FR 2598530 A1 19871113 FR 8706501 A 19870507 La présente invention se rapporte à un montage pour contrôler, ou régler, le courant de base d'un transistor. Dans de nombreuses applications, il est souhaitable et/ou nécessaire d'utiliser un transistor bipolaire en tant que commutateur pour appliquer une tension de fonctionnement (ou d'entrée) (VEN) à une charge. Dans certaines de ces applications, comme dans des systèmes automobiles, la charge peut varier sur une 10 large plage de valeurs (par exemple de 16 ohms à 2000 ohms). Typiquement, pour un bon fonctionnement, le montage associé au transistor commutateur est conçu pour appliquer une attaque de base suffisante au transistor 15 commutateur pour provoquer sa saturation pour la plus forte condition de charge (c'est-à-dire lorsque la charge est à sa plus faible valeur ohmique et tire le plus fort courant). On suppose, à titre d'exemple, que la tension maximale de fonctionnement (VEN) est de 16 volts et que 20 la plus forte charge est de 16 ohms, le transistor commutateur doit donc faire passer un courant de charge (IL)entre son émetteur et son collecteur d'environ un (1) ampère. On suppose de plus que le gain en courant direct minimum (Bêta) du transistor commutateur est de 20, donc 25 un courant de base d'environ 50 milliampères doit être appliqué au transistor commutateur pour assurer qu'il sera conduit à la saturation. Cette attaque de base est fournie même lorsque la charge est diminuée. Ainsi, lorsqu'une charge de 2000 ohms est connectée en circuit 30 avec le transistor commutateur polarisé de manière identique, le courant de charge est d'environ 8,0 milliampères et l'attaque de base reste au niveau de milliampères, bien qu'une attaque de base de t D' x {0: 0,4 milliampère serait suffisante pour saturer le transistor commutateur. Il est évident que la fourniture d'une attaque de base de 50 milliampères à un transistor ayant une valeur de Bêta de 20 afin de faire passer un courant de charge (ou collecteur-émetteur) de 8,0 milliampères est très inefficace. Une puissance importante est dissipée, par pure perte, dans le montage d'attaque de la base. De même, le transistor commutateur est surentraîné en saturation et donc son passage à 10 l'ouverture est très lent. L'inefficacité du système est encore plus importante lorsque la tension d'entrée peut également varier sur une large plage (par exemple de plus de 16 volts à 4 volts) alors que l'attaque de base est conçue 15 pour répondre aux conditions des pires cas de charge (comme 16 ohms), tension (comme 16 volts) et Bêta minimum. Par exemple, pour une valeur VEN de 4 volts avec une charge de 2000 ohms, le transistor commutateur doit laisser passer un courant de charge d'environ 2 milliampères. L'application au transistor commutateur d'une attaque de base de 5Q milliampères est nettement inefficace lorsqu'une attaque de base de 0,1 milliampère serait suffisante. Par conséquent, il existe un problème d'excès d'attaque de base et de dissipation excessive de 25 puissance lorsque l'attaque de base d'un transistor commutateur est conçue pour permettre à ce transistor de laisser passer un fort courant de charge et que le transistor fonctionne, en réalité, en condition de plus faible courant de charge. Le problème de la surattaque de la base d'un transistor commutateur est surmonté dans circuits selon l'invention en détectant la tension collecteur-émetteur (VcE) du transistor commutateur et en contrôlant son attaque de base en fonction de cela. La valeur de VCE du 35 transistor commutateur et son attaque de base sont conçues pour avoir leur valeur maximale lorsque le transistor commutateur est conducteur du plus fort courant nominal de charge. Lorsque la valeur de VCE du transistor commutateur diminue en dessous de sa valeur maximale, la diminution de VCE est détectée et l'attaque de base du transistor commutateur est diminuée. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description 10 explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'invention, et dans lesquels: - la figure 1 est un schéma, partiellement 15 schématique et partiellement sous forme de bloc, d'un circuit selon l'invention; et - la figure 2 est un schéma détaillé d'un circuit selon l'invention. Sur les figures 1 et 2, les transistors utilisés pour illustrer l'invention sont des transistors bipolaires et les dimensions physiques relatives de certains transistors, lorsqu'elles sont pertinentes, sont données par un chiffre ou une lettre en majuscule précédant la lettre "x" (comme lx, 2x, Jx). La dimension physique d'un dispositif est proportionnelle au chiffre ou à la lettre précédant la lettre "x"; en effet, un dispositif 2x (ou Jx) a deux fois (ou Jx) la surface d'émetteur d'un dispositif lx et un dispositif 2x (ou Jx) est conducteur de deux fois (ou Jx) le courant d'un 3C dispositif lx, pour des conditions identiques de polarisation. De même, dans la description qui suit, la tension base-émetteur (VBE), la tension collecteur-émetteur (VcE), ou le courant de collecteur (IC) d'un transistor Qi particulier est par moment 35 désigné par VBEi, VCEi ou Ici De même, dans la - 1 10:::-: description qui suit, la chute de tension entre le collecteur et l'émetteur d'un transistor est quelquefois exprimée par VEC (plutôt que VCE) pour indiquer que la tension d'émetteur est plus positive que la tension de collecteur. De même, la chute de tension entre la base et l'émetteur d'un transistor est quelquefois exprimée par VEB (plutôt que VBE) pour indiquer que la tension d'émetteur est plus positive que la tension de base. Le circuit de la figure i comprend une source de courant 13, qui peut par exemple être une batterie de voiture, qui est connectée à une borne d'entrée 11. La tension produite par la source 13 forme la tension d'entrée du système et elle est désignée ici par VEN. VEN peut être spécifiée comme étant normalement égale à 12 volts. Mais elle peut par exemple être comprise entre 4 volts et plus de 16 volts. VEN est appliquée à une charge, RL par un transistor commutateur bipolaire normalement en circuit du type PNP, Q26, dont l'émetteur est connecté à la borne 11 et dont le collecteur est connecté à une borne de sortie 15. La charge connectée entre la borne 15 et la masse est représentée par une résistance RL à laquelle est connecté un condensateur de filtrage et de stockage d'énergie CL. Bien que la charge soit représentée par une résistance RL et un condensateur C cela peut, dans la L L e a p e t d n s l pratique, être tout élément parmi un certain nombres. Le circuit de la figure 1 est destiné à attaquer une charge dont l'impédance équivalente peut avoir une large plage de valeurs, par exemple de 16 ohms à 2000 ohms. Le transistor Q26 est conducteur d'un courant de charge (IL) de son émetteur à son collecteur, qui est fonction de son courant de base, IB26, et de son gain en courant direct (26) Lc'est-à-dire que IL = (f26)(IB26)]. Dans le circuit de la figure 1, le courant de base, IB26, est régulé pour empêcher une condition de surattaque excessive de base. Bien que IB26 soit régulé, son amplitude est toujours suffisante pour permettre à Q26 d'être mis en circuit, et pour forcer la tension collecteur-émetteur (VEc26) de Q26 à être plus faible qu'une valeur maximale spécifiée, pour toutes les valeurs du courant de charge égales à ou plus faibles que le courant maximum spécifié de charge. Le courant de base IB26 est une version amplifiée (comme JZ) du courant de commande IC19 s'écoulant dans le collecteur du transistor Q29 du réseau 129. Dans le circuit de la figure 1, deux réseaux (129 et 131) sont utilisés pour détecter efficacement le potentiel VEC26 dans le trajet collecteur-émetteur de 15 Q26, produisant des courants IC19 et IC20 qui varient l'un relativement à l'autre en fonction de VEC26. Le réseau 129 comprend un transistor Q16 connecté en diode, une résistance R5, et un transistor Q19. L'émetteur de Q16 est connecté à la borne 11 et la 20 base et le collecteur de Q16 sont connectés en commun à une extrémité de la résistance R5. L'autre extrémité de R5 est connectée à l'émetteur de Q19 dont le collecteur et la base sont connectés en commun au noeud 121. Le réseau 131 comprend un transistor Q17 connecté en diode et un transistor Q20. L'émetteur de Q17 est connecté à la borne 15 tandis que son collecteur et sa base sont connectés à l'émetteur de Q20. La base et le collecteur de Q20 sont connectés en commun au noeud 121. En ignorant les courants de base, Q19 produit un courant, IC19, qui 30 s'écoule dans le noeud 121 et Q20 produit un courant, IC20O qui s'écoule également dans le noeud 121. Une source de courant 123 connectée entre le noeud 121 et la masse, est conductrice d'un courant relativement constant, IK. Comme on le décrira en détail 35 ci-dessous, IK peut varier avec la température ou la 15 30 tension. Mais à toute température ou tension donnée, sa valeur est relativement constante. Les courants IC19 et IC20 s'additionnent au noeud 121 et s'écoulent par la source de courant 123 vers la masse. La somme de IC19 et IC20 est alors égale au courant relativement constant, iK, ce qui peut mathématiquement s'exprimer comme suit IC19 + IC20 = IK équation 1 Comme la somme de IC19 et de IC20 est égale à un courant relativement constant, IK, une augmentation de IC19 provoque une diminution correspondante de IC20 et une diminution de IC19 provoque.une augmentation correspondante de IC20. Le courant IK se divisera toujours entre les réseaux 129 et 131. En effet, une portion (telle que 0% à 100%) de IK s'écoulera dans le réseau 129 et le restant (comme 100% à 0%) de IK s'écoulera dans le réseau 131. Par ailleurs, comme on le décrira en détail ci-dessous, IC19 et IC20 varient en fonction de la tension du collecteur à l'émetteur de Q26. On montrera maintenant quejIc19 augmente (IC20 diminue) avec l'augmentation de VEC26 et que I C19 diminue (IC20 augmente) avec la diminution de VE026. Un examen de la figure 1 indique que le réseau 129 est connecté entre la borne 11 et le noeud 121. L'émetteur au collecteur de Q26 et le réseau 131 sont également connectés entre la borne 11 et le noeud 121. Par conséquent, la chute de tension (VEc26) entre l'émetteur et le collecteur de Q26 plus la chute de tension dans le réseau 131 doivent être égales à la chute de tension dans le réseau 129. Cette relation peut être exprimée mathématiquement comme suit: VEB16+ VEB19 +Ic19R5 = VEC26+VEB17+VEB20 équation 2 L'équation 2 peut être réécrite comme suit: VEC26-IC9R5 = VEB16+VEB19-VEB17-VEB20 équation Pour Q16 ayant la même géométrie que Q17 et pour Q19 ayant la même géométrie que Q20, l'équation 3 peut être simplifiée comme suit: VEC26-Ic19R5 = 2(VEB19-VEB2o) équation 4 La différence entre VEB19 et VEB20 dans l'équation 4 peut être exprimée en terme des courants de 10 collecteur, et l'équation 4 peut ainsi être réécrite comme suit: (VEC26Ic19R5)/2 = [KT/qj In [IC19/IC20] équation 5 L'équation 5 peut de plus être simplifiée comme suit: VEC26= 2LT/q3 IN [IC19/IC20U +IC19R5 équation 6 Dans laquelle: qKT/q est égal à 34,6 millivolts à 25 C et T est la température en degrés Kelvin. Ainsi, on peut exprimé VEC26 en fonction de IC19 et IC20. Ces courants sont, en fait, utilisés pour détecter la tension collecteur-émetteur de Q26 puis pour contr8ler son attaque de base. Comme cela est évident par l'examen de la figure 2 (que l'on décrira cidessous), le courant relativement constant, IK peut s'exprimer comme suit: 20 I = Dans laquelle: équation 7 La valeur de VBG est à peu près égale à la tension de la largeur de bande du silicium et R3 est une résistance dont la valeur ohmique établit la valeur du courant IR3 qui est égal à IREF qui, dans le mode de réalisation de la figure 2, est également égal à IK. La chute de tension (VR 5 aux bornes de la résistance R5 de la figureL peut alors être exprimée comme suit: IC19-Rs=VRs=VBG ER5/R31 - Ic19/IK équation 8 Une substitution du cÈté droit de l'équation 8 dans l'équation 6 produit ce qui suit: VEC26=2 KT/q] ln iC19/IC20] +VBG 5/R3i' C19/IKj équation 9 L'équation 9 indique que VEC26 est la somme de deux termes. Le second terme -- VBG [R5/R33 Ic9/IK K-exprimant la chute de tension à travers R5 est virtuellement indépendant de la température. En donnant à ce terme une valeur importante relativement à l'autre terme, cela réduit de manière significative les variations de température. L'équation 9 peut être utilisée pour calculer les valeurs de I C19, IC20 et VR5 pour différentes valeurs de VEC26. Certains des résultats calculés pour VEC26 à 250C sont donnés au tableau I ci-dessous, en supposant que l'on a IK=100% du courant comprenant I1 9 et IC20 et avec la valeur de VBG [R5/R3] établie à 0,8 volt. VEC26' IC20' IC19' VR5' volts % IK %IK volts 1,11 1 99 0,792 0,87 10 90 0,72 0,74 20 80 0,64 0,62 30 70 0,56 0,51 40 60 0,48 0,40 50 50 0,40 0,29 60 40 0,32 0,18 70 30 0,24 0,06 80 20 0,16 TABLEAU I Un examen du tableau I indique que; lorsque la 15 valeur de VEC26 est de 1,11 volts, le courant IC19 à travers le réseau 129 est égal à 99% du courant IK tandis que la valeur de IC20 est de 1%. Lorsque la valeur de VEC26 est égale à 0,4 volt, IC19 est égal à IC20, chacun étant égal à 50% de IK. Lorsque la valeur VEC26 est de 20 0,06 volt, la valeur de Ic19 est égale à 20% de IK et celle de IC20 est de 80% de IK. IC19 augmente lorsque VEC26 augmente et diminue lorsque VEC26 diminue. Une augmentation de VEC26 indique que normalement qu'il faut fournir un plus ample courant de base à Q26 tandis qu'une diminution de VEC26 indique que son courant de base peut être réduit. Cela est accompli dans le circuit de la figure 1 en amplifiant le courant ICl9 dans le réseau 129 par le réseau 127 qui fonctionne comme un amplificateur miroir de courant dont la sortie 30 (JIcl9 est appliquée à l'amplificateur miroir de courant (CMA) 125 qui multiplie JIcl9 par un facteur de Z pour produire le courant IB26 fourni à la base de Q26; ou l'on a IB26 qui est égal à J.Z IC19. Le réseau 127 contient un transistor Q15 connecté en diode, une résistance R4 et un transistor Q18. L'émetteur de Q15 est connecté à la borne 11, l'émetteur et la base de Q15 sont connectés à une extrémité de la résistance R4 dont l'extrémité est connectée à l'émetteur de Q18. La base de Q18 est connectée à la base et au collecteur de Q19 et à la base et au collecteur de Q20 au noeud 121 et le collecteur de Q18 est connecté à l'entrée 138 de CMA 125. Le courant (I 9) s'écoulant à travers Q16, R5 C19 et Q19 est reproduit dans les traJets collecteursémetteurs de Q15 et Q18 et dans la résistance R4 pour produire un courant IC18. Q15 et Q18 sont égaux à "J" lois la dimension physique de Q16 et Q19, respectivement, 15 et R4 est égale à R5/J. En conséquence, le courant IC18 est égal à "J" lois le courant IC19, J pouvant être tout nombre approprié. Le courant IC18 est appliqué à l'entrée 138 de CMA 125 qui amplifie le courant et produit le courant de 20 base IB26 égal à Z.IC18 à son noeud de sortie 141. Comme la valeur de IC18 est égale à J.IC19, il est clair que la valeur de IB26 est égale à (J.Z.) IC19. CMA 125 peut être tout amplificateur miroir de courant bien connu. -Cependant, une forme particulière de CMA, décrite 25 ci-dessous, est détaillée à la figure 2. La multiplication de IC19 par une constante (telle que J.Z) pour produire le courant de base IB26 assure que Q26 sera, en tout moment, attaqué à un niveau souhaité de saturation et que les variations de IC19 et 30 les changements correspondants de IB26 donneront à Q26 une attaque accrue de base pour conduire un courant croissant de charge et une attaque diminuée de base lorsque le courant de charge diminue. Une perception supplémentaire du fonctionnement du circuit sera obtenue en examinant l'équation 2 et la partie correspondante du circuit montré à la figure 1 qui révèlent que si Q16 et Q17 sont des dispositifs de géométrie égale et que Q19 et Q20 sont des dispositifs de géométrie égale, le courant ICl9 produit dans le réseau 129 est égaleau courant IC20 produit dans le réseau 131 lorsque VEC26 est égale à la chute de tension VR5 dans la résistance R5. Pour la facilité de la description, on se 10 réfère à cette valeur de VEC26 (lorsque l'on a ICl9=Ic20) en tant que VA. Si et quand VEC26 augmente pour devenir plus importante que VA, la chute de tension dans le réseau 131 diminue (en supposant que la tension VEN à la borne 11 15 est constante) tandis que la chute de tension dans le réseau 129 reste la même (ou augmente). En conséquence, la tension entre la base et l'émetteur de Q20 diminue tandis que la tension entre la base et l'émetteur de Q19 augmente. Par conséquent, Icl9 augmente et IC20 diminue 20 tandis que VEC26 devient plus importante que VA. D'une manière analogue, tandis que VEC26 diminue en-dessous de VA, la chute de tension dans le réseau 131 augmente, provoquant une augmentation de VEB de Q20 et par conséquent une augmentation de IC20. Une augmentation de 25 IC20 provoque une diminution correspondante de ICl9. Ainsi, tandis que VEC26 diminue en-dessous de VA, IC19 diminue tandis que IC20 augmente. Le courant ICl9 multiplié par J.Z. via Q18 et CMA 125 est alors appliqué sous la forme de IB26 à la base de Q26, provoquant un changement correspondant de ILet VEC26 pour satisfaire à la relation décrite ci--dessus. Dans la conception des circuits selon l'invention, comme dans les circuits de l'art antérieur, le circuit d'attaque de base doit être capable de fournir 35 IB26 minimum nécessaire pour saturer Q26 pour la 15. 20 25 30 35 condition d'un courant maximum de charge. Cependant, contrairement au circuit de l'art antérieur, le circuit de l'invention provoquera une diminution de IB26 avec une diminution du courant de charge ou bien avec une augmentation du Bêta du transistor de commutation au-dessus d'une valeur minimum spécifiée (SMIN). On suppose, à titre d'exemple, que la valeur maximale permissible de VEC entre l'émetteur et le collecteur de Q26 est de 1,11 volts lorsqu'il est conducteur d'un courant de 1,04 ampères et que 1,04 ampères est le courant maximum nominal de charge. On suppose de plus que la valeur maximale de VEN est de 17,91 volts et que la plus faible valeur ohmique de RL MIN est d'environ 16 ohms, ainsi un courant d'environ 1,04 ampères doit s'écouler entre l'émetteur et le collecteur de Q26. On suppose de plus que la valeur la plus faible spécifiée du Bêta de Q26 est de 21. Pour les suppositions ci-dessus, le courant de base IB26 pour Q26 doit être d'environ 49,5 milliampères. En supposant que la valeur de JZ est égale à 500, IC19 sera conçu pour être de 99 microampères pour produire le courant de base. En supposant que le courant, IK, est égal à 100 microampères, la valeur de IC20 sera alors égale à 1 microampère. Ayant conçu le système pour traiter le pire des cas (c'est-à-dire une valeur maximale de VEN et du courant de charge et une valeur minimale de Bêta), on peut montrer que le circuit de la figure 1 régulera IB26 de manière que sa valeur soit touJours plus faible que 49,5 milliampères et que la valeur de VE26 soit touJours EC 26 plus faible que 1,11 volts pour toutes les valeurs de RL ayant une valeur ohmique supérieure à 16 ohms et pour toutes les valeurs de Bêta de Q26 plus importantes que 21. Par exemple, on suppose que RL augmente de 16 ohms à 33,3 ohms, tandis que la valeur de VEN reste à 17,9 volts. Pour cette condition, la valeur de IL est d'environ 525 milliampères et celle de IB26 est de milliampères. Chacune des valeurs de Icl9 et IC20 peut alors être égale à 50 microampères et la valeur de VEC de Q26 est égale à 0,4 volt, selon le tableau I, ci-dessus. Pour cette condition, des courants égaux s'écoulent à travers les réseaux 129 et 131 et la tension VR5 aux bornes de la résistance R5 est égale à VEC26, 10 donc Ic19xR5 est égal à VEC26. La réponse du circuit à des valeurs croissantes de la résistance de charge (c'est-à-dire des courants décroissants de charge) peut être vue en supposant que la résistance de charge supposée de 33,3 ohms est accrue. 15 Tandis que RL augmente, le courant de charge à travers elle diminue. Tandis que le courant de charge diminue (en supposant que IB26 ne répond pas immédiatement), VEC26 diminue. Tandis que VEC26 diminue, un plus ample courant s'écoule à travers le réseau 131 (c'est-à-dire que IC20 augmente). Du fait de l'addition de ICl19 et de IC20, IC19 diminue. La diminution de ICl9 provoque une diminution correspondante de IB26, laquelle diminution continue Jusqu'à ce qu'une condition d'équilibre soit atteinte, qui satisfasse aux équations décrites ci-dessus. Il est 25 par conséquent évident que la valeur de VEC26 de Q26 est touJours à ou en- dessous de la valeur maximale spécifiée de VCE pour Q26, tandis que le courant de base, fourni à Q26, est contr8lé de manière appropriée et suffisant pour attaquer Q26 à un niveau souhaitable de saturation sans 30 le surattaquer. On peut également voir que tandis que le Bêta de Q26 augmente, l'attaque de base de Q26 diminue et que VEC26 diminue également. Si et quand Bêta augmente, en supposant que IL est constant et que IB26 ne répond pas 35 immédiatement, VEC26 diminue tandis que Q26 est plus profondément entralné en saturation. Tandis que la tension émetteur-collecteur de Q26 diminue, le courant IC20 augmente, provoquant une diminution correspondante de IC9. La diminution correspondante de IC19 provoque une diminution de IB26. Ainsi, contrairement aux circuits de l'art antérieur, lorsque Bêta du transistor de commutation Q26 augmente, le circuit de l'invention a tendance à réduire l'attaque de base avec pour résultat une réduction de la dissipation de l'attaque de base tout en maintenant la tension collecteur-émetteur dans une plage requise. D'autres caractéristiques de l'invention seront mieux appréciées en se référant à la figure 2 o un circuit 123 formant source de courant et un amplificateur miroir de courant 125 approprié à la mise en pratique de l'invention sont représentés plus en détail. La source de courant 123 comprend un réseau à largeur de bande 12 et un réseau miroir de courant 14 15 pour produire le courant IK. Dans le circuit de la figure 2, la tension VEN appliquée à la borne d'entrée 11 peut, par exemple, varier sur une large plage (par exemple de 4 volts à plus de 16 volts). Le circuit de référence de largeur de bande 12 est utilisé pour produire une tension de référence de largeur de bande relativement fixe (VBG) qui est utilisée 20 pour produire un courant (IREF=VBG/R3). Un courant IC14=IK proportionnel à IREF et égal à Ic9 plus IC20 est alors forcé à sortir du noeud 121. Le circuit de référence 12 contient des transistors Q1 et Q2 du type PNP qui sont connectés par leurs émetteurs à la borne d'entrée 11 et par leurs bases à un noeud 111 auquel est également connecté le 25 collecteur de Q2 et l'émetteur d'un transistor Q4 du type PNP. Le collecteur de Q1 est connecté à l'émetteur d'un transistor bipolaire Q3 du type PNP. La base et le collecteur de Q3 et la base de Q4 sont connectés à un noeud 113 auquel est également connecté le collecteur d'un transistor Q5 du type NPN. Comme on le sait bien, la chaîne de transistors 5 comprenant Q1 et Q3 et la chatne de transistors Q2 et Q4 sont essentiellement conductrices de courants identiques (o Q1 est de la même dimension que Q2 et Q3 et de la même dimension que Q4), ainsi un courant IC3 sortant du collecteur de Q3 est égal au courant IC4 sortant du collecteur de Q4; (c'est-à-dire que l'on a IC3=Ic4). Le collecteur d'un transistor Q5 du type NPN est connecté au noeud 113 et son émetteur est connecté au collecteur du transistor Q6 du type NPN. La base du transistor Q5, le collecteur d'un transistor Q7 et le collecteur du transistor Q4 ainsi que la base d'un transistor Q9 sont connectés à un noeud 115. Les bases de Q6 et Q7 et l'émetteur de Q9 sont connectés à un noeud 15 117 auquel est produite la tension de largeur de bande VBG. Une résistance R3 d'aJustement du niveau de courant de référence est connectée entre le noeud 117 et la masse. Pour des raisons décrites en détail ci-dessous, la dimension physique de Q6 est égale à 10 fois celle de Q7 avec pour résultat que Q6 et Q7 ont des densités différentes de courant et des valeurs différentes de VBE. Typiquement, pour la configuration de la figure 2, avec une dimension de Q6 égale à dix fois celle de Q7 et en forçant des courants collecteurs-émetteurs égaux à travers les deux transistors, la valeur de VBE de Q7 moins la valeur de VBE de Q6 est à peu près égale à millivolts à 25 C. a Une résistance R connectée entre l'émetteur de Q6 et un noeud 119, o est également connecté l'émetteur de Q7, établit l'amplitude de I3 et ainsi l'amplitude de C3 IC4. Une résistance R2 connectée entre le noeud 119 et la masse, établie le potentiel au noeud 119. Lorsque le courant est appliqué au circuit de largeur de bande, il peut ne pas y avoir de conduction via Q1, Q2, Q3 et Q4. Un circuit de mise en marche 18 est prévu pour assurer que le circuit 12 de largeur de bande 10 sera rendu actif à l'augmentation de la puissance et en tout moment ensuite. Lorsqu'une tension VEN est appliquée aux circuits 12 et 14, les transistors Q1, Q2, Q3 et Q4 peuvent être non conducteurs. Le circuit de mise en marche 18 est prévu pour assurer l'écoulement initial du '15 courant à la sortie des bases de Q3 et Q4, provoquant la mise en circuit de Q1, Q2, Q3 et Q4 et forçant Ic3 et Ic4 à s'écouler. L'écoulement du courant de collecteur IC4 dans Q4 mais en circuit Q5 et Q9. La mise en circuit de Q9 provoque la mise en circuit de Q7 et Q8. Avec Q5 et Q6 20 en circuit, le courant IC3 s'écoule via le trajet collecteur-émetteur de Q5 et Q6 et la résistance R1 dans le noeud 119 et le courant IC4 s'écoule via le trajet collecteur-émetteur de Q7 dans le noeud 119. Les courants I3 et I4 s'écoulant via R vers la masse forcent le C3 C4 2 potentiel (Vll au noeud 119 à augmenter jusqu'à une valeur de [IC3+Ic4]. [R2. L'augmentation de potentiel au noeud 119 a tendance à mettre le circuit de mise en marche hors circuit tandis que le circuit de largeur de bande reste actif. 35 Après la mise hors circuit du circuit de mise en marche 18, la boucle dans le circuit 12 se stabilise et ce circuit 12 reste totalement opérationnel, produisant une tension de largeur de bande (VBG) au noeud 117 qui peut être calculée à partir de l'équation suivante: (IC3+Ic4)(R2)+VBE7=VBG équation 9 L'amplitude de IC3 peut être déterminée à partir de la relation suivante: VBE6+(Ic3)(R1)=VBE7 équation 10 IC3 = LVBE7-VBE6]/R1 équation 11 Pour IC3 = IC4 VBG = 2[R2/R1l [VBE7- VBE6] +VBE7 équation 12 Dans un circuit particulier, par un choix approprié de R1 et R2, la valeur de VBG a été établie à 10 1,26 volts, valeur proche dee la tension de largeur de bande du silicium qui est d'environ 1,205 volts. On utilise VBG pour établir un courant de réérence (IR3) qui s'écoule à travers la résistance R3 et est égal à VBG/R3 et qui peut être supposé relativement 15 constant (par exemple aussi constant que VBG et R3). Le BG 3 courant IR3 sortant de l'émetteur de Q9 est supposé être égal au courantIREF au collecteur de Q9. La tension VBG à l'émetteur de Q9 établit ainsi le courant, IR3, qui est supposé être égal au courant de collecteur de Q9, que 20 l'on a identifié ici par IREF. Le courant IREF dans le collecteur de Q9 est identique au courant de collecteur de Q8 et Q10, lequel courant est alors reproduit dans les collecteurs des transistors Qll et Q12. Le collecteur de Q9 est connecté 25 au noeud 130auquel sont connectés le collecteur et la base du transistor Q8 du type PNP et la base du transistor Q12 du type PNP. L'émetteur de Q8 est connecté au collecteur du transistor Q10 du type PNP. L'émetteur de Q2 est connecté au noeud 133 auquel sont connectés le collecteur et la base du transistor Qll du type PNP et la base de Q10. Les émetteurs de Q10 et Qll sont connectés à la borne 11 et quand Q10 et Qll ont la même dimension physique, leurs courants de collecteur sont essentiellement égaux. De même, la connexion symétrique de Q8 et Q12 assure que lorsqu'ils ont la même dimension physique, leurs courants de collecteur sont essentiellement égaux. Le courant de collecteur de Q8 et Q10 est égal 10 au courant de collecteur de Q9 qui est égal à IREF (en négligeant les courants de base). Comme le collecteur et la base de Qll sont connectés à la base de Q10, et comme la base et le collecteur de Q8 sont connectés à la base de Q12, le courant IREF dans les collecteurs de Q8, Q9, 15 et Q10 est "reproduit" dans les collecteurs des transistors Qll et Q12. Le courant de collecteur dans Qll et Q12 est proportionnel à IREF et est de plus reproduit pour produire le courant IK. Le collecteur de Q12 est connecté au noeud 135 20 auquel sont connectés le collecteur et la base du transistor Q13 du type NPN et la base du transistor Q14 du type NPN. L'émetteur de Q13 est connecté au collecteur du transistor Q25 du type NPN. L'émetteur de Q14 est connecté au noeud 37 auquel sont connectés le collecteur 25 et la base du transistor Q28 du type NPN et la base de Q25. Les émetteurs de Q25 et Q28 sont ramenés au potentiel de la masse et donc pour Q25 de la même dimension physique que Q28 et Q13 de la même dimension physique que Q14, les courants s'écoulant dans le traJet 30 défini par le collecteur-émetteur de Q13 et Q25 est égal au courant s'écoulant dans le traJet défini par le collecteur- émetteur de Q14 et Q28. Par ailleurs, comme on le sait, l'agencement en cascade de: a) Q13 et Q25, b) Q14 et Q28, c) Q11 et Q12, et d) QlO et Q8, force les miroirs de courant à être plus précisément adaptés en réduisant des erreurs provoquées par les changements du courant en miroir avec des changements de VEN. En conséquence, le courant s'écoulant à travers Ql et Q12 qui est essentiellement égal à VBG/R3, s'écoule dans le noeud 135 et par les trajets collecteurs -émetteurs de Q13 et Q25 et essentiellement le même courant (c'est-à-dire VBG/R3) s'écoule à travers les trajets collecteursémetteurs de Q14 et Q28 et est tiré (ou absorbé) hors du noeud 121. Ayant montré que la valeur de IK est égale IREF ou IR3 qui est égale à VBG/R3, la tension VR5 dans R5 peut être représentée comme le montre l'équation 8. Comme on l'a déjà décrit ci-dessus, la tension de largeur de bande VBG est constante avec la température; le rapport de R5 à R3 est également constant avec la température, en supposant que les résistances sont de contruction identique et que IC19 représente une 20 fraction de IK. Par conséquent, VR5 est fonction de la portion de IK qui s'écoule à travers R5 et est virtuellement indépendante de la température. Cela est également une caractéristique importante du circuit. L'amplificateur miroir de courant 125 contient 25 un noeud d'entrée 138 auquel sont connectés le collecteur et la base du transistor Q21 du type NPN et la base du transistor Q22 du type NPN et le collecteur de Q18, ainsi IC18 s'écoule dans le noeud d'entrée 138. L'émetteur de Q21 est connecté au noeud 139 auxquels sont connectés l'émetteur de Q22, le collecteur et la base du transistor Q23 du type NPN et la base du transistor Q24 du type NPN. Une résistance R6 est connectée entre l'émetteur de Q23 et la masse et une résistance R7 est connectée entre l'émetteur de Q24 et la masse. La dimension de Q22 est égale à N fois la dimension physique de Q21; la dimension de Q24 est égale à M fois la dimension physique de Q23 et R7 est forcée à avoir une valeur de R6/M. Dans une forme, on a choisi une valeur de N égale à 10 et celle de M égale à 10. Les collecteurs de Q22 et Q24 sont 0 5 connectés en commun au noeud de sortie 141 de CMA 125, la somme des courants dans Q22 et Q24 étant égale à IB26. Dans la description qui suit, comme précédemment, les courants de base sont négligés. Le fonctionnement de CMA 125 est rapidement ' 10 comme suit. Le courant, IC18, dans le noeud 138 est égale à JIcl9. ICl8 dans le noeud 138 provoque un écoulement de C19, 018 courant égal à IC18 via le collecteur-émetteur de Q21 dans le noeud 139 et un courant I22 de N.Ic8 via le C22 * 18 val collecteur-émetteur de Q22 dans le noeud 139. Le courant. 15 (N+1)(Icl8) s'écoulant dans le noeud 139 est amplifié par Q24 pour produire une valeur de IC24 de M.(N+1) IC18. pour C24 C8 Le courant net tiré du noeud 141 est égal à I22+Ic24. Comme la valeur de I22 est égale à N.Ic8 et C22 C24' C22 éaeC18 comme la valeur de IC24 est égale à M.(N+1)Ic18, le courant IB26 tiré de Q26 peut être exprimé comme suit: IB26 'Y N IC18+M(N+1)IC18 IC18 L+M+N f comme Ic8=J IC9 C18= C19 IB26 = (Ic19)(JEM(N+l)+N]) si J = 3, M= 10 et N = 10 IB26 =(IC19) L 360 I1 sera évident que le facteur de multiplication (c'est-à-dire J.Z) du courant IC19 pour 5 produire IB26 peut être plus important ou plus faible, selon la quantité de IB26 que l'on souhaite ou qui est requise. - REVENDICATIONS 1. Régulateur du courant de base d'un transistor, caractérisé en ce qu'il comprend - des première et seconde bornes de courant pour l'application, entre elles,d'une tension d'entrée (VEN) - une borne de sortie - un moyen pour la connexion d'un moyen de charge entre ladite borne de sortie et ladite seconde borne de courant - un transistor-commutateur (Q 26) sélectivement validé, ayant un collecteur et un émetteur définissant les extrémités de son trajet principal de conduction et une base pour l'application d'une attaque de base - un moyen reliant le trajet collecteur-émetteur dudit transistor commutateur entre ladite première borne de courant et ladite borne de sortie; et un moyen d'attaque de base réglable (125) couplé entre la base dudit transistor commutateur et ladite seconde-borne de courant pour fournir une attaque de base audit transistor commutateir et provoquer l'écoulement 20 fd'une courant amplifié entre son collecteur et son 20 émetteur, ledit moyen d'attaque de base réglable contenant un moyen de détection couplé à l'émetteur et au collecteur (129-131) audit transistor commutateur pour détecter le moment o la tension entre le collecteur et.l'émetteur est plus faible 25 qu'une valeur prédéterminée par suite d'une attaque excessive de base et pour réduire ensuite le courant de base s'écoulant dans la base dudit transistor commutateur. 2. Régulateur du courant de base d'un transistor, caractérisé en ce qu'il comprend - des première et seconde bornes pour l'application entre elles d'une tension d'entrée (VEN) . _..,;'.. E - une borne de sortie; - un moyen pour la connexion d'un moyen formant charge entre ladite borne de sortie et ladite seconde borne; - un transistor commutateur sélectivement validé (Q 26) ayant un collecteur et un émetteur définissant les extrémités de son trajet principal de conduction et une base pour l'application d'une attaque de base; - un moyen connectant le trajet collecteur-émetteur 10 du transistor commutateur entre ladite première borne et ladite borne de sortie; - un moyen détectant la différence de tension (123, 129, 131) connecté entre l'émetteur et le collecteur du transistor commutateur pour détecter le moment o une différence entre une tension audit émetteur et une tension audit collecteur dudit transistor commutateur est plus faible qu'une valeur prédéterminée et pour produire un courant de commande qui diminue en fonction d'une diminution de ladite tension collecteur-émetteur en dessous de 20 ladite valeur prédéterminée; - un moyen d' amplification de courant (125) couplé entre ledit moyen de détection de différence de tension et la base du transistor commutateur pour amplifier ledit courant de commande et fournir ledit courant amplifié à la 25 base dudit transistor commutateur. 3. Régulateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le moyen détectant la différence de tension comprend: - a) un premier moyen (129) connecté entre l'émetteur dudit transistor commutateur et un premier noeud pour le passage d'un premier courant qui est fonction de la tension audit émetteur; - b) un second moyen (131) connecté entre collecteur du transistor commutateur et ledit premier noeud pour le passage d'un second courant qui est fonction de la tension audit collecteur; et i - c) une source de courant (123) connectée entre ledit premier noeud et ladite seconde borne pour additionner le courant dans lesdits premier et second moyens. 4. Régulateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que la source de courant (123) produit un courant relativement constant qui est égal à la somme des premier et second courants, et lorsque le premier courant augmente, le second courant diminue et lorsque le premier courant diminue, le second courant augmente. 5. Régulateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que la source de courant (123) produit un courant de référence - la somme desdits premier et second courants étant égale audit courant de référence; et - lorsque le rapport dudit premier courant audit courant de référence diminue, le rapport dudit second courant audit courant de référence augmente et lorsque le rapport dudit premier courant audit courant de référence augmente, le rapport dudit second courant audit courant de référence diminue. 6. Régulateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le moyen détectant la différence de tension comprend: - a) un premier moyen (129) comprenant une première résistance et un premier transistor, la résistance étant connectée en série avec le trajet collecteur-émetteur du premier transistor entre un premier noeud et l'un du collecteur et de l'émetteur du transistor commutateur; et - b) un second moyen (131) comprenant un second transistor dont le trajet collecteur émetteur est connecté entre l'autre dudit collecteur et dudit émetteur du transistor commutateur et ledit premier noeud; et - c) une source de courant (123) connectée entre ledit premier noeud et ladite seconde borne pour le passage d'un courant de référence. 7. Régulateur selon la revendication 6, caractérisé en ce que les bases des premier et second transistors sont couplées au premier noeud et l'amplitude de la chute de tension à travers le collecteur-émetteur du transistor commutateur est égale à l'amplitude de la chute de tension à travers la première résistance lorsque le courant collecteur-émetteur du premier transistor est égal au courant collecteur-émetteur du second transistor. 8. Régulateur selon la revendication 7, caractérisé 10 en ce que le courant de référence (IK) est égal à (r)(VBG)/R3; et en ce que la chute de tension dans la première résistance est égale à r[VBG RJ [R1! [II/K; o r est une constante; VBG est à peu près égale à la tension de largeur de bande du silicium; et R3 est la valeur ohmique d'une résistance R3; R1 est la valeur ohmique de la première résistance; I1 est le courant à travers la première résistance. 9. Moyen pour réguler l'attaque de base, dans un circuit dans lequel le trajet collecteur-émetteur d'un transistor commutateur est connecté en série avec une charge entre des première et seconde bornes pour l'application entre elles d'un potentiel de fonctionnement et o un moyen est couplé entre la base du transistor commutateur et la seconde borne pour fournir une attaque de base au transistor commutateur et provoquer un courant collecteur30 émetteur correspondant; avec un moyen pour réguler l'attaque de base fournie audit transistor commutateur en fonction du courant collecteur-émetteur s'écoulant à travers ledit transistor commutateur, caractérisé en ce qu'il comprend: b 10:5 20 $ ( - un moyen détectant la différence de tension (129, 131) connecté entre l'émetteur et le collecteur du transistor commutateur pour détecter la différence entre une tension à l'émetteur et une tension au collecteur dudit transistor commutateur et pour produire un courant de commande qui diminue lorsque ladite tension collecteurémetteur diminue en dessous d'une valeur prédéterminée; - un moyen amplificateur de courant (138) couplé entre ledit moyen détectant la différence de tension et la base dudit transistor commutateur pour amplifier ledit courant de commande et fournir ledit courant amplifié à la base dudit transistor commutateur. 10. Régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen d'attaque de base réglable comprenant le moyen de détection comporte un moyen comparateur pour produire: (a) un premier courant proportionnel à la tension à l'émetteur du transistor commutateur; (b) un second courant proportionnel à la tension au collecteur du transistor commutateur; et (c) un courant de sortie indiquant si le premier courant est plus fort ou plus faible que le second courant.