FR 2628228 A1 19890908 FR 8802760 A 19880304 (i) RÉPUJBLIQUE FRAN AISE N de publication: 2 628 228 (à n'utiliser que pour les INISTITUT NATIONAL commandes de reproduction) ' DE LA. PROPRIÉ:TÉ INDUSTRIELLE- DE LA. PROPRIÉTÉ INDUSTRIELLE N d'enregistrement national: 88 02760 PARIS ( Int Cl4: G 05 B 1/02; H 03 K 1/02. ( DEMANDE DE BREVET D'INVENTION A1 ) Date de dépôt: 4 mars 1988. ( Demandeur(s): Société dite: THOMSON COMPO- SANTS MILITAIRES ET SPATIAUX. - FR. ) Priorité: ) Inventeur(s): Thierry Masson, Thomson-CSF, S.C.P.I. Date de la mise à disposition du public de la demande: BOPI " Brevets " n 36 du 8 septembre 1989. ) Références à d'autres documents nationaux appa- rentés: rn Titulaire(s) Mandataire(s): Michel Guérin, Thomson-CSF et S.C.P.I. Comparateur rapide avec étage de sortie fonctionnant en deux phases. O L'invention concerne les comparateurs rapides. On part d'un schéma de comparateur ayant deux entrées différentielles VIN1, VIN2 et deux branches de sortie différen- tielles comportant chacune un transistor de charge M8, M9 et un transistor de contre-réaction M10, Mll, le transistor de M4 vo VDD m1s charge de l'une des branches étant relié entre une source de | tl tension d'alimentation VDD et la sortie VOUT1, VOUT2 de l X cette branche, et le transistor de contre-réaction de cette - - L I branche étant relié en parallèle sur le transistor de charge de mitn__ la branche mais ayant une électrode de commande reliée à la 12 VOL 3 sortie de l'autre branche. H23 I Selon l'invention, on prévoit un moyen M12, M13, M14, ViN2 M15 pour rendre l'action du transistor de charge prépondé- 1 rante devant l'action du transistor de contre-réaction dans une première phase d'un cycle de comparaison; le comparateur se - COMPARATEUR RAPIDE AVEC ETAGE DE SORTIE FONCTIONNANT EN DEUX PHASES L'invention concerne les comparateurs, c'est-à-dire des amplificateurs à très grand gain fournissant un niveau logique soit haut soit bas selon que la tension différentielle entre leurs deux entrées est légèrement positive ou légèrement négative. Dans certaines applications, telles que par exemple les convertisseurs analogiques-numériques, il est nécessaire d'utiliser des comparateurs fonctionnant très rapidement; c'est le cas par exemple dans les convertisseurs analogique-numérique de type à approximation successive dans lesquels on utilise un comparateur qui exécute un cycle de plusieurs comparaisons successives (autant qu'il y a de bits dans la valeur numérique de sortie du convertisseur) pour effectuer une conversion. On ne peut pas commencer une conversion suivante avant que la première ne soit complètement terminée. On conçoit par conséquent l'importance qu'il y a à utiliser un comparateur très rapide. Par ailleurs le gain doit être très élevé, sans quoi la précision du comparateur est mauvaise car il n'est pas capable de basculer franchement comme il le faudrait dès l'apparition d'un petit écart de potentiel entre ses entrées. Enfin, comme c'est le cas dans beaucoup d'applications, et tout particulièrement dans la réalisation de circuits-intégrés, il est important d'une part que le comparateur ne soit pas trop encombrant et d'autre part qu'il ne consomme pas trop de puissance. Malheureusement, ces caractéristiques de vitesse, de gain, de consommation, d'encombrement, et d'autres encore, sont très souvent contradictoires entre elles. Par exemple on augmente le gain en mettant plusieurs étages d'amplification en cascade, mais on détériore alors à la fois la vitesse, l'encombrement, et la consommation de puissance. La présente invention a pour but de proposer un schéma de comparateur très intéressant du point de vue de la vitesse, du gain, de l'encombrement et de la puissance consommée. On part d'un schéma de comparateur ayant deux entrées différentielles et deux branches de sortie différentielles comportant chacune un transistor de charge et un transistor de contre-réaction, le transistor de charge de l'une des branches étant relié entre une source de tension d'alimentation et la sortie de cette branche, et le transistor de contre-réaction de cette branche étant relié en parallèle sur le transistor de charge de la branche mais ayant une électrode de commande reliée à la sortie de l'autre branche. Selon l'invention, on prévoit un moyen pour rendre l'action du transistor de charge prépondérante devant l'action du transistor de contre-réaction dans une première phase d'un cycle de comparaison, et pour rendre au contraire l'action du transistor de contre-réaction prépondérante devant l'action du transistor de charge dans une deuxirème phase du cycle. Ce que l'on entend par action prépondérante est la chose suivante: s'il n'y avait pas de transistor de contre-réaction mais seulement un transistor de charge, le circuit différentiel se comporterait d'une certaine manière (par exemple en simple amplificateur de tension); s'il n'y avait pas de transistor de charge mais seulement un transistor de contre-réaction, il se comporterait d'une autre manière (par exemple en bascule bistable); s'il y à la fois un transistor de charge et un transistor de contre-réaction, le circuit se comportera en fonction de celui des deux qui a une action prépondérante (et cela dépendra soit de la taille des transistors, soit d'une action spéciflque exercée sur ces transistors). Selon l'invention, on exercera une action spécifique sur les branches. de sortie du comparateur pour rendre prépondérante alternativement l'action du transistor de charge puis l'action du transistor de contre-réaction. Dans un exemple de réalisation, on prévoit un transistor auxiliaire pour chaque branche, le transistor auxiliaire étant connecté entre une électrode de commande du transistor de charge de cette branche et la sortie de la branche, un moyen de commande de conduction des transistors auxiliaires étant prévu pour les rendre conducteurs dans une première phase de la comparaison et pour les bloquer dans une deuxième phase. Ainsi, dans une première phase, le comparateur se comporte comme un amplificateur à gain moyennement élevé, et le potentiel des sorties varie dans un sens correspondant au sens de l'écart de tension différentielle entre ses entrées; mais dans une deuxième phase, il se comporte complètement comme une bascule bistable et bascule très rapidement, et avec un gain très élevé, dans le sens o il avait commencé à basculer à la première phase. En effet, dans la deuxième phase, seuls les transistors de contre-réaction, montés en bascule bistable puisque chacun est commandé par la sortie de l'autre branche, constituent vraiment la charge des branches de l'amplificateur. Dans une variante de réalisation, on peut prévoir en outre que deux transistors supplémentaires sont prévus, un dans chaque branche, commandés en opposition de phase avec le transistor auxiliaire de la même branche. Ces transistors sont connectés entre la source d'alimentation et l'électrode de commande du transistor de charge de la branche considérée. Ils servent à bloquer plus franchement les transistors de charge dans la deuxième phase de la comparaison. On peut envisager d'autres réalisations dans lesquelles par exemple le transistor de charge est en série avec un transistor supplémentaire, conducteur pendant la première phase et bloqué pendant la seconde, le transistor de contre-réaction étant en parallèle sur cet ensemble en série. On peut aussi envisager des réalisations dans lesquelles le transistor de contre-réaction est en série avec un transistor supplémentaire, bloqué. pendant la première phase et conducteur pendant la seconde, l'ensemble en série des deux transistors étant en parallèle sur le transsitor de charge. On peut encore envisager que la grille de commande du transistor de contre-réaction de chaque branche différentielle soit reliée à la sortie de l'autre branche non pas directement mals par l'intermédiaire d'un transistor supplémentaire bloqué pendant la première phase et rendu conducteur pendant la deuxième phase du cycle de comparaison. On peut enfin envisager à la limite que le transistor de charge et le transistor de contre-réaction ne forment qu'un seul et même transistor et que des moyens de commutation périodiques soient prévus pour - dans une première phase connecter la grille du transistor à la sortie de la branche qui contient ce transistor, pour le transformer en transistor de charge, et dans une deuxième phase connecter la grille du transistor à la sortie de l'autre branche différentielle pour le transformer en transistor de contre-réaction. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit et qui est faite en référence aux dessins annexés dans lesquels: - la figure 1 représente un type d'étage de comparateur déjà expérimenté par la Demanderesse; - la figure 2 représente un schéma de comparateur- inspiré de celui de la figure 1 et incluant le perfectionnement selon l'invention. Le circuit à partir duquel a été conçu la présente 3 invention est représenté à la figure 1. Il est réalisé en technologie CMOS et comprend donc à la fois des transistors à canal N et des transistors à canal P. Le circuit de la figure 1 est un étage amplificateur différentiel à gain en tension de valeur moyenne (environ 30 à ). Cela veut dire que si on désirait s'en servir pour faire un comparateur à gain élevé (par exemple 10 000) il faudrait utiliser trois étages en cascade. L'encombrement et la consommation de surface seraient très importants. Le circuit de la figure I se divise en deux parties essentielles qui sont d'une part un étage d'entrée différentiel classique à cinq transistors (M1, M2, M3, M4, M5), et d'autre part un étage de sortie différentiel à six transistors (M6, M7, M8,, M, M10, Mli). L'étage concerné par la présente invention est l'étage de sortie mais on va d'abord expliquer le montage de l'étage d'entrée donné à titre d'exemple. L'étage d'entrée comprend une source de courant constant constituée par un transistor MOS M1 (lei à canal P) ayant sa source reliée à une source de tension d'alimentation VDD et sa grille de commande polarisée par une tension fixe VPOL1. Le drain du transistor M1 constitue la sortie de la source de courant et il alimente deux branches différentielles comportant chacune un transistor d'entrée (M2 pour la première branche, M3 pour la deuxième) en série avec un transistor de charge (M4 pour la première branche et M5 pour la deuxième). Les transistors d'entrée, reliés par leur source au transistor Ml, sont des transistors à canal P et leurs grilles sont reliées chacune à une entrée différentielle respective (VINi pour la première, VIN2 pour la seconde) de l'étage amplificateur; les transistors de charge sont des transistors à canal N, leurs grilles sont portées à un potentiel de polarisation fixe VPOL2, et leur source est reliée à une borne de masse VSS (référence de potentiel bas). 2628228- Les sorties de l'étage d'entrée à cinq transistors sont prises l'une au point de jonction des transistors M2 et M4 et l'autre au point de jonction des transistors M3 et M5. L'étage de sortie a deux entrées différentielles qui sont les sorties de l'étage d'entrée. Il est constitué de deux branches différentielles symétriques comportant chacune un transistor d'entrée et une charge. L'invention concerne plus spécialement la charge mais on va d'abord expliquer le montage du transistor d'entrée de l'exemple de réalisation décrit. Le transistor d'entrée est monté selon une construction connue sous le nom de montage "cascode" dans lequel l'entrée se fait non pas sur la grille du transistor mais sur sa source. Pour la première branche différentielle de l'étage de sortie, le transistor en montage cascode est un transistor M6 à canal N; pour la deuxième branche le transistor en montage cascode est un transistor M7 à canal N. La source du transistor M6 est reliée au point de jonction entre les transistors M2 et M4, c'est à dire à une première sortie différentielle de l'étage d'entrée. De même, la source du transistor M7 est reliée à l'autre sortie de l'étage d'entrée, c'est-à-dire au point de jonction des transistors M3 et M5. Les grilles des transistors M6 et M7 sont portées à un potentiel de polarisation fixe VPOL3. Le drain du transistor M6 est relié à une première sortie de l'amplificateur (désignée par VOUT1 sur la figure 1), et également à une charge connectée par ailleurs à la source d'alimentation VDD. L'ensemble de ce transistor et de la charge correspondante forme la première branche différentielle de l'étage de sortie. De même, le drain du transistor M7 est relié à une deuxième sortie de l'amplificateur (désignée par VOUT2 sur la figure 1), et également à une charge connectée par ailleurs à la source d'alimentation VDD. L'ensemble de ce transistor et de la source d'alimentation VDD. L'ensemble de ce transistor et de la charge correspondante forme la deuxième branche différentielle de l'étage de sortie. Les charges de l'étage de sortie sont constituées chacune par deux transistors. L'un est un transistor de charge proprement dit, M8 pour la première branche, M9 pour la deuxième. L'autre est un transistor de contre-réaction positive (M10 pour la première branche, Mll pour la deuxième), dont la fonction est d'accroître l'augmentation de tension de sortie d'une branche proportionnellement à la diminution de la tension de sortie de l'autre branche, sans toutefois transformer l'amplificateur en bascule bistable. Le transistor de charge est un transistor à canal P ayant sa source reliée à la source de tension VDD, son drain relié à la sortie de la branche correspondante, et sa grille reliée aussi à cette sortie. Le transistor de contre-réaction est monté en parallèle sur le transistor de charge (leur source est commune et leur drain est commun), mais sa grille est commandée par la sortie de l'autre branche. Par conséquent, le transistor de contre-réaction MO10 de la première branche, en parallèle sur le transistor de charge M8 de cette première branche, a sa grille commandée par la sortie VOUt2 de la deuxième branche. Le montage de la deuxième branche est symétrique. L'amplificateur ainsi décrit fonctionne de la manière suivante: si une tension différentielle non nulle est appliquée entre les entrées VIN1 et VIN2, il ern résulte un déséquilibre de courant dans les transistors M2 et M3, comme cela est bien connu. Le courant qui circule dans le transistor M2 est I+i et le courant dans le transistor M3 est I-i. L'écart de courant circule dans les transistors - cascode M6 et M7 car le courant dans les transsitors M4 et M5 est fixé par leur polarisation grille-source constante. > Le courant qui circulait dans le transistor M6 s'accroit de i tandis que le courant qui circulait dans le transistor M7 décroît de i. Les transistors de charge M8 et M9 convertissent ces variations de courant en variations de tension que l'on retrouve donc sur les sorties différentielles VOUT1 et VOUT2. L'amplificateur fonctionne même si les transsitors de contre-réaetion M10 et Mll sont absents, mais le gain est alors très faible: le rapport (VOUTI - VOUT2)/(VIN1 - VIN2) n'excède guère 5 A 6. C'est pourquoi on a imaginé d'augmenter le gain par l'adjonction des transistors de contre-réaction positive M10 et Ml1. Le transistor M10 a un rapport largeur de canal sur longueur de canal (W/L) plus petit que le transistor M8 avec lequel il est en parallèle. La relation est la même entre les transistors Mil et M9. En d'autres mots, la transconductance du transistor MO10 est inférieure à celle du transistor M8, et il en est de même pour les transitors Mli et 1!9. Si on appelle R10 le rapport largeur de canal sur longueur de canal du transistor MlO et R8 le rapport correspondant pour le transistor M8, on peut dire que le gain de l'amplificateur, qui serait GO sans transistor de contre-réaction,. devient GO/(1 - RIO/R8) avec le transistor de contreréaction. R10O/R8 est inférieur à 1, ce qui veut dire que la contreréaction est inférieure à l'unité et qu'on ne transforme pas l'amplificateur en bascule bistable. Mais on choisit RlO suffisamment proche de R8 (par exemple 80 à 90% de R8) pour multiplier le gain dans un rapport pouvant être de 5 à 10. On aboutit ainsi à un amplificateur de gain 30 à 50 grâce à cette structure à un transistor de charge et un transistor de contre-réaction dans chaque branche, le transistor de charge ayant une action prépondérante sur celle du transistor de contre-réaction. La figure 2 représente l'amélioration apportée par l'invention pour obtenir un amplificateur de gain beaucoup plus élevé, très rapide, et ne nécessitant pas la mise en cascade de plusieurs étages tels que celui de la figure 1. Selon l'invention, on propose de faire fonctionner le comparateur en deux phases successives, la première correspondant au fonctionnement qui vient d'être expliqué, et la suivante consistant à rendre prépondérante l'action du transistor de contre-réaction par rapport à celle du transistor de charge. Dans l'exemple décrit à la figure 2, on rajoute au schéma de la figure 1 un transistor auxiliaire M12 et un transistor auxiliaire M13; leur mise en conduction est commandée par une horloge dans une première phase d'un cycle de comparaison à deux phases, et leur blocage est commandé par l'horloge dans une deuxième phase de ce cycle. Le transistor M12 est inséré dans la connection entre la grille du transistor M8 et la sortie VOUT1 de la première branche, de sorte que cette grille est reliée à la sortie VOUT1 pendant la première phase du cycle et qu'elle en est isolée pendant la deuxième phase; le transistor M13 est de même inséré dans la connection entre la grille du transistor M9 et la sortie VOUT2 de la deuxième branche, de sorte que cette grille est reliée à la sortie VOUT2 pendant la première phase et qu'elle en est isolée pendant la deuxième phase. Sur la figure 2, le signal d'horloge est indiqué par VH. Si les transistors M12 et M13 sont à canal P, comme cela est représenté, la première phase d'horloge correspond à un niveau logique bas et la deuxième à un niveau haut (en logique positive). Le fonctionnement du circuit sera décrit ci-dessous, mais on peut déjà dire que ce fonctionnement est amélioré si on prévoit en outre deux transistors supplémentaires, M14 et M15, reliés l'un entre la grille -du transistor M8 et la source d'alimentation VDD et l'autre entre la grille du transistor M9 et la source VDD, ces deux transistors étant rendus conducteurs et bloqués en opposition de phase avec les transistors auxiliaires M12 et M13. Dans la première phase d'un cycle de comparaison, les transistors M12 et M13 sont conducteurs et les transistors M14 et M15 sont bloqués. Le circuit est- équivalent à celui de la figure 1; il se comporte comme un amplificateur à gain moyen (environ 30 à 50 grâce à la contre-réaction positive). Dans la deuxième phase du cycle, on bloque les transistors M12 et - M13, ce qui isole les grilles des transisors de charge M8 et M9. La conductance de ces transistors devient très faible et tout se passe comme si ces transistors de charge étaient supprimés ou remplacés par des résistances de valeur élevée. La contre-réaction positive par les transistors M1O et Mll devient prépondérante et l'étage de sortie se comporte complètement comme une bascule bistable et non comme un amplificateur. Les sorties VOUT1 et VOUT2 de l'amplificateur basculent très rapidement dans un état logique dicté par le sens de variation de tension de ces sorties au cours de la première phase du cycle. Le circuit qui fonctionnait comme amplificateur à gain moyen au cours de la première phase fonctionne comme comparateur à gain très élevé au cours de la deuxième phase. Lorsqu'on repasse à une première phase d'un nouveau cycle de comparaison, les transistors M12 et M13 sont à nouveau rendus conducteurs pour revenir à une configuration d'amplificateur à gain moyen (sans quoi le comparateur ne pourrait pas rebasculer dans un autre état). La mise en conduction des transistors supplémentaires M14 et M15 au moment du blocage des transistors M12 et M13 permet d'accélérer le blocage des transistors de charge M8 et M9 au début de la deuxième phase en portant la grille de ces transistors de charge au potentiel haut VDD. On peut noter que les fronts de commutation générés par l'horloge VH n'engendrent pas de parasites sur la sortie VOUT1, VOUT2 si on sort en différentiel entre ces deux sorties. il L'invention permet donc de réaliser un comparateur très rapide et à très grand gain, avec un seul étage (comportant quatre transistors de plus que celui de la figure 1 et une horloge de commutation). On peut par exemple détecter un écart de tension de 0,1 millivolt entre les entrées VIN1 et VIN2 en un cycle de moins de 70 nanosecondes. Ce comparateur est très intéressant à utiliser dans des circuits o des cycles de comparaisons doivent être exécutés en un temps court sous le contrôle d'une horloge. C'est le cas par exemple dans des convertisseurs analogique-numérlque à réseaux de capacités commutés: il est facile de prévoir une horloge synchronisée avec les signaux de commutation de capacités pour engendrer les deux phases du cycle de comparaison nécessaires dans le comparateur selon l'invention. REVENDICATIONS 1. Comparateur à grand gain et grande vitesse, ayant deux entrées différentielles (VIN1, VIN2) et deux branches de sortie différentielles comportant chacune un transistor de charge (M8, M9) et un transistor de contre-réactlon (MlO, Mll), le transistor de charge de l'une des branches étant relié entre une source de tension d'alimentation (VDD) et la sortie (VOUT1, VOUT2) de cette branche, et le transistor de contre-réaction de cette branche étant relié en parallèle sur le transistor de charge de la branche mais ayant une électrode de commande reliée à la sortie de l'autre branche, caractérisé en ce qu'il est prévu un moyen (M12, M13, M14, M15) pour rendre l'action du transistor de charge prépondérante devant l'action du transistor de contre-réaction dans une première phase d'un cycle de comparaison, et pour rendre au contraire l'action du !5 transistor de contre-réaction prépondérante devant l'action du transistor de charge dans une deuxième phase du cycle. 2. Comparateur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte un transistor auxiliaire (M12, M13) pour chaque branche, le transistor auxiliaire étant connecté entre e une électrode de commande du transistor de charge (M8, M9) de cette branche et la sortie de la branche (VOUT1, VOUT2), un moyen de commande de conduction des transistors auxiliaires étant prévu pour les rendre conducteurs dans une première phase de la comparaison et pour les bloquer dans une deuxième phase. 3. Comparateur selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il est prévu en outre deux transistors supplémentaires (M14, M15), un dans chaque branche, commandés en opposition de phase avec le transistor auxiliaire de la même branche, ces transistors étant connectés entre la source d'alimentation et l'électrode de commande du transistor- de charge de la branche considérée. 4. Comparateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le transistor de charge est en série avec un transistor supplémentaire, conducteur pendant la première phase et bloqué pendant la seconde, le transistor de contre-réaction étant en parallèle sur cet ensemble en série. 5. Comparateur selon la revendication 1, caractérisée en ce que le transistor de contre-réaction est en série avec un transistor supplémentaire, bloqué pendant la première phase et conducteur pendant la seconde, l'ensemble en série des deux transistors étant en parallèle sur le transsitor de charge. 6. Comparateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que la grille de commande du transistor de contre-réaction de chaque branche différentielle est reliée à la sortie de l'autre branche non pas directement mais par l'intermédiaire d'un -transistor supplémentaire bloqué pendant la première phase et rendu conducteur pendant la deuxième phase du cycle de comparaison. 7. Comparateur selon la revendication 1, caractérisé -en ce que le transistor de charge et le transistor de contreréaction ne forment qu'un seul et même transistor et que des moyens de commutation périodiques sont prévus pour: - dans une première phase connecter la grille du transistor à la sortie de la branche qui contient ce transistor, pour le transformer en transistor de charge, - et dans une deuxième phase connecter la grille du transistor à la sortie de l'autre branche différentielle pour le transformer en transistor de contre-réaction. *VDD 9' 1/1 c) - M8 mLo FIG.1il M9 o, i mF2. oI M6 M VPOM M2'" -M3 VOUI'2 VOUTl' VIN1 V2g 1INM3W VPOL3_nE _M6L..a M'- rU/' ivss 114 VDD O FIGO2 VVDD M15 VHz, '.-] mi' M12 VPOL1M13 VOUr 1M....L-/VIN2;- VIN1 t r -:MF | VPOL2 -