FR 2640443 A1 19900615 FR 8816217 A 19881209 CIRCUIT D'ASSERVISSEMENT DE LA TENSION DE REPOS D'UNE CHARGE, ET COMPARATEUR DIFFERENTIEL COMPORTANT CE CIRCUIT D'ASSERVISSEMENT La présente invention concerne un circuit d'asservissement de la tension de repos d'un dispositif comportant une charge constituée par une source de courant. Elle s'applique notamment aux comparateurs différentiels dans lesquels deux signaux d'entrées sont comparés par deux transistors qui sont chargés chacun par une source de courant, elle même formée par un transistor dont la grille et la source sont reliés. Le circuit selon l'invention assure en outre, dans ce cas, l'auto-calibration, c'est-à- dire la compensation d'offset entre les deux branches du comparateur. Il est connu qu'un transistor dont la source et la grille sont reliés ensemble (Vgs = O) constitue une source de courant qui débite un courant constant, proportionnel à la taille du transistor. Mais, en raison des très petites dimensions des transistors actuels, qui se comptent en micromètres, et surtout dans le domaine des hyperfréquences, il n'est pas toujours possible d'obtenir une pluralité de transistors qui soient rigoureusement identiques entre eux. Par conséquent, deux sources de courant conçues identiques peuvent ne pas être réalisées rigoureusement identiques pour des questions de technologie. Ainsi, considérons un comparateur différentiel simple connu, tel que celui de la figure 1: il comprend deux transistors T2 et T3 dont les grilles forment les entrées El et E2 du comparateur. Ces deux transistors sont alimentés par une source de courant T1, et chargés par deux transistors T4 et T5, montés en sources de courants, et sur les grilles desquels sont prises les sorties S1 et S2. Si le courant imposé par la source de courant T1 n'est pas, pour des raisons technologiques, rigoureusement égal à celui imposé par les sources de courant T4 et T5, il en résulte une différence importante entre les niveaux de repos moyens en S1 et S2. On appelle niveaux de repos moyens les tensions obtenues lorsque les signaux d'entrées en E1 et E2 sont égaux et au milieu de la dynamique. A titre d'exemple, un écart de 10 % sur la largeur de grille de T4 ou T5 entraine le niveau de repos à saturation, ce qui rend l'utilisation de ce comparateur très délicate. Il y a donc nécessité à stabiliser ce comparateur, surtout s'il travaille en hyperfréquence, donc avec des largeurs de grilles submicroniques. En outre, si le courant imposé par T4 n'est pas rigoureusement égal à celui imposé par T5, les niveaux de repos de S1 et S2 ne sont pas les mêmes: une tension dite d'offset apparait. On connaît un dispositif de stabilisation tel que celui représenté en figure 2. A un comparateur tel que celui de la figure 1 est ajoutée une boucle de contrôle comprenant un transistor suiveur T9, une pluralité de diodes D1...D3... et une source de courant Tll. Le signal de sortie SI1 est appliqué sur la grille du transistor T9 et la tension prélevée entre diodes et source de courant Tll est appliquée sur la grille de la source de courant T1. Ce circuit contrôle le niveau de repos de S2 en ajustant le courant dans T1. Un tel dispositif, bien que satisfaisant dans certains cas, présente cependant quelques imperfections: - l'amplitude des signaux de sortie en S2 est deux fois plus grande que celle en S1 car le circuit est non symétrique - le translateur nécessaire à la boucle de stabilisation, c'est-à-dire la rangée de diodes, a un très mauvais comportement en température - ce système ne réalise pas l'autocalibration l'offset entre S1 et S2 ntest pas compensé. Le circuit selon l'invention permet de résoudre les deux problèmes exposés celui de l'autostabilisation si l'on considère une source de courant seule, et celui de l'autocalibration, ou suppression d'offset, si l'on considère un système symétrique tel qu'un comparateur. Ce circuit introduit, entre grille et source d'un transistor de charge monté en source de courant, une tension réglable fournie par un pseudo-générateur. Ce dernier est constitué par une capacité chargée au cours d'une phase de calibration, commandée par une horloge. La tension aux bornes de la capacité est variable, en fonction du niveau de sortie lorsqu'une tension de référence est injectée à l'entrée. Cette tension variable permet d'ajuster le Vgs du transistor monté en source de courant. Si deux circuits selon l'invention sont montés de façon symétrique sur les deux transistors de charge d'un comparateur différentiel: - la fraction commune aux deux tensions variables des deux pseudo-générateurs stabilise les niveaux de repos moyens des sorties S1 et S2 - la différence entre ces deux tensions compense l'offset entre les sorties SI et S2. De façon plus précise, l'invention concerne un circuit d'asservissement de la tension de repos d'un dispositif comportant un transistor de charge monté en source de courant, caractérisé en ce qu'il comporte: - des moyens d'asservissement de la tension grille-source Vgs dudit transistor, ces moyens étant constitués par un circuit suiveur-translateur qui agit en pseudo-générateur de tension, - des moyens de contrôle de la tension de décalage dudit circuit suiveur-translateur par la charge stockée dans une capacité, - des moyens de charge de ladite capacité par un circuit décaleur qui, pendant une phase de calibration, prélève la tension de sortie du dispositif et la réinjecte sur la capacité de stockage. L'invention sera mieux comprise par la description détaillée qui en est faite maintenant, en s'appuyant sur les figures jointes en annexe, qui représentent: - figure 1: schéma électrique d'un comparateur différentiel connu, - figure 2: sehéma électrique d'un circuit connu de stabilisation d'un comparateur différentiel, ces deux figures ayant été préalablement expliquées, - figure 3: schéma électrique d'équivalence du circuit selon l'invention, -figure 4: schéma d'application du circuit selon l'invention à un comparateur différentiel. Il a été précisé que l'invention concerne un circuit d'asservissement de la tension de repos d'un transistor monté en source de courant: cependant, l'exposé de l'invention sera plus clair, et ses avantages ressortiront mieux, si l'on considère un système symétrique tel qu'un comparateur, muni de deux circuits d'asservissements selon l'invention. Ceci ne constitue pas une limitation à la portée de l'invention. De même, les schémas représentent des transistors à effet de champ, mais l'invention est également applicable aux transistors bipolaires. Qu'ils soient en silicium ou en matériaux III-V tel que GaAs, ces transistors sont cependant tous normalement passants. L'invention, dans son fondement, est représentée sur la partie gauche de la figure 3, dont la partie droite donne la réalisation. Considérons un circuit tel que le comparateur différentiel de la figure 1, dans lequel les liaisons directes grille-source des deux transistors de charge T4 et T5 (Vgs = OV) sont remplacées par deux pseudo-générateurs qui fournissent des tensions Ul et U2. Les problèmes du comparateur différentiel simple seraient résolus si l'on pouvait ajuster à leur juste valeur les tensions des pseudo-générateurs Ul et U2. En effet, en ajustant U1 et U2, on ajuste les tensions grillessources Vgs4 et Vgs5 de T4 et T5. Et de ce fait, les courants dans T4 et dans T5 s'en trouvent modifiés. La fraction de tension commune à U1 et à U2 permet de corriger les niveaux de repos moyens des sorties S1 et S2, ce qui assure la stabilisation du mode commun, ou fonction d'autostabilisation. La différence de tension entre U1 et U2 permet de compenser l'offset et assure la fonction d'autocallbration. Comme le montre la partie droite de la figure 3, ces pseudo-générateurs sont constitués, chacun, par une capacité C2, dont une électrode est mise à la masse et qui débite dans un suiveur formé des deux transistors en série T6 et T12, en ce qui concerne la tension U2. Cette capacité est chargée, au cours d'une phase de fonctionnement appelée phase de calibration, qui sera explicitée ultérieurement: pendant ladite phase, les signaux d'entrées El et E2 sont coupés et remplacés par un signal de référence. Le signal résultant sur une sortie S2 est réinjecté sur la capacité, dont la charge est donc variable. La tension entre A et B, à la grille et à la source du transistor T6 constitue la tension U2 (ou, symétriquement, la tension U1 pour l'autre branche du différentiel). Ce fonctionnement nécessite un signal d'horloge H et son complément H pour les phases de mesure et de calibration. En résumé, le fonctionnement d'un tel circuit repose sur deux phases distinctes - une phase de calibration pendant laquelle les capacités se chargent de façon à obtenir les bonnes tensions de repos, - une phase de mesure durant laquelle le comparateur assure sa fonction classique, mais avec des tensions de correction stockées dans les capacités. La réalisation pratique de ce circuit d'asservissement est donnée en figure 4, sur laquelle deux circuits selon l'invention sont ajoutés aux deux branches d'un comparateur différentiel, ce qui en fait un comparateur auto-stabilisé (dont les niveaux de repos moyens des sorties S1 et S2 sont à des niveaux bien déterminés) et auto-calIbré (dont les niveaux de repos moyens sont les mêmes). On distingue sur ce schéma - le comparateur différentiel T1 à T5 - les deux suiveurs T6 + T12 et T7 + T13 - les deux décaleurs T8 + D2 + D4 + T10 et T9 + D1 + D3 + Tll, - les deux capacités de stockage C2 et C1, - le circuit d'entrées par lequel sont appliqués les signaux El, E2 et REF sur les grilles des transistors T2 et T3 du comparateur. Le circuit d'entrée comporte, pour chaque voie, deux interrupteurs commandés l'un par le signal d'horloge H, l'autre par le complément H, pour injecter le signal de référence pendant la phase de calibration ou le signal d'entrée El/E2 pendant la phase de mesure. Pour chaque voie, la grille du transistor de charge T4 (T5) est reliée au point commun des deux transistors T6 + T12 (T7 + T13) du suiveur, et la source du même transistor de charge T4 (T5) est reliée aux grilles des transistors de charge T6 (T7) du suiveur et T8 (T9) du décaleur. La tension présente au point commun au transistor d'alimentation TO10 (Tll) et à la dernière diode D4 (D3) du décaleur est prélevée d'une part comme tension de sortie S2 (S1) et d'autre part conmme tension de charge de la capacité de stockage C2 (C1), à travers un interrupteur commandé par le complément d'horloge H. En phase de calibration, les interrupteurs commandés par le complément d'horloge H sont fermés, et les Interrupteurs commandés par l'horloge H sont ouverts. En phase de mesure, l'inverse se produit. Considérons le suiveur translateur T6 + T12 + C2. Les deux transistors normalement passants de ce circuit sont de taille identique et en série, ils se polarisent à des tensions Vgs identiques. La tension entre les points A et B (fig. 3) est donc égale à la tension U aux bornes de la capacité C2. En phase de calibration, les signaux d'entrées E1 et E2 sont isolés par les deux interrupteurs commandés par l'horloge H. Chaque branche du comparateur voit son entrée reliée à la tension de référence REF, pour laquelle on désire que le comparateur bascule, et le signal de sortie translaté d'environ deux volts s'il y a deux diodes pour chaque décaleur - se retrouve au \point S1/S2, ce qui assure la charge de la capacité C1/C2. En fait, le circuit étant rebouclé sur lui-même avec un gain de boucle G, la tension aux bornes de C1/C2 se stabilise, et l'écart de tension résiduel de la sortie par rapport à la masse est égal à l'écart initial, c'est-à-dire celui qu'il y aurait sans circuit de stabilisation, divisé par ce gain G. On réalise ainsi la fonction d'auto-stabilisation des niveaux de repos de chaque branche. En phase de mesure, les interrupteurs commandés par l'horloge H injectent les signaux d'entrées El/E2, tandis que les interrupteurs commandés par le complément H isolent les capacités de stockage C1/C2. Celles-ci imposent leur tension U à la grille des transistors T12/T13 sources de courants pour les suiveurs translateurs. De même que pour les niveaux moyens de repos, l'offset résiduel entre les deux sorties SI et S2 est égal à l'offset initial divisé par le même gain G. On réalise ainsi la fonction d'autocalibration du comparateur différentiel. En résumé, pour un circuit comportant au moins un transistor de charge T4 ou T5, le circuit selon l'invention assure: - l'asservissement de la tension Vgs du transistor de charge T4 par un suiveur translateur: transistors T6 + T12 et capacité C2 - le contrôle de la tension de décalage de ce suiveur translateur par la charge d'une capacité C2 - le chargement de cette capacité lors d'une phase de calibration, le circuit étant alors rebouclé sur lui même durant cette phase. Le circuit selon l'invention est appliqué aux dispositifs dans lesquels un transistor de charge fonctionne en source de courant, mais il est particulièrement intéressant dans le cas des comparateurs ou amplificateurs différentiels. REVENDICATIONS 1 - Circuit d'asservissement de la tension de repos d'un dispositif comportant un transistor de charge monté en source de courant (T4), caractérisé en ce qu'il comporte - des moyens d'asservissement de la tension grille-source Vgs dudit transistor (T4), ces moyens étant constitués par un circuit suiveur-translateur (T6 + T12) qui agit en pseudo-générateur de tension-, - des moyens de contrôle de la tension de décalage dudit circuit suiveur-translateur par la charge stockée dans une t0 capacité (C2), - des moyens de charge de ladite capacité par un circuit décaleur (T8 + D2 + D4 + TIO) qui, pendant une phase de calibration, prélève la tension de sortie (S2) du dispositif et la réinjecte sur la capacité de stockage (C2). 2 - Circuit d'asservissement selon la revendication 1, caractérisé en. ce que ce circuit en boucle comporte - un circuit suiveur-translateur formés par deux transistors montés en série (T6 + T12), la grille et la source du premier transistor (T6) étant reliées respectivement à la source et A la grille du transistor de charge (T4) - une capacité de stockage (C2), dont une armature est reliée à la grille du second transistor (T12) du suiveur-translateur, et dont l'autre armature est reliée à la masse du circuit, - un circuit décaleur formé par un troisième transistor (T8) en série avec une pluralité de diodes (D2, D4) et avec un quatrième transistor (T10) monté en source de courant, la grille du troisième transistor (T8) étant reliée à la grille ou A la source du transistor de charge (T4), et le signal de sortie (S2), sur le drain du quatrième transistor (T10) étant rebouclé sur la capacité de stockage (C2) à travers un interrupteur commandé par un signal d'horloge (H). 3 - Circuit d'asservissement selon la revendication 2, caractérisé en ce que les transistors sont de type normalement passant. 4 - Circuit d'asservissement selon la revendication 2, caractérisé en ce que, G étant le gain de la boucle d'asservissement, la variation de la tension de repos de la sortie (S2) est égale à la variation de tension de repos initiale, sans circuit d'asservissement, divisée par le gain G de la boucle. - Comparateur différentiel, comportant un transistor i à source de courant (T1) et deux branches constituées chacune d'un transistor d'entrée (T2, T3) et d'un transistor de charge (T4, T5), ce comparateur étant caractérisé en ce que les tensions de repos de ses deux transistors de charges (T4, T5) sont asservies, chacune, par un circuit d'asservissement selon la revendication 2, et en ce qu'il comporte en outre, sur ses voies d'entrées, des interrupteurs commandés par un signal d'horloge (H) pour injecter les signaux d'entrées (El, E2) sur les grilles des transistors d'entrées (T2, T3), et des Interrupteurs commandés par un signal complément d'horloge (H) pour injecter un signal de référence (REF) à la place des signaux d'entrées (El, E2). 6 - Comparateur différentiel selon la revendication 5, caractérisé en ce que: - pendant une phase de calibration commandée par le complément d'horloge H. le signal de référence (REF) est injecté sur les grilles des transistors d'entrées (T2, T3) et les signaux de sorties (Sl, S2) sont rebouclés sur les capacités de stockage (C1, C2) des deux circuits d'asservissement, - pendant une phase de mesure, commandée par le signal d'horloge (H), le signal de référence (REF) est isolé, les bouclages entre les sorties (S1, S2) et les capacités de stockage (C1, C2) sont ouverts, et les tensions aux bornes de capacités (Cl, C2) sont appliquées aux transistors de charge (T4, T5) des deux branches du comparateur. 7 - Comparateur différentiel selon la revendication 5, 1i caractérisé en ce que, G étant le gain des deux boucles d'asservissement, la tension d'offset entre les deux sorties (S1, S2) est égale - à la tension d'offset Initiale, sans les circuits d'asservissement, divisée par le gain G des boucles.