FR 2638309 A1 19900427 FR 8813911 A 19881025 La présente invention tire son origine de la détec- tion mise en oeuvre par exemple dans une caméra thermique d'analyse de paysages en temps réel, par exemple intégrée dans un système d'imagerie ou de veille. Une caméra thermique infrarouge comprend en premier lieu, dans le plan focal de son système optique, une plaquette de détection, contenant une mosalque de plu- sieurs centaines, voir d'un millier, de photodiodes infrarouge. Comptetenu du nombre important de diodes, leur liaison à un circuit de traitement externe par des moyens classiques est exclu. La plaquette de détection est donc superposée et reliée à une plaquette de prétrai- tement, disposée aussi, ou quasiment, dans le plan focal - les deux plaquettes sont ainsi hybridées -, la plaquette de prétraitement contenant des circuits à transfert de charges, à savoir, et essentiellement, des circuits d'entrée associés aux photodiodes pour intégrer leurs courants de sortie, des dispositifs de préamplification, de filtrage et de multiplexage et un circuit de sortie, formant également interface entre la plaquette de pré- traitement et une plaquette distincte de traitement sub- séquent. Les liaisons des plaquettes entre elles peuvent Otre du type "poutre" (beam-lead). Pour optimaliser les performances, c'est-à-dire pour minimiser les bruits parasites, la plaquette de détection doit fonctionner à basse température. L'ensemble du plan focal, constitué par les plaquettes de détection et de prétraitement, est donc disposé à l'intérieur d'une en- ceinte cryogénique, ou cryostat, associée à un système de refroidissement. Pour un éclairement, ou un fond, uniforme, les quan- tités de charges varient d'une ligne de détecteurs à l'autre, ce qui contribue à créer le phénomène de faux contraste, ou bruit spatial fixe, et ce qui détériore la qualité des images. Ce bruit a en fait pour origine les dispersions des courants débités par les différents dé- tecteurs en raison des variations des - longueurs d'onde de coupure, courants d'obscurité, - impédances, - rendements quantiques et surfaces sensibles des détec- teurs, - tensions de polarisation. Pour éviter une saturation des circuits de traite- ment par ce phénomène et pour que la qualité des images obtenues ne soit pas trop détériorée, il faut donc déjà une certaine dynamique par rapport au niveau de bruit, à laquelle doit s'ajouter la dynamique propre des signaux de détection, qui dépend des écarts de température considérés. La dynamique de scène à exploiter dans les circuits de la plaquette de prétraitement est l'un des paramètres fondamentaux qui président à leur conception. Cette dyna- mique est définie par le rapport entre l'excursion crête à crête du signal et le bruit efficace du fond de scène. La technologie ne permet toutefois pas d'étendre à volonté cette dynamique. Elle est forcément bornée et il en résulte, outre une limitation de l'excursion en tempé- rature exploitable, un inévitable phénomène de saturation. Si, dans le domaine de l'imagerie, la saturation des cir- cuits n'est pas trop préjudiciable, il n'en est pas de même quand on veut détecter des obJets dont la tempéra- ture est très supérieure à celle du fond de scène. Dans la plage des températures saturantes, deux points chauds de températures respectivement différentes ne peuvent pourtant pas être différenciés. La présente invention vise à éliminer cet incon- vénient. A cet effet, la présente invention concerne une pla- quette de prétraitement des courants de sortie de diodes de détection soumises à un rayonnement thermique, com- prenant un étage d'entrée d'intégration des courants de sortie des diodeà et un étage de sortie délivrant un signal lié au rayonnement incident par une fonction de transfert, plaquette caractérisée par le fait qu'elle comporte des moyens pour comprimer non linéairement la fonction de transfert de la plaquette. La compression non linéaire de la fonction de trans- fert, qui rend sa courbe représentative concave vers l'axe des abscisses, celui des valeurs du rayonnement, des températures ou du courant délivré par les diodes de détection, entraine, dans la seule portion de courbe des signaux importants, une compression du dynamique et, surtout, un déplacement vers les valeurs élevées de la plage de saturation, ce qui était le but recherché. Les faibles signaux ne sont pas affectés, la valeur du bruit de fond intégré ne l'est pas davantage, ai bien que la compression de l'invention ne dégrade pas la sensibilité thermique. La perte de résolution vers les points chauds, due à l'abaissement de la courbe de transfert, n'est pas pré- judiciable, dès lors qu'elle suffit à détecter ces points chauds avec une précision de quelques degrés seulement. On remarquera que la compression de l'invention se distingue de la compression par variation du temps d'in- tégration. Cette dernière est une compression linéaire, c'est-à-dire que le signal varie proportionnellement à la durée d'intégration alors que le bruit varie propor- tionnellement à la racine carrée de cette durée; cette compression linéaire altère les signaux forts et faibles de la même manière et dégrade donc la sensibilité ther- mique. Pour réduire au mieux les contraintes de dynamique, il est avantageux que la compression intervienne au plus près des diodes de détection et, de préférence, c'est la fonction de transfert de l'étage d'entrée de la plaquette qui est comprimée. Dans ce cas, et l'étage d'entrée comprenant, pour chaque diode, des moyens d'intégration du courant de sor- tie de la diode fournissant une quantité de charges intégrées et un moyen d'ébasage des charges intégrées, d'évacuation des charges ébasées et de dérivation des charges intégrées au-delà d'un courant de seuil d'écrêtage, les moyens de compression de la plaquette de l'invention comprennent avantageusement un moyen agencé pour, au-delà d'un courant de seuil de dérivation, inférieur au cou- rant de seuil d'écrêtage, devenir conducteur et présenter une résistance de conduction pour ne dériver qu'une par- tie des charges intégrées. Ainsi, la fonction de dérivation de charges intégrées, dans la plaquette de l'invention, est dédoublée: au-delà du seuil de conduction du moyen de dérivation, une partie des charges intégrées est dérivée alors que le moyen d'ébasage et de dérivation dérive toutes les charges intégrées au-delà du seuil d'écrêtage. De préférence, il est prévu une pluralité de moyens de dérivation en parallèle, agencés pour, au-delà de courants de seuil de dérivation respectivement croissants, devenir conducteurs avec des résistances de conduction respectivement décroissantes. Alternativement, le moyen de dérivation peut Itre agencé pour être piloté par le courant de sortie de la diode et présenter une résistance de conduction augmen- tant avec le courant de sortie de la diode. Dans ce cas, il peut être prévu un dispositif d'autozéro pour s'affranchir des caractéristiques stati- ques des diodes. Dans la forme de réalisation préférée de l'invention, la plaquette de prétraitement est disposée dans une enceinte cryogénique. De préférence encore, l'étage d'entrée comporte pour chaque diode, un transistor PET à structure MOS, intégré sur un substrat pour l'intégration du courant de sortie de la diode et l'ébasage de charges intégrées, un tran- sistor PET d'évacuation et d'écratage, dont la source est constituée par le drain du transistor d'intégration et d'ébasage et un transistor PET d'évacuation de charges intégrées. L'invention sera mieux comprise à l'aide de la des- cription suivante de plusieurs formes de réalisation, en référence aux dessins annexés, sur lesquels - la figure 1 représente schématiquement, en coupe, l'étage d'entrée d'une plaquette de prétraitement de l'art antérieur; - la figure 2 représente schématiquement, vue de dessus, une première forme de réalisation de l'étage d'entrée de la plaquette de prétraitement de l'invention; - la figure 3 représente la courbe comprimée de la fonc- tion de transfert de l'étage d'entrée de la figure 2; - la figure 4 représente la courbe comprimée de la fonc- tion de transfert de l'étage d'entrée d'une deuxième forme de réalisation de la plaquette de l'invention; - la figure 5 représente schématiquement, vue de dessus, le transistor de dérivation à deux grilles de l'étage d'entrée d'une troisième forme de réalisation de la pla- quette de l'invention; - la figure 6 représente l'étage d'entrée d'une quatrième forme de réalisation de la plaquette de l'invention; - la figure 7 représente la courbe comprimée de la fonc- tion de transfert de l'étage de la figure 6; - la figure 8 représente l'étage d'entrée d'une cinquième forme de réalisation de la plaquette de l'invention, et - la figure 9 représente le transistor de dérivation de l'étage d'entrée de la figure 8, avec un dispositif dtautozéro. Considérons d'abord une plaquette de prétraitement de type IR-CCD, de l'art antérieur, couplant une pla- quette de photodiodes de détection infrarouge à un cir- cuit de traitement externe, les deux plaquettes de détec- tion et de prétraitement étant disposées dans le plan focal d'un système optique et ici à l'intérieur d'une enceinte cryogénique. La plaquette de prétraitement comporte autant de circuits d'entrée, comme celui qui va maintenant être décrit en référence à la figure 1, qu'il y a de diodes de détection. intégrés sur un substrat 1 ici en silicium. Soit 2 une diode infrarouge de la plaquette de dé- tection, quifonctionne en inverse et dont la cathode constitue la source 3 d'un transistor FET 4, àAstructure MOS, constituant l'étage d'entrée du circuit de prétrai- tement à injection directe. La grille de polarisation du transistor 4 est représentée en 5. Une plaque 6, à un potentiel de stockage, crée, dans le substrat 1, un pre- mier puits de stockage 7 constituant le drain du transis- tor 4. Le drain 7 du transistor 4 constitue la source d'un deuxième transistor FET 12, dit d'évacuation et d'anti-éblouissement. De l'autre c8té de la plaque de stockage 6, par rapport à la grille 5 du transistor 4, est disposée une plaque 8, à un potentiel déterminé, destinée à créer, sous elle, un deuxième puits de stocka- ge 9. Une plaque 10, à un potentiel de transfert contr8- t lé par une horloge à rapport cyclique T variable, entre les plaques 6 et 8, au-dessus d'un espace 11 dans le substrat 1,peut permettre le transfert des charges du premier puits 7 dans le second puits 9, par création d'une charge d'espace réunissant les deux puits 7 et 9. Cette plaque 10 assure une fonction de commutateur. Le courant de sortie de la diode 2 est donc traité dans le circuit décrit ci-dessus, qui délivre un signal de charges. Plus précisément, le courant de la diode est intégré et transformé an quantité de charges pendant la durée dtintégration t définie par l'horloge de contr81e du potentiel du commutateur 10. En d'autres termes, le photocourant de la diode 2 est intégré pendant un temps t et le circuit décrit ci-dessus effectue une conversion courant-charges, avant, à la fin de chaque période T de l'horloge de contrôle, de transférer les charges du second puits 9 dans une ligne à retard (CCD) pour traite- ment subséquent, par mises sous tension décalées dans le temps d'une série de grilles de transfert 13. Générale- ment, la durée d'intégration t est très peu inférieure à la période T. On notera que les charges du second puits 9 pour- raient aussi être directement transférées dans un conver- tisseur charges-tension. Toutes les charges intégrées dans le premier puits 7, correspondant au courant délivré par la diode 2, n'ont pas à être transférées dans la ligne CCD, les autres devant être évacuées. La quantité de charges intégrées est alors ébasée, cette fonction d'ébasage étant assurée par le second puits 9 et la fonction d'évacuation par le transistor 12. Il se peut aussi qu'il ne faille pas transférer dans la ligne CCD toutes les charges intégrées dans le premier puits 7, correspondant toujours au courant délivré par la diode 2, ces charges devant *tre évacuées. C'est encore le transistor 12 qui assure ce r8le dans le cadre de sa fonction d'anti-éblouissement ou de dérivation. La méthode de la réduction du temps d'intégration t mise à part, ces fonctions d'ébasage, d'évacuation et dtanti-éblouissement vont maintenant &tre analysées. Ebasage L'ébasage vise à- ne pas transférer les charges du courant minimal de la diode qui est assimilé à celui correspondant au fond de scène moyen et donc sans signification. L'ébasage peut être réalisé avec partition; il peut l'être par débordement. Une première méthode consiste, pendant la durée d'intégration t, à réunir les deux puits 7 et 9 sous l'action de la grille 10 et à intégrer le courant pour le convertir en une quantité de charges Qi' avant, pen- dant uneimpulsion de partition, d'isoler ces deux puits, de transférer dans la ligne CCD la quantité Qt des charges du second puits 9 et d'évacuer, par application à la grille du transistor 12 d'un potentiel de conduction élevé, la quantité Qe' dite ébasée, des charges du pre- mier puits 7. Les quantités de charges intégrée Qt' ébasée Qe et transférée Qt sont reliées par la formule Qt = a (Qi - Qe) a étant le coefficient de partition. La surface de la grille 10 étant faible par rapport à celle des grilles 6 et 8, le coefficient de partition a dépend des surfaces S6 et S8 de ces grilles et est donné par la formule S8 s8 s6 + =s8 S6 + S8 Si les grilles 6 et 8 sont au même potentiel mais que leurs surfaces respectives sont différentes, c'est- à-dire si a est différent de 1, la limitation de la quantité de charges transférées peut &tre obtenue par la seule partition. Une deuxième méthode, dite par débordement, consiste, pendant une durée d'intégration t, à intégrer le courant et à le convertir en une quantité de charges dans le premier puits 7, avant, pendant une impulsion d'ébasage et sous l'action de la grille 10, de faire déborder le premier puits 7 dans le second puits 9 puis, pendant une impulsion d'évacuation, d'évacuer les charges restantes du premier puits 7 par le transistor 12. On notera que pendant les impulsions d'ébasage et d'évacuation, les quantités de charges intégrées dans le premier puits 7 sont négligeables. On notera encore que, de façon générale, les charges à transférer dans la ligne CCD doivent être dans le second puits 9 avant de rendre conducteur le transistor 12. Anti-éblouissement L'anti-éblouissement (anti-blooming) vise à Hcriver tout le courant de diode quand il est trop important et à éviter qu'un courant saturant ntaltère le fonctionne- ment notamment de l'étage d'entrée décrit ci-dessus et des circuits de la plaquette de traitement. La fonction d'anti-éblouissement est donc assurée par le transistor 12 agissant comme un shunt d'écrêtage. En réalité, un potentiel de conduction bas est en permanence appliqué à la grille du transistor 12. Il est l1 insuffisant pour le rendre conducteur quand la diode 2 délivre un courant normal, mais suffisant quand il s'agit d'un courant saturant. Dans ce cas, quand les puits 7 et 9 ne sont pas réunis, le courant est intégré dans le premier puits 7 mais les charges débordent directement dans le transis- tor 12 sans être transférées dans le second puits 9. Si les deux puits 7 et 9 sont réunis, ce sont les charges des deux puits réunis qui débordent encore dans le tran- sistor 12 qui continue de jouer son r8le de dérivation. Durant le déroulement de la fonction d'anti-éblouis- sement, on laisse passer les cycles d'intégration. En résumé, tant que le courant de diode rend le transistor T12 conducteur, avec son potentiel de grille au niveau bas, il joue son r le d'antiéblouissement et dérive et évacue les charges intégrées, mais non stockées dans le second puits 9, sinon, et avec son potentiel de grille au niveau haut, il joue son r8le d'évacuation des charges ébasées du premier puits 7 après intégration et stockage, dans le second puits 9, des charges à trans- férer. La plaquette de prétraitement de l'invention est identique à celle qui vient d'Itre décrite, à l'excep- tion du dispositif d'évacuation et de dérivation des charges intégrées. Dans une première forme de réalisation, illustrée schématiquement en plan sur la figure 2, et les mimes éléments étant référencés par les mêmes nombres, le dispo- sitif d'évacuation et de dérivation comporte deux transis- tors FET en parallèle, le transistor 14, assurant une première partie de la fonction de dérivation, et le transistor 12, celui de la plaquette de la figure 1, as- surant une deuxième partie de la fonction de dérivation et la fonction d'évacuation de la quantité de charges ébasées. La source des deux transistors 12 et 14 est constituée par le drain du transistor 4. En 15 a été représentée la zone de diffusion d'en- trée sur le substrat 1, soit la source du transistor d'entrée 4, en 16 la grille de polarisation du transistor 12, en 17 son drain, ou-zone de diffusion de sortie, en 18 la grille de polarisation du transistor 14, en 19 son drain, ou zone de diffusion de sortie, reliée à la même source de polarisation que le drain 17 du transistor 12, la source des transistors 12, 14 étant constituée par le drain 7 du transistor 4. Les géométries des deux transistors de dérivation 14 et 12, et notamment celles de leurs grilles respecti- ves 18, 16, sont telles que, par rapport aux dimensions du canal du transistor 12 soumis à l'action de la grille 16, le canal du transistor 14, soumis à l'action de la grille 18, a une largeur faible et une longueur grande. Ainsi, la résistance de conduction du transistor 14 est plus grande que celle du transistor 12. En d'autres termes, le potentiel de la grille 18 du transistor 14 étant tou- jours à un niveau bas, la résistance source-drain du transistor 14, quand le potentiel de la grille 16 du transistor 12 est au niveau haute c'est-àdire quand le transistor 12 "conduit" et assure sa fonction d'évacuation des charges ébasées, est beaucoup plus grande que celle du transistor 12; pour la fonction d'évacuation, le tran- sistor 14 est court-circuité. Quand le transistor 12 ne "conduit" pas, c'est-à-dire pendant l'intégration du courant de diode, la résistance du transistor 14, tout en restant élevée, est naturelle- ment plus faible que celle, pratiquement infinie, du transistor 12. Tout comme pour le transistor 12, dont le fonctionnement a été décrit plus haut, au-delà d'un certain seuil de courant Id, étant rappelé qu'un potentiel de polarisation est toujours appliqué à la grille 18, le transistor 14 est conducteur et dérive du courant. Mais comme sa résistance reste toujours relativement élevée, il n'en dérive qu'une fraction; il n'agit pas comme le transistor 12, dont la résistance est relativement plus faible, qui, dans sa fonction de dérivation, au-delà d'un seuil de courant eI, de valeur plus élevée que Id, agit comme un shunt pour dériver tout le courant intégré. Le transistor 12 écrête, alors que le transistor 14 dérive, ou comprime. La compression de dynamique obtenue avec le transis- tor 14 est illustrée sur la figure 3, représentant la courbe de la quantité de charges transférée Qt en fonction du courant de la diode de détection 1, soit la courbe de la fonction de transfert de l'étage d'entrée de la pla- quette de prétraitement. Il s'agit d'une compression à un seul palier s'étendant depuis le seuil de conduction Id du transistor de dérivation 14 jusqu'au seuil d'écrêtage ou d'anti-éblouissement du transistor 12. Dans d'autres formes de réalisation, on peut adjoin- dre au précédent transistor de dérivation 14 d'autres transistors de dérivation, et en intégrer une pluralité en parallèle, avec des seuils de conduction respectifs qui augmentent et des résistances de conduction respecti- ves qui diminuent, pour obtenir des courbes de transfert de meilleure compression, mieux incurvées, comme celle de la figure 4, A plusieurs paliers Idl, Id2, Id3... Les deux transistors 12 et 14 ont une source commu- ne 6, 7. On pourrait également concevoir deux transistors de dérivation et de dérivation-évacuation ayant non seulement une source commune 6, 7 mais également un drain commun 17', pour former en fait un seul transistor à deux grilles 16' et 18' (figure 5). La largeur du canal soumis à l'action de la grille 18' resterait petite par rapport à celle du canal soumis à l'action de la grille 16', mais les deux canaux auraient la même longueur. Une telle solution, sans être pleinement satisfaisante pour cette raison, serait quand même intéressante au plan de la compression. Dans une autre forme de réalisation, illustrée sur la figure 6, la fonction de dérivation est toujours dédoublée et remplie respectivement par un transistor FET 20 et le transistor 12 en parallèle, mais le transis- tor 20 fonctionne en résistance commandée. Sa source est constituée par le drain 7 du transistor 4 et sa grille 21 est pilotée par le courant de la diode de détection 2, saisi par une résistance 22, en série entre la cathode de la diode 2 et la source du transistor 4, et amplifié par l'amplificateur 23, aux bornes de la résistance 22, et dont la sortie est reliée à la grille 21 du transistor 20. La valeur de la résistance drain-source du transistor dépend de la tension appliquée à sa grille 21. Plus elle augmente, parce que le courant de diode augmente, plus la résistance diminue et plus l'effet de dérivation est important. On obtient ainsi directement une courbe de compression incurvée, concave vers l'axe des abscisses (figure 7). On remarquera que la commande du transistor 20 étant asservie sur la valeur du photocourant, les faibles signaux ne sont pas affectés, et la résistance du transistor 20 diminuant exponentiellement avec la tension de grille, l'effet de compression n'en est que plus accentué pour les signaux élevés. Dans une variante de réalisation (figure 8) de la plaquette de la figure 6, la source 25 du premier tran- sistor de dérivation 24 est directement reliée à la source du transistor 4, mais en amont de la topographie implantée sur le substrat 1, ainsi qu'à la borne aval d'une résistance 27, en série avec la diode 2, la comman- de de la grille 26 du transistor 24 restant inchangée et réalisée par le photocourant mesuré par la résistance 27 et amplifié par un amplificateur 28. L'agencement de la figure 2, au plan de la compres- sion, est un peu moins satisfaisant que ceux des figures 6 et 8. Par contre, il offre l'avantage d'un plus haut degré d'intégration et il est donc avantageux dans le cas d'une plaquette de détection comportant de nombreuses diodes. Les agencements des figures 6 et 8 s'appliquent tout aussi bien à des plaquettes du type IR-CCD qu'à des plaquettes d'autres types, comme par exemple les circuits CMOS associés à des détecteurs en InSb, pour lesquels l'utilisation de ligne à retard CCD est pratiquement impossible. Du fait des dispersions des caractéristiques stati- ques des diodes de détection, des fonctions de transfert des étages d'entrée non linéaires peuvent poser un petit problème, notamment dans le cas de l'agencement de la figure 2. En effet, une dispersion des points de repos, déterminés par les intersections des courbes tension-courant des diodes, d'une part, et des pseudo transistors MOS 4, qui polarisent respectivement ces diodes, d'autre part, oblige à affecter aux transistors de dérivation 14 des seuils de déclenchement différents. Dans le cas des agencements des figures 6 et 8, il est beaucoup plus facile d'adjoindre à l'amplificateur 23, 28 de mesure du photocourant un dispositif d'auto- zéro (clamping). En référence à la figure 9, qui illustre la modifi- cation apportée à l'agencement de la figure 8, mais la modification à apporter à celui de la figure 6 serait équivalente, le dispositif d'autozéro comporte un conden- sateur 31 connecté, d'une part, à la sortie de l'ampli- ficateur 28 et, d'autre part, à la base du transistor 24 et à l'une des bornes d'un interrupteur 29, dont l'autre borne est reliée à un générateur 30 de tension de réfé- rence Vref, commun à tous les dispositifs d'autozéro de tous les étages d'entrée. Pendant chaque retour de balayage, on montre à toutes les diodes un fond uniforme de référence, à tempé- rature déterminée. Pendant ces retours de balayage, l'interrupteur 29 est fermé, ce qui fixe le potentiel V A du point A, entre la base du transistor 24 et le conden- sateur 31, à Vref. Pendant ces retours de balayage, la différence de potentiel VA-V aux bornes du condensateur A B 31, Vf étant la tension à la sortie B de l'amplificateur 28 et qui dépend des caractéristiques statiques de la diode considérée, s'élève à VA - VB = Vref- Vf A la suite du balayage d'une ligne de l'image à analyser, pendant lequel l'interrupteur 29 est ouvert, le potentiel VB' de la borne B du condensateur 31 reliée à l'amplificateur 28 étant Vf + L V, le potentiel VA de la borne A du condensateur 31 et dont de la grille du transistor 24 devient VA'= (VA-VB) + VB = Vref-Vf + Vf+Vf+L V = Vref+ V Ainsi, le condensateur 31, pendant la phase du retour de balayage, a mémorisé la valeur du courant cor- respondant au fond de référence et, pendant la phase de balayage, ce n'est plus la valeur totale du courant qui est prise en compte mais l'excursion de courant par rap- port à celui du point de repos. On s'est donc affranchi des caractéristiques statiques des diodes qui affectent les niveaux de référence. Enfin, on notera qu'un dispositif non linéaire inté- gré dans le plan focal permet d'utiliser une chaine de codage de moindre dynamique, donc de mise en oeuvre plus facile, moins coûteuse et de plus faible dissipation. REVENDICATIONS 1. Plaquette de prétraitement des courants de sortie de diodes (2) de détection soumises à un rayonnement thermi- que, comprenant un étage d'entrée (4) d'intégration des courants de sortie des diodes (2) et un étage de sortie délivrant un signal lié au rayonnement incident par une fonction de transfert, plaquette caractérisée par le fait qu'elle comporte des moyens (14; 20; 24) pour comprimer non linéairement la fonction de transfert. 2. Plaquette selon la revendication 1, dans laquelle lesdits moyens de compression (14; 20; 24) compriment la fonction de transfert de l'étage d'entrée (4). 3. Plaquette selon la revendication 2, dans laquelle l'étage d'entrée comprend, pour chaque diode (2), des moyens (4) d'intégration du courant de sortie de la diode (2) fournissant une quantité de charges intégrées et un moyen (6-12) dtébasage des charges intégrées, d'évacua- tion des charges ébasées et de dérivation des charges intégrées au-delà d'un courant de seuil d'écrêtage, et les moyens de compression comprennent un moyen (14; 20; 24) agencé pour, au-delà d'un courant de seuil de dériva- tion, inférieur au courant de seuil d'écrêtage, devenir conducteur et présenter une résistance de conduction pour ne dériver qu'une partie des charges intégrées. 4. Plaquette selon la revendication 3, dans laquelle est prévue une pluralité de moyens de dérivation (14) en pa- rallèle agencés pour, au-delà de courants de seuil de déri- vation respectivement croissants, devenir conducteurs avec des résistances de conduction respectivement décrois- santes. 5. Plaquette selon la revendication 3, dans laquelle le moyen de dérivation (20; 24) est agencé pour être piloté par le courant de sortie de la diode (2) et pré- senter une résistance de conduction augmentant avec le courant de sortie de la diode. 6. Plaquette selon la revendication 5, dans laquelle est prévu un dispositif d'autozéro (29-31) pour s'affranchir des caractéristiques statiques des diodes (2). 7. Plaquette selon l'une des revendications 1 à 6, ca- ractérisée par le fait qu'elle est disposée dans une enceinte cryogénique. 8. Plaquette selon la revendication 3, dans laquelle l'étage d'entrée comporte,pour chaque diode (2), un transistor FET à structure MOS (4) intégré sur un subs- trat (1) pour l'intégration du courant de sortie de la diode et l'ébasage de charges intégrées, un transistor FET (12) d'évacuation et d'écrétage, dont la source est constituée par le drain (7) du transistor d'intégration et d'ébasage (4) et un transistor FET (14; 20; 24) d'éva- cuation de charges intégrées. 9. Plaquette selon la revendication 8, dans laquelle le transistor de dérivation (14) est intégré sur le substrat (1), sa source est constituée par le drain (7) du tran- sistor d'intégration et d'ébasage (4) et le canal (18; 18') soumis à l'action de sa grille a une largeur plus petite que le canal (16; 16') soumis à l'action de la grille du transistor d'évacuation et d'écrêtage (12) pour présen- ter une résistance de conduction plus grande que celle du transistor d'évacuation et d'écrêtage (12). 10. Plaquette selon la revendication 9, dans laquelle les canaux (18', 16') soumis respectivement aux grilles du transistor de dérivation et du transistor d'évacuation et d'écrêtage (12) ont la même longueur, les transistors de dérivation et d'évacuation et d'écrêtage ayant le même drain (17') pour former un seul transistor à deux grilles (18t, 16'). 11. Plaquette selon l'une des revendications 9 et 10, dans laquelle une pluralité de transistors de dérivation sont intégrés en parallèle, avec des seuils de conduction respectifs qui augmentent et des résistances de conduc- tion respectives qui diminuent. 12. Plaquette selon la revendication 8, dans laquelle une résistance (22; 27), en série entre la diode (2) et le transistor d'intégration (4), pilote, par l'intermédiaire d'un amplificateur (23; 28),la grille (21; 26) d'un tran- sistor de dérivation (20; 24) fonctionnant en résistance commandée. 13. Plaquette selon la revendication 12, dans laquelle la source du transistor de dérivation (20) est constituée par le drain (7) du transistor d'intégration (4). 14. Plaquette selon la revendication 12, dans laquelle la source du transistor de dérivation (20) est reliée direc- tement à la source du transistor d'intégration, en amont de la topographie implantée sur le substrat (1). 15. Plaquette selon l'une des revendications 13 et 14, dans laquelle un condensateur (31) est connecté entre, d'une part, la sortie de l'amplificateur (28) et, d'autre part, la grille du transistor de dérivation (24) et un interrupteur (29) connecté à un générateur de tension de référence (30).