FR 2585509 A1 19870130 FR 8610802 A 19860725 Procédé et dispositif de réglage de faisceaux modulés par impulsions de largeur variable, à coupleur optique La présente invention se rapporte au réglage de systèmes d'émission de faisceaux électroniques et elle concerne, plus particulièrement, la commande de l'émission d'électrons par modulation par impulsions de largeur variable d'une impédance présentée au passage du courant à destination d'un filament thermo-électronique. Le faisceau d'émission d'un accélérateur d'élec- trons doit être réglé pour irradier au taux d'irradiation correct désiré. Typiquement, on ajuste le niveau d'émission du faisceau en faisant varier une résistance en série avec le courant de chauffage du filament. La régulation antérieure, telle que représentée sur la figure 6, consiste en un filament de canon à élec- trons monté en parallèle sur un secondaire de transforma- teur. Le courant à radiofréquence (RF) est fourni à un primaire du transformateur par l'intermédiaire de deux résistances variables montées en série. Une bobine d'arrêt et une diode Zener sont montées en parallèle entre les bornes d'entrée de la RF fournie au système. Les deux résistances variables sont action- nées par des moteurs de commande réversibles à faible vitesse situées à la borne de masse (borne de faible tension négative) de l'alimentation. L'action mécanique est transmise en franchissant le fort gradient de poten- tiel de l'accélérateur au moyen d'arbres d'entraînement diélectriques interposés entre les moteurs et les résis- tances variables qui leur correspondent. L'une des résistances variables est utilisée pour régler l'inten- sité du faisceau électronique émis. La seconde résistance variable est utilisée pour établir le domaine de fonction- nement de la première résistance variable, pour obtenir la meilleure utilisation du réglage par résistances varia- bles, et par suite une meilleure résolution. L'un des inconvénients de ce système se pré- sente lorsqu'on tente de produire et de régler une émis- sion de faisceau sur un intervalle d'énergie (de tension d'accélération) étendu. Le niveau d'intensité sur la bobine d'arrêt varie avec l'énergie mécanique. Le niveau d'intensité varie également avec les variations des paramètres opératoires (pour n'importe quelle énergie de fonctionnement) lorsque la charge (le courant de faisceau) augmente ou diminue en raison des caractéris- tiques de régulation de l'alimentation. Le montage Zener est simplement un dispositif d'écrêtage et ne peut garantir une puissance de chauf- fage efficace de la source constante, du fait que son point de fonctionnement varie entre peu ou pas d'écrê- tage et une sortie consistant en une onde carrée complète, en raison de niveaux d'attaque RF sévères pour une forte énergie et un faisceau puissant. En raison de cette alimentation assez insta- ble et de la lenteur du temps de réaction du moteur de commande de résistance variable (environ 1 tour/mn), il y a des accélérateurs qui ont tendance à présenter des conditions "d'emballement" du faisceau (des faisceaux a "électrons libérés"). Cela se produit lorsque le niveau de fonctionnement RF augmente automatiquement (en raison des nécessités de régulation continue) à une vitesse 2585O09 dépassant les possibilités de contrôle du système d'entraînement à moteurs et rhéostats. En outre, le courant de faisceau ne peut varier que dans un rapport de 2:1 avec ce type de commande, alors que, dans certains cas, il faut des rapports de 3:1. Les problèmes d'emballement ont été supprimés et l'on obtient un domaine de fonctionnement beaucoup plus étendu pour le courant de faisceau, grâce à la présente invention dans laquelle une boucle de commande à action rapide régule le courant de chauffage du fila- ment. Certains procédés de régulation antérieurs font varier une impédance en série avec le circuit de chauffage de filament thermo- électronique. Ces procédés s'appuient souvent sur une variation linéaire de l'impé- dance, comme dans les brevets n 2 617 045 M.R. Coe) et 2 810 838 (Clapp et Bernstein). Les dispositifs de commande linéaire présentent des inconvénients inhérents. Les dispositifs de commande linéaire dissipent de l'éner- gie de commande directement dans l'élément de commande, et dans l'amplificateur qui les attaque, du fait que ces dispositifs présentent une chute de potentiel s'accompagnant d'un passage de courant de charge simul- tané. En conséquence, ces dispositifs consomment de l'énergie, chaque fois que du courant passe, même si un niveau d'émission électronique correspondant n'est pas produit. La présente invention supprime ces problèmes en éliminant le passage de courant, lorsque l'impédance est le siège de pulsations à l'état de haute impédance, ce qui supprime la dissipation d'énergie. Le circuit du brevet n 3 567 995 (Lauritzen & Boucher) utilise une forme de modulation par impulsions, mais l'examen du circuit et des données graphiques indique un système qui a un gain ou une caractéristique de trans- fert non linéaire, c'est-à-dire utilisant une fonction sinusoïdale. Ce gain non linéaire dû à la sommation des sinusoïdes peut entraîner des oscillations et des insta- bilités dans de nombreuses applications, en particulier là o la courbe se rapproche du maximum. De plus, le circuit de Lauritzen et autres implique un fonctionnement à fréquence de ligne. La modu- lation par impulsions de largeur variable à fréquence de ligne produit une modulation de la température du fila- ment dans les tubes à rayons X (et les canons ou tubes d'accélération). Bien que les valeurs moyennes de tempé- rature et sur le milliampèremètre paraissent acceptables, les lectures de l'oscillographe indiquent un taux de modulation de l'intensité de faisceau se rapprochant des à 20%. Ce type de fonctionnement est complètement inutilisable dans un système d'émission de faisceaux électroniques de niveaux de puissance élevés avec des variations de courant de faisceau supérieures à 2:1. La présente invention évite également ces diffi- cultés en permettant d'utiliser une fréquence de commuta- tion plus élevée, ce qui stabilise la température du fila- ment en raison du plus fort lissage moyenneur du courant de fréquence supérieure par la constante de temps thermi- que du filament, de sorte que le niveau d'émission élec- tronique est stabilisé. En mettant en oeuvre une commuta- tion pulsée au lieu d'une sommation de sinusoïdes, la présente invention évite en outre les oscillations et l'instabilité du faisceau électronique. La présente invention consiste en un circuit et un système de commande permettant une meilleure régu- lation du niveau d'émission d'un accélérateur. Dans le mode de réalisation préféré de la présente invention, la quantité d'électrons émise par un filament thermo- électronique est régulée par modulation par impulsions de largeur variable du courant fourni pour chauffer le fila- ment. La température du filament est maintenue pratique- ment constante par des impulsions de courant régulées traversant le filament à une fréquence suffisamment élevée pour permettre à la constante de temps thermique du filament de ramener à leur moyenne les impulsions de courant pour maintenir une température de filament prati- quement constante. Le courant d'alimentation du filament est régulé par modification de l'impédance du primaire d'un transformateur monté en série entre le filament et son alimentation. En faisant passer des impulsions de courant par le secondaire du transformateur, on commute rapidement le transformateur entre des niveaux hauts et bas (en tout ou rien), ce qui permet le passage d'un courant nul ou d'un courant total, respectivement. On utilise une fréquence nominale de 100 kHz comme porteuse ou alimentation du filament, et l'on utilise une fréquence de commutation de l'ordre de 300 Hz ou plus. La constante de temps thermique du filament moyen est suffisamment élevée pour maintenir pratiquement la moyenne de l'effet de chauffage des impulsions de cou- rant, de sorte que peu d'oscillations thermiques sont mises en évidence à ces fréquences élevées et qu'on obtient donc un courant de faisceau électronique uni- forme. La fréquence de commutation utilisée est impor- tante, du fait que les caractéristiques d'émission des émetteurs de tungstène classiques sont telles que l'émis- sion varie comme la quatrième puissance de la tempéra- ture ou une puissance supérieure, dans la plupart des cas. L'utilisation d'un courant pulsé obtenu par la commutation d'une impédance entre une valeur haute et une valeur basse à une fréquence significativement éle- vée augmente fortement les performances de l'accélérateur de nombreuses façons. En établissant une stabilité du faisceau, on obtient des variations de courant de fais- ceau dans des rapports de l'ordre de 3:1 ou plus inacces- sibles antérieurement par la régulation de courant de faisceau de la présente invention. On peut à présent faire varier le niveau du faisceau électronique émis sur une gamme plus étendue, ce qui est essentiel pour de nombreuses applications, sans emballement du faisceau ni établissement de conditions d'instabilité ou d'incohé- rence du faisceau. La commutation entre haute impédance et basse impédance est effectuée par la séquence suivante. Un phototransistor est mis à l'état conducteur par des impulsions lumineuses et il complète le circuit allant d'une alimentation continue à la base d'un transistor NPN. Lorsque le phototransistor conduit, le courant en provenance d'une alimentation continue sature la base du transistor NPN dont le collecteur et l'émetteur complètent le circuit du côté continu d'un pont à deux alternances. Le côté alternatif du pont alimente le secondaire du transformateur à un rythme réglé donné, ce qui fait commuter le primaire du transforma- teur entre une haute impédance et une basse impédance. Les impulsions lumineuses qui activent le photo- transistor sont engendrées par l'addition d'un signal de réaction provenant du courant de sortie de la borne à haute tension positive, avec une forme d'onde triangu- laire symétrique. Le signal de réaction est un signal analogique prélevé à l'extrémité de masse de l'alimenta- tion et il représente le courant de sortie au moyen d'une chute de tension dans une résistance de contrôle, à la borne positive (de masse) de l'alimentation. La résistance de contrôle ("d'observation") à la masse fournit donc une représentation réelle du courant de sortie à cette borne. Le signal analogique est transmis par câble, en tant que source de tension, au circuit générateur d'impulsions. Une impulsion d'horloge uniforme présente 50% du temps et absente 50% du temps, en liaison avec un amplificateur intermédiaire d'ondes carrées, engendre une onde carrée. Cette onde carrée est intégrée pour produire une onde triangulaire symétrique qui est alors ajoutée à la tension de réaction, et la somme est pola- risée pour osciller entre 0 volt et une tension négative fixée. Toute variation de la tension de réaction fait pointer l'onde triangulaire audessus de zéro pendant une durée proportionnelle au degré de variation de tension. Tant que la crète est maintenue, du courant alimente une diode électroluminescente qui émet de la lumière par l'in- termédiaire d'un tube de guidage de la lumière, en franchissant le gradient de tension élevé de l'accéléra- teur. La lumière tombe sur le phototransistor, ce qui provoque la variation d'inductance décrite précédemment. La fréquence de l'onde triangulaire reste cons- tante autour de 300 Hz. La durée de chaque cycle pendant lequel la diode électroluminescente est excitée est pro- portionnelle à la variation de courant de faisceau détectée à partir du signal de réaction analogique. En conséquence, l'impédance commute entre une valeur élevée et une valeur faible pendant une durée directement pro- portionnelle à la variation de courant de faisceau détectée. La valeur de l'impédance ne varie pas linéai- rement avec la variation de courant du faisceau, seule la durée de l'état de haute ou basse impédance dépend des niveaux d'émission de faisceau. Le circuit selon l'invention produit une variation linéaire de largeur d'impulsion sur toute la gamme de fonctionnement du signal de réaction, pour maintenir un système à gainfixe. La présente invention utilise un type de commu- tation de "classe D", de sorte que le courant de charge passe pendant la durée o le dispositif de commutation est "fermé", avec une faible chute de tension, donc peu de dissipation. Inversement, lorsque le dispositif de commutation est "ouvert", toute la chute de tension est présente, mais il ne passe pas de courant de charge, donc il y a peu de dissipation. Cette forte économie d'énergie permet d'utiliser une alimentation attaquée par RF, placée à une borne, comme source de courant de filament. Une importante caractéristique de réalisation de la présente invention consiste en l'utilisation du transformateur de commutation entre le circuit de charge RF et le redresseur en pont et le circuit base/ émetteur du transistor pour la protection et la facilité de couplage logique, mais en outre le transformateur isole le transistor des courants parasites qui peuvent se présenter lorsque le tube d'accélération ou l'alimen- tation subit une décharge à haute tension ou une étin- celle. Le transformateur réduit également (du fait qu'il est abaisseur) la tension appliquée au transistor, ce qui rend le transistor très insensible aux tensions transitoires. Pour mieux comprendre la nature et les objec- tifs de la présente invention, on se référera à la des- cription détaillée qui va suivre, et au dessin annexé sur lequel des éléments semblables sont désignés par des références numériques semblables, dont: la figure 1 est une vue schématique du sys- tème complet réalisé selon le mode d'exécution préféré de la présente invention; * la figure 2 est un diagramme schématique du circuit de commande de chauffage du filament; * la1 figure 3 est la première section d'un diagramme schématique du circuit générateur d'impulsions; la figure 4 est la seconde section d'un dia- gramme schématique du circuit générateur d'impulsions; les figures 5A, 5B et 5C représentent trois exemples de configurations d'impulsions électriques envoyées à travers la diode électro-luminescente; la figure 6 est un diagramme schématique d'un procédé antérieur de régulation du courant de chauffage du filament. Un accélérateur comportant le circuit de commande selon la présente invention est représenté sur la figure 1. L'emplacement préféré des composants est indiqué, lorsque le circuit de commande de chauffage du filament est situé, comme cela est mieux représenté sur la figure 2, à l'intérieur de la calotte à haute tension négative 35 de l'enceinte de l'accélérateur. La diode électro-luminescente (LED) 31 est située à la borne de masse de l'accélérateur et elle reçoit un signal pulsé du circuit générateur d'impulsions, figures 3 et 4, situé à l'extérieur de l'enceinte de l'accélérateur. En se référant à la figure 2, le transforma- teur 1 correspondant au filament est monté en parallèle sur la source RF 2 par l'intermédiaire du primaire 3 du transformateur d'adaptation d'impédance 4 qui présente une forte impédance au passage du courant lorsqu'il n'y a pas d'attaque de la base du transistor de commutation 5. La source RF 2 à courant limité fournit une chute de tension sur la bobine d'arrêt RF 11. Le régula- teur Zener 10 écrête ou limite la tension disponible entre les bornes de la bobine d'arrêt, lorsque le trans- formateur d'adaptation 4 présente une forte impédance au courant disponible. Le condensateur 9 procure un réglage d'intensité brut, actionné par un moteur 12 éloigné. Le secondaire 6 du transformateur d'adaptation est relié, par l'intermédiaire d'un pont à deux alternan- ces 7, au collecteur et à l'émetteur du transistor de commutation 5. Tant que la base du transistor de commuta- tion 5 n'est pas attaquée, la jonction collecteur-émetteur est effectivement en circuit ouvert. La charge présentée au secondaire 6 du transformateur d'adaptation 4 par l'intermédiaire du pont 7 est également effectivement nulle ou en circuit ouvert. Par conséquent, le primaire 3 présente une forte réaction inductive à la source d'exci- tation RF 2, agissant par son intermédiaire sur le trans- formateur 1 d'alimentation du filament. Le filament 8 n'est pas alimenté. Lorsque la base du transistor de commutation 5 est attaquée avec passage à l'état de saturation, l'impé- dance réfléchie sur le transformateur d'adaptation 4 est très basse, ce qui permet alors à un courant d'excitation relativement intense de passer dans le transformateur 1 d'alimentation du filament. Le filament 8 du tube d'accé- lération 20 devient alors très brillant, en émettant un faisceau électronique très intense dans le champ d'accé- lération du tube d'accélération 20. Avec une logique appropriée, un train d'impul- sions rectangulaires répétitives de fréquence constante, tel qu'illustré typiquement par la figure 5, est engen- dré et envoyé au circuit d'attaque de base du transis- tor 5. En ajustant ou en réglant le facteur d'utilisa- tion de cette suite d'impulsions, on règle la tempéra- ture moyenne du filament 8 et, par suite, l'intensité du faisceau émis. Ce procédé de réglage de la durée de la portion positive de l'impulsion est la modulation par impulsions de largeur variable. On utilise un cir- cuit logique, représenté sur les figures 3 et 4, dans le mode de réalisation préféré de l'invention, pour engendrer des impulsions logiques qui attaquent la diode électroluminescente (LED) 31 qui émet des impulsions lumineuses, ce qui active le phototransistor 15 qui attaque lui-même la base du transistor de commutation 5 par des impulsions équivalentes. La durée de la portion positive de l'impulsion (la largeur d'impulsion W) représentée sur la figure 5 est directement proportionnelle au degré de chauffage du filament 8 nécessaire pour obtenir la température correcte du filament 8 pour le niveau d'émission électronique désiré. La largeur d'impulsion W détermine la durée pendant laquelle le courant parvient au filament et elle détermine donc la température moyenne du filament. Le niveau d'impé- dance a seulement deux valeurs et, par conséquent, on ne peut faire varier la valeur de l'impédance (degré d'impé- dance) pour réguler le courant parvenant au filament 8. Ce courant n'est régulé que par la durée dans le temps de la portion positive des impulsions. L'impulsion RF 2 est utilisée pour alimenter l'alimentation régulée 13 sur tout le domaine de fonction- nement de l'accélérateur. Cette alimentation 13 est utili- sée pour alimenter le phototransistor 15 (enclenché mécani- quement à l'intérieur du tube de guidage de lumière creux 16), et le préamplificateur 14 d'attaque à saturation de la base du transistor de commutation 5. Le tube de guidage de lumière 16 est un tube ou un tuyau de surface intérieure assez lisse, très réflé- chissante, d'une dimension légèrement supérieure au diamè- tre extérieur du phototransistor 15 et de la diode élec- troluminescente 31 (la LED 31) est une diode électrolumi- nescente, dont la longueur d'onde d'émission optique est étroitement adaptée à la fréquence de sensibilité de crête du phototransistor 15. Cela accentue les caractéris- tiques de rejet signal-sur-bruit. La LED d'alimentation électrique 31 constitue une source d'énergie. Cette énergie lumineuse (photonique) irradie en suivant l'intérieur très réfléchissant du tube 16 et elle parcourt la longueur de l'ensemble du tube 16. A la borne de haute tension négative du tube 16, l'énergie photonique infrarouge atteint le phototransistor 15 et elle produit une attaque de la base suffisante pour fer- mer la jonction collecteur-émetteur du phototransistor 15. La sortie de l'émetteur du phototransistor 15 attaque l'amplificateur 14 qui attaque lui-même la base du tran- sistor de commutation 5 en provoquant la saturation. Le passage du courant par la jonction collecteur/ émetteur du transistor de commutation 5 en parallèle sur le secondaire 6 du transformateur d'adaptation, par l'in- termédiaire du pont à deux alternances 7, fait apparaître le primaire 3 du transformateur 4 comme une faible impé- dance et le circuit de chauffage du filament de l'accélé- rateur est alimenté à des niveaux de pleine émission pendant une durée égale à la largeur de l'impulsion posi- tive. Le réglage de la durée d'excitation de la LED 31 détermine la durée d'activation du circuit de chauffage du filament. En se référant à présent aux figures 1, 3 et 4, le circuit générateur d'impulsions comprend un circuit partiel d'impulsions d'horloge 25 engendrant une impulsion d'un facteur d'utilisation de 50%, à une fréquence d'envi- ron 350 Hz. Cette fréquence est utilisée de façon que la constante de temps de chauffage et de refroidissement de l'ensemble de filament du canon ou tube électronique intègre les signaux de chauffage à impulsions tout-ou- rien et produise effectivement une temperature moyenne sans ondulations pouvant être lissée, déterminée par le signal d'entrée en 23 établi par la logique de commande. Cette forme de réglage du courant de chauffage permet également de faire varier le courant de faisceau sur une gamme de courants de fonctionnement étendue, sans emballement ni fluctuations du faisceau. La présente invention permet également de régler l'intensité (le courant) du faisceau électronique émis sur un rapport de 3:1 ou plus, tout en maintenant une alimentation en courant à une valeur nettement élevée, pour maintenir une température de filament pratiquement constante. Les impulsions à facteur d'utilisation de 50% provenant de IC1 sont ajustées pour être symétriques par le circuit d'impulsions d'horloge partiel 25 et elles sont envoyées à un circuit partiel amplificateur inter- médiaire 26 qui transforme la crête des impulsions d'hor- loge en une onde carrée 36. L'amplificateur intermédiaire AR4 ou le circuit partiel intermédiaire 26 comporte une diode Zener Zl série "dos à dos" pour garantir une excursion bipolaire égale et la symétrie de forme d'onde à la sortie du cir- cuit partiel 26. Le circuit partiel intermédiaire 26 est relié au circuit partiel intégrateur 27 qui est conçu pour engendrer une onde triangulaire symétrique 37 et il est utilisé pour attaquer des circuits partiels additionneurs 28 et 28'. AR4 et AR5 comportent des potentiomètres d'am- plification et de réglage R20, R24 et R26 destinés à l'équilibrage bipolaire et au réglage des niveaux de signal. AR6 et AR7 comportent des potentiomètres de réglage R27 et R37 qui sont utilisés pour positionner l'onde triangulaire 38 à la sortie des circuits partiels additionneurs 28 et 28' complètement au-dessous de la ligne de référence zéro. Avec la sortie triangulaire 38 entièrement au-dessous de la ligne de base zéro, la diode D-3 est à l'état non conducteur. La diode D-3 ne conduisant pas, le circuit amplificateur partiel final n'est pas attaqué. De ce fait, la LED 31 n'est pas alimentée et, par conséquent, il n'est pas engendré de courant de faisceau. Toute variation de la tension de commande d'entrée du circuit partiel additionneur 28, provenant de l'amplificateur de signaux d'erreur (AR3), provoque un décalage vers le haut de l'onde triangulaire 38 à la sortie du circuit partiel additionneur 28'. Lorsque le sommet de l'onde triangulaire 38 passe au-dessus de zéro, la diode D-3 se met à conduire. Une sortie pulsée, telle que représentée sur les figures 5A, 5B et 5C, est produite par le circuit partiel amplificateur final 40, la largeur d'impulsion s'étendant sur une durée déter- minée par la portion d'onde triangulaire 38 située au- dessus de zéro. Il est possible de produire des impulsions de facteur d'utilisation de 0 à 100% parvenant, par l'intermédiaire de D-3, au circuit partiel amplificateur final 40, par le décalage de polarisation en AR6 déter- * miné par les conditions de sortie de l'amplificateur de signaux d'erreur AR3. La tension de commande d'entrée du circuit par- tiel additionneur 28 est engendrée à partir d'un signal de référence en 23 engendré par la logique de commande en combinaison avec un signal de réaction 39 provenant de la borne de base à haute tension positive des bobinages à haute tension 18 de l'accélérateur. Une tension de réglage de niveau de faisceau initial engendrée par la logique de commande, fixée par l'opérateur de l'accélérateur, est introduite en 23. Cela applique une entrée positive au circuit partiel additionneur 28. Selon la valeur de cette tension posi- tive, une portion donnée de l'onde triangulaire 38 pointe au-dessus de zéro et produit une impulsion de largeur d'impulsion W donnée, ce qui élève le filament à une température et un niveau d'émission prédéterminés. Le faisceau électronique provoque une varia- tion du courant dans les bobinages à haute tension 18 de l'accélérateur, ce qui provoque une variation correspon- dante à l'entrée de réaction 39. Une variation à l'en- trée de réaction 39 provoque une variation correspondante à la sortie du circuit partiel d'amplification de signaux d'erreur 24 et de l'entrée du circuit partiel additionneur 28. En conséquence, il se produit un décalage de l'onde triangulaire 38 et, par conséquent, une variation de la largeur des impulsions utilisées pour chauffer le filament. Le système atteint rapidement l'équilibre et maintient un courant de faisceau électronique constant par ce processus de réaction. Le signal de réaction provient d'une résistance de contrôle 33 montée entre la borne à haute tension posi- tive des bobinages d'accélérateur 18 et la masse positive locale de l'accélérateur. Le courant de sortie de la borne passe donc par conséquent par la résistance de contrôle 33. La borne non à la masse de la résistance 33 est reliée par câble au circuit partiel inverseur 22 o la polarité du signal analogique 39 est inversée. Ce signal négatif 41 provenant du circuit par- tiel inverseur 22 est ajouté à la référence positive 23 fournie par lepoint de réglage typique du faisceau obtenu par l'informatique. Le circuit partiel d'amplification de signaux d'erreur 24 est constitué par des amplificateurs AR2 et AR3. Les amplificateurs de signaux d'erreur AR2 et AR3 sont utilisés en amplificateurs à gain élevé pour addi- tionner le signal engendré à l'entrée de AR2 par la combinaison du signal de commande ou de référence 23 représentant le point de réglage de l'intensité du faisceau électronique et le signal de réaction 41 prove- nant du circuit partiel inverseur 22. L'étage inverseur AR1 comporte un circuit "d'avance" pour permettre aux amplificateurs de signaux d'erreur AR2 et AR3 "d'anticiper" les changements de rythme des conditions d'addition. Le potentiomètre R5 et le condensateur Cl constituent un moyen approprié pour stabiliser le système asservi avec le moins de suroscillation. Le condensateur d'intégration C2 de 5,0 mF et les potentiomètres R14 et R15 situés dans la zone de AR3 assurent un ajustement suffisant pour empêcher les oscillations dans le système asservi. Le moteur de commande 12 qui ajuste le conden- sateur variable 9 est commandé par des moyens informati- ques par le domaine d'énergie de fonctionnement de l'accélérateur choisi, pour faire éviter au courant RF inutilisable le circuit du filament, lorsqu'on opère sur un domaine d'énergie de fonctionnement étendu. Cela pré- sente des conditions de fonctionnement optimales au transformateur de modulation par impulsions de largeur variable, en évitant les courants de saturation de noyau à des niveaux de RF élevés. REVENDICATIONS 1. Système de stabilisation du courant pour un dispositif d'émission d'électrons, caractérisé par le fait qu'il comporte: 5. un filament de cathode thermo-électronique (8); des moyens (2) pour alimenter en courant ledit filament; des moyens de réaction contrôlant les varia- tions dudit niveau d'émission d'électrons et engendrant un signal de commande pulsé de fréquence constante et de durée d'impulsion variable, le temps de cycle de ce signal étant inférieur à la cons- tante de temps de dissipation thermique dudit filament; et des moyens (5) pour recevoir ledit signal de commande, reliés à des moyens (4) pour faire varier ledit courant de filament en réaction audit signal. 2. Système de stabilisation du courant pour un dispositif d'émission d'électrons, caractérisé par le fait qu'il comporte: 20. un filament de cathode thermo-électronique (8); des moyens (2) pour alimenter en courant ledit filament; À des moyens de réaction contrôlant les varia- tions dudit niveau d'émission d'électrons et engendrant un signal de commande pulsé de fréquence constante et de durée d'impulsion variable, la durée de chacune de ces impulsions étant linéairement proportionnelle auxdites variations contrôlées dudit niveau d'émission; et 30. des moyens (8) pour recevoir ledit signal de commande, reliés à des moyens (4) pour faire varier ledit courant de filament en réaction audit signal. 3. Système selon la revendication 1, caracté- risé en ce que la durée des impulsions est linéairement proportionnelle aux variatons contrôlées du niveau d'émission. 4. Système selon l'une quelconque des revendi- cations 1, 2 et 3, caractérisé en ce qu'il comprend en outre: des moyens pour transmettre ledit signal de commande de son origine aux moyens de variation de courant en franchissant ledit gradient de potentiel élevé, comprenant des moyens d'émission de la lumière (31), des moyens (16) de guidage de la lumière et des moyens de réception de la lumière (15). 5. Système selon l'une quelconque des revendi- cations 1, 2 et 3, caractérisé en ce que les moyens de réaction consistent en: des moyens de réaction contrôlant les varia- tions de courant dans les bobinages à haute tension (18) correspondant à des variations de niveau d'émission élec- tronique et engendrant un signal de commande fonction des variations du courant parcourant les bobinages. 6. Système selon l'une quelconque des revendi- cations 1, 2 et 3, caractérisé en ce que les moyens de variation du courant consistent en un transformateur (4), un primaire (3) dudit transformateur étant monté en série entre les moyens d'alimentation en courant et le filament, et un secondaire (6) dudit transformateur étant en commu- nication avec ledit signal de commande. 7. Système selon la revendication 6, caracté- risé en ce que le primaire (3) commute entre une haute et une basse impédance sous l'effet d'impulsions électri- ques dans ledit secondaire dudit transformateur corres- pondant auxdites impulsions de signal de commande. 8. Procédé de régulation de la sortie d'un dis- positif d'émission électronique comportant un filament thermoélectronique, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes consistant à contrôler les variations du courant de ladite émission électronique, engendrer un signal de commande pulsé d'une durée d'impulsion proportionnelle à ces variations et d'un temps de cycle inférieur à la constante de temps de dissipation thermi- que dudit filament; et à faire varier le courant d'ali- mentation dudit filament en réaction audit signal. 9. Procédé selon la revendication 8, caracté- risé en ce que le stade de variation du courant d'ali- mentation du filament (8) consiste à commuter une impé- dance présentée à ce courant entre une valeur haute et une valeur basse.