FR 2659500 A1 19910913 FR 9003028 A 19900309 Procédé de formation du diagramme d'une antenne active à haut rendement pour radar à balayage électronique et antenne mettant en oeuvre ce procédé L'invention concerne un Procédé de formation du diagramme d'une antenne active à haut rendement pour radar à balayage électronique et une antenne mettant en oeuvre ce procédé. Le balayage électronique permet d'accroître de façon très importante les performances des radars, par sa souplesse (nombreux modes de fonctionnement possible) et la rapidité (déplacement quasi instantané du faisceau). Cependant son principal inconvénient est le nombre très élevé de contrôles de phase, et souvent d'amplitude, nécessaires, d'o des pertes, un coût, une masse et une consommation souvent prohibitifs. Les inconvénients relatifs aux pertes, coût, masse et encombrement ont été surmontés Dar l'industrialisation en série des circuits intégrés hyperfréquences sur arséniure de gallium (MMIC): il est ainsi possible de réaliser de façon très compacte des Modules Actifs Emission-Réception (MAER) qui intègrent les fonctions déphasage, commutation, émission- réception et amplification. Mais les amplificateurs de puissance-émission en technologie MMIC ont un rendement assez mauvais, qui, de plus, se détériore si l'on fait varier le niveau de la puissance de sortie. Dans les réalisations habituelles, cette variation de niveau est obligatoire: aussi bien spatialement pour former un diagramme d'antenne à bas niveau de lobes secondaires; que temporellement, pour moduler la largeur du lobe en l'adaptant à la mission. Il en résulte une consommation prohibitive de ce type d'antenne "active" radar. Il existe plusieurs documents de l'art connu et notamment les articles intitulés "Array Radars: An Update Part 1 Part Il I" de Eli Brookner paru dans "Microwave Journal" (Février + Mars 1987); l'article intitulé "Applicability, Avallability and Affordability of Ga As MMI Cs In military Systems" de Eugène H Gregory, paru dans 2- "Microwave Journal" (mars 1987); l'article intitulé "Affordable MMIC Designs for Phased Arrays" de Ronald J Naster, Anthony W Jacomb-Hood et Mark R Lang, paru dans "Microwave journal" (mars 1987). Les premiers radars à balayage électronique de l'art connu utilisent des déphaseurs à ferrite ou à diodes pour commander le dépointage du faisceau: les déphaseurs à diodes présentent l'inconvénient majeur de pertes importantes (plusieurs d B pour les déphaseurs à 4 ou 5 bits) ce qui oblige à augmenter de beaucoup la puissance des amplificateurs, déjà critiques; les déphaseurs à ferrite présentent des pertes inférieures au d B, mais une masse et un encombrement important Ces deux paramètres deviennent critiques pour les radars aéroportés, et empêchent leur embarquement sur des satellites. Une étape importante a été franchie avec l'industrialisation de circuits intégrés hyperfréquences sur arséniure de gallium (MMIC ou "Monolythic Microwave Integrated Circuits") Cette technologie permet de réaliser à très faible masse et encombrement, et à un coût assez réduit en grande série, des circuits hyperfréquences divers; dont notamment des déphaseurs et des atténuateurs commandables. L'inconvénient majeur des déphaseurs MMIC est lié à des pertes importantes (plus de 5 d B pour un déphaseur 0-360 à commande analogique ou à 4/5 bits digitaux) Cependant cet aspect devient secondaire lorsque l'on associe ces déphaseurs avec des amplificateurs: des amplificateurs HPA (High Power Amplifiers) situés après les déphaseurs en émission Les pertes interviennent à bas niveau et ne jouent pas sur la limitation en puissance de sortie des amplificateurs: il faut seulement ajouter un peu plus de gain sur les amplificateurs; des amplificateurs LNA (Low Noise Amplifiers) situés avant les déphaseurs en réception A condition que leur gain soit suffisant ( 20 à d B), les pertes des déphaseurs ne détériorent quasiment pas le facteur de bruit du récepteur. Les modules de type MAER (Module Actif Emission Réception en anglais "TR module") sont en général fabriqués en connectant sur un même -3- substrat (alumine) des "puces" en arséniure de gallium qui correspondent à chacune des fonctions élémentaires Ces puces sont elles-même fabriquées en série en "fonderie" par des techniques de dopage (diffusion ou implantation ionique), masquage, oxydation inspirées des circuits intégrés logiques au silicium: ces derniers ont prouvé leur capacité à réduire les coûts de façon vertigineuse, sans altérer la fiabilité. En assemblant plusieurs centaines ou milliers de tels "MMIC-TR modules" dans une antenne radar dite "active" (car elle comprend des amplificateurs qui sont des dispositifs actifs), on parvient ainsi à concilier les exigences du balayage électronique et celle du coût, de la masse et de l'encombrement, critiques pour les radars aéroportés, et encore plus pour les radars spatiaux. Le dernier paramètre critique de telles antennes actives pour radar est leur consommation en énergie continue (D C = "direct current" en anglais) Le rendement des amplificateurs HPA en puissance ajoutée a = Pout Pin est nettement inférieur en technologie MMIC ( 15 à %) à celui des tubes amplificateurs de puissance (TOP = "tubes à ondes progressives") qui varie de 30 à 60 % suivant les bandes hyperfréquences. Ce rendement est particulièrement mauvais si l'on utilise les amplificateurs HPA en classe A (zone linéaire) en faisant varier la puissance d'entrée, donc de sortie: la consommation est déterminée par les tensions et courants de polarisation, ajustés sur la Pout maximale à sortir On consomme autant quand on réduit Pin, donc Pout. Une alternative consiste à faire réduire les tensions de polarisation lorsqu'on veut une Pout plus faible La consommation diminue ainsi, mais nettement moins (en pourcentage ou d B) que la puissance de sortie Le rendement /L a baisse donc significativement. Or si l'on veut former des diagrammes d'antenne performants, on doit: au minimum avoir une Pout différente suivant le module MAER, de façon à réaliser la pondération nécessaire de l'illumination de l'antenne (en anglais "illumination taper") -4- dans certains cas, o la mission nécessite un lobe à largeur modulable, on doit aussi faire varier dans le temps la loi d'illumina- tion en amplitude, donc la Pout des amplificateurs HPA. Ainsi les antennes actives radar butent jusqu'ici sur le dilemme suivant: Obtenir un diagramme d'antenne à bas lobes secondaires, et si possible modulable, ne peut se faire qu'en détériorant le rendement des amplificateurs HPA répartis. L'augmentation induite de la consommation a limité jusqu'ici la généralisation des antennes actives pour les radars aéroportés, et encore plus pour les radars spatiaux ou la puissance disponible est très contingentée. Pour sortir de ce dilemme l'performances/consommation" l'invention a pour objet un procédé de formation du diagramme de l'antenne radar, particulièrement bien adapté aux antennes "actives" (à modules répartis incluant des amplificateurs émission et réception). L'invention propose, en effet, un procédé de formation du diagramme d'une antenne radar optimisée pour les antennes "actives" à amplificateurs répartis sur l'antenne juste derrière les éléments rayonnants qui permet d'obtenir: une dissociation des lois d'illumination, donc des diagrammes, en émission et en réception; une illumination équi-amplitude en émission pour maximiser le rendement des amplificateurs émission tous identiques, et minimiser leur consommation en énergie continue et leur dissipation; points critiques des antennes actives (fonctionnement en classe B ou AB); une optimisation de la loi d'illumination en réception par un réglage du gain de la voie réception (atténuateur réglable ou dernier étage de l'amplificateur LNA à gain variable); une loi de phase identique en émission ou en réception, permettant l'utilisation de déphaseurs réciproques avec un rythme de commande modéré; une synthèse de diagrammes de largeur variable par l'application d'une loi de phase adaptée, sans changer ni la puissance des amplificateurs émission, ni le gain de la voie réception; un contrôle du gain de la voie réception pendant la mission, afin de -5- former des diagrammes élargis à flancs plus raides, et d'améliorer le pouvoir discriminateur des radars. Ainsi sur la voie réception des modules de type MAER, on contrôle le gain de façon à former un diagramme réception "adapté au diagramme émission" c'est-à-dire présentant un creux là ou le diagramme émission présente des lobes secondaires gênants; en effet: les performances d'un radar dépendent du produit Ge x Gr (gain émission x gain réception), dans une direction donnée caractérisée par ses angles ( B f) en coordonnées sphériques. les antennes passives réciproques ont le même diagramme en émission et en réception: Ge ( , y) = Gr ( e-, f?) l'antenne active selon l'invention ayant des diagrammes différents présente les mêmes performances qu'une antenne réciproque de diagramme Ger ( 9, YP) = O e ( O T, +) x Or (&, ') On appelle Ger le "diagramme équivalent émission-réception". On le compare aux diagrammes obtenus par les méthodes habituelles o Ge est égal à Gr, et on obtient des performances supérieures. L'invention se rapporte donc à un procédé de synthèses de diagrammes à bas niveau de lobes secondaires et à largeur variable en faisant varier le gain des MAER uniquement en réception, et en travaillant en émission à niveau constant, sur l'antenne et dans le temps. En adaptant le diagramme réception au diagramme émission, on obtient des performances émission/réception très bonnes, et l'invention présente l'avantage fondamental de conserver un rendement acceptable aux amplificateurs émission répartis; la consommation devient nettement plus faible tant pour les radars aéroportés que pour les radars spatiaux. L'avantage fondamental de l'invention est que le réglage du gain des modules MAER, intervenant uniquement en réception, ne grève en rien la consommation de l'antenne La puissance dissipée en plus sur la voie réception est négligeable devant celle dissipée par les amplificateurs HPA; car le niveau du signal reçu, en écho des pulses émissions, est au moins 100 d B en dessous du signal émis. Avec des modules actifs tous identiques (par exemple en -6- technologie MMIC), on abaisse le coût par l'effet de série parce que l'on peut les dimensionner pour un niveau de puissance inférieur au niveau maximal que nécessiteraient des amplificateurs à gain différent ou variable; en faisant fonctionner tous les amplificateurs HPA à même puissance de sortie, on optimise leur rendement et on minimise donc la consommation, point critique des antennes actives. On peut faire varier la largeur du faisceau en commandant uniquement les déphaseurs, de la même façon en émission et en réception (ce qui limite le rythme des reconfigurations). Ceci présente donc l'avantage supplémentaire de limiter le nombre de commandes. Avantageusement, on peut réaliser une antenne présentant une répartition non uniforme des modules actifs dans une de ses dimensions, ce qui permet de diminuer de beaucoup leur nombre Dans le cas o le balayage électronique ne s'effectue que dans un plan, on applique le procédé de l'invention dans ce seul plan, la pondération d'amplitude est alors identique en émission et en réception dans l'autre plan, générée par la répartition spatiale des modules actifs Au total on a une antenne active dont les amplificateurs émission fonctionnent tous au même niveau, dont la loi d'illumination et le diagramme sont "séparables" dans chacun des deux plans principaux de l'antenne (azimut/élévation). Les caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront d'ailleurs de la description qui va suivre, à titre d'exemple non limitatif, en référence aux figures annexées sur lesquelles: la figure 1 illustre schématiquement un circuit MAER de l'art connu. les figures 2 et 3 illustrent un circuit MAER modifié selon l'invention; la figure 4 illustre une représentation en coordonnées sphériques; les figures 5 à 22 représentent des diagrammes émission ou/et réception (dans leur partie A) mettant en évidence le fonctionnement du procédé de l'invention, ainsi que des courbes d'excitation des sources correspondantes (dans leur partie B); -7- les figures 23 et 24 représentent un exemple d'antenne active en guides à fentes n'utilisant le principe de l'invention que dans un plan; les figures 25 à 28 représentent des diagrammes de rayonnement émission ou/et réception (dans leur partie A), et des courbes d'excitation des sources (dans leur partie B). La structure des modules actifs émission-réception (MAER) est reprise de la structure classique d'un module MAER, représentée figure 1, qui comprend, entre une entrée émission E reliée à l'élément actif du radar et une sortie émission S reliée à l'élément rayonnant de l'antenne, un déphaseur numérique 10 et disposés en parallèle, tête-bêche entre un premier et un second commutateur 11, 12, un amplificateur d'émission 13 de type HPA, et un amplificateur réception 14 de type LNA On ajoute à cette structure un contrôle de gain sur la voie réception Celui-ci peut être réalisé de deux façons différentes soit en ajoutant un atténuateur variable 15 derrière l'amplificateur LNA comme représenté à la figure 2; soit en contrôlant le gain du dernier étage de l'amplificateur LNA grâce à un "transistor effet de champ bi-grille" 16 (Field Effect Transistor) dont une grille sert classiquement de porte d'entrée et l'autre grille module le gain lorsqu'on fait varier sa tension de polarisation comme représenté à la figure 3. Les amplificateurs HPA fonctionnent tous et toujours à la puissance de sortie On peut donc maximiser celle-ci et optimiser le rendement en les faisant travailler en "zone de compression" ou "à saturation" On a ainsi des amplificateurs "classe B" ou "classe AB", dont la consommation continue et la dissipation sont nettement plus faibles (à Pout fixée) que les amplificateurs utilisés en zone linéaire (classe A): cette dernière méthode serait indispensable si l'on voulait faire varier la puissance-émission. Le commutateur de sortie 12 est un commutateur double entrée-double sortie (DPDT) qui assure à la fois la commutation émission-réception et un double accès aux éléments rayonnants (deux polarisations: horizontale H et verticale V) Il est bien adapté à une réalisation intégrée (technologie MMIC) assurant des dimensions et une -8- masse très réduites. Mais dans l'état de l'art connu, une telle réalisation pose des problèmes technologiques dans le cas d'amplificateurs HPA de très forte puissance Dans ce cas on adopte une solution, non représentée sur les figures, qui comprend un circulateur suivi d'un commutateur de puissance une entréedeux sorties (SPDT) Il faut alors protéger l'amplificateur LNA par un limiteur. Bien que le procédé de l'invention s'applique pour une synthèse bidimensionnelle o les amplitudes Amn et les phases + mn de tous éléments rayonnants sont indépendantes, on présente les résultats obtenus dans un cas simplifié, pour une antenne rectangulaire à illumination séparable. Cette technique est en effet appliquée dans la plupart des radars, notamment les radars aéroportés ou spatiaux fonctionnant suivant le mode SAR (Synthetic Aperture Radar): on synthétise indépendamment le diagramme dans le plan principal d'élévation (plan vertical passant par la normale à l'antenne) et dans le plan principal d'azimut (plan horizontal passant par la normale à l'antenne) le diagramme élévation Gé (v), avec v = A sin El, El étant l'angle depuis la normale dans le plan d'élévation, est relié à la loi d'illumination E (y) sur l'axe vertical de l'antenne de hauteur H, fonctionnant à une fréquence o la longueur d'onde dans le vide vaut avec: G (v) = Fl (v) I 2 F (v) transformée de Fourier complexe de Eé (y), le module de El caractérisant l'amplitude de l'excitation de la source située à l'ordonnée y et l'argument de El la phase de cette excitation. de même le diagramme azimut G (u), avec u = L sin Az, Az étant l'angle depuis la normale dans le plan d'azimut, est relié à la loi d'illumination Eaz (x) sur l'axe horizontal de l'antenne de longueur L Gaz (u) = I Faz (u) | 2 Faz (u) transformée de Fourier complexe de E (x), représentant en amplitude et phase l'excitation de la source d'abscisse x. Toutes les amplitudes sont normalisées à 1 (ou O d B) au maximum et -9- les phases ne jouent qu'à une constante près. L'excitation de la source (ou élément rayonnant) d'abscisse x et d'ordonnée y est alors E (x) x E (y), et le diagramme de l'antenne dans la direction &, 'P vaut alors ( = -ô)l F -?) I avec F (O, f) = Faz (u) x F (v) u = sin a 9 cos G &,) Gaz (u) x Gaz (v) v L sin sin 1 & et étant les angles d'Euler habituels en coordonnées sphériques, & étant compté par rapport à la normale Oz à l'antenne et ? par rapport à l'axe Ox horizontal, comme représenté sur la figure 4. Ainsi, on se ramène dans chaque plan principal x Oz (azimut) et y Oz (élévation) à une synthèse de diagramme à une dimension générée par un alignement de sources ("réseau linéaire"). Pour une antenne radar fonctionnant en émission, puis en réception le diagramme d'antenne intervient deux fois: à l'émission, il concentre l'énergie dans la direction voulue, et permet, dans toutes les autres directions, de ne pas dépasser le niveau fixé pour les lobes secondaires (SLL side lobe level = 20 d B par exemple). à la réception un signal venant d'une direction différente de la direction de visée, est à nouveau pondéré par le diagramme d'antenne. Globalement le pouvoir descriminateur du radar dépend du produit Ge ( 9, f) x Gr (O, R) = diagramme émission x diagramme réception En d B, les effets des deux diagrammes se somment; si SLL = -20 d B en émission et 20 d B en réception, les directions différentes de celle de visée sont atténuées de 40 d B. Mais pour pouvoir comparer des diagrammes Ge et Gr différents, à un diagramme classique Ge égal à Gr (les antennes classiques sans amplificateurs sont réciproques et les diagrammes émission et réception sont identiques), on trace le "diagramme équivalent émission réception" Ger (&,)0) = V Ge (&, -P) Gr (O , f) c'est-à-dire le diagramme ramené à un seul trajet (émission ou réception) qui provoque le même bilan de liaison du radar (le même produit Ge Gr). - On considère alors comme exemple la synthèse d'un lobe fin avec 128 sources, la distance entre sources étant de 0,57 X, chaque source élémentaire étant omnidirectionnelle. La figure 5 A présente le diagramme émission, obtenu avec une illumination uniforme représentée en figure 5 B (avec 128 lignes de patches), c'est-à-dire équi-amplitude (les amplificateurs HPA fonctionnent tous à même niveau) et équiphase (pour avoir un lobe fin). La figure 6 A présente le diagramme réception: l'illumination représentée en figure 6 B est toujours équiphase; une pondération d'amplitude adaptée permet de faire descendre les premiers lobes secondaires par rapport aux suivants. La figure 7 présente le "diagramme équivalent émission- réception", dont les performances sont excellentes: le niveau des lobes secondaires est voisin de -20 d B, ce qui était l'objectif dans ce cas précis. la base du lobe principal est plus étroite que pour les diagrammes obtenus par la synthèse sur un seul trajet Ceci est une qualité fondamentale, notamment pour les diagrammes d'antennes de type SAR qui doivent limiter au maximum les ambiguités, c'est-à-dire atténuer le plus possible des échos proches, en élévation comme en azimut. les performances en Directivité sont caractérisées par le "rendement d'illumination" IL i, qui représente la perte de Directivité due à la loi d'amplitude et de phase, par rapport à une loi uniforme (cette dernière donne une Directivité 2 L-pour un alignement de longueur L). La perte sur le diagramme équivalent émission-réception vaut /Li= e +,r (en d B), e iet t r étant les rendements d'illumination des lois émission et réception. Le rendement t i trouvé (-0,16 d B) est aussi bon que celui des meilleures lois (dits "de Taylor") qui assurent le même SLL: -20 d B sur un seul trajet. Les courbes 80 et 81 représentées sur les parties A des figures sont respectivement un gabarit extérieur, et un gabarit intérieur correspondants qui sont imposés. la - Il y a une faible détérioration malgré la quantification du gain en réception: En effet pour des raisons pratiques, on préfère simplifier le réglage du gain du module MAER en réception, et donc le contrôle de la loi d'amplitude, en le quantifiant en un nombre limité de niveaux. Les figures 8 A, 9 A et 10 représentent respectivement des diagrammes réception, émission et émission-réception Elles montrent qu'un pas de quantification adapté, huit niveaux (donc trois bits) suffit pour avoir une loi d'illumination en réception voisine du cas "contrôle continu" (figure 6), et un diagramme de qualité similaire. Avec 128 sources omnidirectionelles, distantes de 0,57 À, on obtient un rendement d'illumination global toujours aussi bon (-0,16 d B). On peut effectuer également la synthèse d'un lobe fin avec 17 contrôles en amplitude seulement Les figures ll A, 12 A et 13, qui représentent respectivement des diagrammes émission, réception, et émission/réception, montrent que même si l'on diminue beaucoup le nombre de points d'alimentation de l'antenne (donc de contrôles en amplitude) et si l'on maintient une quantification sur huit niveaux, on obtient par le procédé décrit précédemment, un diagramme équivalent émission-réception de qualité similaire Il s'agit dans ce cas d'une antenne active pour SAR spatial de longueur 8,16 mètres, décomposée en 17 sous-panneaux de 48 centimètres, qui sont seuls contrôlés en amplitude, de façon à utiliser des répartiteurs identiques à l'intérieur de tous les sous-panneaux On obtient un rendement d'illumination global à peine moins bon (-0,18 d B). Un tel procédé peut se généraliser à un nombre quelconque de modules actifs, au-delà d'un nombre minimal voisin d'une dizaine sur la dimension de l'antenne considérée. On peut également réaliser la synthèse d'un lobe élargi par les seuls déphaseurs en conservant la même loi équi-amplitude en émission (amplificateur HPA à même puissance de sortie) et la loi de pondération trouvée en réception (quantifiée selon figure 8) Par exemple on ajoute une loi de phase de type parabolique si la mission nécessite un lobe élargi (par exemple en mode SLAR ou "Side looking Airborne Radar", servant à imager le sol en générant des pixels de luminosité 12 - proportionnelle à l'intensité de l'écho reçu de chaque cellule de révolution, ou SAR) si l'on veut garder une fauchée au sol constante. Les diagrammes correspondant sont présentés sur les figures 14, 15 et 16 : ce sont respectivement des diagrammes réception, émission, émission/réception Avec 128 sources omnidirectionnelles distantes de 0,57 A on obtient un rendement d'illumination global de -4,83 d B. Ce procédé limite le nombre de commandes à transmettre aux modules actifs à la seule reconfiguration des déphaseurs: celle-ci est de toute façon nécessaire pour le dépointage du faisceau, lié en général à son élargissement La phase d'élargissement étant identique en émission et en réception, le rythme de commande des déphaseurs est modéré. Les atténuateurs situés sur la voie réception des modules actifs (ou les amplificateurs LNA à gain variable) n'ont pas besoin d'être commandés Ils sont préréglés à la valeur voulue, on ne risque pas ainsi d'ajouter de perturbation de phase. Si l'on veut obtenir des diagrammes élargis mieux formés, on peut s'accorder un degré de liberté supplémentaire consistant à contrôler le gain des modules MAER en réception au cours du temps Cela permet de mieux adapter la loi d'illumination réception en amplitude et en phase, à chaque largeur de lobe visée. Ainsi les figures 17 à 19 et 20 à 22, qui représentent successivement des diagrammes émission, réception et émission/réception présentent deux lobes de largeur très différentes ( 104 et 808 à 3 d B du maximum) générés par le même réseau actif de 48 sources distantes de 0,822 A - les illuminations en émission sont toujours équi-amplitude pour faire fonctionner les amplificateurs HPA à niveau identique. par contre le changement de loi d'illumination en réception, en amplitude et en phase, permet de générer soit un lobe très fin de SLL 2 -20 d B (figure 19), soit un lobe large à flancs très raides et de SLL voisin (figure 22). Grâce au degré de contrôle supplémentaire (amplitude en réception), le diagramme du lobe élargi a des flancs plus raides que ceux de la figure 16, le pouvoir discriminateur du radar est donc meilleur. 13 - Le seul inconvénient de cette variante est qu'il faut faire varier au cours du temps le gain de la chaîne réception des modules MAER Cela augmente le débit des commandes et oblige à prévoir des drivers supplémentaires dans les modules MAER. Deux options sont possibles sur le contrôle de gain ou bien on s'impose une dynamique maximale ( 6,5 d B pour l'exemple présenté) qui évite d'induire un changement de phase d'insertion de la voie réception du module MAER. ou bien, si une dynamique plus importante s'avère nécessaire pour mieux former le diagramme, on calibre les variations de phase induites, et l'on en tient compte dans la commande des déphaseurs Ceci présente l'inconvénient d'avoir à les reconfigurer à un rythme élevé entre l'émission et la réception. Certains radars n'ont besoin du balayage électronique que dans un plan, par exemple le plan d'élévation dans les modes SCAR (Side-looking airbonne radar) ou SAR. Dans le plan horizontal de l'antenne, on n'a pas besoin de nombreux contrôles d'amplitude et de phase Pour simplifier l'antenne, on répartit un petit nombre de modules actifs sur la longueur. Dans ce cas, on ne dispose pas d'assez de contrôles d'amplitude et de phase pour appliquer le procédé précédent à la synthèse du diagramme en azimut Mais l'espacement plus grand des modules MAER permet d'appliquer un principe différent: on réalise cette fois un diagramme azimut identique en émission et en réception; on répartit les modules MAER de façon non régulière sur la longueur d'antenne, pour réaliser la pondération d'amplitude nécessaire avec des amplificateurs HPA fonctionnant tous à même puissance de sortie, afin d'optimiser leur rendement comme dans la version de base. Un exemple de principe ci-dessus est présenté ci-après. La figure 23 représente une grande antenne active ( 8 m 32 x Im 91) destinée à un radar spatial d'observation fonctionnant suivant le mode SAR Pour pouvoir être repliée sous la coiffe du lanceur, l'antenne est décomposée en trois panneaux 25, 26 et 27 Elle comporte 88 lignes horizontales 28 identiques, comme représentée à la figure 24. 14 - Sur chaque ligne horizontale 28 d'éléments rayonnants (ici des guides à fentes superposés 32 et 33, rayonnant les uns en polarisationhorizontale, les autres en polarisation verticale) sont disposés cinq modules MAER 29 Leur répartition non uniforme (plus rapprochés au centre) alliée à un réglage des conductances des fentes rayonnantes pour obtenir une loi d'amplitude variant linéairement en d B d'un bout à l'autre, permet de réaliser un diagramme de bonne qualité (figure 25). En même temps on n'a besoin que de deux types de guides rayon- nants: des guides 30 de longueur 60,4 cm à loi d'illumination "en biseau"; des guides 31 de longueur 53,7 cm à loi d'illumination uniforme. Ceci simplifie grandement l'industrialisation de cette antenne Pour le diagramme élévation, on applique par contre le procédé exposé précédemment. Le balayage électronique étant important dans ce plan on a un contrôle de phase pour chaque sous-panneau (jeu de deux guides 32 et 33 rayonnants en polarisation H et V), c'est-à-dire à un pas voisin de 0, 7 fois la longueur d'onde: on a donc 88 modules actifs sur la hauteur d'antenne répartis uniformément, la hauteur des guides rayonnants étant toujours la même. à l'émission, tous les amplificateurs HPA ayant la même puissance de sortie, on réalise une illumination uniforme comme représenté sur la figure 26, à la réception, on règle les atténuateurs situés derrière les amplificateurs LNA pour réaliser la pondération et on obtient le diagramme représenté sur la figure 27; le diagramme équivalent émission réception représenté sur la figure 28 présente les mêmes qualités déjà décrites. Il est bien entendu que la présente invention n'a été décrite et représentée qu'à titre d'exemple préférentiel et que l'on pourra remplacer ses éléments constitutifs par des éléments équivalents sans, pour autant, sortir du cadre de l'invention. - REVENDICATIONS 1/ Procédé de formation du diagramme d'une antenne à haut rendement pour radar à balayage électronique, caractérisé en ce que: on dissocie les lois d'illumination, donc des diagrammes, en émission et en réception; on réalise une illumination équi-amplitude en émission pour maximiser le rendement des amplificateurs émission ( 13) tous identiques, et minimiser leur consommation en énergie continue et leur dissipation. 2/ Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'on optimise la loi d'illumination en réception par un réglage du gain de la voie réception. 3/ Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que la loi de phase est identique en émission ou en réception, permettant l'utilisation de déphaseurs réciproques avec un rythme de commande modéré. 4/ Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'on effectue une synthèse de diagrammes de largeur variable par l'application d'une loi de phase adaptée, sans changer ni la puissance des amplificateurs émission, ni le gain de la voie réception. / Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'on contrôle le gain de la voie réception, afin de former des diagrammes élargis à flancs plus raides, et d'améliorer le pouvoir discriminateur des radars. 6/ Antenne active à haut rendement pour radar à balayage électronique à amplificateurs répartis sur l'antenne juste derrière les éléments rayonnants, comprenant des modules actifs émission-réception de type MAER comprenant des amplificateurs de type HPA ( 13) situés après des déphaseurs en émission, et des amplificateurs de type LNA ( 14) situés avant des déphaseurs en réception, caractérisée en ce qu'en émission, tous les amplificateurs sont identiques et répartis uniformément sur ladite antenne, et en ce qu'ils sortent une même puissance (Pout) constante dans le temps. 7/ Antenne selon la revendication 6, caractérisée en ce qu'en réception le gain des amplificateurs ( 14) est contrôlé pour former un diagramme 16 - réception adapté au diagramme émission. 8/ Antenne selon l'une quelconque des revendications 6 ou 7, caractérisée en ce que les modules actifs sont tous identiques. 9/ Antenne selon l'une quelconque des revendications 6 à 8, caractérisée en ce qu'on fait varier la largeur du faisceau en commandant uniquement les déphaseurs de la même façon en émission et en réception. / Antenne selon l'une quelconque des revendications 6 à 9, caractérisée en ce que les modules actifs MAER sont répartis de manière non uniforme dans une dimension de l'antenne.