FR 2633473 A1 19891229 FR 8808625 A 19880623 1i 2633473 "PROCEDE DE RESTITUTION DE LA COMPOSANTE CONTINUE D'UN SIGNAL DU TYPE DMAC/PAQUET, DISPOSITIF ET UTILISATION CORRESPONDANTS". Le domaine de l'invention est celui des pro- cédés de restitution de la composante continue des signaux du type appartenant à la famille MAC Paquet, et plus particulièrement des signaux normalisés DMAC Paquet, D2MAC Paquet, ou encore des signaux de télé- vision haute définition (TVHD) également nommés HD- MAC. Dans le cas des signaux de la famille MAC Paquet proprement dite, l'information transportée est relative à un signal de télévision en couleurs, chaque ligne étant constitué notamment d'un multi- plex d'une salve de sons et données, d'une partie image (luminance et chrominance), et entre autres d'informations d'alignement et de synchronisation. Lors de la transmission du signal, la compo- sante continue du signal d'origine est perdue, pour l'essentiel, lors de l'opération de modulation de la porteuse, notamment en cas de transmission par voie hertzienne. Le signal transmis est en outre sujet aux distorsions, aux interférences, et subit éven- tuellement une modulation supplémentaire en disper- sion d'énergie dans le cas d'une transmission par satellite. On connaît déjà deux principes de restitu- tion de la composante continue, applicables aux si- gnaux du type de la famille MAC Paquets: - le "clamp", qui, dans le cas général (Fig. 1), consiste à charger un condensateur C pendant un intervalle donné To du signal reçu, appelé période d'alignement. Cette période de chargement To corres- pond à une phase d'estimation de la composante continue, et la tension de charge est conservée comme correction apportée au signal. Dans le schéma de la Fig.l, e(t) représente le signal d'entrée, s(t) le signal de sortie, R l'impédance du circuit qui complique encore la restitution de la composante continue. D'un point de vue psychovisuel, le bruit en basse fréquence se traduit essentiellement par des différences de niveau de luminance sur la hauteur de l'image. Pour sa part, le bruit replié se traduit par des variations de niveau de luminance de ligne à ligne, et constitue le premier défaut sensible sur l'image, et est d'autant plus perçu que la défini- tion de l'image est bonne. Ceci implique une prise en compte spécifique de ce problème dans le cas d'un signal d'image en haute définition. On sait également que la présence de plu- sieurs clamps-dans la chaine de diffusion est extrê- mement préjudiciable à l'opération de restitution de la composante continue. En effet, en cas de diffu- sion par satellite, on peut compter au moins trois clamps successifs dans la chaine de transmission, intervenant respectivement au moment de la modula- tion du faisceau hertzien d'émission, puis au moment de l'opération de démodulations-remodulations H.F. vers le satellite-relais, et enfin lors de la récep- tion par l'utilisateur. En cas de distribution du signal reçu sur un réseau, un quatrième clamp est à prévoir. Or, du fait de l'addition quadratique des défauts, cette cascade de plusieurs clamps nécessite des précautions particulières afin d'éviter que le bruit de clamp ne soit visible à la réception. En fait, le problème intrinsèque du clamp est le sous-échantillonnage; la solution la plus simple serait d'augmenter la durée de la période de clamp. Toutefois, dans le cas d'un signal D2MAC/paquet, ceci imposerait de modifier la norme. Une autre solution consiste à effectuer un filtrage de correction sur plusieurs lignes, pour limiter le bruit d'estimation. Mais, dans ce cas, on corrige mal les défauts basse fréquence du type de ceux in- duits par le traitement en dispersion d'énergie. 2 2633473 suivant (R " r), et I l'interrupteur commandé qui est fermé pendant la durée To de la période To de chargement du condensateur C. - les contre-réactions. Une analyse mathématique montre que les clamps et les contre-réactions sont rigoureusement identiques quant à leurs résultats. Ce système connu présente un certain nombre d'inconvénients. Tout d'abord, il faut noter que la restitu- tion de la composante continue ne peut pas se faire parfaitement, ni de façon certaine, c'est-à-dire sans dépendance vis-à-vis du bruit et des compo- santes basse fréquence du signal. Cet objectif ne constitue même pas une limite théorique, en raison des incertitudes de l'estimation de la composante continue d'un signal d'erreur. Ceci explique que l'optimisation de l'opération de restitution de la composante continue comporte une bonne part d'empirisme, et de contingence à la structure du si- gnal reçu. En second lieu, la restitution de la compo- sante continue exige un compromis entre les réjec- tions du bruit replié (résultant en un "bruit de ligne"), et des composantes basse fréquence (distor- sion ou composante superposée). La sensibilité au repliement du bruit du si- gnal, dans la correction ligne à ligne de la compo- sante continue, apparaît essentiellement en présence de bruit ou de composantes spectrales au-delà de 7,8 KHz, du fait que la fréquence d'échantillonnage de l'estimation est de 15.625 Hz. Les composantes basse fréquence proviennent par exemple de l'oscillateur local, d'inductions à la fréquence secteur (ron- flette), ou encore de parasites, distorsions, bruits blancs Gaussiens, bruits impulsifs, entre autres. Le traitement du signal en dispersion d'énergie, dans le cas d'une transmission par satellite, rajoute une composante une basse fréquence triangulaire à 25 Hz, 4 2633473 Cette constatation illustre la contrainte du compromis nécessaire, déjà mentionnée, pour la cor- rection bruit de clamp/bruit BF. L'objectif de l'invention est de fournir un procédé de restitution de la composante continue permettant de résoudre les différentes limitations des systèmes existants, particulièrement dans le cas d'un signal source du type de la famille MAC/Paquet. Plus précisément, un premier objectif de l'invention est de réaliser un procédé de restitu- tion de la composante continue assurant une augmen- tation apparente et effective de la durée de la pé- riode d'alignement, dans un signal de la famille MAC/paquet. Il s'agit donc, sans modifier la norme, ni la structure des signaux transmis, de pallier le problème du sous échantillonnage de l'estimation de la composante continue, par l'opération de clamp, en allongeant l'étape d'estimation et en multipliant le nombre de valeurs d'estimation de la composante continue. Un autre objectif de l'invention est de fournir un tel procédé qui utilise la spécificité de la structure des signaux MAC/paquet pour réaliser cette augmentation artificielle de la durée de la période d'alignement. Un objectif complémentaire de l'invention est de fournir un tel procédé qui fonctionne aussi bien à partir- d'une version analogique du signal MAC, qu' à partir d'une version numérique. L'invention a é galement pour objectif de fournir un tel procédé dont la mise en oeuvre soit compatible avec une chaine de transmission du signal comportant une cascade de clamps. Le procédé doit en effet pouvoir trouver place en différents points de la chaine de transmission. Ces objectifs, ainsi que d'autres qui appa- raitront par la suite, sont atteints à l'aide d'un procédé de restitution de la composante continue d'un signal source de télévision, du type de la fa- mille MAC/Paquets, chaque ligne é tant notamment constituée d'un multiplex temporel, d'une salve de données en codage numérique duobinaire, d'une partie image, et d'une période d'alignement, caractérisé en ce que la composante conti- nue, pour chaque ligne, est restituée au moyen d'une estimation de la valeur de ladite composante réali- sée à partir d'une opération de détection du niveau du signal de données duobinaire lors des passages à zéro dudit signal duobinaire. De façon préférentielle, ladite estimation est réalisée en prenant en compte à la fois la dé- tection du niveau des passages à zéro dudit signal duobinaire, et le niveau du signal dans ladite pé- riode d'alignement. Ce procédé permet ainsi de bénéficier du fait que le niveau du zéro du signal duobinaire est identique au niveau de la période d'alignement. En conséquence, la prise en compte du pas- sage à zéro du signal, à la fois pendant la durée des données duobinaires, et pendant la période d'alignement, permet de prolonger artificiellement la durée de la période d'alignement. De façon avantageuse, ladite détection du niveau des passages à zéro dudit signal duobinaire, est réalisée par détection et comptage du nombre desdits passages à zéro, par accumulation des ni- veaux continus aux instants desdits zéros, et par division dudit cumul par le nombre de zéros, afin d'obtenir un niveau moyen estimé de la composante continue. Dans des modes de réalisation préférentiels de l'invention, la composante continue estimée subit un filtrage effectué sur au moins deux lignes consé- cutives du signal source, par exemple sur six lignes. Le procédé inclut également avantageusement une étape de prédiction de la correction d'une modu- lation avec dispersion d'énergie du signal source. 6 2633473 Les objectifs de l'invention sont également atteints à l'aide d'un dispositif de mise en oeuvre du procédé ci-dessus, caractérisé en ce qu'il com- prend: - des moyens de comptage du nombre de pas- sages à zéro de chacune desdites salves de données duobinaires, - des moyens d'accumulation des niveaux du- dit signal duobinaire décodé aux instants desdits passages à zéro, - des moyens de commande de l'activation desdits moyens d'accumulation, - des moyens de division du contenu desdits moyens d'accumulation, par le contenu desdits moyens de comptage. La salve de données duobinaire décodée étant un signal analogique, ce dernier peut ê tre soit converti en format numérique pour l'opération de restitution de la composante continue de façon numé- rique (par exemple avec un circuit additionneur monté en accumulateur), soit directement utilisé dans un circuit analogique à capacité rechargeable. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture suivante de la description d'un mode de réalisation préférentiel de l'invention, donné à titre illustratif, et des des- sins annexés dans lesquels: - la figure 1 représente le schéma classique d'un circuit analogique de clamp; - la figure 2 schématise la structure du si- gnal D2MAC/Paquet en bande de base; - la figure 3 est un schéma descriptif des différents circuits et modules d'un mode de réalisa- tion préférentiel du dispositif selon l'invention fonctionnant en mode numérique; - la figure 4 est la représentation, sous forme de diagramme de l'oeil, de la forme du signal D2MAC dans la salve de données. 7 2633473 Comme représenté en figure 2, le signal D2MAC, en bande de base est constitué, pour chaque ligne, successivement d'une salve de données 21, d'une période d'alignement 22, d'un signal de chro- minance 23 et d'un signal de luminance 24. La durée de ces différents signaux, ainsi que des périodes de transition, est la suivante: a = 208 périodes pour 105 bits de données et de synchro b = 4 périodes d'horloge pour la transition à la fin des données c = 15 périodes d'horloge période d'alignement d = 11 périodes d'horloge pour la transition pondérée vers le signal de différence de couleur e = 348 périodes d'horloge (349 é chantillons) pour la composante de différence de couleur g = 6 périodes d'horloge pour la transition pon- dérée du signal de différence de couleur à celui de luminance h = 696 périodes d'horloge (697 é chantillons) pour la composante de luminance j = 8 périodes d'horloge pour la transition pon- dérée à la fin du signal de luminance. Pour une fréquence d'horloge à 20,25 MHz, la valeur de la demi-période symbole T est de 49,4 ns, ce qui donne une période symbole de 98,8 ns. Selon l'invention, on exploite la salve de données 21 pour augmenter artificiellement la durée de la période d'alignement. Dans le signal D2MA , chaque salve de don- nées comporte un total de 105 bits. 6 bits 41 constituent le mot de synchronisation de ligne, et les 99 bits restants 42 sont utilisés pour la trans- mission des sons et des données organisés en paquet de 751 bits (Figure 4). Dans le standard à 625 lignes, une période d'alignement 22 de 15 échantillons suit la salve nu- mérique de toutes les lignes de 1 à 624. La fin de -8 2633473 la salve 624 contient un mot de marquage de la posi- tion de la période d'alignement. Le principe du codage duobinaire, retenu pour la salve de données, consiste à utiliser un code à trois niveaux obtenu par addition arithmé- tique du signal binaire à coder, avec lui-même, re- tardé d'un cycle d'horloge, selon la formule ck =bk + bk-1 À avec ckb valeur de codage duobinaire; bk: valeur du signal binaire; +: addition arithmétique. Le codage duobinaire présente l'avantage de compacter le contenu spectral du signal. L'opération de codage duobinaire est précédée d'une opération de précodage, permettant d'éviter les propagations d'erreurs, et de simplifier le décodage. Comme représenté en figure 4, le diagramme de l'oeil de la salve de données duobinaire permet de mettre en évidence les passages à zéro 43 du si- gnal. Du fait du principe du signal duobinaire (1,0,-1), le signal prend la valeur zéro sur au moins la moitié des symboles duobinaires 42. C'est chacun de ces passages à zéro 43 que le procédé de restitution de la composante continue suivant l'invention exploite dans le but d'augmenter artifi- ciellement la période d'alignement. Cette augmentation de la période d'alignement est particulièrement utile pour dimi- nuer fortement les effets des bruits de clamp. A titre d'exemple de la sensibilité de l'oeil du spec- tateur de télévision aux défauts du type des bruits de clamp, on notera que les seuils de perception des défauts, ont été déterminés comme suit: TYPE DE DEFAUT SEUIL DE REJECTION PERCEPTION NECESSAIRE Résidu maximum crête à crête de dispersion d'énergie à 10 mV 40 dBV fréquence image Résidu maximum crête à crête de cassures aux basses 30 mV 30 dBV fréquences Résidu maximum en quasi crête à crête d'un signal BF non 3 mV 50 dBV corrélé Résidu maximum en valeur efficace de bruit de clamp 1 mV 60 dBV La figure 3 schématise un mode de réalisa- tion en mode numérique d'un dispositif de restitu- tion de la composante continue suivant l'invention. Sur cette figure 3, le signal en bande de base décodé 30 est introduit dans le circuit de l'invention selon une amplitude 1 V crête-crête. Après passage dans un circuit soustracteur 31 dont. la seconde entrée reçoit la boucle de rétro- action 32 du circuit de restitution de la composante continue, une portion du signal est prélevée en 33 pour l'acheminement vers les circuits de traitement de vidéo 34. Un filtre passe-bas 35 à 5 MHz assure la diminution du bruit du signal, avant la conversion dans le convertisseur analogique-numérique 36. Le signal filtré par le filtre passe-bas est également acheminé vers un circuit convertis- seur duobinaire/binaire 37, qui alimente notamment un module de récupération de rythme 38 fournissant le signal d'horloge H, et un module de base de temps 39. Le signal converti en binaire est égale- ment envoyé vers un module de traitement de données 40. 2633473 L'ensemble des circuits 34, 35, 37, 38, 39, 40, appartiennent à la chaine classique de trai- tement du signal DMAC à la réception. Le fonctionnement du circuit additionneur est commandé par le circuit OU 51, qui est sous contrôle du signal Fen issu du circuit de base de temps 39. Ce signal Fen est une fenêtre encadrant la partie duobinaire du signal, et la période d'alignement. Il est actif à l'état bas. Parallèlement au circuit additionneur 50, le circuit 52 de comptage des zéros est également placé, lui aussi, sous contrôle du signal Fen, ainsi que d'un signal supplémentaire RAZ de remise à zéro. Le signal RAZ est également issu du module de base de temps 39. On notera que le signal d'horloge H récu- péré en sortie du module 38 commande également le circuit de comptage de zéro 52, ainsi que le conver- tisseur analogique numérique 36. L'additionneur 50 et le compteur de zéro 52 alimentent enfin un processeur 53 de calcul de la correction de la composante continue. Le processeur 53 joue le rôle de moyenneur, en divisant la valeur cumulée obtenue dans l'additionneur 50, par le nombre de zéro comptés dans le circuit 52. Un signal de synchronisation de trame 54, alimentant le processeur 53, permet de tenir compte d'une information de prédiction de la dispersion d'énergie des signaux transmis en radiodiffusion par satellite. Cette prédiction est obtenue aisément du fait que la composante BF de dispersion d'énergie est synchrone de la trame. Le signal de correction calculé par le processeur 53 est réacheminée par la boucle de ré- troaction 32 vers l'entrée du dispositif. Ce signal est converti en mode analogique dans le convertis- seur numérique analogique 55, avant d'arriver en en- trée du circuit soustracteur 31. il 2633473 Le fonctionnement de ce dispositif est le suivant. Le compteur 52 est incrémenté à chaque fois qu'un zéro est présent dans le signal duobi- naire 30. De son côté, la logique de commande constituée par le circuit OU 51 permet de n'activer la fonction d'addition de l'additionneur 50 que pen- dant la période d'émission d'une salve de données duobinaire, et uniquement lorsque le symbole é mis est un zéro. L'additionneur 50, monté en accumulateur, totalise le cumul des niveaux continus aux instants des zéros du signal de données. De façon avantageuse, la période d'alignement (intervalle de clamp), ainsi que la transition entre la salve de données et la période d'alignement, sont inclus dans le processus. Le compteur 52 calcule le nombre de zéros contenus dans la partie duobinaire du signal entre deux remises à zéro RAZ. A partir de ces informations, le proces- seur 53 effectue les opérations suivantes: - une opération de division du total cu- mulé fourni par l'additionneur 50, par le nombre de zro fourni par le compteur 52. Cette opération per- met d'obtenir le niveau moyen de l'estimation de la composante continue; une opération de filtrage de l'estimation sur plusieurs lignes. De façon avanta- geuse, ce filtrage peut être effectué sur au moins deux lignes, et par exemple sur six lignes consécu- tives. Ceci permet de limiter le bruit d'estimation - une opération optionnelle de prédiction de la correction du signal de dispersion d'énergie, dans le cas d'une transmission du signal par satel- lite. Ce dispositif permet très efficacement de prolonger artificiellement la durée de la période 12 2633473 d'alignement. En effet, du fait qu'une salve de don- nées duobinaire comprend environ une centaine de symboles duobinaires, on peut donc y compter environ une cinquantaine de passages à zéro. En additionnant le nombre de bits de la période d'alignement, qui est de 15 dans le cas d'un signal D2MAC, on obtient ainsi 65 passages à zéro environ, ce qui correspond à plus qu'un quadruplement du nombre d'échantillons prélevés. dre D'autre part, on constate également que la durée d'observation pendant laquelle sont prélevés les é chantillons de passage à zéro est d'environ 5750 ns (15x49,4ns + 50x98,8ns), soit plus de sept fois la durée de la période d'alignement. On constate d'ailleurs qu'il serait envi- sageable de se passer, le cas échéant, des quinze échantillons de la période d'alignement. De façon alternative au dispositif de la figure 3, un autre mode de réalisation de l'invention consisterait à remplacer les moyens de comptage des passages à zéro et d'accumulation des niveaux du signal, par une capacité sélectivement rechargée lors desdits instants de passages à zéro du signal duobinaire. Bien que moins performante que la version numérique, cette version analogique est tout à fait opérationnelle. Dans une application avantageuse de l'invention, ce dispositif de restitution de la com- posante continue peut être placé dans un régénéra- teur de signal, de la chaine de transmission du si- gnal DMAC. Le dispositif de l'invention trouve place également aussi bien dans les stations d'émission vers des satellites-relais de diffusion, que dans des têtes de réseaux de réception, et dans les ré- cepteurs terminaux de la chaine de transmission. *13 2633473 REVENDICATIONS 1) Procédé de restitution de la composante conti- nue de référence d'un signal source de télévision, du type de la famille MAC/Paquets, chaque ligne étant notamment constituée d'un multiplex temporel d'une salve de données (21) en codage numérique duo- binaire, d'une partie image (23, 24), et d'une pé- riode d'alignement (22), caractérisé en ce que la composante conti- nue, pour chaque ligne, est restituée au moyen d'une estimation de la valeur de ladite composante réali- sée à partir d'une opération de détection du niveau du signal de données duobinaire lors des passages à zéro (43) dudit signal duobinaire. 2) Procédé suivant la revendication 1, ca- ractérisé en ce que ladite estimation est réalisée en prenant en compte à la fois la détection du ni- veau des passages à zéro dudit signal duobinaire (21), et le niveau du signal dans ladite période d'alignement (22). 3) Procédé suivant l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé à ce que ladite détection du niveau des passages à zéro dudit signal duobinaire, est réalisée par détection et comptage du nombre desdits passages à zéro (43), par accumu- lation des niveaux continus aux instants desdits zé- ros, et par division dudit cumul par le nombre de zéros, afin d'obtenir un niveau moyen estimé de la composante continue. 4) Procédé suivant l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ladite composante continue estimée subit un filtrage effec- tué sur au moins deux lignes consécutives du signal source. ) Procédé suivant l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il inclut une étape de prédiction de la correction d'une modu- lation avec dispersion d'énergie du signal source. 14 2533473 6) Dispositif de mise en oeuvre du procédé de restitution de la composante continue d'un signal source du type de la famille MAC Paquets, selon l'une quelconque des revendications 2 à 5, caracté- risé en ce qu'il comprend: - des moyens de comptage (52) du nombre de passages à zéro (43) de chacune desdites salves de données duobinaires (22), - des moyens (50) d'accumulation des niveaux dudit signal duobinaire décodé aux instants desdits passages à zéro (43), - des moyens (51) de commande de l'activation desdits moyens d'accumulation (50), - des moyens (53) de division du contenu desdits moyens d'accumulation (50), par le contenu desdits moyens de comptage (52). 7) Dispositif suivant la revendication 6, caractérisé en ce que ladite salve de données duobi- naire (22) décodée est un signal analogique, et en ce que lesdits moyens d'accumulation comprennent un convertisseur analogique-numérique (36), et un cir- cuit additionneur (50), monté en accumulateur. 8) Dispositif suivant la revendication 6 caractérisé en ce que ladite salve de données duobi- naire (22) est un signal analogique, et en ce que lesdits moyens d'accumulation et de division sont remplacés par une capacité sélectivement rechargée lors desdits instants de passages à zéro (43) dudit signal duobinaire (22). 9) Dispositif suivant la revendication 6 caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (53, 54) de prédiction de la correction d'une modulation avec dispersion d'ténergie du signal source. ) Régénérateur de signal caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif selon l'une quel- conque des revendications 6 à 9. 11) Utilisation d'un dispositif selon l'une quelconque des revendications 6 à 9, dans une station d'émission en ligne montante vers un satel- 2633473 lite et/ou dans une tête de réseau de réception en ligne descendante d'un signal provenant d'un satel- lite.