FR 2666945 A1 19920320 FR 9011379 A 19900914 i "DISPOSITIF SEMICONDUCTEUR INTEGRE COMPRENANT UNE STRUCTURE DE FILTRE PASSE-BAS A REACTIONS MULTIPLES" L'invention concerne un dispositif semiconducteur intégré incluant une structure de filtre passe-bas à réactions multiples, cette structure comprenant une chaîne directe formée d'au moins deux blocs-filtres à gain négatif montés en série, et deux chaînes de réactions multiples, la première à gain négatif, la seconde à gain positif ramenant les signaux de sortie des blocs-filtres sur l'entrée de la structure de filtre à travers un sommateur. L'invention trouve son application dans la réali- sation de filtres passe-bas fonctionnant dans le domaine des hyperfréquences et dont la courbe représentant le gain en fonction de la fréquence présente des flancs abrupts conformes à un gabarit donné. L'invention trouve notamment son application dans le domaine de la télévision Dans ce domaine, par exemple, il est nécessaire d'avoir la possibilité de sélectionner un signal situé dans un canal, c'est-à-dire dans une bande de fréquences étroite, ce canal pouvant lui-même se trouver dans une bande de fréquences plus large En outre, il est nécessaire d'avoir la possibilité de déplacer la sélection du canal en cours d'utilisation, lorsque l'on désire recevoir un signal différent situé dans un autre canal. Dans le domaine cité de la télévision, il est connu de l'homme du métier d'utiliser un filtre à forte sélec- tivité, ajustable, pour fournir à sa sortie les signaux qui sont à l'intérieur du canal sélectionné. Mais si l'on envoie sur un tel filtre un signal qui n'a pas été préalablement traité, par exemple un signal venant directement d'une antenne, alors des problèmes appa- raissent En effet, le filtre sélectif reçoit, outre les si- gnaux que l'on désire utiliser, une quantité d'autres signaux indésirables qui ne sont pas dans la bande d'utilisation, mais qui sont néanmoins captés par l'antenne Il se produit alors un mélange entre tous ces signaux, et, lorsque les signaux indésirables sont à une fréquence extérieure à celle de la bande d'utilisation, il apparaît ainsi des signaux à la même fréquence que celle des signaux utiles et qui les parasitent. Outre ce parasitage, ces signaux indésirables procurent un autre inconvénient: ils résultent en une forte puissance d'entrée appliquée sur le filtre sélectif Ce der- nier fonctionne alors de manière non linéaire et distord le signal utile qu'il reçoit. La solution à ces problèmes réside dans un filtre passe-bas non ajustable placé en amont du filtre sélectif ajustable. Le circuit selon l'invention trouve aussi son application dans la réalisation de tout filtre passe-bas, par exemple pour éliminer les harmoniques d'un signal; ou dans les démodulateurs pour éliminer les signaux aux fréquences images. Un circuit de filtre tel que décrit dans le préambule de la revendication 1 est connu du brevet US 3720881 de Mars 1973 Ce brevet décrit des filtres basse fréquences, passe-bande à passe-bas, à réactions multiples, composés de blocs de base montés en cascade, et de résistances disposées à la sortie des blocs pour ramener en entrée le signal de sortie de chaque bloc La valeur de chacune des résistances est choisie pour réaliser la fonction de transfert voulue du cir- cuit filtre à réactions multiples. Le brevet US cité décrit deux types de circuits filtres: une structure passe-bande, et une structure passe- bas, non intégrables. Dans le cas de la structure passe-bas, les réac- tions multiples sont toutes ramenées directement au même noeud d'entrée d'un amplificateur opérationnel faisant office de sommateur Les réactions ne sont faites qu'à partir de la sortie du second bloc de base Chaque bloc de base est cons- titué d'un pont diviseur à résistance et capacité, et d'un amplificateur à gain unitaire positif contenant un amplifica- teur opérationnel et servant de tampon Ce bloc de base est également un filtre passe-bas d'ordre 1 de fréquence centrale identique d'un bloc de base à l'autre, et identique à la fré- quence centrale du filtre complet Les contre-réactions ont toutes un gain négatif et sont purement résistives Chaque bloc de base a peu d'effet sur le bloc précédent ou suivant, du fait de son amplificateur tampon Les seuls paramètres à prendre en compte pour le calcul des éléments du bloc de base sont la résistance, la capacité, et la fréquence centrale du filtre complet Le cas est illustré par les figures 3 et 4 du brevet US cité. Dans le cas de la structure passe-bande les réactions multiples forment deux chaînes sur lesquelles sont appliquées, par l'intermédiaire de résistances, une sortie sur deux des blocs unitaires en alternance Néanmoins, le premier bloc n'est pas muni de contre-réaction Toutes les contre- réactions ont un gain négatif et sont purement résistives. Chaque bloc de base est constitué d'un filtre passe-bande d'ordre 2 et d'un amplificateur opérationnel à gain infini. Les blocs de base sont tous identiques et calculés en fonction des résistances, capacités, fréquences centrales -qui sont identiques pour chaque bloc à la fréquence centrale du filtre complet et facteur qualité Pour obtenir que les contre- réactions soient toutes à gain négatif, chaque bloc de base ayant un gain négatif, l'une des deux chaînes est munie d'un inverseur Les réactions multiples sont toutes ramenées au même noeud d'entrée d'un amplificateur opérationnel faisant office de sommateur Ce cas est illustré par les figures 1 et 2 du brevet US cité. Les circuits filtres connus du brevet US cité comprennent donc l'un et l'autre, obligatoirement, des amplificateurs opérationnels, lesquels limitent par principe la fréquence de fonctionnement du filtre complet Ainsi les filtres connus ne peuvent convenir aux applications hautes et hyperfréquences envisagées par la présente invention, notam- ment dans le domaine de la télévision. Cela ressort particulièrement de la publication intitulée "Effects of Excess Phase in Multiple-Feed-Back Active Filters" par R Schaumann et alii" dans NIEEE Transac- tions on Circuits and Systems, Vol CAS 27, N 010, October 1980 i Cette publication enseigne que les circuits tels que décrits dans le brevet US cité sont limités en fréquence par les imperfections des amplificateurs opérationnels et particu- lièrement par l'erreur de phase introduite par ces amplifica- teurs. Un autre inconvénient inhérent aux circuits décrits par le brevet US est qu'ils ne sont pas intégrables. En effet, les résistances nécessaires pour former les boucles de contreréactions présentent des valeurs trop fortes pour être intégrables Un autre inconvénient qui s'oppose à l'inté- gration est que les valeurs des résistances sont très disper- sées (dans un rapport 1 à 200). Un objet de la présente invention est de fournir des circuits filtres passe-bas évitant les amplificateurs opérationnels, pour permettre le fonctionnement dans le domaine des hyperfréquences. Un autre objet de l'invention est de fournir de tels circuits en évitant d'utiliser des résistances dont les valeurs sont dispersées, de manière à être facilement inté- grables. Les buts de l'invention sont atteints au moyen d'un circuit muni des éléments décrits dans le préambule de la revendication 1, et en outre caractérisé en ce que: chaque bloc-filtre de la chaîne directe est un passe-bas d'ordre 1 comprenant un circuit R-C et un étage amplificateur à gain négatif formant une source de courant commandée en tension dont les éléments réels et intrinsèques sont pris en compte dans la structure du circuit R-C pour le calcul de la fonction de transfert; la première chaîne de réactions multiples renvoie sur l'entrée de la structure de filtre une première OS somme de fractions de toutes les tensions de sortie des blocs-filtres de position paire de la chaîne directe pondérées par des coefficients d'amplification négatifs; la seconde chaîne de réactions multiples renvoie sur l'entrée de la structure de filtre une seconde somme de fractions de toutes les tensions de sortie des blocs-filtres de position impaire de la chaîne directe pondérées par des coefficients d'amplification positifs. Le circuit selon l'invention est d'une structure plus simple que celle des circuits connus; il permet un fonctionnement en hautes et hyperfréquences; il est facile- ment intégrable. L'invention sera mieux comprise au moyen de la description suivante illustrée par les figures schématiques annexées dont: transistor d'un étage champ; la figure 1 qui représente la modélisation d'un à effet de champ; la figure 2 qui représente la modélisation amplificateur comprenant un transistor à effet de la figure 3 a qui représente à l'aide de blocs fonctionnels, le circuit selon l'invention; la figure 3 b qui représente la modélisation du circuit de la figure 3 a. la figure 4 a qui représente à l'aide de blocs de base un exemple de mise en oeuvre du circuit selon l'inven- tion; la figure 4 b qui représente un exemple de réali- sation d'un bloc de base pour réaliser le circuit de la figure 4 a. Tel que représenté sur la figure 3 a, schématiquement, par blocs, la structure de filtre passe-bas pour hautes et hyperfréquences comprend une chaîne directe formée de N blocs-filtres Ci à Cn d'ordre 1 couplés en série A titre d'exemple, la chaîne directe de la structure de filtre de la figure 3 a comprend 6 blocs-filtres Cl, C 2, C 3, C 4, C 5 et CG. La structure de la figure 3 a comprend en outre un bloc sommateur Ao effectuant la somme du signal d'entrée VE appliqué au noeud 9 et des signaux ramenés par deux chaînes de réactions multiples. La sortie 120 du sommateur Ao constitue l'entrée du premier bloc-filtre C 1 La sortie de chacun des blocs filtres Cj est couplée à l'entrée du bloc suivant respec- tivement aux noeuds 121 à 125 La sortie 126 du dernier bloc C 6 est couplée à la sortie 18 du circuit. La première chaîne 1 des deux chaînes à réactions multiples renvoie à l'entrée du sommateur Ao, la somme pondé- rée des sorties respectivement 121, 123, 125, des blocs de position impaire, respectivement Cl, C 3, C 5 La somme est effectuée par le sommateur Al La pondération est effectuée par les blocs Bl, B 3, B 5 affectés de coefficients d'amplifica- tion 1, 03, 5 La seconde chaîne 2 renvoie à l'entrée du sommateur Ao, la somme pondérée des sorties respectivement 122, 124, 126 des blocs de position paire, respectivement C 2, C 4, Cs La somme est effectuée par le sommateur A 2 La pondé- ration est effectuée par les blocs B 2, B 4, B 8 affectés des coefficients d'amplification e 2, 94, O 6- La première chaîne est à gain négatif et la seconde chaîne est à gain positif. Dans le circuit représenté à titre d'exemple sur la figure 3 a, la structure de filtre passe-bas est d'ordre 6, donc paire Dans d'autres réalisations, cette structure peut être d'un ordre différent, pourvu que l'ordre soit supérieur ou égal à 2 circuit représenté sur la figure 3 a n'est pas limitatif. On cherche donc à réaliser au moyen du circuit de la figure 3 a, un filtre passe-bas ayant un gabarit donné, imposé par exemple au concepteur de circuits intégrés par le choix d'une application donnée, en télévision ou dans un autre domaine. Dans ce qui suit, on se reportera au tableau I toutes les fois qu'une équation ou une relation sera citée. On a donc à réaliser une fonction de transfert passe-bas donnée, d'ordre n Cette fonction de transfert peut être écrite selon la relation ( 1) o: S est la variable de Laplace, wp est la pulsation liée à la fréquence de coupure. Dire que la fonction de transfert est donnée revient à dire que les coefficients bj, To et wp sont donnés Le choix de cette fonction de transfert dépend comme on l'a dit de l'application considérée. La fonction de transfert de la structure théorique représentée par les blocs fonctionnels sur la figure 3 a, est conforme à la relation ( 2). Dans cette équation, Hj(s) est la fonction de transfert, en tension, du bloc j choisi parmi l'un des blocs Cl à C 6 du cir- cuit de la figure 3 a par exemple, cette fonction de transfert étant considérée entre la sortie reliée à l'entrée du bloc suivant et l'entrée de ce bloc, c'est-à-dire par exemple pour le bloc C 2, entre le noeud 122 et le noeud 121 On écrira ensuite la relation ( 3). Selon l'invention, pour éviter les inconvénients inhérents au circuit connu de la demande de brevet citée c'est-à-dire le fonctionnement basse-fréquence dû aux amplifi- cateurs opérationnels et la dispersion des valeurs des résis- tances résultant en un circuit difficilement intégrable, on a choisi d'implémenter le circuit fonctionnel représenté sur la figure 3 a, par un circuit dont le schéma équivalent est repré- senté sur la figure 3 b. Sur la figure 3 b, les blocs Cj sont les blocs équivalents aux blocsfiltres Cj de la structure de filtre de la figure 3 a L'entrée vj des blocs Cj se fait sur une impédance élevée La sortie est une source de courant ij commandée en tension avec, en parallèle, un condensateur cj, et un pont de résistances formé de deux résistances en série Rj, R'j respectivement. Sur la figure 3 b, l'entrée du premier bloc C 1 se fait au noeud 120, et la sortie au noeud 121 Les blocs Cj sont couplés en série comme décrit précédemment en référence avec la figure 3 a. Dans la pratique l'impédance d'entrée d'un bloc Cj se trouve être en parallèle sur l'impédance de sortie du bloc Cj-1 précédent. Par le pont des résistances Rj, R'j formant avec la capacité cj un filtre R-C associé à chaque source de courant ij, on prélève une fraction de la tension de sortie de chaque bloc Cj pour l'appliquer sur l'une des deux chaînes de réactions multiples 1 ou 2 comme déjà décrit en référence avec la figure 3 a Ce moyen évite de devoir utiliser des résistances de valeurs trop fortes ou de valeurs trop dispersées pour être intégrées Il en résulte un avantage technologique pour le concepteur de circuits intégrés. Les chaînes 1 et 2 de réactions multiples comprennent d'abord, entre le point commun des ponts de résistances Rj, R'j et le noeud 100 pour la chaîne 1, et pour la chaîne 2, des résistances respectivement Rfj couplées aux blocs filtres Cj. Ainsi, comme montré sur la figure 3 b, les résis- tances Rfl, Rf 3, Rf 5 sont connectées au point milieu des ponts de résistances, respectivement 21, 23, 25 des blocs- filtres Cj d'ordre impair, alors que les résistances Rf 2, Rf 4, Rf 6 sont connectées au point milieu des ponts de résistances, respectivement 22, 24, 26 des blocs filtres C d'ordre pair. Les résistances Rfj d'ordre impair, c'est-à-dire Rf 1, Rf 2, Rf 5, en référence avec la figure 3 b, sont en outre connectées par leur seconde extrémité au noeud 100 pour la chaîne 1 D'autre part, les résistances Rfj d'ordre pair, c'est-à-dire les résistances Rf 2, Rf 4, Rf 6 en référence avec la figure 3 b, sont en outre connectées par leur seconde extrémité au noeud 200 pour la chaîne 2. Les chaînes de réactions multiples comprennent en outre, entre le noeud 100 commun aux résistances respectives Rfl de rang impair et le noeud 101 pour la chaîne 1, et d'autre part entre le noeud 200 commun aux résistances Rfj de rang pair et le noeud 201 pour la chaîne 2, des blocs res- pectivement C Ia et C 20 Le bloc CIO disposé entre le noeud 100 et le noeud 101 de la chaîne 1, comprend une source de courant i Al et une résistance RA 1 aux bornes de laquelle on trouve la tension v Al Le bloc C 20 disposé entre le noeud 200 et le noeud 201 de la chaîne 2 comprend la source de courant i A 2 et une résistance RA 2 aux bornes de laquelle on trouve la tension v A 2- Les blocs C Ig et C 20 des chaînes 1 et 2 sont donc des sources de courant commandées en tension de sens opposé pour obtenir respectivement un gain positif dans la chaîne 1 et négatif dans la chaîne 2 Les sorties des blocs 10 et 20, respectivement au noeud 101, et 201 pour les chaînes 1 et 2 en référence avec la figure 3 b, sont couplées au noeud 120 d'entrée du premier bloc-filtre Cl de la chaîne directe. Le signal d'entrée VE à filtrer, est introduit au noeud 9, et se propage vers le noeud 120 d'entrée de la structure de filtre à travers une résistance RE. Tel que représenté sur la figure 3 b, le circuit comporte en outre, en cascade avec le dernier bloc filtre de la chaîne, un bloc tampon C 7 qui est également une source de courant i commandée en tension Cette source de courant est en parallèle avec une résistance de charge RL Le signal de sortie VSO est disponible en sortie du bloc-tampon C 7 au noeud 18. En reprenant les calculs précédents et en les appliquant maintenant à un circuit tel que celui de la figure 3 b, il vient les relations ( 4) et ( 5) o gmj est définie par ij = qmj x Vj et o R Tj est un paramètre intermédiaire du calcul. Le calcul se poursuit par les relations ( 6), ( 7), ( 8), o R"j est un paramètre intermédiaire du calcul. L'équation ( 4) n'est pas rigoureusement exacte, mais légèrement approximative L'approximation consiste à con- sidérer les tension V Al et VA 2 comme faibles En pratique ces conditions sont très bien vérifiées car on utilise des valeurs de résistances RAI et RA 2 faibles On choisit en effet les valeurs de RAI et RA 2 faibles pour que ces résistances shuntent bien les capacités grilles-sources des transistors qui seront inclus dans les blocs A, et A 2 des chaînes de contre-réaction, ce qui évite que les caractéristiques des montages pratiques ne soient dégradées par rapport aux caractéristiques prévues. La mise en équation du circuit représenté sur la figure 3 b conduit aux relations ( 9), ( 10) et ( 11). Dans ces équations on a supposé à titre purement exemplatif, comme il a été dit, que N est pair, et on a noté p par la relation ( 12). Comme on l'a vu, N pourrait tout aussi bien être impair On suppose cependant que N est pair dans toute la suite de l'exposé. D'autre part, Oj est défini comme étant le rapport entre la tension au point de sortie d'un bloc Cj qui est relié à Rfj, et la tension au point de sortie du bloc Cj qui est relié à l'entrée du bloc (j+ 1) Par exemple entre la tension au noeud 23 du bloc C 3 de la figure 3 b, et la tension au noeud 123 On considère que j = 3 pour le bloc C 3. En utilisant la même approximation que pour l'équation ( 4), on 1 1 obtient la relation ( 13). Après avoir choisi arbitrairement, dans une gamme adéquate dépendant de l'application envisagée pour le circuit, les fonctions de transfert Hj(s) que l'on veut utiliser, c'est-à-dire les valeurs de leurs paramètres Gj et wj, on réalise l'identification entre les relations ( 1) et ( 2) pour exprimer a et les Fk en fonction de To, des bi et des Gk et wj Cette identification permet de choisir ces " et Fîk pour que le circuit de la figure 3 b possède la fonction de transfert T(s) souhaitée. Nous détaillerons ici cette identification, à titre d'exemple pour l'homme du métier, dans le cas particu- lier o les wj sont toutes identiques On va noter À le rapport entre leur valeur commune et wp Il s'ensuit la relation ( 14) vérifiée quel que soit j, o: À est un paramètre que l'on peut choisir librement en fonction de l'application envisagée. L'identification entre ( 1) et ( 2) conduit aux relations ( 15) et ( 16). La relation ( 16) permet de calculer a et donc l'un des para- mètres g et RL, en choisissant l'autre arbitrairement en fonction de l'application envisagée. La relation ( 15) permet de calculer les F 2 k par récurrence, puisque de cette relation ( 15) on déduit la relation ( 17), et on déduit également la relation ( 18), vraie quel que soit k tel que k > 1. Une fois que les Flk sont connus, on peut en déduire les Rfk En effet, de la relation ( 10), on peut déduire la relation ( 19). De même, de la relation ( 11), il vient la relation ( 20). Les valeurs de Rj, Gm A 1, Gm A 2, RA 1, RA 2, sont choisies arbitrairement dans une gamme adéquate. On choisit également l'un des deux paramètres gmj ou R Tj arbitrairement La relation ( 5) permet alors de déterminer l'autre, suivant la valeur de Gj choisie au départ. A ce stade R Tj est donc connu et wj a été choisi, donc la relation ( 6) permet de connaître Cj Une possibilité équivalente consiste à choisir Cj, à en déduire R Tj par la relation ( 6) puis Gmj par la relation ( 5). A partir de R Tj, on déduit ensuite Rj et R"j par les relations ( 7) et ( 8) Puis de R"j, on déduit R'j par la relation ( 8). On a ainsi explicité comment l'homme du métier peut calculer les valeurs de tous les éléments en fonction de quelques paramètres et de quelques valeurs d'éléments choisies arbitrairement au départ. L'étape suivante consiste à implémenter le montage théorique représenté sur la figure 3 b A cet effet on consi- dère le schéma équivalent à un transistor à effet de champ qui est représenté sur la figure 1. Ainsi, tel que représenté sur la figure 1, un transistor à effet de champ Ti est modélisé par quatre sections de branches en parallèle comprenant: une première branche comportant la capacité CGS qui existe entre la grille G et la source S du transistor, en série avec la résistance intrinsèque RI une seconde branche comportant une source de courant i; une troisième branche comportant la résistance RDS qui existe entre le drain D et la source S du transis- tor; une quatrième branche comportant la capacité CDS qui existe entre le drain D et la source S du transistor. Un des points de couplage 51 de ces quatre branches est relié à la source S à travers la résistance de source RS L'autre point de couplage 50 des seconde, troisième et quatrième branches est relié au drain D à travers la résistance de drain RD L'autre point de couplage 49 de la première branche est relié d'une part au point de couplage 50 des trois autres branches à travers la capacité grille-drain CGD et d'autre part à la grille G à travers la résistance de grille RG. Tel que représenté sur la figure 4 b, on peut, à l'aide de ce transistor à effet de champ, réaliser un étage amplificateur élémentaire à gain négatif. Cet étage amplificateur élémentaire, noté C'j comporte, selon l'invention, un transistor à effet de champ Tj dont le drain D constitue la sortie L'entrée Ej de cet étage amplificateur élémentaire est reliée à la grille G du transistor à effet de champ par le moyen d'une capacité c Ej, cette grille G étant par ailleurs reliée à une tension de polarisation à travers une résistance Rbj. Si l'on tient compte à la fois des éléments in- trinsèques au transistor à effet de champ Tj, et des éléments réels de l'étage amplificateur élémentaire C'j, alors le circuit représenté sur la figure 4 a, utilisant de tels étages amplificateurs élémentaires admet pour schéma équivalent la structure déjà décrite en référence avec la figure 3 b et recherchée pour résoudre le problème technique posé. Ainsi, la modélisation du transistor à effet de champ Tj selon le schéma de la figure 1, conduit à réaliser l'implémentation du circuit théorique de la figure 3 b par le circuit de la figure 4 a en coopération avec le circuit de la figure 4 b o j représente l'ordre des blocs-filtres. Du fait que l'on tient compte des éléments intrin- sèques du transistor à effet de champ Tj, dans le circuit implémenté de la figure 4 a, les résistances du pont diviseur prennent des valeurs spécifiques rj, r'j et les résis- tances RE, RL de la chaîne directe prennent des valeurs r E et r L définies par des relations données plus loin Les résistances r'j des ponts diviseurs et la résistances r L sont reliées à l'alimentation continue positive VDD. Dans les chaînes de réaction les résistances RA 1, RA 2 et Rfj sont inchangées par rapport au circuit théorique de la figure 3 b Les valeurs de RA 1 et RA 2 sont données plus loin Dans la première chaîne, le bloc C 10 disposé entre les noeuds 100 et 101, comprend deux étages amplificateurs élémentaires à gain négatif C'12, C'11 en cascade, dont le point de couplage 102 est relié à l'alimen- tation continue positive VDD à travers une résistance r'Ll Par ailleurs, la sortie 101 du second étage amplifica- teur élémentaire est polarisée par rapport à l'alimentation continue positive VDD à travers une résistance r L 12 Dans la seconde chaîne de réaction, le bloc C 20 disposé entre les noeuds 200 et 201 comprend un étage amplificateur à gain néga- tif C'20 La sortie 201 de cet étage est polarisée également par rapport à l'alimentation continue VDD à travers la ré- sistance r L 12 Les noeuds 101 et 201 sont reliés directement au noeud 10 de la chaîne directe. L'étage tampon C'7 correspondant au bloc tampon C 7 de la figure 3 b, est simplement formé d'un étage amplificateur élémentaire dont la sortie est polarisée par rapport à l'ali- mentation continue positive VDD à travers la résistance r L La sortie VSO du circuit complet est disponible au noeud de sortie 18 de cet étage tampon C'7. En considérant comparativement le circuit théorique de la figure 3 b et le circuit réel des figures 4 a et 4 b, on constate que les noeuds 121 à 126 en référence avec la figure 3 b se trouvent coïncider avec la grille G des transis- tors à effet de champ Tj du circuit en référence avec les figures 4 a, 4 b, du fait des valeurs élevées choisies pour c Ej et Rbj. L'utilisation de l'étage tampon C'7 est importante En effet s'il se trouvait après le dernier bloc filtre Cj du circuit, un autre circuit dont l'impédance d'entrée pourrait contenir une capacité, il s'introduirait alors un pôle supplémentaire dans la fonction de transfert de la structure de filtre Grâce au bloc tampon C'7, la résis- tance et la capacité du dernier bloc-filtre ne sont pas modifiées Donc les réactions qui se produisent dans la fonc- tion de transfert ne le sont pas non plus Si au contraire le bloc tampon n'existait pas, il faudrait prendre en compte, dans le calcul de la structure filtrante, l'impédance d'entrée du circuit ultérieur qui charge cette structure. Comme on l'a dit, le fonctionnement de la struc- ture de filtre de la figure 4 a associée à la figure 4 b, s'explique par le modèle du transistor à effet de champ de la figure 1 Cependant certains éléments ont une influence né- gligeable, tels que les résistances de grille RG, de source RS, de drain RD et la résistance intrinsèque grille-source RI En outre, la capacité CGDpeut être remplacée en première approximation par deux capacités C'GD = ( 1 +G)CGD et C"GD = ( 1 + 1/G)CGD, o G = gm RDS est le gain basse-fréquence de l'étage Si bien qu'en première approxima- tion, le modèle du transistor de la figure 1, devient le modèle de transistor représenté sur la figure 2. Ainsi, la modélisation du circuit de la figure 4 a est bien le circuit de la figure 3 b On retrouve une cascade de résistance et capacité en parallèle avec des sources de courant En effet, tous les éléments intrinsèques des transis- tors à effet de champ viennent se mettre en parallèle avec les autres éléments du montage. Dans le montage représenté sur la figure 3 b, tous les éléments parasites essentiels du circuit de figure 4 a sont *pris en compte. Dans la représentation théorique de la figure 3 b, on a supposé que l'impédance d'entrée de chaque cellule C 1 à C 6 était infinie. On pourrait aussi considérer comme possible le fait d'avoir une capacité et une résistance en parallèle à l'entrée de chaque cellule, qui s'ajouteraient à la résistance et la capacité de sortie de la cellule précédente. Grâce à l'utilisation de deux cellules dans une des chaînes de retour (chaîne 1) et d'une seule cellule dans l'autre chaîne (chaîne 2), les deux chaînes de retour ont des gains de signe opposé, qui peuvent être de valeur différente. Dans l'implémentation des chaînes de retour selon le circuit représenté sur la figure 4 a, il s'introduit quelques capacités qui ne sont pas voulues a priori, mais qui ne sont pas gênantes pour atteindre aux buts de l'invention. Ce qui est par contre particulièrement avantageux est que les deux chaînes de retour 1 et 2, à gain négatif et positif, sont implémentées avec un nombre d'éléments particulièrement faible, que le circuit est ainsi facilement intégrable, et que le fonctionnement dans le domaine des hyperfréquences est atteint Donc les avantages sont grands devant les inconvé- nients Ces capacités parasites ne peuvent en fait dégrader de façon notable les performances de l'ensemble du circuit car elles sont négligeables En effet, dans le montage pratique, on est amené à utiliser pour les résistances RA 1 et RA 2 des valeurs assez faibles De ce fait, ces résistances shuntent la capacité grille-source GCS du transistor utilisé pour réaliser la source de courant des blocs Cla et C 20 des chaînes de retour Donc CGS ne sera pas visible dans les cellules des chaînes de retour et CDS (capacité drain- source) en sortie desdits blocs a une valeur assez faible Ce qui amène à utiliser pour charger les étages C'11, C'12, C'20, des résistances r'Lil, r L 12, de valeurs assez faibles Il en résulte que la fréquence de coupure en sortie de ces étages, qui est définie par r L et CDS sera rejetée assez haut, et que les capacités parasites auront donc une très faible influence. La dernière étape de l'implémentation consiste, au moyen des calculs relatifs au montage théorique, à calculer les valeurs des éléments du montage réel de la figure 4 ( 4 a et 4 b) Ce qui se fait à l'aide des équations ( 21), ( 22), ( 23), ( 24). Ces relations permettent de calculer les valeurs des éléments effectivement insérés dans le circuit réel de la figure 4, c'est-à-dire rj, r'j et c'j, quand on connaît les valeurs des paramètres intrinsèques des transistors à effet de champ utilisés pour réaliser les cellules montrées sur la figure 4 b, c'est-à-dire: CG Sj capacité grille-source d'un transistor j C Dsj capacité drain-source d'un transistor j CG Dj capacité grille-drain d'un transistor j RD Sj résistance drain-source d'un transistor j Dans l'équation ( 21), le gain G'j = Gj (utilisé dans l'étude théorique), si j > 1 et si la relation ( 24 bis) est vérifiée, relation ( 24 bis) dans laquelle Ro est défini plus loin par la relation ( 28). Les dernières relations montrent que les éléments intrinsèques des transistors Tj sont pris en compte dans la conception du circuit réel Cela permet à la structure de filtre de fonc- tionner en hyperfréquences, alors que les circuits connus de l'état de la technique considèrent les éléments intrinsèques commme des éléments parasites En effet, il n'était pas possible dans les circuits connus de prendre en compte ces éléments parasites. Si les éléments intrinsèques ne sont pas pris en compte, ils vont dégrader les performances prévues, de manière innacceptable en hyperfréquences. Dans chaque étage amplificateur élémentaire du type de celui de la figure 4 b, les C Ej et Rbj sont choi- sies suffisamment grandes pour que leur effet soit négli- geable Leurs valeurs pourront donc être choisies arbitrai- rement. Les largeurs de grille des transistors Tj des étages amplificateurs C'j de la chaîne directe, y compris l'étage tampon, seront choisies de manière à ce que leurs transconductances gmj soient égales aux valeurs utilisées dans les étapes relatives à l'étude de la structure théorique, à l'exception du bloc 1. Lorsque les largeurs de grille des transistors sont connues, les valeurs de leurs éléments intrinsèques sont entièrement définies (pour un type de transistor donné), donc ces valeurs sont effectivement utilisables dans le relations ( 21) à ( 24). OS En outre la valeur de la résistance r L est définie par la relation ( 25) o RDS est connue En effet, on choisit la largeur de grille du transistor de l'étage tampon de façon à ce que sa transconductance soit égale à la trans- conductance gm utilisée dans l'étude de la structure théorique La largeur de grille du transistor étant connue, sa résistance drain-source RDS est définie. Il est encore possible de choisir un transistor ayant une transconductance g'm différente de gm de l'étude théorique Il faudrait alors choisir r L de façon à ce que la relation ( 25 bis) soit vérifiée. D'autre part, la largeur de grille du transistor de l'étage de retour C'20 sera choisie de manière à ce que sa transconductance soit égale à gm 20 de l'étude théorique (On notera RD 52 O sa résistance drain-source). En outre, les largeurs de grille des deux transis- tors des étages C'11 et C'12 (ces 2 transistors ayant respec- tivement pour résistances drain-source RD 511 et RD 512 et pour transconductances g,11 et gm 12) et la résistance r'Ll sera choisie de manière à ce que la relation ( 26) soit vérifiée, relation ( 26) dans laquelle gm A est la valeur utilisée dans l'étude théorique précédente. Cette condition ( 26) laisse certains degrés de liberté. Par ailleurs, la largeur du transistor de l'étage 1 sera choisie de façon à ce que sa transconductance g'ml ait la valeur donnée par la relation ( 27), dans laquelle gmj est la transconductance du premier étage utilisée dans l'étude théorique, Ro étant définie par la relation ( 28), et r E étant définie par la relation ( 29). Le choix de la largeur du transistor du premier étage est donc choisi conjointement à celui de r L 12 et r E, ce qui donne lieu à des degrés de liberté. On notera encore que sur la figure 3 a, on n'a pas représenté le bloc tampon qui existe sur les figures 3 b et 4 a. Le tableau 2 donne la valeur des éléments en référence avec les figures 4 a et 4 b pour réaliser un exemple de structure filtrante passe-bas, selon l'invention. TABLEAU 1 T(s) = (s/wp)n + F(s) = Tobo n ct j=l Hj (s) n 1 + E k= 1 Vj+ 1 Hj(s) = vj GD Hji(s) - (s/wj)+ 1 avec Gj = gmj R Tj wj = R Tj Cj k F 2 kIT Hj(s) j=l R Tj = Rj + R"j 1 1 1 R"j R'j Rfj " = -gm RL + + bo ( 1) ( 2) ( 3) ( 4) ( 5) ( 6) ( 7) ( 8) bnl (s/wp)n-1 ( 9) TABLEAU 1 (suite) Rj gm A 1 RA 1 x Rf( 2 k- 1) p 1 1 + RA 1 E j= 1 Rf( 2 j-l) Rj gm A 2 FQ( 2 k) = RA 2 x Rf( 2 k) p 1 1 + RA 2 E j= 1 Rf( 2 j) x $( 2 k) ( 11) ( 12) ( 13) ( 14) k = n bnk = A L+ _k k E j= 1 2 p To bo = -a ( Gj) A j= 1 n-j j i F Qj C GT n-k i= 1 2 p Fî( 2 k-1)= n j = Rj +R" wj = A wp ( 15 ( 16) X P( 2 k-1) ( 10) TABLEAU 1 (suite) 1 N 1- F 21 = - G 1 1 1 bn-k ns Ffk = C - k k T G j= 1 ( 17) k-1 j=E j= 1 n-j Fqj C n-k k TI* Gi i=j+ 1 Rf( 2 k-1)= RA. Rf( 2 k)= RA 2 ó 2 k-1 Pl ï 1 2 k-1 P Fq( 2 j-l) 1 ( 2-1 Rj gm Al-E F( 2 k-1) Lj= 1 O ( 2 j-1) j 02 k P FQ( 2 j) jgm 1 A 2-E FQ( 2 k) j= 1P( 2 j) Ci = ( 1 + - ) CG Di+C Dsi+C'i + G'i + R Ti RD Si i = ri + r"i ( 19) ( 20) (I+G'(i+ 1))CGD(i+l)+c GS(i+I) ( 21) ( 22) ri + r"i ( 23) 1 1 = + r"i r' i Rfi G'1 = x G 1 r E Ro ( 18) ( 24) ( 24 bis) TABLEAU 1 (suite) 1 1 1 - = + ( 25) RL r L RDS gm RL = g'm ( 25 bis) 1 1 + r L RDS gm 12 x x gml = gm A 1 ( 26) 1 I "'Li RD 512 g'ml = À gml ( 27) I RE Ro 1 1 1 = + + ( 28) Ro r L 12 R'D 511 RD 520 r E RE = + ( 29) r E Ro 6 001 = LI, Md o ZZ = OZM U Md OOZ = 1 I Ll 6 819 ? 5 6 Z 6 ? 5 LSI 9 6 L 9 LI U 955 LS Z 5 1 '1 = 9, =, 1 = C 1 z = Z,I = l,1 U 001 = 3 s b OS = zvu 0 OS = la U LLS = 9 U 5 958 = S ? 59 Lú = t b SZO 9 = Ca 0 = Z o = L z fl Y 3 I Va L ui a) (O (O (O t N = 9 Il = s;u = a;' = C l:E = Z t I =,ul O OL Z 688 5696 6 81 ZOI 6 Z 9 ZM ou 00 O = Zlz M Ol Z=lm OS = VV adú 6 '0 = Rd LO'I = jd = d ZG 6 'O = d Z 6 'O = Jdú 6 'O = e D "ID ud OL md o O Md S'OL Md S'I L md S'L Uld O 1 = Llm = 91 M = SLM = ú 14 = ZI = UL REVENDICATIONS 1 Dispositif semiconducteur intégré incluant une structure de filtre passe-bas à réactions multiples, cette structure comprenant une chaîne directe formée d'au moins deux blocs-filtres à gain négatif montés en série, et deux chaînes de réactions multiples, la première à gain négatif, la seconde à gain positif ramenant les signaux de sortie des blocs-filtres sur l'entrée de la structure de filtre à travers un sommateurr caractérisé en ce que: -chaque bloc-filtre de la chaîne directe est un passe-bas d'ordre 1 comprenant un circuit R- C et un étage amplificateur à gain négatif formant une source de courant commandée en tension dont les éléments réels et intrinsèques sont pris en compte dans la structure du circuit R-C pour le calcul de la fonction de transfert, -la première chaîne de réactions multiples renvoie sur l'entrée de la structure de filtre une première somme de fractions de toutes les tensions de sortie des blocs-filtres de position paire de la chaîne directe pondérées par des coefficients d'amplification négatifs, -la seconde chaîne de réactions multiples renvoie sur l'entrée de la structure de filtre une seconde somme de fractions de toutes les tensions de sortie des blocs-filtres de position impaire de la chaîne directe pondérées par des coefficients d'amplification positifs. 2 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que la structure des chaînes de réactions multiples comporte une liaison des sorties de chaque bloc-filtre de la chaîne directe, à travers des résistances respectives à l'entrée d'un étage amplificateur à gain négatif chargé pour la première chaîne, et à l'entrée d'un étage amplificateur à gain positif chargé pour la seconde chaîne, les étages ampli- ficateurs formant chacun une source de courant commandée en tension dont les éléments réels et intrinsèques sont pris en compte dans-les structures produisant les coefficients d'amplification pour le calcul de la fonction de transfert. 3 Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que la sortie du dernier bloc-filtre est appliquée sur l'entrée d'un bloc- tampon formé d'un étage amplificateur à gain négatif chargé, formant une source de courant commandée en tension, dont les éléments réels et intrinsèques sont pris en compte dans la fonction de transfert de la structure de filtre. 4 Dispositif selon l'une des revendications 2 ou 3, caractérisé en ce que les structures pour prélever une frac- tion des sorties des blocs-filtres de la chaîne directe sont des ponts diviseurs à résistances constituant respectivement les charges des étages amplificateurs de la chaîne directe. Dispositif selon l'une des revendications précé- dentes, caractérisé en ce que les étages amplificateurs à gain négatif sont formés d'un nombre impair d'étages amplificateurs élémentaires à gain négatif, et les étages amplificateurs à gain positif d'un nombre pair de tels étages amplificateurs élémentaires. 6 Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que chaque étage amplificateur élémentaire à gain néga- tif est formé d'un transistor à effet de champ, d'une capacité reliant l'entrée de l'étage élémentaire à la grille du tran- sistor à effet de champ, d'une résistance reliant la grille du transistor à une alimentation continue négative, d'une liaison de la source du transistor à la masse, la sortie de l'étage élémentaire s'effectuant sur le drain du transistor. 7 Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que le signal d'entrée de la structure de filtre est appliqué à l'entrée du premier étage amplificateur par l'in- termédiaire d'une résistance. 8 Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que dans les chaînes de réactions les étages amplifica- teurs élémentaires à gain négatif sont couplés d'une part à la masse et d'autre part à la tension continue positive par des résistances de charge, et en ce que les sorties des étages amplificateurs ainsi formés sont ramenées sur l'entrée du premier étage amplificateur de la chaîne directe par des résistances respectives. 9 Dispositif selon l'une des revendications précé- dentes, caractérisé en ce que le nombre de blocs-filtres de la chaîne directe est 6. Dispositif selon l'une des revendications 5 à 9, caractérisé en ce que le nombre des étages amplificateurs élémentaires à gain négatif est 1 pour constituer un étage amplificateur à gain négatif et est 2 pour constituer un étage amplificateur à gain positif.