FR 2627596 A1 19890825 FR 7336937 A 19731016 - 1 La préesenrte invention concerne un système de poursuite pcr radar a réception différentielle. Cocnfor:Ement à un premier aspect de l'invention, cette dernière fournit un système de radar de poursuite à réception différentielle comprenant une antenne ayant une pluralité de sorties, utn premier circuit de combinaison destiné à combiner des signaux venant desdites sorties de l'antenne afin de former au moins deux signaux d'entrée de réception' les phases et/ou amplitudes relatives desquels renfermant une information carac- térisant l'orientation d'une cible par rapport à l'antenne, um récepteur ayant au moins deux canaux auxquels lesdits si- gnaux d'entrée de réception sont respectivement appliqués, et un second circuit de combinaison destinéà combiner des signaux dR/sortie provenant des canaux dudit récepteur afin de former au moins un signal de réaction, lesdits-premier et second cir- cuits de combinaison étant tels que leur signal de réaction caractérise le degré de désaccord engain et/ou en variation de phase entre lesdits canaux, le système comprenant également au de roins un circuit/réglage sensible audit signal de réaction, cde- façon à corriger automatiquement tout désaccord en gain et/ou en phase entre lesdits canaux Selou un second aspect de l'invention, un système de radar de poursuite utilisable dans un mobile comprend: une première antenne, un recepteur superhetérodyne destiné à traiter les signaux de la prernière antenne, le récepteur comprenant un oscillateur local; une seconde antenne pour la réception d'un signal de réfé- rence; et une boucle à phase bloquée destinée à caler la frequence dudit oscillateur local dans une relation fixe par rapport È/du signal de référence; en fonctionnement, la largeur de bande de la boucle a pnhase bloquee est automatiquement ajustée en fonction de d a p;ussance reçuedu signal de référence, de sorte lorsque ue/e à siga. de ée mre:ce reçu est fort la largeur de bande soit relaive:r:ent éleve et que lorsque le signal de référenlce reçu est faible, la largeur de bande soit relativement étroiteo Selon un troisième aspect de l'invention, un système de radar de poursuite comprend une antenne, un récepteur super- hétérodyne comprenant un oscillateur local dont la sortie est mélangée avec la sortie HF de l'antenne afin de la convertir en un signal de fréquence intermédiaire, et un filtre passe-bande qui ne laisse passer qu'une gammE5éduite de fréquences intermé- diaires, la sortie du filtre étant envoyée sur un discriminateur de fréquence qui produit une sortie représentative de la diffé- rence existant entre la fréquence dudit signal à fréquence intermédiaire et le centrEde la bande passante dudit filtre, la sortie du discriminateur étant utilisée pour commander la fré- quence dudit oscillateur local afin de tendre à maintenir la fréquence dudit signal à fréquence intermédiaire au centre de ladite bande passante, ce qui amène le système à poursuivre des décalages de fréquences d'ondes H' reçues à partir d'une cible (par exemple des décaages doppler résultant du mouvement rela- tif de la cible et de l'antenne). Conformément à un quatrième aspect de l'invention, un système de radar de poursuite comprend un dispositif d'antenne ayant une pluralité de sorties, un moyen de dérivation des si- gnaux de sortie d'antenne d'un signal de somme, représentatif de la somme des sorties d'antenne, et un signal de différence représentatif de l'orientation d'une cible par rapport à l'an- tenne, et un récepteur destiné à traiter lesdits signaux afin de produire des signaux de sortie à fréquence intermédiaire correspondants, le signal de somme à fréquence intermédiaire (diteIF ci-après). est comparé avec la sortie d'un oscillateur dans une' boucle à phase bloquée, et le résultat utilisé pour commander la fréquence de l'oscillateur de façon à amener l'os- cillateur à se caler sur la fréquence du signal de somme IF, - le signal de différence IF étant comparé dans un détecteur sen- sible à la phase avec la sortie de l'oscillateur, de façon à produire unisortuie représentative de la différence de phase existant entre les signaux de somme et de différence. 3 2627596 D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront mieux de la description faite ci-après en regard des dessins annexés sur lesquels: la figure 1 représente une vue schématique en élévation de l'antenne du sytème de radar; la figure 2 représente un schéma synoptique du système; et les figures 3 et 4 repésentent un schéma synoptique illustrant des modifications du circuit représenté sur la figure 2. Le système décrit ci-après constitue une partie d'une tête chercheuse pour un missile air-air. Le système est du type semi-actif, dans lequel la cible est illuminée par des ondes HF à partir d'une source éloignée du missile, par exe.n- ple provenant du radar de l'avion ayant lancé le missile. En se référant à la figure 1, le système comprend un dis- positif d'antenne 1, comprenant un faisceau de quatre éléments aériens la à ld, chacun d'eux ayant sa propre alimentation d'antenne et son propre disq:ue réflecteur. Les axes des quatre éléments la à ld sont tous parallèles les uns par rapport aux autres, de sorte que lorsqu'un signal HF est regu à partir d'une cible par l'antenne, les signaux de sortie résultant des quatre éléments sont tous d'une amplitude sensiblement égale mais diffèrent en phase, selon l'orientation de la cible par rapport à l'antenne. Le dispositif d'antenne 1 est monté sur des suspensions (non représentées) de sorte qu'il peut osciller autour des axes d'azimut et de site, au moyen de servo-moteurs (non représentés). En se référant à la figure 2, les signaux de sortie des quatre antennes sont désignés par A1,, A A3 et A. Ces signaux de sortie sont additionnés et soustraits dans un circuit appro- prié 2, pour donner trois signaux S, Del et Daz, comme suit: S = (A1 + A2 + A3 + A4) Del = (A1 + A2) - (A3 + A4) Da (A1 + A3) - (A2+ A4) S étant le s ignal de somme et étant égal à la somme des sorties des antennes. Del et Daz sont les signaux de diffé- el az rence en site et en azimut, et leurs amplitudes constituent des mesures des angles d'erreur en site et en azimut entre l'axe de l'antemnne et la cibleo Du fait d'un décalage de phase de 900 dans le comparateur 2, les signaux Del etDaz sont approximati- el az vement en phase avec les signaux de somme. Ces trois signaux Del, Daz et S traversent un raccord hyperfréquence rotatif de l'antenne 1 vers le circuit suivant. Les deux signaux de différence sont multiplexés dans un multiplexeur 3 qui est commandé par un signal carré de modula- tion M provenant d'un oscillateur 4. Le multiplexeur 3 comprend deux commutateuride phase 5 et 6 pour la modulation de phase des signaux Del et Daz., respectivement. Le commutateur de phase 5 est commandé directement par la sortie de l'oscillateur 4 et produit des décalages de phase alternés de 0 et de 180 dans le signal Del, en phase avec le signal de modulation M. Le commutateur de phase 6 est commandé par l'oscillateur 4 par l'intermédiaire d'un circuit décaleur de 90 7 et produit des décalages de phase alternés de 0 et de 180 sur le signal Da, en quadrature avec la modulation du signal Del. Les sorties des commutateurs de phase 5 et 6 sont ad- ditionnées dans un circuit hybride 8, afin de produire un signal de différence multiplexé D. Il y a lieu de noter que le signal D, dans chaque cycle du signal de modulation M, passe par les séquences suivantes de valeurs: D = D + D 1 el az D2 = Del - Daz D =-D -LD À D3 el az D =-D + D 4 =el +az Le signal de différence D est envoyé sur un circuit hybride 9, en même temps que le signal de somme S, pour pro- duire deux signaux de sortie S + D et S - D, qui sont envoyés respectivement sur delux canaux d'un récepteur superhétérodyne 10. Jusqu'à cet étage du système, les signaux sont tous à hyper- fréquences (sauf, bien entendu, le signal de modulation M), et 2627596 par conséquent, le comparateur 2, les commutateurs de phase 5 et 6 et les circuits hybrides 8 et 9 sont tous des composants à hyperfrésquences et sont- réalisés de façon appropriée en utili- sant des teciuiques de micro-impression par bandes fixes. Le récepteur 10 comprend un premier oscillateur local 11, dont la sortie est mélangée avec les signaux S + D et S - D dans des mélangeurs 12 et 13, afin de les convertir en une première fréquence intermédiaire appropriée. Les signaux IF sont envoyés sur des filtres passe-bande 16 et 17 par l'intermé- diaire dtamplificateurs IF 14 et 15. Ces filtres ne laissent passer qu'une gamme étroite de fréquences, correspondant à une gamme étroite de décalages doppler du signal HF reçu de la cible,. c'est-à-dire correspondant à une gamme étroite de vitesses rela- tives cible-antenne. Pour cette raison, les filtres 16 et 17 sont considérés comme des "portes de vitesse". Los signaux filtrés sontenvoyés, par l'intermédiaire d'autres amplificateurs IF 20 et 21, sur des mélangeurs 24 et 25, ot ils sornt mélangls avec un signal provenant d'un second oscil- lateur local 26, afin de les convertir en une seconde fréquence intermdiaLire convenable. Les seconds signaux IF sont alors respectivement envoyés dans des circuits 27 et 28 d'ajustage de gain et d'ajustage de phase et ils sont amplifiés par des seconds amplificateurs IF 30 et 31o Les sorties des amplificateurs 30 et 31 sont combinées dans un circuit de somme 32 et dans un circuit de différence 33 pour produire des signaux de sortie IF S1 et D1 respectivement. On voit que nominalement (c'est-à-dire en supposant que les deux canaux du récepteur 10 sont réglés de la même façon en différence de gain et de phase) la sortie IF S1 du circuit de somme 32 est proportionnelle au signal de somme HIF S, tandis que la sortie IF D1 du circuit de différence 33 est proportion- nelle au signal HF multiplexé de différence D. Ainsi,nominalement, le signal D passe par les quatre valeurs D1 à D4, et varie ainsi périodiauerent en phase par rapport au signal S, de façon symétrique. avec une valeur moyernne de zéro. Cependant, du fait qu'une partie de chacun des signaux S et D a traversé chacun 6 2627596 des caeaux: de réception, tout désaccord en gain ou en différence de phase entre les cananw se manifestera de lui-même dans les signaux de sortie Si et D1. En particulier, s'il existe un désaccord en gain entre les canaux, les amplitudes des quatre valeurs du signal Di seront affectées par des quantités diffé- rentes, de sorte que la valeur moyenne du signal D1 ne sera plus. de zéro, mais sera positive ou négative selon le canal qui a le gain le plus élevéo De meme, s'il existe un désaccord en diffé- rence de phase entre les canaux, les phases des quatre valeurs 1 du signal D1 seront affectées de différentes quantités, de sorte que la valeur moyenne du signal D1 ne sera encore plus de zéro, étant positive ou négative selon le canal qui présente la diffé- rence de phase la plus élevée. Afin de détecter tout désaccord en gain, le signal D1 est comparé avec le signal S1 dans ur détecteur de phase 34. Nominalement, la sortie moyenne du dé6tecteur est égale à zéro, mais s:. il existe un déréglage de gain, a sortie du détecteur 53 produira une composante continue. Cette composante est mesurée dans uLn intégrateur 35 et elle est utilisée comme signal de réaction pour commander le circuit d'accord de gain 27, de façon telle qu'il tende à régler le gain des deux canaux et ainsi réduise la sortie de l'intégrateur 35 à zéroo Afin de détecter tout désaccord en phase, on donne au signal D1 un décalage de 'phase de 90o dans un circuit de déca- lage de phase 36, puion le compare avec le signal S1 dans un détecteur de phase 37. Nominalement, la sortie moyenne du détecteur 37 est égale à zéro, mais s'il existe un décalage de phase, la sortie du détecteur 37 produira une composante continue Cette composante continue est mesurée dans un inté- grateur 38 et elle est utilisée comme signal de réaction pour commander le circuit de réglage de phase 27, de façon telle qu'il tende à régler les différences de phase des deux canaux et, ainsi, réduise la sortie de l'intégrateur 38 à zéro. Lorsque les canaux sont réglés en différence de gain et de phase, la sortie du détecteui'de phase 34 est propor- tiormelle à l'amplitude du signal de différence multiplexé D, 7 2627596 et renferme alors unr.e information concernant les deux signaux de différence Del et Daz. Pour séparer cette information, la sortie du détecteur 34 est envoyée sur un démultiplexeur 39. Ce démultiplexeur est co-mmandé par le signal de modulation MI venant de l'oscillateur 4, retardé dans un circuit à retard 40 d'une quantité égale au retard global introduit par le récep- teur 10. Le démultiplexeur 39 comprend un premier détecteur de phase 41 dans lequel la sortie du détecteur 34 est comparée avec le signal de modulation retardé, pour donner une sortie Eel qui est proportionnelle à l'amplitude du signal d'erieur Del. Le démultiplexeur 39 comprend également un second détecteur de phase 42 dans lequel la sortie du détecteur 34 est comparée avec le signal de modulation retardé, décalé en phase de 90 au moyen d'un circuit de décalage de phase 43, pour donner une sortie Eaz qui est proportionnelle à l'amplitude du signal d'erreur D az Les deux sorties Eel et Eaz du démultiplexeur 39 sont uti- lisées commue signaux dterreur pour commander le fonctionnement de servo-moteaurs (non représentés) qui font osciller l'antenne 1. de fa-on à tendre à réduire les amplitudes des signaux de diffé- rence Del et Daz à zéro. Il en résulte que l'antenne 1 est amenée à poursuivre la cible. Les signaux d'erreur sont alors envoyés sur le pilote automatique (non représenté) du missile de façon que la trajectoire de ce dernier puisse 9tre corrigée de façon appropriée pour maintenir ledit missile sur une trajectoire de collision avec la cible. La sortie du circuit de somme 32 est envoyée sur un circuit détecteur 44 de contrôle automatique de gain qui forme des signaux CAG destinés à commander les gains des amplicateurs IF 20, 21, 30 et 31, de façon à tendre à maintenir la sortie du circuit de somme 32 à urkiveau constant La sortie du circuit de somme 32 est également appliquée à un circuit discriminateur de fréquence 45, qui donne un cir- cuit de sortie proportionrel à la différence existant entre la fréquence du signal IF provenant du circuit de somme 32 et une valeur prédéterminée. Cette sortie est intégrée dans un intégra- teur 46 et le résultat est utilisé pour commander la fréquence d'un oscillate-.r 47 à commande par tensions dont le rCle sera expliqué ci-après. En fonctionnement, le système est soumis à un haut degré de vibrations provenant du moteur du missile.Dans ces condi- tions, le premier oscillateur 11 tend à 9tre très "bruyant", c'est-à-dire à présenter des bandes latérales de bruit impor- tantes. Ce fait est indésirable, du fait que les possibilités générales du système dépendent, de façon critique, de la qua- lité de la sortie du premier oscillateur local. Afin de surmon- ter ce problème, on utilise un circuit arrière dé référence à phase bloquée 49. Une antenne arrière 50 est prévue pour rece- voir une certaine quantité du rayonnement dtillumination prove- nszant de l'avion lanceur- l'un des lobes latéraux de l'antenne d'émission pouvant être utilisé à cet effet - et pouvant être utilisée comme signal de référence. Ce signal de référence est mélangé avec la sortie de l'oscillateur local 11 dans un mélal- geur 51 pour le convertir en uneréquence intermédiaire. Le signal IF résultant passe par un amnplificateur 52 et un filtre passe-bande 53. Le gain de l'amplificateur est commandé par un circuit détecteur 54 de contr8le automatique de gain, de façon à maintenir la sortie du filtre 53 à un niveau constant. La sortie du filtre 53 est comparée dans un détecteur de phase avecla sortie de l'oscillateur 47 et le résultat est intégré dans un intégrateur 56 et utilisé pour7 commander la fréquence de l'oscillateur local 11. Il en résulte que la fréquence de l'oscillateur local 11 est bloquée dans une relation fixée par rapport à la fré- quence du signalde référence. En particulier, la fréquence de l'oscillateur local est bloquée à une valeur égale à la diffé- rence entre la fréquence du signal de référence et la fréquence de l'oscillateur 47. De cette façon, les bandes latérales de vibrations de l'oscillateur local 11 sont pratiquement suppri- m, e s Le circuit CAG 54 commanide un circuit de déclenchement 57 qui co: inade,à son tour, la constante de temps de l'inté- grateur 56 en fonction du niveau du signal de CAG de façon à 9 2627596 ruduire la largeur de bande du circuit 49 à phase bloquée si le niveau du signal de référence tombe au-dessous d'une cer- taine valeur prédéterminée. De cette façon,le circuit 49 s'adapte automatiauement au niveau du signal de référence. Ainsi, lorsque le signal de référence reçu par l'antenne arrière est fort, la largeur de bande du circuit à. phase bloquée 49 est relativement large, donnant une réduction importante des bandes latérales de bruitde l'oscillateur local 11. D'autre part, lorsque le niveau du signal de référence reçu est faible, la largeur de bande du circuit 49 est réduite, de façon à aider le filtrage du signal de référence pour éliminer le bruit reçu par l'antenne arrière 50. Ainsi, le rapport signal-bruit du signal de référence est amélioré, bien que ce soit au prix d'un abaissement de la possibilité du circuit de supprimer les bandes :Latérales de bruit de l'oscillateur local 11. Suivant une variante, la largeur de bande du circuit 11 peut être modifiée en continu en fonction du niveau du signal de référence, au lieu de varier entre deux valeurs discrètes. Corte mentiomnné ci-dessus, l'oscillateur 47 à commande par tension qui commande la fréquence du premier oscillateur local 11, est à son tour commandé, par l'intermédiaire du dis- criminateur 45 et de l'intégrateur 46, par la fréquence du signal IF de la sortie du récepteur 10. Ce circuit est destiné à maintenir la fréquence du premier signal IF (provenant des mélangeurs 12 et 13) au centre de la bande passante des filtres ou portes de vitesse 16 et 17, comme suit. Si la vitesse rela- tive entre la cible et le missile varie légèrement, la fré- quence doppler des ondes IEF reçues par l'antenne 1 variera. Cela entraine un décalage dans la fréquence du premier signal IF au-delà de la fréquencicentrale des portes de vitesse 16 et 17, qui, à leur tour, entratneront un décalage de fréquence du second signal IF à la sortie du récepteur. Ce décalage peut être détecté par le discriminateur de fréquence 45 et donne une variation dn_s la fréquence de ltoscillateur 47, et, par consé- quent, dans la fréquence du premier oscillateur local 11. 2627596 Celui-ci, à son tour, donne une modification dans la fréquence du premier signal IF, et il est tev'u que cette modification soit dans un sens tel qu'elle tende à amener ce signal à revenir au centre de la bande passante des portes de vitesse 16 et 17. On voit ainsi que l'effet de ce circuit est de maintenir la fréquence du premier signal IF au centre de la bande passante des portes de vitesse 16 et 17. Il en résulte que le système poursuit la fréquence doppler de la cible. Cela permet au système de discriminer entre différentes cibles sur la base de différences dans leurs vitesses (par exemple, dans le cas o plusieurs avions-cibles volent en formation, des différences de vitesses interviennent du fait de légères manoeuvres des avions pour maintenir leur formation) même si elles sont séparées par un angle trop faible pour donner une discrimination angulaire suffisaite. Ie système selon l'invention diffère des systèmes de poursuite doppler usuels, dans lesquels la poursuite doppler est réalisée au moyen d'un oscillateur disposé dans un étage IF du récepteur. Dans le présent système, la poursuite doppler est- réalisée en utilisant le premier oscillateur local, ce qui per- met de placer les filtres ou portes de vitesse 16 et 17 dans un des premiers étages du récepteur. Il en résulte que la majeure partie du récepteur 10 n'a à traiter qu'une faible gamme de fréquences, ce qui simplifie considérablement ltétude du ré- cepteuro En se référant à la figure 3, selon une variante du cir- cuit représenté à la figure 2, la sortie du récepteur 10 est munie d'un circuit à phase bloquée 60, comprenant un détecteur de phase 61, destiné à comparer la sortie du circuit de somme 32'avec le signal provenant d'un oscillateur 62 à comma.de par tension. Le signal résultant du détecteur 61 est intégré dans un intégrateur 63 et il est utilisé pour commander la fréquence de l'oscillateur 62. De cette façon, la fréquence de l'oscilla- teur 62 est bloquée sur la fréquence du signal IF du circuit de sommie 32. Le signal de sortie de l'oscillateur 62 présente alors la meme fréquence que le signal de sortie du récepteur, mais avec une largeur de bande plus étroite. L'effet du circuit l 2627596 à phase bloquée 60 est ainsi d'agir comme un filtre pasbe-ide très étroit pour le signal de sortie du récepteur, la bande passante de ce filtre dépendant de la constante de temps de l'intégrateur 63. Ce fait aide à la discrimination entre des cibles de fréquences très étroitement similaires. La sortie de l'oscillateur est utilisée, au lieu de la sortie du circuit de la somme 32, pour alimenter le circuit discriminateur 45. Ce signal est également utilisé pour la comparaison avec la sortie du circuit de différence 33, dans le détecteur de phase 34, pour produire le signal de réaction destiné à commander le circuit de réglage de gain 27. En se référant à la figure 4, le circuit représente une autre variante du dispositif de la figure 2 qui est particu- lièrement u.tile dans l'élimination de l'effet du bruit de brouillage prenant naissance dans l'axe de l'antenne avec un certain angle. Dans cette variante, les deux canaux sont inter-couplés comme suito Le sigrnal provenant de l'amplificateur 14 d'un canal est n:7a!Egé avec un signal provenant d'un oscillateur 70 (ayant en particulier une fréquence de l'ordre de 100 EHz) dans un mélangeur 71, de façon à le décaler en fréquence, et le signal résultant est injecté dans le filtre ou porte de vitesse de l'autre canal par l'intermédiaire d'un mélangeur 72. De mêeme, le signal provenant de l'amplificateur 15 est mélangé avec le signal provenant de l'oscillateur 70 dans un mélangeur 73 et le signal résultant est injecté dans le filtre ou porte de vitesse 16 par l'intermédiaire d'un mélangeur 74. Il résulte de ce couplage croisé qu'un bruit de brouillage provenant de chaque canal à une fréquence fonction de la fréquence doppler est introduit dans le filtre ou porte de vitesse de l'autre canal en plus du bruit de brouillage déjà présent dans ce canal, ce qui donne deux composantes de bruit de brouillage dans chaque canal, l'une de poursuite posi- tive et l'autre de poursuite négative. Ces quatre composantes de bruit de brouillage tendent à s'annuler les unes par rapport aux autres à la sortie du détecteur de phase 34 du récepteur 12 2627596 et à ne pas donner de sortie d'erreur angulaire. Pour que l'annulation ait lieu, il est nécessaire de disposer d'un réglage du gain en boucle ouverte et de la variation de phase des trajets des signaux dans les deux canaux avant les filtres ou portes de vitesse, et d'un réglage des mélangeurs de cou- plage. Il est bien entendu que la présente invention n'a été décrite et représentée qu'à titre d'exemple préférentiel et qu'on pourra y apporter toute équivalence.technique sans sortir de son cadre, qui est défini dans les revendications annexées. 13 2627596 PFWVEhITDICATIONS 1. Système de radar de poursuite à réception différen- tielle, ceractér-isé par le fait qu'il comprend une antenne ayant une pluralité de sorties, un premier circuit de corbi- naison destiné à combiner des signaux provenant des sorties de l'ante:me pour produire au moins deux signaux d'entrée de réception, les phases et/ou amplitudes relatives desdits signaux renfermant une information caractérisant l'orientation d'une cible par rapport à l'antenne, un récepteur ayant au moins deux canaux auxquels lesdits signaux d'entrée de récep- tion sont respectivement appliqués, et un second circuit de combinaison pour combiner les signaux de sortie des canaux dudit récepteur pour produire au moins un signal de réaction, lesdits premier et second circuits de combinaison étant tels que leur signal de réaction caractérise le degré de désaccord en variation de gain et/ou de phase entre lesdits canaux, le système comprenant également au moins un circuit de réglage sensible audit signal de réaction et destiné à la correction auLtomatique de tout désaccord en phase et/ou en gain entre lesdits canaux. 2. Système de radar selon la revendication 1, dans lequel le premier circuit de combinaison est destiné à introduire une modulation dans lesdits signaux d'entrée de réception, en synchronisme avec une forme d'onde de modulation, de façon à amener lesdits signaux d'entrée de réception à varier pério- diquement en amplitude et en phase l'un par rapport à l'autre de façon telle que la valeur moyenne de leur différence, sur une période de ladite forme d'onde de modulation, soit de zéro, ledit signal de réaction étant obtenu en faisant la moyenne de la différence des signaux de sortie des canaux de réception sur au moins une période de ladite forme d'onde de mod.lation, moyennant quoi,lorsque les canaux sont réglés de façon égale, le signal de réaction soit égal à zéro et lorsque lesdits canaux sont déréglés ledit signal de réaction soit différent de zéro. 3. Système de radar selon la revendication 2, dans lequel le permier circuit de combinaison. est destiné.à additionner et à soustraire les sigmaDx des sorties de l'antenne de façon à produire un signal de somme et au moins deLux signaux de dif- férence, la modulation étant introduite par multiplexage des signaux de différence en synchronisme avec la forme d'onde de modulation, pour former un signal de différence multiplexé. 4. Système de radar selon la re.vendication 3, dans lequel le premier circuit de comlDinaison ajoute le signal de somme et le signal de différence multiplexé pour former l'un des signaux d'entrée de réception, et soustrait le signal de somme et le signal de différence multiplexé pour former l'autre signal d'entrée de réception. 5. Système de radar selon l'une quelconque des revendica- tions 3 ou 4, dans lequel le multiplexage consiste à moduler en phase les deux signaux de différence par 180 en synchronisme avec la forme d'onde de modulation, la modulation appliquée au premier signal de différence étant en quadrature par rapport à la forme d'onde de modulation, par rapport à la modulation appliquée à l'autre signal de différence, et à additionner les signaux de différence modulés pour former le signal de diffé- rence multiplexé. 6. Système de radar de poursuite utilisable dans un engin en mouvement, caractérisé par le fait qu'il comprend: une première antenne; un.récepteur superhétérodyne pour le trai- tement des signaux provenant de la première antenne, le récep.- teur comprenant un oscillateur local; une seconde antenne pour la réception d'un signal de référence; et une boucle à phase bloquée pour le calage de la fréquence dudit oscillateur local selon aunie relation fixe par rapport à celle du signal de référence; la largeur de bande de la boucle à phase bloquée étal]t, en fonctionnement, automatiquement ajustée en fonction de la puissance reçue du signal de référence, de sorte que lors- que le signal de référence reçu est fort la largeur de bande soit relativement large, et que lorsque le signal de référence reçu est faible, la largeur de bande soit relativement étroite. 2627556 7. Sysième de radar de poursuite, caracterisé par le fait q u'il conprend ure an-tenme, un récepteur sluperhétérodyne comprenant un oscillateur local dont la sortie est mélangee avec la sortie ?F' de l'antenne pour la convertir en un signal de fréauence intermédiaire, et un filtre passebanrde aqui ne laisse passer qu'une gainme restreinte de fréquences intermédiaires, la sortie du filtre étant envoyée sur un discriminateur de fréquences qui produit un signal dqsortie représentatif de la di. férence existan-t entre la fréquence dudit signal à fréquence intermédiaire et le centre de la bande passante dudit filtre, la sortie du discriminateur étant utilisée pour commander la fréquence dudit oscillateur local de façon à tendre à maintenir la fréquence dudit signal à fréquence intermédiaire au centre de ladite bande passante, amenant ainsi le sys-tème à poursuivrre des décalages de fréquence d'ondes IT reçues d"une cible. Système de radar selon la revendication 7, dans lequel l'oscillateur losal est commandé par un signal de référence d'une boucle à p-ase bloqu6e. 9. Système de radar selon la revendication 8, dans leq.el le discriinateur de fréquence est utilisé pour commanzder la boucle à phase bloquée de façon à conmemander la fréquence de l'os- cillateaur local. 10. Système de radar de poursuite, caractérisé par le fait qu'il comprend une antenne ayant une pluralité de sorties, un moyen de formation d'un signal de somme à partir des sorties de l'antenrne, représentatif de la somme des sorties de l'anternne, et un signal de différence représentatif de l'orienrtation dtune cible par rapport à l'antenne, et un récepteur pour le traitement desdits signalux destiné à produire des signaux de sortie corres-- pondants à fréquence intermédiaire, le signal de somme à fré- quence intermédiaire étant comparé avec le signal de sortie d'un oscillateur dàns 'Lne boucle à phase bloquée, et le signal résul- tant étal.t utilis pour commander la fréquence de _t'oscillateur de faonr à amener l'oscillateur à se caler sur la frêquence du signal de somme à fréquence intermédiaire, le signal de différence 2627596 a fréquence interméadiaire étant comparé dans un détecteur de phase avec le sigrnal de sortie de l'oscillateu' de façon à former un signal de sortie représentatif de la différence de phase existant entre les signaux de.somme et de différence.