FR 2607337 A1 19880527 FR 8716131 A 19871120 La présente invention concerne un convertisseur de tension en courant, convenant pour un circuit de filtrage actif. Pour construire un filtre actif sur un circuit intégré, un élément important est constitué par un convertisseur tension- courant. La figure 10 montre un exemple d'un filtre actif formé sur un circuit intégré. Sur un circuit intégré, il est difficile de réaliser un condensateur ayant une grande capacité. En pratique, une capacité de plusieurs dizaines de picofarades est une valeur adéquate, et la limite est de plusieurs centaines de picofarades même si on laisse occuper une partie considérable de l'aire de la puce. Pour cette raison, il est impossible de réaliser un filtre ayant une basse fréquence de coupure en augmentant la capacité du condensa- teur. De plus, les résistances formées sur le circuit intégré sont des résistances du type diffusion dont les valeurs présentent une médiocre précision absolue et une forte dépendance avec la tempé- rature, bien que le rapport des valeurs des résistances respectives soit constant. Ainsi, lorsqu'on forme un filtre actif sur un circuit intégré, il faut tenir pleinement compte de cette restriction. Sur la figure 10, il est représenté un filtre actif pour lequel il a été tenu compte de la restriction ci-dessus indiquée pour produire une précision suffisante même pour une fréquence de coupure basse. Sur la figure 10, les numéros de référence 101 et 102 représentent des transistors du type PNP, l'émetteur du transistor 101 étant connecté à une extrémité d'une résistance 103 et l'émet- teur du transistor 102 étant connecté à une extrémité d'une résis- tance 104. L'autre extrémité de la résistance 103 et celle de la résistance 104 sont connectées, et ce point de jonction est connecté au collecteur d'un transistor de type PNP 105 faisant fonction de source de courant. Un circuit convertisseur V-I (de tension en courant) 151 est constitué par les transistors 101 et 102 et les résistances 103 et 104. L'émetteur d'un transistor 105 est connecté à la borne 106 d'une alimentation électrique fournissant une tension d'alimen- tation Vcc. La base du transistor 105 et celle d'un transistor PNP 107 sont connectées en commun, et la base du transistor 107 est connectée au collecteur du transistor 107 afin de former un circuit miroir de courant. L'émetteur du transistor 107 est connecté à la borne d'alimentation électrique 106, et le collecteur du transistor 107 est connecté à celui d'un transistor de type NPN 108. La base du transistor 108 et celle d'un transistor NPN sont connectées en commun, et la base du transistor 110 est connectée à son collecteur afin de former un circuit miroir de courant. L'émetteur du transistor 108 est connecté à une borne de terre 109. L'émetteur du transistor 110 est connecté à la borne de terre 109. Le collecteur du transistor 110 est connecté à une extrémité d'une résistance 111. Une source de tension de référence 112 est connectée entre l'autre extrémité de la résistance 111 et la borne de terre 109. Du fait de La source de tension de référence 112, un courant 2110 circule dans la résistance 111 et le transistor 110. Puisque les transistors 110 et 108 sont couplés en miroir de courant, un courant 2110 égal à celui qui passe dans le transistor 110 circule dans le transistor 108. Puisque les transistors 108 et 107 sont connectés en série, un courant égal à celui passant dans le tran- sistor 108 circule dans le transistor 107, et le courant 2I10 circule dans le transistor 105 du fait du couplage en miroir de courant avec le transistor 107. En résultat, le transistor 105 fonctionne comme une source de courant constant qui possède une intensité de courant 2I10. La base du transistor 102 est connectée à une borne de sortie 133. Le collecteur du transistor 101 est connecté à l'anode d'une diode 114 et à la base d'un transistor de type NPN 121. Le collecteur du transistor 102 est connecté à l'anode d'une diode 115 et à la base d'un transistor de type NPN 122. Les cathodes des diodes 114 et 115 sont connectées à l'anode d'une diode 116. La cathode de la diode 116 est connectée à la borne de terre 109. Un multiplicateur 152 est constitué par les diodes 114 et 115 et les transistors 121 et 122. Les émetteurs des transistors 121 et 122 sont couplés en commun, et leur point de jonction est connecté au collecteur d'un 3 2607337 transistor 123 faisant fonction de source de courant. L'émetteur du transistor 123 est connecté à la borne de terre 109. La base du transistor 123 est connectée en commun avec la base d'un transis- tor 124 et celle d'un transistor 125, et la base du transistor 125 est connectée à son collecteur afin de former un circuit miroir de courant. Une borne 130 est connectée sur le collecteur du transis- tor 125. D'autre part, une borne 131 est prise sur Le point de jonction de la source de tension de référence 112 et de la résis- tance 111. Une résistance 132 est prévue extérieurement entre les bornes 130 et 131. Du fait de la source de tension de référence 112, un courant 211l circule dans la résistance 132 disposée extérieurement et dans le transistor 125. Puisque les transistors 125 et 123 sont coupLés en miroir de courant, le courant constant 2I1l circule dans le transistor 123. Le collecteur du transistor 121 est connecté à celui d'un transistor de type PNP 126 et à la base d'un transistor de type NPN 128. L'émetteur du transistor 126 est couplé à la borne d'alimentation électrique 106. Le collecteur du transistor 122 est connecté au collecteur d'un transistor de type PNP 127. La base du transistor 127 est connectée en commun avec celLe du transistor 126, et la base du transistor 127 est connectée à sun colLecteur afin de former un circuit miroir de courant. L'émetteur du transistor 127 est connecté à La borne d'alimentation éLec- trique 106. Un condensateur 129 est connecté entre le point de jonction du collecteur 121 et de la base du transistor 128 et la borne de terre 109. Le collecteur du transistor 128 est connecté à la borne d'alimentation électrique 106. L'émetteur du transistor 128 est connecté au collecteur du transistor 124, et la borne de sortie 123 est connectée à l'émetteur du transistor 128. L'émetteur du transistor 124 est connecté à la borne de terre 109. Les bases des transistors 124 et 125 sont connectées en commun afin de former un circuit miroir de courant, comme on l'a déjà dit. Le transistor 124 fait fonction de source de courant pour le transistor à émetteur suiveur 128. 4 2607337 On va décrire ci-dessous le fonctionnement du circuit de filtrage actif ci-dessus mentionné. Un signal d'entrée venant de la borne d'entrée 113 est délivré à la base du transistor 101 du circuit convertisseur V-I 151. Le signal de sortie du transistor à émetteur suiveur 128 est renvoyé sur la base du transistor 102. Le signal de sortie différentiel du circuit convertisseur V-I 151 est fourni au multi- plicateur 152. Le signal de sortie du multiplicateur 152 est trans- formé en un signal asymétrique par le circuit miroir de courant constitué des transistors de type PNP 126 et 127 et est fourni au condensateur 129. Le signal obtenu à partir de la tension aux bornes du condensateur 129 est recueilli sur la borne de sortie 133 via le transistor à émetteur suiveur 128. On suppose que le signal d'entrée délivré à la borne d'entrée 113 et le signal de sortie produit sur la borne de sortie 133 sont respectivement v. n et vout. Alors, la tension in rout' d'émetteur du transistor 101 devient (vin + VBE)), et La tension d'émetteur du transistor 102 devient (vout + VBE). En résultat, si l'on suppose que les valeurs des résistances 103 et 104 sont respectivement Re, un courant ((vin - vout) /(2.Re)) circule dans e in out e les résistances 103 et 104. Les courants de sortie il et i12 du circuit convertisseur V-I 151 sont obtenus approximativement par les équations suivantes dans le cas o l'on suppose que le courant 21 circule dans le transistor 105 i11 = I10 -(Vin - Vout) /(2.R)........... (51) i12 = I10 + (vin - vout)/(2.Re)........... (52) Si l'on suppose que le courant Ill circule dans le transistor 123, on sait alors que les courants de sortie i13 et i14 du multiplicateur 152 deviennent: i13 = Il (I11/I10).(V n - v Vout)/(2.Re............. (53) i14 = 11l + (I11/I10).(Vin - vout)/(2.Re............. (54) Ainsi, le courant de charge ic du condensateur 129 est donné par c = i14 - i13 = (11/I 10).(vin vout)/Re........ (55) Si l'on suppose maintenant que (I11/I10)/Re est une conductance de transfert Gm, l'équation (55) peut s'exprimer par: i = Gm (v. - vout)......... (56) c n....... ic Alors, la tension d'entrée Vin, la tension de sortie vout et le courant i sont respectivement des valeurs instantanées. Toutefois, c pour obtenir la fonction de transfert de ce circuit en définissant v.in (s), Vout (s) et i (s) respectivement en fonction de s(=i,), ln out c l'équation suivante Ic (s) = Gm CVi (s) - V (s))........... (57) c in out est étabLie. De plus, si l'on suppose que la capacité électrostatique du condensateur 129 est C0, alors l'équation suivante Vout (s) = I (s)/(sC).. ......... (58) out c o est établie. Ainsi, en formant Vout (s) à partie des équations (57) et (58), on obtient l'équation suivante V. (s) V (s) i=..... 59 out 1 + sC /Gm.(59) o..DTD: L'équation ci-dessus indique que ce circuit présente une caracté- ristique de filtrage passe-bas du premier ordre. La fonction de coupure de ce circuit est définie par la capacité électrostatique du condensateur 129 et la conductance de transfert Gm. Dans un circuit intégré, on peut atteindre une capacité extrêmement précise et moins dépendante de la température grâce à l'utilisation d'une pellicule isolante, par exemple une pellicule de nitrure. Par conséquent, si l'on peut réaliser une conductance de transfert correcte, il est possible de produire une caractéristique de filtrage correcte. La conductance de transfert Gm est définie, comme ci-dessus mentionné, par: Gm = (I11 /I10)/Re......................(60) Ici, le rapport des courants CIil/I10) est défini par la résistance interne 111 et la résistance 132 prévue extérieure- ment, plut6t que par une source de tension de référence 112. Si l'on suppose que les valeurs des résistances 111 et 132 sont respec- tivement R111 et R132, alors, puisque: I /1 =10 R111/R132 -.----.... (61) la conductance oe transfert Gm est donnée par: Gm = R111/(R e 132)........ ....... (62) Alors, puisque les valeurs des résistances R111 et R correspondent à des résistances de diffusion formées dans le circuit intégré, la précision absolue est inférieure, mais iL est possible de maintenir constant le rapport des résistances. Si l'on suppose que le rapport des résistances R111 et R est Nt, alors l'équation 11 e suivante est établie: Gm = N/R132....................(63) En résultat, la conductance de transfert ne dépend pas de la précision absolue des résistances, si bien qu'il est produit une conductance de transfert précise et que l'on obtient un circuit..DTD: de filtrage ayant une fréquence de coupure correcte. De cette manière, le circuit de filtrage actif ci-dessus mentionné est en mesure de produire une caractéristique précise, puisque la fréquence de coupure ne dépend pas des valeurs absolues des résistances sur le circuit intégré et est définie par le rapport relatif des résistances sur le circuit intégré et de la résistance prévue à l'extérieur. En outre, si l'on augmente la valeur de résistance R132 de la résistance 132 et si l'on diminue le rapport des résistances N, on peut obtenir une fréquence de coupure basse sans donner à la capacité du condensateur une valeur extrêmement grande. Toutefois, dans le circuit de fiLtrage actif cidessus décrit, La tension résiduelle (tension d'offset) AV est représentée de manière équivalente par une source de tension 161 disposée entre le colLecteur du transistor 101 et l'anode de la diode 114 sur la figure 10 par suite de l'existence d'un défaut d'adaptation des courants de saturation respectifs de la paire de diodes comprenant les diodes 114 et 115, de la paire de transistors comprenant les transistors 121 et 122 et de la paire de transistors comprenant les transistors 126 et 127, ainsi que par suite des effets ALLee respectifs de la paire de transistors constitués des transistors 121 et 122 et des transistors 126 et 127 constituant le circuit miroir de courant, et au fait des gains d'amplification de courant respectifs des transistors 126 et 127 formant le circuit r roir de courant et du transistor à émetteur suiveur 12&. A cause de -a tension résiduelle AV ainsi créée, une tension résiduelle Voff o est créée sur la borne de sortie 133. Cette tension résiduelle Voff est représentée approximativement par l'équation suivante 1 - exp (AV /V) Voff = 2 Re I10..................(64) 1 + exp (AVo /VT) o VT est la tension thermique KT/q (k étant-la constante de Boltzmann, T étant la température absolue, q étant la charge électrique éLémen- taire) et possède une valeur de 26 mV pour une température normale. Si l'on établit AVo"VT, l'équation (64) devient Voff Re. I10.AVo/VT....... .............. (65) Si l'on suppose Re = 10 kQ, I = 100 pA et 6V = 3 mV, par exemple, la tension résiduelle Voff sera d'environ 120 mV. La valeur maximale des niveaux de signal qui peuvent être traités avec..DTD: ce circuit est limitée par la valeur de résistance R des résis- e tances 103 et 104 et par l'intensité de courant I10, et le produit 4Re. I10 est la valeur maximale des niveaux de signal pouvant être traités, en terme de valeur crête-crête. Ainsi, dans ce cas, il s'agit de 4V. De cette manière, si La tension LV0 est déterminée p-po par rapport à la valeur maximale des niveaux de signal devant être manipulés dans ce circuit, la tension résiduelle Voff est produite à un taux constant. La production d'une semblable tension résiduelle Voff ne pose par un problème sérieux, puisqu'un signal d'entrée est délivré via un condensateur de couplage d'un circuit de filtrage utilisé pour la suppression des composantes erronées par exemple. Toutefois, il existe un cas o cette tension résiduelle Voff devient un problème important. On va décrire ci-dessous un exemple pour lequel la tension résiduelle Voff amène un gros problème. La figure 11 montre le circuit de codage d'un circuit de réduction du bruit audio destiné à un magnétophone à cassette du type compact. Le signal audio enregistré via le circuit de codage représenté sur la figure 11 est reproduit sous forme d'un signal vocal initiaL par un circuit de décodage qui possède une caracté- ristique symétrique de celle de ce circuit. Sur la figure 11, le numéro de référence 201 désigne une borne d'entrée. Un signal d'entrée provenant de la borne d'entrée 201 est délivrée à un filtre passe-haut variable 202 et à un additionneur 205. Le signal de sortie de l'additionneur 205 est prélevé sur une borne de sortie 206. Dans le filtre passe-haut variable 202, la fréquence de coupure varie sous l'effet de la tension de commande émanant d'un détecteur de niveau 204 et la fréquence de coupure augmente lorsque le niveau de signal augmente. Le signal de sortie du filtre passe-haut variable 202 est délivré à l'additionneur 205 et à un circuit 203 de pondération pour la région des hautes fréquences. Le signal de sortie du circuit de pondération 203 est fourni au détecteur de niveau 204. En l'absence de signal, la fréquence de coupure du filtre passe-haut variable 202 est dans son état le plus bas. A l'aide de l'additionneur 205, le signal d'entrée et le signal qui est passé dans le filtre passehaut variable 202 sont ajoutés de sorte que les gains des régions des moyennes et des hautes fréquences s'éLèvent d'environ 10 dB. D'autre part, les régions des moyennes et des hautes fréquences qui ont été surélevées au moment de l'enregistrement subissent une atténuation d'environ dB dans un circuit de décodage se trouvant du côté reproduction. En résultat, les bruits des régions des moyennes et hautes fréquences sont atténués d'environ 10 dB. Avec l'augmentation du niveau du signal, la fréquence de coupure du filtre passe-haut variable s'élève et sa caractéristique de fréquence s'approche de L'état plat. Puisque le circuit de décodage se trouvant du côté reproduc- tion approche de l'état plat, l'effet de réduction des bruits diminue. Toutefois, dans cet état, aucun bruit n'est détecté en raison d'un effet de masquage par le signal. Le circuit de pondération 203 de la région des hautes fréquences est un circuit de filtrage et a pour fonction d'augmenter la fréquence de coupure du filtre passe-haut variable 202 lorsque la fréquence d'entrée augmente. Ce circuit empêche la caractéristique de fréquence des régions desmoyennes et des hautes fréquences de s'élever dans la région des hautes fréquences afin de produire une caracté- ristique plate ou une caractéristique présentant une région des hautes fréquences légèrement abaissée. Dans le cas o le circuit de codage ci-dessus mentionné du circuit de réduction des bruits audio est réalisé sous forme d'un circuit intégré en même temps que le circuit 203 de pondération de la région des hautes fréquences, la création de la tension résiduelle Voff devient un problème sérieux. Plus clairement, comme on peut le voir sur la figure 11, il faut que le détecteur de niveau 204 détecte correctement les niveaux des signaux s'étendant sur une gamme extrê- mement large. Lorsque la tension résiduelle Voff est produite, une erreur peut survenir dans la tension de commande fournie par le détecteur de niveau 204. Bien que l'on puisse concevoir d'insérer un condensateur de couplage entre le circuit de pondération de la région des hautes fréquences 203 et le détecteur de niveau 204, ceci amène à accroître le nombre des broches sur Le boîtier, puisqu'un condensateur extérieur devient nécessaire. Un but de l'invention est donc de produit un conver- tisseur de tension en courant qui soit susceptible de constituer un circuit de filtrage actif qui n'est pas gêné par la création de la tension résiduelle et qui possède une caractéristique de transmission de courant continu précise. L'invention se rapporte à un circuit convertisseur de tension en courant qui convient tout particulièrement pour la fabrication d'un filtre actif. Dans le circuit convertisseur, deux circuits de conver- sion V-I sont disposés au premier étage. Un premier circuit de conversion V-I fonctionne à un niveau négatif du signal d'entrée, tandis que l'autre circuit de conversion V-I fonctionne à un niveau positif du signal d'entrée. Ceux-ci sont combinés pour produire un signal de sortie de conversion de tension en courant. Par conséquent, aucun courant continu n'est produit, pour améliorer la caractéristique de transfert du courant continu. La description suivante, conçue à titre d'illustration dé l'invention, vise à donner une meilleure com.préens on de ses caractéristiques et avantages; elle s'appuie sur Les dessins annexes, parmi lesquels: - la figure 1 est un schéma de connexion d'un mode de réalisation de l'invention; - la figure 2 est un schéma de connexion servant à décrire un mode de réalisation de l'invention; - les figures 3 et 4 sont des graphes décrivant le mode de réalisation de l'invention; la figure 5 est un schéma de connexion servant à décrire une amélioration apportée vis-à-vis du phénomène de distortion de recouvrement; - les figures 6 et 7 sont des graphes servant à décrire l'amélioration apportée vis-à-vis du phénomène de distortion de recouvrement; - la figure 8 est un schéma de connexion servant à présenter un exemple d'un moyen d'amélioration vis-à-vis du phénomène de distortion de recouvrement; il 2607337 - la figure 9 est un schéma de connexion servant à présenter un autre exemple de moyen d'amélioration vis-à-vis du phénomène de distortion de recouvrement; - la figure 10 est un schéma de connexion d'un exemple d'un circuit de filtrage actif utilisant un convertisseur tension- courant classique; et - la figure 11 est un schéma de principe d'un exemple de circuit de codage destiné à un circuit de réduction du bruit audio. On va décrire ci-dessous un mode de réalisation de l'invention en s'appuyant sur l'ordre suivant. a. Structure du mode de réalisation b. Description du fonctionnement c. Moyen permettant d'empêcher la distortion de recouvrement a. Structure du mode de réalisation Sur la figure 1, les émetteurs de transistors de type PNP 1 et 2 sont connectés l'un à l'autre par l'intermédiaire d'une résistance 3. L'émetteur du transistor 2 est connecté au collecteur d'un transistor de type PNP 4 servant de source de courant. L'émet- teur du transistor 4 est couplé à une borne 5 d'alimentation élec- trique de valeur +Vcc. Les émetteurs de transistors de type PNP 6 et 7 sont connectés l'un à l'autre par l'intermédiaire d'une résistance 8. L'émetteur du transistor 7 est connecté au collecteur d'un transis- tor de type PNP 9 faisant fonction de source de courant. L'émetteur du transistor 9 est connecté à la borne d'alimentation électrique 5. Les bases des transistors 4 et 9 sont connectées en commun à la base d'un transistor de type PNP 10, et la base et le collecteur du transistor 10 sont couplées de manière à former un circuit miroir de courant. L'émetteur du transistor 10 est connecté à la borne d'alimentation électrique 5. Le collecteur du transistor 10 est connecté au collecteur d'un transistor de type NPN 11. L'émetteur du transistor 11 est connecté à une borne d'alimentation électrique de valeur -VEE. Les bases du transistor 11 et d'un transistor de type NPN 13 sont connectées en commun, et la base du transistor 13 et son collecteur sont connectés de manière à former un circuit miroir de courant. L'émetteur des transistor 13 est connecté à la borne d'alimentation électrique 12. Le collecteur du transistor 13 est connecté à une première extrémité d'une résis- tance 14. Une source de tension de référence 15 est connectée entre l'autre extrémité de la résistance 14 et la borne d'alimentation électrique 12. Du fait de la source de tension de référence 15, un courant I circule dans le transistor 13 via la résistance 14. o Puisque les transistors 13 et 11 sont couplés en miroir de courant, un courant I égal à celui qui passe dans le transistor 13 circule o dans le transistor 11, et ce même courant I circule dans le transis- o tor 10 connecté en série avec le transistor 11. En résultat, un courant I égal à celui qui passe dans le transistor 10 circule o dans les transistors 4 et 9 couplés en miroir de courant. La base du transistor 1 est connectée à la base du transistor 7, et le point de jonction est connecté au point de jonction d'une connexion série de résistances 40 et 41 disposées entre une borne d'entrée 16 et la terre. La base du transistor 2 est connectée à celle du transistor 6 et le point de jonction est connecté à une borne de sortie 17. Un premier circuit de conversion V-I 51 est constitué par les transistors 1 et 2 et la résistance 3. Un deuxième circuit de conversion V-I 52 est constitué par les transistors 6 et 7 et la résistance 8. Le collecteur du transistor 1 est connecté à l'anode d'une diode 18 et à la base d'un transistor de type NPN 22. Le collecteur du transistor 2 est connecté à l'anode d'une diode 19 et à la base d'un transistor de type NPN 23. Le collecteur du tran- sistor 6 est connecté à l'anode d'une diode 20 et à la base d'un transistor de type NPN 24. Le collecteur du transistor 7 est connecté à l'anode d'une diode 21 et à la base d'un transistor de type NPN 25. Les cathodes des diodes 18 à 21 sont connectées à l'anode d'une diode 26 et la cathode de la diode 26 est connectée à la borne d'alimentation électrique 12. Les émetteurs des transistors 22 et 23 sont connectés en commun et le point de jonction est connecté au collecteur d'un transistor de type NPN 27 faisant fonction de source de courant. Les émetteurs des transistors 24 et 25 sont connectés en commun, et le point de jonction est connecté au collecteur d'un transistor de type NPN 28 faisant fonction de source de courant. Un premier multiplicateur 53 est constitué des diodes 18, 19 et des transistors 22, 23. Un deuxième multiplicateur 54 est constitué des diodes 20, 21 et des transistors 24, 25. La base du transistor 27 et la base du transistor 28 sont connectées en commun à la base d'un transistor de type NPN 29, et la base du transistor 29 et son collecteur sont connectés pour former un circuit miroir de courant. Les émetteurs des transistors 27, 28 et 29 sont connectés à la borne d'alimentation électrique 12. Une borne 30 est connectée au collecteur du transistor 29. Une borne 31 est prise à la jonction de la source de tension de référence 15 et de la résistance 14, et une résistance 33 est placée extérieurement entre les bornes 30 et 31. Du fait de la source de tension de référence 15, un courant circule dans la résistance 33, et ce courant 1 circule dans le transistor 29. Puisque les transistors 27 et 28 sont couplés en miroir de courant au transistor 29, un courant égal au courant I passant dans le transistor 29 circule dans les transistors 27 et 28. Le collecteur du transistor 22 est connecté au coLlec- teur d'un transistor de type PNP 34, et le point de jonction est connecté à la base d'un transistor de type NPN 36 et à une première extrémité d'un condensateur 37. L'autre extrémité du condensateur 37 est connecté à la borne d'entrée 16. Le collecteur du transistor 23 et celui du transistor 25 sont connectés à la borne d'alimentation électrique 5. Le collecteur du transistor 24 est connecté à celui du transistor 35. La base du transistor 35 est connectée à celle du transistor 34. Le collecteur du transistor 35 est couplé à la base du transistor 35 afin de former un circuit miroir de courant. Les émetteurs-des transistors 34 et 35 sont couplés à la borne d'alimentation électrique 5. Le collecteur du transistor 36 est couplé à la borne d'alimentation électrique 5. L'émetteur du transistor 36 est connecté au collecteur d'un transistor 38 faisant fonction de source de courant. La base du transistor 38 et ceLe du transistor 29 sont connectées en commun. L'émetteur du transistor 38 est connecté à La borne d'alimentation électrique 12. b. Description du fonctionnement Le mode de réalisation a pour fonction celle d'un circuit de pondération d'une région des hautes fréquences dans un circuit de réduction de bruit audio. On décrit ci-dessous Le fonc- tionnement de ce mode de réalisation. Puisque la réactance du condensateur 37 s'abaisse pour la région des hautes fréquences, des composantes de haute fréquence du signal d'entrée, en provenance de la borne d'entrée 16, sont prélevées en provenance de la borne de sortie 17 via le condensa- teur 37 et Le transistor à émetteur suiveur 36. Ces composantes de bassefréquence subissent une division en tension entre les résistances 40 et 41 et sont délivrées aux circuits de conversion V-I 51 et 52. Comme décrit ci-après, Le circuit de conversion V-I 51 fonctionne lorsque le niveau du signal d'entrée délivré a 'a borne d'entrée 16 est négatif, tandis que le circuit de conversion V-I 52 fonctionne lorsque le signal d'entrée appLicué à la borne d'entrée 16 est positif. Le signal de sortie du circuit de conversion V-I 51 est délivré au multiplicateur 53, tandis que le signaL de sortie du circuit de conversion V-I 52 est fourni au multiplicateur 54. Les signaux de sortie des multiplicateurs 53 et 54 sont transformés en un signal de sortie asymétrique par le circuit miroir de courant constitué du transistor 34 et 35 et sont prélevés sur La borne de sortie 16 via le transistor à émetteur suiveur 36. En résultat, ce mode de réalisation fournit un gain 1 pour la région des hautes fréquences et un gain (R41/(R40 + R41)) afin de présenter une caractéristique ayant une région de hautes fréquences surélevée, si l'on suppose que les résistances 40 et 41 ont des valeurs R40 et R41. Les circuits de conversion V-I 51 et 52 du mode de réalisation vont être décrits. Comme représenté sur la figure 2, les deux circuits de conversion V-I 51 et 52 sont utilisés. Dans le circuit de conversion V-I 51, le transistor 4 faisant fonction de source de courant constant est connecté à l'émetteur du transistor 2, mais aucune source de courant constant n'est connectée à l'émetteur du transistor 1. De plus, dans le circuit de conversion V-I 52, le transistor 9 faisant fonction de source de courant constant est connecté à l'émetteur du transistor 7, mais aucune source de courant constant n'est connectée à l'émetteur du transistor 6. Par conséquent, dans le circuit de conversion V-I 51, lorsque la tension de base du transistor 1 est supérieure à celle du transistor 2, le transistor 1 est rendu non conducteur, tandis que, lorsque la tension de base du transistor 1 est inférieure à celle du transistor 2, un courant circule dans le transistor 1 en fonction de la tension du signal d'entrée. Dans le circuit de con- version V-I 52, lorsque la tension de base du transistor 6 est supérieure à celLe du transistor 7, le transistor 6 est rendu non conducteur, tandis que, lorsque la tension de base du transistor 6 est inférieure à celle du transistor 7, un courant circuLe dans le transistor 6 en fonction de la tension du signal d'entrée. Par conséquent, lorsqu'un signal d'entrée v.in est délivré aux bases des transistors 1 et 7 et lorsque les bases des transistors 2 et 7 sont maintenues à un potentiel nul, le circuit de conversion V-I 51 fonctionne avec un signal d'entrée v.in de niveau négatif, si bien qu'un courant de sortie de conversion V-I est produit par le courant i1 du transistor 1. Du fait du signal d'entrée vin de niveau positif, le circuit de conversion V-I 52 fonctionne de façon qu'un courant de sortie de conversion V-I soit produit par le courant i3 du transistor 6. Ainsi, la figure 3 montre la relation existant entre le signal d'entrée vin et le courant i1 passant dans le transistor 1 d'une part et, d'autre part, le courant i3 passant dans le transistor 6. Lorsque le signal d'entrée vin augmente, le courant i1 diminue. Lorsque le signal d'entrée vin devient presque nul, le courant i1 prend la valeur nulle. Lorsque le signal d'entrée vin est supérieur à O, le courant i3 augmente. De cette manière, du fait de l'utilisation des deux circuits de conversion V-I 51 et 52, on peut faire en sorte que le circuit de conversion V-I 51 fonctionne lorsque le signal d'entrée vin est négatif, tandis que le circuit de conversion V-I 52 fonctionne lorsque le signal d'entrée v. est positif. En résultat, aucune tension résiduelle (offset) Voff n'apparaît sur la borne de sortie 17, Off même s'il existe une tension résiduelle AV du fait d'un défaut o d'adaptation ou d'un autre phénomène analogue dans les courants de saturation respectifs des paires de diodesqueforment les diodes 18 et 19 et les diodes 20 et 21 et des paires de transistors que forment les transistors 22 et 23 et les transistors 24 et 25. Ceci est dû au fait que les multiplicateurs 53 et 54 sont presque non conducteurs en l'absence d'un signal. c. Moyen permettant d'empêcher la distorsion de recouvrement Dans le cas o on exécute une conversion tension- courant en utilisant deux semblables circuits de conversion V-I 51 et 52, les deux signaux de sortie de conversion tension-courant doivent être linéairement reliés au voisinage de la coupure de manière à ne pas provoquer le phénomène dit de distorsion de recouvrement. Les conditions voulues pour cela vont être déc-ites ci-dessous. La figure 4 montre les courants; et i de la fiagure 3 1 3 ayant fait l'objet d'une différentiation par rapport au signaa d'entrée v.in et elle fait apparaître les inclinaisons des courants i1 et i3 de la figure 3 pour le signal d'entrée vin, c'est-à-dire les conductances de transfert. Les conditions pour lesquelles les deux circuits de conversion V-I 51 et 52 sont linéairement liés de manière à ne pas provoquer la distorsion de recouvrement sont telles qu'une moitié de la valeur maximale Gm de la conductance o de transfert de chaque circuit de conversion V-I soit prise dans l'état v. = O. in La figure 5 montre le diagramme de l'un des circuits de conversion V-I 51 et 52 de la figure 2. Sur la figure 51, le numéro de référence 61 désigne la tension résiduelle AV destinée à empêcher la production de la distorsion de recouvrement. On décrit ci-après le procédé employé pour réaliser cette production. Tout d'abord, on va calculer la valeur maximale Gm o de la conductance de transfert du circuit de conversion V-I. La conductance de transfert prend sa valeur maximale à condition qu'on ait i1 = i2 = Io/2, auquel cas la valeur suivante est obtenue: Gm =................ 1) o R + 4.VT/II E To o RE désigne la valeur des résistances 3 et 8 et VT vaut (kT/q). Ensuite, en réponse au signal d'entrée vin = O, il s'établit i1 = Li et i2 2.Io. Si l'on suppose que la conductance de transfert vaut à cet instant Gmc, il s'établit: Gm = (2) c RE + VIT/L + VT/Io E T i To0 Puisque la condition pour laquelle la distorsion de recouvrement devient presque nulle est telle qu'on a alors 2.Gmc = Gm l'équation suivante est obtenue: 2(RE + 4.VT/Io) =RE + VT/Li + VT/I 3) En résolvant cette équation par rapport à Ài, on obtient l'équation suivante: v Li VT (4) R 1 + 7 V /(I.R. E T o E Ensuite, lorsque les caractéristiques, c'est-à-dire les courants de saturation, des deux transistors constituant le circuit de conversion V-I 51 sont identiques, on peut calculer la valeur AV qui satisfait l'équation (4). AV = V E(tri) - R A - V (tr2) BE E i BE I A. =V Z (..) -R A -V 9. (...i) T n I Ei T n I s s I = VT n(;2) RE.Ai......... .... (5) Tn A. E i(5 En portant l'équation (4) dans l'équation (5), on obtient..DTD: RE.I (1 + 7 V T/(I.R E)) AV = VTn( o E) VT E V T oE RVT (6) - RE' (1 + 7 VT/(I o' R E)... Si l'on suppose maintenant que (Io.R E/VT = m, on obtient aLors AV = VT n (m(1 + 7/m)) V +) T n T 1+ 7/m = VT(% (m) + 9n(1 + 7/m) -1 (7) T n n 1 + 7/m La figure 6 montre La relation existant entre m et AV telle qu'on l'obtient à partir de l'équation (7). Sur la figure 6, l'axe horizontal se rapport à m, tandis que l'axe vertical se rapporte à AV. Puisque la condition pour laquelle la distorsion de recouvrement ci-dessus mentionnée devient minimale repose sur l'hypothèse o Ai et non à la valeur optimale. D'un point de vue plus détaillé, la figure 7 montre comment on élimine la distorsion de recouvrement en fonction de AV. Sur la figure 7, le numéro de référence 71 désigne une variation de la conductance de transfert à l'instant o AV = O et montre qu'il existe une importante projection au voisinage de v.in = O afin d'indi- quer la production remarquable de La distorsion de recouvrement. Dans le même temps, le numéro de référence 72 montre la variation de la conductance de transfert dans le cas o la valeur AV obtenue à partir de l'équation (7) est appLiquée. Bien que la distorsion de recouvrement présente une réduction considérable, la conductance de transfert diminue légèrement à gauche et à droite du point vin = O. Le numéro de référence 73 désigne une caractéristique de la conduc- tance de transfert pour le cas o AV, qui est la condition de L-a distorsion de recouvrement minimale, est appLiqué, et ceci corres- pond au cas o une tension résiduelle légèrement plus petite que la valeur AV obtenue à partir de l'équation (7) est appliquée. Ce cas signifie que la distorsion de recouvrement diminue Lorsque la conductance de transfert pour l'état v.in = O est fixée à une valeur légèrement grande par comparaison avec la valeur maximale (Gm) o de la conductance de transfert dans la région (dans L'intervalle Linéaire) o vin est dans sa pleine amplitude. Il est difficile d'obtenir la valeur AV à cet instant par l'analyse. Ainsi, on obtient une valeur grossière à l'aide de l'équation (7) et on peut obtenir la valeur optimale sur la base de la valeur grossière en employant une analyse numérique. On va décrire ci-après un moyen de production parti- culier de la valeur AV. La figure 8 montre un exemple du moyen de production particulier de AV. Sur la figure 8, on emploie, au titre du transistor 2 constituant le circuit de conversion V-I 51, n transistors 21 à 2. Au titre du transistor 7 constituant le -- n circuit de conversion V-I 52, on emploie n transistors 71 à 7n connectés en parallèle. En utilisant une connexion parallèle de plusieurs transistors pour former l'un des transistors qui cons- tituent chacun des circuits de conversion V-I 51 et 52, on peut produire une valeur AV qui est définie par: AV = VTn (n) C'est donc une particularité de l'invention que le moyen de production de AV est très simple. Toutefois, il existe un inconvénient à ce que le nombre des transistors connectés en parallèle augmente, en particulier lorsque les intervalles dyna- miques des circuits de conversion V-I 51 et 52 sont maintenus grands. Par exemple, il faut connecter environ 20 transistors en parallèle pour satisfaire l'équation (7) dans le cas o m = 40, en correspondance avec l'intervalle dynamique valant 2V p p-p La figure 9 montre un autre exemple du moyen de produc- tion de AV. Cet exemple se révèle efficace en particulier lorsoue m est grand. Sur la figure 9, il est fait une connexionr sêrie de résistances 81 et 82 entre l'émetteur du transistor à émetteur suiveur 36 et une source de courant 83, tandis que le point de jonction des résistances 81 et 82 est connecté à ta borne de sortie 17. La base du transistor 2 est connectée à la jonction de la résistance 82 et de la source de courant 83. La base du transistor 6 est connectée à la jonction de l'émetteur du transis- tor 36 et de la résistance 81. Si l'on suppose que l'intensité de courant de la source de courant 83 et les valeurs des résistances 81 et 82 sont respec- tivement Im et Rm, la tension appliquée à chaque base des transis- tors 2 et 7 chute d'une valeur AV = I.R. m m De cette manière, lorsque l'on crée AV en plaçant les résistances 81 et 82 au niveau du transistor à émetteur suiveur 36, il est nécessaire de renforcer l'impédance d'entrée du circuit que l'on connectera sur la borne de sortie 17. En outre, il est souhaitable que l'intensité du courant de la source de courant 83 soit proportionnelle à la tension thermique VT. On notera que divers moyens peuvent être imaginés à côté de celui-ci. Il n'est pas besoin de dire que l'on peut connecter une source de tension aux bases des transistors 1 et 6. Comme précédemment décrit, dans les circuits de conver- sion V-I 51 et 52 qui sont utilisés dans un mode de réalisation de l'invention, le circuit de conversion V-I 51 fonctionne lorsque le signal d'entrée est négatif, tandis que Le circuit de conversion V-I 52 fonctionne lorsque le signal d'entrée vin est positif. Par conséquent, aucune tension résiduelle Voff n'apparaît sur la borne de sortie 17, même s'il existe une tension résiduelle QV o due à un défaut d'adaptation dans les courants de saturation respectifs des paires de diodes constituées par les diodes 18 et 19 et les diodes 20 et 21 et des paires de transistors constitués par les transistors 22 et 23 et les transistors 24 et 25. Ceci est dû au fait que les multiplicateurs 53 et 54 sont rendus presque non conducteurs en l'absence d'un signal. On peut éliminer la distorsion de recouvrement en appliquant une tension AV appropriée aux bases des transistors 1 et 6. Selon l'invention, on prévoit deux circuits de conver- sion V-I 51 et 52. Un premier circuit de conversion V-I 51 ionc- tionne en réponse à un signal d'entrée de niveau négatif, tandis que l'autre circuit de conversion V-I 52 fonctionne er. réponse à un signalet d'entrée de niveau positif. En l'absence d'un signal d'entrée, les multiplicateurs 53 et 54 sont rendus non conducteurs si bien qu'aucune tension résiduelle Voff n'apparaît sur la borne de sortie 17. Par conséquent, il peut être produit un filtre actif possédant une caractéristique de transfert du courant continu correcte. Bien entendu, l'homme de l'art sera en mesure d'imaginer, à partir du dispositif dont la description vient d'être donnée à titre simplement illustratif et nullement limitatif, diverses variantes et modifications ne sortant pas du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Convertisseur de tension en courant, caractérisé en ce qu'il comprend: -- une première paire de transistors différentiels possé- dant un premier et un deuxième transistor (1, 2) dont les électrodes d'émetteur sont connectées ensemble via une résistance de réac- tion (3); une deuxième paire de transistors différentiels (6, 7) possédant un troisième et un quatrième transistor (6, 7) dont les électrodes d'émetteur sont connectées ensemble via une résistance de réaction (8); une première source de courant (4) connectée à l'éLec- trode d'émetteur dudit deuxième transistor et une deuxième source de courant (9) connectée à l'électrode d'émetteur dudit quatrième transistor; un premier multiplicateur (53) comportant une première paire de diodes (18, 19) qui reçoivent respectivement les courants de collecteur de ladite première paire de transistors différentieLs et unepremièrepairedetransistors différentielsà émetteur commun (22, 23) dont les électrodes de bases reçoivent respectivement la-diffé- rence de potentiel de ladite première paire de diodes; un deuxième multiplicateur (54) comportant une deuxième paire de diodes (20 21) qui reçoivent respectivement les courants de collecteur de ladite deuxième paire de transistors différentiels et une deuxième paire de transistors différentiels à émetteur commun (24, 25) dont les électrodes de base reçoivent respectivement la différence de potentiel de la deuxième paire de diodes; et un circuit miroir de courant (34, 35) qui recueille la différence de courant de collecteur d'un seul transistor de chacun desdits premier et deuxième multiplicateurs. 2. Convertisseur de tension en courant selon la reven- dication 1, caractérisé en ce que ladite première paire de transis- tors différentiels fonctionne en réponse à un niveau d'entrée plus grand qu'un niveau prédéterminé et ladite deuxième paire de transis- tors différentiels fonctionne en réponse à un niveau d'entrée égal ou inférieur audit niveau prédéterminé. 3. Convertisseur de tension en courant selon La reven- dication 1, caractérisé en ce qu'il comprend: deux résistances (81, 82) connectées en séries et dont la jonction mutuelle est couplée à une borne de sortie (17); une source de courant (83) connectée à une première extrémité desdites résistances connectées en séries; et un transistors à émetteur suiveur (36) dont l'électrode d'émetteur est connectée à l'autre extrémité desdites résistances connectées en séries, l'électrode de base d'un transistor de ladite première paire de transistors différentiels étant connectée à la jonction entre ladite source de courant et ladite première extrémité des résistances connectées en série, et l'électrode de base d'un transistor de ladite deuxième paire de transistors différentiels étant connectée à La jonction entre l'électrode d'émetteur dudit transistor à émetteur suiveur et ladite autre extrémité desdites résistances connectées en séries. 4. Filtre actif utilisant un convertisseur de tension en courant, caractérisé en ce qu'iL comprend: une première paire de transistors différentiels possé- dant un premier et un deuxième transistor (1, 2) dont les électrodes d'émetteur sont connectées ensemble via une résistance de réac- tion (3); une deuxième paire de transistors différentiels possé- dant un troisième et un quatrième transistor (6, 7) dont les électrodes d'émetteurs sont connectées ensemble via une résistance de réaction (8); une première source de courant (4) connectée à l'élec- trode d'émetteur dudit deuxième transistor et une deuxième source de courant (9) connectée à l'électrode d'émetteur dudit quatrième transistor; un premier multiplicateur (53) comportant une première paire de diodes (18, 19) qui reçoivent respectivement les courants de collecteur de la première pairedetransistorsdifférentiels et une première paire de transistors différentiels à émetteur commun (22, 23) dont les électrodes de base reçoivent respectivement la différence de potentiel de ladite première paire de diodes; un deuxième multiplicateur (54) comportant une deuxième paire de diodes (20, 21) qui reçoivent respectivement les courants de collecteur de ladite deuxième paire de transistors différentiels et une deuxième paire de transistors différentiels à émetteur commun (24, 25) dont les électrodes de base reçoivent respectivement la différence de potentiel de ladite deuxième paire de diodes; un circuit miroir de courant (34, 35) servant à recueillir la différence de courant de collecteur d'un transistor de chacun desdits premier et deuxième multiplicateurs; deux résistances (40, 41) connectées en séries et possédant une première extrémité couplée à une borne d'entrée (16), la jonction desdites deux résistances étant connectée à l'électrode de base d'un transistor de ladite première paire de transistors différentiels; un condensateur (37) dont une première extrêrité est connectée à ladite borne d'entrée et dont l'autre extrémité est connectée à l'une des électrodes de collecteur dudit premier multiplicateur; et une résistance (33) placée extérieurement audit conver- tisseur de tension en courant. 5. Circuit de réduction de bruit, caractérisé en ce qu'il comprend: un filtre passe-haut variable répondant à un signal d'entrée; un additionneur servant à additionner le signal de sortie du filtre et ledit signal d'entrée; un circuit de pondération pour haute fréquence qui répond audit signal de sortie dudit filtre; et un détecteur de niveau servant à détecter le signal de sortie du circuit de pondération et à produire un signal de sortie à destination dudit filtre, ledit filtre passe-haut variable comportant un conver- tisseur de tension en courant, qui comprend: une première paire de transistors différentiels possé- dant un premier et un deuxième transistor (1, 2) dont les électrodes d'émetteur sont connectées ensemble via une résistance de réac- tion (3); une deuxième paire de transistors différentiels possé- dant un troisième et un quatrième transistor (6, 7) dont les électrodes d'émetteur sont connectées ensemble via une résistance de réaction (8); une première source de courant (4) connectée à l'élec- trode d'émetteur dudit deuxième transistor et une deuxième source de courant (9) connectée à l'électrode d'émetteur dudit quatrième transistor; un première multiplicateur (53) comportant une première paire de diodes (18, 19) qui reçoivent respectivement les courants de collecteurs de la première paire de transistors différentiels (1, 2) et une première paire de transistors différentiels à émet- teur commun (22, 23) dont les électrodes de base reçoivent respec- tivement la différence de potentiel de ladite première paire de oiodes; un deuxième multiplicateur (54) comportant une deuxième paire de diodes (2C, 21) qui reçoivent respectivement les courants ae collecteur de ladite deuxième paire de transistors différentiels (10, 7) et une deuxième paire de transistors différentiels à émet- teur commun (24, 25) dont les électrodes de base reçoivent respec- tivement la différence de potentiel de la deuxième paire de diodes; un circuit miroir de courant (34, 35) servant à recueillir la différence de courant de collecteur d'un transistor de chacun desdits premier et deuxième multiplicateurs; deux résistances (40, 41) connectées en séries et dont une première extrémité est couplée à une borne d'entrée (16), la jonction desdites deux résistances étant connectée à l'électrode de base d'un transistor de la première paire de transistors diffé- rentiels; un condensateur (37) dont une première extrémité est connectée à ladite borne d'entrée et dont l'autre extrémité est connectée à l'une des électrodes de collecteur du premier multi- plicateur; une résistance (33) disposée extérieurement audit convertisseur de tension en courant. 6. Convertisseur de tension en courant, caractérisé en ce qu'il comprend: un premier circuit de conversion tension-courant (51) qui répond à un niveau d'entrée positif; un deuxième circuit de conversion tensioncourant (52) qui répond à un niveau d'entrée négatif; une section d'entrée (16) desdits deux circuits de conversion tension-courant; un premier et un deuxième multiplicateur (53, 54) servant à recevoir les signaux de sortie des deux dits circuits de conversion tension-courant; et un moyen permettant de détecter les courants de sortie des premier et deuxième multiplicateurs. 7. Convertisseur de tension en courant selon la reven- dication 5, caractérisé en ce que ledit premier circuit de conver- sion tension-courant (51) possède plusieurs transistors différentieLs comportant un prem ier transistor (1) et plusieurs transistors (21 à 2) connectés en parallèle entre eux, les électrodes d'émetteur n du premier et des deuxièmes transistors étant connectées ensemble via une première résistance de réaction (3), et ledit deuxième circuit de conversion tension-courant (52) possède plusieurs tran- sistors différentiels comportant un troisième transistor (6) et plusieurs quatrièmes transistors (71 à 7n) connectés en parallèle entre eux, les électrodes d'émetteur du troisième et des quatrièmes transistors étant connectés ensemble via une deuxième résistance de réaction (8).