FR 2632466 A1 19891208 FR 8907408 A 19890605 Il existe de nombreuses applications électroniques d'amplificateurs dans lesquelles l'entrée de l'amplificateur doit être "isolée" de la sortie de l'amplificateur, de façon que des signaux d'entrée de mode commun élevés (de plusieurs centaines de volts à plusieurs milliers de volts) ne produisent pas une tension de sortie de mode commun correspondante; autrement dit, seule la différence incrémentielle entre les bornes d'entrée de l'amplificateur produit une différence correspondante dans la tension entre les bornes de sortie de l'amplificateur. Jusqu'à présent, on a utilisé presque uni- versellement pour de telles applications les composants ap- pelés "amplificateurs d'isolation". Les amplificateurs d'iso- lation comprennent des "barrières d'isolation", telles que des transformateurs d'isolation, un couplage capacitif ou un couplage optique, pour procurer une "isolation galvanique" entre la borne de sortie et les bornes d'entrée de l'ampli- ficateur d'isolation, de façon qu'il n'y ait pas de chemin en courant continu entre les entrées et une sortie quelconque de l'amplificateur d'isolation. Malheureusement, les ampli- ficateurs d'isolation sont coûteux par nature, du fait que des alimentations isolées séparées sont nécessaires pour les parties d'entrée et de sortie de l'amplificateur d'isolation situées de part et d'autre de la barrière d'isolation. Les amplificateurs d'isolation sont incapables de procurer des niveaux de précision sur le gain, de dérive de la tension de décalage d'entrée, de linéarité et de largeur de bande, presque aussi bons que ceux d'un amplificateur ne comportant pas une barrière d'isolation galvanique. Il apparait qu'il existe de nombreuses applications électroniques pour un amplificateur dans lequel un degré d'isolation élevé entre les entrées et les sorties de-l'am- plificateur est nécessaire, mais une isolation galvanique pure est inutile, à condition que l'amplificateur puisse accepter des signaux de mode commun élevés, de + 200 volts, en fonctionnant sur des alimentations de + 15 volts classi- ques. Cependant, personne n'a été capable jusqu'à présent de concevoir un tel amplificateur, peut-être du fait que les concepteurs de circuits intégrés évitent habituellement l'utilisation de résistances en circuits intégrés ayant de grandes dimensions physiques. Des tensions très élevées ap- pliquées aux bornes de résistances provoquent une dissipa- tion de puissance accrue (qui est proportionnelle au carré de la tension appliquée aux bornes d'une résistance). D'im- portants problèmes de conception de circuit, comprenant un bruit accru, une capacité répartie élevée, associée aux ré- sistances, conduisant à de mauvaises performances en alter- natif, une mauvaise réjection de mode commun, que l'on peut prévoir du fait des difficultés que l'on rencontre pour ap- parier de façon précise des résistances ayant de grandes dimensions physiques, et de graves problèmes de concordance de caractéristiques thermiques, ont probablement conduit l'homme de l'art à éviter de chercher à fabriquer un ampli- ficateur différentiel en circuit intégré que l'on puisse utiliser dans de nombreuses applications, au lieu d'un am- plificateur d'isolation. L'invention a donc pour but de procurer une tech- nique pour minimiser le déphasage d'un signal qui traverse une résistance en circuit intégré ayant de grandes dimen- sions physiques, avec une capacité parasite répartie asso- ciée de valeur élevée. Un autre but de l'invention est de procurer un amplificateur en circuit intégré comportant une très grande résistance de réaction, mais ayant également des performan- ces de circuit très stables, avec pratiquement aucun dépas- sement de signal ou aucune oscillation notable dans sa ré- ponse impulsionnelle. En résumé, et conformément à l'un de ses modes de réalisation, l'invention procure une technique pour réduire ou éviter un déphasage qui est produit par la capacité ré- partie dans une résistance à couche mince de grandes dimen- sions, dans un circuit intégré, en appliquant un signal à la fois à une première borne de la résistance et à une borne d'une région diffusée sousjacente, qui est constituée par une région de matériau dopé ayant une valeur de résistance notablement intérieure à celle de la résistance diffusée. Une extrémité opposée de la région épitaxiale est connectée à la masse ou à un conducteur de tension de référence. L'ex- trémité opposée de la résistance à couche mince est connec- tée à un circuit de réception, de façon que des gradients de tension égaux apparaissent dans la résistance à couche mince et dans la région épitaxiale sous-jacente. Du fait que les gradients de tension sont égaux, il ne circule pratique- ment aucun courant de charge incrémentiel dans la capacité répartie entre la résistance à couche mince et la couche épitaxiale, et il n'apparait donc pratiquement pas de dé- phasage dans le signal qui circule dans la résistance à couche mince. La résistance à couche mince remplit la fonc- tion de la résistance de réaction dans un amplificateur différentiel d'isolation, comprenant un amplificateur opéra- tionnel dont la sortie est connectée à une borne de la ré- sistance à couche mince, et dont l'entrée inverseuse est connectée à l'autre borne de la résistance à couche mince. L'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel est con- nectée par une grande résistance d'entrée à l'entrée inver- seuse de l'amplificateur différentiel d'isolation. Une se- conde résistance d'entrée est connectée entre une entrée non inverseuse de l'amplificateur différentiel et l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel. Une pre- mière résistance de division de tension est connectée entre l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel et le potentiel de référence de masse. Une seconde résistance de division de tension est connectée entre l'entrée non inver- seuse de l'amplificateur opérationnel et le potentiel de référence de masse. En combinaison avec les résistances de division de tension, les résistances d'entrée, qui ont des valeurs de plusieurs centaines de kiloohms, forment un cir- cuit de-division qui divise des tensions d'entrée de mode commun élevées de l'amplificateur différentiel, pour donner des tensions d'entrée de mode commun beaucoup plus faibles qui sont appliquées aux entrées de l'amplificateur opération- nel. D'autres caractéristiques et avantages de l'inven- tion seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre d'un mode de réalisation, et en se référant aux dessins annexes sur lesquels: la figure 1 est un schéma de circuit d'un amplifi- cateur différentiel pouvant fonctionner avec une tension de mode commun élevée; la figure 2A est une représentation partiellement en perspective et partiellement schématique d'une résistance de réaction à couche mince, avec une extrémité de la résis- tance de réaction et une extrémité du caisson épitaxial sous-. jacent attaquées par le mmère signal, et avec une extrémité opposée du caisson épitaxial connectée l un potentiel de masse; la figure 2B est une représentation partiellement en perspective et partiellement schématique d'une résistance d'entrée à couche mince avec une extrémité de la résistance d'entrée et une extrémité du caisson épitaxial sous-jacent attaquéespar un signal d'entrée, tandis que l'extrémité-op- posée du caisson épitaxial est connectée à la masse; la figure 2C est une coupe selon la ligne de coupe 2A-2A de la figure 2A; les figures 3A-3D représentent une progression de connexions de circuit en alternatif qui sont utiles pour ex- pliquer des avantages de l'invention; et les figures 4A-4D constituent une séquence de schémasqui montrent des réponses impulsionnelles respectives des circuits des figures 3A-3D. En considérant maintenant la figure 1, on note que la référence 1 désigne un amplificateur différentiel isolant de précision, à gain égal à l'unité et à tension de mode commun élevée, qui est réalisé dans un circuit intégré. L'am- plificateur différentiel 1 comprend un circuit amplificateur opérationnel en circuit intégré 2 d'un type moderne appro- prié, dont la sortie est connectée à un conducteur de sortie , dont l'entrée inverseuse est connectée à un conducteur 15, et dont l'entrée non inverseuse est connectée à un conducteur 16. Le circuit amplificateur opérationnel 2 peut être un cir- cuit quelconque parmi divers, circuits amplificateurs opéra- tionnels en circuits intégrés, qui fonctionnent avec des ten- sions d'alimentation caractéristiques de + 15 volts. Le conducteur 16 est connecté au conducteur de mas- se 11 par une résistance à couche mince en Nichrome 10. Le conducteur 16 est également connecté par la résistance à cou- che mince 9 à l'entrée non inverseuse 4 de l'amplificateur de différence isolant 1. Une résistance d'entrée 7 est con- nectée entre l'entrée inverseuse 15 de-l'amplificateur opé- rationnel 2 et l'entrée inverseuse 3 de l'amplificateur de différence isolant 1. Une autre résistance à couche mince en Nichrome 8 est connectée entre le conducteur 15 et le conducteur de masse 11. Une résistance de réaction, désignée de façon gé- nérale par la référence 6, est connectée entre le conducteur de sortie 5 et l'entrée inverseuse 15 de l'amplificateur opérationnel 2. Les références 6-1, 6-2,... 6-N désignent N sections imaginaires de la résistance de réaction 6, qui est également une résistance à couche mince en Nichrome. (La résistance de réaction 6 n'est pas physiquement décom- posée en N sections, mais cette façon de représenter la ré- sistance de réaction 6 permet d'illustrer plus aisément la nature répartie de la capacité entre la résistance de réac- tion à couche mince 6 et la couche ou région épitaxiale sous-jacente 12, dopée avec le type N.) Conformément à l'invention, une extrémité de la couche épitaxiale 12 de type N est connectée au conducteur de sortie 5 en position adjacente à une extrémité correspon- dante de la résistance de réaction en Nichrome 6. L'extrémi- té opposée de la couche épitaxiale 12 est connectée au con- ducteur de midsse 1i. La couche épiLaxiale 12 est représentée schématiquement sur la figure 1 par N résistances série ima- ginaires 12-1,12-2,...,12-N. Des condensateurs 34-1,... 34-N sont connectés entre des sections ou des fractions égales de la résistance de réaction en Nichrome 6 et de la couche épi- taxiale 12, pour illustrer la nature répartie de la capacité parasite 34 entre la résistance à couche mince 6 et la cou- che épitaxiale sous-jacente 12. L'amplificateur différentiel isolant 1 est incor- poré dans l'Amplificateur Différentiel de Précision à Gain Unité et à Tension de Mode Commun Elevée INA117, que laDe- manderesse a récemment introduit sur le marché. Dans ce produit, les résistances ont les valeurs indiquées dans le tableau suivant: TABLEAU 1 RESISTANCE VALEUR (Kiloohms) 6 R2 = 380 I7 R1 = 380 8 R5 = 21,11 9 R3 = 380 10 R4 = 20 Avec les valeurs de résistances indiquées ci- dessus, le circuit de la figure 1 est un amplificateur dif- férentiel isolant comportant un réseau atténuateur d'entrée diviseur par 20, et un gain correspondant à une multiplica- tion par 20 pour l'amplificateur opérationnel 2, avec sa résistance de réaction R2 et sa résistance d'entrée R1 as- sociées. Du fait que le circuit atténuateur d'entrée divise par un facteur de 20 un signal d'entrée de mode commun qui est appliqué aux conducteurs d'entrée 3 et 4, un signal de mode commun de 200 volts apparaissant sur les conducteurs d'entrée 3 et 4, apparaît sous la forme d'un signal de mode commun de 10 volts sur les conducteurs 15 et 16. Un signal d'entrée alternatif sur le conducteur 4 est atténué d'un facteur de 20-lorsqu'il atteint le conducteur 15, et il est ensuite réamplifié d'un facteur de 20 par l'amplificateur 2 et sa résistance de réaction 6. Un signal d'entrée alterna- tif présent sur le conducteur 3 est inversé par l'amplifi- cateur 2. Par superposition, le signal d'entrée différentiel présent entre les conducteurs 3 et 4 est ainsi multipié ef- fectivement par un gain unité par l'ensemble du circuit de la figure 1. On peut voir que la résistance d'entrée de l'am- plificateur différentiel isolant 1 est de 400 kiloohms. Ceci donne une dissipation de puissance interne au repos d'envi- ron 200 milliwatts si l'amplitude de la tension d'entrée de mode commun est de 200 volts. Le bruit mesuré équivaut à 0,01% du signal d'entrée de pleine échelle (10 volts), ce qui est une valeur acceptable. La capacité répartie dans la résistance de réac- tion de 380 kiloohms 6-forme un réseau déphaseur. Du fait de la valeur inhabituellement élevée de la résistance de réaction 6, il était nécessaire de réduire le déphasage d'une certaine manière pour assurer la stabilité de la bou- cle. Dans ce but, on a commencé par minimiser la capacité répartie 34 en éliminant de la résistance 6 les languettes d'ajustement par laser, de façon que les grandes languettes d'ajustement, avec leur capacité répartie, se trouvent sur la résistance 7, moins critique, plutôt que sur la résis- tance de réaction 6. On a formé la résistance de réaction à couche mince en Nichrome 6 sur un oxyde du caisson épitaxial de type N, de dimensions soigneusement définies, qui se trouve au-dessous de la résistance de réaction 6, et qui forme une résistance épitaxiale 12 ayant une valeur d'envi- ron 20 kiloohms. Ensuite, il sera commode de se référer à la figure 2A, qui montre une structure en méandres pour la résistance à couche mince en Nichrome 6 qui est formée sur une couche d'oxyde de champ 26, qui est elle-même formée sur la région de caisson épitaxial de type N, 12, dans une structurc de circuit intégré bipolaire ordinaire. (Pour faciliter l'il- lustration, les régions d'isolation P+ habituelles et le sib- stratde type P sous-jacent ne sont pas représentés.) La capacité parasite 34 qui est représentée sur la figure 1 est formée par la résistance en Nichrome 6, qui constitue une armature supérieure de la capacité parasite répartie 34, tandis que la région épitaxiale 12 constitue l'armature inférieure. Conformément à l'invention, la con- figuration en méandres de la résistance en Nichrome 6 est uniforme et répétitive. La forme de la région épitaxiale 12 est rectangulaire. Une extrémité de la résistance de réac- tion en Nichrome 6, en forme de méandres, est connectée par un contact électrique 29 au conducteur de sortie 5 de l'am- plificateur opérationnel 2. Le conducteur de sortie. 5 est également connecté directement par un contact 31 au caisson épitaxial 12. (Bien entendu, et conformément à une bonne pratique pour la conception d'un contact, la connexion 21 serait habituellement constituée par une métallisation en aluminium traversant une ouverture de contact allongée ap- propriée dans la surface supérieure de la couche d'oxyde 26, plutôt que par une connexion ponctuelle, comme repré- senté sur la figure 2A.) L'extrémité opposée de la résistance de réaction en Nichrome 6 est connectée au conducteur 15 par une métal- lisation en aluminium (conducteur 15) qui forme un contact représenté par un point 28. L'extrémité opposée (avant) du caisson épitaxial 12 est connectée par un contact approprié au conducteur de masse 11. (Bien entendu, le contact 30 représente un contact conçu correctement, dans lequel une métallisation en aluminium traverse un trou de contact al- longé approprié dans la couche d'oxyde.26, pour établir un contact électrique avec la couche épitaxiale 12.) Avec la structure décrite ci-dessus pour la résis- tance de réaction en Nichrome 6 et le caisson de résistance épitaxial 12, et avec le conducteur 15 connecté en fait une masse virtuelle, la tension de sortie sur le conducteur se divise uniformément entre les résistances imaginaires égales 6-1, 6-2, etc., de la résistance enNichrome 6, et également entre les résistances imaginaires égales 12-1, 12-2, etc., de la couche épitaxiale 12, lorsque le courant de sortie circule du conducteur 5 vers le conducteur 15 en traversant la résistance de réaction 6, et circule également simultanément vers le conducteur de masse 11 en traversant la couche épitaxiale 12. Il en résulte que les gradients de tension de l'avant vers l'arrière de la résistance à couche mince 6 et de la couche épitaxiale 12 sont égaux, ce qui fait que la tension différentielle aux bornes de chacune des capacités réparties imaginaires 34-1,..., 34-N est égale à zéro et, par conséquent, le courant i qui charge chacune de ces capacités réparties est aussi égal à zéro. Ainsi, conformément à l'invention, les courants de charge des capacités réparties sont égaux à zéro. Il en résulte que la résistance de réaction et sa capacité para- site associée ne provoquent pas un déphasage de la fraction du signal de sortie sur le conducteur 5 qui est renvoyée vers la masse virtuelle, à l'entrée inverseuse 15 de l'am- plificateur opérationnel 2. Il faut noter que la capacité répartie entre la région épitaxiale de type n 12 et le substrat de type p (non représenté) est négligeable à cause de la faible valeur de la résistance de la région 12. La figure 2C, qui est une coupe selon la ligne de coupe 2C-2C de la figure 2A, montre la circulation du cou- rant dans la direction de la flèche 32, du conducteur 5 vers le conducteur 15 de l'entrée inverseuse, par la résistance de réaction en Nichrome 6, et elle montre également la cir- culation simultanée du courant dans la résistance épitaxiale 12, dans la direction de la flèche 33, du conducteur de sor- tie 5 de l'amplificateur opérationnel vers le conducteur de masse 11. La figure 2C indique également que les courants de charge incrémentiels i de la capacité répartie sont égaux à zéro. La figure 2B montre simplement une utilisation différente/supplémentaire d'une structure qui est fondamen- talement identique à la grande structure de résistance à couche mince décrite ci-dessus, qu'on peut utiliser pour la résistance d'entrée 7, si on le désire. Les figures 3A-3D et les figures 4A-4D illustrent l'avantage de l'utilisation de la technique décrite ci- dessus. La figure 3A montre la connexion du circuit de la figure 2A, dans une configuration dans laquelle la connexion 31 de la couche épitaxiale 12 au conducteur de sortie 5 est omise. La figure 4A montre l'évolution de la tension de sor- tie sur le conducteur 5 sous l'effet d'une impulsion d'en- trée de 100 millivolts d'une durée de 10 microsecondes. Un dépassement positif et un dépassement négatif de valeurs élevées, qui sont respectivement suivis par une oscillation amortie, apparaissent dans la forme d'onde de sortie. Ce dépassement est inacceptable à cause de la longue durée de stabilisation qui en résulte pour le signal. Ensuite, sur la figure 3B, les deux extrémités de la couche épitaxiale 12 sont respectivement déconnectées du conducteur de sortie 5 et du conducteur de masse 11. La fi- gure 4B montre la réponse impulsionnelle du circuit de la figure 3B (pour l'impulsion ci-dessus), et on voit que les amplitudes du dépassement positif et du dépassement négatif et des oscillations qui les suivent sont réduites. Ensuite, sur la figure 3C, l'extrémité droite de la couche épitaxiale est connectée en 31 au conducteur de sortie 5. L'extrémité gauche de la couche épitaxiale 12 est laissée non connectée. La figure 4C montre la réponse impul- sionnelle correspondante, sur laquelle on note un niveau considérable d'arrondissement ou de filtrage aussi bien sur le front avant que sur le front arrière de la réponse de sortie. Enfin, sur la figure 3D, les extrémité opposées de la couche épitaxiale 12 sont connectées de la manière qui est représentée sur la figure 2A. La figure 4D montre la ré- ponse impulsionnelle correspondante. La figure 4D montre une impulsion de sortie qui est une image presque parfaite de l'impulsion d'entrée. L'impulsion de sortie de la figure 4D représente une amélioration extrêmement importante par rap- port aux formes d'onde des figures 4A, 4B et 4C. Les performances de circuit décrites ci-dessus montrent que le circuit de la figure 2A, avec ses résistan- ces en Nichrome de grande taille et de valeur élevée, com- pensées par les techniques décrites ci-dessus, consistant à établir des connexions avec des extrémités opposées de la couche épitaxiale sousjacente 12, procure un amplificateur différentiel isolant de précision, à gain unité et à tension de mode commun élevée, que l'on peut utiliser dans de nom- breuses applications dans lesquelles on peut employer une réjection de mode commun élevée, pour des tensions d'entrée de mode commun de + 200 volts, ou même plus, si une isola- tion galvanique parfaite n'est pas exigée. Il existe de nombreuses applications dans lesquelles la précision de ce circuit est hautement souhaitable. On peut utiliser le cir- cuit sans une alimentation "d'entrée" isolée, par exemple dans des circuits de contrôle d'éléments de batterie, des circuits de contrôle de courant de charge à amplificateurs en pont et des circuits de contrôle pour le test de courants de fuite. Le circuit des figures 1, 2A convient parfaitement pour résoudre des problèmes de translation de niveau de ten- sion dans de nombreuses applications de circuits. Le circuit de la figure 2A ne sera endommagé ni par des signaux de mode commun, ni par des signaux de différence s'élevant jusqu'à des tensions continues de + 500 volts. Le circuit est capa- ble de procurer une précision près de dix fois supérieure à celle d'un amplificateur d'isolation, pour un coût compris entre le cinquième et le dixième de celui d'un amplificateur d'isolation, dans des applications dans lesquelles une iso- lation galvanique parfaite n'est pas exigée. Dans la réalisation physique de l'amplificateur différentiel isolant de la figure 2A sur une puce de circuit intégré monolithique, les problèmes consistant à faire con- corder physiquement et à placer symétriquement les cinq ré- sistances ont soulevé des difficultés considérables, qu'on a surmontées en divisant la résistance de 20 kiloohms R4 en deux sections parallèles de 21,111 kiloohms et 380 kiloohms. Avec une partie de 380 kiloohms de la résistance R1 appariée avec la résistance de réaction de 380 kiloohms R2, et la partie de 21,111 kiloohms appariée avec l'autre résistance de 21,111 kiloohms R5, on a obtenu une symétrie presque parfaite. On a placé les résistances de façon symétrique sur la puce pour obtenir un équilibre thermique uniforme sur cette dernière. Il va de soi que de nombreuses modifications peu- vent être apportées au dispositif décrit et représenté, sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Dispositif pour réduire le déphasage d'un signal qui circule dans une résistance à couche mince (6), dans une structure de résistance en circuit intégré comprenant une couche épitaxiale dopée isolée (12), une couche isolante (26) sur la couche épitaxiale (12), et une résistance à cou- che mince (6) de valeur élevée sur la couche isolante (26), caractérisé en ce qu'il comprend en combinaison:(a) des premiers moyens (7, 8) pour appliquer une tension de référence en - alternatif à une première borne (28) de la résistance à cou- che mince (6); (b) des seconds moyens (11, 30) pour appli- quer une tension de référence en continu à une première par- tie de la couche dopée isolée (12); (c) des troisièmes moyens pour appliquer un premier signal à la fois à une seconde borne (29) de la résistance à couche mince (6) et à une seconde partie de la couche dopée isolée (12), pour faire circuler ainsi un premier courant dans la résistance à couche mince (6) et pour produire un premier gradient de tension dans cette résistance, et également pour faire cir- culer un second courant dans la couche dopée isolée (12) et pour produire ur second gradient de tension dans cette der- nière, les premier et second gradients de tension étant suffisamment voisins pour empêcher la circulation de courants de charge notables dans la capacité parasite (34-1, 34-2,... 34-N) entre la résistance à couche mince (6) et la couche dopée isolée (12), ce qui a pour effet d'éviter pratiquement des effets de capacité parasite répartie sur le premier cou- rant lorsqu'il circule dans la résistance à couche mince (6). 2. Dispositif de réduction de déphasage selon la revendication 1, caractérisé en ce que la résistance à cou- che mince (6) présente une configuration en méandres symé- trique. 3. Dispositif de réduction de déphasage selon la revendication 2, caractérisé en ce que la couche dopée isolée (12) est de type N, et la résistance à couche mince (6) con- siste en Nichrome. 4. Dispositif de réduction de déphasage selon la revendication 3, caractérisé en ce que les premiers et se- conds moyens sont incorporés dans un amplificateur opfra- tionnel (2) qui comporte une sortie connectée à la première borne (29) de la résistance à couche mince (6) et à la pre- mière partie de la région épitaxiale (12), et une entrée inverseuse qui est connectée à une seconde borne (28) de la résistance à couche mince (6) , et des moyens (10, 11) pour appliquer un potentiel de masse à une entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel (2). 5. Amplificateur différentiel isolant, caractérisé en ce qu'il comprend en combinaison: (a) une première en- trée inverseuse (3), une seconde entrée non inverseuse (4) et une première sortie (5); (b) un circuit amplificateur (2) ayant une seconde entrée inverseuse, une seconde entrée non inverseuse et une sortie connectée à la première sortie (5), et des première et seconde bornes de tension d'alimen- tation, ainsi qu'un conducteur de tension de référence (11); (c) une couche dopée électriquement isolée (12);.(d) une couche isolante (26) sur la couche dopée isolée (12); (e) une résistance à couche mince de valeur élevée (6) sur la couche isolante (26), ayant une première borne (29) connec- tée à la première sortie (5), et une seconde borne (28) connectée à la seconde entrée non inverseuse; (f) une pre- mière résistance d'entrée (9) connectée entre les première et seconde entrées non inverseuses; (g) une première résis- tance de division de tension (10) connectée entre le con- ducteur de tension de référence (11) et la seconde entrée non inverseuse; (h) des moyens pour réduire l.e déphasage d'un signal qui circule dans la résistance à couche mince (6), les moyens de réduction de déphasage comprenant: (i) des premiers moyens (7, 8) pour appliquer une tension de référence en alternatif à la seconde borne (28) de la ré- sistance à couche mince (6); (ii) des seconds moyens (30) pour appliquer une tension de référence présente sur le conducteur de tension de référence (1-1) à une première par- tie de la couche dopée isolée (12); (iii) des troisièmes moyens pour appliquer un premier signal, produit sur la première sortie (5), à la fois à la première borne (29) de la résistance à couche mince (6) et à une seconde partie de la couche épitaxiale (12), pour faire circuler ainsi un premier courant dans la résistance à couche mince (6) et pour produire un premier gradient de tension dans cette dernière, ainsi que pour faire circuler un second courant dans la couche épitaxiale (12) et pour produire un second gradient de tension dans cette dernière, les premier et second gradients de tension étant suffisamment voisins pour empêcher que des courants de charge notables ne circulent dans la capacité parasite (34-1, 34--2,... 34-N) entre la résistance à couche mince (6) et la couche épitaxiale (12), ce qui a pour effet d'éviter pratiquement un déphasage du premier courant lorsqu'il circule dans la résistance à couche mince (6).