FR 2652692 A1 19910405 FR 9011929 A 19900927 La présente invention concerne des systèmes de transmission de données, et elle concerne en particulier le codage et l'égalisation dans de tels systèmes. Des recherches considérables ont été effectuées sur une technique de précodage, à savoir le traitement à réponse partielle généralisée (ou GPRS) pour "generalized partial response signaling"). Pour avoir des détails sur la technique de traitement à réponse partielle généralisée, on pourra se référer aux publications suivantes: M.Tomlinson, "New Automatic equalizer employing modulo arithmetic", Electron.Lett., Vol. 7, n 5/6, mars 1971, pages 138-139; H. Harashima et H. Miyakawa, "Matched-transmission techni- que for channels with intersymbol interference", IEEE Trans. Commun, Vol. COM-20, août 1972, pages 774-780 et J. Mazo et J. Salz, "On the Transmitted Power in Generalized Partial Response", IEEE Trans. Commun, Vol. Com-24, mars 1976, pages 348-352. La technique de traitement à réponse partielle généralisée, ou GPRS, permet d'éviter que des signaux ne soient affectés de façon défavorable par le brouillage in- tersymbole qui est occasionné par une transmission de si- gnal par un canal ayant une mémoire finie et des caracté- ristiques fixes. Connaissant la réponse impulsionnelle d'un tel canal, on peut concevoir, conformément à la technique GPRS, un filtre non-linéaire utilisé dans l'émetteur pour pré-coder les signaux à transmettre. Ce pré-codage compen- se, entre autres, le brouillage intersymbole qui est occa- sionné par les caractéristiques non idéales du canal. La technique GPRS n'est cependant pas particulièrement utile pour la compensation du brouillage intersymbole dans des applications réelles de système de transmission. Ceci dé- coule du fait que des canaux de transmission réels ont une mémoire virtuellement infinie et des caractéristiques qui varient dans le temps, contrairement à la mémoire finie et aux caractéristiques fixes qu'exige la technique GPRS. Une attention considérable s'est concentrée au cours des dernières années sur des codes dans l'espace de signal qui procurent ce qu'on appelle un "gain de codage". L'un des types les plus importants de ces codes correspond à ce qu'on appelle les codes en "treillis" qui sont décrits dans des articles tels que les suivants: G. Ungerboeck, "Channel Coding with Multilevel/Phase Signals", IEEE Trans. Information Theory, IT-28, 1982, pages 55-67; A.R. Calderbank et N.J.A. Sloane, "A New Family of Codes for Dial-Up Voice Lines", Proc. IEEE Global Telecomm. Conf., novembre 1984, pages 20.2.1-20. 2.4; A.R. Calderbank et N.J.A. Sloane, "Four-Dimensional Modulation With an Eight- State Trellis Code", AT&T Technical Journal, Vol. 64, n 5, mais-juin 1985, pages 1005-1018; A.R. Calderbank et N.J.A. Sloane, "An Eight-Dimensional Trellis Code", Proc. IEEE, Vol. 74, n0 5, mai 1986, pages 757-759; et L.F. Wei, "Rotationally Invariant Convolutional Channel Coding with Expanded Signal Space--Part I: 180 Degrees et Part II: Nonlinear Codes", IEEE J. Select. Areas Commun., Vol. SAC-2, septembre 1984, pages 659-686. L'utilisation indus- trielle de ces codes a été concentrée en majeure partie dans le domaine des modems en bande vocale et d'autres sys- tèmes de transmission de données en multiplex. Le terme "gain de codage" désigne l'accroissement des performances d'un système qui résulte de l'utilisation d'un code parti- culier. Il est défini comme étant la quantité de laquelle le rapport signal à bruit (S/B) peut se dégrader pour un système utilisant ce code particulier, avant que le taux d'erreurs de bit pour ce système ne devienne égal à celui du même système n'utilisant pas le code. Les codes en treillis qui ont été développés jus- qu'à présent procurent le gain de codage intégral en pré- sence de bruit "blanc", c'est-à-dire du bruit qui contient des composantes de virtuellement toutes les fréquences dans le spectre. Cependant, le bruit qui apparaît dans un signal reçu à décoder dépend des caractéristiques du canal par le- quel le signal a été transmis. De nombreux canaux de trans- mission, par exemple une seule paire bifilaire ou "boucle locale" d'un réseau de câbles téléphoniques qui connecte un local d'abonné à un centre de commutation, communique au signal reçu du bruit non blanc, ou "coloré". Dans ces con- ditions, le gain de codage résultant dans des systèmes uti- lisant de tels canaux est inférieur au gain de codage inté- gral. En fait, dans de nombreuses applications de système la différence entre le gain de codage intégral et le gain qui est réellement obtenu est importante. L'incapacité à obtenir le gain de codage intégralpose un problème, par exemple dans le cas de la réalisation proposée du Réseau Numérique à Intégration de Services (RNIS). En se basant sur le gain de codage intégral, par exemple du code en treillis, le RNIS se propose de procurer des cadences de signal élevées sur les boucles locales, tout en maintenant un rapport S/B nominal. Le fait que ce gain de codage inté- gral ne soit pas réalisable rend extrêmement difficile la mise en oeuvre du RNIS. Il est donc souhaitable d'obtenir intégralement ou dans une large mesure ce gain de codage. La présente invention augmente le gain de codage réalisable pour un code prédéterminé qui procure un gain de codage en présence de bruit blanc. La technique de l'inven- tion existe la mise en oeuvre d'un premier et d'un second processus de codage dans un émetteur, et d'un dispositif blanchissant pour le bruit ainsi que d'un traitement de signal non linéaire dans le récepteur associé. Plus préci- sément, le premier processus de codage code des données d'entrée avec le code prédéterminé. Le dispositif blanchis- sant pour le bruit augmente le gain de codage réalisable que procure le code prédéterminé. Le second processus de codage compense l'effet du dispositif blanchissant pour le bruit, qui dégraderait par ailleurs les performances du système. Enfin, le traitement de signal non linéaire dans le récepteur est associé au second processus de codage et il compense l'action de ce dernier. Dans chacun des trois modes de réalisation qui sont décrits, le premier processus de codage dans l'émet- teur est un codage en treillis. Le dispositif blanchissant dans le récepteur augmente le gain de codage réalisable en faisant en sorte que le bruit à l'entrée du décodeur en treillis soit blanc. Le second processus de codage dans l'émetteur et le traitement de signal non linéaire associé correspondent à la mise en oeuvre d'une technique de trai- tement à réponse partielle généralisée (GPRS), qui est utilisée pour compenser les effets indésirables du disposi- tif blanchissant pour le bruit. En particulier, un premier mode de réalisation décrit une structure de récepteur dans laquelle le traite- ment de signal non linéaire fait suite au décodage en treillis. Des second et troisième modes de réalisation dé- crivent une structure différente dans laquelle le traite- ment de signal non linéaire précède au contraire le décoda- ge en treillis, ce qui simplifie avantageusement le proces- sus de décodage. Pour simplifier encore davantage ce pro- cessus, comme le montre le troisième mode de réalisation, il est nécessaire de fournir davantage de puissance, en comparaison avec les premier et second modes de réalisa- tion, pour accomplir le second processus de codage dans l'émetteur. D'autres caractéristiques et avantages de l'in- vention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre de modes de réalisation, et en se référant aux dessins annexés dans lesquels: La figure 1 montre un schéma synoptique d'une terminaison de réseau à large bande en duplex, comprenant un premier mode de réalisation d'une structure conforme à la présente invention, qui est utilisée à titre d'exemple dans une technique de transmission de données sur une bou- cle locale du réseau téléphonique; La figure 2 montre la constellation de signal qui est utilisée dans un codeur de la terminaison de réseau à large bande en duplex de la figure 1; La figure 3 est un tableau utile à l'explication du fonctionnement du codeur dans la terminaison de réseau à large bande en duplex de la figure 2; La figure 4 est un diagramme en treillis qui re- présente graphiquement le code dit convolutif qu'on utilise dans la terminaison de réseau à large bande en duplex de la figure 3; La figure 5 est un schéma synoptique d'un circuit mettant en oeuvre les principes de la présente invention, qui pré-code les signaux à émettre dans la terminaison de réseau à large bande en duplex de la figure 1; La figure 6 est un schéma synoptique d'un circuit mettant en oeuvre les principes de la présente invention, qui effectue l'égalisation et le décodage de signaux reçus dans la terminaison de réseau à large bande en duplex de la figure 1; La figure 7 représente une constellation de si- gnal apparaissant à l'entrée du processus de décodage qu'accomplit le circuit de la figure 6, en utilisant la constellation de signal de la figure 2; La figure 8 est un schéma synoptique d'un circuit mettant en oeuvre les principes de la présente invention, qui accomplit le décodage de signaux reçus dans un second mode de réalisation de la présente invention; et La figure 9 est une constellation de signal qui apparaît à l'entrée du processus de décodage qu'accomplit le circuit de la figure 8, en utilisant la constellation de signal de la figure 2. On décrit ci-après trois modes de réalisation qui constituent des exemples de mise en oeuvre de la présente invention. Une terminaison de réseau à large bande en du- plex (ou DWNT) 101 de la figure 1 comprend un premier mode de réalisation d'une structure conforme à la présente in- vention. A titre d'exemple, la terminaison de réseau à lar- ge bande en duplex 101 est utilisée pour la mise en oeuvre du RNIS au moyen d'une seule paire bifilaire ou "boucle lo- cale" entre un local d'abonné et un centre de commutation (non représenté). Plus précisément, le RNIS offrirait à l'abonné une possibilité de transmission numérique en du- plex, c'est-à-dire en mode bidirectionnel simultané, à une vitesse allant de ce qu'on appelle la cadence RNIS "de base" (2B + D) (avec les bits de synchronisation de trame, de maintenance et de commande), ou 160 kbit/s, jusqu'à la cadence dite "primaire" (23B + D) (ici encore avec les bits de synchronisation de trame, de maintenance et de comman- de), s'élevant jusqu'à 1,544 Mbit/s et même au-delà. Plus précisément, des données provenant de diver- ses sources de signaux numériques, comme un simple terminal d'ordinateur, un contrôleur de grappe, un mini-ordinateur, une source de signal vidéo numérique, etc., dans le local d'abonné, sont appliquées à un multiplexeur/démultiplexeur (mux/démux) 50 dans la terminaison de réseau à large bande en duplex 101. Ce dernier assemble les signaux provenant de ces sources dans un train de données sortant à 480 kbit/s sur le conducteur 54. Le train de données pourrait par exemple utiliser le format du type RNIS, bien qu'une norme RNIS pour 480 kbit/s n'ait pas encore été adoptée. Le train de données sur le conducteur 54 est appliqué à la terminai- son de réseau à large bande en duplex 101 précitée, qui transmet ses données d'entrée vers un centre de commuta- tion, par l'intermédiaire d'une boucle locale bifilaire 60 d'une longueur maximale de 5,5 km d'après les normes RNIS. Dans le centre de commutation, le train de bits est récupé- ré à partir du signal en ligne transmis, au moyen d'une terminaison de ligne à large bande en duplex (ou DWLT) (non représentée) qui est associée à la terminaison de réseau à large bande en duplex 101, et après avoir été démultiplexé, le train de bits est transmis à un autocommutateur numéri- que. Ce dernier peut être par exemple un autocommutateur ESS fabriqué par AT&T, comprenant un logiciel qui traite l'information de synchronisation de trame, de maintenance et/ou de commande qui est acheminée dans ce qu'on appelle le canal "D" du signal RNIS. La terminaison de réseau à large bande en duplex 101 et la terminaison de ligne à large bande en duplex as- sociée ont des fonctions complémentaires. Pour une direc- tion de transmission donnée, l'une fonctionne en émetteur et l'autre en récepteur. Ainsi, des données qui proviennent de l'autocommutateur numérique et qui sont destinées au lo- cal d'abonné, également à 480 kbit/s, sont transmises à la terminaison de ligne à large bande en duplex qui génère un signal en ligne représentant ces données. Le signal en li- gne est ensuite émis sur la boucle locale 60 vers la termi- naison de réseau à large bande en duplex 101, qui récupère ensuite les données et les transmet au local d'abonné. En fait, les circuits qui se trouvent à l'intérieur de la terminaison de réseau à large bande en duplex 101 et de la terminaison de ligne à large bande en duplex associée sont très similaires les uns aux autres et, en ce qui concerne la génération et le traitement de signaux en ligne, on peut considérer qu'ils sont identiques. De façon générale, on peut fabriquer une termi- naison de réseau à large bande en duplex mettant en oeuvre les principes de l'invention, de façon qu'elle soit capable de fonctionner sur une gamme de débits binaires, le débit binaire qui est réellement utilisé à un moment particulier étant soit sélectionné manuellement, par exemple par une commande de face avant, soit sélectionné de façon adaptati- ve par la paire de terminaison de réseau à large bande en duplex/terminaison de ligne à large bande en duplex elle- même, pendant la séquence de démarrage. En considérant plus en détail la figure 1, on note que le signal à 480 kbit/s précité sur le conducteur 54 est reçu par la section d'émetteur 121 dans la terminai- son de réseau à large bande en duplex 101, et est appliqué dans celle-ci à un embrouilleur 112. D'une manière classi- que, ce dernier randomise les données de façon à éliminer les possibilités de génération de tonalités de signalisa- tion dans le signal en ligne qui est finalement généré. L'embrouilleur 112 peut par exemple être du type qui est indiqué dans les brevets des E.U.A. n 3 515 895, délivré le 2 juin 1970 à R. Fracassi et n 4 304 962, délivré le 8 décembre 1981 à R. Fracassi et col. Des embrouilleurs de ce type sont également décrits sous forme polynomiale dans la Recommandation V.32 du CCITT: "A Family of 2-Wire, Duplex Modems Operating at Data Signaling Rates of up to 9600 Bit/s for Use on the General Switched Telephone Network and on Leased Telephone-Type Circuits", Red Book, Volume VIII- Fascicle VIII-1, Data Communications Over the Telephone Network, VIIIth Plenary Assembly, Malaga-Torremolinos, pa- ges 221-238, 8-19 octobre 1984. Les bits de sortie de l'em- brouilleur 112, toujours à une cadence de 480 kbit/s, sont ensuite convertis en mots de 6 bits par le convertisseur série-parallèle (S/P) 113, et les bits de chacun de ces mots sont désignés par X1 à X6. Ces mots de six bits, appa- raissant à la cadence de 480 000/6=80 000 par seconde, sont ensuite projetés par un codeur 114 vers un train de symbo- les, à raison d'un symbole pour chaque mot, ce qui donne une cadence de symbole de 80 kilobauds. Plus précisément, le codeur 114 étend les mots de six bits qui sont reçus à partir du convertisseur série- parallèle 113, pour donner des mots de sept bits qui sont constitués par des bits Y0 à Y6. Les bits Y0, Y1 et Y2 sont générés par le codeur en treillis 140 à l'intérieur du co- deur 114, sous la dépendance des bits X1 et X2, comme on le décrira ciaprès de façon plus détaillée, tandis que les bits Y3 à Y6 sont identiques aux bits X3 à X6. A ce point, il faut noter que la terminaison de réseau à large bande en duplex 101 fonctionne selon deux modes, à savoir un mode d'apprentissage et un mode de fonc- tionnement normal. De façon générale, le mode d'apprentis- sage, pendant lequel sont initialisés des coefficients de prises de filtres adaptatifs dans la terminaison de réseau à large bande en duplex 101, précède le mode de fonctionne- ment normal. Le passage d'un mode à l'autre est réalisé à titre d'illustration au moyen de commutateurs. Chacun de ces commutateurs a deux positions, la position 1 correspon- dant au mode de fonctionnement normal, tandis que la posi- tion 2 correspond au mode d'apprentissage. La commutation d'un mode vers l'autre s'effectue sous la dépendance d'un signal de commande A. Dans le mode de fonctionnement normal, les commu- tateurs 130a à 130g transmettent respectivement les bits Y0 à Y6 vers le convertisseur de bits en symboles 177. Cepen- dant, sous l'effet du signal de commande A précité, les commutateurs 130a à 130g transmettent à la place des bits d'initialisation IY0 à IY6 vers ce convertisseur de bits en symboles, pour faciliter l'initialisation des coefficients de prises, d'une manière qu'on décrira. Les bits IY0-IY6 sont des bits d'apprentissage non codés qui sont fournis par le générateur de séquence d'apprentissage 139, de structure classique. Le convertisseur de bits en symboles 177 projette chacune des 27 ou 128 combinaisons différentes de ses va- leurs de bits d'entrée vers un symbole parmi 128 symboles bidimensionnels dans une constellation prédéterminée. La figure 2 représente un exemple de constellation. Plus précisément, chacun des 128 symboles de la constellation de la figure 2 est attribué à un sous-ensem- ble particulier parmi huit sous-ensembles, ou partitions, qui portent les désignations a à h. Dans le mode de fonc- tionnement normal, les valeurs des bits Y0, Y1 et Y2 iden- tifient, conformément au plan d'attribution représenté sur la figure 3, le sous-ensemble particulier parmi les huit sous-ensembles duquel doit provenir le symbole qui est identifié au moment courant, tandis que les valeurs des bits Y3 à Y6 identifient l'un particulier des seize symbo- les à l'intérieur du sous-ensemble qui est identifié. L'attribution de chacune des seize combinaisons différentes des valeurs des bits Y3 à Y6 à un symbole par- ticulier à l'intérieur du sous-ensemble identifié peut être arbitraire. Cependant, par un choix approprié de: a) le code en treillis qu'utilise le codeur en treillis 140 pour générer les bits Y0, Y1 et Y2, b) la constellation, et c) la division de la constellation en sous-ensembles particu- liers, on obtient ce qu'on appelle le "gain de codage". Ce gain de codage se manifeste sous la forme d'une immunité accrue du récepteur vis-à-vis du bruit du canal, en compa- raison avec l'immunité au bruit du canal pour un système "non codé", dans lequel chaque symbole d'une constellation de 64 symboles (dans cet exemple) serait utilisé pour re- présenter directement l'une particulière des 26=64 combi- naisons différentes des valeurs des bits X1 à X6. La figure 1 représente explicitement un mode de réalisation de circuit du codeur en treillis 140. Plus pré- cisément, le codeur en treillis 140 est un automate d'états finis qui comprend des éléments de retard 181, 182 et 183, et des portes OUEXCLUSIF 184 et 185. Chacun des éléments de retard communique un retard d'intervalle de symbole de T secondes à ses signaux d'entrée, en désignant par T l'in- verse de la cadence de symboles, c'est-à-dire T=1/80 000, et on appelle couramment ce paramètre l'intervalle de sym- bole. Les signaux d'entrée de la porte OU-EXCLUSIF 184 sont le bits X1 et le signal de sortie de l'élément de retard 181. Les signaux d'entrée de la porte OU-EXCLUSIF 185 sont le bit X2 et le signal de sortie de l'élément de retard 181. L'élément de retard 181 reçoit en entrée le signal de sortie de l'élément de retard 183; l'élément de retard 182 reçoit en entrée le signal de sortie de la porte OU-EXCLU- SIF 184; et l'élément de retard 183 reçoit en entrée le signal de sortie de la porte OU-EXCLUSIF 185. Le signal de sortie de l'élément de retard 183 constitue également le bit de sortie Y0. Le principe qui est à la base du codage en treil- lis consiste en ce qu'à un instant quelconque, seuls les symboles qui se trouvent dans des sous-ensembles particu- liers de la constellation sont autorisés à être émis, et ces sousensembles sont déterminés par "l'état" du codeur en treillis. A titre d'exemple, le diagramme en treillis de la figure 4 représente le fonctionnement du codeur en treillis 140. Comme il est représenté sur la figure 4, le codeur en treillis 140 comporte huit "états", correspondant aux nombres binaires 000 à 111, qui sont donnés par les va- leurs des bits enregistrés au moment présent dans les élé- ments de retard 181, 182 et 183. Ainsi, par exemple, si le codeur est dans l'état 001, ceci signifie que chacun des éléments de retard 181 et 182 contient un "0" logique au moment présent et que l'élément de retard 183 contient un "1" logique au moment présent. Les deux ensembles de points alignés verticalement sur la figure 4 représentent les huit états possibles du codeur dans chacun de deux intervalles de temps successifs. L'un de ces ensembles est désigné com- me étant l'état courant et l'autre est désigné comme étant l'état suivant. Les lignes ou les arêtes qui connectent di- verses paires d'états indiquent les transitions d'états possibles. Ainsi, par exemple, le codeur a la possibilité d'effectuer une transition de l'état 010 vers l'état 001, mais non vers l'état 100. Chacune des lignes de connexion sur la figure 4 porte une légende indiquant le sous-ensemble duquel doit provenir le symbole qui est généré. Ainsi, en poursuivant l'exemple ci-dessus, on suppose que l'état courant du co- deur, c'est-à-dire le contenu des éléments de retard 181j 182 et 183, est 010, et qu'après que le mot de six bits suivant a été fourni par le convertisseur série-parallèle 113, le nouvel état est l'état 001. Ceci signifie que le symbole suivant à émettre doit provenir du sous-ensemble "a", du fait que la ligne qui relie l'état 001 dans la co- lonne de gauche à l'état 111 dans la colonne de droite por- te cette légende. Le codeur étant maintenant dans l'état 001, le symbole suivant à émettre proviendra de l'un des sous-ensembles "e", "f", "g" ou "h", en fonction des va- leurs à venir de X1 et X2. En se référant à nouveau à la figure 1, on note que le convertisseur de bits en symboles 177 fournit res- pectivement sur ses conducteurs de sortie 102 et 103 les composantes en phase et en quadrature du symbole qui est identifié par les bits YO-Y6 ou les bits IY0-IY6. En termes de diagramme de constellation de la figure 2, ces composan- tes représentent les composantes "x" et "y" du symbole qui est identifié. Les conducteurs 102 et 103 sont dirigés dans le mode de fonctionnement normal vers le pré-codeur à ré- ponse partielle généralisée 179, par le fait que les commu- tateurs 131 et 133 sont placés sur leurs positions 1 res- pectives. Comme les commutateurs 130a-130g décrits précé- demment, les commutateurs 131 et 133 passent sur leurs po- sitions 2 respectives sous l'effet du signal de commande A précité, ce qui établit le mode d'apprentissage. Ainsi, dans le mode d'apprentissage, les commutateurs 131 et 133 court-circuitent respectivement le conducteur 102 au con- ducteur 105 et le conducteur 103 au conducteur 107. Il en résulte que le pré-codeur à réponse partielle généralisée est par exemple mis hors circuit. Le pré-codeur à réponse partielle généralisée 179 effectue le pré-codage de traitement à réponse partielle généralisée qui évite qu'un certain brouillage intersymbole ne soit injecté dans un signal reçu. La figure 5 montre le pré-codeur à réponse partielle généralisée 179, qui com- prend un soustracteur 501, un soustracteur 502, un filtre non linéaire 505, un filtre non linéaire 506 et un filtre transversal d'ordre M 509. Le soustracteur 501 reçoit sur une entrée un signal de sortie du filtre transversal d'or- dre M 509, soit Sxn, qu'on décrira, et il reçoit sur l'autre entrée la composante en phase, sur le conducteur 102. Ce soustracteur soustrait la valeur de Sx de la valeur de la n composante en phase. La valeur résultante, G&, est repré- sentée par un signal qui est appliqué à l'entrée du filtre non linéaire 505. Ce filtre applique de façon générale une fonction non linéaire F à son signal d'entrée dont la valeur est par exemple ç. La valeur du signal de sortie que génère le filtre est donc F(O), qui est égale à cas contraire c est réduit à cette plage de -L à L par ad- dition ou soustraction algébrique d'un multiple approprié de 2L, et le résultat devient F(O). Dans ce cas, du fait que la valeur d'entrée est x, le filtre non linéaire 505 génère donc sur le conduc- teur 104 un signal de sortie qui représente F(OX). De plus, le filtre non linéaire 505 établit une limite L pour la valeur absolue de son signal de sortie, ce qui limite la puissance de ce dernier. Conformément à la technique de transmission à réponse partielle généralisée, la valeur de L est définie comme étant égale à 0,5 C I, en désignant par Cx le nombre de niveaux possibles que peut prendre la composante (x) d'un symbole dans la constellation, et par Ix la distance entre symboles le long de l'axe X. La valeur résultante de L est appelée ci-après la limite de traite- ment à réponse partielle généralisée. Comme la figure 2 le montre à titre d'exemple, la composante "x" d'un symbole peut prendre 12 niveaux possibles, et la distance entre symboles est de deux unités le long de l'axe X. Par consé- quent, dans ce mode de réalisation, la limite de traitement à réponse partielle est L=12. Le signal présent sur le conducteur 104 dans le n-ième intervalle de transmission est désigné par GX, et il n' est traité avec un autre signal, GY, par le filtre de mise n' en forme complexe 116, d'une manière qu'on décrira. Gy n comme Gx est formé en utilisant tout d'abord le soustrac- n teur 502 pour soustraire la valeur de SY, qui est un autre n' signal de sortie du filtre transversal d'ordre M 509, de la valeur de la composante en quadrature présente sur le con- * ducteur 103. La valeur résultante, cY, est représentée par un signal qui est appliqué au filtre non linéaire 506. Ce dernier est identique au filtre non linéaire 505 et il pro- duit ainsi sur le conducteur 106 le signal Gy dont la va- n leur est F(OY). Bien que la valeur limite de traitement à réponsepartielle généralisée, égale à L, qui est associée au filtre non linéaire 506 soit maintenant définie par 0,5 CYIY (en désignant par Cy le nombre de niveaux possi- bles que peut prendre la composante "y" d'un symbole dans la constellation, et par Iy la distance entre symboles le long de l'axe Y), comme on peut le voir sur la figure 2, cette valeur reste égale à 12 dans ce mode de réalisation particulier. Gx et Gy sont également renvoyés vers le filtre n n transversal d'ordre M 509, de structure classique, qui gé- nère pour ses signaux de sortie Sx et Sn, sur les conduc- n n teurs respectifs 511 et 512, conformément aux relations: x = RE(PTb n) et n n n Sy = Im(PTbn). n nn Dans ces expression, b est une matrice de dimensions (Mxl) n ou un vecteur, qui est constitué par les M plus récents si- gnaux d'entrée du filtre transversal 509, qui sont repré- sentés par des nombres complexes. C'est-à-dire qu'on a: Gx1 + i Gy1 G-2 + i Gy-2 bn= GxnM + i Gyl-M avec i= T-- et en désignant par M un entier fini sélection- né. La valeur de M est une caractéristique intrinsèque du canal qui est utilisé. Dans le mode de réalisation présent, dans lequel le canal envisagé à titre d'exemple est une boucle locale bifilaire classique, de 5,5 km en fil de 0,51 mm de diamètre, sans prise en pont, on détermine expé- rimentalement que la valeur de M associée à ce canal est égale à 7. Pn est une matrice de dimensions (Mxl) ou un vec- teur, constitué par un ensemble de M coefficients de prise qui sont associés au filtre transversal 509. C'est-à-dire qu'on a: P r+ i p i Pnr + i pnim Pn = PMr'+ipm 1 1 2 2 M en désignant par pn r+ i - p + ip p + M des nr n,im' n,r nim n,r i Pn,im des nombres complexes qui sont utilisés pour les M coefficients de prise respectifs dans le n-ième intervalle de transmission. Comme on le décrira ci-après, ces coeffi- cients de prise sont fournis par le circuit de sortie de décision 150. (Le symbole "T" en exposant qui est utilisé dans les expressions cidessus indique l'opération de transposition de matrice, dans laquelle le vecteur Pn de dimensions (Mxl) est transposé en un vecteur de dimensions (lxM) pour la multiplication matricielle.) De plus, Re dé- signe une opération qui élimine la composante imaginaire d'un nombre complexe, et Im désigne une autre opération qui élimine la composante réelle de ce nombre. Par exemple, Re(2 + i3) = 2 et Im(2 + i3) = 3. Au cours du processus de pré-codage, le pré-co- deur à réponse partielle généralisée 179 agit d'une manière classique de façon que chacun des signaux Gx et Gy puisse n n prendre un plus grand nombre de valeurs différentes que chacune des composantes d'entrée en phase et en quadrature respectives. Dans ces conditions, Gx et Gy représentent n n respectivement davantage de composantes "x" et "y" de sym- boles que ces composantes d'entrée. Autrement dit, après le processus de pré-codage, Gx et Gy représentent en combinai- n n son un nombre de symboles à émettre qui est supérieur au nombre de symboles définis dans la constellation de la fi- gure 2. On peut dire de façon équivalente que le processus de pré-codage effectue une extension de la constellation de la figure 2. Les signaux qui sont respectivement présents sur le conducteur 105 et le conducteur 107 sont appliqués au filtre de mise en forme complexe 116, qui génère un signal en bande transposée qui est à titre d'exemple ce qu'on ap- pelle un signal en "modulation d'amplitude (MA)/modulation de phase (MP) sans porteuse". Au point de vue de la mise en oeuvre, le filtre de mise en forme complexe 116 est constitué à titre d'exem- ple par deux filtres numériques à réponse impulsionnelle finie de structure classique, c'est-à-dire un filtre en phase 191 et un filtre en quadrature 192, qui filtrent res- pectivement les signaux présents sur les conducteurs 105 et 107. Chacun de ces filtres est réalisé à titre d'exemple sous la forme d'un filtre transversal. Les filtres 191 et 192 ne diffèrent l'un de l'autre que par le fait que leurs caractéristiques de phase sont mutuellement décalées de T/2. Cette différence de phase permet à la section de ré- cepteur de la terminaison de ligne à large bande en duplex associée de reconstruire séparément les signaux présents sur les conducteurs 105 et 107. Les signaux de sortie des filtres 191 et 192 sont combinés dans un additionneur 193 pour fournir une version numérique du signal en ligne sor- tant désiré. Il est important de noter que le procédé qui est employé dans le filtre de mise en forme complexe 116 pour générer un signal en bande transposée, sous la dépendance des symboles bidimensionnels que représentent les signaux sur les conducteurs 105 et 107, est différent de la modula- tion qui est utilisée de façon caractéristique, par exemple dans des modems en bande vocale, telle que la modulation d'amplitude en quadrature, ou MAQ. Plus précisément, dans cette dernière, il se produit une rotation explicite ou im- plicite (en fonction de la forme de réalisation) des symbo- les, sur un angle qui dépend de la fréquence porteuse. Ce- pendant, aucune rotation explicite ou implicite de ce type n'est effectuée avec la modulation MA/MP sans porteuse. Ceci est important du fait que sauf s'il se trouve qu'il existe une relation entière entre la fréquence porteuse et l'intervalle de symbole T, (ce qui n'est ne sera probable- ment pas le cas si les valeurs de fréquence porteuse et d'intervalle de symbole sont choisies pour optimiser les performances du système de transmission, considéré dans son ensemble), l'opération de rotation précitée fait intervenir une multiplication non triviale, ce qui conduit à une augmentation non négligeable du coût de la section d'émet- teur. Un avantage supplémentaire consiste en ce que la mo- dulation MA/MP sans porteuse est traitée plus simplement dans le récepteur que la modulation MAQ, par exemple. De plus, la modulation MA/MP sans porteuse est potentiellement plus robuste en présence de non- linéarités, comme celles qui peuvent être introduites dans la conversion analogique- numérique qui est effectuée dans le récepteur. Le signal de sortie du filtre de mise en forme complexe 116 est converti sous forme analogique par le con- vertisseur N/A 117, dont le signal de sortie est ensuite transmis par le filtre passe-bas 118, pour éliminer les images de fréquence supérieure du signal désiré. Le circuit différentiel 126 transmet ensuite vers son côté bifilaire, et ensuite vers la boucle locale 60,le signal en ligne sor- tant résultant qui apparaît sur le conducteur de sortie 119 de la section d'émetteur. En considérant maintenant la direction de trans- mission entrante, on note que le signal en ligne qui est généré sur la boucle locale 60 par la terminaison de ligne à large bande en duplex associée est reçu par le circuit différentiel 126 qui dirige ce signal vers la section de récepteur 123, et plus particulièrement vers son filtre passe-bas 142. Ce dernier élimine par filtrage l'énergie dans le signal reçu qui se trouve à des fréquences nomina- lement supérieures au spectre du signal émis. Le signal filtré résultant est transmis au circuit de commande de gain 147 qui est programmable pour régler le gain qui est appliqué à son signal d'entrée, de façon à utiliser au ma- ximum la précision du convertisseur A/N 148 qui suit. Le gain du circuit 147 est fixé sur la base du niveau de son signal d'entrée pendant l'initialisation ou l'apprentissage du modem, et il est ensuite maintenu à la valeur fixée ini- tialement, conformément à la pratique habituelle pour des transmissions de données basées sur l'utilisation d'annu- leurs d'écho. La section de récepteur 123 comprend en outre une horloge 143, qui génère un nombre prédéterminé d'impulsions d'horloge toutes les T secondes, sur le conducteur 144. Ces impulsions sont reçues par le générateur de synchronisation du récepteur, 145, qui compte les impulsions sur le conduc- teur 144 et qui produit des signaux de synchronisation sur un certain nombre de conducteurs de sortie, pour commander l'accomplissement séquentiel des diverses fonctions de traitement de signal dans le récepteur. L'un de ces conduc- teurs, représenté explicitement, est le conducteur 146. Ce dernier transmet des impulsions au convertisseur A/N 148 à une cadence telle que le convertisseur génère des échantil- lons du signal reçu, qu'on appelle "échantillons de ligne", à la cadence de 3/T échantillons par seconde, sur le con- ducteur de sortie 149. Chacun des échantillons sur le conducteur 149 comprend une composante d'écho qui est constituée de façon prédominante par ce qu'on appelle "l'écho proche", et qui est constituée de façon secondaire par ce qu'on appelle "l'écho lointain". L'écho proche résulte de l'énergie qui "fuit" à partir du conducteur de sortie 119 de l'émetteur, par l'intermédiaire du circuit différentiel 126, vers le conducteur d'entrée 141 du récepteur, et l'écho lointain résulte de réflexions du signal transmis provenant du canal de transmission. Sous l'effet des symboles qui sont repré- sentés sur les conducteurs 105 et 107, l'annuleur d'écho 127 génère des échantillons numériques, chacun d'eux repré- sentant la composante d'écho de l'un respectif des échan- tillons sur le conducteur 149. Ce signal constituant une version reproduite de l'écho est soustrait des échantillons sur le conducteur 149, dans le soustracteur 128, pour four- nir sur le conducteur 152 un signal compensé vis-à-vis des échos. Le signal compensé vis-à-vis des échos, sur le conducteur 152, est soumis à un traitement supplémentaire de la manière décrite ci-dessous pour récupérer le train de bits qui est transmis à partir du multiplexeur/démultiple- xeur 50, mais il est en outre utilisé par l'annuleur d'écho 127 à titre de signal d'erreur, sous l'effet duquel l'annu- leur adapte sa fonction de transfert de manière à minimiser la composante d'écho résiduelle du signal présent sur le conducteur 152. L'annuleur d'écho 127 est à titre d'exemple du type qui est représenté dans le brevet des E.U.A. n 4 464 545, délivré le 7 août 1984 à J. Werner. Parmi les caractéristiques les plus importantes de l'annuleur d'écho 127, on note que celui-ci a par exemple une étendue de mé- moire de 50 symboles, une taille de pas d'adaptation de -20 220 et une précision arithmétique de 26 bits, utilisant une arithmétique à virgule fixe. Ces paramètres doivent procurer une atténuation d'au moins 65 dB de l'écho proche, ceci étant probablement le niveau nécessaire minimal d'at- ténuation de l'écho proche pour cette application. Les échantillons de ligne sur le conducteur de sortie 152 du soustracteur qui sont générés pendant le n-ième intervalle de symbole du récepteur sont désignés par r1n' r2n et r3n. Ces trois échantillons de ligne sont transmis au circuit de sortie de décision 150 pour un trai- tement ultérieur qu'on décrira ci-après. On peut cependant noter à ce point que les échantillons de ligne rln, r2n et r3n sont également appliqués au circuit de récupération de synchronisation 153, qui les utilise pour commander le gé- nérateur de synchronisation 145. (On pourrait également utiliser d'autres types de techniques de récupération de synchronisation, comme celles employant des tonalités hors bande, ou d'autres signaux hors bande.) Bien que, comme on l'a indiqué précédemment, la terminaison de ligne à large bande en duplex associée puisse être considérée comme pra- tiquement identique à la terminaison de réseau à large bande en duplex 101, une petite différence consiste en ce que, à titre d'exemple, la terminaison de ligne à large bande en duplex ne comprend pas un circuit de récupération de synchronisation correspondant au circuit de récupération de synchronisation 153. A la place, le générateur de syn- chronisation du récepteur dans cette terminaison de ligne à large bande en duplex fonctionne exclusivement sous la dé- pendance de l'horloge qu'il contient, cette dernière étant elle-même commandée par un signal de synchronisation de ré- seau qui est fourni par le centre de commutation. La fré- quence de l'horloge de la terminaison de ligne à large bande en duplex devient ainsi la fréquence de commande pour les opérations à la fois des sections d'émetteur et de ré- cepteur de la terminaison de réseau à large bande en duplex 101 ainsi que de la terminaison de ligne à large bande en duplex associée. Comme on l'a indiqué précédemment, les échantillons de ligne rln, r2n et r3n sur le conducteur 152 font l'objet d'un traitement supplémentaire par le circuit de sortie de décision 150. En considérant la figure 6, on note que le cir- cuit de sortie de décision 150 comprend un égaliseur li- néaire de type T/3, 607, un filtre transversal d'ordre M+1, 619, des générateurs de signaux de décision et d'erreur 609 et 640, et des commutateurs 631, 635, 638 et 639. Plus pré- cisément, l'égaliseur linéaire du type T/3 607 élimine des échantillons de ligne ce qu'on appelle les "précurseurs", c'est-à-dire le brouillage intersymbole qui est occasionné par la boucle locale 60. Dans ce but, les échantillons rln, r2n et r3n sont appliqués à l'égaliseur linéaire 607 qui est de structure classique, et qui peut par exemple être du type décrit dans le brevet des E.U.A. n 3 868 603, délivré le 25 février 1975 à Guidoux. Du fait que l'égaliseur li- néaire 607 reçoit et traite plus d'un signal d'entrée pour chaque intervalle de symbole, on l'appelle égaliseur à "espacement fractionnaire". On l'appelle plus précisément égaliseur à espacement fractionnaire de type T/3, du fait qu'il reçoit et traite des signaux d'entrée à une cadence de trois signaux par intervalle de symbole, et qu'il a donc ce qu'on appelle un espacement de "prises" de T/3. Un éga- liseur linéaire à espacement fractionnaire est avantageux en comparaison de ce qu'on appelle un égaliseur à espace- ment d'intervalle de symbole, du fait qu'il est par exemple insensible à une distorsion de phase dans le canal et aux intervalles de temps pendant lesquels les échantillons de ligne successifs sont formés. Le signal de sortie de l'égaliseur linéaire de type T/3 607, sur le conducteur 611, est généré une fois par intervalle de symbole, et il est constitué par les com- posantes réelle et imaginaire, respectivement eqn et eqn, d'un signal complexe EQn. Il faut noter à ce point que le circuit de sortie de décision 150 de la figure 1 fonctionne conjointement au reste du circuit de la terminaison de ré- seau à large bande en duplex 101, soit dans le mode de fonctionnement normal, soit dans le mode d'apprentissage, sous la dépendance du signal de commande A précité. On va maintenant décrire le processus qu'accom- plit le circuit de sortie de décision 150 dans le mode de fonctionnement normal. Dans ce mode, l'égaliseur linéaire de type T/3 607 et le filtre transversal d'ordre M+1 619 sont connectés au générateur de signaux de décision et d'erreur 609. Plus précisément, le commutateur 639 connecte le conducteur de sortie 613 du filtre transversal 619 au conducteur d'entrée 614 du circuit de décodage 660, dans le générateur de signaux de décision et d'erreur 609; le com- mutateur 638 applique au filtre transversal 619 un signal d'erreur E2 qui provient du générateur; le commutateur 635 n applique le signal EQn sur le conducteur 611 au circuit tampon 621 dans le générateur; et le commutateur 631 appli- que à l'égaliseur linéaire 607 un signal d'erreur E qui n provient du générateur. E1 représente la différence de valeur entre le n signal de sortie de l'égaliseur linéaire 607 et des déci- sions qui sont prises par la suite dans le récepteur, con- cernant l'identité réelle des symboles transmis. L'une par- ticulière de ces décisions qui apparaît à la sortie du gé- nérateur de signaux de décision et d'erreur 609 pendant le n-ième intervalle de symbole du récepteur est un signal complexe X sur le conducteur 161, ayant respectivement n-K les composantes réelle et imaginaire XnK et XnK. K est un retard constant déterminé expérimentalement, qui est né- cessaire au décodeur 603 pour décoder un code en treillis particulier en utilisant l'algorithme de Viterbi classique. (Dans le mode de réalisation présent, on a trouvé expéri- mentalement que le code en treillis qui est utilisé dans le codeur 140 exigeait une valeur K=15.) Du fait du retard dans le décodeur 603, le signal d'erreurEt qui est généré par le générateur de signaux de n décision et d'erreur 609 nécessite d'enregistrer EQn dans le circuit tampon 621 pendant K intervalles de symbole, de façon que son signal de sortie courant soit un signal com- plexe EQnK qui était le signal de sortie de l'égaliseur linéaire 607 K intervalles de symbole plus tôt. Le signal complexe EQnK a des composantes réelle et imaginaire res- pectives eqnK et eqn k. La formation du signal E fait n-Kn-k' n également intervenir le traitement de Xn-K sur le conduc- teur 161, en utilisant un pré-codeur à réponse partielle généralisée 629 qui est structurellement identique au pré- codeur à réponse partielle généralisée 179 de la figure 1, décrit précédemment. Le signal de sortie du pré-codeur à réponse partielle généralisée 629 est un signal complexe Jn-K' ayant des composantes réelle et imaginaire respecti- ves jn-K et Jn- K' Le soustracteur 615 fournit le signal d'erreur complexe E1 ayant des composantes réelle et imagi- n 1* 1 naire respectives el et e avec e = (eq et 1* * * n n n nKJnK et en (eqn KJn K Ce signal d'erreur E est appliqué à in a d'rru nKn l'égaliseur linéaire 607 dans le but d'actualiser les coefficients, d'une manière classique. En retournant brièvement à la description du si- gnal EQn sur le conducteur 611, on note que le bruit qui apparaît dans EQn est du type caractéristique du canal sur lequel les symboles ont été transmis. A titre d'exemple, comme de nombreux autres canaux, le canal qui consiste en une boucle locale introduit en majeure partie dans les sym- boles transmis ce qu'on appelle du bruit "coloré", par op- position au bruit "blanc", qui résulte de la diaphonie à l'intérieur du câble de transmission. On sait cependant que les codes en treillis qui ont été développés jusqu'à présent, y compris par exemple le code qui est représenté par le diagramme en treillis de la figure 4, procurent un gain de codage en présence de bruit "blanc". Dans ces conditions, pour obtenir dans une large mesure le gain de codage intégral du code en treillis qui est utilisé, le bruit qui apparaît dans les signaux codés en treillis à traiter par le décodeur 603, est blanchi avant le décodage, conformément à l'invention. Dans ce but, le signal EQn sur le conducteur 511 est appliqué au filtre transversal d'ordre M+1 619, de type classique, qui blanchit le bruit qui apparaît dans ce si- gnal. Le filtre transversal 619 fournit donc sur le con- ducteur 613 un signal complexe Zn qui est destiné au déco- deur 603, et dont la composante de bruit a été traitée de façon à être blanche. Plus précisément, le signal Z comporte respecti- n* vement des composantes réelle et imaginaire zn et zn. Le filtre transversal 619 génère son signal de sortie en for- mant des combinaisons linéaires des composantes d'entrée du filtre, conformément aux relations: z = eq + Re(P un), et n n n n * * T Zn = eqn + Im(Pnun) Dans ces expressions, u est une matrice de dimensions n (Mxl), ou un vecteur, qui est constitué par les M plus ré- cents échantillons de sortie complexes de l'égaliseur li- néaire 607. On a ainsi: eqi-i + i eqn-l eqn-2 + i eqn-2 Un= eqn-M + i eqnM M et P correspondant aux définitions données précédemment. n Il faut noter à ce point que le processus de blanchissement décrit ci-dessus qui est accompli par le filtre transversal 619 aurait normalement introduit, de façon concomitante, un brouillage intersymbole ou plus pré- cisément ce qu'on appelle les "post-curseurs", dans son signal de sortie Zn. Avec la conception présente du filtre "blanchissant", c'est-à-dire le filtre transversal 619, la génération des "post-curseurs" est évitée, conformément à l'invention, par l'utilisation dans l'émetteur du pré-coda- ge de traitement à réponse partielle généralisée mention- né précédemment. Plus précisément, le filtre "blanchissant" est conçu, comme l'exige le pré-codage de traitement à réponse partielle généralisée, de façon à avoir une mémoire finie; autrement dit, il prend en charge à un moment donné un nombre fini, M, des plus récents signaux d'entrée qui lui sont appliqués. Comme décrit précédemment, le pré- codeur à réponse partielle généralisée 179 dans la section d'émetteur 121 effectue un tel pré-codage. Ce pré-codage comprend en outre l'opération qui consiste à transférer à partir du filtre transversal 119, une fois par intervalle de symbole, une copie des coefficients de prise de Pni qui caractérise ce filtre, et cette copie est dirigée par l'in- termédiaire du bus interne 187 vers le pré-codeur à réponse partielle généralisée 179, pour être utilisée dans le fil- tre transversal de ce dernier. Cette application au récep- teur de la terminaison de réseau à large bande en duplex 101 des coefficients de prise qui proviennent du filtre transversal 619, est basée sur une hypothèse raisonnable qui consiste en ce que les caractéristiques du canal consi- déré à titre d'exemple, c'est-à-dire la boucle locale 60, sont non directionnelles. Autrement dit, les caractéristi- ques du canal restent les mêmes dans la direction d'émis- sion ou dans la direction de réception du canal. Dans le cas contraire, une copie des coefficients de prise serait appliquée-à la place au pré-codeur à réponse partielle gé- néralisée 179, par l'intermédiaire de la boucle locale 60, à partir de l'homologue du filtre transversal 619 dans le récepteur de la terminaison de ligne à large bande en du- plex associée. Il faut également noter que dans l'exemple pré- sent, le filtre transversal 619 et des filtres transversaux dans tous les pré-codeurs à réponse partielle généralisée, utilisent la même copie de Pn. Ceci comprend le pré-codeur à réponse partielle généralisée 629 qui reçoit une copie de P par l'intermédiaire du bus interne 618. Le fait qu'il en n soit ainsi facilite avantageusement le processus adaptatif dans la terminaison de réseau à large bande en duplex 101, du fait que pendant chaque intervalle de symbole, un seul jeu de coefficients doit être actualisé. Les valeurs des coefficients de P sont actuali- n sées dans le filtre transversal 619 d'une manière classi- que, sur la base du signal d'erreur complexe E2 qui est ap- n pliqué au filtre sur le conducteur 617. On décrira ci-après l'initialisation de tous les coefficients de prise dans la terminaison de réseau à large bande en duplex 101, compre- nant ceux du filtre transversal 119 et de l'égaliseur li- néaire 607. Le signal d'erreur complexe E2 est produit par le n générateur de signaux de décision et d'erreur 609. La géné- ration de ce signal comprend l'enregistrement de Z sur le conducteur de sortie 620, qui est connecté au conducteur conducteur de sortie 620, qui est connecté au conducteur d'entrée 614 du circuit de décodage 660 dans le générateur 609. Le circuit tampon 633, qui est identique au circuit tampon 621 décrit précédemment, enregistre Zn pour K inter- valles de symbole. Le signal de sortie du circuit tampon 633 est donc une version retardée de Zni que l'on désigne par ZnK. Le soustracteur 637 reçoit ZnK sur une entrée et il reçoit sur l'autre entrée un second signal, sur le con- ducteur 630, qui est connecté au conducteur de sortie 625 du décodeur 603. Ce second signal est désigné par Dn-K' et c'est le signal de sortie courant du décodeur 603. Le sous- tracteur 637 soustrait ainsi les composantes réelle et ima- ginaire de DnK des composantes correspondantes de ZnK, et il fournit le signal d'erreur complexe E2 sur le conducteur n 617. Le signal Z sur le conducteur 614 est appliqué n au circuit de décodage 660, dans lequel le décodeur 603 accomplit un décodage en treillis sur Zni avec l'algorithme de Viterbi classique. On peut trouver des détails concer- nant l'algorithme de Viterbi dans les documents suivants: G. Ungerboeck, "Channel Coding With Expanded Signal Sets", IEEE Trans. on Information Theory, Vol. IT-28, n 1, jan- vier 1982, et G. Ungerboeck, "Trellis-Coded Modulation With Redundant Signal Sets, Part I et II", Communications Maga- zine, IEEE Communication Society, février 1987. On trouve également une description intéressante dans l'article de G.D. Forney, "The Viterbi Algorithm", Proceedings of the IEEE, Vol. 761, pages 268-278, mars 1973. Sur la base du signal d'entrée du décodeur 603, de la connaissance du code en treillis qui est utilisé dans le codeur 140 et d'une configuration prédéterminée de ce qu'on appelle des "symboles autorisés", l'algorithme de Viterbi génère avec un retard de K intervalles de symbole, les décisions à "vraisemblance maximale" concernant les symboles autorisés les plus probables que représente le * signal d'entrée. La configuration prédéterminée des symbo- les autorisés décrit la combinaison de symboles qui a la possibilité d'apparaître dans le décodeur 603. Il faut no- ter que dans le mode de réalisation présent, cette configu- ration prédéterminée diffère par exemple de la figure 2, qui est la constellation utilisée dans l'émetteur, et à laquelle se réfère normalement l'algorithme de Viterbi. En fait, on peut montrer que la figure 7 représente une telle configuration. A cause de l'extension de la constellation de la figure 2 qui est occasionnée par le pré-codage de traite- ment à réponse partielle généralisée, comme on l'a indiqué précédemment, la figure 7 se présente sous la forme d'une version étendue de la figure 2. Plus précisément, la figure 7 contient au centre la constellation de la figure 2, en- tourée dans un cadre cruciforme en pointillés, et ce cadre cruciforme est entouré par des constellations de la figure 2 tronquées, ou plus précisément par quatre moitiés et quatre quarts de la figure 2, comme l'indiquent des lignes en pointillés. L'existence des constellations tronquées est une conséquence de l'effet de limitation de puissance qui est produit par les filtres non linéaires du pré-codeur à réponse partielle généralisée. S'il n'y avait aucune limi- tation de puissance, la figure 7 serait constituée par un nombre virtuellement illimité de constellations complètes de la figure 2, répétées sur toute l'étendue du plan X-Y. Comme décrit précédemment, ces filtres non li- néaires du pré-codeur à réponse partielle généralisée, par exemple le filtre non linéaire 505, limitent entre -L et L les valeurs des composantes "x" et "y" des symboles de ca- nal à transmettre, avec L=12 (c'est-à-dire la limite de traitement à réponse partielle généralisée) dans cet exemple de réalisation. Ceci limite à son tour le nombre de niveaux de valeurs que peuvent prendre individuellement les composantes "x" et "y" des symboles autorisés de la figure 7. Il apparaît que le nombre de niveaux résultant est égal à 2L. De ce fait, la figure 7 prend la forme d'un carré tronqué et centré de 2L niveaux sur 2L niveaux, du plan X-Y comprenant par ailleurs un nombre virtuellement illimité des constellations de la figure 2, comme dans le cas sans limitation de puissance. On désigne par DnK l'une individuelle des déci- sions à "vraisemblance maximale" précitées, et le codeur 603 applique cette décision sur le conducteur 625 qui est dirigé vers le filtre non linéaire 627. On peut montrer mathématiquement que le filtre non linéaire 627, qui est identique au filtre non linéaire 505, décrit précédemment, récupère des symboles représentant Y0 à Y6, sur la base des décisions à vraisemblance maximale. Le filtre non linéaire 627 applique sur le conducteur 161 l'un individuel des si- gnaux identifiant ces symboles, à savoir n-K. Ce qui précède présente le fonctionnement normal du circuit de sortie de décision 150. Cependant, comme men- tionné précédemment, sous l'effet du signal de commande A, le circuit 150 commute vers le mode d'apprentissage pour initialiser les coefficients de prise des filtres adapta- tifs qu'il contient. Le processus d'apprentissage comprend les opéra- tions qui consistent à connecter l'égaliseur linéaire de type T/3 607 et le filtre transversal d'ordre M+1 619 au générateur de signaux de décision et d'erreur 640, et à les dissocier du générateur de signaux de décision et d'erreur 609. Plus précisément, les commutateurs 631, 635, 638 et 639 commutent conjointement vers des positions 2 respecti- ves sous l'effet du signal de commande A. Par cette action, le commutateur 631 applique à l'égaliseur linéaire de type T/3 un signal d'erreur d'initialisation IE1 qui provient du n générateur de signaux de décision et d'erreur 640; le com- mutateur 635 applique le signal EQn sur le conducteur 611 au soustracteur 651 dans le générateur; le commutateur 638 applique au filtre transversal 619 un autre signal d'erreur d'initialisation IE2 qui provient du générateur; et le com- n mutateur 639 connecte le filtre transversal 619 au sous- tracteur 641 dans le générateur. La configuration résultan- te du circuit de sortie de décision 150 consiste en un éga- liseur à rétroaction de décision de type adaptatif classi- que, dans lequel l'égaliseur linéaire 607 associé au filtre transversal 619 devient ce qu'on appelle le "filtre de la voie d'action directe"; le filtre transversal d'ordre M 653 dans le générateur de signaux de décision et d'erreur 640 devient ce qu'on appelle le "filtre de rétroaction de déci- sion"; et le quantificateur 643 devient ce qu'on appelle le "générateur de décision" associé. Pendant le processus d'apprentissage, tous les coefficients de prise dans le circuit de sortie de décision 150, y compris ceux du filtre transversal d'ordre M 619, sont initialement fixés à zéro. Les coefficients de prise de l'égaliseur linéaire 607 et du filtre transversal 619 sont ensuite ajustés de façon optimale d'une manière clas- sique, respectivement sur la base des signaux d'erreur 1 2 d'initialisation complexes IE et IE. L'ensemble résultant n n de coefficients de prise qui est associé au filtre trans- versal 619 est transmis par des bus internes, comme men- tionné précédemment, vers tous les pré-codeurs à réponse partielle généralisée dans la terminaison de réseau à large bande en duplex 101, pour être utilisé dans leurs filtres transversaux respectifs. Le soustracteur 651 fournit IE1 en soustrayant n des composantes correspondantes de SLn, les composantes réelle et imaginaire de EQn, qui sont maintenant associées aux bits d'entrée d'initialisation précités IY0IY6 dans l'émetteur. Comme il est indiqué ci-après, SLn est le si- gnal de sortie du quantificateur classique 643. IE est n fourni par le soustracteur 649 qui soustrait des composan- tes correspondantes d'un signal complexe Qn les composantes réelle et imaginaire de SLn. Le soustracteur 647 génère le signal complexe Qn en soustrayant des composantes corres- pondantes d'un signal complexe H les composantes réelle et n imaginaire de Zni, qui est maintenant associé aux bits d'en- trée d'initialisation précités IY0-IY6. Le signal complexe Hn est obtenu par le traitement de SLn au moyen d'un filtre transversal 645 qui est identique au filtre transversal 609 de la figure 5, décrit précédemment. Les coefficients de prise du filtre transversal 645 sont fournis par le filtre transversal 619, par l'intermédiaire du bus interne 653. Le quantificateur 643 fournit sur sa sortie, d'une manière classique, le signal complexe précité SLni qui est la version quantifiée d'un signal complexe SU qui n est appliqué à son entrée. Le soustracteur 641 génère le signal complexe SU en soustrayant des composantes corres- n pondantes de Zn les composantes réelle et imaginaire de Hn En retournant à la figure 1, on note que les si- gnaux d'identification de symbole précités, sur le conduc- teur 161, qui sont fournis par le circuit de sortie de dé- cision 150, sont appliqués au convertisseur de symboles en bits 162. Ce convertisseur accomplit la fonction inverse du convertisseur de bits en symboles 177, pour récupérer ainsi les valeurs des bits Y0 à Y6. Du fait que les valeurs de Y0 à Y6 sont identiques aux valeurs de X0 à X6, on peut les faire passer directement par le convertisseur parallèle- série 164 et le désembrouilleur 165, de façon à fournir le train de bits qui a été appliqué à la terminaison de ligne à large bande en duplex associée. On présente un second mode de réalisation, dans le but de simplifier avantageusement le processus de déco- dage illustré par le premier mode de réalisation, qui est décrit ci-dessus de façon complète. Ce second mode de réa- lisation est identique au premier mode de réalisation, sauf en ce qui concerne le circuit de décodage dans le circuit de sortie de décision 150 de la figure 6. Plus précisément, dans le second mode de réalisation, le circuit de décodage 880 de la figure 8 remplace le circuit de décodage 660 de la figure 6. Un examen plus approfondi de la figure 8 révèle que, contrairement au circuit de décodage 660 dans le pre- mier mode de réalisation, le circuit de décodage 880 com- porte un filtre non linéaire 827 qui précède le décodeur 803. Le filtre non linéaire 827 est structurellement iden- tique au filtre non linéaire 627, décrit précédemment. Après avoir traité le signal Zn sur le conducteur d'entrée 614, le filtre non linéaire 627 fournitun signal complexe NF sur les conducteurs 810 et 620. n Comme le décodeur 603, le décodeur 803 met en oeuvre l'algorithme de Viterbi sur son signal d'entrée NFnt présent sur le conducteur 810. De façon similaire, sur la base de la connaissance du code en treillis qui est utilisé dans le codeur 140, et d'une configuration prédéterminée des symboles autorisés dans le décodeur 803, l'algorithme de Viterbi génère avec un retard de K intervalles de symbo- le les décisions à vraisemblance maximale concernant les symboles autorisés les plus probables que représente NFn n Le décodeur 803 fournit sur les conducteurs 630 et 161 l'une individuelle des décisions à vraisemblance maximale, que l'on désigne maintenant par XnK. Conformément au traitement à réponse partielle généralisée, la configuration prédéterminée précitée de symboles autorisés dans le décodeur 803, est en fait celle qui est représentée par la figure 2. De ce fait, le proces- sus de décodage dans l'exemple de réalisation présent est avantageusement plus simple que dans le premier mode de réalisation. Ceci découle du fait que la figure 2 comprend un plus petit nombre de symboles autorisés que la figure 7, correspondant au premier mode de réalisation. Par consé- quent, le processus de décodage dans le mode de réalisation présent conduit à moins de calculs dans la mise en oeuvre de l'algorithme de Viterbi. A titre d'exemple, les calculs qui consistent à déterminer des distances euclidiennes au carré entre des symboles autorisés individuels et le symbo- le qui est représenté par un signal d'entrée du décodeur, permettent à l'algorithme de prendre un ensemble de déci- sions dites provisoires concernant, dans ce cas, le symbole qu'à généré le convertisseur de bits en symboles 177. Certains des signaux d'entrée du décodeur 803 re- présentent des symboles qui se trouvent à l'extérieur de la limite de la figure 2, la limite étant définie par la ligne en trait mixte. Sur la base d'un tel signal d'entrée du dé- codeur, les décisions provisoires générées par l'algorithme de Viterbi seraient celles correspondant aux symboles autori- sés les plus proches de la limite. On peut cependant mon- trer que dans ce mode de réalisation particulier, toutes ces décisions provisoires ne sont pas exactes et contribuent ainsi à l'introduction d'erreusdans la détermination des décisions à vraisemblance maximale par l'algorithme de Viterbi. On peut également montrer que pour corriger cette situation, on doit légèrement modifier l'algorithme de Viterbi et inclure des symboles artificiels à l'extérieur de la limite de la figure 2. La figure 9 montre la configu- ration résultante des symboles artificiels et des symboles autorisés. Chacun de ces symboles artificiels est noté avec un astérisque en indice supérieur. On peut montrer que la figure 9 est identique à la figure 2 à l'exception du fait que la première comprend huit symboles artificiels à l'ex- térieur de la limite, de chaque côté de celle-ci, soit un total de trente-deux de ces symboles. Sur la base de la figure 9 pour la configuration prédéterminée précitée, lorsqu'un signal d'entrée du déco- deur représente un symbole qui se trouve à l'extérieur de la limite, l'algorithme de Viterbi identifierait, d'une manière classique, un certain nombre des symboles artifi- ciels comme des symboles des décisions provisoires.Cependast, les symboles artificiels qui sont ainsi identifiés ne sont pas les symboles autorisés que le convertisseur de bits en symboles 177 aurait la possibilité de générer. De ce fait, on peut montrer que ces symboles artificiels identifiés doivent être convertis en certains symboles autorisés qui leur sont associés, et doivent être traités comme si ces derniers étaient identifiés. La figure 9 montre cette asso- ciation avec l'utilisation de paires identiques d'identifi- cations de sous-ensembles et d'indices, qui sont numérotés * arbitrairement. Par exemple, le symbole artificiel h0 est associé au symbole autorisé h0; c1 est associé à c1 et ainsi de suite. Dans ce mode de réalisation particulier, l'algorithme de Viterbi présent est modifié pour accepter la conversion décrite ci-dessus, qui peut par exemple être accomplie par la consultation d'une table de conversion prédéterminée. On va considérer un troisième mode de réalisation qui est virtuellement identique au second mode de réalisa- tion précédent et dans lequel, en particulier, le circuit de décodage est structurellement identique au circuit de décodage 880 mentionné ci-dessus. Autrement dit, ici enco- re, le filtre non linéaire précède le codeur. Cependant, contrairement au second mode de réalisation, l'algorithme de Viterbi et la configuration prédéterminée des symboles autorisés (figure 2) dans ce mode de réalisation particu- lier ne sont avantageusement pas modifiés, ce qui simplifie encore davantage le processus de décodage. On peut montrer que cette simplification est accomplie dans le mode de réa- lisation présent qui est décrit, par l'augmentation de la valeur du paramètre L précité, associé aux filtres non li- néaires. Plus précisément, ces filtres correspondent aux filtres non linéaires 505, 506 et aux filtres non linéaires dans le pré-codeur à réponse partielle généralisée 629 et dans le circuit de décodage 660 du premier mode de réalisa- tion. Ainsi, contrairement aux premier et second modes de réalisation dans lesquels L=12, la valeur de L dans ce mode de réalisation particulier est supérieure à 12, c'est-à- dire la limite de traitement à réponse partielle générali- sée. En fait, on détermine expérimentalement pour L une valeur de 14 dans le mode de réalisation présent, considéré à titre d'exemple. Cependant, l'augmentation de la valeur de L conduit à une consommation de puissance plus élevée dans le pré-codeur à réponse partielle généralisée de l'émetteur, ce qui diminue le gain de codage global de la terminaison de réseau à large bande en duplex 101, dans un environnement à puissance limitée. On peut montrer que cette augmentation de la valeur de L de 12 à 14 se traduit par une diminution ne dépassant pas 0,7 dB dans le gain de codage, lorsqu'on utilise la figure 2 pour la constellation de signal dans l'émetteur. Cependant, on peut également montrer que cette diminution du gain de codage diminue avec l'augmentation de la taille de la constellation de signal. Ce qui précède illustre simplement les principes de l'invention, et l'homme de l'art pourra imaginer de nom- breuses configurations qui mettent en oeuvre les principes de l'invention, bien qu'elles ne soient pas représentées ou décrites explicitement ici. On va maintenant décrire quel- ques modifications et variantes possibles, à titre d'exem- ples non limitatifs. Par exemple, les modes de réalisation qui illus- trent l'invention décrivent celle-ci dans le contexte d'une terminaison de réseau à large bande en duplex utilisée dans un environnement de RNIS. On peut cependant tout aussi bien utiliser la présente invention dans un modem à bande vocale transmettant par exemple sur un canal téléphonique à bande vocale, avec un débit binaire d'au moins 19,2 kbit/s, soit par exemple 24 kbit/s, ou même plus. On a décrit l'invention dans le contexte d'un environnement de RNIS orienté vers une structure de cir- cuits. On peut cependant l'utiliser également pour réaliser une transmission de données rapide dans des environnements autres que le RNIS, travaillant entièrement en transmission de paquets. L'invention est en outre utilisable non seule- ment pour la transmission sur une boucle locale en télépho- nie, mais également dans d'autres environnements appropriés. Ainsi, on pourrait par exemple utiliser une terminaison de réseau à large bande en duplex mettant en oeuvre les prin- cipes de l'invention pour interconnecter, sur une boucle téléphonique locale ou une autre boucle de transmission, un réseau local et un réseau étendu; un central téléphonique et un réseau local; un autocommutateur privé et un central téléphonique; deux autocommutateurs privés, etc. De plus, dans des applications particulières, il peut être avanta- geux de réaliser la terminaison de réseau à large bande en duplex selon un mode "données sur voix", dans lequel le spectre du signal en ligne de la terminaison de réseau à large bande en duplex est placé de façon à laisser de la place à l'extrémité inférieure du spectre de fréquence pour l'insertion d'un signal vocal associé. On a décrit l'invention en utilisant la modula- tion MA/MP sans porteuse. On peut cependant utiliser pour mettre en oeuvre l'invention d'autres techniques de trans- mission en bande transposée, comprenant des techniques avec porteuse, comme la modulation d'amplitude en quadrature. De façon similaire, bien que les modes de réalisation donnés à titre d'exemples utilisent une technique de modulation bi- dimensionnelle, on peut mettre en oeuvre l'invention en utilisant des techniques de modulation ayant n'importe quel autre nombre de dimensions désiré, comprenant par exemple une, quatre ou huit dimensions. Un signal modulé avec une modulation multidimensionnelle peut avantageusement être plus robuste en présente de perturbations particulières du canal, en comparaison par exemple avec un signal modulé unidimensionnel, par exemple un signal en modulation à bande latérale unique. De plus, aussi longtemps que les coordonnées du symbole dans chaque dimension sont dépendan- des, c'est-à-dire que chaque coordonnée est une fonction de tous les bits de données que le symbole représente, au lieu d'être une fonction indépendante d'un certain sous-ensemble de ces bits, le fait d'augmenter le nombre de dimensions des symboles augmente la marge vis-à-vis du bruit et d'au- tres perturbations du canal. En fait, l'amélioration des performances d'erreur du récepteur peut être suffisamment importante pour justifier la complexité de réalisation supplémentaire qui résulte par exemple de l'utilisation de quatre ou huit dimensions. On a illustré l'invention dans le contexte d'une terminaison de réseau qui travaille à 480 kbit/s. On pour- rait cependant l'utiliser à des débits binaires inférieurs, par exemple 160 kbit/s, ou à des débits binaires supérieurs, par exemple 1,544 Mbit/s, si on trouvait ces débits souhai- tables. D'un point de vue général, on pense que l'annula- tion d'écho à la cadence de Nyquist, conformément à la fi- gure 1, est probablement la solution techniquement supé- rieure pour une terminaison de réseau à large bande en du- plex. Cependant, d'un point de vue industriel, l'annulation d'écho à la cadence de symbole peut être la solution préfé- rable, en particulier à 1,544 Mbit/s, jusqu'à ce que le coût de convertisseursA/N très rapidesdiminue. Les modes de réalisation présentés à titre d'il- lustrations décrivent l'invention dans le contexte de la transmission sur une boucle bifilaire. Il est cependant également possible d'utiliser une boucle quadrifilaire, c'est-à-dire une boucle bifilaire séparée pour chaque di- rection de transmission, auquel cas aucune annulation d'écho ne serait évidemment nécessaire. Enfin, l'invention est décrite ici sous une forme dans laquelle les diverses fonctions de traitement de si- gnal sont accomplies par des blocs fonctionnels discrets. Une ou plusieurs de ces fonctions pourraient cependant tout aussi bien être accomplies par un ou plusieurs microproces- seurs programmés de façon appropriée, par des puces de traitement de signal numérique microprogrammées, etc. Il va de soi que de nombreuses autres modifica- tions peuvent être apportées au dispositif et au procédé décrits et représentés, sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Appareil (121) destiné à émettre un signal de données qui représente de l'information, ce signal de don- nées étant corrompu par du bruit qui est notablement colo- ré, après propagation dans un support de transmission (60), cet appareil (121) étant caractérisé par des moyens (114) pour coder l'information en utilisant un code, le code uti- lisé fournissant l'information codée qui présente une meil- leure immunité vis-à-vis du bruit blanc que l'information non codée, et des moyens (179) pour traiter l'information codée, de manière à réduire la distorsion qui est associée au blanchissement ultérieur du bruit. 2. Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que le code est un code en treillis. 3. Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de traitement utilisent la technique de traitement à réponse partielle généralisée. 4. Appareil selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'un paramètre L est associé aux moyens de traite- ment, et la valeur de ce paramètre L est au moins une limi- te de traitement à réponse partielle généralisée. 5. Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que le blanchissement ultérieur du bruit est effectué dans un appareil récepteur. 6. Appareil récepteur (123) destiné à récupérer de l'information à partir d'un signal reçu corrompu par du bruit notablement coloré, ce signal reçu étant associé à un signal émis qui représente l'information précitée, le si- gnal émis ayant été codé par des premiers moyens de codage (114) utilisant un code qui procure un gain de codage en présence de bruit blanc, et ayant également été codé par des seconds moyens de codage (179), cet appareil récepteur étant caractérisé par des moyens (619) pour traiter le si- gnal reçu de façon à transformer en bruit blanc le bruit notablement coloré; et des moyens (660, 880) pour récupérer l'information à partir du signal traité résultant, ces moyens de récupération (par exemple 660, 880) comprenant des moyens (par exemple 621, 827) pour compenser des effets des seconds moyens de codage, qui compensent à leur tour la distorsion résultant des moyens de traitement. 7. Appareil réception selon la revendication 6, caractérisé en ce que les moyens de récupération compren- nent en outre des moyens (par exemple 603, 803) pour déco- der le signal traité résultant, afin de compenser les ef- fets des premiers moyens de codage. 8. Appareil récepteur selon la revendication 7, caractérisé en ce que les moyens de décodage (803) sont connectés à une sortie des moyens de compensation (827). 9. Appareil récepteur selon la revendication 7, caractérisé en ce que les moyens de décodage (603) appli- quent un signal de sortie aux moyens de compensation (627). 10. Appareil récepteur selon la revendication 6, caractérisé en ce que le code est un code en treillis. 11. Appareil récepteur selon la revendication 6, caractérisé en ce que les moyens de codage (179) utilisent la technique de traitement à réponse partielle généralisée. 12. Appareil récepteur selon la revendication 11, caractérisé en ce qu'un paramètre L est associé aux seconds moyens de codage (179), et la valeur de ce paramètre L est au moins une limite de traitement à réponse partielle géné- ralisée. 13. Système de communication (101) comprenant un récepteur (123) destiné à récupérer de l'information à par- tir d'un signal reçu corrompu par du bruit qui est notable- ment coloré, et un émetteur (121) destiné à traiter un si- gnal de données représentant l'information précitée, ce si- gnal de données étant codé avec un code qui procure un gain de codage en présence de bruit blanc, caractérisé en ce que ce système de communication (101) comprend en outre: des moyens émetteurs (179) pour appliquer un codage supplémen- taire au signal de données codé, afin de réduire la distor- sion qui résulte du blanchissement ultérieur du bruit; des moyens (619) pour traiter le signal reçu de façon à trans- former le bruit en bruit blanc; et des moyens (660) pour récupérer l'information à partir du signal traité résul- tant, ces moyens de récupération comprenant des moyens (par exemple 627, 827) qui sont destinés à compenser les effets des moyens émetteurs. 14. Système de communication selon la revendica- tion 13, caractérisé en ce que les moyens de récupération comprennent en outre des moyens (par exemple 603, 803) qui sont destinés à décoder le signal traité résultant, pour compenser des effets de codage du code précité. 15. Système de communication selon la revendica- tion 14, caractérisé en ce que les moyens de décodage (803) sont connectés à une sortie des moyens de compensation (827). 16. Système de communication selon la revendica- tion 14, caractérisé en ce que les moyens de décodage (603) appliquent un signal de sortie aux moyens de compensation (627). 17. Système de communication selon la revendica- tion 13, caractérisé en ce que le code est un code en treillis. 18. Système de communication selon la revendica- tion 13, caractérisé en ce que les moyens émetteurs (179) utilisent une technique de traitement à réponse partielle généralisée. 19. Système de transmission selon la revendica- tion 18, caractérisé en ce qu'un paramètre L est associé aux moyens émetteurs, et la valeur de ce paramètre L est au moins une limite de traitement à réponse partielle généra- lisée. 20. Procédé pour émettre un signal de données qui représente de l'information, ce signal de données étant corrompu par du bruit qui est notablement coloré, après propagation dans un support de transmission, ce procédé étant caractérisé par les étapes suivantes: on code l'in- formation en utilisant le code, le code utilisé fournissant l'information codée qui présente une meilleure immunité vis-à-vis du bruit blanc, par rapport à l'information non codée; et on traite l'information codée de manière à ré- duire la distorsion qui est associée au blanchissement ul- térieur du bruit. 21. Procédé selon la revendication 20, caractéri- sé en ce que le code est un code en treillis. 22. Procédé selon la revendication 20, caractéri- sé en ce que l'étape de traitement utilise une technique de traitement à réponse partielle généralisée. 23. Procédé selon la revendication 22, caractéri- sé en ce qu'un paramètre L est associé à l'étape de traite- ment, et la valeur de ce paramètre L est au moins une limi- te de traitement à réponse partielle généralisée. 24. Procédé pour récupérer de l'information à partir d'un signal reçu corrompu par du bruit notablement coloré, ce signal reçu étant associé à un signal émis re- présentant l'information précitée, ce signal émis ayant été codé par une première étape de codage, utilisant un code qui procure un gain de codage en présence de bruit blanc, et ayant également été codé par une seconde étape de codage, ce procédé étant caractérisé par les étapes suivan- tes: on traite le signal reçu pour transformer le bruit notablement coloré en bruit blanc; et on récupère l'infor- mation à partir du signal traité résultant, cette étape de récupération comprenant l'étape qui consiste à compenser des effets de la seconde étape de codage, qui compense elle même la distorsion résultant de l'étape de traitement. 25. Procédé selon la revendication 24, caractéri- sé en ce que l'étape de récupération comprend en outre l'étape qui consiste à décoder le signal traité résultant, pour compenser des effets de la première étape de codage. 26. Procédé selon la revendication 25, caractéri- sé en ce que l'étape de décodage fait suite à l'étape de compensation. 27. Procédé selon la revendication 25, caractéri- sé en ce que l'étape de décodage précède l'étape de compen- sation. 28. Procédé selon la revendication 24, caractéri- sé en ce que le code est un code en treillis. 29. Procédé selon la revendication 24, caractéri- sé en ce que la seconde étape de codage emploie une techni- que de traitement à réponse partielle généralisée. 30. Procédé selon la revendication 29, caractéri- sé en ce qu'un paramètre Lest associé à la seconde étape de codage, et la valeur de ce paramètre L est au moins une limite de traitement à réponse partielle généralisée. 31. Procédé prévu pour l'utilisation dans un sys- tème de communication comprenant un récepteur destiné à récupérer de l'information à partir d'un signal reçu cor- rompu par du bruit qui est notablement coloré, et un émet- teur destiné à traiter un signal de données représentant l'information précitée, ce signal de données étant codé avec un code qui procure un gain de codage en présence de bruit blanc, ce procédé étant caractérisé par les étapes suivantes: on applique un codage supplémentaire au signal de données codé pour réduire la distorsion résultant du blanchissement ultérieur du bruit; on traite le signal reçu pour transformer le bruit en bruit blanc; et on récupère l'information à partir du signal traité résultant, cette étape de récupération comprenant l'étape qui consiste à compenser des effets de l'étape de codage supplémentaire. 32. Procédé selon la revendication 31, caractérisé en ce que en ce que l'étape de récupération comprend en outre l'étape qui consiste à décoder le signal traité ré- sultant, pour compenser des effets de codage du code préci- té. 33. Procédé selon la revendication 32, caractéri- sé en ce que l'étape de décodage fait suite à l'étape de compensation. 34. procédé selon la revendication 32, caractéri- sé en ce que l'étape de décodage précède l'étape de compen- sation. 35. Procédé selon la revendication 31, caractéri- sé en ce que le code est un code en treillis. 36. Procédé selon la revendication 31, caractéri- sé en ce que l'étape de codage supplémentaire utilise une technique de traitement à réponse partielle généralisée. 37. Procédé selon la revendication 36, caractéri- sé en ce qu'un paramètre L est associé à l'étape de codage supplémentaire, et la valeur de ce paramètre L est au moins une limite de traitement à réponse partielle généralisée.