FR 2653282 A1 19910419 FR 8913604 A 19891018 -1- L'invention concerne un procédé de correction numérique de non linéarité d'une chaîne d'émission, et un dispositif de mise en oeuvre de ce procédé. Ledit procédé permet de compenser les effets des non linéarités, dues par exemple aux amplificateurs de puissance de la chaîne émission. Il s'applique en particulier aux modulations de type QAM ou "Quadrature Amplitude Modulation" (16, 64 et 256 QAM). Le domaine d'application de l'invention est celui des transmissions hertziennes numériques point à point de grandes capacités. Ce type de transmission utilise des amplificateurs à TOP (Tubes à ondes progressives) ou à état solide (transistor FET ASGA par exemple). Les modulations utilisées pour ce type de transmission (16 QAM, 64 QAM.) exigent une excellente linéarité de leurs chaînes de transmission, classiquement obtenue par une décote importante de l'amplificateur. Par exemple pour un amplificateur à état solide on a: * une décote de 6 à 7dB pour une modulation 16 QAM, * une décote de 8 à 10 dB pour une modulation 64 QAM. Par suite le rendement de l'amplificateur de puissance est particulièrement mauvais. On a par exemple: * En 16 QAM: Puissance consommée = 40w Puissance de sortie = 5w * En 64 QAM: Puissance consommée = 90w Puissance de sortie = 10w L'invention a pour objet de pallier ces différents inconvénients. Elle propose, à cet effet, un procédé de correction numérique de non linéarité d'une chaîne d'émission, caractérisé en ce qu'on compense les effets des non linéarités des amplificateurs à l'aide d'une prédistorsion en bande de base avant modulation, et en ce que le traitement numérique du signal a lieu en temps réel. L'invention propose, également, un dispositif de mise en oeuvre de ce procédé comprenant un circuit de détermination du module du vecteur à corriger (Ri) recevant les signaux avant modulation (X et Y), suivi d'un circuit de calcul des corrections à effectuer de fl (Ri) et de f2 (Ri) dont les deux sorties, correspondant à ces deux signaux, sont reliées chacune à une entrée de deux multiplieurs dont les secondes entrées reçoivent respectivement lesdits signaux avant modulation (X et Y); les 2- sorties de deux multiplieurs étant reliées aux entrées d'un sommateur dont la sortie est connectée au convertisseur numérique-analogique voie X, les sorties de deux autres multiplieurs étant reliées aux entrées d'un soustracteur dont la sortie est connectée au convertisseur numériqueanalogique voie Y. Les caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront d'ailleurs de la description qui va suivre, à titre d'exemple non limitatif, en référence aux figures annexées sur lesquelles: - Les figures 1 et 2 illustrent le domaine de l'invention; - les figures 3 à 5 illustrent différentes réalisations de l'art antérieur; - les figures 6 à 9 illustrent le procédé et le dispositif de l'invention. Les figures 1 et 2 illustrent l'utilité d'un système de prédistorsion à l'émission. A la figure 1, est représenté un diagramme de FRESNEL du signal émis à un instant donné, en présence de distorsion; on a, ainsi: - un vecteur Rt qui est le vecteur attendu, - un vecteur È qui est le vecteur effectivement émis. Il y a déformation de l'amplitude et de la phase initiale du vecteur attendu. Le diagramme, représenté à la figure 2, montre l'exemple d'une constellation de type 16 QAM distordue, avec: "+": points désirés ".": points effectivement émis. Le problème de correction de la saturation des amplificateurs à l'émission est bien connu et a déjà fait l'objet de quelques applications dans les domaines analogique et digital. L'élément de base d'un correcteur analogique est un expandeur élaboré autour d'un élément non linéaire 10. Son principe général est résumé par le synoptique représenté sur la figure 3, entre une entrée E et une sortie S: Un amplificateur ll reçoit sur une entrée le signal E et sur l'autre ce même signal E après passage dans l'élément non linéaire 10. La correction apportée par un tel élément 10 est pratiquement scalaire. Cependant, certains systèmes à plusieurs voies permettent de -3prédistordre à la fois l'amplitude et la phase du signal avant amplification, en fréquence intermédiaire et en hyperfréquence. Leur synoptique commun est représenté sur la figure 4. Dans ce synoptique à trois voies 20, 21 et 22, la première voie 20 comprend un coupleur 180 23, dont les deux entrées sont reliées entre elles avec un élément non linéaire 24 disposé sur l'entrée 180 , recevant le signal d'entrée E après passage dans deux coupleurs déphaseurs 25 et 26 et étant relié à la sortie S au travers de deux coupleurs 0 27 et 28. La seconde voie 21 comporte un atténuateur 29 disposé entre le second coupleur déphaseur 90 26 et le premier coupleur 0 27. La troisième voie 22 comporte un déphaseur 90 30 disposé entre le premier coupleur déphaseur 90 25 et le second coupleur déphaseur 180 28. La première voie 20 crée un vecteur prédistordu, dont la sommation avec la seconde voie 21 constitue la correction en module. La sommation de la troisième voie 22, de déphasage ajustable, permet d'optimiser la prédistorsion en phase. En fréquence intermédiaire, les inconvénients sont: - une limitation en bande passante, due au rapport bande passante de correction/fréquence de travail notamment au niveau du coupleur déphaseur à l'entrée, - une interdépendance entre les paramètres module et phase, qui ne permet pas une correction efficace de la phase. En hyperfréquence, on n'est pas gêné par les bandes passantes des différents coupleurs, par contre les inconvénients spécifiques sont: - un prix de revient élevé des composants, - des ajustements nombreux et de convergence délicate, ce qui interdit la possibilité d'un asservissement. I1 est possible aussi d'envisager une correction numérique. Les systèmes de prédistorsion utilisant ce principe opèrent en bande de base. Les synoptiques existant ont la structure schématique représentée à la figure 5. La bande de base numérique BBN est traitée par une table de conversion 31, laquelle transmet les échantillons-résultats à deux convertisseurs numérique/analogique 32 et 33. Les sorties de ces deux convertisseurs 32 et 33 sont reliées respectivement à deux mélangeurs 34 et 35 reliés eux-mêmes aux deux sorties d'un coupleur 00-90 36 qui - 4 reçoit l'oscillateur local 37. Les sorties des deux mélangeurs 34 et 35 sont reliées à l'amplificateur 38, source des distorsions, au travers d'un coupleur 0 39. La partie référencée 40 correspond à la modulation du signal. Le principe d'une correction numérique en utilisant une table est décrit dans l'article de A.M. SALEH dans le "Bell system technical journal" du 29 avril 1982 intitulé "Matrix analysis of mildy nonlinear, multiple- input, multiple-output systems with memory": ce principe est celui d'une table de valeurs chargée dans une mémoire vive ("RAM") et adressée à partir des données. De même que dans les systèmes précédents, dans le synoptique représenté à la figure 5, il faut deux voies modulant les deux phases en quadrature d'un même oscillateur. La table de conversion tient compte, suivant les systèmes rencontrés, soit de l'amplitude seule, soit de la phase seule, soit des deux. Le système est entièrement défini par sa table de conversion, et peut donc entièrement compenser la courbe de saturation d'un amplificateur aussi bien en amplitude qu'en phase. Mais ses inconvénients sont: - le principe de la table de conversion, qui rend le système spécifique d'une saturation donnée, - la définition, par la table d'une fonction fixe. On ne suit aucunement les phénomènes de dérive thermique et de vieillissement des composants, sauf peut être en commutant sur une autre table: dans ce cas, on double le volume de mémoire nécessaire, et l'asservissement est très difficile et très lent, car on doit modifier entièrement le contenu de la table. Par ailleurs, une perte de contenu mémoire suite à un parasitage d'alimentation est sans remède rapide, ce qui nuit à la disponibilité du système. Enfin, le calcul matriciel que l'on doit effectuer est, outre sa lenteur consommateur lui aussi de place mémoire. Par contre le procédé de l'invention fait appel à un traitement numérique de signal en temps réel. On fait ainsi disparaitre la notion de table de conversion. Ce traitement numérique est opéré sur le signal bande de base avant modulation. Le signal d'entrée est échantillonné en respect du théorème de SHANNON, selon lequel, pour numériser des signaux, il est nécessaire que la fréquence d'échantillonnage soit supérieure ou égale à deux fois la fréquence maximum contenue dans la Bande Passante utile du signal, et peut être filtré numériquement (l'échantillon est, dans ce dernier cas, défini sur un nombre de bits élevé). On connait la forme générale des fonctions de saturation. Pour une amplitude Ri à l'entrée d'un système non linéaire, la sortie, en un instant quelconque, est de la forme: 2.3n Ro = a + alRi + a2Ri + a3Ri... + a Ri o i 23n Il en est de même pour le déphasage de la sortie par rapport à l'entrée. 2 3 in = b0 + blRi bRi + b2Ri + b3Ri+... b Ri Il est donc possible d'opérer en amont de l'amplificateur, une correction en amplitude et en déphasage par deux autres polynômes: R' = a'lR + a'2Ri2+ a' Ri23 RI a= a'0 + Ri + a' Ri 2+ a' Ri +... + a' Ri et O i 2 3 n 2 3 n 6 - b += b' Ri + b'l Ri + b'2Ri +... b '3Ri Le principe de cette correction est résumé dans le synoptique représenté à la figure 6. En traitement numérique, les coefficients a'i et b'du calcul i i polyn8mial peuvent être ajustés à volonté, par exemple à l'aide d'une boucle d'asservissement sur la sortie de l'émetteur. Un vecteur quelconque est défini par ses coordonnées cartésiennes X. et Y. suivant les deux axes définis par la modulation. i i Le diagramme vectoriel représenté à la figure 7 donne un exemple de la correction à effectuer: Si on appelle Ri, le module du vecteur à corriger, et 0, sa phase par rapport à l'axe OX, on définit deux nouveaux axes attachés au vecteur, le premier 0'F1, colinéaire au vecteur, le second, 0'F2, en quadrature. Suivant ces deux nouveaux axes, deux corrections, respectivement f1 (Ri) et f2 (Ri), sont à opérer: f1 (Ri) = R' cos ' et f2 (Ri) = R' sin 9 ' L'idée fondamentale de l'invention est de rester en coordonnées cartésiennes, (afin d'éviter le passage en coordonnées polaires, qui exigerait deux tables de conversion de coordonnées), et d'interpréter la 6- signification des corrections sur ces deux axes. La valeur, petite, des angles de déphasage rencontrés (ils n'excèdent pas 5 degrés au point à 1 dB de compression; c'est-à-dire ldB au dessous de la réponse amplitude/amplitude considérée comme parfaitement linéaire), permet une utilisation des développements polyn8miaux de cos ' ' et de sin ' f1 (Ri) et f2 'Ri) restent ainsi deux polynômes à coefficients fixes (mais modifiables). Ramenées aux axes fixes OX et OY, les corrections deviennent: Xc = Ri.cos. fl (Ri) + Ri.sin.f (Ri) = X.f (Ri) + Yi f2 (Ri) 1 '2 R il i.1 R)+Y. 2 (i R R R c c c Yc = Ri.sin f (Ri) - Ri.cos.f2 (Ri) = Yifl (Ri) - X f2 (Ri) R R R c c c ce qui donne le synoptique de la figure 8. Le terme Rc, constante homogène à une amplitude, exprime le fait que f (Ri) et f2 (Ri) sont sans dimension. R R c c Ce synoptique comprend un circuit 42 de détermination du module Ri du vecteur à corriger, recevant les signaux X et Y avant modulation, suivi d'un circuit 43 de calcul de fl (Ri) et de f2 (Ri) dont les deux sorties, correspondant à ces deux signaux, sont reliées chacune à une entrée de deux multiplieurs 44 et 45 (46 et 47) dont les secondes entrées 44 et 46; 45 et 47 reçoivent respectivement les signaux X et Y. Les sorties des deux multiplieurs 44 et 47 sont reliées aux entrées d'un sommateur 48 dont la sortie est connectée au convertisseur numérique- analogique voie X. Les sorties des deux multiplieurs 46 et 45 sont reliées aux entrées - et + d'un soustracteur 49 dont la sortie est connectée au convertisseur numérique-analogique voie Y. La figure 9 donne un exemple de détermination de f1 et de f2 avec des temps de calcul supposés nuls, en utilisant des multiplieurs 50 et des additionneurs 51. Les entrées Xi et Yi de ce dispositif sont les coordonnées du -7- vecteur Ri qui sont des signaux numériques à plusieurs bits en parallèles par exemple 10; les constantes ai et bi étant modifiables de l'extérieur. Le dispositif de l'invention présente de nombreux avantages: - Le traitement en coordonnées cartésiennes évite la gestion de l'angle du vecteur à corriger. - Puisqu'il n'y a pas de changement de système de coordonnées, on peut intervenir à tout moment de la correction pour un éventuel traitement complémentaire. - L'élaboration de la correction n'étant pas sur les chemins des signaux, le système est facilement et rigoureusement neutralisable en annulant les coefficients des polyn8mes correcteurs, à l'exception du terme a'l qui est égal à 1. - Les coefficients des polyn8mes sont modifiables à volonté, donc en particulier peuvent être asservis pour suivre les phénomènes de dérive des caractéristiques. - Enfin, on peut insérer directement le système derrière un filtre numérique, sans en altérer le fonctionnement. Il est bien entendu que la présente invention n'a été décrite et représentée qu'à titre d'exemple préférentiel et que l'on pourra remplacer ses éléments constitutifs par des éléments équivalents sans, pour autant, sortir du cadre de l'invention. -8- REVENDICATIONS 1/ Procédé de correction numérique de non linéarité d'une chaîne d'émission, caractérisé en ce qu'on compense les effets des non linéarités des amplificateurs à l'aide d'une prédistorsion en bande de base avant modulation, et en ce que le traitement numérique du signal à lieu en temps réel. 2/ Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le traitement numérique a lieu en coordonnées cartésiennes. 3/ Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'on opère, en amont de l'amplificateur une correction en amplitude et en phase en utilisant deux polynômes relatifs à l'amplitude R', et au déphasage À', soit: R' = a' + a' Ri +... a' Rin 0 1 n ' = b'0 + b' Ri +... b' Rin O1 1 n avec une amplitude Ri en entrée. 4/ Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que les coefficients des polyn8mes sont modifiables à volonté. / Dispositif de mise en oeuvre du procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit (42) de détermination du module du vecteur à corriger (Ri) recevant les signaux avant modulation (X et Y), suivi d'un circuit (43) de calcul des corrections à effectuer de f1 (Ri) et de f2 (Ri) dont les deux sorties, correspondant à ces deux signaux, sont reliées chacune à une entrée de deux multiplieurs (44, 45; 46, 47) dont les secondes entrées (44 et 46; 45 et 47) reçoivent respectivement lesdits signaux avant modulation (X et Y); les sorties de deux multiplieurs (44 et 47) étant reliées aux entrées d'un sommateur (48) dont la sortie est connectée au convertisseur numérique-analogique voie X, les sorties de deux autres multiplieurs (45 et 46) étant reliées aux entrées d'un soustracteur (49) dont la sortie est connectée au convertisseur numérique-analogique voie Y.