FR 2671241 A1 19920703 FR 9016353 A 19901227 La présente invention concerne les transistors de puissance qui sont utilisés en commutation forcée de manière à réaliser un interrupteur commandé; c'est le cas en particulier des transistors utilisés dans les convertisseurs continu-continu (hâcheurs), en commande de moteurs continus et dans les convertisseurs continu- alternatif (ponts, onduleurs de tension), en commande de moteurs alternatifs synchrones ou asynchrones - L'invention s'applique plus particulièrement aux transistors de type MOS à effet de champ, en abrégé MOSFET, qui, lorsqu'ils sont utilisés en commutation forcée sans prendre de précautions (résistance interne de la source de tension de charge de porte faible, absence de circuit d'aide à la commutation dans le drain) présen- tent, du fait de leur rapidité, des gradients de tension et de courant très élevés dans leur circuit de drain. Ces gradients élevés sont dangereux; en effet, tout d'abord, un gradient de tension positif peut entraî- ner une avalanche; de plus, le gradient de courant augmente localement la densité de courant, mais surtout fait apparaître des surtensions aux bornes des inductan- ces parasites. A côté du problème de la sécurité de fonctionne- ment, il existe le problème des parasites émis; ce problème est particulièrement important dans le cas o les circuits de puissance et les circuits de commande à bas niveau d'un dispositif électronique sont rapprochés, en particulier dans le cas o l'on réalise des circuits hybrides ou même des circuits intégrés. On peut bien évidemment protéger les circuits électroniques de commande à bas niveau par exemple en utilisant des anneaux de garde ou la polarisation du substrat, mais il est préférable de réduire les bruits ou les rayonnements électromagnétiques là o ils sont créés, c'est-à-dire au niveau des composants de puissance. Il existe déjà des dispositifs de protection fonctionnant en boucle ouverte et comportant par exemple des éléments passifs tels que des inductances, des résistances ou des condensateurs branchés dans le circuit commuté par le transistor de puissance. Dans le cas d'un transistor de type MOS à effet de champ, on peut obtenir un certain contrôle de la commutation par le régime de charge de la porte Divers circuits de charge permettent d'éviter l'usage de cir- cuits passifs d'aide à la commutation, voir l'ouvrage de Duncan A GRANT et John GONAR "Power Mosfets Theory and Applications" pages 191-195 et pages 289-292 publié par John WILEY and Sons; ils permettent un réglage en boucle ouverte des gradients de tension et de courant dans certaines phases critiques. Par exemple, pendant le recouvrement des charges stockées dans une diode de roue libre, on augmente la résistance de porte. Il y a un inconvénient à maintenir une résistance de porte élevée lors de la variation de la tension du drain à cause de l'effet MILLER Aussi on cherche à faire varier automatiquement la résistance de porte en fonction de la séquence de commutation forcée dans laquelle on se trouve, comme indiqué dans l'article de J P BERRY "Pour se rapprocher du commutateur idéal: naissance du concept MOS-BIPMOS paru dans la revue "Electronique de Puissance" n 03 de février 1984. Une autre solution est décrite dans l'article de J HARDEN "The Si 9910 Adaptive Power MOSFET driver improve performance in high voltage half bridge applica- tions" note d'application SILICONIX AN 89-5 de juillet 1989 pages 27-36 qui décrit un circuit intégré de com- mande possédant des facultés d'adaptation. Ces circuits d'aide passifs et/ou actifs pour agir dans différentes phases de commutations augmentent la complexité du montage de puissance Leur efficacité est limitée évidemment aux séquences pour lesquelles ils sont conçus. Par exemple la variation en gradient de tension lors du blocage par accroissement de la résistance de porte ne protège pas le transistor MOSFET des forts gradients de tension engendrés par la charge elle-même. Il faut donc envisager la surveillance de la tension du drain et un rebouclage par remise en conduc- tion du dispositif. Il existe également un phénomène rayonnant moins connu qui est constitué par une instabilité petit signal ou mode de réponse sinusoïdal amorti apparaissant dans l'état transitoire pendant lequel la transconductance du MOSFET est grande. Lors de la mise en conduction et lors du blocage, il y a une émission de trains d'onde sinusoïdale amortie à quelques dizaines de mégahertz pendant une dizaine de microsecondes, comme cela est décrit dans l'article de D. GIANDOMENICO, D SON KUO, CHENMING HU and JEONG CHOI "Analysis and Prevention of Power MOSFET anomalous oscillations" paru dans "Proceedings of Powercon" de novembre 1984 et de H KUYEN, D BAERT "Determination of the power losses in a 1 KVA Pulse With Modulated Inver- ter" paru dans "Proceedings of EPE" du 22-24 septembre 1987 pages 111-116. Par exemple, sur un transistor MOSFET utilisé comme hâcheur, lors de l'état de commutation transitoire, c'est-à-dire entre la conduction et le blocage, la transconductance étant définie, il se produit des oscil- lations dont la fréquence est de 18 Mhz avec un coeffi- cient d'amortissement égal à 0,045; ces valeurs expéri- mentales correspondent aux valeurs que l'on peut obtenir par le calcul. La présente invention se propose de fournir un circuit de commande d'un transistor de puissance utilisé en commutation forcée qui permet d'obtenir une sécurité de fonctionnement et également d'éliminer les rayonne- ments parasites de manière efficace avec un montage simple. L'invention a pour objet un circuit de commande d'un transistor de puissance utilisé en commutation forcée, en particulier d'un transistor du type MOS à effet de champ, comportant un circuit d'attaque de la porte dudit transistor commandé par un signal de comman- de, caractérisé en ce que ledit circuit d'attaque est également commandé par deux signaux de contre-réaction, un signal proportionnel au gradient de la tension aux bornes du transistor et un signal proportionnel au gradient du courant principal du transistor. On réalise ainsi un contrôle des gradients de tension et de courant en boucle fermée, les dispositifs correcteurs se trouvant en parallèle sur le transistor de puissance. Selon un mode de réalisation, le circuit de commande du transistor de puissance comporte une résis- tance en série dans le circuit principal du transistor et un circuit différentiateur est branché aux bornes de ladite résistance série et relié au circuit d'attaque. Selon un autre mode de réalisation, le circuit de commande du transistor de puissance comporte une induc- tance branchée en série dans le circuit principal du transistor et dont la tension est appliquée au circuit d'attaque. Avantageusement, ladite inductance est constituée par un conducteur d'environ 1 cm de longueur et 0,5 mm de diamètre. Selon une variante de réalisation, le circuit de commande est réalisé en technique intégrée et l'induc- tance est constituée par l'inductance parasite interne du transistor. Selon une autre caractéristique de l'invention, le circuit de commande comporte un étage amplificateur du gradient de courant qui est avantageusement constitué par deux circuits miroirs de courant amplifiant respective- ment les variations positives et négatives du gradient de courant. Selon encore une autre caractéristique de l'in- vention, le signal de sortie de l'étage amplificateur est appliqué au circuit d'attaque par l'intermédiaire d'un circuit convoyeur de courant. Selon encore une autre caractéristique de l'in- vention, le circuit d'attaque est un circuit d'attaque à sortie en totem. L'invention sera mieux comprise à l'aide de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple et faite en se référant aux dessins-annexés sur lesquels: - les figures 1 et 2 sont des schémas de principe de deux modes de réalisation de l'invention; les figures 3 et 4 sont des schémas de réalisa- tion correspondant aux figures 1 et 2; les figures 5 A à 5 D sont des diagrammes de fonctionnement d'un transistor de puissance à commande classique; et les figures 6 A à 6 D sont des diagrammes-corres- pondants pour le même transistor avec un circuit de commande conforme à la présente invention. Les figures 1 et 2 illustrent le principe de l'invention; sur ces deux figures on peut voir un transistor de puissance utilisé en commutation forcée, par exemple un transistor de type MOS à effet de champ 1. Un tel transistor peut être utilisé dans le circuit de commande d'un moteur à courant continu ou alternatif d'un véhicule automobile La porte 10 de ce transistor de puissance 1 est commandée, par l'intermédiaire d'une résistance de charge 2 par un circuit d'attaque 3 qui reçoit un signal de commande extérieur 4 qui peut prendre deux valeurs, une première valeur pour laquelle le transistor MOSFET 1 est bloqué et une deuxième valeur pour laquelle le transistor MOSFET 1 est à l'état conduc- teur. Conformément à la présente invention, le circuit d'attaque 3 est également commandé par deux signaux de contre-réaction, un signal de contre-réaction proportion- nel au gradient de tension sur une de ses bornes, le drain 5 dans l'exemple représenté et un signal propor- tionnel au gradient de courant dans le circuit principal du transistor, c'est-à-dire le circuit commandé par ledit transistor. Le gradient de tension peut par exemple être fourni par un condensateur 6 branché entre le drain 5 et le circuit d'attaque 3. Le signal proportionnel au gradient de courant est prélevé dans le circuit de la source 7 du transistor 1 Dans un premier mode de réalisation représenté sur la figure 1, on dispose une inductance série 8 dans le circuit de source du transistor 1 et on prélève la tension aux bornes de cette inductance; cette tension est amplifiée dans un circuit d'amplification 9. Dans un second mode de réalisation, on dispose une résistance Il en série dans le circuit de source du transistor 1 et la tension prélevée aux bornes de cette résistance 11 est envoyée dans un circuit différentiateur 12 qui peut également comporter un étage amplificateur. On voit donc que l'on réalise une commande en boucle fermée du gradient de la tension aux bornes du drain du transistor et du gradient du courant source du transistor 1 De cette manière, on peut régler précisé- ment et donc limiter les vitesses de variation de la tension de drain et du courant de source du transistor 1. Ceci permet d'obtenir une sécurité de fonctionnement du transistor lors de la commutation et, par ailleurs, le rayonnement parasite du transistor de puissance est également fortement réduit. La figure 3 est le schéma d'un premier mode de réalisation de l'invention correspondant au schéma général de la figure 1 Sur cette figure, on a simplement représenté le circuit de commande, le transistor 1 et l'inductance 8 n'étant pas représentés Les bornes 31 et 32 sont reliées respectivement au drain et à la porte du transistor 1 La borne 33 reçoit le signal de commande extérieur; les bornes 34 et 35 sont reliées à l'induc- tance 8 et les bornes 36 et 37 sont reliées respective- ment aux bornes positive et négative d'une tension d'alimentation. La tension aux bornes du drain 5 du transistor est prélevée par le condensateur 6 en série avec une résistance 38 et appliquée à l'entrée du circuit d'atta- que qui est constitué par un circuit à sortie en totem constitué de deux transistors bipolaires de types opposés Q 12 et Qll qui sont branchés en série aux bornes de la tension d'alimentation 36 et 37 et dont les bases sont reliées entre elles Ce circuit de type totem reçoit également sur son entrée, qui est reliée aux bases des deux transistors Q 12 et Qll, le signal de commande appliqué à la borne 33 par l'intermédiaire d'une résis- tance 39. La tension prélevée sur les bornes 34 et 35 de l'inductance 8 est envoyée sur un étage amplificateur qui est -constitué de deux circuits miroirs de courant, le premier amplifiant les variations positives du courant et le second les variations négatives Le circuit miroir de courant pour le gradient positif est constitué des transistors bipolaires de mêmes caractéristiques QI Q 2 Q 3 Q 4 Le circuit miroir de courant pour le gradient négatif est constitué des transistors-bipolaires de mêmes carac- téristiques Q 7 Q 8 Q 9 Q 10. La sortie de chacun des deux circuits miroirs de courant est envoyée sur la base d'un transistor Q 5, respectivement Q 6 constituant un convoyeur de courant; ces deux transistors Q 5 et Q 6 sont des transistors bipolaires de types opposés et sont branchés en série entre les deux bornes 36 et 37 de la source d'alimenta- tion, les deux collecteurs constituant la sortie des deux convoyeurs de courant étant reliés entre eux Cette sortie commune est envoyée à l'entrée du circuit d'atta- que Qll-Q 12 par l'intermédiaire d'une résistance 41. La figure 4 représente un mode de réalisation du circuit de commande correspondant au schéma de principe de la figure 2 On retrouve sur cette figure les bornes 31 à 32, 36 et 37, le condensateur 6 et la résistance 38; le circuit d'attaque est le même circuit que le circuit totem de la figure 3 et est constitué des transistors Q 12 et Qll. Dans ce mode de réalisation, les deux bornes 51 et 52 sont reliées à la résistance Il de la figure 2 La tension positive prélevée aux bornes de la résistance 11 est amplifiée par un circuit miroir de courant constitué par les transistors Q 21 à Q 24 et dont la sortie est envoyée sur un circuit convoyeur de courant constitué par le transistor bipolaire Q 25 qui comporte une résistance de charge 53. La tension récoltée sur le collecteur du transis- tor Q 25 est envoyée sur un circuit différentiateur constitué par un condensateur 54 et une résistance 55 qui sont reliés à la base de deux transistors bipolaires de types opposés Q 26 et Q 27 montés en série entre les deux bornes 36 et 37 de l'alimentation et dont les émetteurs d'une part et les bases d'autre part sont reliés respec- tivement entre eux- Le circuit différentiateur constitué par la résistance 55 et le condensateur 54 est branché sur la base commune dés deux transistors Q 26 et Q 27 Le signal de commande extérieur provenant de la borne 33 est également envoyé sur la base commune des transistors Q 26 et Q 27 par l'intermédiaire de la résistance 55 Le signal de sortie prélevé sur les émetteurs des transistors Q 26 et Q 27 est envoyé sur l'entrée du circuit en totem constitué par les transistors Q 12 et Qll. Dans ce dernier mode de réalisation, la différen- tiation étant réalisée après l'amplification, on n'uti- lise qu'un seul circuit miroir de courant en tant qu'am- plificateur. Le condensateur 6 de prélèvement de la tension de drain est de très faible valeur, de l'ordre de quelques picofarads; il en est de même pour l'inductance 8 qui permet d'obtenir directement le gradient de courant de source et qui a une valeur égale à quelques nanohenrys. Cette inductance peut par exemple être réalisée au moyen d'un conducteur dont la longueur est d'environ 1 cm dont la section est d'environ 0,5 mm de diamètre Cette inductance peut également être constituée par la con- nexion interne de l'électrode source du transistor MOSFET dans le cas d'une réalisation en circuit hybride ou intégré. Dans le cas o l'on utilise le montage des figures 2 et 4 avec une résistance en série dans le circuit de source, il faut utiliser une résistance qui soit aussi peu inductive que possible et qui présente un faible effet de peau. Les résultats obtenus grâce à la commande selon l'invention sont illustrés par l'ensemble des figures 5 et 6 qui représentent des courbes relevées sur un oscil- loscope Les figures A et B correspondent à la mise en conduction du transistor MOSFET 1 et les figures C et D correspondent au blocage de ce transistor Sur les figures A et B on voit le courant de drain (courbe 61), la tension de porte (courbe 62 de la figure A) et la tension de drain (courbe 63 de la figure B) Sur les figures C et D on a représenté les mêmes paramètres dont les courbes sont repérées par les mêmes références numériques. On s'aperçoit que l'invention permet de stabili- ser le fonctionnement du transistor, et en particulier d'amortir très fortement les oscillations parasites, ce qui permet de réduire très fortement le rayonnement parasite du transistor de puissance On peut alors l'utiliser dans des circuits hybrides ou des circuits intégrés à proximité de circuits de commandes de faible puissance sans risque de perturbations de ces derniers pour lesquels il n'est plus besoin de prévoir de circuits de protection. Plus particulièrement, on peut noter lors de la mise en conduction une réduction du courant de crête et une décroissance plus rapide de la tension de drain En ce qui concerne le blocage, on peut constater également une croissance plus rapide de la tension de drain. Ces résultats sont liés à l'utilisation des circuits miroirs de courant, convoyeurs de courant et totems qui sont des circuits rapides qui peuvent être facilement réalisés en technique intégrée - Lors de l'expérimentation de l'invention, on a également constaté, pour une fréquence de commutation de 20 k Hz une diminution de la perte de puissance lors de la mise en conduction, cette perte de puissance passant de 3,6 à 2,9 W Ce dernier résultat est dû en particulier au fait que l'invention permet d'utiliser une résistance de porte de très faible valeur. Pour améliorer les performances des circuits selon l'invention, il est avantageux de travailler avec des transistors rapides dont la fréquence de transition est supérieure à 1 G Hz.5 L'invention présente un avantage supplémentaire en ce sens que la limitation des gradients de courant permet de minimiser la taille d'un composant qui ne peut être réalisé par la technique des circuits intégrés et qui est coûteux, à savoir le condensateur de découplage. REVENDICATIONS 1 Circuit de commande d'un transistor de puis- sance ( 1) utilisé en commutation forcée, en particulier d'un transistor du type MOS à effet de champ, comportant un circuit d'attaque ( 3) de la porte ( 5) dudit transistor commandé par un signal de commande ( 4), caractérisé en ce que ledit circuit d'attaque ( 3) est également commandé par l'un au moins des deux signaux de contre-réaction, à savoir un signal proportionnel au gradient de la tension aux bornes du transistor et un signal proportionnel au gradient du courant principal du transistor. 2 Circuit de commande d'un transistor de puis- sance selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de génération du signal proportionnel du gradient de courant comportent une résistance ( 11) en série dans le circuit principal du transistor ( 1) et en ce qu'un circuit différentiateur ( 12; 54,55) est branché aux bornes de ladite résistance série et relié au circuit d'attaque. 3 Circuit de commande d'un transistor de puis- sance selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de génération du signal proportionnel du gradient de courant comportent une inductance ( 8) branchée en série dans le circuit principal du transistor et dont la tension est appliquée au circuit d'attaque ( 3). 4 Circuit de commande d'un transistor de puis- sance selon la revendication 3, caractérisé en ce que ladite inductance ( 8) est constituée par un conducteur d'environ 1 cm de longueur et 0,5 mm de diamètre. Circuit de commande d'un transistor de puis- sance selon la revendication 3, caractérisé en ce que le circuit de commande est réalisé en technique intégrée et en ce que l'inductance ( 8) est constituée par l'induc- tance parasite interne du transistor. 6 Circuit de commande d'un transistor de puis- sance selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que Les moyens de génération de signaux proportionnels au gradient de tension comportent un condensateur ( 6) branché entre une des électrodes princi- pales ( 5) du transistor et le circuit d'attaque ( 3). 7 Circuit de commande d'un transistor de puis- sance selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'il comporte un étage amplificateur du gradient de courant (Ql-Q 4,Q 7-Ql O;Q 21-Q 24). 8 Circuit de commande d'un transistor de puis- sance selon la revendication 7, caractérisé en ce que ledit étage amplificateur est constitué par deux circuits miroirs de courant (Ql-Q 4,Q 7-QI 0) amplifiant respective- ment les variations positives et négatives du gradient de courant. 9 Circuit de commande d'un transistor de puis- sance selon la revendication 7 ou 8, caractérisé en ce que le signal de sortie de l'étage amplificateur est appliqué au circuit d'attaque par l'intermédiaire d'un circuit convoyeur de courant (Q 5,Q 6;Q 25). 10 Circuit de commande d'un transistor de puissance selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que le circuit d'attaque ( 3) est un circuit d'attaque à sortie en totem (Qll,Q 12).