FR 2638916 A1 19900511 FR 8814540 A 19881108 Amplificateur binaire intégré et circuit intégré l'incorporant. L'invention se rapporte aux amplificateurs binaires et aux circuits intégrés les incorporant. Plus précisément, elle concerne les amplificateurs binaires intégrés dans un matériau semiconducteur et essentiellement composés d'au moins un transistor à effet de champ associé à des transistors bipolaires. Elle est plus particulièrement adaptée aux circuits intégrés incluant des transistors à effet de champ de types complémentaires et des transistors bipolaires, tels que les circuits intégrés biCMOS dans lesquels les transistors à effet de champ sont du type CMOS (Complementary Metal Oxyde Semiconductor). L'invention s'applique notamment aux amplificateurs binaires de transmission dans des systèmes de traitement de l'information, tels que les amplificateurs d'interface (amplificateurs tampons) connectés aux bornes de sortie d'un circuit intégré pour transmettre un signal binaire à un circuit de charge. Par exemple, le circuit de charge peut être un bus, ou une liaison avec une mémoire intégrée. Dans les applications o plusieurs amplificateurs binaires sont reliés à un bus, on adjoint à chacun d'eux un troisième état logique, dit à haute impédance, commandé par un signal de validation. Dans cet état, l'amplificateur binaire assure une isolation électrique avec le bus de façon à ne pas interférer avec les signaux émis sur le bus à partir d'un autre amplificateur. L'invention concerne aussi ces amplificateurs. Les amplificateurs binaires intégrés, composés d'un transistor à effet de champ comme élément d'entrée et d'un transistor bipolaire comme élément de sortie ont l'inconvénient d'avoir un fonctionnement se dégradant lorsque la capacité de son circuit de charge dépasse une valeur relativement faible, pF par exemple. Une solution consiste à associer au transistor à effet de champ deux transistors bipolaires en cascade (montage Darlington). Pour optimiser le temps de propagation du signal dans l'amplificateur, on élimine les charges électriques qui se sont accumulées sur les bases des transistors bipolaires. L'élimination se fait pendant la période de blocage des transistors bipolaires, au moyen d'éléments de décharge reliant les bases respectives des transistors à un potentiel d'alimentation, la masse ordinairement. Chaque élément de décharge est la résistance servant de polarisation des transistors bipolaires pendant leur fonctionnement, ou un transistor à effet de champ dans un amplificateur n'utilisant pas de -2- résistance. Un tel amplificateur a l'avantage de tolérer de fortes capacités de son circuit de charge, jusqu'à 200 pF par exemple, et de ne nécessiter l'emploi que de transistors de dimensions normales. Plus généralement, on obtient les mêmes avantages en appliquant la même solution aux amplificateurs binaires classiques composés d'au moins deux transistors à effet de champ associés respectivement à un transistor bipolaire. Le plus simple de ces amplificateurs inclut deux transistors à effet de champ de types complémentaires recevant le même signal d'entrée. Chaque transistor à effet de champ est associé à deux transistors bipolaires en cascade pourvus chacun d'un élément de décharge de leur base. Cet élément peut aussi être une résistance ou un transistor à effet de champ. La mise en cascade de transistors bipolaires a cependant l'inconvénient de réduire l'excursion du signal de sortie. Cet inconvénient apparait nettement en utilisant par exemple un amplificateur composé d'un couple de transistors CMOS associés chacun à deux transistors bipolaires en cascade. On sait que le potentiel de jonction base-émetteur d'un transistor bipolaire peut atteindre 0,8 volt. Par conséquent, si par exemple les potentiels d'alimentation sont la masse et + 5 volts, le signal de sortie oscille entre environ 1,6 volts et 3,4 volts. En d'autres termes, l'amplitude du signal de sortie est seulement de 2,6 volts environ, soit approximativement la moitié de la tension d'alimentation (5 volts). La première conséquence d'une amplitude aussi affaiblie est que le signal de sortie est très sensible au bruit. Un signal parasite peut altérer le fonctionnement du composant commandé par l'amplificateur. Comme seconde conséquence, le signal de sortie ne peut plus être compatible avec un circuit de charge incluant un circuit intégré - une mémoire intégrée par exemple, faite en technologie TTL (Transistor-Transistor Logic). Cette technologie requiert des potentiels qui ne peuvent pas être atteints par un signal de sortie trop affaibli de l'amplificateur binaire. La troisième conséquence réside dans la nécessité d'avoir une tension d'alimentation élevée. Cette exigeance s'oppose à la tendance actuelle d'utiliser de plus faibles tensions d'alimentation, 3 volts ordinairement. Il est clair aussi, comme quatrième conséquence, qu'il est impossible d'associer trois transistors binaires en cascade pour accommoder un amplificateur avec un circuit de charge très fortement capacitif, de plus de 200 pF par exemple. 2638 9 16 -3- L'invention donne une solution simple et efficace pour conserver les avantages des transistors en cascade et obtenir un signal de sortie de grande excursion, sensiblement égale à la tension d'alimentation. L'invention assure ainsi une immunité au bruit et une compatibilité avec la technologie TTL, et permet l'application d'une faible tension d'alimentation et l'extension du nombre des transistors bipolaires en cascade. Un amplificateur binaire intégré conforme à l'invention, comprenant au moins un transistor à effet de champ réagissant à un signal d'entrée et associé à des transistors bipolaires en cascade, est caractérisé en ce que la base du transistor bipolaire de sortie est reliée à un potentiel fixe par un transistor à effet de champ dont le type et la commande assurent sa conduction lorsque les transistors bipolaires sont conducteurs. Il s'ensuit qu'un circuit intégré conforme à l'invention est caractérisé en ce qu'il comprend au moins un amplificateur tel que défini précédemment. Les caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront clairement de la description qui suit, donnée à titre d'exemple et faite en référence aux dessins annexés. Dans les dessins: - la figure 1 est un schéma du circuit électrique d'un premier type d'amplificateur binaire intégré conforme à l'invention, à deux états logiques; - la figure 2 est un schéma du circuit électrique d'une variante de réalisation conforme à l'invention de l'amplificateur représenté sur la figure i; - la figure 3 est un schéma du circuit électrique d'un second type d'amplificateur conforme à l'invention, présentant trois états logiques et fait sur la base du type d'amplificateur représenté sur la figure 1; - la figure 4 est un schéma du circuit électrique d'une variante de réalisation conforme à l'invention de l'amplificateur représenté sur la figure 3. - 4 - Les exemples illustrés d'amplificateurs 10 conformes à l'invention se rapportent à la technologie biCMOS. Les amplificateurs 10 sont alimentés en énergie électrique sous deux potentiels Ua (la masse) et Ub (+ 5 volts), par exemple. Ils reçoivent le signal d'entrée e et délivrent le signal de sortie s. Les transistors n-MOS sont désignés par N. les transistors p-MOS par P. et les transistors bipolaires par Q. Les figures 1 et 2 représentent respectivement les deux familles d'un même type d'amplificateur 10 conforme à l'invention. Dans ces figures, les amplificateurs 10 reçoivent le signal d'entrée e sur une borne d'entrée 11 et délivrent un signal de sortie s sur une borne de sortie 12. Les amplificateurs 10 des figures 1 et 2 ont deux états stables et constituent des inverseurs formés sur la base d'un couple de transistors CMOS, Na et Pb. On définit dans les amplificateurs 10 deux sections Mia, 10b respectivement liées aux transistors CMOS, Na et Pb. Dans l'amplificateur 10 de la figure 1, les transistors Na et Pb sont respectivement en série avec les premiers transistors Nla et Nlb ayant leur source à la masse. En d'autres termes, les transistors Na et Nla ont leurs trajets drain-source en série, comme les transistors Pb et Nlb. Le drain du transistor Na est connecté à la borne de sortie 12 et le drain du transistor Pb est connecté au potentiel d'alimentaion Ub. Les grilles des transistors Na, Pb et Nlb sont connectées à la borne d'entrée 11 pour recevoir le signal d'entrée e. La grille du transistor Nla est connectée à la source du transistor Pb représentative du signal d'entrée complémentaire e*. Le potentiel Ub est appliqué aux collecteurs d'un groupe de deux transistors bipolaires Qlb et Q2b montés en cascade. Le transistor Qlb a sa base connectée à la source du transistor Pb et son émetteur connecté à la base du transistor Q2b. La borne de sortie 12 est connectée à l'émetteur du transistor Q2b ainsi qu'aux collecteurs d'un autre groupe de deux transistors bipolaires Qla et Q2a montés en cascade. Le transistor Qla a sa base connectée à la source du transistor Na et son émetteur connecté à la base du transistor Q2a ayant son émetteur à la masse. En d'autres termes, les transistors Qla, Q2a forment un montage Darlington, comme les transistors Qlb et Q2b. Les bases des transistors Q2a et Q2b sont respectivement connectées aux drains de deux seconds transistors N2a, N2b ayant leurs sources à la masse. La grille du transistor N2b reçoit le -5 signal d'entrée e et la grille du transistor N2a reçoit le signal d'entrée complémentaire e*. En fonctionnement, quand le signal d'entrée e a le niveau logique "O", le transistor Na est bloqué et le transistor Pb conduit. Les transistors Qla et Q2a sont bloqués, tandis que les transistors Qlb et Q2b conduisent. Les transistors Nla et N2a conduisent et déchargent les bases des transistors Qla et Q2a, tandis que les transistors Nlb et N2b sont bloqués. Le signal de sortie s sur la borne 12 a donc le niveau logique "1". Quand le signal d'entrée e prend le niveau logique "1", les transistors Pb, Qlb, Q2b ne sont plus conducteurs. Par contre, le transistor Nlb et N2b conduisent et écoulent ainsi vers la masse les charges qui s'étaient accumulées sur les bases des transistors bipolaires respectifs Qlb et Q2b pendant leur fonctionnement. Dans la section 1ûa, les transistors Na, Qla, Q2a deviennent conducteurs et les transistors Nla et N2a deviennent non conducteurs. Le signal de sortie s prend donc le niveau logique "0". Un premier avantage de l'amplificateur 10 tel qu'illustré est de pouvoir fonctionner correctement en dépit d'une capacité très élevée (jusqu'à 200 pF par exemple) du circuit de charge connecté à la borne de sortie 12. Le second avantage réside dans les dimensions des transistors de l'amplificateur 10, qui n'ont pas à être augmentées pour offrir le premier avantage. Cependant, les niveaux bas et haut du signal de sortie, correspondant aux états logiques "O" et "1", s'écartent respectivement des potentiels Ua et Ub de la valeur 2Vbe, o Vbe désigne la tension de jonction base-émetteur d'un transistor bipolaire qui peut atteindre 0,8 volt. L'invention consiste à relier dans chaque section O10a, lob la base de chaque transistor bipolaire de sortie Q2a, Q2b au potentiel d'alimentation Ub par l'intermédiaire du trajet drain-source d'un troisième transistor à effet de champ dont le type et la commande assurent sa conduction lorsque les transistors bipolaires du groupe associé au transistor de sortie sont conducteurs. Dans l'exemple illustré, on ajoute deux troisièmes transistors P3a, P3b ayant leurs grilles recevant respectivement le signal d'entrée complémentaire e* et le signal d'entrée e. Par conséquent, la conduction du transistor P3a quand les transistors Qla et Q2a conduisent (e = "1") -6- contribue à injecter un courant de base suffisant dans le transistor Q2a pour maintenir le niveau bas du signal de sortie s très près de 0 volt. D'autre part, quand les transistors Qlb et Q2b conduisent (e = "0"), la conduction du transistor P3b fait remonter rapidement le potentiel de la base du transistor Q2b pour atteindre le potentiel Ub, de sorte que la borne 12 est au potentiel Ub - Vbe (du transistor Q2b). En conclusion, le signal de sortie s de l'amplificateur 10 conforme à l'invention a un niveau bas sensiblement égal à Ua (0 volt) et un niveau haut qui différe du potentiel Ub d'un seul Vbe, soit au maximum de 0,8 volt. Le signal de sortie s conserve donc une bonne immunité au bruit et peut s'adapter à la technologie TTL. En outre, l'amplificateur 10 conserve ses avantages si l'on ajoute un ou plusieurs transistors en cascade dans chaque section 10a, lob. L'amplificateur 10 peut donc s'adapter à de très hautes capacités de charge, supérieures à 200 pF par exemple, en associant chaque transistor Na, Pb à au moins trois transistors bipolaires en cascade. L'adjonction des transistors P3a et P3b aux transistors bipolaires de sortie respectifs Q2a, Q2b fournira encore un signal de sortie s similaire à celui fourni par l'amplificateur 10 représenté sur la figure 1. L'amplificateur 10 de la figure 2 est une variante de réalisation de l'amplificateur 10 représenté sur la figure 1. Les mêmes éléments portent les mêmes chiffres de référence. Selon cette variante, les transistors Nla, N2a, Nlb, N2b de la figure 1 sont remplacés par des résistances Rla, R2a, Rlb, R2b. Les résistances Rla et Rlb sont en série avec les transistors Na et Pb. Les résistances Rla et R2a relient respectivement les bases des transistors Qla, Q2a au potentiel Ua. Les résistances Rlb, R2b relient respectivement les bases des transistors Qlb, Q2b au drain du transistor Na et à la borne 12. Les résistances servent à la fois d'éléments de polarisation des transistors bipolaires lorsqu'ils conduisent, et d'éléments de décharge de la capacité de leurs bases lorsqu'ils sont bloqués. L'invention s'applique de la même manière que celle décrite à la figure 1. La base de chaque transistor bipolaire de sortie Q2a, Q2b est reliée au potentiel Ub par l'intermédiaire d'un transistor à effet de champ P3a, P3b. Le transistor P3a a sa grille connectée à la source du transistor Pb pour recevoir le signal d'entrée complémentaire e*. Le transistor P3b a sa grille connectée à la borne d'entrée 11 pour recevoir le signal d'entrée e. La conduction du transistor P3a maintient le niveau bas du signal de -7- sortie s a une valeur très proche de la masse. La conduction du transistor P3b porte le niveau haut du signal de sortie s à Ub - Vbe. De même, on pourrait inclure dans chaque section 10a, lo0b un troisième transistor bipolaire en cascade et obtenir les mêmes avantages. L'amplificateur 10 représenté sur la figure 3 constitue un second type d'amplificateurs conformes à l'invention, destinés à délivrer leur signal de sortie à un bus et appelés émetteurs de bus. L'amplificateur 10 du second type présente trois états logiques et a une structure fondée sur le premier type d'amplificateur tel que représenté sur la figure 1. Dans les figures i et 3, les mêmes éléments portent les mêmes chiffres de référence. Dans la figure 3, l'amplificateur 10 porte une seconde borne d'entrée 13 pour un signal de validation v, qui s'ajoute au signal d'entrée e appliqué sur la borne d'entrée 11. Le second type d'amplificateur 10 est surtout un amplificateur tampon, dont la borne de sortie 12 correspond dans l'exemple illustré à la borne de sortie d'un circuit intégré IC délimité partiellement et schématiquement par un trait fantôme dans la figure 3. Plus généralement, la borne de sortie 12 peut être reliée à une borne de sortie séparée du circuit intégré. La borne de sortie 12 est destinée à une liaison avec un bus 14 extérieur au circuit intégré IC, comme illustré. Les deux sections 10a, lo0b de l'amplificateur 10 sont aussi formées par les deux transistors CMOS Na et Pb recevant sur leurs grilles le signal d'entrée e. Ils sont associés de la même façon aux transistors Nla et Nlb, ainsi qu'aux transistors bipolaires Qla, Q2a; Qlb, Q2b. Les transistors Nla, N2a, Nlb, N2b sont connectés de la même manière qu'à la figure 1 et sont respectivement mis en parallèle avec des transistors additionnels N'la, N'2a, N'lb, N'2b recevant le signal de validation v sur leurs grilles. Le transistor Na a son drain relié à la borne de sortie 12 par l'intermédiaire d'un transitor Pa recevant le signal de validation v sur sa grille. Le transistor Pb a son drain relié au potentiel Ub par l'intermédiaire d'un transistor P'b recevant le signal de validation v sur sa grille. Selon l'invention, les bases des transistors bipolaires de sortie Q2a, Q2b sont respectivement reliées au potentiel Ub par l'intermédiaire des transistors P3a, P3b, dont les grilles sont connectées de la même manière qu'à la figure 1 et dont les trajets drain-source sont en série avec ceux de deux transistors additionnels respectifs P'3a, P'3b recevant le signal de validation v sur leur grille. -8- Quand le signal de validation v a l'état logique "1", les transistors Pa et P'b sont non conducteurs. L'amplificateur 10 est ainsi placé en état de non fonctionnement et présente une haute impédance à tout signal extérieur appliqué sur la borne de sortie 12. Dans cet état, l'amplificateur 10 ne perturbe pas la transmission de tout signal sur le bus 14 émanant d'un autre amplificateur 10 associé au bus. Quand le signal de validation v a l'état logique "0", il autorise le fonctionnement normal de tous les transistors de l' amplificateur 10 qui sont communs avec ceux de la figure 1, de façon à donner un signal de sortie s complémentaire du signal d'entrée e. En particulier, on notera que les transistors P'3a, P'3b sont alors en condition passante pour autoriser le fonctionnement normal des transistors P3a et P3b conformes à l'invention. Les figures 4 et 5 illustrent des amplificateurs 10 d'un troisième type auxquels peut s'appliquer aussi l'invention. Ces amplificateurs sont adaptés à une connexion sur un bus préchargé 15 et communément appelés des émetteurs de bus préchargé. La présence du bus 15 implique qu'ils possèdent trois états, comme l'amplificateur 10 représenté sur la figure 3. Comme ce dernier, les amplificateurs 10 des figures 4 et 5 reçoivent un signal d'entrée e et un signal de validation v, et leur borne de sortie 12 est connectée au bus 15. Contrairement au bus 14 de la figure 3, le bus 15 dans les figures 4 et 5 est préchargé, ordinairement au niveau haut correspondant au potentiel Ub. De la sorte, les amplificateurs 10 des figures 4 et 5 ne reçoivent de manière classique que le potentiel Ua (la masse). Le circuit de l'amplificateur 10 représenté sur la figure 4 correspond à la section 10a de l'amplificateur 10 représenté sur la figure 3. Dans ces deux figures, les mêmes éléments portent les mêmes chiffres de référence, à l'exception de la lettre a. La borne de sortie 12 est reliée à la masse par l'intermédiaire des transistors P, N et Ni montés en série. Le signal d'entrée e sur la borne d'entrée 11 est appliqué sur la grille du transistor N ainsi que sur l'entrée d'un inverseur 16, qui fournit le signal d'entrée complémentaire e* au transistor N1. Le signal de validation v sur la borne de validation 13 est appliqué sur la grille du transistor P. La jonction de la source du transistor N avec le drain du transistor N1 est connectée au transistor bipolaire Q1, dont le collecteur est connecté à la 2638 9 1 6 -9- borne de sortie 12 et dont l'émetteur est connecté à la base du transistor bipolaire de sortie Q2. Le transistor Q2 a son émetteur à la masse et son collecteur connecté à la borne de sortie 12. Sa base est reliée à la masse par le transistor N2 et a un potentiel fixe Uc (+ 3 volts, par exemple) par l'intermédiaire des deux transistors P3 et P'3 montés en série. Les transistors N1 et N2 sont montés en parallèle avec des transistors respectifs N'1 et N'2. Les grilles des transistors N1, N2 et P3 reçoivent le signal d'entrée complémentaire e*. Les grilles des transistors P, N'l, N'2 et P'3 reçoivent le signal de validation v. Lorsque le signal de validation v a l'état logique "1", les transistors P et P'3 sont bloqués, tandis que les transistors N'1 et N'2 sont conducteurs, déchargeant ainsi les capacités des bases des transistors Q1 et Q2. L'amplificateur 10 présente ainsi à sa borne de sortie 12 une haute impédance pour la transmission de tout signal sur le bus 15 émis par un autre amplificateur associé au bus. Si l'amplificateur 10 représenté sur la figure 4 doit émettre, le signal de validation v prend l'état logique 'O'. Dans ces conditions, les transistors P et P'3 sont conducteurs et les transistors N'i et N'2 sont bloqués, de sorte que les transistors N. Ql, Q2, Ni, N2 et P3 peuvent fonctionner normalement pour que le bus prenne l'état logique du signal d'entrée e. Si le signal d'entrée e a l'état logique "0", les transistors N, P3, Q1, Q2 sont conducteurs et les transistors N1 et N2 sont bloqués. Les transistors N et P autorisent ainsi l'injection d'un courant dans la base du transistor Q1. Les transistors Q1 et Q2 amplifient ce courant et permettent la décharge rapide de la capacité formée par le bus 15. Sans les transistors P3 et P'3 ajoutés conformément i l'invention, les niveaux bas du bus 14 correspondant au signal d'entrée e i 1 'état logique "1" auraient la valeur des 2Vbe des transistors Ql et Q2, soit une valeur inférieure ou égale à 1,6 volts. Grâce aux transistors P3 et P'3, le niveau bas du bus 14 peut atteindre la valeur du potentiel Ua, la masse en l'occurrence. Comme dans les amplificateurs précédents, les transistors P3 et P'3 conduisent pour injecter un courant dans la base du transistor bipolaire Q2 pendant la décharge du bus 15. Le courant injecté est de l'ordre de quelques dizaines de micro-ampères, de sorte que la dissipation résultante est très faible. Grâce à l'invention, le signal émis sur le bus offre une grande immunité au bruit et peut s'adapter i la technologie TTL. De plus, il présente ces mêmes avantages quel que soit le 26389 1 6 - 10 - nombre des transistors bipolaires du groupe associé au transistor N recevant le signal d'entrée e. La figure 5 présente un amplificateur 10 conforme à l'invention, constituant une variante de réalisation de l'amplificateur 10 représenté sur la figure 4. Dans les figures 4 et 5, les mêmes composants sont désignés par les mêmes chiffres de référence. Cette variante donne à l'amplificateur 10 de la figure 5 une structure partiellement identique à celle de la section i0a de l'amplificateur 10 représenté sur la figure 1. La borne de sortie 12 connectée au bus préchargé 15 est reliée au potentiel d'alimentation Ua (la masse) par les transistors N et Ni et, d'autre part, par un groupe formé des deux transistors bipolaires Q1 et Q2 et d'un transistor bipolaire additionnel Q3, tous montés en cascade selon une configuration en Darlington. La jonction de la source du transistor N avec le drain du transistor N1 est connectée à la base du transistor Q1. L'émetteur du transistor Q1 est connecté à la base du transistor additionnel Q3. Le transistor de sortie Q2 a son émetteur à la masse, sa base connectée à l'émetteur du transistor Q3 et son collecteur réuni aux collecteurs des transistors Q1 et Q3 ainsi qu'à la borne de sortie 12. La base du transistor de sortie Q2 est reliée à la masse par le transistor N2 et à un potentiel fixe Uc (+ 3 volts par exemple) par un transistor P3. La base du transistor Q3 est aussi déchargée vers la masse sous l'action d'un transistor à effet de champ N3. Le signal d'entrée e sur la borne d'entrée 11 et le signal de validation v sur la borne de validation 13 sont appliqués à une porte NOR 17, dont la sortie est appliquée directement à la grille du transistor N et, par l'intermédiaire de l'inverseur 16, sur les grilles des transistors N1, N2, N3 et P3. L'inverseur 16 et la porte NOR 17 sont avantageusement faits en technologie CMOS. Si le signal de validation v a l'état logique "1", l'amplificateur 10 de la figure 5 n'est pas sélectionné pour émettre sur le bus 15. Le transistor N est bloqué et le transistor N1 conduit de sorte que la base du transistor Ql est à la masse. Les transistors Ql, Q2 et Q3 sont donc bloqués et leurs bases déchargées par les transistors respectifs Ni, N2 et N3. La capacité équivalente formée par le bus 15 reste préchargée au niveau haut correspondant au potentiel Ub. Si l'amplificateur 10 doit émettre sur le bus 15, le signal de validation v prend l'état logique "O". Si le signal - il - d'entrée est l'état logique "1", l'amplificateur reste dans l'état précédent. Par contre, si le signal d'entrée e a l'état logique "0", les transistors N et P3 conduisent alors que les transistors N1 et N2 sont bloqués. Les transistors Q1, Q3 et Q2 conduisent pour décharger la capacité formée par le bus 15. Grâce au transistor P3, le bus se décharge pour atteindre la valeur du potentiel Ua, soit 0 volt. Bien que les potentiels Ub et Uc dans les exemples décrits sont différents, il est évident que le fonctionnement serait identique pour deux valeurs égales de Ub et Uc. De même, la variante de la figure 5 qui illustre un groupe de trois transistors bipolaires en cascade peut s'appliquer aux autres amplificateurs 10 illustrés. De plus, comme la variante de la figure s'inspire de la section 10a de l'amplificateur 10 représenté sur la figure 1, elle peut aussi subir la variante de la section 10a de l'amplificateur 10 représenté sur la figure 2. En d'autres termes, les transistors Ni, N2 et N3 dans la figure 5 pourraient être remplacés par des résistances R1, R2 et R3. Il est aussi évident qu'un panachage de résistances et de transistors comme éléments de décharge de base pourrait être fait dans un même groupe de transistors en cascade. Enfin, il est clair que dans les figures 4 et 5, le bus 15 pourrait être préchargé au niveau Ub = 0 volt, avec Ua de + 5 volts par exemple. D'une manière générale, la description qui précède met en relief l'application de l'invention pour tout amplificateur binaire incorporant au moins un transistor à effet de champ réagissant à un signal d'entrée et associé à au moins deux transistors bipolaires en cascade. L'invention consiste alors à relier la base du transistor bipolaire de sortie à un potentiel fixe par l'intermédiaire d'un transistor à effet de champ dont le type et la commande assurent sa conduction lorsque les transistors bipolaires sont conducteurs. Il est clair que la présence d'un élément de décharge de la base de chaque transistor bipolaire n'est pas nécessaire pour obtenir les avantages de l'invention. Les éléments de décharge ne servent qu'à accroître le temps de transit du signal d'entrée e dans l'amplificateur 10 vers la borne de sortie 12. Dans ce sens, ils seront en pratique toujours avantageusement associés aux transistors bipolaires. La description précédente a mis aussi en évidence le fait que la commande d'un transistor par le signal d'entrée e ou le signal de validation v comprend leurs compléments e* et v*. 2638 9 16 - 12 - Revendications: 1. Amplificateur binaire intégré (10), comprenant au moins un transistor à effet de champ (N) réagissant à un signal d'entrée (e) et associé à des transistors bipolaires en cascade (Q1, Q2), caractérisé en ce que la base du transistor bipolaire de sortie (Q2) est reliée à un potentiel fixe (Uc) par un transistor à effet de champ (P3) dont le type et la commande assurent sa conduction lorsque les transistors bipolaires sont conducteurs. 2. Amplificateur selon la revendication 1, du type ayant un troisième état logique commandé par un signal de validation (v), caractérisé en ce que le transistor à effet de champ (P3) connecté à la base du transistor bipolaire de sortie (Q2) a son trajet drain-source mis en série avec celui d'un transistor à effet de champ additionnel (P'3) commandé par le signal de validation. 3. Amplificateur selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que le potentiel fixe précité est un potentiel d'alimentation (Ub). 4. Amplificateur selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il inclut deux transistors à effet de champ (Na, Pb) réagissant au signal d'entrée (e) pour conduire de manière alternée et associés respectivement à des groupes (Qla, Q2a; Qlb, Q2b) de transistors bipolaires en cascade. 5. Amplificateur selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'il comporte un élément de décharge de la base de chaque transistor bipolaire en cascade (Q1, Q2). 6. Amplificateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'élément de décharge est un transistor à effet de champ (N1, N2) commandé par le signal d'entrée (e) et dont le trajet drain-source relie la base de l'un desdits transistors bipolaires en cascade à un potentiel d'alimentation (Ua). 7. Amplificateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'élément de décharge est une résistance (R1, R2). 2638 9 1 6 - 13 - 8. Circuit intégré (IC), caractérisé en ce qu'il inclut au moins un amplificateur (10) tel que d&fini par l'une des revendications 1 à 7. 9. Circuit intégré selon la revendication 8, caractérisé en ce que i l'amplificateur (10) est un amplificateur tampon, dont la borne de sortie (12) correspond ou est connectée à une borne de sortie du circuit intégré.