FR 2629922 A1 19891013 FR 8222087 A 19821230 PROCEDE DE TRAITEMENT INSTANTANE DU BRUIT DE SCINTILLATION ANGULAIRE ET RECEPTEUR RADAR MONOPULSE DE POURSUITE METTANT EN OEUVRE UN TEL PROCEDE La présente invention concerne un procédé de traitement instantané du bruit de scintillation angulaire et un récepteur radar monopulse de poursuite mettant en oeuvre un tel procédé. Le radar monopulse est de façon connue un radar de poursuite basé sur la comparaison de deux ou plusieurs diagrammes d'antenne différents pointés sur une même cible. Il fournit une mesure de l'angle de dépointage existant entre l'axe radar-cible détectée et raxe des deux diagrammes d'antenne comparés. Il peut y avoir une ou plusieurs mesures, en site et/ou en gisement par exemple. Les diagrammes d'antennes à la réception sont exploités dans au moins deux voies de réception désignées comme la voie "sommne" traitant un signal somme et au moins une voie "différence" traitant un signal différence pour le plan de référence considéré (site ou gisement par exemple). Si la cible n'est pas sur l'axe d'antenne dans le plan considéré, les deux voies de réception reçoivent des signaux différents et la comparaison des signaux reçus permet de situer la position de la cible par rapport à l'axe d'antenne. Or comparer entre eux des signaux d'amplitude et de phase différents n'est pas un problème simple et on cherche en pratique à se ramener à l'un des deux cas suivants correspondant à deux types de traitement monopulse: -"monopulse de phase", lorsque les signaux comparés ont des amplitudes aussi proches que possible mais des phases relatives variables. -"'monopulse d'amplitude", lorsque les signaux comparés ont des phases aussi proches que possible mais des amplitudes relatives variables. Pour simplifier l'exposé les raisonnements suivants sont tenus dans un plan mais ils sont également valables dans le cas général. Supposons que la cible soit ponctuelle, c'est-à-dire constituée d'un seul point réfléchissant, et qu'elle soit dépointée d'un angle 8 par rapport à l'axe de l'antenne. Si l'on a affaire à un traitement du deuxième type "monopulse d'amplitude", les voies "somme" et "différence" recevant respec- tivement des signaux et a, ces signaux qui sont en phase ou en opposition de phase vérifient la relation vectorielle suivante: = g. '. S, g étant un coefficient de proportionnalité. En normalisant l'angle de dépointage 0 par rapport à un angle Go pour lequel It:]= i, on obtient la relation: dans laquelleOest l'angle normalisé de dépointage. On appellera g o l'opérateur "brut" d'écartométrie défini de façon connue par le rapport (1) du produit scalaire des vecteurs somme S et différence 4au carré du module du vecteur somme S. S o -S. (1) is-12 Pour une cible ponctuelle, si les bruits parasites sont nuls, l'opérateur brut d'écartométrie eo est égal à ' Si par contre, la cible est constituée par une pluralité N de points brillants Mi, avec i compris entre 1 et N, les vecteurs somme S et différence échantillonnés peuvent s'écrire: N S: Z ai e ji i (2) i= 1 N a:= t ai si e i (3) i:= Dans les relations (2) et (3), ai et Ai sont respectivement l'amplitude et la phase du signal. somme élémentaire correspondant au point brillant Mi etr i est l'angle de dépointage normalisé de chaque point brillant Mi par rapport à l'axe d'antenne. Les paramètres élémentaires a. et ( n'évoluent que tres lentement au cours du temps. Mais la phase élémentaire éi évolue -3 rapidement. Elle varie de 2TC lorsque la distance du point brillant Mi par rapport à l'antenne varie de X /2 o \ est la longueur d'onde du signal emis. La direction donnée par l'opérateur brut décartométrie E tel o que défini plus haut par la relation Go = 5 subit donc des fluctuations qui peuvent conduire à viser un point situé très à l'extérieur de l'envergure E de la cible. Ce phénomène appelé scintillation angulaire ou désigné par le terme anglosaxon "glint" est particulièrement gênant chaque fois que l'on veut guider sur une cible complexe un projectile tel qu'un missile. Il est par conséquent nécessaire de s'affranchir le plus possible de ce phénomène, donc de réduire le bruit dit de "scintillation". Il existe plusieurs procédés destinés à réduire ce bruit de scintillation. Nous n'en citerons que deux: - Le premier procédé consiste à isoler les signaux en pro- venance des différents points brillants de la cible en utilisant l'effet Doppler puisque leurs phases relatives évoluent au cours du temps. Lorsque c'est possible, on peut mesurer séparément la direction de chaque point par rapport à l'axe de l'antenne. Un tel procédé est décrit en particulier dans le brevet français FR-A-2 466 025 au nom de la demanderesse. Ce filtrage ainsi réalisé introduit un retard important dans la mesure de l'écartométrie angulaire. De plus la fréquence des différents signaux évoluant dans le temps, leur séparation est rendue difficile. - Un deuxième procédé est décrit dans le brevet français FR- A-2 396 311, également au nom de la demanderesse. Il est basé sur le principe que l'opérateur brut d'écartométrie Eo est "bon", c'est-a-. dire foumrnit une direction proche de celle du barycentre de la cible, lorsque le module du signal somme S est suffisamment élevé par rapport à sa valeur moyennelSl moy Ce procédé plus performant que le premier opérant par filtrage présente toutefois un temps de traitement important puis- qu'il faut attendre que le module[S[ du vecteur somme passe par un maximum relatif pour disposer d'une écartométrie de bonne qualité. Ces deux procédés illustrent l'inconvénient majeur des pro- cédés de l'art antérieur destinés à s'affranchir le plus possible du phénomène de scintillation angulaire, à savoir le retard qu'ils introduisent lors du calcul de l'opérateur d'écartométrie. La présente invention permet de remédier à cet inconvénient et a pour objet un procédé de traitement de bruit de scintillation angulaire d'une cible qui, utilisé dans un récepteur radar, permet d'obtenir sans retard supplémentaire la direction de la cible avec un bruit de scintillation réduit. Selon l'invention, on calcule une moyenne pondérée des opé- rateurs dérivés d'écartométrie, égaux respectivement aux rapports des dérivées du produit scalaire des vecteurs somme et différence et de la puissance reçue, opérateurs dérivés dont on peut montrer qu'ils sont chacun une moyenne pondérée des angles de dépointagei de chacun des points brillants de la cible. Selon l'invention, le procédé de traitement du bruit de scintil- lation angulaire dans un radar monopulse est caractérisé en ce qu'il comprend successivement les étapes de calcul suivantes, à partir des signaux somme S et différence 'qui sont élaborés par l'antenne et dont la phase varie en fonction du temps: - calcul des dérivées successives Q(k) d'ordre k depuis k = 0 jusqu'à k = N' (N'.> 2), du produit scalaire Q = S. @ des signaux somme S et différence zen fonction du temps, - calcul des dérivées successives P(k) d'ordre k en fonction du temps, depuis k = 0 jusqu'à k = N', de la puissance P = S l du signal reçu égale au carré du module du signal somme S - calcul des (N' + 1) opérateurs dérivés cd'écartométrie (k) Ek =p(--) pour k 0 jusqu'à k = N'; et - calcul de l'opérateur composé d'écartométrie Ctel que N' Dûk oA k Fk = _ N' k4 0 @k dans lequel les (N' + 1) coefficient de pondération ck' pour k = 0 à k = N', sont des coefficients caractérisant la qualite, par rapport à l'écartométrie du barycentre de la cible, des opérateurs dérivés cd'écartomé trie Ek qui leur correspondent. La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description détaillée faite ci-après avec référence aux figures ci- annexées qui représentent: - Fig. I un organigramme illustrant les étapes du procédé selon l'invention; - Figs. 2a à 2c, les courbes illustrant les variations au cours du temps de la puissance P du signal reçu, de l'opérateur brut d'écar- tométrie et du coefficient de "qualité" associé, respectivement; - - Figs. 3a à 3c, les courbes de variations temporelles du module de la dérivée d'ordre I de la puissance P, de l'opérateur dérivé cd'écartométrie et du coefficient de qualité associés; - Figs. 4a à 4c, les courbes de variations temporelles du mbdule de la dérivée d'ordre 2 de la puissance P, de l'opérateur dérivé d'écartométrie et du coefficient de qualité associés; - Fig. 5, les courbes de variations temporelles des opérateurs brut et composé d'écartométrie; - Fig. 6a, un mode de réalisation du récepteur radar mettant en oeuvre le procédé selon la figure I; et - Fig. 6b, un détail de réalisation du récepteur radar de la figure 6a. Le procédé de traitement selon l'invention étant un traitement numérique, on suppose que le radar mettant en oeuvre le traitement est équipé de circuits d'échantillonnage des signaux "somme" et "différence" délivrés par l'antenne et de circuits de traitement numérique. On rappelle que dans le cas d'une cible constituée de N points brillants Mi (i = I à N) les signaux somme S et différence s'écrivent: N S = ai e jqi (2) i1= 1 ai 81eq (3) i = 1 On peut déduire des expressions (2) et (3) la puissance P du signal reçu N P = 15 J a +2Z a 22ai a cos((qi -j) (4) _ i AI (k) = ai a.i [cos(-c qj)](k (6). i désigne la dérivée d'ordre k de cos (5) de Q en faisant) = I pour tout i. N P ( 6k,i (8) p(k) i = 1 (9) Si on appelle opérateur dérivék le rapport (k) Q(k) 1 6ki i k 41 21(k) p(k) N ki on peut constater que Ik est une moyenne pondérée des angles@) i k moen odré e nlsi auxquels sont affectés les coefficients'k,i de pondération. L'opérateur dérivé &k fournit une grandeur homogène à une écartométrie dont la "qualité", c'est-à-dire l'écart par rapport au barycentre de la cible, est d'autant meilleure que la valeur absolue du dénominateur p(k) est plus grande, c'est-à-dire que la dérivée d'ordre k de la puissance reçue est plus grande. Selon l'invention, l'opérateur d'écartométriee est pris égal à: N' 8 N' moyenne pondérée de. (N'+I) opérateurs dérivés ek' la pondération étant réalisée par des coefficients [k de "qualité" c'est-à-dire dépendant de la qualité de l'opérateur d'écartométrie dérivé 'k par rapport à l'écartométrie du barycentre de la cible. Cette qualité étant, comme on l'a mentionné, d'autant meil- leure que la valeur absolue du dénominateur p(k) de l'opérateur dérivé Ek est grande, on peut prendre de façon non limitative un coefficient de qualité fonction de IP(k). Ceci suggère de prendre par exemple le coefficient Ok de p(k) Ak P k qualité égal au rapport( k = (k) du module [p(k) If Akf Ak de la dérivée d'ordre k de la puissance P du signal reçu à cette même quantité Ak "filtrée", ceci afin de normaliser p(k) 1. La quantité "filtrée" Akf est par exemple égale à la valeur moyenne de Ak =| P (k sur l'intervalle de temps précédent. Des valeurs faibles (inférieures à un seuil choisi Pk de JP(k) conduisent à des erreurs telles sur ú k que la pondération ne suffit pas à les rejeter. Dans la pratique, à ces valeurs, on fera corres- pondre un coefficient de qualité nul: pour des valeurs de l p(k)[ inférieures ou égales à un seuil Pk correspondant à une fraction Ck de la valeur filtrée p(k)Jf (ou bien si (k est inférieur ou égal a k), on prendra le coefficient de qualité k égal à zéro. Les étapes de calcul ci-dessous constituent le procédé selon l'invention, tel qu'illustré par l'organigramme de la figure I: A partir des signaux somme S et différence. délivrés par l'antenne réception, on calcule successivement: - le produit scalaire Q = S.A des deux signaux S et et ses dérivées Q(k) successives d'ordre k de I à N' par rapport au temps; - la puissance P = IS 2 du signal reçu et ses dérivées P(k) successives d'ordre k de I à N' par rapport au temps; - les (N' + I) opérateurs dérivés d'écartométrie Q (k) k (k), rapport de la dérivée Q(k) à la dérivée p(k) du P produit scalaire Q et de la puissance P respectivement, ainsi que les coefficients de qualité associés aux opérateurs dérivésEk et v k aux déiés e calculés à partir de la derivee d'ordre k de la puissance P du signal reçu avec k compris entre 0 et N'; et -l'opérateur composé d;écartométrie N' k= 0 - kk N' 2k Les figures 2a à 2c, 3a à 3c, 4a à 4c et 5 ont été obtenues par une simulation numérique, dans laquelle la cible est supposée constituée de six points brillants (N=6) auxquels correspondent des amplitudes relatives des signaux réfléchis égales respectivement à dix, neuf, deux, deux, deux, deux et animée d'un mouvement par rapport à l'antenne radar. Elles représentent l'évolution au cours du temps de certaines grandeurs. La faible plage de temps considérée, à savoir lOOms, explique le caractère pseudo-périodique des phéno- menes. On suppose que le récepteur radar est équipé de circuits cdéchantillonnage des signaux somme et différence (ces circuits ne sont pas illustrés dans les figures) délivrés par l'antenne et de circuits de traitement numérique délivrant des signaux somme S et différence/kéchantillonnés et codés. Les figures 2a, 3a et 4a représentent les variations du module de la dérivée p(k) d'ordre k de la puissance P = 12 du signal reçu par l'antenne, pour k = 0, 1 et 2 respectivement (N' = 2). Les figures 2b, 3b et 4 b représentent les variations de l'otérateur dérivé k - Q(k) l'opérateur dé-rivé (k) désignant le produit scalaire pk) des signaux somme S et différence}), rapport de la dérivée d'ordre k du produit scalaire Q à la dérivée d'ordre k de la puissance P, pour k = 0, 1 et 2 respectivement. Sur ces figures a été également indiquée l'envergure E de la cible afin d'apprécier la mesure d'écartométrie fournie par les opérateurs dérivésk (k = O,1,2) par rapport à l'envergure E de la cible et au barycentre des points brillants affectés de leur ampli- tude. Il est à remarquer dans ces figures 2b, 3b, 4b que l'opérateur dérivé d'écartométrie calculé à certains instants sort de l'envergure E de la cible et fournirait par conséquent une information erronée. C'est en particulier le cas dans la figure 2b pour l'opérateur brut d'écartométrie (k = 0), utilisé par exemple dans le deuxième procédé de l'art antérieur (mentionné dans le préambule) o l'information d'écartométrie fournie par Eo ne serait prise en compte que lorsque la puissance p(k) du signal reçu dépasserait un certain seuil et at- teindrait un maximum relatif, c'est-à-dire dans le cas des figures 2a, 2b après un temps de mesure d'une quarantaine de millisecondes. Les figures 2c, 3c et 4c représentent les coefficients de qualité ?k (k = 0, 1 et 2 respectivement) utilisés, égaux ici à _Ip(k) 1 k-p(k) If La valeur filtréelp(k) f résulte du filtrage de la valeur moyenne de P (k) I dans un filtre du premier ordre de 50ms de constante de temps. La forme des courbes illustrant les variations de (3o, 3 1, (2 (Figs. 2c, 3c, 4c) est analogue à celle des variations de Pp(l), J p(2)1 La figure 5 représente à la fois la courbe de variation de l'opérateur brut d'écartométrieeo utilisée dans l'art antérieur et Il N' de l'opérateur composé d'écartométrie = N',en k=0 limitant le nombre cd'opérateurs dérivés &k à 3 (N' = 2) (k 0,1,2). L'échelle de la figure 5 est dilatée par rapport à celle des figures 2b, 3b, 4b. L'envergure E est également indiquée afin de comparer la qualité des opérateurs brut C o et composé E. On peut ainsi constater que les variations de l'opérateur composé d'écartométrie au cours du temps, sont entièrement comprises à l'intérieur de l'envergure E de la cible, ce qui n'est pas le cas de l'opérateur brut Go. Dans les figures 2a, 3a, 4a en effet les quantités P, 1P(l) IP(2)I ne sont jamais minimales en même temps. L'un au moins des opérateurs brut ou dérivés _o, ú1, E2 fournit donc une écartométrie de bonne qualité et la combinaison linéaire pohdérée Lest de bonne qualité sur toute la plage de temps obervée. L'opérateur composé d'écartométrie E peut être qualifié "d'instantané" à la différence de l'opérateur d'écartométrie filtré ou sélectionné de l'art antérieur figurant dans le préambule de la description. En effet, toute dérivée d'une fonction peut être cal- culée en un temps aussi petit que l'on veut. En pratique, les dérivées sont obtenues par des différences finies. Le temps de traitement ne dépend donc que de la période d'échantillonnage du signal et de l'ordre k de la dérivée. La présence d'un filtrage de | P(k){pour déterminer le coef- ficient de qualité @ k n'ôte rien à ce caractère instantané puisque t k n'est qu'un coefficient de pondération appliqué à 'k' Il est nécessaire que la cible soit poursuivie correctement par le radar; en particulier une bonne poursuite angulaire est nécessaire afin de rester dans la zone de linéarité des écartométries. La figure 6a représente un exemple non-limitatif de réali- sation d'une partie d'un récepteur radar de poursuite monopulse d'amplitude utilisant le procédé selon l'invention dans lequel l'opé- rateur composé d'écartornétrie C est obtenu, commre pour la figure , par la corhbinaison linéaire de trois opérateurs d'écartométrie brut et dérivés E,EJ1, 2 (k = O, 1, 2). Cette limitation à trois (N' = 2) du nombre d'opérateurs dérivés donne (voir Fig. 5) une mesure d'écartométrie E fiable, à la différence de l'opérateur deécartométrie brut o, mais est un exemple non limitatif destiné à simplifier la représentation du récepteur radar. Le nombre N' d'opérateurs est supérieur du égal à deux. L'antenne (non représentée) élabore de façon connue, à partir des signaux renvoyés par la cible, les signaux somme et différence qui sont, avant d'être traités de façon numérique par le récepteur radar de la figure 6a, échantillonnés puis codés dans des circuits non représentés qui délivrent des signaux somme S et différence È. Les sous-ensembles 1, 2, 3 calculent respectivement les opéra- teurs d'écartométrie dérivés o' E' 2 à partir des signaux somme S et différence] échantillonnés et codés. Les sous-ensembles 4, 5, 6 déterminent les coefficients de pondération, I ( 2 correspondant à la "qualité" de chacun des opérateurs d'écartometrie brut ou dérivés E'o, E1',2 respecti- vement. Le sous ensemble 7, enfin, calcule, à partir des operateurs brut et dérivés o', l' E 2 et des coefficients de qualité (o' e'!2' l'opérateur composé d'écartométrie égale à la somme linéaire des opérateurs brut et dérivésú, E 1' 2' pondérée par les coefficients de qualité (o, 1, 2 affectés à chaque opérateur. &s o0. E0+ (1. l + 32'e2 to + (:1 + 2 Le premier sous-ensemble 1 comprend un premier circuit de calcul 11 qui reçoit le signal somme S échantillonné et codé et calcule la puissance P du signal reçu égale au carréle 2 du module du signal S d'entrée. Le premier circuit de calcul peut comprendre un circuit redresseur en série avec un circuit multiplicateur (non 262.9922 représentés) recevant sur chacune de ses deux entrées le signal S redressé. Le sous-ensemble I comprend également un deuxième circuit de calcul 12 recevant sur deux entrées les signaux échantil- lonnés et codés somme S et différence et calcule le produit scalaire Q = S. de ces deux signaux. Les deux signaux P et Q délivrés par les premier et deuxième circuits de calcul 11 et 12 respectivement sont appliqués à l'entrée Q d'un circuit diviseur 13 calculant le rapport p ='o, opérateur cd'écartométrie dérivé dordre zéro ou opérateur brut d'écartométrie. Le deuxième sous-ensemble 2 comprend un premier et un deuxième différentiateurs 2i et 22 qui reçoivent respectivement les signaux P et Q de sortie des premier et deuxième circuits de calcul 11 et 12 et délivrent respectivement les signaux p(l) et Q(1) dérivées temporelles d'ordre 1 des signaux P et Q appliqués à leur entrée. Le sous-ensemble 2 comprend également un circuit diviseur 23 qui, alimenté par les signaux p(l) et Q(1) en sortie des circuits différentiateurs 21 et 22 respectivement, delivre l'opérateur dérivé d'écartornmétrieEl, d'ordre un. Les signaux p(l) et Q() alimentent également un troisième et un quatrième différentiateurs 31 et 32 respectivement constituant avec un circuit diviseur 33 le troisième sous-ensemble 3. Les troisième et quatrième différentiateurs 31 et 32 délivrent respec- (2) (2) tivement des signaux d'entrée p(2) et Q(2) correspondant à la dérivée, par rapport au temps, des signaux d'entrée p(l) et Q(1) donc à la dérivée seconde, par rapport au temps, des signaux puissance P et produit scalaire Q élaborés par les premier et deuxième circuits de calcul 11 et 12. Les signaux p(2) et Q(2) alimentent le circuit (2) diviseur 33 qui en calcule le rapport 2 = p) érateur dérivé 2 - (2) oeaerdrv d'écartornmétrie d'ordre deux. Pour un nombre supérieur d'opérateurs dérivés d'écartométrie (N' > 2), les opérateurs Ck sont calculés par des sous-ensembles constitués chacun de deux différentiateurs et d'un diviseur comme les sous-ensembles 2 et 3. Les sous-ensembles 4,5,6 déterminent les coefficients de qua- lité ek (k = O, 1, 2)servant à la pondération des opérateurs brut et dérivés d'écartométrie Ek. Lorsque l'on choisit, comme mentionné ci-dessus en référence avec la figure 1, les coefficients k égaux à zéro ou au rapport p (k) Ak O{k cpk); o Ak = 'P(k)lest le module de I P A la dérivée d'ordre k de la puissance P du signal reçu et I P (k)1 la valeur filtrée Akf de la quantité Ak P(k)lprécédente, les sous- ensembles 4, 5, 6 peuvent être réalisés de façon identique non- limitative, illustrée par la fig. 6b et décrite ultérieurement en référence à cette figure. (k) Le signal p(k) délivré par le premier circuit de calcul 11 (k = 0) pour le sous-ensemble 4 ou par le premier différentiateur 21 (k=l) pour le sous-ensemble 5, ou par le troisième différentiateur 31 (k = 2) pour le sous-ensemble 6 est redressé par le circuit 10. Le signal redressé Ak = P(k)lest appliqué à l'entrée du circuit de normalisation 20. Ce circuit 20 comprend par exemple un filtre 201 qui délivre à la première entrée dun circuit diviseur 202 un signal filtré IP(k)I,, la deuxième entrée de ce diviseur 202 recevant le signal de sortie Ainsi qu'on l'a mentionné plus haut dans la description, les faibles valeurs de p1(k) Iconduisent à des erreurs sur.Ek, erreurs que l'on peut supprimer en prenant le coefficient de qualité k corres- égal à zéro. La comparaison du rapport k = IP(k) f k Ip(k) au seuil Ck est réalisée par le circuit 30 qui délivre un signal k.- impulsionnel Y dont le niveau est égal à: - "o" si P(k) k. P(k) f Ceci peut être réalisé par exemple par un circuit multipli- cateur 301 et un circuit comparateur 302 formant le circuit de seuil 30. Le multiplicateur 301 reçoit le signal l P(k) If en sortie du filtre 201 du circuit de normalisation 20 et d'une mémoire exté- rieure non représentée un seuil et délivre le signal -. [ P(k) f à l'entrée du comparateur 302. La deuxième entrée du comparateur 302 reçoit le signal lP(k)j en sortie du circuit redresseur 10. Le signal impulsionnel Y en sortie du comparateur 302 et le k p(k)[ signal -C délivré par le diviseur 202 du circuit de k p(k)j f f normalisation 20, sont appliqués respectivement à chacune des deux entrées d'un circuit multiplicateur 40 dont la sortie ( k est égale au rapport OCk = l si ce rapport est supérieur à 0 et à zéro kp(k) k f si ce rapport est inférieur ou égal à Tk C'est cette valeur corrigée k qui est utilisée pour la pon- dération des opérateurs brut et dérivés d'écartométrie -k dans le sousensemble 7 de la figure 6a: -o (k = 0) pour le sous-ensemble 4,' 1 (k=l) pour le sous-ensemble 5, Q2 (k = 2) pour le sous- ensemble 6. Le dernier sous-ensemble 7 réalisant la combinaison pondérée des opérateurs ek comprend trois circuits multiplicateurs 71, 72, 73 recevant chacun un opérateur d'écartométrie dérivé, respectivement E'o cd'ordre zéro ou opérateur brut (en sortie du sous-ensemble 1),E1 d'ordre un (en sortie du sous-ensemble 2), 2 d'ordre deux (en sortie du sous-ensemble 3) et le coefficient de qualité associé, à savoir respectivement Do (en sortie du sous-ensemble 4), ( 1 (en sortie du sous-ensemble 5), t 2 (en sortie du sous-ensemble 6). Les multi- plicateurs 71, 72, 73 délivrent respectivement un signal o. Go, 1 Y1'2&2\ Le sous-ensemble 7 comprend également un premier et un second circuits additionneurs 74 et 75. Le premier circuit addition- neur 74 reçoit sur ses trois entrées chacun des signauxo.Eo, F1ú 2.2 en sortie des circuits multiplicateurs 71, 72, 73 respec- tivement et délivre un signal o.Eo + l.el- +2. ú.2. Le second circuit additionneur 75 reçoit sur ses trois entrées chacun des signaux (3, IY 2 en sortie des sous-ensembles 4,5,6 respec- tivement et délivre un signal 0 + 1+ (32 Le sous-ensemble 7 comprend enÄin un circuit diviseur 76 alimenté par les signaux de sortie respectifs des circuits addition- neurs 74 et 75 et délivrant l'opérateur d'écartométrie E composé, rapport des deux signaux d'entrée D=, tp + 1' '+ 2 (3+(1 + (2 ainsi qu'on l'a déjà mentionné plus haut, l'opérateur d'écar- tométrie ú ainsi obtenu peut être qualifié d'instantané, puisqu'il peut être obtenu après un temps qui dépend de la période d'échantil- lonnage et de l'ordre maximum (N' >, 2) des opérateurs d'écar- tométrie dérivés intervenant dans le calcul de l'opérateur com- posé E. L'opérateur composé & d'écartométrie obtenu de façon quasi instantanée avec le procédé selon l'invention présente.un bruit de scintillation réduit et une meilleure poursuite des cibles, du point de vue de la précision de la poursuite et du temps de la mesure. REVENDICATIONS 1. Procédé de traitement du bruit de scintillation angulaire dans un radar monopulse, caractérisé en ce qu'il comprend succes- sivement les étapes de calcul suivantes, à partir des signaux somme S et différence " qui sont élaborés par l'antenne et dont la phase varie en fonction du temps: - calcul des dérivées successives Q(k) dordre k, depuis k=0 jusqu'à k = N' (N'I. 2), du produit scalaire Q = S. des signaux somme S et différenceAen fonction du temps; - calcul des dérivées successives p(k) d'ordre k en fonction du temps, depuis k = 0 jusqu'à k = N', de la puissance P = 1s2 du signal reçu égale au carré du module du signal somme S; - calcul des (N' + 1) opérateurs dérivés d'écartométrie q(k)., k = p( -pour k = 0 jusqu'à k = N'; et - calcul de l'opérateur composé dcécartométrieCtel que N' E k' k.E- NI kZT= o k dans lequel les (N' + 1) coefficients de pondération:k' pour k = O à k = N', sont des coefficients fonction de la qualité des opérateurs dérivés d'écartormétrie Ek qui leur correspondent, par rapport à l'écartométrie du barycentre de la cible. 2. Procédé de traitement selon la revendication 1, caractérisé en ce que les coefficients de qualité ' k sont proportionnels au module Ak = I p(k) > de la dérivée par rapport au temps de la puissance P du signal reçu. 3. Procédé de traitement selon la revendication 2, caractérisé en ce que les coefficients de qualité k sont pris respectivement _ _ _ _k' k) égaux aux rapports OCk = - oP(k)f est une valeur filtrée de Ak. p(k) f 4. Procédé de traitement selon l'une quelconque des revendi- cations I à 3, caractérisé en ce que les coefficients de qualité k sont pris égaux à zero si Ak= P (k)l est inférieur ou égal à un seuil Pk positif. 5. Récepteur radar monopulse mettant en oeuvre le procédé de traitement selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, associé à une antenne monopulse qui reçoit les signaux renvoyés par la cible poursuivie et élabore des signaux somme et différence et des moyens d'échantillonnage et de codage qui délivrent des signaux codés somme S et différence A, caractérisé en ce qu'il comprend en outre: - des premiers moyens de calcul (11, 21, 31) des dérivées successives p(k) d'ordre k compris entre O et N' (N' > 2) de la puissance P =Is(2 du signal reçu, par rapport au temps; - des deuxièmes moyens de calcul (12, 22, 32) des dérivées successives Q(k) d'ordre k compris entre O et N', du produit scalaire Q = S. Ades signaux somme S et différence6par rapport au temps; des troisièmes moyens de calcul (13, 23, 33) de l'opérateur (k) dérivé décartométrie E' k = t- d'ordre k compris entre O et N' p(k) égal au rap2ort des dérivées temporelles d'ordre k du produit scalaire Q = S.4 et de la puissance P =ise 2 du signal reçu. - des quatrièmes moyens de calcul (4, 5, 6) du coefficient k associé à chaque opérateur dérivé d'écartométrie Ek d'ordre k entre O et N' et caractérisant la qualité de l'opérateur ek par rapport à l'écartométrie du barycentre de la cible; - des cinquièmes moyens de calcul (7) de l'opérateur composé d'écartométrie, égal à la combinaison linéaire des (N' + 1) opé- rateurs dérivés d'écartométrie Ek pondérés par les coefficients de qualité k associés. 6. Récepteur radar selon la revendication 5, caractérisé en ce que les premiers moyens de calcul comprennent: - un premier circuit de calcul (11) de la puissance ( = p jj '*échantil- p(O) P =l [2 du signal reçu, à partir du signal somme Séchantil- lonné et codé, en série avec - une pluralité N' de différentiateurs (21, 31) disposés en série, le différentiateur cd'ordre k calculant la dérivée temporelle du signal p (k-l) appliqué à son entrée. 7. Récepteur radar selon la revendication 5, caractérisé en ce que les deuxièmes moyens de calcul comprennent: - un premier circuit de calcul (12) du produit scalaire -.-* b -a -b. Q(O) = Q = S. A du signal somme S et du signal différence a échantillonnés et codés, en série avec - une pluralité N' de différentiateurs (22, 32) disposés en série, le différentiateur d'ordre k calculant la dérivée temporelle du signal Q(k-l) appliqué à son entrée. 8. Récepteur radar selon la revendication 5, caractérisé en ce que les troisièmes moyens de calcul comprennent une pluralité de (N' + 1) diviseurs, chaque diviseur d'ordre k compris entre O et N' recevant sur sa première entrée le signal p(k) délivré par les premiers moyens de calcul (11, 21, 31) et sur sa deuxième entrée le signal Q(k) délivré par les deuxièmes moyens de calcul (12, 22, 32) et calculant le rapport e k du deuxième signal d'entrée au premier signal d'entrée. 9. Récepteur radar selon la revendication 5, caractérisé en ce que les quatrièmes moyens de calcul comprennent une pluralité de (N' + I) circuits (4, 5, 6), chaque circuit d'ordre k compris entre'O et N' étant composé de: - un premier circuit (10) calculant le module Ak du signal p(k) délivré par les premiers moyens de calcul (11, 21, 31); - un circuit (20) de normalisation du module Ak du signal p(k); - un circuit à seuil (30) délivrant un signal impulsionnel (Y) dont le niveau est "O" pour les valeurs de Ak inférieures ou égales à un seuil positif (Pk) et "1" pour les valeurs de Ak supérieures audit seuil (Pk), et - un circuit multiplicateur 40 recevant le module Ak normalisé délivré par le circuit de normalisation (20) et le signal impulsionnel (Y) délivré par le circuit à seuil (30) et délivrant le coefficient de qualité (k). 10. Récepteur radar selon la revendication 5, caractérisé en ce que les cinquièmes moyens de calcul comprennent: - une pluralité de (N' + 1) circuits multiplicateurs (71, 72, 73) chaque circuit multiplicateur d'ordre k compris entre O et N', recevant sur la première entrée le coefficient de qualité (k) d'ordre k délivré par les quatrièmes moyens de calcul (4, 5, 6) et sur sa deuxième entrée l'opérateur dérivé d'écartométrie (Ek) d'ordre k délivré par les troisièmes moyens de calcul (13, 23, 33) et délivrant le produit ( úk k) des deux signaux appliques à ses entrées; - un premier circuit additionneur (74) à (N' + 1) entrées alimentées respectivement par les signaux ((k. 'k) de sortie des (N' + 1) circuits multiplicateurs (71, 72, 73) e délivrant un signal N' E k 6k.k somme algébrique des signaux d'entrée; - un deuxième circuit additionneur (75) à (N' + 1) entrées alimentées respectivement par les coefficients de qualité ( k) calculés par les quatrièmes moyens de calcul (4, 5, 6) et délivrant un N' signal t k' somme algébrique des signaux d'entrée; et - un circuit diviseur (76) recevant sur sa première entrée le signal de sortie (ky- k.*k) du premier circuit additionneur (74) et N' sur sa deuxième entrée le signal de sortie (k k) du deuxième circuit additionneur (75) et délivrant le signal composé décar- tomé trie E égal au rapport du premier signal d'entrée au second signal d'entrée.