FR 2654879 A1 19910524 FR 9014255 A 19901116 La présente invention concerne des circuits de prédistorsion qui permettent de compenser une distor- sion en amplitude et en phase d'amplificateurs de puissance, et plus particulièrement des égaliseurs de prédistorsion radiofréquence dans lesquels le signal est éclaté, traverse plusieurs canaux distincts et est recombiné. Des amplificateurs de signaux électroniques sont utilisés afin d'augmenter la tension, le courant ou la puissances de signaux électriques Dans l'idéal, les amplificateurs augmentent seulement l'amplitude du signal sans affecter le signal d'aucune autre manière. Cependant, tous les amplificateurs de signaux distor- dent le signal qu'ils amplifient La distorsion résulte d'une non linéarité de la fonction de transfert ou caractéristique des dispositifs actifs de l'amplifi- cateur La distorsion d'un signal qui traverse un amplificateur peut être réduite en maintenant l'am- plitude crête-à-crête du signal petite, et en faisant fonctionner l'amplificateur de telle sorte que le signal traverse la partie centrale de sa caractéristique de transfert, o cette dernière est la plus linéaire Cependant, il existe certaines situa- tions dans lesquelles il est nécessaire, pour l'excur- sion du signal de sortie, de s'étendre au-delà d'une partie significative de la fonction de transfert de l'amplificateur Ceci est vrai dans le cas de trans- metteurs pour diffusion radio et télévision o ce fonctionnement est important afin d'obtenir le maximum de puissance de sortie possible de la part de chaque amplificateur coûteux Cette condition existe également dans le cas d'amplificateurs de fréquence à micro-ondes ou à ondes millimétriques (radiofréquence ou RF) pour des communications par satellite, car l'aptitude des dispositifs actifs à fonctionner en RF nécessite une structure qui leur permette d'être mis en fonc- tionnement seulement à des niveaux de tension et de polarisation de courant relativement modérés, de telle sorte que l'amplitude crête-àcrête du signal constitue une partie significative de la polarisation disponible, et par conséquent de la totalité de la fonction de transfert de l'amplificateur Lorsque l'amplitude crête-à-crête du signal de sortie d'un amplificateur effectue des excursions au-delà de parties signifi- catives de la fonction de transfert, il en résulte habituellement une compression relative des signaux de grande amplitude par comparaison aux signaux de petite amplitude, c'est-à-dire que le gain de l'amplificateur obtenu pour des niveaux de signaux de grande amplitude tend à être inférieur au gain obtenu pour des niveaux de signaux de petite amplitude Dans le cas d'un signal sinusoïdal, le signal de sortie comprimé est une sinusoïde généralement semblable en apparence au signal d'entrée, mais quelque peu aplatie en haut et en bas. Des amplificateurs radiofréquence sont souvent utilisés pour amplifier une pluralité de signaux, comme dans le cas du fonctionnement de satellites multicanaux. Lorsque plusieurs signaux sont amplifiés, les niveaux de signal de crête des différents signaux sont sus- ceptibles de se superposer, ce qui engendre une sommation des excursions avec de grandes valeurs de crête-à-crête Dans le cas de signaux multicanaux, la compression peut ne pas être aussi facile à mesurer que les manifestations correspondantes de la distorsion, telles qu'un coefficient de distorsion d'intermo- dulation Les mesures de coefficient de distorsion d'intermodulation sont habituellement effectuées en mesurant la quantité relative d'informations non souhaitées qui accompagnent une des ondes porteuses qui, à des fins de test, est généralement elle-même non modulée. La prédistorsion du signal appliqué à un amplificateur non linéaire afin de précompenser la dis- torsion attendue générée par la non linéarité des amplificateurs est bien connue de l'art antérieur. Parmi les problèmes qui se posent dans la conception des circuits de prédistorsion, on peut citer la difficulté à trouver un dispositif non linéaire dont le gain augmenterait avec l'augmentation du niveau du signal, et qui, par conséquent, compenserait la dimi- nution en gain provoquée par la non linéarité de l'amplificateur Le type de dispositif non linéaire peut dépendre de la topologie du circuit On trouve comme dispositif de l'art antérieur le linéariseur de réflexion décrit dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique no 4 588 958 délivré le 13 mai 1986, qui utilise une paire de diodes antiparallèles Un autre problème réside dans l'ajustement de la non linérarité du dispositif non linéaire à celle de l'amplificateur, à la fois en amplitude et en phase A savoir que l'augmentation en gain qui accompagne l'augmentation du niveau du signal due à la prédistorsion doit sensi- blement être ajustée à la diminution en gain qui accompagne l'augmentation du niveau du signal qui peut être attribuée à l'amplificateur Dans le cas d'ampli- ficateurs de puissance qui supportent une pluralité de canaux s'étendant au-delà d'une bande de fréquence relativement large, un autre problème réside dans le fait que la largeur de bande de l'égaliseur de pré- distorsion doit être égale à celle de l'amplificateur qui effectue la prédistorsion Si le circuit de pré- distorsion introduit plus de distorsion qu'il n'en compense, et ce pour beaucoup de fréquences situées à l'intérieur de la bande de fréquence, il n'y a aucun avantage à l'utiliser. Un égaliseur de prédistorsion à large bande est donc souhaité. La présente invention concerne un égaliseur de prédistorsion pour un signal qui doit être prédistordu. Selon une caractéristique essentielle de l'invention, cet égaliseur de prédistorsion comporte un premier canal de traitement du signal muni d'une borne d'entrée et d'une borne de sortie, et comporte également un premier atténuateur de signal couplé à la borne d'entrée du premier canal pour atténuer des signaux appliqués à cette entrée afin de produire des signaux atténués au niveau du premier canal Le premier canal comporte également un premier dispositif de translation du signal, tel qu'un amplificateur, couplé au premier atténuateur ainsi qu'à la borne de sortie du premier canal pour translater ou amplifier les signaux atténués du premier canal Les signaux de sortie du premier canal sont générés au niveau de la borne de sortie du premier canal, et ces signaux de sortie du premier canal sont sensiblement linéaires par rapport aux amplitudes des signaux appliqués à la borne d'entrée du premier canal, et ils ont une phase de référence qui correspond à une fréquence particulière. Un second canal de traitement du signal comporte également une borne d'entrée et une borne de sortie Le second canal comporte aussi un dispositif de translation du signal ou amplificateur, qui peut être analogue au premier amplificateur, et qui est couplé à la borne d'entrée du second canal pour translater des signaux appliqués à ce dernier afin de produire des signaux de second canal translatés Le second canal comporte également un second atténuateur de signal couplé au second dispositif de translation du signal ainsi qu'à la borne de sortie du second canal pour atténuer les signaux de second canal translatés afin de générer des signaux de second canal au niveau de la borne de sortie du second canal Les signaux de sortie du second canal ont des amplitudes qui présentent une linéarité par rapport aux amplitudes des signaux appliqués à la borne d'entrée du second canal qui est moindre que la linéarité qui existe entre les signaux d'entrée et de sortie du premier canal Le second canal présente également un déphasage de l'ordre de 90 à 2700 par rapport à la phase de référence pour des signaux de fréquence particulière L'égaliseur de prédistorsion comporte aussi un diviseur d'amplitude de signal résistif qui a un port d'entrée adapté pour être couplé à la source des signaux qui doivent être amplifiés, et comporte également des première et seconde bornes de sortie La première borne de sortie est couplée à la borne d'entrée du premier canal, et la seconde borne de sortie est couplée à la borne d'entrée du second canal afin de diviser la puissance du signal qui doit être amplifié en une première partie pour le premier canal et en une seconde partie pour le second canal Les première et seconde parties ont sensiblement la même phase L'égaliseur de prédistorsion comporte également un combinateur de signal résistif qui comporte respectivement des première et seconde bornes d'entrée qui sont couplées aux bornes de sortie des premier et second canaux Il comporte aussi un port de sortie adapté pour être couplé au moyen d'amplification qui fonctionne à un niveau qui tend à provoquer une distorsion Le combinateur de signal résistif combine les premier et second signaux de sortie des canaux sans ajouter un déphasage relatif significatif pour générer une version prédistordue du signal qui doit être amplifié au niveau du port de sortie du combinateur résistif Le signal prédistordu qui doit être amplifié est égal à la différence entre les signaux produits au niveau des bornes de sortie des premier et second canaux, et il est prédistordu, et ce faisant, il tend à compenser la distorsion de l'amplificateur qui suit. Selon un mode de réalisation particulier de la présente invention, au moins une partie du premier moyen d'atténuation de signal est obtenue au moyen d'une caractéristique intrinsèque d'un moyen de dépha- sage. Selon un autre mode de réalisation de la présente invention, les premier, second et troisième moyens de résistance ont des valeurs de résistance qui sont égales à environ 17 ohms. Selon un autre mode de réalisation de la présente invention, la valeur de la résistance du premier moyen de résistance est de 15 ohms, la valeur de la résis- tance du second moyen de résistance est de 100 ohms, et la valeur de la résistance du troisième moyen de résistance est de 68 ohms. Selon un autre mode de réalisation de la présente invention, les premier et second canaux de traitement du signal sont formés comme des circuits intégrés. Selon une autre caractéristique de la présente invention, l'égaliseur de prédistorsion comprend: un canal sensiblement linéaire; un canal non linéaire; un moyen de division résistif pour diviser le signal qui doit être prédistordu en une première partie et en une seconde partie; un premier moyen de couplage relié au moyen de division résistif et aux premier et second canaux pour coupler la première partie du premier canal et la seconde partie du second canal, et ce faisant, le premier canal produit un signal sensiblement linéaire et le second canal produit un signal non linéaire; un moyen de combinaison résistif incluant des première et seconde bornes d'entrée et un port de sortie pour combiner des signaux appliqués aux première et seconde bornes d'entrée afin de produire un signal combiné au niveau du port de sortie; et un second moyen de couplage relié aux premier et second canaux et aux première et secondes bornes d'entrée du moyen de combinaison résistif pour coupler le signal sensiblement linéaire à la première borne d'entrée du moyen de combinaison résistif et le signal non linéaire à la seconde borne d'entrée du moyen de combinaison résistif pour combiner les signaux linéaire et sensiblement non linéaire afin de produire un signal prédistordu. La présente invention concerne également un procédé pour produire des signaux prédistordus, ce procédé comprenant les étapes de: division résistive de l'amplitude des signaux qui doivent être distordus en des première et seconde parties; passage de la première partie des signaux au tra- vers d'un premier canal qui a un déphasage de référence et qui a aussi une amplitude de référence, afin de produire des premiers signaux de sortie de premier canal; passage de la seconde partie des signaux au tra- vers d'un second canal qui a un déphasage égal à la phase de référence plus un autre déphasage qui a une valeur qui s'inscrit dans une fourchette comprise entre à 2700 et qui a aussi une amplitude qui est non linéaire par rapport à l'amplitude de la seconde partie des signaux qui doivent être prédistordus, afin de pro- duire des signaux de sortie de second canal; et combinaison résistive des premier et second si- gnaux de sortie de canal pour générer les signaux prédistordus. Ces objets, caractéristiques et avantages vont maintenant être décrits au travers d'un exemple de réalisation en se reportant aux figures qui les accompagnent, parmi lesquelles: la figure 1 est un diagramme simplifié sous forme synoptique et schématique d'un égaliseur de prédis- torsion selon la présente invention; la figure 2 a est un tracé du gain relatif et de la phase des signaux qui traversent le premier canal ou canal linéaire de la figure 1 pour différentes valeurs d'un signal de commande numérique appliqué à un dé- phaseur, et la figure 2 b est un tracé de la puissance obtenue en sortie du premier canal de la figure 1 en fonction de la puissance d'entrée; la figure 3 a est un tracé du gain relatif et de la phase d'un second canal ou canal non linéaire du dispositif de la figure l à une fréquence de 11, 95 G Hz, pour différentes valeurs d'un signal de commande numé- rique appliqué à un atténuateur variable de la figure 1, et la figure 3 b est un tracé de la puissance obtenue en sortie en fonction de la puissance d'entrée pour le second canal de la figure 1; les figures 4 a, 4 b et 4 c sont des tracés de l'amplitude et de la phase du signal de sortie produit par l'égaliseur de prédistorsion de la figure 1 à une fréquence de 11,95 G Hz, dans des conditions de signal de commande particulières; et la figure 5 est un tracé qui représente le rapport onde porteuse sur intermodulation à différentes fréquences pour l'égaliseur de prédistorsion de la figure 1 mis en cascade avec un amplificateur, et on peut voir aussi un tracé relatif à un égaliseur de prédistorsion à diode de l'art antérieur, à titre de comparaison. La figure 1 est un diagramme simplifié sous forme synoptique et schématique d'un égaliseur de prédis- Io torsion étudié pour fonctionner à des fréquences de fonctionnement correspondant à des mircro-ondes ou à des ondes millimétriques (RF) Sur la figure 1, un éga- liseur de prédistorsion 10 comporte un port d'entrée 12 et un port de sortie 14 Le port d'entrée 12 est adapté pour recevoir un signal en provenance d'une source (non représentée) qui doit être prédistordu par l'égaliseur de prédistorsion 10, et le port 14 est adapté pour être couplé à un dispositif d'amplificateur (non représenté) qui est mis en fonctionnement à un niveau tel qu'une distorsion d'amplitude tend à se produire Un tel am- plificateur peut être un amplificateur à tube à ondes progressives ou un réseau d'amplificateurs à l'état solide mis en parallèle Bien sûr, le dispositif d'am- plificateur peut comprendre des amplificateurs de puissance de sortie et des préamplificateurs distincts, selon les besoins. Les signaux qui doivent être amplifiés et qui sont appliqués au port d'entrée 12 depuis la source sont appliqués à une première extrémité d'une résis- tance 18, dont l'autre extrémité est reliée à un noeud Une extrémité de chacune des résistances 22 et 24 est également reliée au noeud 20 Les résistances 18, 22 et 24 forment ensemble un diviseur résistif d'amplitude ou de puissance de signal représenté en 16, qui accepte des signaux en provenance du port d'entrée 12, qui divise le signal en deux parties d'égales amplitudes, et qui applique ces parties, après passage au travers de conducteurs représentés en 26 et 27, aux bornes d'entrée respectives (non indiquées par des index de référence distincts) d'un canal supérieur 50 et d'un canal inférieur 60 Au niveau des conducteurs 26 et 27, les signaux sont en phase, en plus du fait qu'ils ont des amplitudes égales A des fins de diffé- renciation entre "port" et "borne", le terme "port" implique un ajustement en impédance selon une carac- téristique souhaitée, tandis que le terme "borne" ne suggère pas nécessairement un tel ajustement en impédance. Le canal supérieur 50 est sensé être un canal de référence linéaire et le canal inférieur 60 est sensé être un canal non linéaire L'homme de l'art sait que la linéarité s'exprime en terme de degré, et que le canal supérieur 50 peut présenter des non linéarités. Le canal supérieur 50 comporte un déphaseur représenté dans un cadre en pointillés 28 L'entrée du déphaseur 28 est reliée au conducteur 26 pour recevoir un signal d'entrée en provenance du diviseur résistif 16, pour produire un signal déphasé sur un conducteur 34 Le déphaseur 28 est commandé par des signaux de commande à cinq bits qui sont appliqués au travers d'un bus de données 62 depuis une source de commande (non représentée) Le déphaseur 28 est par nature dissipatif et a une perte nominale d'environ 8 d B qui peut varier en fonction de la configuration du signal de commande ou de l'état logique Les aspects fonctionnels dis- tincts du déphaseur 28 sont représentés par la cascade constituée par un bloc atténuateur 30 et un bloc déphaseur 32 placés tous deux dans le cadre de déphaseur 28 Le déphaseur 28 produit des signaux déphasés et atténués sur le conducteur 34, ces signaux étant ensuite appliqués à un amplificateur 36 L'ampli- ficateur 36 a une capacité de puissance de sortie il suffisante pour produire un signal sensiblement linéaire sur un conducteur 38 dans ses niveaux d'entrée de fonctionnement. Le canal inférieur 60 comporte un amplificateur 40, dont l'entrée est couplée au conducteur 27 pour recevoir une partie du signal divisé qui provient du diviseur de puissance résistif 16 La sortie de l'am- plificateur 40 est reliée à un atténuateur commandé ou variable représenté par un bloc 42, cet atténuateur étant commandé par des signaux de commande à six bits appliqués par l'intermédiaire d'un bus de données 64 depuis une source de commande (non représentée) L'am- plificateur 40 présente une distorsion en amplitude qui varie en fonction du niveau du signal appliqué à sa 1 S borne d'entrée Typiquement, une telle distorsion se manifeste comme une compression des niveaux de signaux de plus grande amplitude Comme il est bien connu de l'homme de l'art, cette compression peut s'exprimer en terme de pourcentage de compression ou, dans le cas d'un signal d'entrée multicanal, peut s'exprimer en terme d'une distorsion onde porteuse sur inter- modulation On notera plus particulièrement que les amplificateurs 36 et 40 peuvent être des amplificateurs analogues qui fonctionnent à des niveaux de pola- risation analogues, et ce faisant, la différence en linéarité ou distorsion peut être attribuée au plus grand signal d'entrée appliqué à l'entrée de l'amplificateur 40 par comparaison avec celui qui est appliqué à l'amplificateur 36 Le signal amplifié pro- duit par l'amplificateur 40 est appliqué au moyen de l'atténuateur variable 42 à une borne d'entrée 44 d'un combinateur de signal résistif 46 De manière analogue, la sortie de l'amplificateur 36 est appliquée à la borne d'entrée 38 du combinateur de signal 46. Le combinateur de signal résistif 46 comporte une première résistance 52 reliée entre sa borne d'entrée 38 et le port de sortie 14 Une seconde résistance 54 a une extrémité reliée à la borne d'entrée 38, et l'autre extrémité reliée à la borne d'entrée 44 Une troisième résistance 56 est reliée entre la borne d'entrée 44 et une source de potentiel de référence telle que la masse 58 Le combinateur résistif 46 combine le signal relativement non linéaire appliqué à la borne d'entrée 44 avec le signal relativement linéaire appliqué à la brone d'entrée 38 Le déphaseur 32 est réglé pour créer une déphasage relatif entre les signaux linéaire et non linéaire qui sont appliqués au combinateur résistif 46, ce déphasage se situant dans une fourchette comprise entre 90 et 2700, et qui, pour faciliter la compré- hension, peut être considéré comme ayant une valeur nominale de 180 , ce qui représente une condition de phase opposee. La tension du signal qui apparaît au niveau de la sortie de l'amplificateur 36, au niveau de la sortie du canal supérieur 50, peut être représentée comme suit: VT = Vin AT GT L 8 T + ed o: Vin est le niveau de la tension appliquée au diviseur de puissance 16; AT est le rapport d'atténuation du diviseur de puissance 16 combiné à celui de l'atténuation intrinsèque du déphaseur 28 du canal supérieur, comme représenté par l'atténuateur idéal 30; GT est le gain de l'amplificateur 36 du canal supérieur; e T est le déphasage intrinsèque du canal supérieur autre que celui introduit par le déphaseur idéal 32; et ed est le déphasage introduit par le déphaseur idéal 32 et commandé par le signal de commande appliqué par l'intermédiaire du bus 62. De manière analogue, la tension de signal VB qui apparaît au niveau de la sortie du canal inférieur 60 peut être représentée comme suit: VB = V GB AB OB o: Vin est le niveau de la tension appliquée au diviseur de puissance 16 depuis le port d'entrée 12; GB est le gain de l'amplificateur 40 du canal inférieur; AB est le rapport d'atténuation du diviseur de puissance 16 combiné à celui de l'atténuateur 42 du canal inférieur; et e B est le déphasage intrinsèque introduit par le canal inférieur. Le combinateur de signal de sortie résistif 46 combine le signal VT qui est reçu au niveau de sa borne d'entrée 38 au signal VB qui est reçu au niveau de sa borne d'entrée 44 afin de produire une tension de signal de sortie Vut au niveau du port de sortie 14 V O ut = V N (AT GT /e T+ed + GB AB Le B) Etant donné que les déphasages intrinsèques des canaux supérieur et inférieur sont les mêmes, ou qu'ils peuvent être compensés par un déphasage supplémentaire introduit par le déphaseur 32 de telle sorte qu'ils soient les mêmes, et étant donné en outre que le déphasage fonctionnel introduit par le déphaseur 32 est égal à r ou 1800, alors Vut = V (AT GT-GB AB) M in et le gain de l'égaliseur de prédistorsion devient GAIN = Vout/Vin = (AT GT-GB AB) Puisque le chemin supérieur est sensé être tou- jours linéaire, le produit AT GT reste constant pour tous les niveaux du signal d'entrée Le produit GB AB diminue cependant en amplitude avec l'augmentation en amplitude de Vin,, lorsque l'amplificateur 40 est conduit à saturation Par conséquent, lorsque le niveau du signal d'entrée augmente, moins de signal est progressivement soustrait de AT GT, et le signal combi- né au niveau du port de sortie 14 présente une fonction de transfert ou caractéristique croissante Une fonc- tion de transfert croissante est le contraire d'une compression, et cette fonction peut être utile pour corriger une prédistorsion. Pour des valeurs de ed de l'ordre d'environ 900 à 2700, une caractéristique de fonction de transfert croissante est aussi obtenue, mais elle est accompagnée d'une modification correspondante de la phase Si ed s'inscrit dans une fourchette de 900 à 1800, le dépha- sage du signal de sortie augmente en fonction du niveau d'entrée, tandis que pour un ed qui s'inscrit dans une fourchette de 1800 juqu'à environ 270 , le déphasage du signal de sortie diminue avec l'augmentation du niveau du signal Au moyen d'un choix approprié du déphasage ed et de l'atténuation de l'atténuateur 42, presque n'importe quelle combinaison de croissance et de déphasage peut être générée Naturellement, si les incréments fournis par le déphasage à 5 bits et par l'atténuation à 6 bits sont trop grossiers, un plus grand nombre de bits peuvent être utilisés, ou des déphaseurs analogiques ou des atténuateurs analogiques peuvent être utilisés. Un avantage essentiel du mode de réalisation de la figure 1 réside dans l'utilisation du diviseur de puissance de signal résistif 16 et du combinateur de puissance de signal résistif 46 au lieu de l'utili- sation de transformateurs à couplage inductif ou de circuits à couplage inductif et capacitif tels que des coupleurs directionnels, qui tendent à modifier leurs facteurs de couplage et leurs phases à des fréquences autres que la fréquence centrale de la bande étudiée. Bien que ces modifications dans le facteur de couplage et la phase soient petites, les différences sont grossies ou exacerbées du fait que la soustraction du signal ou que la différence entre des signaux présents dans les canaux est utilisée pour le signal de sortie. De manière idéale, la structure représentée sur la figure 1 est formée comme un circuit intégré monolithique pour micro-ondes (MMIC) afin de maximiser la largeur de bande et de prendre pleinement en compte l'avantage des améliorations de la largeur de bande fournies par l'utilisation des diviseurs et des combinateurs résistifs Dans un mode particulier de la présente invention, les résitances 18, 22 et 24 du diviseur résistif 16 ont chacune une valeur de résistance de 16,6 ohms, et les résistances 52, 54 et 56 du combinateur résistif 46 ont des valeurs de résistance respectives de 15, 100 et 68 ohms Le déphaseur numérique à cinq bits 28 présente une atténuation intrinsèque de 8 d B et des incréments de phase d'environ 5 par pas L'atténuateur variable 42 à six bits offre une fourchette d'environ + 3 à -30 d B, et les amplificateurs 36 et 40 ont chacun un gain de l'ordre de 6 à 8 d B pour une gamme de fréquences qui va de 11,2 à 11,7 G Hz, et qui est centrée sur 11,5 G Hz. La figure 2 a représente un tracé 200 du gain du canal supérieur linéaire 50 en fonction de l'état logi- que du déphaseur à une fréquence de 11,95 G Hz, et un tracé 202 représente la phase correspondante en degrés. La figure 2 b est un tracé 204 de la puissance de sortie (relative) en d B, en fonction de la puissance d'entrée (relative) en d B pour le canal supérieur linéaire et pour un état logique du déphaseur de 10000, ce qui corres-pond en gros à un déphasage de 1800 Un tracé 206 correspond à un état logique du code de commande de 00010 Le code 10000 correspond à une atténuation maximum du déphaseur, comme on peut le vérifier en se référant à la figure 2 a Le tracé 206 représente une condition de perte du déphaseur 28 de la figure 1 plus faible que celle représentée par le tracé 204, et il en résulte que le canal supérieur a un gain plus élevé. Comme on peut le voir par comparaison des tracés 204 et 206, une petite compression se produit à des niveaux de puissance d'entrée plus élevés. Le tracé 300 de la figure 3 a représente le gain du canal inférieur 60 de la figure 1 à 11,95 G Hz en fonction de l'état logique du code de commande appliqué par l'intermédiaire du bus de données 64 à l'atté- nuateur 42 de la figure 1 Le gain est maximum (l'at- ténuation est minimum) pour des codes supérieurs à environ 110000 A l'opposé, le gain est minimum (l'at- ténuation est maximum) pour des codes voisins de 000000 Le tracé 302représente la phase en degrés qui résulte de la commande d'atténuation Le tracé 304 de la figure 3 b représente la puissance de sortie en d B en fonction de la puissance d'entrée en d B pour le canal inférieur 60 de la figure 1 à une fréquence de 11,95 G Hz pour un état logique de 111100 (atténuation minimum) du code de commande appliqué à l'atténuateur variable 42 de la figure 1 Le tracé 304 correspond sensiblement à l'atténuation minimum, et par conséquent le tracé 304 représente le gain maximum L'amplitude du gain peut être déterminée en ôtant la différence qui existe entre la puissance d'entrée et la puissance de sortie, et ce pour n'importe quel point de la courbe. Par exemple, une puissance d'entrée de -10 d B fournit une puissance de sortie d'environ -5 d B, et ce faisant, on obtient un gain de 5 d B Une compression ou un écart de gain d'environ 5 d B se produit à une puissance d'entrée d'environ -4 d B Le tracé 306 de la figure 3 b est un tracé correspondant pour un état logique d'entrée de commande de 000000 (atténuation maximum). Avec une atténuation mximum du signal de 1 'atténuateur 42, à une puissance d'entrée de -10 d B, la puissance de sortie est d'environ -12 d B, ce qui donne un gain de -2 d B Ainsi, une commande de l'at-ténuateur 42 entre les codes 000000 et 111100 peut aboutir à une variation du gain du canal inférieur 60 de la figure 1 d'environ 7 d B L'effet de la compres-sion se poursuit pour aboutir à environ -4 d B de la puissance du signal d'entrée. Les figures 4 a, 4 b et 4 c représentent des tracés de l'amplitude et de la phase de la fonction de trans- fert du dispositif de la figure 1 entre les ports 12 et 14, à 11,95 G Hz, pour différentes conditions de commande Sur la figure 4 a, le tracé 400 représente l'amplitude et le tracé 402 représente la phase d'un signal de commande de déphaseur de 000111 et d'un signal de commande d'atténuateur de 010000 Le tracé 400 représente une croissance du gain de 0,9 d B et un retard de phase de + 3 pour la fourchette représentée. Sur la figure 4 b, le tracé 404 représente l'amplitude et le tracé 406 représente la phase pour un état logique de commande du déphaseur de 00011 et un état logique de l'atténuateur de 010000 On obtient une croissance du gain de 0,9 d B et un retard de phase de 3 qui se situe dans la fourchette des signaux d'entrée représentée Sur la figure 4 c, le tracé 408 représente l'amplitude et le tracé 410 représente la phase qui se situe dans une fourchette des niveaux du signal d'en- trée avec un état logique de commande de déphaseur de et un état logique d'atténuateur de 110000 Les tracés de la figure 4 c représentent une croissance de gain de 1,5 d B et un avance de phase de 13 qui se situe dans la fourchette des niveaux du signal d'entrée repésentée. Sur la figure 5, les tracés 502, 505 et 507 sont respectivement effectués à 11,2, 11,5 et 11,7 G Hz, et ils représentent la distorsion onde porteuse sur intermodulation (P/I) en d B qui se produit à ces trois fréquences pour des niveaux différents de retrait depuis un niveau de puissance maximum d'une combinaison de l'égaliseur de prédistorsion de la figure 11 et d'un amplificateur de puissance particulier qui lui fait suite A une puissance de sortie maximum, qui corres- pond à des faibles valeurs de retrait, la distorsion s'inscrit dans une fourchette de 16 à 20 d B en dessous du niveau de l'onde porteuse du signal souhaité. Lorsque le retrait augmente jusqu'à environ 10 d B, la distorsion diminue de manière pratiquement monotone jusqu'à une fourchette qui se situe entre 32 et 40 d B. Les trois tracés 502, 505 et 507 sont approximativement parallèles, ce qui indique qu'à toutes les fréquences de la gamme de fréquences, l'intérêt de la modification du niveau de distorsion en fonction du retrait est prévisible Le tracé 510 de la figure 5 représente le meilleur résultat obtenu à 11,2, 11,5 et 11,7 G Hz pour un linéariseur à diode de l'art antérieur qui utilise des coupleurs hybrides Le tracé 510 n'est pas monotone, et ne donne pas des résultats aussi bons que le dispositif selon la présente invention pour cer- taines fréquences et certains niveaux de retrait. D'autres modes de réalisation de la présente invention peuvent apparaître à l'évidence à l'homme de l'art Les valeurs des résistances utilisées dans les diviseurs et les combinateurs résistifs selon la présente invention dépendent des impédances caracté- ristiques des ports auxquels elles sont sensées être reliées, et de la division de la puissance Par exemple, le canal supérieur 50 peut être réalisé de manière à ce qu'il soit davantage linéaire et le canal inférieur 60 peut être conçu de manière à être davantage non linéaire, et ce en augmentant la valeur de la résistance 22 par rapport à celle de la résistance 24 De manière analogue, le combinateur résistif 46 présente une atténuation entre sa borne d'entrée 44 et sa borne d'entrée 38, et cette atténuation peut être ajustée par rapport à la résis- tance de l'atténuateur variable 42. Bien que le combinateur de puissance résistif n'introduise nominalement aucun déphasage, il est asy- métrique en ce qui concerne les deux voies de signaux, et par conséquent il introduit de fait un certain déphasage résiduel, qui n'est pas considéré comme significatif au regard des erreurs de linéarité du dé- phasage qui se produisent dans l'atténuateur et dans le déphaseur qui peuvent être commandés Les erreurs de distorsion se manifestent par ellesmêmes de nombreuses façons et la nature exacte de la manifestation de la distorsion n'est pas considérée comme importante, comme par exemple dans certaines applications relatives à la télévision multicanale o la manifestation de la distorsion connue sous le nom de "transmodulation" peut être plus importante, soit que la distorsion d'intermo- dulation, soit que la compression Les ports de con- nexion ont été décrits comme étant ajustés en impé- dance, mais l'homme de l'art sait que ces "ajustements" représentent un état idéal, et dans la pratique, les ports sont soumis à de larges variations classiquement connues sous le nom de taux d'ondes stationnaires (SWVR), d'atténuation en écho ou de 51. REVENDICATIONS 1 Egaliseur de prédistorsion ( 10) pour un signal qui doit être prédistordu, caractérisé en ce qu'il comprend: un premier canal de traitement du signal ( 50) comportant une borne d'entrée ( 26) et une borne de sor- tie ( 38), et comportant également un premier moyen d'atténuation de signal ( 30) couplé à la borne d'entrée ( 26) du premier canal ( 50) pour atténuer des signaux appliqués à cette entrée afin de produire des signaux atténués au niveau du premier canal, et un premier moyen de translation du signal ( 36) couplé au premier moyen d'atténuation ( 30) ainsi qu'à une borne de sortie ( 38) du premier canal ( 50) pour translater des signaux atténués du premier canal afin de générer des signaux de sortie du premier canal ( 50) au niveau d'une borne de sortie ( 38) du premier canal ( 50), et ces signaux de sortie du premier canal ayant des amplitudes qui sont en relation sensiblement linéaire avec les amplitudes des signaux appliqués à la borne d'entrée ( 26) du premier canal ( 50), et ce premier canal ( 50) ayant une phase de référence pour des signaux d'une fréquence particulière qui le traversent; un second canal de traitement du signal ( 60) com- portant une borne d'entrée ( 27) et une borne de sortie ( 44), et comportant également un second moyen de trans- lation du signal ( 40) couplé à la borne d'entrée ( 27) du second canal ( 60) pour translater des signaux appli- qués à ce dernier afin de produire des signaux de second canal translatés, et un second moyen d'atténua- tion de signal ( 42) couplé au second moyen de transla- tion du signal ( 40) ainsi qu'à la borne de sortie ( 44) du second canal ( 60) pour atténuer les signaux de se- cond canal translatés afin de générer des signaux de sortie de second canal au niveau de la borne de sortie ( 44) du second canal ( 60), ces signaux de sortie de second canal ayant des amplitudes qui présentent une relation de linéarité par rapport aux amplitudes des signaux appliqués à la borne d'entrée ( 27) du second canal ( 60) qui est moindre que la linéarité de la rela- tion qui existe entre les signaux d'entrée et de sortie du premier canal ( 50), ce second canal présentant éga- lement un déphasage de l'ordre de 90 à 270 par rap- port à la phase de référence pour des signaux de la fréquence particulière qui le traversent; un moyen de division de signal résistif ( 16) com- portant un port d'entrée ( 12) adapté pour être couplé à une source de signaux doivant être prédistordus, et comportant également des première ( 26) et seconde ( 27) bornes de sortie, la première borne de sortie ( 26) étant couplée à la borne d'entrée du premier canal ( 50), et la seconde borne de sortie ( 27) étant couplée à la borne d'entrée du second canal ( 60) afin de diviser la puissance du signal qui doit être prédistor- du en une première partie pour le premier canal ( 50) et en une seconde partie pour le second canal ( 60), les première et seconde parties ayant sensiblement la même phase; et un moyen de combinaison de signal résistif ( 46) comportant des première ( 28) et seconde ( 44) bornes d'entrée respectivement couplées aux bornes de sortie des premier et second canaux ( 50, 60) et comportant aussi un port de sortie ( 14) adapté pour être couplé à un moyen d'amplification qui fonctionne à un niveau qui tend à provoquer une distorsion, afin de combiner les premier et second signaux de sortie du canal pour géné- rer un signal prédistordu au niveau du port de sortie ( 14) du moyen de combinaison résistif ( 46), le signal étant égal à la différence entre les signaux de sortie des premier et second canaux, pour tendre à compenser la distorsion du moyen d'amplification. 2 Egaliseur ( 10) selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'un des premier ( 36) et second ( 40) moyens de translation du signal comprend un premier amplificateur de signal ( 36). 3 Egaliseur selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'autre des premier ( 36) et second ( 40) moyens de translation du signal comprend un second amplificateur de signal ( 40). 4 Egaliseur selon la revendication 3, caractérisé en ce que les premier ( 36) et second ( 40) amplificateurs de signal sont identiques. Egaliseur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un moyen de déphasage ( 32) couplé dans un des premier ( 50) et second ( 60) canaux. 6 Egaliseur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'au moins une partie du premier moyen d'atténuation de signal est obtenue au moyen d'une caractéristique intrinsèque d'un moyen de dépha- sage ( 32). 7 Egaliseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de division de signal résistif ( 16) comprend un noeud ( 20) et des premier, second et troisième moyens de résistance ( 22, 24, 18), le troisième moyen de résistance ( 18) étant relié entre le noeud ( 20) et le port d'entrée ( 12) du moyen de division du signal résistif ( 16), le premier moyen de résistance ( 22) étant relié entre le noeud ( 20) et la première borne de sortie ( 26) du moyen de division de signal résistif ( 16), et le second moyen de résistance ( 24) étant relié entre le noeud ( 20) et la seconde borne de sortie 27 du moyen de division de signal résistif ( 16). 8 Egaliseur selon la revendication 7, caractérisé en ce que les premier, second et troisième moyens de résistance ( 22, 24, 18) ont des valeurs de résistance qui sont égales. 9 Egaliseur selon la revendication 8, caractérisé en ce que la valeur des résistances est d'environ 17 ohms. Egaliseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de combinaison du signal résistif ( 46) comprend des premier, second et troi- sième moyens de résistance ( 52, 54, 56), le premier moyen de résistance ( 52) étant relié entre la première borne d'entrée ( 38) du moyen de combinaison du signal résistif ( 46) et le port de sortie ( 14) du moyen de combinaison du signal résistif ( 46), le second moyen de résistance ( 54) étant relié entre les première ( 38) et seconde ( 44) bornes d'entrée du moyen de combinaison du signal résistif ( 46), et le troisième moyen de résis- tance ( 56) étant relié entre la seconde borne d'entrée ( 44) du moyen de combinaison du signal résistif ( 46) et un point de potentiel de référence ( 58). 11 Egaliseur selon la revendication 10, caractérisé en ce que la valeur de la résistance du premier moyen de résistance ( 52) est de 15 ohms, la va- leur de la résistance du troisième moyen de résistance ( 56) est de 68 ohms, et la valeur de la résistance du second moyen de résistance ( 54) est de 100 ohms. 12 Egaliseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les premier ( 50) et second ( 60) canaux de traitement du signal sont formés comme des circuits intégrés. 13 Procédé pour produire des signaux prédis- tordus, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes de: division résistive de l'amplitude des signaux qui doivent être distordus en des première et seconde parties; passage de la première partie des signaux au tra- vers d'un premier canal qui a un déphasage de référence et qui a aussi une amplitude de référence, afin de produire des premiers signaux de sortie de premier canal; passage de la seconde partie des signaux au tra- vers d'un second canal qui a un déphasage égal à la phase de référence plus un autre déphasage qui a une valeur qui s'inscrit dans une fourchette comprise entre à 2700 et qui a aussi une amplitude qui est non linéaire par rapport à l'amplitude de la seconde partie des signaux qui doivent être prédistordus, afin de pro- duire des signaux de sortie de second canal; et combinaison résistive des premier et second si- gnaux de sortie de canal pour générer les signaux prédistordus. 14 Egaliseur de prédistorsion pour un signal qui doit être prédistordu, caractérisé en ce qu'il comprend: un canal ( 50) sensiblement linéaire; un canal ( 60) non linéaire; un moyen de division résistif ( 16) pour diviser le signal qui doit être prédistordu en une première partie et en une seconde partie; un premier moyen de couplage relié au moyen de division résistif ( 16) et aux premier ( 50) et second ( 60) canaux pour coupler la première partie du premier canal ( 50) et la seconde partie du second canal ( 60), et ce faisant, le premier canal ( 50) produit un signal sensiblement linéaire et le second canal ( 60) produit un signal non linéaire; un moyen de combinaison résistif ( 46) incluant des première ( 38) et seconde ( 44) bornes d'entrée et un port de sortie ( 14) pour combiner des signaux appliqués aux première ( 38) et seconde ( 44) bornes d'entrée afin de produire un signal combiné au niveau du port de sortie ( 14); et un second moyen de couplage relié aux premier ( 50) et second ( 60) canaux et aux première ( 38) et se- conde ( 44) bornes d'entrée du moyen de combinaison résistif ( 46) pour coupler le signal sensiblement linéaire à la première borne d'entrée ( 38) du moyen de combinaison résistif ( 46) et le signal non linéaire à la seconde borne d'entrée ( 44) du moyen de combinaison résistif ( 46) pour combiner les signaux linéaire et sensiblement non linéaire afin de produire un signal prédistordu.