans le cas d'un signal sinusoïdal visualisé sur un oscilloscope, le signal de sortie comprimé est une sinusoïde d'aspect globalement semblable à celui du signal d'entrée, mais avec un sommet et un pied un peu aplatis Souvent, un déphasage accompagne la distorsion d'amplitude Souvent, des amplificateurs haute fréquence sont utilisés pour amplifier une pluralité de signaux, comme lors du fonctionnement de satellites à accès multiples Occasionnellement, lorsque plusieurs signaux sont amplifiés, les valeurs de crête des signaux se superposent, ce qui provoque quelques excursions dans les grandes valeurs de crête à crête Dans le cas de signaux multiplex, il se peut que la compression ne soit pas aussi facile à mesurer que les distorsions d'intermodulation. Ordinairement, les mesures de distorsions d'intermodulation se font en mesurant la quantité relative de produits indésirables qui accompagnent une des porteuses, laquelle, aux fins des vérifications, est elle- même généralement non modulée. Souvent, une prédistorsion d'un signal destiné à être appliqué à un amplificateur non linéaire est effectuée afin de compenser préalablement la distorsion prévue du fait de la non-linéarité de l'amplificateur Parmi les problèmes qui se posent dans la conception de circuits de prédistorsion figure celui de trouver un dispositif ou des dispositifs non linéaires et une configuration de circuits correspondante qui, ensemble, produisent un gain qui augmente à mesure que le niveau du signal augmente, pour compenser de ce fait la diminution du gain parallèle à l'augmentation du niveau de signal, qui est due à la non- linéarité de l'amplificateur Le problème est d'autant plus crucial que souvent, pendant la phase de développement, des essais sont effectués sur le dispositif non linéaire à l'aide d'appareils qui sont eux-mêmes adaptés à l'impédance d'une ligne de transmission ordinaire, alors que dans la pratique concrète, le dispositif non linéaire est en interaction avec les impédances d'entrée et de sortie des circuits de source et de charge, comportant l'amplificateur qui fait l'objet d'une compensation La désadaptation d'impédance de l'amplificateur peut présenter une interaction défavorable avec toute désadaptation d'impédance du dispositif non linéaire Comme la désadaptation d'impédance dépend souvent du niveau du signal, il peut se produire des interactions complexes, notamment des transformations d'impédance qui amènent la réponse amplitude/fréquence nette du montage en cascade de l'égaliseur de prédistorsion et de l'amplificateur à s'écarter de la réponse souhaitée. La Figure la est un schéma de principe simplifié d'un égaliseur de prédistorsion à réflexion typique selon la technique antérieure Sur la Figure 1, les signaux destinés à subir une prédistorsion sont appliqués, via une borne 10 et une ligne de transmission d'entrée, à un premier point d'accès 12 d'entrée d'un coupleur directif ou hybride 14 de 3 d B L'homme de l'art sait que les lignes de transmission permettent d'acheminer des signaux HF sans trop de pertes Les types classiques de lignes de transmission comprennent des lignes de transmission coaxiales et des lignes de transmission microbande La ligne de transmission coaxiale, représentée en coupe transversale sur la Figure lb, comporte un conducteur électrique extérieur 2 entourant un conducteur central 3 et centré de manière coaxiale par rapport à ce dernier Une ligne de transmission microbande est représentée sur la Figure lc Sur la Figure lc, la ligne de transmission comporte un large conducteur de référence ou de "terre" désigné par le repère 5, et un conducteur planaire 6 espacé du conducteur 5 de terre par une plaque diélectrique 7 Les conducteurs centraux ou planaires des deux types de ligne de transmission ont une symétrie biaxiale dans la mesure o ils sont symétriques autour d'un plan tel que le plan 9 des Figures lb et lc Le plan 9 est perpendiculaire à la surface du conducteur de terre ou conducteur extérieur. L'homme de l'art sait que des signaux peuvent être transférés d'un type de ligne de transmission à un autre par des coupleurs appropriés, si bien que la forme de la ligne de transmission ne présente qu'un intérêt secondaire. Comme indiqué, les signaux destinés à être soumis à une prédistorsion sont appliqués par une ligne de transmission à un point d'accès 12 d'entrée du coupleur 14. Un coupleur directif de 3 d B peut comporter deux lignes de transmission couplées telles que les lignes 13 et 15 de la Figure la, lesquelles s'étendent depuis le point d'accès 12 jusqu'à un point d'accès 28 et depuis un point d'accès 16 jusqu'à un point d'accès 17 Ces coupleurs fonctionnent vers des fréquences auxquelles les parties des lignes de transmission 13 et 15 couplées par couplage inductif et capacitif ont une longueur d'environ 1/4 Lorsqu'on utilise à tous les points d'accès des terminaisons à adaptation d'impédance, ces coupleurs sont sensibles à des signaux appliqués à un point d'accès tel que le point 12 ou 17 et produisent de ce fait à des points d'accès voisins tels que respectivement 16 ou 28 des signaux à une phase de référence (nominalement 0 ') et produisent également à des points d'accès éloignés tels que respectivement 28 ou 16 des signaux à une phase relative de -90 , c'est-à-dire retardés de 90 D. En réponse aux signaux appliqués au point d'accès 12 du coupleur directif 14 de la Figure la, des signaux à déphasage nominal de O sont couplés à partir du coupleur directif 14, via un point d'accès 16 de sortie, à un réseau non linéaire désigné globalement par le repère 18, qui comporte un atténuateur et un déphaseur en court- circuit représentés globalement sous la forme d'un bloc 20. La non-linéarité est produite par un générateur de distorsion désigné globalement par le repère 22 La forme particulière de générateur 22 de distorsion représentée sur la Figure la est une paire de diodes 24, 26 en opposition de phase ou anti-parallèles connues dans la technique, par exemple, d'après le brevet E U A Na 4 588 958 délivré le 13 Mai 1986 à Katz et al Ces diodes anti-parallèles sont avantageuses grâce à leur simplicité, leur faible coût et leur fiabilité Les signaux appliqués aux points d'accès 12 d'entrée du coupleur hybride 14 sont également couplés, avec un déphasage nominal de 90 ', à une sortie 28 pour être appliqués à un canal linéaire désigné globalement par le repère 30, qui comporte un montage en cascade comprenant un atténuateur variable 32 et un déphaseur 34 en court-circuit avec la terre 8 Les signaux appliqués à la borne 12 d'entrée sont couplés au canal non linéaire 18 et au canal linéaire 30, ils sont traités et réfléchis, et les signaux réfléchis sont couplés l'un à l'autre et à un point d'accès 36 de sortie L'impédance de la diode anti-parallèle varie fortement en fonction de la fréquence, de la température et du niveau de puissance, ce qui a pour résultat que les réseaux d'adaptation d'impédance (non représentés sur la Figure la) correspondant aux diodes doivent être conçus pour des valeurs d'impédance de compromis, ou bien il faut utiliser des isolateurs. Un générateur de non-linéarité utilisant des circuits conducteurs sourcedrain à transistors à effet de champ est décrit dans le brevet des E U A n' 5 038 113 délivré le 6 Août 1991 au nom de Katz et al La Figure 2 a est une représentation schématique d'un égaliseur 78 de base pour prédistorsion de transmission, décrit dans le brevet précité N O 5 038 113 L'égaliseur 78 de prédistor- sion utilise un transistor à effet de champ (FET) 80 comportant une électrode 82 de source ou de drain, une électrode 84 de drain ou de source, un circuit conducteur source-drain désigné par le repère 88 s'étendant entre celles-ci, et une électrode 86 de grille Le parcours conducteur 88 s'étendant entre un point d'accès 90 d'entrée et un point d'accès 92 de sortie auxquels sont respectivement reliés un générateur 94 et une charge 100. Le générateur 94 comporte une source 96 de tension alternative (AC) et comporte également une impédance interne désignée par le repère 98 Globalement, l'impédance interne 98 et la charge 100 s'adaptent globalement à l'impédance d'une ligne de transmission ordinaire. Une source de polarisation désignée globalement sur la Figure 2 a par le repère 110 comporte une première et une seconde sources de tension représentées sous la forme de batteries 112 et 114 dont les bornes négatives et positives sont respectivement reliées à la terre et les autres bornes sont reliées aux extrémités opposées d'un potentiomètre 116 dont le balai 118 est relié à l'électrode 86 de grille par l'intermédiaire d'un élément d'isolation représenté sous la forme d'une résistance 120. La valeur ou la phase de la distorsion de transmission du générateur selon la Figure 2 a est commandée en outre par la sélection d'une impédance (R JX) grille- terre Un réseau auxiliaire d'impédance ou d'adaptation, représenté sous la forme du bloc en trait mixte 102, est monté entre la grille 86 et la terre, il peut généralement être constitué par n'importe quel circuit, aussi complexe soit-il Sur la Figure 2 a, l'impédance 102 est représentée sous la forme d'un condensateur variable Aux hautes fréquences, les dimensions physiques en longueurs d'onde du condensateur variable peuvent être telles qu'elles introduisent une forte composante inductive de réactance, grâce à quoi le condensateur variable agit comme s'il était un circuit résonnant série, représenté sur la Figure 2 b. Dans le brevet Katz et al précité, la distorsion réalisée par l'égaliseur 78 de distorsion selon la Figure 2 varie aussi bien avec la tension de polarisation qu'avec l'impédance grille-terre. La Figure 3 représente un égaliseur de réflexion tel qu'il est décrit dans le brevet Katz précité Sur la Figure 3, les éléments correspondant à ceux des Figures la et 2 a sont désignés par les mêmes repères Sur la Figure 3, des signaux d'entrée à égaliser sont appliqués à un point d'accès 12 d'un coupleur directif 14 en quadrature de 3 d B par l'intermédiaire d'un point d'accès 10 d'entrée de la ligne de transmission Le coupleur 14 couple les signaux, avec des déphasages appropriés, aux points d'accès 16 et 28 Le signal présent au point d'accès 16 est appliqué, par l'intermédiaire d'un circuit de transmission 310, au point d'accès 390 d'entrée d'un circuit linéaire 332 de réflexion qui est couplé ou en court-circuit avec la terre 8 Les signaux couplés au point d'accès 28 du coupleur directif 40 sont appliqués, via un circuit de transmission 312, au point d'accès 90 d'entrée d'un circuit non linéaire de réflexion à transistor à effet de champ tel que le circuit de la Figure 2 a, dans lequel le point d'accès 92 est en court-circuit avec la terre 8 Le circuit linéaire 332 de réflexion et le circuit non linéaire 399 de réflexion selon la Figure 3 réfléchissent les signaux appliqués à ceux-ci avec une amplitude et une phase qui dépendent des valeurs des composantes et de la polarisation de la diode, et les signaux réfléchis sont réappliqués respectivement aux points d'accès 16 et 28 du coupleur directif 14 Le coupleur directif 14 combine les signaux réfléchis vers les points d'accès 16 et 28 pour produire un signal combiné qui est appliqué au point d'accès 36 de sortie de la ligne de transmission Ainsi, l'ensemble de l'agencement de la Figure 8 est un circuit non linéaire de type à transmission pour déformer des signaux au fur et à mesure qu'ils se déplacent du point d'accès 10 au point d'accès 36, mais il utilise intérieurement des circuits de réflexion. La Figure 4 représente l'agencement de la Figure 2 modifié pour être utilisé dans le circuit non linéaire 399 de la Figure 3 Sur la Figure 4, les éléments correspondants à ceux de la Figure 2 sont désignés par les mêmes repères numériques La Figure 4 ne diffère de la Figure 2 qu'en ce que le point d'accès 92 est relié à la terre ou est en court- circuit avec celle-ci Le signal appliqué au point d'accès 90 depuis la source 94 passe par le circuit conducteur source-drain du transistor 80 à effet de champ, est réfléchi au niveau du point d'accès 92 en court- circuit et repasse par le transistor à effet de champ pour revenir au point d'accès 90 d'entrée. La Figure 5 illustre l'utilisation de réseaux d'adaptation d'impédance Les éléments de la Figure 5 correspondant à ceux des Figures 2 a et 4 sont désignés par les mêmes repères numériques Sur la Figure 5, l'électrode 82 de source ou de drain est reliée au point d'accès 90 par l'intermédiaire d'un réseau d'adaptation 512 et l'électrode 84 de drain ou de source est mise à la terre au niveau du point d'accès 92 par l'intermédiaire d'un réseau d'adaptation 514 L'un ou l'autre des réseaux d'adaptation 512 ou 514 ou encore ces deux réseaux peuvent être utilisés de la manière connue dans la technique Les réseaux d'adaptation 512 et 514 peuvent comporter chacun un seul élément en série ou en parallèle ou des réseaux d'éléments. Comme indiqué plus haut, le réseau d'adaptation 102 monté entre l'électrode 86 de grille et la terre peut être un réseau complexe Le système de polarisation de grille représenté par le repère 510 sur la Figure 5 couple la tension à la grille 86 du transistor à effet de champ 80 à partir d'un diviseur de tension représenté sous la forme d'une paire de résistances 518 et 520 La tension de polarisation peut être modifiée en réglant la valeur de la résistance variable 518 Selon une autre possibilité, un potentiomètre peut être utilisé. L'homme de l'art sait que l'électrode de grille d'un transistor à effet de champ forme une capacitance avec les électrodes de source ou de drain et peut être légèrement conductrice Si le réseau d'adaptation 512 ou 514 comporte des condensateurs série, un circuit conducteur direct ou une continuité galvanique entre le circuit conducteur commandable 88 du transistor 80 à effet de champ et la terre (ou une autre tension de référence) est interrompu Cela peut alors modifier ou supprimer la tension de polarisation appliquée entre la grille 86 et le circuit 88, ce qui produit des effets indésirables sur la commande de polarisation du transistor à effet de champ On peut y remédier, si le réseau d'adaptation 512 comporte un condensateur série, en mettant à la terre une impédance galvaniquement conductrice à partir de l'électrode 82 de source ou de drain, comme par exemple l'inducteur 522 de la Figure 5 Une telle structure est souvent appelée "té de polarisation" Lorsque le réseau d'adaptation 514 comporte un condensateur série, une impédance telle que l'inducteur 524 peut être mise à la terre à partir de l'électrode 84 de drain ou de source Si les deux réseaux d'adaptation 512 et 514 comportent des condensateurs série, il peut être nécessaire de prévoir un seul inducteur tel que l'inducteur 522 ou 524 plutôt que les deux, en raison de la conduction dans le parcours commandé 88 Un inducteur approprié pour des fréquences voisines de 4 G Hz pourrait être un fil de 0,7 mil ( 0,007 ") de diamètre et long d'environ 2,5 mm ( 0,1 "), avec une ou deux spires. On a constaté qu'un coupleur directif de transmission utilisant des circuits de réflexion tels que ceux décrits en référence à la Figure 3 peuvent ne pas adapter des impédances ordinaires de lignes de transmission telles que 50 ohms ou 75 ohms, et qu'il peut être difficile de réaliser une adaptation appropriée pour le point d'accès d'entrée d'un amplificateur de puissance à tous les niveaux de puissance Un processeur non linéaire perfectionné est souhaitable. Résumé de l'invention Un système de transmission non linéaire de signal comprend un coupleur directif ou hybride en quadrature de 3 d B comportant un premier, un second, un troisième et un quatrième points d'accès Le circuit conducteur source-drain d'un premier transistor à effet de champ est couplé au second point d'accès du coupleur directif, et le circuit conducteur source-drain d'un second transistor à effet de champ est couplé au troisième point d'accès du coupleur directif Un système de réactance est couplé entre les électrodes de grille des premier et second transistors à effet de champ et un potentiel de référence. il Un système de polarisation est couplé aux électrodes de grille des premier et second transistors à effet de champ pour appliquer aux électrodes de grille une première et une seconde tensions continues de polarisation Les premier et quatrième points d'accès du coupleur directif sont conçus pour être disposés sur le circuit de circulation d'un signal pour une modification non linéaire des signaux traversant le système Dans une première forme de réalisation de l'invention, un bloc à courant continu est couplé en série avec le circuit de courant commandé d'au moins un transistor à effet de champ, et un té de polarisation ou une impédance est monté entre un point de potentiel de référence et un point situé entre le bloc à courant continu et l'électrode du transistor à effet de champ immédiatement voisin. Description du dessin La Figure la représente sous la forme d'un schéma de principe un dispositif non linéaire selon la technique antérieure comportant un coupleur directif et des éléments de réflexion, la Figure lb représente une coupe transversale d'une ligne de transmission coaxiale et la Figure lc est une coupe transversale d'une ligne de transmission microbande; La Figure 2 a représente sous la forme d'un schéma de principe un élément non linéaire à transistor à effet de champ selon la technique antérieure fonctionnant en mode transmission, et la Figure 2 b représente un circuit équivalent coopérant avec une partie du système de la Figure 2 a; la Figure 3 est un schéma de principe d'un système non linéaire selon la technique antérieure utilisant un coupleur directif associé à un circuit linéaire de réflexion et un circuit non linéaire de réflexion à transistor à effet de champ; la Figure 4 est un schéma de principe représentant le circuit à transistor à effet de champ selon la Figure 2 a, utilisé dans le système selon la Figure 3; la Figure 5 représente un autre circuit non linéaire à transistor à effet de champ selon la technique antérieure, utilisable en mode réflexion; la Figure 6 représente un système non linéaire selon l'invention; la Figure 7 est une représentation de courbes d'amplitude et de phase calculées en fonction de la fréquence pour le système selon la Figure 6; les Figures Sa et 8 b sont des courbes de la réponse mesurée, respectivement en phase et en amplitude, par rapport à la fréquence, d'un système selon l'invention, le niveau du signal d'entrée constituant un paramètre; les Figures 9 a et 9 b sont des courbes de réponse mesurées, respectivement en phase et en amplitude, en fonction du niveau de signal d'entrée, la tension de grille du transistor à effet de champ servant de paramètre; et la Figure 10 est une courbe, mesurée au point d'accès 10 du système selon la Figure 6, de la perte de retour d'entrée en fonction de la fréquence et du niveau de puissance. Description de l'invention La Figure 6 représente un système non linéaire selon l'invention Les éléments de la Figure 6 correspon- dant à ceux de la Figure 3 sont désignés par les mêmes repères numériques La Figure 6 diffère de la Figure 3 uniquement dans la mesure o le circuit linéaire 332 de réflexion de la Figure 3 est remplacé par un circuit non linéaire 699 de réflexion Le circuit non linéaire 699 de réflexion est choisi pour correspondre au circuit non linéaire 399 de réflexion Par ailleurs, aux fréquences auxquelles les dimensions du circuit deviennent une partie importante d'une longueur d'onde, le circuit non linéaire 699 de réflexion est réalisé dans l'idéal avec une structure identique à celle du circuit 399 On peut également juger souhaitable de choisir des composants correspondants adaptés, par exemple à l'aide de condensateurs adaptés 106 dans les réseaux 102, si des condensateurs sont utilisés dans ceux-ci. Dans l'idéal, les transistors à effet de champ utilisés dans les circuits non linéaires 399 et 699 doivent être parfaitement adaptés de façon qu'une seule tension de polarisation puisse être appliquée aux deux grilles pour les commander simultanément Cependant, les transistors à effet de champ sont rarement, voire jamais, parfaitement adaptés l'un à l'autre, si bien qu'une source de polarisation séparée peut être nécessaire pour coopérer avec chacun des circuits non linéaires 399 et 600 de réflexion L'homme de l'art saura comment jumeler les sources l'une avec l'autre pour pouvoir les commander simultanément. Les Figures 7 a et 7 b représentent des courbes de réponse calculées, respectivement en phase et en amplitude, dans la bande C, d'un système non linéaire selon la Figure 6, utilisant des circuits non linéaires de réflexion semblables à celui de la Figure 4, qui utilise des modèles d'un coupleur hybride Lang, des transistors à effet de champ au Ga As Nippon Electric Co de type NE 137, et un condensateur à 2 p F pour deux niveaux différents de puissance d'entrée Sur la Figure Ta, la courbe 710 représente l'angle de phase à une puissance d'entrée relativement faible d'environ -20 d Bm, et la courbe 712 représente l'angle de phase à une puissance plus élevée, égale à environ O d Bm Comme représenté, l'angle de phase augmente lorsque les niveaux de puissance augmentent C'est là le type de performance de phase qui serait souhaitable pour la prédistorsion du signal à appliquer à un amplificateur à tube à ondes progressives Sur la Figure 7 b, la courbe 714 d'amplitude représente la puissance de sortie normalisée en fonction de la puissance d'entrée à un faible niveau de signal d'entrée, et la courbe 716 correspond à des niveaux élevés de signaux d'entrée Le niveau du signal de sortie normalisé par rapport au niveau du signal d'entrée est généralement appelé gain lorsqu'il est utilisé avec des amplificateurs Cependant, le dispositif non linéaire de la Figure 6 a un gain inférieur à l'unité, c'est ce qu'on appelle une perte Comme on peut le voir sur la Figure 7 b, le "gain" a augmenté (en réalité, la perte a diminué) au niveau de signaux d'entrée les plus élevés, et c'est ce qu'il faut pour compenser la compression d'un amplificateur de puissance ultérieur. Les Figures 8 a et 8 b représentent des courbes respectives de phase et de perte relatives mesurées en fonction de la fréquence (sur la gamme de 3,7 à 4,2 G Hz) pour une structure similaire à celle de la Figure 6, utilisant des circuits non linéaires de réflexion tels que celui de la Figure 4, utilisant des transistors à effet de champ NEC de type NE 137 et avec un réseau 102 pourvu d'un condensateur variable de 0,4 à 2 p F, et fonctionnant dans un système de contrôle de 50 ohms Sur la Figure 8 a, les courbes sont désignées par le niveau ou la puissance relatif du signal d'entrée auquel les courbes ont été tracées Les courbes sont désignées par -20, 0, 5, 10, 15 et 20, ce qui correspond uniquement à une puissance en d B par rapport à une référence arbitraire Par exemple, la courbe O de la Figure 8 a représente la phase relative entre les points d'accès 10 et 36 de la Figure 6 à une puissance de référence du signal d'entrée, tandis que la courbe 5 représente la phase à un niveau de signal d'entrée supérieur de 5 d B au niveau de puissance de référence Le niveau O d B correspond à environ -22 d Bm (les symboles triangulaires désignés par les repères 1, 2 et 3 sont des repères de fréquence produits par le traceur automatique qui a produit les données mesurées) Comme on peut le voir d'après la Figure 8 a, la phase relative à n'importe quelle fréquence augmente progressivement à mesure qu'augmente le niveau du signal d'entrée, ce qui est souhaitable pour certaines catégories d'amplificateurs de puissance. Sur la Figure 8 b, on utilise les mêmes niveaux de puissance de signaux d'entrée que sur la Figure 8 a, si bien que les courbes de la Figure Sb sont elles aussi désignées par les repères -20, 0, 5, 10, 15 et 20 Sur la Figure 8 b, les courbes O et -20 se superposent presque complètement, ce qui indique une absence de variations de gain aux faibles niveaux de signaux d'entrée, cette réponse correspondant aux performances d'un amplificateur aux faibles niveaux de signaux. Sur la Figure 8 b, le fait que le niveau du signal d'entrée passe de 5 d B à 10 d B provoque une augmentation du gain d'environ 1 incrément vertical, correspondant à 3 d B Le passage du niveau du signal d'entrée de 10 d B à 15 d B provoque une augmentation du gain d'un nouvel incrément de 3 d B Ce type de performances correspond à une extension de signal à mesure qu'augmente le niveau du signal, ce qui est nécessaire pour adapter lacompression d'un amplificateur de puissance avec une puissance croissante du signal. La Figure 9 a représente des courbes de mesure de phase relative par rapport à la puissance du signal d'entrée dans la structure de la Figure 6 à trois tensions grille-terre différentes Les trois courbes de la Figure 9 a sont désignées par les repères 190, 198 et 201, elles correspondent respectivement à des tensions grille-terre de -1,90, -1,98 et -2,01 volts La puissance du signal d'en- trée augmente dans le sens indiqué par la flèche Avec une plus grande puissance du signal, la phase relative peut être établie de manière à augmenter de façon monotone (courbe 190), à être relativement plane (courbe 198) ou à diminuer sur la majeure partie de la plage (courbe ( 201) simplement en choisissant la tension de grille appropriée. La Figure 9 b représente la perte de la structure selon la Figure 6 en fonction du niveau du signal d'entrée, la tension de grille servant de paramètre Les trois courbes se superposent ou coïncident sur la plus grande partie de la plage Comme représenté sur la Figure 9 b, la perte diminue à mesure que le niveau du signal augmente pour les trois valeurs de tension de grille, à savoir 1,90, 1,98 et 2,01 volts Cependant, sur la majeure partie de la plage, la tension de grille est sans effet sur les performances de l'amplitude, si bien que la phase peut être établie indépendamment de l'amplitude La réponse en amplitude est établie en réglant l'élément d'impédance 102 de grille. La Figure 10 représente une courbe de la perte de retour d'entrée (cette perte étant liée à l'adaptation d'impédance) de la structure selon la Figure 6 dans un système à 50 ohms, en fonction du niveau du signal Sur la Figure 10, le triangle de référence 1 désigne une fréquence de 3,5 G Hz et le triangle 2 désigne une fréquence de 4,5 G Hz La courbe du haut, désignée par + 1020, représente le résultat de mesures faites à + 20 d Bm, tandis que la courbe du bas, désignée par -1020, est tracée à -20 d Bm. L'abscisse représente 511 ou la perte de retour, avec O d B au caret (>), et une division verticale de 5 d B, si bien que la plus mauvaise perte de retour, au point A, représente une perte de retour d'environ - 23 d B. Dans une forme particulière de réalisation de l'invention utilisée pour compenser les caractéristiques non monotones de certains amplificateurs à tube à ondes progressives, les circuits non linéaires de réflexion couplés aux points d'accès 16 et 28 du système selon la Figure 6 peuvent comporter chacun un montage en cascade de transistors à effet de champ tel que le montage en cascade décrit dans le brevet précité attribué à Katz et al. D'autres formes de réalisation de l'invention apparaîtront à l'homme de l'art Par exemple, un des deux circuits 102 d'adaptation d'impédance de grille peuvent être conçus de manière à être réglables pour permettre des réglages servant à compenser des déséquilibres inévitables. Le coupleur directif peut utiliser des techniques de lignes de transmission à microbande, coaxiales, triplaque ou autres techniques équivalentes Dans l'idéal, les deux transistors à effet de champ (ou deux ensembles de transistors à effet de champ) pourraient être des transistors à effet de champ situés au voisinage immédiat l'un de l'autre sur la même tranche de silicium sur laquelle ils ont été tirés, afin de renforcer leur adaptation En remplacement ou en plus d'un inducteur tel que l'inducteur 522 de la Figure 5, on peut généralement disposer une résistance, résistance d'une valeur de quelques milliers d'ohms assurant une impédance HF pour être sans importance, mais une conduction galvanique suffisamment élevée pour assurer une bonne polarisation. REVENDICATIONS: 1 Dispositif de transfert non linéaire de signal conçu pour fonctionner aux environs d'une fréquence centrale, comprenant: un coupleur directif ( 14) en quadrature de 3 d B, comportant un premier, un second, un troisième et un quatrième points d'accès ( 12, 16, 17, 28); un premier et un second transistors à effet de champ, chacun desdits transistors à effet de champ comportant un circuit conducteur ( 88) source-drain pouvant être commandé, et une électrode de grille par laquelle ledit circuit conducteur source-drain ( 86) peut être commandé; un moyen pour coupler ledit circuit conducteur source- drain dudit premier transistor à effet de champ audit second point d'accès dudit coupleur directif, au moins à des fréquences voisines de ladite fréquence centrale; un moyen pour coupler ledit circuit conducteur source- drain dudit second transistor à effet de champ audit troisième point d'accès dudit coupleur directif, au moins à des fréquences voisines de ladite fréquence centrale; un premier moyen à réactance couplé entre ladite électrode de grille dudit premier transistor à effet de champ et une source de tension de référence; un second moyen à réactance couplé entre ladite électrode de grille dudit second transistor à effet de champ et une source de tension de référence; un moyen de polarisation ( 110) couplé auxdites électrodes de grilles desdits premier et second moyens formant transistors à effet de champ pour appliquer une première et une seconde tensions continues respectivement auxdites électrodes de grilles desdits premier et second transistors à effet de champ; et un moyen pour coupler lesdits premier et quatrième points d'accès dudit coupleur directif à un circuit de circulation de signal à une fréquence voisine de ladite fréquence centrale, grâce à quoi ladite circulation de signal est modifiée d'une manière non linéaire. 2 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit coupleur directif comporte une première ligne de transmission ( 13) reliant lesdits premier et troisième points d'accès ( 12, 28) et une seconde ligne de transmission ( 15) reliant lesdits second et quatrième points d'accès ( 16, 17), lesdites première et seconde lignes de transmission ( 13, 15) étant couplées capacitivement et magnétiquement pour présenter des propriétés directives au voisinage de ladite fréquence centrale. 3 Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que lesdites première et seconde lignes de transmission sont couplées capacitivement et magnétiquement sur une longueur réelle d'environ)V 4 à ladite fréquence centrale. 4 Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que lesdites première et seconde lignes de transmission comportent chacune un conducteur à symétrie bi-axiale situé à l'écart d'un conducteur commun plus grand, et en ce que ledit moyen pour coupler ledit circuit conducteur source- drain dudit premier transistor à effet de champ audit second point d'accès dudit coupleur directif est une liaison galvanique à courant continu entre soit ladite source, soit ledit drain dudit premier transistor à effet de champ et ledit conducteur à symétrie, et une liaison galvanique à courant continu entre l'autre desdits source et drain dudit premier transistor à effet de champ et ledit conducteur commun. 5 Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit premier moyen à réactance comprend un moyen à inductance. 6 Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit moyen à inductance comporte un condensateur réel monté en circuit avec un conducteur ayant une inductance pour former un circuit résonnant série, ledit circuit résonnant série étant inducteur au voisinage de ladite fréquence centrale. 7 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit premier moyen à réactance comporte un moyen à inductance. 8 Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que ledit moyen à inductance comporte un condensateur réel monté en circuit avec un conducteur ayant une inductance pour former un circuit résonnant série, ledit circuit résonnant série étant inducteur au voisinage de ladite fréquence centrale. 9 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit moyen pour coupler ledit premier transistor comporte un bloc à courant continu monté au niveau d'une jonction avec ledit circuit conducteur source-drain, et comportant en outre: un moyen à impédance RF couplé à ladite jonction et audit moyen de polarisation, pour appliquer ladite première tension continue à ladite électrode de grille et audit circuit conducteur dudit premier transistor. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que ledit moyen à impédance RF comporte un moyen à inductance. 11 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit moyen de polarisation applique une première et une seconde tensions continues égales respectivement auxdites électrodes de grilles desdits premier et second transistors.