FR 2602380 A1 19880205 FR 8611032 A 19860730 CIRCUIT GYRATEUR SIMULANT UNE INDUCTANCE L'invention concerne un circuit gyrateur formé d'une part d'un premier et d'un second amplificateurs transconductifs, respectivement A et B, de conductances opposées, montés en parallèle entre une première borne a et une seconde 05 borne b, et formé d'autre part d'une première capacité C1 montée entre ladite première borne a et une troisième borne m, ce circuit gyrateur simulant une inductance Lg montée entre ladite deuxième borne b et ladite troisième borne m, et comprenant un moyen pour contrôler son facteur de qualité Q. L'invention concerne également un circuit résonnant incluant cette inductance Lg. L'invention trouve son application dans la réalisation de filtres pour éliminer la fréquence image gênante dans le traitement d'un signal de fréquence radio au moyen du 15 signal d'un oscillateur local dans le but d'obtenir un signal à une fréquence dite intermédiaire utilisable dans les appareils de réception grand-public, de télévision par exemple. Un circuit gyrateur simulant une inductance et inclus dans un circuit résonnant à fonction de filtre est connu 20 par la publication dans "IEEE, J. Solid-State Circuits, Vol. SC-15, pp 963-968, Dec. 1980", de l'article intitulé "Gyrator Video Filter IC with Automatic Tuning" par Kenneth W. MOULDING et alii. Ce document décrit un circuit gyrateur formé de deux amplificateurs différentie-, sources de courant, commandés en 25 tension, de transconductances opposées, montés tête-bêche en parallèle, et chargé sur deux capacités. La technologie utilisée pour réaliser ce circuit inclut des transistors bipolaires dont la tension de seuil est telle qu'elle induit dans les amplificateurs un déphasage important qui se traduit par une ré30 sistance négative plus grande en valeur absolue que la résis- tance positive due aux pertes, risquant d'entrainer le circuit à osciller. Ce circuit est, pour cette raison, muni d'une résistance supplémentaire destinée à s'ajouter à la résistance positive dûe aux pertes afin de compenser ce défaut et d'évi05 ter l'oscillation. Le facteur de qualité d'un tel circuit étant inversement proportionnel à la résultante de la résistance dûe au déphasage et de la résistance dûe aux pertes, cette résistance supplémentaire doit donc être faible. Dans ce circuit connu cette résistance supplémentaire est placée 10 en série avec l'une des capacités de charge du gyrateur et est reliée à une tension de polarisation destinée à permettre l'ajustement de l'accord du résonnateur. Mais ce circuit connu doit répondre à un impératif qui est de réaliser un circuit résonnant à une fréquence don15 née précise, tout en présentant comme on l'a vue un bon facteur de qualité. Les difficultés rencontrées dans la mise en oeuvre de ce circuit proviennent de la dispersion des caractéristiques des composants et tout particulièrement de la réalisation des résistances. C'est pourquoi afin de rendre ce circuit indépendant des problèmes de dispersion de caractéristiques, un circuit gyrateur auxiliaire accordé sur un oscillateur à quartz, est utilisé pour accorder le gyrateur-filtre en fournissant la tension de polarisation des capacités. Ce système permet alors 25 le contrôle en boucle fermée du circuit gyrateur auxiliaire, mais se fonde sur le fait que le gyrateur-filtre suit obligatoirement. Ce circuit connu présente, pour l'application envisagée à la réception dee émissions de télévision, plusieurs 30 inconvénients: - Tout d'abord la fréquence de fonctionnement est trop faible ( - Ensuite la dispersion des caractéristiques et notamment celles des résistances entraîne la nécessité d'utiliser un 35 gyrateur auxiliaire. --' 2602380 - Enfin le gyrateur filtre est seulement piloté par le gyrateur auxiliaire mais non contrôlé. Or pour cette application envisagée, il est impératif que: - la fréquence de fonctionnement soit élevée, c'est-à-dire dans le domaine situé entre 40 MHz et 5000 MHz, - le'facteur de qualité soit élevé, - la fréquence de filtrage soit précise et les caractéristiques du circuit répétitives. Selon l'invention ce but est atteint au moyen d'un circuit tel que décrit dans le préambule, caractérisé en ce que le premier circuit amplificateur transconductif A est formé de deux étages amplificateurs inverseurs P1 et P2 montés en série, en ce que le second circuit amplificateur transconduc15 tif B est formé d'un étage amplificateur inverseur P3, et en ce que le moyen pour contrôler le facteur de qualité Q est formé d'un premier moyen P5 pour agir sur la conductance de sortie 92 du gyrateur, et d'un second moyen P6 pour agir sur le déphasage entre le courant de sortie et la tension de 20 commande du gyrateur. Ce circuit gyrateur présente alors entre autres les avantages suivants: - les deux paramètres principaux du circuit, à savoir la résistance positive dûe aux pertes et la résistance négative 25 dûe au déphasage sont contrôlés, à la différnece du dispositif connu o seulement un moyen pour agir sur la résistance d e aux pertes était prévu. - le facteur de qualité est donc réellement contrôlé. - le facteur de qualité est alors très élevé, de l'ordre de 30 250. - le gyrateur auxiliaire et l'oscillateur à quartz ne sont pas nécessaires. Le circuit est alors plus simple que dans le dispositif connu. Dans l'application envisagée à un circuit réson35 nant pour former un filtre: - la fréquence de fonctionnement est alors très élevée, c'est-à-dire dans le domaine 40 MHz à 2 GHz. - la fréquence de filtrage est très précise. - les caractéristiques du circuit sont répétitives donc ap05 propriées à une fabrication en grande série. L'invention sera mieux comprise au moyen de la description suivante illustrée par les figures annexées dont - les figures la et lb qui représentent les schémas équivalents d'un circuit gyrateur, respectivement dans le cas 10 général et dans le cas o le gyrateur est chargé sur une capacité, - la figure 2 qui représente le schéma électrique d'un filtre à circuit résonnant incluant un gyrateur selon l'invention, - la figure 3a qui représente le schéma par blocs d'un circuit résonnant incluant un gyrateur correspondant au cas de la figure lb, - la figure 3b qui représente le schéma par bloc du filtre à circuit résonnant selon l'invention, correspondant à la 20 figure 2, - la figure 4a qui représente le schéma électrique d'un étage amplificateur inverseur du gyrateur selon l'invention, - les figures 4b et 4c qui représentent le schéma équivalent au schéma de la figure 4a respectivement en fonctionnement 25 alternatif et en fonctionnement continu, - la figure 5 qui montre sur son réseau de caractéristiques, la zone de fonctionnement du transistor Td utilisé comme résistance variable. - la figure 6 qui représente, en fonction des tensions de 30 commande du transistor Td utilisé comme résistance variable et de la diode D utilisée comme capacité variable, le facteur de qualité Q du gyrateur, dans un exemple de réalisation. On rappelle tout d'abord que, pour la réception 35 des émissions de télévision au moyen d'une antenne, à une fré- quence RF dite fréquence radio, il se pose le problème exposé ci-apres. Les émissions de télévisions sont reçues s6us forme de signaux dont la fréquence est située dans des canaux, de 05 largeur de bande 6,5 MHz, espacés de 1,5 MHz, et tous situés dans la bande de fréquence 40 MHz à 900 MHz. Le récepteur de télévision utilise, quant à lui, une seule fréquence fixe, dite fréquence intermédiaire IF, dont la valeur est 35 MHz, choisie en dehors de la bande 10 40 MHz-900 MHz, donc volontairement plus basse. Chaque émission reçue à la fréquence RF variable suivant le canal entre 40 et 900 MHz, doit donc être convertie en un signal à la fréquence fixe IF pour être utilisable dans le récepteur. Dans une telle opération, dite de simple converSion, le signal issu de l'antenne est, d'une façon connue de l'homme du métier, d'abord grossièrement filtré, puis amplifié. Ce signal est ensuite traité par un circuit mélangeur. Le mélangeur effectue la multiplication entre le signal reçu à la 20 fréquence variable RF et un second signal issu d'un oscillateur local et généré à une fréquence variable OL qui présente avec RF une différence fixe choisie égale à IF c'est-à-dire MHz. Ainsi dans cette opération de simple conversion, 25 l'on dispose en sortie du mélangeur, d'une série de signaux de différentes fréquences, par exemple: RF, OL, OL - RF etc, le seul signal utile est le signal de fréquence IF tel que: IF = OL - RF = 35 MHz. Mais le mélangeur agissant par multiplication des signaux, opération dans laquelle les signaux interviennent par leur fonction cosinus, tout signal entrant dans le mélangeur à une fréquence RF', dite fréquence image, symétrique de la fréquence radio RF par rapport à la fréquence OL de l'oscillateur 35 local, interviendra dans le résultat (RF' - OL = 35 MHz). C'est pourquoi tout signal de la bande de fréquence image RF' doit être filtré avant conversion par le mélangeur. Ce filtrage pose de nombreux problèmes. En premier lieu, comme RF et OL sont variables, RF' est également variable sur 05 une très large bande de fréquence. Comme il est difficile de filtrer une fréquence variable, qui de plus se situe dans la même bande que le signal utile, une solution à ce problème a été trouvée, permettant d'effectuer ce filtrage à fréquence fixe. Cette solution, connue de l'homme du métier, consiste à réaliser la converson du signal de fréquence variable RF en un signal de fréquence fixe IF à 35 MHz, en deux étapes, cette opération étant alors dite de double conversion. La première étape consiste en une première conver15 sion à une autre fréquence fixe IF1, grande, choisie à cet effet de 1,5 GHz, telle que IF1 = OL1 - RF = 1,5 GHz par exemple. La fréquence de l'oscillateur local, OL1, choisie pour cette conversion est alors toujours supérieure à 1,5 GHz, 20 car OL1 = RF + IF1. Par conséquent, la fréquence image RF'1 est dans cette conversion RF'1 = RF + 2 IF1. Elle est très élevée et donc toujours filtrée par l'antenne de réception du signal RF. Dans cette première étape de la double conversion, le problème posé par le signal à la fréquence image est donc automatiquement résolu. La seconde étape consiste en une seconde conver30 sion à la fréquence fixe utile IF2 = 35 MHz à partir de la fréquence fixe IF1 = 1,5 GHz. Cette seconde conversion partant d'une fréquence fixe pour arriver à une fréquence fixe, est effectuée au moyen d'un mélangeur, à l'aide d'un oscillateur local générant un signal à la fréquence fixe OL2 tel que: 35 IF2 = OL2 - IF1 = 35 MHz on a donc OL2 = IF1 + IF2 = 1,535 GHz. La fréquence IF'I gênante lors de cette seconde conversion, est alors la fréquence image, par rapport à OL2, de la fréquence à convertir, c'est-à-dire IF1. La fréquence à convertir étant IF1 = 1,5 GHz, et la fréquence de l'oscillaateur local OL2 = 1,535 GHz, la fréquence image gênante sera alors: IF'1 = IF1 + 2 IF2 = 1,570 GHz. Cette fréquence gênante peut provenir de la con10 version dans la première étape par le premier mélangeur d'une fréquence différente de la fréquence que l'on cherche à capter. Cette fréquence IF'1 image gênante est cependant fixe et pourra être filtrée plus facilement que dans le cas d'une simple conversion. Le problème se pose alors: - de filtrer une fréquence aussi élevée que IF'1 avec une grande précision, - au moyen d'un dispositif intégré présentant un facteur de qualité élevé, - au moyen d'un tel dispositif présentant une grande fiabilité tout en étant bon marché pour une application grand public. Ce but est atteint au moyen du gyrateur selon l'invention. On notera que selon les valeurs des caractéristi25 ques des éléments utilisés pour réaliser ce circuit gyrateur, ce dernier peut évidemment être utilisé au filtrage d'autres fréquences pour d'autres applications. Selon- l'invention, comme selon le circuit considéré comme état de la technique, le circuit gyrateur proposé 30 est utilisé pour simuler une inductance afin de réaliser un circuit résonnant formé de cette inductance notée ultérieurement L2 et d'une capacité C2. Selon le principe de fonctionnement des gyrateurs, illustré par le schéma équivalent d'un tel circuit, représenté 35 sur la figure la, une admittance Yl placée à l'entrée est liée à l'admittance de sortie Y2 par la relation Y2 = go2/Yl relation dans laquelle go est la conductance de gyration. Ainsi, si l'admittance d'entrée est une capacité 05 C1 (figure lb), l'impédance de sortie est une inductance L2 définie par: Yl = 1/jwC1 et Y2 = go2/jwC1 = 1/j"L2. Un gyrateur est, de façon connue de l'état de la technique, formé de deux amplificateurs transconductifs, c'est 10 à-dire sources de courant, commandés en tension, de transconductances opposées, montés tête-bêche en paralllèle. Ce gyrateur comporte donc, comme montré figure 3a, un amplificateur A et un amplificateur inverseur B. La conductance de gyration go est alors liée aux conductance de chacun des amplificateurs, 15 gmA et gmB respectivement, par la relation g902 = gmA À gmBLa capacité C1 connectée à l'entrée E du circuit gyrateur est alors transformée en l'inductance L2 L2 = C1/gmA - gmB20 Dans le cas idéal o la capacité C1 est sans pertes, le gyrateur sans pertes, l'admittance de gyration est réelle, et l'inductance L2 générée est alors pure. Dans le cas réel d'amplificateur non idéal, la matrice d'admittance complète de l'amplificateur est 25 f'Y11 Y12 Y = Y21 Y22 Pour le gyrateur formé de deux amplificateurs comme il est dit plus haut, la matrice est de la forme 30 Y11A + Y22B Y21B + Y12A Yll Y12 y = Y21A + Y12B Y22A + Y11B = Y21 Y22 avec i1 = Yll Vl + Y12 V2 35 i2 = Y21 vl + Y22 v2 pour les courants i1 et i2 à l'entrée et à la sortie en fonction des tensions vi et V2 à -l'entrée et à la sortie comme montré figure la. Les parties susceptives des admittances Yll et Y22 05 d'entrée et de sortie du gyrateur, respectivement jb11 et jb22, s'ajoutent à la susceptance de la capacité de la charge C1 et à l'inductance de sortie L2, de sorte que. ces dernières sont modifiées, en particulier. L2 prend la valeur Lg. Les parties conductives des admittances Yll et Y22 10 vont entrainer une diminution du facteur de qualité de l'inductance. A l'entrée du gyrateur, la conductance totale s'exprime par 91 = 9g11A + 922B + gc relation dans laquelle gC est la conductance de la capacité Cl. A la sortie du gyrateur la conductance s'exprime par g2 = 922A + g911B + gL relation dans laquelle gL est là conductance du circuit aux bornes duquel est monté l'inductance L2. En tenant du fait que le terme g, est très petit devant le terme wC1, et que le déphasage t/2, défini par = Arg(-y21.y12) est petit, (c'est-à-dire cos ' = 1, et sin f: f), l'effet des deux inductances gl et 92 se traduit par l'admittance de sortie: Y2 = g2 + gl(go/wC1)2 + 'fg02/wC1 + jgo2/wC1 + jb22 ce qui permet de connaitre le facteur de qualité Q attendu de ce système, par la relation: 1/Q gl/wC1 = g2WC1/go2 + C (1). Le courant de sortie d'un amplificateur transconductif est en retard par rapport à la tension de commande donc C Selon la présente invention, le facteur de quali- té est contrôlé et la précision sur la valeur de l'inductance générée à partir d'une capacité est obtenu par le contrôle du déphasage e d'une part et de l'inductance g2 d'autre part. Tel que représenté sur la figure 2, le circuit gy05 rateur selon l'invention comprend plusieurs parties délimitées par des pointillés. La figure 3b donne un schéma équivalent par blocs du circuit de la figure 2. La partie P2 est un étage inverseur, ainsi que les parties P1 et P3. La partie P4 est un étage tampon (en anglais 10 BUFFER). Les inverseurs P1 et P3 sont en série avec l'étage tampon P4 et sont équivalents à un amplificateur non inverseur tel que A (figure 3a). La partie P3 est équivalente à l'amplificateur inverseur B de la figure 3a. Comme le montre cette 15 même figure, ces amplificateurs sont donc de polarité opposée et montés tête-bêche en parallèle entre les noeuds a et b. La capacité C1 placée à l'entrée E, entre le noeud a et la masse m est transformée par le gyrateur en une inductance Lg placée entre le noeud b et la masse m. La capacité C2 20 placée en parallèle sur Lg forme le circuit résonnant LC recherché. Le signal à filtrer à la fréquence image IF', ou tout autre signal pour toute autre application, est appliqué au dispositif gyrateur selon l'invention à l'entrée INP d'un 25 amplificateur PA (voir figure 3b). Le signal filtré, utilisable dans l'application envisagée pour l'application au second mélangeur, est recueilli sur la sortie S (voir figures 2, 3b, 3c). Chaque étage inverseur P1, P2, P3 est constitué 30 d'un transistor inverseur respectivement T1, T2, T3 et d'une charge active T'1, T'2, T'3. Chaque étage est isolé du précédent et du suivant en continu, par une capacité, telle que C3, C4, C5, C6, de même que l'entrée INP l'est par une capacité C7. Les charges actives de chacun des étages inver- 1 1 seurs présentent une structure particulière par ailleurs connue du brevet US 4 241 316 pour une application totalement différente. Cette structure est ici appliquée dans le but d'a05 méliorer les performances de chaque étage inverseur en tant qu'amplificateur. En effet les transistors utilisés pour réaliser le circuit selon l'invention sont de préférence des transistors à effet de champ du type MESFET qui présentent des propriétés avantageuses dans la réalisation de circuits fonc10 tionnant à des fréquences élevées. Les étages amplificateurs réalisés au moyen de ces transistors montrent habituellement un gain très faible, ce gain étant cependant amélioré d'une façon connue par l'utilisation d'une charge active. En effet, l'utilisation d'une charge active pré15 sente l'avantage de fournir une charge élevée en dynamique, ce qui favorise le gain, ce dernier étant proportionnel à la charge, et de fournir une charge plus fiable en continu, ce qui ne détériore pas le gain par un trop grand courant continu. Cependant l'utilisation de la charge active suppose une polarisation très délicate des deux transistors montés en série, le transistor inverseur et le transistor charge, ces deux transistors se comportant chacun comme deux sources de courant montées en série. En effet, dans un tel montage, le 25 moindre écart de polarisation peut faire en sorte que l'un ou l'autre de ces transistors se trouve déssaturé. C'est pourquoi dans chaque étage amplificateur inverseur du circuit selon l'invention, la charge active constituée par chacun des transistors T' est polarisée comme montrée 30 figure 4a. Le transistor de charge T' est monté en drain commun sur l'alimentation continue positive VDD, sa sour- ce est reliée au point commun de drain du transistor inverseur T et de sortie 0 de l'étage inverseur. Le transistor inverseur T est monté de telle sorte que sa source est reliée à la masse, 35 et sa grille, sur laquelle l'entrée I de l'étage est appli- quée, est polarisée par une résistance R placée entre I et un potentiel négatif -VGG. La grille du transistor de charge T' est polarisée d'une part au moyen d'une résistance R' reliée à une alimentation positive VA et d'autre part au moyen 05 d'une capacité C' reliée au point O. L'étage étant alimenté par les alimentations continues constituées par la masse, VDD et -VGG, l'alimentation continue VA est calée par rapport à ces alimentations. La tension VA est prélevée au point commun entre la résis10 tance Rp et la diode Vp de décalage de niveau, la résistance Rp étant d'autre part reliée à la tension VDD et la diode Dp reliée à la masse. Spécifiquement pour les étages P1 et P2, une tension -VB définie par -VGG Rs (voir figure 2). En fonctionnement, on peut considérer qu'en alternatif l'étage inverseur muni d'une telle charge se comporte comme selon le circuit représenté figure 4b, c'est-à-dire com20 me avec une charge active conventionnelle. En continu par contre, on peut considérer que l'étage inverseur se comporte comme selon le circuit représenté figure 4c. Le transistor T' se comporte alors en suiveur, c'est-à-dire que sa tension de source suit la tension VA. 25 C'est alors, non plus une source de courant comme précédemment, mais une source de tension, avec une impédance de sortie faible. L'étage inverseur est alors formé non plus de deux sources de courant en série comme il était connu, mais d'une source de courant (T) en série avec une source de tension 30 (T'). Le fonctionnement de chaque étage inverseur se trouve ainsi optimisé. On retrouve les éléments T', R', C', R dans chaque étage respectivement T'2, R'2, C'2, R2 pour P1, T'3, R'3, C'3, R3 pour P3. Mais l'étage P1 ne comprend comme éléments correspondants au montage décrit précédemment que les 35 éléments T'1, R'1, C'l1. En effet le dispositif selon l'inven- tion, qui permet de contrôler le déphasage introduit par le gyrateur, comprend deux parties notées P5 et P6, délimitées sur la figure 2 par des pointillés. La partie P5 est précisément appliquée sur la grille du transistor T1 dans la position 05 attendue pour une résistance R1 en conformité avec le schéma de la figure 4a. La partie P5 du contrôle du déphasage du gyrateur selon l'invention consiste en un transistor Td dont le drain est relié à la grille du transistor T1, dont la source est 10 reliée à la tension -VB et dont la grille est portée à une tension de commende Vd (voir figure 2). Cette tension Vd est prévue telle que le transistor Td travaille dans une zone o son courant de drain ID est voisin de zéro (mais égale à 0 en continu), par exemple dans la zone Z délimitée par des 15 pointillés sur la figure 5 qui représente les caractéristiques ID en fonction de la tension drain-source VDS pour différentes tensions grille-source VGS. Dans ces conditions le transistor TD fonctionne dans une région o les caractéristiques sont linéaires et se 20 comporte comme une résistance variable Rd dont la valeur est commandée électriquement par la tension Vd (voir figure 3b). En fonctionnement en courant alternatif, cette résistance Rd se trouve en parallèle sur la sortie S et permet d'agir sur la conductance de sortie 92 du gyrateur. La partie P6 permet d'autre part d'agir sur le déphasage t du gyrateur. Comme il est montré sur la figure 2, la partie P4 du gyrateur consiste en un étage tampon (en anglais BUFFER) formé d'un transistor monté en drain commun à VDD T4, et d'un transistor source de courant T'4 dont la source 30 et la grille court-circuitées sont reliées à la masse. La partie P6 est constituée d'une diode Dç en série avec une capacité C'?, ce montage étant placé entre le point commun des transistors T4 et T'4 de l'étage tampon et la masse. L'ensemble P6 forme ainsi une capacité variable C, dont la valeur est fonc35 tion de la tension de commande V" appliquée au point commun entre la diode Dy et la capacité C,. En reprenant l'équation (1) qui donne le facteur de qualité du gyrateur, le terme g92 est contrôlé par la résistance variable Rd. Cette résistance varie en produisant une 05 augmentation du terme 92 qui provoque une diminution du facteur de qualité Q. D'autre part, en considérant encore cette équation (1), la capacité variable CW agit en augmentant la valeur absolue du déphasage donc en augmentant le facteur de qualité 10 Q. Ces actions s'équilibrent pour permettre le contrôle absolu des éléments et des caractéristiques du gyrateur selon l'invention. L'amplificateur PA sur l'entrée INP duquel est 15 appliqué le signal IF' à filtrer, est constitué lui-même d'un étage amplificateur inverseur. Cet étage comprend (voir figure 2) un transistor TA dont la charge est commune au transistor T3, et qui est polarisé par rapport à la tension négative -VGG par l'intermédiaire de la résistance RA. Ce système permet de réaliser le circuit au moyen de transistors à effet de champ du type MESFET, particulièrement avantageux pour le fonctionnement à fréquences élevées. Dans un exemple de réalisation d'un gyrateur pour l'application du filtrage de la fréquence image dans une dou25 ble conversion, telle que décrite précédemment le circuit selon l'invention est formé d'éléments dont les valeurs sont reportées dans le tableau I, o W est la largeur de grille des transistors, avec VDD = + 5,8 V -VGG = - 1,4 V la tension de pincement VT = - 2,5 V pour tous les transistors et la longueur de la grille 1 = 0,7 pm pour tous les transistors. 35 La figure 6 montre les valeurs obtenues pour le facteur de qualité Q en fonction des valeurs des tensions de commande V% et Vd des deux éléments d'ajustage du gyrateur selon l'invention. En moyenne ce facteur de qualité est situé entre 100 et 250. L'ensemble de ce circuit monolithiquement intégrable sur un matériau du groupe III-V tel que l'arséniure de gallium par exemple. S'il est réalisé au moyen des éléments dont les caractéristiques sont données dans le tableau I, il occupe alors une surface d'environ 0,25 mm2, et peut fonction10 ner dans un domaine de fréquences entre 40 MHz et 2 kHz. TABLEAU I 20 25 30 Transistors Capacités Résistances W (>m) C (pF) R (kn) T'2, T2 30 C6 1 R'2 10 T 4 30 C'2 0,3 R2 10 T'4 15 C'4, C4 0,3 Rp 20 T'1 30 C5, C'3 0,3 R4 10 T1 20 C1, C2 0,50 R'1 10 TD 5 C7 1 R'3 10 T'3 20 C'+ 1 R3 10 T3 10 R5 2 TA 10 RA 20 D %r 30 DS 12 Dp 12 Les paramètres % et g2 du circuit selon l'invention étant totalement contrôlables, ce circuit pourrait, pour d'autres applications, et en prévoyant des éléments appro35 priés, être utilisé au contraire comme oscillateur. REVENDICATIONS: 1. Circuit gyrateur formé d'une part d'un premier et d'un second circuits amplificateurs transconductifs, respectivement A et B, de conductances opposées, montés en parallèle 05 entre une dite première borne a et une dite deuxième borne b, et formé d'autre part d'une première capacité C1 montée entre ladite première borne a et une dite troisième borne m, ce circuit gyrateur simulant une inductance Lg montée entre ladite deuxième borne b et ladite troisième borne m, et comprenant un 10 moyen pour contrôler son facteur de qualité Q, caractérisé en ce que le premier circuit amplificateur transconductif A est formé de deux étages amplificateurs inverseurs P1 et P2 montés en série, en ce que le second circuit amplificateur transconductif B est formé d'un étage amplificateur inverseur P3, et 15 en ce que le moyen pour contrôler le facteur de qualité Q est formé d'un premier moyen P5 pour agir sur la conductance de sortie 92 du gyrateur, et d'un second moyen P6 pour agir sur le déphasage ( entre le courant de sortie et la tension de commande du gyrateur. 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier moyen P5 pour agir sur la conductance de sortie 92 est une résistance variable Rd appliquée sur la sortie du gyrateur entre ladite seconde borne b et ladite troisième borne m, et en ce que le second moyen P6 pour agir sur 25 le déphasage y est une capacité variable Cf appliquée entre l'entrée du second des deux aplificateurs inverseurs P2 montés en série et ladite troisième borne m. 3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que la résistance variable Rd est formée d'un transistor à 30 effet de champ Td commandé par une tension Vd variant dans un domaine tel que le transistor.Td présente une tension drainsource voisine de zéro, et en ce que la capacité variable Cp est formée d'une diode Df en série avec une capacité fixe C'Y et est commandée par une tension variable Vy appliquée au 35 point de connexion entre la diode Df et la capacité fixe C'p, l'anode de la diode étant reliée à l'entrée du second des deux amplificateurs inverseurs P2 et l'autre extrémité de la capacité fixe C't étant reliée à la troisième borne m. 4. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que chaque étage inverseur P1, P2 ou P3 est constitué d'un transistor à effet de champ, respectivement T1, T2, T3, dit transistor inverseur dont la source est reliée à ladite troisième borne m alors portée à la masse, dont le drain est relié à une tension d'alimentation continue + VDD par l'intermé10 diaire d'une charge, et dont la grille reçoit le signal d'entrée I de l'étage inverseur, le signal de sortie 0 inversé étant disponible sur le drain du transistor inverseur, et en ce que la sortie de l'étage inverseur P1 est séparée de l'entrée de l'étage inverseur P2 par un étage tampon P4 formé de 15 deux transistors à effet de champ T4 et T'4 montés en série entre la borne de masse m et la tension d'alimentation continue + VDD, le transistor bas T'4 étant monté en source de courant, le signal issu du premier étage inverseur étant appliqué sur la grille du transistor haut T4 laquelle est pola20 risée par rapport à la masse m à travers une résistance R4, et le signal prélevé au point de connexion des transistors T4 et T'4 étant appliqué à l'entrée du second étage inverseur P2, cette entrée étant d'autre part reliée à la masse m à travers la capacité variable CW, les différents étages étant séparés 25 les uns des autres en continu par des capacités. 5. Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que dans chaque étage inverseur P1, P2 ou P3, la charge du transistor inverseur T1, T2, T3, respectivement, est une charge active formée d'un trarsistor à effet de champ T'i, T'2, 30 T'3 respectivement dont la grille est portée d'une part à un potentiel continu VA tel que Vm larisée par rapport à un potentiel négatif -VGG à travers une résistance R1, R2, R3 respectivement. 6. Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce que la tension VA est établie à la valeur voulue entre le 05 potentiel de masse et l'alimentation continue VDD respectivement par une translation de niveau par une diode Dp et une chute de tension dans une résistance Rp, et en ce que la tension négative -VGG est établie par rapport au potentiel de masse par une translation de niveau par une diode DS, 10 cette tension - VGG étant en outre ajustée par une chute de tension dans une résistance RS. 7. Circuit résonnant du genre dit LC, caractérisé en ce qu'il est formé de l'inductance Lg simulée par le gyrateur selon l'une des revendications 1 à 6, monté en parallèle avec 15 une seconde capacité C2 entre la deuxième borne b et la troisième borne m. 8. Filtre à circuit résonnant caractérisé en ce qu'il est constitué par un amplificateur PA chargé sur un circuit résonnant selon la revendication 7. 9. Filtre selon la revendication 8, dans la mesure o il dépend de l'une des revendications 4, 5 ou 6, caractérisé en ce que l'étage PA est formé d'un transistor à effet de champ inverseur TA dont la grille est polarisée par la tension -VGG à travers une résistance RA et qui est chargé 25 par la charge active du transistor T3 mise en commun, le signal à filtrer étant appliqué entre la grille INP du transistor TA et la masse m, et le signal filtré étant recueilli sur la sortie S du filtre entre la deuxième borne b et la troisième borne m. 10. Filtre selon la revendication 7 ou 8, caractérisé en ce que les transistors à effet de champ sont du type MESFET et en ce que tous les éléments sont monolithiquement intégrés sur un substrat en un matériau semiconducteur du groupe III-V, par exemple l'arséniure de gallium (GaAs). 35