FR 2573602 A1 19860523 FR 8515444 A 19851016 La présente invention concerne, d'une manière générale, des systèmes téléphoniques et, plus particulièrement, un détecteur de tonalité pour détecter des tonalités de progression d'appel engendrées par un autocommutateur privé ou un central téléphonique. Les autocummateurs privés et les centraux téléphoniques modernes ont à détecter différents types de signaux audio pour communiquer avec d'autres autocommutateurs privés ou centraux téléphoniques. Les plus courants de ces signaux sont des tonalités de progression d'appel multi-fréquence, telles que des tonalités d'invitation à numéroter, de retour d'appel, d'erreur et d'occupation. Les tonalités d'invitation à numéroter, de retour d'appel et d'occupation sont, en principe9 des signaux de tonalités multi-fréquence doubles consistant en deux tonalités produites simultanément. La détection de tonalité consiste, en principe, à faire la distinction entre les tonalités de haute et de basse fréquence de la double tonalité regue, par des techniques de filtrage ou de comptage numérique décrites plus en détail dans la suite. Un détecteur de tonalité connu comporte une pluralité de filtres passe-bande pour détecter des fréquences de tonalités particulières. Par conséquent, ce détecteur doit comporter autant de filtres passe-bande qu'il y a de fréquences de tonalités à détecter. I1 faut que les filtres soient à flancs raides, qu'ils aient des largeurs de bande étroites et qu'ils soient accordés de façon précise, pour que des signaux de bruit étranger ne soient pas détectés par erreur comme tonalités de progression d'appel valables. Ce détecteur de tonalité présente l'inconvénient de ne pas 8tre facilement adaptable dans différents pays ayant des normes de fréquences de tonalités de progression d'appel et des prescriptions différentes. Pour adapter le détecteur de tonalité en vue d'une utilisation dans les différents pays, on doit réaccorder avec précision les filtres pour la détection des fréquences de tonalité de progression d'appel différentes, ce qui, en pratique, demande un réglage minutieux des résistances de réglage etc., par un spécialiste. L'accord précis, la raideur des flancs des filtres et l'étroitesse de la largeur de bande sont autant d'exigences qui rendent de tels détecteurs de tonalité relativement chers, surtout en ce qui concerne le co t des spécialistes à qui on doit faire appel pour les accorder individuellement avant de les expédier dans les différents pays ou de les mettre en service local. Un autre détecteur connu comporte une paire de détecteurs de passages par zéro et des compteurs numériques pour déterminer les périodes des tonalités de progression d'appel revues. Les tonalités reçues sont séparées en groupes de tonalités à haute fréquence et de tonalités à basse fréquence par une paire de filtres passe-bande. En pratique, les filtres passe-bande ont une atténuation inférieure à l'atténuation idéale, si bien que chacun des groupes de tonalités séparées contient de l'énergie de fréquence résiduelle de l'autre groupe. Ceci, en plus du bruit erratique dQ à la diaphonie, entraîne une variation de l'intervalle de temps entre deux passages par zéro successifs d'une tonalité reçue, qu'on appelle gigue de période. Des compteurs numériques rapides mesurent l'intervalle de temps - ou la période - entre des passages par zéro successifs des tonalités reçues dans chacun des groupes de tonalités séparées. Etant donné la gigue de période, les résultats du comptage numérique sont habituellement incohérents. Par une méthode d'établissement de la moyenne des résultats, on élimine quelques-uns des effets de la gigue de période, mais il peut arriver parfois que des signaux de parole reçus soient détectés par erreur comme tonalités de progression d'appel. Un autre détecteur de tonalités connu, décrit dans le brevet FR-A-2 438 403, déposé par la présente demandeuse, compote des circuits pour convertir la période de chaque tonalité de proe'ession d'appel reçue en une tension individuelle ayant une amplitude proportionnelle à la période correspondante. Les amplitudes de tension sont comparées avec une pluralité prédéterminée de plages de tension. La correspondance d'une amplitude de tension avec une des plages entraîne la production d'un signal de sortie, indiquant la présence d'une tonalité de progression d'appel particulière. Dans ce détecteur de tonalités, certains des inconvénients des détecteurs de tonalités antérieurs sont surmontés. Comme on n'a pas besoin de filtres individuels, l'accord du circuit est plus simple et il nécessite le réglage d'un seul résistor pour chacune des plages de tension ou le réglage en amplitude du signal appliqué au comparateur. Cependant, bien que ce dispositif soit plus facile à accorder que les autres détecteurs de tonalités connus mentionnés, on doit encore avoir recours à un spécialiste pour effectuer les réglages. De plus, avec ce détecteur, les effets néfastes de la gigue de période ne sont pas complètement éliminés. La présente invention utilise une technique de simple trans- formée de Fourier discrète de fréquence (TFD) pour détecter simulta- nément une ou plusieurs tonalités de progression d'appel. Les techniques de transformée de Fourier ont déjà été utilisées pour analyser des spectres de fréquences de signaux. Par exemple, une transformée de Fourier rapide (TFR) peut être réalisée sur une séquence d'échantillons de signal en N points, de façon à fournir une indication des amplitudes relatives des composants harmoniques du signal à N fréquences différentes. Il s'est avéré que cette technique était inefficace pour détecter des tonalités de progression d'appel dans un autocommutateur privé, car les tonalités de progression d'appel sont produites, en pratique, avec des fréquences disparates, non harmoniques. Par conséquent, il faut un grand nombre (N) d'échantillons du signal reçu pour calculer la transformée de Fourier rapide à des fréquences proches des fréquences de la tonalité de progression d'appel attendues. De plus, pour réaliser une transformée de Fourier rapide sur une séquence d'échantillons de signal, on doit mémoriser au préalable la séquence entière (de longueur N). On a déjà utilisé des techniques de corrélation croisée pour déterminer le retard d'un signal qui est caché dans du bruit additif. Par exemple, dans les systèmes radar et sonar, un signal est transmis sur une cible qui le réfléchit, de sorte qu'il est reçu avec un retard inconnu. La mesure du retard fournit une information concernant la distance de la cible. Une corrélation croisée peut être effectuée entre une version mémorisée du signal transmis et le signal reçu. Ceci implique la mémorisation d'une séquence de N échantillons des signaux transmis et reçus, la multiplication des échantillons successifs de la séquence transmise par des échantillons respectifs de la séquence reçue et la sommation des produits résultants. La séquence des échantillons de signal reçus est alors déphasée d'une valeur prédéterminée (c'est-à-dire un échantillon) et multipliée à nouveau par la séquence transmise. Les produits résultants sont à nouveau additionnés, et le processus entier est répété jusqu'à ce que la séquence d'échantillons reçue ait été déphasée N fois. Les résultats sommes de produits fournissent une indication de jusqu'à quel point les signaux transmis et reçus sont en phase, pour des déphasages successifs (c'est-à-dire des retards). Ainsi, en analysant les 2 5 7 3 6( 25736{ résultats pour une pluralité de retards, le déphasage entr- les signaux transmis et reçus, et, par conséquent, la distance de la cible à partir de laquelle les signaux sont réfléchis peuvent être déterminés. Comme généralement il n'y a pas de corrélation entre le signal mémorisé et, dans le signal reçu, le bruit additif dû à l'environ- nement extérieur, etc., la corrélation entre le signal transmis et le bruit tend vers zéro. Il s'est avéré qu'avec les techniques de transformée de Fourier rapide et de corrélation croisée, il fallait des capacités de émoire énormes pour mémoriser les séquences d'échantillons de signal et beaucoup de teps pour réaliser des calculs des soaes de produits répétés. Une transformée de Fourier discrete peut s'exprimer par la formule suivante: N-l Z2%nk 2Ink X(k) - ox(n) -o"- _ j sin -2 N N o X(k) est le coefficient de Fourier (réel et imaginalre) d'un signal échantillonné x(n), calculé pour un coefficient de fréquence angulaire particulier "2Tk/N" et sur un nombre prédéterminé d'échantlllons de x(n), donneé par "N", et appelé la "longueur de série". De façon à simplifier la description suivante, la valeur "2 "nF", o F = 2qk/N, le coefficient de fréquence exprimé en radians. La variable "n" désigne un des échantillona en particulier. Le terme "cou nF" représente une tonalité de référence ayant une fréquence égale à la fréquence d'une tonalité de progression d'appel & détecter, et "sin nF" est une version déphasée de "cos nF". Selon la présente invention, des tonalités de référence en cosinus et sinus d'égales fréquences soit engendrées pour réaliser une simple transformée de Fourier discrite de fréquence sur un signal arrivant de l'autocoeutateur privé ou du bureau central. La fréquence de la tonalité de référence désigne la fréquence de la tonalité de progression d'appel particulière à détecter. S'il n'y a pas de corrélation entre les tonalités de référence engendrées et le signal arrivant, le résultat de la transformée tend vers zéro, donnant l'indication qu'il n'y a pas de tonalité de progression d'appel détectée. De mé&e, ai le signal arrivant coomprend une ou plusieurs tonalités de progression d'appel identiques en fréquence aux tonalités de référence produites, la transformée produit un signal indiquant que les tonalités de progression d'appel ont été détectées. Dans la présente invention, cos nF représente une tonalité de référence mémorisée ayant une fréquence égale à la fréquence d'une tonalité de progression d'appel prédéterminée à détecter et sin nF représcnte une version déphasée de 90 de la tonalité de référence mémorisée pour déterminer les caractéristiques de déphasage du signal reçu, décrites plus en détail cdans la suite. En effectuant la transformée de Fourier mentionnée ci-dessus, le sig! en rant. subit ef.ect-ivement un iltrage passe-bende dans un il-te num;r i que ayrt une fz,.1en: e centsraI_ ale à, la frauence de to.nalit.S5 r nfgo-sce et une largeuar de ba.nde approrimativement arorort0ionn.3il A '!/M- i_.-i9m uel c'est en r-aison de di':2icultés renon;rees a iur,- nles tonali't: de î.ece d rises ent-iotnnes c i-dessus _o! a pa- u',t!éjiu. a j aent d techniques de transfo: r;-ée dCe Fo -.-ur i rcrete peur la détection de tonaités de progression dQappcl d-k ses systàmes tléphoniques. En portculie, on pensai e,%e nou e e ur- une p!ural'ité de tonalités de réféerence correspondant A Chue des tonalités de proge;sion dsape!el dou bles à haute.';t basse fz--;e,e il fn l'-.]1 n t n. cessaireuent msmori sr des _cha-.i.los e a l: de tonalités a. haute et basse frécuence dans des mémoires >nuaLn. liqaes separes, e't ou'il f'úallait. donc auel-tant de md-moi u-es ou'il y avait.. de tonalités de progrel-s.;on d'appel à d"tec-ter. Les m 'oires devanien-t avoir- des capacités rel-:-ie-ent gran,-des (1 à a Ko), de fagon a memoriser au moins un cycle de chacune des tona!i tso Par exemple, en Amrié-ue du Nord, on utilise une onde sinusod/lde de 480 iHzs pour produire les tonalités de retour dl appel et d'occupation. Pour prodizire des tonalités sinusoïdales (et cosilu- soEdales) ayant une fréquence de 480 Hz avec un taux d'échantillonnage de 8 kHz, on doit mémorisPer 16,66 échantillons d'un cycle t.-ique d'une onde en sinus (onde en cosinus) dans la mémoireo Cependant, on sait que seul un nombre entier d'échantillons peut etre mémorisé dans une memoeire numrrique telle qu'une mémoire morteo Si l'on faisait une appro;.imationde 16,66 échantillons en arrondissant à 17 échantillons, on produirait 'ne tonalit- ayarnt une fréquence de 470 59 Hzo Une transformée de Fourier discrète d'une tonalité de progression d'appel reçue de fréquence 480 Hz avec la fréquence de la tonalité de référence produite de 470,59 Hz, tendrait vers zéro. Par conséquent, la tonalité ne serait pas détectée. Pour produire avec précision la tonalité de 480 Hz, on pensait qu'il fallait mémoriser 1 666 échantillons d'un cycle unique d'une onde sinusoïdale dans la mémoire morte, et qu'il faudrait les échantillonner à une vitesse d'échan- tillonnage de 8 kHz avec un incrément d'échantillonnage de cent. Ainsi, il fallait une mémoire morte ayant une capacité d'au moins 2 Ko environ. Pour détecter chacune des tonalités de progression d'appel en se servant des techniques de transformée de Fourier discrète, il semblait nécessaire de produire une pluralité de tonalités de référence. Il fallait donc une pluralité de mémoires mortes ayant chacune une capacité de IKo à 8Ko. Chaque mémoire morte produirait gne tonalité de fréquence fixée, et, par conuéquent, il ne erait pas facile d'adapter le détecteur de tonalités a une utiisation dans divers pays ayant des normes de fréquences de tonalit-s de progression d'appel diffdrenteso En variante, on pensait qu'on poeurrait utiliser une mémoire morte unique de grande capacité à la placc d'une pluralité de mémoires mortes. Pour augmenter ou dimîinuer la fréquence d'une tonalité produite, l'ir.ncrément d'échantillonnage est, en pratique augmenté ou diminué, respectivement. En augmentant ou en diminuat l'incrément d'échantillonnmage de 1, la fréquence de la tonalité produite est augmentée ou diminuée d'une valeur appelée "incrément de fréquence". La valeur de l'incrément de fréquence ost donnée en divisant la vitesse d'échantillonnage par le nombre d'échantillons dans la mémoire morte. Par exemple, la mémoire morte mentionnée ci-dessus, avec 1 666 échantillons stockés, peut produire des tonalités ayant des incréments de fréquence de 4,8 Hz, quand l'échantillonnage se fait à une vitesse d'échantillonnage de 8 kHz. Pozur produire avec précision la totalité des tonalités de progression d'appel requises à une vitesse d'échan- tillonnage de 8kHz, une augmentation de fréquence d'approximativemernt 1 Hz serait nécessaire, nécessitart une mémoire morte de 8Ko. Donc, on a pensé que pour réaliser un détecteur de tonalités numérique faisant appel à des techniques de transformée de Fourier discrète, il fallait une mémoire morte de grande capacité (environ 8Ko), ou une pluralité de mémoires morte plus petites (environ 2Ko) 257360; et, par conséquent, une surface de carte de circuits et une c oacité de mémoire considérables. La présente invention fait appel à une technique de production de tonalités de référence ayant des fréquences programmables et d'un incrément de fréquence d'environ 0,3 Hz à partir d'une seule mémoire de données dont une capacité de 256 octets est suffisante, en pratique. Puisque la présente invention ne nécessite pas de filtres passe-bande accordés avec précision, les inconvénients de coût des premier et second détecteurs de tonalités connus sont surmontés. De plus, corne la corrélation des tonalités de référence produites et du bruit étranger, dans le signal reçu tend vers zéro, les inconvénients de la technique antérieure provenant de la gigue de période sont surmontés. Selon la présente invention, les tonalités de référence produites sont programmables sur une grande plage de fréquence. Ainsi, le détecteur de tonalités numérique peut 8tre adapté pour une utilisation dans divers pays ayant des normes de fréquences de tonalités de progression d'appel différentes, en précisant des valeurs de coefficient de fréquence particulières. Dans un exemple de réalisation préféré, la présente invention consiste en un processeur de signal numérique unique sous forme d'une puce en combinaison avec un microprocesseur et des périphériques (tels que des codeurs/décodeurs, des commutateurs de point de croisement, etc.). La réduction qui en résulte, au point de vue complexité de circuit, espace de carte de circuit et coût, par rapport aux détecteurs de tonalités connus, va dans le sens der exigences de miniaturisation et de rapport qualité-prix des autocomutateurs privés modernes. D'une manière générale, l'invention consiste en un détecteur de tonalités de progression d'appel numérique que l'on relie à une ou plusieurs lignes de transmission de signal transmettant un ou plusieurs signaux analogiques et à un autocomutateur privé, et qui comprend des circuits pour recevoir un ou plusieurs signaux ana- logiques à partir d'une ou plusieurs lignes de transmission de signal et pour-produire, en réponse, une ou plusieurs séquences d'échan- tillons de signal, et des circuits pour effectuer des transformées de Fourier discrètes sur une ou plusieurs des séquences d'échantillons de signal à une ou plusieurs fréquences de référence prédéterminées et produire et transmettre un ou plusieurs signaux de sortie ayant des paramètres d'amplitude proportionnels à la quantité d'énergie dans les signaux analogiques respectifs aux fréquences prédéterminées respec- tives, à l'autocommutateur privé, en réponse audit signal. Plus particulièrement, l'invention est un détecteur numérique de tonalités de progression d'appel qu'on relie à une ligne de transmission de signal et à un autocommutateur privé, comprenant des circuits pour recevoir un signal audio ayant une quantité totale prédéterminée d'énergie à partir d'une ligne de transmission de signal et produire, en réponse, une séquence d'échantillons numériques, et des circuits pour produire des séquences d'échantillons numériques d'un ou plusieurs signaux de tonalités de progression d'appel de fréquences prédéterminées. L'invention comprend encore des circuits pour effectuer des transformées de Fourier discrètes sur la séquence d'échantillons numériques du signal reçu par rapport à des séquences d'échantillons de signal de tonalités de progression d'appel succes- sives et produire un ou plusieurs signaux de corrélation numériques ayant des paramètres d'amplitude qui sont proportionnels à la quantité d'énergie dans le signal reçu aux fréquences prédéterminées, et des circuits pour comparer les signaux de corrélation numériques avec une ou plusieurs valeurs de seuil et produire et transmettre un ou plusieurs signaux de sortie à l'autocommutateur privé en réponse à un ou plusieurs signaux respectifs, dont les paramètres d'amplitude sont plus grands que les valeurs de seuil respectives. Les signaux de sortie fournissent une indication des signaux de tonalités de progression d'appel prédéterminés qui ont été détectés dans le signal audio. L'invention consiste également en une méthode pour détecter des tonalités de progression d'appel sur une ligne de transmission de signal, comprenant les étapes suivantes: recevoir un signal analogique ayant une quantité totale prédéterminée d'énergie de la ligne de transmission de signal, produire, en réponse, une séquence d'échan- tillons numérique du signal analogique, produire des séquences d'échantillons numériques d'un ou plusieurs signaux de tonalités de progression d'appel ayant des fréquences prédéterminé.es, réaliser des transformées de Fourier discrètes sur la séquence d'échantillons numérique du signal reçu avec des séquences d'échantillons de signal de tonalités de progression d'appel successives, produire, en réponse au signal reçu, un ou plusieurs signaux de corrélation numériques ayant des paramètres d'amplitude qui sont proportionnels à la quantité d'énergie dans le signal reçu aux fréquences prédéterminées, et comparer les signaux de corrélation numériques avec une ou plusieurs valeurs de seuil et produire un ou plusieurs signaux de sortie en réponse aux signaux de corrélation prédéterminés quand ceux-ci sont plus grands que les valeurs de seuil prédéterminées. Dans un exemple de réalisation préféré de l'invention, le détecteur de tonalités de progression d'appel numérique que l'on relie à une pluralité de lignes de transmission de signal transmettant un ou plusieurs signaux analogiques et à un autocommutateur privé, comprend des circuits pour recevoir un ou plusieurs signaux analogiques ayant des quantités prédéterminées d'énergie d'une pluralité de lignes de transmission de signal et produire, en réponse, une ou plusieurs séquences d'échantillons de signal, un processeur de signal numérique pour produire des séquences d'échantillons numériques d'un ou plusieurs signaux de tonalités de progression d'appel ayant des fréquences prédéterminées, effectuer des transformées de Fourier discrètes sur les signaux reçus par rapport à des séquences d'échantillons de signal de tonalités de progression d'appel succes- sives et produire un ou plusieurs signaux de corrélation numériques ayant des paramètres d'amplitude égaux à la quantité d'énergie dans le signal reçu aux fréquences prédéterminées, en réponse à celui-ci, et un microprocesseur pour comparer les signaux de corrélation numériques avec une ou plusieurs valeurs de seuil, produire et transmettre un ou plusieurs signaux de sortie à l'autocommutateur privé en réponse à des paramètres d'amplitude de signaux de corrélation prédéterminés qui sont plus grands que les valeurs de seuil prédéterminées, afin que les signaux de sortie fournissent une indication des tonalités de progression d'appel prédéterminées qui ont été détectées dans le signal audio. On comprendra mieux l'invention à l'aide de la description suivante, faite en relation avec les dessins, parmi lesquels: la Fige 1 est un bloc-diagramme illustrantle système de l'invention dans sa forme la plus large, reliée à une pluralité de lignes téléphoniques, au moyen d'un circuit de transmission MIC, et à un circuit de commande d'un autocommutateur privé, la Fig. 2 est un bloc-diagramme illustrant des composants fonctionnels formant un circuit de transformée de Fourier discrète selon la présente invention, la Fig. 3 est un bloc-diagramme illustrant des composants fonctionnels formant un générateur de tonalités de référence selon la présente invention, et la Fig. 4 est un blocdiagramme schématique illustrant un processeur de signal numérique selon un exemple de réalisation préféré de l'invention. En se référant à la Fig. 1, des signaux portés par une pluralité de lignes téléphoniques, appelées T1R1, T2R2... TNRN, sont reçus par des joncteurs 1, 2... 3, respectivement. Les joncteurs 1, 2... 3 comprennent, en pratique, des circuits de conversion analogique- numérique pour produire des séquences d'échantillons MIC des signaux reçus. Les séquences d'échantillons MIC sont appliquées à un circuit de transmission MIC pour être transmises à un ou plusieurs postes téléphoniques 4A par l'intermédiaire de circuits d'interface de ligne d'abonné, tels que SLIC 4, et à un circuit de transformée de Fourier discrète 5, décrit plus en détail en référence à la Fig. 2. Le circuit de transmission MIC comprend, en pratique, une pluralité de commu- tateurs de point de croisement pour aiguiller les séquences d'échan- tillons MIC vers un ou plusieurs circuits d'interface de ligne d'abonné, tels que SLIC 4, ou des joncteurs, tels que 1, 2... 3, etc. Dans les autocommutateurs privés numériques modernes, on utilise, en principe, un schéma de multiplexage de l'espace-temps pour transmettre des échantillons de signal MIC. Par exemple, un ensemble série de 32 échantillons de signal MIC de huit bits constitue, en pratique, une "trame" MIC. Les séquences d'échantillons de signal MIC regues d'un des circuits 1, 2... 3 sont en pratique transmises par le circuit de transmission MIC pendant l'un des 32 intervalles de temps, respectivement. Un circuit de commmande 6 de l'autocommutateur privé supervise son fonctionnement et synchronise les diverses trames d'échantillons MIC, en relation avec le microprocesseur 7. Un terminal de données 8, relié au microprocesseur 7, est en pratique utilisé pour transférer des données, telles que le coef- ficient de fréquence et la longueur de série, etc., au micro- processeur. Un générateur de tonalités de référence 9 est relié à un circuit de transformée de Fourier discrète 5, à un microprocesseur 7 et à un circuit de commande 6. Le générateur 9 produit les tonalités de référence mémorisées mentionnées plus haut en réponse à la réception d'une valeur de coefficient de fréquence du microprocesseur 7 et d'un signal d'impulsion de trame FP du circuit de commande 6, décrit plus en détail ci-après, en référence à la Fig. 3. La présente invention peut réaliser des diagnostics de carte de joncteur et de ligne en réponse à la production, par le générateur 9, d'une série d'échantillons de tonalité MIC sous la forme de cos nF ayant une amplitude donnée, transmise vers un circuit d'interface de ligne d'abonné tel que SLIC 4, ou des joncteurs tels que 1, 2... 3. La ligne ou le joncteur reçoivent et convertissent la série d'échantillons de tonalité- MIC en un signal de tonalité de test analogique ayant une fréquence cos nF, en principe -1 kHz. Si la ligne ou joncteur sont décrochés, une partie du signal de tonalité de test est réfléchie à partir de la ligne téléphonique ou du joncteur selon des caractéristiques de perte de retour d'écho prédéterminées de la ligne ou du joncteur. Les signaux réfléchis sont reconvertis en une série d'échantillons de tonalité MIC et transmis au circuit de transformée de Fourier discrète 5 par l'intermédiaire du circuit de transmission MIC. Donc, en effectuant une transformée sur les échantillons de signal réfléchis, par rapport aux échantillons de tonalité de test transmis, diverses caractéristiques d'amplitude, de phase et de distorsion de la ligne ou du joncteur peuvent être déterminées. En se référant à la Fig. 2, une séquence d'échantillons de signal x(n) engendrée par une des lignes ou un des joncteurs 1, et 2... 3 mentionnés en relation avec la Fig. 1, est appliquée aux premières entrées de multiplicateurs 10 et ll et aux première et seconde entrées d'un multiplicateur 12. Pour des raisons de clarté, les multiplicateurs 10, 1l et 12 sont représentés séparés, mais ils peuvent, comme dans l'exemple de réalisation préféré de l'invention, constituer un seul multiplicateur auquel la séquence d'échantillons est successivement appliquée. Les secondes entrées des multiplicateurs et 11 sont reliées au générateur de tonalité de référence 9, Fig. 1, qui engendre les termes cos nF et sin nF de tonalités de référence déjà mentionnés et décrits plus en détail dans la suite, en référence à la Fig. 3. Des échantillons successifs de la séquence x(n), appliqués à la première entrée du multiplicateur 10, sont multipliés par des échan- tillons successifs de cos nF pour produire une séquence de premiers signaux de produits qui sont appliqués à une première entrée d'un sommateur 13. Une sortie du sommateur 13 est reliée à une seconde entréede celui-ci, de sorte qu'un nombre prédéterminé, donné par la longueur de série N, de valeurs successives du signal de premier produit sont additionnées ensemble pour produire un premier signal de somme désigné par REAL et enregistré dans un premier registre 14. La longueur de série N et le coefficient de fréquence F sont program- mables et peuvent être chargés dans le microprocesseur 7 au moyen du terminal de données 8, décrit en référence à la Fig. 1. La séquence d'échantillons, x(n), est multipliée, dans le multiplicateur 11, par le terme déphasé de la tonalité de référence, sin nF, pour produire une seconde séquence de signaux de produits qui sont appliqués à une première entrée d'un sommateur 15. Une sortie du sommateur 15 est reliée à une seconde entrée de celui-ci, de sorte que N seconds signaux de produit successifs y sont additionnés pour produire un second signal de somme qu'on désigne par IMAG, qui est emmagasiné ultérieurement dans un second registre 16. D'une manière identique, la séquence d'échantillons x(n) est élevée au carré dans le multiplicateur 12 pour produire une séquence de troisièmes signaux de produits qui sont appliqués à la troisième entrée d'un troisième sommateur 17. Une sortie du sommateur 17 est reliée à une seconde entrée de celui-ci, de sorte que N troisièmes signaux de produits successifs y sont additionnés ensemble, produisant un troisième signal de somme appelé énergie totale, ou TE, qui est emmagasiné ultérieurement dans un troisième registre 18. Les sorties des premier et second registres 14 et 16 sont reliées aux entrées de portes de transmission 19 et 20, respec- tivement, pour transmettre les signaux de somme REAL et IMAG à des circuits supplémentaires décrits plus en détail dans la suite. Le signal TE mémorisé dans le troisième registre 18 est comparé avec une valeur de seuil prédéterminée, TH1, dans un comparateur 21. La valeur de seuil TH1 est engendrée, en pratique, par le micro- processeur 7 et est définie par l'usager. Une sortie du comparateur 21 est reliée aux entrées d'activation des portes de transmission 20 et 19, respectivement. Si la valeur de TE est supérieure à TH1, le comparateur 21 produit et transmet un signal d'activation aux portes de transmission 19 et 20 qui, en réponse, sont activées. La valeur de TE, mémorisée dans le registre 18, fournit une indication de l'énergie totale qui se trouve dans le signal analogique reçu, y compris les signaux de voix et les signaux de bruit en plus des tonalités de progression d'appel. Le comparateur 21 ne produit pas le signal d'activation dans le cas o la valeur de TE est inférieure à TH1, (c'està-dire si le signal reçu ne comprend que du bruit), et la transmission des signaux REAL et IMAG est donc inhibée car les portes 19 et 20 sont hors service. Si la valeur de TE est supérieure à la valeur de seuil TH1, les portes de transmission 19 et 20 sont activées, de sorte que les signaux REAL et IMAG sont transmis et appliqués aux premières et secondes entrées de quatrième et de cinquième multiplicateurs 22 et 23, respectivement. Les signaux REAL et IMAG sont élevés au carré dans 2 2 les multiplicateurs 22 et 23, produisant les signaux REAL et IAG. Les signaux REAL et IMAG sont transmis des sorties respectives des multiplicateurs 22 et 23 aux première et seconde entrées d'un quatrième sommateur 31, et y sont additionnées ensemble. Une sortie du sommateur 31 est reliée à un circuit diviseur 25, pour diviser la somme des signaux carrés REAL2 + IMAG2 par la valeur de la longueur de série N, produisant un signal ayant une valeur de (REAL2 + IMAG)/N. Une sortie du diviseur 25 est reliée à la sortie inverseuse d'un sommateur 26. Une entrée non inverseuse du sommateur 26 est reliée à 2 2 la sortie d'un troisième registre 18. Le signal (REAL + IMAG)/N fournit une indication de l'énergie totale dans le signal reçu à la fréquence de la tonalité de référence produite, et il est soustrait et comparé, dans le sommateur 26, à la valeur TE stockée dans le registre 18. Le sommateur 26 produit un signal de différence. Selon la relation bien connue de Parseval pour une transformée de Fourier discrète: N21 2f= _ 2 1o n: () = 2 EL II2T(nT o _/(F)i - REAL2+I2AG2et 2 TE ED oo l'énergie totale contenue dans un signal reçu est approximativement égale au carré de la valeur des coefficients de Fourier du signal, divisé par la longueur de série N, en l'absence de signaux de bruit extérieur et de signaux de parole. En variante, le diviseur 25 peut être supprimé et un multipli-. cateur supplémentaire peut être relié à la sortie du registre 18 pour multiplier la valeur de TE par la longueur de série N. Le signal (REAL +IMAG)/N est soustrait de la valeur de TE dans le sommateur 26, pour fournir une indication de l'énergie relative à la fréquence de la tonalité de référence par rapport à l'énergie totale dans le signal, y compris l'énergie de bruit et de voix. Le signal de différence produit par le sommateur 26 est appliqué à une entrée non-inverseuse d'un second comparateur 27, et y est comparé avec une seconde valeur de seuil TH2, engendrée par le microprocesseur 7, Fig. 1, et appliquée à une entrée inverseuse du comparateur 27. Si le signal de différence est plus petit que la seconde valeur de seuil TH2, (c'est-àdire si l'énergie dans le signal reçu, à la fréquence de la tonalité de référence, est relativement grande), le comparateur 27 transmet un signal au circuit de commande 6 de l'autocommutateur privé, Fig. 1, indiquant la tonalité de progres- sion d'appel prédéterminée à détecter. En variante, Bi le signal de différence est supérieur A la seconde valeur de seuil TH2, (c'est-à- dire si l'énergie dans le signal reçu à la fréquence de tonalité de progression d'appel est relativement petite), le comparateur 27 transmet au circuit de commande 6 de l'autocommutateur privé, Fig. 1, un signal de sortie indiquant que la tonalité de progression d'appel prédéterminée n'a pas été détectée. En se référant maintenant à la Fig. 3 qui montre un bloc- diagramme illustrant les composants fonctionnels formant un générateur de tonalité de référence à quadrature de phase 9 montré à la Fig. 1, un quatrième registre 28 est relié à une première entrée d'un sixième multiplicateur 29, dont une seconde entrée est reliée à une sortie d'un compteur 30. Le registre 28 est, de préférence, chargeable en parallèle à partir du microprocesseur 7, Fig. 1. Le compteur 30 peut être remis à zéro ou incrémenté en réponse à la réception d'un signal de remise à zéro provenant du microprocesseur 7 et un signal d'impulsion de trame FP, provenant du circuit de commande d'auto- commutateur privé 6, Fig. 1. Dans le compteur 30, le signal de remise à zéro est reçu sur une entrée RST et l'impulsion de trame sur une entrée INT. Le signal d'impulsion de trame est, de préférence, produit au début de chaque trame MIC. En fonctionnement, un signal de remise à zéro est produit par le microprocesseur 7 et appliqué à l'entrée RST du compteur 30, remettant ainsi le compteur à zéro. Puis, le registre 28 est chargé avec une valeur de coefficient de fréquence numérique prédéterminée F, correspondant à un incrément d'échantillonnage prédéterminé pour échantillonner une onde en cosinus qui est en mémoire et sera décrite plus en détail dans la suite. La valeur enregistrée dans le compteur 30 est désignée par "n" et correspond à la variable "n" qu'on a déjà mentionnée, à propos de la Fig. 1, et elle est multipliée dans le multiplicateur 29 par la valeur de coefficient de fréquence F stockée dans le registre 28, fournissant une valeur de produit ayant une première pluralité de bits de poids forts et une seconde pluralité de bits de poids faibles, PROD L. Les bits de poids faibles, PROD L, sont stockés dans un accumulateur 31 relié à une sortie du multiplicateur 29. L'accumu- lateur 31 a une sortie reliée, par un circuit intermédiaire, à une mémoire morte de données 32, pour stocker des échantillons d'une sinusoïde. Dans un exemple de réalisation préféré de l'invention, la mémoire 32 peut enregistrer 256 échantillons de 13 bits d'un cycle sinusoïdal. Un nombre prédéterminé des bits de PROD L de poids les plus forts, qu'on appelle PROD LH, sont appliqués à une première entrée d'un sommateur 33 dont une sortie est reliée à des entrées d'adresse de la mémoire 32. Une valeur de zéro numérique est appliquée à la seconde entrée du sommateur 33. Ainsi, la mémoire 32 est adressée avec la valeur PROD LH, et un échantillon de sinusoïde (cos nF) est donc produit à la sortie de données de celle-ci, pour être appliqué à la seconde entrée du multiplicateur 10, Fig. 2. A nouveau, la valeur de PROD LH stockée dans l'accumulateur 31 est additiornnée, dans le sommateur 33, à une valeur de déphasage -0. La valeur de déphasage est, en pratique, égale à un quart de l'espace adresse de la mémoire 32 Ainsi, pour 256 échantillons stockés, - = -64. La somme résultante, (PROD LH -0), est appliquée à l'entrée d'adresse de la mémoire 32, pour adresser un échantillon supplé- mentaire de la sinusoide stockée à l'intérieur. En additionnant la valeur -e au signal PROD LH, l'échantillon de signal en cos nF est réellement décalé de 900 pour fournir l'échantillon en sin nF. L'échantillon sin nF est appliqué à la seconde entrée du multi- plicateur 11, Fig. 2. S'il n'y a pas de nouvelle valeur de coefficient de fréquence F reçue du microprocesseur 7, Fig. 1, et appliquée au registre 28, un nouvel échantillon de tonalité de référence est produit (c'est-à-dire quand n est incrémenté) en réponse à la réception par le registre- compteur 30, sur son entrée INT, d'un signal d'impulsion de trame. La valeur du coefficient de fréquence F stockée dans le registre 28 est alors multipliée par la valeur d'incrémentation de n stockée dans le registre-compteur 30, et les nouveaux échantillons de tonalité de référence en cosinus et en sinus, cos nF et sin nF, sont donc produits. Le circuit de transformée de Fourier discrète 5, Fig. 1, décrit en détail en référence avec la Fig. 2 et le générateur de tonalité de référence en quadrature de phase 9, Fig. 1, décrit en détail en référence avec la Fig. 3, fonctionnent de façon synchrone. Comme mentionné ci-dessus, de nouveaux échantillons de tonalité de référence (cos nF et sin nF) sont produits en réponse à la valeur de "n" dans le compteur 30 qui est incrémenté. En même temps, un nouvel échantillon de signal x(n) est reçu et multiplié par les nouveaux échantillons de tonalité de référence dans les multiplicateurs 10 et 11. Le processus entier est répété un nombre prédéterminé de fois, donné par la longueur de série N. La fréquence des tonalités de référence en sinus et cosinus provenant de la mémoire d'échantillonnage 32 dépend de la valeur du coefficient de fréquence F stockée dans le registre 28. La valeur du coefficient de fréquence correspond à l'incrément d'échantillonnage entre divers endroits de la mémoire 32 adressés par la valeur PROD LH. Selon la présente invention, la valeur du coefficient de fréquence représente un incrément d'échantillonnage fractionnaire. Le générateur 9, Figs. 1 et 3, engendre des tonalités en échantillonnant la mémoire 32 suivant l'incrément d'échantillonnage fractionnaire. L'incrément d'échantillonnage a des valeurs instantanées successives qui varient selon une série de troncatures de bits décrites plus loin à titre d'exemple. En utilisant un incrément d'échantillonnage fractionnel, une petite table de sinusoide mémorisée peut être échantillonnée, de façon à produire des tonalités ayant de faibles incréments de fréquence entre eux. Par exemple, pour produire la tonalité de 480 Hz déjà mentionnée à partir d'une mémoire morte à 256 échantillons, la mémoire doit être échantillonnée à un incrément d'échantillonnage fractionnaire, non entier, de 15,36 échantillons. Ceci est réalisé en chargeant une valeur de coefficient de fréquence F, ayant une valeur hexadécimale de OF5C (correspondant à 15,36 en décimal), dans le registre 28. La valeur de F est multipliée par les valeurs successives de n emmagasinées dans le registre compteur 30, pour produire les valeurs PROD L et PROD H comme décrit ci-dessus. Cependant, en échantillonnant des endroits de la mémoire 32 avec PROD LH (la partie entière de PROD L), c'est-à-dire en négligeant les bits de poids faibles à la droite de la virgule décimale (ou hexadécimale), la mémoire morte est échantillonnée selon un incrément d'échantillonnage variable, dont la valeur moyenne dans le temps est équivalente à l'incrément d'échan- tillonnage non entier, 15,36. En se référant au tableau 1 ci-dessous, les valeurs résultantes de PROD L, PROD LH et SI (incrément d'échantillonnage) sont listées pour douze valeurs successives de n, selon le procédé décrit ci-dessus en référence à la Fig. 2. Des équivalents hexadécimaux des valeurs décimales sont données entre parenthèses. Tableau 1 n PROD L PROD LH SI 0 (0000) 0(0000oooo) 0(00oo) 15 1 (0001) 15.36(0F5C) 15(0F) 15 2 (0002) 30.72(1EB8) 30(1E) 15 3 (0003) 46.08(2E14) 46(2E) 16 4 (0004) 61.44(3D70) 61(3D) 15 5 (0005) 76.80(4CCC) 76(4C) 15 6 (0006) 92.16(5C28) 92(5C) 15 7 (0007) 107.52(6B84) 107(6A) 15 8 (0008) 122.88(7AEO) 122(7A) 15 9 (0009) 138.24(8A3C) 138(8A) 16 î0 (OOOA) 153.60(9998) 153(99) 15 11 (OOOB) 168.96(A8F4) 168(A8) 15 12 (OOOC) 184.32(B850) 184(B8) 16 Donc, on peut voir sur le tableau 1 que l'incrément d'échantil- lonnage varie entre 15 et 16, avec un incrément d'échantillonnage moyen de 15,36 (en décimal). Dans un exemple de réalisation satisfaisant de l'invention, un échantillon était produit toutes les microsecondes, donc les tonalités de référence en cosinus et sinus étaient produites avec des fréquences de 480 Hz. A la Fig. 4, qui illustre les composants fonctionnels d'un processeur de signal numérique selon un exemple de réalisation préféré de l'invention, une mémoire morte d'instructions 34 est reliée à un bus de données interne 35 pour commander le fonctionnement d'une mémoire à accès aléatoire 36, d'accumulateurs 37 et 38, d'une mémoire morte de données 32, d'un registre-compteur 30, d'un port entrée/sor- tie 39, d'un multiplicateur 40 et d'une unité numérique et logique 41, tous reliés au bus de données interne 35. Comme on l'a expliqué plus tôt, le processeur de signal numérique peut être l'un quelconque des processeurs de signal numérique simples sous forme de puce connus. Dans un exemple de réalisation satisfaisant de l'invention, le processeur de signal numérique est un interface de traitement du signal d'un microcomputeur NEC, modèle 7720. Ainsi, à la Fig. 1, les générateurs de tonalité de référence et de transformée de Fourier discrète 5 et 9 décrits séparément sont, de préférence, prévus dans un seul processeur de signal numérique sous forme de puce. Le microprocesseur 7 mentionné ci-dessus peut être l'un quelconque des microprocesseurs bien connus, tels que le micro- processeur Motorola 68000, etc. Dans l'exemple de réalisation satisfaisant de l'invention, la mémoire à accès aléatoire 36, - le registre-compteur 30, les accu- mulateurs 37 et 38 et l'unité numérique et logique 41 sont capables de stocker et de faire des opérations arithmétiques sur des valeurs numériques à 16 bits. Le bus de données interne 35 est un bus de données à 16 bits, le multiplicateur 40 un multiplicateur numérique parallèle à 31 bits, à multiplicande et opérande de 16 bits et la mémoire morte de données 32 contient 512 mots de 13 bits de données numériques. Les premiers 256 bits comprennent des échantillons du cycle de sinusoide déjà mentionné, et les seconds 256 bits, des échantillons d'une table de conversion linéaire à loi p. Les données sont transférées entre le processeur de signal numérique et le microprocesseur 7 par un bus externe de données parallèle à huit bits 42 relié aux terminaux de données DO-D7 d'un port entrée/sortie 39 et aux terminaux de données correspondants du microprocesseur, en réponse à des signaux prédéterminés sur les entrées RST, CS, AO, WR et RD du port entrée/sortie 39. Les entrées RST, CS, AO, WR et R sont reliées au moyen d'une pluralité de lignes de commande à des sorties correspondantes du microprocesseur. L'entrée CS est une entrée de sélection de puce pour permettre un transfert de données entre le processeur de signal numérique et le microprocesseur par le bus de données externe 42, en combinaison avec les signaux prédéterminés sur les entrées AO, WR et RD. Les données sont transmises du processeur de données numériques au microprocesseur par l'intermédiaire du bus 42. Afin que le microprocesseur lise les données sur le bus 42, des signaux logiques de niveau haut sont appliques aux entrées AO et WR et des signaux logiques de niveau bas sont appliques aux entrées OS et RD. Afin que le microprocesseur écrive des données dans le processeur de signal numérique, des signaux logiques de niveau haut sont appliques aux entrées A0 et RD et des signaux logiques de niveau bas sont appliqués aux entrées CS et WR. Une entrée d'horloge entrée/sortie de données série SCLK est reliée à un circuit d'horloge externe, non montré, pour produire un signal d'horloge du système à 8 MHz environ. Une entrée INT est reliée au circuit de commande 6 de l'autocommutateur privé, Fig. 1, pour recevoir un signal d'impulsion de trame à environ 8kHz, afin d'interrompre le processeur de signal numérique de façon à incrémenter le compteur 30 toutes les 125 Psec., comme on l'a précisé auparavant. Un port entrée série SI reçoit des échantillons de signal MIC du circuit de transmission MIC déjà mentionné à propos de la Fig. 1. Une sortie série SO transmet les signaux MIC produits par le processeur de signal numérique au circuit de transmission MIC pour réaliser les "diagnostics" mentionnés ci-dessus. Le registre-compteur 30 fonctionne comme on l'a expliqué en référence à la Fig. 3 et il est relié au bus de données interne 35 et mémorise les valeurs n de comptage numériques à seize bits. La valeur de n est incrémentée après la production de chaque échantillon de tonalité de référence successif. Le multiplicateur 40 réalise les fonctions des multiplicateurs , 11, 12 et 29 mentionnés ci-dessus à propos des Figs. 2 et 3, et il a quatre registres internes de 16 bits K, L, M et N. Les registres internes K et L correspondent aux premières et secondes entrées des multiplicateurs déjà mentionnés. Le multiplicateur 40 multiplie les valeurs à 16 bits stockées dans les registres K et L et, en réponse, produit un résultat à 31 bits. Les 16 bits de poids forts du résultat sont stockés dans le registre M et les 15 bits de poids faibles dans le registre N. Un bit zéro est enregistré, dans la cellule de bit le plus faible du registre N. L'unité numérique et logique ALU 41 réalise les fonctions des sommateurs 13, 15, 17 et 13 mentionnés ci-dessus et elle comporte deux entrées à 16 bits reliées au bus de données interne 35 et une sortie à 16 bits reliée aux accumulateurs 37 et 38 qui sont, à leur tour, reliés au bus 35. L'unité 41 additionne deux valeurs binaires du bus de données interne 35 et, en réponse, produit une valeur somme binaire qui est appliquée à un des accumulateurs 37 et 38. L'unité 41 échange également des mots de rang haut et de rang faible d'une valeur binaire à 16 bits qui lui sont appliqués, comme l'on l'a expliqué plus en détail ci-dessus. La mémoire morte de données 32 fonctionne comme on l'a expliqué ci-dessus, à propos de la Fig. 3, et des emplacements individuels de la mémoire à accès aléatoire 36 assurent la fonction des registres 14, 16, 18 et 28, Figs. 2 et 3. Les opérations effectuées par les éléments 19 à 27, Fig. 2, sont réalisées dans le microprocesseur 7. Pour mettre en route le processeur de signal numérique, un signal de remise à zéro est appliqué à l'entrée RST du port entrée/sortie 39, qui remet le registre-compteur 30 à zéro et fait effectuer par le microprocesseur une boucle de programme "d'attente" en réponse à des instructions prédéterminées de validation stockées dans la mémoire morte 34. Une valeur de coefficient de fréquence F et une valeur de longueur de série N, produites par le terminal de données 8 au moyen du microprocesseur 7, Fig. 1, sont reçues du bus de données 42 par le port entrée/sortie 39 et chargées aux emplacements prédéterminés de la mémoire à accès aléatoire 36. La valeur F, stockée dans la mémoire 36, est multipliée dans le multiplicateur 40 par la valeur n (zéro au départ) stockée dans le registre-compteur 30. Les quinze bits de poids faibles de la valeur du produit résultant, (PROD L stocké dans le registre N du multiplicateur ) sont appliqués aux entrées de l'unité 41. L'unité 41 effectue alors une opération d'échange de mots afin d'échanger les mots de rang élevé et les mots de rang faible et de les réappliquer au bus de données 35. La mémoire morte 32 est adressée pour utiliser les 8 bits de données de poids faibles du bus de données 35. Ainsi, les huit bits de poids forts de l'ensemble d'ordre faible du résultat de l'opération d'échange de mots sont appliques à l'entrée d'adresse de la mémoire morte 32. Par ce moyen, la valeur PROD-L est tronquée pour fournir PROD LH, comme on l'a expliqué ci-dessus à propos de la Fig. 3 et du tableau 1. Le signal PROD LH est alors appliqué à une entrée de l'unité 41 o il est additionné à la valeur -64 (en décimal). Le résultat est stocké dans l'accumulateur 37 et transmis par l'intermédiaire du bus de données 35 à l'entrée d'adresse de la mémoire morte 32, pour produire l'échantillon en sinus, sin nF. Des convertisseurs - analogique-numérique disposés dans les joncteurs 1, 2... 3, mentionnés ci-dessus à propos de la Fig. 1, produisent, en principe, des séquences d'échantillons de signal MIC codées suivant la loi ô, en réponse aux signaux reçus des lignes téléphoniques. Une séquence d'échantillons de signal MIC entrant est reçue par l'entrée de série SI du port 39 et convertie en une séquence d'échantillons de signal linéaire après la multiplication et l'addi- tion prédéterminées effectuées d'après des instructions prédéterminées stockées dans la mémoire morte 34, la conversion de séquences d'échantillons à loi $ en séquences linéaires n'étant pas décrite plus en détail, mais étant bien connue des spécialistes. En variante, des échantillons de signal à loi f peuvent être convertis en échantillons linéaires au moyen d'une table de correspondance. La séquence d'échantillons linéaire résultante x(n) est produite et emmagasinée dans le registre K du multiplicateur 40. L'échantillon de tonalité de référence cos nF stocké dans l'entrée L du multi- plicateur 40 est multipliée à l'intérieur de celui-ci par un premier échantillon de séquence x(n), pour obtenir un premier échantillon de signal de produit comme on l'a expliqué à propos de la Fig. 2, celui-ci étant stocké en un premier emplacement prédéterminé de la mémoire à accès aléatoire 36. L'échantillon de x(n) est alors multiplié par l'échantillon sin nF dans le multiplicateur 40 et le * signal de second produit résultant est stocké à un second endroit prédéterminé de la mémoire 36. L'échantillon de x(n) est alors multiplié par lui-même, de manière à être élevé au carré dans le multiplicateur 40, et l'échantillon de signal de troisième produit résultant est stocké à un troisième endroit de la mémoire 36. Alors, la valeur n, stockée dans le registre-compteur 30, est incrémentée et l'échantillon de signal suivant de la séquence x(n) est multiplié par le cos nF de l'échantillon de tonalité de référence suivant dans le multiplicateur 40, produisant un échantillon de signal de produit supplémentaire qui est additionné dans l'unité ALU 41 au premier échantillon de signal de produit stocké au premier endroit prédéterminé de la mémoire 36. La somme résultante de l'unité 41 est appliquée à nouveau au premier emplacement de la mémoire à accès aléatoire 36. Des multiplications et des additions identiques sont effectuées sur la séquence d'échantillons de signal x(n), l'échan- tillon de tonalité de référence suivant x(n) et le signal stocké dans les second et troisième emplacements prédéterminés de la mémoire 36. Les premier, second et troisième emplacements de la mémoire 36 corres- pondent aux registres 14, 16 et 18, Fig. 2. La valeur de N stockée dans la mémoire 36 est décrémentée et le processus entier est répété jusqu'à ce que la valeur de N stockée dans la mémoire 36 ait été ramenée à zéro. Il en résulte que les valeurs finales de REAL, IMAG et TE sont emmagasinées aux premier, second et troisième emplacements prédéterminés de la mémoire 36. Les valeurs de REAL, IMAG et TE sont transmises du processeur de signal numérique au microprocesseur par l'intermédiaire du bus de données 42, comme on l'a expliqué ci-dessus. Le microprocesseur compare la valeur de TE avec la première * valeur de seuil TH1, comme on l'a déjà expliqué à propos de la Fig. 2. Si la valeur de TE est plus grande que TH1, le microprocesseur élève au carré les valeurs de REAL et IMAG et additionne le résultat, obtenant la valeur (REAL2 + IMAG2). Comme on l'a expliqué à propos de la Fig. 2, la valeur de TE est alors multipliée par la valeur N, ou, en variante, la valeur de la somme des carrés est divisée par N dans le diviseur 25. Le microprocesseur soustrait alors la valeur (REAL2 + IMAG2) de la valeur N(TE) et compare le valeur du résultat avec la seconde valeur de seuil TH2. Si la valeur de la différence est plus grande que TH2, le microprocesseur produit un signal à -g'auto- commutateur privé, indiquant la tonalité de progression d'appel prédéterminée qui a été détectée, comme on l'a expliqué à propos de la Fig. 2. Etant donné que, dans l'exemple de réalisation préféré de l'invention, les échantillons de signal MIC reçus ont une longueur de 8 bits et que les échantillons de tonalité de progression d'appel produits cos nF et sin nF ont une longueur de 13 bits, les valeurs de REAL et IMAG sont réduites en les multipliant par un facteur de 2-4 avant de les élever au carré et de les diviser par N. L'exemple de réalisation satisfaisant de la présente invention pouvait effectuer simultanément des TFD sur un nombre de séquences d'échantillons de signal MIC reçues séparées allant de 1 à 10, par rapport à autant de tonalités de référence différentes, sur une base par trame. Ainsi, la mémoire à accès aléatoire 36 pouvait stocker jusqu'à dix valeurs différentes de N et F pour détecter jusqu'à dix tonalités de progression d'appel portées par autant de signaux reçus, chaque fréquence de tonalité de progression d'appel étant définissable pour l'utilisateur. Malgré cela, l'invention ne nécessite qu'une seule mémoire morte pourstocker 256 échantillons d'une sinusoïide. Les valeurs de coefficient de fréquence sont donnés par la formule: F = hex (128 * 256 * FREQ/8000) o F est une représentation hexadécimale de la valeur du coefficient de fréquence binaire et FREQ la fréquence de tonalité désirée. Le nombre 256 correspond au nombre d'échantillons de la sinusoïde stockée, et le nombre 800 correspond à la vitesse d'échantillonnage de 8 kHz. Le nombre 128 est un facteur d'échelle indiquant qu'il y a 7 bits de résolution de fraction dans les valeurs de coefficient de fréquence. Ainsi, pour produire la tonalité de progression d'appel de 480 Hz, selon l'exemple de réalisation préféré, un coefficient de fréquence de 1966 (07AE hexadécimal) est utilisé, o 1966 est égal à 15,36 * 128. Le tableau 2 -est une liste de fréquences de tonalité produites particulières et de leurs coefficients de fréquence hexadécimaux correspondants. Tableau 2 - Coefficient de Tonalité Fréquence (Hz) fréquence hexadécimal 1 mW 1lkHz 1 000 1 000 Numérotation 350, 440 059A, 070A Occupation 480, 620 07AE, O9EC Retour d'appel 440, -480 070A, 07AE Erreur 440 070A La présente invention peut également 8tre utilisée pour déterminer une indication sur la modulation d'une tonalité reçue. En comparant les résultats d'une succession de TFR d'un signal reçu, avec de faibles longueurs de série N, la modulation ou les caractéristiques de variation de fréquence de la tonalité reçue peuvent être détectées et analysées. En bref, l'invention est un détecteur de tonalité de progression d'appel numérique avec des fréquences de détection de tonalité définissables par l'utilisateur, afin de surmonter les inconvénients des détecteurs de tonalité existants qui requièrent un réglage technique soigneux de résistors de réglage, etc., pour modifier les fréquences de détection de tonalité. Le détecteur de tonalité numérique, selon l'exemple de réali- sation préféré de la présente invention, consiste en un processeur de signal numérique sous la forme d'une puce unique, en combinaison avec un microprocesseur, permettant donc de surmonter les inconvénients des détecteurs de tonalité existants dans lesquels un grand nombre de composants de circuit, tels que des filtres, des compteurs et des réseaux diviseurs de tension sont nécessaires. Toutefois, l'invention pourrait également être mise en oeuvre par un spécialiste qui l'aurait comprise et utiliserait son principe logique. Par conséquent, le détecteur de tonalité selon l'invention se conforme aux exigences de miniaturisation des autocommutateurs privés modernes. Une personne ayant compris l'invention peut aussi concevoir des variantes ou d'autres exemples de réalisation faisant appel aux principes qui y sont décrits. Par exemple, les différentes multiplications et additions mentionnées à propos des Figs. 2, 3 et 4 peuvent être réalisées simultanément ou dans une séquence appropriée quelconque, en apportant une modification adéquate à la séquence d'instructions stockée dans la mémoire morte 34. Les valeurs de N et F n'ont pas besoin d'être chargées dans le microprocesseur 7 par l'intermédiaire des terminaux de données 8, mais elles peuvent être stockées dans une mémoire morte ou dans d'autres circuits de mémoire disposés dans le microprocesseur ou reliés à celui-ci, et reprises en réponse au démarrage du processeur de signal numérique. De plus, l'invention n'est pas limitée à la détection de fréquences de tonalité de progression d'appel mentionnées à propos du tableau 2, mais on peut l'employer pour détecter des tonalités ayant des fréquences quelconques définies par l'utilisateur. Aux Figs. 3 et 4, la mémoire morte de données 32 peut, en variante, être chargée avec 256 échantillons d'une sinusoïde, la valeur 0 étant additionnée à PROD LH, dans le sommateur 33, de façon à produire l'échantillon de tonalité de progression d'appel cos nF. Ces variantes ou exemples de réalisation, ainsi que d'autres, sont tous considérés comme étant du domaine de l'invention, celle-ci étant définie dans les revendications jointes. REVENDICATIONS 1) Détecteur de tonalités de progression d'appel numérique qu'on relie à une ou plusieurs lignes de transmission portant un ou plusieurs signaux analogiques et à un autocommutateur privé, caracté- risé en ce qu'il comprend: a) des moyens (1 à 3) pour recevoir un ou plusieurs signaux analogiques d'une ou plusieurs lignes de transmission de signal et produire, en réponse, une ou plusieurs séquences d'échantillons de signal, et b) des moyens (5) pour réaliser des transformées de Fourier discrètes sur une ou plusieurs séquences d'échantillons de signal à une ou plusieurs fréquences de référence prédéterminées et, en réponse, produire et transmettre un ou plusieurs signaux de sortie à l'autocommutateur privé (6), lesdits signaux de sortie ayant des para- mètres d'amplitude qui sont proportionnels à la quantité d'énergie dans lesdits signaux analogiques respectifs auxdites fréquences prédéterminées respectives, afin que lesdits signaux de sortie fournissent une indication à l'autocommutateur privé de la détection de tonalités de progression d'appel, ayant lesdites fréquences prédéterminées, qui sont portées par lesdites lignes de transmission de signal. 2) Détecteur de tonalités de progression d'appel qu'on relie à une ligne de transmission de signal et à un autocommutateur privé, - caractérisé en ce qu'il comprend: a) des moyens (1 à 3) pour recevoir un signal de fréquence audio ayant une quantité d'énergie totale prédéterminée provenant d'une ligne de transmission de signal et produire, en réponse, une séquence d'échantillons numérique dudit signal, b) des moyens (9) pour produire des séquences d'échantillons numériques d'un ou plusieurs signaux de tonalités de progression d'appel de fréquences prédéterminées, c) des moyens (5) pour réaliser des transformées de Fourier discrètes de ladite séquence d'échantillons numérique dudit signal reçu par rapport à des séquences d'échantillons de signal de tonalités de progression d'appel successives et produire, en réponse, un ou plusieurs signaux de corrélation numériques ayant des paramètres d'amplitude qui sont proportionnels à la quantité d'énergie dans le signal reçu auxdites fréquences prédéterminées, et d) des moyens (21, 26, 27) pour comparer lesdits signaux de corrélation numériques avec une ou plusieurs valeurs de seuil et produire et transmettre un ou plusieurs signaux de sortie en réponse auxdits paramètres d'amplitude respectifs desdits signaux de corré- lation qui sont plus grands que lesdites valeurs de seuil respectives, afin que lesdits signaux de sortie fournissent une indication desdits signaux de tonalité de progression d'appel respectifs qui ont été détectés dans ledit signal audio. 3) Détecteur de tonalités de progression d'appel numérique selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend encore: a) des moyens (12) pour élever au carré et additionner des échantillons successifs de ladite séquence d'échantillons numérique reçue et produire, en réponse, un signal numérique de somme des carrés ayant un paramètre d'amplitude qui est proportionnel à la quantité totale d'énergie dans le signal audio, et b) des moyens (21) pour comparer ledit signal de somme de carrés avec une autre valeur de seuil et empêcher la transmission du ou desdits signaux de sortie numériques si le paramètre d'amplitude dudit signal somme des carrés est inférieur à ladite autre valeur de seuil. 4) Détecteur de tonalité de progression d'appel numérique selon la revendication 2, caractérisé en ce que lesdits moyens servant à réaliser des transformées de Fourier discrètes sont constitués par: a) des moyens (10, 11) pour multiplier des échantillons de signal audio successifs avec des échantillons successifs desdites séquences d'échantillons de signal de tonalités de progression d'appel et produire, en réponse, une ou plusieurs séquences de signaux de produit, et b) des moyens (13, 15) pour additionner ensemble lesdites séquences de signal de produit successives et, en réponse, produire lesdits signaux de corrélation numérique. ) Détecteur de tonalités de progression d'appel numérique qu'on relie à une ligne de transmission de signal et à un autocommutateur privé, caractérisé en ce qu'il comprend: a) des moyens (1 à 3) pour recevoir d'une ligne de transmission de signal un signal analogique ayant une quantité d'énergie pré- déterminée et produire, en réponse, une première séquence d:échan- tillons numérique dudit signal reçu, b) des moyens (9) pour produire une seconde séquence d'échan- tillons numérique d'un signal de tonalité de référence ayant une fréquence prédéterminée, c) des moyens (5) pour réaliser une transformée de Fourier discrète sur ladite première séquence d'échantillons par rapport à ladite seconde séquence d'échantillons et produire un signal de corrélation numérique ayant un paramètre d'amplitude qui est propor- tionnel à la quantité d'énergie du signal reçu à ladite fréquence prédéterminée, et d) des moyens (27) pour comparer ledit signal de corrélation avec untm signal de seuil prédéterminé et produire et transmettre à l'autocommutateur privé -un signal de sortie si ledit signal de corrélation est plus grand que ledit signal de seuil prédéterminé, afin que ledit signal de sortie fournisse à l'autocommutateur privé une indication qu'un signal de tonalité de progression d'appel de ladite fréquence prédéterminée a été détecté dans ledit signal analogique reçu. 6) Détecteur de tonalité de progression d'appel numérique selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comprend encore: a) des moyens (12, 17) pour réaliser une opération somme de carrés sur des échantillons successifs de ladite première séquence d'échantillons de signal et produire, en réponse, un signal de somme de carrés numérique ayant un paramètre d'amplitude qui est propor- tionnel à la quantité totale d'énergie dans le signal analogique, et b) des moyens (21) pour comparer ledit signal de somme de carrés avec un autre signal de seuil prédéterminé et empêcher la transmission dudit signal de sortie si ledit signal de somme de carrés est plus faible que ledit autre signal de seuil. 7) Détecteur de tonalités de progression d'appel selon la revendication 6, caractérisé en ce que lesdits moyens servant à effectuer l'opération somme de carrés comprennent: a) des moyens (12) pour multiplier ensemble lesdits échantillons successifs de la première séquence d'échantillons de signal et produire, en réponse, une séquence d'échantillons de produit, et b) des moyens (17) pour additionner lesdits échantillons de produit et produire, en réponse, ledit signal de somme de carrés. 8) Détecteur de tonalités de progression d'appel numérique selon la revendication 5, caractérisé en ce que lesdits moyens de réaliser une transformée de Fourier discrète comprennent: a) des moyens (10, 11) pour multiplier des échantillons successifs de ladite première séquence d'échantillons par des échantillons successifs de ladite seconde séquence d'échantillons et produire, en réponse, une séquence d'échantillons de produit, et b) des moyens (13, 15) pour additionner lesdits échantillons de produit et produire, en réponse, ledit signal de corrélation. 9) Détecteur de tonalités de progression d'appel numérique selon la revendication 5, caractérisé en ce que lesdits moyens (9) servant à produire la seconde séquence d'échantillons numérique comprennent: a) des moyens (36) pour mémoriser une valeur de coefficient de fréquence numérique, b) une mémoire (32) pour stocker une pluralité d'échantillons numériques d'un signal sinusoïdal, c) des moyens (30) pour produire une séquence d'échantillons numériques de compteur, d) des moyens (40, 41) pour multiplier successivement ladite valeur de coefficient de fréquence numérique par des échantillons successifs de ladite séquence et produire, en réponse, une séquence de valeurs de produit numérique, chacune comprenant une première pluralité de bits qui représentent un partie entière des valeurs de produit et une seconde pluralité de bits de poids faibles représentant la partie fractionnaire des valeurs de produit, et e) des moyens (41, 37, 38) pour adresser successivement des emplacements de ladite mémoire (32) avec ladite première pluralité de bits et produire, en réponse, ladite seconde séquence d'échantillons numérique, dans laquelle ladite fréquence prédéterminée du signal de tonalité de progression d'appel est proportionnelle à ladite valeur de coefficient de fréquence numérique emmagasinée. ) Détecteur de tonalités de progression d'appel numérique selon une des revendications 7 à 8, caractérisé en ce que lesdits moyens de multiplication (40) sont un multiplicateur numérique parallèle. 11) Détecteur de tonalités de progression d'appel numérique selon la revendication 7 ou 8, caractérisé en ce que lesdits moyens de sommation (41) sont une unité numérique et logique. 12) Détecteur de tonalités de progression d'appel selon la revendication 9, caractérisé en ce que ladite mémoire (32) est un circuit de mémoire morte pour stocker lesdits échantillons de signal sinusoïdal. 13) Détecteur de tonalités de progression d'appel numérique qu'on relie à une ligne de transmission de signal et à un autocommutateur privé, caractérisé en ce qu'il comprend: a) des moyens (1 à 3) pour recevoir un ou pusieurs signaux analogiques d'une ligne de transmission de signal et produire, en réponse, une ou plusieurs séquences numériques d'échantillons dudit signal reçu, b) des moyens (9) pour produire une ou plusieurs séquences numériques d'échantillons d'un ou plusieurs signaux de tonalité de progression d'appel ayant des fréquences prédéterminées, c) des moyens (5) pour réaliser des transformées de Fourier discrètes sur une ou plusieurs premières séquences prédéterminées par rapport à une ou plusieurs secondes séquences d'échantillons prédéter- minées, et produire un ou plusieurs signaux de corrélation numériques ayant des paramètres d'amplitude proportionnels aux quantités d'énergie desdits signaux reçus respectifs auxdites fréquences prédéterminées respectives, d) des moyens (12, 17) pour effectuer une opération somme de carrés sur la ou - lesdites premières séquences d'échantillons prédéterminées et, en réponse, produire un ou plusieurs signaux numériques de somme de carrés ayant des paramètres d'amplitude proportionnels aux quantités d'énergie totale dans lesdits signaux analogiques respectifs, e) des premiers moyens de comparaison (21) pour comparer les premiers signaux de somme de carrés avec un signal de seuil prédéterminé et produire un ou plusieurs signaux d'activation si lesdits signaux de somme de carrés prédéterminés sont plus grands que ledit signal de seuil, f) des seconds moyens de comparaison (27), reliés aux premiers moyens de comparaison, pour détecter un ou plusieurs signaux d'activation et comparer un ou plusieurs signaux de correlation prédétermines avec un signal de seuil prédéterminé supplémentaire en réponse à la réception desdits signaux d'activation, et produire et transmettre un ou plusieurs signaux de sortie à l'autocommutateur privé si lesdits signaux de corrélation prédéterminés sont plus grands que ledit signal de seuil prédéterminé supplémentaire, afin que lesdits signaux de sortie fournissent à l'auto- commutateur privé une indication qu'un ou plusieurs signaux de tonalité de progression d'appel de fréquence prédéterminée ont été détectés dans un ou plusieurs signaux analogiques reçus prédéterminés. 14) Détecteur de tonalités de progression d'appel numérique selon une des revendications 1, 5 ou 13, caractérisé en ce que lesdits moyens de réception (1 à 3) sont un convertisseur analogique- numérique. ) Méthode pour détecter des tonalités de progression d'appel sur une ligne de transmission de signal caractérisée en ce qu'elle comprend les phases suivantes: a) recevoir d'une ligne de transmission de signal un signal analogique ayant une quantité totale d'énergie prédéterminée et produire, en réponse, une séquence d'échantillons numérique dudit signal analogique, b) produire des séquences d'échantillons numériques d'un ou plusieurs signaux de tonalité de progression d'appel de fréquences prédéterminées, c) réaliser des transformées de Fourier discrètes sur ladite séquence d'échantillons numérique dudit signal reçu par rapport à des séquences d'échantillons de signal de tonalité de progression d'appel successives et produire, en réponse, un ou plusieurs signaux de corrélation numériques ayant des paramètres d'amplitude proportionnels à la quantité d'énergie du signal reçu auxdites fréquences prédé- terminées, et d) comparer lesdits signaux de corrélation numériques avec une ou plusieurs valeurs de seuil et produire un ou plusieurs signaux de sortie en réponse à des signaux de corrélation prédéterminés qui sont plus grands que les valeurs de seuil prédéterminées, afin que lesdits signaux de sortie fournissent une indication desdits signaux de tonalité de progression d'appel prédéterminés qui ont été détectés dans ledit signal analogique. 16) Méthode pour effectuer des diagonstics de circuit de lignes, caractérisée en ce qu'elle comprend les phases suivantes:- a) produire et transmettre à un circuit de ligne d'un autocommutateur privé une séquence d'échantillons d'un signal test de tonalité ayant une fréquence prédéterminée, b) recevoir dudit circuit de ligne une version modifiée de ladite séquence d'échantillons, - c) produire une ou plusieurs autres séquences d'échantillons numériques de signaux de tonalité ayant des fréquences en relation harmonique avec ladite fréquence prédéterminée, et d) réaliser une transformée de Fourier discrète sur ladite séquence d'échantillons reçue par rapport auxdites séquences d'échan- tillons numériques supplémentaires et produire et transmettre à l'autocommutateur privé un ou plusieurs signaux de corrélation croisée ayant des paramètres d'amplitude proportionnels aux quantités d'énergie dans le signal reçu auxdites fréquences en relation harmonique, afin que lesdites amplitudes des signaux de corrélation fournissent une indication de l'état des circuits internes du ou desdits circuits de ligne. 17) Méthode selon la revendication 16, caractérisée en ce qu'elle comprend encore les phases de comparer les parties réelles et imaginaires desdits signaux de corrélation et de produire à l'auto- commutateur privé un signal de sortie supplémentaire indiquant les caractéristiques de déphasage desdits circuits internes. 18) Détecteur de tonalité de progression d'appel numérique qu'on relie à une pluralité de lignes de transmission de signal portant un ou plusieurs signaux analogiques et à un autocommutateur privé, comprenant: a) des moyens (1 à 3) pour recevoir d'une pluralité de lignes de transmission de signal un ou plusieurs signaux analogiques ayant des quantités prédéterminées d'énergie et produire, en réponse, une ou plusieurs séquences d'échantillons de signal, b) un processeur de signal numérique (7, 9) pour produire des séquences d'échantillons numériques d'un ou plusieurs signaux de tonalité de progression d'appel, réaliser des transformées de Fourier discrètes sur lesdits signaux reçus par rapport à des séquences d'échantillons de signal de tonalité de progression d'appel succes- sives et produire, en réponse, lun ou plusieurs signaux de corrélation numériques ayant des paramètres d'amplitude égaux à la quantité d'énergie dans le signal reçu auxdites fréquences prédéterminées, et c) un microprocesseur (7) pour comparer lesdits signaux de corrélation numériques à une ou plusieurs valeurs de seuil et produire et transmettre à l'autocommutateur privé un ou plusieurs signaux de sortie en réponse auxdits paramètres d'amplitude desdits signaux de corrélation prédéterminés qui sont plus grands que lesdites valeurs de seuil prédéterminées, afin que lesdits signaux de sortie fournissent une indication desdits signaux de tonalité de progression d'appel prédéterminés qui ont été détectés dans ledit signal analogique.