FR 2669788 A1 19920529 FR 9112484 A 19911010 La présente invention concerne de manière générale les amplificateurs de puissance CMOS, et concerne particulièrement les amplificateurs de puis- sance CMOS ayant une structure "push-pull" dans la- quelle une tension de sortie équivalente à la tension de sortie de puissance est produite même avec un fai- ble courant continu de fonctionnement et sous une faible impédance de charge. Des amplificateurs arithmétiques sont lar- gement utilisés afin d'amplifier des signaux dans tou- tes sortes de circuits Lorsqu'un grand nombre de tels amplificateurs arithmétiques est concentrés dans des applications à haute densité, cela nécessite des ampli- ficateurs de puissance capables de commander une charge utilisant un faible courant continu de fonctionnement et une faible valeur d'impédance. Du fait que la densité des circuits intégrés à semiconducteur augmente, de multiples circuits analo- giques et circuits numérique à haute densité sont for- més par le biais d'un processus unique à l'intérieur d'une seule microplaquette Des circuits analogiques réalisés en utilisant des techniques de fabrication CMOS sont utilisés dans des applications diverses tel- les que des filtres audio passe-bande de voix, des con- vertisseurs analogique-numérique et des convertisseurs numériqueanalogique. Trois types d'amplificateur de puissance sont bien connus dans l'art et sont généralement connus comme les types A, B et AB Dans un amplificateur de type A, le courant de collecteur de l'étage de sortie circule de manière continue, imposant un drain cons- tant sur la source de puissance Lorsqu'une charge de faible impédance est commandée, les transistors de sor- tie des amplificateurs de classe A doivent présenter des puissances nominales élevées car un courant et une puissance importants sont développés à travers le transistor. Dans un amplificateur à paire de transis- tors en "push-pull" de classe B conventionnel, la conduction n'est pas maintenue pendant tout le cycle de sortie Les amplificateurs de classe AB sont des hybrides des types A et B. Les étages de sortie de classe A et les étages de sortie de classe B sont limités dans leur excursion de tension de sortie, comme cela est con- nu dans l'art Par conséquent, lorsqu'une charge de faible impédance est commandée, les transistors de l'étage de sortie doivent être fortement dimensionnés. Les étages de sortie de classe B conventionnels ont l'avantage que l'excursion en tension de sortie est plus élevée que les étages de sortie comparables de classe A et de classe AB Mais les amplificateurs de classe B ont les désavantages que la distorsion de recouvrement est augmentée et que la commande du cou- rant de fonctionnement continu devient difficile Ces désavantages rendent les amplificateurs de classe A, B et AB connus non adaptés aux applications CMOS exi- geantde l'amplificateur de commander une charge de faible impédance à un faible courant continu de fonc- tionnement. La présente invention est destinée à venir à bout des désavantages décrits ci-dessus des cir- cuits d'amplificateur conventionnels. Une forme de réalisation de la présente invention est un amplificateur de puissance CMOS ayant une strusture "push-pull" qui est capable de produire une puissance de sortie équivalente à la tension de la source de puissance, même lorsqu'une charge de faible impédance est commandée. Un amplificateur de puissance CMOS conforme à une forme de réalisation de la présente invention possède un étage d'amplification d'entrée différen- tiel pour amplifier des signaux d'entrée différen- tiels Un étage d'amplification à gain élevé augmen- te le gain des signaux de sortie de l'étage d'ampli- fication d'entrée différentiel Un étage de sortie commande une charge de faible impédance à partir des signaux de sortie de l'étage d'amplification à gain élevé. De préférence, l'étage d'amplification à gain élevé comprend, une première partie d'amplifica- tion pour commander une première partie de l'étage de sortie, si la différence de tension entre deux entrée de l'étage d'amplfication d'entrée différen- tiel dépasse une certaine valeur De même, une se- conde partie d'amplification commande une seconde partie de l'étage de sortie si la différence de ten- sion entre les deux entrées est en-dessous d'une certaines valeur. De préférence, l'étage de sortie comprend une première partie de sortie consistant en une pre- mière paire de transistors ayant des grilles qui re- goivent des signaux de sortie de la première partie d'amplification de l'étage d'amplification à gain élevé, et fonctionnant comme un amplificateur "push- pull" de classe B et une seconde section de sortie consistant en une seconde paire de transistors ayant des grilles qui reçoivent des signaux de sortie de la seconde partie d'amplification à gain élevé et fonctionnant comme un amplificateur push-pull de classe AB Les transistors émettent des signaux de sortie par les drains. L'objectif ci-dessus et d'autres avanta- ges de la présente invention deviendront évidents en décrivant en détail les formes de réalisation préférées de la présente invention en référence aux dessins en annexe dans lesquels: les figures l A à 1 C sont des schémas de circuit de trois étages de sortie d'amplificateurs de puissance conventionnels; la figure 2 est un schéma synoptique repré- sentant l'amplificateur de puissance CMOS de la pré- sente invention; la figure 3 est un schéma représentant l'é- tage d'amplification d'entrée différentiel de la fi- gure 2; la figure 4 est un schéma représentant l'é- tage d'amplification à gain élevé du circuit de la figure 2; la figure 5 est un schéma représentant l'é- tage de sortie du circuit de la figure 2; et la figure 6 est un schéma représentant l'am- plificateur de puissance des figures 2 à 5. Dans la description détaillée suivante des formes de réalisation préférées, des termes techni- ques spécifiques sont utilisés par souci de clarté. Cependant, l'invention n'est pas limitée aux termes spécifiques choisis mais plutbt la portée de l'in- vention doit être définie en référence aux revendica- tions en annexe. L'attention est d'abord attirée vers les figures l A à 1 C qui représentent des circuits d'éta- ge de sortie conventionnels De façon précise, la figure l A est un schéma d'un étage de sortie conven- tionnel de classe A, la figure 1 B est un schéma d'un étage de sortie conventionnel de classe B et la figu- re l C est un schéma d'un étage de sortie convention- nel de classe AB. L'étage de sortie de classe A de la figure l A comprend un transistor MOS de type N MN 1, avec sa grille branchée pour recevoir des signaux d'entrée Vin et une source de courant Il reliée à la source du transistor MN 1. L'étage de sortie de classe B de la fi- gure l B comprend deux transistors CMOS, explicitement un transistor MOS de type P M Pl et un transistor MOS de type N MN 2, leurs grilles recevant des signaux d'entrée Vin. L'étage de sortie de classe AB de la figu- re C comprend une paire de transistors de miroir de courant MP 2, MP 3; une paire de transistors MN 3 r MN 4 recevant des signaux d'entrée Vin par leurs grilles i et une paire de transistors MP 4, MP 5 avec leurs gril- les connectées au drain du transistor MP 3 et à une source de courant I 2, Dans les étages de sortie conventionnels décrits ci-dessus, l'étage de sortie de classe A de la figure l A et l'étage de sortie de classe AB de la figure IC sont limités en excursion de tension de sortie en raison des limitations inhérentes et con- nues de ces agencements de circuit Par conséquent, lorsqu'une charge ayant une valeur d'impédance basse est commandée par un circuit de classe A ou B, le transistor utilisé dans l'étage de sortie doit être fortement dimensionné. Dans le même temps, un étage de sortie de classe B conventionnel de la figure 1 B a l'avantage que son excursion de tension de sortie est plus éle- vée, comparée aux étages de sortie de classe A ou de classe AB mais a deux désavantages: la distorsion de recouvrement est augmentée et la commande du cou- rant continu du point de fonctionnement est difficile, Pour venir à bout de ces désavantages, le brevet US-A 4 480 230 décrit un amplificateur de puissance de classe AB en CMOS Cependant, dans l'am- plificateur du brevet US-A 4 480 230, étant donné que l'étage d'amplification à gain élevé et l'étage de sortie sont formés ensemble, la distorsion de recou- vrement est un problème important. Pour venir à bout de ces désavantages, un amplificateur mettant en application la présente in- vention peut être utilisé L'attention est d'abord attirée sur la figure 2 qui représente un amplifica- teur de puissance CMOS 1 conforme à la présente in- vention ayant un étage d'amplification d'entrée dif- férentiel 10 pour amplifier des signaux d'entrée dif- férentiels reçus sur des lignes $ 2, 54; un étage d'amplification à gain élevé 20 pour augmenter le gain des signaux amplifiés par l'étage 10 et reçus sur les lignes Slu à 514 et un étage de sortie 30 pour commander une charge (non représentée) à partir des signaux de sortie 521-523 de l'étage 20 L'étage d'amplification 20 comprend une première et une se- conde parties d'amplification séparées 21 et 22 Les parties 21, 22 reçoivent chacune des signaux d'en- trée de l'étage d'entrée 10 sur les lignes Sll à 514. La partie 21 fournit sa sortie 521-522 à une première partie 31 de l'étage de sortie 30 De la même façon, la partie 22 fournit sa sortie 523 à une seconde par- tie de sortie 32 de l'étage de sortie 30 L'étage 30 produit un signal sur une ligne OUT reliée à une char- ge. Aux figures 2 à 6, des éléments identiques sont désignés par des numéros de référence identiques, Les figures 3 à 5 représentent, respective- ment, en détail des composants de circuit et des con- nexions de l'étage d'amplification d'entrée différen- tiel, 10, de l'étage d'amplification à gain élevé 20, et de l'étage de sortie de la figure 2 Sur chacune des figures 3 à 5, des transistors référencés avec des numéros commençant avec les lettres MP désignent des transistors MOS de type P La combinaison de lettres MN dans un numéro de référence désigne un transistor MOS de type N De préférence, les étages 10, 20, 30 sont tous fabriqués dans un seul circuit intégré CMOS. Comme il est connu dans l'art, les tran- sistors MOS du type décrit ici comprennent quatre bornes, à savoir, une grille, un drain, une source et un substrat formés en superposant des couches de matériaux sur un substrat de silicium La grille est une entrée de commande et agit sur la circula- tion du courant électrique entre le drain et la source; le drain et la source peuvent être considé- rés comme deux bornes commutées. Dans un transistor MOS de type N, si une tension élevée ou un "un" logique par rapport au substrat est appliqué à la grille, la source et le drain sont reliés et le transistor fonctionne comme un interrupteur fermé Dans un transistor MOS de type P, l'interrupteur est fermé ou conducteur lors- qu'un signal de masse ou un zéro est appliqué sur la gz 4 lle L'interrupteur est ouvert ou non conducteur lorsqu'une tension élevée ou un " 1 " par rapport au substrat est appliqué sur la grille. Dans un transistor MOS, le courant entre la source et le drain est modulé par une tension ap- pliquée sur la grille Trois modes de fonctionnement différents ou "régions" sont possibles. En fonctionnement, une tension positive (par rapport au substrat) est appliquée entre la source et le drain Avec une polarisation de grille de zéro (lorsque la tension entre la grille et la source est zéro) à peu prés aucun courant ne circule entre la source et le drain, qui sont effectivement isolés En pratique, un courant de fuite de la source vers le drain très faible existe Ainsi, pour des tensions de grille plus basses qu'une valeur de seuil, le courant du drain vers la source est coupé, mis à part le courant de fuite. Avec une polarisation de grille positive, c'est-à-dire lorsque la tension entre grille et sub- strat dépasse le seuil et est supérieur à la tension de drain, un courant circule du drain vers la source. Le dispositif fonctionne dans la région linéaire ou non saturée dans laquelle le débit de courant est une fonction à la fois de la tension de grille et de la tension de drain. Si la polarisation de grille continue à augmenter, un point d'inversion est finalement at- teint auquel la pleine conduction se produit entre grille et substrat Physiquement, le matériau semi- conducteur séparant la grille et le substrat change de type, un phénomène appelé inversion Le dispositif fonctionne alors dans une région saturée dans laquel- le le courant de canal est commandé par le niveau de tension de grille, indépendamment de la tension de drain. Ainsi, électriquement, un dispositif MOS agit comme un interrupteur commandé par une tension qui conduit du courant entre drain et source lorsque la tension entre grille et source dépasse la tension de seuil Le dispositif peut fonctionner dans trois régions: une région de "blocage" dans laquelle le seul débit de courant est le courant de fuite de la source vers le drain; une "région linéaire" dans laquelle le cou- rant de la source vers le drain augmente linéairement avec la tension de grille; et une région de "saturation" dans laquelle l'inversion se produit et le courant de drain est indépendant de la tension de drain. Comme il est connu dans l'art, la con- nexion de composants externes au substrat n'est pas nécessaire Tous les MOSFET de type P ont leur sub- strat relié à VDD et les MOSFET de type N ont leur substrat relié à Vss Dans certains cas (par exemple MN 35) le substrat est relié à la source. En se référant maintenant à la figure 3, l'étage d'amplification d'entrée différentiel 10 comprend un transistor MOS de type P MP 11 dont la grille reçoit une tension de polarisation Vbies et qui sert de source de courant; une paire de tran- sistors différentiels MP 12, MP 13 pour recevoir res- pectivement les entrées Vin+, Vin sur les lignes 52, 54 et deux paires de transistors MN 13, MN 14, MN 11, MN 12 formant des miroirs de courant. Comme il est connu dans l'art, une carac- téristique de tous les transistors MOS est la trans- conductance qui exprime la relation entre le courant de sortie et la tension d'entrée Ainsi la transcon- ductance est utilisée pour mesurer le gain d'un dis- positif MOS et prend une valeur différente suivant que le dispositif fonctionne dans la région linéaire ou dans la région de saturation. Comme il est également connu dans l'art, les MOSPET représentés aux figures peuvent être re- liés en ce que l'on appelle paires de miroir de cou- rant Le courant de drain d'un transistor MOS est lié au rapport de la largeur (W) sur la longueur (L) du canal semiconducteur par lequel le transistor est formé. Une pluralité de transistors peut être formée sur une seule microplaquette, chacun ayant le même rapport W/L de la largeur sur la longueur Tous les transistors ont la même tension de seuil grille- source VT et peuvent conduire le même courant du drain vers la source; on dit que de tels transistors ont le même dimensionnement. De préférence, les dimensionnements de la plupart des transistors dans l'invention sont à peu près égaux entre eux Cependant, de préférence les di- mensionnements des FET MN 23, MN 35, MP 35 sont plus pe- tits et le dimensionnement de MN 25 est relativement plus grand. Les MOSFET de la présente invention ne fonctionnent pas dans le mode interrupteur mais fonc- tionnent comme un amplificateur Par conséquent, si + un certain signal d'entrée externe Vin et Vin est fourni, tous les MOSFET sont conducteurs Cependant, le MP 36 ou MN 36 peut être rendu non conducteur sui- vant que l'entrée est zéro, au-dessus ou en-dessous d'une tension de seuil de fonctionnement Oop. Des paires de transistors de miroir de courant sont utilisées dans l'invention Afin de construire un amplificateur différentiel stable, une source de courant stable est nécessaire Si les ca- ractéristiques des deux transistors Q 1 ' Q 2 sont les mêmes, ils peuvent être construits avec les mêmes courants de fonctionnement Io = Ib L'effet de Io = Ib est appelé un effet de miroir de courant et les tran- sistors Q 1 ' Q 2 sont appelés Transistors de miroir de courant L'effet est montré dans les équations sui- vantes: Ib B 1 + IB 2 + h FE 2 IB 2 Io =h FE 1 IB 1 Les caractéristiques des transistors Qi' Q 2 sont les mêmes et ainsi: i B B 2 FE 2 =FE Bl B 1 =i B 2, FE 2 = FE 1 IB B 1+B 1 +h FE IB1 2 IB 1=h FE 1 I = ( 2 + h F El)IB généralement h FE 1 > 2 et alors IB = h F El IB 1 I = I B o Dans l'étage d'amplification 10, deux si- gnaux d'entrée différentielle Vin, Vin, qui sont appliqués aux bornes d'entrée 52, 54 sont amplifiés par la transconductance des deux paires de transis- tors de miroir de courant M Nll, MN 12 et MN 13, MN 14 et par la paire de transistors différentiels MN 12 t MN 13 et ensuite les signaux amplifiés sont sortis par les drains des transistors de miroir de courant M Nll, MN 14 sur les lignes Sll-514. Dans ces conditions, les signaux de sor- tie amplifiés Sll-514 (sortis par les drains des transistors M Nll MN 14) sont fournis à l'étage d'amplification à gain élevé 20, examiné ci-dessous. L'étage d'amplification d'entrée diffé- rentiel 10 peut être conçu différemment, selon l'am- plitude de la gamme de mode commun (CMR) L'amplitu- de de la gamme de mode cormun CIE est déterminée par l'application finale particulière dans laquelle l'am- plificateur de puissance 1 est utilisé L'étage d'an- plification d'entrée différentiel 10 conforme à la présente invention est construit de préférence avec une CMR élevé, de préférence dans la gamme -3,7 V à + 4,0 V. En se référant maintenant à la figure 4, l'étage d'amplification à gain élevé 20 de l'amplifi- cateur 1 comprend: une première partie d'amplifica- tion 21; une seconde partie d'amplification 22 et des condensateurs C 21 et C 22 de compensation de cou- rant alternatif pour obtenir la stabilisation du cou- rant alternatif La première partie d'amplification 21 comprend: des paires de transistors MP 21, MP 22, MP 23, MP 24, MP 25, MP 26 formant des miroirs de courant avec l'étage d'amplification d'entrée différentiel 10 et des paires de transistors MN 21, MN 22, MN 23, MN 24, MN 25, MN 26 pour réaliser des amplifications en rece- vant par l'intermédiaire de leurs grilles les signaux Sll, 512, 513, 514 en provenance de l'étage d'amplifi- 1 Q cation d'entrée différentiel 10 Les sorties 521, 522 de la partie 21 sont émises par chaque drain des tran- sistors MN 23, MN 25. La seconde partie d'amplification 22 com- prend des paires de transistors de miroir de courant MP 27, MP 28, MP 29, MP 30, des paires de transistors MN 29, MN 30, MN 27, M 128 pour réaliser des amplifica- tions en recevant par l'intermédiaire de leurs gril- les les signaux Sll à 514 et une paire de transistors MP 31, MN 31 qui émettent un signal de sortie 523 de la partie 22 par leurs drains Des condensateurs de com- pensation du courant alternatif C 21, C 22 sont connec- tés aux drains des transistors MN 23, MN 25 respective- ment. En se référant maintenant à la figure 5, l'étage de sortie 30 de l'amplificateur 1 comprend: une première partie de sortie 31 consistant en une * paire de transistors MP 36, MN 36 recevant par l'inter- médiaire de leurs grilles les signaux de sortie $ 21, 522 provenant de la première partie d'amplification 21 de l'étage d'amplification à gain élevé 20 Les transistors MP 36, MN 36 servent d'amplificateur "push- pull" de classe B L'étage 30 comprend une seconde partie de sortie consistant en une paire de transis- tors MP 35, MN 35 recevant par l'intermédiaire de leurs grilles le signal de sortie 523 de la seconde partie d'amplification 22 de l'étage d'amplification à gain élevé 20 et servant d'amplificateur "push-pull" de classe AB, la sortie OUT étant émise par les drains respectifs des transistors MP 36, MN 36. En fonctionnement, lorsque les signaux de tension de sortie OUT de l'étage 30 sont réduits en valeurs, les transistors MP 36, MN 36 de la première partie de sortie 31 sont maintenus dans un état de non conduction et le courant est fourni à la charge (non représentée) par les transistors MP 35, MN 35 de la seconde partie de sortie 32 Ainsi, lorsque la sortie OUT est réduite, un courant plus faible est fourni à la charge et par conséquent, les transistors MP 35, MN 35 peuvent être conçus avec des puissances nominales faibles. Lorsque la tension de sortie OUT augmente, les transistors MP 36, MN 36 du premier étage de sortie 31 sont commutés de leur état de non conduction à un état de conduction et le courant est fourni à la char- ge par les transistors MP 35, MN 35, MP 36, MN 36 En conséquence, par opposition au cas o la sortie est modifiée en un signal de faible amplitude, lorsque la sortie est modifiée en un signal d'amplitude plus éle- vée un courant élevé est fourni à la charge, et la majeure partie du courant est fournie par les transis- tors MP 36, MN 36 de la seconde partie de sortie 32, C'est-à-dire, lorsque la sortie est modifiée en un si- gnal d'amplitude plus élevée, si la sortie dépasse un point de seuil de fonctionnement, du courant est fourni à la charge par les transistors MP 35, MP 36 Dans le mê- me temps, si la sortie devient plus faible, du courant est fourni à la charge par les transistors MN 35, MN 36. Dans ces conditions, la majeure partie du courant est fournie par les transistors MP 36, MN 36 du premier étage de sortie 31. La figure 6 est un schéma détaillé d'un au- tre amplificateur de puissance 1 conforme à la présen- te invention Dans cette discussion, un état idéal est supposé dans lequel des entrées de tension égales V + in i Vin sont fournies aux bornes d'entrée des transis- tors MP 12, MP 13 de l'étage d'amplification d'entrée différentiel 10 Dans un tel cas, les niveaux de ten- sion fournis aux grilles des transistors MN 21, MN 23, MN 25 sont égaux, et les niveaux des tensions fournies aux grilles des transistors MN 22, MN 24, MN 26 sont aus- si égales. Par conséquent, le niveau de tension de la sortie 521 de la première partie d'amplification 21 de l'étage d'amplification à gain élevé 20, c'est-à- dire la tension du drain du transistor MN 23, aura un point de fonctionnement en courant continu à peu près égal à la tension de la source de puissance Vdd Dans le même temps, la sortie 522 de la première partie d'amplification 21, c'est-à-dire la tension de drain du transistor MN 25, aura un point de fonctionnement en courant continu à peu près égal à la tension de la source de puissance VDO* Par conséquent, les transis- tors MP 36, MN 36 de l'étage de sortie 30 sont tous non conducteurs. Dans ce cas, si les dimensionnements, ca- ractéristiques électriques et capacités nominales des transistors de miroir de courant MP 21, MP 22, MP 23, MP 24 sont égaux et si les dimensionnements et caracté- ristiques des transistors MN 21, MN 22, MN 24 sont égales, mais si le dimensionnement du transistor MN 23 est plus petit que celui du transistor MN 21, alors les transis- tors MP 23, MP 24 fonctionnent dans une région non satu- rée, et de ce fait la tension du drain du transistor MN 23 se rapproche d'un niveau presque égal à la tension de la source de puissance VDD. De la même manière, si les transistors MP 21, MP 22, MP 25, MP 26, sont tous des dispositifs identiques et si les transistors MN 21, MN 22, MN 26 sont des dispo- sitifs identiques, mais le transistor MN 25 est plus grand ou d'une capacité nominale plus élevée que le transistor MN 12, alors les transistors MN 25, MN 26 fonctionnent dans une région non saturée, avec pour résultat que la tension du drain du transistor MN 25 prend une valeur presque égale à la tension de la source de puissance VDD Par conséquent, les valeurs des courants du point de fonctionnement en continu des transistors MP 36, MN 36 de l'étage de sortie 30 deviennent zéro. Dans le même temps, lorsque l'entrée V in+ est plus élevée que l'entrée Vin de plus d'une cer- taine valeur de tension désignée par Oop, alors le transistor MP 24 fonctionne dans une région saturée et les transistors MP 21-MP 24, MN 21MN 24 servent d'étage d'amplification à gain élevé Par conséquent, la ten- sion de drain du transistor MN 23, c'est-à-dire le si- gnal de sortie 521 du premier étage d'amplification 21, est décalée vers une tension plus faible définie par la formule (Vin+ Vin Oop) x (gain de l'étage d'amplification d'entrée différentiel 10) x (gain de l'étage d'amplification à gain élevé). Dans ces conditions, le transistor MN 25 reste non saturé, et donc la tension de drain du transistor MN 25, c'est-à-dire le signal de sortie 522 de l'étage d'amplification 20, est maintenue à une tension presque égale à la tension de la source de puissance Vss. Par conséquent, si la différence de ten- sion d'entrée (V n+ Vin) de l'étage 10 dépasse une certaine valeur de tension de seuil (Oop), alors la tension de grille du transistor MP 36 de l'étage de sortie 30 est décalé vers une valeur de tension qui représente une faible valeur de tension de fonctionne- ment Dans le courant nécessaire pour commander une charge de faible impédance commence à être fourni par Q 5 le transistor MP 36 et les signaux de sortie OUT de l'étage de sortie 30 sont augmentés Dans ces condi- tions, la tension de grille du transistor MN 36 de l'étage de sortie 30 reste à peu près égale à la ten- sion de la source de puissance Vss, de telle façon que le transistor MN 36 reste dans un état de non-con- duction. D'autre part, à la différence de tension d'entrée (V + Vi n) de l'étage d'amplification in in d'entrée différentiel 10 dépasse une certaine valeur de tension désignée par Oop, le transistor MP 36 de l'étage de sortie 30 reste dans un état de non con- duction et le courant nécessaire pour commander une charge de faible impédance est fourni par le tran- sistor MN 36 avec pour résultat que le signal de sor- tie OUT de l'étage 30 est diminué. Dans ces conditions, la tension entre les grilles et sources des transistors MP 36, MN 36 est équivalente à la tension de la source de puissance et par conséquent les transistors MP 36, MN 36 peuvent être conçus de faible dimensionnement. Un examen détaillé du fonctionnement suit. Lorsque les entrées sont égales, c'est-à- dire que Vin + Vin = 0, et sont fournies aux bornes d'entrée des transistors à effet de champ MP 12, MP 13 de l'étage d'amplification d'entrée différentiel, alors les amplitudes des courants de drain des tran- sistors à effet de champ MP 12, MP 13 sont égales et les courants de drain de MN 11, MN 12, MN 13, MNI 4 sont aussi égaux. MN 21 constitue un miroir de courant avec MN 11 et MN 22 constitue un miroir de courant avec MN 12, et ainsi les courants de drain des transistors à effet de champ MN 21, MN 22, MP 21, MP 22 sont égaux au courant de drain du transistor à effet de champ MN 11 par l'ef- fet du miroir de courant. Le dimensionnement du transistor à effet de champ MN 23 est plus petit que celui des transistors à effet de champ MN 21, MN 22, MN 24 et l'amplitude des courants de drain du transistor à effet de champ MN 23 est plus faible que celle du transistor à effet de champ MN 21 Par conséquent, les transistors à effet de champ MP 23, MP 24 (constituant un miroir de courant avec les transistors à effet de champ MP 21, MP 22) sont dans une région non saturée Dans la région non saturée, la valeur de tension drain-source VDS est faible, et la chute de tension des transistors à ef- fet de champ MP 23, MP 24 est faible Par conséquent, la tension de drain du transistor à effet de champ MN 23 devient presque égale à la tension de la source de tension VDD. De cette manière, si le dimensionnement du transistor à effet de champ MN 25 est plus grand que celui des transistors à effet de champ MN 21, MN 22, MN 24, les transistors à effet de champ MN 25, MN 26 sont dans la région non saturée Par conséquent, la chute de tension des transistors à effet de champ MN 25, MN 26 est faible Donc la tension de drain du transistor à effet de champ MN 25 devient à peu près égale à la tension de la source de puissance Vss. Par conséquent, les transistors à effet de champ MP 36, MN 36 sont non conducteurs. L'amplitude du courant de drain du tran- sistor à effet de champ MN 31 est la même que celle de MN 11, car les transistors à effet de champ MN 29, MN 30, MN 27, MN 28 de la deuxième partie d'amplifica- tion constituent des miroirs de courant avec les tran- sistors à effet de champ MN 11, MN 12, MN 13, MN 14 rela- tivement Par conséquent, les transistors à effet de champ MN 35, MP 35 sont dans une région de saturation. O 5 Lorsque la valeur /V in+ Vin -/ des entrées est faible, et est en-dessous de Oop, ce qui n'affecte pas le fonctionnement des transistors à effet de champ MP 36, MN 36, la première partie d'amplification fonc- tionne comme il a été expliqué ci-dessus La seconde partie d'amplification fonctionne comme une partie d'amplification à gain élevé utilisant les transistors à effet de champ MN 35, MP 35 Si la tension de sortie de la deuxième partie d'amplification est décalée à un niveau plus élevé que la tension de fonctionnement des transistors à effet de champ MN 35, MP 35, le courant de sortie pour la charge est fourni par le transistor à effet de champ MN 35. A l'opposé, si la tension de sortie de la seconde partie d'amplification est décalée vers un ni- veau plus bas que la tension de fonctionnement des transistors à effet de champ MN 35, MP 35 alors le cou- rant pour la charge est fourni par le transistor à ef- fet de champ MP 35 Ainsi, la deuxième partie d'ampli- fication des transistors à effet de champ MN 35, MP 35 fonctionne comme un amplificateur de classe AB. Si l'entrée V + est plus élevée que l'en- trée Vin de plus d'une tension Oop, alors le courant de drain du transistor à effet de champ MN 11 augmente et est plus élevé que celui du transistor à effet de champ MN 13, et par l'effet du miroir de courant, le courant de drain du transistor à effet de champ MN 21 augmente Par conséquent, les courants de drain de MP 21, MP 22 augmentent également Puis, les courants des transistors à effet de champ MP 21, MP 22 (consti- tuant un miroir de courant avec les transistors à ef- fet de champ MP 21, MP 22) augmentent également Donc les transistors à effet de champ MP 23, MP 24 fonctionnent dans la région de saturation. Un amplificateur "push-pull" de classe B conventionnel n'est pas capable de commander facilement le courant continu du point de fonctionnement A l'op- posé de cela, les amplificateurs "push-pull" de classe B fournis par les transistors MP 36, MN 36 de l'étage de sortie 30, et qui sont aussi fournis par la première partie d'amplification 21, sont capables de maintenir le courant continu du point de fonctionnement de l'ét- ge de sortie 30 à zéro tout le temps. Cependant, la présente invention peut entra;- ner une distorsion de recouvrement augmentée Ce pro- blème est résolu de la manière suivante Ces transistors MP 35, MN 35 relient entre elles la deuxième partie d'am- plification 22 et la deuxième partie de sortie 32 Ces transistors MP 35, MN 35 de l'étage de sortie 30 et la deuxième partie d'amplification 22 de l'étage d'amplifi- cation à gain élevé 20 sont conçus pour commander la charge seulement lorsque la différence de tension entre les deux entrées Vin +, Vin est plus faible qu'une cer- taine valeur de tension Oop. Lorsque les entrées Vin+ Vin des transis- tors MP 12, MP 13 sont égales, les transistors MP 27 à MP 31 de la deuxième partie d'amplification 22 restent dans une région saturée, avec pour résultat qu'une sor- tie à gain élevé est générée en proportion de la diffé- rence de tension entre les deux entrées Vin+F, V in-. La sortie 523 de la deuxième partie d'ampli- fication 22 de l'étage d'amplification à gain élevé 20, c'est-à-dire les drains des transistors MP 31, MN 31, est reliée aux grilles des transistors MP 35, MN 35 de l'étage de sortie 30 Les transistors MP 35, MN 35 res- tent dans une région saturée lorsque les deux entrées Vin+, Vin -de l'étage d'amplification 10 sont égales en amplitude Par conséquent, lorsque la différence de tension entre les entrées Vi +, V de l'étage d'entrée 10 est plus faible qu'une certaine valeur de tension désignée par Oop, la sortie est décalée vers un niveau plus élevé que la tension de fonction- nement et le courant pour la charge est fourni par le transistor MP 35 A l'opposé, si la sortie est dé- calée vers un niveau plus bas que la tension de fonc- tionnement, le courant pour la charge est fourni par le transistor MN 35. Dans ces conditions, les transistors MP 35, MN 35 de l'étage de sortie 30 fournissent du courant à la charge jusqu'à ce que les transistors MP 36, MN 36 commencent à conduire et, par conséquent, les transis- tors MP 35, MN 35 peuvent être faiblement dimensionnés, c'est-à-dire avoir une puissance et d'autres caracté- ristiques électriques faibles. Ainsi, la distorsion de recouvrement géné- rée par les transistors MP 36, MN 36 de l'étage de sor- tie 30 et la première partie d'amplification 21 de l'étage d'amplification à gain élevé 20 est redressée par les transistors MP 35, MN 35 de l'étage de sortie et la deuxième partie d'amplification 22 de l'étage d'amplification à gain élevé 20. La marge de phase de la largeur de bande unité devient un facteur pour la détermination de la stabilité de l'amplificateur 1 Si un amplificateur 1 ayant une bonne stabilité en courant alternatif doit être conçu, la marge de phase devrait dépasser 60 C. Considérant le facteur de stabilité en courant alter- natif, la présente invention fournit l'agencement sui- vant Comme il est indiqué aux figures 4 et 6, des condensateurs de compensation de courant alternatif sont reliés aux bornes de sortie de la première et de la deuxième partie d'amplification 21, 22 de l'étage d'amplification à gain élevé 20. La table 1 ci-dessous rassemble des va- leurs mesurées empiriquement de propriétés électri- ques de l'amplificateur de puissance CMOS 1 conforme à la présente invention, les mesures étant effectuées dans une simulation de circuit. TABLEAU 1 (Caractéristiques électriques:Conditions Valeurs (: : mesurées ) (::) (: : ) (Tension de décalage d'entrée:: + o 10 m V) () Largeur de bande à gain unité Circuit 600 k Hz (:ouvert: ) (Taux de réjection de l'aliment O tio O 4 k Hz 70 d B (Gain à vide Pas de charge; 90 d B) ) (Vitesse de montée: 1,5 V/ps ) (Temps d'établissement Avec charge,:) () Condensateur (:: 1000 p F: ) Résistance: (: 300 2 : 3 ps/3 S) (gamme de mode commun:+ 4 V à -3,7 v ) : : ( q) Dans la table 1 ci-dessus, le temps d'éta- blissement a été déterminé sur la base de 10 % de la valeur finale de la sortie et le temps d'établisse- ment positif et le temps d'établissement négatif sont indiqués respectivement. Conformément à la présente invention telle qu'elle a été décrite cidessus, le courant du point de fonctionnement en courant alternatif est réduit et une tension de sortie égale à l'excursion de tension d'alimentation peut être obtenue même sous une charge de faible impédance. REVENDICATIONS 1 Amplificateur de puissance CMOS ( 1) caractérisé en ce qu'il comprend: un étage d'entrée différentiel ( 10) ayant une entree positive, une entrée négative et plusieurs premiers signaux de sortie (Sll-514); un étage d'amplification à gain élevé ( 20) relié fonctionnellement aux premiers signaux (Sll-514) de l'étage d'entrée ( 10), l'étage d'amplification à gain élevé ayant une première partie d'amplification ( 21) et une seconde partie d'amplification ( 22) cha- cune générant plusieurs seconds signaux de sortie ( 521-523) et des moyens sensibles aux premiers signaux de sortie pour commander de manière sélective la pre- mière partie d'amplification ( 21) ou la seconde partie d'amplification ( 22); et un étage de sortie ( 30) relié fonctionnelle- ment aux secondes sorties ( 521-523). 2 Amplificateur suivant la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens sensibles aux premiers signaux de sortie comprennent des moyens sensibles à une différence de tension entre l'entrée positive et l'entrée négative pour commander la pre- mière partie d'amplification ( 21) lorsque la diffé- rence de tension dépasse une valeur de seuil, et pour commander la seconde partie d'amplification ( 22) lorsque la différence de tension est plus faible que la valeur de seuil. 3 Amplificateur suivant la revendication 2, caractérisé en ce que la première partie d'ampli- fication ( 21) comprend une première, une seconde et une troisième paires de transistors (MP 21-MP 26) de miroir de courant et une première, une seconde et une troisième paires de transistors amplificateurs (MN 21- MN 26), les transistors amplificateurs comprenant cha- cun une grille reliée fonctionnellement à l'un des premiers signaux de sortie et chacun comprenant un drain fournissant un quatrième signal de sortie ( 521, 522). 5 Amplificateur suivant la revendication 4, caractérisé en ce que l'étage de sortie ( 30) com- prend une première partie de sortie ( 31) compre- nant deux transistors (MN 35, MP 35) comprenant cha- cun une grille reliée àc l'un des troisièmes signaux de sortie de la première partie d'amplification ( 21), la première partie de sortie ( 31), la première partie de sortie configurée comme un amplificateur "push- pull" de classe B; et une seconde partie de sortie ( 32) comprenant deux transistors (MP 36, MN 36) ayant chacun une grille reliée à l'un des quatrièmes signaux de sortie, la deuxième partie de sortie ( 32) étant configurée comme un amplificateur "push-pull" de classe AB; les transistors des première ( 31) et seconde ( 32) parties de sortie comprenant chacun un drain produisant des signaux de sortie de l'étage de sortie ( 30). 6 Amplificateur suivant la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens de commutation de sortie sensibles aux signaux de sortie de l'étage de sortie et destinés à commuter dans l'état de non conduction la première partie de sortie, lorsque la sortie de l'étage de sortie chute, 7 Amplificateur suivant la revendication 6, caractérisé en ce que deux transistors de la secon- de partie de sortie comprennent un transistor de type P et un transistor de type N et comprenant en outre; des premiers moyens de sortie sensibles au dépassement, par le courant dans l'étage de sortie, d'un courant de point de fonctionnement pour permet- tre au transistor de type P de fournir un courant de charge; des seconds moyens de sortie sensibles à la chute du courant de sortie de l'étage de sortie en- dessous du courant de fonctionnement pour permettre au transistor de type N de fournir un courant de charge; et des moyens de commutation de chute sensibles à une chute du courant de sortie dans l'étage de sor- tie pour fournir une sortie par l'intermédiaire des premiers moyens de sortie ou des seconds moyens de sortie. 8 Amplificateur suivant la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens de commutation de pic sensibles à une augmen- tation du courant de sortie de l'étage de sortie pour fournir une sortie à la fois par l'intermédiaire des premiers moyens de sortie et par l'intermédiaire des seconds moyens de sortie. 9 Amplificateur suivant la revendication 7, caractérisé en ce que deux transistors de la pre- mière partie de sortie comprennent un transistor de type P et un transistor de type N et en ce qu'il comprend en outre: des troisièmes moyens de sortie sensibles à un courant de sortie de l'étage de sortie dépassant un courant de point de fonctionnement pour permettre au transistor de type P de fournir un courant de charge; des quatrièmes moyens de sortie sensibles à la chute du courant de sortie de l'étage de sortie en-dessous d'un courant de fonctionnement pour per- mettre au transistor de type N de fournir un courant de charge; des moyens de commutation de pic sensibles à une chute du courant de sortie de l'étage de sor- tie pour fournir une sortie par l'intermédiaire des troisièmes moyens de sortie ou des quatrièmes moyens de sortie.