FR 2629293 A1 19890929 FR 8803938 A 19880325 DESCRIPTION Annuleur d'écho pour signal d'écho à phase variable*. La présente invention concerne un annuleur d'écho pour signal d'écho à phase variable connecté entre deux voies unidirectionnelles émission et réception reliées au moyen d'un circuit de couplage à une voie bidirectionnelle, cet annuleur d'écho comprenant un filtre adaptatif coopérant avec un organe de déphasage pour former une réplique du signal d'écho, un or- gane de soustraction inséré dans la voie réception pour four- nir un signal de différence entre le signal d'écho et sa ré- plique. Les annuleurs d'écho trouvent d'importantes appli- cations. Un annuleur d'écho peut être utilisé dans un équipe- ment émetteur-récepteur par exemple un modem dont les voies unidirectionnelles émission et réception, formant ensemble un circuit quatre fils, sont souvent couplées par un circuit de couplage, appelé jonction hybride, de façon que l'équipement ait avec l'extérieur un accès deux fils. On sait que lorsqu'on établit une liaison entre deux équipements émetteur-récepteur par leurs accès deux fils, il peut se produire qu'une fraction du signal émis par la voie émission du même équipement, par suite d'imperfections des jonctions hybrides ou par suite de réflexions de signaux-dans la liaison retourne intempestive- ment dans la voie réception de l'équipement. Un annuleur d'écho a pour but d'annuler automatiquement ce signal intem- pestif ou signal d'écho qui apparait dans la voie réception. L'avantage de cette opération d'annulation d'écho est de per- mettre une transmission simultanée entre deux équipements émetteur-récepteur reliés par leurs accès deux fils. Ces équi- pements émetteur-récepteur (modems) sont utilisés pour la transmission de données. Un signal d'écho à phase variable résulte par exem- ple d'une dérive de fréquence qui peut se produire, lorsque dans la liaison entre deux équipements émetteur-récepteur, est incluse une section dans laquelle la transmission est effec- tuée par deux systèmes à courants porteurs travaillant respec- tivement pour les deux sens de transmission. Si les fréquences utilisées pour la modulation et la démodulation dans chaque système à courants porteurs ne sont par rigoureusement les mê- mes, un signal émis par la voie émission d'un équipement émet- teur-récepteur peut produire dans la voie réception de cet équipement un signal d'écho qui, ayant transité par les systè- mes à courants porteurs, a une fréquence différente de celle du signal émis et donc une phase variable dans le temps. Un annuleur d'écho pour annuler un signal d'écho à phase variable est décrit dans le brevet français 2 479 617 au nom de la demanderesse. Bien que donnant satisfaction jusqu'à présent, il s'est avéré que cet annuleur d'écho devait être amélioré en ce qui concerne notamment la précision du rattra- page de déphasage et son efficacité sur des échos de faible niveau. Ainsi, un tel annuleur amélioré satisfait les nouvel- les exigences de mise en relation rapide que l'on impose dé- sormais aux ensembles de transmission de données. La présente invention a pour but de fournir un.an- nuleur d'écho du genre décrit ci-dessus présentant des perfor- mances supérieures aux annuleurs connus. Selon une première caractéristique de l'invention, un annuleur d'écho est remarquable en ce qu'il est pourvu d'un circuit suppresseur de composante continue du signal de diffé- rence qui est destiné à fournir une grandeur de réglage en di- rection du filtre adaptatif et de l'organe de déphasage. Cette première caractéristique apporte non seule- ment l'avantage de rendre plus performant l'annuleur d'écho, mais encore de faciliter, par la grandeur de réglage ainsi ob- tenue, la rapidité de convergence d'un annuleur d'écho linéai- re, les annuleurs d'écho linéaires étant souvent adjoints aux annuleurs d'écho pour signal d'écho à phase variable. Selon une deuxième caractéristique de l'invention, un annuleur d'écho pour signal d'écho à phase variable dans lequel l'organe d'estimation de phase élabore à l'instant t+1 une valeur de phase 0(t+1) à partir d'une valeur antérieure i(t) et d'un écart de phase AO(t) est remarquable en ce que l'organe de phase comporte un dispositif d'intégration pour effectuer une intégration de la phase As(t). Par ces deux caractéristiques, l'annuleur d'écho pour signal d'écho à phase variable présente de bonnes perfor- mances pour annuler rapidement, dès sa mise en route, l'écho à phase variable en respectant les procédures de l'Avis V32 du C.C.I.T.T. La description suivante accompagnée des dessins ci-annexés, le tout donné à titre d'exemple non limitatif, fe- ra bien comprendre comment l'invention peut être réalisée. La figure 1 est un schéma d'un système de transmis- sion produisant un signal d'écho à phase variable. La figure 2 est le schéma d'un annuleur d'écho pour signal d'écho à phase variable, combiné avec un annuleur d'écho pour signal d'écho à phase fixe conformément l'inven- tion. La figure 3 montre, en a, une première répartition dans le plan complexe des données traitées par l'annuleur d'écho de l'invention et en b, une autre répartition possible. La figure 4 montre le détail d'un multiplicateur pour nombres complexes utilisé dans l'annuleur de l'invention. La figure 5 montre le détail de l'organe de calcul des coefficients de l'annuleur d'écho à phase fixe. La figure 6 montre le détail de l'organe de calcul des coefficients de l'annuleur d'écho à phase variable. La figure 7 montre le détail de réalisation de l'organe d'estimation de phase. La figure 8 montre en fonction du temps les change- ments des valeurs de gain de l'organe d'estimation de phase. La figure 9 montre l'évolution de l'écart de phase et de sa valeur intégrée. La figure 1 montre à titre d'exemple le schéma de principe d'un système de transmission de données pouvant don- ner lieu à un signal d'écho à phase variable. Un modem 1 com- porte une voie émission 2 munie d'un modulateur 3 recevant des données provenant d'un terminal non représenté et une voie ré- ception 4 munie d'un récepteur 5 fournissant des données à ce terminal. La sortie du modulateur 3 et l'entrée du récepteur 5 sont-couplées par'l'intermédiaire d'une jonction hybride 6,. (ou circuit de couplage) à un accès deux fils du modem repré- senté par la borne 7. Un modem distant 8 comporte les mêmes éléments non représentés et est muni également d'un accès deux fils représenté par la borne 9. Lorsque une liaison est éta- blie entre ces deux modems 1 et 8, une fraction du signal émis par la voie émission 2 peut apparaître dans la voie réception. 4 du modem 1 par suite d'imperfections de la jonction hybride 6 et/ou de réflexions de signaux dans la liaison; ce signal intempestif appelé signal d'écho a la même fréquence que le signal émis quand la liaison entre les deux modems est entiè- rement réalisée par une ligne de transmission à deux fils. Dans ce cas, ce signal d'écho a une phase invariable et est appelé signal d'écho linéaire. Mais souvent, lorsque la dis- tance entre les modems est importante, on trouve sur la liai- son une section de transmission à quatre fils par des systèmes à courants porteurs. Comme l'indique la figure, cette section comporte à ses extrémités deux jonctions hybrides 10 et 11 pour passer de deux fils en quatre fils. Aux extrémités du trajet dans un sens de transmission, on trouve un modulateur M1 et un démodulateur D1 utilisant les fréquences de modula- tion f1 et f'1. Aux extrémités du trajet dans l'autre sens de transmission, on trouve le modulateur M2 et le démodulateur D2 utilisant les fréquenes de modulation f2 et f'2. Lorsque le modulateur 3 du modem 1 émet, il peut se produire dans sa voie réception 4, un signal d'écho provenant d'imperfections de la jonction hybride 11 et ayant transité dans un sens par le sys- tème à courants porteurs M1, D1 et dans l'autre sens par le système à courants porteurs M2, D2. Si les fréquences fi, f'l et f2, f'2 sont telles que (f'1-f1) + (f'2-f2) = 0, le signal d'écho a la même fréquence que celle du signal émis par le mo- dulateur 3 on a affaire à un signal d'écho linéaire à phase invariable ou fixe. Si par contre les fréquences fl, f'1 et f2, f'2 sont telles que (f'1-f1) + (f'2-fz) * O, le signal d'écho est affecté d'une dérive de fréquence, de quelques Hz par exemple, et sa phase est variable dans le temps. L'annu- leur d'écho de l'invention est un dispositif à inclure dans le modem 1 pour annuler un tel signal à phase variable se produi- sant dans la voie réception 4. On suppose par la suite que dans cette voie réception 4 un signal d'écho linéaire est équivalent à un signal à phase variable, de phase constante égale à zéro. A la figure 2, on a représenté un annuleur d'écho conforme à l'invention. Cet annuleur d'écho va être décrit dans le cadre de la recommandation de l'Avis V32 du CCITT. Cet annuleur d'écho est connecté entre la voie émission 2 et la voie réception 4 d'un modem 1. Aux bornes 54 et 55 les données se présentent sous forme complexe et sous forme numérique. A la borne 54 se trouve la partie réelle Re de la donnée tandis qu'à la borne 55 se trouve la partie imaginaire Im. La figure 3 montre comment les données sont disposées dans le plan com- plexe. Sur la figure 3, en a, 16 points A1... A16 sont dispo- sés. Chacun de ces points est défini par une composante réelle Re et une composante imaginaire Im. Ces composantes sont rap- pelées pour les points A1, A2,... A5 dans le Tableau I ci-des- sous. En outre, à chacun des points est affecté un mot binaire qui-est aussi donné dans ce Tableau I. Ce mot binaire comporte des éléments binaires qui doivent être transmis. En b, sur la figure 3, est représentée une autre répartition o sont dispo-- sés 32 points B1i... B32. Le Tableau II ci-dessous est relatif aux cinq premiers points à ce dernier ensemble. TABLEAU I Composantes Points Mot binaire associé Re Im A1 - 3 3 1 01 1 A2 -1 3 1 0 0 1 A3 +1 3 1 1 1 0 A4 +3 3 1 1 1 1 A5 -3 1 1 0 1 0 TABLEAU II Composantes Points Mot binaire associé Re Im B1 _ 1 4 1 1 1 1 1 B2 +1 4 1 1 0 0 0 B3 - 2 3 0 1 0 0 0 B4 0 3 0 0 1 0 1 B5 +2 3 0 1 0 1 0 Les amplitudes de ces composantes Re et Im codées sous forme numérique sont appliquées à une première entrée d'opérance EA d'un multiplicateur de signaux complexes 58. La deuxième entrée d'opérande EB reçoit un signal de porteuse P qui s'écrit: P = Po exp(jwct) P = Po cos wct + jP0 sinwct o P0 représente l'amplitude wc, la fréquence angulaire de cette porteuse (par exemple 2U.1800 rd/s) t le temps et j est tel que j2 = -1. A la sortie SR du modulateur 58 apparaissent la partie réelle DR(n) et la partie imaginaire DI(n) des données à émettre. La sortie SR du multiplicateur 58 est connectée à l'entrée de l'annuleur d'écho 50. Avant d'être émises les don- nées DR(n) et DI(n) sont filtrées respectivement par deux fil- tres numériques passe-bas 60 et 62, le filtre 60 étant affecté à la composante réelle du nombre à la sortie SR et le filtre 62 à sa composante imaginaire. Un additionneur 64 effectue la somme des nombres fournis par les filtres 60 et 62. Un convertisseur numérique- analogique 66 élabore le signal effectivement transmis à la borne 7 via le circuit de couplage 6. Le circuit de couplage 6 est connecté aussi à la voie réception 4. Un. circuit d'échan- tillonnage-blocage 70 fournit des échantillons analogiques du signal reçu provenant du circuit de couplage 6. Chacun des échantillons passe par un organe de soustraction pour signaux analogiques 72 pour être débarrassé de l'écho reconstitué par l'annuleur 50. Un filtre passe-bas 73 élimine les discontinui- tés du signal échantillonné qui apparaît à la sortie de l'or- gane 72. Le signal el(n) à la sortie de l'organe 73 est utili- sé pour la restitution des données transmises dont la partie réelle apparaît à la borne 74 et la partie imaginaire à la borne 75. Pour cela, le signal el(n) est d'abord appliqué à un amplificateur à gain variable 77; puis le signal de sortie de l'amplificateur 77 est converti en signal numérique au moyen d'un convertisseur analogique-numérique 78. Ce signal numéri- que issu du convertisseur 78 est appliqué, d'une part, à la commande de gain de l'amplificateur 77 et d'autre part, à l'entrée d'un transformateur d'Hilbert 79 qui élabore ainsi la composante imaginaire de ce signal numérique. Ainsi un démodu- lateur 80 recevant cette composante imaginaire et la composan- te réelle provenant du convertisseur 78 fournit les données aux bornes 74 et 75 en fonction d'un signal de porteuse. Ce démodulateur 80 se présentant sous la forme d'un' multiplica- teur de nombres complexes effectue l'opération inverse de cel- le du multiplicateur 58 en multipliant par le signal Po exp(jwc) les composantes réelle et imaginaire citées en dernier lieu selon les règles de la multiplication complexe. Pour régler l'annuleur d'écho 50, on dérive un si- gnal e2(n) du signal el(n) et on le transforme en signal numé- rique e3(n) au moyen d'un convertisseur analogique-numérique 82. On notera que les convertisseurs 78 et 82 fonction- nent respectivement au rythme des données reçues et des don- nées émises. L'annuleur d'écho 50, dans cet exemple de réalisa- tion décrit, est formé de deux parties 90 et 92. La partie 90 annule l'écho à phase fixe, c'est-à-dire celui qui ne présente pas de phase variable et qui est dû à la jonction hybride 10 (figure 1) et la partie 92 annule l'écho présentant une phase variable et dû à la jonction hybride 11 située plus loin.. La partie 90 est formée d'un filtre transversal tandis que la partie 92 comporte, outre une partie transversa- le, un circuit déphaseur 95 constitué par un multiplicateur de nombres complexes. Les filtres transversaux des parties 90 et 92 utilisent la même ligne à retard 100 dont le rôle est de stocker un certain nombre de données successives fournies à la sortie SR du modulateur 58 et apparaissant en des périodes de temps T. Comme l'écho à annuler par la partie 90 est dû à un obstacle proche, le temps de stockage sera bien moins élevé que celui utilisé pour la partie 92. Autour de cette ligne à retard 100 la partie 90 comporte un premier banc de pondéra- tion 150 qui multiplie différentes données représentées par leur partie réelle DR(n), DR(n-1),... DR(n-nF) et leur partie imaginaire DI(n), DI(n1),... DI(n-nF), par une première série de coefficients a-O, a-1,... a-nf élaborés par un premier or- gane de calcul 152. Un premier organe d'addition 155 addition- ne tous les résultats fournis par le banc 150 pour fournir à sa sortie une réplique de l'écho à phase fixe estimé. De la même manière la partie 92 comporte un deuxiè- me banc de pondération 160 qui multiplie différentes données représentées par leur partie réelle DR(n-K), DR(n-K-1),... DR(n-K-nV) et leur partie imaginaire DI(n-K), DI(n-K-1),... DI(n-K-nV), par une deuxième série de coefficients c-O, c-1,... c-nv élaborés par un deuxième organe de calcul 162. Un deuxième organe d'addition 165 additionne les résultats four- nis par le banc 160 pour les fournir au circuit déphaseur 95. Un additionneur 200 additionne les répliques d'écho fixe et variable apparaissant aux sorties du premier organe d'addition 155 contenu dans la partie 90 et du circuit déphaseur 95 con- tenu dans la partie 92. Ces répliques additionnées par l'addi- tionneur 200 sont converties par le convertisseur 74 pour sup- primer les signaux d'écho à phase variable et à phase fixe. Pour déterminer le décalage de phase à apporter au signal de sortie du deuxième organe d'addition 165, on a prévu un cir- cuit d'estimation de déphasage 220 qui est formé d'un organe d'estimation de phase 222 et d'un organe de transcodage 224 qui fournit, à partir de l'angle de phase 0(n) élaboré par l'organe 222 les grandeurs cost(n) et sine(n) nécessaires pour le fonctionnement du circuit déphaseur 95. Pour améliorer le fonctionnement d'un tel annuleur d'écho, l'invention préconise des mesures. Une première mesure consiste à prévoir un circuit suppresseur de composante continue 300 du signal e2(n). Une deuxième mesure consiste, pour l'organe d'esti- mation de phase 222 du type opérant sur des écarts de phase a0(n), à prévoir un dispositif d'intégration 310 de ces écarts de phase. Une troisième mesure consiste à prévoir un circuit de commande automatique de gain formé d'un amplificateur à gain variable 320 qui est placé entre l'entrée du convertis- seur analogique-numérique 82 et la sortie du filtre 73 et dont le gain dépend généralement du signal de différence et plus particulièrement du signal e3(n). Il convient de bien noter que la demanderesse s'est rendue compte que ces mesures initialement prévues pour la partie 92 profitaient également à la partie 90 de sorte que l'invention fournit un annuleur d'écho particulièrement effi- cace rapidement, tant pour le signal d'écho à phase fixe que pour le signal d'écho à phase variable. Le signal d'erreur utilisé pour les parties 90 et 92 est le signal e3(n) présent à la sortie du circuit suppresseur de composante continue 300 opérant de préférence sur des signaux numériques fournis par le convertisseur 82. Ce signal est appliqué aux entrées de si- gnal d'erreur 330 et 332 des parties 90 et 92. On décrit maintenant plus en détail l'annuleur d'écho conforme à l'invention et montré à la figure 2. Tout d'abord, on détaille la structure d'un multi- plicateur de signaux complexes 58. Il va de soi que les autres multiplicateurs de nombres complexes utilisés dans l'invention ont la même structure. On se rapporte à la figure 4. La partie réelle du résultat à la sortie SR du multiplicateur 58 appa- raît à la sortie d'un organe de soustraction 400 muni d'une entrée (+) pour recevoir le résultat d'un multiplicateur 402 et d'une entrée (-) pour recevoir le résultat d'un multiplica- teur 404. Le multiplicateur 402 effectue le produit des compo- santes réelles des nombres présents aux entrées EA et EB. Le multiplicateur 404 effectue le produit des composantes imagi- naires des nombres aux entrées EA et EB. La partie imaginaire du résultat à la sortie SR apparaît à la sortie d'un organe d'addition 410 munie de deux entrées pour recevoir les résul- tats de deux multiplicateurs 412 et 414. Le multiplicateur 412 effectue le produit de la composante réelle du signal à l'en- trée EA avec la composante imaginaire du signal à l'entrée EB. Le multiplicateur 414 effectue le produit de la composante réelle du signal à l'entrée EB avec la composante imaginaire du signal à l'entrée EA. La figure 5 montre le détail de réalisation de l'organe de calcul 152. Cet organe comporte 'nf' unités de calcul Ua-1 à Ua-nf dont chacune détermine une des valeurs des coefficients a-1 à a-nf. Sur la figure 5, seule l'unité Ua-1 est représentée, la structure des autres unités étant identi- que à celle-ci. Pour calculer a-1, on utilise les données Dr(n) et DI(n) qui se trouvent à l'entrée de la ligne à retard 100. Pour calculer a-2, on utilise les données DR(n-1) et DI(n-1) qui sont retardées d'un temps T par rapport aux don- nées DR(n) et DI(n) et ainsi de suite pour les "nf+1" coeffi-- cients. La donnée DI(n) est changée de signe par un inverseur 500, conformément aux algorithmes qui seront explicités par la: suite, puis cette partie imaginaire DI(n) est multipliée au moyen d'un multiplicateur 501 par le signal d'erreur e3(n) ap- pliqué à son entrée 330 et le résultat est encore multiplié, au moyen d'un multiplicateur 505, par une constante 'a". Puis, pour fournir la partie imaginaire de a-1, le résultat de la multiplication effectuée par 505 est ajouté par un addition- neur 507 à un résultat antérieur contenu dans un registre 509. La partie réelle DR(n) est multipliée, au moyen d'un mul- tiplicateur 511 par la valeur e3(n), multipliée encore au moyen d'un multiplicateur 515 par la valeur "'' et additionnée par un additionneur 517 à un résultat antérieur contenu dans un registre 519 couplé au registre 509. La partie réelle de a-1 est fournie par le résultat de l'additionneur 517. La structure de l'organe 162 est montrée à la figu- re 6. Cet organe comporte 'nv" unités de calcul Uc-1 à Uc-nv de structure identique dont chacune détermine une des valeurs des coefficients c-1 à c-nv. Sur la figure 6 seule l'unité - Uc-1 est représentée en détail. Pour calculer c-1 on utilise les données DI(n-K) et DR(n-K) qui ont été retardées d'un temps KT compatible avec le retard d'écho que l'on veut annu- ler. Pour calculer c-2 on utilise les données DI(n-K-1) et DR(n-K-1) qui sont retardées d'un temps T par rapport à DI(n-K) et DR(n-K) et cela ainsi de suite pour les 'nV-1" au- tres coefficients. La donnée DI(n-K) est tout d'abord changée de signe par l'inverseur 600. Le nombre complexe formé de la partie réelle DR(n-K) et du nombre imaginaire considéré à la sortie de l'inverseur 600, soit -(DI(n-K)), sont multipliés au moyen d'un multiplicateur de nombres complexes 602 à un nombre com- * plexe dont la partie imaginaire est issue d'un multiplicateur 603 et dont la partie réelle provient d'un multiplicateur 604. Les multiplicateurs 603 et 604 multiplient le signal e3 appliqué à la borne 332 par, respectivement, le sinus et le cosinus de l'angle de déphasage fournis par l'organe de trans- codage 224. La partie réelle du résultat fourni par le multi- plicateur complexe 602 est multipliée, au-moyen d'un multipli- cateur 615, à une constante "'" puis le résultat est addition- né au moyen d'un additionneur 617 à la partie réelle de la va- leur d'un coefficient antérieur contenu dans un registre 619. De même, la partie imaginaire du produit effectué par le mul-. tiplicateur 602 est multipliée, au moyen d'un multiplicateur 625, à la constante "o". Le résultat de 625 est additionné par l'additionneur 627 à la partie imaginaire de la valeur c-1 contenue dans un registre 629 couplé au registre 619. La par- tie réelle du coefficient c-1 est prélevée à la sortie de l'additionneur 617 et sa partie imaginaire à la sortie de l'additionneur 627. L'organe suppresseur de composante continue 300 est formé tout d'abord d'un organe de soustraction 650 connecté en sortie du convertisseur 82. La grandeur à la sortie du con- vertisseur 82 est multipliée au moyen d'un multiplicateur 652 par un grandeur "p" telle que p"1. Le résultat fourni par ce multiplicateur est appliqué à l'entrée (+) d'un organe de soustraction 654 dont l'entrée (-) reçoit le résultat d'un multiplicateur 656 qui multiplie par "1-p" le nombre à la sortie d'un organe de retard 658 connecté à la sortie de l'br- gane 654 et prévu pour amener un retard T. Le nombre à la sor- tie de l'organe 654 est appliqué à l'entrée (-) de l'organe 650 pour ainsi enlever la composante continue du signal appli- qué à l'entrée (+), provenant du convertisseur 82. A la figure 7, on a représenté en détail le circuit d'estimation de déphasage 220. Ce circuit est formé, tout d'abord, d'un organe d'estimation de phase 222 muni d'entrées pour recevoir le signal de différence e3(n) et aussi la partie imaginaire du résultat de l'opération élaborée par le multi- plicateur 95. Ces deux-grandeurs sont multipliées ensemble par un multiplicateur 700 dont le résultat est utilisé par deux branches de calcul 701 et 702 relatives respectivement à la phase X(n) et à sa variation à(n). Le résultat de l'opération du multiplicateur 700 est appliqué dans la branche 701 à un multiplicateur 705 pour être multiplié par un des nombres y1, y2, 13 provenant d'un multiplexeur 707. Le résultat du multiplicateur 705 est ensui- te inversé par un inverseur 711. Un additionneur 713 effectue l'addition du nombre à la sortie de l'inverseur 711 avec un nombre issu de la branche 702. Un additionneur 715 additionne le nombre à la sortie de l'additionneur 713 avec la phase pré- cédente 0(n-1) contenue dans un registre 717 prévu pour enre- gistrer le résultat de sortie de cet additionneur 715. L'orga- ne de transcodage 224 effectue, par conversion de code, les opérations cost(n) et sino(n) à partir de la phase 0(n) esti- timée en sortie de 715. Le résultat de l'opération effectuée par le multi- plicateur 700 est appliqué aussi dans la branche 702 à un mul-. tiplicateur 718 pour être multiplié par un des nombres 61, 62 et 63 provenant d'un multiplexeur 719. Puis le résultat du multiplicateur 718 est ensuite inversé par un inverseur 721. Un additionneur 725 additionne le nombre à la sortie de l'in- verseur 721 avec l'écart de phase précédent qui est, soit A&(n-1) contenu dans un registre 727 prévu pour enregistrer le résultat de l'additionneur, soit D- issu du dispositif d'inté- gration 310. Ce choix est déterminé par la position d'un com- mutateur 750. Le dispositif d'intégration 310 est formé d'un mul- tiplicateur 760 pour multiplier par 'm' (m AS(n-1) contenu dans le registre 727. Un additionneur 762 ad- ditionne le résultat de ce multiplicateur 760 avec le résultat d'un multiplicateur 764. Ce multiplicateur 764 multiplie par 1-m' un nombre contenu dans un registre 766 prévu pour enre- gistrer le nombre à la sortie de l'additionneur 762. La sortie de l'additionneur 762 constitue la sortie du dispositif d'in- tégration 310. La figure 8 montre la manière dont-sont manoeuvrés les multiplexeurs 707 et 719 ainsi que le commutateur 750. Sur cette figure on se rend compte que la grandeur 6A provenant du dispositif d'intégration 310 est utilisée comme valeur initia- le pour. l'organe d'estimation 222 lorsque les valeurs aux sor- ties des multiplexeurs passent des valeurs 61, yl aux valeurs 62, y2 et passent des valeurs 62, 12 aux valeurs 63, y3. La présente invention repose sur les considérations théoriques suivantes, concernant plus particulièrement les calculs effectués dans la partie 92 (figure. 2), la partie' 90 étant indépendante. On considère l'instant 'n'. A cet instant l'écho à phase variable c(n) auniveau de l'échantillonneur bloqueur 70 s'écrit: N-1 e(n) = Re f E D(n-q). h(q).exp[jj(n)]} (1) q=O En utilisant la notation vectorielle, ces N.échan- tillons peuvent être considérés comme les composantes d'un vecteur D(n) tel que: D(n) D(n-1) D(n) = D(n-N+1) 1.5 A ces N échantillons correspondent les éléments de la réponse impulsionnelle du chemin d'écho; le vecteur h re- présentant cette réponse impulsionnelle s'écrit: h(O) h(1) h= h On montre qu'un processus itératif permet, en ajus- tant les valeurs de c et de i de minimiser e(n) (plus souvent sa valeur quadratique moyenne). Ce processus peut être formulé de la manière sui- vante, par: c(n+1) = c(n) + p.e(n).6*(n).exp[jo(n)] (5) 0(k+1) = (k) - y. e(n).Im{e(n)}'+ Ad(k) (6) AO(k+1) = A0(k) - 6.e(n).Im((n)} (7) o D*(n) = DR(n)-jDI(n). On notera que le calcul de la phase peut être ef- fectué à un rythme plus rapide que celui des coefficients qui est effectué tous les temps T de sorte que pour montrer cela, on a utilisé la lettre "k' au lieu de la lettre *n". La phase $(n) de l'équation (5) est considérée à l'instant "k" le plus proche de 'n". L'organe 152 effectue: a(n+1) = a(n) + a.e(n).D*(n) (8) Les équations (6) et (7) montrent que l'on a affai- re à un asservissement de phase du second ordre, de sorte que pour expliquer son fonctionnement on prend pour modèle une boucle de ce type. Pour mieux comprendre ce qui suit, on se reportera à l'article de William C. Lindsey et al, paru dans PROCEEDINGS OF THE I.E.E.E., vol.69, N 4, Avril 1981 et inti- tulé: 'A Survey of Digital Phase-Locked Loops". Si on appelle E(Z) la transformée en Z de e on a affaire à une boucle du second ordre, on est amené à con- sidérer H(Z) telle que: 1-H(Z) = (Z-1)2 (Z-A)2+B2 A, B étant des constantes. On obtient une équation aux différences: eW(n) - 2A ee(k-1) + (A2+B2) eW(k-2) = @(K) - 20(k-1) + 0(k-2) o ew(k) est l'erreur de phase résultant d'une perturbation 0(k). Les paramètres A et B sont liés aux fréquences pro- pres wn et au facteur d'amortissement Z des boucles d'asser- vissement du second ordre. A = exp(-w nT).cos(wnT 1-Z2) B = exp(-w nT).sin(wnT /1-_2) ce qui donne, pour H(p), p = jw: 2w n.p+w2n H(p) = 2+2n nP+ On s'intéresse maintenant au comportement d'une telle boucle pour un changement de fréquence angulaire de Qo l'erreur de phase eW(k) qui en résulte est alors: ep(k) = QoT sin siBk A2+B2 k o p = tg-'[B/A A cette erreur de phase ew(k) correspond une erreur de fréquence Aw: 8ep(k) QoT' os Aw = a..B.exp(-2kwnT).wnT(l-42-.coskp- 2(.sinkp) La première mesure que préconise l'invention est d'éliminer toute composante continue en provenance des cir- cuits au niveau de l'échantillonneur 70 et du circuit conver- tisseur 82. En effet, la demanderesse s'est rendue compte qu'il existait une probabilité d'erreur de signe 'pb" sur la valeur e(n). Une erreur de signe impliquant des ratés dans le processus d'acquisition de phase, approximativement, on a: A pb = - o A est la composante continue et Jlell est la valeur quadratique moyenne de e(n). Lorsqu'il y a seule présence d'un écho linéaire et d'un annuleur d'écho linéaire, A peut être considéré comme un bruit aléatoire. Dans les circuits d'asservissement de phase, cette présence va se représenter par une certaine erreur sur les as- servissements, erreur qui sera proportionnelle à la composante continue d'une part, et inversement proportionnelle au niveau moyen de l'écho d'autre part. Le rapport entre cette composante continue d'une part et l'erreur d'autre part agit donc sans que l'asservisse- ment lui-même puisse corriger. Dans ces conditions, si l'on veut obtenir une convergence avec Awmax de dérive résiduel- le, il convient que: ( aN.Aw.T lell max N = nombre d'échantillons utilisés pour asservir le système. Afin de corriger ce décalage, le dispositif est donc muni d'un circuit 300 permettant de corriger adaptative- ment une composante continue à l'entrée des systèmes d'asser- vissement. Il fournit une grandeur "offset' destinée à neutra- liser A. Pour éliminer adaptativement la composante conti- nue, le circuit effectue au rythme échantillon l'opération suivante: Offsetn = Offsetnh1(1-p) + e2(n).p avec p très petit. Ceci a pour effet de diminuer A. Or, aNawmaxTllell>A d'o une diminution de Awmax possible. Lors de l'observation de la fréquence maximum sur laquelle peut s'accrocher le circuit d'asservissement, en par- tant des équations définies précédemment,- on peut écrire: etp(k) = QoT. sinkp _ 12+2k; p = w T.11-2 B n Il convient que ew(k) pour ep(k) = w. On obtient alors les valeurs maximales QoMAX que l'asservissement peut rattraper: QOMAX = W.w1..exp[î () On observe donc que QOmax est proportionnel à wl, fréquence normalisée, c'est-à-dire qu'une convergence fine (wn petit) passe par Qo petit. Or, il est souhaitable que la valeur du décalage en fréquence maximum admissible soit plus important. Le procédé possède, à cette fin, un dispositif permettant de commuter le gain de ses asservissements de façon à permettre une conver- gence sur un Qo important dans un premier temps, puis de com- muter, après un certain temps au bout duquel il y aura une première convergence, sur des constantes d'asservissement per- mettant une convergence dans les valeurs limites qui sont fi- xées selon les caractéristiques de la transmission, dans un deuxième temps. Le dispositif permet par ailleurs d'effectuer plusieurs commutations successives de façon à passer progres- sivement de la valeur 9omax souhaitée jusqu'à la valeur Q maximum permettant la transmission. Ainsi avec un grand gain on peut rattraper un écart de fréquence de 5 Hz et avec un gain petit on obtient un écart meilleur que 1/1000 de Hz. Ce procédé permet d'assurer la bonne convergence des asservissements de phase du point de vue des performances, mais il est faible si l'on considère les durées successives de convergence de chacune des étapes entre chaque commutation, si bien que l'on risque de ne pouvoir converger de façon satis- faisante qu'en dehors des délais impartis par ailleurs. Pour remédier à cette faiblesse, les asservisse- ments sont pourvus de gains non critiques (Z qu'une convergence plus rapide va se produire autour de la va- leur effective du décalage en fréquence. Cette convergence plus rapide se trouve néanmoins opposée au fait qu'elle se concrétise sous la forme d'oscillations amorties, d'amplitude d'autant plus importante que Z est petit. L'invention inclut donc un procédé qui intègre les valeurs instantanées des décalages en fréquence, sur une durée sensiblement égale à la durée d'une oscillation autour de la valeur nominale. Dans ces conditions, la vitesse de convergen- ce autour de la valeur du décalage ayant été améliorée au prix de battement autour de cette valeur, lorsque l'on procède à la commutation d'un gain de convergence des asservissements au suivant, on substitue à la valeur instantanée Atk la moyenne de cette valeur effectuée sur un temps égal à un battement, si bien que l'on obtient une convergence équivalente à celle ob- tenue à partir d'un amortissement critique, mais dans un temps plus court. Ceci est montré à la figure 9 o 1'on voit que les fluctuations de AD sont le plus souvent bien plus proches de "0" que les fluctuations de Al. Ainsi en prenant Fd comme va- leur initiale aux changements de gain on s'assure que le temps de convergence est plus court en moyenne. Ce dispositif a également pour effet de diminuer la prise au bruit des circuits d'asservissement sur la phase. L'invention dispose par ailleurs d'un procédé per- mettant de faire fonctionner les dispositifs d'asservissement lorsque le niveau de l'écho est faible, particulièrement si la résolution des convertisseurs employés est limitée. A cet effet, et selon la figure 2, il est placé un dispositif pour amplifier adaptativement l'écho résiduel en ajustant le gain de l'amplificateur 320. L'effet de cette am- plification se mesure essentiellement en termes de précision, lors de l'échantillonnage de signal d'écho, de très faibles valeurs. En effet, lorsque l'on reçoit à très faible niveau, il est une certaine probabilité pour que le signal se situe en dessous du seuil de détection du convertisseur, dont le signe peut éventuellement suffire à assurer la bonne convergence des asservissements. Cette probabilité s'exprime par: pb(eR>emin) de emin, on peut déduire 8 tel que l'annuleur d'écho et l'asservissement de phase converges ne déclenchent pas la dé- tection de signe. On appelle détection de signe la valeur minimum emin telle que la valeur donnée par le circuit convertisseur analogique-numérique soit différente de O, auquel cas: e.Im(e) = 0 on a alors: sin(e/2) = pb(eR N = nombre d'échantillons pendant la convergence. Lorsque eR est petit, la présence du gain adapta- tif permet de réduire emin proportionnellement au gain ap- pliqué, donc de réduire 6wmax en fin de convergence. REVENDICATIONS: 1. Annuleur d'écho pour signal d'écho à phase variable connecté entre deux voies unidirectionnelles émission et ré- ception reliées au moyen d'un circuit de couplage à une voie bidirectionnelle, cet annuleur d'écho comprenant un filtre adaptatif coopérant avec un organe de déphasage pour former. une réplique du signal d'écho, un organe de soustraction insé- ré dans la voie réception pour fournir un signal de différence entre le signal d'écho et sa réplique, caractérisé en ce qu'il est pourvu d'un circuit suppresseur de composante continue du signal de différence qui est destiné à fournir une grandeur de réglage en direction du filtre adaptatif et de l'organe de dé- phasage. 2. Annuleur d'écho pour signal d'écho à phase variable. selon la revendication 1 dans lequel l'organe d'estimation de phase élabore à l'instant t+1 une valeur de phase 0(t+1) à partir d'une valeur antérieure l(t) et d'un écart de phase AO(t), caractérisé en ce que l'organe de phase comporte un dispositif d'intégration pour effectuer une intégration a (t) de l'écart de phase 6$(t). 3. Annuleur d'écho pour signal d'écho à phase variable selon l'une des revendications 1 ou 2 dans lequel il est prévu un convertisseur analogique-numérique inséré dans la voie ré- ception et à partir duquel les données transmises sont four- nies à l'utilisateur, caractérisé en ce qu'il comporte un cir- cuit de commande automatique de gain formé d'un amplificateur à gain variable qui est placé à l'entrée du convertisseur et dont le gain dépend dudit signal de différence. 4. Annuleur d'écho pour signal d'écho à phase variable. selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le circuit suppresseur de composante continue est conçu pour sup- primer la composante continue par un signal Offset tel que: Offset(t) = Offset(t-1).(1-p) + e(n).p o p"l Offset(t): valeur du signal obtenue à l'instant t, Offset(t-1): valeur antérieure continue de ce signal. 5. Annuleur d'écho pour signal d'écho à phase variable selon l'une des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que le dispositif d'intégration est conçu pour effectuer l'opéra- tion: A&(t) = A(t-1).m+(1-m).&c(t-2) o m -(t-1): valeur encore plus antérieure de l'écart de phase. 6. Annuleur d'écho pour signal à phase variable selon la revendication 5 comportant un organe d'estimation de phase pourvu de moyens pour effectuer des opérations du genre: 0(t+1) = O(t)-y.f(e,e)+AO(t) 6A(t+1) = AQ(t)-5.f'(e,ó) o f(e,e) et f'(e,c) sont des fonctions du signal de différen- ce e et de la réplique d'écho E, caractérisé en ce que l'orga- ne d'estimation est pourvu, en outre, de commutateurs pour changer les valeurs de Y et 6 et d'un circuit pour appliquer la valeur A-(t) au lieu de AO(t) lors de ces changements. 7. Annuleur d'écho pour signal à phase variable selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'il comporte une partie d'annulation d'écho à phase fixe réglée aussi à partir dudit signal de différence.