FR 2633117 A1 19891222 FR 8908066 A 19890616 La présente invention-concerne de façon gé- nérale un circuit de commande automatique de gain, et elle porte plus particulièrement sur un circuit d'am- plification à gain commandé dont le gain est commandé par le circuit de commande automatique de gain. Avant de décrire sommairement les dessins, on commencera par expliquer un exemple de l'art anté- rieur en se référant aux dessins, dans le but de faire comprendre plus clairement les problèmes qui sont inhérents à l'art antérieur. Un appareil à disque magnétique de l'art an- térieur utilise un circuit de commande automatique de gain pour corriger un signal reproduit par une tête magnétique, afin que ce signal puisse tomber dans une plage de niveau de signal prédéterminée. La figure 1 est un schéma synoptique qui montre un circuit de com- mande automatique de gain du type à rétroaction de l'art antérieur, qui est désigné de façon générale par la référence 1. Comme le montre la figure 1, un signal re- produit SRF provenant par exemple d'un disque magnéti- que (non représenté) ou d'un dispositif similaire, est appliqué à un circuit d'amplification commandé par tension 2. On décrira en détail le circuit d'amplifi- cation commandé par tension 2 en se référant à la fi- gure 2. Sur la figure 2, on voit que le circuit d'amplification commandé par tension 2 comprend des transistors Q1, Q2 connectés en une configuration de circuit amplificateur différentiel,-et des transistors Q3, Q4 et Q5, Q6, chaque paire de transistors étant conhectée en une- configuration de circuit amplifica- teur différentiel. Les courants de sortie des transis- tors Q1 et Q2 sont respectivement appliqués aux émet-- teurs des transistors Q3, Q4, et aux émetteurs des transistors Q5, Q6, ce qui conduit à la formation d'une structure de circuit multiplicateur. Les émetteurs des transistors Q1 et Q2 sont connectés par une résistance 3, et ils sont respecti- vement connectés à des sources de courant constant 4 et 5, et un signal d'entrée est appliqué à leurs ba- ses. Une tension de commande Vc est appliquée aux bases des transistors Q3, Q4 et des transistors Q5, Q6, et des résistances de charge 7 et 8 sont respecti- vement connectées en commun aux collecteurs des tran- sistors Q3, Q5 et aux collecteurs des transistors Q4, Q6. Par conséquent, lorsqu'une source de signal 9 ayant une tension VRp est connectée entre les bases des transistors Q1 et Q2, comme il est représenté sur la figure 3, le circuit d'amplification commandé par tension 2 produit, pour la tension aux bornes des ré- sistances de charge 7 et 8, un signal de sortie qui est amplifié avec un gain G donné par la relation sui- vante: G = 1 + exp (V/VT)... (1) dans laquelle RE est la valeur de la résistance 3 et RL est la valeur des résistances de charge 7 et 8. Dans cette expression VT représente la ten- sion thermique de chacun des transistors Q1, Q2, Q3, Q4, Q5 et Q6 et est exprimée par la relation suivante: V= kT (2) T q dans laquelle k est la constante de Boltzmann, T est la température absolue et q est la charge de l'élec- tron. Par conséquent, lorsque le signal reproduit Sp#, au lieu du signal provenant-de la source de si- gnal 9, est appliqué aux transistors Q1 et Q2, la ten- sion de commande Va est commandée sous la.dépendance du niveau du signal reproduit SRF, et le circuit d'am- plification commandé par tension 2 peut produire un signal de sortie ayant un niveau prédéterminé. De façon plus concrète, en retournant à la figure 1, on note que le signal de sortie S0 du cir- cuit d'amplification commandé par tension 2 est ap- pliqué à un circuit de détection de crête 10, et un signal de sortie détecté Sp provenant du circuit de détection de crête 10 est appliqué àun circuit de commande de gain 11. Le circuit de commande de gain 11 produit un signal de commande SC dont le niveau change avec le niveau du signal détecté Sp. Ce signal de commande Sc est appliqué au circuit d'amplification commandé par tension 2 sous la forme d'une tension de commande Vc. Même en présence de fluctuations ou de va- riations du niveau du signal reproduit SRF, il est possible d'obtenir un signal de sortie S0 dont le ni- veau de signal est corrigé pour être égal au niveau prédéterminé. Le signal reproduit SRF provenant de la tête magnétique est sélectionné de façon que son niveau s'élève à partir de zéro pendant chaque intervalle de temps prédéterminé, comme le montre la figure 4A. Pendant un intervalle de temps T1 au cours duquel le signal reproduit SRF passe au niveau haut, le signal de commande Sc varie dans une région ARD (qu'on appellera ci-après une région de fonctionne- ment), dans laquelle le gain G du circuit d'amplifica- tion commandé par tension 2 change de façon pratique- ment linéaire par rapport à la tension de commande Va, de façon que le signal de sortie S0 soit commandé pour avoir un niveau de signal prédéterminé, comme le mon- tre la figure 3. Pendant un intervalle de temps T2 au cours duquel le niveau du signal reproduit SRF est égal à zéro, le signal de commande S est déplacé au- delà de la région ARD, jusqu'à une région ARF (qu'on appellera ci-après une région de saturation), dans la- quelle le gain G ne change pas même lorsque la tension de commande Vc change. Il apparaît ainsi un problème gui consiste en ce qu'immédiatement après que le signal reproduit SRF passe à un niveau haut à partir de zéro, un dé- passement apparaît dans l'enveloppe du signal de sor- tie S0, comme le montre la figure 4B, pendant l'inter- valle de temps au cours duquel le niveau du signal de commande Sc passe à un niveau prédéterminé dans la ré- gion de fonctionnement ARD, à partir de la région de saturation ARF. Pour résoudre le problème mentionné ci-des- sus, les propositions suivantes ont été présentées dans les publications de brevet du Japon n 61-61570 et 61-61726. Conformément à ces propositions, pendant l'intervalle de temps T2 au cours duquel le niveau du signal reproduit SRF est égal à zéro, le gain G est maintenu à une valeur prédéterminée en commandant le signal de commande S de façon qu'il ait un niveau prédéterminé, grâce à quoi on réduit un intervalle de temps (qu'on appellera ci-après un intervalle de temps d'attaque) au cours duquel le niveau du signal repro- duit SRF s'élève à partir du niveau zéro, et le niveau du signal de sortie S0 tombe à partir d'un niveau pré- déterminé. Comme décrit ci-dessus, le signal de comman- de SC est maintenu de façon à avoir le niveau prédé- terminé, et le déplacement du signal de commande SC est suffisamment réduit au voisinage de l'instant au- 263311? quel le niveau du signal reproduit s'élève. Il est donc possible d'obtenir un circuit de commande automa- tique de gain qui est capable de réduire la durée de l'intervalle de temps d'attaque. Dans le circuit d'amplification commandé par tension 2 ayant la configuration de circuit multipli- cateur, l'étendue de la région de fonctionnement ARD est faible, soit d'environ 50 mV à partir de la valeur centrale de la tension de commande Vc. Il apparaît alors le problème consistant en ce qu'on ne peut pas commander le gain G de façon à lui donner une valeur prédéterminée, en maintenant le signal de commande S au niveau prédéterminé. On ne peut donc pas appliquer l'art antérieur à ce genre de circuit d'amplification commandé par tension 2. La figure 5 montre une autre proposition d'un amplificateur à gain commandé de l'art antérieur, dans lequel un amplificateur différentiel à gain fixe A et un amplificateur différentiel à gain variable 20 sont connectés en cascade, et le gain est commandé par la variation du courant de fonctionnement du se- cond étage de l'amplificateur différentiel 20, au moyen d'une tension de commande Ev- En considérant la figure 5, on voit que des bornes d'entrée 1A et 2A de type symétrique, qui re- çoivent par exemple un signal vidéo, sont respective- ment connectées aux bases d'une paire de transistors npn 11A et 12 qui forment l'amplificateur différentiel A du premier étage. Les émetteurs des transistors npn 11A et 12 sont respectivement connectés à la masse par l'intermédiaire de transistors npn 13 et 14, cha- cun d'eux remplissant la fonction d'une source de cou- rant constant, et une résistance 15 est connectée en- tre les émetteurs des transistors 11A et 12. Les col- lecteurs des transistors 11A et 12 sont connectés par l'intermédiaire de transistors npn 17, 18 connectés à la manière d'une diode, et d'une résistance commune 16 à une borne A à laquelle est appliquée une tension VcC. Les collecteurs des transistors 11A et 12 qui forment l'amplificateur différentiel 10A sont di- rectement connectés à la base d'une paire de transis- tors npn 21 et 22 qui forment le second étage de l'am- plificateur différentiel 20.. La tension Vcc qui est appliquée à la borne A est transmise aux collecteurs des transistors 21 et 22 par l'intermédiaire de résis- tances de charge respectives 23 et 24, tandis que les émetteurs des transistors 21 et 22 sont reliés à la masse par l'intermédiaire d'un transistor 25 qui rem- plit la fonction d'une source de courant constant com- mune. De façon similaire, les émetteurs d'une paire de transistors 27 et 28 sont reliés à la masse par l'in- termédiaire d'un transistor 26 qui remplit la fonction d'une source de courant constant commune, et une sour- ce de tension constante commune 29 est connectée aux bases des transistors 27 et 28. Les collecteurs des transistors 27 et 28 sont connectés aux collecteurs des transistors 21 et 22 pour définir des points de connexion respectifs B et C. Les bornes de sortie 3A et 4A correspondent respectivement aux points de con- nexion B et C. L'aire de chacun des transistors 25 et 26 est sélectionnée de façon à être égale au double de l'aire de chacun des transistors 21, 22 et 27, 28. Il existe une source de courant constant de référence 31 dont une extrémité est connectée à la masse. L'autre extrémité de la source de courant constant de référence 31 est connectée à un transistor pnp 32 qui est connecté en diode A la borne A. Le transistor 32, un transistor pnp 33 connecté au précé- dent en une configuration de miroir de courant, et un 263311?- transistor npn 34 connecté en diode, sont connectés en série entre la borne A et la masse. Le transistor 34 est connecté aux transistors 13 et 14 formant l'ampli- ficateur différentiel 10A, en une configuration de mi- roir de courant, pour former un circuit à courant constant. Sur la figure 5, la référence 40 désigne un circuit de commande de courant. Dans le circuit de commande de courant 40, les émetteurs d'une paire de transistors pnp 41 et 42 sont connectés à la borne A par l'intermédiaire de transistors pnp 43 et 44, cha- cun d'eux remplissant la fonction d'une source de courant constant. Une résistance 45 est connectée en- tre l-es émetteurs des transistors 41 et 42. -Une source de tension de commande variable E est connectée par v l'intermédiaire d'une borne de commande SA à la base du transistor 41, tandis qu'une source de tension constante 46 est connectée à la base du transistor 42. Les collecteurs des transistors pnp 41 et 42 sont res- pectivement reliés à la masse par l'intermédiaire de transistors npn 47 et 48 connectés en diode, et ils sont en outre connectés aux bases des transistors 25 et 26 qui forment l'étage suivant de l'amplificateur différentiel 20. Les transistors 43 et 44 sont connec- tés au transistor connecté en diode 32, avec un bran- chement en une configuration de miroir de courant. Avec la structure de circuit indiquée ci- dessus, les transistors 13 et 14 dans le premier am- plificateur différentiel 10A sont connectés au tran- sistor 32 par l'intermédiaire des transistors 34 et 33, en une double configuration de miroir de courant, grâce à quoi un courant constant égal au courant de référence 10 de la source de courant constant 31 cir- cule vers les transistors 13 et 14. Lorsque le signal de commande EV provenant 263311 ? de la borne 5A et une tension E46 provenant de la source de tension 46 sont égaux, les courants de col- lecteur I41 et I42 des transistors 41 et 42 sont égaux au courant constant de référence de la source de courant constant 31. Ceci donne I41 = I42 = 10. Dans ce cas, les transistors 26 et 25 dans le second amplificateur différentiel 20, qui forment un circuit miroir de courant avec les transistors 47 et 48, pro- duisent des courants de collecteur qui s'expriment de la façon suivante: I26 = I25 = 2I0. Les courants de collecteur I41 et I42 des transistors 41 et 42 dans le circuit de commande de courant 40 sont changés de façon différentielle sous la dépendance de la variation de la tension de comman- de Ev, grâce à quoi les courants de collecteur I26 et I25 des transistors de source de courant constant 26 et 25 dans l'amplificateur différentiel 20, sont chan- gés dans les mêmes rapports. Si on suppose que les valeurs des résistan- ces de charge 23 et 24 dans l'amplificateur différen- tiel 20 satisfont la relation R23 = R24 = R20, et que la valeur de la résistance 15 dans le premier amplifi- cateur différentiel 10A est désignée par R15, le gain G entre les bornes d'entrée 1A, 2A et les bornes de sortie 3A, 4A s'exprime par la relation (3) suivan- te: R20 I25 G - R..-I... (3) G R15 I0 La fluctuation des composantes de tension continue sous l'effet de la variation du courant de fonctionnement I25 de la paire de transistors 21 et 22, est annulée par la fluctuation de la composante de tension continue sous l'effet de la variation en sens inverse du courant de fonctionnement I26 de 263311 7 l'autre paire de transistors 27 et 28. On peut donc maintenir constants les niveaux des composantes de tension continue qui apparaissent sur les bornes 3A et 4A. Dans le premier amplificateur différentiel A et le circuit de commande de courant 40, les ré- sistances 15 et 45 sont respectivement connectées entre les émetteurs des transistors 11A, 12 et 41, 42, de façon à améliorer la linéarité et la dynamique de l'amplificateur commandé par tension, en comparai- son avec la configuration de circuitde base dans la- quelle les émetteurs respectifs des transistors sont connectés de façon directe. Comme décrit précédemment, dans l'amplifi- cateur à gain commandé de l'art antérieur qui est re- présenté sur la figure 5, les transistors 13 et 14 dans le premier amplificateur 10A constituent un double circuit miroir de courant, conjointement aux transistors 32 et 34, grâce-à quoi un courant cons- tant égal au courant de référence I de la source de courant constant 31 circule dans ces transistors. Les transistors 25 et 26 dans le second amplificateur différentiel 20 forment de façon similaire le double circuit miroir de.courant, du fait de l'interposition des transistors 43, 47 et 44,'48 entre les transis- tors 25, 26 et le transistor 32. Du fait que les transistors pnp 41 et 42 sont intercalés dans l'étage intermédiaire du dou- ble circuit miroir de courant, les caractéristiques telles que hFE, etc., des deux transistors 41 et 42 * affectent les courants de fonctionnement I25 et I26 des paires de transistors 21, 22 et 27, 28 de l'am- plificateur différentiel 20, ce qui entraîne une fluctuation du gain G entre les bornes 1A, 2A et les bornes 3A, 4A. Si le facteur hFE des transistors 41 et 42 FE varie dans une plage s'étendant par exemple de la va- leur centrale 60 jusqu'à la valeur minimale 20, le gain G varie par exemple d'environ 0,4 dB. Il n'y a donc presque aucune tolérance pour une plage de va- riation de 0,5 dB, par exemple. Un but de l'invention est de procurer un circuit de commande automatique de gain qui soit ca- pable de réduire un intervalle de temps d'attaque, méme lorsqu'on utilise un circuit d'amplification commandé par tension ayant une configuration de cir- cuit multiplicateur. Un autre but de l'invention est de procurer un amplificateur à gain commandé dans lequel on puisse éviter une fluctuation du gain total, et qui fonc- tionne de façon plus stable. Un aspect de l'invention procure un circuit de commande automatique de gain comprenant: un circuit amplificateur à gain variable; un circuit de détection de niveau de signal qui est connecté au circuit amplificateur à gain va- riable pour produire un signal de détection dont le niveau varie sous la dépendance du niveau d'un signal de sortie du circuit amplificateur à gain variable; et un circuit de commande de gain qui est des- tiné à commander le gain du circuit amplificateur à gain variable sous la dépendance du niveau du signal de détection; ce circuit de commande de gain comprenant: un circuit amplificateur différentiel qui comporte des première et seconde bornes d'entrée, avec la première borne d'entrée connectée à un cir- cuit de détection de niveau de signal qui est destiné à recevoir le signal de détection; 263311 ? une première source de tension de référence qui est connectée à la première borne d'entrée de l'amplificateur différentiel de façon à produire une première tension prédéterminée à la place du niveau. du signal de détection, sous la dépendance du niveau du signal de détection; et une seconde source de tension de référence qui est connectée à la seconde borne d'entrée de l'amplificateur différentiel, pour produire une secon- de tension prédéterminée. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre d'un mode de réalisation, donné à titre d'exemple non limitatif..La suite de la description se réfère aux dessins annexés dans les- quels les éléments correspondants sont toujours dési- gnés par les mêmes références et dans lesquels: La figure 1 est un schéma synoptique mon- trant un exemple d'un circuit de commande automatique de gain de l'art antérieur; La figure 2 est un schéma qui montre un exemple d'un circuit d'amplification commandé par tension de l'art antérieur, qui est utilisé dans le circuit de commande automatique de gain représenté sur la figure 1; La figure 3 est une représentation graphique utile à l'explication de caractéristiques d'entrée/ sortie du circuit d'amplification commandé par tension qui est représenté sur la figure 2; Les figures 4A et 4B sont des représenta- tions de formes d'onde utiles à l'explication des ef- fets qu'on rencontre dans l'art antérieur; La figure 5 est un schéma qui montre un exemple d'une autre proposition d'amplificateur à gain commandé de l'art antérieur; La figure 6 est un schéma qui montre un mode de réalisation d'un circuit de commande automatique de gain conforme à la présente invention; et La figure 7 est un schéma qui montre une configuration d'ensemble du circuit de commande auto- matique de gain qui est représenté sur la figure 6. On va maintenant décrire un mode de réalisa- tion d'un circuit de commande automatique de gain con- forme à l'invention, en se référant aux dessins. La figure 6 montre un mode de réalisation de la présente invention. Sur la figure 6, les éléments qui correspondent à ceux de la figure 2 sont désignés par les mêmes références et il n'est donc pas néces- saire de les décrire en détail. En considérant la figure 6, on voit un cir- cuit de commande automatique de gain 120 qui est en- tièrement intégré et dans lequel un signal détecté Sp provenant du circuit de détection de crête 10 (voir la figure 2) est appliqué à un transistor Qll dans le circuit de commande de gain 121. * Un.transistor Q112 forme le circuit amplifi- cateur différentiel en association avec le transistor Q111. Les tensions de collecteur des transistors Q111 et Q112 sont appliquées au circuit d'amplification commandé par tension 2, à titre de tension de commande VCÀ Plus précisément, les émetteurs des tran- sistors Q111 et Q112 sont connectés à une source de courant constant 124, par l'intermédiaire de résis- tances 122 et 123, tandis que les collecteurs de ces transistors sont connectés au transistor Q113 par l'intermédiaire de résistances de charge 125 et 126. La base du transistor Q113 est connectée à une source de tension de référence 128 ayant une ten- sion de référehce VREF, tandis que la tension d'émet- teur du transistor Q113 est maintenue à une valeur qui est déterminée par la tension de référence VREF. La tension qui est déterminée par la tension de ré- férence VREF pourrait être VREF - VBE3, en désignant par VBE3 la tension base-émetteur du transistor Q113. La base du transistor Q112 est connectée à l'émetteur d'un transistor Q15 par l'intermédiaire d'un transistor Q114 connecté en diode, et elle est en outre connectée à une source de courant constant 129. Le transistor Q115 est connecté à la source de tension de référence 128, de façon similaire au transistor Q113, grâce à quoi la tension de base VB2 du transistor Q112 est maintenue à la tension VREF - VBE4 VBE5, en désignant par VBE4 et VBE5 les tensions base-émetteur des transistors respectifs Q114 et Q15.; La source de courant constant 129, ainsi que les transistors Q114, Q1l15 et la source de tension de référence 128, constituent une seconde source de courant qui maintient à une valeur prédéterminée une tension B2 sur une seconde borne d'entrée d'un cir- cuit amplificateur différentiel qui est formé par les transistors Q11i, Q112, les résistances 122, 123, 125 et 126 et la source de courant constant 124. La tension de commande Vc s'exprime par la relation (4) ci-après, en fonction d'une-différence de tension entre le niveau du signal détecté Sp qui est formé par la tension de base VB1 du transistor Q11i, et la tension de base VB2 du transistor Q112: BL2 Vc: (VB1 VB2) 1... (4) Il ressort ainsi de l'équation (4) que si le signal reproduit SRF est appliqué aux bases des transistors Q1 et Q2, à la place du signal provenant de la source de signal 9, on peut obtenir aux bornes des résistances de charge 7 et 8 le signal de sortie S0 corrigé de façon à avoir le niveau de signal prédé- terminé. En outre, la base du transistor Q111 est connectée, par l'intermédiaire d'un transistor Q119 connecté en diode, à l'émetteur du transistor Q113 et à une source de courant constant 130, et elle est di- rectement connectée à la source de courant constant 131. La tension d'émetteur du transistor Q113 est maintenue égale à la tension VRE - VBE3 qui est déter- minée par la tension de référence VREF, de façon que le transistor Q119 soit bloqué lorsque le niveau du signal détecté Sp est supérieur à une tension qui ré- sulte de l'abaissement de la tension d'émetteur VREF - VBE3 par la tension base-émetteur VBE9 du transistor Q119. Il en résulte que la tension de base VB1 du transistor Q111 varie conformément au niveau du signal détecté Sp, grâce à quoi on peut obtenir le signal de sortie S0 dont le niveau est corrigé de fa- çon à être égal à un niveau prédéterminé. D'autre part, lorsque le niveau du signal détecté Sp est diminué, le transistor Q119 devient conducteur et la tension de base VB1 du transistor Q111 est maintenue à une valeur prédéterminée (tension VREF - VBE3 VBE9), qui est déterminée par la tension REF-VE - VBE de référence VREF. La source de courant constant 130 ainsi que les transistors Q113, Q119, la source de courant cons- tant 131 et la source de tension de référence 128 constituent une première source de courant. On utilise cette première source de courant pour commuter la ten- sion VB1 sur la première borne d'entrée du circuit am- plificateur différentiel formé par les transistors Q111 et Q112, les résistances 122, 123, 125 et 126 et la source de courant constant 124, pour le faire pas- ser du niveau du signal détecté S à la tension pré- p déterminée, sous la dépendance du niveau du signal détecté Sp. Le même courant I1 circule donc vers les transistors Q119 et Q114 qui sont connectés aux bases des transistors Q111 et Q112. Par conséquent, en sup- posant que les tensions base-émetteur des transistors Q119 et Q114 sont mutuellement égales, il apparaît entre les bases des transistors Q111 et Q112 une ten- sion de différence qui s'exprime par la relation sui- vante: VB1 VB2 =(VREF VBE3 - VBE9) -(VREF - VBEs - VBE4) = VBE5 - VBE3... (5) A ce moment, les tensions base-émetteur VBE3 et VBE5 des transistors Q113 et Q115 varient pro- portionnellement à leurs courants d'émetteur respec- tifs. Dans ce cas, des courants I2, 13 et 1 des sour- ces de courant constant 124, 130 et 131, et le courant I1 de la source de courant constant 129 circulent respectivement vers les transistors Q113 et Ql15. Ceci donne les relations suivantes: 1 + 12 + 13 BE3 = VT Log I... (6) s VBE5 V Logs... (7) dans lesquelles Is est le courant de saturation in- verse des transistors Q113 et Ql15. En substituant les relations (6) et (7) ci-dessus dans la relation (4), on obtient la relation modifiée qui s'exprime de la façon suivante: R f i 1+12 + 1I3 11il Vc = 1 (VT Log 3) vT Log I = R (VT Log) ...+2+3(8) E-l VTIl Lorsque le niveau du signal détecté Sp est diminué, le gain G du circuit d'amplification comman- dé par tension 2 est exprimé par les relations sui- vantes, qui résultent de la substitution de la rela- tion (8) dans la relation (1): G = + R 1 R (E) 1+ exp (- Log RE1l I = I1 + I2 + I3... (10) Si on suppose ici que les valeurs RE1 et RL1 des r- sistances d'émetteur 122, 123 et des résistances de charge-125, 126 sont égales, le gain G du circuit d'amplification commandé par tension 2 est maintenu à la valeur qui est exprimée par la relation suivante: I 1 EL G y --.. (1 1 + I ' RE En sélectionnant la tension de référence VREF sous la dépendance du niveau du signal détecté Sp, le circuit d'amplification commandé par tension 2 produit le signal de sortie SO ayant le niveau prédé- terminé, pendant l'intervalle de temps TI (voir la figure 4) au cours duquel le niveau du signal repro- duit SRF augmente. Pendant l'intervalle de temps T2 au cours duquel le niveau du signal reproduit SRF diminue, le circuit d'amplification commandé par ten- Sion 2'produit le signal de sortie SO qui est amplifié par le gain G qu'exprime la relation (11) ci-dessus. Ainsi, en sélectionnant la valeur-de courant 12 ou 13 de la source de courant constant 124 ou 130, par rapport à la valeur de courant 11 des sources de courant constant 129 et 131, sur la base de la rela- tion (8), pendant l'intervalle de temps T2 au cours duquel le niveau du signal reproduit SRF est diminué, on peut maintenir à une valeur désirée le gain G du circuit d'amplification commandé par tension 2. On maintient à un niveau prédéterminé le si- gnal de commande SC en déterminant les courants des sources de courant constant 124, 129, 130 et 131 de façon qu'ils soient dans un rapport désiré, et on peut maintenir le circuit d'amplification commandé par tension 2 au gain qui est déterminé par le rapport des courants, comme décrit ci-dessus. Par conséquent, lorsque le niveau du signal reproduit SRF est diminué, le circuit d'amplification commandé par tension 2 qui présente la configuration de circuit de multiplication peut maintenir son gain à une valeur désirée avec une précision élevée. Le circuit de commande automatique de gain 120 peut réduire encore davantage son inter- valle de temps d'attaque. Le circuit intégré permet d'obtenir avec une précision très élevée le rapport de courant des sour- ces de courant constant. Il est donc possible d'obte- nir le circuit de commande automatique de gain 120 qui maintient un gain désiré avec une précision très éle- vée, et qui peut être fabriqué de façon appropriée sous la forme d'un circuit intégré. En commandant le circuit de commande automa- tique de gain 120 de façon qu'il ait un gain prédéter- miné pendant l'intervalle de temps T2 au cours duquel le niveau du signal reproduit SRF est diminué, il est possible de réduire un niveau de bruit qui entre dans le circuit de traitement de signal. Ceci peut éviter un fonctionnement défectueux correspondant de l'appa- reil à disque magnétique. Avec la configuration de circuit considérée cidessus, pendant l'intervalle de temps T1 (voir la figure 4A) au cours duquel le niveau du signal repro- duit SRF s'élève, le transistor Q119 est bloqué, grâ- ce à quoi le signal de différence entre le niveau du signal détecté Sp et la tension de base VB2 du tran- sistor Q112 que détermine la tension de référence VREF, est amplifié pour produire le signal de comman- de SC. Le gain du circuit d'amplification commandé par tension 2 est ainsi commandé sur la base du si- gnal de commandeSC. Pendant l'intervalle de temps T2 au cours duquel le niveau du signal reproduit SRF descend, le transistor Q119 est débloqué, grâce à quoi une ten- sion de différence entre les tensions d'émetteur des transistors Q113 et Q115 est appliquée aux transis- tors Qlll et Q112. Du fait que la différence de tension est proportionnelle aux courants d'émetteur des transis- tors Q113 et Q115, elle varie sous l'effet des va---. leurs de courant des sources de courant constant 124, et 131, par rapport à la source de courant cons- tant 129, ce qui commande le circuit d'amplification commandé par tension 2 de façon qu'il ait un gain dé- terminé par les valeurs de courant des sources de courant constant 124r 129, 130 et 131. Avec la configuration de circuit décrite ci-dessus, pendant l'intervalle de temps T2 au cours duquel le niveau du signal reproduit SRF descend, le circuit d'amplification commandé par tension 2 est commandé de façon que son gain soit déterminé par les valeurs de courant des sources de courant constant 124, 129, 130 et 131. Le gain du circuit d'amplifica- tion commandé par tension 2 est donc maintenu avec une précision élevée. Il est donc possible de réduire l'intervalle de temps d'attaque, même lorsqu'on uti- lise le circuit d'amplification commandé par tension ayant la configuration de circuit multiplicateur. Bien que les résistances 125 et 126 et le transistor Q119 soient connectés au transistor Q113 et à la source de courant constant 130, comme décrit ci-dessus, l'invention n'est pas limitée à la confi- guration de circuit considérée ci-dessus, et il est possible de l'appliquer à une grande variété. de cas dans lesquels les résistances 125 et 126 sont direc- tement connectées à la ligne de source d'alimentation, au lieu d'être connectées au transistor Q113 et à la source de courant constant 130, et sont connectées séparément à une source de tension de référence prédé- terminée. Avec la modification mentionnée ci-dessus, la tension base-émetteur VBE3 du transistor Q113 est fixée à une tension qui est déterminée par les sources de courant constant 130 et 131. Bien que dans le mode de réalisation ci- dessus, le circuit de détection de crête soit utilisé en tant que circuit de détection de niveau de signal pour corriger le niveau du signal reproduit SRF, de façon qu'il tombe dans une plage prédéterminée, comme décrit ci-dessus, le circuit de détection de niveau de signal de l'invention n'est pas limité au circuit - de détection de crête, et l'invention peut utiliser, à la place du circuit de détection de crête, un circuit de détection de signal qui détecte une valeur moyenne des signaux de sortie provenant par exemple d'un cir- cuit d'amplification à gain variable, ou autre. Bien que dans le mode de réalisation ci-des- sus, l'invention soit appliquée à un circuit de com- mande automatique de gain du type à rétroaction, comme décrit ci-dessus, l'invention n'est pas limitée au circuit de commande automatique de gain du type à ré- troaction, et on peut parfaitement l'appliquer à un circuit de commande automatique de gain du type à ac- tion directe, qui commande un gain sous la dépendance du niveau du signal d'entrée du circuit de commande automatique de gain. En outre, bien que le circuit d'amplifica- tion commandé par tension ayant la structure de cir- cuit multiplicateur soit employé dans le mode de réa- lisation ci-dessus, l'invention n'est pas limitée au circuit d'amplification commandé par tension du type décrit ci-dessus, et on peut l'appliquer à une grande variété de circuits de commande automatique de gain. On décrira ultérieurement le circuit d'amplification à gain variable auquel on peut appliquer l'invention. En outre, bien que dans la description faite ci-dessus l'invention soit appliquée à l'appareil à disque magnétique, elle n'est pas limitée à l'appareil à disque magnétique précité, et on peut l'appliquer à une grande variété d'appareils électroniques. Comme mentionné ci-dessus, et conformément à l'invention, du fait que le gain du circuit d'ampli- fication à gain commandé par tension est maintenu à une valeur qui est déterminée par les valeurs de cou- rant des sources de courant constant, le gain du cir- cuit d'amplification commandé par tension peut être maintenu avec une grande précision. Il est donc pos- sible de réduire l'intervalle de temps d'attaque, même lorsqu'on utilise le circuit d'amplification com- mandé par tension ayant une configuration de circuit multiplicateur. On décrira ci-après, en se référant à la figure 7, un mode de réalisation du circuit d'amplifi- cation à gain variable considéré ci-dessus et conforme à l'invention. Sur la figure 7, les éléments qui cor- respondent à ceux de la figure 5 sont désignés par les mêmes références et il n'est donc pas nécessaire de les décrire en détail. En considérant la figure 7, on voit un am- plificateur différentiel 10D du premier égage, dans lequel les émetteurs des transistors 11A et 12 sont respectivement connectés à la masse par l'intermédiai- re de paires de transistors de sources de courant constant 13A et 13B et 14A, 14B. L'aire de chacun des transistors 13A à 14B est sélectionnée de façon à être égale à la moitié de celle de chacun des transistors 13 et 14 qui sont représentés sur la figure5. Les transistors 13A et 14B sont connectés en commun à un transistor 25 de l'amplificateur suivant 20, et ils sont également connectés à un transistor 48 qui est connecté en diode et qui fait partie d'un circuit de commande de courant 40, de façon à former un circuit miroir de courant. De façon similaire, les transistors 13B et 14A sont connectés en commun à un transistor 26 de l'amplificateur 20 suivant, et ils sont également connectés à un transistor connecté en diode, 47, du circuit de commande de courant 40, de façon à former un circuit miroir de courant. D'autres parties corres- pondantes de la figure 7 sont formées de façon simi- laire à celles de la figure 5. On va maintenant décrire le fonctionnement de ce mode de réalisation, représenté sur la figure 7. Les courants de collecteur I41 et I42 des 41 142de transistors 41 et 42 dans le circuit de commande de courant 40 varient de façon différentielle sous l'ef- fet de la variation de la tension de commande Ev, com- me décrit ci-dessus. Un courant constant de valeur I42/2 circule vers les transistors 13A et 14B du pre- mier amplificateur différentiel 10D, et un courant constant de valeur I41/2 circule vers les transistors 13B et 14A, de façon que chacun des courants de col- lecteur Ill et I12 des transistors 11A et 12 recevant le signal d'entrée, soit égal à une valeur moyenne des courants de collecteur des transistors 41 et 42 dans le circuit de commande de courant 40, cette valeur moyenne devenant égale au courant de référence I0 de la source de courant constant 31, comme l'exprime la relation (12) suivante: I1l = I12 = (I41 + I42)/2 = I0... (12) Dans ce mode de réalisation, le gain du pre- mier amplificateur différentiel 10D est fixe, et les courants constants respectifs des paires de transis- tors de sources de courant constant 13A, 13B et 14A, 14B traduisent les caractéristiques des transistors 41 et 42 du circuit de commande de courant 40, de fa- con similaire aux transistors de sources de courant constant 25 et 26 de l'amplificateur 20 suivant, de façon que même lorsque hFE fluctue dans une plage de à 20, la fluctuation du gain G puisse être atténuée par exemple à moins de 0,1 dB. Comme décrit ci-dessus, et conformément à ce mode de réalisation, on peut empêcher que le gain du circuit de commande de gain de l'invention ne soit affecté par le facteur hFE des transistors dif- férentiels 41 et 42 du circuit de commande de courant 40. De plus, du fait que hFE fluctue sous l'effet de la variation de température, le mode de réalisation présent permet d'atténuer la fluctuation du gain qui est due à la variation de la température, ce qui amé- liore la stabilité du gain. Bien que dans le mode de réalisation consi- déré ci-dessus, les résistances 15 et 45 soient res- pectivement connectées entre les émetteurs des tran- sistors différentiels 11A, 12 dans l'amplificateur 1OD du premier étage, et entre les émetteurs des transistors différentiels 41, 42 dans le circuit de commande de courant 40, l'amplificateur 10D et le cir- cuit de commande de courant 40 peuvent être réalisés sous la forme d'une configuration différentielle fon- damentale, dans laquelle les émetteurs des transistors 11, 12 et 41, 42 sont directement connectés. Comme décrit en détail ci-dessus, et con- formément à l'invention, du fait que les deux amplifi- cateurs différentiels sont connectés en cascade, avec le gain du second amplificateur différentiel commandé par l'utilisation de l'une des paires de courants de commande, variant de façon différentielle sous l'effet de la tension de commande variable et avec les valeurs de courant des sources de courant constant du premier amplificateur différentiel égales à la somme de la -- paire de courants de commande, il est possible d'ob- tenir un amplificateur de commande de gain qui soit capable d'atténuer l'influence qu'exercent les carac- téristiques des transistors dans le circuit de comman- de de courant qui produit le courant de commande, et dans lequel le gain total soit stabilisé de façon plus efficace.. - Le circuit de commande de gain variable 2 qui est représenté sur la figure 6 peut être remplacé par le circuit de commande de gain qui est représenté sur la figure 7. Plus précisément, les sorties de collecteur de la paire de transistors Q111 et Q112 qui forment le circuit amplificateur différentiel qui est représenté sur la figure 6, sont connectées à la base de la paire de transistors pnp 41 et 42, qui font partie de la source de courant représentée sur la fi- gure 7. Dans ce cas, on note qu'un circuit de réglage de tension continue, comme par exemple un circuit à charge d'émetteur ou un circuit similaire, est connec- té entre les collecteurs des transistors Q111, Q112 et les bases des transistors 41, 42. Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au dispositif et au procédé décrits et représentés, sans sortir du cadre de l'in- vention. 26331i 7 REVENDICATIONS - 1. Circuit de commande automatique de gain, caractérisé en ce qu'il comprend: un circuit ampli- ficateur à gain variable (2); un circuit de détection de niveau de signal (10) qui est connecté au circuit amplificateur à gain variable (2) pour produire un signal de détection (S2) dont le niveau change sous la dépendance du niveau du signal de sortie du circuit amplificateur à gain variable (2); et un circuit de commande de gain (121) destiné à commander le gain du circuit amplificateur à gain variable (2) sous la dé- pendance du niveau du signal de détection (Sp); ce circuit de commande de gain (121) comprenant: un circuit amplificateur différentiel (Ql11, Q112) qui comporte des première et' seconde bornes d'entrée, avec la première borne d'entrée connectée au-circuit de dé- tection de niveau de signal (10) pour recevoir le si- gnal de détection (S2); une première source de tension de référence (Q113, Q119, 131) qui est connectée à la première borne de l'amplificateur différentiel (Qlli, Q112), de façon à fournir une première tension prédé- terminée, à la place du niveau du signal de détection, sous la dépendance du niveau du signal de détection (Sp); et une, seconde source de tension de référence (Q115, Q114, 129) qui est connectée à la seconde borne d'entrée de l'amplificateur différentiel (Q111, Q112) pour fournir une seconde tension prédéterminée. 2. Circuit de commande automatique de gain selon la revendication 1, caractérisé en ce que les première et seconde sourcesde tension de référence utilisent respectivement des premier et second cir- cuits de source de courant (131, 129). 3. Circuit de commande automatique de gain selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'am- plificateur différentiel comprend une paire de tran- sistors npn (Q111, Q112). 4. Circuit de commande automatique de gain selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'un col- lecteur de la paire de transistors (Q111, Q112) émet un signal de commande (Vc) pour commander le gain du circuit amplificateur à gain variable (2). 5. Circuit de commande automatique de gain selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit amplificateur à gain variable (2) comprend un premier amplificateur différentiel qui comporte des premier et second transistors et un premier circuit de source de courant constant, un second amplificateur différentiel qui est connecté au premier amplificateur différentiel et qui comporte des troisième et quatriè- me transistors et une seconde source de courant cons- tant, par lequel un signal de sortie est appliqué au circuit de détection de niveau de signal, un circuit de commande de courant comportant des cinquième et sixième transistors connectés de façon différentielle, avec une électrode de base de l'un au moins des cin- quième et sixième transistors connectée à une borne de sortie du circuit de commande de gain (121), de façon à produire des premier et second courants de commande qui alternent de façon différentielle, la valeur du courant de la première source de courant constant étant égale à la somme des premier et second courants de commande! et la valeur du courant de la seconde source de courant constant étant égale au courant correspondant parmi ceux des premier et second circuits de commande, de façon à commander le gain du second amplificateur différentiel. 6. Circuit de commande automatique de gain selon la revendication 5, caractérisé en ce que la première source de courant comprend une paire formée' par des premier et second amplificateurs différentiels. 7. Circuit de commande automatique de gain selon la revendication 6, caractérisé en ce que les électrodes de base des transistors des premier et se- cond amplificateurs différentiels sont connectées en- semble.