FR 2635429 A1 19900216 FR 8903734 A 19890322 La présente invention concerne un circuit de com- mande d'alimentation utilisé, par exemple, dans un appareil de télévision tel qu'un système de projection vidéo à valves de lumière type employant une lampe à décharge comme source lumineuse. Les lampes à décharge ont fonctionné de manière satisfaisante comme source lumineuse dans les systèmes de projection à valves de lumière. Lorsqu'on démarre et fait fonctionner une lampe à décharge, par exemple une lampe au xénon, il est souhaitable pour avoir un fonctionnement et un entretien corrects de suivre une procédure séquentielle d'allumage triphasé jusqu'à la formation de l'arc et à son maintien. Cette procédure est constituée d'une première application d'une tension très élevée à la lampe pour provo- quer l'ionisation de l'atmosphère entre ses deux électrodes et d'une décharge ultérieure à arc froid qu'on appelera ici phase I. Ensuite, une tension à courant continu relativement faible, qu'on désigne ci-après par tension à circuit ouvert en phase II, est appliquée aux électrodes par l'intermédiaire d'un baiast qui échauffe un point de la cathode jusqu'à une valeur provoquant l'émission des élec- -2- trons, d'o la fourniture d'une source d'électrons de conduction. Ce processus est appelé ci-après phase II. Enfin, une tension relativement basse provenant d'une source de puissance élevée est appliquée à la lampe, fournissant un fonctionnement à l'état constant, qui provoque l'échauffement de la totalité de la cathode et maintient l'arc de brillance élevée, lequel fournit les lumens de sor- tie désirés. Cette condition est appelée ci-après phase III. A titre d'exemple illustratif, les conditions de tension pour une lampe au xénon de 500 watts sont, approximative- ment, pour la phase I de 30 000 volts, pour la phase II de volts et pour la phase III de 20 volts. L'alimentation pour le maintien de l'arc en phase III à courant élevé et basse tension est continuellement utilisée après l'amorçage de l'arc. Les sources de tension des phases I et II ne sont utilisées que pendant l'allumage de l'arc et la transition et restent en période d'inactivité pendant la phase III ou mode de marche normale. Un exemple d'un circuit d'allumage pour lampe à décharge est décrit en détail dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique n 3 219 756 ayant pour titre: IGNITION CIRCUIT FOR AN ARC DISCHARGE LAMP IN A PROJECTION SYSTEM, au nom de A.G. Roussin (circuit d'allumage pour lampe à décharge dans un système de projection). Une alimentation de maintien de l'arc à intensité élevée et basse tension, selon une caractéristique de l'invention, comporte un agencement pour produire un signal qui est représentatif de la valeur de la puissance fournie à la lampe au xénon via deux bornes de sortie et un régulateur de faible valeur répondant à un tel signal représentatif d'une puissance. Un convertisseur tension/courant, selon un aspect de la présente invention, comprend ce régulateur, des commutateurs à transistors MIS de haute puissance, un trans- formateur de sortie, et un agencement de redressement et de filtrage qui est couplé à l'enroulement secondaire du trans- formateur. Dans le régulateur est incorporé un modulateur - 3 - d'impulsions en largeur (PWM) qui produit un signal de com- mande afin de contrôler les commutateurs à transistors. Les commutateurs appliquent une tension d'alimentation non régu- lée à courant continu à l'enroulement primaire du transfor- mateur de sortie, en alternance, à une fréquence qui est typiquement choisie dans une gamme allant de 15 kHz à 100 kHz. Les commutateurs sont conducteurs dans chaque période au cours d'un intervalle qui est commandé par le signal de sortie PWM. Une tension pulsée produite par les commutateurs est appliquée, via l'enroulement secondaire du transforma- teur de sortie, à l'agencement de redressement et de fil- trage qui comporte un filtre inductif d'entrée, puis aux bornes de sortie de l'alimentation qui délivre un courant de sortie continu pour alimenter la lampe au xénon. Le régulateur incorpore un premier circuit à boucle de réaction. Dans le régulateur, le signal représen- tatif de la puissance détermine l'intensité à l'état constant du courant de sortie en commandant le courant de pointe de chaque pulsion. Le courant de pointe de chaque impulsion détermine la durée des impulsions du signal de sortie PWM et, simultanément, la largeur des impulsions de la tension pulsée appliquée à l'enroulement primaire et du courant pulsé traversant l'enroulement secondaire du trans- formateur de sortie. Cette première boucle de réaction, ou boucle intérieure, du régulateur a un temps de réponse rapide. Une seconde boucle de réaction, ou boucle exté- rieure, du régulateur a une largeur de bande plus petite et peut ne pas s'avérer capable de répondre suffisamment rapi- dement pour suivre les changements brutaux du courant de sortie. Pour protéger la lampe au xénon des surcharges transitoires ainsi que pour protéger les transistors de l'étage de sortie de l'alimentation de maintien de l'arc à courant élevé et basse tension, il est souhaitable d'éviter des augmentations rapides de l'amplitude de pointe du cou- - 4 - rant nominal traversant l'étage de sortie. Dans une alimentation de maintien d'arc de l'art antérieur, une source de tension ayant une faible impédance de sortie est formée entre deux bornes de sortie de l'alimentation. Cependant, à cause de la faible impédance de sortie de l'alimentation, des conditions transitoires pou- vant se produire dans la lampe au xénon et/ou ses circuits auxiliaires, peuvent provoquer un changement immédiat, important et indésirable, du courant traversant la lampe au xénon. Selon une caractéristique de la présente inven- tion, un modulateur d'impulsions en largeur commande la lar- geur des impulsions sur une base dans le mode courant impul- sion par impulsion. Dans le cas o la charge formée aux bornes de sortie de l'alimentation varie rapidement, le cou- rant de sortie sera empêché, avantageusement, de changer de manière excessive à cause du temps de réponse rapide de la boucle intérieure qui est commandée en partie par le courant de pointe circulant dans les commutateurs. Le fonctionnement de la seconde boucle de réaction qui est sensible aux condi- tions de charge est lent. La boucle intérieure de réaction empêche des changements rapides de l'intensité de pointe du courant dans l'enroulement secondaire du transformateur de sortie qui alimente la charge de la lampe. Une augmentation excessive du courant de sortie pourrait réduire, fâcheuse- ment, la durée de vie de la lampe au xénon en pulvérisant le métal des électrodes ou même en provoquant éventuellement le fendillement des joints de la lampe. D'une façon similaire, une diminution excessive du courant nominal de sortie pour- rait provoquer, fâcheusement, l'extinction de la lampe au xénon. Cela nécessite, à son tour, l'amorçage d'une nouvelle séquence de démarrage de l'allumage comme on l'a décrit pré- cédemment et diminue la durée de vie des électrodes. La minimisation des occurrences des séquences de démarrage est souhaitable car la durée de vie de la lampe au xénon est -- 5 -- légèrement réduite par séquence d'allumage. Selon un aspect de la présente invention, un signal qui est proportionnel à l'intensité du courant pulsé dans les commutateurs est appliqué via un filtre, selon un autre aspect de la présente invention, au modulateur des impulsions en largeur. Le filtre produit, pendant une partie de chaque période du signal filtré de sortie, une impulsion ayant une première partie en rampe avec un taux de change- ment qui est représentatif de l'amplitude de l'impulsion correspondante du courant pulsé. Pour une intensité de pointe donnée du courant pulsé, le taux de changement de la première partie est déterminé, avantageusement, par par exemple un circuit R-C ayant une constante de temps appro- priée. La première partie est suivie d'une seconde ayant un taux de changement plus petit. Le front de descente de l'impulsion qui suit la première partie est formée par une troisième partie en rampe descendante ayant une durée rela- tivement courte. Selon un autre aspect de la présente invention, la troisième partie est suivie par une quatrième partie, plate, qui, dans chaque période du courant pulsé, est à un niveau prédéterminé constant tel que le potentiel de la masse. La valeur de la quatrième partie est pratiquement non affectée par des impulsions de courant se produisant antérieurement du courant pulsé. De cette façon, la première partie com- mence à s'élever à partir du même niveau au commencement de chaque période. Comme la quatrième partie du signal de sortie se termine à la valeur prédéterminée constante qui n'est pas affectée par des impulsions se produisant antérieurement du courant pulsé, l'"autoserrage" de l'alimentation est avanta- geusement réduit et normalement évité. L'expression "auto- serrage" désigne une situation à l'état constant dans laquelle la durée des impulsions se produisant alternative- ment du courant est plus étroite que nécessaire; alors que - 6 - celle des autres impulsions est plus large que nécessaire pour obtenir le courant nominal de sortie en marche normale. Le modulateur des impulsions en largeur produit un signal de sortie ayant un cycle opératoire variable à une fréquence qui est déterminée par son oscillateur local, lequel peut être à son tour synchronisé sur une impulsion de synchronisation extérieure. Lorsqu'on utilise la lampe au xénon dans une télévision pour projection, il est générale- ment souhaitable de synchroniser l'alimentation de la lampe avec la fréquence horizontale du signal vidéo qui fournit l'information de l'image à projeter ou avec un multiple entier de celle-ci. Comme on l'a indiqué précédemment, le signal indi- quant la valeur de la puissance est représentatif de la puissance qui est fournie à la lampe au xénon. Le signal en rampe de sortie du filtre est comparé au signal représenta- tif de la valeur de la puissance. Lorsqu'un chevauchement se produit, le signal de sortie PWM est amené à zéro. - Pour une valeur donnée du signal représentatif de la puissance, la durée d'une.impulsion donnée du signal de sortie PWM et du courant pulsé est déterminée pratiquement en conformité avec le taux de changement du signal de sortie en rampe, lequel est à son tour déterminé par l'intensité du courant pulsé. La durée impulsionnelle du signal de sortie PWM peut avantageusement varier brutalement lorsqu'une condition transitoire se produit à la suite du fonctionne- ment de la première boucle de réaction qui a un temps de réponse rapide. La première boucle de réaction empêche des changements rapides de l'intensité de pointe des impulsions du courant de sortie. La durée de l'impulsion varie aussi progressivement en conformité avec la seconde boucle de réaction à réponse lente qui est commandée par le signal représentatif de la puissance. Un dispositif d'alimentation, selon un autre aspect de la présente invention, comporte une source deten- - 7 - sion d'alimentation d'entrée, un circuit de charge et une inductance reliée au circuit de charge et à la source de la tension d'alimentation d'entrée. Un commutateur de puissance est accouplé à l'inductance. Un circuit de commande est accouplé au commutateur de puissance pour commuter les états de conduction du commutateur de puissance afin de transférer la puissance de la source au circuit de charge et produire un courant d'entrée dans le commutateur. Le courant d'entrée est échantillonné dans un agencement d'échantillonnage afin de produire un signal de courant échantillonné. Un filtre passe-bas comportant un condensateur est accouplé à l'agencement d'échantillonnage pour intégrer le signal de courant échantillonné. Un second commutateur ayant une borne d'entrée de commande qui est couplée au circuit de commande a une terminaison de conduction du courant principal qui est couplée au filtre. Le second commutateur, qui fonctionne en synchronisme avec le commutateur de puissance, commande en synchronisme la charge dans le condensateur de manière à produire un signal en rampe synchronisé représentatif du courant d'entrée. Le signal en rampe est appliqué au circuit de commande de manière à contrôler la commutation du commu- tateur de puissance en conformité avec le courant d'entrée sur une base en mode courant, impulsion par impulsion. La figure unique illustre une alimentation de maintien d'arc pour lampe au xénon qui comprend un filtre synchrone, selon un aspect de la présente invention. La figure représente une alimentation 100 à basse tension de maintien d'arc, selon la présente invention, qui produit une tension B pour alimenter une lampe au xénon 110. L'alimentation 100 comprend un circuit intégré 120 de contrôleur PWM qui produit deux signaux de commande pério- diques de sortie 121 et 122 ayant une période P et qui sont chacun des signaux à deux niveaux. Lorsque, au cours de chaque période P, le signal 121 est au niveau "marche" de, par exemple, +24 volts, le signal 122 est au niveau "'arrêt" - 8 - tel que zéro volt et vice-versa. Le cycle opératoire de chacun des signaux 121 et 122 est variable. Au cours d'une partie de la période P, les deux signaux 121 et 122 sont toujours au niveau "arrêt" ou zéro volt. Les signaux 121 et 122 sont appliqués à des bornes correspondantes d'un enrou- lement primaire DP d'un transformateur d'attaque T1. Quatre enroulements secondaires DS1, DS2, DS3 et DS4 du transforma- teur T1 sont montés entre des électrodes correspondantes de grille et de source de transistors à effet de champ SW1, SW2, SW3 et SW4 fonctionnant dans un circuit hâcheur en pont. Les enroulements secondaires sont étroitement couplés magnétiquement de manière à éviter un fonctionnement incor- rect du commutateur à transistor qu'on appelle conduction simultanée. Lorsqu'une impulsion de sortie donnée du signal 121 se trouve au niveau "marche", les commutateurs à tran- sistor à effet de champ SW1 et SW3, par exemple, sont conducteurs. Par conséquent, une tension d'alimentation non régulée à courant continu B+ est appliquée via les commuta- teurs SW1 et SW3 aux bornes d'un enroulement primaire MP d'un transformateur principal de puissance T2. D'une façon similaire, lorsqu'une impulsion donnée du signal 122 est au niveau "marche", les commutateurs SW2 et SW3 sont conduc- teurs et les commutateurs SW1 et SW3 non conducteurs, d'o l'application d'une tension B+ dans le sens opposé. Un enroulement secondaire MS1 du transformateur T2 qui est isolé de l'enroulement MP a une borne A reliée à un conducteur de masse 305 via un redresseur D1 lorsque ce redresseur est conducteur. D'une façon similaire, la borne C de l'enroulement MS1 est reliée au même conducteur 305 via un redresseur D2. Une prise centrale B de l'enroulement MS1 est reliée, par] 'intermédiaire d'une bobine L1, à un condensateur de filtrage C1 pour développer une tension d'excitation B aux bornes du condensateur Cl. La tension à courant alternatif développée aux - 9 - bornes de l'enroulement secondaire MS1 du transformateur T2 provoque le passage d'une première impulsion de courant dans l'un des redresseurs D1 ou D2 pendant le temps de "marche" du signal 121. Une seconde impulsion de courant traverse l'autre redresseur D1 ou D2 pendant le temps de "marche" du signal 122. Le courant traversant chacun des redresseurs D1 et D2 est combiné dans la bobine L1 pour former un courant redressé i4 qui est appliqué par l'intermédiaire d'un agen- cement 125 à la lampe au xénon 110 formant la charge entre les bornes D et E. L'agencement 125 comporte un circuit d'allumage pour la lampe au xénon 110. Un tel circuit d'allumage comprend, généralement, une alimentation haute tension et un éclateur. Pendant le fonctionnement à l'état constant, la tension entre les bornes D et C est approxima- tivement égale à la tension B- développée aux bornes du condensateur C1 et le courant traversant les bornes D et E est approximativement égal à la valeur moyenne du courant i4. Un transformateur de courant T4 contrôle le cou- rant traversant le redresseur D2 et un transformateur de courant T5 contrôle celui traversant le redresseur Dl. Les tensions redressées résultantes qui sont développées aux bornes de résistances de charge en shunt correspondantes R13 et R14 sont additionnées dans un filtre passe-bas pour pro- duire un signal COURANT qui est nominalement à une valeur de volts lorsque le courant de charge i3 se trouve à sa valeur nominale. Par commodité, on choisit une valeur de 5 volts pour la tension du signal COURANT car une référence de tension REF dans un circuit intégré 120 est également à 5 volts. De manière à obtenir un faible courant d'ondulation dans la lampe 110, le circuit filtrant passe-bas dans le trajet du signal COURANT doit de préférence laisser passer la fréquence fondamentale d'une tension d'ondulation B+ et de son premier harmonique significatif. Le circuit filtrant comporte un condensateur C13 et des résistances R70 et R71 - 10 - déterminant la valeur de l'impédance, agissant en combina- teur. Un enroulement MS2 qui est couplé magnétiquement étroitement à l'enroulement primaire MP est couplé de manière conductive via un redresseur en pont CR2 à un divi- seur par résistances et un circuit R-C fonctionnant en filtre passe-bas qui comporte une résistance R12 et un condensateur C12 déterminant l'impédance. Par conséquent, un signal TENSION qui est nominalement à 5 volts est produit lorsque la tension de sortie B- se trouve à sa valeur nomi- nale. Comme dans le cas du signal COURANT, à cause du fil- trage, le signal TENSION ne change pratiquement pas lors de chaque période P du signal 121 ou du signal 122. Pour mini- miser le courant ondulant de la lampe, la largeur de bande dans le trajet du signal TENSION doit de préférence laisser passer aussi les fréquences d'ondulation de la tension B+ ayant de l'importance. Les signaux COURANT et TENSION sont appliqués via des résistances R15 et R16, formant un circuit de sommation à pondération égale, afin de produire, à une borne 130, un signal PUISSANCE qui est leur somme algébrique. Le signal PUISSANCE est proportionnel à la puissance qui est fournie à la lampe au xénon 110. On remarquera que pour des conditions de la tension et du courant autres que nominales dans la lampe au xénon 110, la somme des signaux COURANT et TENSION se traduit par un signal PUISSANCE qui est légèrement diffé- rent que dans le cas o une vraie multiplication du courant et la tension était utilisée pour obtenir le signal PUISSANCE. Un courant i1 dans le commutateur à transistor SW3 est détecté par un transformateur élévateur de courant T3 monté dans un fil de retour à la masse d'une électrode de source S du commutateur SW3. D'une façon similaire, un cou- rant i2 dans le commutateur SW4 est également détecté par le transformateur T3. Un signal induit dans l'enroulement - 11 - secondaire du transformateur T3 est redressé dans un redres- seur en pont CR1 ayant une borne de sortie qui développe un signal V1 aux bornes d'une résistance en shunt. Le signal V1 est appliqué à une borne d'entrée d'un filtre passe-bas syn- chrone 302, selon un aspect de la présente invention, afin de produire un signal RAMPE. Le filtre 302 qui comporte une résistance Rll et un condensateur Cll produit une partie à rampe montante 400 du signal RAMPE pratiquement pendant toute la durée de chacune des impulsions qui sont incluses dans le courant i1. Une partie 401 qui varie dans le sens opposé à celui de la partie 400 du signal RAMPE est générée activement par un transistor de sortie d'un comparateur 126 qui, comme on le décrit ultérieurement, décharge le conden- sateur Cll en synchronisme avec le fonctionnement du commu- tateur SW1. La partie en rampe 400 du signal est nécessaire pour commander le circuit intégré 120 comme on le décrit ultérieurement. Selon un autre aspect de la présente invention, la pente moyenne ou taux de changement de la partie 400 est sensiblement affecté par la fréquence de coupure du filtre 302. La partie 400 se produit sensiblement pendant toute la durée de l'impulsion du courant i1. Par contraste, un cir- cuit de l'art antérieur utilise la pente d'un courant qui est analogue au courant i1 pour produire le signal de com- mande requis à croissance uniforme qui est utilisé pour com- mander son modulateur d'impulsions en largeur sans utiliser un filtre tel que le filtre 302. En employant le filtre 302 et en déchargeant le condensateur Cli du filtre 302 avec le comparateur 126, il est possible, avantageusement, d'incorporer une fréquence de coupure plus basse dans le filtre 302 que dans le circuit de l'art antérieur. Par conséquent, les effets du bruit sont sensiblement réduits dans la partie 400 dans le signal de commande à croissance régulière de l'art antérieur. Aussitôt après la fermeture des commutateurs SW1 - 12 - et SW3, par exemple, une pointe 66 du courant i1 traverse le commutateur SW3. Le courant i1 circule par suite de la charge des capacités parasites du transistor MOS, SW3, de celles associées au radiateur de chaleur du transistor SW3, non représenté dans la figure, et de celles du transformateur T2. De plus, le courant i1 circule à la suite de l'action du réseau primaire amortisseur 300 et d'un courant d'aimantation du transformateur T2. En outre, le courant i1 circule à la suite d'un courant secondaire réfléchi qui a comme éléments principaux de contribution un courant continu de charge i3, un courant ondulé d'entrée i4 qui traverse une bobine L1, une charge stockée dans, par exemple, la diode de redressement D1 et un courant dans un réseau secondaire amortisseur 301. La partie de la pointe du courant i1 résultant de la charge des capacités parasites qui sont mentionnées ci- dessus est très étroite, c'est-à-dire typiquement de 50 à nanosecondes par rapport à la demi période P/2 dans la figure de 5 microsecondes. La pointe de courant résultant du réseau primaire 300 a une constante de temps de 0,055 micro- secondes. Bien que la pointe de courant 66 se termine très rapidement, la pointe du courant provenant de ces deux sources peut dépasser, pendant le fonctionnement normal, le courant de pointe normal traversant le commutateur SW3. Selon un autre aspect de la présente invention, l'effet de la pointe de courant 66 dans le transistor SW3 sur le signal RAMPE est énormément réduit en amplitude par le filtre synchrone 302. Avantageusement, une constante de temps d'intégration très longue de, par exemple, 10,3 micro- secondes, peut être choisie car le filtre synchrone 302 est utilisé. Il en résulte que la pointe élevée de courant ne se manifeste d'elle-même que comme un petit échelon initial 304 qui précède la portion en rampe vers le haut 400 du signal RAMPE, représenté dans la figure. Lorsque chacun des signaux 121 et 122 se trouve à sa valeur respective "marche", le - 13 - signal RAMPE est un signal à rampe montante ayant un taux de changement qui est approximativement proportionnel au signal V1 à la sortie du redresseur en pont CR1. Lorsque le signal V1 devient plus grand, par exemple, par suite de l'augmentation des courants i1 et i2, le signal RAMPE a un taux de changement plus élevé. La tension de pointe du signal RAMPE est approximativement représentative de l'intégrale de la moyenne du courant i3 dans la charge, c'est-à-dire dans la lampe 110. Un oscillateur 227 du circuit intégré 120 qui est généralement un oscillateur du type à dents de scie produit un signal HORLOGE ayant une fréquence qui est déterminée par une résistance extérieure et par un condensateur extérieur C70. De plus, le temps de décharge de l'oscillateur est déterminé par le condensateur extérieur C70 et un mécanisme intérieur de décharge. Ce temps de décharge est convention- nellement appelé "temps mort" et est un intervalle pendant chaque cycle d'horloge lorsque les deux signaux 121 et 122 sont amenés à l'état "arrêt". Ce passage à l'état "arrêt" a la priorité sur les effets de tous les autres signaux entrant dans le circuit intégré 120. Une impulsion de sens positif, qu'on appelle généralement impulsion de temps mort, ou impulsion de synchronisation, est présente sur la broche 4 du circuit intégré 120 et est davantage positive lors de la décharge du condensateur C70 de synchronisation. La fré- quence du signal HORLOGE de l'oscillateur 227 est ainsi le double de la fréquence fondamentale de la tension V2 déve- loppée aux bornes de l'enroulement MP du transformateur T2, désignée ciaprès par fréquence de l'alimentation. La broche 4 du circuit intégré 120 peut être aussi utilisée pour rece- voir une information de synchronisation dans l'oscillateur 227, mais dans le mode de réalisation préféré de la figure, cette information est injectée dans le condensateur exté- rieur C70. De manière à fournir une présentation visuelle - 14 - améliorée de l'information vidéo, et pour en outre conférer les résultats bénéfiques de l'annulation du bruit, il peut être souhaitable d'avoir la fréquence de l'alimentation syn- chronisée avec la fréquence horizontale du signal vidéo d'entrée représenté par un signal EN SYNC. L'annulation est le mieux obtenue lorsque les deux fréquences sont liées l'une à l'autre par un nombre entier par opposition à une liaison fractionnaire de nombres entiers. Le circuit intégré peut être du type dit UC1846 ou UC1825 fabriqué par la société Unitrode Corporation, Lexington, MA, USA. Le comparateur 126, qui fonctionne en commutateur couplé à la borne F du condensateur Cll, décharge complète- ment ce condensateur lorsque chaque impulsion du signal HORLOGE se produit. Le transistor de sortie du comparateur 126 est couplé au filtre 302 d'une manière qui contourne la borne d'entrée de ce filtre o le signal V1 est développé. Ainsi, le comparateur 126 a pour effet qu'une partie 402 du signal RAMPE se trouve à la même valeur de zéro volt aussi- tôt après l'apparition de l'impulsion de temps mort corres- pondante du signal HORLOGE. Cette valeur de zéro volt de la partie 402 existe pendant la durée de l'impulsion positive du signal HORLOGE. Le signal PUISSANCE est appliqué à la borne d'entrée d'inversion 0 d'un amplificateur d'erreur 221 du circuit intégré 120. Une borne d'entrée de non-inversion Q de l'amplificateur 221 est reliée à la tension de référence REF produite par une source de tension 223 du type à inter- valle de bande. Une borne de sortie R de l'amplificateur 221 est couplée en courant alternatif par l'intermédiaire d'une résistance R17 et d'uncondensateur C17, à la borne d'inversion de l'amplificateur 221, formant un circuit de compensation de fréquence couplé extérieurement. La borne de sortie R est inversée et couplée intérieurement dans le cir- cuit intégré 120 à la borne d'entrée de non-inversion T d'un comparateur 224. Le signal RAMPE est appliqué via un déca- - 15 - leur de niveau de 1,5 volt à une seconde borne d'entrée d'inversion U du comparateur 224. Une borne de sortie du comparateur 224 est appliquée par l'intermédiaire d'une porte OU 225 à une borne d'entrée "charge" d'une bascule 226 à charge-remise à zéro. La bascule 226 devient chargée lorsqu'un point de chevauchement se produit entre la valeur du signal à rampe montante RAMPE et le signal à la borne R. Le signal HORLOGE et un signal de sortie de la bascule 226 sont combinés logiquement dans une opération OU afin de produire un signal V qui est appliqué à une borne de réception d'horloge d'une bascule électronique 1 227. Le signal V a pour effet que la bascule 1 227 change d'état à la suite du signal HORLOGE une fois et seulement une fois lors de chaque période P. par exemple, du signal 121. Une porte NON OU 228 répond à un signal W de sortie de la bas- cule 1 227 et au signal V pour produire le signal 121. D'une façon similaire, une porte NON OU 229 répond à un signal X de la bascule 1 227, qui est l'inverse logique du signal W, et au signal V pour produire le signal 122. Dans un fonctionnement à l'état constant, le signal HORLOGE entraîne les signaux 121 et 122 à leurs valeurs respectives "arrêt", en supposant qu'ils ne soient pas déjà dans cet état. Dans le fonctionnement normal, à la suite du dépassement par le signal RAMPE décalé en valeur du seuil du comparateur 224, la bascule 226 fait en sorte que les signaux 121 et 122 se trouvent à leur état "arrêt". Lorsque le front descendant de l'impulsion du signal HORLOGE se produit, un et un seulement des signaux 121 ou 122 change pour passer à l'état "marche". Ainsi, les impulsions des signaux 121 et 122 se produisent alternativement une fois et une fois seulement au cours de la période P en conformité avec les états des bascules 1 227 et 126. Lorsque l'un des signaux 121 ou 122 passe à l'état "marche", le signal RAMPE commence à croître, comme on l'a décrit précédemment. Lorsque le signal RAMPE atteint le - 16 - point de chevauchement par rapport à la valeur du signal à la borne R de l'amplificateur 221, la bascule 226 est char- gée. En conséquence, le signal, 121 ou 122, qui se trouvait à l'état "marche" avant le point de chevauchement, change après ce point pour passer à l'état "arrêt". Le taux de changement ou pente de la partie en rampe montante 400 d'une impulsion donnée du signal RAMPE est proportionnel à la valeur de pointe de l'impulsion cor- respondante de courant il ou i2. De plus, la valeur d'un signal d'erreur à la borne de sortie R de l'amplificateur d'erreur 221 est proportionnelle à la différence entre le signal PUISSANCE et la tension de référence REF. En conse- quence, la boucle de réaction qui utilise l'amplificateur d'erreur 221, désignée ici par boucle extérieure de réac- tion, répond au signal PUISSANCE. La boucle extérieure de réaction provoquera la variation du cycle opératoire des signaux 121 et 122. La variation de ce cycle provoque, à son tour, la variation du cycle opératoire du courant i1 à la manière d'une réaction négative qui tend progressivement à entraîner le signal PUISSANCE à une valeur qui est égale à la tension REF. La variation du cycle opératoire est obtenue en faisant varier la valeur du signal d'erreur à la borne de sortie R de l'amplificateur 221, ce qui, toutes choses étant égales par ailleurs, détermine le moment o le point de che- vauchement se produit dans le comparateur 224. Dans le cas o il y a augmentation de la puissance dans la lampe au xénon 110, le signal PUISSANCE augmentera, provoquant la diminution du signal de sortie de l'amplificateur d'erreur 221, ce qui aura à son tour pour effet de diminuer en largeur les impulsions des signaux 121 et 122. L'impulsion de tension aux bornes de l'enroulement secondaire MS1 diminuera simultanément en largeur, provo- quant la circulation dans la lampe au xénon 110 d'un courant moyen i3 plus faible, d'o la réduction de l'augmentation originale de la puissance. - 17 - Selon un aspect supplémentaire de la présente invention, la décharge active du condensateur filtrant Cl1 par le comparateur 126 améliore, comme on l'a discuté précé- demment, les performances de l'alimentation 100 en réduisant "l'autoserrage". L'autoserrage se manifeste par des impul- sions alternées de la tension V2 aux bornes de l'enroulement primaire MP du transformateur T2 ayant une durée plus courte que nécessaire, alors que les autres impulsions alternées ont une durée plus longue que nécessaire de sorte que la moyenne des impulsions est corrigée en largeur. L'autoserrage a un effet néfaste sur la stabilité de la fré- quence de la boucle extérieure de réaction. L'autoserrage se produit car l'énergie qui est stockée dans une partie des éléments de circuit de l'alimentation 100 pendant une période P a pour effet que, lors de la période suivante, l'impulsion correspondante du signal 121 ou 122 a une lar- geur différente. Si la charge du condensateur Cll pouvait être effectuée directement entre une période donnée P et la période suivant immédiatement, elle pourrait affecter la largeur de l'impulsion suivant immédiatement et, cela provo- * querait fâcheusement l'autoserrage. Selon une autre caractéristique de la présente invention, une résistance Rlll est reliée à la borne F du condensateur Cll et au circuit intégré 120 d'excitation de la tension d'alimentation à courant continu qui est nomina- lement à +24 volts. Pendant un démarrage doux, lorsque les courants i1 et i2 restent très petits, le courant traversant la résistance Rlll produit la partie à rampe montante du signal RAMPE. Il fournit également un signal à rampe mon- tante lors de la marche à vide dans le cas o la lampe au xénon 110 s'éteint. La partie à rampe descendante du signal RAMPE est obtenue à la suite du fonctionnement du compara- teur 126 car il décharge le condensateur Cll. Ainsi, avanta- geusement, le signal RAMPE qui est nécessaire pour le fonc- 18' - tionnement du circuit intégré 120 même pendant le démarrage ou la marche à vide est produit à la suite du fonctionnement du comparateur 126 et de la résistance Rlll et non comme résultat des impulsions de courant i1 et i2. Supposons que par suite, par exemple, d'un change- ment transitoire de l'arc dans la lampe au xénon 110, il se produise une modification de l'intensité du courant i1 ou i2. Une telle modification se produit à un taux déterminé principalement par la bobine L1. Par suite du filtrage passe-bas provoqué par la bobine L1 et du filtrage dans les trajets du signal qui produisent le signal PUISSANCE, une telle modification du courant i1 ou i2 ne provoquera pas un changement appréciable, immédiat, de la valeur du signal PUISSANCE. Par conséquent, la boucle extérieure de réaction, répondant au signal PUISSANCE, peut ne pas pouvoir réguler la valeur moyenne des courants i1 et i2 d'une façon rapide. D'autre part, le taux de changement de la partie 400 en rampe montante du signal RAMPE qui est provoqué par les cou- rants i1 et i2 changera immédiatement sur la base impulsion par impulsion. Ainsi, par exemple, une augmentation du cou- rant dans l'un des commutateurs SW3 et SW4 qui est alors conducteur provoquera une augmentation immédiate du taux de changement de la partie 400 du signal RAMPE. Par conséquent, le signal de sortie du comparateur 224 qui change lorsque le point de chevauchement se produit aura pour effet que la bascule 226 se chargera dans la période correspondante P plus tôt que s'il ne s'était pas produit une telle augmenta- tion transitoire. Le résultat est une diminution immédiate de la largeur des impulsions du signal correspondant 121 ou 122. Avantageusement, une telle diminution de la largeur des impulsions se produit sur une base impulsion par impulsion. En conséquence, le courant continu qui traverse le commuta- teur correspondant parmi les commutateurs SW3 et SW4 qui est alors conducteur sera alors immédiatement réduit. Une telle réduction du courant continu qui passe dans le commutateur - 19 - correspondant provoquera la réduction de la valeur moyenne du courant i4 dans la bobine L1. Comme on l'a expliqué pré- cédemment, le courant i4 est appliqué par l'intermédiaire d'un agencement 125 de manière à fournir le courant d'alimentation de la lampe au xénon 110. Ainsi, le circuit intégré 120 qui répond au signal RAMPE à la manière d'une réaction négative forme une boucle intérieure de réaction qui empêche des changements rapides de la valeur moyenne des courants i1 et i2. La boucle intérieure de réaction a un temps de réponse sensiblement plus rapide que la boucle extérieure. La boucle extérieure de réaction est plus lente car elle comporte la bobine L1 et le condensateur C1, ce qui nécessite une largeur de bande plus faible pour assurer la stabilité de la fréquence. La boucle intérieure de réaction protège les com- mutateurs SW1, SW2, SW3 et SW4 contre le passage de courants excessifs. Elle évite aussi, avantageusement, que le courant moyen dans la lampe au xénon 110 ne change sensiblement de façon rapide. Avantageusement, la boucle intérieure de réac- tion, fonctionnant sur une base à mode courant impulsion par impulsion, a pour effet que l'alimentation est une source de courant ayant une impédance de sortie élevée. L'impédance de sortie élevée se produit lorsque la boucle extérieure de réaction produit un signal PUISSANCE qui n'est pas représen- tatif de la puissance dans la lampe 110 à cause soit de la largeur de bande soit des limitations de la gamme dynamique se produisant pendant le fonctionnement. La réduction d'un changememt excessif du courant i3 qui est appliqué à la lampe au xénon 110 est souhaitable. Une augmentation excessive peut réduire la durée de vie utile de la lampe au xénon 110. Une diminution excessive de ce courant peut être à l'orJgine de l'extinction de l'arc. Chaque réallumage qui par conséquent suit, aura pour effet de réduire, fâcheusement, la durée de vie utile de la lampe au xénon 110. - 20 - Si les diverses capacités parasites et autres sources de la pointe initiale du courant, par exemple, du courant i1 subissent des variations, la pointe produite par la fermeture des commutateurs à transistor SW2 et SW4 sera alors différente de celle générée par la fermeture du commutateur SW1 et SW3 et l'amplitude de l'échelon initial 304 sera également différente. Après la pointe initiale du cou- rant, le courant i1 dans le commutateur à transistor sera de nouveau en rampe montante. Le courant i1 augmente, alors que le courant i4 dans la bobine L1 qui est accouplée à l'enroulement secondaire MS1 du transformateur T2 est ren- voyé à l'enroulement primaire MP, avec une constante de temps dictée principalement par l'inductance de fuite du transformateur T2. Le courant i1 augmente également avec le courant d'aimantation de l'enroulement primaire MP. Le cou- rant croissant à cause de la bobine L1 peut varier sur la base d'un cycle à l'autre à cause des déséquilibres dans la chute de la tension directe des redresseurs D1 et D2. Le signal RAMPE peut ainsi varier sur la base cycle à cycle, à cause des variations dans l'échelon initial 304 et/ou à cause de légères modifications dans la pente de la rampe 400. Ces variations d'un cycle à l'autre dans l'amplitude du signal RAMPE peuvent se traduire par des temps relatifs légèrement différents pour l'apparition du croisement du seuil dans le circuit intégré 120. Cela peut produire, à son tour, de légères différences, sur la base cycle à cycle, dans la largeur impulsionnelle de la tension V2 aux bornes de l'enroulement primaire MP du transformateur T2 qui peu- vent provoquer un fonctionnement plus proche de la satura- tion pour le noyau du transformateur T2. Le fonctionnement plus proche de la saturation modifiera les contributions normalement égales de l'inductance d'aimantation du primaire pour les impulsions différentes du courant i1. Le courant inégal cycle à cycle de l'inductance d'aimantation de l'enroulement primaire MP est développé dans une direction - 21 - provoquant l'annulation ou la réduction du courant de déséquilibre cycle à cycle provenant de toutes les autres sources. Un équilibre existe ainsi entre le courant d'équilibre cycle à cycle et le degré auquel le noyau du transformateur T2 fonctionne près de la saturation. Plus le déséquilibre du courant varie d'un cycle à l'autre, plus le noyau du transformateur fonctionne près de la saturation. Comme il est souhaitable d'utiliser des composants de circuit de faible coût à cause de la difficulté d'adaptation des capacités parasites des transistors de puissance, la possibilité de fonctionner avec les déséqui- libres rencontrés normalement est souhaitable. Cependant, le fonctionnement avec les déséquilibres rencontrés normalement peut avoir pour effet que le noyau du transformateur T2 fonctionne près de la saturation et un transitoire sévère tel que l'allumage de la lampe pourrait en réalité amener le noyau à saturation. Le filtre synchrone 302 répond à un palier de cou- rant pour le courant i1 provoqué par la saturation du noyau de la même manière qu'il répond à un "bruit". Plus précisé- ment, il filtre le palier de courant dû à la saturation du noyau et par conséquent peut ne pas permettre aux transis- tors de commutation d'être rendus non conducteurs à temps pour éviter un endommagement catastrophique. De plus, la réponse du circuit intégré 120 au signal RAMPE peut être trop lente à des fins d'arrêt d'urgence par suite des retards cumulatifs des divers circuits de traitement néces- saires dans le circuit intégré 120 et du retard dans le filtre 302. La possibilité d'un arrêt d'urgence peut par conséquent être nécessaire lorsque l'on emploie un filtre synchrone 302. Pour effectuer l'arrêt, selon une autre caracté- ristique de la présente invention, une partie du signal V1 est appliquée via un diviseur de tension 200 à un compara- teur 230 et à un comparateur 231 du circuit intégré 120. - 22 - Lorsque la pointe du courant pulsé i1 ou i2 produit à une borne de sortie Z du diviseur de tension 200 une tension qui est supérieure à un volt, le comparateur 231 a pour effet que la porte 225 commande l'impulsion correspondante des signaux 121 et 122 pour les faire passer au niveau "arrêt". Avantageusement, le retard dans le diviseur de tension 200 est beaucoup plus petit que via le trajet de signal qui com- prend la résistance Rll et le condensateur Cll. Le compara- teur 231 fournit finalement une protection de limitation du courant en ramenant le signal 121 ou 122 à l'état "arrêt" d'une manière qui est beaucoup plus rapide que via le trajet de signal pour le signal RAMPE, permettant un arrêt d'urgence suffisamment rapide pour les nombreuses situations dans lesquelles le signal RAMPE est trop lent. Pour une condition transitoire de courte durée, il peut être fâcheux de provoquer un arrêt complet du circuit intégré 120 car un tel arrêt peut nécessiter le réallumage de la lampe au xénon 110, lequel peut réduire sa durée de vie utile. D'autre part, et lorsque l'amplitude du courant de pointe pulsé i1 et i2 se traduit par une tension dévelop- pée à la borne Z qui est supérieure à 1,4 volt, tension même plus élevée que celle associée au comparateur 231, le compa- rateur 230 produit un second signal d'arrêt SD. Le signal SD non seulement ramène les signaux 121 et 122 au niveau "arrêt" mais provoque la réinitialisation de l'opération de démarrage dans le circuit intégré 120. En conséquence, le réallumage de la lampe au xénon 110 peut être nécessaire. On comprendra qu'un agencement semblable à celui de l'alimentation 100 puisse être utilisé pour produire une tension d'alimentation destinée à alimenter les étages des circuits d'un appareil de télévision. - 23 - REVENDICATIONS 1. Dispositif d'alimentation (100), caractérisée en ce qu'elle comprend: une source de tension d'entrée pour alimentation; un circuit de charge (125); une inductance (T4) couplée au circuit de charge et à la source de tension d'entrée; un commutateur de puissance (SW) couplé à l'inductance; un circuit de commande couplé au commutateur de puissance pour commuter les états de conduction de ce commu- tateur afin de transférer la puissance de la source au cir- cuit de charge et produire un courant d'entrée dans le commutateur; un moyen couplé au commutateur de puissance pour échantillonner le courant d'entrée afin de générer un signal de courant échantillonné; un filtre passe-bas (302) comportant une capacité (Cll) couplée au moyen d'échantillonnage pour intégrer le signal du courant échantillonné; un second commutateur ayant une borne d'entrée de commande qui est reliée au circuit de commande et une borne de conduction du courant principal qui est reliée au filtre et fonctionne en synchronisme avec le commutateur de puis- sance pour commander de façon synchrone la charge dans le condensateur afin de produire un signal synchronisé en rampe représentatif du courant d'entrée, le signal en rampe étant appliqué au circuit de commande de manière à contrôler la commutation du commutateur de puissance en conformité avec le courant d'entrée sur la base d'un mode courant, impulsion par impulsion. 2. Dispositif selon la revendication 1, caracté- risé en ce que le moyen générant le signal du courant échan- tillonné comprend une borne d'entrée située dans un trajet - 24 - de courant qui comporte le commutateur de puissance et une borne de sortie reliée à un redresseur de façon qu'une borne de sortie de ce redresseur soit reliée à une borne d'entrée du filtre. 3. Dispositif selon la revendication 1, caracté- risé en ce que le signal du courant échantillonné est appli- qué à une borne d'entrée du filtre et est un courant pulsé qui est développé en synchronisme avec la commutation des états de conduction du commutateur de puissance. 4. Dispositif selon la revendication 1, caracté- risé en ce qu'il comprend en outre une source d'un signal de référence (REF) et un moyen pour produire un signal de détection qui est représentatif de la valeur correspondante d'au moins la tension d'alimentation de sortie ou du courant d'alimentation de sortie qui est développé dans le circuit de charge, o le circuit de commande comprend un modulateur d'impulsions en largeur répondant aux signaux de référence et de détection et au signal en rampe (RAMPE) pour produire un signal d'attaque ayant un cycle opératoire variable qui est appliqué à une borne de commande du commutateur de puis- sance pour former une boucle extérieure de réaction (L1, C1) qui régule au moins la tension d'alimentation de sortie ou le courant. 5. Dispositif selon la revendication 4, caracté- risé en ce qu'un changement du courant d'entrée dans le com- mutateur de puissance provoquera la variation de la pente du signal en rampe, et en ce que le modulateur d'impulsions en largeur est incorporé dans une boucle intérieure de réaction du courant (120) qui contrôle le courant d'entrée dans le commutateur sur la base impulsion par impulsion de sorte que pour une valeur donnée du signal de détection, la boucle intérieure de réaction fait varier le cycle opératoire du signal d'attaque en conformité avec la variation de la pente. 6. Dispositif selon la revendication 5, caracté- - 25 - risé en ce que la boucle intérieure de réaction du courant répond à la moyenne de la pente. 7. Dispositif d'alimentation, caractérisé en ce qu'il comprend: - une source de tension d'alimentation d'entrée; une charge couplée à la tension d'alimentation d'entrée pour y développer une tension d'alimentation de sortie et un courant d'alimentation de sortie; une source d'un signal de référence qui fournit une valeur de référence; un moyen couplé à la charge pour générer un signal de détection qui est représentatif d'une valeur correspon- dante d'au moins la tension d'alimentation de sortie ou du courant; une source de signal oscillant; un modulateur d'impulsions en largeur couplé au signal oscillant et répondant au signal de détection et au signal de référence pour produire un signal d'attaque puisé ayant une largeur des impulsions qui varie en conformité avec les signaux de détection et de référence; un commutateur de puissance répondant au signal d'attaque et couplé à la charge pour produire dans celle-ci le courant d'alimentation de sortie qui est périodique et le pulser avec une largeur d'impulsion qui varie en conformité avec celle du signal d'attaque de sorte qu'un changement du signal de détection a pour effet que la largeur impulsion- nelle d'une impulsion correspondante du courant d'alimentation de sortie change à la manière d'une réaction négative; un filtre passe-bas répondant à un signal d'entrée qui est représentatif du courant pulsé d'alimentation de sortie pour produire à une borne de sortie du filtre une première partie en rampe de chaque impulsion d'un signal pulsé de commande ayant une pente qui est déterminée en conformité avec l'intensité du courant d'alimentation de - 26 - sortie sur une base impulsion par impulsion, la pente ayant une valeur moyenne qui est établie par une fréquence de cou- pure du filtre passe-bas, le signal pulsé de commande étant appliqué au modulateur d'impulsions en largeur pour comman- der la largeur impulsionnelle d'une impulsion correspondante du signal d'attaque de sorte qu'un changement donné dans l'amplitude de l'impulsion correspondante du courant d'alimentation de sortie à partir de son amplitude à l'état constant aura pour effet que le filtre passe-bas fait varier la pente de la première partie, sur la base impulsion par impulsion, ce qui, à son tour, pour une valeur donnée du signal de détection, a pour effet -que la largeur de l'impulsion correspondante du courant d'alimentation de sor- tie change à la manière d'une réaction négative, pour réduire le changement donné de l'amplitude de l'impulsion correspondante du courant d'alimentation de sortie; et un moyen répondant au signal oscillant et couplé à la borne de sortie du filtre pour produire une seconde par- tie de chaque impulsion du signal pulsé de commande qui varie dans le sens opposé à celui de la première partie. 8. Dispositif selon la revendication 7, caracté- risé en ce que le filtre passe-bas comprend un réseau R-C qui comporte une capacité couplée à la borne de sortie pour produire le signal de commande dans la capacité de façon que la fréquence de coupure du filtre passe-bas soit déterminée par la capacité. 9. Dispositif selon la revendication 8, caracté- risé en ce que le moyen produisant la seconde partie com- prend un second commutateur fonctionnant à une fréquence qui est liée à celle du signal oscillant et est appliquée à la borne de sortie pour décharger la capacité avant l'apparition de chaque première partie du signal de commande. 10. Dispositif selon la revendication 9, caracté- risé en ce que le second commutateur décharge la capacité - 27 - jusqu'à une valeur prédéterminée immédiatement avant l'instant de commencement de la première partie en rampe de chaque impulsion du signal de commande de sorte que la valeur de ce signal à cet instant de commencement est prati- quement non affectée par une impulsion précédente du signal de commande et par le courant pulsé d'alimentation de sor- tie, et en ce que le second commutateur forme avec le filtre passe-bas un filtre passe-bas synchronne (302). 11. Dispositif selon la revendication 7, caracté- risé en ce que le commutateur de puissance (SW) est monté en série avec un enroulement d'un transformateur de sortie (T1) et avec un enroulement d'un transformateur de détection du courant (T4) afin de produire à une borne de sortie du transformateur de détection du courant le signal d'entrée qui est appliqué à une borne d'entrée du filtre passe-bas et qui est représentatif de l'amplitude de l'impulsion du cou- rant d'alimentation de sortie 12. Dispositif selon la revendication 1, caracté- risé en ce qu'il comprend en outre un redresseur couplé à un enroulement secondaire du transformateur de sortie, une bobine (L1) couplée au redresseur et une capacité (Cl) du filtre de sortie couplée à la bobine pour produire la ten- sion d'alimentation de sortie aux bornes de la capacité du filtre de sortie et fournir un courant de maintien d'arc qui est appliqué à une lampe au xénon (110). 13. Dispositif selon la revendication 12, caracté- risé en ce que le transformateur de sortie comporte un troi- sième enroulement (T3) pour développer dans ce troisième enroulement un signal alternatif qui est appliqué au moyen générateur de signal de détection et qui est représentatif de la valeur de l'alimentation de sortie à courant continu. 14. Dispositif selon la revendication 7, caracté- risé en ce que le moyen générateur du signal de détection comprend un moyen couplé à la charge pour produire un troi- sième signal qui est représentatif de la valeur du courant - 28 - d'alimentation de sortie, un moyen couplé à la charge pour générer un quatrième signal qui est représentatif de la valeur de la tension d'alimentation de sortie et un moyen (R15, R16) pour additionner les troisième et quatrième signaux et générer le signal de détection en conformité avec une somme des troisième et quatrième signaux de façon que le signal de détection soit représentatif d'une puissance qui est développée dans la charge. 15. Dispositif selon la revendication 7, caracté- risé en ce que le signal d'entrée du filtre passe-bas est couplé en étant pratiquement non filtré au modulateur d'impulsions en largeur d'une manière qui contourne le filtre passe-bas pour provoquer la réduction immédiate de la largeur impulsionnelle d'une impulsion correspondante du signal d'attaque lorsque le second signal de commande est supérieur à une valeur prédéterminée. 16. Dispositif selon la revendication 7, caracté- risé en ce que la charge comprend un premier enroulement, un redresseur relié au premier enroulement et une bobine ayant une première borne qui est reliée au redresseur et une seconde borne qui est connectée à un circuit d'utilisation pour générer dans la bobine le courant d'alimentation de sortie qui est redressé et qui alimente le circuit d'utilisation. 17. Dispositif selon la revendication 16, caracté- risé en ce que le circuit d'utilisation comprend une lampe au xénon (110) qui est alimentée par le courant redressé d'alimentation de sortie maintenant l'arc dans la lampe. 18. Dispositif selon la revendication 16, caracté- risé en ce qu'il comprend en outre un enroulement d'un transformateur de détection de courant monté en série avec le redresseur de sorte qu'un signal développé à une borne du transformateur de détection du courant est appliqué au moyen générateur du signal de détection via le redresseur pour produire le signal de détection. - 29 - 19. Dispositif selon la revendication 16, caracté- risé en ce qu'il comprend en outre un enroulement d'un transformateur de courant relié en série avec le commutateur de puissance et avec le premier enroulement pour produire le signal d'entrée aux bornes d'un second enroulement du trans- formateur de courant qui est relié à une borne d'entrée du filtre passe-bas. 20. Dispositif selon la revendication 16, caracté- risé en ce que le premier enroulement forme un enroulement primaire d'un transformateur de sortie, et en ce que le redresseur est relié de manière conductive à un second enroulement du transformateur et isolé du premier enroule- ment. 21. Dispositif selon la revendication 7, caracté- risé en ce qu'il comprend en outre des second, troisième et quatrième commutateurs de puissance (SW2.. 4) qui sont reliés à la charge et soumis à la tension d'alimentation d'entrée de sorte que les premier, second, troisième et qua- trième commutateurs de puissance fonctionnent dans un agen- cement hâcheur en pont. 22. Dispositif selon la revendication 21, caracté- risé en ce qu'un enroulement primaire d'un transformateur de sortie comporte une première borne qui est couplée entre les premier et second commutateurs et comporte une seconde borne qui est couplée entre les troisième et quatrième commuta- teurs, et en ce qu'un transformateur de détection du courant est monté en série avec les commutateurs correspondants parmi les premier, second, troisième et quatrième commuta- teurs de sorte que, lorsque deux des commutateurs de puis- sance sont conducteurs, le signal d'entrée qui est développé à un enroulement secondaire du transformateur de détection du courant se trouve à une première polarité et est repré- sentatif de l'une des impulsions alternées du courant pulsé d'alimentation de sortie et lorsque les deux autres commuta- teurs de puissance sont conducteurs, le signal d'entrée à - 30 - l'enroulement secondaire du transformateur de détection de courant se trouve à la polarité opposée. 23. Dispositif selon la revendication 7, caracté- risé en ce qu'il comprend en outre un moyen répondant à un signal de synchronisation horizontale et appliqué à la source de signaux oscillants qui synchronise le signal oscillant avec le signal de synchronisation horizontale, et en ce que la charge comprend une lampe au xénon (110) qui est utilisée dans un appareil de projection vidéo. 24. Dispositif d'alimentation, caractérisé en ce qu'il comprend: une source d'une tension d'alimentation d'entrée; une charge reliée à la tension d'alimentation d'entrée pour y développer une tension d'alimentation de sortie et un courant d'alimentation de sortie; une source d'un signal de référence qui fournit une valeur de référence; un moyen relié à la charge pour produire un signal de détection qui est représentatif d'une valeur correspon- dante d'au moins la tension d'alimentation de sortie ou du courant; une source d'un signal oscillant; un modulateur d'impulsions en largeur recevant le signal oscillant et répondant au signal de détection et au signal de référence pour générer un signal pulsé d'attaque ayant une largeur d'impulsion qui varie en conformité avec les signaux de détection et de référence; un commutateur de puissance répondant au signal d'attaque et relié à la charge pour produire dans celle-ci le courant d'alimentation de sortie qui est périodique et pulsé avec une largeur des impulsions qui varie en confor- mité avec celle du signal d'attaque de sorte qu'un change- ment dans le signal de détection dû à une modification cor- respondante d'au moins la tension d'alimentation de sortie ou de courant a pour effet que le cycle opératoire du cou- - 31 - rant d'alimentation de sortie change à la manière d'une réaction négative;. un filtre passe-bas répondant à un signal d'entrée qui est représentatif du courant pulsé d'alimentation de sortie pour produire à une borne de sortie du filtre une première partie de transition en rampe pour chaque impulsion d'un signal pulsé de commande ayant une pente qui est déter- minée en conformité avec l'amplitude d'une impulsion corres- pondante du courant d'alimentation de sortie sur une base impulsion par impulsion, le signal de commande étant appli- qué au modulateur d'impulsions en largeur pour commander le cycle opératoire du signal d'attaque de sorte qu'un change- ment donné de l'amplitude de l'impulsion correspondante du courant d'alimentation de sortie à partir de l'amplitude de l'impulsion correspondante du courant d'alimentation de sor- tie à partir de son amplitude à l'état constant aura pour effet que le filtre passe-bas fera varier la pente du signal en rampe sur la base impulsion par impulsion, ce qui, à son tour, pour une valeur donnée du signal de détection, a pour effet que le cycle opératoire du courant d'alimentation de sortie change, à la manière d'une réaction négative, afin de réduire le changement donné de l'amplitude de l'impulsion correspondante du courant d'alimentation de sortie; et un second commutateur répondant au signal oscil- lant et appliqué à la borne de sortie du filtre pour géné- rer, via un trajet de signal qui contourne la borne d'entrée du filtre, une seconde transition de chaque impulsion du signal de commande qui varie dans le sens opposé à celui de la première partie. 25. Dispositif selon la revendication 24, caracté- risé en ce que le filtre comprend une capacité et en ce que le second commutateu- décharge la capacité lors de chaque période du signal oscillant jusqu'à une valeur prédéter- minée. 26. Dispositif selon la revendication 24, caracté- - 32 - risé en ce qu'il comprend en outre une source de courant reliée à la capacité du filtre pour charger cette capacité dans un trajet du courant qui contourne le trajet du courant pulsé d'alimentation de sortie de manière à former un signal en rampe lors d'un intervalle de démarrage en l'absence du courant d'alimentation de sortie. 27. Dispositif selon la revendication 24, caracté- risé en ce que la borne d'entrée du filtre est reliée à un comparateur (126) d'une manière qui contourne la borne de sortie du filtre pour produire un signal qui est appliqué au modulateur d'impulsions en largeur pour provoquer une réduc- tion importante de la largeur des impulsions du signal d'attaque lorsque la valeur de l'impulsion correspondante du courant de sortie est supérieure à une valeur prédéterminée. 28. Dispositif d'alimentation, caractérisé en ce qu'il comprend: une source de tension d'alimentation d'entrée; une charge couplée à la tension d'alimentation d'entrée pour y développer une tension d'alimentation de sortie et un courant d'alimentation de sortie; une source d'un signal de référence qui fournit une valeur de référence; un moyen couplé à la charge pour produire un signal de détection qui est représentatif d'une valeur cor- respondante d'au moins la tension d'alimentation de sortie ou du courant; une source de signal oscillant; un modulateur d'impulsions en largeur soumis au signal oscillant et répondant au signal de détection et au signal de référence pour produire un signal pulsé d'attaque ayant une largeur d'impulsion qui varie en conformité avec les signaux de détection et de référence; un commutateur de puissance répondant au signal d'attaque et relié à la charge pour produire dans celle-ci le courant d'alimentation de sortie qui est périodique et - 33 - pulsé avec une largeur des impulsions qui varie en confor- mité avec celle du signal d'attaque de sorte qu'un change- ment du signal de détection dû à une variation correspon- dante de la tension d'alimentation de sortie ou du courant a pour effet que le cycle opératoire du courant d'alimentation de sortie change à la manière d'une réaction négative; un filtre passe-bas répondant à un signal d'entrée qui est représentatif du courant pulsé d'alimentation de sortie pour produire à une borne de sortie du filtre une première partie en rampe de chaque impulsion d'un signal pulsé de commande ayant une pente qui est déterminée en conformité avec une amplitude d'une impulsion correspondante du courant d'alimentation de sortie sur une base impulsion par impulsion, le signal de commande étant appliqué au modu- lateur d'impulsions en largeur pour commander le cycle opé- ratoire du signal d'attaque de façon qu'un changement donne de l'amplitude de l'impulsion correspondante du courant d'alimentation de sortie à partir de son amplitude à l'état constant aura pour effet que le filtre passe-bas fera varier la pente du signal en rampe sur la base impulsion par impul- sion, ce qui, à son tour, pour une valeur donnée du signal de détection, a pour effet que le cycle opératoire du cou- rant d'alimentation de sortie change à la manière d'une réaction négative, afin de réduire le changement donné de l'amplitude de l'impulsion correspondante du courant d'alimentation de sortie; et un moyen répondant au signal oscillant et appliqué à la borne de sortie du filtre pour produire une seconde partie de chaque impulsion du signal de commande de sorte que, avant la première partie en rampe de chaque impulsion, le signal de commande est établi à une valeur prédéterminée qui est sensiblement non influencée par une impulsion précé- dente du signal de commande.