FR 2587155 A1 19870313 FR 8612444 A 19860904 258 7 155 Circuit de commande pour des transistors MOS de puissance à canal N montés dans des étages push-pull La présente invention concerne un circuit de commande pour des transistors MOS de puissance à canal N montés dans des étages push-pull. Comme on le sait, dans des étages push-pull faits en technologie MOS à canal N, le dispositif supérieur exige une tension de porte supérieure à celle de l'alimentation afin d'atteindre un état de haute conductivité. Dans ce but, on emploie un circuit de retour (bootstrap circuit) qui permet d'atteindre la tension requise. La figure I montre un circuit connu de ce type; on y voit un transistor de puissance MOS I qui constitue le dispositif inférieur, un transistor de puissance MOS 2, qui constitue le dispositif supérieur, une entrée 3 pour le signal et un dispositif récepteur 4 dont une borne est raccordée au point commun des transistors I et 2. Le circuit comporte en outre un condensateur de retour 5 dont les bornes sont raccordées à la source S du transistor 2 et à la porte G de ce dernier par l'intermédiaire du circuit comprenant le transistor 6, la source de courant 7, la diode 8 et le transistor MOS 9. Il est en outre prévu une diode 10, dont l'anode est raccordée à la tension d'alimentation Vcc et la cathode au reste du circuit. En fonctionnement en courant continu, la porte du transistor 2 est raccordée à la tension d'alimentation par l'intermédiaire du circuit de retour. En conséquence, le récepteur peut être alimenté, éventuellement à une tension inférieure à la tension d'alimentation (positive). A titre d'exemple, si la tension d'alimentation Vcc est 30 V, on peut obtenir sur le récepteur une tension de 20 V, donnée en première approximation par la différence entre la tension d'alimentation et la chute de tension entre porte et source(VGs). Dans de telles conditions, le transistor de puissance fonctionne ouvert et dissipe beaucoup de puissance, bien qu'il soit capable d'alimenter le récepteur. Toutefois, en fonctionnement en courant alternatif, il est désavantageux que le système de retour applique à la porte du transistor de puissance, par rapport à la source, une tension égale à la tension d'alimentation. Une telle valeur de tension est trop élevée du fait que, pour avoir une bonne commande, il faut appliquer une tension VGS comprise environ entre 10 et 14 V, tandis que des tensions supérieures à 20 V peuvent être dangereuses pour le transistor de puissance MOS lui-même. Afin de résoudre le problème ci-dessus décrit du fonctionnement en courant alternatif, il est possible d'alimenter le circuit de retour avec une tension plus. faible, par exemple 12 V. Une telle solution est représentée, à titre d'exemple, sur la figure 2, sur laquelle on a employé les mêmes repères que sur la figure I pour désigner des éléments identiques sur les deux figures. En particulier, comme on peut le noter, le circuit de la figure 2 ne diffère de celui de la figure I que par le fait que l'anode de la diode 10 n'est plus raccordée à la tension d'alimentation Vcc, mais est fixée à une tension constante inférieure appropriée (par exemple 12 V). La configuration représentée sur la figure 2 résout en fait le problème du fonctionnement en courant alternatif, du fait que la porte du transistui 2 est raccordée à une tension inférieure, mais il n'est plus capable de fournir de la puissance au récepteur courant continu. En fait, pour conduire le courant, le transistor MOS 2 exige une chute de tension V d'environ 10 V. Du fait que, en fonctionnement en courant continu, la porte est alimentée avec une tension basse (dans l'exemple représenté, à 12 V), elle n'a pas une tension suffisante pour alimenter le récepteur et le circuit représenté ne peut pas fonctionner en courant continu. 258 7 155 Afin de résoudre les problèmes soulevés par les circuits représentés sur les figures 1 et 2, c'est-à-dire pour obtenir un cricuit susceptible d'un fonctionnement fiable à la fois en courant continu et en courant alternatif, la Demanderesse a étudié une solution telle que celle représentée sur la figure 3, sur laquelle les éléments identiques à des éléments des circuits précédents ont reçu des repères indentiques. Un tel circuit différe des précédents par le fait qu'on a monté entre le circuit de retour et la tension d'alimentation Vcc deux diodes de Zéner 11' et l" qui ont, par exemple, une tension de claquage de 7 V et sont montées en série pour tenir ensemble 14 V. Un tel circuit peut fonctionner de façon fiable à la fois en courant continu, mode dans lequel le circuit de porte du transistor 2 est raccordé à la tension d'alimentation Vcc par l'intermédiaire des deux diodes et est donc capable de fournir une puissance suffisante au récepteur, et en courant alternatif, du fait que, lorsque le dispositif passe en mode retour, les diodes claquent à 14 V de sorte que la chute de tension VGS reste bloquée à cette valeur. Toutefois, le fonctionnement d'un tel dispositif présente l'inconvénient d'absorber beaucoup de puissance, sans que celle-ci peuisse être utilisée ou transférée au récepteur. En fait, à chaque cycle de fonctionnement, le condensateur 5 se charge jusqu'à la tension d'alimentation Vcc et ensuite, pendant la phase de retour, il décharge la tension en excès sur les deux diodes de Zéner 11' et Il", lesquelles verrouillent la tension à la valeur préalablement fixée. En conséquence, à chaque cycle, du courant est prélevé pour charger le condensateur et cette énergie est ensuite dissipée pendant la décharge du condensateur à travers les diodes de Zéner Il1' et 11". En conséquence et bien qu'il résolve le problème d'alimenter correctement le récepteur lorsqu'il fonctionne en courant continu et d'assurer le fonctionnement en courant alternatif, le circuit de la figure 3 présente l'inconvénient d'une trop grande dissipation, ce qui le rend inutilisable ou tout au moins désavantageux dans la plupart des cas. En conséquence, le but de cette invention est de procurer un circuit pour commander des transistors de puissance MOS d'étages push-pull, qui puisse éliminer les inconvénients de la technique antérieure. 258 7 155 Un but particulier de la présente invention est de procurer un circuit de commande, pouvant alimenter de façon appropriée un récepteur en fonctionnement en courant continu, fonctionner de façon fiable en courant alternatif et avoir une faible dissipation en fonctionnement. Un autre but de la présente invention est de procurer un circuit de commande, pouvant fonctionner avec une faible dissipation à la fois en courant continu et en courant alternatif. Un autre but important de la présente invention est de procurer un circuit de commande comportant des éléments de conception simple, pouvant ête intégrés en une structure unique, selon des technologies déjà connues, de façon à réduire les frais de fabrication. Les buts ci-dessus, ainsi que d'autres qui apparaîtront ci-après, sont atteints par un circuit de commande pour des transistors MOS de puissance montés dans des étages push-pull, comprenant un premier transistor MOS de puissance et un deuxième transistor MOS de puissance, ces transistors MOS étant montés symétriquement et définissant respectivement un transistor MOS supérieur et un transistor MOS inférieur; une entrée de signaux en courant alternatif raccordée aux électrodes de porte du premier et du deuxième transistor MOS; et un circuit de retour (bootstrap circuit) ayant un condensateur de retour monté entre l'électrode de source du transistor MOS supérieur et un point de tension de référence par l'intermédiaire d'un premier élément commutateur, le transistor MOS supérieur étant raccordé à une tension d'alimentation par son électrode de drain, caractérisé en ce qu'il comporte un deuxième élément commutateur monté entre la tension d'alimentation et l'électrode de porte de ce transistor MOS supérieur et un troisième élément commutateur monté entre l'électrode porte de ce transistor MOS supérieur et un point commun défini par le premier commutateur et le condensateur, le deuxième élément commutateur étant fermé et le premier et le troisième élément commutateur étant ouverts en fonctionnement en courant continu, ce qui permet un raccordement électrique de l'électrode de porte du transistor MOS supérieur à la tension d'alimentation, le premier et le deuxième élément commutateur étant fermés et le troisième élément commutateur étant ouvert en fonctionnement en courant alternatif avec 258 7 155 un signal d'entrée d'une première valeur présent à l'entrée de signaux en courant alternatif, d'o il résulte que le condensateur se charge à la tension du point de tension de référence, le premier et le deuxième élément commutateur étant ouverts et le troisième élément commutateur étant fermé en fonctionnement en courant alternatif avec un signal d'une deuxième valeur présent à l'entrée de signaux en courant alternatif. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description détaillée, donnée ci-après à titre d'exemples non limitatifs, de plusieurs réalisations préférées, en liaison avec le dessin joint sur lequel: les figures I à 3 sont des schémas électriques équivalents de réalisations antérieures ou possibles de circuits de commande pour des transistors MOS de puissance d'étages push-pull; la figure 4 est un schéma électrique équivalent du dispositif selon l'invention; la figure 5 est un circuit pour commander le dispositif selon l'invention en fonctionnement en courant continu; la figure 6 est un schéma-bloc relatif au dispositif selon la figure 5; et la figure 7 est le schéma électrique équivalent d'une réalisation composite du dispositif selon l'invention. Ci-après, les figures I à 3 déjà décrites dans l'introduction de la présente description, ne seront pas décrites. La figure 4 montre le schéma électrique du circuit selon l'invention. Le circuit comporte certains composants identiques à ceux de la réalisation de la figure I et qui portent de ce fait les mêmes repères. En conséquence, le circuit selon l'invention comportent deux transistors MOS à canal N 1 et 2, alimentés avec un signal d'entrée arrivant à la borne 3, et commandant un dispositif récepteur 4. Le circuit comprend en outre un condensateur de retour 5, le transistor 6, la source de courant 7, la diode 8 et un transistor MOS 9 comme dans les réalisations précédentes. Comme sur la figure 1, une diode 10 est montée entre le circuit de retour et l'alimentation Vcc. Selon l'invention, le circuit de commande des transistors MOS comporte deux diodes 15 et 16, raccordant de façon appropriée une autre source de courant continu (par exemple 12 V) au circuit de retour. De façon plus détaillée, l'anode de la diode 15 est raccordée à cette tension constante (12 V) et sa cathode est raccordée à l'une des bornes du condensateur 5, tandis que l'anode de la diode 16 est raccordée à la cathode de la diode 15 et sa cathode au circuit de retour, comprenant le transistor 6, la source 7 et la diode 8. En liaison avec la diode 10, les diodes 15 et 16 fonctionnent en tant que commutateurs et se ferment ou s'ouvrent en fonction du mode de fonctionnement du circuit, de façon à permettre le raccordement de la porte du transistor 2 à l'alimentation Vcc ou à maintenir une chute de tension prédéterminée entre la porte et la source du transistor 2 lors du fonctionnement en courant alternatif. De façon plus détaillée, le circuit selon l'invention fonctionne comme suit. En fonctionnement en courant continu avec VIN à son niveau bas, la diode 10 est polarisée en sens direct, tandis que les diodes 15 et 16 le sont en sens inverse. En conséquence, la porte du transistor 2 est directement raccordée à la tension d'alimentation Vcc par l'intermédiaire de la diode 10 et du circuit de porte, de sorte qu'on peut alimenter le récepteur en courant et qu'on peut ainsi le commander de façon appropriée. En fonctionnement en courant alternatif, lorsque le signal d'entrée VIN passe au niveau haut, le condensateur se charge à 12 V environ. En fait, le transistor MOS inférieur est à l'état conducteur par l'intermédiaire de la diode 15 qui est fermée, tandis que la diode 16 est encore ouverte et découple la diode 10 (qui est fermée) de la diode 15. Dans la phase suivante, lorsque le signal d'entrée VIN passe au niveau bas, comme la tension de sortie V0 augmente, la diode 10 s'ouvre, tandis que la diode 16 est polarisée en sens direct et alimente ainsi le circuit de porte du transistor 2, le raccordant au condensateur de retour 5. En conséquence, le condensateur 5, chargé et présentant une chute de tension de 12 V à ses bornes, s'élève en tension et en conséquence polarise la diode 15 en sens inverse, celle-ci s'ouvrant de ce fait. De cette manière, le condensateur 5 reste chargé à la plus 258 7 15 5 à la plus faible valeur de la tension continue (ici, 12 V) et le circuit de commande n'a besoin que de récupérer sa charge perdue en chargeant la porte du transistor MOS. 2. En conséquence, le circuit ne dissipe aucune puissance sur le circuit de commande, comme ce serait le cas pour le circuit de la figure 3. En conséquence, le circuit de la figure 4 a un meilleur comportement en courant alternatif, avec une plus faible dissipation de puissance. Toutefois, dans ce circuit, le fonctionnement en courant continu avec une faible dissipation du transistor MOS de puissance 2 n'est pas assuré. En fait, pour un fonctionnement en courant continu avec faible dissipation, il est nécessaire que le circuit de commande amène au transistor de puissance 2 une tension de porte en courant continu qui soit supérieure d'environ 10 V à la tension d'alimentation. Afin d'améliorer le comportement du circuit selon la figure 4 en ce qui concerne la dissipation en courant continu, on peut prévoir une pompe de charge, appropriée pour maintenir une tension appropriée sur -la porte du transistor 2. Les figures 5 et 6 montrent une réalisation possible de cette pompe de charge et son raccordement au reste du circuit. De façon détaillée, la pompe de charge, repérée dans son ensemble en 30 sur la figure 6, comporte deux interrupteurs 20 et 21 disposés entre la source de courant continu Vcc et la terre 22 et dont l'ouverture et la fermeture sont commandées par un signal oscillant (par exemple à une fréquence de 500 kHz) arrivant sur la borne 23. Le signal de commande appliqué aux interrupteurs 20 et 21 est de préférence déphasé de 180 de façon que, lorsqu'un interrupteur est ouvert, l'autre soit fermé, et vice versa. A titre d'exemple, on peut obtenir une telle opposition de phases au moyen d'un inverseur logique 28. Le circuit comporte en outre un condensateur 24 dont une borne est raccordée à un point situé entre les deux interrupteurs 20, 21, et dont l'autre borne est raccordée à une source de courant continu (par exemple 12 V) par l'intermédiaire d'une diode 25. L'anode d'une autre diode 26 est raccordée au point de raccordement de la cathode de la diode 25 et du condensateur 24, tandis que sa cathode est raccordée à un autre condensateur 27, dont l'autre borne est raccordée à la tension d'alimentation Vcc' Le circuit de la figure 5 fonctionne comme suit. Le condensateur 27 est maintenu à une tension sensiblement égale à 12 V (c'est-à-dire la tension sur la ligne 29) par le fait que le condensateur 24 est continuellement chargé, par l'intermédiaire des deux interrupteurs 20 et 21 et de la diode 25, à une tension de 12 V à une fréquence de 500 kHz et reconstitue donc à chaque cycle la charge perdue par le condensateur 27. Lorsque le circuit de la figure 5 est raccordé au circuit de commande selon l'invention de la manière représentée sur la figure 6, la porte du transistor 2 est maintenue dans le mode courant continu à une tension supérieure d'environ 10 V à celle de la source lorsqu'on désire que le transistor supérieur 2 reste fermé. Cependant, le raccordement représenté sur la figure 6 est désavantageux pour le fonctionnement en courant alternatif. En fait, dans ce cas, le circuit de la figure 6 répond très lentement, du fait que la pompe de charge représentée sur la figure 5 doit charger la capacité d'entrée du transistor MOS de puissance 2 (de l'ordre de I nF), tandis que la capacité de la pompe est environ 100 pF. En conséquence, ce système ne peut pas fonctionner à des fréquences de commutation élevées (100 - kHz), comme l'exigent les présents systèmes de commutation. Afin d'éliminer cet inconvénient, le circuit de charge selon la figure 5 est raccordé selon l'invention de la manière représentée sur la figure 7. Cette figure 7 montre le circuit de commande selon l'invention dans sa réalisation complète, prévue pour fonctionner à la fois en courant continu et en courant alternatif, comportant le système de retour, qui assure un fonctionnement fiable et à faible dissipation en courant alternatif, et la pompe de charge de la figure 5 qui assure un fonctionnement à faible dissipation en courant continu. Comme on peut le noter, le circuit de la figure 7 résulte de la combinaison du circuuit de la figure 4 et de la pompe de charge de la figure 5, les éléments identiques étant repérés par les mêmes repéres. On doit toutefois noter que le condensateur 27 de la figure 5 a été supprimé sur la figure 7, du fait que la capacité de porte du transistor 2 a la même fonction et que c'est exactement la même capacitance qui doit être chargée à la tension continue désirée. En conséquence, le circuit de la figure 5 a été raccordé à celui de la figure 4 par l'intermédiaire d'un transistor 35, fonctionnant en tant qu'interrupteur disposé entre l'anode de la diode 25 et la ligne de tension continue de faible valeur 29 (par exemple 12 V). Sur le dessin, on voit également la diode parasite 37, qui est formée entre la source et le drain du transistor 35. On ne décrira le fonctionnement du dispositif de la figure 7 qu'en courant continu et pour antant que la pompe de charge est concernée, car son fonctionnement en courant alternatif est entièrement semblable à celui du dispositif de la figure 4. Lorsque le transistor de puissance 2 doit être commandé en courant continu, le signal arrivant sur l'entrée 3 maintient ouvert le transistor 9 (fonctionnant en tant qu'interrupteur), tandis que le transistor 35 est maintenu fermé. De cette manière, lorsque l'interrupteur 20 est fermé, le condensateur 24 est chargé par l'intermédiaire de la diode 25 à la tension présente sur la ligne 29 (12 V), tandis que, lorsque l'interrupteur 20 s'ouvre et que l'interrupteur 21 est fermé, le condensateur 24 transfére sa charge à la capacitance de porte du transistor de puissance 2 par l'intermédiaire de la diode 26. Dans cet état, la diode 25 découple le condensateur 24 de l'interrupteur 35, empêchant ainsi la diode parasite 37 en parallèle au transistor 35 de se fermer simultanément. De cette. manière, le circuit de pompe de charge et le circuit de commande selon la figure 4 sont raccordés en fonctionnement en courant continu, tandis que, en fonctionnement en courant alternatif, du fait que l'interrupteur 35 est commandé en opposition de phase avec l'interrupteur 9, le transistor 35 découple lui-même la diode 25 de la ligne d'alimentation 29 et rend ainsi inactive la pompe de charge. En conséquence et comme il a été expliqué, le circuit de la figure 4 a un comportement fiable à la fois en courant continu et en courant alternatif. Un tel circuit, complété de la manière décrite sur la figure 7, permet en outre un fonctionnement en courant continu à faible dissipation. On doit en outre noter que les deux diodes 10 et 16, qui constituent une partie fondamentale du circuit de retour et sont indispensables pour le fonctionnement correct du circuit simplifié de la figure 4, servent également à découpler le transistor de commande 2 de la source de courant continu Vcc et de l'alimentation à tension inférieure (à 12 V) lorsque la porte du transistor 2 passe au niveau haut en fonctionnement en courant continu. Une caractéristique importante de l'invention réside dans le fait que, lorsque la pompe de charge est en fonctionnement, l'état de charge exigé est obtenu relativement rapidement, car, grâce au raccordement de la diode 10 à la tension d'alimentation, la capacitance de porte du transistor 2 se charge à Vcc et il n'est exigé de la pompe de charge que de fournir la tension existant sur la ligne 29, c'est-à-dire environ 12 V. De cette façon, on peut passer rapidement du fonctionnement en courant alternatif au fonctionnement en courant continu. On doit noter que la séparation de ia diode 25 de l'alimentation à 12 V lors de la fermeture du transistor ou interrupteur 9 et en conséquence lors de l'ouverture du transistor 35, empêche les diodes 25, 26 et 8 d'être couplées en série entre l'alimentation à 12 V et la terre lors des périodes de fermeture de l'interrupteur 9. L'invention ainsi concue est susceptible de plusieurs modifications et variantes sans s'écarter du domaine inventif. En particulier, tous les éléments peuvent être remplacés par d'autres éléments techniquement équivalents. Revendications 1. - Circuit de commande pour des transistors MOS de puissance montés dans des étages push-pull, comprenant un premier transistor MOS de puissance (2) et un deuxième transistor MOS de puissance (1), ces transistors MOS étant montés symétriquement et définissant respectivement un transistor MOS supérieur et un transistor MOS inférieur; une entrée de signaux en courant alternatif (3) raccordée aux électrodes de porte du premier et du deuxième transistor MOS;- et un circuit de retour (bootstrap circuit) (5 8) ayant un condensateur de retour (5) monté entre l'électrode de source (S) du transistor MOS supérieur (2) et un point de tension de référence (29) par l'intermédiaire d'un premier élément cornm- mutateur (15), le transistor MOS supérieur (2) étant raccordé à une tension d'alimentation (Vcc) par son électrode de drain (D), caractérisé en ce qu'il cc comporte un deuxième élément commutateur (10) monté entre la tension d'alimentation (Vcc) et l'électrode de porte (G) de ce transistor MOS supérieur (2), et un troisième élément commutateur (16) monté entre l'électrode de porte (G) de ce transistor MOS supérieur (2) et un point commun défini par le premier commutateur (15) et le condensateur (5), le deuxième élément commutateur (10) étant fermé et le premier (15) et le troisième (16) élément commutateur étant ouverts en fonctionnement en courant continu, ce qui permet un raccordement électrique de l'électrode de porte (G) du transistor MOS supérieur (2) à la tension d'alimentation, le premier (15) et le deuxième (10) élément commutateur étant fermés et le troisième (16) élément commutateur étant ouvert en fonctionnement en courant altermatif avec un signal d'entrée (VIN) d'une première valeur présent à l'entrée de signaux en courant alternatif (3), d'o il résulte que le condensateur (5) se charge à la tension du point de tension de référence (29), le premier (15) et le deuxième (10) élément commutateur étant ouverts et le troisième (16) élément commutateur étant fermé en fonctionnement en courant alternatif avec un signal d'une deuxième valeur présent à l'entrée de signaux en courant alternatif. 2. - Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que les éléments commutateurs (10, 15, 16) sont constitués par des diodes. 3. - Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte une section de pompe de charge (fig. 5) comprenant un autre condensateur (24) dont une première borne est raccordée à un autre point de tension de référence par l'intermédiaire d'un quatrième élément commutateur (35, 25) et la deuxième borne est raccordée à un section de commutation (20, 21) raccordant alternativement ce deuxième condensateur (24) à la tension d'alimentation (Vcc) et à la terre, la première borne de ce deuxième condensateur (24) étant en outre raccordée à l'électrode de porte (G) du transistor MOS supérieur (2), le quatrième élément commutateur comportant un transistor MOS de commutation (35) dont l'électrode de porte est commandée par un signal en opposition de phase par rapport au signal d'entrée. 4. - Circuit selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le premier point de tension de référence et le deuxième point de tension de référence (29) sont au même potentiel. 5. - Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que la première borne du deuxième condensateur (24) est raccordée à l'électrode de porte (G) du transistor MOS supérieur (2) par l'intermédiaire d'un cinquième élément commutateur (26). 6. - Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce que le cinquième élément commutateur (26) est une diode dont l'anode est raccordée au deuxième condensateur (24) et dont la cathode est raccordée à l'électrode de porte (G). 7. - Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que le quatrième élément commutateur comporte une diode (25) dont l'anode est raccordée au transistor MOS de commutation (35) et dont la cathode est raccordée à la première borne.