FR 2602379 A1 19880205 FR 8710675 A 19870728 La presente invention concerne des circuits répeteurs de tensionr., en particuiier un circuit répéteur de tension à très basse distorsion harmonique pour des charges à composante chmique de valeur peu elevee, convenant particuiièrement bien a 5 'inccrporaton danr.s un circuit integré monclithiquement, reaisée par une technologie du type MOS (Xétal-OxydeSemiconducteur). - il est souvent necessaire, dans un circuit intégré, d'appliquer, a une charge a cczosante ohmique de valeur relat.vemen, basse (par exemple de quelques kJ., une tension engendres par un generateur de tension de signal dont i'impedance de scrtie est elevese, En outre, dans quelques applications, afin de piloter correctement la composante ohmique de la charge, il faut pouvoir delivrer a celle-ci un 15 courant qui peut avoir une amplitude crête-crete ("swing") élevée lorsqu'une tension de signal est appliquée a cette charge. Pour satisfaire a cette exigence, il est géneralement interposé, entre le générateur de tension de signal et la 20 charge, un circuit répéteur de tension qui reproduit ("répète") en sortie la tension de signal d'entrée et présente une impédance d'entrée élevée et une basse impédance de sortie, réalisant ainsi le désaccouplement requis d'impédance entre le génerateur de tension et la charge. Des circuits repeteurs de tension sont utilises par exemple a i'interieur de montage complexes dans des circuits intégrés mono ithiquement. Les qualités essentielles requises pour un circuit repeteur de tension de ce type sont: *2 2602379 - un gain de tension pratiquement égal à l'unité; - une basse impédance de sortie: - la capacité de délivrer tout le courant, tant continu que de signal, nécessaire pour piloter correctement la composante ohmique de la charge; - une reduction maximale de la distorsion harmonique introduite dans le signal de sortie, même en présence de signaux de sortie ayant une forte amplitude crête-crête de courant. D'autres qualités requises très importantes, surtout pour 10 certaines applications, sont les suivantes: - une falble occupation de surface d'integration; - la facilite d'insertion a l'intérieur de montages plus complexes; - une dissipation- limitee de puissance avec une vitesse de 15 réponse appropriee. Un circuit répeteur de tension connu est celui qui est désigné par le nom de "buffer" (tampon) non inverseur à gain unitaire, comprenant un amplificateur opérationnel dont la borne de sortie et la borne d'entrée inverseuse sont reliées 20 entre elles en court-circuit. La borne d'entrée non inverseuse et la borne de sortie de cet amplificateur constituent respectivement la borne d'entrée et la borne de sortie du circuit répéteur. Si le gain de tension en circuit ouvert de l'amplificateur opérationnel est suffisamment élevé, le circuit 25 repéteur peut avoir un gain de tension très proche de l'unité. Mais pour piloter des charges à composante ohmique de valeur peu élevée, il faut utiliser un amplificateur opérationnel assez compliqué, comprenant en général deux étages de gain de tension en cascade, avec un condensateur de compensation, et un 30 étage final "de puissance" specialement conçu 3 2602379 prête mal à l'insertion à l'intérieur de montages plus complexes intégrés monolithiquement. Un autre circuit répéteur de tension connu est le circuit dit source suiveur, comprenant comme élément actif un 5 transistor à effet de champ de type MOS qui travaille en zone de saturation. L'électrode de grille et l'électrode de source du transistor constituent respectivement la borne d'entrée et la borne de sortie du circuit répéteur lui-même. Si la transconductance gm du transistor est suffisamment élevée, en 10 particulier si elle a une valeur très supérieure à l'inverse de la valeur de la composante ohmique de la charge, ce circuit a un gain de tension très proche de l'unité. Mais l'impédance de sortie du circuit, qui, pour des fréquences de signal inférieures à la fréquence decouputre du circuit, est égale en 15 première approximation à l'inverse de la transconductance g. du transistor, ne peut pas être suffisamment basse pour garantir un gain de tension sensiblement unitaire du circuit répeteur lorsque la valeur de la composante ohmique de la charge est de l'ordre de quelques kQ ou plus basse. En outre, en présence 20 d'une forte amplitude crête-crête de la tension en entree et, par suite, de la tension de sortie, on constate une variation appréciable du courant qui traverse le transistor et la charge, surtout si la valeur de la composante ohmique de la charge est basse. Du fait que la valeur de la transconductance d'un transistor à effet de champ de type MOS qui travaille en zone de saturation est, comme on le sait, proportionnelle à la racine carrée du courant qui traverse ce transistor, il en résulte que ce circuit répéteur présente un gain de tension qui varie avec la variation de la tension fournie en sortie, ce qui 30 conduit naturellement à l'ntroduction de distorsion harmonique dans le signal de sortie. Pour obtenir un circuit répéteur de tension ayant une impédance de sortie dont la valeur est plus basse que celle qui peut être obtenue avec le circuit source suiveur normal qui 35 vient d'être décrit, et avoir en conséquence un circuit dont le gain de tension est encore plus voisin de l'unité, on peut utiliser un montage connu plus complexe, représenté sur la fig. 1. 4 2602379 Le circuit comprend un premier transistor M1 a canal N et un second transistor M2 à canal P, tous deux à effet de champ de type MOS. L'électrode de grille du transistor M1 constitue une borne d'entrée IN du circuit répeteur de tension. L'electrode de drain du transistor Mi et l'électrode de grille du transistor M2 sont interconnectées en un premier noeud de circuit D1, qui est relié au pôle positif VDo d'un générateur de tension d'alimentation par l'intermediaire d'un premier générateur de courant constant Im. L'électrode de source du transistor M1 et l'électrode de drain du transistor M2 sont interconnectées en un second noeud de circuit, qui est relie au pôle négatif Vs du générateur de tension d'alimentation par i'intermed:aire d'un second genérateur de courant constant a2. Ce noeud de circuit 15 constitue une borne de sortie DU. du circuit repéteur de tension. L'électrode de source du transistor N2 est reliée au pôle positif VoDD. L'éleztrode de substrat du transistor Xi est connectée en 20 courtcircuit a l'électrode de source du mème transistor. Entre la borne de sortie OUT et le pôle negatif Vss est inséree une charge Ru de type purement resistive a des fins d'illustration. Les deux genérateurs de courant constant de polarisation 25 iS1 et Irm sont réalisés suivant des techniques connues de l'homme de l'art -: les valeurs des courants qu'ils délivrent sont en corrélation mutuelle et elles sont propres à polariser de manière appropriée les deux transistors M1 et M2, qui fonctionnent en zone de saturation. Sur la fig. I est encore représenté un condensateur Cc, monté entre le noeud de circult D1 et le pôle négatif Vss, qui peut être éventuellement nécessaire pour une compensation en fréquence. La valeur de ce condensateur est tres petite, de l'ordre de tres peu de pF. Dans l'analyse du fonctionnement du 35 circuit, qui sera effectuée pour des fréquences de signal inférieures à la fréquence de coupure du circuit, les effets de ce condensateur seront négligés. 2602379 Lorsqu'une tension a répeter V- est appliquée entre la borne d'entrée IN et le pôle négatif Vas. une tension de sortie V.ot est fournie par le circuit repeteur de tension entre la borne de sortie OUT et le pôle negatif Vs. Les deux transistors M! et M2 et la résistance de charge RL sont parcourus par des courants qui, sur la fig. 1, sont indiques respectivement par I1, Ir et Ion. Sur la fig. 2a est represente le circuit équivalent du circuit de la fig. 1 pour faible signal. Un tel circuit est 10 obtenu en remplaçant chacun des composants du montage de la fig. 1 var son circuit ecuivalen,. Chacun des deux transistors a effet de chamQ de type MCS est remplace par un circuit constitue Par ie montage en parallèle de la résistance de sortie du transistor et d'un generateur de courant commandé en 15 tension qui delivre, en direction drain-source dans le sens entrant dans l'electrode de source, un courant de valeur égale au produit entre la transconductance du transistor et la tension de signal presente entre l'électrode de gri-le et l'électrode de source du méme transistor. Chacun des deux 20 générateurs de courant constant de polarisation, consideres comme reels, est remplace par sa propre résistance équivalente de sortie. Sur la fig. 2a, il est par contre tenu compte du fait que, du point de vue du signal, les deux pôles du générateur de tension d'alimentation doivent étre considères 25 comme étant en court-circuit. Comme indique precédemment, dans ce circuit équivalent, le condensateur de compensation Cc a été néglige. Entre la borne de sortie OUT et le pâle négatif VEs est insérée la résistance de charge RL. Sur la fig. 2a, vg_,, g. et r._l indiquent respectivement 30 la tension de signal entre Électrode de grille et électrode de source, la transconductance et la résistance de sortie du transistor M1, v,., gm. et rd_2 indiquent respectivement la tension de signal entre électrode de grille et électrode de source, la transconductance et la résistance de sortie du transistor}2 et rk, et rka indicuent res-Dectivement la résistance de sortie du génerateur de courant constant de polarisation Ir1 et celle du générateur I2; vi et Vou indiquent respectivement la tension de signal d'entrée et celle 6 2602379 de sortie;.iod indique le courant de signal de sortie qui traverse la résistance de charge RL: on a évidemment ioe = Vo^t^/RL. Par application du theorème de Thévenin, le circuit 5 équivalent de la fig. 2a est transformé en le circuit représenté sur la fig. 2b, dans lequel le circuit équivalent du circuit répéteur de tension est remplacé par un génerateur de tension de signal réel v_, ayant une résistance de sortie rout. Etant donné que géneralement la valeur de - la 10 transconductance g., est très supérieure a l'inverse de la valeur des résistances rà-i, rasa et rkm, on obtient pour faciliter les calculs vs = vi. Le calcul de la résistance de sortie du circuit, rot, peut être effectué, en référence a la fig. 2a, en appliquant une 15 tension vx entre la borne de sortie OUT et le pôle négatif Vis et en calculant le courant ix qui entre dans le circuit répéteur de tension à travers la borne de sortie, en supposant que la borne d'entrée IN est reliée à un potentiel fixe (vi = O). On a alors par définition: r s v/i, (1) On a evidemment Vs.l = -Vx, étant donné que l'électrode de grille du transistor Ml est supposée reliée à un potentiel fixe. Il faut maintenant calculer la tension de signal v._2. Si 25 l'on appelle ikl le courant de signal qui traverse la résistance rkl, on a: V92 - Vx Vs2 - Vx ik1= rd1 + gm.v = -i gmivx (2) re1 3'_= -ikiricl = v _ - V.) + gmlvrk, (3) r=irk rr=. V9Z ( +) = vi - + gmîvx.rkl (4) =- VX X t ça"l) )5 re1 * re. 1 ou rd* rd.rk1/(rdi + rki) est la reésistance equivalente au montage paralle'e entre r.i et rkl. Dans l'hypothèse o 7 2602379 gml) /rrd_, on a: vg_2 = Vxgmirdl* (t) Ainsi, en négligeant les courants qui traversent rd., et ra.2 par rapport aux courants gmiv., et g.m2Vg.2 et en négligeant en outre le courant qui traverse la résistance rkz, on trouve: ix = -gS.,vg, + g2Vg = g.vx ggrd*v g.(l + g.m2rd*)vx (7) d'o il résulte enfin: g, (1 - i 2rd1 *) Par rapport au simple circuit source suiveur dont il a eté question precedenment, le circuit de la fig. i a donc une résistance de sortie plus basse d'un facteur (* t g.rd*> qui, avec un dimensionnement normal du circuit (gm2 ") l/rd*), est & peu pres egal a g.rdi*. Le gain de tension du circuit, qui est 15 sensiblement égal a Ru/(RL + ro, est par conséquent très proche de l'unité, même en présence de résistances de charge de valeur assez basse. Cependant, la valeur de la distorsion harmonique introduite dans le signal de scrtie, bien que reduite par rapport au cas 20 du simple circuit source suiveur, n'est pas encore optimale. La valeur du courant il qui traverse le transistor M1 est égale à celle du courant délivré par le générateur de courant constant i,, ce qui fait que la valeur de la transconductance g.1 reste constante et ne dépend pas de la valeur de la tension fournie 25 en sortie VO^. La valeur de ra,* ne dépend pas non plus de la valeur de la tension fournie en sortie, étant donné que ni ri,, ni r.1 n'en dépendent. Cependant, en présence de larges amplitudes crête- crête de tension du signal de sortie, la valeur du courant iot qui traverse la résistance de charge RL 30 varie fortement en fonction de cette tension. Etant donné que tout le courant de signal Io.* qui traverse la résistance de sortie passe à travers le transistor X2 *8 2602379 gm2 et, par suite, la valeur de rou varient en fonction de cette dernière. Le gain de tension du montage de la fig. 1 varie donc avec la variation de la valeur de la tension fournie en sortie et il y a par conséquent introduction de distorsion harmonique dans le signal de sortie. Pour réduire la distorsion harmonique introduite dans le signal de sortie, on pourrait polariser le circuit de telle manière que la valeur de repos du courant Ir soit beaucoup plus elevée que le courant maximal du signal de sortie io afin de rendre négligeable la variation que subit la transconductance m avec la variation de la tension fournie en sortie par le circuit. Mais en présence de charges à composante ohmique de valeur assez basse, cela conduirait à une dissipation de puissance excessive de la part du circuit et ne serait donc pas 15 une solution optimale. Le but de la présente invention est de réaliser un circuit répéteur de tension, capable de piloter une charge à composante ohmiaue de valeur peu élevee, qui, a égalité de coût et de performances par rapport aux circuits répéteurs connus, 20 introduise dans le signal de sortie une distorsion harmonique plus basse. Ce but est atteint d'après l'invention avec un circuit repéteur de tension comprenant un premier transistor d'un premier type de conductibilité, un deuxième transistor d'un 25 second type de conductibilité opposé au premier et un troisième transistor ayant une conductibilité du premier type, l'électrode de grille du premier transistor constituant ladite borne d'entrée du circuit repéteur, l'électrode de source du premier transistor et les électrodes de drain du deuxième et du 30 troisième transistors étant interconnectées en un noeud de circuit qui constitue ladite borne de sortie du circuit répéteur, l'électrode de drain du premier transistor étant reliée à une première borne d'un générateur de tension d'alimentation par l'intermédiaire d'un générateur de courant 35 constant et étant en outre accouplée à l'électrode de grille du deuxième transistor, par l'intermediaire d'un premier montage propre à établir, entre ces deux électrodes, une différence de potentiel constante, et à l'électrode de grille du troisieme 9 2602379 transistor par l'intermédiaire d'un second montage propre à établir, entre ces deux électrodes, une différence de potentiel constante, l'électrode de source du deuxième transistor étant reliée a la première borne du genérateur de tension 5 d'alimentation, l'électrode de source du troisième transistor étant reliée à une seconde borne du générateur de tension d'alimentation. L'invention pourra être mieux comprise à l'aide de la description détaillée qui suit, donnée à seul titre d'exemple 10 et, par suite, non limitative, en référence aux dessins annexes. La fig. 1 est un schéma du circuit répeteur de tension connu, comprenant deux transistors à effet de champ de type MOS, précédemment décrit. La fig. 2a est un schema d'un circuit equivalent du circuit repéteur de tension connu representé sur la fig. 1, pour faible signal. La fig. 2b est un schéma d'un circuit eécuivalent simplifie, dérive de ceiui de la fig. 2a. La fi;. 3 est un schéma, en partie 'ar blocs, d'un circuit répéteur de tension avec compensatlcon de la distorsion harmonique, pour charges a composante ohmique de valeur peu élevée, selon l'invention. La fig. 4a est un schéma d'un circuit équivalent du circuit 25 repéteur de tension selon l'invention representé sur la fig. 3, pour faible signal. La fig. 4b est un schéma équivalent simplifie, dérive de celui de la fig. 4a. t La fig. 5 est un schéma par blocs d'un circuit répéteur de 30 tension avec compensation de la distorsion harmonique pour charges à composante ohmique de valeur peu élevée, selon une autre forme préférée de réalisation de l'invention, comprenant le circuit de la fig. 3. Un circuit répéteur de tension selon l'invention, 35 représenté sur la fig. 3, comprend un premier Ml, un deuxième M2 et un troisième M3 transistors a effet de champ de type MOS, respectivement à canal N, a canal P et à canal N. 2602379 L'électrode de grille du transistor M1 constitue une borne d'entrée IN du circuit répéteur de tension. L'électrode de source du transistor MI et les électrodes de drain des transistors)2 et M3 sont interconnectées en un noeud 5 de circuit qui constitue une borne de sortie OUT du circuit répéteur de tension. L'électrode de drain du transistor M1 est reliée au pôle positif Vo0 d'un générateur de tension d'alimentation par l'intermédiaire d'un generateur de courant constant IB réalisé 10 de façon connue de l'homme de l'art, et elle est par ailleurs reliée a i'eélectrode de grille du transistor M2 par l'intermédiaire d'un premier montage, représente sur la fig. 3 par un bloc désigne par le symbole LSI, propre a engendrer entre ces deux électrodes une différence de potentiel 15 constante, dont la valeur est telle qu'elle permet un mode de fonctionnement correct du transistor M2, même en présence d'une tension de signal d'entrée avant une forte amplitude crêtecrête. Ce montage peut être constitué par exemple par un circuit dit translateur de niveau ("level shifter"}, réalise de 20 façon connue de l'homme de l'art. L'électrode de substrat du transistor Xl est connectée en court-circuit a l'électrode de source du même transistor. Les électrodes de source du transistor M2 et du transistor M3 sont reliées respectivement au pôle positif V00 et au pôle 25 négatif Vss du générateur de tension d'alimentation. L'électrode de drain du transistor MI est en outre reliée à l'électrode de grille du transistor M3 par l'intermédiaire d'un second montage, réalisé de façon connue en soi et représenté sur la fig. 3 par un bloc désigné par le symbole LS2, propre à 30 engendrer entre ces deux électrodes une différence de potentiel constante, dont la valeur permet une polarisation correcte du transistor M3. Le circuit de la fig. 3 comprend encore un condensateur Cc, monté entre l'électrode de drain du transistor M1 et le pôle 35 négatif Vs-s, qui peu être nécessaire a des fins de compensation en frequence. La valeur de ce condensateur est très petite, de l'ordre de tres peu de pF. Comme dans le cas du circuit de la fig. i, les effets de ce condensateur seront négliges dans l'analyse du fonctionnement du circuit qui sera effectuée en considérant des fréquences de signal inférieures à la fréquence de coupure du circuit. Les trois transistors Mi, M2 et MX3 du circuit fonctionnent tous en zone de saturation. Entre la borne de sortie OUT du circuit répéteur de tension et le pôle negatif V^ est insérée une charge R., par exemple de type purement ohmique. Lorsqu'une tension à répéter V- est appliquée entre la borne d'entrée IN et le pâle négatif V!2.- il est alors fourni par le circuit repeteur, entre la borne de sortie OUT et le pâle négatif Vse. une tension de sortie Vot. Les trois transistors Ml, M2 et MX3 et la résistance de charge R. sont parcourus par des courants qui sont indiqués 15 respectivement par 1i,, I, 13 et 1iot sur la fig. 3. Sur la fig. 4a est représenté un circuit équivalent du circuit de la fià. 3 pour faible signal. Comme dans le cas du circuit écuivalent de la fig. 2a, on obtient ce circuit en remplaçant chacun des composants du montase de la fig. 3 par 20 son circuit e'uivaient. Le condensateur de compensation Cc a eété néglige. Dans la conception du cfrcuit equivaient, il est tenu compte du fait que, du point de vue du signal, les deux pâles du genérateur de tension d'alimentation peuvent être considérés comme étant en court-circuit et que, de même, chacun 25 des deux montages LSI et LS2 est considéré comme étant en court-circuit. Entre la borne de sortie OUT et le pôle négatif Ve est evidemment insérée la résistance de charge R., qui est parcourue par un courant de signal indiqué par ion sur la fig. 4a. Sur la fig. 4a, v9.i, g.i et r.i indiquent respectivement la tension de signal présente entre électrode de grille et électrode de source, la transconductance et la résistance de sortie du transistor Mi, pour i = 1. 2, 3, et rk indique la résistance de sortie du générateur de courant constant de 35 polarisation IB, considéré comme réel; vi.- et vou indiquent respectivement la tension de signal d'entrée et la tension de signal de sortie. 12 2602379 De maniere analogue à ce qu'on a vu à propos du circuit equivalent de la fig. 2a, ii est possible, en appliquant le théorème de Thevenin, de transformer le circuit equivalent de la fig. 4a lui aussi en un circuit plus simple, représenté sur la fig. 4b, dans lequel le circuit équivalent du circuit repéteur de tension est remplacé par un générateur réel de tension de signal de valeur v. ayant une résistance de sortie ro.*. Etant donne qu'avec un dimensionnement normal du circuit, la valeur de la transconductance gE, est très supérieure a l'inverse de la valeur des résistances rdi, r._ et rd3, on obtient pour faciliter les calculs v_ = vi. On peut d'habitude calculer la valeur de rout en appliquant une tension vx entre la borne de sortie OUT et le pôle negatif Vms, en caicu-,ant le courant i- qui entre dans le circuit équivalent du circuit repéteur de tension par la borne de sortie OUI, se l'on suppose que la borne d'entree IN 'est raccordée a un potentiel fixe (vi, = O), et en réalisant ainsi le rapport indiaue dans la relation (i). En procedanz comme dans le cas de l'analyse du circuit de 2 la fis. 2a, en tenant compte en outre du fait que V.li = -vx et vm- = v.3 et en neégligeant les courants qui parcourent les résistances r., r,.2 et rd.3 par rapport aux courants gmlvçal, gmev.=a et gm3Vg-3, on trouve ix g vg_ + g+vg-' = gmi. (g, + g,...._) = gmivx + (g.m + gm3)g.mlrd+*v = gml[l+(gm3+ g.3)rd*vx (9) o r* a r_= r/(r. + rk) est la résistance équivalente des résistances rj.i et rk montées en parallele entre elles. On obtient donc: ro0: gm-[l + (g.2 g.3)r.*] circuit répéteur connu de la fig.!. 13 2602379 Cependant, l'avantage fondamental de ce circuit ne réside pas tant dans cette réduction de la valeur de la résistance en sortie qui, avec un dimensionnement normal du circuit (g.m et g.a du même ordre de grandeur), est à peu près egale à la moitié de la valeur de la résistance de sortie du circuit connu de la fig. 1, que dans la diminution de la distorsion harmonique introduite par le circuit lui-même dans le signal de sortie. En présence par exemple d'une variation positive de la 10 tension d'entrée Vi et, par suite, de la tension de sortie VOut, il se produit une variation negative de la tension entre l'électrode de drain du transistor M1 et le p8le négatif Vss, une augmentation du courant I2 qui traverse le transistor M2 et une diminution du courant 13 oui traverse le transistor M3, En s15 conséquence, les valeurs des transconductances g.m et gm3 subissent une variation opposée: tandis que la valeur de gm, augmente, celle de gas diminue. Le contraire se produit évidemment en presence d'une variation négative de la tension d'entrée V. En dimensionnant convenablement le circuit, on réussit à obtenir une bonne compensation entre les variations des valeurs des deux transconductances gm2 et g.r, ce qui conduit pratiquement a l'annulation de la variation de la résistance de sortie rot du montage dans son ensemble et, par suite aussi, de la distorsion harmonique introduite par le circuit dans le signal de sortie. Il v a lieu en effet de considérer que, comme dans le cas du montage de la fig, 1, la valeur du courant I, qui parcourt le transistor M1 et, par suite aussi, celle de la transconductance g. 1, ainsi que la valeur de la résistance rd* équivalente aux résistances r., et 30 rk montées en parallèle erntre elles, ne dépendent pratiquement pas de la valeur de la tension fournie en sortie VT... On considèrera maintenant de plus prés cet effet de compensation entre les variations des deux transconductances gAu et gré. La relation qui exprime la transconductance go d'un 35 transistor peut, comme on le sait, s' écrire sous la forme suivante: W g = 2k' - 1 (Vm. - V*-,-,) 1 L (11) 14 2602379 k' etant le facteur de conduction du transistor, W et L etant respectivement sa largeur et sa longueur (distance entre source et drain), V9. etant la tension entre son électrode de grille et son électrode de source et Vt-, étant sa tension de seuil. Dans la relation (11), il est tenu compte du fait que, conformément aux conventions utilisées dans les circuits équivalents de la fig. 2a et de la fig. 4a, la transconductance d'un transistor a effet de champ de type MOS prend toujours une valeur positive, tant dans le cas d'un transistor à canal N que 10 dans celui d'un transistor a canal P. On a alors: g2 = 2k'2(L) (-V,, + VDD + Vt4) g.s = 2k'3 () (V, - VSS - V-) le chiffre '2 ou 3J placé en indice du symbole d'une grandeur 15 indiquant à quel transistor (Fi ou X3) la grandeur se rapporte. V+hp et Vt-,, sont respectivement la tension de seuil du transistor YM et la tension de seuil du transistor M3. V92 et - V, indicuent respectivement le potentiel de l'électrode de grille du transistor Y2 et celui de l'électrode de grille du 20 transistor M3 par rapport à un potentiel fixe (par exemple celui du p6le negatif Vss). Une variation de la tension d'entrée Vi, détermine des variations des deux transconductances ézales à: 86g.2 = 2k'2 () (-V2) L2 6,g = 2k'3, () (,) SVY2 et 6V g indiquant respectivement la variation du potentiel V92 etcelui du potentiel Vm3 consécutives à la variation de la tension d'entrée Vi. et en supposant que les valeurs des 30 tensions de seuil V> t^h et Vth restent pratiquement inchangées lorsque varient 'es tensions Vi et Von. Etant donné que du point de vue du signal, chacun des deux blocs de circuit LS! et LS2 est considéré comme un courtcircuit, il en résulte que SV2 = 6V3s. La variation de la 35 somme des deux transconductances est alors égale a: -15 2602379 (g.2 + g.s3) - 6gm2 + 6g7m = 2 k'3 () L ( En dimensionnant le circuit de la fig. 3, en particulier les deux transistors Y2 et M3, de telle manière que l'on ait: k't(L) = k(WL) (13) on obtient une compensation exacte entre les variations de la valeur des deux transconductances go2 et g.y, ce qui fait que la valeur de la resistance de sortie du circuit répeteur de tension rot, donnée -par la relation (10), reste constante lorsque varie a valeur de la tension fournie en sortie Vot. 10 En conséquence, dans le signal de sortie du circuit, il n'est oas introduit de distorsion harmonique. Le dimensionnement du circuit de telle manière que la relation (13) soit satisfaite est simple et il oeut être effectue par des techniques connues de l'homme de l'art. Il convient de souligner le fait que, dans un circuit selon l'invention, la compensation entre les variations de la valeur des transconductances des deux transistors M2 et M3 est optimale, même en présence de fortes amplitudes crête-crête de la tension d'entree et de la tension de sortie. Des effets s'écartant de l'idéal peuvent être dus par exemple a la variation de la tension de seuil des transistors M2 et/ou M3 lorsque varient les conditions de fonctionnement ou lorsque les transistors M2 et M3 ne sont pas parfaitement appariés du point de vue de la transconductance. Toutefois, de 25 tels effets sont de second ordre, ce qui fait que dans la pratique, la distorsion harmonique introduite par le circuit répeteur de tension réalise selon l'invention est minime. Le circuit de la fig. 3 satisfait aussi très bien aux qualités requises 5, 6 et 7 indiquées précédemment, en ce sens 30 qu'il exige une surface d'intégration limitée pour sa réalisation, qu'i peut être facilement inséré à l'intérieur de montages complexes et qu'il ne nécessite pas de courant total d'alimentation éleve. 16 2602379 Dans le cas o la charge a également une composante capacitive, l'analyse jusqu'ici effectuee conserve toute sa validité, naturellement pour. des fréquences de signal inférieures à la fréquence de coupure du circuit. La tension entre le pôle positif VDo et l'électrode de grille du transistor M2, VoD - V92, est égale à: VDo - V9 = lV hl + VIVO2 n'est pas nécessaire (par exemple lorsque la tension d'alimentation est suffisamment élevée), le bloc de circuit LS1 peut être réalisé simplement avec un raccordement en courtcircuit et, en conséquence, le circuit répéteur est encore plus 35 facile à réaliser. Comme dans le circuit source suiveur et dans le circuit connu de la fig. 1, il existe aussi, dans le circuit de la fig. 3, une différence entre la tension continue appliquee en entrée et la tension continue résultante en sortie. Cette différence, définie comme tension de decalage ("offset") entre entrée et sortie, est égale à la tension de seuil du transistor M1, plus 5 la tension de surcharge entre entrée et sortie représente un inconvénient. Or il est représenté, sur la fig. 5, le schéma par blocs 10 d'une autre structure de circuit selon l'invention, qui peut etre utilisée dans ces cas comme circuit répéteur ne présentant pas un tel inconvénient. Cette structure de circuit, comportant une borne d'entree iN' et une borne de sortie OUT', est deveioppee -a partir d'un circu:t répeteur de tension réalise 15 suivant le schema de la fig. 3. Un tel circuit repeteur de tension, qui présente, entre l'entrée et la sortie, une tension de décalage une borne d'entree IN et une borne de sortie OUT. La bo--rne de sortie OUT du bloc de circuit REF constitue également la borne de sortie CUT' de la structure de circuit d'ensemble. En revanche, la borne d'entree IN' de la structure de circuit d'ensemble est accouvlee à la borne d'entrée IN du bloc de circuit REP au moyen d'un circuit translateur de 25 niveau, réalise de façon connue, qui est représente sur la fig. par un bloc désigné par le symbole LS. Ce circuit engendre, entre la borne d'entrée IN' de la structure et la borne d'entrée IN du bloc de circuit REP, une différence de potentiel constante, égale en valeur absolue, mais de signe opposé, à la 30 tension de décalage ("offset") présente entre l'entrée et la sortie du bloc de circuit REF. Du point de vue du signal, le bloc LS est évidemment équivalent à un court-circuit, ce qui fait que pour le signal, la structure de circuit de la fig. 5 se comDcrte exactement 35 comme le circuit de la fig. 3. La tension de décalage entre ia borne d'entrée iN' et la borne de sortie OUT' est égale à la somme de la différence de potentiel présente entre les bornes IN' et IN et la tension de décalage présente entre les bornes 18 2602379 IN et OUT, et elle est pratiquement nulle. Ainsi, la structure de circuit de la fig. 5 se comporte, comme on le désire, comme un circuit reépeteur de tension à basse distorsion harmonique et à décalage nul entre l'entrée et la sortie, capable dé piloter une charge à composante ohmique de valeur peu elevee. Du fait qu'il n'a été représenté et décrit qu'un seul exemple de réalisation de l'invention, il est evident que de nombreuses variantes sont possibles, sans que l'on s'écarte pour autant du cadre de l'invention. Par exemple, dans un autre circuit selon l'invention, l'électrode de substrat du transistor Ml1 n'est pas reliée à l'électrode de source du transistor lui-même, mais au pôle négatif Vss du générateur de tension d'alimentation. Dans ce cas, lorsque la tension fournie en sortie VO.. varie, il se 15 produit une variation de la tension entre les électrodes de source et de substrat du transistor M1. A cause de l'effet 'dit de corps ("bodv"), il se produit une variation des caractéristiaues couranttension du transistor et, par suite, une dépendance de la résistance de sortie rout du circuit 20 répéteur de tension à l'égard de la tension Vo. û, mais cette dépendance est, en tout état de cause, un effet de second ordre, ce qui fait que cette forme de réalisation du circuit, plus simple que celle de la fig. 3 du point de vue de la construction, se révèle satisfaisante dans certaines 25 applications. Un autre circuit selon l'invention peut être réalisé de manière exactement complémentaire de celui qui est représenté sur la fig. 3. Dans un tel cas, les transistors M1 et M3 sont deux transistors à canal P et le transistor M2 est.un 30 transistor à canal N. L'électrode de source du transistor M2 est reliée au pôle négatif Vss au lieu du pôle positif VDD du générateur de tension d'alimentation, tandis que l'électrode de source du transistor X3 est reliée au pâle positif V00 et non au pôle negatif Vss. Le générateur de courant constant IB est 35 inséré entre l'électrode de drain-du transistor X1 et le pôle négatif Vs et le sens du courant engendré par lui est tel qu'il permette une polarisation correcte des transistors du circuit. 19 2602379 REVENDICATIONS I.- Circui- repeteur de tension à basse distorsion harmonique pour charges a compcsante ohmique, realisé avec des transistors complémentaires a effet de champ de type MOS et comportant au moins une borne d'entrée (IN) pour le 5 raccordement a un générateur de tension et au moins une borne de sortie (OUT) pour le raccordement à une charge, caractérise en ce qu'il comprend un premier transistor (1Ml) d'un premier type de conductibilite, un deuxième transistor (M2) d'un second type de conductibilité opposé au premier et un troisieme 10 transistor ( ) et 20 étant en outre accouplée - l'électrode de grille du deuxième transistor (M2), par l'intermédiaire d'un premier montage 2602379 troisième transistor (Vss) du générateur de tension d'alimentation. 2.- Circuit repéteur de tension selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit premier montage (LS1) établit une différence de potentiel nulle. 3.- Circuit répéteur de tension selon la revendication 1 ou 2, caractérise en ce que l'électrode de substrat du premier transistor (x1) est reliée en court-circuit à l'électrode de source de ce même transistor. 4.- Circuit répéteur de tension selon l'une quelconque des revendications 1i a 3, caractérisé en ce qu'il comprend un condensateur de compensation (Cc) inseré entre l'électrode de drain du premier transistor (yl) e- une borne du genérateur de tension d'alimentation. 5.- Circuit répéteur de tension selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le premier et le troisième transistors (Mi, M3) sont des transistors à canal N ét le deuxième transistor (M2) est un transistor à canal P. 6.- Circuit répéteur de tension selon l'une quelconque des 20 revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le premier et le troisième transistors (Xl, M3) sont des transistors à canal P et le deuxième transistor (X2) est un transistor à canal N. 7.- Dispositif répéteur de tension à basse distorsion harmonique et faible décalage (IN') pour son raccordement à un générateur de tension et au moins une borne de sortie étant accouplé a la borne d'entrée (IN) du circuit répéteur (REP) par l'intermédiaire d'un troisième montage (LS) propre à maintenir une différence de potentiel constante entre ces bornes d'entrée dispositif répéteur de tension. 21 2602379 8.- Circuit répéteur de tension selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérise en ce qu'il est inséré dans un circuit intégré.