FR 2637703 A1 19900413 FR 8913024 A 19891005 - 1- L'invention se rapporte à des régulateurs de tension et, en particulier, à des régulateurs de tension à trois bornes. Ces dispositifs réagissent à. une tension d'entrée non régulée et délivrent une tension de sortie qui ne varie pas de manière sensible en réponse à des variations de charge ou à des variations de la tension d'entrée. Les dispositifs font également appel à des circuits qui fournissent une tension de sortie sensiblement constante sur une large gamme de températures. IT est bien connu que les régulateurs de tension présentent une stabilité dynamique optimale lorsque leurs sorties sont prises de l'émetteur du transistor de puissance. Par exemple, les dispositifs. de la série LM117 et de la série LM140 correspondant aux normes industrielles sont relativement stables sans composants externes. Par contre, lorsque la sortie est-prise du collecteur du transistor de puissance, comme dans le cas des dispositifs de la série LM120 et de la série LM137 correspondant aux normes industrielles, il est nécessaire de relier un condensateur de capacité relativement importante à la borne de sortie si l'on désire assurer la stabilité. Les caractéristiques techniques des dispositifs LM120 et LM137 nécessitent l'emploi d'un condensateur de sortie d'au moins un microfarad dans le cas du tantale, et de 10 à 25 microfarads dans le cas de l'aluminium. Des valeurs plus élevées sont souhaitables. Tandis que les dispositifs sus-mentionnés se présentent tous sous la forme de transistors bipolaires, les mêmes considérations s'appliquent également aux structures métal-oxyde-semiconducteur (MOS). En particulier, on fabrique actuellement des régulateurs de tension efficaces à l'aide de dispositifs MOS complémentaires (CMOS). Dans le cas des dispositifs CMOS, les observations précédentes s'appliquent aux sources-et aux drains des transistors de puissance. Lorsque la source du transistor de puissance fournit la sortie, les circuits sont relativement stables. Cependant, lorsque la sortie est prise du drain du transistor de puissance, il est nécessaire de faire appel à un condensateur de sortie de grande capacité. On explique l'instabilité dont il vient d'être question par le -2- gain de la boucle de réaction. Dans un régulateur de tension, le transistor de puissance fait partie d'une boucle de contre- réaction à gain élevé dont la référence est une tension constante. Lorsque l'électrode émetteur/source du transistor de puissance fournit la sortie, son gain de tension est inférieur à l'unité et le circuit a tendance à être stable. Lorsque la sortie est prise du collecteur/drain, le gain de tension est fonction de l'impédance de charge et peut être important. Un condensateur de sortie de grande capacité est donc requis afin de limiter le gain en alternatif de manière à obtenir la stabilité. Dans la description suivante, les émetteurs de transistors bipolaires et les sources des transistors MOS sont appelés électrodes de faible impédance. Les collecteurs de transistors bipolaires et les drains de transistors MOS sont appelés électrodes de haute impédance. Ces caractérisations expriment des fonctions équivalentes. Les bases des transistors bipolaires et les grilles des transistors MOS sont appelées électrodes de commande car elles sont également équivalentes sur le plan fonctionnel. Une autre caractéristique de l'alimentation concerne sa tension de mise hors fonction. Celle-ci est définie comme étant le différentiel de tension entrée-sortie auquel le circuit cesse de réguler pour des réductions supplémentaires de la tension d'entrée. Sur le plan pratique, une tension de mise hors fonction faible constitue un avantage et elle est considérée comme un facteur important dans le cas d'applications prévoyant un fonctionnement par batteries. Typiquement, la tension de mise hors fonction est de l'ordre de 2 volts dans le cas des dispositifs sus-mentionnés et elle est en raison inverse de la température. Toutes les familles de dispositifs sus-mentionnées utilisent un transistor de passage ou transistor de sortie d'un montage Darlington. Par conséquent, la base du transistor d'entrée Darlington doit être supérieure à l'émetteur d'au moins deux fois VBE et les collecteurs doivent être supérieurs à cette valeur d'au moins une VSAT. Cependant, le dispositif LM120 nécessite VBE + VSAT. Dans le cas de températures de fonctionnement faibles, il s'agit typiquement d'une chute de -3- tension d'environ 2 volts. Cette chute de tension est parfois désignée par l'expression 'headroom' étant donné que l'entrée du régulateur de tension doit être suffisamment élevée pour pouvoir prendre en charge la tension de sortie plus la tension de mise hors fonction. Les dispositifs des séries LM2930 et LM2931 représentent des exemples de régulateurs à tension de mise hors fonction faible. Les valeurs de courant nominales respectives de ces dispositifs sont de mK et 100 mA et, dans les deux cas, la valeur nominale de leur tension de mise hors fonction est inférieure à 0,6 volt pour un courant nomimal. Etant donné que leurs sorties sont prises au niveau du collecteur d'un transistor PNP, tous deux requièrent des condensateurs à leurs bornes de sortie. Les valeurs minimales spécifiées pour les condensateurs sont respectivement de 10 et 22 microfarads. L'invention a pour objet d'accroître la stabilité de régulateurs à tension de mise hors fonction faible. L'invention a également pour objet d'utiliser un transistor de passage dans un régulateur de tension dans lequel la borne de haute impédance du transistor est reliée à la sortie du régulateur et dans lequel une borne de faible impédance du transistor est également reliée à la borne de sortie afin d'assurer la stabilité. L'invention atteint ces objectifs de la manière suivantes Dans un circuit régulateur de tension, l'électrode de faible impédance (émetteur/source) du transistor de passage est reliée à la borne d'entrée positive et l'électrode de haute impédance (collecteur/drain) est associée à la borne de sortie. Ce transistor est typiquement un transistor MOS à canal P ou PNP bipolaire. L'électrode de commande (base/grille) fonctionne à un potentiel inférieur à la tension d'entrée d'alimentation si bien que le transistor de passage est mis en circuit. Ce type de connexion permet d'obtenir la tension de mise hors onction la plus basse mais, sans moyen de stabilisation supplémentaire, il nécessite typiquement'la présence d'un condensateur de sortie de grande capacité. Pour obtenir la stabilisation souhaitée, il est prévu un -4- second transistor, ou transistor shunt, dont l'électrode de faible impédance (émetteur/source) est associée à la borne de sortie du régulateur et l'électrode de haute impédance (collecteur/drain) est associée à la borne de retour du régulateur. Le transistor shunt fait partie de la boucle de contre-réaction du régulateur de tension et des moyens sont prévus pour faire en forte qu'il soit conducteur quelles que soient les conditions de fonctionnement. Le circuit régulateur de tension comprend un générateur de tension de référence stable en température couplé de manière à exciter un premier -10 amplificateur opérationnel lequel est à son tour couplé à l'électrode de commande (base/grille) du transistor shunt. Une résistance est couplée en série à l'électrode de haute impédance (collecteur/drain) du transistor shunt et à un second amplificateur opérationnel présentant une tension de décalage à l'entrée. La sortie de ce second amplificateur opérationnel est couplée à l'électrode de commande (base/grille) du transistor de passage. Ainsi, le régulateur de tension comporte une boucle de réaction à gain élevé comprenant l'amplificateur générateur de tension de référence, le transistor shunt, les deux amplificateurs opérationnels et le transistor de passage. Etant donné que la résistance en série avec le transistor shunt est couplée à l'entrée du second amplificateur opérationnel, la tension à ses bornes doit être égale à la tension de décalage du second amplificateur opérationnel. Ainsi, une boucle de réaction fonctionne à l'intérieur de la boucle de réaction principale. Grâce à cette boucle de réaction secondaire, le transistor shunt est toujours en circuit et son électrode de faible impédance (émetteur/source) aura pour effet de stabiliser le régulateur de tension. Etant donné que le transistor de passage ne met en jeu qu'un seul transistor, la tension de mise hors fonction est réduite au minimum. La figure 1 est un schéma fonctionnel du circuit de l'invention; La figure 2 est un diagramme schématique détaillé du circuit de l'invention. Il est entendu que bien que la description suivante se rapporte à une structure CMOS, l'invention s'applique également à des -5-- circuits à transistors bipolaires. Par exemple, lorsqu'un transistor à canal P est representé, un transistor bipolaire PNP pourrait être utilisé à la place, et lorsqu'un transistor à canal N est représenté, un transistor bipolaire NPN pourrait le remplacer. Dans ce cas, le collecteur du transistor bipolaire remplace le drain du transistor MOS, l'émetteur remplace la source et la base remplace la grille. Le mode préféré de l'invention utilise une construction CMOS classique. Pour des structures bipolaires équivalentes, une construction monolithique à jonction d'isolement PN épitaxiale est préférée. De plus, alors que le circuit CMOS représenté se rapporte à un CMOS à puits N. les divers composants pourraient également être fabriqués sous la forme de dispositifs à puits P. Dans ce cas-ci, on pourrait utiliser les compléments de tous les éléments de transistor illustrés et inverser les polarités d'alimentation. La figure 1 représente les éléments principaux sous la forme d'un schémabloc fonctionnel. L'entrée de l'alimentation est reliée à la borne 10 (+) et à la borne de terre 11 (-). La sortie régulée apparaît à la borne 12. Le transistor de passage série à canal P. 13, est relié entre les bornes 10 et 12. Etant donné que la source du transistor 13 est reliée à la borne 10, sa grille fonctionnera à un potentiel inférieur et le potentiel de mise hors fonction du régulateur sera réduit au minimum. Dans le circuit représenté, il est possible d'abaisser le potentiel de mise hors fonction jusqu'à une valeur aussi faible qu'une fraction d'un volt. Cependant, le drain du transistor 13 est relié à la borne de sortie 12 et cette configuration, en elle-même, est instable. En conséquence, une certaine forme de stabilisation est souhaitable. La source du transistor shunt à canal P 14 est reliée à la borne de sortie 12 et le drain de ce transistor est relié à la masse. Etant donné que la source du transistor 14 est son électrode de faible impédance, elle aura pour rôle de stabiliser le circuit. Il est évident qu'il serait possible de remplacer les transistors 13 et 14 par des transistors PNP bipolaires dans lesquels les émetteurs seraient reliés à la place des sources et les collecteurs à la place des drains. Le générateur de tension de référence 15 engendre une tension de -6référence interbande stable en température et comporte un diviseur de tension qui réagit à une tension régulée à la borne 12. Le générateur de tension de référence 15 pilote l'amplificateur opérationnel 16 lequel, à son tour, pilote la grille du transistor 14. La résistance 17 relie le drain du transistor 14 à la masse si bien que le transistor 14 peut jouer le rôle d'un amplificateur en source commune. L'amplificateur opérationnel 18 est directement couplé à la résistance 17 par l'intermédiaire d'une source de tension de décalage interne 19. La polarité de décalage est telle que lorsque les bornes d'entrée de l'amplificateur opérationnel 18 sont au même potentiel, la tension de décalage apparait aux bornes de la résistance 17 comme un faible potentiel positif au drain du transistor 14. La sortie de l'amplificateur opérationnel 18 pi-l:te la grille du transistor 13 lequel,'à son tour, fournit tout le courant requis par une charge quelconque (non représentée) reliée à la borne 12. De plus, le transistor 13 fournit également tout courant circulant dans le transistor 14 plus le courant de repos prélevé par le générateur de tension de référence 15. L'opération des circuits règle le potentiel de la borne 12 à la valeur désirée. Ainsi, les composants de la figure 1 constituent une boucle de contreréaction principale autour de la borne 12 qui la pilote à un niveau de tension constant pour lequel les bornes d'entrée de l'amplificateur opérationnel 16 sont au même potentiel. La conduction du transistor 14 est maintenue à l'aide d'une boucle de contre-réaction à l'intérieur d'une boucle de contre-réaction. L'amplificateur opérationnel 18 en association avec le transistor 13, qui fonctionne comme un amplificateur en source commune, règle la conduction du transistor 14 de manière à ce que la chute de tension aux bornes de la résistance 17 soit exactement égale au décalage de l'amplificateur opérationnel 18. Cette boucle de réaction autour du drain du transistor 14 met en jeu une inversion et elle est donc négative. La boucle de réaction principale du régulateur de tension autour de la borne 12 met en jeu le générateur de tension de référence 15, l'amplificateur opérationnel 16, le transistor shunt 14, -7l'amplificateur opérationnel 18 et le transistor de passage série 13. Cette boucle met en jeu trois inversions (une dans l'amplificateur opérationnel 16, une dans le transistor 14 et une dans le transistor 13) si bien qu'elle est négative et a pour référence l'interbande du silicium. Dans l'exemple qui sera donné ci-dessous, la tension de référence de l'interbande du silicium est de 1,2 volts, VREG égale 2,5 volts et Viti est opérationnelle jusqu'à 2,6 volts. La tension de mise hors fonction est donc égale à 0,1 volt à vide. La figure 2 est un diagramme-schématique d'un régulateur de tension CMOS. Les éléments sont du type rencontré dans les CMOS à puits N dans lequels tous les transistors à canal P sont fabriqués dans des puits N à jonctions d'isolement PN situés dans un substrat au silicium de type P. Tous les dispositifs à canal N sont couramment fabriqués dans le substrat de type P et comportent donc des connexions de grille arrière (non représentées) vers la borne d'entrée d'alimentation négative 11. Lorsque les divers éléments correspondent à ceux de la figure 1, ils portent les mêmes références. Les transistors bipolaires 24 et-25 sont de ces éléments qui se forment ordinairement en parasites des dispositifs CMOS. Dans un tel transistor PNP, la base est un.puits N et le collecteur est astreint à être le substrat qui est au potentiel d'alimentation négatif. L'émetteur se compose d'une source ou d'un drain de transistor à canal P. De tels transistors parasites présentent des gains en courant relativement élevés. Etant donné que les collecteurs sont astreints à être le substrat, de tels transistors doivent fonctionner suivant une configuration en collecteur commun. Le générateur de tension de référence 15 est couplé à la borne de sortie 12 et comprend un diviseur de tension ainsi qu'un circuit de référence interbande. Les résistances 21 et 22 constituent un diviseur de tension relié entre la borne 12 et la masse (borne 11). Les bases des transistors PNP parasites 24 et 25 à collecteur astreint sont reliées au noeud 23. Les résistances 26-29 relient les émetteurs des transistors 24 et 25 à la borne 12. Le rapport des -8- densités de courant des transistors 24 et 25 est choisi de manière à ce que le transistor 24 fonctionne à une densité de courant supérieure à celle du transistor 25. Pour ce faire, il suffit de choisir le transistor 25 n fois plus grand que le transistor 24 et de faire fonctionner les deux transistors au même courant d'émetteur en adaptant 26 et 27. En variante, il est possible d'adapter les transistors 24 et 25 et de les faire fonctionner à des courants différents. Pour cela, on établit une proportion entre les résistances 26 et 27. Il est également possible d'établir une proportion entre les transistors 24 et 25 ainsi qu'entre les courants. La VBE résultante apparait aux bornes de la résistance 29. Cette valeur concorde avec la relation: AVúE = kT In J24 q J25 dans laquelle: k est la constante de Boltzmann q est la charge d'un électron J24 est le rapport des densités de courant des J25 transistors 24 et 25. AVBE est proportionnel à la température absolue (PTAT) et devient zéro au zéro absolu. A 300 K, le transistor 25 fonctionnant avec une densité de courant huit fois plus grande que celle du transistor 24, AVBE sera égal à environ 54 millivolts, cette valeur étant entièrement déterminée par les caractéristiques physiques. Son coefficient de température est égal à environ 0,33%/'C. Comme mentionné ci-dessus, les collecteurs des transistors bipolaires parasites sont astreints à être le substrat et les transistors doivent fonctionner suivant une configuration en collecteur commun. Cependant, on a découvert qu'il était possible de former un collecteur non astreint, soit à côté soit autour d'un émetteur. Un tel collecteur non astreint peut être utilisé comme un transistor séparé, mais il fonctionne en parallèle avec un transistor à collecteur astreint. Ce concept est énoncé dans le brevet US 4 602 168, de Peter S. Single, sous le titre CIRCUIT COMPARATEUR MOS A FAIBLE DECALAGE. Bien que l'on montre qu'une --9-- structure CMOS à puits P permet d'obtenir des transistors NPN comportant des collecteurs non astreints, il va de soi qu'une structure à puits N permet d'obtenir des transistors PNP équivalents. Les enseignements du brevet de Single sont incorporés ici par référence. Les transistors PNP 30 et 31 sont tous deux du type décrit ci-dessus, dans lequel un collecteur astreint à être le substrat est associé à un collecteur latéral. Les deux émetteurs sont couplés ensemble à travers une source de courant de queue constant 20 à la borne d'alimentation d'entrée 10. Les transistors 30 et 31 sont pilotés depuis les résistances 26 et 27. La résistance 32 fournit la connexion vers le transistor 30. Les collecteurs latéraux des transistors 30 et 31 sont reliés à une charge de miroir de courant formée par les transistors à canaT N 33 et 34. Le drain du transistor 34 est relié aux grilles des transistors 33 et 34. Le drain du transistor 33 pilote la grille du transistor à canal N 35 qui se comporte comme un inverseur à gain élevé. Le condensateur 36 et la résistance 37 fournissent la compensation en fréquence classique de l'amplificateur opérationnel 16. Le drain du transistor 34 est couplé à la grille du transistor à canal N 38 qui est également un inverseur à gain élevé comportant une charge de miroir de courant composée des transistors à canal P 39 et 40. Ainsi, les transistors 35 et 40 sont pilotés en opposition de phase et leurs drains comprennent le noeud de sortie de l'amplificateur opérationnel 16. Ce noeud est directement relié à la grille du transistor shunt 14 à canal P. Le collecteur du transistor 14 est relié à la masse à travers la résistance 17 et est relié à la source du transistor à canal N 42. Le drain du transistor 42 est relié à sa grille et à la grille du transistor 43 qui forme avec lui un miroir de courant. La source de courant 44 fait passer un courant relativement faible, à savoir environ un microampère, à travers le transistor 42 et ce courant est réfléchi dans le transistor 43. Ces deux transistors comprennent les dispositifs d'entrée différentielle de l'amplificateur opérationnel 18. Il convient de noter que la source du transistor 43 est reliée à -10- la masse de manière à former une entrée inverseuse comme mentionné plus haut. La source du transistor-42 fonctionne à la chute de tension aux bornes de la résistance 17 au-dessus de la masse. Ce différentiel représente le potentiel de décalage de l'amplificateur opérationnel 18 (représenté en tant que source de tension 19 sur la figure-1). Cette source de tension de décalage est produite en établissant une proportion entre les tailles des transistors 42 et 43 et elle est améliorée en réduisant le courant de la source 44 jusqu'à un niveau pour lequel les transistors 42 et 43 sont pratiquement privés de courant. Le drain du transistor 43 est relié à la grille et au drain du transistor 45 à canal P qui est relié à la grille du transistor 46 à canal P pour former un miroir de courant. Ainsi, le transistor 46 comprend le noeud de sortie de l'àmplificateur opérationnel 18. Le puits de courant 47 joue le rôle d'un élément de tirage vers le bas pour le noeud de sortie qui est directement relié à la grille du transistor de passage série 13 à canal P. Le condensateur 48 assure la compensation en fréquence de l'amplificateur opérationnel 18. En fonctionnement, le transistor 13 pilote la borne 12 à une tension à laquelle les bases des transistors 30 et 31 sont au même potentiel. Pour cette condition, les courants circulant dans les résistances 26 et 27 sont commandés. Si les résistances 26 et 27 sont adaptées, les courants circulant dans les transistors 24 et 25 seront égaux. Dans cette condition, AVBE apparaît aux bornes de la résistance 29. Cette opération est le résultat d'une boucle de contre-réaction principale ou globale. Tandis que le transistor 13 alimente en courant la borne de sortie 12, le générateur de tension de référence-15, et les transistors 39 et 40, sous la forme de courant de repos, il alimente également le transistor shunt 14 à canal P. Dans l'exemple donné ci-dessous, la résistance 17 égale 1000 ohms et le transistor 14 fonctionne à 100 microampêres. Par conséquent, le décalage des transistors 42-43 est de 0,1 volt. L'amplificateur opérationnel 18 pilotera le transistor 13 pour qu'il fournisse 100 microampères au transistor 14 afin de créer une boucle de contre-réaction secondaire -11- (à l'intérieur de la boucle de contre- réaction principale) qui réagit au décalage engendré physiquement. De plus, le transistor 13 fournira tout courant (dans les limites du possible) qui circule dans un élément de charge quelconque (non représenté) qui est relié à la borne 12. Ainsi, une tension de sortie réjulée est engendrée à la borne de sortie 12 qui est également reliée à une électrode de dispositif de faible impédance sous la forme de la source du transistor 14. Ceci assure la stabilisation du régulateur de tension sans qu'il ne soit nécessaire de prévoir un grand condensateur de filtrage dans un circuit dans lequel l'électrode à impédance élevée d'un transistor de passage est reliée à la borne de sortie. Comme mentionné ci- dessus, la tension de mise hors fonction est également très faible. Il convient de noter que i le circuit peut délivrer du courant à la borne 12, la présence du transistor 14 permet au circuit de faire absorber le courant dans la borne 12. Cette caractéristique est utile lorsque le régulateur doit être relié à des circuits qui pourraient fonctionner à une tension supérieure à VREG. Exemple Le circuit de la figure 2 a été mis en oeuvre dans un CMOS à puits N à l'aide des composants suivants: -12- COMPOSANT VALEUR _______________________________________________________ Résistance 17 1 K-ohm Source de courant 20 40 microampères Résistance 21 24,394 K-ohms Résistance 22 25,105 K-ohms Résistances 26 et 27 28,505 Kohms Résistance 28 15,232 K-ohms Résistance 29 5,131 K-ohms Résistance 32 3,95 K-ohms Condensateur 36 5 picofarads Résistance 37 3,9 K-ohms Sources de courant 44 et 47 1 microampère Condensateur 48 8 picofarads Les transistors de largeur/longueur suivantes ont été utilisés: -- TRANSISTOR I/L (micromètres) 13 300/3 14 200/2 33,34,35,38 80/10 39,40,45,46 20/20 42 30/20 43 10/20 Les transistors ont fonctionné suivant un rapport de densités de courant de 8:1. La tension à la Lorne 12 était égale à 2,5 volts et le circuit pouvait fournir un courant de sortie de 4 mA pour Vs=+5,0 V. Le circuit a fonctionné correctement sur la gamme d'entrée allant de 2,6 à 8,0 volts. La tension au noeud 23 était de -13- 1,3 volts. La tension aux bornes de la résistance 17 était égale à millivolts. Le courant de repos était de 0, 22 mA pour une alimentation d'entrée de 5 volts. L'invention vient d'être décrite et un exemple pratique a été décrit en détail. A la lecture de la description ci-dessus, l'homme de l'art se rendra compte des variantes et équivalences qu'il seta possible d'utiliser sans sortir du cadre de l'invention. Par exemple, tandis que le mode de réalisation préféré fait appel à une structure CMOS à puits N, il serait possible d'utiliser une structure bipolaire ou CMOS à puits P. En conséquence, il est entendu que la portée de l'invention n'est limitée que par les revendications suivantes. -14- REVENDICATIONS 1. Circuit régulateur de tension ayant une borne d'alimentation d'entrée non régulée (10), une borne d'alimentation de sortie régulée (12) et une borne de retour d'alimentation (11), ledit circuit étant composé de transistors ayant chacun des électrodes à flux de courant commandé de haute et de faible impédance et une électrode de commande de flux de courant, ledit circuit étant caractérisé en ce qu'il comprend: un transistor de passage série (13) ayant son électrode de faible impédance reliée à ladite borne d'alimentation d'entrée non régulée (10), son électrode de haute impédance reliée à ladite borne d'alimentation de sortie régulée (12) et une électrode de commande; des moyens reliés à ladite électrode de commande dudit transistor de passage série (13) pour engendrer un potentiel qui maintient ladite borne d'alimentation de sortie régulée (12) à un potentiel constant qui est essentiellement indépendant de la température, de la tension d'alimentation d'entrée et du courant de la borne d'alimentation de sortie; un transistor shunt (14) ayant son électrode de faible impédance reliée à ladite borne de sortie d'alimentation régulée (12), des moyens pour relier son électrode de haute.impédance à ladite borne de retour d'alimentation et une électrode de commande couplée auxdits moyens pour engendrer un potentiel; et des moyens pour coupler ladite électrode de haute impédance dudit transistor shunt (14) à ladite électrode de commande dudit transistor de passage série (13) de manière à maintenir le flux de courant dans ledit transistor shunt et à stabiliser ainsi ledit circuit régulateur. 2. Circuit régulateur de tension selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens pour relier l'électrode de haute impédance dudit transistor shunt (14) à ladite borne de retour d'alimentation comportent: une résistance série (17) couplée entre l'électrode de haute impédance dudit transistor shunt (14) et ladite borne de retour d'alimentation (11) et reliée aux bornes d'entrée d'un amplificateur -15- opérationnel (18) ayant une borne de sortie reliée à ladite électrode de commande dudit transistor de passage série (13). 3. Circuit régulateur de tension selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit amplificateur opérationnel (18) comprend des moyens pour engendrer un potentiel de décalage à l'entrée de manière à ce que ledit potentiel de décalage apparaisse aux bornes de ladite résistance en série (17) et détermine ainsi la conduction dans ledit transistor shunt (14). 4. Circuit régulateur de tension selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit circuit est fabriqué à l'aide d'une structure CMOS, ledit transistor de passage série (13) est un transistor à canal P dont le drain est relié à ladite borne d'alimentation de sortie régulée (12) et ledit transistor shunt (14) est un transistor à canal. P dont la source est reliée à ladite borne d'alimentation de sortie régulée (12). 5. Circuit régulateur de tension selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il est fabriqué à l'aide d'une structure de transistors bipolaires, ledit transistor de passage série (13) est un transistor.PNP dont le collecteur est relié à la borne d'alimentation de sortie régulée (12) et ledit transistor shunt (14) est un transistor PNP dont l'émetteur est relié à ladite borne d'alimentation de sortie régulée (12).