FR 2668665 A1 19920430 FR 9013248 A 19901025 ) 2668665 Convertisseur de tension à découpage, à commutation perfec- tionnée L'invention concerne la conversion de tension. Elle s'applique notamment mais non-exclusivement en aéro- nautique, o il peut s'avérer nécessaire de disposer d'une source d'énergie électrique capable de délivrer une tension, généralement sinusoïdale, stable en amplitude et en fréquence. Cette tension peut être générée à partir d'un alternateur couplé à un moteur ou à une turbine, et dont on vise à main- tenir la vitesse de rotation fixe par l'intermédiaire d'un mécanisme de couplage hydraulique ou mécanique Cependant, le rendement énergétique d'un tel dispositif est assez fai- ble et la fiabilité réduite. De plus, lorsque l'alternateur alimente une charge non ré- sistive, il se produit une perturbation de la régulation de la tension de sortie fournie, et, par conséquent un cou- rant absorbé par la charge non sinusoïdal. Un autre inconvénient réside en ce que la tension fournie par l'alternateur est susceptible de varier dans une plage très importante, le rapport entre le niveau maximum et mini- mum de la tension pouvant être supérieur à trois dans cer- tains cas. En outre, l'impédance de sortie de l'alternateur étant in- ductive, les harmoniques de courant absorbés par une char- ge sont transformés en harmoniques de tension et il en ré- sulte alors une modification de la tension de sortie qui ne revêt plus un caractère sinusoïdal. Il a alors été envisagé, pour s'affranchir de ces inconvé- nients, d'utiliser des convertisseurs statiques classiques. Cependant, ceux-ci s'avèrent encombrants, lourds et volumi- neux et se révèlent par conséquent incompatibles avec les contraintes de poids et d'encombrement généralement requises dans le domaine de l'aéronautique Aussi, malgré les incon- vénients qui lui sont inhérents, le dispositif avec alter- nateur décrit ci-avant est généralement utilisé. L'invention vise à apporter une solution plus satisfaisante à ce problème. Elle va à l'opposé des solutions actuellement retenues en proposant un dispositif de conversion de tension ayant une structure et un fonctionnement radicalement différents des convertisseurs existants et qui permet de s'affranchir des inconvénients de poids et d'encombrement des dispositifs antérieurs. Un but de l'invention est de proposer un convertisseur à découpage permettant de délivrer une tension de sortie de caractéristiques désirées, par exemple sinusoïdale, obtenue avec une fréquence de découpage élevée et un filtrage haute fréquence. L'invention a encore pour but de fournir un convertisseur de forte puissance. Un autre but de l'invention est de proposer un convertisseur de tension capable de fonctionner en tant que récepteur d'énergie dans certains cas particuliers de charge. L'invention a encore pour but de fournir un dispositif pos- sédant une très faible impédance de sortie. Selon une caractéristique générale de l'invention, le dis- positif de conversion de tension comprend un bloc convertis- seur comprenant: une entrée pour une tension d'entrée sensiblement conti- nue, comportant une première et une deuxième bornes d'entrée, une sortie comportant une première et une deuxième bornes de sortie pour délivrer entre ces bornes une tension de sortie de caractéristiques désirées, un module de commutation possédant une première et une deuxième bornes primaires, respectivement reliées aux pre- mière et deuxième bornes d'entrée, et une borne secondaire, et comportant * un premier commutateur principal, commandable, relié à la première borne primaire et possédant un état de blocage du courant et un état passant autorisant le passage d'un courant dans un sens, * un premier commutateur auxiliaire connecté en parallèle aux bornes du commutateur principal, propre à autoriser le passage d'un courant dans le sens opposé à celui autorisé par le premier commutateur principal et à interdire le pas- sage d'un courant dans l'autre sens, * un deuxième commutateur principal, commandable, relié à la deuxième borne primaire et possédant un état de blocage du courant et un état passant autorisant le passage du cou- rant dans un sens, * un deuxième commutateur auxiliaire, connecté en parallèle aux bornes du deuxième commutateur principal, propre à auto- riser le passage d'un courant dans le sens opposé à celui autorisé par le deuxième commutateur principal et à inter- dire le passage d'un courant dans l'autre sens, des moyens de commande propres à commander les deux commu- tateurs principaux simultanément et de façon antagoniste en fonction d'une loi de commande reliée aux caractéristi- ques désirée de la tension de sortie et comportant, selon une fréquence de découpage, une succession de cycles de durées identiques, une cellule de filtrage comportant une inductance connec- tée entre ladite borne secondaire du module de commutation et l'une des bornes de sortie, ainsi qu'une capacité connec- tée entre les deux bornes de sortie, cette cellule possédant une fréquence de coupure choisie en fonction de la fréquence de découpage, et, des moyens d'inertie en courant, faisant partie du module de commutation, et propres à agir sur la variation du niveau du courant circulant dans certains au moins des commutateurs lors des commutations. Selon un mode de réalisation de l'invention, le premier commutateur principal comporte au moins un transistor à effet de champ dont le drain est relié à la première borne d'entrée, ainsi qu'une première diode supplémentaire dont l'anode est reliée à la source de ce transistor; de même, le deuxième commutateur principal comporte au moins un tran- sistor à effet de champ dont la source est reliée à la deuxième borne primaire, ainsi qu'une deuxième diode supplé- mentaire dont la cathode est reliée au drain de ce tran- sistor; chaque commutateur auxiliaire comporte une diode montée en inverse par rapport au sens de passage du courant dans le transistor correspondant. Les moyens d'inertie en courant peuvent comprendre un cir- cuit inductif, relié d'une part aux deux bornes respectives des premier et deuxième commutateurs principaux opposées à celles respectivement reliées aux deux bornes primaires du module de commutation, et, d'autres part, à la borne secondaire du module de commutation. Il est également avantageux que le module de commutation comprenne, en outre des moyens limiteurs de tension, tels que des circuits écrêteurs de tension, ainsi qu'une capacité auxiliaire connectée entre les première et deuxième bornes d'entrée. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention appa- raitront à l'examen de la description détaillée ci-après et des dessins annexés sur lesquels: la figure 1 est un synoptique général schématique d'un dispositif selon l'invention, la figure 2 illustre très schématiquement un exemple d'ob- tention de la tension d'entrée du dispositif de la figu- re 1, la figure 3 représente des diagrammes illustrant d'une façon générale le fonctionnement du dispositif de la figure 1, et la figure 4 est un synoptique schématique plus détaillé d'une partie du dispositif de la figure 1. Les dessins comportent pour l'essentiel des éléments de caractère certain A ce titre ils font partie intégrante de la description et pourront non seulement servir à mieux faire comprendre la description ci-après mais aussi contri- buer, le cas échéant, à la définition de l'invention. Tel qu'illustré sur la figure 1, le dispositif de conversion comporte un bloc convertisseur CV, propre à délivrer une tension de sortie VS à une charge CH à partir d'une tension d'entrée sensiblement continue V+, V- On suppose ici que cette tension de sortie est une tension sinusoïdale Cette tension de sortie est obtenue à partir d'une tension de référence Vref correspondant à la tension de sortie désirée 5 mais d'un niveau atténué par rapport à celui désiré pour cette tension de sortie Cette tension de référence est par exemple générée à partir d'un générateur GEN et peut être modifiée en niveau et en fréquence. Lorsque le dispositif de conversion est monté à bord d'un aéronef pour délivrer la tension de sortie aux divers équi- pements de ce dernier, la tension d'entrée V+, V peut être générée à partir du montage illustré sur la figure 2 Un alternateur ALT, couplé à un moteur ou à une turbine MOT,15 et dont le neutre est relié à la masse avion, délivre une tension triphasée sinusoïdale dont l'amplitude nominale est d'environ 200 Volts efficaces entre phases et dont la fréquence nominale est d'environ 400 Hertz Cependant, l'am- plitude de cette tension triphasée peut varier entre20 100 Volts et 311 Volts entre phases et la fréquence peut varier entre 300 Hertz et 750 Hertz Cette tension est redressée par un réseau hexaphasé de diodes RDI qui, après filtrage inductif-capacitif FLT, fournit la tension d'entrée sensiblement continue V+, V-, dont le niveau nominal est25 d'environ 280 Volts, mais peut varier entre 140 Volts et 440 Volts De plus, cette tension continue peut présenter une ondulation résiduelle dont la fréquence est comprise entre 1800 Hertz et 4500 Hertz, et dont le niveau dans les creux est d'environ 0,866 fois la tension crête.30 Les références B El et BE 2 désignent respectivementles pre- mière et deuxième bornes d'entrée du bloc convertisseur CV, propres à recevoir la tension d'entrée V+, V- La ten- sion de sortie VS est délivrée entre une première borne35 de sortie B Sl et une autre borne de sortie B 52 Cette bor- ne de sortie B 52 est le point commun de deux capacités Cl et C 2 permettant d'obtenir un zéro volt fictif par rapport aux tensions V+,V- On verra cependant plus loin que, dans 7 certains cas, la présence de ces capacités Cl et C 2 n'est pas nécessaire. Le bloc convertisseur comporte un module de commutation MCOM possédant une première borne primaire B Pl reliée à la première borne d'entrée BE 1, une deuxième borne primaire BP 2, connectée à la deuxième borne d'entrée BE 2, ainsi qu'une borne secondaire BSS Il est également prévu une cellule de filtrage passe-bas LPF comportant une inductance10 LF connectée entre ladite borne secondaire BSS du module de commutation et l'une des bornes de sortie (ici la borne B 51), ainsi qu'une capacité CF connectée entre cette borne de sortie et la borne BE 2 En d'autres termes, cette capacité est donc (ici indirectement par l'intermédiaire15 de la capacité C 2) connectée entre les deux bornes de sortie B 51 et B 52. Il est également envisageable que la capacité CF puisse être reliée à la première borne d'entrée B El, en restant toutefois connectée entre les deux bornes de sortie. Le module de commutation comporte une première unité d'in- terruption bidirectionnelle en courant Il, commandable, connectée entre la première borne primaire B Pl et la borne25 secondaire BSS, ainsi qu'une deuxième unité d'interruption bidirectionnelle en courant I 2, également commandable, con- nectée entre la deuxième borne primaire BP 2 et la borne secondaire BSS. Des moyens de commande COMD sont propres à commander les deux unités d'interruption bidirectionnelles, simultanément et de façon antagoniste en fonction d'une loi de commande reliée aux caractéristiques désirées de la tension de sor- tie, cette loi de commande comportant, selon une fréquence35 de découpage, une succession de cycles de durées identiques. La cellule de filtrage LPF possède alors une fréquence de coupure choisie en fonction de cette fréquence de découpage. 8 Très avantageusement, lorsque la tension de sortie est une tension périodique de fréquence choisie, par exemple une tension sinusoïdale, la fréquence de découpage est au moins égale à 100 fois la valeur de ladite fréquence choisie, ce qui permet de minimiser, notamment lorsque la tension de sortie est sinusoïdale, le taux d'ondulation de cette dernière qui se produit à la fréquence de découpage, tout en utilisant une cellule de filtrage ayant une fréquence de coupure élevée, donc peu volumineuse.10 Toutefois, on peut admettre, dans certaines applications, un rapport de 50 entre la fréquence de découpage et ladite fréquence choisie, ce qui conduit alors à des performances dégradées. 15 Comme on le verra plus en détail ci-après, la première unité d'interruption Il comporte un premier commutateur principal commandable, relié à la première borne primaire B Pl et pos- sédant un état de blocage du courant ainsi qu'un état pas-20 sant De même, la deuxième unité d'interruption comporte un deuxième commutateur principal commandable, relié à la deuxième borne primaire BP 2 et possédant également un état de blocage du courant ainsi qu'un état passant. D'une façon générale, chaque cycle de la loi de commande est subdivisé en un premier et un deuxième segments ayant respectivement des rapports cycliques modulables en fonction des caractéristiques désirées de la tension de sortie. Les moyens de commande sont alors aptes, * pendant le premier segment, à conférer au premier commuta- teur principal l'un de ses états de blocage et passant, et à conférer au deuxième commutateur principal l'un de35 ses états de blocage et passant, antagoniste de celui confé- ré au premier commutateur principal, et * pendant le deuxième segment, à conférer respectivement 9 aux premier et deuxième commutateurs principaux leur autre état. Pour réaliser cette fonction, les moyens de commande peuvent comporter un circuit à modulation de largeur d'impulsion,, tel que celui commercialisé par la Société SILICON GENERAL sous la référence 1526, suivi d'un boitier de commande des deux commutateurs principaux, tel que celui commercialisé par la Société des Etats-Unis INTERNATIONAL RECTIFIER sous10 la référence IR 2110. On verra plus loin que les commutateurs principaux peuvent être des transistors de puissance à effet de champ Un tel boîtier de commande permet alors de commander correctement ces transistors de puissance, et notamment dans le cas o le potentiel de la source de l'un d'entre eux est flottant et peut varier de quelques centaines de Volts. Le circuit à modulation de largeur d'impulsion reçoit d'une part la tension de référence Vref et, d'autre part, une tension auxiliaire, tirée de la tension de sortie, et ayant un niveau atténué par rapport à celui désiré pour la tension de sortie. L'homme du métier pourra se référer aux notices techniques de ces deux composants pour plus de détails si nécessaire. Avant d'examiner plus en détail la structure de ce bloc convertisseur CV, on va en décrire sommairement le principe30 général de fonctionnement en se référant à la figure 3, sur laquelle les dimensions ont été fortement exagérées pour une meilleure compréhension. On suppose ici que la tension de sortie VS désirée est sinu- soldale On suppose également que le bloc convertisseur reconstitue une alternance positive de la sinusoïdale de sortie et qu'une charge résistive est connectée en sortie de ce bloc convertisseur. Le premier diagramme de cette figure 3 illustre les diffé- rents états pris par le premier commutateur principal T Pl. On suppose que, pendant le premier segment S Gl du cycle CY, le commutateur T Pl est dans son état passant (niveau 1) alors que pendant le deuxième segment SG 2 il est dans son état de blocage (niveau 0) On remarque ici que la durée de chaque cycle CY est égale à la période de découpage TD. Le deuxième diagramme de cette figure 3 illustre les diffé- rents états pris par le deuxième commutateur principal TP 2. Celui-ci étant commandé de façon antagoniste par rapport au premier commutateur principal, il est dans son état de blocage pendant le premier segment S Gl du cycle CY et dans son état passant pendant le deuxième segment SG 2. En conséquence, pendant ce premier segment SG 1, la tension V+ est appliquée à l'inductance LF ce qui se traduit par la circulation d'un courant IL à travers cette inductance LF croissant linéairement jusqu'à une valeur IM dépendant des caractéristiques de l'inductance, des tensions d'entrée et de sortie ainsi que la durée du segment S Gl Cette croissance est linéaire puisque la tension appliquée est constante pendant toute la durée du segment SG Pendant le segment SG 2, c'est la tension V qui est appliquée à l'inductance LF ce qui se traduit par la décroissance du courant IL Il est à noter ici que la référence Vi désigne le niveau de tension intermédiaire égale à V+ IV-I. En conséquence, telle qu'illustrée sur le dernier diagramme de cette figure 3, la valeur moyenne de la tension de sortie VS pendant la durée du premier cycle est égale à V+ puisque la durée du segment S Gl est égale à trois fois celle du segment SG 2 Au cycle suivant, le rapport cyclique du segment SG 1 est égal à 7/8 tandis que celui du segment SG 2 est égal à 1/8 ce qui conduit donc à une tension VS moyenne égale à 3/4 V+ L'allure générale de la tension de sortie VS, sensiblement sinusoïdale, est représentée en traits mixtes sur ce diagramme. On se réfère maintenant plus particulièrement à la figure 4 pour décrire plus en détail les éléments constitutifs du module de commutation MCOM. Comme déjà évoqué partiellement, la première unité d'inter- ruption bidirectionnelle comporte un premier commutateur10 principal T Pl commandable relié à la première borne primaire du module de commutation et possédant un état de blocage du courant et un état passant autorisant le passage d'un courant provenant de ladite première borne d'entrée B El (tension V+). Il est également prévu un premier commutateur auxiliaire, connecté en parallèle aux bornes du commutateur principal et propre à autoriser le passage d'un courant vers la pre- mière borne d'entrée et à interdire le passage d'un courant dans l'autre sens. Ce premier commutateur principal peut comporter un transistor de puissance à effet de champ de technologie VMOS, à canal N, dont le drain est relié à la première borne d'entrée, et une première diode supplémentaire D 30 dont l'anode est reliée à la source du transistor. L'homme du métier saura choisir les caractéristiques des transistorspour chaque application en fonction des contrain- tes de puissance et de commutation exigées. Le premier commutateur auxiliaire est ici une première diode auxiliaire D 31 montée en inverse par rapport au sens de passage du courant dans le transistor TP 1, c'est-à-dire dont la cathode est reliée à la première borne d'entrée et dont l'anode est reliée à la cathode de la diode supplé- mentaire D 30. De même, la deuxième unité d'interruption bidirectionnelle I 2 comporte un deuxième commutateur principal commandable TP 2 relié à la deuxième borne primaire et possédant un état de blocage du courant et un état passant autorisant le pas- sage d'un courant en direction de ladite deuxième borne d'entrée Il est également prévu un deuxième commutateur auxiliaire connecté en parallèle aux bornes du deuxième commutateur principal et propre à autoriser le passage d'un courant provenant de la deuxième borne d'entrée et à inter- dire le passage d'un courant dans l'autre sens. Pratiquement, le commutateur TP 2 peut être également un transistor de puissance à effet de champ de technologie VMOS de canal N, par exemple le même que le transistor TP 1, dont la source est reliée à la borne BE 2 Il est associé à une deuxième diode supplémentaire D 40 dont la cathode est reliée au drain du transistor TP 2 Le deuxième commuta- teur auxiliaire est une diode D 41 montée en inverse par rapport au sens du passage du courant dans le transistor TP 2 En d'autres termes, l'anode de la diode D 41 est reliée à la borne BE 2 tandis que la cathode est reliée à l'anode de la diode D 40. Le module de commutation comporte en outre des moyens d'inertie en courant propres à agir sur la variation du niveau de courant circulant dans certains au moins des com- mutateurs des unités d'interruption bidirectionnelles, lors des commutations. Pratiquement, ces moyens d'inertie en courant comprennent un circuit inductif comportant une première et une deuxième inductance auxiliaire Li, L 2, disposées en série La premiè- re inductance auxiliaire Ll est reliée à la cathode de la première diode supplémentaire D 30, tandis que la deuxième inductance L 2 est reliée à l'anode de la deuxième diode supplémentaire D 40 La borne commune des deux inductances Ll et L 2 définit ici la borne secondaire BSS du module de commutation reliée à l'une des bornes de l'inductance LF de la cellule de filtrage. Il est alors préférable de prévoir une résistance RP connec- tée en parallèle aux bornes de ce circuit inductif, c'est-à- dire reliée entre la cathode de la diode D 30 et l'anode de la diode D 40 Cette résistance critique parallèle amortit le circuit inductif afin d'éviter l'obtention d'un système oscillant constitué des inductances auxiliaires et des capa- cités parasites internes et externes aux inductances. Ces moyens d'inertie en courant sont avantageusement asso- ciés à des moyens limiteurs de tension comprenant ici un20 premier circuit écrêteur de tension ECR 1 comportant un en- semble d'une pluralité de diodes en parallèle D 50-1 dont les cathodes sont reliées à la première borne primaire B Pl du module de commutation, donc à la borne d'entrée V+. Ce circuit écrêteur ECR 1 comporte: une diode Zener DZ 50-1 d'un seuil choisi, montée en inver- se par rapport aux diodes D 50-1, est connectée en série entre les anodes de ces diodes D 50-1 et l'anode de la deuxième diode supplémentaire D 40, et une capacité C 50-1 connectée en parallèle aux bornes de la diode Zener. Un deuxième circuit écrêteur de tension ECR 2, de structure analogue au circuit écrêteur au circuit ECR 1 est connecté entre la borne primaire BP 2 et la cathode de la première diode supplémentaire D 30 Ce deuxième circuit écrêteur dif- fère du premier par le sens de montage des différentes dio- des D 50-2 et diode Zener DZ 50-2. Il est enfin prévu, au sein du bloc convertisseur de ten- sion, une capacité auxiliaire COO connectée entre les pre- mière et deuxième bornes d'entrée et dont la fonction sera explicitée plus loin. On s'intéresse maintenant au fonctionnement du module de commutation. On suppose dans cet exemple que la tension de sortie VS est une tension sinusoïdale de fréquence nominale égale à 400 Hertz environ et d'amplitude crête à crête égale à environ 315 Volts efficaces, stabilisée en fréquence et en amplitude. La tension de référence Vref est alors une tension sinusol- dale de fréquence nominale 400 Hertz, d'amplitude crête à crête environ égale à 2 Volts La tension auxiliaire VA est également sinusoïdale et d'amplitude crête à crête envi- ron égale également à 2 Volts Cependant, en raison des retards temporels engendrés par les différents constituants du bloc convertisseur, cette tension auxiliaire VA est tem- porellement retardée par rapport à la tension de référence Vref. L'homme du métier sait qu'à partir de ces tensions de réfé- rence et auxiliaire, le circuit à modulation de largeur d'impulsion génère un signal de compensation sinusoïdal qui est l'image de la tension de sortie désirée C'est à partir de ce signal de compensation qu'est élaborée la loi de commande. On suppose également que le bloc convertisseur fonctionne en régime établi délivrant la tension de sortie désirée VS découpée à la fréquence de découpage 100 kilohertz. On suppose encore ici que la charge branchée en sortie du bloc convertisseur est une charge résistive. Lorsque, lors de la reconstitution de l'alternance positive de la sinusoïde, le transistor T Pl est dans son état passant, il y a circulation d'un courant IL croissant, depuis la borne d'entrée V+ vers la borne de sortie, à travers successivement la diode D 30, la première inductance auxiliaire LI et l'inductance de la cellule de filtrage LF Le transistor TP 2 est alors bloqué. Au cycle suivant, le transistor T Pl est dans son état de blocage, et le transistor TP 2 est dans son état passant. Le courant IL circule dans le même sens, en décroissant, de la borne V vers la sortie à travers successivement la diode D 41, la deuxième inductance L 2 et l'inductance LF. Au cycle suivant, lorsque le transistor T Pl redevient pas- sant, le transistor TP 2 étant bloqué, il se produit, pendant un court laps de temps, en raison du temps de recouvrement des diodes, un court-circuit entre les deux bornes d'entrée puisque le transistor T Pl devient passant alors que la diode D 41, non encore bloquée, est toujours conductrice Ceci se traduit en conséquence par une importante variation du niveau du courant circulant dans les diodes D 30 D 41 et dans le transistor TP 1 Le circuit inductif Ll, L 2 a alors pour rôle de limiter cette variation du niveau de courant et d'éviter ainsi une détérioration des composants. L'homme du métier saura adapter les caractéristiques des moyens d'inertie en courant pour garantir, selon les appli- cations, une variation de niveau de courant compatible no- tamment avec les caractéristiques des transistors T Pl et TP 2, ainsi que des diodes D 30, D 31, D 40 et D 41. Corrélativement, lorsque la diode D 41 vient à se bloquer, il se créé alors une surtension importante aux bornes du transistor TP 2 et de la diode D 41, occasionnée par la présence de ce circuit inductif Ll, L 2 Le circuit écrêteur ECR 1 a alors pour rôle de limiter cette surtension à un niveau acceptable garantissant une non destruction des composants. Lors de la reconstitution d'une alternance négative de la sinusoïde, et, toujours dans l'hypothèse d'une charge résis- tive en sortie, le courant circulera, lorsque le transistor T Pl sera passant, depuis la borne d'entrée V+ vers la sortie à travers la diode D 31 et la première inductance Ll Lorsque ce transistor sera bloqué et que le transistor TP 2 sera passant, le courant circulera alors cette fois-ci de la borne de sortie vers la borne BE 2 à travers l'inductance LF, l'inductance L 2, la diode D 40 et le transistor TP 2. Le phénomène de court-circuit évoqué ci-avant se produira alors en mettant en jeu les diodes D 40 et D 31 et le phénomè- ne de surtension sera alors canalisé par le deuxième circuit écrêteur ECR 2. Le bloc convertisseur peut également fonctionner avec une charge réactive en sortie En ce qui concerne le sens des courants, le fonctionnement avec une telle charge, lors de la reconstitution de l'alternance positive de la sinusoide, est analogue à celui de la reconstitution d'une alternance négative dans le cas d'une charge résistive, et, dans le cas de la reconstitution d'une alternance néga- tive, il est analogue à celui décrit pour une charge résis- tive dans le cas de la reconstitution d'une alternance posi- tive Ainsi le convertisseur peut absorber de l'énergie par sa sortie et la restituer à la capacité COO. Par ailleurs, le rôle de la capacité COO, branchée entre les deux bornes d'entrée du bloc convertisseur est aussi d'absorber les chutes de tension d'entrée lors des commu- tations et de constituer ainsi en quelque sorte un réservoir 17 d'énergie. Le choix des valeurs des inductances LF et capacité CF de la cellule de filtrage résulte d'un compromis entre les 5 performances du bloc convertisseur d'une part et l'encombre- ment d'autre part Ainsi, par exemple, plus la valeur de l'inductance LF est faible plus la constante de temps de la boucle de réaction est faible, mais plus les ondulations en courant, dans l'inductance LF sont grandes (à fréquence10 de découpage égale) Par ailleurs, plus la valeur de la capacité est importante plus le taux d'ondulation à la fréquence de découpage est faible, mais plus grand est son encombrement avec un courant capacitif croissant. L'homme du métier saura adapter les valeurs des inductances et capacités de filtrage pour chaque cas particulier Ici, la Demanderesse a estimé souhaitable d'adopter les valeurs 65 microhenry pour LF et 5 microfarads pour CF, ce qui conduit à une fréquence de coupure de 10 kilohertz environ. La Demanderesse a ainsi pu réaliser un bloc convertisseur permettant donc de délivrer la tension sinusoïdale de sortie décrite ci-avant, sous un courant nominal de 9 ampères efficaces, soit une puissance de 1 kilowatt avec un25 rendement de l'ordre de 92 %. L'agencement du module de commutation permet notamment de fournir cette tension d'une manière relativement précise grâce à une fréquence de découpage et une fréquence de fil-30 trage élevées sans risque de détérioration des composants, notamment les transistors de puissance. D'une façon générale, le bloc convertisseur selon l'inven- tion présente les avantages énoncés ci-après, outre ceux35 déjà évoqués: faible impédance de sortie; ainsi, une charge disposée en sortie de ce bloc convertisseur absorbant un courant présentant des harmoniques, n'entraîne pas une modification sensible de la forme de la tension de sortie En d'autres termes, le taux de distorsion en tension est très réduit. L'encombrement d'un tel bloc convertisseur est très réduit, typiquement de l'ordre de un litre. Comme déjà évoqué, le bloc convertisseur est capable de fonctionner en mode récepteur d'énergie, par exemple dans le cas d'une charge réactive branchée en sa sortie. L'invention n'est pas limitée au mode de réalisation ci-des- * sus décrit mais en embrasse toutes les variantes contenues dans le cadre des revendications ci-après. Il est ainsi possible de fournir des tensions de sortie de caractéristiques diverses, ayant par exemple des formes d'ondes carrées, rectangulaires, triangulaires, voire une tension de sortie continue, par une adaptation convenable de la loi de commande. Comme déjà évoqué partiellement plus haut, il est possible de coupler plusieurs blocs convertisseurs selon l'invention pour fournir une tension de sortie globale biphasée, tripha- sée, multiphasée Dans ce cas, les capacités Cl et C 2, utilisées ci- avant pour obtenir un zéro volt fictif par rapport aux tensions V+ et V ne sont plus nécessaires. (La capacité CF est alors directement reliée à la borne B 52). Ainsi, en disposant trois blocs convertisseurs alimentés par la même tension d'entrée, il est possible d'obtenir trois tensions de sortie ayant des amplitudes égales et des fréquences égales mais déphasées l'une par rapport à l'autre de 1200 Il convient alors que le générateur génère trois tensions de référence déphasées de 120 l'une par rapport à l'autre Le générateur peut également fournir un signal d'horloge de façon à synchroniser la fréquence de découpage des différents convertisseurs L'encombrement d'un tel groupe de trois convertisseurs fournissant une puissance de 2 kilowatts est d'environ 2 litres. Dans certaines applications requérant des puissances de commutation importantes, on peut envisager que les commutateurs principaux comportent une pluralité de transistors de puissance montés en parallèle et associés à une pluralité de diodes auxiliaires et supplémentaires. D'autres composants pourraient être utilisés comme commu- tateurs selon les contraintes de puissance et de fréquence de découpage envisagées Ainsi des transistors bipolaires peuvent par exemple être envisagés notamment pour des puis-15 sances et des fréquences de découpage moins élevées. On pourrait également remplacer les moyens de commande évo- qués ci-avant par ceux décrits dans la Demande de Brevet français au nom de la Demanderesse, déposée le même jour20 que la pré-sente Demande, pour un "Convertisseur de tension à découpage,, à commande perfectionnée", et dont le contenu est à toutes fins utiles incorporé à la présente description. Bien entendu, certains des moyens décrits ci-avant peuvent être omis dans les variantes o ils ne servent pas. Revendications 1 Dispositif de conversion de tension, caractérisé en ce qu'il comprend un bloc convertisseur (CV) comprenant une entrée pour une tension d'entrée sensiblement continue (V+, V-), comportant une première et une deuxième bornes d'entrée (B El, BE 2), une sortie comportant une première et une deuxième bornes de sortie (B 51, B 52) pour délivrer entre ces bornes une tension de sortie (VS) de caractéristiques désirées, un module de commutation (MCOM) possédant une première et une deuxième bornes primaires (BP 1, BP 2), respectivement reliées aux première et deuxième bornes d'entrée, et une borne secondaire (BSS), et comportant * un premier commutateur principal (TP 1), commandable, relié à la première borne primaire et possédant un état de blocage du courant et un état passant autorisant le passage d'un courant dans un sens, * un premier commutateur auxiliaire (B 31), connecté en pa- rallèle aux bornes du commutateur principal, propre à auto- riser le passage d'un courant dans le sens opposé à celui autorisé par le premier commutateur principal et à interdire le passage d'un courant dans l'autre sens, * une deuxième commutateur principal (TP 2), commandable, relié à la deuxième borne primaire et possédant un état de blocage du courant et un état passant autorisant le pas- sage d'un courant dans un sens, * un deuxième commutateur auxiliaire (D 41), connecté en parallèle aux bornes du deuxième commutateur principal, propre à autoriser le passage d'un courant dans le sens opposé à celui autorisé par le deuxième commutateur prin- cipal et à interdire le passage d'un courant dans l'autre sens, des moyens de commande (COMD) propres à commander les deux commutateurs principaux simultanément et de façon anta- goniste, en fonction d'une loi de commande reliée aux carac- téristiques désirées de la tension de sortie et comportant, selon une fréquence de découpage, une succession de cycles de durée identique, une cellule de filtrage (LPF) comportant une inductance (LF) connectée entre ladite borne secondaire (BSS) du module de commutation (MCOM) et l'une des bornes de sortie (B Sl), ainsi qu'une capacité (CF) connectée entre les deux bornes de sortie, cette cellule de filtrage possédant une fréquence de coupure choisie en fonction de la fréquence de découpage, et en ce que le module de commutation comporte en outre des moyens d'inertie en courant (Ll, L 2) propres à agir sur la variation du niveau du courant circulant dans cer- tains au moins des commutateurs lors des commutations. 2 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que chaque commutateur auxiliaire comporte une diode (D 31, D 41), montée en inverse par rapport au sens de passage du courant dans le commutateur principal correspondant. 3 Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que les moyens d'inertie en courant comprennent un circuit inductif (Ll, L 2) relié, d'une part, aux deux bornes respectives des premier et deuxième commutateurs principaux, opposées à celles respectivement reliées aux deux bornes primaires du module de commutation, et, d'autre part, à la borne secondaire du module de commutation. 4 Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que le circuit inductif comporte une première (Ll) et une deuxième (L 2) inductances auxiliaires, disposées en série, la première inductance auxiliaire (LU) étant reliée au pre- mier commutateur principal (TP 1), tandis que la deuxième inductance (L 2) est reliée au deuxième commutateur principal (TP 2), la borne commune des deux inductances étant reliée à la borne secondaire du module de commutation, et en ce qu'il est prévu une résistance (RP) connectée en parallèle aux bornes du circuit inductif. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le module de commutation comprend, en outre, des moyens limiteurs de tension (EC Rl, ECR 2). 6 Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens limiteurs de tension comprennent: un premier circuit écrèteur de tension (ECR 1) connecté entre, d'une part, la borne du deuxième commutateur princi- pal (TP 2), opposée à celle reliée à la deuxième borne pri- maire du module de commutation, et la première borne primai- re du module de commutation d'autre part, et un deuxième circuit écrêteur de tension (ECR 2), connecté entre d'une part, la borne du premier commutateur principal (TP 1), opposée à celle reliée à la première borne primaire du module de commutation et la deuxième borne primaire du module de commutation d'autre part. 7 Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que chaque circuit écrêteur (ECR-i) comporte: un ensemble d'une pluralité de diodes (D 50-i) en parallèle dont une première borne commune est reliée à la borne pri- maire correspondante du module de commutation, une diode du type Zener (DZ 50-i), montée en inverse par rapport auxdites diodes (D 50-i), et connectée en série entre la borne commune opposée desdites diodes et le commutateur principal correspondant, et une capacité (C 50-i) connectée en parallèle aux bornes de la diode Zener (DZ 50-i). 8 Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend une capacité auxiliaire (COO) connectée entre les première et deuxième bornes d'en- trée (B El, BE 2). 9 Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les premier et deuxième commutateurs principaux comportent des transistors de puissance à effet de champ. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que le premier commutateur principal comporte au moins un transistor à effet de champ (TP 1), dont le drain est relié à la première borne d'entrée (B El), ainsi qu'une pre- mière diode supplémentaire (D 30) dont l'anode est reliée à la source du transistor, en ce que la cathode de la première diode auxiliaire (D 31) est reliée à la première borne d'entrée, en ce que le deuxième commutateur principal comporte au moins un transistor à effet de champ (TP 2) dont la source est reliée à la deuxième borne d'entrée, ainsi qu'une deuxième diode supplémentaire (D 40) dont la cathode est reliée audit drain du transistor, et en ce que l'anode de la deuxième diode auxiliaire (D 41) est reliée à la deuxième borne d'entrée. 11 Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que les cathodes des diodes (D 50-1) du premier circuit écrêteur (ECR 1) sont reliées à la première borne d'entrée, tandis que les anodes des diodes du deuxième circuit écré- teur sont reliées à la deuxième borne d'entrée. 12 Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que, la tension de sortie étant une ten- sion périodique de fréquence choisie, la fréquence de décou- page est au moins égale à 100 fois ladite fréquence choisie. 13 Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la tension de sortie est une tension alternative sensiblement sinusoïdale, d'amplitude et de fréquence sensiblement constantes. 14 Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend une pluralité de blocs convertisseurs, de structure analogue, propres à délivrer une pluralité de tensions de sortie mutuellement déphasées.