FR 2618963 A1 19890203 FR 8810311 A 19880729 La présente invention se rapporte à un récepteur pour communication sur spectre dispersé, et en particulier à un perfectionnement d'une méthode de déphasage dans un système convolutionneur du récepteur indiqué ci-dessus. La communication sur spectre dispersé est caracté- risée en ce que la dispersion du spectre de l'émission de l'information à transmettre est effectuée en utilisant des codes PN (c'est-à-dire un code M ayant une longueur de code de 127) ayant une vitesse qui est bien supérieure à sa vitesse (avec une bande des fréquences élargie) et, du côté récepteur, l'information est décodée par mise en corrélation d'un signal reçu avec des codes PN prévus dans le récepteur, et a pour caractéristiques que la détério- ration des signaux reçus du fait d'une chute d'intensité sélective à la fréquence est réduite. En tant que récepteur à spectre dispersé utilisé pour une telle communication, on connaît celui révélé par exemple dans le JP-A-59-186440. Comme cela est illustré à la figure 4, la construction de base de ce récepteur comprend des filtres appariés 1 et 2, un déphaseur 3 et un détecteur de phase 4. Le signal reçu S, ayant un spectre dispersé, est introduit dans les filtres appariés 1 et 2 et y est mis en corrélation de manière à obtenir des signaux de sortie A et B. Alors, le signal de sortie B est déphasé de 90 par le déphaseur 3. Enfin, le signal de sortie B', déphasé,et le signal de sortie A indiqué ci-dessus sont appliqués au détecteur de phase 4 pour décoder un signal de donnée D. Cependant, dans la construction du récepteur pour communication sur spectre dispersé comme on l'a décrite ci-dessus, comme le déphaseur est disposé du côté sortie du filtre apparié, il est bien entendu que, comme il est nécessaire de déphaser un signal de sortie sur large bande, ce déphaseur a nécessairement une caractéristique de large bande de fréquences. Par ailleurs, plus la bande de fréquences de dispersion est grande, plus le déphaseur doit avoir une grande largeur de bande. De plus, il est nécessaire de le déphaser uniformément dans cette bande des fréquences. Il est extrêmement difficile de réaliser un déphaseur satisfaisant ces conditions. Par ailleurs, dans la pratique, afin de compenser des déphasages produits par des fluctuations des caractéristiques des pièces, des fluctuations de la longueur électrique du câblage, des variations de température, etc., le déphaseur décrit ci- dessus doit être construit de manière qu'un réglage de la phase soit possible et il est extrêmement différent de le réaliser pour une large bande de fréquences. Par conséquent, la présente invention a pour objet un récepteur à spectre dispersé ayant une construction appropriée à un usage pratique, o il est facile de réaliser un déphaseur dont le réglage de phase soit possible. Afin d'atteindre l'objectif ci-dessus, un récepteur pour communication sur spectre dispersé selon l'invention comprend un corrélateur consistant en un premier convolu- tionneur et un second convolutionneur, un même signal reçu étant appliqué à une première entrée de chacun des convolutionneurs; un premier multiplicateur appliquant, à une seconde entrée du premier convolutionneur, un premier signal de référence obtenu en multipliant un premier signal CW et un premier code PN; et un second multiplicateur appliquant,à une seconde entrée du second convolutionneur un second signal de référence produit en multipliant un second signal CW ayant la même fréquence que le premier signal CW et une différence prédéterminée de phase par rapport à celui-ci et un second code PN; un moyen de décodage pour décoder les sorties des deux convolutionneurs,afin d'obtenir une donnée; et un déphaseur disposé du côté de la seconde entrée du premier ou du second convolutionneur, et produisant le second signal CW à partir du premier signal CW. Dans le récepteur pour communication sur spectre dispersé selon l'invention, comme le déphaseur ne déphase que le premier signal CW à une. valeur prédéterminée afin Z618963 de produire le second signal CW, il n'est pas nécessaire que le déphaseur ait une caractéristique de large bande de fréquences. Par conséquent, il est facile de le réaliser et il peut être construit de manière que le réglage de sa phase soit possible. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: - la figure 1 donne un schéma-bloc illustrant un mode de réalisation de l'invention; - la figure 2 montre des formes d'onde pour expliquer le mode de fonctionnement du récepteur indiqué à la figure I; - la figure 3 est un exemple d'un multiplicateur; - la figure 4 donne un schéma-bloc illustrant un exemple d'un récepteur de l'art antérieur pour communica- tion sur spectre dispersé; - la figure 5 donne un schéma-bloc illustrant un autre mode de réalisation de la présente invention; et - les figures 6 et 7 sont des schémas-blocs illus- trant deux constructions différentes du circuit de réglage de la phase utilisé dans le mode de réalisation indiqué à la figure 5. L'invention sera expliquée ci-dessous en se référant aux modes de réalisation montrés aux dessins. La figure 1 montre la construction de base d'un premier mode de réalisation du récepteur pour communication sur spectre dispersé selon l'invention. Sur la figure, les chiffres de référence 5 et 6 sont des convolutionneurs; 7 et 8 sont des multiplicateurs; 9 est un déphaseur; 10 et 11 sont des amplificateurs; 12 est un multiplicateur et 13 est un filtre passe-bas. Un signal reçu sur spectre dispersé S est appliqué à une entrée de chacun des convolutionneurs 5 et 6, tandis que des premier et second signaux de référence Rfl et Rf2 sont appliqués aux autres entrées,respectivement. Un signal CW1 ayant la même fréquence que la porteuse haute fréquence du signal S sur spectre dispersé est appliqué au déphaseur 9 et à une entrée du multiplica- teur 7. Le déphaseur 9 déphase le signal CW1 à une valeur prédéterminée et applique,à une entrée du multiplicateur 8, le signal ainsi obtenu. Des codes PN1 et PN2, qui sont nécessaires pour le décodage, sont appliqués à l'autre entrée de chacun des multiplicateurs 7 et 8, les sorties des multiplicateurs 7 et 8 étant les premier et second signaux de référence Rfl et Rf2, respectivement. Les convolutionneurs 5 et 6 mettent le signal S sur spectre dispersé en corrélation avec les premier et second signaux de référence Rfl et Rf2, respectivement, et leurs sorties en corrélation Vcl et Vc2 sont appliquées au multiplicateur 12 par les amplificateurs 10 et 11, respectivement. La sortie du multiplicateur 12 est appliquée à un filtre passe-bas 13 et ainsi est obtenu le signal décodé Vf représentant la donnée. La raison pour laquelle le signal décodé Vf repré- sentant la donnée peut être obtenu, en partant du signal S sur spectre dispersé reçu par la construction décrite dans le mode de réalisation ci-dessus,sera maintenant expliquée. Le signal reçu sur spectre dispersé S peut être représenté par: S = Vd(t) =Pl(t)SIN(o)ot)+A' P2(t)COS(o)0t)... (1) o Pl(t) et P2(t) sont des premier et second codes PN utilisés au codage du côté transmetteur et A représente la donnée, qui peut être 1 ou -1. Le signal S est appliqué également aux deux convolutionneurs. Les premier et second signaux de référence Rfl et Rf2 appliqués aux deux convolutionneurs sont exprimés par: Z618963 Rfi = Vrl(t)= P1(t)COS(ot)...(2) Rf2 = Vr2(t)= P2(t)COS(u)ot + 0)...(3) o 9 représente la quantité de déphasage dans le déphaseur, et Pl(t) et P2(t) sont les codes PN PN1 et PN2 utilisés au décodage du côté récepteur, qui sont des images miroirs (signaux inversés dans le temps) de Pl(t) et P2(t) utilisés du côté transmetteur, respectivement. Les sorties Vcl et Vc2 des deux convolutionneurs sont les suivantes: Vcl(t) = CONV tVd(t), Vr1(t)... (4) Vc2(t) = CONV tVd(t), Vr2(t)i...(5) o CONV VI(t), V2(t)} représente la convolution des deux entrées Vl(t) et V2(t). En supposant que Vl(t) = COS (c0t)...(6) V2(t) = COS (Ckot + 9).*. (7) la sortie CONV UVl(t), V2(t) peut s'exprimer par: CONV {Vl(t), V2(t) = COS(2wot + 9 + 0)...(8) o désigne l'efficacité du convolutionneur et représente une phase additionnelle, inhérente au convolu- -tionneur. On peut comprendre, de là, que la variation de phase g à l'une des entrées V2(t) apparaît à la sortie telle qu'elle est. Comme les corrélations de Pl(t) avec P2(t) et de P2(t) avec Pl(t) sont faibles, même si l'on suppose les équations suivantes: V 1(t)* CONV ÉP (t) SIN (w Ot) Pl (t) cos( t) * * (9) Vc2(t), CONVt A, P2(t)COS(iJot), P2(t)COS(J ot +9)3 (10), il n'y a pas d'erreur importante. Les équations (9) et (10) peuvent être de plus transformées en Vcl(t) = V *1A R1(t)SIN (2tuot + 1)...(11) Vc2(t) = ' 2 A R2(t)COS (2 wot + O + 02)...(12) o Rl(t) et R2(t) sont les convolutions de Pl(t) avec Pl(t) et de P2(t) avec P2(t); et 1 et 02 sont des phases additionnelles inhérentes aux convolutionneurs. La sortie Vm(t) après multiplication de Vcl(t) et Vc2(t) est donnée par: Vm(t) = Vcl (t) Vc2(t) = 41' 4 2 A Rl(t) R2(t)-COS (2utot + 01) COS (2u0Ot + @ + 02)...(13) En supposant que g + 02 = el - - /2... (14) l'équation (13) peut être transformée comme suit: Vm(t) = "1'2 A- Rl(t) R2(t) À SIN (2.00t + 1l). = COS (2u 0t + 91 - 1'/2) = " 1 'f2 *A 'Rl(t) R2(t) SIN (2uJot + 01) (15) Par ailleurs, le signal décodé Vf(t) obtenu en forçant Vm(t) à traverser le filtre passe-bas peut être représenté par: Vf(t) = * A R2(t). R2(t). (17) f 2..17) La figure 2 montre un exemple de chacun de Vcl(t), Vc2(t) et Vf(t) lorsque l'on suppose l'équation (14). De cette figure et de l'équation (17), on peut comprendre que le décodage en donnée est possible. En conséquence, dans ce cas, de l'équation (14), la quantité prédéterminée de déphasage 9 dans le déphaseur peut être donnée par: 0 = 01 -1 /2 - A2...(16) De plus, il est évident que, par exemple, des circuits non linéaires utilisant des transistors ou des diodes peuvent être employés pour les multiplicateurs 7, 9 et 12 décrits ci-dessus. Par ailleurs, il est également possible qu'un additionneur 14'et un soustracteur 15'soient utilisés en tant que multiplicateur 12 décrit cidessus comme cela est indiqué à la figure 3 de manière que les sorties Vcl et Vc2 des convolutionneurs 5 et 6 soient ajoutées à et soustraites l'une de l'autre, comme suit. En effet, à la figure 3, Va(t), qui est un signal obtenu en ajoutant Vcl et Vc2, est donné par: Va(t)= l A R1(t) -SIN (2tot + 01) ±2 R2(t)' COS (2wot+g+02)...(18) et Vs(t), qui est un signal obtenu en soustrayant Vc2 de Vcl, est donné par: Vs(t) =-1 A - R1(t) SIN (2 uot + 01) -l2 R2(t) COS (2- 0t+9+02)...* (19) Là, lorsque l'on suppose que dans l'équation (14), /,1 = 12 et Rl(t) = R2(t), on peut les réécrire comme suit: Va(t) = 1 -A Ri(t) À SIN(2o t+ 01) +T 1 R SIN(2 cJot+O 1) = 1 R1(t) SIN(2 ot + 01) (A+ 1)... (20) Vs(t) =i1 *A *Rl(t) *SIN(2.00t + 1) -1 1R(t) SIN (2w ot+01) =11 R1(t) SIN(20Ot + 01) (A + 1) (21) Des équations (20) et (21), on obtient les équations suivantes: si A = 1, Va(t)=2.1l.R1(t).SIN(2wot+01), Vs(t)=0... (22) et si A = - 1, Va(t)=O,Vs(t)=-2.-41l * R1(t) * SIN(20ot+ o1)... (23) En détectant en enveloppe Va(t) et Vs(t), il est possible d'obtenir des sorties de A = 1 et A = -1. Cette méthode, dans laquelle on utilise la somme et la différence des signaux, présente l'avantage qu'il est possible de prendre séparément les sorties correspon- dant à A = 1 et à A = -1, par rapport à la méthode o l'on utilise le multiplicateur. La figure 5 montre un autre mode de réalisation de l'invention o les chiffres de référence également utilisés à la figure 1 représentent des articles iden- tiques ou similaires à ceux de cette dernière figure; 14 est un commutateur et 15 est un circuit de réglage de la phase. Le circuit de réglage de la phase 15 se compose par exemple d'un circuit 16 de détection de la polarité, d'un filtre en boucle séquentiel 17 et d'un circuit de maintien 18. Lorsque le commutateur 14 est du c6té du point de 9' contact I1, l'opération fondamentale selon laquelle le signal reçu sur spectre dispersé S est appliqué à une entrée de chacun des convolutionneurs 5 et 6 et les premier et second signaux de référence Rfl et Rf2 sont appliqués à l'autre entrée est identique à celle décrite pour la figure 1. Cependant, le fonctionnement du circuit indiqué à la figure 5 diffère de celui indiqué à la figure 1 par ce qui suit. En effet, dans le cas o l'on a +92 = 01 à l'équation (13), Vf(t) = 0 et par conséquent le décodage est impossible. Comme on l'a précédemment indiqué, 01 et 02 ne sont pas nécessairement en accord l'une avec l'autre à cause de légères différences des caractéristiques des deux convolutionneurs, des petites différences des caractéristiques de température, de la longueur du câblage, etc. Pour cette raison, dans le mode de réalisation indiqué à la figure 5, afin de compenser ce déphasage, le commutateur 14 est commuté au côté du point de contact 12. De cette manière, le signal CW1 est appliqué à une entrée de chacun des convolutionneurs 5 et 6 et de plus, les premier et second codes PN sont commutés à une tension continue de polarisation. Le signal d'entrée Vd(t) est donné par: Vd(t) = COS(' 0t)... (24) Comme les premier et second codes PN sont commutés à la tension continue de polarisation, l'équation suivante est valable: P1 (t) = P2(t) = i...(25) En conséquence, les sorties en convolution V'cl(t) et V'c2(t) sont données par: V cl(t) =.1 COS (2wot + 1).. (26) V c2(t) =12 COS (2w ot + 2) . (27) La sortie V'm(t) après multiplication de V'cl(t) et V'c2(t) est représentée par: V'm(t)= ' 1'-2 COS(2 Ot+0l)'COS(2 uot+02)...(28) Là, si + 02 = 01 - rr/2...(29) alors V'm(t)=' t1 2 COS(2. ot+o1) SIN(2tot+01)... (30) et la sortie V'f(t) du filtre passe-bas est donnée par: V 'f(t) o' 1 '2 COS (01 - 9 - 02)...(31) En réglant le déphaseur de manière que lorsque la sortie ci-dessus décrite est positive, la phase soit retardée et lorsqu'elle est négative, la phase soit avancée, le réglage est effectué de manière que le circuit soit équilibré à: V'f(t) = O... (32) La condition d'équilibre à ce moment est..DTD: 01 - @ - 02 = 1 /2.. (33) et par conséquent O = 01 - 2 - IY /2... (34) Cette condition représentée par l'équation (34) est en accord avec la condition optimale du décodage pour obtenir la donnée. Par ailleurs, ce réglage peut être obtenu par la méthode de réglage à boucle verrouillée en phase bien connue. En effet, la sortie du filtre passe-bas 13 est appliquée au circuit 16 de détection de polarité et la sortie de ce dernier est filtrée par le filtre séquentiel en boucle 17. La sortie du filtre séquentiel en boucle 17 est appliquée au circuit de maintien 18 et ie déphaseur 9 peut être réglé par la sortie de ce circuit de maintien. Dans ce cas, tant que le réglage de phase est effectué, le circuit de maintien 18 applique au déphaseur 9 la sortie du filtre séquentiel en boucle 17 telle qu'elle est, mais lorsque le décodage pour obtenir la donnée est effectué, il maintient la sortie du filtre séquentiel en boucle 17 juste avant que le système de la figure 5 ne soit passé du réglage de phase au décodage pour obtenir la donnée et continue à appliquer, au déphaseur 9 cette valeur, qui est utilisée pour maintenir l'état de phase optimale. Par ailleurs, tout circuit par lequel le réglage de phase est possible peut être utilisé comme déphaseur 9 et le commutateur peut être entraîné à une temporisation périodique appropriée selon la nécessité. De plus, le circuit 15 de réglage de la phase peut être séparé du circuit ci-dessus décrit, une boucle verrouillée en phase analogue appliquant au circuit de maintien 20 la sortie du filtre passe-bas 13 par un filtre en boucle 19, comme cela est indiqué à la figure 6 et de plus il est évident que le circuit 15 de réglage de la phase peut également être une boucle verrouillée en phase consistant en un circuit 21 de détection de la polarité, une unité centrale de traitement 22 et un convertisseur numérique/analogique 23, comme cela est indiqué à la figure 7. Comme cela est clair par l'explication ci-dessus, selon l'invention, comme le déphaseur est disposé du côté entrée du corrélateur comprenant deux convolutionneurs, contrairement à ce que l'on utilisait jusqu'à maintenant, il est suffisant de déphaser un signal CW ayant une bande de fréquences qui n'est pas si large que le signal sur spectre dispersé et il est facile de réaliser un déphaseur d'un usage pratique. Par ailleurs, il est possible de réaliser facilement le réglage de la phase du déphaseur, ce qui est nécessaire dans le cas o des écarts de phase dûs aux différences entre 1 et 92, comme on l'a décrit ci-dessus, doivent être corrigés. - R E V E N D I C AT I 0 N S 1.- Récepteur pour communication sur spectre dispersé, du type comprenant: un corrélateur consistant en un premier convolution- neur et un second convolutionneur, un même signal reçu étant appliqué à une première entrée de chacun des convolutionneurs, un premier multiplicateur appliquant à une seconde entrée du premier convolutionneur un premier signal de référence produit en multipliant un premier signal CW et un premier code PN, un second multiplicateur appliquant à une seconde entrée du second convolutionneur un second signal de référence produit en multipliant un second signal CW ayant la même fréquence que le premier signal CW et une différence prédéterminée de -phase par rapport à sa phase et un second code PN, et un moyen de décodage pour décoder des sorties des deux convolutionneurs afin d'obtenir une donnée, caractérisé en ce qu'un déphaseur (9) est disposé du côté seconde entrée du premier ou second convolutionneur (5 ou 6) pour produire le second signal CW à partir du premier signal CW. 2.- Récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de décodage se compose d'un multipli- cateur (12),auquel sont appliquées les sorties des premier et second convolutionneurs. 3.- Récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de décodage se compose d'un addition- neur (14') et d'un soustracteur (15'), auxquels sont appliquées les sorties des premier et second convolu- tionneurs. 4.- Récepteur pour communication sur spectre dispersé, du type comprenant un corrêlateur consistant en un premier convolutionneur et un second convolutionneur, un même signal reçu étant appliqué à une première entrée de chacun des convolutionneurs, un premier multiplicateur appliquant à une seconde entrée du premier convolutionneur un premier signal de référence produit en multipliant un premier signal CW et un premier code PN, un second multiplicateur appliquant à une seconde entrée du second convolutionneur un second signal de référence produit en multipliant un second signal CW de la même fréquence que le premier signal CW et ayant une différence de phase prédéter- minée relativement à sa phase et un second code PN, et un troisième multiplicateur pour décoder les sorties des deux convolutionneurs afin d'obtenir la donnée par leur multiplication, caractérisé en ce qu'est de plus prévu un déphaseur (9) disposé du côté de la seconde entrée du premier ou second convolutionneur pour produire le second signal CW, en partant du premier signal CW, un moyen de commutation (14) appliquant sélectivement soit le signal reçu sur spectre dispersé ou le premier signal CW à la première entrée de chacun des convolution- neurs et un moyen (15) de réglage de la phase pour régler la phase du déphaseur, en réponse à la sortie du troisième multiplicateur (12). 5.- Récepteur selon la revendication 4, caractérisé en ce que le moyen de réglage de la phase comprend un circuit de détection de la polarité (16) pour juger la polarité de la sortie du troisième multiplicateur et un filtre séquentiel en boucle (17) pour filtrer la sortie du circuit (16), la sortie du filtre (17) réglant le déphaseur.