FR 2618959 A1 19890203 FR 8810313 A 19880729 La présente invention se rapporte à un récepteur à spectre dispersé, et plus particulièrement, à un perfectionnement de son système de réglage automatique du gain. La figure 4 montre un système de réglage automatique du gain de l'art antérieur utilisé dans un récepteur à spectre dispersé. Sur cette figure, le chiffre de référence 1 indique un corrélateur, 2 un amplificateur à fréquence intermédiaire, 3 un détecteur de corrélation, et 4 un amplificateur AGC (réglage automatique du gain). Le corrélateur 1 reçoit un signal reçu sur spectre dispersé etapplique une sortie en corrélation au détecteur de corrélation 3 via l'amplificateur à fréquence intermédiaire 2. Le détecteur de corrélation 3 produit une sortie qui présente une pointe de corrélation A comme le montre la figure 5. Lorsque la pointe de corrélation A est grande, l'amplificateur AGC 4 présente un grand niveau de sortie et commande l'amplificateur à fréquence intermédiaire 2 pour qu'il diminue son gain. Lorsque la pointe de corrélation A est petite, l'amplificateur 4 présente un petit niveau de sortie et commande l'amplificateur 2 pour qu'il augmente son gain. Comme on l'a décrit, le système de réglage automa- tique du gain de l'art antérieur emploie le détecteur de corrélation pour détecter une sortie de l'amplificateur à fréquence intermédiaire. Par conséquent, lorsque deux convolutionneurs sont utilisés pour le corrélateur 2, deux détecteurs de corrélation sont requis pour détecter les sorties respectives en corrélation des deux convolution- neurs, et cela invite à un agencement de circuit compliqué et à une augmentation du prix de fabrication. Le système de l'art antérieur nécessite deux amplificateurs à fréquence intermédiaire et deux amplifi- cateurs correspondants à réglage automatique du gain et cela complique encore l'agencement de circuit. Outre cela, dans le cas d'une forme d'onde telle que la pointe de corrélation A, un circuit AGC qui suit la valeur de crête est généralement utilisé. Un tel circuit AGC est pourvu d'une courte constante de temps poqr une charge électrique et d'une longue constante de temps pour une décharge électrique. Cependant, dans ce cas, le circuit AGC, bien que répondant rapidement à un change- ment provoquant une augmentation de la pointe de corréla- tion, présente une réponse nulle à un changement provoquant une diminution. Par ailleurs, bien que la constante de temps de décharge soit longue, le circuit AGC se décharge peu à peu, continuellement, lorsque la pointe de corréla- tion n'existe pas. Par conséquent, la tension de réglage AGC change continuellement, et cela invite à une opération erronée provoquée par un bruit ou une réponse parasite pendant l'absence de-la pointe de corrélation. La présente invention a pour' objet un récepteur à spectre dispersé ayant un système de réglage automatique du gain qui répond rapidement à la pointe de corrélation seule pour commander le récepteur pour ne jamais augmenter le niveau de bruit et ne jamais dégrader le rapport signalbruit. La présente invention a pour autre objet un récepteur à spectre dispersé ayant un système de réglage automatique du gain approprié à l'utilisation d'un corrélateur d'un type produisant au moins deux sorties en corrélation. Afin d'atteindre ces objectifs, un système selon l'invention comprend un moyen formant amplificateur à gain variable qui amplifie une sortie en corrélation et dont le gain est commandé en réponse à une sortie de démodula- tion d'un démodulateur qui démodule une sortie de l'amplificateur. Dans un premier mode de réalisation préféré de l'invention, deux corrélateurs et deux amplificateurs correspondants à gain variable sont utilisés, et le gain de chaque. amplificateur est réglé par un seul circuit AGC en réponse à la sortie de démodulation. Dans un second mode de réalisation de l'invention, la pointe de corrélation fournie par le démodulateur est comparée à deux tensions positives ou négatives de seuil selon la polarité de la pointe de corrélation et le gain de l'amplificateur à gain variable est réglé en réponse à une sortie résultant de la comparaison afin de maintenir la crête de la pointe de corrélation entre lesdites deux tensions positives ou négatives de seuil. Dans un récepteur à spectre dispersé ayant le système de réglage automatique du gain du premier mode de réalisation, le gain de l'amplificateur à gain variable pour amplifier des sorties respectives en corrélation est réglé en réponse à une seule sortie de démodulation au lieu d'une sortie amplifiée de l'amplificateur lui-même. Par conséquent, le système ne nécessite pas le détecteur de corrélation utilisé dans le système de l'art antérieur. Par ailleurs, comme les réglages du gain des' amplifica- teurs respectifs sont effectués simultanément en réponse à une seule sortie de démodulation, un seul circuit AGC suffit pour ces amplificateurs. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: - la figure 1 donne un schéma-bloc d'un mode de réalisation de l'invention; - la figure 2 montre des formes d'onde pour expliquer le fonctionnement du mode de réalisation de la figure 1; - la figure 3 donne un schéma-bloc d'un autre mode de réalisation de l'invention; - la figure 4 donne un schéma-bloc d'un système de réglage du gain de l'art antérieur dans un récepteur à spectre dispersé; - la figure 5 montre une forme d'onde d'une pointe de corrélation dans le système de la figure 4; - la figure 6 donne un schémabloc montrant un agencement général d'un second mode de réalisation de l'invention; - la figure 7 donne un schéma-bloc du second mode de réalisation de l'invention; et - les figures 8 à 12 montrent des formes d'onde pour expliquer des fonctionnements du mode de réalisation. L'invention sera décrite ci-dessous en détail en se référant à des modes de réalisation illustrés sur les dessins et en utilisant un multiplicateur comme démodula- teur. La figure 1 montre un agencement général d'un mode de réalisation d'un récepteur à spectre dispersé selon l'invention o les chiffres de référence 5 et 6 indiquent des convolutionneurs, 7 et 8 des multiplicateurs, 9 un déphaseur, 10 et 11 des amplificateurs à gain variable, 12 un multiplicateur utilisé en tant que démodulateur, 13 un filtre passe-bas et 14 un circuit de réglage automatique du gain. Un signal reçu sur spectre dispersé est appliqué à l'une des entrées de chaque convolutionneur 5 (6) tandis que les autres extrémités des convolutionneurs 5 et 6 reçoivent des premier et second signaux de référence Rfl et Rf2, respectivement. Un signal CW1 ayant la même fréquence qu'une porteuse haute fréquence d'un signal sur spectre dispersé S est appliqué à l'une des entrées du déphaseur 9 et à l'une des entrées du multiplicateur 7. Le déphaseur 9 déphase le signal CW1 d'une valeur prédéterminée, telle que 90 j et l'applique à l'une des entrées du multiplicateur 8. Les autres extrémités des multiplicateurs 7 et 8 reçoivent principalement des codes PN PN1i et PN2 respecti- vement, et leurs sorties sont utilisées en tant que premier et second signaux de référence Rfl et Rf2. Les convolutionneurs 5 et 6 mettent les premier et second signaux de référence Rfl et Rf2 en corrélation avec le signal à spectre dispersé S, respectivement, et les sorties respectives de corrélation Vcl et Vc2 sont appliquées au.multiplicateur 12 via les amplificateurs et 11. Le multiplicateur 12 applique sa sortie au filtre passe-bas 13 pour obtenir un signal de démodulation de donnée Vf. On expliquera ci-dessous la façon dont le signal Vf de démodulation de donnée est obtenu du signal reçu S sur spectre dispersé dans l'agencement ci-dessus décrit. Le signal reçu S sur spectre dispersé est exprimé par: S=Vd(t)=P1(t)SIN(. Oj0t)+A.P2(t)COS(ukot)...(1) o Pl(t) et P2(t) sont des premier et second codes PN utilisés dans la démodulation dans une station d'émetteur, A est une donnée qui présente une valeur de 1 ou -1 et le signal S est appliqué également aux deux convolu- tionneurs. Les premier et second signaux de référence Rfl et Rf2 introduits dans les deux convolutionneurs sont exprimés par: Rf1 = Vrl(t) =Pl(t)COS(CdOt)... (2) Rf2 = Vr2(t)=P2(t)SIN()Oot + 9)...(3) o Pl(t) et P2(t) sont des codes PN, PN1 et PN2, du récepteur qui sont utilisés dans la démodulation et ce sont les images miroirs (signaux inversés dans le temps) de Pl(t) et P2(t) de l'émetteur. Les sorties respectives Vcl et Vc2 des deux convolutionneurs sont: VCl(t) =CONV tVd(t), Vr1(t)...(4) Vc2(t)=CONV Vd(t), Vr2(t)}...(5) o CONV Vl(t), V2(t)\ indique une convolution de deux entrées Vl(t) et V2(t). Lorsque l'on établit: Vl(t)=COS (Wot)... (6) V2(t)=COS (tot+g)...(7) la sortie CONV tVl(t), V2(t)} du convolutionneur peut s'exprimer par: CONV {Vl(t), V2(t)Y = L *C S(2 uot+O+0)... (8) o L est l'efficacité du convolutionneur, est une phase additive inhérente au convolutionneur,et il faut savoir que le changement de phase 9 dans une entrée V2(t) apparaît à la sortie sous sa forme d'origine. Comme les corrélations mutuelles entre Pl(t) et P2(t) et entre P2(t) et Pl(t) sont faibles, il n'y a pas de grande erreur produite,même lorsque l'on établit: Vc1(t) . CONVI Pl(t)SIN( ot),P (t)COS(u.ot)...(9) Vc2(t)CONV A'P2(t)COS(tJo)2(t)C(t)COS(uJot+9)} (10) les expressions (9) et (10) peuvent être réécrites comme suit: Vcl(t)= *Il * Rl(t)COS (2cot+l)... (11) Vc2(t)= 2 * A R2(t)COS (2 ot+02)... (12) o Rl(t) et R2(t) sont des convolutions entre Pl(t) et Pl(t) et P2(t) et P2(t) respectivement et b1 et 02 sont des phases additionnelles inhérentes aux convolutionneurs respectifs. Lorsque l'on exprime la sortie Vm(t) après multiplication de Vcl(t) et Vc2(t) par: Vm(t)= Vcl(t) À Vc2(t) = 8LI 2a A. R1(t) - R2(t) COS(2t'0t+1). COS (2o.0t+9+A2)... (13) dans laquelle 9+A2=1-, /2... (14) on peut établir l'équation suivante: Vm(t)= ' 1-12- A' R1(t) R2(t)À SIN(2Luot+1) COS (2u 0t+91- -r/2) =: 1 2' A, Rl(t). R2(t)SIN2(2,ot+01) (15) Le signal de démodulation Vf(t) obtenu en filtrant Vm(t) à travers le filtre passe-bas est exprimé par: Vf(t)= tL1t 2À A Rl(t) R2(t)...(16) La figure 2 montre les formes d'onde de Vcl(t), Vc2(t) et Vf(t) lorsque l'on a 1 = 02. De la figure 2 et de l'équation (16), on sait que l'agencement de la figure 2 permet la démodulation de donnée. Dans le récepteur sur spectre dispersé ci-dessus décrit, l'invention emploie particulièrement le circuit 14 de réglage automatique du gain qui est placé entre le filtre passe-bas 13 et les amplificateurs à gain variable 10 et 11 et qui est configuré pour régler les gains des amplificateurs en réponse à la sortie de multiplication du multiplicateur 12 afin d'empêcher une saturation des sorties des amplificateurs 10 et 11. Par conséquent, comme on peut le comprendre de l'agencement ci-dessus décrit, l'invention est configurée pour accomplir un réglage indirect du gain des amplifica- teurs 10 et 11 en réponse à la sortie de multiplication de l'étage subséquent, au lieu du réglage direct du gain en réponse aux sorties des amplificateurs du système de l'art antérieur. Dans le récepteur à spectre dispersé de la figure 1, le corrélateur est formé de deux convolutionneurs, et les sorties respectives en corrélation sont introduites dans un seul multiplicateur afin d'obtenir une seule sortie de multiplication en tant que sortie de démodulation. En considérant cet agencement du système de démodulation en corrélation, le système de réglage du gain de l'inven- tion est configuré de manière que le circuit 14 de réglage du gain règle les gains des amplificateurs 10 et 11 concurremment en réponse à la seule sortie de multiplica- tion ci-dessus. Apparemment, le système de réglage du gain de l'invention peut être utilisé non seulement dans un agencement utilisant deux convolutionneurs en tant que corrélateur mais également dans tout autre agencement capable de produire au moins deux sorties en corrélation. Le même système de réglage automatique du gain peut être également utilisé dans un récepteur à spectre dispersé utilisant un additionneur 12' et un soustracteur 12" en tant que démodulateur, comme le montre la figure 3. La figure 6 montre un autre mode de réalisation de l'invention o un système de réglage automatique du gain de l'invention est utilisé dans un récepteur à spectre dispersé. Sur le dessin, le chiffre de référence 21 indique un corrélateur, 22 un amplificateur à gain variable, 23 un démodulateur et AGC indique un circuit AGC répondant à une sortie du démodulateur 23 pour régler le gain de l'amplificateur à gain variable 22. Le circuit AGC est fait d'un étage de comparaison CA, d'un étage générateur de tension de référence RV, d'un étage de contrôle du compte CC, d'un étage de sélection d'horloge CL, d'un étage de compte CU, et d'un étage générateur du courant de réglage du gain GC. L'étage de comparaison CA peut être fait d'un circuit de comparaison 24 comme le montre la figure 7, et l'étage générateur de tension de référence RV peut avoir un circuit producteur de tension de seuil 25. L'étage de contrôle du compte CC comprend des circuits à valeur absolue 26 et 26', des mono-multivibrateurs numériques 27 et 27', des portes 28 et 28' et des portes d'horloge 29 et 29'. L'étage de sélection d'horloge CL se compose d'un circuit de commutation d'horloge 35, l'étage de compte CU comprend un compteur réversible 30 et un décodeur 34 et l'étage générateur de courant de réglage du gain GC se compose d'un convertisseur numérique/analogique 33. Le chiffre de référence 31 désigne un circuit commutateur de donnée et 32 désigne un circuit de détection de porteuse. Le comparateur 24 se compose de quatre comparateurs 24a à 24d ayant des bornes plus (+) recevant une sortie du démodulateur 23 et des bornes moins (-) recevant les tensions de seuil f et g du circuit générateur de tension de seuil 25. Les bornes moins (-) des comparateurs 24c et 24d reçoivent une sortie du démodulateur 23 et ses bornes plus (+) reçoivent les tensions de seuil h et i du circuit 25. Les circuits de valeur absolue 26 et 26' peuvent se composer de circuits OU, par exemple, qui reçoivent les sorties de comparaison b à e des comparateurs respectifs et les sorties des circuits 26 et 26' traversent les mono-multivibrateurs 27-27', les portes 28-28' et les portes d'horloge 29-29' pour atteindre les bornes de compte et de décompte du compteur 30. Le compteur 30 applique sa sortie au convertisseur numérique/analogique 33 par le circuit commutateur de donnée 31 et le gain de l'amplificateur à gain variable 22 est réglé par une sortie du convertisseur 33. Dans l'agencement de la figure 6, une pointe de corrélation fournie par le démodulateur 23 est comparée dans l'étage de comparaison CA aux deux tensions de seuil positives ou négatives qui sont fournies par l'étage générateur de tension de référence RV et choisies selon la polarité de la pointe correspondante. En réponse à un résultat de comparaison, l'étage de compte CC choisit une horloge de l'étage de sélection d'horloge CL pour l'appliquer à l'étage de compte CU qui, en réponse, compte en direction positive ou négative. L'étage générateur du courant de réglage du gain GC produit un courant corres- pondant à la valeur comptée et le gain de l'amplificateur à gain variable 22 est réglé pour maintenir la pointe de corrélation entre les tensions positives ou négatives de seuil. Ces opérations seront mieux décrites cidessous en se référant au mode de réalisation de la figure 7. Sur la figure 7, le corrélateur 21 produit une pointe de corrélation intermittente à haute fréquence à chaque intervalle T lorsque, par exemple, toute la donnée qui a été démodulée sur spectre dispersé est une séquence de "1" et "0" et varie à l'intervalle T/2 comme le montre la figure 8 (o T est une période d'un code PN utilisé pour le spectre dispersé de donnée). La pointe de corréla- tion est amplifiée par l'amplificateur à gain variable 22 et est démodulée par le démodulateur 23 pour obtenir un signal sur bande de base a montré à la figure 9. Le comparateur 24 reçoit,du circuit générateur de tension de seuil 25, des tensions de seuil v2+f, vl+g, vl-h et v2-i que l'on peut voir à la figure 10. Lorsque le signal a sur bande de base dépasse vl+, v3c sort et lorsqu'il dépasse v2+, v4b et v3c sortent. Lorsque le signal sur bande de base a est en dessous de vl-, v2d sort et lorsqu'il est en dessous de v2-, vlc et v2d sortent. Le circuit de valeur absolue 26 reçoit v4a et vlc tandis que l'a.utre circuit de valeur absolue 26' reçoit v3c et v2d. Ces circuits 26 et 26' accomplissent des opérations de réunion logique pour obtenir les signaux j et k. Ces relations sont montrées à la figure 11. Le circuit AGC de la figure 7 a pour but de régler l'amplificateur à gain variable en se basant sur ces signaux afin de maintenir la crête positive du signal sur bande de base a entre les niveaux de seuil vl+ et v2+ et la crête négative entre les niveaux de seuil vl- et v2-. Les mono-multivibrateurs numériques 27 et 27', comme le montre la figure 11, sont déclenchés par des signaux j et k et donnent des signaux impulsionnels 1 et m de q1. En se référant à la figure 8, T 1 présente sélectivement une valeur de T/2 par commutation de l'horloge de temps g des mono- multivibrateurs numériques par le circuit commutateur d'horloge 35. Cela est dû au fait que AGC peut fonctionner de manière erronée à cause d'un bruit lorsque la pointe de corrélation est en dessous d'une période et que AGC n'aura pas de fonctionnement lorsque la pointe de corrélation dépassera deux périodes. Les portes 28 et 28' répondent à un signal de commande Q introduit dans l'ajustement du récepteur pour empêcher les signaux 1 et m d'apparaître aux sorties des portes 28 et 28' et pour maintenir les signaux n et o à la condition D du Tableau 1. TABLEAU 1 Condition signal signal signal I signal signal 1 m réglage n o A B B H B B B B H H B H C H H H H H D X X B B H Les portes d'horloge 29 et 29' répondent aux signaux n et o à la sortie des portes 28-28' et au signal x de prohibition de compte vers le haut et au signal u de prohibition de compte vers le bas pour commander l'horloge de compte t et produit une impulsion p vers le haut et une impulsion q vers le bas comme le montre le Tableau 2. TABLEAU 2 I Condi- signal signal signal signal Impul- Impul- impul- tion n o x u sion sion sion -- - _ prohi- prohi- comp- vers vers tion tion te le le compte compte t haut bas vers vers p q le haut le bas A B B H H _L H LH B B H H H __ H H C H H H H L --_ H D B B B H H E B H B H F H H F H H B H -L H H G B B H B H H H B H H B H H I H H H B H Le compteur 30 est déclenché par l'impulsion p vers le haut et l'impulsion q vers le bas pour effectuer une opération de comptage et émet une donnée binaire de N bits. Le circuit de commutation de donnée 31 répond au-signal de commande Q introduit lors de l'ajustement du récepteur pour commuter la sortie à la donnée r et fixer le gain de l'amplificateur à gain variable 22 à une valeur fixe. Le convertisseur numérique/analogique 33 convertit la sortie de N bits du circuit de commutation de donnée pour l'appliquer à l'amplificateur à gain variable 22 pour régler le gain. L'opération de conversion numérique/ analogique du convertisseur 33 se fait bien lorsque l'on utilise un convertisseur numérique/analogique non linéaire pour effectuer un réglage linéaire par correction de la caractéristique de réglage de l'amplificateur à gain variable 22. Il n'est pas souhaitable que le compteur 30 fonctionne comme un compteur annulaire et force la totalité des N bits de la sortie à présenter "0" du fait des impulsions vers le haut à la suite de "l'"ou de manière opposée passe de "1" à partir de la condition totalement "0" du fait d'impulsions subséquentes vers le bas. De ce point de vue, le décodeur 34 décode la sortie du compteur et lorsque tous les N bits présentent "0", produit un signal u de prohibition de compte vers le bas pour commander les circuits de porte d'horloge 29 et 29' afin de prohiber un compte vers le haut d'une totalité de conditions "1" à une totalité de conditions"0" et prohibe un compte vers le bas d'une totalité de conditions"0" à une totalité de conditions"1". Le circuit 32 de détection de porteuse compare la sortie du compteur à la donnée s et lorsque la valeur de la sortie du compteur est plus importante que la donnée s, produit un signal w de détection de porteuse. Le circuit de commutation d'horloge 35 commute les horloges CL1 et CL2 en réponse à un signal de commande z et le signal de détection de porteuse w et produit une horloge de temps t comme le montre la figure 12. Par conséquent, le circuit AGC sert à émettre une impulsion vers le bas à la condition A ou D du Tableau 2, effectue un comptage vers le bas et augmente le gain de l'amplificateur à gain variable. Cela est effectué lorsque le signal sur bande de base a est au delà de la tension de seuil vl+ et n'est pas en dessous de vl-, c'est-à-dire lorsque le niveau du signal sur bande de base a est petit. Par ailleurs, le circuit AGC fonctionne pour émettre une impulsion vers le haut pour effectuer un comptage vers le haut à la condition C ou I et réduire le gain de l'amplificateur à gain variable. Cela est effectué lorsque le signal a sur bande de base est au delà de la tension de seuil v2+ ou en dessous de v2-, c'est-à-dire lorsque le niveau du signal sur bande de base est grand. De cette manière, la condition B, E ou H est finalement établie o la valeur du compteur ne change pas et par conséquent le gain de l'amplificateur à gain variable ne change pas. Par suite, la crête positive du signal a sur bande de base est placée entre les niveaux de seuil vl+ et v2+ et sa crête négative est placée entre les niveaux de seuil vl- et v2-, donc l'objectif voulu du circuit AGC de la figure 6 est atteint. Comme le circuit AGC de la figure 7 emploie une pointe de corrélation ayant à la fois les polarités positive et négative, elle a deux tension de seuil respectivement et les circuits de valeur absolue 26 et 26' sont des côtés positif et négatif. Cependant, si la pointe de corrélation a une forme d'onde n'ayant qu'une partie positive ou négative, les tensions de seuil ne sont que deux dans chaque polarité, et les circuits de valeur absolue 26 et 26' ne sont pas requis. Bien qu'un circuit utilisant le compteur réversible ait été décrit précédemment, la même opération peut être accomplie en utilisant une unité centrale de traitement au lieu du compteur réversible pour un traitement en logiciel ou en utilisant un registre à décalage bi- directionnel. Comme on l'a décrit ci-dessus, selon l'invention, même lorsque deux convolutionneurs sont utilisés en tant que corrélateur, la détection des sorties en corrélation des amplificateurs respectifs n'est pas nécessaire. Par ailleurs, comme les gains des amplificateurs sont simultanément réglés en utilisant une seule sortie de multiplication et non pas par un réglage individuel, l'agencement de circuit est simplifié et son prix de fabrication est réduit. De plus, l'invention offre un excellent circuit AGC dans un récepteur sur spectre dispersé qui empêche en toute fiabilité des opérations erronées provoquées par des bruits et permet une libre sélection de la plage de réglage sans ajustement. R E V E N D I C A T I 0 N S 1.- Système de réglage automatique du gain dans un récepteur à.spectre dispersé,du type comprenant un moyen de corrélation pour mettre un signal de référence et un signal sur spectre dispersé reçu par le récepteur en corrélation et un démodulateur pour démoduler la donnée d'une sortie en corrélation dudit moyen de corrélation, caractérisé par l'utilisation d'un moyen amplificateur à gain variable (22) prévu entre ledit moyen de corrélation et un démodulateur (23) pour amplifier ladite sortie en corrélation; et un moyen de réglage du gain (AGC) répondant à une sortie de démodulation du démodulateur pour régler le gain dudit moyen amplificateur à gain variable. 2.- Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de corrélation (21) est configuré pour produire deux sorties en corrélation, et le moyen amplifi- cateur à gain variable comprend deux amplificateurs à gain variable (10, 11) de manière que les gains des amplifica- teurs respectifs soient réglés par ledit moyen de réglage du gain. 3.- Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de réglage du gain comprend un moyen (CA) pour comparer une pointe de corrélation dudit démodu- lateur à deux tensions positives ou négatives de seuil selon la polarité de la pointe de corrélation; et un moyen (CC) répondant à une sortie de comparaison dudit moyen de comparaison pour régler le gain dudit moyen amplificateur à gain variable pour maintenir la crête de ladite pointe de corrélation entre lesdites deux tensions négatives ou positives de seuil. 4.- Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de réglage du gain comprend un moyen (CA) pour comparer une pointe de corrélation dudit démodulateur à deux tensions positives ou négatives de seuil selon la polarité de la pointe; un moyen (CC) répondant à une sortie de comparaison du moyen de comparaison pour régler l'opération de comptage d'un moyen compteur réversible; et un moyen répondant à la sortie de comptage du moyen de comptage réversible (CU) pour régler le gain du moyen amplificateur à gain variable afin de maintenir la crête de la pointe de corrélation entre les deux tensions positives ou négatives de seuil. 5.- Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de réglage du gain comprend un moyen (24) pour comparer une pointe dé corrélation du démodulateur à deux tensions positives ou négatives de seuil selon la polarité de la pointe de corrélation; un monomultivibrateur (27, 27') déclenché par une sortie de comparaison du moyen de comparaison et produisant continuellement des sorties pendant un temps prédéterminé; un moyen (28, 28') répondant à une sortie du mono-multivibrateur pour commander l'opé- ration de comptage du moyen de comptage réversible; et un moyen répondant à une sortie de comptage du moyen de comptage réversible (30) pour régler le gain de l'amplifi- cateur à gain variable afin de maintenir la crête de la pointe de corrélation entre lesdites deux tensions positives ou négatives de seuil. 6.- Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de réglage du gain comprend un moyen pour comparer une pointe en corrélation dudit démodulateur à des tensions positives ou négatives de seuil selon la polarité de la pointe; un moyen répondant à une sortie de comparaison du moyen de comparaison pour commander l'opération de comptage du moyen compteur réversible; un moyen (33) pour la conversion numériqueanalogique d'une sortie de comptage du compteur réversible; et un moyen répondant à une sortie de conversion pour régler le gain du moyen amplificateur à gain variable. 7.- Système selon la revendication 5, caractérisé en ce que le temps produit à la sortie du mono-multivibrateur (27, 27') est plus long que la période de la pointe de corrélation. 8.- Système selon la revendication 5, caractérisé en ce que le temps produit en sortie du mono-multivibrateur (27, 27') peut être réglé par un signal externe. 9.- Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le démodulateur (23) est un multiplicateur. 10.- Système selon la revendication 2, caractérisé en ce que le démodulateur (23) se compose d'un additionneur (12') et d'un soustracteur (12") qui reçoivent deux sorties en corrélation. 11.- Système selon la revendication 2, caractérisé en ce que le moyen de corrélation se compose de deux convolutionneurs (5, 6) individuellement connectés aux amplificateurs variables respectifs. 12.- Système selon la revendication 6, caractérisé en ce que le moyen de conversion numérique-analogique se compose d'un convertisseur numériqueanalogique non linéaire (33) dont la caractéristique compense la caractéristique non linéaire du moyen amplificateur à gain variable.