FR 2639495 A1 19900525 FR 8815216 A 19881118 Procédé de diffusion de données numériques, notament pour la radiodiffusion à haut débit vers des mobiles, à entrelacement temps-fréquence et synchronisation analogique. Le domaine de l'invention est celui de la diffusion de données numériques destinées à être reçues notamment par des mobiles circulant en milieu urbain, c'est-à-dire en présence de parasites et de brouillage, et dans des conditions de multipropagation (processus de RAYLEIGH) engendrant un phénomène d'évanouissement (fading). L'invention s'applique plus particulièrement, mais non exclusivement, au système de radiodiffusion sonore numérique tel que décrit dans les demandes françaises 86 09622 du 2 juillet 1986, et 86 13271 du 23 septembre 1986 au nom des mêmes déposants. Le système de diffusion numérique présenté dans ces demandes de brevet antérieures est basé sur l'utilisation conjointe d'un dispositif de codage de canal, et d'un procédé de modulation par multiplexage de fréquences orthogonales (dénommé depuis par l'expression système COFDM: Coding Orthogonal Prequency Division Multiplex). Le procédé de modulation proprement dit de ce système connu consiste à assurer la répartition d'éléments numériques constitutifs du signal de données dans l'espace fréquence- temps f-t et à émettre simultanément des jeux d'éléments numériques sur J voies de diffusion parallèles au moyen d'un multiplex de fréquences utilisant des porteuses orthogonales. En particulier, ce type de modulation permet d'éviter que deux éléments successifs du train de données soient émis à la même fréquence. Le processus de codage connu vise dans son ensemble à traiter les échantillons issus du démodulateur pour absorber l'effet de variation d'amplitude du signal reçu, dûe au processus de Rayleigh. Le codage est avantageusement un codage convolutif, éventuellement concaténé à un codage du type REED-SOLOMON. De façon connue, les éléments numériques codés sont de plus entrelacés, tant en temps qu'en fréquence, de façon A maximiser l'indépendance statistique des échantillons vis-a- vis du processus de Rayleigh et du caractère sélectif du canal. La présente invention a pour objectif de fournir un mode de réalisation optimisé de la structure de trame du signal diffusé, de façon à bénéficier au maximum des propriétés d'auto-synchronisation du procédé COFDM, et afin de maximiser la résistance du système aux parasites impulsionnels et aux brouillages. Cet objectif ainsi que d'autres qui apparaitront par la suite sont atteints à l'aide d'un procédé de diffusion de données numériques, notamment pour la radiodiffusion à haut débit vers des mobiles, du type assurant la répartition desdites données sous forme d'éléments numériques dans l'espace fréquence f-temps t et l'émission de trames de symboles constitués chacun d'un multiplex de fréquences porteuses orthogonales modulées par un jeu d'éléments numériques, et diffusées simultanément, procédé caractérisé en ce que la récupération de synchronisation de chaque trame revue est réalisée par des moyens de synchronisation analogiques, sans extraction préalable d'horloge. Selon une caractéristique avantageuse de 1'invention, ladite entête comporte un intervalle de silence, de la durée d'un symbole numérique de la trame. Ce symbole de silence est susceptible de servir de moyen de synchronisation de la démodulation, et/ou de moyen d'analyse des parasites et du brouillage affectant le canal. Selon une autre caractéristique avantageuse de l'invention, ladite entête de trame comporte un multiplex non modulé desdites M fréquences porteuses orthogonales, de la durée d'un symbole numérique de la trame. Ce symbole non modulé peut être utilisé comme moyen de synchronisation et/ou comme référence de phase pour les J porteuses modulées en phase du train numérique. De façon préférentielle, les porteuses sont modulées après une opération d'entrelacement fréquentielle au moyen d'une fonction déterministe réversible, ladite fonction consistant en un procédé de brassage d'indices desdites porteuses avec maximisation de la dispersion des fréquences associées à des éléments numériques adjacents du signal de données source. Ledit brassage d'indices consiste avantageusement à appliquer une fonction du type à inversion de bit sur lesdits indices codés binaires. Préférentiellement, la modulation de phase effectuée sur les porteuses est du type à quatre états de phase, chaque porteuse étant alors modulée par une paire d'éléments numériques, et lesdites paires sont constituées à partir d'une séquence source d'éléments numériques en constituant des paquets de 2J éléments consécutifs dans ladite séquence, et en associant les éléments deux à deux dans chaque paquet selon un critère de maximisation de dispersion des éléments numériques adjacents de la séquence source. Dans un mode avantageux de l'invention, les paires sont constituées en scindant chacun desdits paquets de données en deux demi-paquets, et en appariant les éléments numériques de même rang dans chaque demi-paquet. L'entrelacement fréquentiel ainsi défini est avantageusement combiné à un entrelacement temporel réalisé par application de retards dont la valeur est attribuée à chaque élément numérique en appliquation d'une fonction réversible de l'indice de l'élément numérique, la fonction de retard (F) étant telle que le désentrelacement, dans l'ordre initial, et la récupération de chaque élément de la séquence source sont réalisés par application, à chaque élément numérique de même indice dans la séquence reçue, d'une valeur de retard complémentaire par rapport à la profondeur d'entrelacement maximale de la fonction de retard. Selon une autre caractéristique de l'invention, le procédé comprend un processus d'extraction de brouillage comprenant les étapes suivantes: on analyse le signal reçu pendant ledit symbole de silence, sur le spectre couvert par les J porteuses orthogonales; on repère les fréquences affectées par l'ensemble des bruits et brouilleurs; À on effectue un traitement de pondération et/ou d'annulation du signal utile reçu par lesdites fréquences brouillées détectées. De façon avantageuse, ladite analyse spectrale est complétée par une étape de filtrage bidimensionnel dans l'espace temps-fréquence, assurant un lissage des résultats de ladite analyse sur l'étendue utile du spectre analysé. Selon une caractéristique complémentaire de l'invention, le procédé est du type mettant en oeuvre un codage convolutif des données & l'émetteur, et un décodage à décision douce par maximisation de vraisemblance au récepteur; caractérisé en ce que ledit traitement de pondération et/ou d'annulation du signal utile reçu pour lesdites fréquences brouillées détectées consiste & pondérer les métriques de ladite prise de décision douce au moyen de la puissance de bruit détecté sur chacune desdites fréquences. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation donné à titre d'exemple non limitatif, et des dessins annexés dans lesquels: la figure i est un schéma synoptique d'une chaîne d'émission-réception mettant en oeuvre le procédé de l'invention; la figure 2 schématise la structure d'une trame telle que diffusée par le système de l'invention; les figures 3a, 3b schématisent respectivement une chaîne d'acquisition classique de synchronisation par extraction d'horloge et reconnaissance d'un motif numérique d'une part, et le principe de récupération analogique de synchronisation à deux étages suivant l'invention; la figure 4 schématise une chaîne d'entrelacement/désentrelacement temps-fréquence, déjà décrite et fonctionnant avec le principe de synchronisation de l'invention; la figure 5 illustre un mode de réalisation avantageux d'un entrelacement temporel convolutif implantable dans la chaîne de la figure 4; - la figure 6 illustre un mode avantageux d'un brassage d'indices de fréquence, compatible avec l'entrelacement fréquentiel de la chaîne de la figure 4; À la figure 7 schématise une chaîne de réception l'analyse spectrale par FFT pour pondérer les métriques du décodage Viterbi en fonction des brouillages, compatible avec le procédé de diffusion numérique de l'invention. Les différents aspects du mode de réalisation qui va être décrit ci-après concernent plus particulièrement la radiodiffusion sonore numérique vers les mobiles. Toutefois, il est clair que le principe de diffusion numérique à haut débit de l'invention peut s'appliquer à tout type de communication, notamment dans des canaux soumis au processus de Rayleigh, tel que par exemple les communications aéronefs-satellites et autres. Dans l'application de radiodiffusion sonore numérique, un objectif peut être par exemple de transmettre seize programmes stéréophoniques dans une bande de fréquence de 8 MHz de largeur, avec un débit numérique de l'ordre de 250 kbits (après compression) par programme stéréophonique. Une chaîne de transmission telle que décrite dans les demandes de brevet mentionnées en préambule est présentée en figure 1. Chacun des N (16) canaux Co à Cn_1 subit en parallèle un codage 10, puis un entrelacement temps-fréquence 11 sur une voie séparée, avant d'être soumis dans leur ensemble & un processus 12 de multiplexage temporel et de modulation OFDM. Le codage 10 est avantageusement du type convolutif. L'entrelacement temps-fréquence 11 a pour objectif de brasser les éléments numériques de chaque canal afin de leur conférer une indépendance maximale vis-à-vis des perturbations du canal. La modulation OFDM fournit des symboles constitués chacun d'un multiplex de J fréquences orthogonales diffusées simultanément. Cette opération peut être réalisée par une transformation de Fourier sur la séquence numérique codée et entrelacée de chaque canal Ci. A titre d'exemple, dans une bande de fréquence de 8 MHz, on peut définir 512 fréquences porteuses séparées de 15 625 Hz. Parmi celles-ci 448 sont utilisables, après élimination de la fréquence centrale du spectre et des porteuses latérales (1/8e du spectre) pour tenir compte des contraintes de filtrage. La chaîne de réception comporte les étapes de sélection de canal 14, de démodulation 15, de désentrelacement en fréquence 16 et de décodage 17 du canal désentrelacé. L'opération 14 de sélection de canal s'effectue avantageusement dès la transformation de Fourier rapide FFT (voir certificat d'addition 86 13271 déjà cité). Apres le désentrelacement temps-fréquence 16, on applique avantageusement un décodage de Viterbi à décision douce 17. La trame de données telle que diffusée à travers le canal 13 présente selon l'invention la structure de la Fig. 2. La trame est constituée d'une entête 21, et de N sous- trames 22 correspondant à N canaux élémentaires notés de Co à Cn-l constitués chacun de K symboles 23, notés SO à Sk_1. Chaque symbole 23 est constitué par un multiplex de J porteuses orthogonales. Chaque canal Ci représente un flux de données particulier, indépendant des informations transmises sur les autres canaux. L'entête 21 de la trame comporte un intervalle "vide" ou "blanc" 24 qui sert avantageusement à la fois pour effectuer une synchronisation analogique de la trame, et pour effectuer l'analyse spectrale du canal de diffusion. La possibilité de réaliser une récupération analogique de synchronisation, sur un symbole Ovide", est une caractéristique fondamentale de l'invention. En effet, dans les systèmes existants fonctionnant à haut débit et comme représenté en Fig 3a, la récupération de synchronisation est habituellement effectuée par synchronisation au niveau binaire, sur le train reçu, au moyen d'une horloge 51 travaillant avec des moyens de synchronisation 52 à verrouillage. La synchronisation récupérée attaque une base de temps 53 qui ouvre des fenêtres 54 dans le train d'ondes reçues pour en extraire les trames utiles. Ce type de chaîne à verrouillage de synchronisation est imposée par la nécessité de travailler avec une précision très importante, typiquement de l'ordre de + 5 ns pour des débits de 10 Mbits par seconde. A débit égal, le procédé de diffusion de l'invention permet de travailler à des précisions considérablement moins importantes lors. de la récupération de synchronisation. En effet, du fait que chaque symbole est constitué par un multiplex de J porteuses orthogonales, la synchronisation s'effectue sur des symboles d'une largeur J fois supérieure. Ainsi, dans le cas de l'utilisation de 448 porteuses en parallèle, la précision requise à la récupération de synchronisation est d'environ 4,5 ps. Le montage de la figure 3b correspond à la mise en -oeuvre d'une synchronisation à deux étages par récupération de deux symboles de synchronisation successifs. Le premier symbole de récupération est le symbole "blanc" 24 de 1'entête 21 de trame. La détection d'enveloppe 55 du symbole *blanc" déclenche la base de temps 56 qui peut être pilotée par un simple oscillateur & quartz 57 & n x 12.5 kHz, pour des symboles d'une durée de 80us. La base de temps 56 ouvre des fenêtres 58 dans le train numérique reçu, de façon à récupérer le second symbole 25 utilisé pour la synchronisation. Ce symbole est constitué par le multiplex non modulé des J fréquences porteuses. Il se présente avantageusement sous la forme d'une vobulation sur la totalité du spectre couvert par les porteuses mais peut être constitué par tout multiplex à enveloppe sensiblement constante. Le deuxième étage de synchronisation a pour objectif de recaler plus précisément la synchronisation acquise au premier étage, par analyse de la réponse impulsionnelle du canal. L'autocorrélation du symbole vobulé 25 permet ainsi d'obtenir une précision accrue en synchronisation. La détection 61 du second symbole de synchronisation recale, après analyse 62, la base de temps 56, et donc le séquencement des ouvertures de fenêtre 58 dans le train d'ondes reçu. La récupération de oe symbole, d'une durée de 80 pus, s'acoomode d'une précision de 2 ps, et est donc compatible avec une chaîne de récupération analogique. L'analyse de la réponse impulsionnelle du canal permet de tenir compte des phénomènes d'écho pour la synchronisation. De plus, un intervalle de garde est avantageusement prévu entre chaque symbole de la trame, en vue d'absorber les effets des échos, et de limiter le phénomène d'interférence intersymbole. L'intervalle de garde est dans cet exemple d'une valeur de 16 ps, ramenant la période de symbole utile à 64 ps. Les symboles de synchronisation 24, 25 de l'entête 21 de la trame peuvent en outre chacun avoir une seconde fonction distincte. Le symbole blanc 24 peut en effet aussi servir & analyser les parasites et brouillages affectant le canal de transmission, afin d'en tenir compte au récepteur, dans un g module de décodage & décision douce comme on le verra plus loin. Le symbole vobulé de synchronisation peut pour sa part servir de référence de phase pour le décodage des symboles utiles 23 de la trame. En effet, de façon avantageuse, la phase de référence de chacune des J porteuses du multiplex est calée de façon distincte et spécifique, pour pouvoir restituer en démodulation différentielle chaque composante du multiplex au récepteur. Avantageusement, le calage des phases de référence s'exprime par la formule: k - uk2/N, avec k - 0 à N: indice de chaque fréquence N:nombre total de fréquence du multiplex (N - 512 dans l'exemple présenté). Tout autre mode de calcul des phases de calage convient, pourvu qu'il permette de discriminer l'information acheminée par chacune des porteuses du multiplex. Le cas échéant, l'entête 21 de la trame comporte un troisième symbole 26 porteur d'informations telles que la liste des fréquences locales d'émissions pour le canal considéré. Un récepteur mobile est alors à mème de se caler automatiquement en permanence sur l'émetteur local le plus puissant, au moyen d'un dispositif spécifique d'analyse de cette information. Au total, le principe de synchronisation analogique et implicite des trames, dans l'invention, permet d'éviter les inconvénients des systèmes existants utilisant des mots de synchronisation reconnus au niveau binaire (consommation de débit, risques de mauvaise reconnaissance du mot, perte totale de la trame en cas d'erreur de synchronisation). Cet avantage déterminant vient se cumuler avec la possibilité optionnelle d'une utilisation bi-fonctionnelle des symboles de synchronisation, comme il vient d'être présenté. La structure de trame ainsi réalisée comprend selon l'invention une double opération d'entrelacement temporel et d'entrelacement fréquentiel de la séquence source (fig. 4). Le nombre d'éléments binaires par canal d'une même trame se présentant à 1' entrée du système d'entrelacement dépend du nombre J de porteuses par symbole, du nombre K de symboles par sous-trame et du nombre d'états de la modulation appliquée à chaque porteuse. Dans le cas d'une modulation à 4 états de phase, la taille des blocs P1 de données se présentant à chaque sous-trame à l'entrée de ce système est de 2.J.K bits (I désignant l'indice de la trame). A titre d'exemple, si J - 448 et K - 9 (k - 0 & 8 désigne le nombre d'ordre du symbole dans le canal), on obtient des blocs Pi de données valant 8 064 bits. Soit P1:i le bit d'incide i du bloc P1 (i - 0 à 2 J.K-1) L'entrelacement temporel consiste & former un bloc Q1 de même taille que le bloc P1, dont le bit d'indice 1, noté qli est défini de la manière suivante: ql:i = Plf(i),i Du choix de la fonction f(.), dépend la profondeur et l'efficacité de l'entrelacement. De manière générale, l'image de f est l'ensemble F - t O, 1..., m-1, o m désigne la profondeur temporelle de l'entrelacement. Un exemple d'entrelacement temporel évolutif est représenté en figure 5. L'exemple présenté est du type appliquant un procédé à inversion de bits défini par la fonction d'entrelacement suivante: fi: nombre réciproque associé & n: si n est un nombre variant de 0 à 2p-l s'écrivant sous la forme:- n ú ni 2i ni - 0 ou 1 le nombre fi associé vaut: fi- nj2P-1-i 1.LO Le bloc P1 est entrelacé conformément au schéma de la figure 5 de façon & former un bloc Qj' Le double commutateur 51, 52 symbolise l'application de la fonction d'entrelacement par commutation successive sur chacun des blocs & retard 53. Soit ql-1 le ième élément du bloc Q1. On a la relation: ql-l = Pl R(i/16),i La profondeur d'entrelacement est donc de 16 trames. Bien entendu, cet exemple n'est donné qu'à titre illustratif et non limitatif. L'affection des éléments du bloc Q1 aux K symboles du canal considéré dans la trame 1 se fait de la manière suivante. Le bloc Q1 est scindé en K paquets de 2J bits selon l'ordre croissant de l'indice i et ces paquets sont affectés aux K symboles du canal considéré, suivant le principe suivant (ql,O I,ql,2J-1)(ql,2JIÀ ql,4J-l)- * (ql,2J(K-1), I,ql, 2JK-1) no O 1 K-1 de symbole L'entrelacement fréquentiel consiste à affecter les 2J bits de chaque paquet aux J porteuses constituant le symbole associé au paquet considéré. Ces 2J bits sont regroupés en J paires qui sont associées bijectivement aux porteuses du symbole, selon la loi particulière qui définit 1 'entrelacement. Un exemple d'entrelacement fréquentiel est illustré en figure 6, dans laquelle: i représente l'indice des éléments de la séquence ayant subit l'entrelacement temporel 41, et introduit dans le module d'entrelacement fréquentiel 42; 30. 3 représente l'indice des éléments après entrelacement fréquentiel 42; la colonne 3 - F(i) illustre la mise en oeuvre de la fonction d'entrelacement par inversion de bits sur les indices des 512 fréquences porteuses constituant chaque multiplex. On notera que chaque symbole élémentaire de modulation est constitué par une juxtaposition de 448 porteuses formant un sous-ensemble de l'ensemble: {fJ - fo + jDf3 (j - O à 511) o fo désigne une fréquence arbitraire et Df l'écart entre chaque porteuse. Ce sous-ensemble est 1'ensemble des porteuses fj, dont l'indice j satisfait à la condition (1): (1) 32 S j S 480, J # 256 Ce choix est Justifié par des contraintes liées & la faisabilité de certaines fonctions analogiques du récepteur. La suppression de la porteuse centrale pallie le problème de la dérive en continu des circuits analogiques numériques, et la suppression des porteuses latérales du spectre (7/8 du spectre total) remédie aux effets de bord des filtres de coupure. Soit J le i+1 iême nombre satisfaisant à la condition (1) dans la liste des indices de 0 & 511 classés dans leur ordre réciproque croissant. Cette relation définit la fonction j = F(i). L'entrelacement fréquentiel est caractérisé par les relations: 20. si E(i/448) est pair Uj,k ' ql,i si E(i/448) est impair Vj,k = ql,i avec i 0 à 8 063, k - E(i/896) et J - F(R(i/448) et avec E(p/q): partie entière de p/q R(p/q): reste de la division de p par q. Dans ces relations, (ujk, vjk) désigne le couple d'éléments binaires déterminant la phase de la porteuse fj du symbole d'ordre k. (Chaque porteuse subit une modulation & 4 état de phase). En d'autres termes, chacun des couples d'éléments binaires est constitué & partir de la séquence source d'éléments numériques en constituant des paquets de 2M d'éléments constitutifs dans ladite séquence, et en associant les éléments deux & deux dans chaque paquet selon un critère de maximisation de dispersion des éléments numériques adjacents de la séquence source. Les couples d'éléments numériques sont constitués en scindant chacun des paquets de données en deux demi-paquets et en appariant les éléments numériques de môme rang dans chaque demi-paquet. Une caractéristique essentielle de l'invention est que pourvu que les fonctions F d'entrelacement temporel et G d'entrelacement fréquentiel soient convenablement choisies l'une par rapport & l'autre, l'opération de désentrelacement s'effectue de façon implicite par application de la fonction combinée (GoF)-1. Ceci résulte d'une part de la simplicité de synchronisation écrite plus haut, qui permet d'obtenir implicitement la séquence revue du canal de.transmission 43 avec une connaissance immédiate de l'indice des symboles dans la séquence, et d'autre part de la complémentarité des deux fonctions d'entrelacements temporel et fréquentiel. La reconstitution des blocs Q1 se fait alors très simplement dans le module de désentrelacement en utilisant le caractère bijectif de l'entrelacement fréquentiel. Le récepteur utilisant une démodulation différentielle, les données sont restituées sans problème d'ambiguïté de phase. Le principe du désentrelacement temporel 45 consiste à appliquer aux éléments binaires de chaque bloc Q1 le retard complémentaire par rapport à la profondeur de l'entrelacement du retard subit à l'émission. La connaissance de ce retard complémentaire s'exprime par m-f(i)-l, et se déduit directement de l'indice i de l'élément binaire et de la connaissance a priori de la fonction f(.). Aucune synchronisation autre que celle du multiplex lui-même n'est nécessaire pour effectuer le désentrelacement. Le diagramme de la figure 4 présente ce mécanisme pour un seul symbole de modulation. Dans le cas o le décodeur de canal fonctionne en décision douce, le désentrelacement s'applique en réalité non pas sur des éléments binaires, mais sur des mots (généralement de 4 bits) représentant l'estimation par le démodulateur des bits reçus. Comme mentionné plus haut, le symbole blanc 24 de l'entête 21 de trame peut être utilisé pour identifier et caractériser le brouillage du canal de transmission, et en tenir compte dans la restitution du signal reçu notamment au sein d'un processus de décodage en décision douce. La figure 7 représente la branche récoeption du système de transmission de l'invention, dont les modules hachurés illustrent la mise en oeuvre de cette fonction supplémentaire de prise en compte du brouillage par rapport & la chaîne de réception connue de la figure 1. L'explication de la figure 7 passe d'abord par un rappel des caractéristiques principales du signal transmis, dans le cas général. Le signal émis est constitué par une suite de symboles de modulation formant un multiplex de N porteuses orthogonales. Soit fk l'ensemble des fréquences porteuses considérées avec: fk - fo + k/Ts, k - O à N - 1 o Ts représente la durée allouée & un symbole de modulation. On définit alors une base orthogonale de signaux élémentaires j,k(t) avec k m O à N - 1, j - - + & +m: signal de données émis. Le signa} OFDM associé s'écrit: x(t) - - _ Cj,k j,k(t) Dans le cas qui concerne cette application et en cohérence avec les développements descriptifs précédents, les symboles émis Cj,k sont de module constant, ce qui signifie en d'autres termes que chacune des porteuses du multiplex subit une modulation de phase. On peut modéliser le canal de transmission suivant la relation Yj,k - HJ, kCj,k + Nj,k o Hjk est la réponse complexe du canal au point (j,k) de l'espace temps-fréquence, et Njk est un bruit gaussien complexe avec: Nj, k - NIj,k + iNQj,k et E(NIj,k)2 - E(NQJ,k)2 _&J,k o E() représente l'espérance mathématique. On peut alors montrer que la mise en oeuvre d'un décodage selon un critère de maximum de vraisemblance a posteriori consiste à maximiser sur Cjk, sous la contrainte du code de liaison des symboles Cjk, l'expression Re(Yj,k H*j,k C*j,k/ç3 j,k o Re(.) représente la partie réelle d'un nombre complexe. L'élément essentiel de cette analyse porte sur le fait que la puissance de bruit 2jk en tout point (j,k) de l'espace tempsfréquence intervient dans le processus de décodage. Lorsque le code liant les éléments Cjk est un code convolutif et que le décodeur utilisé est un décodeur de Viterbi en décision douce, la connaissance de la puissance de bruit générée par le canal et par le dispositif de réception constitue donc un paramètre de pondération important vis-&- vis de l'optimisation du décodage. Ce paramètre n'intervient pas dans le cas particulier d'un bruit blanc, tel que Cr2jk =Cç-2, quels que soient j et k. Toutefois, si un brouilleur affecte le signal, la pondération a pour effet "d'effacer" de manière plus ou moins importante les porteuses correspondantes, de la même façon qu'un évanouissement sur ces mêmes porteuses. Cette propriété est une spécificité du système COFDM, qui le rend extrêmement attrayant dans des canaux fortement perturbés par des bruits ou parasites industriels, de nature éventuellement impulsive ou recurrente en fréquence (domaine localisé de l'espace temps-fréquence). La mise en oeuvre de ce processus de mesure et d'identification du brouillage, puis de pondération des coefficients de ressemblance consiste à réaliser une analyse spectrale du bruit sur le symbole vide 21. Cette analyse est réalisée gr&ce & une transformée de Fourier discrète 71 à partir du signal numérisé 72 obtenu en sortie d'un CAN73. Si {fk} k=O,...,N-1 désigne l'ensemble des porteuses utilisées dans le signal COFDM, il parait nécessaire d'effectuer l'analyse du bruit sur un peigne de raies spectrales dont {fk constitue un sous-ensemble. Comme d'autre part une transformée de Fourier est utilisée pour la démodulation du signal proprement dit, l'utilisation de la même transformée pour l'analyse spectrale 71 du bruit constitue une solution technique parfaitement adaptée au problème et qui ne nécessite la mise en oeuvre d'aucune fonctionnalité supplémentaire. Cette opération doit être complétée par un filtrage bidirectionnel dans l'espace temps-fréquence, dont le rôle est d'assurer un lissage de cette mesure, afin d'obtenir une estimation de la valeur moyenne du paramètre de pondération. Le calcul du paramètre 1/ REVENDICATIONS 1. Procédé de diffusion de données numériques, notamment pour la radiodiffusion à haut débit vers des mobiles, du type assurant la répartition desdites données sous forme d'éléments numériques dans l'espace fréquence f-temps t et l'émission de trames de symboles constitués chacun d'un multiplex de J fréquences porteuses orthogonales modulées par un jeu d'éléments numériques, et diffusées simultanément, caractérisé en ce que la récupération de synchronisation de chaque trame reçue est réalisée par des moyens de synchronisation analogiques, sans extraction préalable d'horloge. 2. Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce que l'en-tête (21) de chacune desdites trames de symboles comporte un symbole de synchronisation analogique constitué par un intervalle de silence (24) de la durée d'un symbole numérique de la trame. 3. Procédé selon la revendication 2 caractérisé en ce que ladite en-tête de trame (21) comporte un second symbole (25) de synchronisation analogique, constitué par un multiplex non modulé desdites J fréquences porteuses orthogonales, de la durée d'un symbole numérique de la trame, l'usage conjoint du symbole vide (24) et du symbole non modulé (25) formant un système de synchronisation analogique à deux étages. 4. Procédé selon la revendication 3, dans lequel lesdites fréquences porteuses orthogonales sont modulées en phase, et démodulées selon un procédé à différentiel de phase, caractérisé en ce que lesdites fréquences porteuses sont calées chacune sur une phase de référence distincte, de façon que leur multiplexage forme une vobulation sur la totalité du spectre couvert par les J porteuses, et en ce que ledit symbole (25) constitué du multiplex de porteuses non modulées fournit une référence de phase pour la démodulation différentielle des symboles suivants (23) du train numérique. 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications de 1 à 4 caractérisé en ce que les symboles utiles (23) de la trame sont constitués & partir d'une opération d'entrelacement fréquentiel au moyen d'une fonction déterministe réversible (G), ladite fonction (G) consistant en un procédé de brassage d'indices desdites fréquences, à maximisation de la dispersion des fréquences associées à des éléments numériques adjacents du signal de données source. 6. Procédé selon revendication 5 caractérisé en ce que ledit brassage d'indices consiste à appliquer une fonction du type & inversion de bit sur lesdits indices codés binaires. 7. Procédé selon l'une quelconque des revendications de 1 à 6, dans lequel la modulation de phase est du type à quatre états de phase, chaque porteuse étant modulée par une paire d'éléments numériques, caractérisé en ce que lesdites paires sont constituées à partir d'une séquence source d'éléments numériques en constituant des paquets de 2J éléments consécutifs dans ladite séquence, et en associant les éléments deux & deux dans chaque paquet selon un critère de maximisation de dispersion des éléments numériques adjacents de la séquence source. 8. Procédé selon la revendication 7 caractérisé en ce que lesdites paires d'éléments numériques sont constituées en scindant chacun desdits paquets de données en deux demi- paquets, et en appariant les éléments numériques de même rang dans chaque demi-paquet. 9. Procédé selon l'une quelconque des revendications de 1 à 8 du type comprenant un processus d'entrelacement fréquence-temps des éléments binaires de la séquence source, ledit entrelacement étant du type à fonction réversible, caractérisé en ce que l'entrelacement temporel est réalisé par application de retards (53) dont la valeur est attribuée à chaque élément numérique en application d'une fonction réversible de l'indioe de l'élément numérique, la fonction de retard (F) étant telle que le désentrelacement, dans l'ordre initial, et la récupération de chaque élément de la séquence source sont réalisés par application, & chaque élément numérique de méme indice dans la séquence reçue, d'une valeur de retard complémentaire par rapport à la profondeur d'entrelacement maximale de la fonction de retard. 10. Procédé selon la revendication 2, du type fonctionnant à travers un canal affecté de bruit gaussien complexe, caractérisé en ce qu'il comporte un processus d'extraction de brouillage comprenant les étapes suivantes: 15. on analyse le spectre du signal reçu pendant ledit symbole de silence, sur le spectre couvert par les M porteuses orthogonales; on repère les fréquences affectées par les brouilleurs; 20. on effectue un traitement de pondération et/ou d'annulation du signal utile reçu par lesdites fréquences brouillées détectées. 11. Procédé selon la revendication 10 caractérisé en ce que ladite analyse spectrale est complétée par une étape de filtrage bidimensionnel dans l'espace temps-fréquence, assurant un lissage des résultats de ladite analyse sur l'étendue utile du spectre analysé. 12. Procédé selon la revendication 10 ou 11, du type mettant en oeuvre un codage convolutif des données & l'émetteur, et un décodage & décision douce par maximisation de vraisemblance au récepteur; caractérisé en ce que ledit traitement de pondération et/ou d'annulation du signal utile reçu pour lesdites fréquences brouillées détectées consiste & pondérer les métriques de la prise de décision douce au moyen de la puissance de bruit détectée sur chacune desdites fréquences. 13. Procédé selon la revendication 10 caractérisé en ce que ladite analyse spectrale du bruit est réalisée par transformation de Fourier discrète sur le signal reçu. 14. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3 caractérisé en ce qu'on ménage un intervalle de garde entre chacun desdits symboles de la trame, à l'émission.