FR 2607994 A1 19880610 FR 8617099 A 19861205 L'invention concerne un système de régula- tion d'un générateur onduleur à transistors alimen- tant une charge par induction. Le chauffage par induction consiste à créer un champ magnétique alternatif dans un matériau con- ducteur, ce champ magnétique induisant des courants de Foucault dans le matériau, dissipant de l'énergie au sein de celui-ci par effet Joule. Par principe, l'énergie dissipée au sein même du matériau et la puissance transmise par unité de volume peuvent être très importantes. L'énergie est dissipée à la surface de la pièce soumise au phé- nomène d'induction, l'épaisseur de pénétration de l'énergie dans le matériau constitutif de celle-ci dé- pendant des caractéristiques magnétiques de ce dernier ainsi que de la fréquence du champ magnétique alterna- tif. Dans toutes les applications, la charge, pour le générateur à induction utilisé, peut être assimilée à un circuit R,L,C, série ou parallèle, l'inducteur présentant une impédance selfique et résis- tive, une adaptation d'impédance étant prévue par transformateurs, les capacités fonctionnant ainsi sous une tension acceptable. Dans les applications précédentes citées, l'impédance ou charge vue du générateur est constam- ment variable, en fonction, notamment, du passage du point de Curie pour les matériaux magnétiques et du transfert ou déplacement des pièces à traiter à l'intérieur de l'inducteur ou four à induction. Les générateurs utilisés sont constitués par des convertisseurs alternatif-continu - alternatif et débitent sur le circuit résonant série R,L,C. Ces générateurs correspondent par exemple à un mon- tage en pont ou en demi-pont dans lequel la charge R,L,C est montée en série avec la sortie d'un on- duleur, constituant générateur commandé, par l'inter- médiaire d'au moins deux interrupteurs command& à l'ou- verture. Les interrupteurs sont constitués par des éléments de commutation, les bornes de commutation de ces derniers étant connectées en parallèle avec une diode et un condensateur. De tels générateurs normale- ment disponibles dans le commerce et les formes d'onde correspondantes sont représentées en figures la à ld dans le cas, non limitatif, o les commutateurs sont constitués par des thyristors "duals", ce type de com- posant étant connu de l'état de la technique et plus particulièrement représenté en figure la. La figure lb représente un onduleur en demi- pont, dans lequel les thyristors "duals" sont utili- sés comme commutateursl1,2. Dans ce type de générateurs, le fait de travailler avec une source de tension et d'avoir une charge série impose pratiquement à la fréquence de fonctionnement, la fréquence du signal de commande UC, d'être toujours supérieure à la fréquence propre de la charge constituée par le circuit résonant série R,L,C. La puissance transmise à la charge par le générateur est fonction de l'amplitude de la tension d'alimentation délivrée par le générateur, de la ten- sion U appliquée à 'l'inducteur et de l'intensité IRLC parcourant la charge, ainsi que du déphasage entre ces deux derniers paramètres. Pour une ampli- tude de la tension d'alimentation donnée, la puis- sance transmise est maximale quand la fréquence de fonctionnement est égale à la fréquence propre de la charge. Ce cas est un cas limite qui n'est pas satis- fait en en raison des conditions de fonctionnement éminemment variables déjà mentionnées. L'invention a pour but de remédier à l'in- convénient précité par la mise en oeuvre d'un système de régulation d'un générateur onduleur à commutateurs alimentant une charge par, induction, dans lequel une transmission de puissance maximale d'énergie à la charge est obtenue en permanence par asservissement en permanence de la fréquence de la tension d'alimentation à une fréquence voisine de la fréquence propre de la charge. Un autre objet du système de régulation on- duleur à commutateurs objet de l'invention est la mise en oeuvre d'une régulation de niveau de puissan- ce transmise à la charge par induction. Le système de régulation d'un générateur onduleur à commutateurs alimentant une charge par induction, la charge présentant l'impédance d'un circuit résonant série et étant montée en série avec la sortie de l'onduleur par l'intermédiaire d'au moins deux interrupteurs constitués par des commutateurs comportant chacun un élément de commutation dont les bornes de commutation sont connectées en parallèle avec une diode,objet de l'invention,est remarquable en ce qu'il comprend une boucle d'asservissement en fréquence de la tension d'alimentation délivrée par l'onduleur à une fréquence voisine de la fréquence propre propre de la charge, variable en fonction de l'état magnétique de celle-ci. Le système de régulation d'un générateur onduleur à commutateurs objet de l'invention trouve application à tout type de four à induction, utilisé normalement pour la fusion des métaux, le réchauffage avant formage, le traitement thermique, les traite- ments de surface, le soudage et le brasage. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description et à l'observation des dessins ci- après dans lesquels: - les figures la à ld représentent, respec- tivement, un schéma de principe d'un thyristor dual, un schéma d'un onduleur en demi-pont muni de commuta- teurs constitués par des thyristors duals, les formes d'onde des courants et tensions aux points de tests correspondants de la figure lb, et la forme d'onde du courant de charge IRLC et de la tension aux bornes du transistor t2 et du courant de diode ID2 correspon- dant, - les figures 2a et 2b représentent respec- tivement la variation du temps de conduction de la diode branchée en parallèle sur les bornes de commu- tation de l'élément de commutation constituant commu- tateur et retard T 2 du début de conduction de cette même diode par rapport à l'instant d'annulation du courant de charge IRLC, fonction de la fréquence de la tension d'alimentation et pour différentes valeurs de l'amplitude E de celle-ci, - les figures 3a, 3b et 3c représentent res- pectivement un schéma synoptique d'un circuit de me- sure du retard t2 du début de conduction des diodes D1, D2 par rapport à l'instant d'annulation du courant de charge IRLC, et de correction de fréquence de la tension d'alimentation, les formes d'onde remarquables de signaux engendrés par le schéma synoptique repré- senté en figure 3a et un mode de réalisation particu- lièrement avantageux non limitatif du schéma synopti- que de la figure 3a en technologie hybride, - les figures 4a, 4b et 4c représentent res- pectivement la forme d'onde du courant de charge IRLC en comparaison à la tension d'alimentation délivrée par le générateur, la forme d'onde de ce même courant de charge IRLC en comparaison à la tension de commande UC, commande appliquée à l'entrée de l'onduleur, et le schéma synoptique représentatif d'une boucle d'amor- sage d'auto-oscillation permettant d'assurer le dé- marrage du générateur, - les figures 4d et 4e représentent un mode de réalisation particulièrement avantageux de la bou- cle d'asservissement d'auto-oscillation au démarrage, - les figures 5a, 5b, 5c, 5d représen- tent un mode de réalisation particulièrement avanta- geux en technologie numérique rapide du crcuit de correction de fréquence de la tension d'alimentation délivrée à la charge par l'onduleur, la figure 5e représente un chronogramme des signaux de commande des différents éléments des figures 5a, 5b, 5c et 5d par rapport au courant de charge IRLC, - la figure 6 représente un schéma synopti- que général d'un système de régulation selon l'inven- tion muni d'une boucle de régulation de niveau de puis- sance. Le système de régulation d'un générateur à onduleur à commutateurs alimentant une charge par induction conforme à l'objet de la présente inven- tion sera tout d'abord décrit en relation avec les figures la à ld. Ainsi qu'il apparaît notamment en figure lb, la charge constituée par l'inducteur et le matériau à traiter présente l'impédance d'un circuit résonant série, noté R,L,C, sur cette figure. Cette charge est montée en série avec la sortie de l'onduleur, entre les points a et b de ce dernier. La charge constituant circuit résonant série R,L,C est montée à la sortie de l'onduleur par l'intermédiaire d'au moins deux interrupteurs notes 1 et 2 sur la figure lb. Ces interrupteurs peuvent être constitués par des commutateurs comportant chacun un élément de commutation noté tl et t2 sur la figure lb. Les bor- nes de commutation de chaque élément de commutation tl et t2 sont connectées en parallèle avec une diode D1, D2 respectivement et une capacité C1, C2. De manière classique, les interrupteurs 1 et 2 peuvent être constitués par des commutateurs comman- dables à l'ouverture, par exemple des thyristors munis d'un circuit d'extinction. De manière plus avantageuse, les éléments de commutation tl et t2 peuvent être constitués par des transistors et ainsi qu'il a été rappelé dans l'intro- duction à la présente description, les transistors tl, t2 munis de leurs diodes D1 et D2 et de leurs capacités Cl et C2 tels que représentés en figures la et lb sont configurés de façon à constituer des thyristors duals. Les thyristors duals sont des composants parfaitement connus et définis dans la technique, pour lesquels on rappelera simplement que l'interrup- teur équivalent ne peut être rendu passant que si la tension à ses bornes est nulle ou très voisine de zéro, un auto-blocage de l'interrupteur constitué par le thyristor dual intervenant si le courant dans cet in- terrupteur dépasse une valeur limite déterminée. Dans le mode de réalisation tel que représenté en figure lb, l'interrupteur 1 ou 2 s'ouvre immédiatement, au temps de stockage près,lorsque l'ordre lui en est donné et c'est donc l'ouverture de ces interrupteurs qui fixe la fréquence de fonctionnement de l'onduleur. Sur la figure lc, on a représenté les diffé- rentes formes d'onde, présentes aux points de tests a et b de la figure lb, ainsi que les courants pré- sents dans les éléments essentiels du dispositif, tel que par exemple l'intensité transitant par les tran- sistors tl et t 2 la tension présente aux bornes des transistors tl ett2, bornes de commutation, l'intensité transitant dans les diodes D1 et D2 et l'intensité transitant dans les capacités C1 et C2, branchées en parallèle sur les diodes D1 et D2. Les formes d'onde représentées en figure lc correspondent à un signal de commande UC de l'onduleur, tel que représenté en fi- gure lb. Conformément à une caractéristique essen- tielle du système de régulation objet de l'invention, ce système comprend une boucle d'asservissement en fréquence de la tension d'alimentation, notée E, déli- vrée par l'onduleur aux bornes de la capacité C3, cette tension se répartissant dans le montage en demi-pont représenté en figure lb, en tension d'alimentation d'ampli- tude E/2 sur les capacités C4 et C5 constitutives du demi- pont. De manière particulièrement avantageuse, la fréquence de la tension d'alimentation délivrée par l'onduleur est asservie à une fréquence voisine de la fréquence propre de la charge, fréquence variable en fonction de l'état magné- tique de celle-ci. Le générateur peut également être équi- pé de quatre interrupteurs et être configuré en un montage en pont complet. Ces interrupteurs sont alors commandés par paire et le temps de conduction des diodes s'établit toujours sur deux diodes. Conformément à un aspect particulièrement avanta- geux du système de régulation d'un générateur onduleur à commutateurs objet de l'invention, la boucle d'asservisse- ment en fréquence consiste en une boucle de régulation du temps de conduction, noté T1 d'une diode D1, D2 branchée en parallèle sur un élément de commutation tl, t2 et/ou de l'intervalle de temps T2 séparant l'instant de début de conduction de ladite diode et l'instant d'annulation du courant de charge IRLC circulant dans la charge au cours du fonctionnement. Sur la figure ld, on a représenté respectivement le courant de charge IRLC circulant dans la charge au cours du fonctionnement, ainsi que la tension aux bornes du tran- sistor t2 aux bornes de commutation de celui-ci, et le cou- rant circulant dans la diode D2 correspondante. Ainsi qu'il apparaît sur la figure ld, lorsque, en l'absence de régulation, la fréquence de fonctionnement c'est-à-dire la fréquence de la tension d'alimentation dé- livrée par l'onduleur tend à devenir inférieure à la fré- quence propre de la charge, le temps de retard ou interval- le de temps T2 séparant l'instant d'annulation du courant de charge IRLC et l'instant de début de conduction de la diode, tend à s'annuler et l'onduleur se bloque. La régulation de la fréquence de fonctionne- ment peut donc être effectuée de façon à ce que celle- ci, de manière avantageuse, soit maintenue toujours supérieure à la fréquence propre de la charge, fré- quence de résonance du circuit R,L,C, la fréquence de fonctionnement étant ainsi maintenue légèrement supérieure à cette dernière, pour maintenir la trans- mission d'énergie à la charge à son niveau maximum. Sur les figures 2a et 2b, on a représenté respectivement le temps t1 de conduction de la diode D1 ou D2 considérée, puis le retard du passage à zéro du courant de charge IRLC par rapport au début de con- duction de la diode, ce retard étant noté T2, en fonction de la fréquence de la tension d'alimen- tation délivrée par l'onduleur, pour différentes va- leurs de l'amplitude E de celle-ci. Selon une caractéristique avantageuse du système de régulation objet de l'invention, la boucle d'asservissement en fréquence pourra avantageusement être régulée en fonction du temps ou intervalle de temps T2 séparant l'instant de début de conduction de la diode et l'instant de passage par zéro du courant de charge IRLC, la pente moyenne de la courbe représentée en figure 2b étant en fait beaucoup plus importante que celle de la courbe représentative du temps de conduc- tion de la diode correspondante, notamment à faible puissance. Cependant, la régulation à partir du para- mètre du temps de conduction T1 n'est pas exclue. Un mode de réalisation particulièrement avantageux d'un système de régulation conforme à l'ob- jet de la présente invention, et en particulier de la boucle de régulation en fréquence sera maintenant décrit plus particulièrement en liaison avec les figures 3a à 3c. Ainsi qu'on le remarquera sur le mode de réalisation de la boucle d'asservissement en fréquence représentée en figure 3a, celle-ci comporte, de manière avantageuse, des moyens 3 capteurs de mesure de l'in- tervalle de temps T2 séparant l'instant de début de conduction de la diode et l'instant d'annulation du courant de charge IRLC. En outre, des moyens 4 de correction de la fréquence de la tension E délivrée par l'onduleur en fonction de la valeur de l'inter- valle de temps T 2 par rapport à une valeur de réfé- rence sont en outre prévus de façon à corriger la fréquence du signal de commande UC de l'onduleur. Les moyens 4 de correction de la fréquence de la tension délivrée par l'onduleur pourront con- sister,à titre d'exemple non limitatif, en des moyens de correction à commande intégrale, en fonction de la valeur de l'intervalle de temps T2 par rapport à une valeur de référence, ainsi qu'il sera décrit ultérieu- rement dans la description. Ainsi qu'il est représenté en outre en figure 3a, les moyens capteurs 3 comprennent avantageusement des premiers moyens 30 de détection du courant transi- tant dans la diode D1 et des deuxièmes moyens 31 de détection du courant transitant dans la diode D2. Des moyens 32 de mise en forme des signaux délivrés par les premiers et deuxièmes moyens détecteurs 30 et 31 permettent d'engendrer unsignal périodique A de fré- quence double de celle des courants transitant dans les diodes D1 et D2. Des troisièmes moyens de détec- tion 33 permettent d'assurer la détection de l'inten- sité IRLC transitant dans la charge et délivrent un signal représentatif de cette intensité. Bien entendu, on notera que les premiers, deuxièmes, troisièmes moyens de détection 30, 31 et 33 peuvent avantageuse- ment être constitués par des transformateurs de cou- rant notés TC sur la figure 3a. Des moyens 34 de dé- tection de passage à zéro du signal de détection délivré par des troisièmes moyens 33 de détection de l'intensité IRLC permettent,lors du passage à zéro précité, de délivrer une impulsion notée B. Un crcuit logique 35 reçoit d'une part le signal périodique de fréquence double de celle des courants transitant dans les diodes D1 et D2 et d'autre part, les impul- sions B délivrées par les moyens de détection de pas- sage à zéro. Le circuit logique 35 délivre ainsi un signal périodique rectangulaire noté ST2 dont le rap- port cyclique est représentatif de l'intervalle de temps t2 ou retard du courant IRLC transitant dans la charge par rapport à l'instant de mise en conduction de l'une ou l'autre diode. Bien entendu, et de manière avantageuse non limitative, le signal St2 pourra être configuré de façon que sur une demi-période notée T/2, l'impulsion délivrée soit une mesure directe du retard T2 précité. La figure 3b représente les formes d'onde remarquables de signaux engendrés par le schéma synop- tique représenté en figure 3a, telles qu'engendrées conformément au mode de réalisation particulièrement avantageux non limitatif de la figure 3c. Selon la figure 3c précitée, les moyens 32 de mise en forme des signaux délivrés par les pre- miers et deuxièmes moyens détecteurs 30 et 31 compor- tent avantageusement un amplificateur opérationnel 320, dont l'entrée négative reçoit les signaux déli- vrés par les premiers et deuxièmes moyens de détection , 31, et dont l'entrée positive est connectée en réaction avec la sortie de cet amplificateur. Une bascule 321 de type monostable permet d'assurer la mise en forme des signaux sommés délivrés par l'ampli- ficateur sommateur 320. Conformément au même mode de réalisation de la figure 3c, le circuit logique 35 comprend avantageu- sement une première bascule monostable RS notée 350, recevant sur deux entrées des impulsions B délivrées par les moyens de détection 34 de passage à zéro du signal de détection, et une deuxième bascule monos- table de type JK notée 351, recevant d'une part, le signal A délivré par le circuit logique ou bascule 321 de type monostable et délivrant le signal pério- dique rectangulaire dont le rapport cyclique est représentatif de l'intervalle de temps t2. Le signal A est reçu par la deuxième bascule monostable JK 351 par l'intermédiaire d'un circuit monostable inverseur 352, de façon à délivrer à la bascule monostable JK un signal complémenté A. La deuxième bascule monos- table 351 reçoit d'autre part les sorties complémentées R, S délivrées par la première bascule monostable RS 350. La deuxième bascule JK 351 délivre deux signaux complémentés Q et Q lesquels permettent d'engendrer le signal périodique rectangulaire dont le rapport -13 cyclique est représentatif de l'intervalle de temps T2 par l'intermédiaire d'un premier monostable 353, permettant d'engendrer à partir des impulsions B des impulsions complémentées ô, d'une première porte 354, porte de type NON-ET,recevant sur une première entrée le signal Q et sur une deuxième entrée le signal B précité, d'une deuxième porte NON-ET 355 recevant sur une première entrée les impulsions B et sur une deu- xième entrée le signal Q, et d'une troisième porte NON-ET 356, recevant sur une première, respectivement deuxième entrée, le signal de sortie délivré par la première respectivement deuxième porte NON-ET 354, 355, et délivrant le signal périodique ST2 dont le rapport cyclique est représentatif de la durée T2' Sur la figure 3b on a représenté les impulsions A, B, Q et ST2 successivement. Ainsi, le signalpériodique ST2 dont le rap- port cyclique est représentatif de la durée T2 et avantageusement de la durée T2 directement mesurée, est de la forme ST2 = BQ + BQ.Le signal Sr2 est ainsi délivré aux moyens 4 de correction de la fré- quence de la tension délivrée par l'onduleur, en fonc- tion de la valeur de l'intervalle de temps T2 par rapport à une valeur de référence, lesquels seront décrits ultérieurement dans la description. Ainsi qu'ilest en outre représenté en figure 3c, les moyens 34 de détection de passage à zéro du signal de détection peuvent être réalisés à partir d'un amplificateur opérationnel 340, dont l'entrée négative reçoit le signal détecté par les troisièmes moyens dé- tecteurs 33 et dont l'entrée positive est reliée à la tension de référence par l'intermédiaire d'une résis- tance de polarisation R7, une réaction étant en ou- tre réalisée par une résistance R8 entre la sortie de l'amplificateur opérationnel 340 et l'entrée positive de cet amplificateur. Un monostable 341 permet égale- ment la mise en forme ds signaux délivrés par l'ampli- ficateur opérationnel 340, pour délivrer les signaux B tels que représentés en figure 3b. Sur l'ensemble des schémas de la figure 3c, on notera bien entendu la présence d'éléments résis- tifs notés R0, R1,.... R17, lesquels constituent des éléments de polarisation ou de câblage, dont les va- leurs sont normalement indiquées par le constructeur des éléments correspondants constitués par les ampli- ficateurs opérationnels 320, 340, les monostables 321, 341, les bascules de type RS 350 et de type JK 351 par exemple. Une description détaillée des valeurs * permettant le câblage de l'ensemble de ces éléments n'est donc pas nécessaire. Afin d'obtenir un bon fonctionnement du mode de réalisation du capteur 3 représenté en figure 3c, il est avantageux de réaliser des montages compacts, afin de diminuer le plus possible l'influence du bruit électromagnétique. En particulier, la liaison entre les premiers, deuxièmes et troisièmes moyens détec- teurs 30, 31, 33 et l'entrée des amplificateurs opé- rationnels 320 et 340, est avantageusement réalisée par l'intermédiaire de câbles coaxiaux, notés 300, 310, 330, les amplificateurs choisis 320 et 340 étant des amplificateurs normalement disponibles dans le commerce, mais présentant un faible temps de montée et une grande sensibilité. Afin d'obtenir un fonctionnement correct de l'ensemble tel que représenté en figure 3c, il est avantageux que la sortie Q de la bascule JK 351 bascule à chaque demi-période,même si aucune conduction de diodes n'est détectée, le signal A res- tant au niveau logique bas zéro. Dans ce but, on for- ce la sortie Q à la valeur 1, niveau logique haut, à la montée de B, et à un niveau logique bas zéro à la descente du signal B. Cette disposition permet en quelque sorte la remise à zéro de la bascule JK 351. Ainsi, la régulation en fréquence, la fré- quence de la tension d'alimentation étant asservie à une fréquence voisine et supérieure à la fréquence propre de la charge, consiste essentiellement à régu- ier un temps tel que le temps de conduction des diodes ou le temps de retard du passage à zéro du courant de charge IRLC par ranuort au début de conduction des dio- des, temps en tout état de cause inférieur à la microseconde. La mesure de ce temps étant effectuée ainsi que décrit précédemment avec une précision et une immunité au bruit suffisante pour permettre une régu- lation efficace, il faut encore que la fréquence de l'onduleur soit supérieure à la fréquence propre de la charge et notamment au démarrage. Lors du démar- rage de l'inducteur, cette fréquence propre de la charge est inconnue. Plutôt que d'effectuer une mesure de la fréquence propre fo de la charge, mesure qui reste d'ailleurs peu pratique à mettre en oeuvre dans les conditions de fonctionnement habituelles, le système de régulation objet de l'invention est en outre remarquable en ce qu'il comporte une boucle de commande de démarrage en auto-oscillation à une fréquence f supérieure à la fréquence de résonance fo de la charge. La charge étant un circuit résonnant de type R,L,C, ainsi que déjà décrit, l'onduleur peut être considéré comme constitué par un élément non linéaire qui applique alternativement une tension d'alimenta- tion d'amplitude E/2 ou - E/2 à la charge. Sur la figure 4a, on a représenté la varia- tion du courant IRLC, en réponse aux transitions suc- cessives de E/2à - E/2 de la tension d'alimentation délivrée par l'onduleur à un circuit de charge de fréquence propre fo, le temps T1 sur la figure 4a représentant le temps de conduction d'un interrupteur considéré. Le circuit correspondant est instable et il oscille à une fréquence supérieure à Po, cette fréquence dépendant du temps de conduction T1. Sur la figure 4b, on a représenté la même forme d'onde relative au courant IRLC, par rapport à la tension de commande UC de l'onduleur. On remar- quera que le temps de conduction T1 comprend le temps de retard T'1 entre le passage à zéro du courant IRLC et l'ordre de commutation UC et le temps de retard T"1 entre l'ordre de commutation UC et la commutation effective des transistors tl et t2, retard de la commande plus temps de stockage des transistors. Le temps T"1 dépend des caractéristiques du montage et des caractéristiques du transistor utilisé. Afin d'obtenir une mesure du temps de retard T'1 entre le passage à zéro du courant IRLC et l'ordre de commutation UC, la boucle de commande de démarrage en auto-oscillation comprend ainsi que représenté en figure 4c, des moyens notés 50 détecteurs du courant de charge IRLC et un circuit à résistance capacité noté R'C' permettant d'engendreren fonction du courant de charge IRLC, une tension UR'proportionnelle au cou- rant de charge IRLC et une tension UC'déphaséede par rapport à la tension UR' et par rapport au courant de charge IRLC. La borne commune de la résistance R' et de la capacité C' est connectée au potentiel de référence. Un comparateur 51 dont la borne positive est connectée à laborne de la résistance R' reliée aux moyens détecteurs et dont la borne négative est reliée à la capacité C' reliée aux moyens détecteurs est en outre prévu, et un circuit de commande 52 reçoit des signaux délivrés par le comparateur 51 et délivre un signal de commande de régulation. Ainsi qu'il apparaît en outre en figure 4c, la boucle de commande comprend également un oscillateur 53 commandé, recevant du circuit de commande 52 un signal de commande inhibition d'amorçage. L'oscillateur 53 est adapté à engendrer un signal sensiblement rec- tangulaire de fréquence f très supérieue à la fréquence de résonance fo de la charge en l'absence de signal de commande d'inhibition d'amorçage et un signal de fré- quence identique à celle du signal de commande d'inhi- bition, en présence de celui-ci. Compte tenu du mode de réalisation du cir- cuit R',C' permettant la détection du courant IRLC ainsi que précédemment décrit, le temps de retard T'1 vérifie la relation: T T T'1 = T Arctg. () 27 2ÂR'C' o T représente la période du signal de commande UC. Le signal délivré par l'oscillateur 53 à fréquence f, par exemple de l'ordre de 80 kHz, peut alors être amplifié si nécessaire par l'intermédiaire d'un ampli- ficateur 54 et utilisé pour commander en phase de démarrage l'onduleur tel que représenté en figure 4c. Sur la figure 4d, on a représenté un mode de réalisation avantageux du comparateur 51, représenté en figure 4c, en particulier la liaison entre les moyens détecteurs 50 et le comparateur 51 peut avan- tageusement être effectuée par l'intermédiaire d'un câble triaxial 501, permettant d'immuniser le signal délivré par les moyens détecteurs 50 de toute influ- ence électromagnétique parasite. Le comparateur 51 peut comprendre un amplificateur opérationnel 510 dont l'entrée négative reçoit par exemple la tension UR' délivrée aux bornes de la résistance R', par l'intermédiaire d'une résistance R17, et dont l'entrée positive reçoit la tension UC' délivrée par la capa- cité C' par l'intermédiaire d'une résistance R170. Les capacités notées C16 et C17 sont des capacités de câblage de l'amplificateur opérationnel 510 dont les valeurs sont données directement par le constructeur. Un circuit limiteur 511 constitué par une diode Zener et une diode notée respectivement D4 et D5 permet d'attaquer un étage de sortie 512 constitué par un monostable par l'intermédiaire d'une résistance R18. Le monostable 512 délivre le signal de sortie du compa- rateur, signal dénommé U avant T2. Le signal dénommé U avant T2 délivré par le comparateur 51 est alors reçu par le circuit de commande 52, lequel a pour fonction essentielle d'apporter un retard déterminé au signal U avant T2 pour engendrer un signal U après T2 commande, permettant la commande del'oscillateur 53. Un mode de réalisation avantageux de l'oscil- lateur 53 commandé par le signal U après T2 commande engendré par le circuit de commande 52, lequel sera décrit ultérieurement dans la description, sera main- tenant décrit en liaison avec la figure 4e. Sur la figure précitée, l'oscillateur commandé 53 peut compren- dre avantageusement un amplificateur opérationnel 530 dont l'entrée positive est connectée en réaction avec l'entrée négative, par l'intermédiaire de résistances notéesR20, R22, R21 et R19. L'entrée négative de l'amplificateur opérationnel 530 est en outre connectée à la tension de référence par l'intermédiaire d'une capacité notée C18. L'entrée de commande de l'oscil- lateur 53 reçoit un signal de commande d'inhibition d'amorçage, signal consitué par le signal U:après T2 commande,délivré par le circuit de commande 52 et est effectué sur la borne positive de l'amplificateur opérationnel par l'intermédiaire d'une capacité de liaison C19 et de la résistance R20. Ainsi, en l'absence du signal U après T2 commande constituant le signal de commande d'inhibition d'oscillation ou d'amorçage, l'oscillateur 53 oscille spontanément à la fréquence f, laquelle peut être prise égale à une valeur relativement élevée et en tout cas supé- rieure à 80 kHz. En présence du signal de commande d'inhibition d'amorçage, le signal U après T2 commande étant délivré par le circuit de commande 52, l'oscilla- teur 53 se cale au contraire sur la fréquence du si- gnal de commande inhibition d'amorçage, U après T2 commande,et délivre celui-ci à l'étage d'amplification 54. On notera en outre que l'oscillateur 53 comprend avantageusement au niveau de l'amplificateur opération- nel 530 un réglage de décalage réalisé par les résis- tances R25, R26 et par un potentiomètre noté P3,4. De m&me, l'étage d'amplification 54 peut comprendre avantageusement deux transistors 540, 541, complémentés jouant le rôle d'amplificateurs séparateurs et reliés à la sortie de l'amplificateur opérationnel 530 par une résistance 23, l'émetteur du transistor 540, 541 étant chargé par une résistance R24. Un interrupteur K1 permet de relier la sortie de l'amplificateur 54 à la commande de l'onduleur. Une description détaillée des moyens 4 de correction de la fréquence de la tension UC de commande sera donnée enliaison avec les figures 5a, 5b,5c, 5d. Selon les figures précitées, les moyens 4 de correction de la fréquence de la tension UC compor- tent en outre des moyens 40 de retard du signal de commande de régulation d'une durée proportionnelle à l'intégrale de la valeur de la durée t2,à chaque demi- période de signal de commande,par rapport à une valeur de durée de consigne T2C. Les signaux correspondants représentatifs d'une durée T2 et T2C sont notés ST2 et ST2C. Les moyens 40 de retard précités comportent ainsi que représenté en figure 5a, 'une horloge rapide notée CLK délivrant des impulsions base de temps de référence à une fréquence très élevée. De préférence, l'horloge rapide CLK délivre des impulsions base de tempsà une fréquence de 40 MHz. Les moyens 40 de retard comportent en outre des moyens numériques 400 du comptage du nombre d'im- pulsions base de temps de référence, entre les ins- tants correspondants à la valeur de la durée T2 du signal St2 de la demipériode considérée du signal de commande et la valeur de la durée de consigne T 2c de référence du signal ST2c. Les moyens numériques 400 permettent,par comptage,d'engendrer un signal numérique représentatif de l'erreur úT2 entre la durée ST2 et la valeur de durée de consigne ST2a. Les moyens de comptage numérique 400 peuvent avanta- geusement être constitués par un compteur huit bits par exemple. Celui-ci reçoit sur une entrée de réini- tialisation, un signal engendré à partir d'un signal de synchronisation noté Sy complémenté par l'intermé- diaire d'un monostable lent 404. Le comptage des impulsions d'horloge délivrées par l'horloge CLK est effectué par l'intermédiaire d'une porte logique de type ET 405, recevant sur une de ses entrées les im- pulsions délivrées par l'horloge CLK et sur l'autre entrée le signal ST2 représentatif de la durée T2. Le signal résultant délivré par la porte 405 est directement délivré sur le compteur ou moyen numérique de comptage 400, lequel comporte en outre une entrée d'initialisation et de réglage d'offset, l'entrée d'initialisation permettant bien entendu d'entrer la valeur de la durée de consigne T2c Les moyens numériques de comptage 400 délivrent directement un signal numérique ET2 représentatif de l'erreur entre la durée ST2 et la valeur de durée de consigne St2c. Les moyens de retard 40 du signal de commande de régulation comprennent en outre des moyens intégra- teurs numériques notés 401, représentés enfigure 5b, permettant à partir du signal numérique représentatif de l'erreur ET2 entre la durée ST2 et la valeur de durée de consigne ST2c d'engendrer un signal numérique représentatif de l'intégrale notée T 2 Le signal EET2 représentatif de l'intégraleprécitéeest déli- vré par les moyens intégrateurs numériques 401 à par- tir du signal ET2 numérique délivré par les moyens numériques de comptage 400. Bien entendu, une liaison par BUS appropriée est réalisée entre les moyens de comptage numériques 400 et les moyens intégrateurs numériques 401. En outre, des moyens décompteurs 402 permet- tent également, à partir du signal numérique repré- sentatif de l'intégrale EúT2 complémenté, notamment à partir de la valeur complémentéedu bit'de comptage le plus significatif noté QMSb,d'engendrer sur tran- sition négative de celui-ci un signal de commande de retard. Le signal de commande de retard est noté SCR sur la figure 5c. Un circuit de retard 403 constitué parune bascule de type D reçoit en entrée de retard le signal de commande de retard désigné U avant T2 ou signal de commande de régulation et en entrée de commande le signal de commande de retard désigné par SCR précé- demment. Le circuit de retard 403 délivre ainsi un signal de commande retardé désigné par U après T2, le signal de commande de régulation ayant ainsi été retardé de la valeur T2. On remarquera en particulier sur la figure 5c que les moyens décompteurs 402 per- mettent,à partir du signal numérique représentatif de l'intégrale ECt2 complémenté, par l'intermédiaire d'un inverseur 405 d'un signal de synchronisation noté Sy,amené sur une entrée de chargement des moyens décompteurs 402,et d'un signal à fréquence horloge CLK délivré en coïncidence avec le signal de synchronisation Sy par l'intermédiaire d'une porte 406,d'engendrer un bit de comptage le plus significatif QMSb. Un in- verseur 407 permet à partir du bit de comptage le plus significatif précédemment cité d'obtenir le si- gnal de commande SCR. On remarquera en outre que les moyens de comptage numériques 400 et les moyens décompteurs 402 reçoivent un signal noté CLR permettant l'inhibi- tion de la mise en fonctionnement du moyen 40 de retard du signal de commande et de régulation et en définitive, de la régulationelle-même. Les circuits de mise en oeuvre de ce signal CLR ne seront pas dé- crits, mais on signalera simplement, à titre d'exemple non limitatif, que le signal CLR peut occuper deux ni- veaux logiques complémentés correspondant à une pre- sence de régulation ou à une absence de régulation en fonction par exemple du niveau du courant IRLC, détecté par rapport à une valeur de référence arbitraire choi- sie. Ainsi, après redressement du courant IRLC par exemple, la tension redressée représentative du cou- rant IRLC redressé peut être comparée à une valeur de référence, le résultat de la comparaison permettant d'engendrer les deux niveaux logiques précédemment décrits. Selon un mode de réalisation avantageux du système intégrateur 401 représenté en figure 5b, les moyens intégrateurs numériques précités, peuvent com- prendre un additionneur numérique 4010 à deux entrées, une première entrée recevant le signal numérique cT2 représenta- tif de l'erreur entre la durée ST2 et la durée de con- signe S 2c' L'additionneur 4010 délivre un signal numérique de l'intégrale ZET2. En outre, les moyens intégrateurs numériques 401 comprennent un circuit mémoire tampon 4011 recevant en écriture le signal représentatif de l'intégrale EET 2 et délivrant en lecture ce même signal, la sortie lecture étant en outre connectée en réaction sur la deuxième entrée du circuit additionneur 4010. De préférence, l'addi- tionneur numérique 4010 peut être constitué par un additionneur 12 bits et le circuit mémoire tampon 4011 par des bascules D à front sur 12 bits. La figure 5d représente différents modes de réalisation du signal de synchronisation Sy représenté aux figures 5a, 5b, 5c, ainsi qu'un mode de réalisation particulier du circuit de commande 52 permettant d'en- gendrer le signal de commande d'inhibition de l'oscil- lateur 53, soit le signal U après T2. En ce qui concerne l'obtention des signaux de synchronisation Sy, ceux-ci peuvent, ainsi que représentés en figure 5d,être obtenus à partir d'un circuit de type OU exclusif 407 recevant sur deux entrées le signal dénommé U avant T2 et le signal U après T2 commande. Le signal.U après T2 commande peut être obtenu à partir du circuit 52 tel que repré- senté en figure 5d, lequel, à partir d'un monostable 520 recevant le signal CLR précédemment décrit,d'une porte NON-ET 521 recevant le signal U avant T2 déli- vré par le comparateur 53 et le signal délivré par le monostable 520, et d'une autre porte NON-ET 522 recevant le signal CLR et le signal U après T2 déli- vré par la sortie des moyens 40 de retard du signal de commande de régulation et en particulier par le circuit de retard 403 de la figure 5c, d'obtenir, à partir d'une troisième porte NON-ET 523 recevant les signaux délivrés par les portes NON-ET 521 et 522, le signal U après T2 commande constituant comman- de d'inhibition de l'oscillateur 53, afin de caler celui-ci à la fréquence du signal U après T2 comman- de, après la période d'amorçage. Une description détaillée du fonctionnement des moyens 40 de retard du signal de commande de ré- gulation d'une durée proportionnelle à l'intégrale de la valeur de la durée T2 du signal ST2,à chaque demi-période du signal de commande,par rapport à une valeur de durée de consigne ST2c sera maintenant donnée en liaison avec la figure 5e. Sur la figure 5e, on a représenté un chrono- gramme des différents signaux essentiels telsque notamment le courant de charge IRLC, le signal ST2 dont l'impulsion sur une demi-période de T/2 a une durée T2 et la tensiond'alimentation délivrée par l'onduleur d'amplitude + E/2 - E/2 appliquéeau commu- tateur et à la charge. Sur la figure 5e, on a repré- senté le temps de conduction de l'interrupteur cor- respondant, à partir de l'instant d'annulation du courant de charge IRLC, pendant l'impulsion positive + E/2 de la tension d'alimentation pour une valeur de déphasage t2 donnée de ce même courant IRLC par rapport à l'impulsion +E/2 de la tension d'alimenta- tion. Ce temps de conduction se décompose en deux parties T1 et T2, le temps T1 correspondant au temps T'1 et T"1 précédemment décrit, et le temps T2 étant apporté par la régulation et en particulier par les moyens 40 de retard du signal de commande de régula- tion d'une durée proportionnelle à l'intégrale de la valeur de la durée t2 du signal ST2 précité. Une étude mathématique du circuit de charge résonnarxtR,L,C, ce circuit étant considéré en première approximation comme fonctionnant en régime sinusol- dal, montre que les paramètres T1, T2, T2 représentés en figure 5e vérifient respectivement les relations T = T Arctg. L (2 T) t2.2r t (T RC 2 T T T1 = cte + -Arctg. 2TR'C' o cte désigne une constante T2 = T/2 - T1 - T2 Pour un temps T'1 de retard à la commande et de temps stockage donné pour un matériel utilisé déterminé, une étude expérimentale a montré que le paramètre T2 de retard à la conduction des interrup- teurs, et donc de la valeur du courant IRLC par rap- port à la tension d'alimentation + E/2 - E/2 délivrée par l'onduleur, vérifie une loi sensiblement linéaire du temps de conduction T2, ce temps de conduction supplémentaire étant introduit comme un retard par les moyens 40 de retard du signal de commande, pour obtenir la valeur de retard T2 considérée. Ainsi, les moyens 40 de retard du signal de commande de régulation ont pour effet de retarder le signal logique U avant T2 délivré par le compara- teur 51, d'une durée T2 proportionnelle sensiblement à l'intégrale de T2 par rapport à la valeur de consi- gne T2c à chaque demi-période de la tension d'alimen- tation + E/2, -E/2 par l'intermédiaire du signal de commande UC. Sur la figure 5e, on a également représenté le signal logique U avant T2, puis le signal logique U après T2, celui-ci étant obtenu-par décalage ou retard de valeur T2, par l'intermédiaire du circuit de retard 403 de la figure 5c. En fonctionnement, les moyens numériques 400 de comptage du nombre d'im- pulsions base de temps de référence effectuent tout d'abord le comptage de ces impulsions pendant la durée T2 et les moyens de comptage numériques 400 permettent d'obtenir une valeur numérique de ET2 erreur entre la valeur de T2 mesurée et la valeur de consigne T2c. A titre d'exemple non limitatif, les moyens numériques de comptage 400 peuvent être initialisés à la valeur de départ - T2c La phase de comptage est représentée par le repère 1 cerclé sur la figure 5e. Suite à cette phase de comptage, les moyens décompteurs 402 sont chargés à la valeur précédente de l'intégrale de ZET 2' cette intégrale ayant été stockée dans le registre ou mémoire tampon 4011. Cette étape de chargement du moyen décompteur 402 est notéepar le repère 2 cerclé sur la figure 5e. Le décomptage de la valeur de EcT 2 est alors effectué à partir des moyens des compteurs 402 initia- lisés à la valeur de l'intégrale ET2 complément-par l'intermédiaire de l'inverseur 405, le passage à zéro du bit le plus significatif QMSb étant détecté. Cette étape est représentée en 3 cerclé sur la figure 5e. La sommation de la dernière valeur de ET2 qui est dans les moyens numériques de comptage 400 avec la valeur précédente de ZesT 2 est alors effectuée par l'addi- tionneur numérique 4010, cette opération étant repérée par le repère 4 cerclé sur la figure 5e. Une réinitia- lisation des moyens de comptage 400 à la valeur - de consigne est alors effectuée, cette opération étant référencée par le repère 5 cerclé sur la figure 5e. Afin d'assurer une mesure précise de T2, soit un temps d'environ 500 nanosecondes, il faut au moins dix cycles d'analyse, soit une fréquence de MHz. Afin de permettre un réglage simple du gain, la fréquence des impulsions base de temps est égale avantageusement à 40 MHz, ainsi que cité précédem- ment. Une telle fréquence d'horloge implique l'utili- sation d'une technologie de type TTLS par exemple. Le décompte du retard T2 à partir de la valeur de l'intégrale de ET 2 est ainsi effectué par les moyens décompteurs 402, lesquels peuvent avantageusement être constitués par un compteur 12 bits, susceptible d'ef- fectuer un comptage à 40 MHz. Le fonctionnement du système générateur de la régulation précédemment décrite peut être résumé de la manière ci-après. La tension d'alimentation du pont délivrée par l'onduleur d'amplitude E est tout d'abord mise à zéro. L'interrupteur K1 de l'étage de sortie d'amplification 54 de la boucle de commande de démarrage en auto- oscillation est alors mis en position ferméeet la tension d'alimentation, l'ampli- tude de celle-ci, est alors augmentée. Dès ce moment là, le générateur est en auto-oscillation, et le temps de conduction des diodes n'est pas encore régu- lé. Cette séquence de démarrage précédemment décrite est nécessaire dans le cas o des thyristors duals sont utilisés, ceux-ci interdisant un démarrage sous tension. Lorsque le courant crête à la sortie du géné- rateur, courant IRLC, atteint une valeur suffisante, cette valeur étant comparée à une valeur de seuil, ainsi qu'il a été décrit,pour engendrer le signal CLR de commande de présence ou d'absence de régula- tion, cette dernière est mise en marche par le signal CLR précédemment cité. L'expérience montre que le système objet de l'invention présente bien les avantages prévus, le démarrage en deux temps permettant un démarrage sur toutes les charges,même d'impédance très élevée. Ceci est rendu possible, car le système de mise en auto-oscillation est très sensible, et il fonctionne avec des courants très faibles, c'est-àdire très inférieurs à un ampère. De plus, le démarrage à ten- sion nulle ou sensiblement nulle crée peu de con- traintessur les interrupteurs et rend les transitoires de démarrage dans les transformateurs d'adaptation pratiquement inexistants. On notera également que l'existence d'une légère dissymétrie entre les temps de conduction des diodes des diagonales du pont, dissymétrie provenant des différences de caractéristiques entre les diodes utiliséesn'est pas gênante. En effet, la régulation agit sur la moyenne des temps de conduction et cette dissymétrie n'intervient donc pratiquement pas. Selon une autre caractéristique avantageuse du système de régulation objet de l'invention, ainsi que représenté en figure 6, celui-ci comporte en ou- * tre une boucle de régulation de puissance en fonction du niveau de tension d'alimentation de l'onduleur. Sur la figure 6, on a représenté d'une part la boucle dite rapide de régulation en fréquence, telle que décrite précédemment,ainsi qu' une boucle dite lente, agissant au niveau des redresseurs alimentant l'ondu- leur. La boucle de régulation de puissance en fonc- tion du niveau de tension d'alimentaion de l'onduleur ne sera pas décrite car elle correspond à la mise en oeuvre de techniques et de principes connus de com- mande du niveau de tension redressée. Cependant, cette deuxième boucle de régulation de puissance permet la mise en oeuvre d'un système de régulation conforme à la présente invention d'une très grande souplesse d'utilisation, la transmission de la puissance ou énergie à la charge étant effectuée par asservissement de la fréquence des champs magnétiques induits à une valeur très proche mais toujours supérieure à la fré- quence propre de la charge, et par la régulation de la puissance par action sur la tensicnd'alimentation de l'onduleur et donc sur le pont redresseur commandé ou sur le hacheur. En outre, pour un même inducteur, différentes capacités sont susceptibles d'être uti- lisées afin d'obtenir différentes fréquences de fonc- tionnement. Enfin, la gestion d'un certain nombre de sécurités et de séquences d'arrêt et de mise en marche peut également être prévue. REVENDICATIONS 1. Système de régulation d'un générateur onduleur à commutateurs alimentant une charge par induc- tion, la charge présentant l'impédance d'un circuit résonant série (R,L,C) et étant montée en série avec la sortie dudit onduleur par l'intermédiaire d'au moins deux interrupteurs (1,2) constitués par des commutateurs comportant chacun un élément de commutation (T1,T2) et dont les bornes de commutation sont connectées en paral- lèle avec une diode (D1,D2) respectivement, caractérisé en ce que ledit système comprend une boucle d'asservis- sement en fréquence de la tension d'alimentation délivrée par 1'onduleur à une fréquence voisine de la fréquence propre de la char- ge, variable en fonction de l'état magnétique de la charge. 2. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite boucle d'asservisse- ment en fréquence consiste en une boucle de régulation du temps de conduction (tl) d'une diode (D1,D2) et/ou de l'intervalle de temps (T2) séparant l'instant de début de conduction de ladite diode et l'instant d'an- nulation, du courant de charge (IRLC). 3. Système selon la revendication 2, carac- térisé en ce que ladite boucle d'asservissement en fréquence comporte: - des moyens (3) capteurs de mesure de l'interval- le de temps(T2) séparant l'instant de début de conduc- tion de ladite diode et l'instant d'annulation du cou- rant de charge (IRLC), - des moyens (4) de correction de la fréquence de la tension (U) délivrée par l'onduleur en fonction de la valeur de l'intervalle de temps (T2) par rapport à une valeur de référence. 4. Système selon la revendication 3, carac- térisé en ce que lesdits moyens capteurs comprennent: - des premiers moyens (30) de détection du courant transitant dans la diode (D1), - des deuxièmes moyens (31) de détection du cou- rant transitant dans la diode (D2), - des moyens (32) de mise en forme des signaux délivrés par les premiers et deuxièmes moyens détec- teurs permettant d'engendrer un signal périodique (A) de fréquence double de celle des courants transitant dans les diodes (D1) et (D2), - des troisièmes moyens (33) de détection de l'in- tensité (IRLC) Transitant dans la charge et délivrant un signal représentatif de cette intensité, - des moyens (34) de détection de passage à zéro dudit signal de détection délivrant une impulsion (B)lors du passage à zéro du signal de détection, - un circuit logique (35) recevant d'une part le signal périodique de fréquence double de celle des courants transitant dans les diodes (D1) et (D2) et d'autre part les impulsions délivrées par les moyens de détection de passage à zéro et délivrant un signal périodique rectangulaire (ST2)dont le rapport cyclique est représentatif de l'intervalle de temps (T2). 5. Système selon la revendication 4, carac- térisé en ce que les moyens (32) de mise en forme des si- gnaux délivrés par les premiers et deuxièmes moyens détecteurs comportent: - un amplificateur opérationnel(320) dont l'entrée négative reçoit les signaux délivrés par les premiers et deuxièmes moyens de détection (30,31) et dont l'entrée po- sitive est connectée en réaction avec la sortie de cet amplificateur, une bascule (321) de type monostable assurant la mise en forme des signaux sommés délivrés par ledit amplificateur sommateur (320). 6. Système selon la revendication 4, carac- térisé en ce que ledit circuit logique (35) comprend: - une première bascule monostable (RS)(350) rece- vant sur deux entrées les impulsions (B) délivrées par les moyens de détection de passage à zéro du signal de détection, - une deuxième bascule monostable (JK)(351) rece- vant d'une part le signal (A) délivré par le circuit logique,délivrant le signal périodique rectangulaire dont le rapport cyclique est représentatif de l'in- tervalle de temps(T2)par l'intermédiaire d'un circuit monostable inverseur (352)de façon à délivrer ladite bascule monostable (JK) un signal complémenté (A), et, d'autre part, les sorties complémentées (R, S) délivrées par la première bascule monostable (RS), ladite deuxième bascule (JK) délivrant deux signaux compémentés (Q, Q), - un premier monostable (353) permettant d'engendrer à partir des impulsions (B) des impul- sions complémentées (B), - une première porte (NON-ET) (354) recevant sur une première entrée le signal (Q) et sur une deuxième entrée le signal (B) , - une deuxième porte NCN-ET (355) recevant sur une première entrée les impulsions (B) et sur une deu- xième entrée le signal (Q), - une troisième porte NON-ET (356) recevant sur une première, respectivement deuxième entrée le si- gnal de sortie délivré par la première respectivement deuxième porte NON-ET et délivrant ledit signal pério- dique(ST2) dont le rapport cyclique est représentatif de la durée (T2). 7. Système selon la revendication 6, carac- térisé en ce que le signal périodique(ST2)dont le rapport cyclique est représentatif de la durée (T2) est de la forme ST2 = BQ + BQ 8. Système selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce qu'il comporte en outre une boucle de commande de démarrage en auto-oscilla- tion à une fréquence (f) supérieure à la fréquence de résonance (fo) de la charge. 9. Système selon la revendication 8, carac- térisé en ce que ladite boucle de commande de démar- rage en auto-oscillation comprend: - des moyens (50) détecteur du courant de charge (IRLC), - un circuit à résistance capacité (R',c') permettant d'engendrer, en fonction du courant de charge (IRLC), une tension (UR') proportionnelle au courant de charge (IRLC) et une tension (UC), dépha- sée de 2 par rapport à ladite tension (UR) et par rapport au courant de charge (IRLC), la borne commu- ne à la résistance(R')et à la capacité(C')étant con- nectée au potentiel de référence, - un comparateur (51) constitué par un amplifica- teur opérationnel, dont la borne positive est connec- tée à la borne de la résistance (R')reliée aux moyens détecteurs et dont la borne négative est reliée à la capacité (C')reliée auxmoyens détecteurs, - un circuit de commande (52) recevant les signaux délivrés par le comparateur et délivrant un signal de commande de régulation. 10. Système selon la revendication 9, carac- térisé en ce que ladite boucle de commande comprend en outre: - un oscillateur(53) commandé, recevant du circuit de commande (52) un signal de com- mande inhibition d'amorçage, ledit oscillateur étant adapté à engendrer un signal sensiblement rectangu- laire de fréquence (f) très supérieure à la fréquence de résonance (fo) de la charge en l'absence de signal de commande d'inhibition d'amorçage et un signal de fréquence identique à celle du signal de commande d'inhibition en présence de celui-ci. 11. Système selon la revendication 10, carac- térisé en ce que ledit oscillateur commandé (53) comprend: - un amplificateur opérationnel (530) dont l'entrée positive est connectée en réaction avec l'entrée né- gative, laquelle est en outre connectée à la tension de référence par l'intermédiaire d'une capacité (C18),l'en- trée de commande recevant le signal de commande d'inhi- bition d'amorçage étant effectuée sur la borne positi- ve dudit amplificateur opérationnel par l'intermédiaire d'une capacité de liaison (C19). 12. Système selon l'une des revendications 2 à 11, caractérisé en ce que les moyens (4) de correc- tion de la fréquence de la tension(UC)comportent en outre: des noyens (40) de retard du signal de comande de régulation d'une durée proportionnelle à l'intégrale de la valeur de la durée(St2)à chaque demi-période du signal de com- mande par rapport à une valeur de durée de consigne (ST2c). 13. Système selon la revendication 12, carac- térisé en ce que lesdits moyens (40)comportent: - une horloge rapide (CLK) délivrant des impulsions base de temps de référence, - des moyens numériques (400) de comptage du nombre d'impulsions base de temps de référence entre les instants correspondant à la valeur de la durée (St2)de la demi-période considérée du signal de com- mande et la valeur d'une durée de consigne(ST2c)de référence, lesdits moyens numériques permettant par comptage d'engendrer un signal numérique représentatif de l'erreur ( cT2)entre la durée (St2)et la valeur de durée de consigne(ST 2c), - des moyens intégrateurs numériques (401) permet- tant à partir du signal numérique représentatif de l'erreur(E 2) entre la durée(ST2)et la valeur de durée de consigne(St2c)d'engendrer un signal numérique représentatif de l'intégrale(ZET2), - des moyens décompteurs(402)permettant à partir du signal numérique représentatif de l'intégrale (EZT2)complémenté notamment, à partir de la valeur complémentée du bit de comptage le plus significatif, sur transition négative de celui-ci, d'engendrer un signal de commande de retard, - un circuit de retard (403) recevant en entrée de retard ledit signal de commande de régulation et en entrée de commande, ledit signal de commande de retard, et délivrant le signal de commande retardé. 14. Système selon la revendication 13, carac- térisé en ce que lesdits moyens intégrateurs numéri- ques comprennent: - un additionneur numérique (4010) à deux entrées, une première entrée recevant le signal numérique (E la valeur de la durée de consigne(ST2c),ledit addi- tionneur délivrant un signal numérique représentatif de l'intégrale(Zst2), - un circuit mémoire tampon (4011) recevant en écri- ture le signal représentatif de l'intégrale(ZET2) et délivrant en lecture ce même signal, la sortie lecture étant en outre connectée en réaction sur la deuxième entrée du circuit additionneur. 15. Système de régulation selon l'une des revendications 1 à 14, caractérisé en ce qu'il compor- teenoutre une boucle de régulation de puissance en fonction du niveau de tension d'alimentation de l'onduleur.