FR 2606952 A1 19880520 FR 8715948 A 19871118 La présente invention a pour objet un circuit oscillateur à amplitude régulée, engendrant un signal de sortie à une fréquence fondamentale prédéterminée. Cette invention s'applique donc aux oscillateurs, et de façon plus spécifique, aux oscillateurs multiphasés à am- plitude calibrée fournissant un signal de sortie à fréquen- ce variable, et encore plus particulièrement aux circuits pour éliminer les harmoniques d'une tension de commande continue obtenue à partir des diverses phases du signal de sortie de l'oscillateur, de façon à réduire les ondulations de cette tension de commande. Des oscillateurs multiphasés sont connus dans l'art anté- rieur. De façon plus spécifique, des oscillateurs RC, uti- lisant des intégrateurs et pourvus de condensateurs et de résistances de valeurs ajustables sont également connus dans l'art antérieur. De tels oscillateurs sont utilisés, de façon classique, pour engendrer des signaux de fréquen- ce ajustable et réglable par l'utilisateur. Les oscillateurs multiphasés de l'art antérieur comprennent, de façon classique, des circuits pour engendrer une plura- lité de signaux, à une fréquence déterminée et de phase dé- terminée. De façon à calibrer l'amplitude du signal de sor- tie, une tension de commande continue est appliquée à un atténuateur commandé en tension ou à un autre dispositif de régulation d'amplitude commandé en tension. Pour obtenir la tension continue, il est connu de combiner les diverses phases du signal engendré. Ces diverses pha- ses sont, de façon classique, combinées par addition dans un étage de sommation, pour produire le signal de sortie. Le procédé d'addition des divers signaux de phases, aussi bien que les autres aspects de la génération de signal dans les oscillateurs multiphasés de l'art antérieur, comme -- 2606952 les différents procédés pour obtenir un gain de boucle ap- proprié introduisent, de façon classique, de la distorsion harmonique dans le signal de commande continue obtenu à partir des diverses phases du signal de sortie. Ainsi, il y a un besoin, dans l'art antérieur, de méthodes ou d'appareils pour réduire la distorsion harmonique d'un signal continu de sortie engendré en combinant les phases d'un signal à fr6quence variable engendré par un oscilla- teur. Des techniques pour la réduction du contenu harmonique d'un signal continu sont connues. Dans l'une de ces techniques, une paire de circuits élé- vateurs au carré est utilisée dans un détecteur d'ampli- tude pour engendrer un signal représentatif d'un cosinus élevé au carré et un signal représentatif d'un sinus.6le- vé au carré A une fréquence particulière. Les signaux élevés au carr6 qui en résultent, sont sommés pour obtenir un niveau continu, continu, constant, n'ayant aucune com- posante alternative pour comparaison dans un circuit de réaction à gain unité d'un oscillateur du type à quadra- ture. Toutefois, une telle approche, quoique utile sur un plan théorique, est peu pratique à mettre en oeuvre. Le coût des multiplieurs (et des circuits élévateurs au carré) est important et ainsi dissuade d'utiliser cette approche par sommation de signaux élevés au carré. En conséquence, il y a, dans l'art antérieur, un besoin de circuits pratiques, pouvant être aisément fabriqués A un coût peu élevé, susceptibles de réduire le contenu har- monique de signaux continus engendrés à partir du signal de sortie d'un oscillateur. Dans une autre approche de l'art antérieur, il est connu d'obtenir la tension continue souhaitée en combinant quatre phases d'un signal, espacées de 90 , engendrées par un oscillateur RC A double intégration. Dans cette approche, au lieu d'utiliser un redressement simple-alter- nance pour obtenir le signal de commande continue, les qua- tre phases sont sommées par un circuit qui comprend quatre diodes d'entrée. Le circuit délivre en sortie un signal dont l'amplitude est, à chaque instant, la plus positive de celle des quatre signaux. Ainsi, le circuit fonctionne de façon A réduire le contenu harmonique du signal de com- mande continue en comparaison avec la technique précédente de redressement simple-alternance pour engendrer le signal de commande. Toutefois, cet art antérieur, bien que par- venant avec succès à réduire une partie du contenu harmoni- que du signal de commande, fournit des signaux continus de sortie qui contiennent des distorsions d'ondulation à des fréquences aussi basses que celle du quatrième harmonique. Bien que la réduction du contenu harmonique par l'élimina- tion des harmoniques de rang inférieur au quatrième soit un avantage, il n'en est pas moins vrai que les harmoniques qui restent contribuent à une distorsion additionnelle A un niveau qui est intolérable pour des applications très précises. Ainsi, l'art antérieur ne procure pas un circuit pratique et économique capable d'éliminer avec succès un grand nom- bre d'harmoniques dans un signal de commande continu, et en conséquence capable de réduire de façon significative la distorsion harmonique totale du signal A un niveau accepta- ble pour des applications de haute précision. Il y a donc un besoin pour des circuits qui, de manière simple et ef- ficace, éliminent un grand nombre d'harmoniques d'un signal de commande continu, et, en conséquence, éliminent une partie importante de distorsion harmonique, dans un signal de commande engendré A partir de signaux d'un oscillateur. De façon plus spécifique, il y a un besoin pour des cir- cuits pratiques capables de réduire ou d'éliminer la dis- torsion harmonique dans des signaux continus, obtenus & partir d'un oscillateur. De tels circuits sont nécessaires pour éliminer les harmoniques de fréquence égale ou supé- rieure à celle du quatrième harmonique et des harmoniques de rang supérieur, de la fréquence engendrée fondamentale, et, de manière plus spécifique, lorsque le signal continu est synthétisé à partir d'une somme de N phases, pour éliminer les harmoniques jusqu'au 2Nième harmonique lors- que N est supérieur à 2. La présente invention a donc pour objet de surmonter les difficultés de l'art antérieur, et de procurer un circuit économique pour la réduction pratique de la distorsion harmonique dans un signal de commande continu, synthétisé à partir des phases d'un signal de sortie d'un oscillateur. De façon plus spécifique, l'invention a pour objet de procurer un agencement pour la réduction du contenu harmo- nique de signaux engendrés par des oscillateurs à double intégration. De façon plus détaillée, l'invention a pour objet la mini- misation de la distorsion harmonique dans un signal de com- mande obtenu à partir de quatre phases d'un oscillateur à double intégration. Un autre objet de l'invention est l'élimination, dans un signal continu fabriqué à partir des quatre phases d'un signal de sortie d'un oscillateur, de tous les harmoniques de rang inférieur au rang du huitième harmonique de la fréquence fondamentale du signal de sortie engendré par l'oscillateur. D'une manière plus générale, l'invention a pour objet d'éliminer d'un signal de commande tous les harmoniques de rang inférieur au rang du 2NTième harmonique d'un signal de sortie engendré par un oscillateur, lorsque le signal de commande est synthétisé à partir des N phases du signal de sortie. A cet effet, la présente invention a pour objet un circuit oscillateur à amplitude régulée, engendrant un signal de sortie à une fréquence fondamentale prédétermin6e, carac- térisé par le fait qu'il comprend des premiers moyens pour synthétiser une tension continue à partir de N phases du signal de sortie du circuit oscillateur, N étant un entier naturel, et des seconds moyens pour éliminer sensiblement de la tension continue synthétisée, la distorsion harmo- nique à des fréquences inférieures à la fréquence du 2Nieme harmonique de la fréquence fondamentale du circuit oscillateur. Les premiers moyens peuvent comprendre N diodes,chacune étant connectée pour transmettre à un point commun une tension représentative du signal de sortie décalé en phase. Les seconds moyens peuvent comprendre une résistance d'entrée connectée à chacune des diodes, la résistance d'entrée ayant une valeur choisie pour éliminer sensible- ment la distorsion harmonique de rang inférieur au rang du 2Ni&me harmonique. De préférence, les seconds moyens comprennent aussi une résistance de sortie connectée au point commun, la résis- tance de sortie et la résistance d'entrée étant dans un rapport prédéterminé, choisi pour éliminer sensiblement la distorsion harmonique de rang inférieur au rang du 2Nième harmonique. De plus, les premiers moyens comprennent un amplificateur recevant une tension en provenance du point commun, l'amplificateur combinant la tension avec une valeur de référence pour fournir une tension qui est sensiblement libre de distorsion harmonique de rang infé- rieur au rang du 2Nieme harmonique. Les premiers moyens peuvent, de plus, comprendre un multi- plieur pour multiplier une seconde tension, qui est une fonction de la tension au point commun, par une tension à l'entrée d'une des diodes, pour produire un courant alter- natif proportionnel à la tension de commande continue. Le courant alternatif est utilisé pour ajuster le déphasage total dans la boucle à 3600, de façon à entraîner des oscillations stables. Selon un autre aspect de l'invention, il est proposé un circuit pour engendrer une tension continue redressée à partir d'une tension oscillatoire et pour r6duire de façon significative la distorsion harmonique de la tension continue. Le circuit comprend des premiers moyens pour obtenir une pluralit6 de N signaux, chacun comprenant une phase différente, décalée en phase à partir de la tension oscillatoire, et des seconds moyens pour combiner les N signaux et pour fournir une tension redressée résultante ayant une amplitude variable au cours du temps, sensible- ment égale à tout instant à la plus grande amplitude des N signaux à cet instant. De plus, des troisièmes moyens sont prévus pour réduirede façon significative, la dis- torsion harmonique, dans la tension redressée, de rang inférieur au rang du 2Nième harmonique de la tension oscil- latoire. Dans le circuit précédent, les seconds moyens comprennent, de préférence, une pluralité de diodes connectées pour recevoir les N signaux déphasés et pour produire une ten- sion de sortie commune. Les troisièmes moyens comprennent une résistance disposée en série avec chacune des diodes de la pluralité de diodes. La tension de sortie commune est appliquée à une résistance de sommation et la résistance de sommation et les résis- tances-séries sont dans un rapport prédéterminé, de façon à minimiser la distorsion harmonique. Pour éliminer les harmoniques non désirés, la résistance-série de chaque dio- de peut être approximativement égale à la résistance de sommation multipliée par la racine carrée de deux. D'une autre manière, de façon à tenir compte de toute chu- te de tension dans les diodes conductrices, la résistance- série de chaque diode est choisie plus grande que la ré- sistance de sommation, et dans un rapport qui varie avec la valeur de la tension de sortie commune. Selon encore un autre aspect de l'invention, il est prévu une amélioration à un circuit oscillateur à intégration multiple. Le circuit à intégration multiple comprendsX moins des premier et des second intégrateurs et au moins un amplificateur inverseur, chacun étant agencé pour pro- curer un parmi N signaux déphasés, N étant un entier natu- rel. Chacun des N signaux déphasés est sensiblement égal à une tension de sortie du circuit oscillateur, et un cir- cuit comprenant N diodes est prévu pour additionner de ma- nière logique les N signaux déphasés de façon A procurer une tension de sortie redressée ayant une composante conti- nue et au moins un Nième harmonique et un 2Nième harmoni- que de la tension de sortie, caractérisé par le fait qu'il comprend un circuit pour réduire le Nimeme harmonique en éliminant, de la tension de sortie redressée, une compo- sante sur le Nleme harmonique ayant des points de rebrous- sement se produisant avec une fréquence de récurrence éga- i ème le à la fréquence du Nime harmonique, et en procurant, à la place, une composante ayant des points de rebroussement se produisant avec une fréquence de récurrence du moins égale A la fréquence du 2Ne m harmonique. Pour obtenir ce résultat souhaité, le circuit comprend des impédances en série avec chacune des N diodes. Z2606952 De préférence, les N diodes appliquent la tension de sor- tie redressée à une impédance de sommation. Les impédances séries et l'impédance de sommation sont dans un rapport prédéterminé pour remplacer la composante ayant des points de rebroussement à la fréquence du Nième harmonique par les composantes ayant des points de rebroussement à au ièeme moins la fréquence du 2Nime harmonique. En accord avec la forme de réalisation illustrée préférée de l'invention, le nombre entier N est égal à quatre de telle sorte que quatre signaux de phases sont utilisés. De plus, le cir- cuit est un oscillateur à double intégration, qui comprend deux intégrateurs et deux amplificateurs inverseurs pour délivrer les quatre signaux de phase. De plus, les impé- dances-séries et de sommation comprennent une première résistance associée à chacunedes quatre diodes et une se- conde résistance. De façon idéale, la première résistance a une valeur égale à la valeur de la seconde résistance multipliée par la racine carrée de deux. Dans les cas dans lesquels des dio- des non idéales sont utilisées et pour lesquels une chute de tension se produit dans les diodes en cours d'opération, la valeur de la première résistance est au moins égale à la racine carrée de deux fois la deuxième résistance. De façon plus spécifique, la première résistance a une valeur plus grande que la deuxième résistance, multipliée par un facteur qui dépend de l'amplitude de la tension de sortie redressée. D'autres objets, caractéristiques et avantages de la pré- sente invention deviendront apparents à l'homme de l'art à partir de la description suivante, dans laquelle est mon- trée et décrite une forme de réalisation préférée de l'in- vention, simplement à titre d'illustration et non de limi- tation à une des meilleures manières (et de ses variantes) de mettre en oeuvre l'invention. Comme cela sera mieux compris à la lecture de la description, la présente inven- : 2606952 tion est susceptible d'être utilisée dans des formes de r6alisation encore différentes et ses nombreux détails sont susceptibles de modifications selon des aspects va- ries et évidents, sans sortir du cadre de l'invention. En conséquence, les dessins et les descriptions qui sont pré- sentés maintenant doivent être regardés comme illustratifs et non comme restrictifs de l'invention. - La figure 1 montre un schéma d'un circuit oscillateur du type à double intégration mettant en oeuvre la présente invention; - - la figure 2 montre un circuit qui est un d6tail du cir- cuit oscillateur de la figure 1; - la figure 3 montre des formes d'ondes se produisant dans le circuit oscillateur de la figure 1, afin d'expliquer le mode de fonctionnement du circuit mettant en oeuvre l'in- vention; et, - la figure 4 montre un diagramme détaillé du circuit os- cillateur de la figure 1. En se référant maintenant au circuit de la figure 1, il est décrit un circuit oscillateur à double intégration mettant en oeuvre la présente invention. Dans le circuit, des amplificateurs A1 et A2 sont montés en int6grateurs inverseurs ayant des condensateurs varia- bles C1 et des résistances variables R1 pour déterminer la fréquence de la tension de sortie Vo, comme cela est connu. Chaque amplificateur introduit un déphasage de 90 et une pente de 20 db/octave. Les résistances R1 sont variables pour procurer une variation de fréquence sur une gamme d'une décade, tandis que les condensateurs C1 peuvent être commutés pour procurer une variation de fréquence sur décade Un amplificateur A3 est monté en étage inverseur de gain unité, procurant un autre déphasage de 180 de façon à ce que le déphasage total soit de 3600 dans la boucle. Pour des raisons qui seront mieux comprises dans la suite, un quatrième amplificateur A4 est ajouté au circuit pour engendrer un signal ayant un quatrième déphasage de 270 . L'amplificateur A4 n'est pas utilisé dans la boucle d'os- cillation, mais pour produire un quatrième signal déphasé, ce qui, lorsqu'il est combiné avec les trois signaux na- turellement présents dans l'amplificateur à double inté- gration procurent quatre signaux mutuellement déphaséset de décalagesen phase égaux, signaux utilisés dans le cir- cuit de l'invention. Tous les circuits sont agencés pour procurer des signaux de sortie, à la fréquence de l'oscillation, ayant sensible- ment la même amplitude. Dans un circuit de l'art antérieur, la tension de sortie Vo est calibrée, c'est-à-dire que son amplitude est commandée, en commandant l'amplitude d'une tension de commande continue de réaction appliquée à un atténuateur commandé en tension, ou un circuit similaire. Dans ce circuit de l'art antérieur, les quatre signaux de tension déphasés sont sommés, c'est-à-dire combinés de façon logique, dans un circuit & quatre diodes, comprenant les diodes D1, D2, D3, et D4. Ces diodes combinent les quatre signaux mutuellement déphasés et procurent une ten- sion de sortie commune à une résistance de sommation de sortie R3. En appliquant les tensions directement aux dio- des, il est connu que le circuit de sommation des quatre phases opère comme un comparateur d'amplitude similaire à un circuit logique de type OU, dans lequel l'amplitude de tension instantannée la plus élevée parmi les quatre ampli- tudes des tensions d'entrée, est reproduite aux bornes de la résistance R3. Ce circuit de l'art antérieur est connu pour réduire la distorsion harmonique du signal de commande, par rapport aux niveaux obtenus précédemment en utilisant un redresse- ment simple alternance. Ainsi, ce circuit de l'art anté- rieur a montré qu'il procurait une réduction d'un fac- teur 25 du produit distorsion-délai de réglage. Toutefois, pour obtenir une telle amélioration, les quatre tensions sont appliquées directement aux quatre diodes sans l'inter- vention d'aucune résistance-série R2. Dans un tel circuit aux le spectre de la tension développée/bornes de la résistan- ce R3 est tel que r-- 4a Vpk V5 = (1/a + 1/15cos 4w t - 1/63cos 8wt t ( Selon la présente invention, le produit distorsion-délai de réglage est encore amélioré par un facteur 23. Si des délais de réglage plus longs sont tolérables alors la dis- torsion peut être réduite encore davantage. Toutefois, de manière à optimiser à la fois le délai de réglage et la distorsion, la présente invention élimine les harmoni- ques de rang le plus faible qui sont compris dans les si- gnaux de commande continus appliqués en réaction, de l'art antérieur. Les figures ci-dessus ont seulement pour but d'illustrer et d'indiquer un mode d'opération du circuit de commande à réaction à quatre phases de l'intégrateur double de la figure 1. Si des phases additionnelles étaient prévues et combinées pour former le signal de commande continu, le contenu harmonique du signal de commande conti- nu synthétisé pourrait être encore réduit davantage. Comme cela est montré dans la figure 1, les tensions com- binées par les diodes D1 à D4 produisent une tension qui est développée aux bornes de la résistance R3 et cette tension est additionnée à un signal de référence continu VREF à un noeud d'entrée d'un amplificateur A5 intégrateur, REF inverseur et sommateur d'erreur. Dans ce dernier, la diffé- rence entre la référence continue et la tension de commande continue synthétisée à partir des quatre phases est mesurée. La diode D5, montrée sur la figure, procure une compensa- tion au premier ordredes effets de la tension, dans le sens passant, aux bornes des diodes D1 à D4. Le déphasage de boucle est changé par un multiplieur M de façon à être conforme aux exigences nécessaires pour l'os- cillation, et de façon à obtenir une oscillation sinusolda- le stable. Le multiplieur procure un courant de sortie al- ternatif utilisé pour ajuster le déphasage total dans la boucle à une valeur de 3600, de façon à procurer une oscil- lation stable. Le courant est obtenu de façon à être pro- portionnel à un produit de la sortie de l'amplificateur A5 et d'un signal en quadrature présent dans l'oscillateur. Comme on peut le noter à partir de l'équation (1) ci- dessus, l'art antérieur procure un spectre, à la sortie du synthétiseur continu à quatre phases qui comprend une va- leur continue, un quatrième harmonique, un huitième harmo- nique, et ainsi de suite. Dans la présente invention, toutefois, en disposant des résistances R2 en série avec les diodes, ces résistances étant sensiblement égales et chacune approximativement égale à R3 multipliéepar la racine carrée de deux, le quatrième harmonique est éliminé de façon à ce que l'harmonique de rang le plus faible de la tension de commande continue soit le huitième harmonique. Dans la mesure o les intégrateurs des circuits, eux- mêmes, filtrent les harmoniques de rang plus élevé, l'éli- mination des harmoniques de rang plus faible procure une réduction significative de la distorsion de la tension de commande continue et ainsi de la précision de la calibra- tion de l'amplitude de la tension de sortie Vo. Ainsi, le circuit oscillateur de la figure 1 peut être utilis6 pour engendrer un circuit alternatif pour la cali- bration, en régime alternatif, d'un appareil calibrateur multifonctions, par exemple. En se référant maintenant à la figure 2, le circuit de l'invention est montré plus en détail. Dans ce dernier, l'ordre de connection des diodes et des résistances R2 a été choisi inverse pour la clarté de la représentation. Toutefois l'inversion de l'ordre n'affecte pas la forme de réalisation de l'invention. L'opération du circuit pour éliminer le composant du quatrième harmonique de la tension combin6e sera compris à partir de l'explication * suivante qui se r6fère aux fprmes d'ondes de la figure 3. a Il est tout d'abord noté que/la fréquence d'oscillation fondamentale w=1/RC les deux intégrateurs A1 et A2 ont un gain-unit6 de façon à ce que les quatre signaux A, B, C et D appliqu6s aux diodes D1 à D4 soient d'amplitude égale et d6phasés de 90 les uns par rapport aux autres comme cela est montré par les quatre courbes de la figure 3. Du fait de la compensation des chutes de tension par la- diode D5, comme cela a été mentionné ci-dessus, et de plus, compte tenu du raccordement de R3 au noeud de sommation, le circuit de la figure 2 peut être utilisé pour repré- senter le courant Io dans la résistance R3, en supposant que les diodes D1 à D4 sont idéales. Comme cela est vu à partir des courbes de tension de la figure 3 et comme cela pourra être compris à partir de la connaissance du fonctionnement du circuit de sommation des quatre phases, la tension de sortie aux bornes de la résistance R3 sera proche de la forme représentée par la courbe en traits pleins de la figure 3, représentant la valeur instantanée maximale des quatre tensions combinées. 1.4 Ainsi: mVR3 = max (VA, VB, VC, VD). (2) Toutefois, comme cela sera compris par l'homme de métier, cette tension montre des variations significatives sur le quatrième harmonique de la fréquence fondamentale, comme cela est illustré par les points de rebroussement significatifs, présents sur la tension aux bornes de la résistance R3, dont la fréquence de récurrence est celle du quatrième harmonique. En observant que la résistance R3 est connectée à une masse virtuelle au point de sommation de l'amplificateur A5, cependant, on comprendra que certains courants vont s'écouler à travers une diode connectée à un potentiel po- sitif même si cette tension n'est pas la tension maximale de l'équation (2). En conséquence, le courant Io dans la résistance R3 peut être calculé comme la somme des courants dans chacune des diodes en considérant les tensions appli- quées aux bornes d'entrée des diodes de la figure 2. Les considérations suivantes sont faites pour déterminer le courant s'écoulant dans la résistance R3 à deux ins- tants, représentant une crête et un point de rebroussement de la tension représentée en traits pleins sur la figure 3. Par exemple, ces deux instants sont par exemple les ins- tants 0 et 450. A l'instant 0, VA = VC = 0 tandis que VB = -Vp et VD = + Vp 26069S2 Ainsi, à l'instant 0, Io est simplement égal au courant dans la diode D4. Ce courant est donné par Io' = VA/(R2 + R3) = Vp/(R2 + R3). (3) A l'instant 45 , VA = VB = - Vp/ tandis que VC = VD = + Vp/ \F2 Ainsi, à l'instant 45 , Io est égal à la somme des cou- rants dans les diodes D3 et D4. Ce courant est donné par Io" = Vc/(R3 + R2/2) = sû-rVp / (R2 + 2R3). (4) De façon à ce que la tension aux bornes de la résistance R3 reste davantage sensiblement constante, et de façon à en réduire la distorsion harmonique, la présente invention prévoit des valeurs non nulles à la fois des résistances R2 la et de/résistance R3. La présence des résistances R2 et R3 à la fois dans le circuit permet un ajustement d'être fait, qui provoque l'é6galité des courants Io' et Io" des équa- tions (3) et (4). Ainsi en forçant le même courant à s'é- couler à travers la résistance R3 à des instants o, dans l'art antérieur, la tension aux bornes de la résistance serait à extremas différents, correspondants à une crête et un point de rebroussement dans la figure 3, la tension aux deux instants est, dans la présente invention, forcée à la valeur de crête Vp aux deux instants. A partir des équations (3) et (4), lorsque Io' et Io" sont égaux, alors Z6069S2 R2 = \-2 R3. (5) En conséquence, pour un rapport spécifique entre R2 et R3, la même tension peut apparaître aux bornes de la résistan- ce R3 aux instants o les points de rebroussement sont attendus dans la forme d'onde de la figure 3, et aux ins- tants o les crêtes sont attendues dans cette forme d'onde. En conséquence, en utilisant des valeurs de résistance R2 et R3 conformes à l'équation (5), la forme d'onde de la tension continue effectivement synthétisée aux bornes de la résistance R3 suit la ligne pointillée indiquée par la r6férence E dans la figure 3. Comme cela apparaît, la va- riation d'amplitude dans la tension continue produite en utilisant le circuit de la figure 2 de la façon montrée dans la figure 1 est réduite de façon significative par rapport aux grandes variations entre les crêtes et les creux de la forme d'onde en traits pleins de la figure 3. De plus, il apparait que la forme d'onde a des points de rebroussement qui se produisent avec une fréquence de r6currence égale à celle du huitième harmonique, alors que, auparavant, ils se produisaient avec une fréquence de récurrence 6gale au quatrième harmonique, de la fréquence fondamentale. Ainsi, la présente invention a éliminé le quatrième har- monique et, à sa place, a injecté un courant dont la dis- torsion harmonique de rang le plus faible, est le huitième harmonique du fondamental. Un résultat légèrement différent est obtenu si la chute de tension des diodes D1 à D4, à l'état passant, est prise en considération. Lorsqu'on tient compte de cette chute de tension dans les considérations qui mènent aux équations (3) et (4) on voit que pour une chute de tension de 0,7 Volts, à l'insant 0, Io' = (VA - 0,7)/(R2 + R3) = (Vp - O,7)/(R2 + R3). (6) Pendant que, à l'instant 45 , Io" est donné par Io" = (VC - 0,7)/(R3 + R2/2) = C (7) (\2 Vp - 1,4)/(R2 + 2R3). De la même manière que dans l'approche précédente, la présence de R2 et de R3 à la fois, permet Io' et Io" d'être forces à être EgauX l'un à l'autre. Dans cette réalisation, toutefois, la valeur crête Vp des phases de la tension ap- pliquée reste un facteur dans la relation imposée en éga- lant les résultats des équations (6) et (7). A titre d'exem- ple, pour une valeur de Vp égale à 7,24 Volts, les résul- tats de la relation seraient R2 = 1,843 R3. Bien que cette valeur diffêre du résultat de l'équation (5), on voit qu'un résultat similaire se produit dans les deux cas. Selon l'invention, il est donc proposé un rapport entre la résistance d'entrée série des quatre diodes et la résis- tance de sortie, ou de sommation, connectée à celle-ci, de manière à éliminer de la tension de commande continue synthétisée toute distorsion harmonique de rang inférieur au rang du huitième harmonique des signaux qui ont été ainsi sommés. La relation entre les deux valeurs de résis- tance pour des diodes idéales est fixée à un rapport qui dépend de l'amplitude des formes d'ondes à leur intersec- tion dans les courbes de la figure 3. En conséquence, pour des combinaisons d'un nombre différent de signaux déphasés, la relation entre R2 et R3 sera différente. De plus, lorsque des caractéristiques de diodes sont prises en considération, la relation diffère quelque peu de l'idéal et elle dépend dans une certaine mesure de l'am- plitude des tensions qui sont additionnées. Il est de plus noté que la résistance R4, représentée sur la figure 1, et utilisée pour obtenir, à partir de la tension de référence, et vers l'amplificateur A5, un cou- rant négatif égal à celui procuré par l'intermédiaire des résistances R2, peut être déterminée à l'aide de l'é- quation suivante à partir de considérations similaires à celles utilisées pour obtenir les équations précédentes: R4/(n2 + R3) = 12/0,9745(7,24 - 0,7) = 1,883. (8) En se référant maintenant à la figure 4, le circuit de la figure 1 est décrit plus en détail. Le circuit de la figure 4 comprend chacun des composants de la figure 1 et illustre l'util3sation de résistances variables numérique- ment, a 8 bits, dans les circuits U5 et U7 pour les résis- tances R1, aussi bien que des condensateurs cormmnutables intégrés pour les capacités Cl. Les diodes C21, CR2, CR3, CR4 produisent le mélange de signal approprié pour engendrer le sigial continu synthé- tisé avant des harmoniques uniquement de rang supérieur au rang du huitième harmonique du signal fondamental. Le circuit U7 est un multiplieur piloté par l'intégrateur inverseur somrmateur d'erreurs du circuit U18. Les circuits U4, U14 et U15 sont des amplificateurs continus qui sont prévus pour maintenir la tension de déoelage continue de l'oscillateur aussi proche que possible de zéro. Les tran- sistors Q1, Q2, Q3 aux entrées des amplificateurs A3, A1 et A2, respectivement, minimisent les effets des courants de polarisation causés par les amplificateurs en basse fréquence. On notera que le circuit de la figure 4, mettant en oeuvre l'invention, est prévu pour une gamme de fonctionnement allant de 10 Hertz à 1,2 Megahertz. Le circuit est le plus utile du c8té des basses fréquences, là o une faible distorsion est procurée en même temps qu'une stabilisation rapide après les changements de valeurs de résistance ou de capacité. Selon l'invention, on voit donc qu'un circuit de comparaison d'amplitude A diodes (ou de sommation logique) comprenant des résistances spécifiques a pour effet de combiner les N phases d'un signal pour simuler une combinaison de 2 N phases, ce qui élimine le Nieme harmonique de la combinaison. Lorsque les phases sont espacées également l'une de l'autre, et lorsque les résis- tances R2 sont égales, une combinaison des quatre phases d'un signal est réalisée pour faire apparaître une combi- naison de huit phases avec une séparation de 45 entre les phases et avec une compensation sensiblement parfaite de la distorsion sur le quatrième harmonique. Une analyse mathématique de Fourrier confirme les résultats décrits ci-dessus, dans laquelle des résistances R2 égales pro- curent une pondération égale à chacune des phases combinées. Alors qu'un circuit est décrit, dans lequel R3 est présent mais les résistances R2 sont nulles, et alors qu'un autre circuit utilise des résistances R2 non nulles mais une résistance nulle pour R3, le circuit de la présente inven- tion combine des valeurs non nulles à la fois pour R2 et pour R3, de façon A obtenir des résultats qui étaient im- prévisibles auparavant et de façon à compenser les harmo- niques de rang le plus bas en prévoyant une relation par- ticulière entre les valeurs des résistances. Le circuit a été construit et essayé et les résultats ont été obtenus, vérifiant le bon fonctionnement décrit ci-dessus. La distorsion dans le circuit réalisé est si faible que d'autres facteurs, comme les coefficients de tension des résistances et autres, doivent être pris en considération pour obtenir une complète vérification. On notera, à partir de la description précédente, qu'il n'est pas obligatoire que la tension soit engendrée par un am- plificateur à double intégration ou par un circuit inté- grateur d'ordre N/2. Ainsi une tension produite par n'importe quel oscillateur peut être utilisée pour synthé- tiser une tension continue, avec un contenu harmonique ré- duit. De façon avantageuse, dans la mesure o les oscilla- teurs à intégrateurs multiples comprennent déjà plusieurs étages, chacun d'entre eux procurant des. signaux déphasés, et dans la mesure o le double intégrateur montré dans les présentes figures, procure trois versions déphasées de la tension de sortie à + 90 , - 90 et 180 , les tensions peuvent être combinées pour procurer la tension continue avec un minimum de circuits additionnels. Selon la présente invention, la réduction des contenus harmoniques d'une tension continue synthétisée est réali- sée plus facilement en utilisant des signaux mutuellement déphasés, et de décalages en phase égaux. En conséquence, si trois signaux sont combinés, les déphasages relatifs seront de préférence de 120 , 2400 et 3600 (ou zéro). Pour utiliser les trois signaux déphasés disponibles dans l'os- cillateur de la figure 1, unl quatrième signal, avec un dé- phasage de 270 , est introduit, pour obtenir quatre signaux mutuellement déphasés, et de décalages en phase égaux. Comme cela est de plus apparent à partir de la description précédente de la théorie qui explique le fonctionnement du dispositif dans lequel N signaux déphasés sont utilisés, les signaux doivent être déphasés l'un par rapport à l'au- tre de 3600/N. La description précédente de la forme de réalisation préfé- rée de l'invention a 6té présentée à titre d'illustration et de description, et ne prétend pas être exhaustive ou limiter l'invention aux formes précises décrites, dans la mesure o de nombreuses modifications et variations sont possibles à la lumière des enseignements ci-dessus. La forme de réalisation a été choisie et décrite de manière à mieux expliquer les principes de l'invention et son appli- cation pratique, de façon à permettre à l'homme de l'art d'utiliser au mieux l'invention dans les formes de réali- sation variées et avec les modifications variées qui peuvent être associées à l'utilisation particulière envisagée ci-dessus. Naturellement, il est entendu que la portée de l'invention est définie par les revendica- tions qui sont jointes, celles-ci étant interprét6es en accord avec la largeur de vue à laquelle elles ont droit de manière légale et équitable. REVENDICATIONS 1.- Circuit oscillateur à amplitude régulée engendrant un signal de sortie à une fréquence fondamentale prédéterminée, caractérisé par le fait qu'il comprend: - des premiers moyens (Dl, D2, D3, D4, A5, M) pour synthé- tiser une tension continue à partir de N phases du signal de sortie du circuit oscillateur, N étant un entier natu- rel, et, - des seconds moyens (R2, R3) pour éliminer sensiblement de la tension continue synthétisée à partir du signal de sortie de l'oscillateur, la distorsion harmonique à des fré- quences inférieures à la fréquence du 2Nième harmonique de la fréquence fondamentale du circuit oscillateur. 2.- Circuit selon la revendication 1, dans lequel les premiers moyens (Dl, D2, D3, D4, A5, M) comprennent N dio- des (D1, D2, D3, D4) chacune étant connectée pour transmet- tre à un point commun une tension représentative du signal de sortie (Vo) décalé en phase. 3.- Circuit selon la revendication 2, dans lequel lesdits seconds moyens (R2, R3) comprennent une résistance d'entrée (R2) connectée à chacune desdites diodes (Dl, D2, D3, D4), ladite résistance d'entrée (R2) ayant une valeur choisie pour éliminer sensiblement la distvrsion harmonique de rang inférieur au rang dudit 2Nième harmonique. 4.- Circuit selon la revendication 2, dans lequel lesdits seconds moyens comprennent une résistance d'entrée (R2) associée à chacune desdites diodes (Dl, D2, D3, D4) et une résistance de sortie (R3) connectée au dit point commun, ladite résistance de sortie (R3) et ladite résistance d'entrée (R2) étant dans un rapport prédéterminé choisi pour éliminer sensiblement ladite distorsion harmonique de rang inférieur au rang dudit 2Neième harmonique. 5.- Circuit selon la revendication 4, dans lequel les dits premiers moyens (D1, D2, D3, D4, A5, M) comprennent, de plus, des moyens amplificateurs (A5) recevant une ten- sion en provenance dudit point commun, lesdits moyens amplificateurs (A5) combinant ladite tension dudit point commun avec une valeur de référence VREF pour produire une tension de comparaison (x) sensiblement libre de distor- sion harmonique de rang inférieur au rang dudit 2Nième harmonique. 6.Circuit selon la revendication 5, dans lequel lesdits premiers moyens (D1, D2, D3, D4, A5, M) comprennent de plus des moyens multiplieurs (M) pour multiplier ladite tension de comparaison (x) par une tension (y) à l'entrée de l'une desdites diodes (D2), pour produire un signal d'ajustement du déphasage total à une valeur procurant une oscillation stable du circuit oscillateur. 7-- Circuit selon la revendication 5, dans lequel lesdits premiers moyens (D1, D2, D3, D4, A5, M) comprennent de plus des moyens multiplieurs (M1) pour multiplier une deu- xième tension (x) qui est une fonction de la tension au dit point commun, par un signal (y) en quadrature présent dans le circuit oscillateur, pour produire un signal d'ajus- tement du déphasage total A une valeur procurant une oscillation stable du circuit oscillateur. 8.- Circuit selon la revendication 2, dans lequel lesdits seconds moyens (R2, R3) comprennent une résistance d'entrée (R2) associée à chacune desdites diodes (D1, D2, D3, D4) et une résistance de sortie (R3) connectée au dit point com- mun, ladite résistance de sortie (R3) et ladite résistance d'entrée (R2) étant dans un rapport prédéterminé (2;1,843) pour réduire de façon significative ladite distorsion harmonique de rang inférieur au rang dudit 2Nième harmo- nique. 9.- Circuit pour engendrer une tension continue redressée à partir d'une tension oscillatoire, et pour réduire de façon significative la distorsion harmonique de ladite tension continue, comprenant: - des premiers moyens (A1, A2, A3, A4) pour obtenir une pluralité de N signaux, chacun comprenant une phase dif- férente, décalée en phase à partir de ladite tension oscil- latoire, - des seconds moyens, (D1, D2, D3, DI, A5, 14) pour combiner lesdits N signaux et pour fournir une tension redress6e résultante ayant une amplitude variable au cours du temps sensiblement égale à tout instant à la plus grande amplitu- de desdits N signaux à cet instant, et - des troisièmes moyens (R2, R3) pour réduire, de façon significative, la distorsion harmonique, dans ladite ten- sion redress6e, de rang inférieur au rang du 2Nme harmo- nique de ladite tension oscillatoire. 10.- Circuit selon la revendication 9, dans lequel lesdits seconds moyens (DI, D2, D3, D4, A5, M) comprennent une pluralit6 de diodes (D1, D2, D3, D4) connectées pour rece- voir lesdits N signaux déphasés et pour produire une ten- sion de sortie commune. 11.- Circuit selon la revendication 10, dans lequel lesdits troisièmes moyens (R2, R3) comprennent une résistance (R2) disposée en série avec chacune des diodes de ladite plura- lité de diodes. 12.- Circuit selon la revendication 10, dans lequel ladite tension de sortie commune est appliquée à une résistance de sommation (R3) et lesdits troisièmes moyens (R2, R3) comprennent une résistance-série (R2), disposée en série avec chacune des diodes de ladite pluralité de diodes (Dl, D2, D3, D4), lesdites résistances de sommation (R3) et lesdites résistances-séries (R2) étant dans un rapport prédéterminé (\; 1,843), de façon à minimiser ladite distorsion harmonique. 13.- Circuit selon la revendication 12, dans lequel ladite résistancesérie (R2) de chaque diode (D1, D2, D3, D4) est approximativement égale à ladite résistance de somma- tion (R3) multipliéepar la racine carrée de deux. 14.- Circuit selon la revendication 12, dans lequel ladite résistancesérie (R2) de chaque diode (D1, D2, D3, D4) est choisie plus grande que ladite résistance de sommation (R3) et dans un rapport qui varie avec la valeur de ladite tension de sortie commune. 15.- Circuit oscillateur à intégration multiple comprenant au moins un premier (A1) et un second (A2) intégrateurs et au moins un amplificateur inverseur (A3) chacun d'entre eux étant agencé pour procurer un parmi N signaux déphasés, N étant un entier naturel, chacun des dits N signaux dé- phasés étant sensiblement égal à une tension de sortie du dit circuit oscillateur et comprenant de plus un circuit de combinaison de N diodes (D1, D2, D3, D4) pour addition- ner de manière logique lesdits N signaux déphasés, de fa- çon à procurer une tension de sortie redressée ayant une composante continue et des harmoniques de ladite tension de sortie, comprenant au moins un Nième harmonique et un 2Nième harmonique, caractérisé par le fait qu'il comprend des moyens (R2, R3) pour réduire ledit Nième harmonique en éliminant, de ladite tension de sortie redressée, un composant sur le Nième harmonique ayant des points de re- broussement se produisant avec une fréquence de récurrence égale à la fréquence dudit Nième harmonique, et en rempla- çant ladite composante par une composante ayant des points de rebroussement se produisant avec une fréquence de récur- rence au moins égale à la fréquence du 2Nième harmonique, lesdits moyens de circuit comprenant une impédance série (R2) en série avec chacune des N diodes. 16.- Circuit selon la revendication 15, dans lequel les- dites N diodes (D1, D2, D3, D4) appliquent ladite tension de sortie redress6e à une imp6dance de sommation (R3), ladite imp6dance série (R2) et ladite impédance de som- mation (R2) étant dans un rapport prédéterminé ( \F2;1,843) pour remplacer la composante ayant des points de rebrous- sement à la fr6quence dudit N ime harmonique par les compo- santes ayant des points de rebroussement au moins à la fréquence du 2N harmonique. 17.- Circuit selon la revendication 16, dans lequel ledit entier naturel est 6gal à quatre, ledit circuit comprend deux int6grateurs (A1, A2) et deux amplificateurs inver- seurs (A3, A4) pour produire quatre signaux de phases (A, B, C, D) et dans lequel ladite impédance série com- prend une première r6sistance (R2) associ6e à chacune des dites quatre diodes, (D1, D2, D3, D4) et ladite impédance de sommation comprend une deuxième résistance (R3). 18.- Circuit selon la revendication 17, dans lequel ladite première résistance (R2) a une valeur plus grande que la- dite seconde résistance (R3) dans un rapport qui dépend de l'amplitude de la tension de sortie redressée. 19.- Circuit selon la revendication 17, dans lequel ladite première résistance (R2) a une valeur au moins égale à la valeur de ladite seconde r6sistance (R3) multipliée par la racine carr éede deux.