FR 2673344 A1 19920828 FR 9102175 A 19910222 Comparateur de phase/fréquence pour circuit de récupération de rythme La présente invention concerne de manière générale la récupération du rythme d'un signal d'entrée numérique à une extrémité de réception d'un réseau de communication numérique, et plus particulièrement un comparateur de phase/fréquence inclus dans un circuit de récupération du rythme. Une fonction de base de tout récepteur inclus dans un système de transmission numérique est de récupérer un signal d' horloge locale pour régénérer les bits d'un signal numérique d'entrée reçu L'extrémité de réception décide de la valeur probable d'un élément binaire dudit signal d'entrée en échantillonnant le signal d'entrée en fonction du 0 signal d'horloge Le signal d'entrée est par exemple un signal vidéo transmis sous forme numérique dans un support à fibre optique. Le circuit de récupération de rythme (ou d'horloge) est généralement conçu sous la forme d'une boucle de verrouillage de phase. Un tel circuit de récupération de rythme comprend essentiellement un comparateur de phase, un moyen intermédiaire principalement de filtrage passe bas, et un oscillateur local commandé en tension produisant un signal d'horloge Les caractéristiques du circuit de récupération dépendent notamment du comparateur utilisé L'un des problèmes essentiels liés à la transmission numérique étant la génération du signal d'horloge pour échantillonner le signal d'entrée reçu dans l'extrémité de réception, la fréquence et la phase du signal d'horloge doivent être synchronisées avec celles du signal d'entrée. Le signal d'horloge locale est initialement asynchrone avec le signal d'entrée, et le circuit de récupération de rythme est destiné -2- à verrouiller le signal d'horloge sur la fréquence dudit signal d'entrée. Le verrouillage en fréquence a lieu à l'issu d'une phase d'acquisition si l'écart initial entre les fréquences respectives des signaux d'horloge et d'entrée aux extrémités d'émission et de réception est inférieur à une valeur prédéterminée, celle-ci étant fonction des paramètres du circuit de récupération de rythme. L'écart de fréquence maximal pour lequel le verrouillage du signal d'horloge locale avec le signal d'entrée reçu se produit est appelé plage d'acquisition ou d'accrochage Pour un bon fonctionnement du circuit de récupération de rythme dans l'extrémité de réception, il est nécessaire que la plage d'acquisition soit plus grande qu'une plage d'incertitude liée à la précision de l'oscillateur utilisé dans l'extrémité d'émission. Par exemple, pour un système de transmission à 140 Mbit/s dans lequel une extrémité d'émission utilise une horloge avec une précision en fréquence de + 10-4, la plage d'acquisition de l'oscillateur local dans l'extrémité de réception ne doit pas être inférieure à 2 x 140 x ( 103 X 10-4) 28 k Hz. Ainsi, un bon fonctionnement du circuit récepteur est garanti pour z O des variations données de la fréquence d'émission, par "adaptation" de l'oscillateur local dans l'extrémité de réception à la fréquence du signal reçu durant la phase d'acquisition en réponse par exemple à un saut de fréquence. Après cette phase de verrouillage en fréquence, il est nécessaire que le signal d'horloge locale récupérée présente une faible gigue de phase En effet, des déphasages entre le signal d'horloge régénérée verrouillée et le signal reçu à régénérer doivent être suffisament faibles pour ne pas dégrader les performances du système de transmission -3- à l'état permanent après acquisition en fréquence. Or, selon la technique antérieure, l'augmentation de la plage d'acquisition en fréquence et la diminution du bruit de phase à l'état permanent sont des contraintes antagonistes, et dans un bon nombre d'applications il est difficile voire même impossible de trouver un compromis satisfaisant sans avoir recours à des techniques d'aide à l'acquisition. Une technique connue d'aide à l'acquisition est un balayage en fréquence qui consiste, lors de la phase d'acquisition, à balayer la fréquence nominale de l'oscillateur local dans la plage d'incertitude de la fréquence du signal reçu, à l'aide d'un signal externe qui est inhibé dès que l'acquisition a lieu Le circuit de récupération de rythme est alors verrouillé sur la fréquence du signal reçu Or, il est bien connu de l'homme du métier que le balayage en fréquence présente l'inconvénient de ralentir la phase d'acquisition, notamment dans une chaîne de transmission comprenant plusieurs circuits de récupération de rythme. La présente invention vise principalement à résoudre les inconvénients de la technique antérieure décrits ci-dessus en fournissant un comparateur de phase/fréquence à inclure dans un circuit de récupération de rythme afin que ce circuit autorise de larges plages d'acquisition de fréquence et garantisse une faible gigue de phase du signal d'horloge régénérée. A cette fin, un comparateur de phase/fréquence comprenant des moyens de comparaison de phase comparant les phases d'un signal numérique d'entrée ayant une période binaire prédéterminée et d'un signal 4- d'horloge ayant une période d'horloge variable à un intervalle de temps près par rapport à ladite période binaire afin de produire un premier signal d'erreur dont le signe est fontion du signe de la différence de phase entre le signal d'entrée et le signal d'horloge est caractérisé en ce qu'il comprend des moyens d'évaluation de phase pour détecter un déphasage prédéterminé entre le signal d'horloge et le signal d'entrée à l'intervalle de temps près pendant une période d'horloge afin de produire un signal de détection de phase, et des moyens pour modifier le premier signal d'erreur en un second signal d'erreur dont le signe est fonction de la différence entre la période binaire et la période d'horloge, en réponse au signal de détection de phase. De préférence, pour des simplifications de la circuiterie du comparateur, le déphasage prédéterminé est sensiblement égal à zéro à l'intervalle de temps de variation de période d'horloge près Dans ce cas, les moyens d'évaluation de phase peuvent comprendre des moyens pour détecter des transitions entre états logiques dans le signal d'entrée afin de produire des impulsions de transition ayant une largeur sensiblement égale à l'intervalle de temps, et des moyens pour produire une impulsion du signal de détection de phase ayant une largeur au moins égale à une période d'horloge en réponse à une impulsion de transition sensiblement en phase avec un signal d'horloge complémentaire dudit signal d'horloge. Selon d'autres variantes, les moyens d'évaluation de phase détectent plusieurs déphasages prédéterminés entre le signal d'horloge et le signal d'entrée pendant plusieurs périodes d'horloges respectives afin de produire le signal de phase même lorsque le signal d'entrée comprend des suites de bits consécutifs ayant le même état logique Par exemple les déphasages prédéterminés peuvent être sensiblement égaux à O et f modula 2 fl. Les moyens pour modifier le premier signal d'erreur en le second signal d'erreur dépendent du type des moyens de comparaison de phase. Lorsque les moyens de comparaison de phase sont du type signe, c'est-àdire le premier signal d'erreur a deux états logiques *représentatifs du signe du déphasage entre le signal d'entrée et le signal d'horloge, les moyens pour modifier comprennent des moyens pour reproduire au moins une période du signal d'horloge en réponse au signal de détection de phase, et des moyens pour lire le signe du premier signal d'erreur en réponse à la période de signal d'horloge reproduite afin d'établir le second signal d'erreur Le second signal d'erreur a alors des états représentatifs du signe de la différence des fréquences du signal d'horloge et du signal d'entrée. Les moyens de comparaison de phase auxquels peut faire appel un comparateur de phase/fréquence selon l'invention, peuvent être du type linéaire Le premier signal d'erreur varie en signe et amplitude en fonction du déphasage entre le signal d'horloge et le signal d'entrée. Les moyens de comparaison de phase comprennent des moyens pour établir des premières impulsions ayant des largeurs variant en fonction du déphasage entre le signal d'horloge et le signal d'entrée, des moyens pour établir des secondes impulsions ayant des largeurs proportionnelles à la période d'horloge, et un moyen d'amplification différentielle, et les moyens pour modifier comprennent des moyens pour comparer les largeurs de première et seconde impulsions en réponse au signal de détection de phase afin de produire un signal de signe logique dont les états sont représentatifs du signe de la différence entre la période binaire et la période d'horloge, et des moyens pour sélectionner des première et seconde impulsions pendant au moins une période d'horloge -6- déterminée par le signal de détection de phase de manière à produire des premier et second signaux reproduisant respectivement les première et seconde impulsions sélectionnées contenues dans la période d'horloge déterminée et l'état du signal de signe et l'état inverse du signal de signe de part et d'autre de la période d'horloge déterminée, lesdits premier et second signaux étant appliqués audit moyen d'amplification différentielle qui produit le second signal d'erreur. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtont plus clairement à la lecture de la description suivante de plusieurs réalisations préférées selon l'invention en référence aux dessins annexés correspondants dans lesquels: la Fig 1 est un bloc-diagramme schématique d'un circuit de récupération de rythme à boucle de verrouillage de phase selon la technique antérieure; la Fig 2 A est un bloc-diagramme d'un premier comparateur de phase de type signe selon la technique antérieure; les Figs 2 B et 2 C sont des diagrammes temporels de signaux relatifs au premier comparateur de phase; la Fig 3 est un bloc-diagramme d'un second comparateur de phase de type signe selon la technique antérieure; la Fig 4 A est un bloc-diagramme d'un comparateur de phase de type linéaire selon la technique antérieure; les Figs 4 B et 4 C sont des diagrammes temporels de signaux établis par le comparateur de phase de la Fig 4 A respectivement lorsque le signal d'horloge récupérée est en avance et en retard par rapport au signal numérique d'entrée; la Fig 5 A est un bloc-diagramme d'un premier comparateur de -7 - phase/fréquence de type signe selon l'invention; les Figs 5 B et 5 C sont des diagrammes temporels de signaux établis par le comparateur de la Fig 5 A respectivement lorsque la fréquence du signal d'entrée est supérieure et inférieure à la fréquence du signal d'horloge récupérée, en correspondance avec les Figs 2 B et 2 C; la Fig 5 D est un diagramme de phase relatif au comparateur de la Fig 5 A; la Fig 5 E montre trois diagrammes de signal de commande d'oscillateur en fonction du déphasage entre signal d'entrée et signal d'horloge, respectivement relatifs au comparateur de phase de la Fig 2 A et à des écarts de fréquence positif et négatif entre signal d'entrée et signal d'horloge pour le comparateur de phase/fréquence de la Fig 5 A; la Fig 6 est un bloc-diagramme d'un second comparateur de phase/fréquence de type signe selon l'invention; la Fig 7 A est un bloc-diagramme d'un premier comparateur de phase/fréquence de type linéaire selon l'invention; les Figs 7 B et 7 C sont les diagrammes temporels de signaux établis par le comparateur de la Fig 7 A respectivement lorsque la fréquence d'entrée est supérieure et inférieure à la fréquence du signal d'horloge récupérée; les Figs 7 D et 7 E montrent deux diagrammes de signal de commande d'oscillateur en fonction du déphasage entre signal d'entrée et signal d'horloge respectivement relatifs à des écarts de fréquence positif et négatif entre signal d'entrée et signal d'horloge pour le comparateur de phase/fréquence de la Fig 7 A; la Fig 8 A est un bloc-diagramme d'un second comparateur de phase/fréquence de type linéaire selon l'invention; et les Figs 8 B et 8 C montrent deux diagrammes de signal de commande -8d'oscillateur en fonction du déphasage entre signal d'entrée et signal d'horloge respectivement relatifs à des écarts de fréquence positif et négatif entre signal d'entrée et signal d'horloge pour le comparateur de phase/fréquence de la Fig 8 A. En référence à la Fig 1, un circuit de récupération de rythme connu du type à boucle de verrouillage de phase comprend essentiellement un comparateur de phase CP, un filtre passe-bas FP et un oscillateur local commandé en tension VCO La sortie de l'oscillateur produit un signal d'horloge récupérée HR appliqué à une première entrée du comparateur Une seconde entrée du comparateur CP reçoit un signal numérique d'entrée SE à régénérer Le comparateur fournit un signal d'erreur E en fonction du déphasage entre le signal d'horloge récupérée HR et le signal d'entrée SE Un signal numérique régénéré SR en phase avec le signal d'horloge HR est également produit par le comparateur SR Le filtre FP ou tout autre moyen de filtrage à composants numériques/analogiques et à multiplicateur ou diviseur de fréquence assure une double fonction consistant en la stabilisation de la tension de commande CV de l'oscillateur et la rejection des composantes hautes fréquences du signal d'erreur E Le signal d'horloge récupérée HR est asservi au signal d'entrée SE pour établir des instants d'échantillonnage du signal numérique d'entrée Selon que le signal d'horloge est en avance ou en retard de phase par rapport au signal d'entrée, une correction de phase correspondante représentée par l'amplitude du signal de commande CV est appliquée à l'oscillateur asservi. -9- Les Figs 2 A, 3 et 4 A montrent respectivement des comparateurs de phase CP 2, CP 3 et CP 4 selon la technique antérieure comportant des bascules de type D. Le plus simple d'entre eux, le comparateur CP 2, comprend deux bascules D 20 et 21 comme montré à la Fig 2 A. La première bascule 20 reçoit le signal numérique d'entrée SE 2 à régénérer et le signal d'horloge récupérée HR 2 fourni par l'oscillateur local VCO par une entrée D et une entrée d'horloge CL respectivement. Une sortie Q de la bascule 20 produit un signal numérique régénéré SR 2. La seconde bascule 21 offre une entrée D reliée à la sortie de l'oscillateur local commandé en tension VCO pour recevoir le signal d'horloge récupérée HR 2, et une entrée d'horloge CL recevant le signal d'entrée à régénérer SE 2 Ainsi, des fronts montants du signal SE 2 échantillonnent le signal d'horloge HR 2 en un signal d'erreur e 2 produit par une sortie Q de la bascule 21 Comme montré à gauche dans la Fig. 2 B et à droite dans la Fig 2 C, lorsque le signal d'horloge récupérée est en avance de phase AV sur le signal d'entrée, c'est-à-dire lorsque les fronts montants du signal d'horloge sont en avance par rapport au Z O milieu des périodes binaires du signal d'entrée, le signal d'erreur E 2 est à l'état " O " afin de retarder le signal d'horloge récupérée par l'oscillateur local Dans le cas d'un retard de phase RE montré à droite dans la Fig 2 B et à gauche dans la Fig 2 C, le signal d'erreur E 2 est à l'état " 1 " afin d'avancer le signal d'horloge HR 2 Le comparateur CP 2 fournit ainsi un signal d'erreur e 2 dont les états logiques sont représentatifs du signe de la différence de phase entre le signal d'horloge récupérée HR 2 et le signal d'entrée SE 2 pour recaler le signal d'horloge afin que les fronts montants du signal d'horloge coïncident - avec le mileu des périodes binaires TE du signal numérique d'entrée SE 2 Un comparateur, tel que le comparateur CP 2, est appelé "comparateur de phase de type signe". La Fig 3 montre un autre comparateur de phase de type signe CP 3 comprenant deux bascules D 30 et 31 et une ligne à retard de TE/2, 32. La première bascule 30 est équivalente à la bascule 20 et établit en sortie Q un signal numérique régénéré SR 3 en fonction d'un signal numérique d'entrée SE 3 et d'un signal d'horloge récupérée HR 3 appliqués aux entrées D et CL de la bascule 30, respectivement L'entrée CL de la seconde bascule 31 est reliée à la sortie Q de la bascule 30 L'entrée D de la bascule 31 reçoit le signal SE 3 à travers la ligne à retard 32 Le signal d'entrée SE 3 est mis en phase par le signal d'horloge récupérée HR 3 dans la première bascule 30 en un signal régénéré SR 3, et est déphasé de TE/2 par la ligne à retard 32 en un signal déphasé. Le signal régénéré et le signal déphasé sont respectivement appliqués à l'entrée d'horloge CL et à l'entrée D de la seconde bascule 31 qui génère en sortie Q un signal d'erreur E 3 Le signal E 3 est à l'état " 1 " si le signal d'horloge récupérée est en retard de phase sur le signal d'entrée, et à l'état " O " si le signal d'horloge récupérée est en avance de phase sur le signal d'entrée La sortie Q de la bascule 31 asservit l'oscillateur local VCO à la phase du signal d'entrée. Ainsi, le signal d'erreur dans le comparateur CP 3 est établi par rapport aux fronts montants du signal régénéré SR 3 qui est en phase avec le signal d'horloge HR 3 et qui est comparé au signal d'entrée déphasé d'une demi-période binaire TE/2. Les deux comparateurs de phase CP 2 et CP 3 ne génèrent en sortie que des signaux d'erreur ayant des états "O" et " 1 " représentatifs du il - signe de la différence de phase entre le signal d'horloge récupérée et le signal d'entrée pour asservir l'oscillateur local VCO à la phase du signal d'entrée. Un comparateur de phase CP 4 dont le signal d'erreur e 4 indique l'amplitude de la différence de phase entre le signal d'horloge récupérée HR 4 et le signal d'entrée SE 4 additionnellement au signe de la différence entre ces deux signaux est décrit dans l'article de C R Hogge, Jr, intitulé "A Self Correcting Clock Recovery Circuit", paru dans Journal of Lightwave Technology, Vol LT-3, N 6, pages 1312 1314, Decembre 1985. Comme montré à la Fig 4 A, le comparateur de Hogge CP 4 comprend deux bascules D en cascade 40 a et 40 b, deux portes OU- EXCLUSIF 41 a et 41 b, un amplificateur différentiel 42, une ligne à retard de TE/2 43 et un inverseur 44 L'entrée D de la bascule 40 a reçoit le signal numérique d'entrée SE 4 Le signal d'horloge récupérée HR 4 sortant de l'oscillateur local VCO est appliqué directement et à travers l'inverseur 44 aux entrées d'horloge CL des bascules 40 a et 40 b respectivement La sortie Q de la bascule 40 b dont l'entrée D est reliée à la sortie Q de la bascule 40 a, établit le signal régénéré SR 4 Les deux entrées des portes OU-EXCLUSIF 41 a et 41 b sont respectivement reliées aux entrée D et sortie Q des bascules 40 a et 40 b Les sorties des portes 41 a et 41 b sont respectivement reliées à travers la ligne à retard 43 et directement aux entrées directe et inverse de l'amplificateur différentiel 42 L'amplificateur différentiel 42 établit en sortie un signal d'erreur E 4 dont l'amplitude positive ou négative représente la moyenne temporelle de la différence de phase entre le signal d'entrée et le signal d'horloge regénérée Cette moyenne 12 - temporelle est obtenue par lissage du signal E 4 dans le filtre actif FP en un signal CV 4 asservissant la phase de l'horloge récupérée HR 4 à la phase du signal d'entrée SE 4. Selon une autre variante, la ligne à retard peut être placée entre l'entrée D de la bascule 40 a et la première entrée de la porte 41 a sans modifier fonctionnellement le comparateur CP 4. En référence à la Fig 4 B o le signal HR 4 est supposé en avance par rapport au signal SE 4 et o les périodes TH et TE sont égales, la première porte OU-EXCLUSIF 41 a dans le comparateur CP 4 génère des impulsions la dont les fronts montants sont synchrones avec ceux du signal d'entrée SE 4, et dont la largeur est variable Cette largeur est égale à (TE/2 AV) lorsque le signal HR 4 est en avance de AV La seconde porte OU-EXCLUSIF 41 b génère en sortie des impulsions lb ayant une largeur constante égale à une demi-période binaire TE/2 du signal d'entrée SE 4 Les fronts montants des impulsions Ib coïncident avec les fronts montants du signal d'horloge HR 4 et donc avec les fronts descendants des impulsions la à la sortie de la première porte OU- EXCLUSIF Les impulsions la sont retardées de la demi-période binaire TE/2 dans la ligne à retard 43 afin de former des impulsions I Ra dont les fronts descendants coïncident avec ceux des impulsions Ib. Dans ces conditions, le décalage temporel entre les fronts montants des impulsions la et Ib est précisément égal à l'amplitude du déphasage AV entre les signaux SE 4 et HR 4 L'amplitude moyenne du signal d'erreur négatif e 4 pour commander l'oscillateur commandé en tension est alors Z 5 directement proportionnelle à l'avance AV, comme montré à la dernière ligne de la Fig 4 B A l'avant-dernière ligne de la Fig 4 B est montré le signal de différence négatif E 4 = I Ra Ib dont les créneaux de largeur AV sont lissés sur une période plus grande que TE pour obtenir 13 - le signal de commande CV 4. Lorsque le signal HR 4 est en retard de RE par rapport au signal SE 4, comme montré à la Fig 4 C, les impulsions Ia et I Ra ont une largeur égale à TE/2 +RE, et le signal d'erreur positif c 4 produit par l'amplificateur différentiel 42 a une amplitude moyenne proportionnelle au retard RE. Les différents comparateurs de phase qui viennent d'être présentés sont fréquemment utilisés pour une conception de boucle de verrouillage de phase Néanmoins, lors d'une telle conception de boucle de phase, un problème fondamental est de garantir à la fois une plage d'acquisition en fréquence suffisamment large et une bande de bruit (oscillations instables) suffisamment faible au voisinage d'un état stable La précision en fréquence des oscillateurs dans certaines applications nécessite une plage d'acquisition en fréquence incompatible avec les contraintes de gigue à l'état permanent autour d'un état stable de la boucle de phase La méthodologie la plus courante pour la conception de la boucle consiste d'une part à choisir des paramètres de la boucle de manière à satisfaire les spécifications en gigue, la fonction de transfert de la boucle assurant alors une stabilité du signal d'horloge régénérée au voisinage d'un état stable, et d'autre part à utiliser une technique d'aide à l'acquisition pour augmenter la plage d'acquisition en fréquence La technique la plus courante d'aide à l'acquisition, comme déjà signalé précédemment, est le balayage en fréquence Celle-ci consiste à ajouter au signal sortant du filtre de boucle, un signal périodique ayant une amplitude suffisante pour balayer la fréquence de l'oscillateur Toutefois, pour que cette acquisition 14 - en fréquence se produise, il est nécessaire que la vitesse de balayage soit faible, ce qui a pour inconvénient de ralentir la phase d'acquisition. Pour expliquer de façon intuitive que l'augmentation de la plage d'acquisition en fréquence et la diminution du bruit de phase sont des contraintes antagonistes dans une boucle à verrouillage de phase, il faut concevoir qu'une grande plage d'acquisition nécessite l'utilisation d'une boucle telle que la fréquence d'horloge récupérée se stabilise à un état stable très rapidement en réponse par exemple à un saut de fréquence Mais dans ce cas, pour des déphasages du signal d'entrée reçu autour de points stables définis par l'horloge récupérée, le comportement de la boucle de phase génère des bruits de phase par "manque d'inertie" autour de points stables Les recalages de phase "brusques" provoquent en effet des bruits de phase détériorant la transmission. Une autre technique d'aide à l'acquisition plus intéressante consiste à remplacer, selon l'invention, le comparateur de phase par un comparateur de phase/fréquence Un comparateur de phase diffère d'un comparateur de phase/fréquence en ce que ce dernier élabore en "boucle ouverte" une tension continue de même signe que l'écart de fréquence à compenser entre le signal d'horloge récupérée et le signal d'entrée reçu Dès que l'on ferme la boucle, cette tension est appliquée à l'oscillateur commandé en tension et permet un verrouillage très rapide de la fréquence de l'oscillateur sur celle du signal d'entrée reçu. - Les comparateurs de phase/fréquence selon l'invention sont destinés à de la récupération de rythme d'un signal d'entrée numérique et autorisent de larges plages d'acquisition et de faibles bruits de phase au voisinage d'états stables. Les comparateurs selon l'invention décrits ci-dessous mettent en oeuvre le principe suivant Un comparateur de phase peut être transformé en un comparateur de phase/fréquence en ne validant la sortie dudit comparateur de phase que lorsque l'erreur de phase est comprise dans un intervalle prédéterminé centré autour d'un point stable, ce qui signifie que l'écart de phase entre le signal d'horloge récupérée et le signal d'entrée reçu est faible. En référence à la Fig 5 A, un comparateur de phase/fréquence CP 5 selon l'invention comprend le comparateur de phase connu CP 2 du type signe incluant les bascules 20 et 21, ainsi qu'un circuit d'évaluation de déphasage 51 et un circuit de validation de signal d'erreur 52. Le circuit d'évaluation de déphasage 51 établit un signal de détection de phase SP 5 appliqué au circuit 52 Le signal SP 5 est à l'état " 1 " lorsque les fronts descendants du signal d'horloge récupérée HR 5 coïncident avec un intervalle prédéterminé 2 Ma centré sur des fronts descendants et montants délimitant les éléments binaires du signal d'entrée SE 5 Ceci signifie que le déphasage z I), dit également erreur de phase, entre le signal numérique d'entrée SE 5 et le signal d'horloge récupérée HR 5 est compris entre des limites prédéterminées -i LN 5 et +, LY, Z 5 c'est-à-dire varie autour d'une phase d'équilibre stable En pratique, l'intervalle de phase 2 MO est déterminé en fonction des temps de transition entre états logiques " O " et " 1 " dans le signal d'entrée SE 5. Le circuit 51 comprend des moyens de détection de transitions du 16 signal SE 5 et des moyens pour produire un signal de détection de phase signalant la phase relative du signal d'horloge récupérée HR 5 par rapport aux transitions, à *tf près. Les moyens de détection de transitions comprennent deux comparateurs à seuil 510 et 511 et une porte OU-EXCLUSIF 512 Les comparateurs 510 et 511 reçoivent le signal d'entrée SE 5 qui, par ailleurs, est appliqué aux entrées D et CL des bascules 20 et 21 respectivement Le signal SE 5 est comparé à deux seuils de tension SO et SI dans les comparateurs 510 et 511 qui sont tels que: VO moyenne, les impulsions de transition TI ont une largeur égale à 2 A 5. Les moyens signalant la phase d'horloge récupérée dans le circuit 51 sont sous la forme d'une bascule de type D 513, et d'un inverseur Z 5 514 Le signal d'horloge récupérée HR 5 est appliqué à l'entrée d'horloge CL de la bascule 513 à travers l'inverseur 514, ainsi qu'aux entrées CL et D des bascules 20 et 21 La sortie de la porte 512 est reliée à l'entrée D de la bascule 513 La sortie Q de la bascule 513 produit le 17 - signal de détection de phase SP 5 Comme montré à la deuxième ligne de la Fig 5 B, lorsque le signal HRS complémentaire du signal d'horloge HR 5 et produit par l'inverseur 514 présente des fronts montants compris dans la largeur 2,b Ye des impulsions TI, le signal SP 5 est à l'état " 1 ". Le circuit de validation de signal d'erreur 52 comprend une porte ET à deux entrées 521 et une bascule de type D 522 Les entrées de la porte 521 reçoivent respectivement les signaux HR 5 et SP 5 La sortie de la porte 521 est reliée à l'entrée d'horloge CL de la bascule 522 et reproduit au moins une période du signal d'horloge HR 5 en réponse à l'état " 1 " du signal de détection de phase SP 5 La sortie Q de la bascule 21 produisant le signal d'erreur E 2 sortant du comparateur de phase CP 2 est reliée à l'entrée D de la bascule 522 dont la sortie Q produit un signal d'erreur E 5. Ainsi, lorsque le signal SP 5 est à l'état " 1 ", la porte 521 est ouverte, et la bascule 522 lit le signe du signal d'erreur e 2 en reproduisant celui-ci. La Fig 5 D montre un diagramme de phase relatif au fonctionnement du comparateur CP 5 selon l'invention Dans ce diagramme, les signaux sont représentés sous forme vectorielle, et il est indiqué un déphasage relatif At entre le signal d'entrée SE 5 représenté par un vecteur fixe VE, et le signal d'horloge récupérée HR 5 représenté par un vecteur VH tournant en fonction du temps Plus précisément, le vecteur VE représente la phase du milieu d'une transition logique modulo 211 du signal d'entrée SE 5, et le vecteur VH représente la phase d'un front montant du signal d'horloge complémentaire HAIS Le déphasage Zf est donc représenté par un angle orienté entre le vecteur VE et le vecteur VH Il est supposé par la suite qu'un écart de fréquence AF 5 entre une fréquence FHS du 18 - signal d'horloge récupérée HR 5 et la fréquence FE 5 = 1/TE du signal d'entrée SE 5 est très petit devant ladite fréquence FES du signal d'entrée Néanmoins le comparateur CPS fonctionne pour une large plage d'acquisition en fréquence comparativement à la technique antérieure. Dans la suite, des informations sont indiquées pour déterminer une limite supérieure d'un écart de fréquence AF 5 afin de permettre un fonctionnement convenable d'un circuit de récupération de rythme incluant le comparateur CP 5. Comme montré à une troisième ligne de la Fig 2 B, on rappelle que le signal d'erreur E 2 est à l'état "O" lorsque le signal d'horloge HR 5 est en avance AV par rapport au signal d'entrée SE 5, ce qui se traduit par une rotation positive du vecteur VH suivant le sens contraire des aiguilles d'une montre, et à l'état " 1 " lorsque le signal HR 5 est en retard RE par rapport au signal SES, ce qui se traduit par une rotation négative du vecteur VH suivant le sens des aiguilles d'une montre. La largeur 2 LN 59 des impulsions de transition TI produites à chaque transition du signal SES par les moyens de détection de transitions 510-511-512 est représenté par un angle 289 sur le diagramme de phase. En effet, le vecteur VE correspond au milieu d'une transition du signal d'entrée à modulo 2 H près et donc une largeur d'impulsion peut être traduite par un angle sur le diagramme de phase Lorsque le vecteur VH appartient à cet angle, le signal SP 5 est alors à l'état " 1 ". Une telle représentation couramment utilisée pour les signaux analogiques est ici valable avec l'hypothèse que l'écart de fréquence AF 5 est très petit devant la fréquence du signal d'entrée SES. Lorsque la fréquence FH 5 du signal d'horloge récupérée HR 5 est inférieure à la fréquence FE 5 = 1/TE du signal d'entrée SES et tend vers la fréquence FE 5, le vecteur d'horloge VH tourne dans le sens 19 contraire des aiguilles d'une montre Les fronts montants du signal d'horloge HR 5 se déphasent à chaque période d'horloge d'un écart de fréquence relatif de + -(AF 5/FE 5)2 fl par rapport au signal d'entrée SE 5. Ainsi, au début d'une phase d'acquisition, par exemple, lorsque l'écart de fréquence L\F 5 est positif et le signal d'horloge récupérée HR 5 présente initialement un retard de phase RE alors représenté par un déphasage négatif Af diminuant en module, le signal d'erreur E 2 est alors à l'état " 1 " et le vecteur VH tourne suivant le sens contraire des aiguilles d'une montre Le signal de détection de phase SP 5 est alors à l'état "O" Lorsque le vecteur tournant VH est positionné dans le premier demi-écart angulaire -/B, des fronts montants du signal d'horloge complémentaire H Ri S coïncident avec des impulsions de transition TI du signal SE 5 Le signal de validation passe à l'état " 1 ", la porte ET 521 est ouverte et le signal d'erreur E 2 est alors reproduit à la sortie Q de la bascule 522 précisément par le signal d'erreur E 5, à l'état " 1 ". Puis le vecteur tournant VH représentant la phase du signal d'horloge complémentaire HRS s'inscrit dans un deuxième demi-écart angulaire +AB, le signal d'erreur ES à la sortie du comparateur de phase CP 2 passe alors à l'état "O", le signal de détection de phase SP 5 est toujours à l'état " 1 ", et la porte ET 521 est ouverte En réponse à un front montant du signal d'horloge HR 5 succédant au changement d'état du signal d'erreur E 2, le signal d'erreur E 5 passe à l'état "O" et est maintenu à cet état tant que le vecteur d'horloge tournant VH est inscrit dans l'écart angulaire lO,T-,n 5 l, c'est-à-dire jusqu'à un prochain "passage" du vecteur tournant VT dans le demi écart angulaire -t 8. Ainsi, pour un écart de fréquence positif, le signal d'erreur e 5 est maintenu à l'état O "", excepté pour une largeur d'une demi-impulsion -9, et cela à partir d'une transition du signal de détection de phase SP 5 à l'état " 1 " correspondant à une coïncidence des fronts montants du signal d'horloge complémentaire HRS avec des impulsions TI. Lorsque la fréquence FH 5 du signal d'horloge récupérée est supérieure à la fréquence FE 5 = 1/TE du signal d'entrée SE 5 et tend vers la fréquence FE 5, un résultat complémentaire du précédent et correspondant à un écart de fréquence négatif -(ALF 5/FE 5)25 conduit à ce que le signal d'erreur E 5 est maintenu à l'état " 1 " excepté pour une demi- largeur d'impulsion TI/2 correspondant à un déphasage +i X. Le signal d'erreur "essentiellement" à l'état " O " et à l'état " 1 " respectivement pour des écarts de fréquence positif et négatif est appliqué à l'oscillateur commandé en tension VCO à travers le filtre FP pour asservir la fréquence FH 5 de l'horloge récupérée HR 5 à la fréquence FE 5 du signal. Pour un bon fonctionnement du comparateur CP 5, il est nécessaire que le signal d'erreur e 5 soit "très rapidement" mis à l'état " 1 " ou "o"f pour asservir convenablement l'oscillateur commandé en tension VCO à la fréquence du signal, c'est-à-dire lors d'un premier "passage" du vecteur tournant VH dans un demi-écart angulaire acquisitions en fréquence. Mais également les largeurs d'impulsions TI doivent être les plus petites possibles pour permettre un bon fonctionnement de l'oscillateur commandé en tension VCO En pratique, on obtient des "largeurs" d'acquisition en fréquence environ dix fois supérieures à celles de la technique antérieure. 21 - La première ligne de la Fig SE montre la caractéristique du signal d'erreur E 2 obtenu à la sortie du comparateur de phase CP 2 pour un écart de fréquence positif et négatif entre le signal d'horloge récupérée HR 2 et le signal d'entrée SE 2 L'axe des abscisses désigne le déphasage àb entre le signal d'horloge HR 2 et le signal d'entrée SE 2. L'interprétation de cette caractéristique s'effectue de la manière suivante: dans le cas d'un écart de fréquence positif, on "suit" la caractéristique de la droite vers la gauche en fonction du déphasage àb évoluant au cours du temps, et l'on obtient le signal d'erreur E 2; dans le cas d'un écart de fréquence négatif, on "suit la courbe" de la gauche vers la droite. Les seconde et troisième lignes de la Fig 5 E montrent respectivement les caractéristiques du signal d'erreur E 5 obtenues pour un écart de 1 S fréquence positif et pour un écart de fréquence négatif En d'autres termes, l'oscillateur commandé en tension VCO reçoit un signal de commande CV 5 à travers le filtre FP pour asservir convenablement la fréquence de l'horloge récupérée HR 5 à la fréquence du signal d'entrée SES Le signal CV 5 dépend du signal d'erreur ES à la sortie du comparateur CPS qui peut être à l'état " 1 " ou " O " pour un écart de fréquence positif et un écart de fréquence négatif. En variante, un autre comparateur de phase/fréquence de type signe CP 6 comprend le comparateur CP 3 montré à la Fig 3, le circuit d'évaluation de déphasage 51, et le circuit de détection de phase 52, comme montré à la Fig 6 Les circuits 51 et 52 sont agencés de la même manière que dans la Fig 5 Le signal numérique d'entrée SE 6 est appliqué à l'entrée D de la bascule 30, à l'entrée de la ligne à retard 32 et 22 - aux entrées des comparateurs à seuil 510 et 511 Le signal d'horloge récupérée HR 6 est appliqué à l'entrée d'horloge CL de la bascule 30, à l'inverseur 514 et à une entrée de la porte ET 521 La sortie Q de la bascule 30 fournit un signal régénéré SR 6 La sortie Q de la bascule 31 fournit le signal d'erreur e 3 et est reliée à l'entrée D de la bascule 522 La sortie Q de la bascule 522 établit un signal d'erreur E 6 sortant du comparateur CP 6 On obtient les mêmes caractéristiques du signal de commande en fonction d'un écart de fréquence positif ou négatif AF 6 que celles montrées dans la Fig 5 E. Des comparateurs de phase/fréquence selon l'invention incluant un comparateur de phase linéaire, dit comparateur de Hogge, sont maintenant décrits. En référence à la Fig 7 A, un premier comparateur de phase/fréquence CP 7 comprend deux bascules 740 a et 740 b, deux portes OU-EXCLUSIF 741 a et 741 b et une ligne à retard 743 agencés comme les éléments 40 a, 40 b, 41 a et 41 b, et 43 dans le comparateur de phase linéaire CP 4 Le comparateur CP 7 comporte également un circuit d'évaluation de déphasage 751 dans lequel on retrouve les éléments 510 à 514 dans le circuit d'évaluation 51 de la Fig 5 A Le signal numérique d'entrée SE 7 est ainsi appliqué à une entrée de la porte 741 a, à l'entrée D de la bascule 740 a et aux entrées des comparateurs à seuil 510 et 511 dans le circuit 751, et le signal d'horloge récupérée HR 7 est appliqué à l'entrée CL de la bascule 740 a, et à travers l'inverseur 514 qui fait également office d'inverseur 44 (Fig 4), aux entrées CL des bascules 740 b et 513. Le comparateur CP 7 comprend également un circuit de détection de signe d'écart de fréquence 70, un circuit logique 703 et un amplificateur 23 - différentiel 742 produisant un signal d'erreur E 7 Le circuit de détection 70 comprend deux bascules 701 et 702 en cascade Les entrées D et CL de la bascule 701 reçoivent respectivement le signal I Ra issu de la ligne à retard 743, et le signal Ib issu de la porte 741 b La sortie Q de la première bascule 701 est reliée à l'entrée D de la seconde bascule 702 et produit un signal d'avance/retard Q 701 dont les états sont représentatifs de l'avance et du retard du signal d'horloge HR 7 par rapport au signal d'entrée L'entrée d'horloge CL de la bascule 702 reçoit un signal de phase SP 7 issu de la bascule 513, identique au signal SP 5 établi par le circuit 51, à travers un inverseur 704 La sortie Q de la bascule 702 produit un signal de signe d'écart de fréquence SF qui est fonction du sens des transitions logiques détectées dans le signal d'avance/retard Q 701 lorsque le signal SP 7 est à l'état " 1 " Le circuit logique 703 du type réseau logique programmable (PLA) reçoit sur deux premières entrées les signaux I Ra et Ib, et sur deux secondes entrées le signal de signe d'écart de fréquence SF et le signal de phase SP 7 afin de produire à des sorties respectives des signaux logiques u 7 et v 7 tels que u 7 = SP 7 I Ra + SP 7 SF v 7 = SP 7 Ib + SP 7SF Les signaux u 7 et v 7 sont respectivement appliqués à l'entrée directe et à l'entrée inverse de l'amplificateur différentiel 742 équivalent à l'amplificateur 42 dans le comparateur de phase CP 4 (Fig 4 A). Le fonctionnement du comparateur CP 7 est maintenant plus précisément décrit en référence aux Figs 7 B, 7 C et 7 D et 7 E. Comme déjà signalé, le signal de détection de phase SP 7 est identique au signal de détection de phase SP 5 de la Fig 5 A Le signal SP 7 passe à un état haut l''1 ' lorsqu'un front montant du signal complémentaire 24 - coïncide avec une impulsion TI, c'est-à-dire au voisinage 2,a d'un HR 7 état stable pour lequel les signaux HR 7 et SE 7 sont considérés en phase. Les diagrammes temporels des Figs 7 B et 7 C concernent respectivement un signal d'horloge HR 7 ayant une fréquence FH 7 inférieure à celle FE 7 du signal d'entrée SE 7, soit un écart de fréquence AF 7 = FE 7 FH 7 > 0, et un signal d'horloge HR 7 ayant une fréquence FH 7 supérieure à celle FE 7 du signal d'entrée SE 7, soit un écart de fréquence AF 7 = FE 7 FH 7 à l'état " 1 " lorsque le signal d'horloge est en retard de phase RE. En référence au diagramme de phase de la Fig 5 D en combinaison avec la Fig 7 B, pour un écart de fréquence AF 7 positif, le vecteur tournant VH représentant la phase d'un front montant du signal complémentaire HJ 7 variant en fonction du temps évolue dans le sens contraire des aiguilles d'une montre pour passer d'une avance de phase à un retard de phase cycliquement En d'autres termes, l'avance de phase diminue et le retard de phase augmente de part et d'autre d'un déphasage quasi-nul à Agi près, signalé par un front montant du signal d'avance/retard Q 701 en sortie de la bascule 701 Le front montant du signal Q 701 est inscrit dans un créneau du signal de phase SP 7 signalant une "mise en phase" momentanée La seconde bascule 702 dans le circuit lit l'état du signal Q 7 oî après le passage de mise en phase de manière, grâce au signal complémentaire SP 7, à produire à sa sortie Q un signal SF à l'état " 1 " qui traduit le signe positif de l'écart de fréquence FE 5-FH 5. Le circuit logique 703 vise à sélectionner des impulsions I Ra et Ib pendant au moins une période d'horloge TH déterminée par un créneau du signal de phase SP, ces impulsions ayant des largeurs différentes respectivement égales à la demi-période TE/2 = 1/( 2 FE 7) du signal d'entrée à L 5 près et à la demi-période TH/2 = 1/( 2 FH 7) du signal d'horloge récupérée Le circuit logique 703 reçoit d'une part les signaux d'impulsion I Ra et Ib et d'autre part les signaux SF et SP 7 pour produire deux signaux logiques u 7 et v 7 parallèles tels que u 7 = SP 7 I Ra + SP 7 SF v 7 = SP 7 Ib + SP 7 SF et dans le cas présent, pour AF 7 > 0, soit SF = " 1 ", tels que: u 7 = SP 7 I Ra + SP 7 v 7 = SP 7 Ib Le premier signal u 7 reproduit une impulsion de largeur TE/2 et le second signal v 7 reproduit une impulsion de largeur TH/2 pendant la durée d'un créneau du signal de signe SP 7 Les signaux u 7 et v 7 sont appliqués respectivement aux entrées directe et inverse de l'amplificateur différentiel 742 qui produit un signal d'erreur E 7 dont l'amplitude est fonction de la différence des largeurs (TH-TE)/2 des impulsions et est en moyenne positive. D'une manière analogue, en référence aux Figs 5 D et 7 C, pour un écart de fréquence AF 7 négatif, le signal de signe d'écart de fréquence SF est à l'état " 0 " et résulte d'un passage d'un retard de phase RE diminuant, signalé par un état " 1 " du signal Q 701, à une avance de phase augmentant AV, signalée par un état " O "n du signal Q 701 En effet, dans ce cas le vecteur tournant VH "tourne" dans le sens inverse des aiguilles d'une montre, les fronts montants du signal de phase SP 7 coïncident alors avec un retard de phase et les fronts descendants coïncident avec une avance de phase Le signal Q 701 est alors échantillonné à l'état "O" Les signaux u 7 et v 7 issus du circuit logique 703 sont 26 - u 7 = SP 7 I Ra v 7 = SP 7 Ib + SFP 7. Le signal d'erreur E 7 a alors une amplitude moyenne négative qui est fonction de l'écart de fréquence négatif AF 7. Les caractérisques du signal d'erreur E 7 en fonction du déphasage Ab sont montrées à la Fig 7 D et 7 E respectivement pour un écart de fréquence positif et pour un écart de fréquence négatif. La courbe en dents de scie dessinée en traits interrompus courts dans les Figs 7 D et 7 E traduit le signal d'erreur E 4 du comparateur de Hogge ou plus précisément la moyenne temporelle CV 4 du signal c 4 pour un écart de fréquence donné dans le comparateur de Hogge CP 4 En effet, pour un écart de fréquence AF 4 nul entre l'horloge récupérée HR 4 et le signal d'entrée SE 4 dans le comparateur de Hogge CP 4 montré à la Fig 4 A, les impulsions dans le signal E 4 montrées aux Figs 4 B et 4 C sont respectivement négatives et positives, et les moyennes temporelles associées CV 4 pour asservir la phase de l'oscillateur VCO à la phase du signal d'entrée sont respectivement fonction de la largeur de ces impulsions dont la largeur maximale est égale à TE/2 Ainsi, lorsque l'écart fréquence AF 4 est différent de zéro, on passe d'une avance à un retard de phase avec des impulsions de signal E 4 dont la largeur varie La moyenne temporelle associée décrit alors une droite entre un retard de phase maximum (-TE/2) et une avance de phase maximum (+TE/2). Dans le cas d'un écart de fréquence AF 7 positif dans le comparateur phase/fréquence CP 7 selon l'invention, les signaux u et v appliqués à l'amplificateur différentiel 742 sont tels que: u 7 = SP 7 I Ra + SP 7 v 7 = SP 7 Ib 27 - et donc des impulsions I Ra et Ib sont "validées"t dans le circuit logique 703 lorsque le signal de phase SP est à l'état " 1 ", c'est-à-dire au voisinage =LN d'un état stable de déphasage nul Au dehors du voisinage =LN d'un état stable, le signal SP 7 est à l'état "O" et donc les signaux u 7 et v 7 appliqués aux entrées de l'amplificateur différentiel 742 sont tels que u 7 = SP 7 SF = " 1 " et v 7 = SP 7 SF = " O ", ce qui impose une amplitude maximum positive au signal d'erreur E 7 et à sa moyenne temporelle CV 7 commandant l'oscillateur VC 0, proportionnelle à u 7-v 7 " 1 " Ainsi, pour un écart de phase Zi centré autour des états stables, la caractéristique du comparateur CP 7 est identique à la caractéristique du comparateur de Hogge CP 4 représenté par des segments de droite tel que montré à la Fig 7 D dans les intervalles lN TE-9, N TE + n Bl, o N est un entier positif ou négatif A l'extérieur des écarts de phase =, centrés autour des états stables, on obtient un niveau d'amplitude en sortie de l'amplificateur 742 pour une application de u 7 = " 1 " et v 7 =" O ". Des résultats analogues sont également obtenus pour un écart de fréquence AF 7 =FE 7-FH 7 négatif, comme montré aux Figs 7 B et 7 E Au voisinage:i D d'un état de phase stable, dans des intervalles lN TE-Ln, N.TE + Ztl, la caractéristique du comparateur CP 7 varie linéairement en fonction du déphasage comme celle du comparateur de Hogge CP 4 A l'extérieur de ces intervalles, les signaux u 7 et v 7 sont tels que u 7 = 0 et v 7 = 1 ce qui impose une amplitude de maximum négative au signal d'erreur E 7 et à sa moyenne temporelle CV 7. Les Figs 7 B à 7 D montrent clairement que la sortie de l'amplificateur différentiel 742 asservit convenablement la fréquence 28 - de l'horloge récupérée HR 7 grâce à un signal de tension à amplitude tantôt positive, tantôt négative, appliqué à l'oscillateur commandé en tension VCO à travers le filtre actif FP. Le comparateur de phase/fréquence CP 8 présenté à la Fig 8 A est une variante du comparateur CP 7. Le comparateur de phase/fréquence CP 8 comprend deux bascules 740 a et 740 b, deux portes OU EXCLUSIF 741 a et 741 b, une ligne à retard de TE/2 743, un circuit de détection de signe d'écart de fréquence 70, un circuit logique 703, un inverseur 704, et un amplificateur différentiel 742 identiques à ceux inclus dans le comparateur CP 7 et reliés de la même manière. Le comparateur CP 8 comprend également un circuit d'évaluation de déphasage 851 comprenant les deux comparateurs à seuil 510 et 511, la porte OU-EXCLUSIF 512, la bascule de type D 513 et l'inverseur 514 identiques à ceux inclus dans le circuit 751 et reliés de la même manière. Le circuit 851 comprend en plus une bascule 80 de type D et une bascule 81 du type RS L'entrée D de la bascule 80, comme celle de la bascule 513, est reliée à la sortie de la porte OU-EXCLUSIF 512 L'entrée d'horloge CL de la bascule 80 reçoit directement, comme la bascule 740 a, le signal d'horloge récupérée HR 8 qui est également appliqué aux entrées d'horloge des bascules 740 b et 513 à travers l'inverseur 514. Les sorties Q des bascules 513 et 80 sont reliées aux entrées respectives S et R de la bascule 81 et produisent un signal de phase SP et un signal de déphasage SD La sortie Q de la bascule 81 applique un signal de phase-déphasage SPD à l'entrée d'horloge CL de la seconde bascule 702 dans le circuit de détection de signe d'écart de fréquence 70 à travers 29 l'inverseur 704 Les sorties Q des bascules 81 et 702 sont reliées aux secondes entrées du circuit logique 703. Ainsi le circuit logique 703 reçoit sur les deux premières entrées les signaux I Ra et lb respectivement issus de la ligne à retard 743 et de la porte OU-EXCLUSIF 741 b, et sur les deux secondes entrées le signal SPD issu de la bascule RS et le signal SF issu de la sortie du circuit de détection de signe d'écart de fréquence 70 pour appliquer deux signaux de sorties u 8 et v 8 aux entrées directe et inverse de l'amplificateur différentiel 742 respectivement. Le fonctionnement du comparateur CP 8 est maintenant décrit essentiellement au regard de la fonctionnalité supplémentaire introduite par les bascules 80 et 81 par rapport au comparateur CP 7. Il est rappelé que le signal de phase SP issu de la bascule 513 comporte des impulsions de phase à l'état " 1 " ayant une largeur TH lorsque des fronts descendants du signal d'horloge recupérée HR 8 coincident avec des impulsions TI à la sortie de la porte OU-EXCLUSIF 512, c'est-à-dire au voisinage d'un état stable, lorsque le déphasage Ab quasi-nul entre l'horloge recupérée HR 8 et le signal d'entrée SE 8 est inférieur à une largeur 2 LX 9 d'impulsion TI De même, le signal de déphasage SD à la sortie Q de la bascule 80 comporte des impulsions d'opposition de phase à l'état " 1 " pendant une durée TH lorsque des fronts montants du signal d'horloge récupérée HR 8 coïncident avec des impulsions TI, c'est- à-dire au voisinage d'un état instable AI = H lorsque les fronts montants du signal d'horloge récupérée HR 8 coincident avec des impulsions de largeur 2 MO et donc avec les fronts montants du signal d'entrée SE 8 à:N 5 près Le signal SDP à la sortie Q de la bascule 81 saute alors à l'état " 1 " en réponse à un état stable et donc à un déphasage sensiblement égal à O traduit par SP = " 1 " et à l'état - " O " en réponse à un état instable et donc à un déphasage sensiblement égal à Il traduit par SD = " 1 " Le signal de signe d'écart SF en sortie de la bascule 702 demeure inchangé. Le circuit logique 703 dans le comparateur CP 8 effectue les mêmes opérations que dans le comparateur CP 7 et établit deux signaux u 8 et v 8 qui sont tels que, pour un écart positif de fréquence FE 8-FH 8 > O signalé par SF = " 1 ": u 8 = SDP I Ra + SDP v 8 = SDP Ib, et pour un écart négatif de fréquence FE 8-FH 8 = '0 ": u 8 = SDP I Ra v 8 = SDP Ib + SDP Pendant un intervalle périodique de retard déphasé lNTE-L 9, ( 2 N + 1)TE/2 Ll pour SF = " 1 ", le signal SDP est à l'état " 1 ", et par suite, le signal u 8 reproduit les impulsions I Ra et le signal v 8 reproduit les impulsions Ib La différence de signaux u 8 v 8 est effectuée par l'amplificateur différentiel pour produire un signal d'erreur E 8 dont l'amplitude varie pour chaque cycle de phase de TE en fonction de la différence de largeurs entre plusieurs impulsions successives I Ra et Ib, au lieu de la différence des largeurs entre une impulsion I Ra et Ib dans le comparateur CP 7 Le signal d'erreur E 8 est donc plus précis que le signal E 7, et en particulier dépend moins d'absence de transitions dans le signal d'entrée lorsque celui-ci est composé de séquences de bits consécutifs au même état logique " 1 " ou " O " Un résultat analogue est obtenu pendant des intervalles périodiques 31 d'avance de phase l ( 2 N-1)TE/2 +,o, N TE + z A 6 l pour SF = "I" correspondant à des écarts de fréquence négatif. Ainsi en référence aux Figs 8 B et 8 C, il apparaît que la moyenne temporelle CV 8 du signal d'erreur E 8 présente les caractéristiques de celle relative au comparateur de Hogge CP 4 seulement au voisinage Lye d'un état stable, et varie également linéairement en croissant entre des déphasages lNTE + n D, ( 2 N + 1) TE/2 ADl lorsque le vecteur d'horloge VH tourne dans le sens contraire des aiguilles d'une montre correspondant à un écart de fréquence positif, et en décroissant entre des déphasages lNTE AD, ( 2 N 1) TE/2-tel lorsque le vecteur VH tourne dans le sens des aiguilles d'une montre correspondant à un écart de fréquence négatif. Comme déjà dit, le comparateur de phase/fréquence CP 8 établit un signal d'erreur dont le signe et l'amplitude varie statistiquement sensiblement une demi-période de déphasage TE/2 sur deux après le passage du signal d'horloge récupérée en phase avec le signal d'entrée. Cette propriété autorise la modification du signal d'erreur même lorsque le signal d'entrée SE 8 n'offre pas de transition au voisinage de l'état zo stable de phase D'une manière plus générale, le circuit d'évaluation de déphasage détecte, selon d'autres variantes, plusieurs déphasages prédéterminés entre le signal d'horloge et le signal d'entrée pendant plusieurs périodes d'horloge respective. Cette propriété peut être également reportée dans les comparateurs de phase/fréquence CP 5 et CP 6 afin de produire des créneaux dans le signal de phase SPS, SP 6 qui sont plus longs qu'une période TH du signal d'horloge regénérée, par exemple égales à deux ou trois périodes successives TH de manière à modifier le signal d'erreur E 5, E 6, 32 respectivement à ajouter des impulsions de largeurs TE/2 et TH/2 dans les signaux u 7 et v 7, en réponse à des transitions du signal d'entrée au voisinage de l'état stable Dans ce cas, le circuit 51 peut être remplacé par le circuit 851. Il est à noter que les réalisations décrites en détail ci-dessus sont données à titre d'exemple et que d'autres variantes entrant dans le cadre de l'objet de la demande de brevet défini ci-après peuvent être conques par l'homme du métier En particulier, d'autres combinaisons d'éléments logiques, tels que portes et bascules ainsi que lignes à retard conférant des retards proportionnels à des multiples d'une valeur nominale de AS, peuvent être utilisés pour obtenir des résultats analogues aux comparateurs de phase/fréquence détaillés ci-dessus. 33 - REVENDICATIONS 1 Comparateur de phase/fréquence (CP 5;CP 7) comprenant des moyens de comparaison de phase (CP 2; CP 4) comparant les phases d'un signal numérique d'entrée (SE 5;SE 7) ayant une période binaire prédéterminée (TE) et d'un signal d'horloge (HR 5;HR 7) ayant une période d'horloge (TH) variable à un intervalle de temps ( 2 t A) près par rapport à ladite période binaire afin de produire un premier signal d'erreur (E 2; E 4) dont le signe est fontion du signe de la différence de phase entre le signal d'entrée et le signal d'horloge, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens d'évaluation de déphasage ( 51; 751) pour détecter un déphasage prédéterminé ( d'horloge (TH), en réponse au signal de détection de phase (SP 5;SP 7). 2 Comparateur de phase/fréquence (CP 5;CP 7) conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que le déphasage prédéterminé ( est sensiblement égal à zéro à l'intervalle de temps ( 2 MB) près. 3 Comparateur de phase/fréquence (CP 5;CP 7) conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens d'évaluation de phase ( 51, 751) comprennent des moyens ( 510,511,512) pour détecter des transitions entre états logiques dans le signal d'entrée (SE 5;SE 7) afin de produire des impulsions de transition (TI) ayant une largeur sensiblement égale à l'intervalle de temps ( 2 M), et des moyens ( 513) pour produire une impulsion du signal de détection de phase (SP 5;SP 7) ayant une largeur au moins égale à une période d'horloge (TH) en réponse 34 - à une impulsion de transition (TI) sensiblement en phase avec un signal d'horloge (HR 5; HR 7) complémentaire dudit signal d'horloge. 4 Comparateur de phase/fréquence (CP 8) conforme à la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens d'évaluation de phase détectent plusieurs déphasages prédéterminés (L Mf = à-9;b = TE/2 =LÉf) entre le signal d'horloge (HR 8) et le signal d'entrée (HE 8) pendant plusieurs périodes d'horloge respectives (TH). Comparateur de phase/fréquence (CP 8) conforme à la revendication 4, caractérisé en ce que les déphasages prédéterminés sont sensiblement égaux à O et N à l'intervalle de temps ( 2 M) près. 6 Comparateur de phase/fréquence (CP 8) conforme à la revendication 4 ou 5, caractérisé en ce que les moyens d'évaluation de phase ( 851) comprennent des moyens ( 510,511,512) pour détecter des transitions entre états logiques dans le signal d'entrée (SE 8) afin de produire des impulsions de transition (TI) ayant une largeur sensiblement égale à l'intervalle de temps ( 2 LC), des moyens ( 513) pour produire une impulsion de phase (SP) ayant une largeur au moins égale à une période d'horloge (TH) en réponse à une impulsion de transition (TI) sensiblement en phase avec un signal d'horloge (Hh 8) complémentaire dudit signal zo d'horloge (HR 8), des moyens ( 80) pour produire une impulsion d'opposition de phase (SD) ayant une largeur au moins égale à une période d'horloge (TH) en réponse à une impulsion de transition (TI) sensiblement en phase avec ledit signal d'horloge (HR 7), et des moyens ( 81) pour produire une impulsion du signal de détection de phase (SDP) sensiblement entre l'impulsion de phase (SP) et l'impulsion d'opposition de phase (SD). 7 Comparateur de phase/fréquence (CP 5), conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que les moyens - pour modifier ( 52) comprennent des moyens ( 521) pour reproduire au moins une période (CL 522) du signal d'horloge (HR 5) en réponse au signal de détection de phase (SPS), et des moyens ( 522) pour lire le signe du premier signal d'erreur (E 2) en réponse à la période de signal d'horloge reproduite afin d'établir le second signal d'erreur (e 5). 8 Comparateur de phase/fréquence (CP 5) conforme à la revendication 7 dans lequel les moyens de comparaison de phase (CP 2) comprennent une bascule ( 21) ayant une entrée de données recevant le signal d'horloge (HR 5), une entrée d'horloge recevant le signal d'horloge (SE 5), et une sortie transmettant le premier signal d'erreur (E 2). 9 Comparateur de phase/fréquence (CP 6) conforme à la revendication 7 dans lequel les moyens de comparaison de phase (CP 3) comprennent une première bascule ( 30) ayant une entrée de données recevant le signal d'entrée (SE 6), une entrée d'horloge recevant le signal d'horloge (HR 6), et une seconde bascule ( 31) ayant une entrée de données recevant le signal d'entrée (SE 6) à travers une ligne à retard ( 32) conférant un retard d'une demi-période binaire (TE/2), une entrée d'horloge reliée à une sortie de la première bascule ( 30), et une sortie transmettant le premier signal d'erreur (E 3). 10 Comparateur de phase/fréquence (CP 7;CP 8) conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que le second signal d'erreur (E 7; E 8) a une amplitude variant en signe et grandeur en fonction de la différence entre la période d'horloge variable (TH) et la période binaire (TE). 11 Comparateur de phase/fréquence (CP 7;CP 8) conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 6 et 10, caractérisé en ce que les moyens de comparaison de phase comprennent des moyens ( 740 a,741 a, 743) pour établir des premières impulsions (I Ra) ayant des 36 - largeurs variant en fonction du déphasage (AV,RE) entre le signal d'horloge (HR 7;HR 8) et le signal d'entrée (SE 7;SE 8), des moyens ( 740 b,741 b) pour établir des secondes impulsions (Ib) ayant des largeurs (TH/2) proportionnelles à la période d'horloge, et un moyen d'amplification différentielle ( 742), et en ce que les moyens pour modifier comprennent des moyens ( 70) pour comparer les largeurs de première et seconde impulsions en réponse au signal de détection de phase (SP;SPD) afin de produire un signal de signe logique (SF) dont les états sont représentatifs du signe de la différence entre la période binaire (TE) et la période d'horloge (TH), et des moyens ( 703) pour sélectionner des première et seconde impulsions pendant au moins une période d'horloge (TH) déterminée par le signal de détection de phase de manière à produire des premier et second signaux (u 7,v 7;u 8,v 8) reproduisant respectivement les première et seconde impulsions sélectionnées contenues dans la période d'horloge déterminée et l'état du signal de signe (SF) et l'état inverse du signal de signe de part et d'autre de la période d'horloge déterminée, lesdits premier et second signaux étant appliqués audit moyen d'amplification différentielle ( 742) qui produit le second signal d'erreur (E 7;c 8). 12 Comparateur de phase/fréquence (CP 7;CP 8)conforme à la revendication 11, caractérisé en ce que les moyens pour comparer les largeurs d'impulsions ( 70) comprennent des moyens ( 701) recevant les premières et secondes impulsions (I Ra,Ib) pour établir un signal d'avance/retard (Q 701) dont les états sont représentatifs de l'avance et du retard du signal d'horloge (HR 7;HR 8) par rapport au signal d'entrée (SE 7;SE 8), et des moyens ( 702) pour détecter des transitions logiques dans le signal d'avance/retard (Q 701) en réponse au signal de détection de phase (SP;SPD) afin de produire le signal de signe (SF) en fonction 37 - du sens de chaque transition détectée. 13 Comparateur de phase/fréquence (CP 7;CP 8) conforme à la revendication 11 ou 12, caractérisée en ce que les moyens pour sélectionner sont un circuit logique 703 établissant des premier et second signaux tels que u = SP I Ra + SP SF, et v = SP Ib + SP SF o SP et SP dénotent le signal de détection de phase (SP;SDP) et le signal complémentaire de celui-ci, I Ra et Ib dénotent des première et seconde impulsions sélectionnées, et SF et SF dénotent le signal de signe et le signal complémentaire de celui-ci. 14 Circuit de récupération de rythme comprenant une boucle de verrouillage de phase incluant un comparateur de phase (CP) recevant le signal d'entrée numérique (SE) et le signal d'horloge (HR) pour produire un signal d'erreur (E) et un oscillateur commandé en tension (VCO) recevant le signal d'erreur (E) à travers des moyens de filtrage (FP) et produisant le signal d'horloge, caractérisé en ce que le comparateur de phase est un comparateur de phase/fréquence (CP 5;CP 6;CP 7;CP 8) conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 13.