FR 2680058 A1 19930205 FR 9109925 A 19910730 PROCEDE ET DISPOSITIF DE SYNCHRONISATION D'UN SIGNAL La présente invention concerne les boucles à verrouil- lage de phase et en particulier une boucle à verrouillage de phase numérique. Une boucle à verrouillage de phase, couramment appe- lée PLL (du terme anglo-saxon "Phase Locked Loop") est un dispo- sitif délivrant un signal synchronisé sur un signal de référen- ce, c'est-àdire ayant même phase et fréquence que le signal de référence En l'absence du signal de référence, le PLL délivre un signal de fréquence approximativement égale à la fréquence10 nominale du signal de référence, le but du PLL étant de suivre le signal de référence et de fournir un signal semblable au signal de référence en cas d'absence accidentelle de ce dernier. La figure l A illustre un schéma classique de PLL numé- rique simple, destiné à synchroniser les impulsions d'un signal interne Fint sur les impulsions d'un signal de référence SYNC. Ce PLL comprend un comparateur de phase numérique (PHASE-COMP) recevant les signaux Fint et SYNC et délivrant à sa sortie un signal SGN Le signal SGN prend un premier état logique ( 1) si le signal Fint est en avance de phase par rapport au signal20 SYNC, c'est-à- dire si une impulsion du signal Fint survient avant une impulsion du signal SYNC, et prend un deuxième état (O) si le signal Fint est en retard de phase Le signal Fint est obtenu par division d'un signal d'horloge CK à travers un divi- seur (DIV NH-NL) 12 piloté par le signal SGN du comparateur de phase Le diviseur 12 divise le signal CK par un nombre haut fixe NH lorsque le signal SGN est à " 1 " et par un nombre bas fixe NL lorsque le signal SGN est à IO'. Le nombre NH est tel que le signal Fint obtenu par division du signal d'horloge CK par ce nombre NH ait une période supérieure à la période nominale du signal de référence SYNC Le nombre NL est tel que le signal Fint ait une période inférieure à la période nominale du signal de référenoe SYNC. La figure 1 B illustre les signaux SYNC, Fint et SGN dans un exemple d'application du PLL de la figure l A à des signaux de télévision o le signal Fint est utilisé pour générer le balayage horizontal d'écran Le signal SYWC provient alors d'un circuit de réception ou d'un magnétoscope et sa période nominale est de 64 microsecondes. La période T du signal SYNC, notamment dans le cas d'un magnétoscope o elle est déterminée par la vitesse de défilement de la bande, peut fluctuer dans une plage assez importante Le nombre NH est choisi pour que le signal Fint correspondant ait une période longue TH supérieure à la période maximale du signal SYNC, par exemple 65 microsecondes. Le nombre NL est choisi pour que le signal Fint correspondant ait une période courte TL inférieure à la période minimale, par exemple 63 microsecondes. La figure 1 B illustre les signaux obtenus en régime établi en supposant que le signal SYNC est à sa période nominale de 64 microsecondes. A un instant t O, une impulsion du signal Fint est détectée avant une impulsion de synchronisation du signal SYNC, ce qui indique que le signal Fint est en avance de phase par rapport au signal SYNC Le signal SGN du comparateur de phase passe à l'état " 1 " et sélectionne la division du signal d'hor- loge CK par le nombre haut NH La période suivante du signal Fint est donc fixée à 65 microsecondes. A un instant tl, on détecte l'impulsion de synchro- nisation suivante du signal SYNC avant une impulsion du signal Fint Ceci indique que le signal Fint est en retard de phase par rapport au signal SYNC Le signal SGN passe à l'état "O" et sélectionne la division par le nombre bas NL et donc une période du signal Fint de 63 microsecondes. A un instant t 2, une impulsion du signal Fint est détectée avant l'impulsion de synchronisation suivante du signal SYNC, indiquant un retard de phase Le signal SGN bascule à l'état " 1 " et le processus se répète comme à l'instant t O. Dans le cas ci-dessus o la période T du signal de référence SYNC est constante et égale à la moyenne des périodes longue et courte du signal Fint, la période du signal Fint oscille à chaque période entre 63 et 65 microsecondes. Si la période T est légèrement supérieure à 64 micro- secondes, la période du signal Fint oscille de la même façon avec toutefois, de temps en temps, quelques périodes successives de 65 microsecondes Si la période T est légèrement inférieure à microsecondes, le signal Fint aura une période de 65 microse- condes avec de temps en temps une période de 63 microsecondes. En fait, les périodes longues ou courtes du signal Fint se25 succèdent de manière que la fréquence moyenne prise sur un grand nombre de périodes du signal Fint soit égale à celle du signal SYNC On peut montrer que le rapport cyclique du signal SGN s'exprime par (T-TL)/(TH- TL). Si la période T est supérieure à 65 microsecondes, la période du signal Fint se bloque à 65 microsecondes et est donc erronée. Les cas complémentaires se produisent lorsque la période T est comprise entre 63 et 64 microsecondes. Ainsi, oe PLL est capable de suivre un signal de réfé- renè SYNC seulement si sa période T est comprise entre des limites déterminées (ici 63 et 65 microsecondes) On a donc intérêt à écarter le plus possible les périodes extrêmes du signal Fint pour agrandir la plage de poursuite. Toutefois, en augmentant oet écart, on diminue la résolution du PLL En effet, en supposant que le signal SYNC est le signal de synchronisation de balayage horizontal d'un télévi- seur, les sauts de période entre les périodes extrêmes du signal Fint, à partir duquel le balayage est généré, se traduisent par des lignes sur l'écran débutant alternativement en avance ou en retard l'une par rapport à l'autre Si les périodes extrêmes du signal Fint sont trop grandes, ès décalages de ligne deviennent gênants car visibles à l'oeil nu (une verticale se met à ressem- bler à des créneaux). Un objet de la présente invention est de prévoir un PLL numérique simple ayant une grande plage de poursuite et une bonne résolution. Cet objet est atteint grâce à un procédé de synchroni- sation d'un signal interne sur un signal de référence ayant une période de référence, le signal interne ayant une période longue ou une période courte entre lesquelles est normalement comprise la période de référenoe, comprenant les étapes suivantes: a) analyser la durée de la période de référence par rapport aux durées des périodes longue et courte; b) si la période de référence est plus proche de la période longue que de la période courte, incrémenter la période courte; c) si la période de référence est plus proche de la période courte que de la période longue, décrémenter la période longue; d) si la période de référence est supérieure à la période longue, incrémenter la période longue; et e) si la période de référence est inférieure à la période courte, décrémenter la période courte. Selon un mode de réalisation de la présente invention, l'étape a) consiste à analyser un nombre prédéterminé des der- nières différenoes de phase successives entre le signal interne et le signal de référence et les conditions des étapes b) à e) sont réalisées respectivement si: le nombre d'avances de phase est plus élevé que le nombre de retards de phase; le nombre de retards de phase est plus élevé que le nombre d'avances de phase; il n'y a pas de retards de phase; et il n'y a pas d'avances de phase. Selon un mode de réalisation de la présente invention, il est prévu que, si le nombre d'avances de phase successives est supérieur à un nombre prédéterminé, on incrémente la période longue; et, si le nombre de retards de phase successifs est su- périeur au nombre prédéterminé, on décrémente la période courte. Selon un mode de réalisation de la présente invention, il est prévu les étapes consistant à comparer les périodes longue et courte et à inhiber la décrémentation de la période longue et l'incrémentation de la période courte quand la diffé- rence entre ces périodes est inférieure à un seuil prédéterminé. Selon un mode de réalisation de la présente invention, il est prévu les étapes consistant à comparer la période longue à une période maximale et inhiber l'incrémentation de la période longue si ces périodes sont égales; et comparer la période courte à une période minimale et inhiber la décrémentation de la période courte si ces périodes sont égales. La présente invention prévoit aussi un dispositif de synchronisation d'un signal interne sur un signal de référence, ces signaux comprenant chacun des impulsions se produisant normalement à une fréquence nominale, comprenant un comparateur de phase délivrant un signal de comparaison de phase à un état logique prédéterminé si la phase du signal interne est en avance par rapport à celle du signal de synchronisation, et à un état logique complémentaire dans le cas contraire; un diviseur de 5 fréquence programmable alimenté par une horloge et délivrant le signal interne; un multiplexeur fournissant au diviseur pour le programmer un nanbre binaire haut si ledit signal de comparaison est à un état prédéterminé, et un nombre binaire bas dans le cas contraire; des moyens pour mémoriser séquentiellement les10 derniers états du signal de conparaison; des premiers moyens de comptage cadencés par le signal interne et fournissant ledit naobre binaire haut au multiplexeur; des premiers moyens de détection mettant les premiers moyens de comptage en position de décauptage lorsque les derniers états mémorisés du signal de15 comparaison présentent un seul état à l'état prédéterminé; des deuxièmes moyens de comptage cadencés par le signal interne et fournissant ledit nambre binaire bas au multiplexeur; et des deuxièmes moyens de détection mettant les deuxièmes moyens de comptage en position de comptage lorsque les derniers états20 mémorisés du signal de comparaison présentent un seul état à l'état complémentaire. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ce dispositif comprend en outre des troisièmes moyens de détec- tion mettant les premiers moyens de comptage en position de25 canptage lorsque les états mémorisés du signal de comparaison sont tous à l'état prédéterminé; et des quatrièmes moyens de détection mettant les deuxièmes moyens de comptage en position de décomptage lorsque les états mémorisés du signal de compa- raison sont tous à l'état complémentaire. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ce dispositif comprend en outre un premier comparateur des nom- bres binaires haut et bas et mettant les premiers et deuxièmes moyens de comptage en position de repos si le nombre haut est inférieur ou égal au nombre bas. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ce dispositif comprend en outre un deuxième comparateur du nombre binaire haut à un nombre binaire maximum et mettant les premiers moyens de comptage à la position de repos en cas de dépassement; et un troisième comparateur du nombre binaire bas à un nombre minimum et mettant les deuxièmes moyens de comptage à la position de repos en cas de dépassement. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le diviseur programmable comprend un diviseur par deux nombres distincts dont l'un ou l'autre est sélectionné par le signal de sortie d'un générateur d'impulsions programmé par le nombre fourni par le multiplexeur. Ces objets, caractéristiques et avantages de la présente invention ainsi que d'autres seront exposés plus en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite en relation avec les dessins joints parmi lesquels: les figures l A et 1 B, précédemment décrites, représen- tent respectivement un PLL numérique classique et des signaux relatifs à ce PLL; La figure 2 représente un schéma simplifié d'un PLL numérique selon la présente invention; la figure 3 illustre un exemple de réalisation détaillé du PLL de la figure 2; et la figure 4 illustre un mode de réalisation d'un divi- seur programmable utilisable dans le PLL des figures 2 et 3. Dans un système de synchronisation à boucle à ver- rouillage de phase du type de celui de la figure 1 A, le procédé selon la présente invention consiste à modifier les périodes longue TH et courte TL du signal Fint de manière à les rapprocher le plus possible d'une période en cours T stable du signal SYNC en veillant à ce que cette dernière soit encadrée par les périodes longue et courte Cela est effectué de la manière suivante. A la suite d'un glissement de la fréquence du signal SYNC, la période T de ce dernier ne se trouve plus entre les périodes longue et courte du signal Fint Si elle est, par exem- ple, supérieure à la période longue, oette période longue est 5 incrémentée jusqu'à ce qu'elle redevienne supérieure à la pério- de T Si la période T est inférieure à la période courte, oette période courte est décrémentée jusqu'à oe qu'elle redevienne inférieure à la période T Ensuite, on rapproche la période du signal Fint la plus éloignée de la période T jusqu'à oe que10 l'autre période du signal Fint se trouve être la plus éloignée, et ainsi de suite jusqu'à ce que les périodes longue et courte soient distantes l'une de l'autre d'une valeur minimum déter- minée tout en encadrant la période T. La figure 2 illustre un schéma simplifié d'un PLL selon un mode de réalisation de la présente invention permettant cette modification des périodes longues et courtes du signal Fint par des modifications adéquates des nombres de division NH et NL de la figure l A Ce PLL comprend un comparateur de phase numérique 10, identique à celui utilisé dans le PLL clas-20 sique de la figure l A, recevant les signaux SYNC et Fint et délivrant le signal SGN Le signal Fint est obtenu par division d'un signal d'horloge CK à travers un diviseur par N programma- ble (DIV N) 13 Le diviseur 13 comprend une entrée de program- mation sur laquelle est présenté le nombre N Ce nombre N est fourni par un multiplexeur 14 à deux entrées L'état " 1 " du signal SGN sélectionne la première entrée du multiplexeur 14 sur laquelle est présenté le nombre haut NH mémorisé dans une mémoire 16 L'état " O " du signal SGN sélectionne la deuxième entrée du multiplexeur sur laquelle est présenté le nombre bas NL mémorisé dans une mémoire 17. Les éléments du PLL selon l'invention décrits ci- dessus ont les mêmes fonctions que ceux du PLL classique de la figure l A et ont le même but de générer un signal Fint avec des périodes courtes TL et longues TH se succédant de telle35 manière que la période moyenne du signal Fint prise sur un grand nombre de périodes soit égale à la période T du signal SYNC. Le diviseur par NH ou par NL 12 classique a été remplacé par le diviseur programmable 13 auquel on fournit de l'extérieur l'un ou l'autre des nombres NH et NL par l'in- termédiaire du multiplexeur 14 commuté par le signal SGN Ainsi, 5 en modifiant les nombres NH et NL on modifie les périodes TH et TL de la manière précédemment décrite On va décrire plus en détail ci-après un procédé de modification des nombres NH et NL selon un mode de réalisation particulier de la présente invention.10 Un circuit de commande (CTRL) 18 fait incrémenter ou décrémenter les nombres NH et NL dans les mémoires 16 et 17 en fonction de la sucoession des états du signal SGN Le circuit 18 analyse les derniers états successifs du signal SGN dans une fenêtre d'un nombre prédéterminé de périodes, par exemple 4. L'interprétation des états du signal SGN permet de détecter les cas suivants et de provoquer des opérations correspondantes. a) Le signal SGN présente des états alternant entre " 1 " et " O " (son rapport cyclique est de 0,5) Commne cela a été mentionné en relation avec la figure l B, la période T du signal SYNC est alors centrée entre les périodes courte TL et longue TH du signal Fint Ces alternances du signal SGN sont détec- tées dans la fenêtre d'analyse et on décrémente le nombre haut NH une période sur deux en incrémentant le nombre bas NL lors de chacune des autres périodes Ainsi, on obtient une convergence rapide des périodes longue TH et courte TL du signal Fint vers la période T du signal SYNC. b) Le signal SGN est continuellement à " 1 " (le signal Fint résultant est bloqué sur la période longue) Ceci indique que la période longue TH du signal Fint est inférieure à la période courante T du signal SYNC ou tout au moins insuffisante pour récupérer rapidement le retard de phase Lorsque le signal SGN aura été pendant, par exemple, 4 périodes à " 1 " le nombre haut NH est incrémenté d'une unité à chacune des périodes ultérieures jusqu'à ce que le signal SGN soit détecté à "O". c) Le signal SGN présente des sucèssions de " 1 " entrecoupées d'un "O" de temps en temps (son rapport cyclique est proche de 1) Ceci indique que la période longue TH est supérieure à la période T mais plus proche de celle-ci que la période courte TL A chaque fois que le "O" est détecté le nombre bas NL est incrémenté d'une unité pour rapprocher la période courte TL des périodes T et TH Ainsi, le nombre de " 1 " sucoessifs diminue de sorte que la période moyenne du signal résultant Fint reste égale à la la période T, jusqu'au moment o l'on aura des " 1 " et des "O" alternés. Toutefois, dans le cas o le nombre de " 1 " serait très important, le nombre bas NL serait incrémenté très lentement. Pour accélérer la convergence, on procède de préférence comme suit Comme dans le cas b), le nombre haut NH sera incrémenté pour chaque période ultérieure à la période o l'on aura détecté 4 " 1 " successifs dans la fenêtre d'analyse Ceci provoque un centrage rapide de la période T entre les périodes longue TH et courte TL En effet, on obtient alors une modification de 1 'un ou 1 'autre des nombres NH et NL à toutes les périodes excepté les 4 périodes à " 1 " succédant un "O" du signal SGN. Lorsque la période T est centrée, on se trouve dans le cas a) ci-dessus o la convergenoe est rapide. Les cas d) et e) ci-dessous correspondent aux cas complémentaires des cas b) et c) et les mêmes raisonnements sont valables. d) Le signal SGN est continuellement à "O" Ceci in- dique que la période courte TL est supérieure à la période T. Lorsque le signal SGN aura été pendant 4 périodes à "O" le nom- bre bas NL est décrémenté d'une unité à chacune des périodes30 ultérieures, jusqu'à oe que le signal SGN soit détecté à " 1 ". e) Le signal SGN présente des sucèssions de "O" entrecoupées d'un "l" de temps en temps (son rapport cyclique est proche de 0) Ceci indique que la période courte TL est inférieure à la période T mais plus proche de celle-ci que la période longue TH A chaque fois que le " 1 " est détecté le nombre haut NH est décrémenté d'une unité Le nombre bas NL est incrémenté pour chaque période ultérieure à la période o l'on aura détecté 4 " O " successifs dans la fernêtre d'analyse, jusqu'au moment o l'on aura des " 1 " et des "O" alternés. Bien entendu, le PLL selon l'invention fonctionne pourvu que certaines conditions soient respectées Notamment, on doit avoir NH>NL et il faut par conséquent éviter de décré- menter le nombre NH ou d'incrémenter le nombre NL lorsqu'ils ne diffèrent que d'une unité à l'étape a) On verra en relation avec la figure 3 comment ces conditions sont respectées. La figure 3 illustre un mode de réalisation détaillé du PLL de la figure 2 On retrouve le comparateur de phase 10, le multiplexeur 14 et le diviseur programmable 13 de la figure 2 Les mémoires 16 et 17 contenant les nombres haut NH et bas NL sont des compteurs/décompteurs cadencés par le signal Fint provenant du diviseur programmable 13 Les autres éléments décrits ci-après constituent le circuit de commande 18 de la figure 2. Les trois derniers états SGN_ 1, SGN_ 2 et SGN_ 3 du signal de sortie SGN du comparateur de phase 10 sont stockés dans trois bascules 34 d'un registre à décalage 35, SGN O désignant l'état du signal SGN courant Le registre à décalage est cadencé par le signal Fint et constitue la fenêtre d'ana- lyse précédemment mentionnée. Les états SGNO à SGN_ 3 sont respectivement appli- qués aux entrées d'une porte ET 37 à quatre entrées, dont la sortie est reliée par l'intermédiaire d'une porte ET 38 à deux entrées à l'entrée de validation de comptage (UP) du compteur/ décompteur 16. Les complémentaires des états SGNO à SGN_ 3 sont appliqués respectivement aux entrées d'une porte ET 40 à quatre entrées, dont la sortie est reliée par l'intermédiaire d'une porte ET 41 à deux entrées à l'entrée de validation de décomp- tage (DOWN) du compteur/décompteur 17. Le ccmplémentaire de l'état SGN 0, l'état SGN_ 1, et le complémentaire de l'état SGN_ 2 sont respectivement appli- qués aux entrées d'une porte ET 43 à trois entrées, dont la sortie est reliée par l'intermédiaire d'une porte ET 44 à deux entrées à l'entrée de validation de décomptage (DOWN) du compteur/décompteur 16. L'état SGNO 0, le complémentaire de l'état SGN_ 1, et l'état SGN_ 2 sont respectivement appliqués aux entrées d'une porte ET 46 à trois entrées, dont la sortie est reliée par l'in- termédiaire d'une porte ET 47 à deux entrées à 1 ' entrée de vali- dation de comptage par incréments (UP) du compteur/décompteur 17. Dans un premier temps, on ne tiendra pas compte des portes ET 38, 41, 44 et 47 et d'autres éléments non encore décrits du circuit car ils n'influent pas sur le fonctionnement principal du PLL On suppose que les sorties des portes ET 37, , 43 et 46 sont directement reliées aux entrées de validation de comptage par incréments et décréments des compteurs/décomp- teurs 16 et 17 et que le nombre NH est supérieur au nombre NL Le fonctionnement du PLL selon la présente invention est décrit ci-après en relation avec la figure 4. Quatre " 1 " consécutifs du signal SGN, ce qui corres- pond aux cas b) et c) précédemment mentionnés, sont détectés par la porte ET 37 qui valide le comptage du compteur 16 et donc25 l'incrémentation d'une unité du nombre NH à l'impulsion sui- vante du signal Fint. Quatre " O " consécutifs du signal SGN, ce qui corres- pond aux cas d) et e) précédemment mentionnés, sont détectés par la porte ET 40 qui valide le décomptage du compteur 17 et donc30 la décrémentation d'une unité du ncmbre NL à l'impulsion sui- vante du signal Fint. Une succession d'états 1, O, 1 du signal SGN, ce qui correspond aux cas a) et c) précédemment mentionnés, est détec- tée par la porte 46 qui valide le comptage du compteur 17 et35 donc l'incrémentation du ncmbre NL à l'impulsion suivante du signal Fint. Une succession d'états O, 1, O du signal SGN, ce qui correspond aux cas a) et e) précédemment mentionnés, est détec- tée par la porte 43 qui valide le décumptage du compteur 16 et donc la décrémentation du nombre NH à l'impulsion suivante du 5 signal Fint. Le circuit selon la présente invention comprend des éléments additionnels parmi lesquels on a cité les portes ET 38, 41, 44 et 47, permettant d'éviter que les nombres NH et NL prennent des valeurs erronées, à savoir NH>Nmax, NL NH tre lesquelles est supposée fluctuer la période du signal SYNC. Pour éviter que le compteur 16 compte au-delà de Nmax, sa sortie (NH) est reliée à un comparateur 50 qui compare le nombre NH à Nmax et inhibe la validation de caomptage (UP) du campteur 16 en présentant un état " O " sur la deuxième entrée de la porte ET 38 lorsque NH>Nmax. Pour éviter que le compteur 17 décompte en-deçà de Nmin, la sortie (NL) du compteur est reliée à un comparateur 52 qui compare le nombre NL à Nmin et inhibe la validation de déccmptage (DOWN) du compteur 17 en présentant un état " O " sur la deuxième entrée de la porte ET 41 lorsque NL Les nombres NH et NL sont également comparés dans un comparateur 54 qui inhibe 1 'entrée de validation de comptage par décréments (DOWN) du compteur 16 et la validation de comp- tage par incréments (UP) du compteur 17 en présentant un "O" sur les deuxièmes entrées des portes ET 44 et 47 lorsque NH un nombre de bits acceptable, ces nombres étant ensuite fournis à un diviseur programmable particulier qui calcule à partir de ces nombres le facteur de division N adéquat. On pourrait simplement obtenir NH et NL en ajou- tant à n H et n L un nombre constant. La figure 4 illustre une réalisation différente, équivalente, du diviseur programmable et est destinée à montrer que la présente invention est susèptible de nombreuses variantes de10 réalisation Le diviseur programmable de la figure 4 comprend un diviseur par 9 ou par 10 (DIV 9/10) 60 recevant en entrée le signal d'horloge CK et délivrant un signal intermédiaire Fi La division par 9 (c'est-à-dire la fourniture d'une impulsion toutes les neuf impulsions du signal d'horloge CK) ou par 1015 (c'est-à-dire la fourniture d'une impulsion toutes les dix im- pulsions du signal CK) est sélectionnée par un signal 10/9 *. L'état " 1 " de ce signal provoque la division par 10 et l'état " O " provoque la division par 9 Le signal Fint est obtenu à partir du signal intermédiaire Fi en divisant ce dernier par un diviseur 62. Le signal 10/9 * est fourni par un générateur d'im- pulsions programmable (n-PIS) 64 recevant en entrée le signal intermédiaire Fi et programmé par un nombre N qui est l'un des nombres intermédiaires %H et n L précédemment mentionnés25 fournis par le multiplexeur 14 (figures 2 et 3) Chaque fois qu'il se sera produit un nombre prédéterminé (supérieur à n) d'impulsions du signal d'entrée Fi, le générateur d'impulsions 64 n'en aura transmis sur sa sortie que n. Dans un exemple adapté à la télévision, le signal d'horloge CK a une fréquence de 111 M Hz, le diviseur 62 est un diviseur par 768, et le générateur d'impulsions 64 est un géné- rateur de N impulsions parmi 1024 impulsions du signal Fi, le nombre N fourni par les compteurs 16 ou 17 étant un nombre binaire compris entre O et 511 (codé sur 9 bits). Avec cette configuration de diviseur, le signal Fi présente des successions de 1024 impulsions dont N sont écartées l'une de l'autre de 10 périodes du signal d'horloge CK et dont 1024-n sont écartées l'une de l'autre de 9 périodes du signal CK Le signal Fint présente une impulsion toutes les 768 impul- sions du signal Fi. Ainsi, la fréquence du signal Fint est égale à celle du signal d'horloge CK divisée par N = 768 l(n/1024) + 9 l Si n= 256, on a N= 7104 et la fréquence du signal Fint est égale à la10 fréquence horizontale nominale de 15625 Hz. Lorsque ce diviseur est utilisé dans le PLL selon la présente invention, dès que les nombres intermédiaires haut n H et bas n L sont différents d'une unité, la différence entre la période longue et la période courte du signal Fint est de 6,715 nanosecondes, ce qui correspond à un décalage imperceptible sur un écran de téléviseur. En outre, le PLL selon la présente invention peut suivre un signal SYNC ayant une période variable entre 62,3 et ,7 microsecondes (correspondant respectivement à n L = O et n H = 511) Ces périodes extrêmes peuvent être écartées en prenant des compteurs/décompteurs et un diviseur programmable avec un plus grand nombre de bits, et en diminuant le facteur de division du diviseur 62 La différence minimum entre périodes courte et longue peut être réduite en prenant un signal d'hor-25 loge CK de fréquence supérieure et en augmentant le facteur de division du diviseur 62. Dans le mode de réalisation décrit en relation avec la figure 3, on a choisi de détecter au bout de quatre périodes (portes ET 37, 40) une avance ou un retard de phase durable du signal Fint L'apparition d'une phase différente occasionnelle est détectée sur trois périodes (portes ET 43, 46) On pourrait également choisir des détections sur trois périodes dans les deux cas. La présente invention a été décrite en relation avec des signaux de télévision, mais l'hanie de l'art notera que ce circuit est un PLL numérique qui peut être utilisé à la plaoe de tout PLL en adaptant la fréquence de l'horloge CK, les taux de5 division des diviseurs et les écarts entre les nombres NH et NL De nombreuses variantes et modifications de la présente invention apparaîtront à l'hanme de l'art, par exemple, les compteurs, les portes logiques et les diviseurs peuvent être réalisés en programmant convenablement un microprocesseur et le10 registre à décalage 35 peut être remplacé par des cases d'une mémoire On peut envisager d'autres circuits logiques réalisant les mêmes fonctions que celles des circuits logiques décrits. REVENDICATIONS 1 Procédé de synchronisation d'un signal interne (Fint) sur un signal de référence (SYNC) ayant une période de référenoe (T), le signal interne ayant une période longue (TH) ou une période courte (TL) entre lesquelles est normalement comprise la période de référence (T), caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes: a) analyser la durée de la période de référence (T) par rapport aux durées des périodes longue (TH) et courte (TL); b) si la période de référence (T) est plus proche de la période longue (TH) que de la période courte (TL), incrémenter la période courte (TL); c) si la période de référence (T) est plus proche de la période courte (TL) que de la période longue (TH), décrémenter la période longue (TH); d) si la période de référence (T) est supérieure à la période longue (TH), incrémenter la période longue (TH); et e) si la période de référence (T) est inférieure à la période courte (TL), décrémenter la période courte (TL). 2 Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'étape a) consiste à analyser un nombre prédéterminé des dernières différences de phase successives entre le signal interne (Fint) et le signal de référence (SYNC) et en ce que les conditions des étapes b) à e) sont réalisées respectivement si: le nombre d'avances de phase est plus élevé que le nombre de retards de phase; le nombre de retards de phase est plus élevé que le nombre d'avances de phase; il n'y a pas de retards de phase; et il n'y a pas d'avances de phase. 3 Procédé selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en oe qu'il comprend les étapes suivantes: si le nombre d'avances de phase successives est supérieur à un nombre prédéterminé, incrémenter la période longue (TH); et si le nombre de retards de phase successifs est supérieur au nombre prédéterminé, décrémenter la période courte (TL). 4 Procédé selon l'une quelcorque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes consistant à comparer les périodes longue et courte (TH, TL) et à inhiber la décrémentation de la période longue et 1 'incrémentation de la période courte quand la différence entre ces périodes est inférieure à un seuil prédéterminé. 5 Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes: comparer la période longue (TH) à une période maximale et inhiber 1 'incrémentation de la période longue si ces périodes sont égales; et20 comparer la période courte (TL) à une période minimale et inhiber la décrémentation de la période courte si ces périodes sont égales. 6 Dispositif de synchronisation d'un signal interne (Fint) sur un signal de référence (SYNC), ces signaux comprenant chacun des impulsions se produisant normalement à une fréquence nominale, comanprenant: un comparateur de phase ( 10) délivrant un signal de comparaison de phase (SGN) à un état logique prédéterminé (" 1 ") si la phase du signal interne (Fint) est en avance par rapport à celle du signal de synchronisation (SYNC), et à un état logique complémentaire (" O ") dans le cas contraire; et un diviseur de fréquence programmable ( 13) alimenté par une horloge (CK) et délivrant le signal interne (Fint); caractérisé en ce qu'il comprend: un multiplexeur ( 14) fournissant au diviseur ( 13) pour le programmer un nombre binaire haut (NH) si ledit signal de comparaison est à l'état prédéterminé (" 1 "), et un nombre binaire bas (NL) dans le cas contraire; des moyens ( 34) pour mémoriser séquentiellement les derniers états du signal de comparaison (SGN); des premiers moyens de comptage ( 16) cadencés par le signal interne (Fint) et fournissant ledit nombre binaire haut (NH) au multiplexeur; des premiers moyens de détection ( 43) mettant les premiers moyens de comptage ( 16) en position de décomptage lorsque les derniers états mémorisés du signal de comparaison (SGN) présentent un seul état à l'état prédéterminé (" 1 "); des deuxièmes moyens de comptage ( 17) cadencés par le signal interne (Fint) et fournissant ledit nombre binaire bas (NL) au multiplexeur ( 14); et des deuxièmes moyens de détection ( 46) mettant les deuxièmes moyens de comptage ( 17) en position de comptage lorsque les derniers états mémorisés du signal de comparaison (SGN) présentent un seul état à l'état complémentaire ("O"). 7 Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comprend: des troisièmes moyens de détection ( 37) mettant les premiers moyens de comptage ( 16) en position de comptage lorsque les états mémorisés du signal de comparaison sont tous à l'état prédéterminé (" 1 "); et des quatrièmes moyens de détection ( 40) mettant les deuxièmes moyens de comptage ( 17) en position de décomptage lorsque les états mémorisés du signal de comparaison sont tous à 1 'état complémentaire (" O "). 8 Dispositif selon l'une des revendications 6 et 7, caractérisé en ce qu'il comprend un premier comparateur ( 54) des nombres binaires haut et bas (NH, NL) et mettant les premiers et deuxièmes moyens de comptage ( 16, 17) en position de repos si le nombre haut est inférieur ou égal au nombre bas. 9 Dispositif selon l'une quelconque des revendica- tions 6 à 8, caractérisé en ce qu'il comprend: un deuxième comparateur du nombre binaire haut (NH) à un nombre binaire maximum ( 511) et mettant les premiers moyens de comptage ( 16) à la position de repos en cas de dépassement; et un troisième comparateur du nombre binaire bas (NL) à un nombre minimum ( 0) et mettant les deuxièmes moyens de comptage ( 17) à la position de repos en cas de dépassement. 10 Dispositif selon l'une quelconque des revendica- tions 6 à 9, caractérisé en ce que le diviseur programmable ( 13) comprend un diviseur ( 60) par deux nombres distincts dont l'un ou l'autre est sélectionné par le signal de sortie d'un généra- teur d'impulsions ( 64) programmé par le nombre fourni par le15 multiplexeur ( 14).