FR 2589294 A1 19870430 FR 8516043 A 19851029 OSCILLATEUR HYPERFREQUENCE MODULE LINEAIREMENT EN FREQUENCE ET A COEFFICIENT DE SURTENSION EXTERNE ELEVE. L'invention concerne un oscillateur hyperfré- quence modulé linéairement en fréquence autour d'une fréquence centrale au moyen d'une diode à capacité variable en fonction d'une tension de commande appliquée aux bornes de ladite dio- de, ledit oscillateur comportant un transistor de puissance dont les impédances d'adaptation sur ses électrodes d'entrée et de sortie sont réalisées par des lignes calculées de façon à assurer un gain maximum à la fréquence centrale. L'oscillateur de l'invention fournit une puis- sance de sortie de 0,1 à 1 watt à une fréquence de travail de l'ordre de 4 GHz et trouve une application de manière générale dans tout système F.M. et en particulier dans des équipements tels que les sources de radioaltimètres ou de fusées de proxi- mité, les systèmes autodirecteurs et les radars à longue por- t5e. Dans ces diverses applications, une bonne linéarité de la caractéristique fréquence-tension de commande et une isolation élevée contre les brouillages sont exigées. Pour répondre à cette condition d'isolation, l'oscillateur doit avoir un fort coefficient de sustension externe. Des oscillateurs hyperfréquence du genre men- tionné dans le préambule sont connus par exemple du brevet des Etats-Unis d'Amérique No 4 310 809 qui décrit un dispositif à résistance négative réalisé à partir d'un transistor bipolaire et dont la variation de fréquence est commandée par des varac- tors placés en parallèle dans le circuit de modulation. Des oscillateurs de ce type, d'un usage courant dans le domaine des hyperfréquences, fournissent une faible puissance de sor- tie qui est ici de 10 mW à 8,5 GHz. Une méthode pour réduire la sensibilité aux influences extérieures d'un tel oscillateur consisterait à placer un isolateur à sa sortie. - 2 - Une autre méthode applicable à un oscillateur à forte puissance de type amplificateur bouclé par exemple, con- sisterait à placer à la sortie de cet oscillateur un atténua- teur ou un coupleur directif, mais le Q externe ne serait aug- menté que dans le rapport des puissances. Le but de l'invention est de fournir une méthode plus simple et plus économique pour réaliser une isolation élevée de l'oscillateur contre les brouillages. Une telle mé- thode est remarquable en ce que ledit transistor ayant un gain élevé et une forte puissance de sortie, l'oscillation est ob- tenue pour un mode de fonctionnement stable du transistor dans ladite plage de fréquence au moyen d'un réseau de rebouclage adaptant son entrée à sa sortie, ledit rebouclage étant obtenu en sortie de l'oscillateur à partir d'une ligne faiblement couplée par proximité à l'une des lignes dudit réseau de re- bouclage de façon à réinjecter à l'entrée du transistor la ma- jeure partie de la forte puissance disponible à sa sortie, le faible couplage ainsi réalisé et la directivité du coupleur d'une part, l'état de saturation du transistor d'autre part assurant à l'oscillateur un coefficient de surtension externe élevé. Ladite diode à capacité variable permettant la mo- dulation en fréquence et un condensateur fixe sont intercalés en série entre trois éléments de ligne dans un circuit de mo- dulation monté en parallèle sur ledit réseau de rebouclage, une borne dudit condensateur étant reliée à un point du réseau de rebouclage à travers un premier élément de ligne et l'autre borne à la cathode de la diode à travers un deuxième élément de ligne, l'anode de la diode étant mise à la masse à travers un troisième élément de ligne, lesdits éléments de ligne étant déterminés pour optimiser la linéarité de la modulation de fréquence en fonction de ladite tension de commande. L'invention sera mieux comprise à l'aide de la description suivante d'un mode de réalisation du dispositif de l'invention donné à titre d'exemple non limitatif, ladite description étant accompagnée de dessins qui représentent: - 3 - Figure 1: le schéma de principe de l'oscillateur hyperfrg- quence conforme à l'invention. Figure 2: la vue d'ensemble d'une réalisation de l'oscilla- teur en technologie "micro-strip". Figure 3:les variations de la fréquence de l'oscillateur et de la puissance qu'il fournit en fonction de la tension de commande. Figure 4: la variation du Q externe de l'oscillateur en fonc- tion de la tension de commande. Figure 5: la variation du Q externe en fonction de la tension de drain pour quelques valeurs de la tension de commande. Les éléments correspondants sur les figures 1 et 2 seront désignés par les mêmes signes de référence. L'oscillateur hyperfréquence de l'invention dont le schéma est représenté figure 1 est obtenu à partir d'un am- plificateur bouclé comportant un transistor à effet de champ T monté en source commune S reliée directement à la masse et pouvant fournir une puissance de l'ordre de 500 mW. L'adaptation entrée-sortie du transistor et l'os- cillateur de circuit dans la bande de fréquence désirée sont déterminées par: - la mise en série entre le drain D et la grille du transistor T de la ligne L1, du condensateur CI, des lignes L4, L5, L6, L9, L11, L21, du condensateur L5 et de la ligne L22. - la mise en série des lignes L12 et L13 à partir du point d'interconnexion des lignes Lll et L21; - les lignes ouvertes à une extrémité (appelées stubs dans la littérature anglo-americaine) L7-L8, L10 et L14 disposées res- pectivement aux interconinexions des lignes L6 et L9, L3 et L11 et à l'extrémit5 libre de la ligne L135 La modulation de fréquence linéaire est assurée par le circuit constitue par la mise en série de la ligne L17, de la varicap D1, de la ligne L1, du condensateur C4, de la lihne L15 et dispose en parallèle entre la masse et le point d'interconnexioi des lignes L11 et L21 sur le eircuit d'adap- tation entrée-sortie. Cette adaptation est realis5e de façon -4- que le module du coefficient de réflexion par rapport à ohms reste grand et varie peu en fonction de la fréquence et que la phase de ce coefficient de réflexion varie monotone- ment. La puissance de sortie de l'oscillateur est préle- vée à l'aide de la ligne L27 placée le long de la ligne L5. La directivit9 du coupleur ainsi constitué est as- surée par le circuit constitué par la mise en série entre la masse et la sortie de lroscillateur de la résistance R4, de la ligne L26, du condensateur C2, des lignes L27 et L28, du con- densateur C3 et de la ligne L29, un stub L25 étant disposé à l'extrémité de la résistance R4 reliée à la masse. La tension d'alimentation du drain (+ V) est ame- née sur la ligne L1 par l'intermémdiaire de la résistance R1 en série avec la ligne L2, le stube L3 étant dispose à l'in- terconnexion de R1 et L2. La grille G est reliée à la masse à travers la li- gne L23 et la résistance R2, le stub L24 étant dispos6 ' l'in- terconnexion de L23 et de R2. Il faut remarquer qu'une tension d'alimentation de grille n'est pas nécessaire, le transistor s'autopolarisant lorsqu'il est fortement saturé. La tension de commande de la varicap est appliquée sur la cathode de celle-ci à travers la mise en série de la résistance R3 et de la ligne L19, le stub L20 étant disposé à l'extrémité de la ligne L19 reliée à la résistance R3. La mise à la masse de l'anode est assurée par le stub L18 disposé à l'interconnexion de la résistance R2 et de la ligne L17. La linéarité résultant de ce type de modulation est définie comme la variation relative de pente de la carac- téristique de variation de la fréquence de l'oscillateur en fonction de la tension de commande. Dans l'exemple décrit une seule varicap DB est utilisée, mais on peut éventuellement amiliorer les performan- ces de linéarité en remplaçant le condensateur C4 par une deu- - 5 - xième varicap placée tête-bêche avec la première et qui serait polarisée au moyen de la ligne L31 connectée entre le point commun aux lignes L6 et L9 et du stub L30 relié à la masse. La figure 2 montre un exemple de réalisation de l'oscillateur. Chaque ligne du schéma de la figure 1 représentée en traits hachurés est réalisée à l'aide d'une couche conduc- trice de longueur et de largeur bien définies déposées par sé- rigraphie sur une face d'une plaquette isolante. L'autre face en communication avec la précédente par l'intermédiaire de trous percés dans la plaquette est recouverte d'une couche conductrice uniforme qui constitue le plan de masse. Cette technologie est connue sous l'appellation de "strip-line" ou "microstrip" dans la littérature anglo-américaine. Les lignes et stubs tels que L1, L4, L5, L6, L7, L8, L9, L10, L11, L12, L13, L14, L21 et L22 appartenant au circuit d'adaptation entrée-sortie du transistor T ont une largeur relativement élevée par rapport aux lignes telles que L2, L19, L23 et L31 qui ont une longueur de X/4 et présentent une forte impédance pour assurer les amenées de courant au circuit ou les mises à la masse. Les lignes L5 et L27 du cou- pleur sont formées d'éléments de même longueur, de largeur faible par rapport à ladite longueur et suffisamment éloignés afin d'obtenir un faible couplage. Les plages du circuit réu- nies à la masse sont hachurées dans les deux sens. Les compo- sants basse fréquence tels que les résistances d'alimentation R1, R2, R3, R4 et les condensateurs C1, C2, C3, C4, C5 sont rapportés par soudures. Le transistor à effet de champ T est un transistor AsGa pouvant fournir une puissance de sortie de l'ordre de 500 mW. Pour une tension de drain VDS de l'ordre de 8,5 V et un courant de drain ID de l'ordre de 300 mA, la puissance de sortie de l'oscillateur est de l'ordre de 40 mW. L'encombrement de l'oscillateur est de 24 mm x 38 mm. -6 - La figure 3a représente une caractéristique expé- rimentale de variation de la fréquence de sortie en fonction de la tension de commande de la varicap. Autour d'une fréquence centrale de 4,3 GHz obtenue pour une tension de commande de la varicap de 8,5 V, l'examen de cette caractéristique met en évidence une bande de fréquen- ce de 140 MHz modulée linéairement à moins de 6 % et une autre bande de fréquence de 190 MHz modulée linéairement à moins de %, la linéarité étant évaluée selon sa définition la plus sévère comme le rapport des pentes maximale et minimale de la caractéristique dans la bande de fréquence considérée. Comme il a été indiqué ci-dessus, on peut élargir la zone de linéa- rité sans trop modifier le circuit en substituant au condensa- teur fixe C4 une deuxième varicap. La figure 3b donnant la variation expérimentale de la puissance de sortie de l'oscillateur en fonction de la meme tension de commande montre que cette puissance est de l'ordre de 40 mW pour une tension de commande de l'ordre de 8,5 V. Cette puissance de sortie est dix fois plus faible que la puissance maximale disponible à la sortie d'un oscillateur bouclé à fort couplage utilisant le même transistor. La figure 4 montre la variation du coefficient de surtension externe de l'oscillateur en fonction de la tension de commande. La valeur de ce coefficient de surtension est ici calculée à partir de la formule: Qext = Af Psc dans laquelle f est la fréquence de l'oscillateur, Posc sa puissance, Pb la puissance du brouilleur utilisé et Af la ban- de de synchronisation correspondante de l'oscillateur. La valeur de Qext est en moyenne 70 fois plus élevée dans la Bande de modulation utile que celle d'un oscil- lateur bouclé à fort couplage utilisant le même transistor et -7- ayant une tension de drain VDS identique (8,5 V dans l'exemple cité). La figure 5 donne la variation de Qext avec la tension de drain VDS pour quelques valeurs de la tension de commande Vv = 0,4 V, 2,1 V et 5 V. L'examen de ces courbes montre qu'on peut obtenir une valeur de Qext plus élevée en augmentant la tension de drain VDS sans modifier de façon significative la puissance de sortie de l'oscillateur. - 8 - REVENDICATIONS: 1. Oscillateur hyperfréquence modulé linéairement en fréquence autour d'une fréquence centrale au moyen d'une diode à capacité variable en fonction d'une tension de commande ap- pliquée aux bornes de ladite diode, ledit oscillateur compor- tant un transistor de puissance dont les impédances d'adapta- tion sur ses électrodes d'entrée et de sortie sont réalisées par des lignes calculées de façon à assurer un gain maximum à la fréquence centrale, caractérisé en ce que ledit transistor ayant un gain élev6 et une forte puissance de sortie, l'oscil- lation est obtenue pour un mode de fonctionnement stable du transistor dans ladite plage de fréquence au moyen d'un réseau de rebouclage adaptant son entrée à sa sortie, ledit reboucla- ge étant obtenu en sortie de l'oscillateur à partir d'une li- gne faiblement couplée par proximité à l'une des lignes dudit réseau de rebouclage de façon à réinjecter à l'entrée du tran- sistor la majeure partie de la forte puissance disponible à sa sortie, le faible couplage ainsi réalisé et la direction du coupleur d'une part, l'état de saturation du transistor d'au- tre part assurant à l'oscillateur un coefficient de surtension externe élevé. 2. Oscillateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite diode à capacité variable et un condensateur fixe sont intercalés en série entre trois éléments de ligne dans un circuit de modulation monté en parallèle sur ledit ré- seau de rebouclage, une borne dudit condensateur étant reliée à un point du r6seau de rebouclage à travers un premier élé- ment de ligne et l'autre borne à la cathode de la diode à tra- vers un deuxième élément de ligne, l'anode de ligne, lesdits éléments de ligne étant déterminés pour optimiser la linéarité de la modulation de fr6quence en fonction de ladite tension de commande. 3. Oscillateur selon l'une des revendications 1 à 2, caractérisé en ce que ledit transistor à gain élevé et à forte -9 puissance de sortie est un transistor à effet de champ dont la source est à la masse et dont la grille et le drain sont res- pectivement lesdites électrodes d'entrée et de sortie.