FR 2628217 A1 19890908 FR 8803239 A 19880307 Q) RÉPUBLIQUE FRAN AISE N de publication: 2 628 217 (à n'utiliser que pour les INSTITUT NATIONAL -commandes de reproduction) DE LA PROPRIÉTÉ INDUSTRIELLE D N d'enregistrement national: 88 03239 PARIS Int CI4: G 01 R 19/00, 1/44, 31/26; H 01 L 23/56. ) DEMANDE DE BREVET D'INVENTION A1 ) Date de dépôt: 7 mars 1988. (D Demandeur(s): SGS-THOMSON Microelectronics SA., Société anonyme. - FR. () Priorité: ( Inventeur(s): Bruno Nadd. _- Date de la mise à disposition du public de la demande: BOPI " Brevets " n 36 du 8 septembre 1989. 6 Références à d'autres documents nationaux appa- rentés: rn Titulaire(s): _ Mandataire(s): Michel de Beaumont, Cabinet Conseil. _ Circuit de mesure d'un courant. ( La présente invention concerne un circuit de mesure d'un courant dans un circuit intégré, comprenant un amplificateur D opérationnel 22 dont la borne d'entrée non-inverseuse est reliée à la masse par une première résistance 23 de valeur Re 2 R et une deuxième résistance 21 de valeur R2, le point de A raccordement de ces deux résistances recevant le courant INL à I 0 mesurer, et dont la sortie est connectée par un inverseur 26 à v2. 2 un transistor MOS 27. La ten3ion de polarisation de l'amplifica- 2 m teur opérationnel et les caractéristiques de l'inverseur sont choisies pour que le transistor MOS soit polarisé à son seuil en 21 l'absence de courant à mesurer, d'o il résulte que la tension 2 I de sortie Vs est liée au courant à mesurer par une relation linéaire indépendante de la température. 1%= N C0o N IL O Vente des fescicules à l'IMPRIMERIE NATIONALE, 27, rue de la Convention - 75732 PARIS CEDEX 15 il CIRCUIT DE MESURE D'UN COURANT La présente invention concerne le domaine des circuits intégrés de type MOS (métal-oxyde-semiconducteur). Dans de tels circuits, on cherche souvent à mesurer un courant, par exemple pour provoquer une action en réponse à cette mesure. Une difficulté consiste à mesurer le courant sans le per- turber et sans être sensible à des fluctuations de paramètres phy- siques, telles que des variations de température ou des variations dans le procédé de fabrication du circuit intégré. Un exemple des problèmes qui peuvent se poser va être illustré dans le cadre d'une application particulière en relation avec la figure 1. Etant donné un transistor MOS de puissance 1 de type DMOS, celui-ci est généralement réalisé technologiquement sous forme d'un très grand nombre Np de cellules identiques en pa- rallele. On peut réserver un certain nombre Ns de cellules formant un transistor MOS 2 pour les disposer en série avec une résistance de mesure r. La tension aux bornes de cette résistance fournit une indication de la valeur du courant dans le transistor MOS 2 qui reçoit la même tension de grille Vg que le transistor MOS princi- pal. Ce courant est normalement proportionnel dans le rapport Ns/Np au courant principal. En fait il n'en est rien car la résis- tance r pertube le fonctionnement. On a donc en fait, en appelant V1 la tension grille-source du transistor 1 et V2 la tension grille-source du transistor 2: V1 = V2 + rI2 En d'autres termes, I1/Npgm = (I2/gm + rI2) /NS I2/I1 = (Ns/Np)(1 + gmr)-! Dans ces équations, gm désigne la transconductance des transistors DMOS. On voit que, quand on détecte la tension aux bornes de la résistance r, pour déterminer I2, on ne peut pas en déduire directement Il car il faut pour cela connaître gm. On pourrait tenir compte de ce facteur de correction et avoir une relation sensiblement linéaire quand r est faible. Toutefois, le terme de transconductance gm est sensible aux variations des procédés de fabrication et à la température. On n'obtient donc pas un détecteur fiable. Le problème qui se pose dans ce cas particulier, et dans de nombreux cas de mesure de courants faibles, est de permettre la mesure sans introduire de perturbations et notamment de pertur- bations dépendant de paramètres physiques susceptibles de varier. Ce problème a été abordé depuis longtemps et diverses so- lutions ont été proposées dans la technique. Plus généralement, si l'on considère le courant fourni par le transistor MOS 2 comme provenant d'une source de courant Is, une première solution est illustrée en figure 2. Elle consiste tout simplement à connecter la source de courant à la borne inverseuse d'un amplificateur opérationnel 10 dont la borne noninverseuse est reliée à la masse, une résistance de réaction R reliant la sortie de l'ampli- ficateur opérationnel à son entrée inverseuse. Ainsi, la source de courant Is peut être considérée comme connectée à une masse vir- tuelle et son fonctionnement n'est pas perturbé par une résistance de mesure. Toutefois, ce circuit présente l'inconvénient que la tension à la sortie de l'amplificateur opérationnel 10 doit être négative (-RIs) et donc qu'il faut prévoir pour cet amplificateur opérationnel une source de polarisation négative. Cela pose toujours un problème dans des circuits intégrés o l'on cherche à minimiser le nombre de sources d'alimentation. Un autre circuit de l'art antérieur, plus élaboré et destiné à éviter la nécessité de recourrir à des sources de polarisation négatives, est illustré en figure 3. Ce circuit ne sera pas décrit en détail. On notera toutefois qu'il comprend trois étages d'amplificateurs opérationnels. L'amplificateur AI donne à sa sortie une image de la tension aux bornes de la résistance rl. L'amplificateur A3 donne à sa sortie une image de la tension aux bornes de la résistance r3. L'amplificateur A2 polarise la grille du transistor T1 de sorte que ces deux images soient égales, c'està-dire que la tension aux bornes de la résistance rl soit égale à la tension aux bornes de la résistance r2. Par suite, la tension aux bornes de la résistance r3 est pro- portionelle au courant dans la résistance rl. Ce circuit présente les inconvénients qu'il est sensible aux tensions de décalage de zéro et présente une constante de temps relativement longue, de l'ordre de 2 microsecondes. Ainsi, la présente invention vise à réaliser un circuit de mesure de courant permettant de ne pas perturber le courant que l'on détecte et d'obtenir une tension de mesure sensiblement indépendante des variations de température ou autre paramètre du circuit intégré contenant ce circuit de mesure. Pour atteindre ces objets, la présente invention prévoit un circuit de mesure d'un courant dans un circuit intégré, comprenant: - un amplificateur opérationnel dont la borne d'entrée non-inverseuse est reliée à la masse par une première résistance de valeur RB et une deuxième résistance de valeur R2, le point de raccordement de ces deux résistances recevant le courant à mesurer, dont l'entrée inverseuse est polarisée par un pont diviseur comprenant une troisième résistance de valeur RA et une quatrième résistance de valeur RB connectées entre une tension d'alimentation et la masse, 5. dont la sortie est connectée à l'entrée d'un inverseur, - un transistor MOS dont la grille est reliée à la sortie de l'inverseur, dont la source est reliée à la tension d'alimentation par une cinquième résistance de valeur R1 et à la première entrée de l'amplificateur opérationnel par une sixième résistance de valeur R, dont le drain est relié' à la masse par l'intermédiaire d'une résistance de mesure de valeur Rs. Dans ce circuit, les deuxième et cinquième résistances ont des valeurs faibles devant les première, troisième, quatrième et sixième résistances, et la tension de polarisation de l'amplifica- teur opérationnel et les caractéristiques *de l'inverseur sont choisies pour que le transistor MOS soit polarisé à son seuil en l'absence de courant à mesurer, d'o il résulte que la tension de sortie est liée au courant à mesurer par la relation linéaire: Vs= [(i-K)/K][R2/R1][INL/Rs] ou K = RB / (RA + RB) et INL est le courant à mesurer. Ainsi, on voit que la relation qui lie la tension de sortie au courant d'entrée ne fait appel qu'a des rapports de résistances, paramètres particulièrement insensibles aux diverses fluctuations de température et de conditions de fabrication dans un circuit intégré, et à la valeur de la résistance Rs qui sera de préférence une résistance externe au circuit intégré pour obtenir une résistance de haute précision. Ces objets, caractéristiques et avantages ainsi que d'autres de la présente invention seront exposes plus en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite en relation avec les figures jointes parmi lesquelles: 2628 2 17 la figure 1, décrite précédemment, illustre le problème que la présente invention vise à résoudre; les figures 2 et 3 représentent des solutions de l'art antérieur au problème posé; et la figure 4 représente un circuit selon la présente invention. Selon la présente invention, comme cela est illustré en figure 4, la source dont on veut mesurer le courant INL est reliée à une borne d'entrée 20 elle-même reliée à la masse par une résistance 21 de valeur R2. La tension sur la borne 20 est appelée V2. La borne 20 est reliée à l'entrée non-inverseuse d'un amplifi- cateur opérationnel 22 par l'intermédiaire d'une résistance 23 de valeur RB. La borne d'entrée inverseuse de l'amplificateur opéra- tionnel 22 est connectée au point milieu d'un pont diviseur com- prenant des résistances 24 et 25 de valeurs RA et RB, la deuxième borne de la résistance RA étant connectée à la source d'alimenta- tion VDD du circuit et la deuxième borne de la résistance 25 étant reliée à la masse. L'amplificateur opérationnel reçoit en outre une tension de polarisation VB.. Cet amplificateur opérationnel 22 est connecté par un inverseur logique 26 à la grille d'un tran- sistor MOS 27. L'inverseur logique 26 est un circuit fournissant un niveau haut quand son entrée reçoit un niveau bas et inver- sement. La source du transistor 27 est reliée à une borne 28 elle- même reliée à la tension d'alimentation VDD par une résistance 29 de valeur R1 et reliée en retour à l'entrée non-inverseuse de l'amplificateur opérationnel 22 par une résistance 30 de valeur RA. Une résistance de mesure Rs est connectée entre le drain du transistor MOS 27 et la masse. On obtient ainsi aux bornes de cette résistance une tension Vs dont on montrera qu'elle est pro- portionnelle au courant INL. Les valeurs de résistances RA et RB sont très élevées devant les valeurs de résistances R1 et R2. Par exemple, dans une réalisation pratique, les résistances RA et RB seront formées par des transistors MOS à appauvrissement et les résistances R1 et R2 par des zones de silicium polycristallin. Dans une technologie courante, pour une même surface de silicium, quand une résistance en silicium polycristallin aura, par exemple, une valeur de 20 ohms, une résistance constituée d'un transistor MOS à appauvrisse- ment à grille et source reliées aura une valeur de l'ordre de quelques kilohms. D'autre part, la tension de polarisation de l'amplifica- teur opérationnel 22 est réglée, en fonction de l'inverseur 26 pour que, en l'absence de courant INL, quand la tension V2 sur la borne 20 est nulle, le transistor MOS se trouve près de son seuil de conduction. Si on appelle IR1 le courant dans la résistance 29 de valeur R1, IR2 le courant dans la résistance 21 de valeur R2, et Is le courant de mesure dans la résistance Rs, étant donne le choix des valeurs relatives R1 et R2 par rapport à RA et RB, le courant Is est sensiblement égal au courant IR1 et le courant IR2 est sensiblement égal au courant INL que l'on veut mesurer. A l'état initial, quand INL et donc V2 sont égaux à zéro, étant donné que comme' l'a vu préc&demment la grille du tran- sistor MOS 27 est polarisée à une valeur qui est légèrement infé- rieure à son seuil de conduction, la borne 28 sera au potentiel de la tension d'alimentation, c'est-à-dire que V1 = VDD. En outre, le potentiel V+ sur l'entrée non-inverseuse du transistor MOS sera égal au potentiel V sur l'entrée inverseuse c'est-à-dire que: V+ = V = VDD * RB/(RA+RB) ou V+ = V = KVDD, avec K = RB/(RA+RB) (1) Quand INL commence à circuler, V2 croit à la valeur R2INL ce qui amène V+ à croltre par rapport à V-. Ceci amine alors la tension de grille du transistor 27 à croître et comme cette tension de grille se trouve initialement au seuil de conduction, du courant commence immédiatement à circuler dans le transistor MOS 27. Une augmentation du courant dans le transistor 27 amine la tension V1 à chuter et la tension Vs à croltre. Le fait que V1 a décru contrebalance l'augmentation de V+ provoquée par V2 et l'on arrive à nouveau à un état d'équilibre o V+ = V-. Le courant Is dans la résistance 29 (R1), le transistor 27 et la résistance Rs est donc lié à la présence ou à l'absence d'un courant INL dans la résistance 21 (R2). On peut simplement établir en partant de là relation (1) ci-dessus que: K(VDD - RlIs) + (1-K) R2INL = KVDD ou Is = INL(R2/R1)[(1-K)/K], c'est-à-dire Vs = (INL/Rs)(R2/RI)[(l-K)/K]. On voit donc que la tension de sortie est une fonction linéaire du courant d'entrée dans le détecteur et ne dépend de celui-ci que par des rapports de résistances et par la valeur de la résistance Rs. Ces rapports de résistances peuvent être très précis et la résistance Rs sera de préférence une résistance de précision externe au circuit intégré. REVENDICATIONS 1. Circuit de mesure d'un courant dans un circuit intégré, caractérisé en ce qu'il comprend: - un amplificateur opérationnel (22) dont la borne d'entrée non-inverseuse est reliée à la masse par une première résistance (23) de valeur RB et une deuxiè- me résistance (21) de valeur R2, le point de raccordement de ces deux résistances recevant le courant (INL) à mesurer, dont l'entrée inverseuse est polarisée par un pont diviseur comprenant une troisième résistance (24) de valeur RA et une quatrième résistance (25) de valeur RB connectées entre une tension d'alimentation et la masse, dont la sortie est connedtée à l'entrée d'un inver- seur (26), - un transistor MOS (27) 15. dont la grille est reliée à la sortie de l'inverseur, dont la source est reliée à la tension d'alimentation par une cinquième résistance (29) de valeur R1 et à la première entrée de l'amplificateur opérationnel par une sixième résistance (30) de valeur RA, 20. dont le drain est relié à la masse par l'intermédiaire d'une résistance de mesure de valeur Rs, en ce que les deuxième et cinquième résistances ont des valeurs faibles devant les première, troisième, quatrième et sixième résistances, et en ce que la tension de polarisation de l'amplificateur opérationnel et les caractéristiques de l'inverseur sont choisies pour que le transistor MOS soit polarisé à son seuil en l'absence de courant à mesurer, d'o il résulte que la tension de sortie est liée au courant à mesurer par la relation linéaire: Vs: [(1-K)/K][R2/R1][INL/Rs] o K = RB / (RA + RB)' 2. Circuit de mesure d'un courant selon la revendication 1, caractérisé en ce que les résistances de valeur élevée sont réalisées au moyen de transistors MOS à appauvrissement ayant leurs sources reliées à leur grille et les résistances de valeur faible sont constituées de résistances en silicium polycristallin. 3. Circuit de mesure d'un courant selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que la résistance de mesure (Rs) est externe au circuit intégré. 1/2 Vg I2, 42' 22e a|T $iI1 1-t' r Figure 1 Isba a, -RI s I -Vss s Figure 2 A3 VDD r2 A2 Al Tl Fr igur3 Figure 3 2/2 VDD - Rl RA vi Fige 430 24i VB grVs R25 Figure 4