FR 2578707 A1 19860912 FR 8603291 A 19860307 I DECODEUR MATRICIEL VARIABLE L'invention concerne un système à informations directionnelles dans lequel des signaux d'entrée sont codés pour enregistrement ou transmission sur un support en au moins deux signaux de canal, et les signaux de canal sont décodés en un certain nombre de signaux de sortie correspondant aux signaux d'informations directionnelles d'entrée. Le décodeur selon l'invention permet de décoder ces signaux de canal en améliorant les effets direction- nels. En quadriphonie, les hauts parleurs sont disposés horizontalement à distan- ce des auditeurs en quatre emplacements, pour donner la sensation du programme original dans un environnement sonore horizontal complet. Dans certains systèmes quadriphoniques, les hauts parleurs sont placés aux quatre coins de la pièce. Dans d'autres systèmes quadriphoniques, tels que ceux qui sont utilisés dans les cinémas, les hauts parleurs ne sont pas tous placés dans les coins. Ils peuvent être placés aux coins avant gauche et droit de la salle, au centre de l'estrade et dispersés le long de la paroi arrière de la salle. Les hauts parleurs placés aux coins avant gauche et droit sont connus comme hauts parleurs gauche et droit; ceux qui sont placés au centre de l'estrade sont connus comme hauts parleurs centraux; et ceux qui sont sur la paroi arrière sont connus comme hauts parleurs d'environnement. Pour que l'en- registrement qui est reproduit par les hauts parleurs puisse recréer une restitution réaliste du programme original, cet enregistrement doit contenir des informations directionnelles. Dans certains systèmes quadriphoniques, quatre canaux discrets d'entrée sont réellement enregistrés; ce système est connu comme le format 4-4-4. L'autre système général, appelé 4-2-4, utilise un certain type de codage matriciel des quatre voies audio d'entrée en deux voies telles que les voies habituelles d'enregistrement stéréo, qui sont décodées en quatre voies audio de sortie pendant la reproduction. Dans les systèmes du type 4-2-4, étant donné que les quatre signaux audio directionnels d'entrée sont transformés en deux signaux de canal par le codeur, une partie de l'information directionnelle est perdue de sorte qu'il est impossible pour le décodeur de reproduire des signaux parfaitement identiques aux signaux audio directionnels d'entrée. Il résulte que la diapho- nie entre les canaux adjacents et la reproduction du signal sonore peuvent réduire dans une large mesure l'effet directionnel du système quadriphoni- que. On a déjà tenté à de nombreuses reprises d'améliorer les effets direc- tionnels des systèmes quadriphoniques du type 4-2-4. Dans une solution connue comme contrôle de gain, le niveau sonore net de chacun des quatre hauts parleurs est réglé sans ajustement des contributions relatives des deux signaux de canal pour réduire la diaphonie. Dans une autre solution, connue comme celle à matrice variable, les quatre signaux de sortie appliqués aux quatre hauts parleurs résultent de certains calculs mathématiques réalisés sur les deux signaux de canal pour modifier les contributions relatives des deux signaux de canal afin de réduire la diaphonie. Le brevet U.S. 3.825.684 décrit un décodeur matriciel variable permet- tant d'augmenter les effets directionnels d'un système de reproduction à quatre canaux dont les hauts parleurs sont placés aux quatre coins de la pièce. Le décodeur comprend une unité de commande qui détecte la- différence de phase entre les deux signaux de canal et produit deux signaux de commande, un pour commander la séparation des deux sorties avant et l'autre pour commander la séparation des deux sorties arrières. Les deux signaux de commande sont également utilisés pour commander le niveau des signaux de sortie avant par rapport à celui des signaux de sortie arrière. Dans la figure 10 de ce brevet U.S. 3.825.684, par exemple, la séparation entre les deux sorties avant est commandée par le gain d'un amplificateur variable 122 qui parait varier en fonction inverse de l'amplitude de la différence de phase entre les deux signaux de canal L et R. La séparation entre les deux sorties arrière est commandée par le gain b d'un amplifica- teur variable 127 qui parait varier en fonction directe de l'amplitude de la phase entre L et R. Le brevet U.S. 3.944.735 décrit un système améliorant l'effet direction- nel utilisé avec des décodeurs matriciels connus, pour améliorer les effets directionnels des signaux de sortie de ces décodeurs. Il ne comprend pas un décodeur matriciel 2-4 en tant que tel. A la place, le système prévoit de modifier les quatre signaux de sortie fournis par un décodeur matriciel quadriphonique précédent pour augmenter le contenu directionnel des si- gnaux avant de les appliquer aux hauts parleurs. Le système comprend un détecteur qui produit 6,8 ou 10 signaux de commande directionnelle par comparaison des enveloppes de certains signaux produits par des matrices fixes à partir des signaux de canal. Le détecteur produit ces signaux de commande en utilisant une commande automatique de gain pour éviter une dépendance par rapport au niveau des signaux. Dans ce brevet U.S. anté- rieur, on utilise un processeur qui produit à partir des signaux de commande les coefficients d'une matrice de modification, et un modificateur de matrice qui modifie les quatre signaux de sortie du décodeur matriciel précédent au moyen de la matrice de modification. Dans de nombreuses applications sonores quadriphoniques, par exemple dans les cinémas, il peut être souhaitable d'augmenter l'effet directionnel uniquement pour certaines gammes de fréquences sonores, telles que la gamme de fréquence vocale. Dans un système quadriphonique à large bande, si une information basse fréquence telle que la parole provient d'une direction particulière, et si le son environnant haute fréquence, tel que le vent, apparait dans toutes les directions, l'environnement haute fréquence ainsi que les signaux basse fréquence représentant la parole peuvent être orientés tous dans la direction de la parole. Cela crée des impressions sonores qui s'écartent du programme original, ce qui est indésirable. Il est donc souhaitable de prévoir un système à bande fractionnée permettant de pallier cette dificulté. Aucun des systèmes précités permettant d'améliorer l'effet directionnel pour des décodeurs quadriphoniques 4-2-4 n'est entièrement satisfaisant. Il est donc souhaitable de fournir des systèmes qui permettent d'améliorer davantage les effets directionnels et dont les circuits soient plus simples. L'invention a donc pour objet un décodeur permettant de décoder au moins deux signaux de canal dans un système à informations directionnelles o au moins quatre signaux d'entrée contenant des informations direction- nelles ont été codés en au moins deux signaux de canal. Le décodeur selon l'invention comprend des premiers moyens pour générer au moins un premier signal de dominance sensiblement proportionnel au logarithme du rapport des amplitudes de deux signaux de canal. Les premiers moyens générateurs du décodeur détectent ainsi, comme entre les - deux signaux de canal, si l'amplitude d'un signal domine celle de l'autre. Le décodeur comprend également des seconds moyens pour générer au moins un second signal de dominance sensiblement proportionnel au logarithme du rapport des amplitudes de la somme et de la différence des deux signaux de canal. Les seconds moyens générateurs détectent, comme entre deux 4 2578707 signaux dont l'un est égal à la somme des deux signaux de canal et dont l'autre est égal à leur différence, si l'amplitude d'un signal est dominante par rapport à celle de l'autre. Le décodeur comprend également des moyens matriciels recevant les deux signaux de canal, ou un plus grand nombre de ces signaux, et au moins les deux signaux de dominance produits par les deux moyens générateurs, pour produire un certain nombre de signaux de sortie. Ainsi, si les premiers ou les seconds moyens générateurs détectent la dominance d'un signal de canal par rapport à l'autre, ou la dominance de l'amplitude de la somme de ces signaux de canal par rapport à leur différence, ou inversement, les signaux de dominance produits sont utilisés pour orienter les systèmes à information directionnelle par l'intermédiaire des moyens matriciels de telle sorte que les effets directionnels des signaux de sortie sont améliorés. Grâce à la détection de la dominance entre deux signaux de canal et entre leur somme et leur différence par l'intermédiaire des rapports entre leurs amplitudes, la capacité de détection du décodeur n'est pas liée à un niveau déterminé de référence; le décodeur peut donc détecter l'information directionnelle dans au moins deux signaux de canal de la façon précitée, même pour des niveaux de signal extrêment faibles. Grâce à la détection de la dominance entre deux signaux sous forme des logarithmes des rapports d'amplitude, on peut commodément exprimer cette dominance en decibels. Si tous les signaux de canal sont tels qu'aucune dominance significative n'est détectée entre eux ou entre la somme et la différence de deux de ces signaux, un circuit retard du décodeur, ayant une grande constante de temps, est validé pour maintenir le schéma d'orientation précédent. L'algori- thme particulier des moyens matriciels utilisé dans le décodeur selon l'invention permet de réduire la diaphonie et de donner avec réalisme l'impression que l'information directionnelle provient de positions angulaires précises. Selon un autre aspect de l'invention, les signaux de canal sont chacun séparés par des moyens de séparation en une partie haute fréquence comprenant des composantes de fréquences supérieures à une fréquence de séparation, et une partie basse fréquence comprenant des composantes de fréquences inférieures à la fréquence de séparation. Les parties haute fréquence des signaux de canal sont décodées par un premier décodeur, et les parties basse fréquence des signaux de canal sont décodées par un second décodeur. Les signaux de sortie correspondants des deux décodeurs sont ensuite additionnés pour donner les signaux de sortie complets. La gamme de fréquence des signaux destinés à un canal particulier de sortie est détectée. La fréquence de séparation est ensuite changée, si nécessaire, pour qu'elle coïncide avec la valeur supérieure de cette gamme de fréquence. On peut ainsi orienter les composantes du signal dans la gamme de fréquence du canal de sortie particulier et en dessous différemment des composantes du signal à des fréquences supérieures. De cette façon, les signaux vocaux et le son environnant dans la gamme de fréquence vocale peuvent être orientés d'une autre façon que le son environnant à fréquence élevée. Cet aspect de l'invention est mis en oeuvre de la façon suivante, selon un mode de réalisation préféré de l'invention. Les amplitudes des parties haute fréquence des signaux de canal sont comparées par un moyen comparateur, pour produire un premier signal de dominance indiquant si des signaux destinés à un canal de sortie particulier dominent les signaux destinés aux- autres canaux à des fréquences supérieures à la fréquence de séparation. Le moyen comparateur compare également les parties basse fréquence des signaux de canal et produit un second signal de dominance indiquant si les signaux destinés à ce canal de sortie particulier dominent les signaux destinés aux autres canaux, à des fréquences inférieures à la fréquence de séparation. Les deux signaux de dominance sont comparés par un second moyen comparateur pour fournir un signal de sortie de commande des moyens séparateurs, de telle sorte que la fréquence de séparation de ces moyens varie de façon à ce que l'amplitude du second signal de dominance soit dans un grand rapport sensiblement constant avec celle du premier signal de dominance. Un autre aspect de l'invention est basé sur le fait que les composantes basse fréquence des signaux de canal peuvent être simplement distribuées de façon régulière sur au moins deux sorties de décodeur, par exemple sur les canaux de sortie à gauche, au centre et à droite. Pour cela, les composantes basse fréquence des signaux de canal passent par un filtre passe-bas en parallèle sur le décodeur matriciel variable et des parties du signal résultant sont simplement ajoutées de façon égale aux signaux de sortie du decodeur. Dans la description qui suit, faite à titre d'exemple, on se réfère aux dessins annexés dans lesquels: - La figure 1 représente schématiquement un système de décodage selon l'invention; - La figure 2A représente schématiquement les positions hypothétiques de quatre hauts parleurs pour illustrer les courbes des figures 2B, 3 et 4; - La figure 2B est une courbe représentant quatre signaux de sortie en fonction de l'information directionnelle dans deux signaux d'entrée; - La figure 3 est une courbe représentant la variation des tensions de commande en fonction de l'information directionnelle des signaux de canal; - La figure 4 est une courbe représentant l'erreur angulaire entre l'angle de perception et la direction des signaux de sortie en fonction des directions codées des informations; - Les figures 5A et 5B représentent schématiquement deux modes de réalisation des circuits permettant d'obtenir le logarithme du rapport des amplitudes de deux signaux; - La figure 6 représente schématiquement un circuit à détection de seuil pour le décodeur de la figure 1; - La figure 7A représente schématiquement un circuit à retard variable propre à être utilisé dans le décodeur de la figure 1; - La figure 7B représente schématiquement une réalisation particulière du circuit à retard de la figure 7A; - La figure 7C représente schématiquement un circuit à retard variable propre à être utilisé dans le décodeur de la figure 1, selon un mode de réalisation préféré de l'invention; - La figure 7D représente schématiquement une réalisation particulière du circuit à retard de la figure 7C; - La figure 8 représente schématiquement, sous forme de blocs, un circuit matriciel propre à être utilisé dans un décodeur matriciel variable selon un autre mode de réalisation de l'invention; - La figure 9 représente schématiquement un décodeur matriciel variable à bande fractionnée, permettant d'illustrer un autre aspect de l'inven- tion; - La figure 10 représente schématiquement, de façon plus détaillée, un décodeur matriciel variable à bande fractionnée, correspondant à une réalisation particulière du décodeur de la figure 9, et illustrant encore un autre aspect de l'invention. La figure 1 représente schématiquement, sous forme de blocs, un décodeur matriciel variable selon l'invention, permettant d'améliorer les effets directionnels des signaux décodés. Sauf en ce qui concerne l'aspect retard qui sera décrit ci-dessous, la figure 1 représente le mode de réalisation préféré de l'invention. Comme représenté dans cette figure, le décodeur 10 comprend des circuits intermédiaires 12, 14, des additionneurs 16, 18 et des convertisseurs logarithmiques différentiels 22 et 24. Les deux signaux LT et RT sont deux signaux de canal produits par un codeur (non représenté) à partir de quatre signaux de façon telle que les deux signaux de canal contiennent l'information directionnelle correspondant aux directions des quatre signaux d'entrée. Ce mode de réalisation préféré de l'invention fournit de meilleurs résultats lorsque quatre signaux d'entrée L, C, R et S ont été codés de telle sorte que les signaux L soient portés par LT, les signaux R par RT, les signaux P ou LT + RT par des composantes en phase dans LT et RT; et les signaux M ou LT - RT par des composantes déphasées de LT et RT. Comme représenté en figure 1, les signaux de canal sont appliqués par les circuits intermédiaires 12, 14 et des filtres passe bande 15 au convertis- seur différenciel logarithmique 22 (dans lequel les signaux filtrés sont redressés par des redresseurs 102, 104 comme représenté dans les figures 5A et 5B). Une petite fraction k de l'amplitude du signal LT est ajoutée à - l'amplitude du signal RT, et une petite fraction k de l'amplitude du signal RT est ajoutée à l'amplitude du signal LT. La valeur DLR est calculée selon l'expression indiquée dans le bloc 22. La raison de l'introduction intention- nelle de petits signaux de diaphonie apparaitra clairement dans ce qui suit. Après filtrage, les signaux de canal sont également appliqués aux additionneurs 16, 18, l'additionneur 16 fournissant un signal de sortie P égal à la somme des deux signaux de canal, et l'additionneur 18 fournissant un signal de sortie M égal à leur différence, ces deux signaux étant ensuite appliqués au convertisseur logarithmique 24. Une petite fraction k de l'amplitude du signal M est ajoutée à l'amplitude du signal P, et une petite fraction k de l'amplitude du signal P est ajoutée à celle du signal M. La valeur du signal DCs est ensuite calculée selon l'expression figurant dans le bloc 24. Les convertisseurs 22 et 24 fournissent des signaux de sortie DLR et DCS, respectivement. Pour faciliter la discussion, les petits signaux de diaphonie qui sont introduits seront ignorés pour l'instant. Ainsi, le signal de sortie DLR est le logarithme de base a, a étant une constante, du rapport des amplitudes de LT et RT, et le signal DCS est égal au logarithme de base a du rapport entre l'amplitude de la somme P de LT et RT et de l'amplitude de leur différence M. Les signaux DLR et DCs mesurent, en terme d'amplitude, la dominance entre LT et RT, et entre leur somme et leur différence, et sont appelés ci-dessous signaux de dominance. Lorsqu'un des signaux RT, M devient très faible, l'un ou plusieurs des signaux de dominance, qui.sont des rapports logarithmiques avec RT et M dans les dénominateurs, peuvent théoriquement devenir très importants. Toutefois, en pratique, du bruit est toujours présent dans les systèmes de décodage. Ce bruit est ajouté aux signaux RT, M dans les dénominateurs des rapports pour déterminer les signaux de dominance DLR, DCS. En d'autres termes, le bruit présent dans le système de décodage détermine les caractéristiques d'orientation directionnelle du décodeur. Comme ce bruit peut être aléatoire, les caractéristiques d'orientation sont contr8ôlées par des facteurs aléatoires, ce qui n'est pas souhaitable. La même chose est vraie si les signaux LT et P sont très faibles. Pour éviter cette orientation aléatoire non souhaitable, on introduit de petits signaux de diaphonie. Ainsi, lorsque le signal LT, RT, P ou M est faible, le signal de dominance correspondant est proche du rapport +logak. Une valeur de k voisine de 0,1 peut être satisfaisante. La résistance 42 et le condensateur 44 forment un circuit à retard pour le signal DLR; la résistance 46 et le condensateur 48 forment un circuit à retard pour le signal DCS. Ces deux circuits à retard sont mis en service ou hors service par les commutateurs 52, 54 qui sont commandés par un circuit 56 à détection de seuil. Les fonctions de ces circuits à retard, des commutateurs et du circuit de seuil seront décrits ci-dessous, après le fonctionnement du décodeur 10. La résistance 62 et le condensateur 64 forment un circuit de lissage pour le signal DLR; la résistance 66 et le condensateur 68 forment un circuit de lissage pour le signal DCS. Dans un mode de réalisation, les deux circuits de lissage ont chacun une constante de temps d'environ 20 millisecondes. Après lissage par le circuit précité, le signal DLR est appliqué à deux redresseurs demi-onde 82, 84 ayant des polarités opposées. Ainsi, si LT a une plus grande amplitude que RT, le signal DLR est bloqué par le redresseur 84, mals est transmis par le redresseur 82. Le signal transmis par le redresseur 82 est ensuite inversé par l'inverseur 89 pour donner le signal EL. Inverse- ment, si RT a une amplitude supérieure à celle de LT, le signal DLR est transmis par le redresseur 84, mais est bloqué par le redresseur 82. De cette façon, les redresseurs 82 et 84 donnent deux signaux de commande direc- tionnelle EL et ER qui sont la valeur inverse du signal de dominance DLR quand celui-ci est positif, et sa valeur lorsqu'il est négatif, respectivement. Par inversion de la sortie du redresseur 82 quand la valeur de DLR est positive, les deux signaux de commande EL et ER sont des signaux négatifs. De façon semblable, des redresseurs demi-onde 86, 88 ayant des polarités opposées et un inverseur 89 relié au redresseur 86 fournissent des signaux négatifs de commande directionnelle EC et ES à partir du signal de dominance DCs après lissage, EC étant la valeur de DCS quand ce signal est négatif, et ES étant la valeur inverse de DCS lorsque ce signal est positif. Pour résumer, les signaux de dominance DLR et DCs et les signaux de commande directionnelle EL, EC, ER et ES sont donnés par les relations suivantes: L 0; DL LR LR_ __ _ _ -R O; DLR>O: -D -., D>0 J!RTj+ kIL TI I CS CS I D Cs= loga [PI + kIMI 0; DCs I 0; DCS>O0 s Dcs; Dcs a est une coastante. L'algorithme permettant d'obtenir les quatre signaux de sortie L', R', C' et S' à partir des signaux de commande directionnelle EL, EC, ER, ES et des deux signaux de canal va maintenant être décrit. Chacun des deux signaux RT et LTest multiplié par une première constante élevée à une puissance I0 égale à. une seconde constante b multipliée par l'un des signaux de commande EL,ER,Ecou Es. La prernmière constante peut être choisie égale a, la base des convertisseurs logarithmiques 22, 24, étant entendu que l'on pourrait choisir d'autres constantes. La relation exponentielle précitée décrit donc comme suit: Fx =abEXo X estL,R,CouS. x Un vecteur V est défini par (1 FL FC FR FS). La sortie L' est donc donnée par la relation: =LT VX GL X L o GLest une matrice 5 x 2. De même, les sorties C', R' et S' sont déterminées par les relations suivantes: LT V X GR X =RC' RT VX Gs X =S' R. T La figure 8 représente schématiquement, sous forme de blocs, un circuit matriciel 300 pour un décodeur selon un autre mode de réalisation de l'invention, qui permet la mise en ooeuvre directe des relations matricielles ci-dessus. Alors que le circuit matriciel 300 de la figure 8 illustre plus clairement ie fonctionnement de l'invention sous la forme des relations matricielles précitées, il n'est pas aussi avantageux que le circuit matriciel de la figure 1, pour les raisons qui seront indiquées ci-dessous. Comme représenté en figure 8, en référence à la figure 1, les 4 signaux de commande directionnelle EL,EC,ER,ES fournis par les redresseurs 82-88 sont appliqués respectivement à des circuits multiplicateurs 302, 304, 306, 308 o ils sont chacun multipliés par une constante b et sont ensuite appliqués à quatre circuits d'exponentiation 312, 314, 316, 318 o ils sont exponentiés sur la base a qui peut être commodément la même base que celle des convertisseurs logarithmiques 22 et 24. Ainsi, les circuits d'expo- nentiation 312-318 fournissent des signaux de sortie FL,FC,FR,FS à un circuit de multiplication matricielle 320 qui réalise la multiplication V x Gx, X étant L, C, R ou S. Le circuit 320 fournit des signaux de sortie déterminant les proportions des signaux de canal qui doivent être appliquées aux quatre sorties. Ces signaux sont transmis à quatre multiplicateurs à quadrants 322, 324, 326, 328, o ils sont multipliés par LT,RT, pour donner les quatre signaux de sortie L', C', R' et S'. Cette description montre clairement que le circuit 300 suit étroitement les équations matricielles.des quatre signaux de sortie. Par rapport au circuit matriciel 100 de la figure I qui est décrit ci-dessous, ce circuit 300 n'est toutefois pas aussi avantageux, car il comprend quatre multiplicateurs à quadrants, qui sont complexes et couteux. Les multiplicateurs 71-78 de ia figure 1 ne demandent que deux multiplicateurs à quadrants. Les multiplications matricielles des équations de décodage précitées sont également réalisées par le système décodeur 10 de la figure 1. Au lieu de devoir utiliser des circuits indépendants d'exponentiation 312-318 et de multiplication 322-328, il est possible de combiner ces deux fonctions. En utilisant des multiplicateurs, ou des amplificateurs commandés par tension, dont le gain est proportionnel à l'exposant d'une tension de commande appliquée, l'exponentiation peut être comprise dans le precessus de multipli- cation. Un tel amplificateur commandé par tension pour réaliser une exponentiation est commercialisée par Phillips sous la référence TDA1074A. Le circuit matriciel 100 de la figure I comprend 8 circuits multiplica- teurs 71-78 ayant chacun deux entrées. Le signal de canal LTest appliqué aux multiplicateurs 71-74 et le signal de canal RTest appliqué aux entrées des multiplicateurs 75-78. Les signaux de commande directionnelle EC,ES- sont ensuite appliqués aux entrées restantes des multiplicateurs 74, 78 et 72, 76 respectivement. Les multiplicateurs 71, 72, 73, 74 multiplient LT par FL,FS,FR, ou FCrespectivement, et les multiplicateurs 75, 76, 77, 78 multiplient RTPar FL,Fs,FRet FC respectivement. Les multiplicateurs 71- 78 multiplient les deux signaux de canal LT, RT par des signaux qui sont des 12 2578707 fonctions exponentionnelles des signaux de commande directionnelle EL, EC, ER, ES comme indiqué plus haut pour donner huit signaux de produits qui sont appliqués au circuit matriciel de sortie 90. Les deux signaux de canal LT et RT sont également appliqués au circuit 90. Le circuit matriciel 90 fournit ainsi une somme pondérée des dix signaux en fonction des équations de décodage précitées, pour donner quatre signaux de sortie L', C', R', S', qui sont donc les signaux de sortie du décodeur 10. Dans les équations matricielles précitées, la matrice V fournit l'informa- tion directionnelle obtenue à partir des deux signaux de canal LT, RT de la façon qui a été décrite. Les quatre matrices GL, GR, GC, GS définissent la façon dont cette information est utilisée pour améliorer les propriétés directionnelles des signaux de sortie, ces quatres matrices étant appelées ci- dessous matrices Gx, o X est L, R, C ou S. Etant donné qu'une partie -de l'information directionnelle a été perdue pendant le processus de codage, l'information directionnelle contenue dans LT, RT et dans la matrice V ne peut définir complètement les propriétés directionnelles des signaux de sortie L', R', C', S'. En supposant que la même information directionnelle est fournie par la matrice V, les quatre signaux de sortie peuvent prendre une gamme de valeurs. Les matrices GX restreignent chaque sortie à unique- ment une valeur correspondant à une valeur donnée de chacun des compo- sants de la matrice V; les matrices GX définissent également et orientent les effets sonores directionnels des quatre signaux de sortie. A partir de ce qui précède, il est donc évident que des conditions supplémentaires doivent être fixées pour définir complètement les valeurs des quatre signaux de sortie lorsqu'une certaine informationdirectionnelle est fournie par la matrice V. Ces conditions peuvent être fixées en déterminant les proportions de LT et RT présentes dans chacun des quatre signaux de sortie pour des valeurs particulières de LT, RT, P ou LT + RT, et M ou LT - RT. Ces conditions vont déterminer les coefficients des matrices GX de telle sorte que les quatre equations matricielles précitées utilisant ces matrices vont donner les proportions désirées de LT et RT dans les signaux de sortie pour les valeurs particulières de LT, RT, P et M. Dans le mode de réalisation préféré de l'invention, ces conditions sont fixées au moyen de l'équation matricielle suivante: QXGX =HX o X est L, R, C ou S, Q est une matrice 5 x 5 et HX est une matrice 5 x 2. On va représenter ci-dessous un groupe de matrices HX qui donnent les proportions de LT et RT dans les quatre canaux de sortie correspondant à cinq groupes de valeur de LT, RT, P, M: HL HC HR HS r ' 2 2 2 2 2 1 0 '_2 _ 0 - _ z 1 -1 [ 1 -1 1 1 -1 1 01 0 0 1 1.0 i i i i t - - JA. JS ça 47 OSX Les cinq groupes de valeur de LT, RT, P et M sont les suivants: 1. Les amplitudes de LT et RT sont égales, de même que celles de P et de M. Ainsi, FX = 1, avec X étant L, R, C ou S. La matrice V est donc (1 I I 1 1). Cet état est connu comme état non orienté, étant donné que V ne contient aucune information d'orientation directionnelle. 2. LT n'est pas nul, et RT est nul, P et M ayant des amplitudes égales. Cet état peut être appelé orientation à gauche. La matrice V est (1 0 I I 1). 3. LT + RT n'est pas nul, et LT - RT est nul. LT et RT ont des amplitudes égales. La matrice V est (I I 0 I 1). 4. RT n'est pas nul et LT est nul. Cela peut être appelé orientation à 14 -2578707 droite. La matrice V est (1 I 1 0 1). 5. LT - RT n'est pas nul, mais LT + RT est nul. LT et RT ont des amplitudes égales. La matrice V est (1 1 1 1 0). La matrice Q est formée en agençant les cinq matrices précitées V les unes au dessus des autres, ou comme suit: 1 0 1 1 1 Ili1' Q 1 1 0 1 1 1 1 1 0 1 Li1 1 1 1] Ensuite, GL peut être obtenu à partir de l'équation Q x GL = HL, o les coefficients de HL prennent les valeurs indiquées ci-dessus. La première rangée HL est donc formée par les proportions de LT et RT présentes dans - le signal de sortie L' à l'état non orienté, soit L' = l//2 LT + ORT, ce qui donne L' = LT/f. La seconde rangée de HL est donnée par les proportions de LT, RT présentes dans le signal de sortie L' à l'état numéro 2, de telle sorte queL' = 1LT + ORT = LT. Les rangées 3 à 5 de HL sont les proportions de LT, RT présentes dans le signal de sortie L' dans les états 3, 4, 5 indiqués ci- dessus. Les trois autres matrices HC, HR, HS donnent les proportions de LT, RT présentes dans les signaux de sortie C', R', S' dans les cinq conditions indiquées ci-dessus sensiblement de la même façon que la matrice HL. En appliquant aux matrices GX les valeurs précitées obtenues pour Q et Hx, on peut obtenir les coefficients des matrices GX qui sont indiqués ci- dessous: 0.273 0 0.193 0.193 -0.293 0 0.5 -0.077 %; 0.299 0.408 GC= -0.207 -0.207 L= l0.1300 -0.077 0.5 0.299 -0.408 0.092 0.092 - 0 - 0:.271 l 0.193 -0.193 0 à.130 I-0.5 0.077 GR= 0.4)8 0.299 GS- 0.092 -0.092 0 -0.293 -0.077 -0.5 -0.408 0.299 0.207 0.207 Avec ce groupe de matrices Gx, les équations matricielles V x GX (LT, RT) = X', o X' est L', C', R' ou S', vont améliorer les propriétés directionnelles des quatre signaux de sortie en fonction de l'information directionnelle fournie par LT et RT. De ce qui précède, on peut noter qu'il y a deux constantes a et b dans les équations matricielles V x GX (LT, RT) = X'. La constante a disparait toutefois de ces équations étant donné que l'exponientiation par les huit multiplicateurs va annuler la conversion logarithmique des convertisseurs 22, 24. La constante b dépend des gains des divers étages des circuits de commande dans le décodeur. Pour le groupe de valeurs précité de Gx, les propriétés directionnelles des signaux de sortie peuvent être optimisées lorsque b est approximativement égal à 0,839. Bien évidemment, la valeur optimale de b change avec les valeurs des matrices HX Un autre groupe de matrices Hx, o X est L, C, R ou 5, peut être utilisé et est donné ci-dessous: t O - X V-6 -CI J 257$707 od o -- Si ce groupe de matrices HX est utilisé pour décoder les deux signaux de canal, la constante b est de préférence égale à environ 1,303. Des angles panoramiques sont utilisés pour représenter des emplacements sonores apparents dans une zone hypothétique d'écoute délimitée par un cercle, avec les quatre positions de hauts parleurs représentées dans la figure 2A. Le haut parleur de gauche occupe la position 0 degrés, le haut parleur du centre occupe la position 90 degrés, celui de droite la position degrés, et le haut parleur d'environnement la position de 170 degrés. Ainsi, une source sonore s'étalant de 0 à 180 degrés va sembler débuter sur le haut parleur de gauche, progresser dans le sens des aiguilles d'une montre le long du cercle vers le haut parleur du centre, et continuer vers le haut parleur de droite. Quand une source sonore s'étale de la gauche au centre par exemple, il est souhaitable que les sorties des hauts parleurs de droite et d'environnement restent à des niveaux très faibles, de façon à ne par interférer avec la localisation sonore. Les groupes précités de valeur de b et de GX ont pour résultat de très faibles niveaux de diaphonie. On peut le voir par exemple sur la figure 2B, qui montre que la diaphonie venant de hauts parleurs qui ne sont pas concernés par une source sonore panoramique a une amplitude maximale d'environ -35dB. La figure 3 représente des valeurs des signaux de commande FL, FC et FR pour des angles d'étalement de 0 à 180 degrés. La figure 4 montre que l'erreur sur l'angle décodé, qui est l'erreur angulaire entre l'engle codé du son par rapport à l'angle de perception du son décodé, est seulement 2,5 degrés environ sur une gamme de 180 degrés. On va maintenant décrire les fonctions de deux circuits à retard comprenant la résistance 42, le condensateur 44 et la résistance 46, le condensateur 48 et les deux commutateurs 52, 54. Les deux signaux DLR, DCS donnant l'information de dominance sont fournis au circuit 56 de détection de seuil. Si les deux signaux de dominance sont détectés comme étant inférieurs à un seuil donné, cela signifie qu'aucun signal de dominance n'a été détecté, ce qui indique qu'aucune information directionnelle n'est disponible à partir des deux signaux de canal. Dans ces conditions, il peut être souhaitable de maintenir l'orientation directionnelle déterminée peni- dant une période de temps précédente. Ainsi, quand le circuit 56 détecte une condition dans laquelle tous les signaux de dominance sont inférieurs au seuil, il amène les commutateurs 52 et 54 à passer de la position 94 à la position 96 pour inclure dans le circuit les deux circuits à retard. Les signaux de sortie L', C', R' et S' sont ainsi maintenus à leur niveau actuel pour une période de temps déterminée par les constantes de temps des deux circuits à retard. Les figures 5A et 5B représentent deux modes de réalisations de chacun des convertisseurs logarithmiques différentiels 22, 24. Comme représenté en figure 5A, les deux signaux d'entrée (LT, RT ou P et M) sont redressés par les redresseurs d'onde complète 102 et 104. Des petites fractions k des signaux redressés sont ajoutées, comme signaux de diaphonie, par les atténuateurs 130 et les additionneurs 132, et les signaux résultants sont ensuite fournis aux deux circuits logarithmiques 106, 108 dont les sorties sont appliquées à un additionneur 110 qui donne la différence entée les sorties des circuits 106 et 108. La figure 5B représente schématiquement un convertisseur logarithmique différentiel selon un mode de réalisation préfé- ré des convertisseurs 22, 24. Les deux signaux (LT, RT ou P, M) sont redresses par des redresseurs 102, 104. Des petites fractions k des signaux redressés sont ensuite additionnées, et les sommes des signaux sont appli- quées aux émetteurs de deux transistors bipolaires 112 et 114, respective- ment. Les émetteurs des transistors 112 et 114 sont également reliés aux entrées positive et négative, respectivement, d'un amplificateur opération- nel 116 dont la sortie est reliée à la base du transistor 114 par une résistance 122, la résistance 124 reliant la base du transistor 114 à une tension fixe de référence, pour former un atténuateur. La base du transistor 112 est reliée à sensiblement la même tension fixe de référence. L'amplificateur opérationnel 116 va maintenir les émetteurs des transis- tors 112 et 114 à la même tension. Pour simplification, les fractions de diaphonie introduites seront omises de la discussion qui suit en référence à la figure 5B. Etant donné que les transistors 112 et 114 ont été choisis pour être identiques, quand les amplitudes des signaux LT et RT sont égales, la tension de sortie au point 120 est sensiblement égale à la tension de référence. Si les amplitudes de LT et RT sont telles que le courant passant par le transistor 112 et le redresseur 102 augmente, la tension à l'émetteur du transistor 112 va devenir plus négative. L'amplificateur opérationel 116 va amener l'émetteur du transistor 114 à une correspondance avec celui du transistor 112 en diminuant la tension à la base du transistor 114. La tension - de sortie du convertisseur au point 120 diminue donc par rapport à la tension de référence à la base des transistors 112, 114. D'autre part, si l'amplitude de RT augmente par rapport à celle de LT de sorte que le courant passant par le transistor 114 augmente, cela provoque une augmentation de la différence de tension entre la base et l'émetteur du transistor 114. La tension à l'émetteur du transistor 112 reste inchangée. L'amplificateur opérationnel 116 amène l'émetteur du transistor 114 à un niveau correspon- dant à celui du transistor 112 de sorte que la tension à l'émetteur du transistor 114 reste également inchangée. Ainsi, quand le courant de collecteur à travers le transistor 114 augmente, la tension de sortie au point augmente pour provoquer une augmentation de la tension à la base du transistor 114. La tension de sortie au point 120 varie comme le logarithme du courant collecteur-émetteur à travers le transistor 114. La tension de sortie au point 120 est donc proportionnelle au logarithme du rapport des amplitudes de LT et RT. La figure 6 représente schématiquement le circuit 56 de détection de seuil de la figure 1. Comme représenté en figure 6, le point 150 est maintenu à une tension de référence égale à celle de la figure 5B par une source extérieure, non représentée. Dans la discussion qui suit en référence à la figure 6, des tensions supérieures à celle du point 150 sont définies comme des tensions positives, et les tensions inférieures sont définies comme des tensions négatives. Au moyen des diodes 152, 154 et des résistances 156, 158, 162, 164 et de l'alimentation en tension continue 166, le point 170 est maintenu à une faible tension positive supérieure à la tension de référence au point 150, et le point 172 est maintenu à une faible tension négative inférieure à la tension de référence au point 150. Les tensions aux points 170, 172 fixent les tensions de seuil du circuit 56. Le signal DLR est appliqué aux entrées négative et positive respectivement des comparateurs 174, 176. L'entrée positive du comparateur 174 est reliée au point 170, et l'entrée négative du comparateur 176 est reliée au point 172. Ainsi, si le signal DLR est positif et supérieur à celui du point 170, la sortie du comparateur 174 est diminuée. De même, si le signal DLR est négatif et inférieur à celui au point 172, la sortie du comparateur 176 est également abaissée. Les sorties des comparateurs 174 et 176 sont reliées entre elles. Une autre circuit semblable peut être utilisé pour détecter si le signal DCS est inférieur à certains seuils déterminés. Quand le signal DCs est supérieur aux seuils déterminés dans ce circuit, les sorties des comparateurs 178, 180 sont abaissées. Les quatre comparateurs 174, 176, 178 et 180 sont tous reliés par leurs sorties de sorte que si l'un des signaux de dominance DLR, DCS dépasse l'un des seuils fixés, ce qui indique la présence d'une information de dominance, cela provoque un abaissement des sorties des comparateurs, de sorte que les commutateurs 52, 54 sont dans la position 94. Ainsi, si une information quelconque de dominance est présente, les deux circuits à retard sont commutés hors service. Si aucune information de dominance n'est présente, les signaux de dominance étant entre les seuils fixés par le circuit de la figure 7, aucune des sorties des comparateurs 174, 176, 178, n'est abaissée. Un signal haut est donc transmis aux commutateurs 52, 54 pour les faire passer dans la position 96, ce qui met en services les deux services à retard pour maintenir le schéma directionnel préexistant. Au lieu d'une technique tout ou rien pour introduire le retard, comme indiqué dans ce qui précède, on peut utiliser un retard variable en fonction du degré de l'information de dominance. Les figures 7A, 7B représentent cette technique. Comme représenté en figure 7A, le signal de dominance DLR est redressé par un redresseur 202 et amplifié par l'amplificateur 204. Le signal redressé et amplifié est ajouté à un signal semblable obtenu à partir de DCs et est ensuite utilisé pour modifier les deux resistances variables 206 et 207 afin de modifier les retards introduits; le retard doit être en fonction inverse de la somme des amplitudes des signaux DLR et DCs. Les composants 42, 44, 46, 48, 52, 54, 56, 62, 64, 66, 68 de la figure I peuvent être remplacés par le circuit 200 de la figure 7A, dont la sortie 230 est appliquée aux redresseurs 82, 84 et la sortie 232 aux redresseurs 86, 88. La figure 7B représente un mode de réalisation particulier des résistan- ces variables du circuit à retard de la figure 7A, les éléments identiques étant désignés par les mêmes références. Les résistances variables 206 et 207 peuvent être réalisées comme représentées en figure 7B, au moyen d'un amplificateur opérationnel à transconductance, tel que le circuit RCA référence CA3080. L'entrée positive de cet amplificateur est reliée à DLR ou DCs et son entrée négative est reliée à la jonction de deux résistances 208 et 210. Un tel circuit a une résistance maximale égale à la somme des deux résistances, et une résistance minimale déterminée par le gain maximum de l'amplificateur. Une partie de la différence de tension entre l'entrée positive et la sortie est amplifiée par l'amplificateur 112 et est fournie à la charge, dans ce cas le condensateur 216, sous forme d'un courant. Une augmentation de la transconductance de l'amplificateur aug- mente la quantité de courant appliquée à la charge pour une différence de tension donnée entre les points 220 et 222, ce qui réduit la résistance efficace pilotant la charge. La figure 7C représente un mode de réalisation préféré de modification du retard par l'amplitude des signaux de dominance. Lorsque les composants 42-68 précités sont remplacés par le circuit de la figure 7C, la figure 1 correspond alors au mode de réalisation préféré du décodeur matriciel variable selon l'invention. Le circuit à retard variable de la figure 7C est assez semblable à celui de la figure 7A, de sorte que les mêmes éléments sont désignés par les mêmes références dans les deux figures. Comme en figure 7A, les deux signaux de dominance sont redressés et amplifiés et ensuite ajoutés pour former un signal de commande au point 218, pour commander la valeur des deux résistances variables 250. Au lieu d'être reliées à un seul condensateur comme en figure 7A, les résistances variables de la figure 7C sont chacune reliée à deux condensateurs 254, 258 et à deux résistances 256, 260. La résistance 260 est également reliée à l'entrée DLR ou DCS. Comme les deux voies de retard des deux signaux de dominance 21 2578707 sont identiques, il suffit d'en décrire une, celle du signal DLR. Lorsqu'il y a une information directionnelle dans les signaux de canal, le signal de commande au point 218 a une amplitude significative. Il en résulte une réduction de la valeur des résistances variables 250, et la charge du condensateur 254. Ce condensateur a une capacité relativement faible de sorte que sa tension répond rapidement au signal de dominance; cette tension passe par le circuit intermédiaire 252 pour être redressée par les redresseurs 82, 84 et être ensuite appliquée au circuit matriciel 100 comme décrit en référence à la figure 1. Pendant la charge du condensateur 254, le condensateur 258 est également chargé par un premier circuit comprenant les résistances 250, 256 et par un second circuit comprenant la résistance 266. Le condensateur 258 a toutefois une grande capacité de sorte que sa tension indique une valeur moyenne du signal de dominance. Lorsqu'il y a peu ou pas d'informations de dominance dans les signaux de canal, le signal de commande au point 218 tombe à zero ou au voisinage de zero. Cela amène une augmentation à une valeur importante des résistances variables 250, de sorte que celles-ci représentent sensiblement des circuits ouverts. Le condensateur 254 se décharge rapidement par la résistance 256 de sorte que les signaux de sortie 230, 232 sont les tensions aux bornes des condensateurs 258 dans les deux branches du circuit de la figure 7C. Lorsqu'il y a peu ou pas d'information de dominance, le signal de dominance DLR est sensiblement nul ou voisin de zero. Le condensateur 258 va donc se décharger par les résistances 266 de sorte que, si les signaux de canal ne contiennent pas d'information directionnelle pour un temps relati- vement long, les condensateurs 258 vont être complètement déchargés ce qui amène le décodeur 110 à revenir dans une condition sensiblement sans orientation. La figure 7D représente une réalisation des résistances variables 250 au moyen d'un amplificateur à transconductance 264. Les composants identi- ques dans les figures 7C et 7D sont désignés par les mêmes références. La sortie du circuit intermédiaire 252 est ramenée à l'entrée inverse de l'amplificateur à transconductance, de telle sorte que cet amplificateur devient une résistance variable dont la résistance varie en fonction inverse 22 2578707 * du signal de commede appliqué au point 218. Dans la description qui précède, seuls deux signaux de canal sont enregis- trés et décodés. On comprend que, si plus de deux signaux de canal sont enregistrés, l'invention fonctionne de la même façon pour améliorer l'effet directionnel. Lorsque plus de deux signaux de canal sont enregistrés, ces signaux peuvent être groupés par paires et chaque paire de signaux peut être traitée de la même façon que les signaux LT et RT décrits dans ce qui précède. Egalement, dans la description qui précède, les quatre signaux de sortie L', R', C' et S' sont appliqués à des hauts parleurs destinés à être placés dans des cinémas. L'invention peut également être utilisée à domicile pour une reproduction sur quatre canaux d'enregistrements qui ont été codés de façon appropriée, comprenant les films sur cassette vidéo, les vidéo disques, ou d'autres supports. Par le choix d'un groupe approprié de matrices Gx, il est également possible de déterminer le décodeur pour obtenir des signaux de commande des hauts parleurs placés au coin d'une pièce. Toutes ces variantes font partie de l'invention. La figure 9 représente, sous forme de blocs, un décodeur matriciel variable à bande fractionnée selon l'invention. Comme représenté en figure 9, le système 400 comprend deux décodeurs qui peuvent être construits comme décrit en référence à la figure 1 et qui sont modifiés comme décrit en référence à la figure 7. Les deux signaux de canal LT, RT sont chacun appliqués à des filtres séparateurs 406 et 408. Ces deux filtres ont de préférence la même fréquence de séparation. Les composantes de fréquence de LT, RT qui sont supérieures à la fréquence de séparation sont appliquées au décodeur 402 pour donner les composantes haute fréquence des signaux de sortie L', C', R', S'. Les somposantes basse fréquence de LT, RT, c'est a dire les composantes ayant des fréquences inférieures à la fréquence de séparation, sont appliquées au décodeur 404 pour donner les composantes basse fréquence des signaux de sortie. L'additionneur 412 ajoute donc les composantes haute fréquence et basse fréquence de L' pour donner le signal de sortie L'. De même, les additionneurs 414-418 ajoutent chacun les composantes correspondantes haute fréquence et basse fréquence pour donner les signaux de sortie C', R', S'. Dans des salles de cinémas, il peut être souhaitable d'augmenter unique- 23 2578707 ment la directionnalité des signaux vocaux émis par des acteurs, et mon la musique ou un autre son environnant. Les signaux vocaux sont typiquement dans la gamme basse fréquence et sont en général destinés au haut parleur central. Il peut donc être souhaitable de choisir la fréquence de séparation des deux filtres de telle sorte que les signaux destinés au haut parleur central soient décodés uniquement par le décodeur 404 et non par le décodeur 402. Ainsi, les signaux vocaux et les signaux environnants dans la gamme de fréquence des signaux vocaux sont traités entièrement par le décodeur 404 pour augmenter les effets directionnels des signaux vocaux, sans simultanément orienter de façon erronée les signaux environnants de haute fréquence. Cela donne une restitution plus réaliste du programme original, dans lequel les signaux vocaux proviennent, à l'origine, de l'estrade tandis que les sons environnants proviennent de nombreuses directions. La ou les fréquences de séparation des filtres 406, 408 peuvent être modifiées en fonction des conditions de dominance des signaux LT, RT. Un résultat souhaitable du système 400 est que la fréquence commune de séparation des deux filtres est la valeur supérieure de la bande de fréquence des signaux destinés au haut parleur central. Ainsi, les deux signaux de canal sont amenés à un détecteur 420, pour détecter la bande de fréquence des signaux destinés au haut parleur central. Le détecteur 420 fournit un signal de commande appliqué aux deux filtres pour déplacer la fréquence de séparation de façon telle qu'elle coîncide sensiblement avec la valeur supérieure de la bande de fréquence des signaux destinés au haut parieur central, à tout instant. Une réalisation particulière du circuit de la figure 9 est basée sur le fait que, si la fréquence de séparation des deux filtres est déplacée de telle sorte que le signal de dominance DC$ obtenu de la façon précitée à partir des composantes basse fréquence de LT, RT, soit dans un rapport important constant (par exemple 10: 1) avec le signal de dominance DCs obtenu à partir des composantes haute fréquence des signaux de canal, la plupart des composantes du signal destiné au haut parleur central sont dans les basses fréquences inférieures à la fréquence de séparation. Dans ces conditions, la fréquence de séparation coïncide sensiblement avec la valeur supérieure de la bande de fréquence destinées au haut parleur central. Etant donné que les signaux indiquant la dominance du canal central ou des canaux environnants, DCS, à la fois pour les parties basse fréquence et haute fréquence des signaux de canal sont toujours disponibles sur les décodeurs 402 et 404, le système 400 de la figure 9 peut être réalisé simplement en tirant parti des signaux déjà disponibles sur les décodeurs, comme représenté en figure 10. Ainsi, le signal de dominance indiquant la dominance, s'il y en a une, des parties haute fréquence des canaux du centre et d'environnement, indiqué par DHpCS, est fourni par le décodeur 402. Le signal de dominance correspondant pour la partie basse fréquence, DLPCS, est fourni par le décodeur 404. Ce signal de dominance est atténué par l'atténuateur 432 et ensuite soustrait du signal de dominance DHPCS. La différence est ensuite appliquée à un amplificateur à commande par tension 436. Le signal de dominance DLPCS est appliqué à un redresseur demi onde et à un circuit de filtrage 434 de sorte que le gain de l'amplificateur 436 est commandé par le présence d'une dominance centrale dans DLPCS. La sortie de l'amplificateur 436 est ajoutée à une tension constante Vset et est ensuite appliquée au deux filtres 406, 408 pour déplacer la fréquence de séparation. Quand la gamme de fréquence des signaux destinés au canal central change, ce qui amène une modifiation des valeurs des signaux de dominance DHPCS et DLPCS, il en résulte un changement de la valeur du signal de commande appliqué aux filtres 406, 408. La fréquence de séparation des deux filtres change donc, ce qui provoque une modification des valeurs des deux signaux de dominance pour maintenir un rapport constant entre les deux signaux. Un rapport DLCPS/DHPc$ de 10 à 1 peut être satisfaisant. Lorsqu'il y a peu ou pas de dominance centrale dans la gamme basse fréquence de sorte que DLPCS est faible, il est souhaitable de ne pas déplacer la fréquence de séparation. Dans ce cas, l'amplitude de DLPCS appliquée à l'amplificateur 436 est faible, ce qui réduit le gain de l'amplifi- cateur à zero ou au voisinage de zero et ce qui arrête le déplacement de la fréquence de séparation. Une tension constante Vset est appliquée aux deux filtres pour fixer la fréquence de séparation à une valeur particulière en l'absence de dominance des signaux pour le canal central dans la gamme basse fréquence. Après décodage par les décodeurs 402, 404, les parties haute fréquence et basse fréquence de chaque signal de sortie sont additionnées par l'un des quatre additionneurs 442-448 pour donner quatre signaux de sortie L', C', R' et S'. Pour les raisons expliquées ci-dessous, il est préférable de distribuer 2578707 régulièrement des composantes de signal de très basse fréquence sur certains de ces canaux. Pour cette raison, les sorties L', C' et R' sont filtrées par des filtres 452-456 dont les fréquences de coupure correspondent à celle du filtre basse-bas 474 décrit dans ce qui suit. La figure 10 représente encore un autre aspect de l'invention. Cet aspect est basé sur le fait que, pour des signaux de fréquence très faible, par exemple les signaux inférieurs à 150 Hz, il est difficile aux auditeurs de localiser les provenances de ces signaux même s'ils viennent d'une seule direction. Pour cette raison, il n'est pas nécessaire d'augmenter la direction- nalité des signaux de très basse fréquence. De plus, si une orientation leur est appliquée, ces signaux de très basse fréquence peuvent être concentrés sur un seul haut parleur, ce qui amène une surcharge. Pour ces raisons, il est souhaitable de distribuer régulièrement les composantes de signal de très basse fréquence. Comme représenté en figure 10, les signaux de canal sont additionnés par une additionneur 472, filtrés par un filtre passe-bas 474 ayant une fréquence de coupure basse (par exemple 150 Hz). Les composan- tes de signal de très basse fréquence sont ensuite atténuées par l'atténua- teur 476 et ajoutées aux sorties L', C', R', par les additionneurs 482, 484 et 486. L'atténuation de l'atténuateur 476 est telle qu'il atténue des signaux de très basse fréquence à environ un tiers de leur niveau de puissance initial. De cette façon, les signaux de très basse fréquence sont distribués réguliè- rement sur les canaux de sortie L', C', R. La surcharge d'un seul haut parleur, tel que celui du canal C', est évitée. En séparant les très basses fréquences pour le décodage, il est possible de limiter la gamme de fréquence des signaux traités par le décodeur 10 de la figure 1, lorsque celui-ci est incorporé au système dp la figure 10. Pour cette raison, les signaux de commande sont tout d'abord filtrés par des filtres passe-bande 15 en figure 1, avant d'être appliques aux convertisseurs logarithmiques 22, 24. Il en résulte une diminution des contraintes sur le décodeur 10 et une amélioration de la qualité du décodage. L'invenition n'est pas limitée aux modes de réalisation qui ont été décrits et représentés, et elle en comprend toutes les variantes et les équivalents techniques qui rentrent dans le cadre des revendications qui suivent. 26 2578707 REVENDICATIONS: 1. Décodeur pour traiter au moins deux signaux de canal dans un système à information directionnelle dans lequel au moins quatre signaux d'entrée contenant des informations directionnelles sont codées en au moins deux signaux de canal, caractérisé en ce qu'il comprend des premiers moyens (22) pour générer au moins un premier signal de dominance DLR représentant le rapport des amplitudes de deux signaux de canal, des seconds moyens (24). pour générer au moins un second signal de dominance DCS représentant le rapport des amplitudes de la somme et de la différence des deux signaux de canal et des moyens matriciels (100, 300) recevant les signaux de canal et les signaux de dominance pour produire une pluralité de signaux de sortie dont les effets directionnels sont améliorés. 2. Décodeur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier signal de dominance DLR est sensiblement proportionnel au logarithme des rapports des amplitudes des deux signaux de canal et le second signal de dominance DCs est sensiblement proportionnel au logarithme du rapport des amplitudes de la somme et de la différence des deux signaux de canal. 3. Décodeur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens matriciels comprennent des moyens (82, 84, 86, 88, 89) pour produire quatre signaux de commande directionnelle EL, EC, ER, ES, a partir du premier signal de dominance DLR et du second signal de dominance DCS, ou: iL + k R I DLR loa I Ti+ kIL T. D =loq IPI + k IMI CS a IMI + k IPI LT, RT, étant les deux signaux de canal, P = LT + RT, M = LT- RT; et a, k étant des constantes. 27 2578707 4. Décodeur selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens de production des signaux de sortie comprennent également des moyens (71- 78) pour générer 8 signaux de produit dont chacun est le produit de LT ou RT et d'un des quatre signaux FL, Fc, FR, FS, FX étant égal à ab'E X et X étant L, C, R, S, et des moyens pour obtenir, à partir des huit signaux de produit, les signaux de sortie L', C', R', S', par la relation: V X G X XI o X' est L', C', R', S' V est une matrice I x 5 (1 FL FC RR FS) G est une matrice 5 x 2 de coefficients prédeterminés, et b est une constante. 5. Décodeur selon la revendication 4, caractérisé en ce que lesdits moyens de génération comprennent huit amplificateurs à commande par tension (71-78) pour générer les huit signaux de produits. 6. Décodeur selon la revendication 4, caractérisé en ce que b a une valeur d'environ 0,839. 7. Décodeur selon la revendication 4, caractérisé en ce que les matrices GR, GC, GS sont obtenues à partir des équations Q x GX = HX o X est L, R, C ou S et: Q= 1 1 1 1 1 1 0 1 1 1 1 1 0 1 1 1 1 1 0 1 1 1-1 1 0 2S et il 011 v2" 2 2 -3 0 I 1 -1 -2 2 2 0 I 0 1 HR - _ iu is 0 1 i 0 I I i 1 8. Décodeur selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens matriciels (300) comprennent également des moyens (302-318) pour produire quatre signaux FL, FC, FR, FS, o FX = ab'EX, X étant L, C, R, ou S; et des moyens (320-328)potlr obtenir les signaux de sortie L', C', R', S' en fonction de la relation: 29 2578707 LT V X GX X =XI V XG o X' est L', C', R', ou S' V est une matrice 1 x 5 (1 FL FC FR FS), G est une matrice 5 x 2 de coefficients prédéterminés, et b est une contante. 9. Décodeur selon la revendication 8, caractérisé en ce que la valeur de b est sensiblement égale à 0,839. 10. Décodeur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (56) à détection de seuil pour détecter les amplitudes des signaux de dominance, des moyens à retard (42, 44, 46, 48) et un commuta- teur (52, 54), les moyens à détection de seuil amenant les signaux de dominance à être retardés par les moyens à retard avant leur application aux moyens de production des signaux de sortie par détection de leurs amplitudes inférieures à au moins un des seuils prédéterminés, de sorte que les effets directionnels ne sont pas modifiés et sont maintenus comme les effets directionnels d'une période de temps précédente. Il. Décodeur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend également des moyens (200) à retard variable, pour retarder l'application des signaux de dominance aux moyens de production des signaux de sortie pendant une période de temps qui varie avec les amplitudes des signaux de dominance. 12. Décodeur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens à retard variable comprennent une résistance variable (206, 207; 250) dont la valeur varie en fonction inverse des amplitudes des signaux de dominance, cette résistance étant montée entre les premiers ou seconds moyens, (22, 24) de production de signal de dominance et les moyens de production des signaux de sortie, et un condensateur (216; 254, 258) formant un filtre passe- bas avec la résistance. 13. Décodeur pour le traitement d'au moins deux signaux de canal dans un système à information directionnelle dans lequel au moins quatre signaux d'entrée contenant des informations directionnelles sont codées en au moins 2578707 deux signaux de canal, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (474) formant filtre passe-bas pour transmettre des composantes de fréquence des signaux de canal qui sont inférieures à une fréquence prédéterminée, des moyens pour produire un.signal de commande en fonction de l'information directionnelle contenue dans les signaux de canal, des moyens matriciels recevant le signal de commande et les signaux de canal pour produire une pluralité de signaux de sortie dont les effets directionnels sont améliorés, et des moyens (478, 482, 484, 486) pour ajouter une partie prédéterminée des composantes transmises par les moyens (474) formant filtre passe-bas à chacun des signaux de sortie de sorte que les composantes de fréquence sont distribuées régulièrement sur les signaux de sortie. 14. Décodeur selon la revendication 13, caractérisé en ce que les moyens de production du signal de commande comprennent des premiers moyens pour produire au moins un premier signal de dominance représentant le rapport des amplitudes de deux signaux de canal, et des seconds moyens pour produire au moins un second signal de dominance représentant le rapport des amplitudes de la somme et de la difQérence des deux signaux de canal. 15. Décodeur selon la revendication 14, caractérisé en ce que le premier signal de dominance est sensiblement proportionnel au logarithme du rapport des amplitudes des deux signaux de canal et le second signal det dominance est sensiblement proportionnel au logarithme du rapport des amplitudes de la somme et de la différence des deux signaux de canal. 16. Décodeur selon la revendication 13, caractérisé en ce que les moyens additionneurs comprennent un atténuateur (476) pour atténuer les composan- tes de signal transmises par le filtre passe-bas à environ 113 du niveau de puissance de ces composantes non atténuées, et au moins deux additionneurs (482, 484, 486) pour ajouter les composantes atténuées de signal à chacun des signaux de sortie du décodeur. 17. Décodeur pour le traitement d'au moins deux signaux de canal dans un système à information directionnelle dans lequel au moins quatre signaux d'entrée contenant des informations directionnelles sont codés en au moins deux signaux de canal, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (406, 408) pour partager chacun des signaux de canal en une partie haute 31 2578707 fréquence ayant des composantes de fréquence supérieures à une fréquence de séparation, et une partie basse fréquence ayant des composantes de fréquence inférieures à la fréquence de séparation, deux circuits matriciels (402, 404) dont l'un décode les parties haute fréquence des signaux de canal en parties haute fréquence d'une pluralité de signaux de sortie, et dont l'autre décode les parties basse fréquence des signaux de canal en parties basse fréquence des signaux de sortie, et des moyens (420) pour détecter la gamme de fréquence des signaux destinés à un canal de sortie prédéterminé du décodeur, ces moyens de détection produisant un signal de commande correspondant à la valeur supérieure de la gamme de fréquence, les moyens de partage recevant le signal de commande pour déplacer la fréquence de séparation de telle sorte qu'elle coincide sensiblement avec la valeur supérieure de la gamme de fréquence. 18. Décodeur selon la revendication 17, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens pour ajouter les parties correspondantes haute fréquence et basse fréquence de chaque signal de sortie. 19. Décodeur selon la revendication 17, caractérisé en ce que les moyens de partage (406, 408) sont constitués par des filtres séparateurs. 20. Décodeur pour le traitement d'au moins deux signaux de canal dans un système à information directionnelle dans lequel au moins quatre signaux d'entrée contenant des informations directionnelles sont codées en au moins deux signaux de canal, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (406, 408) pour partager chacun des signaux de canal en une partie haute fréquence comprenant des composantes de fréquence supérieures à une fréquence de séparation, et une partie basse fréquence comprenant des composantes de fréquence inférieures à la séparation, deux circuits matri- ciels (402, 404), l'un pour le décodage des parties haute fréquence des signaux de canal en parties haute fréquence d'une pluralité de signaux de sortie, l'autre pour le décodage des parties basse fréquence des signaux de canal en parties basse fréquence des signaux de sortie, les moyens matriciels de décodage des parties haute fréquence des signaux de canal produisant un premier signal de dominance indiquant la dominance en amplitude des parties haute fréquence de la somme et de la différence des signaux de canal, les moyens matriciels de décodage des parties basse fréquence des signaux de canal produisant un second signal de dominance indiquant la 257i8707 dominance en amplitude des parties basse fréquence de la somme et de la différence des signaux de canal, les deux circuits matriciels fournissant respectivement les parties haute fréquence et basse fréquence d'une plurali- té de signaux de sortie, des moyens (436) de comparaison du premier et du second signal de dominance pour produire un signal de commande, les moyens de partage (406, 408), recevant le signal de commande pour modifier la fréquence de séparation de telle sorte que l'amplitude du second signal de dominance est dans un rapport sensiblement constant avec celle du premier signal de dominance. 21. Décodeur selon la revendication 20, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (442-448) pour ajouter les parties correspondantes haute fré- quence et basse fréquence de chaque signal de sortie, pour donner une pluralité de signaux de sortie. 22. Décodeur selon la revendication 21, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (474) formant filtre passe-bas pour transmettre les composantes de fréquence des signaux de canal qui sont inférieures à une fréquence prédéterminée, des moyens (452-456) formant filtre passe-haut pour filtrer les signaux de sortie, ces moyens ayant une fréquence de coupure sensible- ment égale à celle des moyens (474) formant filtre passe-bas, et des moyens (482, 484, 486) pour ajouter une partie prédéterminée des composantes transmises par les moyens (474) formant filtre passe-bas à chacun des signaux de sortie de sorte que les composantes de fréquence sont distribuées régulièrement sur les signaux de sortie. 23. Décodeur selon la revendication 22, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (15) formant filtre passe-bande pour filtrer les signaux de canal avant leur application aux deux circuits matriciels. 24. Décodeur selon la revendication 20, caractérisé en ce que les moyens de partage (406, 408) sont constitués chacun par un filtre séparateur. 25. Décodeur selon la revendication 20, caractérisé en ce que le rapport de l'amplitude du second signal de dominance et de celle du premier signal de dominance est égal à environ 10. 26. Décodeur selon la revendication 20, caractérisé en ce que les moyens de comparaison des signaux de dominance comprennent un amplificateur (36) 2578.07 commandé par tension dont le gain est commandé par l'amplitude du second signal de dominance de sorte que, quand 'e' second signal de dominance a une faible amplitude, la fréquence de' la séparation reste sensiblement inchangée.