FR 2627645 A1 19890825 FR 8801925 A 19880218 OSCILLATEUR, EN PARTICULIER A ONDES ACOUSTIQUES DE SURFACE, ASSERVI EN FREQUENCE PAR COMMANDE DE SA TEMPERATURE. L'invention se rapporte plus particulièrement aux oscilla- teurs électriques du type comportant un résonateur à ondes de surface connu dans la littérature anglo-saxonne sous le nom de "SAW". Ces oscillateurs comportent au moins un résonateur SAW comprenant deux paires d'électrodes interdigitées montées sur un substrat, le plus souvent de quartz, entre lesquelles se propagent des ondes acoustiques de surface, et un circuit actif relié auxdites électrodes. Les oscillateurs SAW ont de nombreuses applications en hyperfréquences et possèdent l'avantage d'une haute pureté spectrale. Par exemple, dans la gamme de fréquences 100- 1000 MHz, ils autorisent un gain de bruit de phase de plus de 20 dB par rapport aux oscillateurs à-quartz à ondes de volume. Le problème que l'invention se propose de résoudre est celui du calage en fréquence d'un oscillateur et, plus particuliè- rement, d'un oscillateur SAW. La fréquence d'un SAW dépend d'un certain nombre de facteurs dimensionnels (en particulier la distance entre Ies doigts adjacents des électrodes interdigitées) et des constantes élastiques du substrat. - 2 - Le calage initial du SAW en fréquence à une' température de référence dépend de la précision dimensionnelle d'un masque tramé à grand nombre de traits et ce, d'autant plus que le facteur de qualité (surtension électrique) du SAW est élevé. Par ailleurs, le calage électrique annexe que l'on peut faire assurer par le circuit de l'oscillateur, d'une part, est sensiblement inférieur à la dispersion en fréquence du SAW, d'autre part, apporte une correction d'autant plus faible que le facteur de qualité est élevé. Il en résulte finalement qu'un résonateur SAW est, par construction, imprécis en fréquence et d'autant moins régla- ble par asservissement électrique que son facteur de qualité est plus élevé, sauf à effectuer un tri entraînant un taux de rebut inacceptable. A titre d'exemple, un résonateur SAW de 200 MHz présentant une surtension de 30.000 est, par construction, imprécis à + 20 KHz, alors que son recalage électrique n'est que de + 10 KHz. Il faut ajouter une dérive à long terme de + 5 KHz par an et un coefficient de température, du fait que celle- ci affecte aussi bien les facteurs dimensionnels que les constantes élastiques du substrat. Pour éviter de devoir placer le SAW dans une enceinte thermostatique, on a déjà proposé de minimiser son coeffi- cient de température propre, soit en utilisant une coupe cristallographique particulière du substrat (voir par exem- ple USA 4 400 640, 4 602 182 et 4 609 843), soit par une construction particulière du substrat (USA 4 622 855), soit en associant plusieurs SAW pour effectuer une compensation mutuelle en température (BF 78 15429). On a également propo- sé différents circuits électrlques asservis à la température du substrat et agencés pour en contrôler la fréquence dans la plage de recalage possible (USA 4 491 931, 4 489 289). L'invention a pour objet un oscillateur comportant un réso- nateur, un circuit actif d'excitation dudit résonateur, et - 3 - des moyens de calage de la fréquence de sortie à partir d'une référence de fréquence, caractérisé en ce que lesdits moyens comprennent un organe de chauffage couplé thermique- ment au résonateur et au moins une boucle d'asservissement commandant l'organe de chauffage en fonction de l'écart entre la fréquence de sortie de l'oscillateur et une fré- quence de consigne. Suivant un mode d'exécution préféré, ladite boucle d'asser- vissement (boucle de calage thermique) constitue une boucle à commande intégrale qui effectue l'approche de fréquence et est associée à au moins une boucle traditionnelle de calage électrique qui effectue le réglage fin, la boucle de calage thermique asservissant la température à une valeur telle que la fréquence résultante soit ramenée dans le domaine d'accrochage de la boucle de calage électrique. Suivant un mode d'exécution particulièrement avantageux, le calage électrique met en oeuvre au moins une boucle à comman- de semi-intégrale. Bien que l'invention intéresse plus particulièrement les oscillateurs SAW, on notera qu'elle peut également s'appli- quer à des oscillateurs traditionnels à ondes de volume lorsque les caractéristiques du résonateur sont telles qu'un pur calage électrique ne permette pas d'aboutir aisément à une fréquence ronde de l'oscillateur. D'autres particularités, ainsi que les avantages de l'inven- tion, apparaîtront clairement à la lumière de la description ci-après. Au dessin annexé: La figure 1 est le schéma de principe d'un oscillateur SAW conforme à un mode d'exécution préféré de l'inven- tion; - 4 - La figure 2 représente les formes d'ondes en divers points du schéma; La figure 3 illustre la dispersion de fréquence d'un résonateur SAW de 200 MHz utilisé dans les oscilla- teurs de l'invention; et La figure 4 illustre un montage préféré de l'oscilla- teur SAW. A la figure 1, l'oscillateur 1, qui peut être de type connu en soi, possède une sortie 10, une borne 11 de commande électrique de sa fréquence F et un organe électrique de chauffage symbolisé par une résistance 12 reliée à une borne de commande 13 du courant qui la parcourt. La figure 4 illustre, à titre non limitatif, un montage oscillateur SAW auquel s'applique l'invention. De préférence, l'organe de chauffage est avantageusement un transistor de puissance collé au bottier du résonateur, et dont la dissipation thermique est linéaire en fonction du courant de commande, ce qui permet de déterminer approxima- tivement la valeur de la constante de temps de transfert thermique (un système résistif, qui dissiperait une puissan- ce fonction quadratique du signal de commande, ne permet- trait pas de définir un gain de la boucle d'asservissement). Le signal de fréquence F est, d'une part, amplifié en 20 vers la sortie 21 du montage, d'autre part, appliqué à travers un amplificateur 22 à une première entrée de deux mélangeurs doublement équilibrés 23-24, qui peuvent avanta- geusement être du type "détecteur de phase" à impédances échelonnées (par exemple 50 2 pour les ports LO et RF, 500 Q pour le port IF). A titre d'exemple, les composants de la famille RPD commer- cialisés par "Microcircuit Laboratories" peuvent être uti- lisés. &G2!Gq5 -5- Les deuxièmes entrées de ces mélangeurs sont attaquées en quadrature par une fréquence de 200 MHz, obtenue par exemple par multiplication à. faible bruit dans une chaîne composée, dans l'exemple décrit, de trois multiplicateurs 25-26-27 de taux respectifs 2, 5 et 2, d'une fréquence de référence prise ici égale à 10 MHz. La sortie de la cha ne de multiplication attaque les mélan- geurs par l'intermédiaire d'un amplificateur 28 et d'un coupleur hybride 29 du type 900/3 dB. Suivant le sens de l'erreur de fréquence AF entre F et la référence de 200 MHz, les sinusoides de sortie de l'un des mélangeurs sont en avance ou en retard de phase d'un quart de période par rapport à celles de l'autre. Deux compara- teurs à hystérésis 30, 31 écrêtent lesdites sinusoides pour les conformer en créneaux qui sont respectivement appliqués aux entrées H et D d'une bascule 32. Celle-ci engendre alors, sur ses sorties Q et Q, des niveaux logiques 1 ou 0 suivant ledit sens. Un amplificateur opérationnel à transconductance 33 est relié par ses entrées aux sorties Q et Q et fournit, lors- qu'il est débloqué par des créneaux brefs de durées et d'amplitudes constantes et de fréquence proportionnelle à AF appliqués à sa borne 330, un courant moyen proportionnel à AF, dont le sens de circulation dépend du signe de l'erreur. Ces créneaux brefs (forme d'onde b, figure 2), sont engen- drés à la sortie Q d'un univibrateur 34 qui reçoit sur son entrée H le créneau de sortie du comparateur 30 (forme d'onde a, figure 2). Le signal a est représentatif de la différence entre la fréquence F et la référence à 200 MHz, c'est-à-dire que sa période est inversement proportionnelle à AF. -6 Le signal a est par ailleurs appliqué à l'entrée H d'un deuxième univibrateur 35 et à l'entrée H d'une bascule 36. Dans une phase dite d'approche de l'asservissement (qA, figure 2), AF est relativement grande et la constante de temps de redéclenchement de l'univibrateur 35 a été choisie de telle façon qu'il soit redéclenché en permanence (forme d'onde c, figure 2). Il en résulte que la sortie Q de la bascule 36 (signal d, figure 2) est alors constamment posi- tionnée au niveau logique 1. Par contre, lorsque 1/AF devient supérieure à la période propre de l'univibrateur 35, la sortie Q de la bascule passe au niveau 0 (phase finale %F de l'asservissement, figure 2). Par ailleurs, l'univibrateur 34 cesse d'être redéclenché. Pendant la phase d'approche, les créneaux b issus de l'uni- vibrateur 34 débloquent l'amplificateur 33, tandis qu'un inverseur commandé 37 est placé en position 1 par le signal d. Pendant la phase finale, le signal d est au niveau 0, ce qui place l'inverseur 37 en position 0. Si l'on considère maintenant le mélangeur 24, on voit que sa sortie est reliée, d'une part, à l'entrée d'un amplificateur opérationnel à transconductance 38, d'autre part, à l'entrée d'un amplificateur 39 par l'intermédiaire de l'inverseur 37 lorsqu'il est en position 0 et d'une résistance 40. L'amplificateur 39 fait partie, avec une résistance 41 et un condensateur 42 en série entre son entrée et sa sortie, et en tenant compte de la constante de temps interne propre de l'organe de chauffage, d'une boucle d'asservissement à commande intégrale, c'est-à-dire que le signal de sortie de 39 appliqué à la borne 13 est tel que, lié à la constante de temps thermique propre de l'organe de chauffage, l'ensemble 7- fournit en permanence une température de substrat fonction intégrale pure de la tension de correction recueillie à la sortie de l'inverseur. Le signal de correction provient lui- même, soit de l'amplificateur 33 en phase d'approche, soit du mélangeur 24 et est lui-même fonction de l'erreur instan- tanée de fréquence AF. La fonction intégrale pure est obte- nue en reliant aux bornes de l'amplificateur 39 un dip81e constitué d'une résistance 41 et d'un condensateur 42 montés en série et définissant une constante de temps égale' à la constante de temps thermique de l'organe de chauffage. L'entrée de 38 est reliée à sa sortie par une résistance 43 en parallèle sur un condensateur 44. Une résistance 45 relie la sortie du mélangeur 24 à la masse, de manière à appliquer au circuit parallèle 43-44, un signal de commande propor- tionnelle qui sera directement transmis à la borne 12 par ce circuit, lorsque l'amplificateur 38 est Dloqué. Lorsqu'il est débloqué, l'amplificateur 38, dont la sortie est reliée à la borne 12, fait partie, en coopération avec le circuit 43-44, d'une boucle d'asservissement à commande semi-intégrale. Le résonateur que comporte l'oscillateur 1 est initialement calé de façon à engendrer, à la température ambiante, une fréquence inférieure ou supérieure à la fréquence de consi- gne (c'est-à-dire à la fréquence de référence multipliée par le taux de multiplication de la chaîne 25-26-27) selon le signe du coefficient de température, si bien que, comme on l'a déjà expliqué, à la mise sous tension, un signal d'erreur apparaît à la sortie de chacun des mélangeurs 23 et 24. La boucle à commande intégrale contribue à corriger l'erreur AF en provoquant la mise en service de l'organe de chauffage 11. Il en résulte que, le résonateur ayant, à titre d'exem- ple, un coefficient de température positif, la fréquence de sortie s'élève, jusqu'à atteindre une valeur telle que -8- l'ensemble des deux boucles de calage électrique connectées en 11 puissent accrocher, afin d'effectuer le calage fin de la fréquence sur la valeur de consigne. Qn notera que la constante de temps de la-boucle de calage thermique est supérieure à plusieurs secondes. A titre d'exemple, cette boucle aura une fréquence de coupure à 3 dB de l'ordre de 0,05 Hz. La boucle à commande proportionnelle a par exemple une fréquence de coupure haute allant jusqu'à 60 Hz, mais avec un faible gain, d'o l'intérêt pratique considérable de la boucle à commande semi-intégrale, qui couvrira par exemple la bande d'asservissement allant de 0,1 à 10 Hz. La courbe de réponse gain/fréquence de l'asservissement ainsi constitué présente finalement des caractéristiques optimales, tant en ce qui concerne le bruit de phase que la stabilité de l'asservissement. En fonctionnement, on a vu que pendant la phase d'approche de l'asservissement le signal d est au niveau 1, si bien que l'inverseur 37 est en position 1; il en résulte également que l'amplificateur 38 est bloqué par son entrée de commande 380, tandis que 33 transmet au circuit 39-42 un courant proportionnel à LF. Autrement dit, la boucle à commande intégrale est alors en service et alimentée par le mélangeur 23 à travers l'univibrateur 34, tandis que la boucle semi- intégrale est hors service. La boucle à commande proportionnelle est en service à travers l'univibrateur 34, mais son effet sur l'asservisse- ment est négligeable. Pendant la phase finale, le signal d est au niveau 0, si bien que l'inverseur 37 est en position 0 et que l'amplifi- cateur 38 est débloqué. Les trois boucles sont alors en service et alimentées directement par le mélangeur 24. - 9 - A titre d'exemple d'application du montage, le résonateur est un SAW initialement calé à 25 C à 199,720 MHz + 20 KHz et destiné à engendrer une fréquence de 200 MHz. Ce résonateur SAW, contrairement à ceux de l'art antérieur, qui ont généralement une coupe cristallographique telle que le coefficient de température soit minimisé, a avantageuse- ment une coupe Y (axe Y perpendiculaire au substrat, axe X dans le sens de la propagation, axe Z dans le. sens de la largeur du substrat) choisie pour lui conférer un coeffi- cient de température important, cause d'une variation mono- tone de la fréquence dans la plage d'asservissement, afin de permettre la commande, par action sur la température, d'une variation de fréquence qui ramène cette dernière dans le domaine d'accrochage des boucles de calage électrique. A titre d'exemple, ce coefficient sera de l'ordre de +2,4 5/OC, si bien que, pour F = 200 MHZ, la variation de fréquence sera de 4,8 KHz/ C. Une variation de température de + 4 degrés seulement permet aussi de compenser la disper- sion. La figure 2 montre que, pour le résonateur défini dans l'exemple, la fréquence de consigne est atteinte pour des températures comprises entre 75 et 92 C. Le segment de droite vertical CE montre que le domaine de calage électrique possible serait insuffisant pour compen- ser à lui seul la dispersion. Une analyse plus approfondie du montage de la figure 1 conduit aux remarques suivantes. Le problème de l'accrochage de l'asservissement en phase d'approche pourrait être résolu avec un comparateur du type phase-fréquence, ce qui simplifierait notablement le monta- ge, o il est résolu en utilisant l'équivalent d'un discri- minateur de fréquence à sortie proportionnelle. Cet équiva- lent est constitué par les détecteurs de phase 23-24 qui, avec un circuit discriminateur de sens composé, à titre - 10 - d'exemple, de la bascule 32 commande le sens du signal fourni par l'amplificateur à transconductance 33, de manière à ramener le signal de sortie de l'oscillateur dans la plage d'accrochage. Cette solution est originale puisqu'un détecteur de phase n'est pas, à lui seul, apte à accrocher dans une plage large. Elle présente, par rapport à la solution utilisant un comparateur de phase, l'avantage de faire travailler la boucle de commande intégrale, non pas par tout ou rien, mais à sortie proportionnelle (ce qui évite tout dépassement ou oscillation). Un autre avantage du montage décrit est qu'à l'exception de la chaîne de multiplication 25-26-27, il travaille entière- ment à la fréquence F. Un comparateur phase-fréquence travaillerait nécessairement à la fréquence de référence de 10 MHz, tout au moins pour les valeurs de F de l'ordre indiqué, pour laquelle les composants connus de ce type ne peuvent travailler à des fréquences aussi élevées que 200 MHz. Il serait donc relié à la sortie de l'oscillateur à travers un diviseur de fréquen- ce, et comme ces deux organes resteraient en service dans la phase finale d'asservissement, ils engendreraient un spec- tre de raies à la fréquence de référence de 10 MHz, ce qui obligerait à les séparer topologiquement du reste du circuit. Dans le montage décrit, seule la chaîne de multi- plication doit être séparée, car en phase finale d'asservis- sement, les circuits logiques 30, 32, 34, 35 et 36 restent dans un état stable. En effet, au moment de la transition d'une phase à l'autre, la tension de sortie du mélangeur 24 est voisine de 0, tandis que celle de 23 est maximale. Dans ces conditions, aucune transition n'apparaît sur le signal a. On va maintenant décrire un mode d'exécution préféré de l'oscillateur 1, en se référant à la figure 4. - 11 - Il comprend essentiellement un résonateur SAW 14 utilisé en mode de réflexion, la résistance négative d'entretien des oscillations étant constituée par un transistor 15 et par un réseau passif de réaction composé, dans le mode d'exécution décrit qui convient particulièrement bien pour des fréquen- ces comprises entre quelques MHz et plusieurs centaines de MHz, de deux sections de lignes X/4 montées en série, cons- tituées, pour en réduire l'encombrement dans les domaines HF/VHF/UHF, par des cellules en w composées des condensa- teurs 160-161-162 et des selfs 163-164. L'oscillateur comprend en outre une résistance de charge variable en fonction du niveau de sortie, reliée à l'entrée du réseau passif par un condensateur 170 et constituée par une diode PIN 17 elle-même commandée par un circuit de régulation qui contrôle le niveau de sortie. Ce circuit comporte une diode détectrice du signal 18, un transistor amplificateur à courant continu 180, des résistances 181 et 182 - 185 et 186 et un condensateur 187. Ce contrôle permet d'agir linéairement sur le gain global en courant sans modifier le déphasage de 180 réalisé par le réseau. Le circuit de sortie a été symbolisé par une résistance 19 de 50 Q. Le boîtier du résonateur 14 est couplé thermique- ment de manière étroite à un transistor de puissance, non figuré, qui constitue l'organe de chauffage et l'ensemble est placé dans une enceinte thermiquement isolée, non figu- rée, dont une paroi est traversée par une self 140 de liaison du résonateur à l'émetteur du transistor 15. Une diode à-capacité variable 141, commandée par le signal appliqué à la borne 11 (qui correspond à celle qui porte le même numéro de référence à la figure 1), assure la correc- tion électrique de fréquence. - 12 - Revendications 1. Oscillateur comportant un résonateur, un circuit actif d'excitation dudit résonateur, et des moyens de calage de la fréquence de sortie à partir d'une référence de fréquence, caractérisé en ce que lesdits moyens comprennent un organe de chauffage (12) couplé thermiquement au résonateur et au moins une boucle d'asservissement commandant l'organe de chauffage en fonction de l'écart entre la fréquence de sortie de l'oscillateur et une fréquence de consigne. 2. Oscillateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit résonateur est du type à ondes acoustiques de surface. 3. Osciliateur selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que ladite boucle d'asservissement (boucle de calage thermique) constitue une boucle à commande inté- grale qui effectue l'approche de fréquence et est associée à au moins une boucle traditionnelle de calage électrique qui effectue le réglage fin, la boucle de calage thermique asservissant la température à une valeur telle que la fréquence résultante soit ramenée dans le domaine d'accro- chage de la boucle de calage électrique. 4. Oscillateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que le calage électrique met en oeuvre une boucle à commande semi-intégrale. 5. Oscillateur selon la revendication 4, carectérisé en ce que le calage électrique met en outre en oeuvre une boucle à commande proportionnelle. 6. Oscillateur selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les boucles d'asservissement qu'il comporte effectuent le réglage fin de fréquence en utilisant -13 - un mélangeur (24) travaillant directement sur la fréquence de sortie. 7. Oscillateur selon la revendication 6, caractérisé en ce que ledit mélangeur est un mélangeur doublement équilibré du type détecteur de phase. 8. Oscillateur selon la revendication 7, caractérisé en ce que la boucle de calage thermique effectue l'approche de fréquence en utilisant un discriminateur de fréquence à sortie proportionnelle. 9. Oscillateur selon la revendication 8, caractérisé en ce que ledit discriminateur de fréquence comprenant outre le premier mélangeur (24), un deuxième mélangeur (23) doublement équilibré attaqué en quadrature avec le premier par une fréquence obten. e par multiplication (en 25-26- 27) de la fréquence de référence, par des moyens (32) de discriminer le signe de l'erreur de fréquence et par des moyens (33-34) d'engendrer un courant proportionnel à ladite erreur de fréquence et dont le sens est fonction dudit signe. 10. Oscillateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit résonateur (14) travaille en mode réflexion, étant chargé à une extrémité par une réac- tance négative et, à l'autre extrémité, par une charge purement réactive (diode à capacité variable 141) qui déter- mine le déphasage du signal réfléchi.