FR 2601212 A1 19880108 FR 8708355 A 19870616 L'invention a pour domaine les systèmes de télécommunication et les modems prévus pour l'utilisation dans ces systèmes. L'invention concerne de façon générale des modems émetteurs-récepteurs, et elle porte plus particulièrement sur des modems de conception nouvelle prévus pour l'utilisation dans des systèmes de télécommunication à chemins multiples, dans lesquels les effets de l'évanouissement dû à des chemins multiples sont réduits. Les systèmes de télécommunication à haute fréquence, par exemple, présentent des caractéristiques d'étalement du retard des signaux de chemins multiples susceptibles de produire un brouillage intersymbole, et donc un évanouissement par chemins multiples dans un récepteur de ces systèmes, en15 traînant ainsi une dégradation importante des performances de tels systèmes de télécommunication. On a employé plusieurs techniques pour combattre un tel évanouissement par chemins multiples, à savoir l'utilisation de techniques de transmission de fréquences en parallèle, l'utilisation de techniques 20 de transmission de fréquences en série, ou l'utilisation de techniques d'égalisation adaptatives. Dans la technique utilisant des fréquences en parallèle, le modem émet simultanément un certain nombre de signaux à des fréquences de sousporteuses différentes, pour former 25 des symboles plus longs, et pour faire ainsi en sorte que l'étalement du retard ne représente qu'une faible fraction de la durée des symboles, afin de réduire le brouillage intersymbole. Un exemple caractéristique de cette technique correspond au modem appelé "Kathryn", développé par General Atronics 30 Corporation et décrit dans l'article: "The AN/GSC-10 (Kathryn) Variable Rate Data Modem for HF Radio", IEEE Transactions on Communication Technology, Volume COM15, n 2, avril 1967, pages 197-204. Le modem Kathryn est relativement simple mais il lui est difficile de combattre l'évanouissement par chemins 35 multiples, et il est en outre sensible à une erreur de fréquen- ce à cause de la longue durée de symbole. De tels modems à fréquences en parallèle souffrent également des effets de la perte correspondant à la différence entre la valeur de crête et la valeur moyenne du signal, du fait que le radioémetteur 5 doit fonctionner avec une marge de puissance suffisante pour l'amplificateur de l'émetteur, afin de pouvoir accepter les variations de tension qui apparaissent dans la somme des sousporteuses. Des exemples de techniques d'égalisation adaptatives 10 sont envisagés dans l'article "Feedback Equalization for Fading Dispersive Channels", par P. Monsen, IEEE Trans. on Information Theory, Vol. IT-17, n 1, janvier 1971, pages 56-64, et dans les brevets des E.U.A. n 3 879 664 et 4 328 585. Dans une telle approche, le modem utilise des tech15 niques adaptatives pour suivre l'amplitude et la phase de chaque signal de retour à chemins multiples, de façon à combiner les énergies dans les divers chemins (par exemple par filtrage adapté) et/ou à supprimer le brouillage intersymbole (par exemple par une technique d'égalisation). On utilise habituel20 lement pour ces fonctions un ou plusieurs filtres transversaux ou à ligne à retard à prises. Ce type de modem présente une configuration et un fonctionnement très complexes et, bien qu'il fonctionne de façon satisfaisante dans des conditions d'évanouissement lent, il tend à présenter des difficultés de 25 poursuite dans des conditions d'évanouissement rapide. La complexité et la difficulté qu'on rencontre pour la poursuite sont dues au fait que l'adaptation porte conjointement sur la phase et l'amplitude des coefficients de pondération des prises, et que le nombre de prises nécessaire est relativement 30 grand. On trouve la description d'une technique à fréquences en série dans l'article "HF ACARSsM Signal In Space Specification", publié par Aeronautical Radio, Inc. (ARINC), ARINC Document n SE-84012, du 12 mars 1984. Dans le système du type 35 décrit dans cet article, le modem est conçu pour la transmis- sion de données à 300 bits par seconde (bit/s), et il utilise un codage correcteur d'erreur pour réduire le rapport signal à bruit nécessaire pour permettre un fonctionnement fiable. Le modem émet un signal de préambule et des bits d'information codée, chaque bit faisant l'objet d'un étalement de bande par l'application à chaque bit d'une séquence de Barker à sept bits. Le récepteur utilise le signal de préambule pour acquérir le fréquence du signal émis, la période des fragments correspondant à la modulation MSK (lorsque l'émetteur utilise la 10 modulation MSK), et la période de symbole de bit de l'émetteur, après quoi il démodule le signal codé et il décode le signal démodulé. Une telle approche n'est pas aussi efficace qu'on le désire, du fait que l'utilisation de la séquence de Barker spécifiée ne semble pas procurer une bonne caractéristique d'étalement de bande. En outre, le format de l'information codée qui est proposé ne semble pas être très efficace. Il en résulte que le modem ne réagit pas à un nombre suffisant de signaux correspondant à des chemins multiples pour procurer le fonctionnement désiré, il n'offre pas une résolution appropriée 20 sur la plage désirée de décalages Doppler, et il tend à produire des caractéristiques de lobes latéraux indésirables dans le signal du modem. Il est donc souhaitable d'éliminer les inconvénients des systèmes précités et de procurer un modem à fréquences en 25 série perfectionné, utilisant des techniques ne faisant pas appel à l'égalisation. Un modem conforme à l'invention utilise la transmission de fréquences en série avec étalement du spectre, en employant au moins deux séquences à faible intercorrelation, conjointement à une détection portant sur des symboles multiples, de façon à minimiser le brouillage intersymbole, pour éliminer ainsi la nécessité d'utiliser des techniques d'égalisation adaptatives et réduire considérablement la complexité de la configuration et du fonctionnement du modem, en compa35 raison avec les systèmes adaptatifs envisagés ci-dessus. On mesure les étalements des retards des signaux de retour correspondant à des chemins multiples pendant une acquisition initiale de ces signaux par le récepteur. Dans un mode de réalisation, on utilise par exemple un filtre à ligne à retard à prises ayant un nombre de prises relativement élevé. A un instant quelconque, on n'utilise qu'un nombre sélectionné et relativement faible de telles prises au cours du traitement du signal reçu, ce nombre étant sélectionné de façon à réduire le temps de traitement et la complexité des circuits nécessaires 10 pour ce traitement. Le filtre à ligne à retard à prises utilise des retards qui correspondent au profil d'étalement des retards qui a été mesuré, pour combiner les énergies des signaux dans les chemins multiples. La combinaison des signaux de sortie de prises sélectionnés est non cohérente par nature, et il 15 n'y a aucune nécessité de suivre les phases relatives des signaux correspondant aux chemins multiples. Avec une telle technique, le modem permet de réaliser des communications fiables dans des conditions d'évanouissement rapide comme d'évanouissement lent, et cette technique est plus simple à mettre 20 en oeuvre que celle nécessaire dans des modems employant une égalisation adaptative ou employant un grand nombre de prises. Le modem de l'invention peut en outre utiliser un codage d'entrelacement de données et de correction d'erreur, dans le but d'atténuer encore davantage les effets d'évanouis25 sement dans le canal, et donc d'améliorer davantage les performances du modem, bien que l'utilisation d'un tel traitement ne soit absolument pas nécessaire dans certaines applications. Contrairement à la technique non adaptative utilisant des fréquences transmises en série qu'on a envisagée précédemment, la 30 technique d'étalement de signal de l'invention utilise différentes séquences pour différents groupes de bits du signal émis, et une opération de détection portant sur plusieurs bits dans le récepteur, au lieu de l'opération de détection classique portant sur un seul bit qu'on utilise normalement dans de 35 tels systèmes à modems. On peut utiliser de façon particulièrement avantageuse le modem de l'invention dans un système de télécommunication par salves employant des modems, c'est-à-dire un système qui émet des messages relativement courts (généralement moins d'environ 10 secondes). Chaque message est précédé par un signal de préambule connu pour permettre l'acquisition du signal par le modem, le processus d'acquisition comprenant la mesure des retards relatifs des signaux correspondant aux chemins multiples. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre d'un mode de réalisation, donné à titre d'exemple non limitatif. La suite de la description se réfère aux dessins annexés sur lesquels: la figure 1 montre un schéma synoptique d'une partie 15 d'émetteur d'un modem conforme à l'invention; la figure 2 montre un schéma synoptique d'un modem global conforme à l'invention, représentant à la fois les parties d'émetteur et de récepteur de celui-ci; et la figure 3 montre un schéma synoptique d'un détec20 teur utilisé dans la partie de récepteur du modem représenté sur la figure 2. Le schéma synoptique général de la figure i montre la partie d'émetteur du modem de l'invention. Des bits d'information qui doivent être émis sont appliqués à un codeur de 25 correction d'erreur "vers l'avant" (ou FEC), 10, qui ajoute de la redondance à la séquence d'information afin de corriger des erreurs induites par le bruit. Un tel processus est bien connu de l'homme de l'art, comme décrit par exemple dans l'article "A Robust HF Modem", par Shou Y. Mui et col., 1985 IEEE Mili30 tary Communications Conference, Boston, Massachusetts, 20-23 octobre 1985, Vol. 1, pages 266-270. Les bits codés redondants sont ensuite appliqués à un circuit d'entrelacement 11 qui réarrange l'ordre des bits dans le but de dissocier des salves d'erreurs, afin d'amélio35 rer l'efficacité du codeur FEC. L'utilisation d'un tel entre- lacement est également bien connuedans la technique, comme il est indiqué dans l'article de Mui et col. Bien que l'utilisation de tels processus de codage et d'entrelacement soit normalement souhaitable pour l'utilisation dans un système de modems conforme à l'invention, et bien qu'elle améliore normalement les performances du modem, l'utilisation de ces processus n'est pas essentielle pour certaines applications de la technique de l'invention. Les bits de sortie du circuit d'entrelacement sont désignés par Sk, avec k = O, 1, 2,... etc, les valeurs de chaque bit Sk étant égales à +1 ou -1. A titre d'exemple, dans un mode de réalisation particulier, le modem haute fréquence de l'invention peut travailler avec une cadence de données s'élevant jusqu'à 300 bits par seconde (bit/s). On peut sélectionner une valeur de 3/4 pour le 15 facteur de codage FEC, de façon que la cadence des symboles codés de Sk soit de 400 bit/s. Les bits de sortie S k du circuit d'entrelacement sont appliqués à un circuit d'étalement de bande (ou de spectre) 12, qui multiplie chaque bit Sk par une séquence d'étalement con20 sistant en n symboles, en désignant par n un nombre impair et supérieur à deux, et les durées de ces symboles étant égales à 1/n fois la durée des symboles Sk. Ces symboles d'étalement, qu'on peut appeler des "fragments", ont également des valeurs de +1. On peut sélectionner la séquence d'étalement de n frag25 ments de façon qu'elle soit différente pour des groupes de bits différents. Par exemple, on peut faire en sorte que la séquence d'étalement diffère pour des bits impairset pairsentrelacés successifs, de façon que les bits impairs soient étalés conformément à une séquence et que les bits pairs soient étalés con30 formément à une séquence différente. A-titre d'exemple, dans un mode de réalisation particulier, dans un modem à 300 bits/s, le circuit d'étalement de bande 12 utilise deux séquences d'étalement à 5 fragments (c'est-à-dire n = 5). Les séquences d'étalement, A et B, sont 35 par exemple les suivantes: A = (+1, +1, +1, -1, -1) et B = (+1, -1, +1, -1, +1). Le signal de sortie du circuit d'étalement de bande est SoA, S1B, S2A, S.B, S4A et ainsi de suite. Dans un tel cas, SkA = (Sk Sk, Sk Sk, -Sk) et SkB = (Sk, -Sk, Sk, -Sk, Sk). On choisit les séquences d'étalement de façon que la 5 corrélation de la séquence émise avec des versions décalées de la même séquence soit faible. Il faut noter que la corrélation dépend généralement des techniques de modulation et de démodulation qui sont employées. De façon générale, la longueur n des séquences est déterminée par la cadence de données et la largeur de bande du canal. Plus précisément, si la cadence des bits codés est R et si la cadence de bits du canal, déterminée par la largeur de bande disponible du canal et par l'efficacité d'utilisation de la largeur de bande de la technique de modulation, ne doit pas 15 dépasser une valeur Rc, la longueur n est égale au plus grand nombre entier ne dépassant pas Rc/R. Ainsi, dans l'exemple d'un modem à 300 bitsA qui utilise un facteur de codage de 3/4 et qui travaille sur un canal HF d'une largeur de bande nominale de 3,0 kHz, on a R = 400 biits, Rc = 2000 bits/s et 20 donc n = 5. Dans un tel cas, on trouve qu'une cadence de transmission de signaux dans le canal supérieure à 2000 bits/s entraîne une dégradation importante du rapport signal à bruit due à la limitation de bande. De façon générale, l'utilisation de séquences d'étalement plus longues, c'est-à-dire d'une plus 25 grande valeur de n, conduit à de plus faibles corrélations entre les deux séquences décalées. Un système employant de longues séquences d'étalement aura donc tendance à présenter un plus faible brouillage intersymbole dû à l'évanouissement par chemins multiples, qu'un système employant des séquences 30 d'étalement courtes. Bien que l'exemple ci-dessus considère l'utilisation de deux séquences d'étalement A et B, la technique est applicable à un nombre quelconque de séquences d'étalement, le nombre de séquences d'étalement qui est employé dépendant de 1 'étalement de retard maximal avec lequel le modem doit être capable de fonctionner. En particulier, si on désigne par TS la durée de chaque séquence d'étalement et si on désigne par TM la séparation maximale des retours correspondant à des chemins multiples, le nombre de séquences d'étalement est égal au plus petit nombre entier supérieur ou égal à TM/TS. Pour des applications en haute fréquence, par exemple, TM est habituellement inférieur à 5,0 ms. En sélectionnant pour R la c valeur de 2000 bitss (ou bien 2000 fragments par seconde après l'application de la séquence d'étalement), et avec n = 5 frag10 ments, on a Ts = 2,5 ms. Par conséquent, on utilise deux séquences d'étalement dans un modem haute fréquence fonctionnant à 300 bits/s, comme décrit ci-dessus. On désignera les bits de sortie du circuit d'étalement de bande par xk, avec k = O, 1, 2,... etc. Les valeurs 15 de xk sont *1 et -1. Dans l'exemple ci-dessus dans lequel on utilise deux séquences d'étalement, on a: x0 = SO, x1 = SO, x = SO, x3 = -SO, x4 = -SO, x5 = S1, x6 -S1.... et ainsi de suite. Les bits de sortie du circuit d'étalement de bande 12 sont appliqués à un modulateur 13 et la modulation utilisée est de préférence un type de modulation par déplacement de fréquence minimal (ou MSK), bien connu. Comme il est représenté, cette modulation est un cas spécial de modulation par déplacement de fréquence avec continuité de phase (CPFSK), avec 25 un indice de modulation de 0,5. On considère généralement qu'une telle modulation MSK est un type de modulation utilisant efficacement la largeur de bande disponible, et cette modulation est donc utile pour l'application considérée ici. On peut exprimer le signal de sortie du modulateur par s(t) par 30 la relation: s(t) = Amcos[2fct + 0(t)] (1) dans laquelle Am est l'amplitude de crête du signal, fc est la fréquence porteuse et 0(t) est le terme de phase qui achemine l'information. Plus précisément, la phase pour l'intervalle de signal de rang k est: 0(t) = 0(kT) + xk T(t-kT); kT Z T. (k+1)T (2) et 0(0) est une phase de départ arbitraire, tandis que T est la durée d'un fragment. Pour le cas d'un modem à 300 bits, avec un codage correspondant à un facteur 3/4 et une séquence d'étalement pour laquelle n = 5, on a T = 0,5 ms. Pour la compréhension de l'invention, il est commode de représenter le signal transmis par l'expression: s(t) = Am Re [s(t) e I2rifct] (3) dans laquelle: s(t) = ej0(t) (4) est l'enveloppe complexe, j est la racine carrée de -1 et "Re" signifie "partie réelle de". En résumé, en se référant à la figure 1 et conformément à la description qui précède, on voit qu'il entre tout à fait dans les possibilités de l'homme de l'art de concevoir des circuits spécifiques pour effectuer les opérations de codage, d'entrelacement, d'étalement de bande et de modulation 20 envisagées précédemment. La figure 2 représente un schéma synoptique d'un modem global conforme à l'invention, montrant les interfaces et les parties d'émetteur et de récepteur du modem, portant respectivement les références 14 et 15. Dans la partie d'émet25 teur 14, un générateur de préambule 16 fournit un signal de préambule connu, approprié, à un instant qui précède l'apparition de bits d'information de signal, pour permettre à la partie de récepteur du modem de synchroniser la fréquence et les caractéristiques temporelles du système de récepteur avec le système d'émetteur, et de déterminer la position dans le temps des signaux correspondant à des chemins multiples. A titre d'exemple, dans un mode de réalisation préféré, le signal de préambule peut être du type décrit dans l'article précité de Mui et col.,, et ce signal est constitué par deux fréquences continues (CW) ayant des valeurs de 2000 Hz et 5 1000 Hz, et ces fréquences sont émises alternativement pendant un intervalle de 250,5 ms. La fréquence commute d'une valeur à l'autre toutes les 1,5 ms. On utilise le préambule consistant en fréquences continues pour détecter la présence du signal et pour mesurer le décalage Doppler du signal reçu. La partie de fréquences continues du signal de préambule est suivie par une "configuration de trame de segments" de 225 ms. On utilise la configuration de trame de segments pour effectuer la synchronisation de bit, l'adaptation du récepteur et les mesures concernant le canal. Le préambule se termine par un mot spécifique à 24 bits qu'on utilise pour synchroniser le circuit de suppression d'entrelacement et le décodeur. Pendant cette émission du mot spécifique, on n'utilise pas le codeur et le circuit d'entrelacement. L'émission du mot spécifique demande 60 ms. La partie de récepteur 15 du modem comprend un processeur d'interface 17, un processeur d'acquisition 18, un détecteur 19 et un circuit de suppression d'entrelacement/décodeur 20. Le processeur d'interface 17 échantillonne le signal audio reçu à partir du circuit d'interface radiofréquence 25 HF 21, et il utilise des techniques bien connues de transformation de Hilbert pour générer des échantillons complexes de signal en bande de base. Le processeur d'interface comprend également des circuits destinés à compenser tout décalage de fréquence du signal reçu par rapport aux fréquences désirées. 30 La conception du processeur 17 entre tout à fait dans le cadre des compétences de l'homme de l'art. Deux échantillons complexes sont générés pour chaque fragment MSK. Le processeur d'acquisition 18 réagit au signal de préambule en utilisant des techniques bien connues de trans35 formation de Fourier rapide pour estimer les décalages de fré- quence entre les deux fréquences qui sont présentes dans le signal de préambule reçu et les valeurs désirées de ces fréquences qui ont été émises. Le processeur d'acquisition applique les estimations de décalage de fréquence au processeur d'interface qui réagit aux estimations de décalage de fréquence et qui, en utilisant des techniques de décalage quantifié avec réaction, décale les fréquences des échantillons de signal en bande de base du signal reçu, d'une valeur correspondant aux estimations précitées, de façon à minimiser les 10 décalages de fréquence des échantillons de signal reçus. On utilise également le processeur d'acquisition 18 pour déterminer les retards relatifs des signaux correspondant à des retours par des chemins multiples, et pour assurer la synchronisation de bit pour le détecteur 19. Pour mesurer 15 les retards relatifs des signaux correspondant à des chemins multiples, le processeur d'acquisition 18 corrèle les échantillons de signal en bande de base reçus avec une copie du signal de préambule reçu, de façon à déterminer par exemple, dans un mode de réalisation particulier, les quatre valeurs les plus élevées des signaux correspondant à des chemins multiples, et à localiser ainsi leurs positions relatives dans le temps. Ainsi, les pics de la corrélation identifient les retards relatifs des quatre signaux les plus élevés correspondant à des chemins multiples. La détermination de tels retards 25 relatifs représente le profil de temps désiré pour les chemins multiples, et le processeur d'acquisition applique cette information au détecteur 19 dans le but d'initialiser le positionnement correct des prises de la ligne à retard à prises du détecteur, pour qu'il soit conforme aux positions des retards 30 relatifs de ces quatre valeurs les plus élevées correspondant aux chemins multiples. Le détecteur 19 suit l'amplitude des retours de signaux à chemins multiples et il démodule le signal reçu, comme décrit en détail si-après. Le circuit de suppression d'entre35 lacement replace les bits dans l'ordre correct, et le décodeur fournit une estimation de la séquence d'information émise. Les structures du processeur d'acquisition, du circuit de suppression d'entrelacement et du circuit décodeur permettant d'accomplir les opérations précitées sont bien connues de l'homme de l'art. La figure 3 représente un schéma synoptique du détecteur 19. Le détecteur reçoit à partir du processeur d'interface 17 des échantillons du signal reçu, et il utilise un filtre à ligne à retard à prises. Un tel filtre est de la na10 ture d'un filtre en peigne, et des filtres de ce type sont par exemple décrits de façon générale dans l'article "A Communication Technique for Multipath Channels", par R. Price et P.E. Green, Jr., Proc. IRE, Vol. 46, mars 1958, pages 555-570. Pour une opération de détection efficace, il suffit normalement que 15 la longueur du filtre à ligne à retard à prises soit égale à l'étalement du canal dû aux chemins multiples. Cependant, pour faciliter l'acquisition, on donne de préférence au filtre une longueur égale à la durée totale des séquences d'étalement. En particulier, si on utilise m séquences d'étalement, ayant cha20 cune une durée Ts, on donne au filtre à ligne à retard à prises une longueur de mTs secondes. Pour un modem à 300 bits/s, la longueur du filtre à ligne à retard à prises est de 5 ms. Un filtre en peigne peut avoir un nombre de prises relativement élevé, mais il n'est pas nécessaire que toutes ses prises soient activées pour la mise en oeuvre de l'invention. A titre d'exemple, la figure 3 montre un détecteur utilisant un ensemble de registres à décalage 30 qui forment en fait une ligne à retard à prises ayant un ensemble de prises activées 22A à 22D. Le nombre de prises nécessaire est égal à 30 un nombre sélectionné de composantes de chemins multiples qu'on désire traiter, et dans un exemple de réalisation envisagé ci-dessus, on utilise quatre prises. Dans le contexte d'un modem pratique utilisant un canal radio haute fréquence, le nombre peut aller de un à six, selon les conditions de pro35 pagation et la fréquence de fonctionnement. Le coût de la réa- lisation dépend du nombre de prises utilisées. L'aptitude à ne sélectionner qu'un nombre minimal de prises permet donc de construire le modem avec un coût minimal. Dans le mode de réalisation particulier qui est re5 présenté, on sélectionne la position des prises de façon que les écarts entre les prises sélectionnées soient égaux aux étalements correspondant aux retards des chemins multiples pour les quatre signaux de chemins multiples ayant les plus grandes valeurs de pics de corrélation mesurées pendant l'ac10 quisition, comme indiqué précédemment. Une fois qu'on connait les positions temporelles relatives de ces pics, on peut définir de façon correspondante les positions des prises du filtre à ligne à retard à prises. Pour éviter de placer une prise sélectionnée au niveau d'un lobe latéral de corrélation, 15 au lieu d'un pic de corrélation, on place les prises sélectionnées de façon à respecter entre elles un écartement correspondant à un nombre minimal de prises, pour qu'il n'y ait jamais deux positions de prises sélectionnées directement adjacentes, c'est-à-dire qu'il existe toujours au moins une 20 position de prise non sélectionnée entre deux positions de prises sélectionnées quelconques. Chaque prise est associée à un démodulateur (c'està-dire les démodulateurs 23A à 23D) qui supprime l'étalement et qui démodule ensuite le signal d'une manière bien connue dans la technique. Chacun des signaux de sortie démodulés est multiplié par un coefficient de pondération de prise respectif WA à WD, à l'aide de circuits de filtre 24A à 24D, comme représenté. Les signaux de sortie de produits des multiplicateurs 25A-25D sont combinés par sommation dans un circuit de 30 sommation 26. Le signal de sortie du circuit 26 est appliqué au circuit de suppression d'entrelacement/décodeur 20. Le démodulateur utilise de préférence une détection ou une démodulation portant sur des bits multiples (par exemple une détection sur 3 ou 5 bits) , du type décrit par exemple 35 dans l'article de W.P. Osborne et M.B. Luntz, "Coherent and Noncoherent Detection of CPFSK", IEEE Transactions on Communications, août 1974, pages 1023-1036; La technique de démodulation de base de ce démodulateur consiste à utiliser le signal reçu pour le ou les bits passés et le ou les bits futurs, dans un but d'assistance à la démodulation du bit courant. Pour mieux comprendre le processus de démodulation, on considérera le cas portant sur 3 bits, dans lequel on désigne par z (a, b, c) un vecteur de 30 échantillons complexes, obtenu par échantillonnage de l'enveloppe complexe s(t) correspondant 10 à une configuration émise d'une longueur de 3 bits (a,'b, c). La cadence d'échantillonnage est de 2 échantillons par fragment, et il y a 5 fragments dans chaque bit. On suppose que la phase (t) est égale à zéro au début du bit "a". De façon similaire, on désigne par r le vecteur reçu, comportant 30 échan15 tillons complexes, qui est fourni par le processeur d'interface 17. Enfin, on désigne par r. zX (a, 1, c) la corrélation complexe entre r et le conjugué complexe de z(a, b, c). Le démodulateur calcule les modules de r. z (a, -1, c) pour (a, c) = (+1, +1) , (+1, -1), (-1, +1) et (-1, -1), et il sé20 lectionne ensuite le maximum des quatre modules, et on désigne ce maximum par z m(1). De façon similaire, le démodulateur calcule le maximum des quatre modules descorrélationsr. z (a,-1, c) pour toutes les combinaisons de a et c, et on désigne ce maximum par z m(-1). Le signal de sortie du démodulateur est 25 FZm(1) - Zm( 1)Le démodulateur doit conserver la trace du fait que le bit Sk est un bit de rang pair ou impair, de façon à utiliser la séquence d'étalement appropriée, comme on l'a envisagé en relation avec l'émetteur de la figure 1, pour générer le signal de référence local z (a, b, c). L'opération de démodulation complète peut être accomplie par logiciel dans un processeur approprié, d'une manière bien connue de l'homme de l'art. Les coefficients de pondération de prises sont une 35 mesure de la puissance moyenne à court terme du signal, pour chaque retard de prise. Ainsi, si Xi représente le signal de sortie d'un démodulateur 23 à l'instant de bit i, on peut générer le coefficient de pondération Wi pour la prise au moyen d'un filtre numérique du premier ordre 24, conformément à la relation: Wi = (1-o) Wi_1 + "X 2 (5) dans laquelle dz 1 détermine la constante de boucle. On peut faire varier la boucle de poursuite pour adapter le détecteur à des conditions d'évanouissement spécifiques. Dans le cas de 10 l'exemple d'un modem à 300 bits/s, on peut utiliser o = 0,15. x2 est une bonne mesure de la puissance instantanée d'un signal correspondant à des retours par chemins multiples, du fait que l'utilisation de séquences d'étalement à faibles lobes latéraux réduit notablement les contributions d'autres 15 retours par chemins multiples. Une telle technique est particulièrement applicable à des télécommunications a faible cadence de données pour lesquelles la largeur de bande de canal permet l'étalement de la bande. Le facteur d'étalement de la bande doit être au 20 moins égal à 5 pour que les lobes latéraux de corrélation soient suffisamment faibles. Pour un canal haute fréquence d'une largeur de 3,0 kHz, on peut appliquer la technique à une cadence de données de 300 bits/A ou moins. On utilise des modems adaptatifs de l'art antérieur, du type envisagé ci25 dessus, pour des transmissions avec des cadences de données très supérieures, par exemple 1200 ou 2400 bits/s, pour lesquelles on ne peut effectuer qu'un faible étalement dans la largeur du canal, ce qui fait qu'une égalisation adaptative est nécessaire pour éliminer le brouillage intersymbole. Une 30 telle technique serait moins efficace pour le fonctionnement à des cadences de données inférieures auquel on s'intéresse ici, c'est-à-dire des cadences de données très inférieures à la gamme 1200-2400 bits/s. En outre, le modem de l'invention fonctionne avec un évanouissement très rapide et/ou des erreurs de fréquence relativement élevées, tandis qu'un modem à égaliseur adaptatif ou un modem à fréquences en parallèle aurait tendance à fonctionner avec de très mauvaises performan5 ces dans de telles conditions. Le détecteur à 3 bits qu'on a envisagé en relation avec la figure 3 procure une opération de détection améliorée, par rapport à l'utilisation d'un détecteur à un seul bit qu'on emploie normalement dans des modems de l'art antérieur. Bien que les modes de réalisation de l'invention envisagés ci-dessus soient décrits dans le contexte d'un système de télécommunication par radio en haute fréquence, il apparaîtra clairement à l'homme de l'art qu'il est possible d'utiliser l'invention dans d'autres contextes ayant des caractéris15 tiques de chemins multiples similaires. L'invention n'est donc pas limitée aux modes de réalisation envisagés ci-dessus, mais seulement par les revendications annexées. REVENDICATIONS 1. Modem prévu pour l'utilisation dans des systèmes de télécommunication employés pour émettre et recevoir des bits d'information, caractérisé en ce qu'il comprend: un émetteur (14) comprenant des moyens d'étalement de spectre (12) qui réagissent à un ensemble de bits d'information d'entrée fournis séquentiellement en produisant un ensemble de bits d'information à spectre étalé, un premier groupe de ces bits ayant des caractéristiques d'étalement de spectre con10 formes à une première séquence d'étalement de spectre, et un second groupe ayant des caractéristiques d'étalement de spectre conformes à une seconde séquence d'étalement de spectre qui diffère de la première séquence d'étalement de spectre, des moyens de modulation (13) destinés à moduler l'ensemble 15 de bits d'information à spectre étalé pour produire un signal d'émetteur modulé, des moyens (16) destinés à générer un signal de préambule, et des moyens (21) destinés à émettre séquentiellement le signal de préambule et le signal d'émetteur modulé; et un récepteur (15) comprenant des moyens (21) des20 tinés à recevoir le signal de préambule et le signal d'émetteur modulé, des moyens de traitement comprenant des moyens (18) qui réagissent au signal de préambule en traitent ce signal de préambule pour produire des estimations des décalages de fréquence du signal de préambule reçu, des moyens (17) qui 25 réagissent au signal d'émetteur modulé en générant des échantillons de signal complexes en bande de base, et des moyens (17) qui réagissent aux estimations de décalage de fréquence et aux échantillons de signal complexes en bande de base en décalant les fréquences des échantillons de signal en bande 30 de base, d'une valeur égale aux estimations de décalage de fréquence, pour réduire à un minimum les décalages de fréquence des échantillons de signal en bande de base; et des moyens détecteurs (19) comprenant des moyens (30) qui réagissent aux échantillons de signal complexes en bande de base décalés en fréquence en produisant un ensemble d'échantillons de signal qui sont rietardés les uns par rapport aux autres, des moyens (23A-23D, 24A-24D, 25A-25D) qui réagissent à un nombre sélectionné d'échantillons de signal retardés en supprimant l'étalement de chacun des échantillons de signal sé5 lectionnés et en démodulant ces échantillons de signal, pour fournir un nombre sélectionné d'échantillons de signal démodulés et dont l'étalement est supprimé, et des moyens (26) destinés à combiner le nombre sélectionné d'échantillons de signal démodulés et dont l'étalement est supprimé, pour four10 nir un signal de sortie reçu démodulé. 2. Modem selon la revendication 1, caractérisé en ce que la corrélation entre les première et seconde séquences d'étalement de spectre est faible. 3. Modem selon la revendication 1, caractérisé en 15 ce que le premier groupe de bits d'information est constitué par les bits de rang pair parmi les bits d'information d'entrée, et le second groupe de bits d'information est constitué par les bits de rang impair parmi les bits d'information d'entrée. 4. Modem selon la revendication 1, caractérisé en ce que la séquence d'étalement de spectre pour le premier groupe est (+1, +1, +1, -1, -1) et la séquence d'étalement de spectre pour le second groupe est (+1, -1, +1, -1, +1). 5. Modem selon la revendication 1, caractérisé en 25 ce que les moyens détecteurs (19) identifient chaque groupe de bits d'information et suppriment l'étalement de chaque groupe et démodulent chaque groupe conforzmémént à la séquence d'étalement qui est associée au groupe considéré. 6. Modem selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens fournissant des échantillons de signal consistent en une ligne à retard à prises (30) ayant un nombre sélectionné de prises de sortie (22A22D), les prises de ce nombre sélectionné de prises de sortie étant positionnées 35 sélectivement de façon à fournir les échantillons de signal retardés. 7. Modem selon la revendication 6, caractérisé en ce que les moyens de traitement (18) comprennent en outre des moyens qui réagissent au signal de préambule et aux échan5 tillons de signal en bande de base en corrélant les signaux de préambule et les échantillons de signal pour déterminer les retards relatifs d'un nombre sélectionné de valeurs de pic de la corrélation, et les prises de sortie (22A-22D) sont placées sélectivement à des positions relatives de la ligne à 10 retard à prises (30) qui correspondent aux retards relatifs des valeurs de pic sélectionnées. 8. Modem selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens (23A-23D) qui fonctionnent sous la dépendance des prises de sortie en nombre sélec15 tionné (22A-22D) de façon à supprimer l'étalement du nombre sélectionné d'échantillons de signal retardés et à démoduler ces échantillons de signal; et des moyens (25A-25D) qui fonctionnent sous la dépendance des échantillons de signal démodulés et dont l'étalement a été supprimé, de façon à multi20 plier chaque échantillon de signal par une valeur pondérée pour fournir aux moyens de combinaison (26) les échantillons de signal pondérés démodulés et dont l'étalement a été supprimé. 9. Modem selon la revendication 8, caractérisé en 25 ce qu'il comprend en outre des moyens (24A-24D) destinés à fournir une valeur pondérée aux moyens de multiplication (25A-25D) pour chacun des échantillons de signal. 10. Modem selon la revendication 9, caractérisé en ce que les moyens fournissant des valeurs pondérées (24A-24D) 30 déterminent ces valeurs pondérées sous la forme d'une mesure de la puissance moyenne à court terme des échantillons de signal démodulés et dont l'étalement a été supprimé, qui sont reçus à partir des prises de sortie sélectionnées (22A-22D). 11. Modem selon la revendication 9, caractérisé en ce que les moyens fournissant des valeurs pondérées (24A-24D) consistent en filtres numériques qui réagissent aux échantillons de signal démodulés et dont l'étalement a été supprimé en fournissant les valeurs pondérées pour chacun des moyens de multiplication (25A-25D). 12. Modem selon la revendication 8, caractérisé en ce que les moyens de suppression de l'étalement et de démodulation (23A23D) comprennent des moyens de détection non cohérents travaillant sur plusieurs bits.