FR 2647283 A1 19901123 FR 8906553 A 19890519 _- 1 -- *DISPOSITIF SEMICONDUCTEUR INCLUANT UN FILTRE ACTIF AJUSTABLE DANS LE DOMAINE DES HAUTES ET HYPERFREQUENCES' Description L'invention concerne un dispositif semiconducteur incluant un filtre actif ajustable dans le domaine des hautes et hyperfréquences, ce filtre présente une entrée et une sor- tie asymétriques, référencées par rapport à la masse. L'invention trouve son application dans la réali- sation de circuits intégrés formant filtres dans le domaine des hautes et hyperfréquences pouvant par exemple sous une forme de réalisation être utilisés comme coupe-bande dans les doubleurs de fréquence pour rejeter le signal indésirable à la fréquence fondamentale, ou bien pouvant sous une autre forme de réalisation être utilisés comme passe-tout en tant que dé- phaseur ajustable à une fréquence donnée, ou encore comme passe-tout utilisé dans les déphaseurs 0-90 large bande. Un tel circuit est déjà connu de l'état de la technique parle brevet européen Ne 88 202 1553. Ce document décrit un filtre R.C actif ajustable de coupe-bande à passetout dans le domaine des hautes et hyperfréquences. Ce circuit comporte sur une première chaîne un bloc F pour réaliser une fonction filtre et amplificateur en série avec un amplificateur A2. Ce circuit comporte sur une seconde chaîne, un autre amplificateur Ai. Un bloc sommateur effectue la sommation des sorties des amplificateurs A1 et A2, l'entrée étant appliquée au second point commun des deux chaînes. Le filtre connu du document cité présente une réjec- tion importante et facilement réglable et une bonne sélecti- vité. En revanche, lorsque l'on veut l'utiliser en déphaseur actif, il présente alors beaucoup d'éléments. Or dans la conception des circuits intégrés, la demande est pour des circuits toujours plus compacts, et donc présentant moins d'éléments. - 2 - Le but de la présente invention est de proposer de nouveaux circuits plus simples et donc plus compacts et plus facilement intégrables ainsi que des circuits qui permettent d'atteindre des fréquences centrales plus élevées que celles décrites dans le document cité. Selon l'invention ces buts sont atteints au moyen d'un dispositif tel que décrit dans le préambule en outre ca- ractérisé en ce qu'il comporte entre cette entrée et cette sortie: - une première branche comprenant un amplificateur de gain H(s) et une première impédance Zl en série, - une seconde branche dite de contre-réaction com- prenant une seconde impédance Z2, - et en ce que ce filtre présente une fonction de transfert G(s) qui a pour expression: (s/wi)2 + (1/Q1) (s/wl) + 1 G(s) = G. (s/wo)2 + (1/Qo) (s/wo) + 1 expression dans laquelle: G est le gain total du filtre, s est la variable de Laplace, wl est la pulsation associée aux zéros de G(s), wo est la pulsation associée aux pôles de G(s), Qo est la sélectivité ou facteur de qualité du filtre, Q1 est le facteur de réjection du filtre. Ainsi les filtres réalisés selon l'invention sont cependant plus simples et plus compacts que le circuit connu, tout en étant d'ordre 2. Le circuit peut alors couvrir des bandes plus larges, le rapport entre les fréquences extrêmes est plus grand si le filtre est utilisé en passe- tout pour faire des déphaseurs 0-90 , et la bande o l'on obtient le déphasage de est située plus haut en fréquence que si on utilisait des passe-tout d'ordre 1. En effet, du fait de l'ordre 2 on peut obtenir l'ajustage du filtre en faisant varier de plus nom- breux paramètres. On notera que le filtre selon l'invention est asymétrique, c'est-à-dire que les sorties et entrées sont - 3 - disponibles entre un point du filtre et la masse, ce qui permet d'insérer un tel circuit entre n'importe quels autres circ'uits; d'autre part, les éléments du filtre n'ont pas besoin d'être appariés, ce qui rend la conception du circuit intégré plus facile du fait que souvent des problèmes de dispersion apparaissent lors de leur réalisation. Dans ce cas, la fonction de transfert n'est pas dégradée du fait de la dispersion des caractéristiques des éléments du circuit comme il apparaît lorsque le circuit utilise des amplificateurs différentiels par exemple. L'invention sera mieux comprise au moyen de la description suivante illustrée par les figures annexées dont: - la figure la qui représente un filtre selon l'invention dans une application haute fréquence; - - la figure lb qui représente une mise en oeuvre du filtre de la figure la au moyen de transistors à effet de champ; - la figure lc qui représente une mise en oeuvre du filtre de la figure la pour réaliser un déphaseur 0-90; - la figure 2a qui représente un filtre selon l'invention dans une application très haute fréquence; - la figure 2b qui représente une mise en oeuvre du filtre selon la figure 2a au moyen de transistors à effet de champ; - la figure 2c qui représente une mise en oeuvre du filtre. de la figure 2a dans une application à un déphaseur 0-90O; - la figure 2d qui représente le module du gain en dB du circuit selon la figure 2b; - la figure 2e qui représente l'écart de phase entre les deux signaux de sorties du circuit de la figure 2c; - la figure 2f qui représente le rapport des modules des deux signaux de sortie du circuit de la figure 2c. - la figure 3a qui représente un filtre selon l'invention pour une application hyperfréquences; -4- - la figure 3b qui représente une mise en oeuvre du filtre de la figure 3a au moyen de transistors à effet de champ; - la figure 3c qui représente une mise en oeuvre du filtre de la figure 3a pour l'application à un déphaseur 0-90 ; - la figure 3d qui représente le module du gain en dB du circuit selon la figure 3b; - la figure 3e qui représente l'écart de phase entre les deux signaux de sortie du circuit de la figure 3c; - la figure 3f qui représente le rapport des mo- dules des deux signaux de sortie du circuit de la figure 3c; - la figure 3g qui représente le module du gain du premier des deux filtres que comporte le circuit de la figure 3c; - la figure 3h qui montre les rapports des modules des deux signaux de sortie du circuit de la figure 3c dans des conditions de polarisation différentes de celles de la figure 3f; - la figure 3i qui montre l'écart de phase entre les deux signaux de sortie du circuit de la figure 3c dans les mêmes conditions de polarisation que celles de la figure 3h. - la figure 3j qui montre l'écart de phase entre les deux signaux de sortie du circuit de la figure 3c dans des conditions de polarisation différentes de celles des figures 3h et 3i; - la figure 3k qui montre le rapport des modules des deux signaux de sortie du circuit de la figure 3c dans les conditions de polarisation de la figure 3j. - la figure 4 qui représente schématiquement un déphaseur 0-90 ; - la figure 5 qui représente un étage tampon qui qui peut être avantageusement appliqué à la sortie du filtre selon l'invention; - la figure 6 qui représente un schéma de principe du filtre selon l'invention. Tel que représenté sur la figure 6, le filtre selon l'invention comprend deux branches entre une entrée E et une sortie S: une branche principale qui comprend un amplificateur A et une impédance Z1 en série, et une branche de contre-réaction qui comprend une impédance Z2. Le signal d'entrée VE est appliqué entre le noeud 1 et la masse et le signal de sortie VS est prélevé entre le noeud 2 et la masse. Le filtre selon I'invention est donc asymétrique, il ne comprend pas d'amplificateur différentiel; les éléments qui le constituent n'ont pas besoin d'être appariés, ce qui est toujours difficile à réaliser dans un circuit intégré du fait de la dispersion des caractéristiques des différents éléments et notamment des transistors. Un des buts de l'invention est la réalisation de filtres d'ordre 2 continûment ajustables de coupe-bande à passe-tout. L'intérêt du montage selon l'invention est d'atteindre des fréquences centrales très élevées. La fonction de transfert du circuit de la figure 6 est donnée par la rela- tion (1) du tableau I. Dans cette expression: G est le gain total du filtre, s est la variable de Laplace, wl est la pulsation associée aux zéros de G(s), wo est la pulsation associée aux pôles de G(s), Qo est la sélectivité ou facteur de qualité du filtre, QI est le facteur de réjection du filtre. La figure la représente le filtre de la figure 6 dans une mise en oeuvre haute fréquence. Dans cette mise en oeuvre, l'impédance Z1 est constituée par un filtre C1 RI parallèle et l'impédance Z2 par un filtre C2 R2 série. Dans ces conditions, le gain de l'amplificateur A étant donné par H(S) = -k, le gain total du filtre sera G = -k. Les pulsations wg et wo sont égales entre elles et égale à la valeur donnée par la relation (6) du tableau I; les valeurs de Q1 et Qo sont données respectivement par les - 6 - relations (7) et (8) du tableau I. Le circuit de la figure la est utilisé loin de la fréquence de coupure de l'amplifica- teur'. Le circuit selon l'invention a pour but de permettre de passer continûment du filtre coupe-bande au filtre passe-tout; à cet effet, il suffit de régler le gain de l'amplificateur A. La figure lb est un exemple de réalisation du cir- cuit de la figure la au moyen de transistors à effet de champ. Un tel circuit peut être mis en oeuvre par exemple au moyen de transistors à effet de champ en arséniure de gallium. Dans le circuit de la figure lb l'amplificateur A est formé du transistor amplificateur TO, dont la source est reliée à la masse et dont le drain est relié au transistor de charge T3. Le drain du transistor de charge T3 est relié di- rectement à une alimentation continue E1 et la grille du tran- sistor de charge T3 est polarisée par une alimentation E2 à travers une résistance R5. Le signal d'entrée VE est appli- qué entre la grille ou point 1 du transistor amplificateur To- et la masse. La grille du transistor amplificateur T0 est po- larisée par une tension de polarisation négative E4 à travers une résistance R4. Les résistances R1 et R2 des impédances Zl et Z2 respectivement sont formées par des transistors TI et T2 dis- posés de manière à présenter une électrode commune au point 2. Les grilles de ces transistors sont reliées entre elles et polarisées par une tension de polarisation continue E3 négative par rapport à la polarisation de Vs à travers une résistance R3. Le signal de sortie est prélevé entre le point 2 commun aux impédances Z1 et Z2 et la masse. La figure 2a représente une mise en oeuvre du filtre selon l'invention applicable à des plus hautes fré- quences, par exemple entre 1 et 9 GHz. Dans cette mise en oeuvre, l'impédance Zl est formée par un filtre Rl Cl série et l'impédance Z2 par un filtre R2 C2 parallèle. Le gain de l'amplificateur est H(s) = -k, k étant une constante. Dans ces conditions le gain total du filtre - 7 - selon l'invention G = 1, les pulsations wl et wo sont égales entre elles et égales à la relation (6bis) du tableau I. Les facteurs Q1 et Qo sont donnés respectivement par les relations (7bis) et (8bis) du tableau I. La figure 2b représente un exemple de réalisation du circuit de la figure 2a au moyen de transistors à effet de champ, par exemple en arséniure de gallium. L'amplificateur est formé comme dans le circuit de la figure lb par le tran- sistor amplificateur To dont la source est portée à la masse, dont le drain est relié à la charge T3 et dont la grille est polarisée par la tension de polarisation négative E4 à travers la résistance R4. L'impédance Z1 formée d'une résistance et d'une capacité en série est réalisée au moyen de la résistance de sortie du transistor To et de la capacité C1. L'impédance Z2 est formée de la capacité C2 et du transistor T2 fonction- nant en résistance dont la grille est polarisée par la tension de polarisation E3 négative par rapport à la tension de pola- risation E4 à travers la résistance R3. Le tableau II donne les valeurs des éléments pour mettre en oeuvre le circuit de la figure lb et le tableau IV donne la valeurs des éléments pour mettre en oeuvre le circuit de la figure 2b dans les exemples décrits précédemment. Les circuits selon l'invention représentés sur les figures la, et 2a, sont utilisables soit en coupe-bande soit en passe-tout, et continment ajustables de coupe-bande à passe-tout en agissant sur le facteur Q1. Si par exemple on fixe: les résistances R1= R2, et les capacités C1 = C2, on obtiendra: - pour le circuit de la figure la l'application coupe-bande pour k ='0,5 et l'application passe-tout pour k = 0,2, c'est-à-dire respec- tivement dans les conditions o Q1 = - et Qi = -Qo; - et pour le circuit de la figure 2a: - 8 - l'application coupe-bande pour k = 2 et l'application passe-tout pour k = 5. Ces fonctions sont réalisées dans chacun de ces deux circuits avec des valeurs relativement faibles de k, ce qui permet d'utiliser ces circuits à de très hautes fréquences o seuls des amplificateurs de faible gain sont disponibles. Le circuit de la figure 2a présente l'avantage de posséder. un gain basse fréquence G indépendant de k et uni- taire, ce qui est en particulier très utile dans le cas de l'application passe-tout: le montage remplit alors son rôle de modification de la phase du signal d'entrée, mais ne modi- fie pas son amplitude; le circuit de la figure la présente l'avantage d'utiliser un gain encore plus faible que celui du circuit de la figure 2a. Si les circuits des figures la et 2a doivent être chargés par un système dont l'impédance d'entrée est très faible, il peut être utile de les faire suivre par un étage tampon à forte impédance d'entrée et faible impédance de sor- tie, tel que celui représenté sur la figure 5. Tel que représenté, tout à fait à titre d'exemple, sur la figure 5, un tel étage tampon peut être constitué d'un transistor T8 dont le drain est polarisé directement par l'alimentation E1 du filtre dans sa mise en oeuvre représentée par exemple sur la figure lb, ou 2b. La source du transistor Ta est reliée à la masse par l'intermédiaire du transistor source de courant T7 dont la source et la grille court-cir- cuitées sont communes à la masse. La grille du transistor T8 est polarisée à travers une résistance Ra. La sortie des cir- cuits des figures lb ou 2b est alors portée en VEO de l'étage tampon de la figure 5 et la sortie disponible est VE entre la source du transistor T8 et la masse. Le condensateur C8 est un condensateur de découplage. Concernant les exemples de réalisation représentés sur les figures 1b et 2b, le circuit de la figure 2b présente des avantages sur celui de la figure lb: -9- - l'amplificateur utilisé pratiquement a une ré- sistance de sortie RS non négligeable par rapport & l'impé- dance de R1, R2, C1 et C2. Pour le circuit de la figure 2b, R5 s'ajoute simplement à R1. Dans les équations de ce cir- cuit R1 est changée en R'1 = R1 + RS, mais la fonction de transfert conserve la forme donnée par la relation (1) du tableau I. Au contraire pour le montage de la figure lb un nouveau pôle important apparait et la fonction de transfert n'a plus tout à fait la forme de la relation (1) du tableau I. Concernant également les circuits lb et 2b, l'am- plificateur réel apporte un retard de phase. Ce retard affecte moins les performances du circuit de la figure 2b que celles du circuit de la figure lb. Pour les circuits idéaux des figures 2a et la, quand w tend vers l'infini, G tend vers 1 pour le circuit de la figure 2a, et G tend vers k pour le circuit la. Pour les réalisations pratiques correspondantes c'est-à-dire les circuits des figures 2b et lb, quant w tend vers l'infini l'effet de la coupure de l'amplificateur se tra- duit maintenant par k tend vers 0 dans G(S) du montage initial donc: pour le circuit pratique de la figure 2b: w tend vers l'infini, k tend vers 0, G(Jw) tend vers 1. pour le circuit pratique de la figure lb: w tend vers l'infini, k tend vers 0, entraine que G(jw) tend vers 0. Il en résulte que pour le circuit pratique déduit de la figure 2a, le comportement pour w tendant vers l'infini n'est pas altéré par la coupure de l'amplificateur utilisé, alors qu'il l'est pour le circuit pratique déduit du circuit théorique de la figure la. Pour toutes ces raisons le circuit pratique de la figure lb déduit du circuit théorique de la figure la sera utilisé à des fréquences plus basses, par exemple inférieures - 10 - à 1 Ghz, que le montage pratique représenté sur la figure 2b et déduit du circuit théorique de la figure 2a. Dans l'un et l'autre des circuits représentés sur la figure lb et sur la figure 2b, l'amplificateur est réalisé par le transistor To. Son gain k est réglé par la tension de polarisation E4 à travers la résistance R4. Si l'on souhaite régler la valeur de k et par conséquent la valeur du coeffi- cient Q1, plus finement, on peut séparer le transistor ampli- ficateur To en deux transistors placés en parallèle, pour l'alternatif, et polarisés par deux tensions de polarisation continue différentes. On utilisera alors un transistor de grande dimension pour le réglage grossier de la constante k, et un transistor de petite dimension pour le réglage fin de k. Dans les dispositifs représentés sur les figures lb et 2b, la tension de polarisation E2 sert à polariser la grille du transistor de charge T3, et débite donc un très faible courant. On peut de ce fait la remplacer par un plot de résistance, à condition que celui-ci soit bien découplé en alternatif par un condensateur. En effet la résistance de polarisation Rs est choisie de manière à limiter le retard de phase de l'amplificateur, et son point commun à la tension de polarisation E2 doit être une masse en alternatif. Comme on l'a vu précédemment, la résistance de l'impédance Z1, c'est-àdire R'1 = R1 + RS est uniquement constituée sur le montage de la figure 2, de la-résistance de sortie du transistor To, il n'apparait pas de résistance R1. La résistance R2 est remplacée par le transistor T1 utilisé en résistance (VDS = 0), dont la valeur est ajustée par la ten- sion de polarisation négative E3, ce qui permet de faire varier la pulsation centrale du filtre wl. Pour le circuit de la figure 2b les caractéristiques du montage utilisé en coupe-bande sont alors: Fréquence centrale: F1 = wi1/2 pour E3 = O V, F1 i 9,2 GHz, - 11 - pour E3 = -1,8 V, F1 z 4,2 GHz, pour E3 deviént plus difficile à ajuster. Toutes les valeurs de E3 mentionnées sont réfé- rencées par rapport à E4, non pas par rapport à la masse. Réjection (c'est-à-dire rapport entre les gaines du filtre aux très basses fréquences et à la fréquence centrale): si E4 est contrôlé à 25 mV, le circuit de la figure 2b garantit une réjection > à 42 dB à la fréquence F1 t à 9,2 GHz, une réjection > à 48 dB à F1i 4,2 GHz, Gain: on a IVS/VEI - 1 quand w 0 O et w -, comme on peut le vérifier sur la courbe donnée par la figure 2d à titre d'exemple. Polarisation: Dans le cas o la fréquence centrale F1 9,2 GHz, on utilise E4 = -0,775 V, Dans le cas o la fréquence centrale F1i 4,2 GHz, on utilise E4 s -1,9 V. A titre d'exemple, les caractéristiques pour E3 = 0 V et E4 = -0,775 V sont données sur la figure 2d. Les caractéristiques du circuit de la figure 2b ne sont pas altérées quand on l'insère dans un montage, si l'on place derrière lui le suiveur donné en figure 5. Le circuit de la figure 5 présente une impédance de sortie proche de 50 Ohms pour l'ensemble filtre de la figure 2b plus suiveur de la fi- gure 5, en prenant les mêmes polarisations que celles de la figure 2b. On obtient alors les mêmes caractéristiques en fré- quence centrale et réjection sauf en ce qui concerne le gain qui devient égal à celui de l'étage suiveur, soit environ -1,8 dB pour une fréquence inférieure à 20 GHz, et un gain qui tend vers O quand w vers l'infini. Si le montage qui vient en entrée du filtre selon l'invention ne comporte pas de condensateur de découplage, - 12 - alors il faut placer un tel-condensateur de découplage en entrée du filtre selon l'invention, car c'est la polarisation E4 qui doit fixer la polarisation de grille du transistor am- plificateur To. Dans ce cas, seul le gain du filtre est modi- fié. Ainsi pour une valeur de condensateur CD = 5 pF, la chute de gain est de l'ordre de 1 dB à 0,1 GHz et 0,3 dB à 20 GHz. Tel que représenté sur la figure 3a, le filtre selon l'invention peut atteindre de très hautes fréquences. L'impédance Z1 est alors constituée d'une résistance R1 et d'une capacité C1 en série et l'impédance Z2 est constituée d'une résistance R2. Dans la fonction de transfert donnée par la rela- tion 1 du tableau I, le gain total du circuit G = 1, les pulsations wo et wl sont données par les relations (6ter) et (6quater) du tableau I et les coefficients Qo et QI respectivement par les relations (8ter) et (7ter). Le circuit de la figure 3a peut réaliser Q1 -, et donc être utilisé en coupe-bande. Par contre, wî est différente de wo, donc il ne peut réaliser la fonction passe-tout strictement parlant mais seulement une fonction pseudo-passe-tout. L'avantage par rapport au montage des figures la et 2a est que le bloc amplificateur A est un passe-bas d'ordre 1 dont le gain H(s) = -k/(Ts + 1). Ceci peut être réalisé par un étage amplificateur inverseur utilisé près de sa fréquence de coupure. Alors la coupure de l'étage n'est plus un phénomène parasite du montage pratique, qui limite la valeur maximale de la fréquence centrale, comme cela était le - cas pour le dispositif de la figure la, mais devient un des paramètres qui déterminent la fréquence centrale du filtre. Ainsi la fréquence centrale peut être plus grande que celle de l'un des montages des figures la ou 2a. La figure 3b représente un exemple de réalisation du montage de la figure 3a. En pratique l'amplificateur a une impédance de sortie Rs. De ce fait, la fonction de transfert - 13 - reste de la forme G(S), comme la relation 1 du tableau mais la résistance R1 est changée en R'I = R1 + RS. Puisque l'on cherdhe à monter très haut en fréquence, on aura intérêt à prendre R1 = 0 et donc R'l = RS la résistance de sortie de l'amplificateur. Le montage pratique hyperfréquences montré sur la figure 3b est réalisé au moyen de transistors à effet de champ par exemple en arséniure de gallium. Bien que par sa forme il ressemble au montage pratique de la figure 2b, avec la parti- cularité de présenter une capacité C1 = O, il faut se souvenir que l'approche du circuit de la figure 2b est différente. En effet si dans le montage de la figure 2b on fait C1 = O, on obtient: VS/VE = [(R1- kR2) Cis+11/[(Ri+R2) C1s+1] et l'on ne peut prévoir l'effet coupe-bande que l'on obtient ici en utilisant la coupure de l'amplificateur. Comme dans les montages précédents: l'étage am- plificateur est réalisé par le transistor To chargé par T3. le transistor To amplificateur peut être scindé en deux. La tension de polarisation négative E4 règle le gain de l'amplificateur To. La tension de polarisation E2 peut être remplacée par un pont de résistances bien découplées; la résistance R't est constituée par la résistance de sortie du transistor amplificateur To; la résistance R2 de l'impédance Z2 est remplacée par le transistor T2 ajustable par la tension de polarisation E3 négative par rapport à la tension de polarisation E4 ajustant la pulsation wo donc la pulsation de coupure. Les caractéristiques de ce filtre utilisé en coupe-bande sont: - fréquence centrale (on appelle la fréquence centrale du filtre la fréquence FCB o son gain est mini- mal. Elle est très proche de Fi): pour E3 = 0 V, FCB 14,9 GHz, - 14 - pour E3 = -0,95 V, FCB = 11,3 GHz, pour E3 E4 assez bas, et k devient plus difficile à régler. Ici aussi, toutes les valeurs de E3 mentionnées sont référencées par rapport à E4, non pas par rapport à la masse. Réjection Si E4 est contrôlé à 25 mV, on garantit: une réfection supérieure ou-égale à 45 dB à la fréquence FCB = 14,9 GHz, une réfection supérieure ou égale à 39 dB à la fréquence FCB e 11,3 GHz. Gain: On a bien IVS/VEI 1 quand w 4 O, et IVS/VEI # vers une valeur inférieure à 1 (car wo donnée ci-après à titre d'exemple. Polarisation: Dans le cas o FCB = 14,9 GHz, on utilise E4 = -0,875 V Dans le cas ou FCB = 11,3 GHz, on utilise E4 s -2 V. A titre d'exemple, les caractéristiques pour E3 = O V et E4 = -0,875 V sont données sur la figure 3d. Le fait de charger le montage de la figure 3b par le suiveur de la figure 5, ou de placer un condensateur de découplage à son entrée, présente le même effet que sur le montage de la figure 2b. Dans toutes les caractéristiques données précédem- ment, on n'a pas tenu compte des capacités parasites du montage, car elles ne sont pas liées au montage proposé, mais dépendent de la mise en oeuvre de la technologie. Au moyen des filtres selon l'invention, lors- qu'ils sont réglés en passe-tout, on peut réaliser des dépha- seurs actifs 0-90 utilisant deux de ces filtres passe-tout ou pseudopasse-tout d'ordre 2, dont les sorties fournissent des signaux de même amplitude et en quadrature de phase. Le - 15 - déphaseur réalisé fonctionne alors dans le domaine des hyper- fréquences. Ces circuits déphaseurs trouvent leur application dans la réalisation de mélangeurs à réjection de fréquence image destinés, par exemple à des têtes de réception de si- gnaux retransmis par satellite artificiel ou de signaux hertziens en général. L'invention trouve aussi son application dans la réalisation de modulateurs 4 phases. Un circuit de ce type est connu de l'état de la technique par l'article intitulé Monolithic RC All-Pass Networks with Constant Phase Difference Outputs'. Ce circuit présente plusieurs inconvénients: - les cellules passe-tout utilisées travaillent en différentiel donc contiennent beaucoup d'éléments, ce qui rend le circuit complexe et augmente les risques de dégradation des performances dues au dispersions sur les valeurs des éléments; - du fait que les passe-tout utilisent une entrée différentielle, il faut placer devant ces cellules un circuit qui permet de passer d'un signal référencé par rapport à la masse (signal le plus souvent utilisé), à un signal différen- tiel nécessaire pour reconstituer l'entrée de ces cellules. D'une part, ce circuit-additionnel complique considérablement le montage. D'autre part il fournit des signaux qui ne sont pas rigoureusement en opposition de phase et de même amplitude (voir la publication citée p.1537), ce qui dégrade les carac- téristiques globales du déphaseur; - l'impédance de sortie des suiveurs placée en amont des cellules passe-tout n'est pas prise en compte dans la mise en équations du circuit. A cause de cette impédance, la fonction de transfert des cellules n'est pas en fait du type passe-tout. Pour que cette impédance ne dégrade pas les performances, il faut que les impédances utilisées dans les cellules passe-tout soient notablement plus fortes qu'elles, ce qui limite l'utilisation du circuit connu à des fréquences assez faibles. - 16 - Il existe aussi des déphaseurs qui utilisent des cellules passe-tout d'ordre 1 telle que la publication inti- tulée Development of Key monolithic circuits to Ka-band full MMIC receivers" par Takashi Ohira and alii dans IEEE 1987 Microwave and Millimeter wave Monolithic Circuits Symposium p.69 à 74. Mais les déphaseurs connus de ce deuxième document cité ne sont utilisables que dans des applications à bande étroite. Si la différence de phase entre deux sorties ne doit pas s'écarter de plus de 1" degré de sa valeur nominale 90 , alors le rapport entre les deux fréquences limites de la bande utile est de 1,7 quand on utilise des passe-tout d'ordre 1, tandis qu'il peut atteindre 10 avec des passe-tout d'ordre 2. Enfin si la fréquence centrale la plus élevée des deux passe-tout est fixée, la bande d'utilisation du dépha- seur, c'est-à-dire la bande o les deux sorties sont en qua- drature de phase, se situe à des fréquences plus élevées quand on utilise des passe-tout d'ordre 2 que lorsqu'on utilise des passe-tout d'ordre 1. L'utilisation de passe-tout d'ordre 2 est donc susceptible de permettre la réalisation de déphaseurs travaillant à des plus hautes fréquences. * Le schéma fonctionnel général d'un déphaseur réalisé au moyen de deux cellules passe-tout est donné sur la figure 4. Ce déphaseur comprend une première cellule B1 et une seconde cellule B2 qui reçoivent toutes deux un signal d'en- trée VE référencé par rapport à la masse et fournissent chacun une sortie respectivement V51 et V52. Les cellules ont pour fonction de transfert, pour Bj la relation 1bis du tableau I et pour B2 la relation Iter du tableau I. Selon l'invention, on peut utiliser des cellules du type de celles qui ont été décrites et illustrées par les figures 1 et 2, c'est-à-dire telles que w'l = w'o, w"l = w"o, Q', = -Q'o et Q"I = -Q"o (voir les relations 3ter et 2ter du tableau I. On choisit alors des cellules ayant même gain G1 = G2 (relation 10 du tabieau I). - 17 - Selon l'invention on peut aussi utiliser pour constituer 1-es cellules Bi et B2 des cellules pseudo-passe- tout' telles qu'illustré par les figures 3. Alors, comme précédemment la phase de chaque cel- lules B1 et B2 varie de O à -2r quand w varie de O à -;, et la différence de phase peut être rendue voisine de 90 dans une bande de fréquences données. Par contre le gain n'est plus indépendant de la fréquence. Cette variation du gain n'est pas gênante, le point qui importe est que le rapport des gains des deux cellules reste très voisin de 1 dans la bande d'utilisa- tion du déphaseur. Ce résultat peut être obtenu par un choix approprié des paramètres Wl, wo, Q1, Qo et G pour chaque cellule. La mise en oeuvre d'un déphaseur 0-90 au moyen de cellules tel qu'illustré par la figure lb est donnée sur la figure lc et les éléments pour réaliser ce circuit sont donnés dans le tableau III. La figure 2c illustre un déphaseur 0-90O actif réalisé au moyen de deux cellules B1 et B2 telles que montré à la figure 2b, les éléments pour mettre en oeuvre le circuit de la figure 2c sont rassemblés dans le tableau V. Enfin un déphaseur 0-90 actif réalisé au moyen de deux cellules illustrées par la figure 3b est montré sur la figure 3c et les éléments pour réaliser le circuit de la fi- gure 3c sont rassemblés dans le tableau VII. Comme on l'a dit précédemment le circuit déphaseur de la figure lc fonctionnera dans la bande de fréquences infé- rieures à 1 GHz, le déphaseur de la figure 2c fonctionnera dans la bande de fréquences de 1 à 9 GHz et le circuit dépha- seur de la figure 3c dans la bande de fréquences supérieures à 9 GHz. Pour les applications hyperfréquences, le montage de la figure 3c est donc le plus intéressant. On rappelle que pour ces cellules, un des pôles utilisé dans la fonction de transfert est dû à la coupure de l'amplificateur, ce qui - 18 - permet de monter haut en fréquence mais les rend moins bien appropriées aux applications basses fréquences. C'est pourquoi trois formes de circuits ont été proposées. En ce qui concerne le circuit de la figure 3c, ces caractéristiques sont données sur les courbes dans le cas o un condensateur de 50 fF est placé sur chacune de ses sorties, représentant l'impédance d'entrée des montages chargeant le déphaseur, qui peuvent être par exemple des suiveurs du type donné sur la figure 5. Les valeurs du tableau VII ne sont données qu'à titre d'exemple. Une modification de ces valeurs permet de modifier la bande d'utilisation du déphaseur si nécessaire. Un autre choix des valeurs peut aussi permettre d'améliorer les performances du déphaseur: l'utilisation de passe-tout d'ordre 2 confère au montage de nombreux degrés de liberté, et l'optimisation des valeurs des éléments est à étudier dans chaque cas particulier. Afin d'ajuster au mieux les caractéristiques on peut aussi jouer sur les sources de tension E2, E4, et éventuellement polariser les grilles des transistors amplificateurs T1o et T20 par deux tensions de polarisation différentes. Avec les valeurs du tableau VII, les caractéris- tiques du circuit de la figure 3c sont très intéressantes: - l'écart de phase AT = wVS1 - OVS2 entre les deux sorties ne dépasse pas sa valeur théorique 90 de plus de 1,25" (voir la figure 3e); - la bande d'utilisation du déphaseur, dans laquelle Ap est compris entre 89 et 91', 25 est très large et située très haut en fréquence, elle va de 6 GHz à 9, 8 GHz (voir la figure 3e); -l'écart de gain entre les sorties Vs1/Vs2 s'écarte de moins de 0,15 dB de sa valeur théorique 0 dB dans toute la bande (voir la figure 3f); - les pertes du déphaseur, c'est-à-dire VS1/V2 et VS2/VE, sont relativement faibles, c'est-à-dire environ équivalentes à -1,6 dB 'voir la figure 3g). - 19 - Un réglage très fin des caractéristiques peut être obtenu en ajustant la tension de polarisation E2: - Réglage de Am: en ajustant la tension de polarisation E2, le gain des deux cellules B1 et B2 varie faiblement et dans les mimes propor- tions, donc l'écart de gain n'est pas altéré (voir la figure 3h). On peut ainsi ajuster A". Ce réglage est très fin: si E2 varie de 1 V, alors Ac maximal varie de 0,25 (voir la figure 3i). - Réglage de l'écart de gain: on n'envoit plus ici la même polarisation E2 sur les transistors T13 et T23. On ne relie plus R15 et R25 entre elles mais on peut remplacer E2 par une tension de polarisation E21 reliée à R15 et par une tension de polarisation E22 reliée à R25. Alors en laissant la tension de polarisation E22 à sa valeur nominale 2,5 V (voir tableau VII) et en jouant sur la tension de polarisation E21, on ne modifie quasiment pas la différence de phase Aw (voir la figure 3j) mais on règle l'écart de gain (voir la figure 3k). Ce réglage est très fin pour une variation de E21 de 1 V, l'écart de gain varie de moins de 0,1 dB. On remarquera que l'on utilise E21 plutôt que E22 car E22 joue un peu sur la différence de phase Am. Les résultats précédents ont été obtenus avec des transistors à effet de champ en arséniure de gallium dits MESFET. Mais des performances encore meilleures peuvent être obtenues avec des transistors à effet de champ du type HEMT. Concernant les déphaseurs montrés sur les figures lc et 2c qui fonctionnent à des fréquences plus basses, on peut également fusionner les tensions d'alimentation E24 et E14, les résistances R24 et R14 et'les capacités C13 et C23. Des mesures ont été réalisées en chargeant les sorties par une capacité CL = 50 fF comme précédemment; on a obtenu: -l'écart de phase Ap:il s'écarte au plus de 1 degré de sa valeur théorique 900 dans la bande d'utilisation (voir la figure 2e). - 20 - - la bande o Ap est compris entre 89 et 91 va d'environ 1,9 GHz à 2,95 GHz (voir la figure 2e); - l'écart entre les gains varie de 0,035 dB dans la bande et reste inférieur à 0,07 dB dans la bande (voir la figure 2f); - le gain des cellules B1 et B2 est proche de 0 dB (.confor- mément à leurs équations G1 = G2 = 1). - 21 - TABLEAU I Fonction de transfert générale du filtre: (s/Wî)2 + (1/Q1) (s/wl) + 1 G(s) = G. (I) (s/wO)2 + (1/Qo) (s/wo) + 1 Fonction coupe-bande 1/Q1 = 0 (2) et Wl = wo (3) Fonction passe-tout Q1 = -Qo (2bis) et w1 = wo (6bis) Filtre de la fiQure la: Gain de l'amplificateur A: H(S) = -k o k est une constante (4) G =-k (5) wl = w0 = 1/(R1 C1 R2 C2) (6) Q1 = (R1 C1 R2 C2) /[(R1C1 + R2C2) - k (7) Qo = (Ri Ci R2 C2) /(R1C1 + R2C2 + R1C2) (8) Si R1 = R2 et C1 = C2 alors k = 0,5 en coupe-bande k = 0,2 en passe-tout Filtre de la fiQure 2a Gain de l'amplificateur A H(S) = -k (4bis) G = 1 (Sbis) w= wo = 1/(RIC1 R2 C2) (6bis) Q1 = (R1 C1 R2 C2) /(Ri Ci + R2 C2 - kR2 C1) (7bis) Qo = (Ri Cl R2 C2) /(R1 C1 + R2 C2 + R2 C1) (8bis) Si R1 = R2 et C1 = C2 alors k = 2 en coupe-bande k = 5 en passe-tout - 22 - TABLEAU I (Suite) Filtre de la figure 3a Le gain de l'amplificateur A est donné par H(s) = -k/(T.s+1) (4ter) o T = 1/wp Wp étant la pulsation de coupure de l'amplificateur G = I (5ter) wo = 1/[(R1+R2)C1 T I (6ter) Wl = 1/(R1 C1 T) (6quater) QI = (R1 C1 T) /(R1 C1 + T - R2 C1 k) (7ter) Qo = [(R1 + R2)CI T] / [(Ri+R2)C1 + T] (8ter) IFonction de transfert du circuit déphaseur de la figure 4 réalisée au moyen de deux filtres passe- tout selon l'une ides figures 1, 2 Ou 3. (ibis) Pour la cellule B1 Gl(s) = G1. (s/w'0)2+(1/Q'o0)(s/w'o)+1l (s/w"1)2+(1/Q"l)(s/w")+l (lter) Pour la cellule B2 G2(s) = G2. (s/w"o)2+(1/Q"o)(s/w"o)+l' w' = w'o Q'i =-Q'o 3ter) (2ter) W. = w"o Q"I= Q"o et G1T= G2 (10) - 23 - TABLEAU Il Eléments pour mettre en oeuvre le circuit de àia figure lb dans l'exemple Largeur de grille des transistors To: W0 = 200 Pm T1: Wi = 20 pm T2:W2 = 20 pm T3:W3 = 100 pm Valeurs des résistances R3= 10 kQ R4= 10 kQ R= 140 Q Valeurs des capacités C1 =0,1 pF C2 = 0,1 pF Valeur des tensions de polarisation et d'alimentation continues El = +6 V E2 = +2,5 V -1,8 V E3 -V3 - 24 - TABLEAU III Eléments pour mettre en oeuvre le circuit de la figure lc dans l'exemple Largeur de grille des transistors To: Wo = 200 pm T1: Wl = 20 pm T2: W2 = 20 pm T3: W3 = 100 Pm Valeurs des résistances R12: 500 Q R22 = 1500 Q R15 800 Q R25: 3800 Q R14 = 10 kQ R24 = 10 kQ Valeurs des capacités C1 = 0,2 pF C2 = 0,2 pF Valeur des tensions de polarisation et d'alimentation continues E1 = +6 V E2 = +2,5 V 1,8 V - 25 - TABLEAU IV Eléments pour mettre en oeuvre le circuit de la figure 2b dans l'exemple Largeur de grille du transistor To: Wo = 200 pm T2: W2 = 20 pm T3: W3 = 100 pm Valeurs des résistances R3 = 10 kg R4 = 10 kQ R5 = 140 Q Valeurs des tensions d'alimentation et de polarisation continues E1 = + 6V E2 = +2,5 V -1,8 V - 26 - TABLEAU V Eléments pour mettre en oeuvre le circuit de la figure 2c dans l'exemple Largeur de grille du transistor TlO et T20: Wo10 = 200 pm Largeur. T13 et T23: W13 = 100 pm Valeurs des résistances R12 = 450 Q R22 = 1480 Q R15 = 730 Q R25 = 3600 Q R14 = 10 kQ R24 = 10 kQ Valeurs des capacités Cll = 0,1 pF C21 = 0,1 pF C12 = 0,1 pF C22 = 0,1 pF C13 = C23 = 5 pF Niveau des alimentations et polarisations E1 = + 6V continues E2 = +2,5V E14 = -0,8V E24 = -1,6V - 27 - TABLEAU VI Eléments pour mettre en oeuvre le circuit de la figure 3b dans l'exemple Largeur de grille des transistors To: W0 = 200 pm T2:W2 = 20 pm T3:W3 = 100 pm Valeurs des résistances R3 = 10 kQ R4= 10 kQ Rs = 35 Q Valeurs des capacités C1 = 0,1 pF Valeur des tensions de polarisation et d'alimentation continues E1 = +6V E2 = +2,5V -0,95V - 28 - TABLEAU VII Eléments pour mettre en oeuvre le circuit de la figure 3c dans l'exemple Largeur de grille du transistor TIO, T20: W10 = 150 pm Largeur" " " " T13, T23: W13 = 75 pm Valeurs des résistances R12 = 270 Q R22 = 485 Q R15 = 250 Q R25 = 760 Q R21 = 410 Q R4 = 10 kQ Valeurs des capacités C11 = 0,1 pF C21 = 0,24 pF C3 = 10 pF Niveau des alimentations et polarisations E1 = + 6V continues E2 = +2,5V E4 = -0,9V - 29 - Revendications 1. Dispositif semiconducteur incluant un filtre actif aju table dans le domaine des hautes et hyperfréquences, ce filtre présentant une entrée et une sortie asymétriques, réfé- rencées par rapport à la masse, caractérisé en ce qu'il comporte entre cette entrée et cette sortie: - une première branche comprenant un amplificateur de gain H(s) et une première impédance Z1 en série, - une seconde branche dite de contre-réaction com- prenant une seconde impédance Z2, - et en ce que ce filtre présente une fonction de transfert G(s) qui a pour expression: (s/w1)2 + (/Q1) (s/wl) + 1 G(s) = G. (slwO)2 + (1/Qo) (s/wo) + 1 expression dans laquelle: G est le gain total du filtre, s est la variable de Laplace, wl est la pulsation associée aux zéros de G(s), wm est la pulsation associée aux pôles de G(s), Qo est la sélectivité ou facteur de qualité du filtre, QI est le facteur de réjection du filtre. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens pour que le filtre soit con- tinûment ajustable de coupe-bande à passe-tout, dans un do- maine de fréquences donné. 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que, dans chaque domaine de fréquences donné, ces moyens comportent une configuration et une valeur des impédances Z1 et Z2, et comportent en outre le réglage du gain H(s) de l'am- plificateur pour obtenir que Q1 soit ajustable entre l'infini -pour produire la fonction coupe-bande (1/Q1 = 0), et la valeur -Qo pour produire la fonction passe-tout (Q1 = -Q0), avec Wl - wO. 4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que, dans le domaine des hautes fréquences tel que par - 30 - exemple jusqu'à 1 GHz, l'impédance Z1 en série avec l'ampli- ficateur a la configuration d'un filtre R1 C1 parallèle, et l'impédance Z2 de la branche de contre-réaction a la configu- ration d'un filtre R2 C2 série, et pour une fonction Goupe- bande ou passe-tout choisie, le gain de l'amplificateur est constant sur toute la bande de fréquences donnée. 5. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que dans le domaine des très hautes fréquences par exemple situé entre 1 et 9 GHz, l'impédance Zl en série avec l'amplificateur a la configuration d'un filtre R1 C1 série, et l'impédance Z2 de la branche de contre-réaction a la configu- ration d'un filtre R2C2 parallèle, et en ce que pour une fonc- tion coupe-bande ou passe-tout choisie, le gain de l'amplifi- cateur est constant sur toute la bande de fréquence donnée [H(s) = -k]. 6. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé - en ce que dans le domaine des hyperfréquences, par exemple au-delà de 9 GHz, l'impédance Z1 en série avec l'amplifica- teur, a la configuration d'un filtre R1C1 série, et l'impé- dance Z2 de la branche de contre-réaction a la configuration d'une résistance R2, et en ce que, pour une fonction coupe- bande ou passe-tout choisie, l'amplificateur fonctionne au- tour de sa fréquence de coupure avec un gain non constant H(s) = -k/(T.s+ 1) o T est défini par T = 1/wp, o wp est la pulsation de coupure de l'amplificateur dans le cas o elle n'est pas supposée infinie. 7. Dispositif selon l'une des revendications 4 ou 5, caractérisé en ce que les valeurs des résistances sont égales (R1 = R2) et les valeurs des capacités sont égales (C1 = C2). 8. Dispositif selon la revendication 7, dans la mesure o elle dépend de la revendication 4, caractérisé en ce que, pour passer de la fonction coupe-bande (1/Q1 = 0) à la fonction passe-tout (Q1 = -Qo), le réglage du gain H(s) de l'amplificateur conduit de: k = 0,5 (fonction coupe-bande) à - 31 - k = 0,2 (fonction passe-tout). 9. Dispositif selon la revendication 7, dans la me- sure'o elle dépend de la revendication 5, caractérisé en ce que, pour passer de la fonction coupe-bande (1/Q1 = 0) à la fonction passe-tout (Q1 = -QO), le réglage du gain de l'ampli- ficateur conduit de k = 2 (fonction coupe-bande) à à k: 5 (fonction passe-tout). 10. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que les valeurs des résistances sont égales (R1i = R2), et la valeur de la capacité est donné par la relation C1 = T/R1. 11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que, pour passer de la fonction coupe-bande (1/Q1 0) à la fonction pseudo-passetout (Qi = -Qo), avec wl: wo, le gain de l'amplificateur (H(S)) conduit de: k 2 (fonction coupe-bande) à k =2 + - =4,1 f2 (fonction pseudo-passetout) 12. Dispositif selon l'une des revendications 8, 9 ou 11, caractérisé en ce que l'amplificateur est constitué d'un premier transistor To relié à une alimentation continue posi- tive E1 à travers un transistor de charge T3 dont la grille est polarisée à travers une résistance Rs par une tension con- tinue positive E2, la grille du transistor amplificateur To qui reçoit le signal d'entrée VE, étant en outre polarisée à travers une résistance R4 par une tension continue négative Es au moyen de laquelle la constante -k du gain de l'amplifica- teur est réglée. 13. Dispositif selon la revendication 12, caractérisé en ce que la résistance R2 incluse dans l'impédance Z2 de contre-réaction est constituée par un transistor T2 dont la grille est polarisée à travers une résistance R3 par une ten- sion continue négative par rapport à la polarisation de la source de ce transistor T2 au moyen de laquelle wî est ajustée. - 32 - 14. Dispositif selon la revendication 13, dans la mesure o elle dépend de la revendication 8, caractérisé en ce que 'la résistance R1 incluse dans l'impédance Zl de la branche principale est constituée par un transistor T1 dont leadrain est relié directement à la source du transistor T2 de la branche de contre-réaction jouant le rôle de résistance R2 de l'impédance Z2, et dont la grille est reliée à la grille de ce transistor T2 pour être polarisée de façon identique. 15. Dispositif selon l'une des revendications précé- dentes, caractérisé en ce que le filtre est réglé en coupe- bande. 16. Dispositif selon la revendication 15, caractérisé en ce que le filtre réglé en coupe-bande est appliqué à former un circuit réjecteur de fréquences. 17. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 14, caractérisé en ce que le filtre est réglé en passe-tout. 18. Dispositif selon la revendication 17, caractérisé en ce que deux filtres réglés en passe-tout sont associés de manière à recevoir le même signal d'entrée et à fournir chacun un signal de sortie déphasé de 90 pour former un circuit dé- phaseur.