FR 2622055 A1 19890421 FR 8712579 A 19870909 La présente invention concerne une antenne plaque microonde et, plus particulièrement, une antenne de radar Doppler destiné à mesurer la vitesse réelle d'avancement d'un véhicule, tel qu'un tracteur. La mesure de la vitesse réelle d'avancement d'un tracteur agricole par rapport au sol est intéressante à plusieurs titres. Se baser pour cette mesure sur la vitesse de rotation d'une ou de deux roues conduit à des erreurs sensibles. En effet, les roues des tracteurs agricoles sont, selon le terrain, la charge et le travail effectués, amenées à patiner plus ou moins fortement. Des taux de patinage de 25 % peuvent être observés. Or, pour optimiser la conduite, en particulier la consommation, on peut rechercher- un taux de patinage plus faible, par exemple de 10 % environ. Le taux de patinage ne peut être connu qu'en comparant la vitesse de déplacement réelle et la vitesse d'au moins une roue. On peut vouloir aussi asservir au déplacement réel du tracteur des appareils de distribu- tion de produits, tels que semences, engrais, herbicides, etc., afin d'obtenir un épandage précis d'une quantité de matière par unité de surface. On peut encore vouloir, par exemple dans des entreprises de travaux agricoles, mesurer la distance parcourue par le tracteur pour déterminer la surface travaillée. La mesure de la vitesse de déplace- ment réelle permet, après intégration, d'obtenir cette mesure avec précision. Ce type de radar Doppler peut aussi être utilisé dans d'autres applications, telles que la mesure de vitesse et de déplacement d'un train, la mesure de vitesse d'engins de chantier ou encore d'automo- biles. Pour mesurer, à bord d'un véhicule, sa vitesse réelle, il est connu d'utiliser un radar Doppler dont le faisceau émis est réfléchi par le sol. Dans l'application aux véhicules terrestres, un radar Doppler peut être conçu pour fonctionner en microondes ou en ultra- sons. Le brevet FR-A-2 554 599 décrit un dispositif de mesure par ultrasons, mais ce dispositif semble manquer de précision. C'est pourquoi, il est proposé, suivant l'invention, d'utiliser un radar Doppler à microondes. L'état de la technique des radar Doppler à microondes peut être illustré par les brevets suivants: US-A-4 354 191, US-A-4 316 173, US-A-4 527 160, US-A-3 997 900, US-A-4 517 566, UK-A-2 076 610, EP-A-O 123 870, UK-A-2 120 859, UK-A-2 172 462 et EP-A-0 095 300. Les sept premiers documents cités ci-dessus concernent des ra- dars Doppler à antenne cornet, les deux suivants des radars à antenne imprimée et le dernier un radar utilisant le procédé Janus. Les radars à antenne cornet présentent plusieurs inconvénients: ils sont encombrants; en saillie sous le véhicule, ils sont inclinés pour obtenir un faisceau incliné d'environ 35 vers l'avant ou l'arrière, comme le montrent les dessins des documents UK-A-2 076 610 et EP-A-0 123 870; ils sont donc vulnérables et ils sont sensibles aux variations d'inclinaison de la plate-forme sur laquelle ils sont fixés. Dans les documents UK-A-2 120 859 et UK-A-2 172 462, il s'agit de radars à antenne imprimée destinés à être montés sur des avions. L'antenne imprimée produit des faisceaux du type "gamma" et comporte autant de points d'accès que de faisceaux produits, les points d'alimentation étant excités successivement si bien que les faisceaux sont aussi engendrés successivement. La commutation des points d'ali- mentation constitue une complication. De plus, dans le domaine du radar de véhicule terrestre, il est inutile de prévoir quatre ou six faisceaux. Dans le document EP-A-0 095 300, il est décrit un radar de véhicule terrestre utilisant la configuration Janus bien connue dans les navigateurs Doppler des aéronefs. En pratique, il est prévu deux faisceaux, l'un dirigé vers l'avant et l'autre vers l'arrière, les deux faisceaux étant produits par deux antennes différentes. Un objet de la présente invention consiste à prévoir un radar Doppler à configuration Janus comportant une seule antenne imprimée avec un seul accès. Suivant une caractéristique de l'invention, il est prévu un radar Doppler à configuration Janus dont l'antenne imprimée est constituée par une pluralité de sous-réseaux linéaires identiques, parallèles et symétriques, les centres de symétrie des sous-réseaux étant alignés sur une ligne perpendiculaire à la direction longitudi- nale des sous-réseaux et étant alimentés en phase, chaque sous-réseau étant constitué par une pluralité d'éléments rayonnants en nombre pair disposés à intervalles réguliers et rayonnant des champs dé- phasés de 180 d'un élément rayonnant au suivant, le pas du sous- réseau étant égal à une longueur d'onde guidée sur le substrat du circuit imprimé sur lequel sont imprimés les éléments rayonnants et correspondant à la fréquence de fonctionnement de l'antenne. Suivant une autre caractéristique, les éléments rayonnants d'un sousréseau ont leurs alimentations pondérées pour réduire les lobes secondaires. Suivant une autre caractéristique, la pluralité de sousréseaux comprend ou non le même nombre de sous-réseaux que d'éléments rayon- nants dans un sous-réseau, une ligne d'alimentation principale impri- mée alimentant en série-les centres de symétrie des sous-réseaux. Suivant une autre caractéristique, les éléments rayonnants sont des "patchs" disposés alternativement d'un c8té et de l'autre d'une ligne d'alimentation secondaire alimentée au centre de symétrie du sous-réseau. Suivant une autre caractéristique, chaque élément rayonnant est une surface carrée conductrice dont le c8té est égal à la moitié de la longueur d'onde guidée, dont un coin est relié galvaniquement à la ligne d'alimentation secondaire et dont la diagonale passant par ce point de contact galvanique est perpendiculaire à la direction longi- tudinale du sous-réseau. Suivant une autre caractéristique, l'alimentation des centres de symétrie des sous-réseaux est également pondérée. Suivant une autre caractéristique, la pondération est ou non la même sur la ligne d'alimentation principale que sur Ies lignes d'alimentation secondaires. Suivant une autre caractéristique, les pondérations sont réali- sées au moyen de transformateurs quart d'onde. Les caractéristiques de l'invention mentionnées ci-dessus, ain- si que d'autres, apparattront plus clairement à la lecture de la des- cription suivante d'un exemple de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints, parmi lesquels: la Fig. 1 est une vue en plan d'une antenne suivant l'invention, la Fig. 2 est une vue en plan, à plus grande échelle, d'une ran- gée d'éléments rayonnants utilisée dans l'antenne de la Fig. 1, la Fig. 3 est une vue à plus grande échelle d'un élément rayon- nant, la Fig. 4 est une vue partielle en coupe transversale de l'antenne, suivant la ligne IV-IV de la Fig. 1, la Fig. 5 est un diagramme de Smith illustrant les variations de l'impédance de l'antenne de la Fig. 1, la Fig. 6 montre des diagrammes directionnels de l'antenne de la Fig. 1, dans le plan E, et La Fig. 7 montre des diagrammes directionnels de l'antenne de la Fig. 1, dans le plan H. L'antenne de la Fig. 1 est formée de quatorze rangées d'élé- ments rayonnants a7, a6, a5, a4, a3, a2, al, a'l, a'2, a'3, a'4, a'5, a'6 et a'7. Les rangées a7 à a'7 sont identiques et parallèles entre elles; elles sont chacune symétriques par rapport à leurs centres respectifs b7 à b'7 qui sont alignés le long d'une ligne c perpendicu- laire à la direction des rangées. Les centres b7, b6, b5, b4, b3, b2, bl, b'l, b'2, b'3, b'4, b'5, b'6 et b'7 sont équidistants et respectivement symétriques deux à deux autour d'un point d. La rangée al, montrée à la Fig. 2, comprend quatorze éléments rayonnants e7, e6, eS, e4, e3, e2, el, e'l, e'2, e'3, e'4, e'5, e'6 et e'7. Chaque élément rayonnant e montré, à plus grande échelle à la Fig. 3, a la forme d'une surface carrée conductrice dont une diagona- le f est dirigée selon les rangées et l'autre & selon la ligne c. Dans chaque élément rayonnant carré, un sommet i parmi les deux sommets i et i joints par la diagonale g se trouve aligné sur une ligne h. Dans chacun des éléments rayonnants e7, e5, e3, el, e'2, e'4, e'6, l'autre sommet j de la diagonale & est d'un même côté de la ligne h tandis que les éléments rayonnants e6, e4, e2, e'l, e'3, e'5 et e'7 ont leurs sommets j de l'autre côté de la ligne h. Les sommets i7 à i'7 des éléments e7 à e'7 sont équidistants et sont deux à deux symétriques par rapport au centre b7 à b'7 de la rangée correspondan- te. A noter que l'ensemble des éléments e7 à el de la rangée al, Fig. 2, est symétrique, par rapport au centre bl, de l'ensemble des éléments e'l à e'7. Chacune des rangées a7 à a'7 se déduit de la précédente par simple translation et il n'y a pas symétrie des rangées par rapport au point d. Les centres b7 à b'7 sont reliées par une ligne conductrice d'alimentation c qui est elle-même alimentée au point central d, comme on le verra en relation avec la Fig. 4. Dans chaque rangée, telle qu'à la Fig. 2, les points i sont reliés par une ligne d'alimentation conductrice h qui est elle-même alimentée à partir du point bl relié à la ligne c. Les distances respectives entre les centres b7 à b'7 et entre les sommets i7 à i'7 sont égales à une longueur d'onde t g qui est définie ci-dessous. Dans un réseau linéaire d'antennes équidistantes dont le fais- ceau est dépointé d'un angle e, x étant le pas du réseau, chaque antenne individuelle est alimentée avec un décalage de phaseA par rapport à l'antenne individuelle précédente, le décalage de phase étant: d =2 d sin e o o est la longueur d'onde dans le vide. Dans l'antenne de l'invention, on a choisi une distance inter- élément égale à g qui est la longueur d'onde de propagation guidée sur le substrat de l'antenne. Ainsi, pour un substrat du type verre téflon usuel, 'g = 0,75 Xo. Par ailleurs, l'alternance directionnel- le, dans chaque rangée, des éléments rayonnants entraîne d'un élément rayonnant au suivant un déphasageA, = 180 . On a donc: sin e: Sd 2 o 3 Soit: 8 = 41 8 Comme on l'a fait observer plus haut, chaque rangée, telle que la rangée al, Fig. 1, se compose de deux ensembles symétriques par rapport au centre bl. Il en résulte que le diagramme directionnel est lui-même symétrique par rapport au plan normal au réseau le long de la ligne c, ce qui se traduit par deux lobes principaux inclinés, l'un à +4108 et l'autre à -41 8. Une telle antenne comporte des lobes secondaires qui sont réduits en pondérant dans chaque rangée les amplitudes des signaux d'excitation qui sont appliqués aux points i des éléments rayonnants. Avec des éléments rayonnants carrés, dont le côté du carré est égal à g/2, moins approximativement l'épaisseur du diélectrique, on a choi- si, à titre d'exemple, les coefficients de pondération mentionnés dans le tableau suivant: Tableau Elément rayonnant Amplitude Phase a7 0,0517 180 a6 0,1162 0O a5 0,2609 180 a4 0,4617 0 a3 0,6870 180 a2 0,8844 0 al 1 180 a'l 1 0 a'2 0, 8844 180 a'3 0,6870 0 a'4 0,4617 180 a'5 0,2609 0 a'6 0,1162 180 a'7 0,0517 0 Dans l'antenne de la Fig. 1, comme dans la rangée de la Fig. 2, pour réaliser ces coefficients de pondération, on utilise sur la ligne d'alimentation h, des transformateurs quart d'onde, tel que les transformateurs t7, t6, t5, t4, t3, t2, tl, t'l, t'2, t'3, t'4, t'5, t'6 et t'7, qui sont placés sur la ligne d'alimentation en amont de l'élément rayonnant portant le même indice de référence. Ces transfor- mateurs sont obtenus en augmentant la largeur de la ligne d'alimenta- tion d'une quantité qui se calcule suivant des formules que l'on peut trouver dans les ouvrages techniques suivants: - T.C. Edwards, "Foundation for Microstrip Circuit Design", édité par John Wiley and son, 1981, - I.J. Bahl, P. Bhartia, "Microstrip Antenna", Artech House, 1980, - J.R. James, P.S. Hall, C. Wood, "Microstrip Antenna - Theory and Design", Peter Peregrinus Ltd., 1981. Enfin, le long de la ligne c, qui alimente les centres des rangées sont également prévus des transformateurs quart d'onde qui apportent les mêmes coefficients de pondération que dans le Tableau ci-dessus. Pour obtenir ces coefficients, il suffit, dans le Tableau, de remplacer al par bl, a2 par b2, etc. On notera que les trasformateurs tl et t'l, Fig. 2, sont formés par un élargissement dissymétrique de la ligne alors que pour les autres transformateurs l'élargissement est symétrique. Sur le plan fonctionnel des transformateurs, ceci est sans importance, mais, dans le cas particulier des transformateurs tl et t'l qui sont inévitable- ment très proches des éléments rayonnants el et e'l, la dissymétrie est préférable pour que ces éléments rayonnants el et e'l conservent eux la même forme que les autres éléments. La coupe de la Fig. 4 montre le substrat 1 de l'antenne qui, à titre d'exemple, comporte trois couches 2 à 4. Les couches 2 et 4 sont, par exemple, en polypropylène pour lequel, à la fréquence d'utilisation de l'antenne, soit à 24 GHz, la constante diélectrique r est voisine de 2,2 et la tangente de l'angle de perte tg est r égale à 10 -3. L'épaisseur des couches 2 et 4 est, de préférence, comprise entre 0,4 et 0,8 mm. La couche 3 est métallique et bonne conductrice, par exemple en aluminium et a une épaisseur, de préféren- ce, comprise entre 2 et 4 mm. Les éléments rayonnants, les lignes d'alimentation c et h, et les transformateurs quart d'onde sont réalisés en circuit imprimé sur la couche 2. Le point d de la ligne c est relié à la face inférieure de la couche 4 par un fil conducteur 5 qui passe à travers les couches 2 à 4. Le trou percé dans la couche 3 pour le passage du fil 5 a un diamètre suffisant pour assurer l'isolation du fil 5. Sous la couche 4, le fil 5 est relié à une ligne conductrice imprimée 6 qui est reliée à un émetteur-récepteur Doppler, schématiquement représenté sous la forme d'un bloc 7. En pratique, cet émetteur-récepteur Doppler 7 comprend, entre autres, un oscillateur microonde, par exemple à base de diode GUNN, et un mélangeur à une seule diode, l'ensemble étant imprimé sur la couche 4, comme la ligne 6. L'émetteur-récepteur Doppler 7 peut, en variante, comprendre un circuit de mélange comportant deux diodes permettant de séparer les signaux provenant des deux faisceaux et donc faire une discrimination de sens. L'abaque de Smith de la Fig. 5 a été tracé pour différentes fréquences entre 23,5 et 24,5 GHz. Il apparaît que, pour une fréquen- ce d'utilisation de 24,1 GHz, indiquée par le marqueur P1, l'antenne est particulièrement bien adaptée. Les marqueurs P2 et P3 correspon- dent aux fréquences 23,8 GHz et 24,4 GHz. Il apparait, sur l'abaque, qu'autour de la fréquence de 24,1 GHz, le rapport d'ondes station- naires ROS est bon. A noter encore que, pour cette fréquence, la Fig. 1 montre l'antenne à l'échelle 1. Les diagrammes directionnels de la Fig. 6, tracés pour une fréquence de 24,1 GHz, montrent que la largeur du lobe est inférieure à 10 . Les diagrammes directionnels de la Fig. 7, également tracés pour une fréquence de 24,1 GHz, montrent les deux lobes dépointés de - 40 et + 41 dont les largeurs à 3dB sont de l'ordre de 20 . Les lobes secondaires sont inférieurs à - 30 dB, ce qui est particulière- ment intéressant. Dans l'exemple de réalisation qui vient d'être décrit, chaque élément rayonnant était, comme le montre la Fig. 3, une surface carrée. Cette géométrie, qui correspond à un exemple de réalisation préféré, n'est pas indispensable. Ainsi, on pourrait choisir une géométrie circulaire, triangulaire, pentagonale ou autre, à la condi- tion de conserver la symétrie par rapport à une direction parallèle à la ligne c. Dans l'exemple décrit, le nombre de rangées est égal au nombre d'éléments rayonnants dans une rangée, mais cela n'est évidemment pas obligatoire. Dans le cas o les nombres sont différents, la pondéra- tion n'est évidemment pas la même sur la ligne c que dans chaque rangée. En utilisant l'antenne de la Fig. 1, des mesures ont aussi été effectuées avec un radôme plan réalisé en polypropylène qui était placé parallèlement à l'antenne devant celle-ci. On a constaté que le radôme ne dégradait que très légèrement les performances de l'antenne. Des mesures ont également été effectuées en associant l'antenne à un émetteur et un récepteur fonctionnant à 24,1 GHz pour tester la précision du radar ainsi formé. Ces mesures ont été effectuées sur un simulateur avec un tapis roulant. On a pu vérifier, en faisant varier l'inclinaison de l'antenne par rapport au tapis roulant, que la sensibilité aux variations d'inclinaison était réduite de façon subs- tantielle par rapport aux résultats obtenus avec un radar à un seul faisceau. REVENDICATIONS 1) Antenne plaque microonde, notamment pour radar Doppler à configuration Janus, constituée par une pluralité de sous-réseaux (a7, a6,..., al, a'l, a'2,..., a'7) linéaires identiques, parallè- les et symétriques, caractérisée en ce que les centres de symétrie (b7, b6,..., bl, b'l, b'2,..., b'7) des sous-réseaux (a7 à a'7) sont alignés sur une ligne (c) perpendiculaire à la direction longitu- dinale des sous-réseaux et sont alimentés en phase, chaque sous- réseau étant constitué par une pluralité d'éléments rayonnants (e7, e6,..., el, e'l, e'2,..., e'7) en nombre pair disposés à inter- valles réguliers et qui rayonnent des champs déphasés de 180 d'un élément rayonnant au suivant, le pas du sous-réseau étant égal à une longueur d'onde guidée sur le substrat (2) du circuit imprimé sur lequel sont imprimés les éléments rayonnants et correspondant à la fréquence de fonctionnement de l'antenne. 2) Antenne suivant la revendication 1, caractérisée en ce que les éléments rayonnants sont des "patchs" (e7 à e'7) orientés alterna- tivement dans un sens de ladite ligne (c) des centres de symétrie des sous-réseaux et dans l'autre sens de celle-ci. 3) Antenne suivant la revendication 1 ou 2, caractérisée en ce que les éléments rayonnants d'un sous-réseau ont leurs alimentations pondérées pour réduire les lobes secondaires. 4) Antenne suivant l'une des revendications 1 à 3, caractérisée en ce que la pluralité de sous-réseaux comprend le même nombre de sousréseaux que d'éléments rayonnants dans un sous-réseau, une ligne d'alimentation principale imprimée alimentant en série les centres de symétrie des sous-réseaux. ) Antenne suivant l'une des revendications 1 à 3, caractérisée en ce que le nombre de sous-réseaux est différent du nombre d'élé- ments rayonnants dans un sous-réseau, une ligne d'alimentation princi- pale imprimée alimentant en série les centres de symétrie des réseaux. 6) Antenne suivant l'une des revendications 1 à 5, caractérisée en ce que les éléments rayonnants sont des "patchs" (e7 à e'7) disposés alternativement d'un côté et de l'autre d'une ligne d'alimen- tation secondaire (h) alimentée au centre de symétrie du sous-réseau. 7) Antenne suivant la revendication 6, caractérisée en ce que chaque élément rayonnant est une surface carrée conductrice dont-le côté est égal à la moitié de la longueur d'onde guidée, réduite approximativement de l'épaisseur du substrat, dont un coin (i) est relié galvaniquement à la ligne d'alimentation secondaire (h) et dont la diagonale (g) passant par ce point de contact galvanique est perpendiculaire à la direction longitudinale du sous-réseau. 8) Antenne suivant l'une des revendications 1 à 7, caractérisée en ce que l'alimentation des centres de symétrie des sous-réseaux est également pondérée. 9) Antenne suivant l'une des revendications 4 à 8, caractérisée en ce que les'pondérations sont réalisées au moyen de transformateurs quart d'onde (t7, t6,..., tl, t'l, t'2,..., t'7). ) Antenne suivant l'une des revendications 1 à 9, caractérisée en ce qu'elle comporte encore un radÈme plan placé parallèlement devant elle. 11) Radar Doppler caractérisé en ce qu'il comprend une antenne suivant l'une des revendications 1 à 10 et un émetteur-récepteur Doppler (7) comportant un oscillateur microonde et un mélangeur à une diode. 12) Radar Doppler caractérisé en ce qu'il comprend une antenne suivant l'une des revendications 1 à 10 et un émetteur-récepteur Doppler (7) comportant un oscillateur microonde et un mélangeur à deux diodes montées de manière à séparer les signaux provenant des deux faisceaux de l'antenne.