FR 2596594 A1 19871002 FR 8703913 A 19870320 La présente invention concerne un circuit d'ouverture, ou coupure, rapide pour transistor à effet de champ à modulation de conductivité et se rapporte à l'interruption de la conductivité du trajet source-drain des transistors à effet de champ à modulation 05 de conductivité, ou COMFET. C. F. Wheatley, Jr et G. M. DoLny fournissent une description générale de la technique antérieure du COMFET dans leur article "COMFET - The Ultimate Power Device; A GeneraL Study of Power Devices" aux pages 121 à 128 du numéro de novembre 1985 de la 10 revue SOLID STATE TECHNOLOGY. Le COMFET possède une électrode de commande de grille isolée qui réduit la puissance nécessaire au circuit d'entrée, en permettant une simplification générale de ce circuit. Toutefois, le circuit source-drain est comme le circuit émetteur-collecteur d'un transistor bipolaire, autorisant la conduction à des densités de courant de plusieurs centaines d'ampères par centimètre carré, tandis que la chute de tension dans le sens passant de la source au drain n'est que de 1 volt environ. Cette faible chute de tension en sens passant peut être atteinte pour des densités de courant 20 élevées en raison de la présence de porteurs minoritaires qui modulent la conductivité de la couche épitaxiale à résistance élevée formant la région d'anode. Un tel dispositif n'offre que des vitesses de commutation moyennes (de l'ordre de fractions de milliseconde) s'accompagnant d'une queue de coupure provoquée par la 25 lente recombinaison des porteurs minoritaires. De plus, il existe une tendance non souhaitable qu'un verrouillage se produise dans un redresseur commandé au silicium parasite de la structure COMFET. Pour réduire la perte de puissance pendant la commutation, il est souhaitable de commuter le COMFET dans les états 30 fermé et ouvert avec la plus grande vitesse possible. On obtient une commutation plus rapide en excitant la grille du COMFET à partir d'une source de tension ayant une faible résistance interne, de sorte que la constante de temps RC, produit de cette résistance par la capacité de grille du COMFET, est abrégée. A ces vitesses de 35 commutation plus élevées, les COMFET présentent, de manière non souhaitable, une tendance au verrouillage, ce qui provoque une perte de commande par la tension appliquée à l'électrode de grille. A moins que l'énergie fournie au COMFET pendant le verrouillage ne soit soigneusement limitée, le verrouillage conduit à une 05 destruction du dispositif. Faire commuter le COMFET afin de produire une conduction sensiblement en court-circuit entre la source et le drain sans que ceci s'accompagne d'aucun problème de verrouillage, quelle que soit la vitesse de commutation vers l'état fermé, 10 c'est ce que la demanderesse a découvert. La demanderesse a montré que le verrouillage ne pouvait se produire qu'en cas d'une rapide commutation du COMFET vers l'état ouvert avec l'objectif de produire un circuit sensiblement ouvert entre la source et le drain. En outre, la demanderesse a découvert que le verrouillage 15 était le plus susceptible de se produire lorsque la tension sourcedrain VDS est petite et peut survenir même lorsque sa dérivée par rapport au temps d(VDS)/dt est extrêmement petite. Sur la base de ces découvertes, la demanderesse a conçu un circuit de commutation rapide à l'ouverture pour le 20 COMFET, qui évite le verrouillage. Dans ce circuit, un courant de commutation à l'état ouvert d'amplitude réduite est initialement délivré à l'électrode de grille du COMFET. Après cela, lorsque le potentiel entre les électrodes de source et de drain du COMFET s'est élevé jusqu'à une valeur pour laquelle le verrouillage ne se 25 produirait pas si un courant de commutation à l'état ouvert d'amplitude accrue était appliqué à l'électrode de grille du COMFET, on applique ce courant de commutation à l'ouverture d'amplitude accrue à l'électrode de grille du COMFET afin d'accélérer sa commutation vers l'état non conducteur. Dans des 30 modes de réalisation préférés de cette invention, l'amplitude du potentiel entre les électrodes de source et de drain du COMFET est mesurée pour commander l'application du courant de commutation à l'ouverture accru. La description suivante, conçue à titre d'illustration 35 de l'invention, vise à donner une meilleure compréhension de ses caractéristiques et avantages; elle s'appuie sur les dessins annexes, parmi lesqueLs: - La figure 1 est une vue simplifiée du circuit équivalent du COMFET en termes d'éléments plus simples et plus 05 familiers; - les figures 2 et 3 sont des schémas simplifiés d'un circuit d'essai que la demanderesse a utilisé pour déterminer que le verrouillage se produisait pendant la commutation vers l'état ouvert plutôt que pendant la commutation vers l'état fermé; - la figure 4 est un schéma simplifié d'un circuit d'essai que la demanderesse a utilisé pour déterminer que Le verrouillage se produisait à des valeurs basses de la tension source-drain; - la figure 5 est un schéma simplifié d'un circuit 15 d'essai utilisé pour déterminer la relation entre le courant de verrouillage et la tension source-drain pour lesquels le verrouillage commence de se produire; et - la figure 6 est un schéma simplifié d'un circuit de commutation à l'ouverture rapide pour COMFET, lequel circuit 20 constitue un mode de réalisation de l'invention. Sur la figure 1, est présenté un circuit équivalent du COMFET 10. Le COMFET 10 possède une connexion de source 11, une connexion de drain 12, et une connexion de grille 13. Sa structure est analogue à celle d'un transistor à effet de champ métal-oxyde25 semiconducteur (MOSFET) à structure verticale à canal n o la région de drain n est adjacente à une région épitaxiale p+ qui fait fonction de région d'anode. Cette région d'anode, qui est en contact ohmique avec la connexion de drain 12 du COMFET 10, est la région d'émetteur d'un transistor bipolaire p-n-p équivalent 14. 30 Le collecteur du transistor bipolaire p-n-p équivalent 14 se connecte à la base d'un transistor bipolaire n-p-n équivalent 15, dont l'émetteur est en contact ohmique avec la connexion de source 11 du COMFET 10. Le collecteur du transistor bipolaire n-p-n équivalent 15 se connecte à la base du transistor bipolaire p-n-p 35 équivalent 14 fermant ainsi une configuration de circuit de verrouillage à réaction qui est le circuit équivalent d'un redresseur commandé au silicium. On évite le verrouillage, ou l'effet du redresseur commandé au silicium, en shuntant la jonction base-émetteur du transistor bipolaire n-p-n équivalent 15 au moyen 05 d'une conductance 16 suffisamment grande. La chute de tension aux bornes de la conductance 16, qui est fonction de la circulation à travers celle-ci du courant de collecteur du transistor bipolaire p-n-p 14, est insuffisamment grande pour polariser en sens passant la jonction base-émetteur du transistor bipolaire n-p-p équivalent 10 15, aussi longtemps que le courant passant dans la connexion de source 11 ne dépasse pas des limites spécifiées. Lorsque les transistors bipolaires équivalents 14 et 15 ont été rendus hautement conducteurs, la tension entre la connexion de source 11 et la connexion de drain 12 s'abaisse de 15 manière à être sensiblement égale à la chute de tension sur la conductance 16 et à la tension de saturation émetteur-collecteur (VSAT) du transistor équivalent 14. Ceci s'accompagne de la décharge de la capacité collecteur-base équivalente 17 du transistor bipolaire p-n-p équivalent 14. Le condensateur 17 n'a 20 pas une capacité de valeur fixe, et celle-ci devient plus grande lorsque la tension collecteur-base du transistor bipolaire p-n-p équivalent 14 ne polarise pas fortement en sens inverse sa jonction collecteur-base. Lorsque la conduction dans le trajet émetteur25 collecteur du transistor bipolaire p-n-p équivalent 14 est brusquement interrompue, un courant de déplacement circule pour recharger la capacité 17. Ce courant de déplacement est initialement plus élevé, puisque la capacité du condensateur 17 est plus grande lorsque la jonction collecteur-base du transistor p-n-p 30 équivalent 14 n'est pas fortement polarisée en sens inverse. Ce courant de déplacement produit une composante dynamique de chute de tension aux bornes de la conductance 16 qui augmente la chute de tension statique à ses bornes. La chute de tension totale aux bornes de la conductance 16 peut se révéler suffisamment élevée, 35 d'une manière qui n'est pas souhaitable, pour polariser en sens passant la jonction base-émetteur du transistor bipolaire n-p-n équivalent 15. Si ceci se produit, la connexion en boucle de réaction des transistors bipolaires équivalents 14 et 15 se verrouille. C'est l'état de verrouillage que l'invention cherche à 05 empêcher. Le transistor de puissance à structure verticale est en réalité une connexion cascode d'un MOSFET à canal n à mode enrichissement équivalent 18 et d'un transistor à effet de champ à grille isolée à jonction (JFET) à canal n à structure verticale à 10 mode d'appauvrissement équivalent 19. L'éLectrode de grille du MOSFET équivalent 18 est la connexion de grille 13 du COMFET 10. La région de source du MOSFET équivalent 18 est la même région n+ que la région d'émetteur du transistor bipolaire n-p-n équivalent 15, laquelle, comme précédemment noté, est en contact ohmique avec la 15 connexion de source 11. Cette région n+ est entourée par une région p d'isolation. La région de grille du JFET équivalent 19 est une partie de cette région p qui est en contact ohmique avec la connexion de source 11. La région de drain du MOSFET équivalent 18 est la même que la région de source du JFET équivalent 19 et est 20 une région n électrostatiquement induite qui est formée à partir d'un feuillet d'électrons à la surface de la région épitaxiale n faisant suite à la région p d'isolation. Cette région n électrostatiquement induite est maintenue proche du potentiel régnant au niveau de la connexion de source 11 par un effet de source suiveuse 25 du JFET équivalent 19. Ceci permet que le MOSFET équivalent 18 soit un dispositif à petite longueur de canal sans faire craindre qu'une grande tension entre la connexion de source 11 et la connexion de drain 12 ne provoque une dissipation excessive et, par conséquent, une destruction du MOSFET équivalent 18. La région de drain du JFET 30 équivalent 19 est la même région n que la région de base du transistor bipolaire p-n-p équivalent 14. Cette région n est maintenue dans les limites du potentiel de la connexion de drain 12, à une fois VBE près, par sa connexion redresseuse avec la région d'anode p+. Cette région d'anode est la région d'émetteur du transistor bipolaire p-n-p équivalent 14 et est en contact ohmique avec la connexion de drain 12. Des expériences ont été faites par la demanderesse pour étudier le phénomène du verrouillage. Les résultats de ces 05 expériences tendent à confirmer l'hypothèse formulée par la demanderesse selon lequel la circulation d'un courant de déplacement pendant la recharge du condensateur 17 augmente la chute de tension aux bornes de la conductance 16 d'une manière qui amène un verrouillage de la connexion de redresseur commandé au 10 silicium des transistors bipolaires équivalents 14 et 15. On a utilisé un circuit d'essai qui est identique à celui présenté sur les figures 2 et 3, à l'exception du fait que la diode redresseuse de courant 20 n'était pas incluse. Dans ce circuit d'essai, le COMFET 10 à source connectée à la terre a été doté d'une charge 15 résistive 21 connectant son drain à une source de tension de fonctionnement VDD. Alors que le verrouillage est normalement destructeur du COMFET, si on limite étroitement l'énergie disponible pour entretenir la circulation du courant pendant le verrouillage, on peut éviter la destruction pendant le 20 verrouillage. Ceci facilite l'étude du verrouillage. Une résistance d'excitation de grille comprenant des parties 22 et 23 en série a été connectée entre une source 24 de tension de signal d'excitation de grille et le COMFET 10. On a employé dans l'étude initiale plusieurs valeurs pour cette résistance d'excitation de grille et 25 la résistance de charge de drain 11. Le déclenchement du verrouillage apparait être légèrement plus susceptible de se produire si l'on diminue la résistance d'excitation de grille (22 et 23) et être légèrement moins susceptible de se produire si l'on augmente la résistance de charge de drain 21. Ceci suggère que le 30 déclenchement du verrouillage est légèrement moins susceptible d'arriver si l'on maintient d(VDS)/dt à une valeur plus petite. On a ensuite modifié le circuit d'essai de la manière présentée sur la figure 2 en shuntant une partie 23 de la résistance d'excitation de grille au moyen de la diode de 35 redressement de courant 20 polarisée de la manière présentée. Dans le circuit de la figure 2, l'adjonction de la diode 20 n'a pas d'effet sur le déclenchement du verrouillage. La diode pourrait modifier le comportement du circuit seulement pendant la commutation vers l'état fermé, lorsque la diode 20 conduit de 05 manière à shunter la partie 23 de la résistance d'excitation de grille. Ainsi, il est montré que le verrouillage n'est pas lié à la commutation vers l'état fermé du COMFET 10. On a ensuite changé la modification du circuit d'essai en inversant la polarisation de la diode redresseuse de courant 20 10 pour la figure 3. L'adjonction de la diode 20 avec ce type de polarisation, o elle peut conduire seulement pendant la commutation vers l'état ouvert pour modifier le circuit d'essai initial, rend le déclenchement du verrouillage plus susceptible d'arriver. Ceci confirme que le verrouillage est associé à la commutation du COMFET 10 vers l'état ouvert. Pour vérifier la sensibilité du verrouillage vis-à-vis de d(VDS)/dt, on a ajouté un condensateur à capacité variable 25 au circuit d'essai initial, pour la figure 4. On a ensuite déterminé 20 par observation de VDS à l'oscilloscope l'ensemble des conditions nécessaires pour que le verrouillage apparaisse. On a montré que le déclenchement du verrouillage était indépendant de la partie d'augmentation rapide de VDS. C'est-à-dire que l'on observe que le verrouillage est sensiblement non affecté par la capacité du 25 condensateur 25. La demanderesse a conclu (en supposant ces observations antérieures valables) que le verrouillage devait se produire pendant la commutation vers l'état ouvert, alors que VDS était encore d'une petite valeur et qu'il y avait un d(VDs)/dt d'accompagnement, même si ce dernier était relativement très petit. 30 Pour vérifier cette conclusion, on a modifié le circuit d'essai initial pour en faire celui présenté sur la figure 5. Le MOSFET 26 est commuté vers l'état fermé par un signal d'excitation positivement orienté qui est délivré à son électrode de grille via une résistance 28 en provenance d'une source de 35 tension de signal d'excitation de grille auxiliaire 27. La transition positivement orientée de ce signal d'excitation se produit avec un retard ajustable après que la transition négativement orientée du signal d'excitation a été délivrée par La source de tension 24 afin de commuter Le COMFET 10 dans l'état 05 ouvert. Par conséquent, le COMFET 10 peut être amené en nonconduction par la source de tension de signal d'excitation de grille 24 via la résistance d'excitation de grilLe (22 + 23) jusqu'à ce que VDS ait augmenté suffisamment pour aller au-delà de la gamme des basses valeurs de VDS dans laquelle le verrouillage 10 est probable. Ensuite, le MOSFET 26 ayant été commuté en conduction, on applique le signal d'excitation de grille au COMFET 10 via une résistance d'excitation de grille notablement plus basse, telle que produite par la résistance 29. En utilisant le circuit de l'essai de la figure 5, on peut montrer que Le fait de 15 rendre conducteur le MOSFET 26 à l'instant o la tension VDS du COMFET 10 atteint une valeur donnée produit un courant de verrouillage donné. La demanderesse a interprété les résultats de ces essais comme indiquant qu'un COMFET peut être plus rapidement 20 commuté dans l'état ouvert, par la procédure suivante. On prévoit des moyens pour appliquer initialement un courant de commutation dans l'état ouvert d'amplitude réduite à l'électrode de grille du COMFET. On prévoit également des moyens pour appliquer ultérieurement un courant de commutation vers l'état ouvert 25 d'amplitude accrue à l'électrode de grille du COMFET, après que la tension VDS du COMFET est devenue suffisamment grande pour être sortie de la gamme des tensions VDS o le verrouillage peut se produire avec cette tension de commutation vers L'état ouvert d'amplitude accrue. Ce dernier moyen peut être un moyen qui fonctionne sans connaissance préalable des caractéristiques de temps de montée de la tension VDS pour une charge de drain particulière quelconque du COMFET. On va maintenant considérer la manière suivante de réaliser cela. On prévoit des moyens qui répondent à un 35 signal de commande en appliquant sélectivement le courant de commutation vers l'état ouvert d'amplitude accrue à l'électrode de grille du COMFET. On utilise généralement, pour produire le signal de commande, des moyens mesurant le moment o la tension VDS du COMFET est sensiblement plus grande que toute tension VDS à 05 laquelle le verrouillage est susceptible de se produire pour ce courant de commutation vers l'ouverture d'amplitude accrue. La figure 6 montre un circuit représentatif du type décrit dans les deux paragraphes précédents. Un COMFET Q1 possède des connexions de source et de drain avec, respectivement, une 10 première borne T1 et une deuxième borne T2. La borne T1 est représentée comme étant connectée à la terre. Les bornes négatives d'une alimentation principale en tension de fonctionnement B1, d'une alimentation auxiliaire en tension de fonctionnement B2 et d'une alimentation en tension de limitation B3 sont connectées à 15 la borne T1. Une troisième borne T3 reçoit une tension VIN, qui commute entre un niveau de commutation vers l'ouverture ayant la valeur du potentiel de la terre et un niveau de commutation vers la fermeture ayant une valeur positive afin de commander la conduction dans le COMFET Q1. La borne positive de l'alimentation de 20 fonctionnement auxiliaire est connectée à une quatrième borne T4. La charge de drain de Q1 est représentée comme étant la combinaison série d'une résistance de charge RL et d'une inductance de charge L, se connectant entre la deuxième borne T2 et une cinquième borne T5 à laquelle la borne positive de l'alimentation principale en 25 tension de fonctionnement B1 est connectée. Cette charge de drain est l'équivalent du circuit d'entrée d'un transformateur de retour de spot d'un récepteur de télévision par exemple. La tension de retour de spot produite par l'inductance L entourant le champ s'effondrant lorsque Q1 est commuté en ouverture est empêchée 30 d'appliquer une tension VDS excessive à Q1. Pour faire cela, la borne T2 est limitée par la conduction en sens passant d'une diode redresseuse de courant CR1 qui se connecte à une sixième borne T6, recevant la tension de limitation délivrée par la borne positive de l'alimentation en tension de limitation B3. La description du fonctionnement du circuit de la figure 3 qui suit suppose que le COMFET Q1 est initialement non conducteur entre sa source et son drain. La tension VIN appliquée à la troisième borne T3 se trouve au potentiel de la terre et est 05 appliquée via une résistance R1 qui possède une valeur relativement grande par comparaison avec une autre résistance R2. La résistance R2 et Le trajet drain-source d'un MOSFET Q2, qui est conducteur, limite l'électrode de grille de Q1 au potentiel de terre se trouvant sur la borne T1. Q2 est maintenu en conduction par un 10 effet diviseur de tension entre une résistance R3 et La connexion série de résistances R4 et R5, divisant la tension de fonctionnement auxiliaire appliquée à la borne T5. Cet effet de division de tension est obtenu du fait qu'un MOSFET Q3 dont la source est connectée à T1 et dont le drain est connecté à la grille 15 de Q2 est non conducteur. L'effet de division de tension entre R5 et la connexion série de R3 et R4 applique une fraction du potentiel de fonctionnement auxiliaire présent sur la borne T4 à la grille d'un autre MOSFET Q4, laquelle fraction est suffisamment grande pour polariser Q4 en conduction. Si Q4 n'était pas conducteur, l'effet de diviseur de tension résistif entre une résistance R8 et la connexion série de résistances R6 et R7 appliquerait une fraction du potentiel de fonctionnement auxiliaire présent sur la borne T4 à la grille de Q3, laquelle fraction serait suffisamment grande pour polariser Q3 en conduction. Toutefois, la conduction de- Q4 limite le noeud auquel son drain et les extrémités de R6 et R7 sont connectés au potentiel de la terre appliqué à la source de Q4 via la borne T1. Par conséquent, la grille de Q3 est maintenue au potentiel de la terre par conduction à travers R7 et à travers R8, ce qui polarise 30 Q3 en nonconduction. L'homme de l'art comprendra que Q3 et Q4 sont dans une connexion du type bascule qui ne possède que deux états stables, celui dans lequel Q3 est conducteur et Q4 non conducteur, et celui dans lequel Q4 est conducteur et Q3 non conducteur. IL en 35 est ainsi puisque les connexions drain- grille en couplage croisé de Q3 et Q4 produisent un retour de spot réactif qui fait de la conduction simultanée de Q3 et Q4 un état de fonctionnement instable. Lorsque VN commute vers le niveau positif pour lequel IN le COMFET Q1 doit être commuté en conduction, la connexion en bascule de Q3 et Q4 est amenée dans l'état de fonctionnement stable, dans lequel Q3 est conducteur et Q4 non conducteur. Une diode redresseuse de courant CR2 conduit dans le sens passant de manière à élever le potentiel de grille de Q3 jusqu'au niveau 10 positif VIN moins la tension de décalage de CR2. Puisque le trajet drain-source de Q4 est conducteur, pour établir une limitation au potentiel de terre sur la connexion de drain de Q4 pour une plaque d'un condensateur C2, C2 est chargé par l'excursion positive de VIN en direction de la tension de seuil de Q3. En réponse à 15 l'augmentation du potentiel de grille de Q3, le trajet drain-source de Q3 devient conducteur, ce qui tire le noeud entre R3 et R4 vers le potentiel de la terre appliqué à l'électrode de source de Q3 via la borne T1. Ceci réduit la polarisation de grille en sens passant exercée sur Q4 en réduisant sa conduction. Lorsque le drain de Q4 20 est tiré vers la tension de fonctionnement auxiliaire existant sur la borne T4 par la chute de tension s'amoindrissant aux bornes de R6, la charge de C2 s'interrompt. Le potentiel de drain de Q4 s'élevant, tel qu'il est appliqué par l'intermédiaire de C2, augmenté par la tension positive supplémentaire apparaissant aux 25 bornes de C2 du fait de sa charge antérieure, entraîne Q3 plus durement en conduction. La connexion en bascule de Q3 et Q4 passe rapidement à l'autre de ces états de fonctionnement stables, o Q3 est conducteur et Q4 non conducteur. Avec Q3 en conduction pour limiter son drain au 30 potentiel de la terre appliqué à sa source via la borne T1, la grille de Q2 ne reçoit aucun potentiel de polarisation en sens passant. Ainsi, Q2 n'est pas conducteur et la limitation de l'électrode de grille de Q1 au potentiel de terre régnant au niveau de la borne T1 via R2 et un Q2 conducteur s'interrompt. L'effet diviseur de tension entre R1 et R2, qui atténuait fortement auparavant l'application de VIN à la grille de Q1, s'interrompt. Le niveau de commutation en fermeture positif total de VIN est appliqué à la grille de Q1 via l'impédance d'excitation de grille relativement élevée conférée par R1. Q1 commute en conduction. Le changement de sa tension de drain fait circuler un courant de déplacement dans le condensateur C1 afin de polariser en sens passant les diodes à avalanche Z1 et Z2. La conduction en sens passant de Z2 empêche les électrodes de grille de Q2 et Q4 d'être 10 excitées aussi loin au-dessous du potentiel de terre au point de surcharger leur isolation de grille. A un instant ultérieur, VIN revient au niveau de la terre, en réponse à quoi le COMFET Q1 doit commuter vers l'ouverture. La conduction en sens passant dans CR2 s'arrête. 15 L'effet diviseur de potentiel entre la résistance R8 et la connexion série des résistances R6 et R7 applique à la grille de Q3 une fraction du potentiel de fonctionnement auxiliaire présent sur la borne T4. (La tension de claquage inverse de CR2 est plus élevée que cette fraction du potentiel de fonctionnement auxiliaire, si 20 bien que CR2 ne présente aucune conduction en sens inverse.) Le potentiel appliqué à sa grille maintient Q3 en conduction. Puisque le drain de Q3 est toujours limité au potentiel de la terre, la grille de Q2 est proche du potentiel de la terre afin de maintenir Q2 non conducteur. Le niveau du potentiel de commutation vers 25 l'état ouvert existant sur la borne T3 est appliqué au COMFET Q1 par l'intermédiaire de la résistance R1. La constante de temps RC, de la résistance d'excitation de grille avec la capacité de la grille de Q1, est relativement longue, si bien que La commutation vers l'ouverture initiale de Q1 se ralentit. La vitesse à laquelle 30 le condensateur existant entre le collecteur et la base du transistor p-n-p équivalent contenu dans Q1 se recharge est maintenue suffisamment basse pour que le courant de déplacement empruntant ce condensateur ne soit pas suffisamment grand pour déclencher un effet de redresseur commandé au silicium, ce qui 35 produirait un verrouillage. Le changement de la tension VDS de Q1 est appliqué à la cathode d'une diode à avalanche Zq ayant une tension de claquage de 50 V. Aussi longtemps que la tension VDS de Q1 est inférieure à 50 V, la diode Z1 est insuffisamment polarisée en sens inverse pour 05 offrir un claquage par avalanche. Lorsque VDS s'élève au-dessus de V, Zl effectue un claquage par avalanche, et l'augmentation supplémentaire de la tension VDS de Q1 applique une augmentation de potentiel de grille en sens passant à Q4. Le trajet source-drain de Q4 devient conducteur, ce qui limite son drain à sa source, 10 laquelle est connectée via la borne T1 à la terre. Le condensateur C2 est un condensateur rapide qui fait que toute l'excursion de drain de Q4, lorsqu'il commute dans l'état conducteur, est appliquée comme potentiel de sens inverse à la grille de Q3. Ceci commute Q3 en nonconduction et fait basculer la connexion de 15 bascule de Q3 et Q4 vers son autre état de fonctionnement stable, o Q4 est conducteur et Q3 non conducteur. Lorsque Q3 a été entraîné en non-conduction, la résistance R3 tire vers le haut le potentiel de grille de Q2 en direction de la tension de fonctionnement auxiliaire présente sur 20 la borne T4. Le trajet sourcedrain de Q2 devient hautement conducteur, en réponse à cette augmentation du potentiel de grille de Q2. La grille de Q1 est limitée au potentiel de la terre par l'intermédiaire de la faible résistance du trajet sourcedrain en série avec R2. Cette constante de temps RC, formée de la résistance 25 d'excitation de grille et de la capacité de grille de Q1, est courte, de sorte que la commutation dans l'état d'ouverture de Q1 se poursuit à une vitesse plus élevée suivant les préceptes de l'invention. Lorsque la tension VDS de Q1 prend son essor, la diode 30 à avalanche Z2 se polarise dans l'état de claquage par avalanche, afin d'empêcher le potentiel de grille appliqué à Q4 de devenir excessif. Tandis que lavitesse de variation de VDS se ralentit, ou tandis que la variation de VDS est arrêtée par CR1 étant polarisé dans le sens passant vers l'état de limitation, le courant de 35 déplacement passant dans C1 se voit amputé. Ainsi, les diodes Z1 et Z2 ne sont plus maintenues dans L'état de claquage par avalanóce. La grille de Q4 est toutefois toujours polarisée en sens passant, par l'effet diviseur de tension s'exerçant entre R5 et La conexicr série de R3 et R4. Ainsi, Q4 reste conducteur et Q3 reste -on 05 conducteur. Du fait que Q3 n'est pas conducteur, L'effet diviseur de tension entre R3 et la connexion série de R4 et R5 maintient a polarisation en sens passant de la grille de Q2 qu4 canserve celui-ci dans l'état conducteur. Les conditions de fonctonnerent reviennent à celles initialement supposées au début de La 10 description du circuit de la figure 6. A titre d'exemple, on peut utiliser, dans Le circ.ut de la figure 6, les composants suivants: alimentations B1 à 130 V B2 à 30 V B3 à 300 V diodes à avalanches Z1 à 50 V Z2 à 10 V redresseurs CR2: IN914 transistors Q1: RCP ION40 Q2, Q3, Q4: IRF F110 condensateurs C1 = 0,01 pF C2 = 0,003 pF inductance L = 50 pH résistances R1 = 2 200 2 R2 = 4,7 Q R3, R4, R5, R6, R7, R8 = 1 kQ R = 13 Q Bien entendu, L'homme de l'art sera en mesure d'imaginer, à partir du circuit dont ta description vient d'être 30 donnée à titre simplement illustratif, diverses Carrantes et modifications ne sortant pas du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Circuit de commutation rapide à l'ouverture destiné à un transistor à effet de champ à modulation de conductivité (Q1), 05 caractérisé en ce qu'il comprend: un moyen (Q3) servant à initialement délivrer un courant de commutation à l'ouverture d'amplitude réduite à l'électrode de grille dudit transistor à effet de champ à modulation de conductivité; et un moyen (Q4) servant à délivrer, après un temps suffisant pour que le potentiel existant entre les électrodes de source et de drain atteigne une valeur pour laquelle un verrouillage ne se produirait pas si un courant de commutation à l'ouverture d'amplitude accrue était délivré à l'électrode de 15 grille, ledit courant de commutation à l'ouverture d'amplitude accrue à l'électrode de grille dudit transistor à effet de champ à modulation de conductivité. 2. Circuit de commutation rapide à l'ouverture selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit moyen servant à 20 délivrer le courant de commutation à l'ouverture d'amplitude accrue à l'électrode de grille dudit transistor à effet de champ à modulation de conductivité comprend: un moyen (Z1) servant à détecter lorsque l'amplitude du potentiel existant entre les électrodes de source et de drain 25 dudit transistor à effet de champ à modulation de conductivité atteint une valeur prescrite; et un moyen servant à délivrer ledit courant de commutation à l'ouverture d'amplitude accrue à l'électrode de grille dudit transistor à effet de champ à modulation de conductivité en 30 réponse au fait que ladite valeur prescrite a été atteinte. 3. Circuit permettant de faire rapidement commuter à l'ouverture un transistor à effet de champ à modulation de conductivité, caractérisé en ce qu'il comprend: un premier transistor (Q1) qui est du type à effet de champ à modulation de conductivité et qui possède des électrodes de source, de drain et de grille; une première borne (T1) à laquelle l'électrode de 05 source dudit premier transistor se connecte; une deuxième borne (T2) à laquelle l'électrode de drain dudit premier transistor se connecte; une troisième borne (T3) entre laquelle borne et ladite première borne est appliquée une tension de signal d'exci10 tation d'entrée (VIN); une première résistance (R1) connectée entre ladite troisième borne et l'électrode de grille dudit premier transistor; un moyen (B1, RL, L) servant à délivrer une tension source-drain et à assurer une impédance de charge pour ledit 15 premier transistor, lequel moyen est connecté entre lesdites première et deuxième bornes; un circuit de commutation rapide à l'ouverture comprenant les éléments suivants: - un deuxième, un troisième et un quatrième transistor 20 (Q2, Q3, Q4) qui possèdent chacun un trajet de conduction de courant principal respectif entre une première électrode respective et une deuxième électrode respective, la conductance de ce trajet de conduction de courant principal étant commandée en réponse à la tension appliquée entre la première électrode de ce 25 transistor et une troisième électrode de celui-ci en excès d'une valeur de seuil; - des connexions des premières électrodes desdits deuxième, troisième et quatrième transistors à ladite première borne; - une deuxième résistance (R2) connectée entre l'électrode de grille dudit premier transistor et la deuxième électrode dudit deuxième transistor; - un moyen (R3, R4), qui répond à la non- conduction entre les première et deuxième électrodes dudit troisième 35 transistor en appliquant entre les première et troisième électrodes de chacun desdits deuxième et quatrième transistors des tensions suffisamment grandes pour faire que chacun d'eux conduise entre ses première et deuxième électrodes; - un moyen (R6, R7, C2), qui répond à la non05 conduction entre les première et deuxième électrodes dudit quatrième transistor en appliquant entre lesdites première et troisième électrodes dudit troisième transistor une tension suffisamment grande pour faire que le troisième transistor conduise entre ses première et deuxième électrodes; - un moyen (CR2), qui répond à ladite tension de signal d'excitation d'entrée lorsque celle-ci possède un niveau assurant la commutation en conduction entre les électrodes de source et de drain dudit premier transistor en appliquant entre les première et troisième électrodes dudit troisième transistor une 15 tension suffisamment grande pour faire que ledit troisième transistor conduise entre ses première et deuxième électrodes; et - un moyen (Z1, C1, R5, Z2), qui répond au potentiel existant entre les première et deuxième bornes lorsque celui-ci dépasse une valeur prescrite en appliquant entre les première et 20 troisième électrodes dudit quatrième transistor une tension suffisamment grande pour faire que ledit quatrième transistor conduise entre ses première et deuxième électrodes. 4. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que lesdits deuxième, troisième et quatrième transistors sont tous 25 des transistors à effet de champ à mode enrichissement, la première électrode de chacun étant son électrode de source, la deuxième électrode de chacun étant son électrode de drain, et la troisième électrode de chacun étant son électrode de grille. 5. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comporte dans ledit circuit de commutation rapide à l'ouverture: une quatrième borne (T4); et une alimentation en tension de fonctionnement auxiliaire (B2) connectée entre lesdites première et quatrième 35 bornes. 6. Circuit selon la revendication 5, caractérisé es ce que ledit moyen servant à délivrer La tension source-drafr et à assurer l'impédance de charge pour ledit premier tra-s-stzr comprend: une cinquième borne (TS); une première alimentation en tension de fon:tienenet. (B1) connectée entre lesdites première et cinquième bornes; et une charge (RL, L), qui fournit Ladite impéda-e de charge, connectée entre lesdites deuxième et cinquième bornes. 7. Circuit selon la revendication 5, caractérise en:e que ledit moyen, qui répond à la non-conduction entre Les première et deuxième électrodes dudit troisième transistor en app: am des tensions qui dépassent lesdites valeurs de seuil entre les première et troisième électrodes de chacun desdits deuxème et 15 quatrième transistorscomprend: une troisième résistance (R3) dont une première extrémité est connectée à ladite quatrième borne et dont une deuxième extrémité est connectée à la troisième électrode dudit iex4eme transistor, la deuxième électrode dudit troisième transistor se 20 connectant à la deuxième extrémité de ladite troisième rèsistanre; et une quatrième résistance (R4) disposée entre la deuxième extrémité de ladite troisième résistance et la tr$siènie électrode dudit quatrième transistor. 8. Circuit selon la revendication 7, caractérise en te que ledit moyen, qui répond au potentiel existant entre Les première et deuxième bornes lorsque celui-ci dépasse tune vte.ar prescrite en appliquant entre les première et troisiè"e teLtrzoNs dudit quatrième transistor une tension suffisamment _rande phur 30 faire que ledit quatrième transistor conduise entre ses preièrte et deuxième électrodescomprend: une première diode (Zl) qui conduit Lcrsque sa tensiom aux bornes dépasse une première valeur specifiée; un premier condensateur (C1) en série avec ladite première diode entre ladite deuxième borne et la troisième électrode dudit quatrième transistor; une cinquième résistance (R5) connectée entre ladite 05 première borne et la troisième électrode dudit quatrième transistor; et un moyen (Z2) servant à limiter la différence de tension entre la première borne et la troisième électrode dudit quatrième transistor lorsque celle-ci tend sensiblement à dépasser 10 la valeur qui rend ledit quatrième transistor conducteur entre ses première et deuxième électrodes. 9. Circuit selon la revendication 8, caractérisé en ce que ledit moyen servant à limiter la différence de tension entre ladite première borne et la troisième électrode dudit quatrième 15 transistor comporte: une deuxième diode (Z2) qui conduit lorsque La tension à ces bornes dépasse une deuxième valeur spécifiée, ladite deuxième diode étant connectée entre ladite première borne et la troisième électrode dudit quatrième transistor. 10. Circuit selon la revendication 9, caractérisé en ce que ladite deuxième valeur spécifiée diffère de ladite première valeur spécifiée et est plus petite que ladite première valeur spécifiée. 11. Circuit selon la revendication 8, caractérisé en ce que ledit moyen, qui répond à ladite tension de signal d'excitation d'entrée lorsque celle-ci a un niveau qui produit la commutation en conduction entre les électrodes de source et de drain dudit premier transistor en appliquant entre les première et troisième électrodes dudit troisième transistor une tension suffisamment grande 30 pour faire que ledit troisième transistor conduise entre ses première et deuxième électrodescomprend: une diode redresseuse de courant (CR2), connectée entre ladite troisième borne et la troisième électrode dudit troisième transistor, ladite diode redresseuse de courant étant 35 polarisée de façon à conduire lorsque ledit niveau de commutation en conduction dudit premier transistor est appliqué à ladite troisième borne et à ne pas conduire lorsqu'un niveau de commutation à l'ouverture, c'est-à-dire en non-conduction, entre les électrodes de source et de drain dudit premier transistor est 05 appliqué à ladite troisième borne. 12. Circuit selon la revendication 11, caractérisé en ce que ledit moyen, qui répond à l'existence de la non-conduction entre les première et deuxième électrodes dudit quatrième transistor en appliquant entre les première et troisième 10 électrodes dudit troisième transistor une tension suffisamment grande pour faire que ledit troisième transistor conduise entre ses première et deuxième électrodes,comprend: une sixième résistance (R6) dont une première extrémité est connectée à ladite quatrième borne et dont une deuxième 15 extrémité est connectée à la deuxième électrode dudit quatrième transistor; une septième résistance (R7) connectée entre la deuxième extrémité de ladite sixième résistance et la troisième électrode dudit troisième transistor; et un deuxième condensateur (C2) connecté entre la deuxième extrémité de ladite sixième résistance et la troisième électrode dudit troisième transistor. 13. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit moyen, qui répond à ladite tension de signal d'entrée 25 d'excitation lorsque celle-ci a un niveau qui produit la commutation en conduction entre les électrodes de source et de drain dudit premier transistor en appliquant entre les première et troisième électrodes dudit troisième transistor une tension suffisamment grande pour faire que ledit troisième transistor 30 conduise entre ses première et deuxième éLectrodes,comprend: une diode redresseuse de courant (CR2), connectée entre ladite troisième borne et la troisième électrode dudit troisième transistor, ladite diode redresseuse de courant étant polarisée de façon à conduire lorsque ledit niveau de commutation 35 en conduction dudit premier transistor est appliqué à ladite troisième borne et à ne pas conduire lorsqu'un niveau qui produit la commutation à l'ouverture, c'est-à-dire en non-conduction, entre les électrodes de source et de drain dudit premier transistor est appliqué à ladite troisième borne. 14. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit moyen, qui répond au potentiel existant entre lesdites première et deuxième bornes lorsque celui-ci dépasse une valeur prescrite en appliquant entre les première et troisième électrodes dudit quatrième transistor une tension suffisamment grande pour 10 faire que ledit quatrième transistor conduise entre ses première et deuxième éLectrodes,comprend: une première diode (Z1) qui conduit lorsque la tension à ses bornes dépasse une première valeur spécifiée; un premier condensateur (C1) en série avec ladite 15 première diode entre ladite deuxième borne et la troisième électrode dudit quatrième transistor; une cinquième résistance (R5) connectée entre ladite première borne et la troisième électrode de ladite quatrième résistance; et un moyen (Z2) servant à limiter la différence de potentiel entre ladite première borne et la troisième électrode dudit quatrième transistor lorsque celle-ci tend sensiblement à dépasser la valeur qui rend ledit quatrième transistor conducteur entre ses première et deuxième électrodes. 15. Circuit permettant de faire rapidement commuter à l'ouverture un transistor à effet de champ à modulation de conductivité, caractérisé en ce qu'il comprend: un premier transistor (Q1) qui est du type à effet de champ à modulation de conductivité et possède des électrodes de 30 source, de drain et de grille; une première borne (T1) à laquelle l'électrode de source dudit premier transistor se connecte; une deuxième borne (T2) à laquelle l'électrode de drain dudit premier transistor se connecte; une troisième borne une huitième résistance (R8) connectée entre ladite première borne et la troisième électrode dudit troisième 05 transistor. 16. Circuit selon la revendication 15, caractérisé en ce que Ledit moyen servant à fournir la tension source-drain et l'impédance de charge pour ledit premier transistor comprend: une cinquième borne (T5); une alimentation en tension de fonctionnement (B1) connecté entre lesdites première et cinquième principal bornes; et une charge (RL, L), qui offre ladite impédance de charge, connectée entre lesdites deuxième et cinquième bornes.