FR 2621756 A1 19890414 FR 8714111 A 19871013 -- 1 -- CIRCUIT FORMANT UN FILTRE ACTIF R.C POUR APPLICATION COUPE- BANDE OU PASSE-TOUT. L'invention concerne un circuit formant un filtre RC actif pour application coupe-bande ou passe-tout dans les domaines des hautes et hyperfréquences, à fonction de trans- fert biquadratique, comportant une chaîne comprenant un bioc F pour réaliser une fonction filtre et amplificateur, et compor- tant un bloc 53 pour réaliser la sommation VS entre le si- gnal de sortie de la chaîne et le signal VE appliqué à l'en- trée du circuit. L'invention trouve son application dans la réali- sation de circuits intégrés formant filtres, dans le domaine des hautes fréquences et des hyperfréquences, pouvant par exemple, sous une forme de réalisation, être utilisés comme coupe-bande dans des doubleurs de fréquence pour rejeter le signal indésirable à la fréquence fondamentale ou bien pou- vant, sous une autre forme de réalisation, être utilisés comme passe-tout en tant que déphaseurs ajustables à une fréquence donnée. Un filtre actif passe-tout (A.P. = de l'anglo- saxon ALL PASS) est déjà connu de l'état de la technique par la publication de J.TOW, dans OIEEE Spectrum, December 1969, pp.103-107", intitulée 'A Step-by-Step Active-filter Design". Cette publication décrit, entre autres, une réali- sation de filtre passe-tout à fonction de transfert biquadra- tique, lequel filtre est représenté sur la figure 8 du docu- ment cité. Ce circuit comprend trois amplificateurs opération- nels montés en série, cette chaîne étant retrobouclée. Un qua- trième amplificateur opérationnel réalise la sommation de la sortie du premier amplificateur opérationnel et de l'entrée du circuit filtre. Les amplificateurs opérationnels qui entrent dans 262 1756 -2- la constitution de ce circuit présentent un gain qui est certes infini en basses fréquences, mais qui devient très faible en hautes et hyperfréquences. Pour cette raison, le circuit connu du document cité présente l'inconvénient de ne pouvoir être utilisé dans ces domaines de fréquence. D'autre part, la chaîne rebouclée présente l'in- convénient d'entraîner, dans certaines conditions le circuit à osciller. La figure 6 du document cité montre aussi un fil- tre actif passe-bande (BP = de l'anglo-saxon BAND-PASS) qui présente des caractéristiques similaires et donc exactement les mêmes inconvénients. Les circuits connus du document cité présentent en outre les inconvénients suivants: d'une part, ils sont formés d'un grand nombre de transistors, ce qui: - rend le coût de fabrication élevé dans tous les cas, - entraîne l'occupation d'une grande surface et est désavantageux pour l'application aux circuits intégrés, - entraîne une forte consommation et est éga- lement désavantageux pour l'application citée ci-dessus. D'autre part, leur fréquence caractéristique n'est pas ajustable. Enfin, les capacités utilisées dans ce circuit présentent une dimension importante et font que ce circuit n'est pas intégrable. C'est pourquoi la présente invention propose un circuit de filtre actif qui permet de s'affranchir de ces in- convénients et qui notamment: - peut fonctionner en hautes ou en hyperfré- quences; - et, dans le cas de l'application aux hyper- fréquences est facilement intégrable et présente une faible surface et une faible consommation; 3 - - présente des caractéristiques telles que la fréquence caractéristique est ajustable. Selon l'invention, ce but est atteint au moyen d'un circuit tel que décrit dans le préambule caractérisé en ce que la chaîne comprend en outre un bloc amplificateur A2 en série avec le bloc filtre-amplificateur F, placé entre la sor- tie SF de ce dernier et la sortie de la chaine, en ce que le signal d'entrée VE est appliqué sur le bloc sommateur à tra- vers un amplificateur A1, et en ce que le bloc 53 sommateur est formé par le couplage des sorties des blocs amplificateurs A1 et A2 pour former la sortie S du circuit sur laquelle le signal de sortie VS est disponible. L'invention sera mieux comprise au moyen de la description suivante illustrée par les figures ci-après an- nexées dont: - la figure 1 qui représente le diagramme fonc- tionnel du circuit selon l'invention; - la figure 2a qui représente un exemple de réa- lisation du circuit selon l'invention au moyen de transistors à effet de champ; - la figure 2b qui représente le schéma équivalent de la partie PB du circuit de la figure 2a; - les figures 2c et 2d qui représentent les cour- bes du rapport des tensions de sortie et d'entrée du circuit en fonction de la fréquence, respectivement en amplitude et en phase, ces courbes étant obtenues par simulation du circuit de la figure 2a. Pour rendre plus clair l'exposé de l'invention on rappelle tout d'abord que la fonction de transfert d'un filtre actif coupe-bande du second ordre est donnée dans un tableau aux pages 94-95 de l'ouvrage intitulé 'Filtres actifs' par Paul BILDSTEIN aux "Editions de la Radio" (9 rue Jacob, PARIS,-FRANCE). Pour un filtre coupe-bande d'ordre 2 idéal, cette fonction de transfert s'écrit selon la relation (1) du tableau I; relation dans laquelle: -4- s est la variable de Laplace qui se déduit de la variable p utilisée dans l'ouvrage cité (p étant la variable de Laplace réduite) par la relation (2) du tableau I, en posant d'autre part la relation (3) du tableau I. Les autres paramètres de la fonction de la transfert (1) sont définis dans l'ouvrage de référence cité tels que: wl = pulsation de réfection pour laquelle la relation (4) est vérifiée rigoureusement et donc pour laquelle la réjection est totale; Qo = facteur de qualité ou sélectivité qui indique la raideur des pentes de la courbe IF(jw)I au voisinage de wl; wo = pulsation associée aux pôles de la fonction de transfert. Il a été choisi ici de faire correspondre l'écriture wo à l'écriture wp de l'ouvrage de référence cité; G = gain du circuit à basse fréquence (lorsque w 4 0 et que s 0 O, le terme facteur de G se réduit à 1, et F(jw) - G). La fonction de transfert d'un circuit non plus idéal, mais présentant une structure fixée réelle, pour la- quelle ne sont pas posées de conditions sur la valeur des élé- ments, est, dans le cas le plus simple, du deuxième ordre et s'exprime par la relation (5). On s'intéresse ici pour des raisons pratiques de simplicité au cas o wl = wo quelles que soient les valeurs des éléments du filtre, et o, Q1 étant le facteur de réjec- tion, il faut que la relation (6) soit vérifiée pour que le filtre fonctionne en coupe-bande, ce qui conduit à l'une des deux relations (7) ou (8). Il apparaît alors un nouveau paramètre du filtre qui est la réjection R du filtre donnée par la relation (9) si on suppose que wl: wo. Plus la valeur absolue de Q1 (notée IQ1I) est grande, meilleure est la réfection R. La réfection R est, à la limite, totale lorsque IQîl est infinie. 26 21756 On peut alors classer les coupe-bandes réels en deux catégories: - la première catégorie correspond au cas o Q1 est fini, et supérieur à O (relation (7)) quels que soient les éléments du filtre. Dans ces conditions, les filtres ne peuvent réaliser une réjection totale. C'est la valeur maxi- male de Q1 qui fixe les limites du filtre. En effet, pour une valeur de Qj donnée, si la valeur de Qo augmente, la réjection R diminue. - la seconde catégorie correspond au cas o le fait que Q1 soit supérieur ou inférieur à O dépend au con- traire des éléments du filtre. Dans ce cas, il existe des va- leurs particulière des éléments telles que la relation (10) est vérifiée, et o la réjection R est totale. La fonction de tranfert G(s) donnée par la relation (5) se réduit alors à la fonction F(s) donnée par la relation (1). Les filtres appartenant à la seconde catégorie présentent notamment la propriété de pouvoir être réalisés en choisissant des éléments tels que Q1 = -Qo (et toujours wl = wo), ce qui conduit à la relation (10) Le filtre devient alors du type passe-tout d'ordre 2. La différence de phase entre les signaux de sortie et d'entrée passe de O à -2u lorsque w varie de O à l'infini. Le but principal de l'invention est de réaliser des filtres actifs, comportant un nombre aussi restreint que possible d'éléments afin de favoriser l'intégration, et fonc- tionnant en hautes et hyperfréquences. A cet effet, les circuits intégrés des filtres se- lon l'invention seront favorablement réalisés sur l'arséniure de gallium (GaAs). En outre, selon l'invention, on a choisi de réa- liser des filtres actifs coupe-bandes de la seconde catégorie, ce qui permet d'obtenir entre autres avantages: - une réjection R importante et facilement ré- glable; - une sélectivité aussi grande que celle des filtres passifs connus de l'état de la technique cité plus loin. Les filtres conformes à l'invention seront avanta- geusement utilisés dans des doubleurs de fréquences pour re- jeter le signal indésirable à la fréquence fondamentale. Dans une version de filtres passe-tout conforme à l'invention, ils pourront être utilisés comme déphaseurs actifs ajustables à fréquence donnée, le retard de phase pouvant être réglé par une variation imposée à Wl. Il est, d'autre part également connu de l'état de la technique des filtres coupe-bandes de la seconde catégorie fonctionnant en hautes fréquences. Mais ces circuits sont réa- lisés au moyen d'éléments passifs. On pourra considérer, par exemple, le circuit dit "Pont de Robinson" également connu sous le nom de NPUnt de Wien", et représenté à la page 121 de l'ouvrage de référence intitulé 'Electric Filters" par T.H. TURNEY (Ed. Pitman and Sons, London, England, 1945). Ce cir- cuit, bien que capable de fonctionner en hyperfréquences, pré- sente divers inconvénients et notamment: - une sortie différentielle, une impédance de sortie élevée, - un gain nul du fait qu'il est réalisé au moyen d'éléments passifs. Le schéma fonctionnel du circuit coupe-bande selon l'invention est représenté à la figure 1. Ce circuit est formé de deux parties délimitées par des traits pointillés sur cette figure 1: - une première partie F à fonction de passe-bande (PB); - une seconde partie AS à fonction d'amplificateur sommateur. Le bloc F a pour fonction de transfert la relation (12). En conséquence la fonction de transfert du circuit global est G(s) donné par la relation (2), en posant par rap- port aux variables précédemment définies, les nouvelles va- riables conformément aux relations (13) et (14). 262 1756 -7- Le bloc AS est formé d'un amplificateur A1 de gain k1 et d'un amplificateur A2 de gain (-kz). L'amplificateur A2 est monté en cascade avec le bloc F, alors que l'amplificateur A1 est en parallèle sur la branche formée de F et A2. Le bloc S3 fait la somme des sorties des amplificateurs A1 et A2, et fournit le signal de sortie V5 du circuit selon l'invention, dont le signal d'entrée VE est appliqué au point commun d'entrée du bloc F et de l'amplificateur A1. Dans ces conditions on peut écrire la relation (15) En identifiant les termes de la relation précé- dente et ceux de la relation (5) on obtient la relation (16) et G = kl. Le circuit selon l'invention constitue donc un filtre coupe-bande de la seconde catégorie définie plus haut, qui peut réaliser une réjection totale. Il peut également être fortement sélectif, car la sélectivité dépend essen- tiellement de la structure du bloc F et non pas du circuit global présenté figure 1. Exemple de réalisation I Cet exemple est illustré par la figure 2a. Le bloc F a pour schéma équivalent pour sa partie passive le circuit PB représenté sur la figure 2b. Il est donc équivalent à une capacité C1 en série avec une résistance R2, une résistance R1 étant montée entre le point commun de C1 et R2, et la masse; et une capacité C2 étant montée entre la seconde borne de R2 et la masse. Sur la figure 2a, le circuit PB comprend les tran- sistors à effet de champ T1 et T2 en position des résistances R1 et R2 du schéma de la figure 2b, et utilisés comme résis- tances ajustables commandées par la source de tension E2- La capacité C1 du schéma équivalent 2b est formée de la capacité C1 du circuit de la figure 2a. La capacité C2 du schéma équivalent de la figure 2b est formée des capacités intrinsèques des transistors T3 et T4 du circuit de la figure 2a. Les transistors à effet de champ T3 et T4 sont 26 2 1756 - 8 - montés en parallèle, la source reliée à la masse. La grille du transistor T3 est commandée par le signal transmis par T2 et polarisée par une source de tension E3 à travers une résis- tance R3. La grille du transistor T4 est commandée par le même signal et polarisée par la source de tension E4 à travers une résistance R4. Les capacités C3 et C4 représentées sur la figure 2a sont des capacités d'isolement. Le drain commun des transistors T3 et T; est en outre relié à une source de tension d'alimentation E1 à tra- vers une résistance de charge R8. Le signal de sortie de cet étage PB est disponible aux drains communs des transistors T3 et T4. Tout cet ensemble constitue donc le bloc PB du circuit selon l'invention. Cet ensemble peut se décomposer du point de vue du fonctionnement en deux parties. - la première partie équivalente à C1, R1, R2 du circuit de la figure 2b, est donc formée de C1, T1, T2 de la figure 2a. Elle ne présente pas de gain; - la seconde partie équivalente à C2 de la figure 2b est formée de T3, T4 de la figure 2a, et présente un gain (-G). Or selon l'invention, il a été choisi de rendre la fréquence de réjection fi du filtre PB ajustable. Ce réglage de la fréquence de réjection fl est obtenu par une variation appropriée de la tension E2 de polarisation de grille des transistors T1 et T2 de la première partie. La tension E2 sera favorablement appliquée sur les grilles des transistors T1 et T2 à travers une résistance ayant pour ordre de grandeur 10 kQ, qui aura pour effet de protéger les transistors et d'augmenter légèrement la fré- quence fl de réjection. D'autre part, on peut être amené, lors de l'utili- sation du circuit selon l'invention, à faire fonctionner le circuit à des fréquences relativement proches de la fréquence 262 1756 - 9 - de coupure de l'étage amplificateur du circuit PB. Dans ces conditions, cet étage amplificateur, apporte un retard de phase qui rend la fréquence de réjection f1 notablement infé- rieure à la fréquence centrale du passe-bande. Comme le gain des transistors varie aussi notablement avec la fréquence, dans la gamme utilisée pour fi, cela entraîne qu'il est né- cessaire de modifier la polarisation de la seconde partie am- plificatrice comprenant T3 et T4 lorsque l'on modifie f1. Selon l'invention, ce réglage de la polarisation se fait aisément du fait que T3 et T4 sont montés en parallèle et polarisés séparément par E3 et E4. La polarisation de T4 par E4 à travers R4 permet d'ajuster grossièrement le gain (-G) de l'étage BP et la ré- jection R. La polarisation de T3 par E3 à travers R3 permet d'ajuster finement la réjection R. A cet effet, E4 est fixée en fonction de E3. Et le réglage de E3 doit être assez précis. Mais cette précision n'est demandée que dans une faible gamme. On notera aussi que l'on a choisi de rendre fi ajustable pour obtenir entre autres deux avantages: - la possibilité de rattrapage de la valeur de fl dont les circuits intégrés fournissent toujours des valeurs dispersées, du fait de la dispersion des caractéristiques des éléments d'un circuit à l'autre; - la possibilité d'utilisation du même circuit à de nombreuses fréquences différentes. Reprenant le schéma fonctionnel de la figure 1, les blocs A1, A2 et S3 sont représentés par le bloc AS (am- plificateur-sommateur) délimité par des traits pointillés sur la figure 2a. Le transistor à effet de champ T5 représente l'am- plificateur A2 de gain (-k2). Le transistor à effet de champ T6 représente l'amplificateur A1 de gain (-kî). Les transistors T5 et T6 sont montés en parallèle, 262 1 7 5 6 - 10 - la source à la masse, et le signal de sortie VS est dispo- nible sur leur drain commun, réalisant ainsi la fonction de sommateur 53 recherchée. Le transistor T5 reçoit sur sa grille le signal de sortie SF de la partie amplificatrice de l'étage PB, c'est- à-dire le signal disponible sur le drain commun des transis- tors T3 et T4. Le transistor T6 reçoit sur sa grille le signal d'entrée VE. Les grilles des transistors T5 et T6 sont en outre polarisées respectivement à travers les résistances R5 et R6, par la source de tension E5. Le drain commun des tran- sistors T5 et T6 est porté à la tension d'alimentation E1 à travers le circuit de charge formé des résistances R'7 et R7, et du transistor T7 dont la grille est reliée à la source à travers la capacité C7. L'étage PB est isolé de l'étage AS par la capacité C5. On notera que, ici, le gain du bloc F est -G, le gain de A2 est -k2 et le gain de A1 est -kl, ce qui revient à ajouter un déphasage de w par rapport au schéma fonctionnel de la figure 1. D'autre part la source de tension E5 appliquée à travers R5 et R6 aux grilles des transistors T5 et T6 respec- tivement, fixe les gains de ces transistors. Comme il n'est pas indispensable d'obtenir une valeur très précise pour cette tension, la source de tension E5 peut être fusionnée avec l'une des sources de polarisation de grille, par exemple avec E3. Le tableau II donne à titre d'exemple non limita- tif, des valeurs des éléments pour la mise en oeuvre du cir- cuit de la figure 2a avec des transistors à effet de champ du type normalement passant en l'absence de polarisation grille- source présentant une tension de seuil de l'ordre de: VT -2,5 volt, et une longueur de grille Q = 0,8 pm. Le circuit réalisé à l'aide de transistors à effet 26 2 175 6 - 11 - de champ de largeur de grille L donné par le tableau II sur arséniure de gallium et des autres éléments du tableau II, a donné les résultats suivants: Pour E2 = O V,, fi = 3,25 GHz Pour E2: -1,8 V, fi = 1 GHz. Au-delà de ces valeurs, c'est-à-dire pour E2 nue, mais devient d'un ajustage plus critique. En ce qui concerne la réjection R, si la valeur de la source de tension E3 est contrôlée avec une précision de mV, la réfection R est toujours: R > 50 dB à fj 3,25 GHz et R > 48 dB à f1 1 GHz. On notera qu'à f1 1 GHz, la valeur de la réjec- tion R est plus faible car le transistor T3 participe davan- tage au gain de l'amplificateur du circuit PB. En ce qui concerne le gain obtenu pour le circuit, il est: G = 10 dB. La polarisation de l'étage amplificateur de PB était telle que: fl t 3,25 GHz était obtenue pour E4 = -0,85 V et E3 = -0,815V et f t 1 GHz était obtenue pour E4 = -1,7 V et E3 = -0,830 V. Enfin, à titre d'exemple, la réponse en amplitude du filtre de la figure 2a en fonction de la fréquence f est représentée par la courbe de la figure 2e, obtenue par simu- lation sur ordinateur; et la courbe du déphasage A, également obtenue par simulation sur ordinateur, entre les signaux de sortie VS et de l'entrée VE en fonction de la fréquence f est représentée sur la figure 2d. En reprenant l'équation 2 qui s'applique comme on l'a vu au présent circuit, on a déjà remarqué plus haut que: 1"/ le circuit de filtre selon l'invention est du type coupe-bande lorsque la relation (6) est vérifiée. La structure selon l'invention permet d'obtenir 262 1 756 - 12 - Q1 positif ou négatif et la relation (10) vérifiée. 2 / le circuit selon l'invention permet aussi d'obtenir Q1 = -Qo, ce qui correspond au cas o le circuit à la fonction de passe- tout. Qui plus est, le circuit selon l'invention permet de passer de la fonction de coupe-bande à la fonction de passe- tout avec les mêmes éléments. Il suffit en effet de faire varier les polarisa- tions de grille des transistors des différents étages, pour obtenir la variation soit de kl, soit de k2, soit de G. On peut alors passer de manière continue de: Q1 = - - (cQupe-bande) à Q1 = -Qo (passe-tout). 26 2 1 7 5 6 - 13 - TABLEAU I (s/wj)2 + 1 F(s) = G. (1) (s)= (s/wo)2 + (1/Qo)(s/wo) + 1 p = S/w. (2) Wl = WO= WPB (13) S = jw (3) Qo = QPB (14) F(jWl) = O (4) G(s) = G. (S/w)2 + (1/Q1)(S/wl) + 1 (5) (s/wo)2 + (1/Qo)(s/wo) + 1 IQi > Qo (6) 1/Q1 = (1/QPB)-(k2/kl)GpB (16) Q1i > Qo. (7) Q1 1/Q1 = O (10) G(jw) = G = constante (11) s/WpB H(s) = GP B (12) (S/wpB)2 + (1/QPB) (s/WpB) + 1 Vs/VE = H(s).(-k2) + kl = -k2.GPB. 5/UpB + k1 (s/WpB)2+(1/QpB) (S/wpB)+l (15) (15) (S/wpB)2 [(1/QpB)-(k2/kl)GpB](S/wpB)+1 = S/wPB)2 + (1/Qkp.) (SPB) + 1 (S/WpB)2 + (1/QpB) (sWpB) + 1 TABLEAU II Capacités (pF) Résistances (kQ) Transistors: L(pm) Tension (V) C1 0,2 R3 20 Tt 10 E1 6 C3 0,5 R4 20 T2 10 E2 0 - -1,8 C4 0,5 R510 T3 20 E3 -0,8 *CS 1,0 R 10 T4 20 E -0,85 -1,7 C7 1,0. R710 T5 20 ES -0,8 R'7 14 TG 20 Re 0,6 T7 20 M) 1N IN -s 262 1756 - 15 - REVENDICATIONS: 1. Circuit formant un filtre R.C. actif pour applica- tion coupe-bande ou passe-tout dans les domaines des hautes et hyperfréquences, à fonction de transfert biquadratique, comportant une chaine comprenant un bloc F pour réaliser une fonction filtre et amplificateur, et comportant un bloc 53 pour réaliser la sommation VS entre le signal de sortie de la chaine et le signal VE appliqué à l'entrée E du circuit, caractérisé en ce que la chaine comprend en outre un bloc amplificateur A2 en série avec le bloc filtre-amplificateur F, placé entre la sortie SF de ce dernier et la sortie de la chaîne, en ce que le signal d'entrée VE est appliqué sur le bloc sommateur à travers un amplificateur A1, et en ce que le bloc S3 sommateur est formé par le couplage des sorties des blocs amplificateurs A1 et A2 pour former la sortie S du circuit sur laquelle le signal de sortie VS est disponible. 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le bloc filtreamplificateur F est un circuit actif BP à fonction d'amplificateur et de passe-bande d'ordre 2. 3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit BP est équivalent, pour sa partie passive, à un filtre formé d'une capacité C1 et une résistance R2 en série entre son entrée E et sa sortie SF, d'une résistance R1 placée entre le point commun à la capacité C1 et à la résistance R2, et d'une capacité C2 placée entre la sortie SF et la masse. 4. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que dans le circuit BP, les résistances R1 et R2 sont cons- tituées par les transistors à effet de champ T1 et T2 respec- tivement, la source du transistor T1 étant reliée à la masse, son drain étant relié à la source du transistor T2 et à la borne de la capacité C1 opposée à l'entrée E, et les grilles des transistors Ti et T2 étant polarisées par une source de tension continue réglable E2 pour faire varier la valeur des résistances RI et R2 et la fréquence f1 de réjection du 26 2 1756 - 16 - filtre, et en ce que la capacité C2 est constituée par les ca- pacités intrinsèques des transistors à effet de champ T3 et T4 d'un étage amplificateur formé des deux transistors T3 et T4 montés en parallèle, leur source commune reliée à la masse, leur drain commun relié à une source de tension d'alimentation continue E1 à travers une charge Re, les grilles des transis- tors T3 et T4 étant commandées par le signal disponible sur le drain du transistor T2 à travers les capacités C3 et C% res- pectivement, et ces grilles étant de plus polarisées par des sources de tension continue réglables, respectivement E3 à travers une résistance R3 pour le transistor T3 et E4 à tra- vers une résistance R4 pour le transistor T4, la valeur de la tension continue E3 étant choisie pour régler finement la va- leur de la réfection R du filtre, et la valeur de la tension continue E4 étant choisie pour régler grossièrement le gain (-G) de l'étage amplificateur et la réjection R, le signal de sortie VpB du circuit PB étant disponible au point SF commun des drains des transistors T3 et T4. 5. Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que le bloc amplificateur A2 est formé d'un transistor à effet de champ T5 dont la source est reliée à la masse, le drain à la sortie S, et dont la grille reçoit à travers une capacité Cs le signal VpB de sortie du bloc F, le drain de ce transistor T5 étant en outre porté à la tension d'alimen- tation Ei à travers une charge R9 et la grille de ce transis- tor T5 étant polarisée à travers une résistance Rs par une source de tension continue Es réglable pour faire varier le gain (-k2) de ce bloc amplificateur, et en ce que le bloc amplificateur A1 est formé d'un transistor à effet de champ T6 monté en parallèle sur le transistor Ts pour réaliser la sommation S3, la grille du transistor Ts recevant à travers une capacité C6 le signal d'entrée VE du circuit et étant de plus polarisée à travers une résistance R6 par la source de tension E5 pour faire varier le gain (-kl) de ce bloc amplificateur. 262 1756 - 17 - 6. Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce que la charge R9 des transistors T5 et T6 est une charge active formée d'un transistor à effet de champ T7 dont la source est reliée au drains communs des transistors T5 et TG, et dont le drain est porté à l'alimentation continue El, la polarisation de la grille du transistor T7 étant réalisée du fait qu'elle est reliée au point milieu d'un pont diviseur formé des résistances R7 et R'7 placées entre la masse et la tension El, et cette grille étant en outre reliée à la source de T7 à travers une capacité C7, et en ce que la charge Rs des transistors T3 et T4 est une résistance. 7. Circuit selon l'une des revendications 5 ou 6,ca- ractérisé en ce qu'il présente la fonction d'un coupe-bande par le réglage des valeurs des tensions El, E2, E3, E4, E5, relativement les unes par rapport aux autres pour obtenir des gains ki, k2, G des blocs amplificateurs tels que la réfection R de ce circuit est supérieure à 1. 8. Circuit selon l'une des revendications 5 ou 6, ca- ractérisé en ce qu'il présente la fonction d'un passe-tout par le réglage des valeurs des tensions El, E2, E3, E4, E5 relati- vement les unes par rapport aux autres pour obtenir des gains k1, k2, G des blocs amplificateurs tels que le facteur de ré- jection Q1 est opposé au facteur de qualité Qo. 9. Circuit selon l'une des revendications 5 ou 6, ca- ractérisé en ce que, par le réglage des valeurs des tensions E3 et E4 par rapport aux tensions El, E2, Es, pour obtenir des variations des gains kl, k2, et G, il est résulte une varia- tion continue du facteur de réjection Q1 entre -- et ±. 10. Circuit selon l'une des revendications 4 à 9, ca- ractérisé en ce que qu'il est intégré sur un substrat en ar- séniure de gallium (GaAs) et réalisé au moyen de transistors à effet de champ du type normalement passant en l'absence de polarisation grille-source.