FR 2639489 A1 19900525 FR 8815162 A 19881122 La présente invention a trait d'une façon générale à la commande de transistors de puissance, et elle concerne plus particulièrement, mais non exclusivement, la commande des transistors de puissance dans un pont, prévu par exemple dans le pont onduleur d'un convertisseur de fréquence pour la commande de vitesse de moteurs électriques ou dans un convertisseur continu-continu. Un convertisseur de fréquence, qu'il soit monophasé ou triphasé, comprend classiquement un pont redresseur dont la sortie est appliquée à un onduleur. L'onduleur comprend, en un nombre égal au nombre de phases du réseau, des bras de commutation constitués chacun d'un transistor de voie haute en série avec un transistor de voie basse; à chaque transistor est associée une diode de récupération. Un point intermédiaire entre les transistors est relié à un enroulement de phase du moteur. Un problème bien connu dans ce type de convertisseur réside dans le fait que, lorsque les deux transistors d'un bras sont bloqués ou "ouverts" et qu'un courant circule dans l'une des diodes de récupération, par exemple dans la diode de voie haute, le chemin collecteur-émetteur du transistor de voie haute est assujetti à une tension négative égale à la tension de seuil de la diode. En conséquence, la jonction base -collecteur du transistor est polarisée en direct et il en résulte une accumulation de charges qui doivent être évacuées d'une manière ou d'une autre pour ne pas compromettre la bonne marche de l'onduleur. Le même problème existe dans les transistors de voie basse lorsque la diode de voie basse conduit. Un tel problème est facilement résolu avec les transistors de puissance de type MOS; en effet, les charges sont des porteurs majoritaires et il suffit de décharger la capacité grille-source dans laquelle les charges se sont accumulées; c'est pourquoi ce type de dispositif est couramment utilisé pour la commutation dans des convertisseurs de fréquence de faible puissance. Cependant, lorsque l'on souhaite travailler à des puissances plus élevées, le coût élevé des transistors MOS devient un facteur économique important, et l'on préfère utiliser des transistors bipolaires, moins coûteux. Mais le problème mentionné plus haut prend alors toute son importance: il est dans ce cas nécessaire d'assurer une polarisation négative de la base du transistor, afin d'évacuer les charges, constituées de porteurs cette fois-ci minoritaires, qui tendent à s'accumuler dans la jonction base-collecteur. Toute solution au problème doit tenir compte du fait que les émetteurs des transistors de voie basse sont référencés à un potentiel fixe, tandis que les émetteurs des transistors de voie haute sont référencés à un potentiel flottant. Les solutions connues visant à appliquer la polarisation négative souhaitée sont désavantageuses du point de vue du coût et de l'encombrement; notamment, l'usage d'un transformateur introduit des capacités parasites qui sont préjudiciables au bon fonctionnement du convertisseur, notamment à des fréquences de commutation élevées. La présente invention vise à éviter l'usage d'un transformateur et à pallier les inconvénients de la technique antérieure en proposant un dispositif interrupteur dans lequel sont appliquées à l'électrode de commande d'un transistor de puissance bipolaire ou d'un étage de puissance incluant un tel transistor, les polarisations positive et négative requises, et ceci au moyen d'un circuit électronique simple, peu encombrant, économique, intégrable et présentant de très faibles capacités parasites. A cet effet, la présente invention concerne un dispositif interrupteur de puissance comprenant un étage de puissance à transistor bipolaire et un circuit de commande de cet étage; le circuit de commande comporte des premiers moyens de polarisation pour appliquer audit étage, pendant des premiers intervalles de temps, des impulsions de polarisation directe destinées à le rendre conducteur, ainsi que des seconds moyens de polarisation pour appliquer audit étage, pendant des seconds intervalles de temps, des impulsions de polarisation inverse destinées à éviter que des charges ne s'accumulent dans le transistor pendant qu'il est exposé à une tension inverse. Les premiers moyens de polarisation comprennent un premier condensateur et un premier circuit de commutation pour sélectivement charger le premier condensateur à l'aide d'une source de tension continue en dehors des premiers intervalles de temps et le décharger dans une entrée de commande dudit étage; les seconds moyens de polarisation comprennent un second condensateur et un second circuit de commutation pour sélectivement charger le second condensateur à l'aide de la source de tension en dehors des seconds intervalles de temps et le décharger dans l'entrée de commande. Ainsi l'invention permet, en utilisant un simple condensateur chargé par la source de tension même qui est utilisée pour la polarisation directe et en le déchargeant à des instants appropriés, d'appliquer au transistor la polarisation inverse requise pour sa protection pendant tous les intervalles de temps au cours desquels sa tension collecteur-émetteur devient négative. Des aspects préférés du dispositif de interrupteur de puissance de l'invention sont les suivants: * le premier condensateur comprend une première borne pouvant être reliée sélectivement à la source de tension et à l'entrée de commande de l'étage de puissance et une seconde borne reliée à une borne de sortie de courant de l'étage de puissance; le premier circuit de commutation comprend un premier interrupteur pour isoler la première borne du premier condensateur de l'entrée de commande pendant la charge du condensateur et un premier moyen de blocage pour isoler la source de tension de la première borne du condensateur au moins pendant les premiers intervalles de temps. - le second condensateur comprend une première borne pouvant être reliée sélectivement à la source de tension et à la borne de sortie de courant de l'étage de puissance et une seconde borne pouvant être reliée sélectivement à la borne de sortie de courant et à l'entrée de commande de l'étage de puissance; le second circuit de commutation comprend des deuxième et troisième interrupteurs pour respectivement isoler la première borne du second condensateur de la sortie de courant de l'étage de puissance et isoler la seconde borne du second condensateur de l'entrée de commande dudit étage pendant la charge dudit condensateur et des deuxième et troisième moyens de blocage pour respectivement isoler la première borne du second condensateur de la source de tension et isoler la seconde borne du second condensateur de la sortie de courant pendant les seconds intervalles de temps. - les premier et troisième interrupteurs sont constitués par un transistor, de préférence Darlington, dont une entrée de commande est contrôlée par un signal de commande, dont le collecteur est relié d'une part à la première borne du premier condensateur par une résistance et d'autre part à l'entrée de commande de l'étage de puissance et dont l'émetteur est relié à la seconde borne du second condensateur. 20. les premier et deuxième moyens de blocage comprennent en commun une première diode montée entre la source de tension et les premières bornes respectives des premier et second condensateurs. * les premier et deuxième moyens de blocage comprennent en outre respectivement des seconde et troisième diodes montées entre la première diode et les premières bornes des premier et second condensateurs. * dans le cas o l'étage de puissance est un étage de voie haute d'un onduleur monté en série avec un étage de puissance de voie basse entre un conducteur de voie haute et un conducteur de voie basse, la source de tension est référencée sur le conducteur de voie basse et les premier et deuxième moyens de blocage sont commandés par des changements de signe de la différence de potentiel entre le point d'entrée de la source de tension et la borne de sortie de courant de l'étage de voie haute. * le deuxième interrupteur comprend un transistor dont une entrée de commande est associée à un quatrième interrupteur lui-même commandé par les changements de potentiel, dont une borne d'entrée de courant est reliée à la première borne du second condensateur et dont une borne de sortie de courant est reliée à la borne de sortie de courant de l'étage de puissance. * le quatrième interrupteur comprend un transistor dont l'entrée de commande est reliée à la sortie d'un pont diviseur monté entre les bornes du premier condensateur. * le troisième moyen de blocage comprend une diode montée entre la seconde borne du second condensateur et la sortie de courant de l'étage de puissance. le signal de commande de polarisation directe commande les premier et troisième interrupteurs par l'intermédiaire d'un optocoupleur. * l'étage de puissance peut comprendre au choix un montage en cascade d'un transistor MOS et d'un transistor bipolaire, un montage Darlington de deux transistors bipolaires, un transistor bipolaire unique ou encore un transistor bipolaire à grille isolée. À le deuxième interrupteur comprend un transistor MOS dont la capacité grille-source détermine avec une résistance en série avec sa grille une constante de temps fixant la durée pendant laquelle ledit transistor MOS est conducteur. D'autres aspects, buts et avantages de la présente invention apparaîtront mieux à la lecture de la description suivante d'une forme de réalisation préférée de celle-ci, donnée à titre d'exemple et faite en référence aux dessins annexes, sur lesquels: - la figure 1 est le schéma de principe d'un convertisseur de fréquence auquel la présente invention se rapporte; - la figure 2 est un schéma d'une partie du circuit de la figure 1 destiné à illustré le problème résolu par la présente invention; et - la figure 3 est le schéma détaillé d'un circuit de commande conforme à la présente invention. En référence tout d'abord à la figure 1, un circuit convertisseur statique de fréquence, notamment pour la commande de vitesse de moteurs asynchrones, est relié à un réseau de tension alternative monophasé ou polyphasé, dans le présent exemple triphasé. Le convertisseur est du type à onde de tension et comporte un circuit redresseur triphasé 10 et un onduleur 20. Le circuit redresseur 10 est constitué par un pont redresseur P comportant six diodes connectées aux phases du réseau et un condensateur de filtrage C de manière à délivrer à l'onduleur une tension continue, par l'intermédiaire d'un conducteur de voie haute 31 et un conducteur de voie basse 32. L'onduleur 20 est relié, côté entrée, aux deux conducteurs 31 et 32 et, côté sortie, aux trois conducteurs de phase U, V et W d'un moteur asynchrone M. Le moteur M pourrait également être un moteur asynchrone synchronisé. L'onduleur 20 comprend six interrupteurs statiques commandés, montés en pont de Graetz et constitués conventionnellement de transistors Ti à Te tels que des transistors bipolaires. En parallèle avec les bornes émetteur-collecteur des transistors sont disposées six diodes de récupération ou de "roue libre" Di à De. Chaque bras du pont comprend d'une paire de transistors: un transistor dit de voie haute, respectivement Ti, T3 et T5, et un transistor dit de voie basse, respectivement Tz, T4 et Ts. Le point milieu de chaque paire de transistors est relié à une impédance statorique du moteur M, de façon non illustrée. Les bases des transistors Ti à Te sont commandées respectivement par six dispositifs de commande associés Ci à C6, du type agencé pour délivrer auxdites bases un signal en impulsions à largeur modulée (PWM) pour la commande de la vitesse de rotation du moteur, de façon bien connue en soi. Enfin une unité de commande UC, par exemple à micro- processeur, envoie aux dispositifs de commande Ci à Cs les signaux de commande appropriés, respectivement CB1 à CB6. On a représenté sur la figure 2 un étage de l'onduleur de la figure 1, destiné à illustrer le problème résolu conformément à la présente invention. Sur cette figure, le transistor et la diode de voie haute sont désignés par Ta et D, tandis que le transistor et la diode de voie basse sont désignés par les références TB et De. De même, les commandes de voie haute et de voie basse sont désignées par Ca et C, respectivement. La tension continue fournie par le redresseur est symbolisée par un générateur délivrant la tension V. Si l'on prend comme référence des tensions le potentiel (O V) du conducteur de voie basse 32, alors la tension Vm présente au point milieu de la paire de transistors (ligne 33) est soit sensiblement nulle (dans le cas o TB ou DB conduit), soit sensiblement égale à V+ (dans le cas o Ta ou Du conduit). Cela signifie que la tension de référence du circuit de commande Ca, prise sur l'émetteur de Tx, est flottante, tandis que la tension de référence du circuit de commande Ce, prise sur l'émetteur de TB, est constante. En pratique, cela signifie qu'il faut prévoir une alimentation flottante individuelle pour chacun des circuits de commande Cu, tandis que les circuits de commande Cm peuvent se contenter d'une alimentation commune référencée sur le conducteur de voie basse 32. On va maintenant décrire en détail un circuit de commande conforme à la présente invention, en référence à la figure 3. Le circuit décrit est le circuit Cs associé au transistor de puissance T5 de voie haute de l'onduleur. Il est appliqué à ce circuit une tension continue positive Vp, par exemple de l'ordre de 15 volts; cette tension est appliquée entre une ligne 34 d'alimentation et le conducteur de voie basse 32 du convertisseur, supposé être la masse. Le circuit Cs reçoit sur une entrée CB5 un signal de commande pour le transistor Ts. L'entrée CB5 est reliée à Vp par l'intermédiaire de la diode électroluminescente d'un opto-coupleur PH3 en parallèle avec une résistance R1i56. La ligne 34 est reliée par l'intermédiaire d'une diode Di4,, d'une résistance R124 et d'une autre diode Dizo, en série, & la borne positive d'un condensateur de polarisation positive Cio8 dont la borne négative est reliée au point milieu 33 des transistors T5 et Ts, auquel règne la tension Vm. La ligne 34 est en outre reliée, par la diode Dl4s, une résistance R.23 et une autre diode Diis, en série, au drain D d'un transistor MOS Tii.4 et à la borne positive d'un condensateur de polarisation négative Cio?, dont la borne négative est reliée entre autres à l'émetteur du photo- transistor du coupleur PH3. Par ailleurs, deux résistances Riz2 et R132 montées en série entre la cathode de la diode Di,. et la ligne 33 de tension de référence V. forment un pont diviseur pour la polarisation de la base d'un transistor bipolaire NPN Tiii dont l'émetteur est relié à la ligne 33 et dont le collecteur est relié d'une part à la cathode de D20 via une résistance de collecteur Ri2s et d'autre part à la grille du transistor MOS Tu14 via le montage en parallèle d'une résistance Ri31 et d'une diode Di22. La base du photo-transistor de l'optocoupleur PH3 est reliée via une diode à une résistance R127 reliée à la cathode de Di20 ainsi qu'à la cathode d'une diode Zéner de protection D1i 21i. En outre, Le collecteur du photo-transistor de PH3 est relié à la base d'un transistor Tii formant avec un transistor Tîî3 une paire Darlington, une résistance Rias reliant la base de Tii2 à la cathode de D2zo; une résistance Ri2u relie les collecteurs de Tili2 et Tii3 à la cathode de Dizo. L'émetteur du photo-transistor est relié à l'anode de la diode Zéner Di2i, à l'émetteur de Tis13 ainsi qu'à la liaison émetteur-base de la paire Darlington TiîaTiu3 par l'intermédiaire d'une résistance Ri30. Comme on l'a indiqué plus haut, la borne négative du condensateur Cio7 est également reliée à un point commun à l'émetteur du photo- transistor, et à l'émetteur de Tii3. Une diode Di23 est montée entre ce même point et la ligne 33, à laquelle est également reliée la source de T114. Les collecteurs de la paire Darlington Ti1z-Ti13 sont reliés à la ligne 33 d'une part par un condensateur Ci0, et 9 2639489 d'autre part par le montage série et tête-bêche d'une diode Zéner Di24 et d'une diode D2izs. Ils sont en outre reliés via une résistance Ri3aa à la grille d'un transistor MOS TAs. Le transistor Tii5 pilote le transistor Ts et constitue avec celui-ci un étage de puissance MOS-bipolaire. Plus précisément, la source de Tii5 est reliée à la base de Ts par le point de connexion Bs, et est reliée à la grille de Ttls par une diode D12?. L'émetteur de T5 est relié à la ligne de référence 33 par le point de connexion E5 et à l'anode de la diode de récupération associée Ds. Ce point, qui est le point milieu des transistors de commutation Ts-Ts associés à la phase W du moteur, est également relié au collecteur du transistor T6 et à la cathode de la diode de récupération De et, de façon non illustrée, à la phase associée du moteur à commander. La tension V+ présente sur le conducteur de voie haute 31 est reliée au drain du transistor MOS Tii., au collecteur de T5 et à la cathode de la diode Ds. Le condensateur Cuos constitue une source de tension qui est chargée pendant que le transistor est bloqué et qui est ensuite utilisée pour polariser positivement ce transistor et le rendre conducteur. En outre, la partie de circuit constituée par PH3, Tua-Tua., R12s. Rtao et Di2a constitue le circuit de commande proprement-dit de l'étage de puissance MOS- bipolaire Ts-T5, pour alternativement rendre bloqué et conducteur le transistor T. en coopération avec le condensateur Ci0o. On va décrire ci-dessous le fonctionnement du circuit tel que décrit ci-dessus. La commande de transistor T. s'effectue par application sur la borne CB5 d'un signal de commande; pour déterminer la fermeture de T5, ce signal prend un niveau inférieur à Vp, par exemple 0 volt; pour commander l'ouverture de T5, le niveau du signal est Vp. On rappelle que la commande des transistors T. et Te s'effectue selon un cycle dit de commande complémentaire, qui est le suivant: - pendant le temps ti, Te est conducteur tandis que T5 est bloqué; - pendant un court intervalle de temps de sécurité, noté t2, par exemple de l'ordre de 15 us, T5 et T6 sont bloqués tous les deux; on évite ainsi tout risque de courtcircuit des conducteurs de voie haute et de voie basse 31 et 32; - pendant le temps t3 qui suit, Ts est conducteur tandis que T6 reste bloqué; et pendant un second intervalle de temps de sécurité t4, jouant le même rôle que t2, T5 et Te sont bloqués. Si l'on se place pendant l'intervalle tî, T6 étant conducteur, le point milieu M entre T5 et T6 et le conducteur 33 sont au 0 volt. Par ailleurs, le signal CB5 étant au niveau bas, le photo-transistor de PH3 est bloqué. Il en résulte que la base de Ta12 est polarisée positivement via R2zS, et le Darlington Ttu2-Tu3 est donc passant. La différence de potentiel entre les lignes 34 et 33 étant à cet instant positive, et pratiquement égale à Vp, le condensateur de polarisation positive Cuos est rechargé via D149, Di24 et D120. Le courant passant dans le conducteur 34 traverse Ri2s, Tu3 et Diz3, de sorte que T î5 et T5 restent bloqués. A cet égard, on peut noter que, dans cette situation, une tension positive (sensiblement égale aux tensions de seuil cumulées de Tu13 et Diz3) est tout de même appliquée à la grille G de Tius, mais cette tension est inférieure à la tension de seuil de Ti,5 et n'en provoque pas la conduction. Ainsi Ti,5 joue ici avantageusement le rôle d'un dispositif à seuil, permettant de s'affranchir des chutes de tension naissant dans les divers composants du dispositif. En outre, toujours en raison du fait que Vp-Vm est positif, une tension sensiblement égale à Vp divisée par a13 pont diviseur Ri25, Ri32 est appliquée à la base de Ti1, qui est donc conducteur. La branche Riz*, Tu2i étant passante, Tiî4 est bloqué. En conséquence, le condensateur de polarisation négative Co107 se charge via D149, Ru23, Dits et Diza. Il est à noter que, pendant cette charge, la diode Dx23 ne joue aucun rôle particulier. A la transition entre les intervalles ti et ta, le transistor T6 s'ouvre. La tension Vm remonte alors brusquement. Dès que Vm dépasse Vp, la diode D149 se bloque, tout comme les diodes Dîas et D12o. En conséquence, aucun courant ne peut plus circuler vers la base de Till, qui se bloque. La grille de T114 est alors sollicitée via Rza6 et D122, par la tension présente aux bornes de Cios; il devient passant, ceci n'occasionnant qu'une très faible décharge de C0os. La diode DZ2a permet dans cette situation de ne pas limiter excessivement le courant circulant vers la grille de T14, si bien que la capacité grille-source de T^^4 se charge aussi vite que possible et que ce dernier transistor est rendu passant avec un très faible temps de réaction, nécessaire comme on va le voir cidessous pour une bonne protection de l'étage de puissance. La base du transistor Tlîî peut être commandée par une logique L. Pendant l'intervalle t2, puisque le signal CB5 reste à son niveau bas, le Darlington Tia-Tiaî est encore passant, comme on l'a indiqué plus haut. Il est ainsi créé un circuit en boucle constitué par la borne positive de C0o7, T114, le trajet émetteur-base de T5, Diz7?, R133, Tii3, et la borne négative de C107?; ce circuit est établi aussi longtemps que Tii3 et Tî14 sont conducteurs. On applique ainsi pendant toute la durée de l'intervalle t2 une polarisation base-émetteur négative au transistor Ts, la tension de polarisation étant issue du condensateur chargé C107. La diode D2z2 est polarisée en inverge pendant ta. En résumé, le condensateur C0? 7 se charge pendant l'intervalle Ti, par la tension positive Vp-Vm puis, par des moyens de commmutation appropriés constitués notamment par Ti3 et T114, le condensateur Ci0? se décharge avec son électrode négative reliée à la base et son électrode reliée à l'émetteur de Ta. Cette polarisation négative permet d'éviter l'accumulation de charges dans le transistor Ts lorsque le courant moteur s'écoule à travers la diode de récupération D5 (ce qui est normalement le cas quand le transistor Ts s'ouvre). Si l'on souhaite réduire le courant de polarisation négative de T5, on peut mettre en série avec la diode source- grille D127 de T1t5 une résistance (non représentée), venant s'ajouter à la résistance R133 et déterminant avec elle la valeur de ce courant. A la transition entre les intervalles de temps ta et ta, le signal de commande CB5 passe au niveau haut pour fermer le transistor T5. En conséquence, la diode électro- luminescente de PH3 s'illumine et rend le photo-transistor conducteur. La tension base-émetteur de T, 2 est ramenée au voisinage de zéro, si bien que le Darlington Tu12-Tt13 se bloque. Le circuit de polarisation négative décrit plus haut est immédiatement interrompu. En outre, T113 étant bloqué, le courant disponible à partir de la borne positive du condensateur de polarisation positive Cos peut alors circuler, via Riza et R133, en direction de la grille de Tss. L'étage MOS- bipolaire T5lls, Ts est dès lors polarisé positivement et T5 conduit. On peut noter que le condensateur Clos, même doté de dimensions modestes, est apte à assurer cette polarisation pendant tout l'intervalle ta étant donné que la consommation en courant de la grille de Ti15, de type MOS, est très faible. On peut noter ici que, pendant l'intervalle t3, C107 n'est pas rechargé par la différence de potentiel positive entre Vm et Vp, étant donné que le transistor Tii4 empêche que du courant ne circule vers sa borne positive. Dans le même temps, la diode D2za empêche ce condensateur de se décharger. Lors de la transition entre t3 et t4, le signal CB5 revient au niveau bas, si bien que le Darlington Ti z-Ti 3 devient à nouveau conducteur. Ceci a deux conséquences majeures. D'une part, Cios peut se décharger à travers T,13 et D2za, si bien que la polarisation positive de Ti,5 s'effondre. D'autre part, le circuit de polarisation négative créé pendant l'intervalle ta, est établi et sollicite à nouveau T5. Dans ce cas, il est vrai qu'en principe le courant de récupération va circuler dans D6 et qu'aucun courant n'est susceptible de circuler dans la diode Ds. Cette nouvelle polarisation inverse apparaît donc superflue. Mais elle n'est pas gênante et cette solution présente l'avantage de ne pas compliquer le circuit par des moyens de commutation additionnels. Il est bien entendu que l'homme de l'art pourra concevoir de tels moyens de commutation additionnels pour éviter cette polarisation. Lorsque le cycle se renouvelle, Cl7a et Clos se rechargent à nouveau pour pouvoir appliquer à T% les polarisations requises lors des intervalles ultérieurs ta, ta et t4. Selon une variante de la présente inventionn, on prévoit que Clos participe à la recharge de Ci0?. Plus précisément, on peut prévoir entre les cathodes respectives de Dz2 o et Dili9 une résistance en série avec une diode (non illustrées) qui permettront à Clos de se décharger au moins partiellement dans Cio? pendant la phase de recharge de ce dernier. On peut noter que le choix des valeurs ohmiques de Rz26 et Rî3î répond à des considérations particulières. Plus précisément, pendant la décharge de Cio? correspondant à la polarisation négative de Ts, il est particulièrement important de ne pas bloquer TI14 pour ne pas interrompre le circuit de polarisation. Dans le cas présent, la résistance Ri3i et la capacité grille-source de Tt14 jouent le rôle d'une constante de temps qui permet de ralentir la chûte de tension sur la grille de T 14 une fois que, par blocage des diodes Dî4s, Dii, et Dit0, la tension Vp n'est plus disponible. En outre, la valeur de Ri 2 s, par exemple de l'ordre du dixième de celle de Rsi3, doit être choisie assez faible pour que le transistor Tî14 soit rendu passant aussi vite que possible, comme indiqué plus haut. En pratique, on choisit la valeur de Ri31 en fonction des caractéristiques du type de transistor MOS utilisé pour T1I4, de telle sorte que la constante de temps précitée soit supérieure à l'intervalle de temps précité entre l'ouverture de T6 et la fermeture de Ts. La diode Zéner Di2s a pour objet de protéger l'optocoupleur PHa, notamment pour écrêter toute pointe de tension apparaissant entre l'émetteur et le collecteur du photo-transistor lors du brusque changement de valeur de Vm et des diverses commutations. En outre, c'est à cause de la présence de Dizi qu'il est nécessaire de donner à Rsz, une valeur relativement élevée, afin d'éviter que cette résistance ne provoque un courant de charge important de Cl07 -O Au démarrage du convertisseur de fréquence équipé de dispositifs de commande de la présente invention, il est nécessaire de charger les condensateurs de polarisation positive et négative. Ceci est avantageusement effectué en commençant par rendre conducteurs tous les transistors de voie basse, ce qui correspond dans chacune des phases à l'intervalle de temps t, correspondant à la recharge de ces condensateurs. La présente invention s'applique non seulement à la commande d'étages depuissance MOS-bipolaire, mais également à des transistors bipolaires à grille isolée (IGBT), ou à des transistors bipolaires, seuls ou montés en Darlington. Dans ce cas, il est nécessaire de reconstituer d'une manière ou d'une autre la fonction "dispositif à seuil" offerte par le MOS d'entrée Tii5. Une possibilité consiste à attaquer la base d'un tel transistor bipolaire, ou du premier transistor de la paire, avec une ou plusieurs diodes en série. Bien que le dispositif selon l'invention soit utilisé très avantageusement pour la commande de transistors référencés à un potentiel flottant, il est bien entendu qu'il peut être adopté pour des transistors référencés à un potentiel fixe. L'invention s'applique non seulement aux ponts onduleurs des convertisseurs de fréquence, mais également aux ponts des convertisseurs continu-continu et plus généralement à chaque fois qu'un transistor de puissance commandé sous une fréquence pouvant atteindre plusieurs dizaines de kHz risque d'être assujetti, à l'état ouvert, à une tension collecteur-émetteur négative. REVENDICATIONS 1. Dispositif interrupteur de puissance (Ti1, Ts) comprenant au moins un étage de puissance & transistor bipolaire (Ts) et un circuit de commande de cet étage, le circuit de commande comportant des premiers moyens de polarisation pour appliquer audit étage, pendant des premiers intervalles de temps (ta), une polarisation directe, ainsi que des seconds moyens de polarisation pour appliquer audit étage, pendant des seconds intervalles de temps (ta, t4), une polarisation inverse destinée à éviter que des charges ne s'accumulent dans le transistor pendant qu'il est exposé à une tension inverse, caractérisé en ce que: - les premiers moyens de polarisation comprennent un premier condensateur (Cies) et un premier circuit de commutation (Dia z, Ti 13) pour sélectivement charger le premier condensateur à l'aide d'une source de tension continue (Vp) en dehors des premiers intervalles de temps et décharger le premier condensateur dans une entrée de commande (Tii5-G) dudit étage, et - les seconds moyens de polarisation comprennent un second condensateur (Cio?) et un second circuit de commutation (Diii, Di2a3, Tii3, Til4) pour sélectivement charger le second condensateur à l'aide de la source de tension en dehors des seconds intervalles de temps et décharger le second condensateur dans l'entrée de commande. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que: - le premier condensateur (Cie.) comprend une première borne pouvant être reliée sélectivement à la source de tension (Vp) et à l'entrée de commande (Tiîu-G) de l'étage de puissance et une seconde borne reliée à une borne de sortie de courant (Es) de l'étage de puissance, et - le premier circuit de commutation comprend un premier interrupteur (Ti,3) pour isoler la première borne du premier condensateur de l'entrée de commande pendant la charge du condensateur et un premier moyen de blocage (Di 2 o) pour isoler la source de tension (Vp) de la première borne du condensateur au moins pendant les premiers intervalles de temps (t3). 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que: - le second condensateur (Cio?) comprend une première borne pouvant être reliée sélectivement à la source de tension (Vp) et à la borne de sortie de courant (E%) de l'étage de puissance et une seconde borne pouvant être reliée sélectivement à la borne de sortie de courant (Es) et à l'entrée de commande (Tl15-G) de l'étage de puissance, - le second circuit de commutation comprend un deuxième (T114) et un troisième (Ti13) interrupteurs pour respectivement isoler la première borne du second condensateur de la sortie de courant de l'étage de puissance et isoler la seconde borne du second condensateur de l'entrée de commande dudit étage pendant la charge du second condensateur et des deuxième (Diis) et troisième (Dl23) moyens de blocage pour respectivement isoler la première borne du second condensateur de la source de tension et isoler la seconde borne du second condensateur de la sortie de courant pendant les seconds intervalles de temps. 4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que les premier et troisième interrupteurs sont constitués par un même interrupteur à transistors (T2ia, Tts3) dont une entrée de commande est contrôlée par un signal de commande (CBe), dont le collecteur est relié d'une part à la première borne du premier condensateur (Clos) par une résistance (Ruzi) et d'autre part à l'entrée de commande (Tl5-G) de l'étage de puissance et dont l'émetteur est relié à la seconde borne du second condensateur (Co0?). 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'interrupteur à transistors comprend une paire de transistors Darlington (Ti2, Tii3). 6. Dispositif selon l'une des revendications 3 à 5, caractérisé en ce que les premier et deuxième moyens de blocage comprennent en commun une première diode (Dr4,) 18 2639489 montée entre la source de tension (Vp) et les premières bornes respectives des premier et second condensateurs (Cioe, CIO?7). 7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que les premier et deuxième moyens de blocage comprennent en outre respectivement des seconde et troisième diodes (Di20, Dil,) montées entre la première diode (D14,) et les premières bornes des premier et second condensateurs (ClOS, CO 7). 8. Dispositif selon l'une des revendications 6 et 7, dans lequel l'étage de puissance (Tus, Ts) est un étage de voie haute d'un onduleur (20), monté en série avec un étage de voie basse (Ts) entre un conducteur de voie haute (31) et un conducteur de voie basse (32), caractérisé en ce que la source de tension (Vp) est référencée sur le conducteur de voie basse (32) et en ce que les premier et deuxième moyens de blocage (DM4,, Dzl2o, Dilt) sont commandés par des changements de signe de la différence de potentiel (Vp - Vm) entre le point d'entrée (Vp) de la source de tension et la borne de sortie de courant (Es) de l'étage de voie haute. 9. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que le deuxième interrupteur comprend un transistor (Tî14) dont une entrée de commande (G) est associée à un quatrième interrupteur (Ti) lui-même commandé par les changements de potentiel, dont une borne d'entrée de courant (Ti 14-D) est reliée à la première borne du second condensateur (Clo0?) et dont une borne de sortie de courant (Ti14-8) est reliée à la borne de sortie de courant (Es) de l'étage de puissance. 10. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que le quatrième interrupteur comprend un transistor (Till) dont l'entrée de commande est reliée à la sortie d'un pont diviseur (R2a5, R323) monté entre les bornes du premier condensateur (Cio0). 11. Dispositif selon l'une des revendications 8 à 10, caractérisé en ce que le troisième moyen de blocage comprend une diode (Da23) montée entre la seconde borne du second condensateur (co107) et la sortie de courant (E5) de l'étage de puissance. 12. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que le signal de commande (CBs) commande les premier et troisième interrupteurs par l'intermédiaire d'un opto- coupleur (PH3) dont le phototransistor est connecté d'une part, à l'entrée de commande de l'interrupteur à transistors (T112, T113) et d'autre part, la seconde borne du second condensateur (C10?7). 13. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que le deuxième interrupteur comprend un transistor MOS (T1i4) dont la capacité grille-source détermine avec une résistance (RI31) en série avec sa grille une constante de temps fixant la durée pendant laquelle ledit transistor MOS est conducteur.