FR 2590745 A1 19870529 FR 8208516 A 19820514 Dispositif d'alimentation électrique pour radar. L'invention est relative à l'alimentation stabilisée de radars et notamment des générateurs hyperfréquence ou tubes à ondes progressives dans des radars à impulsions. Elle vise notamment les radars installés à bord de véhicules, tels que des avions ou autres engins aérospatiaux dans lesquels les considérations d'encombrement et de poids sont essen- tielles et qui sont destinés à fonctionner dans des condi- tions d'environnement difficile. Les tubes à ondes progressives utilisés comme générateur d'ondes dans les radars fonctionnent à des tensions très élevées de quelques milliers, voire plusieurs dizaines de milliers de volts. Une alimentation destinée à fournir un tel niveau de tension continue fonctionne en général à par- tir d'un réseau alternatif triphasé de quelques centaines de volts qui peut être sujet, notamment dans les installa- tions embarquées,à des fluctuations d'amplitude considéra- bles. Il est courant que les spécifications d'installations embarquées à bord d'un véhicule prévoient une dynamique de 1 à 3 pour la tension à partir de laquelle doit être fabri- quée la tension stabilisée d'alimentation de ces installa- tions. Jusqu'à présent, les alimentations stabilisées utilisées pour les tubes à ondes progressives de radars comprenaient généralement deux sousensembles:un régulateur à basse tension, suivi d'un transformateurconvertisseur destiné à porter la basse tension,directement ou par paliers,au niveau de tension de sortie désiré. Chacun de ces deux sous-ensembles fonctionne par découpage d'une tension continue à l'aide d'une électronique de commu- tation dont la fréquence est relativement peu élevée pour permettre au transformateur utilisé de fonctionner dans de bonnes conditions. Ce principe de fonctionnement est à l'origine de la formation de nombreux parasites à la fréquence de découpage et aux fréquences harmoniques supérieures de celle-ci. Ces para- sites se propagent sur les circuits de l'alimentation jus- qu'au radar proprement dit. Or on sait que, en raison notamment du faible niveau de puissance des signaux reçus par un radar, il est essentiel de diminuer le bruit tant à la réception qu'à l'émission. En particulier, il est de la plus grande importance d'émettre des signaux de grande pureté spectrale. Dans les radars modernes, cette pureté spectrale est de plus en plus difficile à obtenir, notamment dans les radars à impulsions en raison notamment de la commutation inter- mittente de leur fréquence de répétition d'impulsions, dite de récurrence, entre des valeurs discrètes et de la nécessité de faire varier le facteur de forme d'ondes émises. I1 est donc important d'éviter que la pureté spectrale du radar ne soit en outre affectée par des parasites en prove- nance du système d'alimentation stabilisée de son tube géné- rateur. On utilise à cet effet, dans les systèmes conven- tionnels, des filtres destinés à éliminer les parasites de commutation propres à l'alimentation. Ces filtres doi- vent être très efficaces en raison du faible niveau d'ondu- lation exigé à la sortie de l'alimentation THT. En consé- quence, ils tendent à emmagasiner une énergie relativement considérable. Il en résulte des difficultés pour la protec- tion du tube dans l'éventualité de courts-circuits, même de très faible durée,à l'intérieur de celui-ci. En outre, il n'est pas possible d'éliminer totalement les raies para- sites fabriquées dans l'alimentation elle-même à des niveaux de fréquence très inférieurs à la fréquence de récurrence du radar et leur propagation vers les différents sous- ensembles de celui-ci, et notamment vers sa partie récep- tion. Il est donc nécessaire de prendre des précautions excep- tionnelles au niveau de ces sous-ensembles pour filtrer ces raies. Ces facteurs se conjuguent pour faire des alimentations ac- tuelles des ensembles lourds, volumineux et présentant mal- gré tout des niveaux de raies parasites préjudiciables au bon fonctionnement des radars envisagés actuellement. L'invention vise à réduire ces inconvénients en proposant une nouvelle structure d'alimentation stabilisée pour un générateur hyperfréquence de radar à impulsions, notamment de radar embarqué. Conformément à l'invention, un tel dispositif d'alimentation stabilisée comprend un module de convertisseur à extra- rupture qui comporte un enroulement primaire sur un élément inductif,couplé à la source de tension primaire par un commu- tateur électronique de puissance commandé par un signal de régulation de tension à la fréquence de répétition des im- pulsions du radar,ou à un multiple de cette dernière,de façon telle qu'au cours de chaque période la durée de conduc- tion du commutateur soit supérieure à la durée de blocage, et au moins un circuit secondaire dont la sortie est bran- chée entre les bornes de sortie à très haute tension du dispositif et qui comprend un enroulement secondaire sur cet élément inductif avec un rapport de transformation de bobinage vis-à-vis du primaire voisin de l'unité, monté en série avec un redresseur à faible temps de recouvrement qui est branché de manière à ne pas conduire lorsque le commutateur de puissance est conducteur, et in condensateur de filtrage en parallèle au circuit série formé par l'enroule- ment secondaire et le redresseur. Selon une forme de réalisation préférée de l'invention, le module de convertisseur à extrarupture comprend une pluralité de tels circuits secondaires branchés en série pour contri- buer à la très haute tension de sortie et dont les enrou- lements sont bobinés sur le même élément inductif, le rapport de transformation individuel entre ces enroulements secon- daires et l'enroulement primaire étant voisin de 1. Dans un radar à impulsions, la commutation de nombreux cir- cuits à la fréquence de répétition des impulsions est géné- ratrice de parasites à cette fréquence et aux fréquences harmoniques. On cherche donc dans ces radars à recueillir et à traiter les signaux utiles en dehors des zones du spec- tre de fréquence de ces parasites et on effectue une réjec- tion de ces zones par filtrage. Il est donc avantageux de pouvoir, grace à l'invention, commander la fréquence de commutation pour le découpage des signaux nécessaires à la conversion basse tension- très haute tension en fonction de la fréquence de récurrence du radar. En effet, dans ces conditions, tous les parasites produits à cette fréquence de récurrence ou à des multiples de celle-ci et qui, ayant échappé au filtrage,se propagent vers les circuits fonctionnels du radar, sont éliminés en même temps que les signaux parasites engendrés par le radar lui-même. A cet égard, l'invention est basée sur le fait qu'il est possible de réaliser dans de bonnes conditions une telle alimentation avec des composants électroniques fonctionnant à des fréquences du même ordre que la fréquence de récurrence d'un radar ou de ses multiples, en utilisant un circuit convertisseur du type à extrarupture (connu également sous le nom anglais de BUCK-BOOST), dont le rapport de transfor- mation est voisin de un et de préférence égal à l'unité. On a remarqué notamment qu'il était possible de minimiser les parasites de bobinage d'un transformateur lorsque le rapport de transformation de ce dernier est égal à 1. Dès que l'on s'éloigne de cette valeur, on constate un accroisse- ment rapide des facteurs perturbateurs tels que capacités parasites et selfs de fuites. Un convertisseur à extra- rupture fournit un moyen convenable et simple de réaliser une amplification de tension en maintenant le rapport de transformation des bobinages à sa valeur optimale. Selon sa forme de réalisation préférée, l'invention est en outre basée sur le fait qu'il est possible, à partir d'un même enroulement primaire, de produire une tension secondaire élevée à l'aide d'un branchement en série de circuits secon- daires tels que définis ci-dessus. Cette structure présente l'avantage que chaque redresseur est soumis individuellement à une tension inverse relativement faible. En même temps, la division du circuit secondaire en une multiplicité de circuits élémentaires dont les tensions continues sont ajou- tées en sortie, permet, pour un rapport de transformation individuel voisin ou égal à 1, de maintenir à des valeurs très raisonnables la tension aux bornes d'un commutateur électronique à haute fréquence de découpage branché dans le circuit primaire. On parvient ainsi, avec un seul étage de commutation, à réaliser à la fois une conversion en très haute tension et une. régulation à partir d'une basse tension dont la dyna- mique de fluctuation peut être relativement considérable. Le montage obtenu est simple. Il permet de limiter au maxi- mum les sources de signaux de commutation, tout en fonction- nant à une fréquence favorable du point de vue de l'élimi- nation des signaux parasites qui se propagent inévitablement jusqu'aux circuits du radar proprement dit. La construction adoptée est favorable du point de vue du poids et de l'encombrement. En outre, elle rend possible l'utilisation comme commutateurs électroniques de puissance de transistors à effet de champ VMOS capables de fonctionner à des fréquences pouvant s'élever à plusieurs centaines de kHz, tout en respectant les contraintes fixées par la technologie actuelle de tels composants. Selon une forme de réalisation digne d'intérêt, on réalise une alimentation stabilisée par la juxtaposition de modules de convertisseur du type défini précédemment, connectés aux bornes d'un pont diviseur de la tension de source. Les en- roulements primaires de chaque module sont commutés par un commutateur électronique respectif, ces commutateurs étant, de préférence, commandés avec un déphasage les uns par rapport aux autres pour minimiser les ondulations de la très haute tension de sortie obtenue par superposition des tensions de sortie individuelles de ces modules. On peut alors qualifier un ensemble de tels modules de voies et, selon les niveaux de tension désirés en sortie, combiner plusieurs voies ainsi fabriquées. Des explications supplémentaires sont données avec la des- cription d'exemples de réalisation qui va suivre en réfé- rence au dessin annexé, sur lequel: - la figure 1 illustre schématiquement un exemple de réa- lisation d'une alimentation stabilissée de radar dans l'art antérieur; la figure 2 illustre de façon schématique la réalisation d'un module de convertisseur selon l'invention; Z590745 les figures 3a et 3b sont des diagrammes de signaux de courant respectivement primaire et secondaire; la figure 4 est un diagramme illustrant les tensions pri- maire et secondaire du dispositif de la figure 2; la figure 5 est un schéma de circuit d'une voie de conver- tisseur à quatre modules, selon l'invention; la figure 6 illustre le fonctionnement d'une voie de con- vertisseur à deux modules; et la figure 7 est un schéma d'un convertisseur à deux voies selon l'invention. On a représenté en figure 1, de façon très schématique, une alimentation stabilisée 10 conventionnelle raccordée à une source de tension 12 pour l'alimentation d'un tube à ondes progressives 14 pour radar. Les signaux de la source 12 sont dérivés d'un réseau triphasé à bord d'un avion,con- venablement redressés par un jeu de diodes telles que 18 pour fournir aux deux bornes d'entrée 20 et 21 de l'alimen- tation 10, une tension redressée. Celle-ci est tout d'abord filtrée par un circuit de self L22 et condensateur C23 puis découpée dans un régulateur 36 par un élément de commu- tation T25 dont la base 28 est commandée par un signal de fréquence constante, par exemple 10 kilocycles (schématisée par la forme d'onde 27) et dont le rapport cyclique peut être modulé pour obtenir en sortie un niveau de tension stable recherchée. La tension découpée à la sortie du commu- tateur T25 est filtrée par un circuit-self L32, capacité C33 pour produire aux bornes de sortie 34 et 35 du régula- teur 36, un signal de tension continuerégulé et filtré. Une diode de récupération 30 est branchée en parallèle au circuit L32-C33. Aux bornes 34 et 35 est connecté un con- vertisseur 38 comprenant de façon classique un enroulement primaire de transformateur à point milieu 40 connecté en série avec deux commutateurs électroniques 42 et 43 comnman- dés en push-pull à une fréquence, par exemple d'environ kHz,pour hacher la tension dans le bobinage 40. Celui-ci fait partie d'un transformateur à rapport de transformation élevé, de façon à induire dans un ou plusieurs bobinages secondaires 44 une très haute tension redressée et filtrée par des ponts de diodes 47 et de condensateurs 48 qui est appliquée aux entrées 50 et 51 du tube à ondes pmogressi- ves 14. Dans un équipement embarqué, la fréquence de la source 12 peut être par exemple 400 Hz et la tension redressée entre les bornes 20 et 21 peut avoir une valeur nominale d'environ volts, mais être sujette à des fluctuations entre 100 et 400 volts moyens. Le circuit de commande du commutateur de découpage T25 doit donc avoir une dynamique correspon- dante pour la variation de son rapport cyclique. Il est sou- haitable, dans ce système, de pouvoir effectuer la régula- tion à basse tension dans des conditions o l'isolation et la tenue des circuits utilisés peuvent être facilement mai- trisées. La tension régulée obtenue peut alors être amplifiée par le convertisseur 38 de façon à atteindre les niveaux très élevés requis pour l'alimentation du tube générateur du radar. On préfère à cet égard limiter la fréquence de commutation du commutateur 42, l'importance des parasites transmis par le transformateur et liés à la commutation croissant avec la fréquence de commutation. Malgré ces pré- cautions, des suroscillations importantes sont présentes dans les circuits secondaires 44 et 45 qui nécessitent un filtrage extrêmement énergique. Ces parasites, dont les fré- quences sont très inférieures à la fréquence de récurrence des impulsions du radar, se transmettent aux unités compo- sant celui-ci, soit par voie directe sur les conducteurs d'alimentation, soit par rayonnement. Un module de convertisseur 62 selon l'invention est présenté à la figure 2. Aux bornes 60 et 61, entre lesquelles est dis- ponible la tension de source redressée E, est connecté un enroulement 65 primaire d'un transformateur bobiné sur un élément inductif 66 et monté en série avec un commutateur 63 constitué par un transistor de puissance à effet de champ du type VMOS. On peut utiliser, par exemple,à cet effet un transistor de la catégorie IRF450 fabriqué par la Société INTERNATIONAL RECTIFIER (Etats-Unis). Un tel composant est capable de commuter, à des fréquences pouvant atteindre à 300 kHz sous la commande de sa tension de grille 64, des courants pouvant atteindre 10 ampères. Sa tension de blocage peut atteindre 500 volts. Il permet ainsi de décou- per des puissances de l'ordre de 125 watts dans des ambiances radar. Sur le noyau magnétique 66 sont bobinés une série d'enrou- lements secondaires, au nombre de dix dans cet exemple numérotés de 68-1 à 68-10. Chaque enroulement secondaire tel que 68-1 est connecté à une diode de redressement 69-1 dans un sens tel que, lorsque le commutateur 68 est passant, la tension induite dans l'enroulement 68-1 prenne la diode 69-1 en sens inverse. Un condensateur 70-1 est connecté,en pa- rallèle au circuit formé par l'enroulement 68-1 et la diode 69-1, entre deux bornes 71-1 et 72-1 qui constituent les bor- nes de sortie du circuit secondaire ainsi constitué. Les circuits secondaires 1 à n sont connectés en série, de telle sorte qu'il apparatt, entre les bornes 71-1 et 72-10, une tension résultante qui est la somme des tensions continues individuelles aux sorties de chacun de ces circuits secon- daires. Les diodes 69-1, 69-10 sont des éléments à temps de recou- vrement très faible permettant un fonctionnement à la même fréquence que les commutateurs VMOS 63, ces diodes étant capables de supporter des tensions inverses de l'ordre de 300 à 600 volts. Le nombre de spires de chaque enroulement 68-1 à 68-10 est égal au nombre de spires de l'enroulement primaire 65 de façon à obtenir un rapport de transformation de 1. Le module 62 ainsi réalisé est un module à extrarupture (BUCK BOOST) qui peut fonctionner en régime discontinu ou en régime continu selon les valeurs relatives de la self- inductance L du primaire 65,de la période de commutation T de la grille de commande 64 et de la puissance de sortie. Dans la réalisation ici décrite, on préfère un fonctionne- ment en mode dit continu, c'est-à-dire dans lequel le cou- rant à l'intérieur de chaque phase de fonctionnement des cir- cuits primaire et secondaire ne s'annule pas. En fonctionnement, lorsque le commutateur 63 est passant pendant un temps T, inférieur à la période de commutation T et régulé en fonction de la tension de sortie à obtenir, un courant Ip croissant circule dans l'enroulement 65 de la self L. Il charge l'inductance primaire (voir courbe sur la figure 3a). Pendant ce temps, aucun courant ne circule dans chacun des enroulements secondaires 68-1 à 68-10 en raison du sens de montage choisi pour les diodes 69-1 à 69-10, comme le montre le diagramme de la figure 3b. Lorsque le signal de commande appliquésur la grille 64 coupe le commutateur 63, le courant I cesse. Un courant Is dé- ps croissant (courbe 82) circule dans chacun des enroulements secondaires 68 à partir de l'instant T de cette commutation, dans le sens de conduction des diodes 69 respectives. Ce courant, qui correspond à la décharge de l'inductance 65, 66, est interrompu à l'instant T o le commutateur 63 est à nouveau rendu conducteur (fin de la période de commande du commutateur de découpage). Le niveau de courant Is2 à ce moment est égal au niveau de courant Ipl qui apparaît alors à nouveau dans le circuit primaire. Si l'on considère la tension aux bornes des enroulements primaire 65 et secondaires 68-1 à 68-10 (figure 4), on remarque que cette tension reste constante et égale à E pendant la durée T pour l'enroulement 65,puis s'inverse lors de la coupure du commutateur 63. Une tension Us apparatt alors entre les bornes 71-i et 72-i de chaque circuit de sortie i. Ce signal de tension dure pendant toute la période s'écoulant de l'instant T à l'instant T. Si l'on prend soin de prévoir une durée T supérieure à la durée T- T, la tension Us est supérieure à la tension E. La tension appa- raissant entre les bornes de sortie 71-1 et 72-10 de sortie du module de conversion est égale à 10.Us. La tension de sortie Us a pour valeur: U = E T U E= S T-T Si l'on suppose que les circuits secondaires ont été dimen- sionnés pour produire à leur sortie une tension de 150 volts lorsque la diode 69 respective est passante, pendant sa phase de non-conduction comprise entre O ett, cette diode est soumise à une tension inverse de E+ 150 volts. Pour E = 67 volts, cette tension s'élève à 217 volts, valeur qui peut être aisément tenue actuellement avec les composants à faible temps de recouvrement pour le fonction- nement à très haute fréquence. La tension de sortie du mo- dule 62 dans ces conditions est de 1500 volts. On considère (figure 5) une unité d'alimentation stabilisée constituée de quatre modules analogues au module 62 de la figure 2. La tension entre phases 101, 103 et 105 du réseau triphasé est redressée par des couples de diodes telles que 106 et 107, puis filtrée par un circuit inductance L100-capacité C-11l, pour faire apparaître une tension continue entre les bornes 120 et 121 d'un diviseur capa- citif comprenant quatre condensateurs C1221 à C1224. Aux bornes de chacun de ces condensateurs C122i est branché un enroulement primaire de transformateur 165. en série avec un commutateur VMOS 163i à grille de commande 164i. A chacun d'eux correspond une batterie de dix circuits secondaires 166 comprenant chacun un enroulement, une diode et un con- densateur connectés de la façon exposée ci-dessus à pro- pos des circuits secondaires de la figure 2. L'ensemble d'alimentation stabilisée formé par les quatre modules de la figure 5 constitue une voie d'alimentation 170. Les circuits secondaires 166 sont connectés en série entre les bornes 171 et 172 de sortie à très haute tension de la voie 170, la tension entre ces deux bornes étant la somme des tensions de sortie de ces enroulements secondai- res, soit dans cet exemple 150xlOx4 = 6000 volts. Chaque module transmettant 125 watts, il est donc possible d'obte- nir-une puissance de 500 watts à la sortie de la voie 170. On considère trois cas selon que la tension redressée aux bornes d'entrée 120, 121 de cette voie d'alimentation s'élève à sa valeur nominale 268 volts, à une valeur minimale 135 volts ou à une valeur maximale 420 volts. En fonctionnement à tension nominale, chaque enroulement i est alors alimenté sous une tension de 268: 4 = 67 volts. Dans l'hypothèse d'un fonctionnement à 250 kHz, d'un rendement de 85% et d'une tension secondaire 250 volts par enroulement, l'intensité commutée est de 3,25 ampères. La tension drain-source de chaque commutateur 163i lors du blocage est formée de la superposition de la tension d'ali- mentation, soit 67 volts et de la tension induite par les- dits circuits secondaires 166 (pendant la phase de fonction- nement T - T respective). Le nombre de tours de chaque en- roulement de circuit secondaire 166 est égal au nombre de tours du primaire 165i. La tension induite correspondante est donc de 150 volts. En conséquence, la tension drain- source maximale aux bornes du commutateur VMOS 163i est 217 volts. On remarque que les valeurs de courant et de tension de fonctionnement du commutateur VMOS 163i sont lar- gement à l'intérieur des limites d'utilisation mentionnées ci-dessus pour le composant IRF450. Dans le cas du fonctionnement à tension maximale de 420 volts, ces valeurs sont respectivement I = 2,4 ampères et V = 255 volts; dans le cas du fonctionnement à tension mini- male de 136 volts, les valeurs deviennent I = 5,41 ampères et V = 184 volts. Ainsi, le composant VMOS 163. reste dans un domaine de fonctionnement qui lui permet d'absorber des transitoires de tension sans dommage et de posséder une réserve de puissance permettant d'envisager d'autres types de circuits, le fonctionnement s'effectuant toujours à des fréquences correspondant à la fréquence de récurrence du radar alimenté par cette alimentation ou à un multiple de celle-ci. On a observé que, pour un rapport de transformation unité (rapport du nombre de spires primaires sur le nombre de spires de chaque circuit secondaire), les parasites de bobi- nage (capacités parasites et self de fuites) pouvaient être rendus minimum, l'ampleur de ces parasites s'élévant très rapidement dès que l'on s'écarte de cette valeur du rapport de transformation. Le montage qui vient d'être évoqué est donc favorable à l'obtention d'une alimentation stabilisée produisant un minimum de parasites pour l'alimentation d'un radar. Par ailleurs, on remarque que, sur la base des valeurs qui viennent d'être indiquées dans cet exemple, le rapport d'am- plification des tensions entre chaque circuit secondaire élémentaire et le circuit primaire du module correspondant est relativement peu élevé. Les champs électriques corres- pondants sont faibles. Ce facteur contribue à limiter la propagation des énergies de fuites par rayonnement. Pour illustrer le fonctionnement d'une voie d'alimentation telle que représentée à la figure 5, formée par l'empilage de plusieurs modules, on se reporte à la figure 6 sur la- quelle on a représenté les deux modules respectivement 180-1 et 180-2 branchés aux bornes des condensateurs C1221 et C122-2 du diviseur capacitif précédemment évoqué. Lorsque le commutateur VMOS 163-2 est coupé (signal Q sur sa grille de commande 164-2) aucun courant ne circule dans l'enrou- lement primaire 165-2. Si, à cet instant, on suppose que la grille de commande 164-1 du commutateur 163-1 est ali- mentée par un signal Q qui le rend conducteur, un courant traverse l'enroulement primaire 165-1 qui est la superpo- sition de deux courants:un courant Il issu de la source primaire qui charge le condensateur C122_2 et un courant I2 de décharge du condensateur C122_1. Le phénomène inverse se produit lorsque les signaux Q et Q sont échangés. On préfère commander les grilles 164-1 et 164-2 avec un décalage de T/2, T étant la période du signal de commande de découpage. Cette disposition permet en effet de limiter l'ondulation de tension résultant de la superposition des tensions de sortie des modules convertisseurs 180-1 et 2, les crêtes de l'ondulation de tension résultante dans chaque module étant déphasées les unes par rapport aux autres. Lorsque les deux commutateurs 163-1 et 163-2 sont tous deux passants, les tensions restent équilibrées aux bornes des enroulements 165-1 et 165-2 en raison des valeurs identiques des inductances de ces bobinages. En se reportant à nouveau à la figure 5, on constate que l'on peut également avec avantage décaler les cycles de commande des commutateurs 163-1 à 163-4 de T/4 de façon à encore minimiser l'ondulation globale de la tension de * sortie aux bornes 171 et 172 du module. Sur la figure 7 est présentée schématiquement la réalisa- tion d'une alimentation très haute tension à deux voies fournissant 12 kvolts en sortie avec une puissance d'un kilowatt, dont les bornes d'entrée 220 et 221 peuvent être alimentées par une tension de secteur redressée et filtrée. Entre ces bornes sont montées deux voies respectivement 225-1 et 225-2 réalisées de façon identique à la représen- 2590745. tation de la figure 5. La borne de sortie 232 de la voie 225-1 est reliée à la masse M et sa borne de sortie 231 est reliée à une borne de sortie 232 de la voie 225-2. Sur l'autre borne de sortie 233 de cette dernière voie apparaît une tension de 12 k-volts par rapport à la masse, appliquée aux bornes d'un.pont de mesure THT 240. Un signal de tension est prélevé aux bornes d'une résistance 250 en série avec le pont de mesure dont la valeur est comparée à une tension de référence déterminée, par exemple de 6 volts, appliquée sur l'entrée 251 d'un amplificateur d'erreur 252 dont la sortie est connectée aux entrées 255-1 et 255-2 de deux comparateurs254-1 et 254-2 qui reçoivent sur leur deuxième entrée respective 256-1 et 256-2 un signal de tension en dents de scie à la fréquence de 1/T. La sortie du compara- teur 254-1 alimente, à l'aide d'un signal en créneaux Qi' une en trée de commande 260-1 de la voie 225-1 et une entrée de commande 260-2 de la voie 225-2. La sortie du comparateur 254-2 alimente, à l'aide d'un signal Q2' les entrées 261-1 et 261-2 respectivement des voies 225-1 et 225-2. Les signaux en dent de scie 270 et 271 des entrées 256-1 et 256-2 sont décalés de T/2 de façon à réaliser une commande déphasée des commutateurs de découpage reliés respectivement aux voies 260-1, 260-2 et 261-1, 261-2. Dans la réalisation de la figure 5, les grilles de commande 164-1 et 1643 sont reliées à l'entrée 260-1 tandis que les grilles 164-2 et 164-4 sont reliées à l'entrée 261-1. Il en va de même pour les grilles de commande et entrées de même indice de la voie 225-2. Bien entendu, il est possible de déphaser non seule- ment les signaux de commande des modules de chaque voie mais également des voies entre elles de manière à réduire encore l'ondulation de la tension de sortie. On a ainsi réalisé une alimentation en très haute tension dont la fréquence de découpage peut être synchronisée avec la fréquence de récurrence des impulsions du radar à alimen- ter ou avec une fréquence multiple de cette dernière. Cette disposition présente des avantages considérables dans la mesure o les raies parasites générées par une telle alimen- tation ne viennent pas perturber la plage des fréquences utiles du radar proprement dit. Leur niveau est donc moins critique et il est possible d'abaisser le volume des cellu- les de filtrage équipant les sous-ensembles du radar sans pour autant en dégrader les performances. En outre, grace à la réalisation des compromis qui ont été évoqués dans la description précédente, on parvient à réaliser, dans une alimentation à très haute tension et à fréquence de découpage élevée, à la fois la régulation de tension, avec une dynami- que élevée, et son amplification à l'aide d'une seule et même unité de découpage. Il en résulte une simplification de l'équipement, un gain de volume et de poids. A ce dernier contribue également le fait que les cellules de filtrage des tensions THT sont de faible valeur en raison de la fré- quence de conversion utilisée et de l'emploi de commande décalée sur les différentes grilles de commutation, comme exposé précédemment. L'alimentation ainsi réalisée présente une excellente tenue aux transitoires de tension, tels que notamment présents sur un réseau à bord d'un engin aéroporté. Le rendement est élevé en raison de la présence d'un seul étage. Les rapports de transformation sont en outre optimisés du point de vue de la réduction des éléments parasites de bobinage. Enfin, le faible niveau des tensions engendrées dans chacun des modules participant à l'élaboration de la tension secondaire s'accompagne de champs électriques alter- natifs à l'intérieur des isolants de faible valeur. Dans ces conditions, les diélectriques travaillent dans des con- ditions peu contraignantes aux fréquences élevées de fonc- tionnement requises par l'appareil. Revendications. 1. Dispositif d'alimentation d'un générateur d'ondes pour un radar à impulsions, du type comprenant un dispositif de régulation à découpage et un transformateur, caractérisé en ce qu'il comprend un module de convertisseur à extra- rupture (62) comportant un enroulement primaire (65) sur un élément inductif (60),pouvant être couplé à une source de tension continue (E) par un commutateur électronique de puissance (63) commandé par un signal de régulation de ten- sion à la fréquence de répétition des impulsions du radar, ou à un multiple de cette dernière,de façon telle qu'au cours de chaque période la durée de conduction du commuta- teur soit supérieure à la durée de blocage, et au moins un circuit secondaire dont la sortie est branchée entre les bornes de sortie à très haute tension (71-1, 72-10) du dispositif et qui comprend un enroulement secondaire (68) sur cet élément inductif avec un rapport de transformation de bobinage vis-à-vis du primaire voisin de l'unité et monté en série avec un redresseur (69) à faible temps de recouvrement branché en opposition par rapport à la tension induite par le courant primaire, et un condensateur (70) de filtrage en parallèle au circuit série formé par l'enroule- ment secondaire et le redresseur. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend une pluralité de tels circuits secondaires en série entre les bornes de sortie à très haute tension (71-1, 72-10), dont les enroulements secondaires (68-1... 68-10) sont bobinés sur le même élément inductif (66), avec un rapport de transformation de bobinage individuel par rapport au primaire voisin de l'unité. 3. Dispositif d'alimentation d'un générateur d'ondes pour un radar à impulsions, caractérisé en ce qu'il comprend au moins deux modules de convertisseur selon la revendication 1 ou 2, dont les enroulements primaires (165i) sont connec- tés chacun par un commutateur électronique (163i) de puissance respectif aux bornes d'un diviseur (C1221 à C122.4) de la tension de source et dont les circuits secon- daires (166) sont branchés en série entre les bornes de sortie à très haute tension (171, 172) de l'alimentation. 4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que les commutateurs électroniques (163i) sont commandés en déphasage de façon à minimiser les ondulations de la tension aux bornes de sortie THT (171, 172) de l'alimentation. 5. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 4, carac- térisé en ce que les commutateurs électroniques de puissance sont des transistors à effet de champ du type VMOS. 6. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le rapport de transformation de bobi- nage de chaque enroulement secondaire par rapport au pri- maire est égal à 1. 7. Dispositif d'alimentation d'un générateur d'ondes pour radar à impulsions, caractérisé en ce qu'il comprend plu- sieurs voies dont les sorties sont connectées en série, chaque voie comprenant plusieurs modules selon les reven- dications 3 à 6.