FR 2585903 A1 19870206 FR 8611227 A 19860801 La présente invention concerne un circuit de pilotage à bootstrap en-technologie N-MOS pour charges capacitives. IL est connu qu'un circuit de bootstrap est un circuit capable de déterminer une suralimentation de La grille d'un tran- sistor de charge, pour assurer une conduction élevée de ce transis- tor. En raison de ces caractéristiques, l'utilisation des circuits de bootstrap est fréquente, dans la technologie N-MOS, lorsqu'on veut piloter avec un bref temps de réponse une charge capacitive d'une valeur notable. La conduction élevée du transistor de charge qui est obtenue avec le circuit de bootstrap permet en effet de faire commuter rapidement la sortie d'un niveau bas à un niveau élevé. Un circuit de bootstrap typique prévoit le pilotage séparé (mais rendu avantageusement séquentiel) d'un transistor de charge (la charge) et d'un transistor de commande (d'attaque) en série entre eux, et l'interposition d'un condensateur de bootstrap entre la grille du transistor de charge et la sortie, en coincidence avec un point intermédiaire entre les deux transistors. Alors que le transistor de commande est conducteur, ou allumé, et le transistor de charge non conducteur, ou éteint, on envoie tout d'abord un signal de pilotage à la grille du transistor de charge, qui devient conducteur, ou s'allume, en déterminant une condition de conduction simultanée des deux transistors; le même signal provoque la charge du condensdateur de bootstrap, qui maintient à un niveau élevé la grille du transistor de charge. Un deuxième signal de pilotage est envoyé ensuite à la grille du transistor de commande, qui devient non conducteur, ou s'éteint, en permettant ainsi au transistor de charge de faire monter le niveau de sortie et, ainsi, de porter encore plus haut le niveau de la grille du transistor de charge pour déterminer la superconduction de ce dernier. Ce circuit connu présente certains inconvénients qui peuvent être résumés comme suit. a) Forte absorption de courant entre un signal de pilotage et l'autre, sous l'effet de la conduction simultanée des deux transistors. b) Nécessité de surdimensionner le transistor de commande pour obtenir une bonne tension de sortie à bas niveau, également dans la phase précitée. c) Pilotage séquentiel de deux entrées, qui entraîne des problèmes de temporisation des signaux, exécuté en général par l'utilisation de lignes à retard qui peuvent être relativement compliquées et encombrantes. Compte tenu de ce qui précède, le but de l'invention est de réaliser un circuit de pilotage équipé d'un bootstrap conçu de manière à permettre d'atteindre l'objectif d'une commutation rapide de la sortie, tout en restant exempt des inconvénients précités. Selon l'invention, ce but a été atteint à l'aide d'un circuit de pilotage à bootstrap comprenant un transistor de charge et un transistor de commande normalement conducteur, allumé, qui sont connectés en série entre une alimentation et la masse, une entrée de pilotage connectée à la grille du transistor de commande de façon à provoquer l'extinction de ce transistor en réponse à un signal de pilotage appliqué à ladite entrée, un condensateur de bootstrap et une sortie connectée à un noeud intermédiaire entre lesdits transistors, caractérisé en ce que ledit condensateur de bootstrap est interposé entre la sortie du circuit et un noeud de circuit commandé par ledit signal de pilotage de manière à pouvoir être commuté d'un état normal, de connexion fonctionnelle à l'ali- mentation du circuit, à un état de connexion fonctionnelle à la grille du transistor de charge pour l'allumage de ce dernier par effet bootstrap. Avec cette solution, la consommation de courant est minime, puisque les deux transistors de charge et de commande ne sont jamais simultanément en conduction. Ceci évite également la nécessité de surdimensionner le transistor de commande pour obtenir une bonne tension de sortie à bas niveau. En outre, le signal de pilotage est unique, de sorte qu'on n'a pas à résoudre les problèmes de temporisation auxquels on se heurte dans la solution connue. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre de quelques formes de réalisation données à titre d'exemples, en regard des dessins annexés, sur lesquels: la figure 1 représente un exemple de réalisation du circuit de pilotage à bootstrap selon l'invention; la figure 2 représente une variante de ce circuit; la figure 3 représente une autre variante du circuit de la figure 1. Sur la figure 1, on a représenté un circuit de pilotage comprenant un transistor de pilotage I (du type enrichissement, du type naturel, ou du type appauvrissement) et un transistor de com- mande 2 (du type enrichissement), connectés en série entre une ali- mentation positive Vcc et la masse. Un noeud 3, intermédiaire entre les transistors 1 et 2, constitue la sortie du circuit, à laquelle est appliquée la charge capacitive C à commander. Une entrée de pilotage 4, qui peut être alimentée par un signal de pilotage pour commuter la sortie 3 d'un bas niveau normal au haut niveau approprié pour le pilotage de la charge capacitive C, est connectée à la grille du transistor de commande 2. La même entrée 4 est également connectée à la grille d'un transistor du type appauvrissement 5 connecté en série avec un transistor du type enrichissement 6 entre une alimentation Vcc et l'entrée 4. L'entrée 4 est en outre connectée à la grille d'un tran- sistor du type enrichissement 7, intercalé en série avec deux tran- sistors du type appauvrissement 8 et 9 entre une alimentation V cc et la masse. Un noeud de circuit 10 intermédiaire entre les tran- sistors 7 et 8 est connecté à la grille du transistor 6 et à la grille du transistor de charge 1. La grille du transistor 9 est à son tour connectée à un noeud de circuit 11 intermédiaire entre les transistors 5 et 6. L'entrée 4 est finalement connectée à La grille d'un tran- sistor du type enrichissement 12 qui, avec un transistor du type appauvrissement 13, est connectée en parallèle avec les transistors 7 et 8 entre un noeud de circuit 14 et la masse. La grille du transistor 13 est connectée à sa propre source et à la grille du transistor 8. Un condensateur de bootstrap 15 est finalement interposé entre la sortie 3 du circuit et le noeud de circuit 14. Le conden- sateur 15 est ainsi connecté à la gâchette du transistor de charge 1, à travers le transistor du type appauvrissement 8,c'est-à-dire à travers un élément de circuit commandé, au lieu de l'être directe- ment, comme dans la technique connue. Dans l'état de repos, le signal à l'entrée de pilotage 4 est à haut niveau et les transistors du type enrichissement 2, 7 et 12 sont donc allumés, c'est-à-dire qu'ils conduisent le courant. Le noeud de circuit 10 est donc à un niveau bas et maintient le transistor 6 éteint. Le transistor 5 est au contraire allumé, avec le transistor 9, qui est fortement allumé et a comme charge les transistors 8 et 13, tous deux en régime de basse conduction parce qu'ils ont leur grille et leur source à un niveau bas et leur drain connecté au noeud 14 (configuration de générateur de courant). Le transistor 9 devra être dimensionné de manière que la chute de tension dans le noeud 14 par rapport à la tension d'alimentation Vcc ne soit pas excessivement élevée, puisque cette chute comporte une diminution de rendement. Le noeud 10 étant à un niveau bas, le transistor de charge 1 a donc sa grille à la masse. Si, alors, le transistor est du type enrichissement, l'absorption de courant dans la branche de sortie 1, 2 est absolument nulle et l'unique absorption dans l'ensemble du circuit est déterminée par les transistors 8 et 13. Dans ces conditions, c'est-à-dire avec le transistor 2 allumé et le transistor 1 en conduction faible ou nulle, la sortie 3 est donc à un niveau bas et le condensateur de bootstrap 15 interposé entre ladite sortie à un niveau bas et le noeud 14 à un niveau haut est préchargé à la tension du noeud 14, qui est à peine inférieure à V cc A l'arrivée d'un signal de pilotage à bas niveau à l'entrée de pilotage 4, les transistors 2, 7 et 12 s'éteignent et la grille du transistor 8 est connectée au drain (noeud '14) à travers le transistor 13 qui est encore en conduction. Le transis- tor 8 est donc en forte conduction, c'est-à-dire dans les meil- leures conditions pour définir un parcours à basse résistance pour un transfert de charge rapide du condensateur 15 à la grille du transistor de charge 1. Le condensateur 15 est donc connecté en parallèle entre la sortie 3 et la grille du transistor 1, c'est-à- dire entre la source et la grille du transistor 1. Cette opération doit se produire nécessairement avec une constante de temps inférieure au temps de montée de la sortie 3, si l'on veut éviter que cette constante ne devienne un facteur limita- tif. Le transistor 6, en restant encore momentanément éteint, assure que la grille du transistor 9 n'est mise à la masse qu'au cours de l'exécution du transfert de charge du condensateur 15 au transistor 1, en empêchant ainsi qu'il ne se produise une décharge, même partielle, du condensateur 15 au cours de la commutation, sous l'effet des transistors 8 et 13, qui ne sont plus soutenus par l'extinction du transistor 9. De cette façon, le rendement de la fonction de bootstrap ne dépend plus fortement du temps de commutation du signal d'entrée, même si l'on doit tenir compte du fait qu'un front de commutation excessivement lâche du signal d'entrée tendrait à ne pas justifier l'utilisation du circuit de bootstrap, qui est destiné à accélérer la commutation. Si l'on revient au fonctionnement du circuit de la figure 1, la connexion du condensateur de bootstrap 15 à la grille du transistor de charge 1 détermine l'allumage du transistor 1, qui commence à porter la sortie 3 à un niveau élevé. Du fait que le niveau de cette sortie s'élève, la tension s'élève également dans le noeud de circuit 14 qui, ne trouvant pas de voies de décharge, peut atteindre un niveau supérieur à la tension d'alimentation Vcc. Une fois exclues les voies constituées par les transistors 7 et 12, qui sont éteints avec toute sécurité, on doit également exclure celles constituées par le transistor 9 puisque, ayant son drain à la tension Vcc et sa grille à la masse (noeud 11), le transistor 9 est éteint pour des tensions de source (noeud 14) supérieures à la tension de pincement (tension négative de la grille qui déterminerait l'extinction du transistor), condition habituellement respectée dans les caractéristiques typiques des transistors de charge utilisés dans la technologie N-MOS. Avec te schéma décrit, on peut obtenir facilement des rendements de bootstrap de plus de 70 %, en rendant ainsi facile l'utilisation d'un transistor du type enrichissement en qualité de transistor de charge 1. De cette façon, ainsi qu'on l'a déjà dit, le transistor de charge ne conduit pas dans les conditions normales, de sorte qu'on obtient le meilleur rendement, exprimé en termes de consommation de la branche de sortie 1, 2. De toute façon, on peut également obtenir un bon rendement en utilisant comme transistors de charge des transistors naturels ou légèrement appauvris. Lorsque le dopage du transistor 1 s'accroit, plus la valeur absolue de la tension de pincement de ce transistor se rapproche de la tension d'alimentation, plus le rendement de l'ensemble du système, exprimé en termes de prestations/consom- mation, s'affaiblit. Il est à remarquer que l'utilisation du schéma de circuit de la figure 1 est amplement justifiée pour les hautes charges capacitives (quelques dizaines de picofarads). Pour des charges de sortie inférieures (jusqu'à 10 pico- farads) il peut être avantageux (s'il se pose des problèmes d'éco- nomie de surface) d'utiliser un schéma plus simple, comme celui de la figure 2, qui ne comporte pas les transistors 13 et 12 ni la branche de circuit correspondante, et dans lequel la grille du transistor 8 est connectée au noeud 10. En fait, si le front de commutation du signat d'entrée du niveau haut au niveau bas est extrêmement rapide, et si une dégra- dation Limitée du rendement du bootstrap ne constitue pas une préo- ccupation, on peut même utitiser Le schéma de la figure 3, dans lequel on a aussi éliminé les transistors 5 et 6 et la branche de circuit correspondante et dans lequel la gâchette du transistor 9 est connectée directement à l'entrée 4. Bien entendu, diverses modifications pourront être appor- tées par l'homme de l'art aux dispositifs qui viennent d'être décrits uniquement à titre d'exemples non limitatifs sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Circuit de pilotage à bootstrap en technologie N-MOS pour charges capacitives, comprenant un transistor de charge (1) et un transistor de commande (2) normalement conducteur qui sont connectés en série entre une alimentation (V cc) et la masse, une entrée de pilotage (4) connectée à la grille du transistor de commande (2) de manière à amener la nonconduction de ce transistor en réponse à un signal de pilotage appliqué à ladite entrée (4), un condensateur de bootstrap (15) et une sortie connectée à un noeud intermédiaire (3) entre lesdits transistors (1, 2), caractérisé en ce que ledit condensateur de bootstrap (15) est interposé entre la sortie du circuit et un noeud de circuit (14) commandé par ledit signal de pilotage de manière à pouvoir être commuté d'un état normal, de connexion fonctionnelle à l'alimentation (Vcc) du circuit, à un état de connexion fonctionnelle à la grille du tran- sistor de charge (1), pour la mise en conduction de ce transistor par effet bootstrap. 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit noeud de circuit commandé (14) est connecté en circuit à l'alimentation (V cc) du circuit à travers un premier transistor cc normalement conducteur (9) qui est amené à l'état non conducteur par ledit signal de pilotage et en ce que ce noeud est en outre connecté dans le circuit à la grille du transistor de charge (1) à travers un deuxième transistor (8) qui est amené à l'état non conducteur par ledit signal de pilotage. 3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit deuxième transistor (8) est un transistor normalement conduc- teur, qui est maintenu dans un régime de basse conduction en l'absence du signal de pilotage et qui est commuté sur le régime de haute conduction par ledit signal de pilotage. 4. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit deuxième transistor (8) a sa borne de drain connectée audit noeud de circuit commandé (14) et ses bornes de source et de grille connectées à la masse à travers au moins un troisième transistor (7) maintenu conducteur en L'absence de signal de pilotage et amené à L'état non conducteur par ledit signal de pilotage. 5. Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit premier transistor (9) a sa grille connectée à un noeud intermédiaire (11) entre les deux transistors (5, 6) connectés en série entre l'alimentation (V cc) du circuit et l'entrée de pilotage cc (4), l'un (5) desdits transistors (5, 6) étant de type normalement conducteur et ayant sa grille connectée à ladite entrée de pilotage (4), et l'autre (6) desdits transistors (5, 6) étant de type nor- malement non conducteur et ayant sa grille connectée à un noeud intermédiaire (10) entre ledit deuxième et ledit troisième transis- tor (8, 7). 6. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit premier transistor (9) a sa grille connectée directement à ladite entrée de pilotage (4).