FR 2629921 A1 19891013 FR 8220047 A 19821130 -1 2629921 PROCEDE ET DISPOSITIF POUR AMELIORER LA RESOLUTION ANGULAIRE DES RADARS MONOPULSES La présente invention se rapporte aux procédés qui permettent d'amé- liorer la résolution des radars monopulses en traitant les différents signaux obtenus de manière courante dans un tel radar. Elle concerne également les dispositifs que l'on peut adjoindre à un radar monopulse pour mettre en oeuvre ce procédé. On sait qu'un radar monopulse. permet, à l'aide de deux récepteurs dont les axes de réception sont légèrement décalés par rapport à l'axe d'émission, de fournir deux signaux distincts, l'un correspondant à la somme des signaux reçus par les deux récepteurs et donnant les mêmes indications qu'un radar ordinaire, et l'autre correspondant à la différence de ces deux signaux et donnant un signal de différence qui permet de mesurer l'écart entre la direction de la cible détectée et l'axe de l'antenne. Lorsque la cible détectée est complexe et comprend plusieurs zones réfléchissantes, connues sous le nom de points brillants, en raison soit de sa forme soit du fait qu'elle est composée de plusieurs objets distincts, on observe des fluctuations importantes des signaux fournis par le radar monopulse. Ces fluctuations, connues sous le nom anglosaxon de "Glint", sont dues aux interférences entre les ondes réfléchies par les différents points brillants et sont susceptibles de donner des indications erronées, voire même aberrantes. Pour combattre ce phénomène on a utilisé deux genres de dispositifs distincts. Le premier genre de dispositif, correspondant par exemple au brevet français 2 396 311 de la demanderesse, est connu sous le nom de dispositif "antiglint" et utilise les fortes corrélations qui existent entre la voie somme, la voie d'écartométrie ordinaire, et une voie d'écartométrie supplémentaire, appelée voie d'écartométrie en quadrature et corres- pondant à la partie imaginaire du signal complexe de différence dont la partie réelle est la voie d'écartométrie classique. Ces corrélations permettent d'organiser un filtrage adaptatif efficace qui permet de déterminer une direction correspondant en fait au barycentre des points brillants de la cible. Quand cette cible est unique ce barycentre est généralement situé à l'intérieur de la cible, ce qui justifie l'intérêt d'un tel dispositif antiglint dont on connaît de nombreuses réalisations. Toutefois on ne dispose ainsi d'aucune information supplémentaire sur les dimensions de la cible détectée. Ceci est particulièrement important quand cette cible est composée de plusieurs objets distincts comme les avions d'une escadrille. Le but ultime étant dans ce cas de déclencher un tir sur ces avions, on a ainsi toutes les chances de tirer dans le vide, et par exemple un missile guidé par un tel dispositif passera entre deux avions détectés simultanément sans toucher ni l'un ni l'autre. Le deuxième genre de dispositif utilise le fait que les points brillants d'une cible sont animés par rapport à l'antenne du radar d'une vitesse de rapprochement ou d'éloignement correspondant à un effet Doppler qui est propre à chaque point brillant. La vitesse de chaque point brillant est liée à la position de celui-ci dans la cible et l'analyse du spectre Doppler de la totalité de la cible peut donc permettre, tout au moins en théorie, de mesurer la vitesse de chacun des points brillants et de permettre ainsi la reconstitution de la totalité des dimensions de la cible. Pour obtenir ce résultat il faut néanmoins effectuer une résolution spectrale fine du spectre Doppler du signal reçu, ce qui est d'une part très difficile et d'autre part nécessite un nombre très important de calculs à effectuer très rapidement. Dans ces conditions cette deuxième méthode n'a pas donné lieu à des réalisations pratiques satisfaisantes. L'invention propose de traiter les fluctuations d'écartrométrie pour en extraire les informations correspondant aux dimensions extérieures de la cible sans chercher uniquement à réduire ces fluctuations comme dans le cas des dispositifs antiglirit. Pour cela on modélise la cible en la réduisant à deux points brillants principaux les plus éloignés du barycentre de la cible. En traitant alors simultanément la voie somme, la voie d'écartométrie classique, et la voie d'écartométrie en quadrature, entre deux extréma consécutifs de la voie somme, on obtient une mesure de l'envergure de la cible et une mesure des directions des deux points brillants représentatifs de celle-ci. Dans le procédé selon l'invention, à partir des signaux somme S, direction GB, et écartométrie en quadrature 4q, pour obtenir un signal AL qui mesure l'envergure de la cible, on procède aux opérations suivantes: - détection de deux extréma successifs S max et S min de S; - mesure de l'intervalle de temps AT qui sépare S max de S min - intégration de | Cq sur l'intervalle de temps AT; - division par AT du résultat de cette intégration pour obtenir la valeur moyenne | E | de l Eq sur l'intervalle de temps AT; q q - calcul d'un coefficient k1 = ax; (Ln = logarithme népérien) Ln S min - multiplication de k1 par tEq, ce qui donne la valeur de Ae. D'autres particularités et avantages de l'invention apparaîtront clairement dans la description suivante présentée à titre d'exemple non limitatif et faite en regard des figures annexées qui représentent: - la figure 1, le schéma synoptique d'un radar monopuise connu permettant de définir les grandeurs et les signaux utilisés dans l'invention - la figure 2, le schéma synoptique d'un dispositif selon l'invention - les figures 3a, 3b, 3c, le schéma synoptique du circuit 201 de la figure 2, par rapport à des courbes représentatives des signaux en entrée de ce circuit; - les figures 4a, 4b, 4c, le schéma synoptique du circuit 202 de la figure 2, par rapport à des courbes représentatives des signaux en entrée de ce circuit; - la figure 5, le schéma synoptique du circuit 203 de la figure 2 - la figure 6, le schéma détaillé d'un mode de réalisation des circuits 301, 303, 304, 305, et 401 des figures 3 et 4; - la figure 7, une courbe représentant le signal S sur un intervalle de temps permettant de définir les signaux utilisés dans la description du fonctionnement des circuits de la figure 6; - la figure 8, des courbes représentant des mesures expérimentales des signaux somme, différence, et estimation des limites extérieures de la cible. Dans un radar monopulse, dont le schéma est rappelé sur la figure 1 sur laquelle on a également représenté une définition des grandeurs à mesurer, les mesures se font dans deux plans, généralement site et gisement, pour localiser la cible dans J'espace. Ces deux plans sont traités de façon identique et on a donc limité la suite de cette description à un seul de ces plans, étant bien entendu que le dispositif et le traitement correspondants dans l'autre plan sont identiques. Sur cette figure une antenne 100 est définie par deux axes perpen- diculaires X ant et Y ant qui lui sont liés. Elle est mobile dans un plan défini par deux axes XOY fixes. L'orientation de l'antenne est mesurée par un angle e ant entre les axes X et X ant, et les directions de deux cibles A et B détectées par le radar sont mesurées par les angles GA et 9B par rapport à l'axe X. La direction du barycentre radioélectrique des deux points brillants A et B, correspondant à la direction mesurée par un dispositif du type antiglint, est mesurée par 'angle b par rapport l'axe 'angle angle Ob correspond dans les coordonnées des axes liés à l'antenne à l'angle E. r Les signaux captés par l'antenne sont traités dans les circuits de réception du radar 101 qui délivre des signaux représentant une voie somme t et une voie différence t (la flèche indique qu'il s'agit de grandeurs complexes). Ces deux voies sont traitées dans un récepteur d'écartométrie 102 qui délivre d'une part un signal somme S = et d'autre part un signal d'écartométrie angulaire complexe: = I 2 o le signe x en exposant désigne le vecteur conjugué. Ce signal d'écartométrie angulaire complexe est traité dans deux circuits 103 et 104 qui permettent de délivrer respectivement les signaux correspondant aux parties réelles et imaginaires du signal complexe. La partie réelle Er constitue le signal d'écartométrie angulaire r classique fourni par les radars monopulses connus. La partie imaginaire Eq constitue un signal appelé signal d'écar- q tométrie en quadrature. On sait que ce signal Er mesure en fait le dépointage angulaire de la cible, et plus particulièrement du barycentre radioélectrique de celle-ci, par rapport à l'axe de l'antenne. Comme cette direction varie au cours de la poursuite radar, on utilisera dans la suite de ce texte la valeur b de l'angle entre la direction de la cible et l'axe fixe OX. Par rapport à cet axe la direction de l'antenne est donnée par un angle e ant et eb s'obtient donc par la relation: eb= Er + ant. Un signal mesurant e ant peut être obtenu à partir du servo- mécanisme d'orientation d'antenne 105, dont la fonction de transfert est donnée en utilisant la transformée de Laplace par la formule Ta' Ce pTa servo-mécanisme fonctionne à partir du signal d'entrée Er' et délivre un signal de sortie qui commande les moteurs d'orientation de l'antenne et représente une mesure de G ant. Dans ces conditions on obtiendra Gb par la formule E 1 + p Ta b r p la Lorsque la cible est modélisée par deux points brillants A et B dont les directions par rapport à l'axe OX sont mesurées par les angles GA et eB les signaux complexes somme et différence correspondant au bary- centre radioélectrique de ces deux points brillants ont pour expression: S = mA + mB e =mA (A - ant) + mB (B - Gant)ejA> dans lesquelles mA et mB sont les coefficients de réflexion des points brillants et A4 la différence de phase des ondes issues de ces points. eb est obtenu par la somme dans J'additionneur 106 de Er et _l] r e ant. Ceci permet de calculer les valeurs de S, úry E et b qui sont q données par les expressions: S= wmA2+mB2+2mAmBcosA4 V A B A B m 2 mAA + m2 B + 2mA mB (GA + B)cOs A A A B B A+mAB r mA + m2+ 2m m cos Ad A B AB Eq (gA& mA mB sin à q:(A -) +m +2 m+A mm cos à m 2 m 8 +2m m (' +9)Aos A A A mb B 2 mA B (A B) A Bb m 2 2 mA +mB + 2mAmBcos A Il est clair que ces mesures sont fluctuantes en fonction des variations de LA, qui correspondent en fait justement au phénomène de "Glint" bien connu. Par ailleurs on constate que l'écartométrie en quadrature E est q proportionnelle à la distance angulaire LA = BA - GBI qui sépare les deux points brillants. L'invention permet, en traitant la voie d'écartométrie en qua- drature, d'obtenir une mesure de LO. A partir de cette mesure l'invention permet ensuite, en utilisant la voie somme et l'écartométrie Ub' de reconstituer complètement la position des points A et B. Le diagramme d'un dispositif permettant d'effectuer ce traitement est représenté sur la figure 2. Ce diagramme comporte tout d'abord, un premier circuit 201 qui permet de mesurer l'envergure de la cible à partir de l'amplitude 5 de la voie somme et du module de la voie d'écartométrie er) quadrature, obtenu par redressement du signal Eq. Cette mesure de l'envergure est délivrée q' sous la forme d'un signal -B. Un deuxième circuit 202 permet de mesurer les directions des deux points brillants extérieurs de la cible, représentant en principe les limites extérieures de celle-ci. Cette mesure s'effectue à partir du signal Le délivré par le circuit 201, du signal S et du signal 9b qui mesure la direction de la cible. Les mesures des directions des deux points brillants sont délivrées par le circuit 202 sous la forme de deux signaux 9A et 9B. Le circuit 202 délivre simultanément une estimation de la qualité de ces deux signaux sous la forme d'un signal Q. Les signaux fournis par les circuits 201 et 202 étant eux-mêmes affectés de fluctuations importantes, on les soumet dans un circuit 203 à un filtrage adaptatif permettant de fournir une estimation filtrée de ces mesures sous la forme de trois signaux AB, BA, B. Le réglage de l'adaptation de ce filtre s'effectue par variation de son gain sous la commande du signal Q. Le calcul montre qu'entre deux extréma successifs du signal S, que nous désignerons par S max et S min, la valeur moyenne du signal -' redressé est définie par l'expression: AG Smax is = - Ln() q r S min Ae peut donc s'exprimer à partir de Eq' S max, et S min, par la formule: STmax Ln (S min qui explicite le traitement effectué par le circuit 201 de la figure 2. Un exemple de réalisation de ce circuit 201 est représenté sur la figure 3a par rapport aux figures 3b, 3c qui représentent des graphiques des variations des signaux S et c en fonction du temps avec l'indication q des points entre lesquels les mesures sont faites. Le signal S est appliqué à un circuit 301 qui permet de détecter les extréma de ce signal et qui contient également deux mémoires dont l'une est affectée à la valeur S max et l'autre à la valeur S min. En partant par exemple d'un instant t(S max) pour lequel S atteint la valeur S max, la mémoire qui contient cette valeur est figée, cependant que le contenu de l'autre mémoire est constamment renouvelé par les valeurs successives du signal S jusqu'à l'instant t(S min) auquel le circuit détecte le passage de S par la valeur S min. A cet instant les deux valeurs S max et S min, qui sont alors disponibles, sont transmises à un circuit de calcul 302 qui détermine un coefficient k1 tel que: k- k1 -L (S max Ln (-) S min un tel calcul est extrêmement simple et peut être effectué par exemple par un microprocesseur de type 6800 convenablement programmé. Après cet instant, c'est la mémoire affectée à S min qui est figée et la mémoire affectée à S max dont le contenu est renouvelé par le signal S jusqu'à la détection du nouveau signal S max. En détectant les extréma, le circuit 301 détermine par là-méme les instants t(S max) et t(S min). Ceux-ci sont transmis à un circuit 303 d'élaboration des signaux de commande qui permet de synchroniser le fonctionnement de l'ensemble du dispositif. Pour obtenir la valeur moyenne du module de cq, nécessaire au calcul de Ag, on utilise un intégrateur 304 qui reçoit, d'une part le signal Eq redressé, et d'autre part les signaux du circuit de commande 303 qui lui q indiquent les instants entre lesquels doit s'effectuer l'intégration. Un exemple du signal E est donné sur la figure 3c o l'on remarque q que ce signal comporte une partie négative délimitant une aire 11 et une partie positive délimitant une aire 12. L'intégration consiste à effectuer le calcul de ces deux aires et à les additionner pour obtenir le signal A=Il I+I. 1 2- L'intégrateur fournit également par comparaison des signaux t(S max) et t(S min) la durée AT entre ces deux instants. Cette durée est disponible pour le circuit de filtrage adaptatif 203, et permet de calculer A dans un diviseur 305 la valeur moyenne de | Eq qui est égale à A- qET En disposant donc ainsi de cette valeur moyenne et du coefficient kl, on obtient l'envergure Le de la cible en effectuant dans un multi- plicateur 306 le produit des signaux de sortie du calculateur 302 et du diviseur 305. Le calcul montre que la direction des points brillants extérieurs de la cible est liée aux valeurs que prend la mesure Gb de la direction de cette cible lors des passages de la voie somme par un extrémum. Les mesures GA et 9B de ces directions sont alors données par les formules A b (S max) + k2 AG B= GA - A dans lesquelles le coefficient k2 est donné par: k = 1LI - S minx Signe (O G k2 = 1 S max b(S min) b(Smax) La figure 4a représente un exemple de réalisation du circuit 202 de la figure 2 permettant de calculer les angles eA et GB en relation avec deux graphiques 4b et 4c représentant les variations de S et de 9b en fonction du temps avec l'indication des points entre lesquels les mesures sont faites. Un premier circuit 401 comportant deux mémoires reçoit le signal Qb et un signal de commande provenant du circuit 303 qui lui indique les b instants o le signal S prend les valeurs S max et S min. Ceci permet de mémoriser les valeurs de b à ces instants, soit b (S max) et e b b (Smax) b (S min) Ces valeurs sont comparées dans un comparateur 402 dont la sortie délivre un signal s de valeur + 1 si 4b (S max) estsupérieur b (S min) et- 1 dans le cas contraire. Ce signal, s, ainsi que les signaux S max et S min provenant du circuit 301 de la figure 2, sont appliqués à un circuit 403 qui permet de calculer le coefficient k2 défini plus haut. Pour cela S min et S max sont appliqués à un diviseur 413 qui procède au calcul 5 min et délivre un signal a représentant le résultat de S Max ce calcul. Le signal s est multiplié par un signal constant de valeur 0,5 dans un multiplicateur 423, et le résultat de cette opération est appliqué à un multiplicateur 433 qui reçoit également le signal a. Un soustracteur 443 reçoit finalement sur son entrée positive le signal constant de valeur 0,5, utilisé aussi en entrée du multiplicateur 423, et sur son entrée négative le signal de sortie du multiplicateur 433. On obtient donc bien en sortie de ce soustracteur 443 le coefficient k désiré. Le signal b (S max) en sortie du circuit 401 est également appliqué à un circuit 404, qui reçoit en outre le coefficient k2 et le signal AQ obtenu en sortie du multiplicateur 306 de la figure 3. Dans ce circuit 404 le signal AO est multiplié dans un multiplicateur 414 par le coefficient k2. Le résultat de cette multiplication est addi- tionné dans un additionneur 424 au signal 6b (S max)' et cet additionneur délivre le signal 0A qui mesure la direction du point brillant A. Ce signal}A qui est disponible sur une sortie du circuit 404 est également appliqué dans ce circuit sur l'entrée positive d'un soustracteur 434 qui reçoit sur son entrée négative le signal Ah. Ce soustracteur délivre le signal GB qui mesure la direction du point brillant B. Comme on dispose du signal a -dans le circuit 403, on utilise également ce circuit pour calcul2r un coefficient de qualité des mesures effectuées, défini par Q = ( max). Pour cela le signal a est inversé dans un inverseur 453, puis appliqué à un multiplicateur 463 qui reçoit également le signal S max et délivre le signal Q. Ce coefficient de qualité Q mesure bien la qualité des mesures car en effet celle-ci dépend directement de la qualité de sélection des extréma de la voie somme, laquelle est d'autant meilleure que le rapport entre un maximum et un minimum de cette voie est élevé. De plus cette meilleure le sig9nal qualité sera d'autant meilleure que le rapport bruit sera élevé, et que brmax donc les mesures correspondront, pour un rapport miax donné à une S max valeur maximale de S max. En prenant donc le produit du rapport S;i par S max on obtient donc bien une valeur qui maximalise les deux critères ainsi définis. Le dispositif de filtrage adaptatif 203 qui permet de délivrer une l0 estimation filtrée des valeurs LA, A et eB peut être réalisé selon le schéma représenté sur la figure 5. Ce dispositif comprend un premier circuit 501 qui, à partir du coefficient de qualité Q des mesures et du temps AT séparant deux extréma successifs, permet de calculer la valeur k3 du gain des filtres adaptatifs permettant de faire les estimations des mesures à filtrer. Un deuxième circuit 502 comprend trois filtres adaptatifs 512, 522 et 532 identiques qui permettent chacun de filtrer l'une des trois mesures. Ces filtres sont du type connu dit de Kalman. 2_0 En décrivant par exemple le filtre 512, celui-ci reçoit en entrée le J signal Le et délivre en sortie le signal L9 représentant une estimation filtrée de AG. Ce signal LA9 est en outre appliqué à l'intérieur du filtre 512 à une ligne à retard variable 513 dont le retard est commandé par le signal AT représentant le temps qui sépare les deux extréma précédents. Cette ligne à retard délivre donc un signal Ae (t- AT) qui représente la valeur de A9L à l'instant AT précédent. Un soustracteur 514 reçoit sur son entrée positive le signal eAG, et sur son entrée négative le signal de sortie de la ligne à retard 513. Il compare donc la nouvelle mesure de Ae à l'instant t à la valeur de l'estimation de Ad à l'instant t- AT. Le signal de sortie de ce soustracteur 514 est appliqué à un multiplicateur 515 dans lequel il est multiplié par le coefficient k3 obtenu par le circuit 501. Le signal de sortie de ce multiplicateur est additionné au signal de sortie de la ligne à retard 513 dans un additionneur 516, lequel délivre l'estimation voulue A. Dans ces conditions l'estimation de A9 est donnée par l'équation: AG (t) = [AG(t) - AS (t - AT)] k3(t) + A8 (t - AT) La ligne à retard variable permet d'utiliser dans le calcul la valeur effective de l'estimation obtenue pour l'extramum précédent, et non pas une valeur intermédiaire puisque le temps AT entre ces extréma varie constamment. Cette équati.on de récurrence peut s' écrire sous la forme suivante: ALe(t) = AB(t) x k3 (t)- AL (t - AT) _[- k3(t)] qui permet de mieux prendre en compte l'intervention du coefficient k3. Lorsque la mesure est très bonne à un instant T c'est-à-dire que Q(t) est très élevé, k3(t) doit être tel que l'estimation soit très proche de la valeur mesurée AG(t). Cette condition sera remplie si k3 est très sensi- blement égal à 1. Inversement si la mesure est très mauvaise, correspondant à une, valeur de Q(t) faible, il faut minimiser le poids de cette mesure dans la nouvelle estimation et maximaliser l'estimation précédente. Cette condition sera remplie pour une valeur de k3 sensiblement égale à 0. En fait la qualité des mesures évolue entre ces deux extrêmes et donc le coefficient k3 est amené à prendre une valeur comprise entre O et 1. Comme par ailleurs les grandeurs mesurées évoluent dans le temps, par exemple selon la présentation de la cible par rapport à J'axe de l'antenne, sans que cette évolution corresponde à des fluctuations statis- tiques des mesures, il est nécessaire que dans le calcul du coefficient k3 on accorde plus d'importance à une mesure récente, mais de qualité moyenne, qu'à une mesure plus ancienne, même ayant une qualité très grande. Pour obtenir cela, dans le circuit 501 le signal Q est appliqué à une entrée d'un additionneur 503. La sortie de cet additionneur est appliquée à une ligne à retard 504 dont le retard est réglé par le signal AT, ce qui permet de prendre en compte la mesure correspondant à l'extrémum précédent. Le signal en sortie de cette ligne à retard est multiplié par un coefficient G compris entre 0 et 1 à l'aide d'un amplificateur 505, puis appliqué à la deuxième entrée de l'additionneur 503. Ainsi le signal Qr en sortie de l'additionneur 503 est égal à la somme du signal Q et de tous les signaux précédents pondérés chacun par un coefficient égal à G porté à la puissance correspondant au rang antérieur du signal. Comme G est compris entre 0 et 1 l'influence des valeurs précédentes du coefficient Q s'amortit rapidement. Pour satisfaire à la condition selon laquelle Je coefficient k3 doit être compris entre 0 et 1, on utilise un diviseur 506 qui permet de diviser Q par Q et qui délivre le signal k3. r 3 Il ressort clairement de cette description que le bon fonctionnement de tout le dispositif repose sur la sélection correcte des instants de passage au maximum et au minimum de la voie somme. Il n'est pas possible de traiter simplement le signal somme en en prenant la dérivée et en détectant les instants de passage par 0 de cette dérivée. En effet un tel système ne donnerait les extréma réels de la voie somme que lorsque celle-ci ne serait pas bruitée, et serait la source d'un nombre considérable d'erreurs pour une voie bruitée qui est en pratique toujours obtenue. On a représenté sur la figure 7 un exemple du signal somme ainsi bruité évoluant entre deux minima S min (tl) et S min (t9) correspondant aux instants tl et t9. Entre ces minima se situe un maximum réel S max (t5) à l'instant t5, deux faux maxima aux instants t3 et t8 et deux faux minima aux instants t4 et t7. Pour traiter un tel signal on utilise selon l'invention un dispositif représenté sur la figure 6 o J'on a détaillé les circuits 301, 303, 304, 305 et 401 décrits précédemment. Ce dispositif sera décrit au fur et à mesure de l'analyse de son fonctionnement en présence du signal représenté en figure 7. On suppose que le minimum correspondant à l'instant ti a bien été détecté, et que le système va passer dans une phase de recherche du maximum S max (t5). Le passage de la phase de recherche du minimum avec validation de celuici à l'instant tl se fait, comme cela sera justifié dans la suite de la description, à l'instant t2 situé après tl, puisqu'un extrémum ne peut pas être détecté tant qu'on ne l'a pas dépassé, et que donc le signal observé a subi une certaine évolution à partir de cet extrémum. Les interrupteurs et inverseurs sont alors dans l'état dessiné sur la figure. Le signal S est appliqué dans le circuit 301 à l'entrée d'un premier comparateur 701, d'un deuxième comparateur 702 et d'une mémoire double 703. Le premier comparateur 701 permet de détecter les changements -du signe de la pente de la voie somme. Pour cela il comporte un soustracteur 708 qui reçoit sur son entrée positive le signal S, et sur sois entrée négative par l'intermédiaire d'un inverseur i8 le contenu d'une première mémoire 704 qui reçoit elle-même le signal S par l'intermédiaire d'un interrupteur il et d'un dispositif à retard 706 dont le retard T est égal à la valeur de l'échantillonnage nécessaire au calcul. Cette mémoire est remise à zéro au temps t2 par un signal RAZi, et son contenu est ensuite rafraîchi en permanence par le signal S retardé de la durée T. Ainsi donc tant que la pente sera positive la sortie.du soustracteur 708 sera positive et cet état sera détecté par un détecteur de signal positif 709 relié au soustracteur 708 par un inverseur i5. Ce détecteur 709 fournit alors un état logique "1" sur la sortie 1 du circuit 301. Le comparateur 701 comprend également un détecteur de niveau négatif 710 relié au soustracteur 708 par l'inverseur i5 lorsque celui-ci a basculé, et qui fournit donc pendant la recherche d'un maximum lorsqu'il n'est pas relié à 708 un état logique "0" sur la sortie 2 du circuit 301. Le deuxième comparateur 702 permet de valider le maximum détecté par le comparateur 701 lorsque S décroît après un tel maximum. Pour cela il compare le signal S au contenu de la mémoire 704 pondéré par un coefficient Xl inférieur à 1, compris par exemple entre 0,7 et 1, qui permet de ne valider le maximum détecté que si le signal S a décru suffisamment par rapport à ce maximum. Le signal de la mémoire 704, disponible en sortie de l'inverseur i8, est appliqué à un multiplicateur 711 qui reçoit par ailleurs la valeur X1 par l'intermédiaire d'un inverseur i7. Un soustracteur 712 reçoit sur son entrée positive le signal S et sur son entrée négative le signal de sortie du multiplicateur 711. La sortie de lesoustracteur 712 est appliquée, par l'intermédiaire d'un inverseur i6, sur un détecteur de signal négatif 713 qui délivre, dans le cas o cette sortie est négative, un état logique "1" sur la sortie 3 du circuit 301. Un détecteur de signal positif 714 relié à l'autre sortie de l'inverseur i6 délivre, lorsqu'il détecte un signal positif, un état logique "1" sur la sortie 4 du circuit 301 et un état logique "0" quand il n'est pas connecté. Il permet au comparateur 702 de valider le minimum détecté par le comparateur 701. Le circuit de commande 303 comprend deux amplificateurs- inverseurs 715 dont les entrées sont reliées respectivement aux sorties 1 et 2 du circuit 301. La sortie 3 du circuit 301 est reliée à l'une des entrées d'une porte "ET" 717 et la sortie 4 à l'une des entrées d'une porte "ET" 719. La sortie de l'amplificateur-inverseur 715 est reliée d'une part à l'autre entrée de la porte 717, et d'autre part à l'une des entrées d'un inverseur i9. La sortie de l'amplificateur-inverseur 716 est reliée d'une 9' part à l'autre entrée de la porte 719, et d'autre part à l'autre circuit de l'inverseur i9. Les sorties des portes 719 et 717 sont reliées respec- tivement aux deux entrées d'une porte "OU" 720. La sortie de l'inverseur i est reliée à l'une des entrées d'une porte "OU" 718. La sortie de la porte "OU" 720 est reliée à l'autre entrée de cette porte 718, et au circuit de commande de l'inverseur i9. La sortie de la porte 718 correspond à la sortie 5 du circuit 303 et la sortie de la porte 720 à la sortie 6 de ce circuit. Par ailleurs la mémoire double 703 comprend une deuxième mémoire 705 recevant le signal S par l'interrtiédiaire d'un interrupteur i3 complé- mentaire de l'interrupteur i1, c'est-à-dire ouvert quand l'interrupteur i1 est fermé et vice et versa, et d'un dispositif à retard 707 identique au dispositif 706. La sortie de cette mémoire est appliquée à l'autre entrée de l'inverseur i8. Les sorties des mémoires 704 et 705 sont également appliquées à des interrupteurs i8 et i9 dont les sorties délivrent respectivement les signaux S max et S min. Le circuit 401 comprend deux chaînes comportant respectivement deux mémoires 721 et 722 recevant le signal GB par l'intermédiaire respectivement de deux dispositifs à retard 723 et 724 identiques au dispositif 706 et de deux interrupteurs i2 et i4 complémentaires. Ces mémoires délivrent par l'intermédiaire de deux interrupteurs i20 et i21 les signaux (S et e signaux B (S max) etB (S min) La sortie 1 du circuit 301 actionne les interrupteurs i et i2, et la sortie 2 actionne les interrupteurs i3 et i4. La sortie 6 du circuit 303 actionne les inverseurs i5, i6, i7 et i8, et les interrupteurs il8, il9, i20 et i21. Le circuit intégrateur 304-305 comprend deux accumulateurs doubles 725 et 726. Les deux entrées de l'accumulateur 725 sont reliées aux sorties de deux additionneurs 727 et 728. L'une des entrées de l'additionneur 727 reçoit le signal [ql par l'intermédiaire d'un interrupteur i10. L'une des q 0 entrées de l'additionneur 728 reçoit un "1" logique par l'intermédiaire d'un interrupteur i1. Le signal eq i est également appliqué sur l'une des entrées de l'accumulateur 726 par un interrupteur i12. L'autre entrée de cet accumu- lateur 726 reçoit le "1" logique par l'intermédiaire d'un interrupteur i13. Les sorties de l'accumulateur 726 sont appliquées respectivement aux deux autres entrées des additionneurs 727 et 728 par l'intermédiaire de deux dispositifs de retard 729 et 730 identiques au dispositif. 706 et de deux interrupteurs i14 et i. Les sorties de l'accumulateur 725 sont appliquées à un calculateur 731 par l'intermédiaire de deux interrupteurs il6 et i17. Ce calculateur délivre sur ses sorties les signaux lyq et AT. La sortie 5 du circuit 303 commande les interrupteurs ii2 et i13 directement, les interrupteurs i10 et il, par l'intermédiaire d'un amplificateur-inverseur 732, et les interrupteurs i14 et i15 par l'intermé- diaire cd'un amplificateur-inverseur 733; i12 et i13 sont ainsi ouverts pendant que il0, i, il4, et i15 sont fermés et vice et versa. La sortie 6 du circuit 303 commande directement les interrupteurs i6 et i7. 16 17' On va maintenant décrire l'évolution du système à partir de l'instant t2 o l'on a validé le minimum S min (tl). A cet instant la mémoire 704 a été remise à zéro par le signal RAZi, obtenu par exemple par dérivation du signal sur la sortie 4 validant le minimum en tl, et le comparateur 701, comme on l'a vu, délivre un "1" logique sur la sortie 1 et un "0" logique sur la sortie 2. Ce "1" logique ferme notamment lès interrupteurs i1 et i2P ce qui permet au contenu des mémoires 704 et 721 d'être rafraîchi en permanence respectivement par les signaux S et eb. De même le comparateur 702 délivre un "0" logique sur les sorties 3 et 4. L'état "0" de la sortie 2 maintient ouverts les interrupteurs i3 et i4, ce qui permet de garder dans les mémoires 705 et 722 respectivement les valeurs S min (t1) et b (S min) qui sont la valeur du dernier minima de S trouvé en t1, et la valeur correspondante de la position mesurée de la cible. En fonction des états logiques ainsi existants à ce moment sur les entrées du circuit 303 les sorties 5 et 6 de ce circuit sont à l'état "0", ce qui justifie la position des différents interrupteurs et inverseurs à partir de cet instant t2 (en fait t2 + T pour tenir compte de l'échantillonnage du calcul). Dans une première période qui va de t2 + T à t3 le signal S est croissant, et le contenu de la mémoire 704 est donc toujours inférieur à S. Les comparateurs 701 et 702 maintiennent donc les niveaux logiques définis précédemment sur les sorties 1 à 4, et dans ces conditions les interrupteurs et les inverseurs du dispositif restent dans l'état précédent. Le contenu des mémoires 704 et 721 est donc rafraîchi en perma- nence, cependant que celui des mémoires 705 et 722 reste constant et égal aux valeurs obtenues pour le minimum à t1. Les interrupteurs i10, ill, i14, et i15 sont fermés par le "O" logique en sortie 5 du circuit 303, inversé par les amplificateurs-inverseurs 732 et 733. L'accumulateur 725 a été remis à zéro par le signal RAZ3, et l'accumulateur 726 par le signal RAZ4. Les additionneurs 727 et 728 ne délivrent donc à l'accumulateur 725 que le signal Iq | et un "1" logique, q puisqu'ils reçoivent sur leur autre entrée le contenu nul de l'accumulateur 726. Cet accumulateur 725 accumule donc les valeurs successives de J Eql et une suite de "1" logiques qui marquent le déroulement de l'horloge. Il délivre donc sur ses deux sorties des signaux: t2 a1= f qEq dt t1 t- t1 ni =' Dans une deuxième période, comprise entre t3 et t4, le signal S décroît d'une valeur S max (t3) à une valeur S min (t4), ce qui correspondà un faux extrémum dû au bruit, qu'il convient donc de ne pas valider. Dans ces conditions le comparateur 701 détecte la décroissance du signal S, et la sortie i passe à l'état logique "0". Ceci entraîne l'ouverture des interrupteurs i1 et i2 et le blocage du contenu des mémoires 704 et 721 sur les valeurs correspondant au temps t3. La retombée du signal sur la sortie i permet, par exemple par différentiation, d'obtenir un signal RAZ4 de remise à zéro de l'accumulateur 726. Cette valeur de S, qui reste constante, est utilisée dans le compa- rateur 702 pour être comparée à la valeur décroissante de S, mais, compte tenu du coefficient X1, ce comparateur 702 ne valide pas la décroissance de S et la sortie 3 reste à l'état "0". Ainsi la sortie 6 du circuit de commande 303 reste à l'état "0" mais la sortie 5 passe à l'état "1", ce qui entraîne la fermeture des interrupteurs i12 et ii3 et l'ouverture des interrupteurs i10, ili, i14, et i-5. Le contenu de l'accumulateur 725 n'évolue plus, puisque les inter- rupteurs qui alimentent les additionneurs 727 et 728 sont ouverts, mais par contre c'est l'accumulateur 726 qui reçoit les signaux lóq et 1. Cet accumulateur délivre alors a2 et n2 tels que: t a2 =f [ q dt t3 t- t3 n2 = T Dans une troisième période, comprise entre t4 et t5, le signal S se met à recroître depuis le faux minimum S min (t4) jusqu'au vrai maximum S max (t5). Le comparateur 701, détectant de nouveau la croissance de S, délivre de nouveau un "1" logique sur la sortie 1 et referme les interrupteurs i1 et i2. Le circuit de commande 303 repasse dans son état initial et l'accumulateur 725 reçoit de nouveau Eq | et le "1" logique, mais il reçoit en plus par les additionneurs 727 et 728 le contenu de l'accumulateur 726 -qui se vide des signaux qu'il a reçu entre les instants t3 et t4. Quand ce vidage est terminé l'accumulateur 725 contient donc bien la totalité des signaux depuis le temps t2, sans interruption entre les temps t3 et t4. Une quatrième période comprise entre t5 et t6 est identique à la deuxième période. Elle se termine à cet instant t6 o le signal S devient inférieur à sa valeur pour t5 multipliée par le coefficient X1 qui détermine le seuil de discrimination. A cet instant Je comparateur 702 bascule et valide le maximum déterminé par le comparateur 701 à l'instant t5. Cette validation se traduit par l'apparition d'un "1" logique sur la sortie 3, et par là même d'un "1" logique sur la sortie 6 du circuit 303. Ce "1" logique sur la sortie 6 provoque le basculernent des inverseurs i5, i6, i7, et i8 pour placer le circuit 301 dans une configuration lui ' '6' 7'V 8pu lcrgrto u permettant de détecter cette fois-ci le minimum suivant le maximum. Il provoque également la fermeture temporaire des interrupteurs i18 à i21, ce qui permet d'obtenir sur les sorties des circuits 301 et 401 les signaux S max, S min, 8b (S max) et 8b (S min' Il permet enfin la fermeture des. interrupteurs i16 et i17, qui permettent de vider le contenu de l'accumulateur 725 dans le calculateur 734. Ce calculateur, qui est.par exemple un microprocesseur du type 6800 convenablement programmé, à partir des valeurs de a1 et de n1 définies sur l'intervalle de temps t1 à t5, procède aux calculs définis par les formules: AT= n1 T a1 I"ql= ET Le résultat de ces calculs est disponible en sortie du circuit 304-305, avec les valeurs correspondantes de S et de G en sortie des circuits 301 et 401, et cet ensemble de signaux est délivré aux autres circuits du 262992 1 dispositif pour calculer les paramètres de la cible. Le basculement des inverseurs ramène sur les entrées du circuit de commande 303 des états logiques qui, compte tenu du basculement de l'inverseur interne i9 de ce circuit, le placent dans l'état initial qu'il avait à l'instant t de validation du minima correspondant à l'instant t1 c'est-à- dire avec un "0" logique sur les sorties 5 et 6. Toutefois ce basculement est suffisamment lent pour permettre le vidage de l'accumulateur 725 dans le calculateur 734 et les calculs à l'intérieur de ce dernier, ainsi que la prise en compte des signaux en sortie des circuits 301 et 401. Dans ces conditions la sortie 6 rouvre de nouveau les interrupteurs i16 à i21, ce qui arrête la transmission des signaux représentant les paramètres déterminés du maxima. La retombée de ce signal est éga- lement utilisée pour obtenir, par exemple par différenciation, le signal RAZ3 de remise à zéro de l'accumulateur 725. La retombée du signal sur la sortie 5 ouvre de nouveau les interrupteurs i12 et i13 et referme les interrupteurs i 10, i1, i14, et i15. Ainsi l'accumulateur 725 qui vient d'être remis à zéro reçoit le contenu de l'accumulateur 726 correspondant à l'évolution de S entre les instants t5 et t6 et recommence à recevoir les signaux Jsq1 et "'"l logique à partir de cet instant t6. Son contenu sera donc complet depuis le maximum jusqu'au prochain minimum. Ceci justifie notamment que le contenu de cet accumulateur à l'instant t2 comprenait bien les signaux correspondant à l'intervalle entre les instants t1 et t2, puisque les phénomènes avaient été les mêmes lors de la confirmation à l'instant t2 du minimum en t1. Le dispositif est donc en état de détecter le prochain minimum en t9 en surveillant la différence entre le signal S courant et ce signal retardé, contenu cette fois-ci dans la mémoire 705 alimentée par l'intermédiaire de l'interrupteur i3, qui est maintenant fermé, alors que la mémoire 704 contient S max (t5) puisque l'interrupteur i1 est alors ouvert. Pour cela le comparateur 701 utilise le détecteur de signal négatif 710. Le faux minima, situé à l'intant t7, sera lui éliminé par le compa- rateur 702, qui utilise le détecteur de signal positif 713. Pour cela, comme l'évolution de S est dans l'autre sens, il faut que le seuil X2 utilisé soit cette fois-ci supérieur à 1, et en pratique compris entre 1 et 1,5, pour éliminer le faux minimum situé en t7. Le fonctionnement du système sera donc alors le même dans les phases suivantes, jusqu'à l'instant t9 o il reviendra à la phase de départ correspondant à l'instant t1. Par rapport au dispositif antiglint connu, qui ne donne qu'une mesure de la position du barycentre de la cible, l'invention permet d'obtenir une estimation de la position des limites extérieures de la cible, quelle que soit d'ailleurs la composition de celle-ci. C'est ainsi que l'on a représenté sur la figure 8 les résultats obtenus pour une cible comportant trois points brillants P1, P2, P3, de coefficients de réflexion respectivement égaux à 1, 0,3 et 0,5, situés sur une longueur de cinq mètres à des emplacements figurés sur l'axe des ordonnées du graphique du bas de la figure par rapport à leur barycentre placé à l'origine de l'axe, et en présence d'un point perturbateur P4 de coefficient de réflexion 0,15. Les deux graphiques du haut de la figure représentent les fluctuations en fonction du temps de la voie somme S et de la voie d'écartométrie. On constate qu'elles sont très perturbées, ce qui est normal. Un dispositif antiglint fournirait la position du barycentre, c'est-b- dire l'axe des-abscisses du graphique d'en bas. Le dispositif selon l'in- vention a permis d'obtenir, à partir des mesures correspondant aux deux autres graphiques, les limites estimées extérieures H et B de la cible, ceci * dans un plan unique auquel on a limité notre description étant bien entendu que l'invention est également utilisable dans un plan perpen- diculaire, ce qui permet de délimiter dans l'espace la totalité de la cible. Comme on le constate sur le graphique cette estimation fluctue légé- rement autour de la position effective des points P1 et P3. Ceci montre bien que le dispositif permet de déterminer ces limites extérieures avec une influence très faible des points brillants intérieurs, qu'ils soient réels tels que P2 ou perturbateurs tels que P4. Il est clair que les résultats ainsi obtenus ne donnent pas la totalité des renseignements utiles à la connaissance complète de la cible. En effet selon que par exemple cette cible représente un avion unique, une paire d'avions, ou une escadrille complète, les dispositions à prendre ne sont pas les mêmes. Toutefois il est fréquent d'avoir des informations complémentaires par d'autres moyens sur la composition de la cible, et les résultats donnés par l'invention complètent utilement ces informations. C'est ainsi que dans le cas d'un avion unique, le barycentre donné par le dispositif antiglint est souvent fortement dissymétrique par rapport au centre physique de cette cible. Ainsi en approche par l'arrière le bary.- centre est au voisinage du réacteur, tandis qu'en approche par l'avant il est au voisinage du poste de pilotage, alors que le point à viser dans le cas d'un tir par exemple se situe bien évidemment au centre géométrique de l'appareil. Notre dispositif permet ainsi à partir des limites extérieures de l'avion de déterminer ce centre géométrique. Dans le cas o l'on sait que l'on a deux avions volant de conserve, il est bien entendu primordial de repérer ceux-ci séparément, ce que permet notre invention, et de ne pas tirer entre les deux. Enfin lorsque l'on détecte une cible qui évolue à proximité du sol ou de la mer, ce qu'il est facile de savoir, la réflexion des ondes sur le sol ou la mer provoque un effet d'image bien connu, qui amène dans le cas d'un dispositif antiglint à détecter un point qui se trouve à la surface terrestre, à mi-chemin entre l'avion et son image. Notre dispositif dans ce cas permettra de déterminer la position de l'avion et de son image, et il sera facile de les discriminer, compte tenu de ce que l'image est à une altitude négative. Ces résultats pourraient peut être être obtenus par un dispositif à haute résolution spectrale, tel qu'un banc de filtres par transformation de Fourier par exemple. Toutefois un tel dispositif serait d'une complexité sans aucune commune mesure avec notre dispositif et difficilement réalisable. De plus on obtiendrait la position de tous les points brillants et il serait nécessaire d'interpréter ceux-ci selon des critères très délicats à mettre en oeuvre. REVENDICATIONS 1. Procédé pour améliorer la résolution angulaire des radars mono- pulses, du type o l'on traite les signaux monopulses de détection d'une cible par le radar pour obtenir un signal somme S, un signal de direction Eb et un signal d'écartométrie en quadrature Ir q, caractérisé en ce que pour obtenir un signal AL qui mesure l'envergure de la cible, on procède aux opérations suivantes: - détection de deux extréma successifs S max et S min de S; - mesure de l'intervalle de temps AT qui sépare S max de S min; - intégration de Jq | sur l'intervalle de temps AT; q - division par AT du résultat de cette intégration pour obtenir la valeur moyenne k I de j q sur l'intervalle de temps AT q q - calcul d'un coefficient k! - L __a Ln (max> S min - multiplication de k par E |, ce qui donne la valeur de AG. i q 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que pour obtenir en outre des signaux FA et eB qui mesurent les directions respectives des points brillants extérieurs de la cible, on procède aux opérations suivantes: - mise en mémoire des valeurs 6b (S max) et 9b (S min) prises par le signal b aux instants o S prend les valeurs S max et S min; - comparaison de 04b (S max) et 0b (S min) pour obtenir une variable unitaire s égale à + 1 si eb (S max) est supérieur à 8b (S min) et à -1 dans le cas contraire; - division de S min par S max; Smin multiplication de S5 par s multiplié par 0,5; - soustraction à un signal de valeur égale à 0,5 du résultat de cette multiplication, pour obtenir un coefficient k2; - multiplication de Ae par k2; -addition de eb (S max) k2 Ae, ce qui donne le signal A; - soustraction à 9A de Ae, ce qui donne le signal 6B' 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que pour obtenir en outre un coefficient Q de qualité des mesures effectuées on procède aux opérations suivantes: - division de S max par S min; multiplication par S max du résultat de cette division, ce qui donne le coefficient Q. 4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que pour obtenir une estimation filtrée de manière adaptative de AL, OA' et B, on procède aux opérations suivantes: - addition à Q d'un signal de rétroaction pour obtenir un signal Qr; - retard de ce signal Qr d'une valeur égale à AT; - multiplication du signal ainsi retardé par un coefficient G compris entre 0 et 1, ce qui donne le signal de rétroaction; - division de Q par Qr pour obtenir un coefficient k3; - et sur chacune des signaux de mesure à filtrer: - soustraction au signal de mesure d'un signal de mesure estimé retardé; - multiplication du résultat de cette soustraction par le coef- ficient k3; - addition au résultat de cette multiplication par k3 du signal de mesure estimé retardé, ce qui donne le signal de mesure estimé; - retard de ce signal de mesure estimé d'un temps égal à AT, ce qui donne le signal de mesure estimé retardé. 5. Dispositif pour mettre en oeuvre le procédé selon l'une quel- conque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'il comprend: - une première mémoire (704) pour recevoir le signal S par l'intermédiaire d'un premier interrupteur (i1) et d'un premier dispositif à retard (706); - une deuxième mémoire (721) pour recevoir le signal 9b par l'inter- médiaire dun deuxième interrupteur (i2) et d'un deuxième dispositif à retard (723); - une troisième mémoire (705) pour recevoir le signal S par l'intermédiaire d'un troisième interrupteur (i3) et d'un troisième dispositif à retard; - une quatrième mémoire (722) pour recevoir le signal ê. par l'inter- médiaire d'un quatrième interrupteur (i 4) et d'un quatrième dispositif' à retard; -un premier comparateur (701) comprenant un premier soustracteur (708) pour recevoir sur son entrée positive le signal S et sur son entrée négative le contenu de la première mémoire (704) par l'intermédiaire d'uri premier inverseur (i8), un détecteur de signal positif (709) relié à la sortie du premier soustracteur par l'intermédiaire d'un deuxième inverseur (i5) et délivrant sur une première sortie un signal binaire prenant la valeur "1" quand il détecte un signal positif, et un détecteur de signal négatif (710) relié au premier soustracteur par le deuxième inverseur et délivrant sur une deuxième sortie (2) un signal binaire prenant la valeur "1" lorsqu'il détecte un signal négatif; - un deuxième comparateur (702) comportant un deuxième soustracteur (712) pour recevoir sur son entrée positive le signal S, un multiplicateur (711) pour multiplier le signal de sortie du premier inverseur par un coefficient X1 compris entre 0 et 1 ou un coefficient X2 supérieur à 1 sélectionnés par un troisième inverseur (i7) et délivrer le résultat de cette multiplication sur l'entrée négative du deuxième soustracteur, un deuxième détecteur de signal négatif (713) relié à la sortie du deuxième soustracteur par un quatrième inverseur (i6) et délivrant sur une troisième sortie (3) un signal binaire prenant la valeur "1" lorsqu'il détecte un signal négatif, et un deuxième détecteur de signaux positifs (714) relié à la sortie du deuxième soustracteur par le quatrième inverseur et délivrant sur une quatrième sortie (4) un signal binaire prenant la valeur "1" lorsqu'il détecte une valeur positive quatre interrupteurs de sortie (i18-i2l) reliés respectivement aux sorties des quatre mémoires pour délivrer les signaux S max, S min, Gb (S max) et Gb (S min); - un circuit de commande (303) comprenant un premier amplificateur- inverseur (715) dont l'entrée est reliée à la première sortie, un deuxième amplificateur-inverseur (716) dont l'entrée est reliée à la deuxième sortie, une première porte "ET" (717) ayant une première entrée reliée à la sortie du premier amplificateur-inverseur et une deuxième entrée reliée à la troisième sortie, une deuxième porte "ET" (719) ayant une première entrée reliée à la sortie du deuxième amplificateur- inverseur et une deuxième entrée reliée à la quatrième sortie, une première porte "OU" (718) ayant une première entrée réunie à l'une ou l'autre des sorties des premier et deuxième amplificateurs-inverseurs par l'intermédiaire d'un cinquième inverseur'(i9) et dont la sortie délivre un signal binaire sur une cinquième sortie (5), et une deuxième porte "OU" (720) ayant une première entrée reliée à la sortie de la première porte "ET" et une deuxième entrée réunie à la sortie de la deuxième porte "ET" et dont la sortie est réunie à la deuxième entrée de la première porte "OU" et à- l'entrée de commande du cinquième inverseur et délivre un signa] binaire sur une sixième sortie (6); - un premier accumulateur double (725) pour recevoir le signal [E par q l'intermédaire d'un premier additionneur (727) et d'un cinquième inter- rupteur (ii0), et un "1" logique par l'intermédiaire d'un deuxième addi- tionneur (728) et d'un sixième interrupteur (i11); - un troisième amplificateur-inverseur (732) dont l'entrée est réunie à la cinquième sortie et dont la sortie commande les cinquième et sixième interrupteurs; - un septième et un huitième interrupteurs (i12, i13) commandés par la cinquième sortie pour délivrer à un deuxième accumulateur double (726) respectivement le signal Ióq et le "1" logique; - un neuvième et un dixième interrupteurs (i14, i15) pour recevoir le contenu du deuxième accumulateur par l'intermédiaire respectivement d'un cinquième et d'un sixième dispositifs à retard (729, 730) et les délivrer respectivement au premier et deuxième additionneurs - un quatrième amplificateur-inverseur (733) dont l'entrée est connectée à la sixième sortie et dont la sortie commande les neuvième et dixième interrupteurs; - un calculateur (734) pour recevoir le contenu du premier accumulateur double par l'intermédiaire respectivement d'un onzième et d'un douzième interrupteurs (i16, i17) commandés par la sixième sortie, et pour calculer le signal AT à partir du décompte des "1" logiques contenus dans le premier accumulateur, et le signal le q en effectuant la somme des signaux eq en divisant cette somme par T. signaux 1k 1 et en divisant cette somme par AT.'