FR 2673781 A1 19920911 FR 9202413 A 19920228 La présente invention concerne de façon générale des récepteurs numériques, et elle porte plus particulièrement sur un système, et un procédé asso- cié, pour pondérer un signal qui est reçu par le récepteur, dans le but d'associer ainsi un niveau de confiance au signal reçu. Un système de télécommunication qui transmet de l'information entre deux emplacements comprend, au minimum, un émetteur et un récepteur qui sont inter- connectés par un canal de transmission sur lequel on peut transmettre un signal d'information (c'est-à-dire un signal qui contient de l'information). Dans un type de système de télécommunication qui est un système de radiocommunication, le canal de transmission est constitué par un canal radiofréquence qui interconnecte l'émetteur et le récepteur Pour transmettre sur le canal radiofréquence un signal d'information (que l'on appelle un signal en bande de base), il est nécessaire de convertir le signal d'in- formation sous une forme appropriée pour sa transmis- sion sur le canal radiofréquence. Une telle conversion du signal d'information en un signal approprié pour la transmission sur le canal radiofréquence est accomplie par un processus que l'on appelle modulation, dans lequel le signal d'information est incorporé dans une onde électroma- gnétique radiofréquence L'onde électromagnétique radiofréquence est une onde sinusoïdale ayant une fréquence dont la valeur est comprise dans une gamme de valeurs de fréquences définissant le canal radio- fréquence L'onde électromagnétique radiofréquence est couramment appelée signal porteur, et l'onde électro- magnétique radiofréquence qui a été modulée par le signal d'information est appelée signal d'information modulé Le signal d'information modulé constitue un signal de télécommunication qui peut être transmis à travers l'espace libre. L'information qui est contenue dans le signal d'information modulé résultant occupe une gamme de fréquences, centrée sur la fréquence du signal porteur ou au voisinage de celle-ci Du fait que le signal d'information modulé peut être transmis à travers l'espace libre sur le canal radiofréquence, pour transmettre ainsi l'information que contient le signal d'information entre l'émetteur et le récepteur du système de télécommunication, il n'est pas néces- saire que l'émetteur et le récepteur soient placés à proximité immédiate l'un de l'autre. On a développé diverses techniques de modu- lation pour moduler le signal d'information sur le signal porteur, de façon à permettre une telle trans- mission sur le canal de transmission radiofréquence. Ces techniques de modulation comprennent: la modula- tion d'amplitude (MA), la modulation de fréquence (MF), la modulation de phase (MP), la modulation par saut de fréquence (FSK), la modulation par saut de phase (PSK) et la modulation de phase continue (CPM). Un type de modulation de phase continue est ce que l'on appelle la modulation de phase minimale gaussien- ne (GMSK). Le récepteur qui reçoit le signal d'informa- tion modulé contient des circuits qui sont destinés à détecter, ou à recréer de toute autre manière, le signal d'information qui a été modulé sur le signal porteur De façon caractéristique, les circuits du récepteur comportent des circuits (comprenant quelque- fois plusieurs étages) qui sont destinés à effectuer une conversion de fréquence en sens descendant du signal d'information modulé, reçu par le récepteur, en plus des circuits nécessaires pour détecter, ou pour recréer de toute autre manière, le signal d'informa- tion modulé Le processus de détection et de recréa- tion de l'information du signal d'information modulé est ce que l'on appelle la démodulation, et de tels circuits destinés à effectuer la démodulation consti- tuent ce que l'on appelle des circuits de démodulation ou un démodulateur On appelle quelquefois "circuits de démodulation" l'ensemble formé par les circuits de conversion en sens descendant et le démodulateur. On peut transmettre simultanément un ensem- ble de signaux d'information modulés, à condition que les signaux d'information modulés qui sont transmis simultanément aient des signaux porteurs de fréquences différentes, et que les signaux d'information modulés résultants aient des fréquences qui ne se chevauchent pas Plus précisément, les fréquences des signaux porteurs des signaux d'information modulés qui sont transmis simultanément doivent être séparées de façon à éviter que l'information du signal d'information modulé (c'est-à-dire le spectre de modulation) ne chevauche des signaux correspondants qui sont modulés sur des signaux porteurs ayant des fréquences dont les valeurs sont proches. Un récepteur comporte des circuits d'accord et de filtrage conçus pour laisser passer seulement les signaux reçus de certaines fréquences, de façon que la conversion de fréquence en sens descendant et la démodulation ne portent que sur des signaux qui sont compris dans certaines largeurs de bande De tels circuits d'accord et de filtrage forment des bandes de fréquence passantes qui sont conçues de façon à ne laisser passer que les signaux ayant des composantes de fréquences qui correspondent aux fréquences défi- nies par les bandes passantes des circuits d'accord et de filtrage. On appelle spectre de fréquences électroma- gnétique la gamme étendue de fréquences qui peuvent constituer le signal porteur et sur lesquelles le signal d'information peut être modulé Les autorités de réglementation ont divisé le spectre de fréquences électromagnétique en bandes de fréquences, chacune d'elles définissant une gamme de fréquences du spectre de fréquences électromagnétique Les bandes de fré- quences ont été divisées à leur tour en canaux, et ces canaux forment les canaux de transmission d'un système de télécommunication Les autorités de réglementation réglementent la transmission de signaux radiofréquen- ces dans certaines des bandes de fréquences du spectre de fréquences électromagnétique, pour minimiser le brouillage entre des signaux d'information modulés qui sont transmis simultanément. A titre d'exemple, des parties d'une bande de fréquence de 100 M Hz qui s'étend entre 800 M Hz et 900 M Hz sont attribuées aux Etats-Unis pour les commu- nications radiotéléphoniques On peut par exemple réaliser des communications radiotéléphoniques au moyen d'un radiotéléphone employé dans un système de télécommunication cellulaire Un tel radiotéléphone contient des circuits qui permettent la génération et la réception simultanées de signaux d'information modulés, permettant ainsi une communication bidirec- tionnelle entre le radiotéléphone et un récepteur situé à distance. De façon générale, on crée un système de télécommunication cellulaire en installant de nombreu- ses stations de base à des emplacements mutuellement espa- cés dans l'ensemble d'une zone géographique Chaque station de base contient des circuits qui sont desti- nés à recevoir des signaux d'information modulés émis par un ou de nombreux radiotéléphones, et à émettre des signaux d'information modulés vers le radiotélé- phone ou les nombreux radiotéléphones Du fait qu'une station de base comme un radiotéléphone permettent à la fois l'émission et la réception de signaux d'infor- mation modulés, une communication bidirectionelle entre un radiotéléphone et une station de base est possible. La position à laquelle se trouve chacune des stations de base du système de télécommunication cellulaire est sélectionnée avec soin, de façon qu'au moins une station de base se trouve à portée de trans- mission d'un radiotéléphone qui est placé à n'importe quel emplacement dans toute la zone géographique Du fait de la répartition espacée des stations de base, des parties de la zone géographique à l'intérieur de laquelle se trouvent les stations de base, sont asso- ciées à des stations de base individuelles Les par- ties de la zone géographique qui se trouvent à proxi- mité de chacune des stations de base mutuellement espacées définissent des "cellules", et l'ensemble de cellules, chacune d'elles étant associée à une station de base, forment conjointement la zone géographique que couvre le système de télécommunication cellulaire. Un radiotéléphone placé à l'intérieur des limites de l'une quelconque des cellules du système de télécommu- nication cellulaire peut émettre et recevoir des signaux d'information modulés, respectivement vers au moins une station de base et à partir d'au moins une station de base. De façon caractéristique, la communication entre un radiotéléphone et une station de base englobe à la fois des signaux de données et des signaux vocaux qui sont transmis alternativement, et également simul- tanément, sur un ou plusieurs canaux de transmission. Des données qui sont transmises entre la station de base et le radiotéléphone comprennent des instructions qui commandent au radiotéléphone de récevoir et d'émettre des signaux sur des canaux radiofréquences particuliers Des signaux sont également transmis entre la station de base et le radiotéléphone dans un but de synchronisation, pour faire en sorte que le signal d'information modulé qui est émis par une station de base particulière soit reçu par un radio- téléphone particulier. L'utilisation croissante de systèmes de télécommunication cellulaires a conduit dans de nom- breux cas à la pleine utilisation de tous les canaux de transmission disponibles de la bande de fréquences qui est attribuée pour la radiotéléphonie cellulaire. Il en résulte que diverses idées ont été proposées pour utiliser plus efficacement la bande de fréquences attribuée pour les communications radiotéléphoniques. Une utilisation plus efficace de la bande de fréquen- ces attribuée pour la radiotéléphonie augmente la capacité de transmission d'un système de télécommuni- cation cellulaire. Un moyen de ce type par lequel il est possi- ble d'augmenter la capacité de transmission du système de télécommunication cellulaire, consiste à utiliser des techniques de modulation numériques Lorsqu'un signal d'information est converti sous forme numéri- que, un seul canal de transmission peut être utilisé pour transmettre séquentiellement plus d'un signal d'information Du fait qu'on peut transmettre plus d'un signal d'information sur un seul canal de trans- mission, la capacité de transmission d'une bande de fréquences existante peut être augmentée d'un multiple de deux ou plus. De façon caractéristique, un signal d'infor- mation analogique est tout d'abord converti sous forme numérique (comme par exemple au moyen d'un convertis- seur analogique-numérique), et il est ensuite codé au moyen d'une certaine technique de codage Le signal codé est ensuite modulé pour émettre ainsi le signal d'information du canal radiofréquence Une technique de modulation que l'on peut avantageusement utiliser pour émettre un tel signal numérique est la modulation de phase minimale gaussienne (ou GMSK) précitée Cette technique de modulation est décrite de façon plus complète dans un ouvrage intitulé "Digital Phase Modulation" par J B Anderson, T Aulin et C E. Sundberg, publié par Plenum Press, 1986. La transmission d'un signal quelconque sur un canal de transmission radiofréquence est suscepti- ble de faire apparaître des erreurs sous l'effet du bruit et d'interférences qui résultent de la transmis- sion d'un signal sur le canal de transmission Le bruit est occasionné par exemple par la présence de signaux parasites et de signaux transitoires Les interférences résultent par exemple de la réflexion de signaux transmis, sur des objets naturels ou cons- truits par l'homme Une telle réflexion de signaux transmis fait que le même signal est reçu par un récepteur à différents moments (l'écart de temps cons- tituant ce que l'on appelle le retard du signal), correspondant au trajet par lequel le signal est transmis au récepteur A titre d'exemple, un signal transmis qui est réfléchi par un objet provoquant une augmentation de 1200 m de la longueur du trajet entre l'émetteur et le récepteur, conduit à un retard de quatre microsecondes du fait de la longueur de trajet accrue Des longueurs de trajet correspondant à des distances accrues conduisent ainsi à des retards cor- respondant à des durées accrues Du fait d'un tel retard du signal, le signal que reçoit le récepteur est en réalité la somme d'un seul signal émis qui est transmis au récepteur par un ensemble de trajets Le canal de transmission est de ce fait appelé quelque- fois canal à trajets multiples Un tel retard du signal produit des interférences entre les signaux reçus. Lorsque le signal émis est un signal codé de façon numérique, les interférences qui sont occasion- nées du fait de la transmission du signal sur un canal à trajets multiples conduisent à un type de brouillage que l'on appelle le brouillage intersymbole Du fait que les signaux codés sous forme numérique que l'on utilise dans un système de télécommunication cellulai- re sont transmis avec un débit binaire supérieur à 270 kilobits par seconde, même un retard aussi faible que le retard de quatre microsecondes mentionné ci-dessus, peut entraîner un niveau notable de brouillage inter- symbole. Du fait que le signal codé de façon numéri- que qui est transmis est codé de manière à augmenter la redondance du signal transmis, certaines des erreurs qui apparaissent sous l'effet d'un tel brouil- lage intersymbole (ainsi que des erreurs qui apparais- sent sous l'effet du bruit) sont supprimées au cours d'un processus de décodage, par le récepteur, du signal que reçoit le récepteur Cependant, du fait que chaque erreur qui se produit sous l'effet du brouilla- ge intersymbole et qui conduit à un signal décodé de façon incorrecte, réduit la qualité de la communica- tion entre l'émetteur et le récepteur, il est haute- ment souhaitable de détecter l'existence de telles erreurs, ou de fournir une indication de la probabili- té d'une telle erreur. On connaît des circuits égaliseurs, réalisés par logiciel ou par matériel, et on utilise ces circuits dans le but de corriger les effets de la transmission d'un signal sur un canal à trajets multi- ples A titre d'exemple, la demande de brevet des E.U A n' 422 177, déposée le 13 octobre 1989, et la demande de brevet des E U A N O 442 971 déposée le 29 novembre 1989, décrivent des systèmes qui utilisent des circuits égaliseurs pour corriger le brouillage intersymbole qui est occasionné par la transmission d'un signal sur un canal à trajets multiples L'égali- seur de canal qui est utilisé dans chacune des deman- des de brevet précitées est réalisé sous la forme d'un estimateur de séquence à vraisemblance maximale (ESVM) Un estimateur de séquence à vraisemblance maximale estime des séquences d'un signal transmis, sous la dépendance du signal que reçoit réellement le récepteur En général, l'estimateur de séquence à vraisemblance maximale (ainsi qu'un égaliseur d'un autre type) élimine le brouillage intersymbole qui est généré du fait de la transmission d'un signal sur un canal à trajets multiples Le signal que génère l'estimateur de séquence à vraisemblance maximale est ensuite appliqué au circuit décodeur du récepteur Le circuit décodeur décode le signal égalisé (et un signal estimé dans le cas d'un ESVM), pour éliminer des redondances dans le signal qui ont été créées intentionnellement par un circuit de codage d'émet- teur. Le fonctionnement d'un estimateur de séquen- ce à vraisemblance maximale est décrit de façon plus complète dans un article intitulé "Adaptive Maximum- Likelihood Receiver for Carrier-Modulated Data-Trans- mission Systems" par G Ungerboeck, IEEE Transactions on Communications, Volume COM-22, pages 624-635, mai 1974 L'estimateur de séquence à vraisemblance maxima- le qui est décrit dans ce document comprend un filtre adapté auquel est appliqué le signal reçu par le récepteur (après conversion de fréquence en sens descendant et démodulation, par des circuits de con- version en sens descendant et de démodulation), et un algorithme de Viterbi auquel est appliqué le signal transmis par le filtre adapté. L'algorithme de Viterbi forme un treillis de trajets possibles, dont une matrice particulière est utilisée pour former une séquence (ou un train) de données Du fait que le signal à la sortie de l'algo- rithme de Viterbi est une séquence de bits de données, le signal de sortie de l'estimateur de séquence à vraisemblance maximale est un signal de décision ferme (c'est-à-dire qu'il est constitué par une séquence de bits de valeurs numériques). Bien que le signal transmis soit un signal codé sous forme numérique, le signal d'information qui a été modulé sur le signal porteur sinusoïdal est un signal analogique Du fait que les valeurs possibles du signal codé sous forme numérique qui est réellement transmis sont en nombre fini (par exemple, lorsque le signal codé sous forme numérique est un signal binai- re, ce signal ne peut avoir que deux valeurs possi- bles), le signal de sortie de llestimateur de séquence à vraisemblance maximale présente un nombre correspon- dant de valeurs possibles L'algorithme de Viterbi de l'estimateur de séquence à vraisemblance maximale convertit en séquence de données le signal codé sous forme numérique qui lui est appliqué sous forme analo- gique Cette conversion, et le fait que l'on n'utilise ainsi que la séquence de données résultante que génère l'algorithme de Viterbi, n'utilisent pas entièrement la totalité de l'information contenue dans le signal qui est appliqué à l'estimateur de séquence à vraisem- blance maximale. il En particulier, on peut comparer le signal qui est réellement reçu par l'estimateur de séquence à vraisemblance maximale et qui est transmis par le fil- tre adapté formant une partie de cet estimateur, avec la séquence de données que génère l'algorithme de Viterbi de l'estimateur de séquence à vraisemblance maximale On peut utiliser une telle comparaison pour fournir une indication du niveau de confiance à asso- cier au signal qui est appliqué au circuit décodeur du récepteur, pour indiquer ainsi le niveau de con- fiance que l'on accorde à l'exactitude du signal reçu. On pourrait utiliser une telle indication pour mini- miser encore davantage les erreurs qui résultent du brouillage intersymbole occasionné par la transmission d'un signal sur un canal à trajets multiples, et la dégradation résultante de la qualité de communication qui est due à ces erreurs. On a donc besoin d'un système capable d'uti- liser au mieux le signal reçu par le récepteur numé- rique, pour minimiser au mieux les erreurs occasion- nées par le bruit et/ou le brouillage intersymbole d'un signal qui est transmis sur un canal à trajets multiples. L'invention procure ainsi un système de pondération de signal conçu pour associer un niveau de confiance à un signal de télécommunication qui est transmis sur un canal à trajets multiples et qui est reçu par un récepteur numérique. L'invention procure en outre avantageusement un indicateur de niveau de confiance de récepteur, pour un récepteur conçu pour recevoir un signal codé de façon numérique, qui fournit un signal de décision conditionnelle pondéré, pour associer un niveau de confiance à des parties d'un signal codé de façon numérique qui est reçu par le récepteur. L'invention procure en outre avantageusement un émetteur-récepteur conçu pour recevoir un signal codé de façon numérique, qui comprend un indicateur de niveau de confiance fournissant un signal de décision conditionnelle pondéré, qui associe un niveau de con- fiance à des parties d'un signal codé de façon numéri- que qui est reçu par un récepteur. L'invention procure en outre avantageusement un procédé pour associer un niveau de confiance à des parties d'un signal de télécommunication qui est transmis sur un canal de transmission et qui est reçu par un récepteur. L'invention propose un système de pondéra- tion de signal qui est destiné à associer un niveau de confiance à des parties d'un signal de télécommunica- tion qui est transmis sur un canal de transmission et qui est reçu par un récepteur Le système comprend un égaliseur destiné à égaliser le signal de télécommuni- cation une fois qu'il a été reçu par le récepteur, et à générer un signal égalisé représentatif du signal de télécommunication avant sa transmission sur le canal de transmission Un canal de transmission synthétisé synthétise la transmission du signal égalisé qui est généré par l'égaliseur, et il génère un signal retransmis synthétisé Des valeurs de parties du signal de télécommunication qui est transmis sur le canal de transmission et qui est reçu par le récep- teur, sont modifiées sous la dépendance de valeurs de parties correspondantes du signal retransmis synthé- tisé que génère le canal de transmission synthétisé, pour associer ainsi un niveau de confiance au signal de télécommunication que reçoit le récepteur. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre de modes de réalisation, donnés à titre d'exemples non limitatifs La suite de la description se réfère aux dessins annexés dans lesquels: La figure 1 est un schéma synoptique d'un système de télécommunication capable d'émettre et de recevoir des signaux d'information codés de façon numérique, dans lequel le canal de transmission est un canal à trajets multiples; La figure 2 est un schéma synoptique simpli- fié du système de l'invention; La figure 3 est un schéma synoptique fonc- tionnel d'un filtre à réponse impulsionnelle finie qui constitue une partie du système de l'invention; La figure 4 est un schéma synoptique du système de l'invention, capable d'associer un niveau de confiance à un signal de télécommunication qui est constitué par un signal modulé de type GMSK; La figure 5 est un schéma synoptique d'un autre mode de réalisation du système de l'invention, capable d'associer un niveau de confiance à un signal de télécommunication qui est constitué par un signal modulé de type GMSK, dans lequel un filtre réel est utilisé pour annuler le brouillage intersymbole d'un signal qui est transmis sur un canal à trajets multi- ples; La figure 6 est un schéma synoptique d'un mode de réalisation supplémentaire du système de l'in- vention, destiné à associer un niveau de confiance à des parties d'un signal de télécommunication qui est transmis sur un canal de transmission à trajets multi- ples, dans lequel un brouillage est en outre occasion- né par la présence de bruit variant dans le temps, tel que celui qui résulte d'un brouillage par canal commun; La figure 7 est un schéma synoptique d'un émetteur-récepteur dans lequel le système de l'inven- tion est incorporé; et La figure 8 est un organigramme qui illustre les étapes du procédé de l'invention. En considérant tout d'abord le schéma synop- tique de la figure 1, on voit un système de télécommu- nication qui est désigné de façon générale par la référence 20 On peut faire fonctionner le système de télécommunication 20 pour émettre et recevoir des signaux d'information codés de façon numérique Une source d'information analogique, représentée ici par le bloc 24, est représentative de la source d'un signal d'information, comme par rexemple un signal vocal ou un signal de données Dans les cas dans lesquels la source d'information 24 correspond à un signal vocal, cette source d'information comprend un transducteur, ou un autre circuit approprié, destiné à convertir le signal vocal en un signal électrique ayant des caractéristiques désirées. Le signal d'information que génère la source d'information analogique 24 est appliqué à un codeur de source 28 Le codeur de source 28 convertit en un signal numérique le signal d'information qui lui est appliqué par la source d'information 24 Le codeur de source 28 peut consister par exemple en un convertis- seur analogique-numérique qui génère un signal numéri- que lorsqu'il reçoit un signal d'information analogi- que qui est généré par la source d'information 24. Le signal numérique que génère le codeur de source 28 est appliqué au codeur de canal 32 Selon une variante, une source d'information numérique peut être connectée directement au codeur de canal 32 Le codeur de canal 32 code conformément à une technique de codage le signal numérique qui lui est appliqué Le codeur de canal 32 est constitué par un codeur en blocs et/ou un codeur convolutif ayant pour but de convertir sous une forme codée le signal numérique qui lui est appliqué, pour augmenter ainsi la redondance du signal numérique En augmentant la redondance du signal, des erreurs de transmission et d'autres dis- torsions de signal qui sont occasionnées pendant la transmission d'un signal sont moins susceptibles de conduire à une interprétation erronée de l'information qui est contenue dans le signal transmis réel. Le signal codé que génère le codeur de canal 32 est appliqué au modulateur 36 Le modulateur 36 module sur un signal porteur radiofréquence le signal codé qui lui est appliqué, conformément à une techni- que de modulation Comme mentionné précédemment, une telle technique de modulation au moyen de laquelle le signal codé numérique peut être modulé comprend une technique de modulation de phase minimale gaussienne (ou GMSK). La source d'information 24, le codeur de source 28, le codeur de canal 32 et le modulateur 36 forment conjointement la partie d'émetteur, désignée par le rectangle en pointillés 40, du système de télé- communication 20. Le modulateur 36 de la partie d'émetteur 40 génère un signal d'information modulé qui peut être transmis à travers l'espace libre sur le canal de transmission 44, représenté en pointillés sur la * figure Comme indiqué précédemment, un canal de trans- mission est de façon caractéristique un canal à tra- jets multiples, et le signal d'information modulé qui est émis par le modulateur 36 est en réalité transmis sur un ensemble de trajets, indiqués ici par des blocs 48 A, 48 B,, 48 N qui s'étendent en direction longi- tudinale Un seul des trajets est le trajet direct, et les trajets restantspeuvent occasionner un brouillage intersymbole lorsqu'ils transmettent des signaux Il est également possible qu'il n'y ait aucun trajet direct Les trajets qui sont indiqués par les blocs 48 A-48 N constituent les trajets de transmission du canal à trajets multiples que forme le canal de transmission 44 Comme mentionné ci-dessus, du fait que les trajets individuels du canal à trajets multiples sur lequel le signal d'information modulé est transmis ont des longueurs de trajet différentes, des durées diffé- rentes sont nécessaires pour transmettre le signal d'information modulé sur les différents trajets 48 A- 48 N De plus, le canal à trajets multiples qui est formé par le canal de transmission 44 n'est pas exempt de bruit, et du bruit est introduit dans le signal d'information modulé pendant que celui-ci est transmis sur des trajets individuels parmi les trajets 48 A-48 N du canal 44 Ce bruit est indiqué dans le schéma synoptique par la flèche 52, et il comprend par exem- ple le bruit occasionné par le bruit thermique ou par le brouillage par canal commun Le brouillage occa- sionné par la transmission sur le canal à trajets multiples, ainsi que le bruit qui est introduit pen- dant la transmission,sur ce canal réduisent la qualité de la communication entre l'émetteur et le récepteur, s'ils ne sont pas compensés par le récepteur. Le signal d'information modulé qui est transmis sur les trajets 48 A-48 N du canal de transmis- sion 44, est reçu par le démodulateur 56 Bien que ceci ne soit pas représenté, une fois que le signal d'information modulé est reçu, il peut tout d'abord être appliqué au circuit de conversion en sens descen- dant, pour convertir en sens descendant la fréquence du signal reçu Le démodulateur 56 démodule le signal reçu et il génère un signal démodulé qui est appliqué à l'égaliseur de canal 60 L'égaliseur de canal 60 corrige le brouillage intersymbole qui est introduit dans le signal d'information modulé, du fait de sa transmission sur un canal à trajets multiples Le circuit égaliseur de canal 60 génère un signal qui est appliqué au décodeur de canal 64. Le décodeur de canal 64 correspond au codeur de canal 32 de la partie d'émetteur 40, mais il décode le signal codé Le décodeur de canal 64 génère un signal décodé, sous forme numérique, qui est appliqué au décodeur de source 68 Le décodeur de source 68 convertit le signal numérique qui lui est appliqué, pour donner un signal sous une forme appropriée pour l'application au dispositif d'utilisation d'informa- tion 72 Le dispositif d'utilisation d'information 72 peut consister par exemple en un écouteur ou en un haut-parleur d'un récepteur, ou en un autre transduc- teur de ce type, destiné à convertir sous une forme perceptible pour l'homme le signal électrique qui constitue le signal décodé que génère le décodeur de source 68 (D'autre part, dans le cas d'une informa- tion numérique, le décodeur de canal 64 peut appliquer directement le signal décodé au dispositif d'utilisa- tion d'information) Le démodulateur 56, le décodeur de canal 64, le décodeur de source 68 et le dispositif d'utilisa- tion d'information de destination 72 constituent con- jointement la partie de récepteur, désignée par le cadre en pointillés 76, du système de télécommunica- tion 20. Le circuit égaliseur de canal 60 comprend le système de pondération de signal de l'invention, qui associe un niveau de confiance au signal démodulé qui lui est appliqué Le signal de sortie que génère le circuit égaliseur de canal 60 est un signal de déci- sion pondérée qui, lorsqu'il est appliqué au décodeur de canal 64, fournit au décodeur une indication du niveau de confiance du signal, pour permettre un déco- dage plus exact du signal. En considérant maintenant la figure 2, on voit une représentation sous forme de schéma synopti- que simplifié du système de pondération de signal de l'invention Un signal de télécommunication, qui a été transmis sur un canal de transmission, tel que le canal de transmission 44 de la figure 1, et qui a été reçu par un récepteur, est ensuite démodulé et appli- qué par la ligne 86 au filtre adapté 92 Le filtre adapté 92 est de préférence un filtre adaptatif, et il est adapté au canal à trajets multiples Les coeffi- cients du filtre adapté 92 sont appliqués à celui-ci sur la ligne 98 Les coefficients qui sont appliqués au filtre 92 sur la ligne 98 dépendent de la réponse impulsionnelle du canal, qui peut par exemple être déterminée par une opération de test du canal On note en outre que le signal démodulé qui est appliqué au filtre 92 sur la ligne 86, peut être constitué par des signaux numériques, y compris par des signaux numéri- ques constitués par de grands nombres de niveaux discrets différents pour former ainsi une approxima- tion d'un signal analogique Par conséquent, le signal filtré que le filtre adapté 92 génère sur la ligne 104 peut être de façon similaire une approximation d'un signal de forme analogique, bien que l'information que contient le signal soit une séquence numérique codée. La ligne 104 est connectée à l'algorithme de Viterbi 110 pour lui appliquer le signal que génère le filtre adapté 92 Le filtre adapté 92 renforce la partie utile du signal reçu L'algorithme de Viterbi reçoit sur la ligne 112 des coefficients qui dépendent de la réponse impulsionnelle du canal Le filtre adapté 92 et l'algorithme de Viterbi 110 forment ensemble un estimateur de séquence à vraisemblance maximale (ESVM), comme l'indique sur la figure le cadre en pointillés 116 L'estimateur de séquence à vraisemblance maximale 116 est similaire à l'estima- teur de séquence à vraisemblance maximale qui est décrit dans le document d'Ungerboeck précité L'esti- mateur de séquence à vraisemblance maximale 116 est de préférence réalisé par logiciel, c'est-à-dire par un algorithme qui est incorporé dans le processeur; bien entendu, selon une variante, llestimateur de séquence à vraisemblance maximale 116 peut être réalisé par matériel Il faut noter que bien qu'un estimateur de séquence à vraisemblance maximale soit incorporé dans chaque mode de réalisation préféré décrit ci-dessous, la présente invention peut utiliser à la place d'au- tres structures d'égaliseur, comme par exemple un quasi-ESVM, ou un égaliseur à rétroaction de décision. De manière classique, l'algorithme de Viterbi 110 forme un treillis qui estime des séquences de données lorsqu'il reçoit le signal codé de façon numérique, sur la ligne 104 Les séquences de données forment un signal de décision ferme qui est généré sur la ligne 122 La séquence de données comprenant le signal de décision ferme généré sur la ligne 122 est une estimation d'une séquence de données qui est réellement transmise (c'est-à-dire le signal reçu moins les distorsions qui sont occasionnées par la transmission sur un canal à trajets multiples) Cepen- dant, lorsqu'un brouillage notable du signal transmis se produit du fait de la transmission sur un canal à trajets multiples, à cause par exemple du bruit, de l'évanouissement de Rayleigh, et/ou du brouillage par canal commun, la séquence estimée que génère l'estima- teur de séquence à vraisemblance maximale 116 peut contenir des estimations erronées du signal transmis. Du fait que lorsque de telles estimations erronées sont appliquées à un décodeur de récepteur, elles conduisent à un décodage incorrect du signal transmis réel, la qualité de la communication est réduite Par conséquent, il est souhaitable d'effectuer une correc- tion d'erreur supplémentaire dans le but de minimiser la dégradation de la qualité de la communication entre un émetteur et un récepteur. Ainsi, conformément à l'invention, au lieu d'appliquer directement au circuit décodeur le signal de décision ferme que génère l'estimateur de séquence à vraisemblance maximale 116, la ligne 122 est connec- tée à un dispositif d'application de bits 128 Le dispositif d'application de bits 128 convertit les séquences de données (constituées par des zéros logiques et des uns logiques) qui sont générées sur la ligne 122, en valeurs arithmétiques positives et néga- tives Plus précisément, les zéros logiques sont con- vertis en valeurs "un" positives (c'est-à-dire + 1) et les uns logiques sont convertis en valeurs "un" néga- tives (c'est-à-dire -1) De façon similaire à la réalisation de l'estimateur de séquence à vraisemblan- ce maximale 116, le dispositif d'application de bits 128 est de préférence réalisé par logiciel, c'est-à- dire au moyen d'un algorithme qui est incorporé dans un processeur; ici encore, le dispositif d'application de bits 128 peut, à la place, être réalisé par maté- riel Le dispositif d'application de bits 128 génère sur la ligne 134 un signal de sortie de décision ferme qui est appliqué au filtre 130. Le filtre 140 est un filtre adaptatif formé par un filtre à réponse impulsionnelle finie (ou FIR) qui, de façon similaire au filtre adapté 92 et à l'algorithme de Viterbi 110, reçoit des coefficients, ici sur la ligne 146, qui dépendent de la réponse impulsionnelle du canal à trajets multiples, cette dernière étant ici encore déterminée de préférence par une opération de test du canal Le filtre 140 recrée les caractéristiques du canal à trajets multiples, à l'exception du trajet direct, sur lequel le signal de télécommunication a été transmis Une sélection appro- priée des coefficients qui sont appliqués à la ligne 146 empêche la recréation du trajet direct du canal à trajets multiples Il faut en outre noter que, dans le mode de réalisation préféré de l'invention, du fait que le filtre adapté 92 concentre l'énergie d'un signal qui lui est appliqué, le filtre 140 est modifié non seulement pour recréer le canal à trajets multi- ples, mais également pour compenser l'action du filtre adapté 92. Fondamentalement, le filtre 140 synthétise le canal à trajets multiples, sauf un trajet direct, sur lequel le signal de télécommunication a été trans- mis Ici encore, de façon similaire à l'estimateur de séquence à vraisemblance maximale 116, ainsi qu'au dispositif d'application de bits 128, le filtre 140 est de préférence réalisé au moyen d'un algorithme qui est incorporé dans un processeur; selon une variante, le filtre 140 peut être réalisé par matériel Le signal que génère le filtre 140 est inversé et il est appliqué à un élément de sommation 158. L'élément de sommation 158 reçoit en outre le signal de sortie que génère sur la ligne 104 le filtre adapté 92 de l'estimateur de séquence à vrai- semblance maximale 116, après que ce signal a été retardé de façon appropriée par l'élément de retard 164 L'élément de retard 164 retarde le signal de sortie du filtre adapté, qui est généré sur la ligne 104, pendant une durée qui correspond à la durée de calcul exigée pour le fonctionnement de l'algorithme de Viterbi 110, du dispositif d'application de bits 128 et du filtre 140, de façon que les signaux qui sont appliqués à l'élément de sommation 158 soient en correspondance mutuelle Comme indiqué sur la figure, la branche 170 de la ligne 104 est dirigée vers l'élé- ment de retard 164, et le signal retardé que génère l'élément de retard 164 est appliqué à l'élément de sommation 158 sur la ligne 176 Ici encore, l'élément de sommation 158 et l'élément de retard 164 sont de préférence réalisés au moyen d'un algorithme incorporé dans un processeur. Le signal qui est appliqué à l'élément de sommation 158 sur la ligne 176 est le signal filtré généré par le filtre adapté 92, qui est retardé par l'élément de retard 164 Le signal qui est appliqué à l'élément de sommation 158 sur la ligne 152 est une séquence de données estimée, sous forme arithmétique, et elle est filtrée par le filtre 140 ayant des coef- ficients de filtre qui correspondent aux caractéristi- ques du canal à trajets multiples sur lequel le signal de télécommunication a été transmis Du fait que le filtre 140 synthétise des parties du canal à trajets multiples, à l'exception du trajet direct, le signal qui est généré sur la ligne 152 est représentatif de signaux qui sont transmis sur les parties du canal à trajets multiples autres que le trajet direct. La sommation des signaux qui sont appliqués à l'élément de sommation 158 sur les lignes 152 et 176 a pour effet de modifier les valeurs du signal filtré et retardé (qui est appliqué à l'élément de sommation 158 sur la ligne 176), d'une valeur égale à celle du signal qui est appliqué à l'élément de sommation 158 sur la ligne 152 Du fait que le signal qui est généré sur la ligne 176 comprend des valeurs représentatives du signal qui est généré sur le trajet direct, le signal de sortie qui est généré par l'élément de som- mation 158 sur la ligne 184 comprend seulement des valeurs représentatives du signal généré sur le trajet direct Les signaux représentatifs de signaux transmis sur les autres trajets du canal à trajets multiples sont éliminés par la soustraction qui est effectuée par l'élément de sommation 158 Un niveau de confiance est associé aux valeurs des signaux codés de façon numéri- que, en correspondance avec la valeur du signal qui est généré sur la ligne 184 L'application d'un tel signal à un décodeur de canal, représenté sur la figu- re par le bloc 190, permet un décodage plus exact du signal, ce qui a pour effet de réduire l'erreur de décodage et d'augmenter la qualité du signal de télé- communication résultant Le décodeur 190 est de préfé- rence un décodeur de Viterbi à décision pondérée, lorsqu'on utilise un codeur convolutif pour le codeur de canal 32 de la figure 1. La figure 3 est un schéma synoptique d'un filtre à réponse impulsionnelle finie (ou FIR) à trois prises, ayant une structure similaire à celle du filtre 140 de la figure 2 Bien que dans le mode de réalisation préféré, le filtre 140 soit un filtre à neuf prises, le fonctionnement du filtre à trois prises qui est illustré sur la figure 3 est similaire à celui d'un filtre à neuf prises. Le filtre FIR à trois prises de la figure 3, qui est désigné de façon générale par la référence 240, reçoit un signal d'entrée sur la ligne 234 Le signal présent sur la ligne 234 est appliqué séquen- tiellement à des éléments de retard 248 et 254 La ligne 234 est également connectée au bloc de coeffi- cient 260 pour appliquer à ce dernier le signal pré- sent sur la ligne 234; le côté de sortie de l'élément de retard 248 est connecté au bloc de coefficient 264 pour appliquer à ce dernier le signal retardé que génère l'élément de retard 248; et le côté de sortie de l'élément de retard 254 est connecté au bloc de coefficient 268 pour appliquer à ce dernier le signal retardé que génère l'élément de retard 254 Les blocs de coefficient 260-268 reçoivent en outre des signaux d'entrée sur les lignes respectives 272, 276 et 280, ces signaux ayant des valeurs qui correspondent aux coefficients qui dépendent de la réponse impulsionnel- le du canal Les signaux qui apparaissent sur les sorties des blocs de coefficients 260, 264 et 268 sont en outre appliqués à l'élément de sommation 282. L'élément de sommation 282 fait la somme des signaux qui lui sont appliqués et il génère un signal de sortie sur la ligne 284 Comme on le notera en rela- tion avec les modes de réalisation préférés de l'in- vention qui sont décrits ci-dessous, la prise centrale du filtre, correspondant ici au signal de sortie que génère le bloc de coefficient 264, donne une valeur de zéro, du fait que le signal d'entrée qui lui est appliqué a une valeur de zéro. Lorsque le signal qui est appliqué au filtre 240 sur la ligne 234 est un signal de décision ferme qui est formé par une séquence de valeurs de bits, l'application d'une telle séquence aux éléments de retard 248- 254 donne aux signaux apparaissant sur les sorties des blocs respectifs des valeurs qui corres- pondent à des bits adjacents de la séquence de données qui est appliquée au filtre sur la ligne 254 Un fil- tre à réponse impulsionnelle finie à neuf prises est similaire au filtre 240 de la figure 3, mais il com- prend huit éléments de retard au lieu des deux élé- ments de retard (c'est-à-dire les éléments 248-254) qui sont représentés Le nombre de blocs de coeffi- cient augmente également de façon correspondante Dans le cas du filtre FIR à trois prises qui est représen- té, le signal d'entrée et les signaux sur les sorties de chacun des éléments de retard, qui ont des valeurs correspondant à trois bits successifs des trains de données qui sont appliqués au filtre, sont pondérés par les blocs de coefficient respectifs 260, 264 et 268 Lorsque les coefficients des blocs 260, 264 et/ou 268 ont des valeurs égales à zéro, aucun signal résul- tant n'est appliqué à l'élément de sommation 282 à partir du bloc de coefficient considéré Un coeffi- cient égal à zéro indique l'absence de brouillage intersymbole sur le trajet considéré Cependant, lors- qu'un brouillage intersymbole se produit sous l'effet de la transmission sur un canal à trajets multiples, les valeurs des blocs de coefficient 260-268 sont différentes de zéro Par exemple, si on considère que le signal de sortie de l'élément de retard 248 est le "bit de données courant", le signal qui est appliqué sur la ligne 234 représente alors la valeur d'un "bit de données suivant", et le signal qui apparaît sur la sortie de l'élément de retard 254 représente la valeur du "bit de données précédent" Le signal sommé qui est généré sur la ligne 284 correspond donc à la sommation des valeurs pondérées du bit de données courant et des valeurs des bits de données suivant et précédent, pour synthétiser ainsi les effets de la transmission d'un signal sur un canal à trajets multiples De façon similaire, un filtre à réponse impulsionnelle finie à neuf prises synthétise la transmission d'un signal sur un canal à trajets multiples, mais il forme un signal représentatif du brouillage qui est occasionné par un plus grand nombre de bits de données. La figure 4 est un schéma synoptique du système de pondération de signal de la présente inven- tion, qui associe les proportions de niveau de con- fiance d'un signal de télécommunication, lorsque ce dernier est modulé par une technique de modulation GMSK, avec codage différentiel Des détails du codage différentiel du signal sont décrits de façon plus approfondie dans un document intitulé "GSM Recommen- dation 05 04: Modulation" Un signal modulé par une technique de modulation GMSK avec codage différentiel peut être représenté mathématiquement par l'expression suivante: x(t) = (-1)ka 2 klp(t-2 k T)cos(Oct) k-1 + ( 1)ka 2 k 2 p(t-2 k T+T)sin(coct) k-1 dans laquelle % sont des bits de données codés de façon non diffé- rentielle avec des valeurs de +/-1; wcc est la pulsation de la fréquence porteuse, en radians/seconde; T est la période de bit; et p(t) est une impulsion en bande de base équivalente que l'on peut exprimer approximativement par p(t) = cos( 71 t/2 T) lorsque -T zéro ailleurs. En utilisant une notation complexe, on peut représenter x(t) par l'expression: x(t) = Re l Yk+lakp(t-(k+l)T"cet l = Re X(t)l k-1 dans laquelle X(t) est la forme complexe (forme analy- tique) du signal réel x(t), et Re l l est un opérateur qui génère la partie réelle du nombre complexe contenu entre les crochets ( l). Lorsqu'un tel signal en modulation GMSK est reçu par un récepteur GMSK, le circuit de démodulation (et en particulier un démodulateur en quadrature) du récepteur élimine les termes en cosinus et en sinus de la première expression indiquée ci-dessus ou, de façon équivalente, il élimine le terme e toct dans la secon- de expression indiquée ci-dessus, en multipliant par un facteur e j ct la forme complexe de x(t) de la seconde expression indiquée ci-dessus, et en prenant ensuite la partie réelle On a ainsi: * O Rele-i Jct X(t)l = Rel jk+l ak p(t-(k+l)T) eict e-Jictl k-i k= 1 ou, de façon équivalente Rele-it X(t)l = a( -)k a 2 k 1 P(t-2 k T) k-l + Y(-1) a 2 k-2 p(t-2 k T + T). k-1 k Du fait du terme (-l), une paire de bits sur deux du signal démodulé est inversée Une telle inversion d'une paire de bits sur deux résulte du codage diffé- rentiel combiné avec le processus de modulation GMSK. En pratique, la démodulation est effectuée sur le signal reçu qui est obtenu après que le signal GMSK s'est propagé dans un canal à trajets multiples avec du bruit additif Après avoir été démodulé, le signal reçu complexe peut s'exprimer sous la forme: o r(t) = yjk+ l Xrk h(t-(k+l)T) + w(t) k-1 dans laquelle h(t) = g(t)*(p(t) est la réponse du canal de transmis- sion complet, comprenant le canal à trajets multiples et les filtres d'émetteur et de récepteur, le terme g(t) étant la réponse impulsionnelle équivalente passe-bas complexe du canal à trajets multiples (et le symbole * désignant la convolution); w(t) est le bruit gaussien blanc additif complexe; et r(t) est la représentation complexe du signal reçu. En se référant à la figure 4, on note qu'un signal démodulé qui est généré par un démodulateur en quadrature est appliqué par la ligne 286 au filtre adapté 292 L'utilisation de la flèche large sur la figure 4 indique qu'un signal complexe est généré à cet emplacement Comme indiqué ci-dessus, on peut utiliser une telle notation complexe pour représenter un signal GMSK reçu Le filtre adapté 292 est un filtre adaptatif, et ses coefficients dépendent de la réponse impulsionnelle du canal et ils sont appliqués au filtre adapté 292 sur la ligne 298 On peut définir la réponse impulsionnelle du filtre adapté par la relation gmf(t) = h*(-t) dans laquelle le symbole supérieur désigne une opé- ration de calcul du conjugué complexe, et h(t) est la réponse du canal global, définie ci-dessus. Le filtre adapté 292 génère sur la ligne 304 un signal complexe filtré, qui est échantillonné à chaque période T, et que l'on peut représenter mathé- matiquement par l'expression Zn= r(t)*gm At) t IT= Y n-lan LSI+ un dans laquelle St = lh(t)*h (-t)l I t T; et un est le bruit après filtrage adapté et échantillonnage. L'échantillon complexe résultant zn, qui est généré sur la ligne 304, est appliqué au convertisseur de signal complexe en signal réel 306, qui convertit sous forme de réelle les échantillons de signal com- plexe qui lui sont appliqués Un signal réel qui est formé par le convertisseur 306 est appliqué sur la ligne 308 qui est connectée à l'inverseur de bits sélectif 310 L'inverseur 310 inverse des paires de bits alternées, qui sont appliquées à l'algorithme de Viterbi 314 Des paires de bits alternées du signal qui est appliqué à l'inverseur 310 sont inversées à cause du codage différentiel du signal avant sa trans- mission Il faut noter que les effets combinés du con- vertisseur de signal complexe en signal réel 306 et de l'inverseur d'échantillons sélectif 310 équivalent à la multiplication de l'échantillon complexe Zn par -n-1 j 1, et ensuite au prélèvement de la partie réelle, ni c'est-à-dire zn = Re D Zn-l, du produit résultant. L'algorithme de Viterbi 314, similaire à l'algorithme de Viterbi 110 de la figure 2, forme un treillis qui estime des séquences de données sous la dépendance des signaux qui lui sont appliqués, et il reçoit sur la ligne 315 des coefficients qui dépendent de la réponse impulsionnelle du canal Le signal reçu, à valeurs réelles, qui est appliqué à l'algorithme de Viterbi 314, peut s'écrire sous la forme: r I n -n-t L + Un t dans laquelle les coefficients à valeurs réelles s sont régis par la relation: s L = Relj-L St J = Relj-L lh(t)*h*(-t) | =LT = s-t L'algorithme de Viterbi détermine comme séquence la plus probable, la séquence I"ni = 1 "'ni qui maximise la métrique de survivant jn(n) pour la transition de l'état {n_ 11 à l'état n' conformément n n à la relation: Jn("n) = tn'Zn' + max (Jn-l( O n-1) F(Gn l,Gn)) dans laquelle a est un état courant de l'algorithme de Viterbi; n O'n est un bit de données estimé; n J est une métrique de survivant; et F est une métrique de transition d'état successeur possible qui est donnée par: an Xan I Sl et la-maximisation est effectuée sur toutes les tran- sitions d'états à partir des états possibles cn _ à On Le filtre adapté 292, le convertisseur de signal complexe en signal réel 306, l'inverseur de bits sélectif 310 et l'algorithme de Viterbi 314 cons- tituent ensemble l'estimateur de séquence à vraisem- blance maximale (ESVM) 316 De façon similaire à l'estimateur de séquence à vraisemblance maximale 116 de la figure 2, l'estimateur de séquence à vraisem- blance maximale 316 est constitué de préférence par un algorithme incorporé dans un processeur; selon une variante, l'estimateur de séquence à vraisemblance maximale 316 peut être réalisé par matériel. L'algorithme de Viterbi 314 génère sur la ligne 322 une séquence de données qui est dirigée vers le dispositif d'application de bits 328 Le dispositif d'application de bits 328 effectue une application, au sens mathématique du terme, des valeurs de la séquence de données binaires vers des valeurs arithmétiques (c'est-à-dire que l'application transforme des zéros binaires en valeurs "un" positives, et elle transforme des uns binaires en valeurs "un" négatives) Le dis- positif d'application de bits 328 génère sur la ligne 330 une séquence de données arithmétiques qui est dirigée vers l'inverseur de bits sélectif 332 L'in- verseur de bits sélectif 332 fonctionne d'une manière similaire, mais inverse, de celle de l'inverseur de bits sélectif 310 de l'estimateur de séquence à vrai- semblance maximale 316 L'inverseur de bits 332 réintroduit le terme (- 1) de l'expression mathématique ci-dessus. L'inverseur de bits 332 génère sur la ligne 334 un signal qui est appliqué au convertisseur de signal réel en signal complexe 336 Le convertisseur 336 fonctionne d'une manière similaire, mais inverse, de celle du convertisseur de signal complexe en signal réel 306 de l'estimateur de séquence à vraisemblance maximale 316, et il convertit le signal réel qui lui est appliqué, en une forme complexe sur la ligne 338. Le signal complexe qui est généré sur la ligne 338 est appliqué au filtre 340 qui, de façon similaire au filtre 140 de la figure 2, consiste en un filtre à réponse impulsionnelle finie (FIR) à neuf prises, mais du fait qu'il synthétise la transmission d'un signal GMSK, le filtre 340 est un filtre complexe. En effet, du fait que le signal qui est appliqué au filtre 340 est un signal complexe, le filtre 340 est un filtre FIR complexe Le filtre 340 est un filtre adaptatif ayant des coefficients qui lui sont appli- qués (de préférence) par une opération de test de canal, et qui sont régis de préférence par l'expres- sion, donnée ci-dessus, qui définit les coefficients appliqués à l'algorithme de Viterbi 314 sur la ligne 315 Les coefficients sont appliqués sur la ligne 341, ils sont convertis sous forme complexe par le conver- tisseur complexe 342, et ils sont appliqués au filtre 340 sur la ligne 344. Le filtre 340 fonctionne d'une manière simi- laire à celle du filtre 140 de la figure 2, de façon à synthétiser un canal à trajets multiples, et donc à synthétiser la transmission du signal complexe qui lui est appliqué sur la ligne 338 (De façon similaire, les caractéristiques du filtre 340 sont modifiées pour compenser l'action du filtre adapté 292) La prise centrale du filtre 340 a un coefficient égal à zéro, ce qui fait que le trajet direct du signal transmis n'est pas synthétisé Le filtre 340 génère sur la ligne 350 un signal de sortie qui est appliqué au convertisseur de signal complexe en signal réel 354. Le convertisseur de signal complexe en signal réel convertit sous une forme réelle le signal complexe qui lui est appliqué sur la ligne 315, d'une manière similaire à celle du convertisseur 306 de l'estimateur de séquence à vraisemblance maximale 316. Le convertisseur 354 génère sur la ligne 356 un signal qui est inversé et qui est appliqué à l'élément de sommation 358 L'élément de sommation 358 reçoit en outre le signal qui est généré sur la ligne 308 par le convertisseur 306, après que ce signal a été retardé de façon appropriée par l'élément de retard 364 Comme indiqué sur la figure, le signal que génère le convertisseur 306 est appliqué à l'élément de retard 364 sur la ligne 370, et le signal retardé que génère l'élément de retard 364 est appliqué à l'élément de sommation 358 sur la ligne 376 L'élément de retard 364 retarde le signal qui lui est appliqué d'une durée qui correspond au temps nécessaire à l'algorithme de Viterbi 314 et aux opérations suivan- tes pour synthétiser la transmission de la séquence de données générée, sur le canal à trajets multiples que forme le filtre 340. De façon similaire à l'élément de sommation 158 du schéma simplifié de la figure 2, l'élément de sommation 358 génère un signal de différence résultant sur la ligne 380 La ligne 380 est connectée à l'in- verseur de bits 382 qui supprime les inversions de bits de paires de bits de données alternées, qui sont réintroduites par l'inverseur de bits 332 avant la synthèse de la modulation du signal L'inverseur de bits 382 génère sur la ligne 384 un signal non inversé qui peut être appliqué à un décodeur de récepteur (c'est-à-dire un décodeur de canal similaire au déco- deur de canal 190 de la figure 2), qui effectue des opérations de décodage. En considérant maintenant le schéma synopti- que de la figure 5, on voit un autre mode de réalisa- tion du système de pondération de signal de la pré- sente invention, prévu pour associer un niveau de confiance à un signal en modulation GMSK qui est transmis par un canal à trajets multiples Le schéma synoptique de la figure 5 est une forme de réalisation du système de la présente invention qui utilise un filtre FIR réel (au lieu du filtre FIR complexe qui est utilisé dans le mode de réalisation de la figure 4). De façon similaire au schéma synoptique de la figure 4, un signal complexe qui est généré par un démodulateur en quadrature est appliqué sur la ligne 386 au filtre adapté 392 Le filtre adapté 392 est un filtre adaptatif et il reçoit en outre sur la ligne 398 des coefficients qui dépendent de la réponse impulsionnelle du canal Le filtre adapté 392 génère sur la ligne 404 un signal filtré qui est appliqué au convertisseur de signal complexe en signal réel 406. Le convertisseur de signal complexe en signal réel 406 convertit sous une forme réelle, sur la ligne 408, le signal complexe qui lui est appliqué sur la ligne 404. La ligne 408 est connectée à l'inverseur de bits 410. L'inverseur de bits 410 inverse des paires de bits alternées du signal qui lui est appliqué, d'une maniè- re similaire à celle de l'inverseur de bits 310 de la figure 4 L'inverseur de bits 410 génère sur la ligne 412 un signal non inversé qui est appliqué à l'algo- rithme de Viterbi 414 L'algorithme de Viterbi 414 reçoit sur la ligne 415 des coefficients qui dépendent de la réponse impulsionnelle du canal, et qui peuvent être régis par l'expression qui est utilisée pour définir les coefficients de la réponse impulsionnelle du canal qui sont appliqués sur la ligne 315 à l'algo- rithme de Viterbi 314 de la figure 4. Le filtre adapté 392, le convertisseur de signal complexe en signal réel 406, l'inverseur de bits 410 et l'algorithme de Viterbi 414 constituent ensemble un estimateur de séquence à vraisemblance maximale (ESVM) 416. L'algorithme de Viterbi 414 forme un treil- lis pour former un train de bits estimé sur la ligne 422 La ligne 422 est connectée au dispositif d'appli- cation de bits 428 Le dispositif d'application de bits 428 fonctionne d'une manière similaire à celle du dispositif d'application de bits 328 de la figure 4, et il génère sur la ligne 430 un signal arithmétique qui est directement appliqué au filtre 440 Le filtre 440 est un filtre à réponse impulsionnelle finie (FIR) réel, à neuf prises et de type adaptatif Le filtre 440 reçoit des coefficients réels qui dépendent de la réponse impulsionnelle du canal Les coefficients sont appliqués sur la ligne 442, ils sont convertis sous forme réelle par le convertisseur 444, et ils sont appliqués au filtre 440 sur la ligne 448. Le filtre 440 fonctionne d'une manière similaire à celle du filtre 340 de la figure 4 et du filtre 140 de la figure 2, de façon à synthétiser un canal à trajets multiples (Le filtre 440 est égale- * ment modifié pour compenser l'action du filtre adapté, qui est ici le filtre adapté 392) Ici encore, la prise centrale du filtre a un coefficient égal à zéro. Lorsque le signal arithmétique qui est généré sur la ligne 430 est appliqué au filtre 440, ce dernier synthétise la transmission du signal sur un canal à trajets multiples Le filtre 440 génère sur la ligne 446 un signal de sortie dont l'inverse est appliqué à l'élément de sommation 458. Plus précisément, le signal qui est appliqué au filtre 440 sur la ligne 430 est une séquence { 1 'ki' dans laquelle les termes a(k sont les représentations arithmétiques de bits de données estimés par l'estima- teur de séquence à vraisemblance maximale décrit ci- dessus, qui prennent les valeurs de +/-1 Il en résul- te que l'on peut représenter le signal de sortie du filtre FIR 440 sur la ligne 446 par l'expression: Vn = Ifk Xn k k= 4 dans laquelle fk est le k-ième coefficient FIR réel que génère le convertisseur 444 à partir des coeffi- cients complexes Sk, et dans laquelle fk = Relj Skl lorsque k n'est pas égal à zéro, tandis que fk est égal à zéro lorsque k est égal à zéro On peut déter- miner d'après l'expression ci-dessus que pour k =-4, ,, 4, etc, il est possible d'exprimer fk de manière explicite par: Sr 4, -Si 3, -Sr 2, Sil, 0, Sil, -Sr 2, -Si 3, Sr 4, en désignant respectivement par Srk et Sik les parties réelle et imaginaire de Sk. On peut également déterminer que le signal qui est généré sur la ligne 470 est le même que le signal qui est généré sur la ligne 310 de la figure 4, et peut être représenté par: Zn' = Re'-n-lznl = Relj n-1 jn 1 n-i S + ' i-n-lunl I =Re an -l Re'Z-Sll + Un' l en désignant par un' le bruit réel additif. Si l'on suppose que les décisions de l'esti- mateur à vraisemblance maximale sont correctes, c'est- à-dire que ('n est égal au bit ç N transmis, on peut déterminer d'après les relations ci-dessus que le signal de sortie de l'élément de sommation 458 est égal à îXns O + un' On sait d'après la théorie de l'estimation au moyen d'un estimateur de séquence à vraisemblance maximale, que le module de cette valeur est représentatif de la fiabilité de la décision o( n. Cette conclusion est également approximativement vala- ble dans des cas dans lesquels l'estimateur de séquen- ce à vraisemblance maximale prend occasionnellement des décisions erronées Par conséquent, on peut utili- ser le signal de sortie de l'élément de sommation 458 à titre d'information de décision pondérée pour le dé- codeur du récepteur. L'élément de sommation 458 reçoit en outre le signal non inversé qui est généré sur la ligne 412 par l'inverseur de bits 410 et qui est retardé de façon appropriée par l'élément de retard 464 Le signal non inversé que génère l'inverseur de bits 412 est appliqué à l'élément de retard 464 sur la ligne 470, et l'élément de retard 464 génère sur la ligne 476 un signal non inversé et retardé, qui est appliqué à l'élément de sommation 458 L'élément de retard 464 retarde le signal qui lui est appliqué d'une durée qui correspond au temps nécessaire pour l'algorithme de Viterbi 414 et pour la synthèse de la transmission du signal qui est généré sur la ligne 430 L'élément de sommation 458 génère sur la ligne 484 un signal de différence qui est appliqué à un décodeur de récep- teur, pour décoder le signal dans celui-ci Le déco- deur de récepteur est un décodeur de Viterbi à déci- sion pondérée. La figure 6 est un schéma synoptique d'un système de pondération de signal de l'invention qui comprend en outre des moyens destinés à pondérer le signal pour associer le niveau de confiance à des parties d'un signal, tel qu'un signal en modulation GMSK, en tenant compte en outre du bruit qui est pré- sent sur un canal à trajets multiples De façon simi- laire au schéma synoptique de la figure 5, un signal complexe qui est généré par un démodulateur en quadra- ture est appliqué sur la ligne 486 au filtre adapté 492 Le filtre adapté 492 est un filtre adaptatif et il reçoit sur la ligne 498 des coefficients qui dépen- dent d'une réponse impulsionnelle de canal Le filtre adapté 492 génère sur la ligne 504 un signal qui est appliqué au convertisseur de signal complexe en signal réel 506 Le convertisseur 506 génère sur la ligne 508 un signal réel qui est appliqué à l'inverseur de bits sélectif 510 L'inverseur de bits fonctionne d'une manière similaire à l'inverseur de bits 410 de la figure 5, et il génère sur la ligne 512 un signal de sortie non inversé qui est appliqué à l'algorithme de Viterbi 514 L'algorithme de Viterbi 514 reçoit sur la ligne 515 des coefficients qui dépendent de la réponse impulsionnelle du canal Le filtre adapté 492, le convertisseur 506, l'inverseur 510 et l'algorithme de Viterbi 514 peuvent former ensemble un estimateur de séquence à vraisemblance maximale (ESVM) qui est indiqué par le rectangle en pointillés 516. L'algorithme de Viterbi 514 forme un treil- lis qui permet d'estimer des séquences de données, sous l'effet de l'application du signal sur la ligne 512 Les séquences estimées sont générées sur la ligne 522 et elles sont appliquées au dispositif d'applica- tion de bits 528 Le dispositif d'application de bits 528 convertit en valeurs arithmétiques (c'est-à-dire en valeurs "un" positives et négatives) le train de données à valeurs binaires qui lui est appliqué Le train de données arithmétiques que forme le dispositif d'application de bits 528 est généré sur la ligne 530 et il est appliqué au filtre 540 qui est constitué par un filtre FIR réel à neuf prises, de façon similaire au filtre 440 de la figure 5 Le filtre 540 reçoit des coefficients réels qui dépendent de la réponse impul- sionnelle du canal Les coefficients sont appliqués sur la ligne 542, ils sont convertis sous forme réelle par le convertisseur 554, et ils sont appliqués au filtre 540 sur la ligne 548 Ici encore, le coeffi- cient de la prise centrale du filtre 540 a une valeur de zéro (Les caractéristiques du filtre 540 sont modifiées pour compenser les effets du filtre adapté 492) Le train de données arithmétiques qui est généré sur la ligne 530 est en outre appliqué au filtre 560, qui est également un filtre FIR réel à neuf prises ayant des coefficients qui dépendent de la réponse impulsionnelle du canal Le filtre 560 synthé- tise un canal dans lequel toutes les composantes du signal à trajets multiples sont présentes (y compris cette fois celles qui correspondent au trajet direct), et l'application du train de données à ce filtre permet de synthétiser la transmission du signal sur un canal de transmission L'inverse du signal formé par le filtre 560 est appliqué à l'élément de sommation 562. Les éléments de sommation 558 et 562 reçoi- vent en outre le signal non inversé qui est généré par l'inverseur de bits 510, et qui est retardé de façon appropriée par l'élément de retard 564 La ligne 570 interconnecte l'inverseur de bits 510 et l'élément de retard 564, et ce dernier génère sur la ligne 576 un signal retardé, non négatif, qui est appliqué aux élé- ments de sommation 558 et 562 Le signal de sortie de l'élément de sommation 562 est un signal d'erreur, ei, et il est appliqué par la ligne 586 au bloc 588 qui calcule une variance d'échantillon du signal qui lui est appliqué sur la ligne 586 La variance d'échantil- lon est calculée conformément à la relation qui est indiquée dans le bloc 588 La variance d'échantillon calculée est appliquée sur la ligne 590 au bloc 592 dans lequel, comme représenté, la variance d'échantil- lon est multipliée par le facteur d'échelle 1/Sr Sr O est l'autocorrélation, avec un retard de zéro, des coefficients du filtre adapté; Sr O est de plus le produit scalaire, avec lui-même, du vecteur complexe des coefficients du filtre adapté La variance d'échantillon, multipliée par un facteur d'échelle, qui est calculée à la case 592, est appliquée au divi- seur 598 sur la ligne 594 Le diviseur 598 divise des valeurs du signal généré sur la ligne 584 par le signal généré sur la ligne 594, et il produit sur la ligne 600 un signal qui peut être appliqué à un déco- deur de récepteur, pour décoder le signal dans ce dernier. La figure 7 représente un émetteur-récepteur, désigné de façon générale par la référence 700, dont une partie utilise le système de pondération de signal de l'invention L'émetteur-récepteur 700 peut consis- ter par exemple en un radiotéléphone utilisé dans un système de télécommunication cellulaire On note que la partie de récepteur de l'émetteur-récepteur 700 est également fonctionnellement similaire à un appareil consistant uniquement en un récepteur, tel qu'un récepteur de recherche de personne On note donc que le système de pondération de signal de l'invention peut également être utilisé dans le cadre d'un récepteur, tel qu'un récepteur de recherche de per- sonne. Un signal qui est transmis sur un canal à trajets multiples est reçu par l'antenne 706 Comme indiqué précédemment, le canal à trajets multiples peut être un canal bruyant, et un brouillage inter- symbole peut également se produire sous l'effet de la transmission du signal sur le canal à trajets multi- ples Le signal reçu par l'antenne 706 est appliqué au filtre 712 sur la ligne 718 Le filtre 712 filtre le signal reçu et il génère un signal filtré sur la ligne 718 La ligne 718 est connectée au mélangeur 724 qui reçoit également sur la ligne 730 un signal d'oscilla- tion qui est formé par le synthétiseur de fréquence 738, sous la dépendance de la fréquence d'oscillation de l'oscillateur de référence 746, le signal d'oscil- lation qui est généré par l'oscillateur étant appliqué au synthétiseur 738 sur la ligne 752 Le mélangeur 724 effectue une conversion en sens descendant de la fré- quence du signal qui lui est appliqué sur la ligne 718, et il génère sur la ligne 758 un signal résultant de la conversion en sens descendant, qui est appliqué au filtre 764 Le filtre 764 génère sur la ligne 778 un signal filtré qui est appliqué au second mélangeur 780. Le mélangeur 780 reçoit en outre un signal d'oscillation qui est fourni par l'oscillateur 792 et qui est appliqué au mélangeur sur la ligne 786 La fréquence d'oscillation de l'oscillateur 792 est com- mandée par la fréquence d'oscillation de l'oscillateur de référence' 746, et l'oscillateur 792 est connecté à l'oscillateur 746 par la ligne 798 Le mélangeur 780 génère sur la ligne 804 un second signal résultant d'une conversion de fréquence en sens descendant, et ce signal est appliqué au circuit démodulateur 810 Le circuit démodulateur 810 peut consister par exemple en un démodulateur en quadrature lorsque le signal qui est transmis à l'émetteur-récepteur 700 consiste en un signal en modulation GMSK Le démodulateur 810 génère sur la ligne 811 un signal démodulé qui est appliqué au convertisseur analogique/numérique 812, et ensuite au filtre adapté 822. Le filtre adapté 822 est un filtre adapta- tif, comme décrit précédemment, et il reçoit sur la e ligne 828 des coefficients qui dépendent de la réponse impulsionnelle du canal Le filtre adapté 822 génère sur la ligne 834 un signal qui est appliqué à l'algo- rithme de Viterbi 840 Le filtre adapté 822 et l'algo- rithme de Viterbi 840 constituent ensemble un indica- teur de séquence à vraisemblance maximale, qui est indiqué sur la figure par le rectangle en pointillés 848. L'algorithme de Viterbi 840 génère sur la ligne 848 un signal de décision ferme qui est dirigé vers le dispositif d'application de bits 856 Le dis- positif d'application de bits 856 convertit en une forme arithmétique les valeurs logiques de la séquence de données binaires qu'il reçoit, et il génère sur la ligne 864 un train de données arithmétiques qui est appliqué au filtre adaptatif 872 Comme mentionné précédemment, le filtre adaptatif 872 est un filtre à réponse impulsionnelle finie (FIR) à neuf prises qui synthétise des parties du canal à trajets multiples (c'est-à-dire que le filtre FIR synthétise le canal à trajets multiples à l'exception de son trajet direct), et ce filtre reçoit sur la ligne 880 des coefficients qui dépendent de la réponse impulsionnelle du canal. Le filtre 872 génère sur la ligne 888 un signal qui est appliqué à l'élément de sommation 896. L'élément de sommation 896 reçoit en outre un signal que le filtre 822 applique sur la ligne 834, et qui est retardé de façon appropriée par l'élément de retard 904 L'élément de sommation 896 produit sur la ligne 910 un signal de différence qui est appliqué au décodeur de canal 918, qui consiste de façon caracté- ristique en un décodeur convolutif à décision pondé- rée Le décodeur 918 décode le signal de décision pondérée qui lui est appliqué et il génère sur la ligne 924 un signal décodé qui est appliqué au déco- deur de parole 926 Le décodeur de parole 926 génère sur la ligne 928 un signal qui est appliqué à un transducteur tel que le haut-parleur 930, pour conver- tir le signal décodé sous une forme perceptible pour l'homme Les éléments de circuit qui sont indiqués par les références 822-896 sont entourés par le rectangle en pointillés 940, et ils sont similaires aux éléments correspondants du schéma synoptique du système de pondération de signal de la figure 2 On peut utiliser de façon similaire les systèmes de pondération de signal des figures 4, 5 ou 6 pour former un circuit dans le rectangle 940. Le schéma synoptique de la figure 7 montre en outre une partie d'émission de l'émetteur-récepteur 700, comprenant le codeur de parole/source/canal 948 (qui peut comprendre en outre un transducteur tel qu'un microphone), le modulateur 956, le mélangeur 962, l'oscillateur de décalage 958, le mélangeur 960, le mélangeur 962, le filtre 968 et l'amplificateur 974 Un signal amplifié que produit l'amplificateur 974 est appliqué à l'antenne 706 par la ligne 980, pour permettre l'émission de ce signal. En considérant maintenant l'organigramme de la figure 8, on voit les étapes du procédé de l'inven- tion que l'on utilise pour associer un niveau de con- fiance à des parties d'un signal de télécommunication qui est transmis sur le canal de transmission et est reçu par un récepteur En premier lieu, comme l'indi- que la case 980, le signal de télécommunication est égalisé après avoir été reçu par le récepteur Ensui- te, comme l'indique la case 984, on génère un signal égalisé qui est représentatif du signal de télécommu- nication avant sa transmission sur le canal de trans- mission Ensuite, comme l'indique la case 988, on synthétise la transmission du signal égalisé (à l'exception de son trajet direct), et on génère ainsi un signal synthétisé retransmis Enfin, comme l'indi- que la case 992, on modifie des valeurs de parties du signal de télécommunication qui est transmis sur le canal de transmission et qui est reçu par le récep- teur, sous la dépendance de valeurs qui correspondent à des parties du signal synthétisé, pour associer ainsi un niveau de confiance au signal de télécommu- nication que reçoit le récepteur. Bien qu'on ait décrit l'invention en rela- tion avec le mode de réalisation préféré représenté sur les diverses figures, il faut noter que l'on peut utiliser d'autres modes de réalisation similaires, et que l'on peut apporter des modifications et des ajouts aux modes de réalisation décrits, pour remplir une fonction identique à celle de l'invention, sans sortir du cadre de cette dernière Par exemple, bien que le mode de réalisation préféré utilise un égaliseur de canal à estimateur de séquence à vraisemblance maxima- le à seize états, de type binaire, avec un filtre FIR à neuf prises pour la reconstruction du signal corres- pondant à des trajets multiples, de façon générale, pour une modulation M-air transmise sur un canal à trajets multiples ayant un intervalle de retard qui peut s'élever jusqu'à L périodes de symbole, le mode de réalisation résultant utiliserait un égaliseur à estimateur de séquence à vraisemblance maximale à ML états, de type M-aire, avec un filtre FIR à 2 L + 1 prises pour la reconstruction du signal à trajets multiples De plus, l'invention n'est pas limitée à des canaux radioélectriques à trajets multiples pour un service mobile; on peut l'appliquer à d'autres canaux affectés de brouillage intersymbole, comprenant des faisceaux hertziens, des canaux de télécommunica- tion par satellite, des canaux utilisant des lignes de transmission, etc Le cadre de l'inventionnedoitdone pas être limité à un seul mode de réalisation quelconque, mais apprécié au contraire sur la base des revendica- tions annexées. REVENDICATIONS 1 Système de pondération de signal ( 86-190; 286-384; 386-484; 486-600; 940) conçu pour associer un niveau de confiance à des parties d'un signal de télé- communication qui est transmis sur un canal de trans- mission à trajets multiples et qui est reçu par un récepteur ( 700), caractérisé en ce qu'il comprend des moyens destinés à former un égaliseur ( 116; 316; 416; 516; 822-840) pour égaliser le signal de télécom- munication une fois qu'il a été reçu par le récepteur, et pour générer un signal égalisé représentatif du signal de télécommunication avant sa transmission sur le canal de transmission; des moyens destinés à former un canal de transmission synthétisé ( 140; 340; 440; 540-560; 872) pour synthétiser la transmission de parties du signal égalisé que génèrent les moyens d'égalisation, et pour générer un signal synthétisé représentatif de signaux qui sont transmis sur cer- tains des trajets du canal de transmission à trajets multiples; et des moyens ( 158; 358; 458; 558-562, 598; 896) destinés à modifier des valeurs de parties du signal de télécommunication qui est transmis-sur le canal de transmission à trajets multiples et qui est reçu par le récepteur, sous la dépendance de valeurs de parties correspondantes du signal synthétisé que génèrent les moyens de synthèse de la transmission, pour associer ainsi un niveau de confiance au signal de télécommunication qui est reçu par le récepteur. 2 Système de pondération de signal selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'égaliseur qui est formé par les moyens d'égalisation consiste en un estimateur de séquence à vraisemblance maximale ( 116; 316; 416-516; 822-840). 3 Système de pondération de signal selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens d'égalisation ( 316; 516) comprennent en outre des moyens destinés à former un convertisseur de signal complexe en signal réel ( 306; 506), pour convertir le signal de télécommunication sous une forme réelle lorsque ce signal consiste en un signal de télécommu- nication complexe. 4 Système de pondération de signal selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de synthèse de transmission du signal égalisé compren- nent au moins un filtre adaptatif ( 140; 340; 440; 540- 560; 872). Système de pondération de signal selon la revendication 4, caractérisé en ce que le filtre adaptatif consiste en un filtre à réponse impulsion- nelle finie ( 140; 340; 440; 540-560; 872). 6 Système de pondération de signal selon la revendication 4, caractérisé en ce que les moyens de synthèse de transmission ( 540; 560) comprennent un premier filtre adaptatif ( 540) qui génère un premier signal synthétisé ayant des valeurs de niveaux qui sont représentatives de niveaux de brouillage inter- symbole affectant le canal de transmission synthétisé, et un second filtre adaptatif ( 560) qui génère un second signal synthétisé ayant des valeurs de niveaux qui sont représentatives de niveaux de bruit variant dans le temps qui affecte le canal de transmission synthétisé. 7 Système de pondération de signal selon la revendication 6, caractérisé en ce que les moyens de modification ( 598) modifient des valeurs des parties du signal de télécommunication sous la dépendance de valeurs de parties correspondantes du premier signal synthétisé retransmis, ainsi que du second signal synthétisé retransmis. 8 Système de pondération de signal selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de synthèse de transmission ( 346) comprennent en outre des moyens qui sont destinés à synthétiser un signal modulé complexe ( 336; 354). 9 Système de pondération de signal selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de modification ( 158; 358; 458; 558- 562; 598; 896) comprnent des moyens ( 158; 358; 458; 558-562; 598; 896) qui sont destinés à effectuer une sommation de parties du signal de télécommunication transmis sur le canal de transmission et reçu par le récepteur, et d'inverses des parties correspondantes du signal synthétisé que génèrent les moyens de synthèse de transmission ( 140; 340; 440; 540-560; 872). 10 Système de pondération de signal selon la revendication 9, caractérisé en ce que les moyens de sommation ( 158; 358; 458; 558-562, 598; 896) génèrent un signal de sortie de décision pondérée, dans lequel une modification des valeurs de parties du signal qui est transmis sur le canal de transmission et qui est reçu par le récepteur indique le niveau de confiance qui est associé au signal de télécommunication reçu par le récepteur.