FR 2625326 A1 19890630 FR 8407759 A 19840518 -1- PROCESSEUR DE SIGNAUX COHERENTS BRUITES ET APPLICATION AUX SYSTEMES RADAR DOPPLER. L'invention concerne un processeur de signaux permettant de détecter et de discriminer un signal cohérent superposé à des signaux de bruit parasites; mais elle concerne également l'appli- cation de ce processeur aux systèmes radar Doppler, et, notamment, aux systèmes radar Doppler aéroportés opérant avec des impulsions cohérentes. Les fondements des systèmes radar Doppler et les processeurs de signaux permettant la détection automatique des signaux radar sont largement décrits dans l'ouvrage de M.I. SKOLNIK" Radar Handbook" 1970 édité par Mc Graw-Hill. Les performances des systèmes radar aéroportés de l'état de la technique doivent être étendues pour satisfaire aux nouvelles exigences opérationnelles soulevées par l'accroîssement de vitesse et de manoeuvrabilité des hostiles, et par voie de conséquence des intercepteurs. D'une part, une portée de détection élevée est un besoin impératif puisqu'un temps de décision additionnel est nécessaire. Si la portée de détection radar est effectivement accrue, il s'ensuit que les signaux de retour du sol posent un problème à toutes les altitudes opéra- tionnelles de vol de l'intercepteur. D'autre part, le pilote de l'intercepteur n'est plus en mesure de discriminer, sur son indicateur radar, l'écho de l'hostile parmi les signaux parasites résiduels. Il en résulte que les moyens de détection automatique, des signaux échos des cibles mobiles ponctuelles, situés en amont de l'indicateur du pilote, doivent opérer avec un taux de fausse alarme extrêment faible. Les principales caractéristiques du système radar peuvent être spécifiées de façon simple: le faisceau d'antenne doit être suffisamment étroit pour assurer une résolution angulaire des objets ponctuels; la puissance moyenne d'émission doit être élevée et la température de bruit du récepteur faible, pour fournir une portée de détection importante en "espace libre", et enfin les circuits de traitement des signaux radar doivent posséder la capacité de discri- miner entre les signaux de retour de sol et les signaux échos des hostiles. Pour atteindre les objectifs précités, plusieurs types de sys- tèmes radar Doppler peuvent être envisagés, et ces divers types de radar sont généralement différenciés par la forme d'onde du signal d'émission: a) les radars à onde continue pure (CW), et, b) les multiples radar à impulsions cohérentes, parmi lesquels: les radars à haute fréquence de récurrence (HFR), à moyenne fréquence de récurrence (MFR) et à basse fréquence de récurrence (BFR). Parmi ces systèmes radar en impulsions on doit considérer les radars émettant de façon continue et ceux opérant avec des salves d'impulsions codées, soit en fréquence, soit en durée, ou encore en période de récurrence. Le choix de la forme d'onde du signal d'émission est fonction de la mission ou des missions spécifiques de l'aéronef porteur. Dans le cas de missions complexes, la forme d'onde du signal d'émission peut être modifiée au cours des diffé- rentes étapes de la mission, par exemple,: recherche des hostiles, poursuite continue ou discontinue des échos de l'hostile assigné, tir d'un missile autoguidé sur l'énergie réfléchie par l'hostile illuminé par le radar. On connait déjà des dispositifs de détection automatique permettant de discriminer un signal cohérent superposé à des signaux de bruits parasites. Dans ces dispositifs de l'art antérieur on - cherche à extraire le maximum de l'énergie du signal cohérent afin d'augmenter le rapport de l'énergie du signal à l'énergie du bruit ceci dans le but d'accroître la probabilité de détection pour une probabilité de fausse alarme donnée. Ces dispositifs de l'art anté- rieur comprennent, les éléments suivants, connectés en série: un filtre de prédétection constitué par un filtre passe-bande, dont lequel la largeur de bande est supérieure à la largeur spectrale du signal cohérent; un filtre de post-intégration, constitué par un filtre passe-bas, ayant une largeur de bande est sensiblement égale à l'inverse de la durée du signal, et, un détecteur à seuil, dans lequel le seuil est une grandeur représentative de la valeur moyenne des signaux de bruit. La largeur de bande du filtre de prédétection est généralement limitée par des considérations d'encombrement et de coût, et ainsi, il en résulte une perte de sensibilité de détection par rapport au filtre adapté optimal. Toutefois, cette perte de sensibi- lité est compensée, tout au moins partiellement, par le gain apporté par le filtre de post-intégration. Cependant certains signaux de 1o bruit, tels que les signaux de "clutter" sont partiellement corrélés et, surtout, ne sont pas stationnaires, leur niveau variant nota- blement d'une cellule de résolution à la suivante. Ces signaux de clutter sont à la source de nombreux signaux de fausse alarme; les signaux de fausse alarme crées par le bruit thermique du récepteur étant pratiquement négligeables. Les signaux de fausse alarme ayant pour origine les signaux de clutter, doivent être éliminés ultérieu- rement, par corrélation sur plusieurs balayage d'antenne, soit par l'utilisation d'une unité d'extraction puissante ou soit plus sim- plement par le pilote lui-même, avec pour conséquence une tâche complémentaire non compatible avec la conduite de l'intercepteur. Le but que vise l'invention est de fournir un processeur de signaux, notamment un processeur du type numérique, qui permet de réduire le taux de fausse alarme sans dégrader de façon exces- sive, la probabilité de détection qui résulterait de l'utilisation du filtre adapté optimal. Pour atteindre ce but, un processeur de signaux permettant de détecter avec un taux de fausse alarme faible, un signal cohérent de durée limitée, superposé à des signaux de bruit, comprend: des moyens de préintégration du signal cohérent comprenant au moins un filtre passe-bande pour lequel le produit de sa bande passante par la durée du signal cohérent est une grandeur notablement supérieure à l'unité; une première et une seconde voies de mesure ayant une entrée commune reliée au filtre passe-bande et des sorties respec- tivement connectées à un circuit de coincidence, et en ce que, la première voie de mesure délivre à l'une des entrées du circuit de coïncidence des premières données de mesure représentatives du rapport de l'amplitude des signaux filtrés au niveau moyen des signaux de bruit et la seconde voie de mesure délivre à l'autre entrée du circuit de coïncidence des secondes données de mesure représentatives de l'amplitude moyenne de la valeur absolue de la dérivée seconde de la phase des signaux filtrés, et le circuit de coïncidence fournit un signal de sortie, conditionnel que les pre- mières données de mesure aient un niveau supérieur à une première valeur de seuil et que les secondes données de mesure aient un niveau inférieur à une seconde valeur de seuil. Un autre objet de l'invention est l'application du processeur de signaux à un système radar Doppler, notamment un système radar aéroporté, dans lequel: le signal d'émission est une onde porteuse continue découpée dans le temps et ce processeur de signaux étant connecté à la sortie du convertisseur analogique numérique du récepteur, opère sur des données numériques. D'autres caractéristiques apparaîtront dans la description détaillée d'une forme de réalisation d'un processeur de signaux conforme à l'invention, faite en regard de dessins annexés; sur ces dessins; - la figure 1, à titre illustratif, montre la densité spectrale S (f) des signaux reçus par un système radar Doppler aéroporté. - la figure 2 est un diagramme que représente la densité spectrale des signaux à la sortie de l'amplificateur à fréquence intermédiaire (Fl) du récepteur radar. - la figure 3 est un diagramme, qui représente en coordonnées complexes, des échantillons successifs d'un signal bruité. -la figure 4 est un bloc diagramme fonctionnel qui montre une forme de réalisation du processeur de signaux. - la figure 5 est un bloc diagramme qui montre des détails de construction de la seconde voie de mesure du processeur de signaux. - la figure 6 est un bloc diagramme du processeur de signaux, dans lequel, les signaux d'entrée sont des données numériques. - la figure 7 est un bloc diagramme qui montre une forme de construction d'un filtre numérique. - la figure 8 est un bloc diagramme qui montre une forme de réalisation préférée d'un banc de filtres numériques. - la figure 9 est un bloc diagramme qui montre une forme de réalisation de l'intégrateur et du comparateur de niveau de la seconde voie de mesure. - la figure 10 est un diagramme qui illustre le taux d'incrémentation de l'intégrateur en fonction de la valeur absolue des différences secondes de la phase des signaux filtrés. - la figure 11 est un bloc diagramme du récepteur d'un système radar CW incluant le processeur de signaux. - la figure 12 représente la forme d'onde du signal d'émission d'un système radar ICW (onde continue interrompue). - la figure 13 à titre illustratif, montre le spectre de raies des signaux d'un système radar ICW. - la figure 14 est un bloc diagramme qui représente le récepteur d'un système radar ICW incluant le processeur de signaux. - la figure 15 est un bloc diagramme qui représente un processeur de données pour système radar. On décrira d'abord un processeur de signaux destiné à un système radar Doppler opérant avec une onde continue pure (CW), puis la description sera étendue aux systèmes radar opérant avec des impulsions cohérentes. Les systèmes radar CW sont plus généra- lement utilisés au sol, du fait de la difficulté d'installation de leurs aériens et de leurs performances de résolution limitées en présence de cibles groupées. Cependant, dans les radars pulsés, puisque les signaux, au niveau du récepteur, sont ramenés en onde continue, le traitement des signaux est très similaire à celui des radars à onde continue. Un radar à onde continue est caractérisé par le fonction- nement continu de l'émetteur à une fréquence porteuse Fo micro- onde monochromatique. Les signaux échos captés par l'antenne peuvent être classés par leur glissement de fréquence Doppler fD. Si la vitesse radiale relative entre un objet réfléchissant et la plate- c forme radar est une grandeur R, le glissement Doppler fD corres- pondant est donné par la formule générale suivante fD: 2R O dans laquelle, ?o est la longueur d'onde correspondant à la fréquence porteuse Fo d'émission. La figure 1 représente la densité spectrale S (f) des signaux radar captés par l'antenne radar d'un intercepteur I en vol horizontal au- dessus du terrain. Les différents signaux radar désirés sont ceux réfléchis par des hostiles, tels que les hostiles H1, H2 et H3, dont les vecteurs vitesses VT sont différemment orientés par rapport au vecteur vitesse V1 de l'intercepteur. Les signaux radar parasites sont ceux résultant de la "reverbération" du sol, des phénomènes de rétrodiffusion atmosphérique et ceux réfléchis par les "chaffs" éventuellement mis en oeuvre par l'adversaire. Il faut considérer deux régions distinctes du spectre des signaux: une première région, ou région de clutter, dans laquelle sont situés les divers signaux de clutter et les signaux échos des cibles en présentation par le secteur arrière, et, une seconde région, ou région claire, caractérisée par l'absence totale de signaux de clutter et la présence éventuelle de signaux échos des cibles en présentation par le secteur avant. Dans la région de clutter il faut distinguer les différents signaux de clutter: le signal de la "ligne d'altitude" lequel est centré en fréquence sur la fréquence d'émis- sion Fo, dans le cas d'une trajectoire horizontale de l'intercepteur; les signaux de clutter captés par le faisceau principal de l'antenne radar et les signaux de clutter d'un niveau moindre qui sont, captés par les lobes latéraux et les lobes diffus de l'antenne. Le niveau du signal d'altitude dépend de l'altitude de vol de l'intercepteur et de la nature du terrain et, en vol horizontal, il se superpose au signal de fuite de l'émetteur. Le glissement de fréquence Doppler Fd des signaux de clutter est donné par la relation suivante: Fd = 2Vicos A Ao 262S7326 dans laquelle l'angle 0 est l'angle entre la direction du vecteur vitesse de l'intercepteur et la direction de l'élément de sol consi- déré. Puisque l'ouverture du faisceau principal est finie, il se produit un étalement AFc du spectre des signaux de clutter captés par le lobe principal de l'antenne. Cet étalement AFc est donné par la relation suivante: F 2VI sin OA. Oo aFc t OIA O avec Qo l'ouverture angulaire nominale de l'antenne. Il est intéressant de noter que la largeur spectrale des signaux de clutter du lobe principal est indépendante de la fréquence porteuse Fo d'émission, pour une dimension donnée de l'antenne. Les signaux de clutter correspondant aux lobes diffus s'étendent entre les limites extremes. - 2 Vi/ o et 2 Vigo et leur niveau est de plusieurs ordres de grandeur inférieur à celui des signaux de clutter du lobe principal. Ansi, la détection de cibles, en présentation par leur secteur arrière demeure possible et la portée en distance est maximale pour les cibles en présentation par leur secteur avant, puisque la sensibilité de détection n'est limitée que par l'énergie du bruit thermique du récepteur. 2O La figure 2, sous une forme simplifiée, représente la densité spectrale des signaux à la sortie de l'amplificateur à fréquence intermédiaire (FI) du récepteur radar. Le signal d'altitude à fré- quence FI et les signaux de clutter du lobe principale ont été préalablement éliminés par filtrage dans le récepteur. De plus, les signaux du récepteur sont filtrés par un filtre à large bande dont le gabarit GFI (f) est représenté par des pointillés. La partie hachurée à faible niveau correspond au niveau du bruit thermique dont la puissance Pb est donnée par la relation: Pb = K Ts. BiF IF dans laquelle: K est la constante de Boltzmann, Ts la température du système et BFI la largeur de bande du filtre à fréquence intermédiaire. Un signal écho d'une cible ponctuelle est défini par sa durée 8A 2625326 Ti, donnée par la relation Ti QA dans laquelle WA est la vitesse angulaire de recherche de l'antenne radar. L'énergie Es du signal écho est donnée par la relation Es= KrPE. Ti dans laquelle PE est la puissance d'émission et Kr le facteur de pertes de transmission (2 voies). La sensibilité de détection du radar, dans la zone claire, est limitée par la grandeur R donnée par la relation: R Es avec Eo = KT oEO c Par ailleurs, il faut considérer les bruits multiplicatifs qui dégradent la cohérence du signal écho reçu d'une cible ponctuelle située dans le lobe principal de l'antenne. Ces bruits multiplicatifs ont pour sources les instabilités de phase du système radar, d'une part, et les fluctuations propres à la cible, d'autre part. Généra- lement, ces bruits sont à basse fréquence et ne produisent pas un étalement notable du spectre de la cible; ainsi, la largeur spectral de l'écho d'une cible est sensiblement égale à l'inverse de la durée d'illumination. Le problème qui se pose alors, est de détecter le signal de cible des signaux de bruit environnants; en effet, en présence de signaux de bruit, ce qui est toujours le cas, il faut considérer deux probabilités conditionnelles suivantes: a) la probabilité de détection Pd' c'est à dire d'annoncer la présence d'une cible si celle-ci existe effectivement. b) la probabilité de fausse alarme Pf, c'est à dire d'annoncer la présence d'une cible, si celle-ci n'a pas d'existence. Ce couple de probabilités Pd et Pf dépend du rapport de l'énergie du signal de cible à l'énergie des signaux parasites. Dans le cas d'un signal écho superposé à un bruit blanc gaussien, tel que le bruit thermique du récepteur, le couple de paramètres Pd et Pf peut être parfaitement établi pour toutes les valeurs du paramètre Ro. Dans le cas d'un bruit partiellement corrélé, ou non stationnaire, tel que le bruit de clutter, d'autres critères de détection du signal de cible doivent être retenus, et notamment, conformément à l'in- vention, le degré de cohérence de phase de ce signal de cible. La figure 3 est un diagramme qui représente, en coordonnées complexes, des échantillons successifs d'un signal cohérent bruité. Un échantillon de signal, à un instant tn, peut être représenté par un terme An. exp. j fn qui résulte de la composition vectorielle d'un signal cohérent, identifié par un vecteur en pointillés et d'un signal de bruit Bn. La différence de phase LSn entre cet échantillon de signal et l'échantillon précédent An_1 exp. j Ln-I est donnée par la relation suivante (1n =( n-1 - n L r- En l'absence de bruit, la grandeur fL 'n est constante et égale &:I à t n= 2-J.fs. (tn-1 - tn) o fs est la fréquence du signal cohérent et (tn1 - tn) = 4 T, correspondant à l'intervalle constant entre les observations succes- sives. En présence de bruit, la grandeur L fluctue d'une manière aléatoire d'un échantillon de signal au suivant, du fait de la distribution écratique des composantes de bruit Bn. Ainsi les diffé- rences secondes (' données par la relation suivante t in rl-in ont une valeur finie, non nulle. Sur cette figure 3 on a également représenté, les composantes orthogonales In et Qn des échantillons du signal bruité An. exp. jf et sous la forme d'un cercle pointillé, la valeur moyenne zèl des échantillons de bruit, considérée sur un nombre suffisamment grand d'échantillons. Le diamètre du cercle /b peut être parfaitement déterminé, si les signaux de bruit sont stationnaires, tels que les signaux de bruit thermique. Par contre, le diamètre du cercle tL ne peut-être qu'imparfaitement déterminé, si les signaux de bruit sont des signaux de clutter, puisque ceux-ci, par nature, ne sont pas stationnaires. En conclusion, la probabilité de détection Pd d'un signal écho de cible dans la région de clutter est limitée par le rapport de niveau du signal de cible au niveau des signaux de clutter, et la probabilité de fausse alarme Pf est conditionnée par le caractère non stationnaire des signaux de clutter. Toutefois, on voit sur ce diagramme que l'ambiguité associée à une alarme, c'est à dire à un signal ayant dépassé le niveau moyen P b des signaux de bruit Bn, peut-être levée, si la valeur moyenne, pendant la durée d'illumi- nation T. d'une cible, de la valeur absolue des données de mesure ci %G est inférieure à une valeur de seuil déterminée par le taux de fausse alarme tolérable. La figure 4, est un bloc diagramme fonctionnel qui nfiontre une forme de réalisation du processeur de signaux permettant de détec- ter et de discriminer, un signal cohérent de durée Ti, superposé à des signaux de bruit parasites. Les signaux d'entrée S (t) formés par un signal utile et des signaux de bruit sont fournis à l'entrée de moyens de préintégration 1 constitués par un nombre Q de filtres passe-bande contiguis centrés sur des fréquences différentes de manière à couvrir toute la plage d'incertitude sur la fréquence du signal utile. A ce stade de la description on considère uniquement un canal de détection comprenant le filtre passe-bande Fq de largeur de bande B. Le produit B. Ti de la largeur de bande B d'un filtre élémentaire par la durée Ti du signal cohérent est notablement supérieur à la valeur minimale B. Ti = 3. Dans ce mode de réalisation du processeur de signaux, on supposera que les filtres F1 - FQ sont du type analogique. Le filtre Fq, auquel correspond la fréquence du signal cohérent, délivre un signal filtré Sq (t). La sortie de ce filtre Fq est connectée à l'entrée commune de deux voies de mesure, et les sorties de ces deux voies de mesure sont connectées respectivement aux entrées d'un circuit de coïncidence 2. Ce circuit de coincidence fournit un signal de sortie Sq (t), ou signal d'alarme, lorsque conjointement, l'amplitude du signal filtré Sq (t), après post- intégration, dépasse une valeur de seuil Vd et, que le bruit de phase de ce signal est inférieur à une valeur de seuil '. La première voie de mesure sensible du niveau ou module A(t) du signal filtré Sq (T) comprend, connectés en série: un détecteur d'enveloppe 3, un post-intégrateur 4 adapté à la durée Ti du signal utile, et un circuit d'ébasage 5, dans lequel, la tension de seuil Vd est proportionnelle au niveau moyen des signaux de bruit. Le circuit d'ébasage fournit un signal de sortie Sq (t) lorsque le niveau du signal q de sortie du post-intégrateur dépasse la valeur de seuil Vd. La seconde voie de mesure, sensible à la phase, ou argument 9(t) du signal filtré Sq (t) comprend, connectés en série: un circuit 6 qui calcule la phase différentielle A?(t) du signal Sq (t) et Sq (t-_); I0 un circuit 7 qui calcule les déviations de phase successives /(t)=(2%(t) - L9(t-?.), un intégrateur 8 qui élabore la valeur moyenne de la valeur absolue des données de mesure Cj 1(t), et enfin, un comparateur de niveau 9, ayant deux états de sortie, qui fournit un signal de sortie S2 (t) lorsque le niveau de sortie de l'intégrateur 1. 1 q 8 est inférieur à une valeur de seuil Va déterminée en fonction de la probabilité de fausse alarme tolérable. Les canaux de détection 1 à Q doivent être caractérisés par les couples de probabilité de détection Pq et de probabilité de fausse alarme Pq. Pour un canal de détection donnée q, on doit considérer les probabilités respectives des première et seconde voies, on a alors les relations suivantes: Pd > d.I d.2 et Pq= Pql Pq2 et f f.1. f.2 dans lesquelles le couple Pq, Pq caractérise le canal de détection de rang q. et les couples Pd 1, q et pdq p q caractérisent de angq, t ls cupls d.l' lf.1 d.2 f.2 respectivement les premiere et seconde voies de mesure de ce canal de détection q. La figure 5 représente, à titre illustratif, un schéma électrique des circuits de la seconde voie de mesure. Le circuit 6 comprend un amplificateur limité 61 qui est connecté à un détecteur de phase 62, par une connection directe, d'une part, et par un élément de retard 63, d'autre part. Le circuit 7 comprend un circuit de soustraction constitué par un additionneur 71 incluant un circuit de boucle comportant un élément de retard 72 et un multiplicateur 73 par un facteur négatif KI inférieur à l'unité. Le temps de retard L des éléments de retard 63 et 73 et sensiblement égal à la constante de temps des filtres passe-band FI à FQ. Le circuit de post-intégration 8 comprend un élément diode 81 et un réseau RC passe-bas. Enfin le comparateur de niveau 9 est constitué par un amplificateur diffé- rentiel 91, dans lequel l'entrée de référence (2) est connectée à une source de tension de seuil V Si l'on se refère à nouveau à la figure 4, on voit, que les structures des deux voies de mesure sont différentes, il en résulte que leur temps de transit respectifs sont différents. Il est donc nécessaire d'égaliser ces temps de transit. Un des moyens permet- tait d'égaliser ces temps de transit consiste, dans la seconde voie de mesure, à utiliser un comparateur de niveau 9 du type à hytérésis. Dans le processeur de signaux qui vient d'être décrit, le processus de détection du ou des signaux utiles est effectué en parallèle, dans Q canaux. Les signaux de sortie Sx (t) des canaux, q peuvent être multiplexés sur une voie unique afin d'être visualisés sur un indicateur. Cependant, un tel processeur de signaux, devient extrêment complexe lorsque le nombre Q de canaux devient impor- tant. Aussi, dans ce qui suit on décrira un processeur de signaux réalisés suivant des techniques numériques, lesquelles possèdent la propriété complémentaire d'être exemptes de dérives des caracté- ristiques des éléments. Le figure 6 représente une forme de réalisation du processeur de signaux qui opère sur des échantillons discrets du signal d'entrée S (t) et, dans lequel le traitement des échantillons est réalisé selon une technique numérique. Les moyens de préintégration la, réalisés sous une forme numérique, reçoivent le signal d'entrée S (t) et délivrent pour chacun des filtres élémentaires, des échantillons Aqn du signal filtré sous la forme de ses deux composantes orthogonales Iqn et Qqn avec 2 2 2 A I2 + Q 2. La bande passante B de chacun des canaux q q,n qn q,n des moyens de préintégration la est telle que B.Ti = N>3 de façon que les signaux filtrés puissent être décrits par au moins N échantil- lIons indépendants. Les échantillons de sortie Aqn des moyens de préintégration sont appliqués cycliquement à l'entrée commune des deux voies de mesure. L'amplitude des échantillons Aq.n des signaux de sortie des moyens la et plus précisément les grandeurs des composantes Iqn et Qqn des échantillons sont codés numéri- quement, généralement avec un nombre élevé de bits, incluant un bit de signe. Dans la première voie de mesure, une opération préliminaire consiste à calculer la valeur Aq,n puis à comprimer la dynamique d'amplitude du signal dans le but de réduire ultérieu- rement le nombre des composants des circuits. Cette opération peut être réalisée, par exemple, en utilisant un convertisseur LIN/LOG 3a, tel que décrit, dans le brevet français n 2 503 897. Le signal de sortie A' q,n = Log. Aq,n du convertisseur LIN/LOG est appliquée à l'opérateur de post-intégration 4a; cet opérateur peut être cons- titué, par un accumulateur comportant des moyens de pondération. Enfin, le signal de sortie A" q,n de l'opérateur de post-intégration est ébasé par l'élément Sa, lequel fournit un signal de sortie S q,n lorsque la grandeur du signal A"q,n dépasse le niveau de seuil Vd. Les composantes Iqn et Qqn des signaux de sortie Aqn sont également appliquées à un opérateur 10 lequel calcule cycliquement la phase ycq,n des ces signaux de sortie, par exemple, selon la relation /Lqn = Arc tg Qqn/ Iqn Cet opérateur 10 peut être réalisé comme décrit dans le brevet français n 2 507 7783. Les signaux successifs Lq.n sont appliqués à un premier soustracteur 6a lequel effectue l'opération Lfq.n = ( Oq,n-l - fq. n). Les signaux successifs 4/q,n sont appliqués à un second soustracteur 7a, lequel effectue l'opération /q,n = (L '-, q,n-l - L 'q,n). Un intégrateur 8a réalise l'intégration de la valeur absolue des signaux fq,n. Le résultat c q.n de cette opération d'intégration est comparé à une valeur de seuil Vo' prédéterminée, dans un comparateur de niveau 2a. Lorsque ce résultat c' q,n est inférieur à la grandeur de seuil V le comparateur fournit un signal de sortie S2n à un niveau q haut. Inversement lorsque le résultat C q,n est supérieur à la grandeur de seuil Vco, le signal de sortie S n du comparateur est au 1 q,n 2 niveau bas. Lessignaux de sortie S' et Sq2 des premiere et q,n qn seconde voies de mesure sont appliqués respectivement aux entrées d'un opérateur de coYncidence 2a, lequel fournit un signal de sortie So (t). lorsque conjointement, le signal S 2 est au niveau haut et le q,n signal de sortie A"qn de l'opérateur 4a dépasse la grandeur de seuil Vd. La figure 7 est un bloc diagramme qui représente une forme de réalisation possible d'un filtre élémentaire Fq des moyens de préin- tégration la du processeur de signaux de la figure 6. Un filtre passe- bande analogique 200 symétrique par rapport à sa fréquence d'ac- cord FI+Fq et de largeur de bande B reçoit les signaux d'entrée S (t) à fréquence intermédiaire FI. Le signal de sortie Sq (t) de ce filtre Fq est démodulé en phase et en quadrature de phase dans les mélangeurs à fréquence intermédiaire 201 et 202, dont les entrées de référence sont connectées à un oscillateur local stable 203 de fréquence FI+Fq. Les signaux de sortie de ces mélangeurs cos Sq(t) et sin Sq(t) sont appliqués respectivement aux entrées de deux convertisseurs analogique-numérique (A/N) 204 et 205. Les entrées de commande de ces convertisseurs A/N recoivent un signal d'échan- tillonnage à une fréquence Fe sensiblement égale ou inférieure à la largeur de bande B du filtre Fq. Ces convertisseurs A/N fournissent les composantes codées Fq. A cette fréquence Fe d'échantillonnage, correspond la période d'échantillonnage Tc = Fe1. Si la fréquence du signal cohérent est f, en l'absence de filtrage, la phase du signal est donnée par la relation: SC)= 2-r .F.t+'o Entre les instants tn et tn+ 1, la variation de phase L { n est donnée par la relation: fn = 2T7r.f. (tn -tn+l)=2Tr.f. Tc = Cte et ceci indépendamment de la valeur des paramètres f, T et (FI + Fq) la fréquence d'accord du filtre. Enfin, les données numériques de sortie Iqn et Qqn peuvent être transmises sur une ligne unique par l'intermédiaire de l'opé- rateur 206, si, par exemple, le signal d'échantillonnage Fe est un signal diphasé. On pourra remarquer qu'il est possible d'échantillonner les signaux de sortie Cos Sq (t) et Sin Sq (t) des détecteurs cohérents 201 et 202 de chacun des filtres passe-bande F1 à FQ,puis de les multiplexer sur une ligne unique qui est connectée à l'entrée d'un unique convertisseur A/N, à condition que la fréquence du signal d'échantillonnage soit égale à F'e = 2 Q.Fe. On pourra noter que les paramètres qui limitent la sensibilité de détection sont: la grandeur relative Bn/An des signaux de bruit et du signal cohérent, et le facteur de corrélation des signaux de bruit. La grandeur /M b est généralement utilisée pour élaborer le seuil de détection Vd du dispositif de détection automatique. La figure 8 est un bloc diagramme qui représente une forme de réalisation préférée des moyens de préintégration la de la figure 6. Le signal d'entrée S (t) à fréquence intermédiaire est démodulé en quadrature de phase par deux mélangeurs 301 et 302 dans lesquels- les entrées de référence sont connectées à un oscillateur local 303 à fréquence intermédiaire (FI). Les signaux de sortie Sin. S (t) et Cos S (t) des mélangeurs sont appliquées respectivement aux entrées de deux convertisseurs analogique-numérique (A/N) 304 et 305, dans lesquels, les entrées de commande reçoivent des signaux d'échantil- lonnage à une fréquence F'e supérieure à la largeur spectrale du signal d'entrée S (t), c'est à dire à Q.B. Les signaux de sortie des convertisseurs A/N sont appliqués aux entrées de filtres numériques dont les fréquences centrales sont étagées de F1 à FQ, les largeurs de bande B de chacun des filtres étant préférentiellement identi- ques. Les sorties In,q et Qq,n des filtres sont multiplexées sur un bus de sortie. Ces filtres numériques peuvent être constitués par des filtres transversaux, ou, préférentiellement, être réalisés sous la forme d'un opérateur FFT (Transformée de Fourier Rapide). La figure 9 est un bloc diagramme fonctionnel qui montre une forme de réalisation de l'intégrateur Sa et du comparateur de niveau 9a. La valeur absolue des signaux rn est fournie à l'entrée d'un circuit logique 81 qui délivre des signaux d'incrémentation Ia - I à un compteur d'impulsions 82. Ce compteur d'impulsions est du type direct-inverse (U/D) à double verrouillage, et il est constitué par un nombre M de bascules numérotées de Qo0 à QM-1. De plus, ce compteur comprend une entrée de remise à zéro (RS). Le contenu C est donné par la relation suivante: M-I C = Qm2m MI =o dans lequel, Qm est l'état de la bascule de rang m et C est compris entre la valeur Cmin = O et Cmax. = (2M-1). Le contenu C du compteur est appliqué à deux décodeurs: un premier décodeur 91 fournit un signal de sortie pour C. Ca avec, par exemple, Ca = o et un second détecteur 92 fournit un signal de sortie lorsque C%>. Les signaux de sortie des décodeurs sont respectivement appliqués aux entrées d'une bascule R-S, 93, qui délivre sur sa sortie Qrs le signal S2 au niveau bas ou au niveau haut. n Le signal de sortie de la bascule R-S est appliqué en retour à l'entrée du circuit logique. La figure 10 est un diagramme qui représente l'incrémentation du compteur 82 en fonction de la valeur absolue du signal t -, avec degrés /s. Dans ce diagramme le signal Io de remise à zéro du compteur sera considéré ultérieurement Les incrémentations I du compteur en fonction de la variable d'entrée[C fn sont données par les relations suivantes: 1) ofS4 i Cn n=C + la 2) a Cn=C_1+lb 3) b Cn = Cn-+ Ic si Qrs =1 4) c C =n_ +Idsi Qrs = 1 Cn:n-1 5) d Cn=Cn-l dans lesquelles les paramètres a à e sont des valeurs de seuil. A titre illustratif pour M = 4, C maximal = 15 et = 13 la= 2, lb= 1, Ic=1 et Id=-2 Ic = -1 a=35 b= 70 c= 105 d = 315 et e= 360 De plus, on les relations complémentaires: 6) b Les relations 6 et 7 tiennent compte du fait qu'il est impro- bable que dans le cas d'un signal cohérent, dont le niveau est supérieur au seuil de détection Vd, les grandeurs consécutives puissent varier rapidement. Aussi, si la condition correspondant à la relation 6 apparaît, le circuit logique 81 délivre un signal de remise à zéro du compteur d'impulsion 82. La relation 5 tient compte de l'ambiguité de 2irsur les mesures de phase En des signaux. Les éléments 91, 92 et 93 du comparateur de niveau 9a réalisent un comparateur de niveau à hystérésis. Les grandeurs des paramètres Ca et aux caractéristiques des signaux de bruit. La figure 11 est un bloc diagramme qui représente un récep- teur pour système radar Doppler CW. Le signal de sortie du mélangeur microonde 100 est appliqué à un premier amplificateur 101 à fréquence intermédiaire (F1) à large bande passante. Un filtre passe-bande 102, représenté également sur la figure 2, permet de transférer tous les signaux FI compris entre - FI - 2 VI / o et Fl + 2 (V1 + VT)/?' o, avec VI la vitesse maximale de l'intercepteur et VT la vitesse maximale des hostiles. L'élément 103 comporte deux filtres de rejection: un premier filtre de rejection centré sur la fréquence FI, afin d'éliminer le signal de la ligne d'altitude, et un second filtre de rejection centré sur la fréquence (Fl + 2VI cos (), afin d'éliminer les signaux de clutter captés par le lobe principal de l'antenne radar. A la suite de ces opérations de filtrage, les signaux du récepteur sont amplifiés par un second amplificateur FI, 104, puis démodulés en quadrature de phase dans un détecteur cohérent 105 commandé par un oscillateur local 106 à fréquence FI. Les signaux bipolaires de sortie du détecteur cohérent 105 sont appliqués à un convertisseur analogiquenumérique (A/N), 106, lequel est commandé par un signal d'échantillonnage à une fréquence Fe au moins égale à la bande passante BFI du filtre passebande 102. Les signaux de sortie du convertisseur A/N sont appliqués à l'entrée du processeur de signaux 300. Le processeur de signaux comprend un banc de filtres Doppler 310 du type numérique comportant Q filtres correspondant aux Q cellules de résolution en vitesse du système radar, Les sorties du banc de filtres Doppler sont connectées respectivement aux entrées d'un multiplexeur de signaux 320, lequel délivre cycli- quement les échantillons Aq,n sous la forme de ses deux compo- santes Iq,n et Qq,n, o q est le numéro du filtre auquel correspond une vitesse radiale relative déterminée. La sortie du multiplexeur de signaux est connectée à deux voies de mesure: une première voie de mesure sensible à l'amplitude des signaux et une seconde voie de mesure sensible à la phase des signaux comme décrit précédemment. Le banc de filtres Doppler couvre la totalité de la bande-passante du filtre passe-bande 102; ainsi la largeur de bande B de chacun des filtres Doppler est égale à BFi/Q et le nombre N d'échantillons indépendants traités par l'élément 330 pour une durée d'illumination Ti des cibles est égal à Ti.B. Les signaux de sortie Sqn du processeur de signaux 300 sont fournis à un extracteur de "Plots" afin d'être visualisés sur l'indicateur radar. On décrira maintenant l'application du processeur de signaux à un système radar Doppler operant avec un signal d'émission inter- rompu (ICW). La figure I2 illustre la forme d'onde E (t' du signal d'émission. La période de répétition des impulsions de durée est égale à T = Fr 1, avec F au moins égal à la bande des fréquences îo r r r Doppler d'intérêt, et Tr/3, = P avec P le nombre de cellules distance numérotées de zéro à (P-l). La figure 13 représente le spectre des signaux de clutter à l'entrée du récepteur, lequel spectre est formé de raies, et chacurz des raies ayant un spectre similaire celui décrit à la figure 2. La figure 14 est un bloc diagramme du récepteur d'un système radar Doppler ICW. En amont du premier amplificateur FI, 101, est inséré un circuit d'inhibition 130 dont la fonction est de bloquer le récepteur durant les périodes d'émission. Un démultiplexeur 110 permet de commuter les signaux de sortie de l'amplificateur Fi sur (P-1) voies de filtrage et d'amplification. Chacune de ces voies d'amplification est similaire à celle décrite à la figure 11. Les signaux de sortie de ces (P-1) voies sont appliquées respectivement aux entrées d'un multiplexeur 120, contrôlé par un signal d'horloge à une fréquence P. Fr. Les signaux de sortie du multiplexeur 120 sont démodulés en phase et en quadrature de phase par les éléments 105 et 106, puis codés par le convertisseur A/N, 107. Les signaux-de sortie du convertisseur A/N. 107 sont fournis au processeur de signaux 300a. Ce processeur de signaux est similaire au processeur de signaux 300 décrit à la figure 11. La seule différence réside dans le nombre d'éléments du banc de filtres Doppler 310a, lequel comprend (P-1) Q filtres élémentaires, avec (P-1) le nombre de cellules distance du système radar. Pour un système radar typique opérant dans la bande X (10 GHz) du spectre électromagnétique, la période de récurrence Tr est de l'ordre de 125 KHz. Le nombre P de cellules distance se situe généralement entre 5 et 10. Si la largeur de bande de chacun des filtres du banc de filtres est de l'ordre de 500 Hz; il en résulte que le nombre de filtres élémentaires du banc de filtres Doppler est compris entre 2 000 et 4 500. Le temps Ti d'illumination de la cible est de l'ordre de 15 à 30ms, il s'ensuit que le nombre N d'échantillons indépendants Aqn par cellule distance-vitesse est de l'ordre de 8 à 16. La figure 15 est un bloc diagramme fonctionnel d'un proces- seur de signaux 200 destiné à un système radar Doppleren impul- sions dans lequel le nombre de cellules de résolution est égale à (P- 1). Q avec (P-1) le nombre de cellules distance et Q le nombre de cellules vitesse. Les signaux d'entrée Anpq du processeur sont appliqués comme décrit précédemment aux première et seconde voies de mesure. Les signaux de sortie A' = log Ap,q,n du conver- tisseur LIN-LOG, 3a, sont appliqués à deux opérateurs: un premier opérateur 301 qui calcule le niveau moyen. O du bruit thermique du récepteur et un second opérateur 302 qui calcule le niveau moyen b des signaux de bruit présents dans les cellules distance vitesse adjacentes à la cellule de résolution actuelle p,q. Le signal de sortie /b du second opérateur'302 est additionné à un facteur K1 et le signal résultant Vd est utilisé pour fournir la valeur de seuil au circuit d'ébasage 5a. L'opérateur de calcul du paramètre /"o0 ne retient, pour le calcul, que les données correspondantes aux cellules de vitesse situées dans la zone claire du spectre des signaux comme indiqué sur la figure I. On comprend maintenant plus clairement, que le processeur de signaux constitue un filtre partiellement désadapté, lequel au dépend d'une perte de sensibilité de détection faible par rapport au filtre adapté optimal, permet de réduire considérablement le taux de fausse alarme du système radar. En effet, seuls les signaux de sortie de la première voie de mesure, dont le niveau de cohérence mesuré par la seconde voie de mesure, sont transmis à la sortie du processeur. L'invention n'est pas limitée dans ses caractéristiques à la forme de réalisation particulière, décrite à titre illustratif en particulier les valeurs de principaux paramètres doivent être adap- tés aux caractéristiques spécifiques du système radar. L'invention s'applique également aux systèmes radar opérant avec des salves d'impulsions codées. REVENDICATIONS I. Processeur de signaux permettant de détecter et de discri- miner un signal cohérent de durée limitée, superposé à des signaux de bruit, caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens de préinté- gration (1) comportant au moins un filtre passe-bande (Fq) pour lequel le produit de sa bande passante (B) par la durée (Ti) du signal cohérent est notablement supérieur à l'unité; une première et une seconde voies de mesure ayant une entrée commune reliée au filtre passe-bande (Fq) et des sorties respectivement connectées aux entrées d'un circuit de coïncidence (2), et en ce que la première voie de mesure délivre un premier signal de mesure S1 (t) représentatif q du rapport de l'amplitude du signal de sortie du filtre passe-bande au niveau moyen des signaux de bruit, la seconde voie de mesure délivre un second signal de mesure S q(t)) représentatif de la q moyenne de la valeur absolue de la dérivée seconde de la phase ( ft) du signal de sortie du filtre passe-bande, et le circuit de coïncidence (2) délivre un signal d'alarme SQ (t), conditionnel que la grandeur du Q premier signal de mesure soit supérieure à une première valeur de seuil (Vd) et la grandeur du second signal de mesure soit inférieure à une seconde valeur de seuil (\b). 2. Processeur sleon la revendication 1, dans lequel le filtre passe-bande (Fq) est un filtre analogique (1), caractérisé en ce que la première voie de mesure comprend, connectés en série: un dé- tecteur d'enveloppe (3), un filtre de post-intégration (4) et un circuit d'ébasage (5) dans lequel la tension de seuil (Vd) est représentative du niveau moyen des signaux de bruit, et la seconde voie de mesure comprend, connectés en série: un premier (6) et un second (7) circuits qui élaborent successivement les différences premières ( de signal et à l'entrée de commande du circuit de coïncidence (2). 3. Processeur selon la revendication 2, dans lequel le premier circuit (6) qui élabore les différences premières de la phase des signaux filtrés comprend, connectés en série; un amplificateur limité (61), un circuit de retard (63) et un détecteur de phase (62) dont l'entrée de référence est connectée à la sortie de cet ampli- ficateur limité (61). 4. Processeur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le comparateur de niveau (9) de la seconde voie de mesure est un comparateur à hystérésis. 5. Processeur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le détecteur d'enveloppe (3) de la premiere voie de mesure est un détecteur logarithmique et la tension de seuil du circuit d'ébasage (5) est proportionnelle au logarithme du niveau moyen des signaux de bruit. 6. Processeur selon la revendication I dans lequel le filtre passe-bande (Fq) est un filtre numérique, lequel fournit les deux composantes orthogonales (In et Qn) des signaux filtrés (Aq,n), caractérisé en ce que la premiere voie de mesure comprend, con- nectés en série: un circuit de calcul (3a) qui élabore le module (A'q,n) des signaux filtrés (Aq,n), un intégrateur numérique (4a) et un circuit d'ébasage (Sa) dans lequel la tension de seuil (Vd) est représentative du niveau moyen des signaux de bruit, et la seconde voie de mesure comprend, connectés en série: un circuit de calcul (10) de la phase des signaux filtrés, un premier (6a) et un second (7a) soustracteurs numériques qui élaborent les différences premieres et secondes de la phase des signaux filtrés (Aq,n); un intégrateur numérique (8a) et un comparateur de niveau numérique (9a) dans lequel la grandeur de la tension de seuil (Vo() est déterminée par la probabilité de fausse alarme (Pf) tolérable, et en ce que le circuit de coincidence (2a) est un circuit numérique ayant ses entrées respec- tivement connectées au circuit d'ébasage (5a) et au comparateur de niveau (9a). 7. Processeur selon la revendication 6, caractérisé en ce que le comparateur de niveau (9a) de la première voie de mesure est un comparateur à hystérésis. 8. Processeur selon la revendication 6, caractérisé en ce que le circuit de calcul (3a), qui élabore le module des signaux filtrés fournit le logarithme du module des signaux filtrés. 9. Processeur selon la revendication 6, caractérisé en ce que l'intégrateur numérique 8a de la seconde voie de mesure comprend, un circuit logique (81) qui est connecté à des entrées d'incré- mentation et de remise à zéro d'un compteur d'impulsions (82) du type direct-inverse à double verrouillage, et en ce que le circuit logique (81) est connecté à la sortie de comparateur de niveau (9a) et comporte des entrées connectées à une pluralité de tension de seuil (a-e). 10. Processeur selon la revendication 1 caractérisé en ce que i5 les moyens de préintégration du signal cohérent comportant une pluralité de filtres passe-bande contigus et un multiplexeur (320) ayant ses entrées respectivement connectées aux sorties des filtres passe-bande et sa sortie connectée aux première et seconde voie de mesure. 11. Système radar Doppler permettant de visualiser les échos des cibles mobiles ponctuelles dans lequel le récepteur comporte un convertisseur A/N qui délivre les signaux radar, captés par l'an- tenne, sous une forme numérique à un processeur de signaux, caractérisé en ce que ce processeur de signaux (300) comprend: un banc de filtres Doppler (310) dans lequel la largeur de bande (B) de chacun des filtres est notablement supérieure à l'inverse de la durée (Ti) des échos de cibles, un multiplexeur de signaux (320) ayant ses entrées respectivement connectées aux sorties du banc de filtres Doppler, et, connectées aux sorties de ce multiplexeur de signaux, une première et une seconde voies de mesures connectées respecti- vement aux entrées d'un circuit de coincidence 2a; la première voie de mesure étant sensible au rapport de l'amplitude du signal filtré au niveau moyen des signaux de bruit, et la seconde voie de mesure étant sensible & la valeur absolue de la dérivée seconde de la phase du signal filtré. 12. Système radar selon la revendication 11 dans lequel l'onde porteuse émise est découpée en impulsions avec un facteur de forme I/P, caractérisée en ce que le banc de filtres Doppler comporte un nombre (P-l) Q de filtres, avec Q le nombre de canaux vitesse du sytème radar.