FR 2584196 A1 19870102 FR 8510007 A 19850701 2 5 8 4 1 9 6 La présente invention concerne le test de dipôles passifs, en particulier de condensateurs. Plus précisément, la présente invention concerne un procédé et un dispositif pour le test rapide, par réflectométrie, dans les gammes V.H.F. ,de composants pas- sifs. Un premier but de la présente invention est de réaliser un dispositif de test rapide, dans la gamme V.H.F.,des dipôles passifs, à l'aide de moyens technolo- giques simples et selon un coût de revient très faible. Un autre but de la présente invention est de permettre de déporter le dipôle sous test, à l'aide d'une ligne de transmission, par rapport à l'électronique de mesure afin d'autoriser les tests de composants sous contraintes externes, telles que de fortes variations thermiques, par exemple en enceintes climatiques. Un autre but de la présente invention est de permettre l'acquisition de l'ensemble des données couvrant la gamme de fréquences V.H.F., soit de l'ordre de 1 à 200MHz, en un temps très court de l'ordre d'une seconde. Un autre but de la présente invention est de permettre d'automatiser aisément le processus de test Ces différents buts sont atteints selon la présente invention grâce à un procédé de test rapide, dans la gamme V.H.F. , de dipôles passifs, comprenant les étapes consistant à: i) connecter un générateur de signal électrique de fré- quence située dans la gamnme V.H.F. et avantageusement variable dans cette gamme, en tête d'une ligne à constantes réparties et à connecter le dipôle à tester à l'autre extrémité de la ligne, sous forme d' impédance terminale, ii) alimenter la ligne, grâce au générateur, par une onde incidente vi périodique dont la fréquence est située dans la gamme V.H.F. et avantageusement modulée dans cette gamme pendant la durée du test, et iii) détecter un signal lié à l'onde vr réfléchie par le dipôle sous test pour définir l'évolution du coeffi- cient de réflextion F sur la gamme V.H.F. et à partir de ce dernier, l'impédance du dipôle. Selon une caractéristique avantageuse de l'in- - vention, à l'étape ii) la ligne est alimentée par une onde incidente vi périodique dont la période varie sur 1Q une gamme de l'ordre de 1 gseconde à 5ns sur une durée de test d'environ 1 seconde. Selon l'invention, au cours de l'étape ii), la ligne est avantageusement alimentée par une onde in- cidente v. dont la période est modulée par vobulation sur la gamme V.H.F. selon une fonction linéaire ou loga- rithmique du temps. Le procédé de test rapide conforme à la pré- sente invention trouve notamment application dans l'ana- lyse de condensateurs pour lesquels le module d'admittance | YI du dipôle évolue comme une suite de paliers de va- leurs Gj, ceux-ci étant déterminés à l'étape iii sur la base de la relation: 1 1- Ir.d G Xr (1)- dans laquelle Rc représente l'impédance caractéristique de la ligne et Irji représente le module du coefficient de réflexion. Plus précisément encore, le procédé de test rapide conforme à la présenta invention permet l'analyse de condensateurs sous forme d'un réseau de n branches 2584 196 parallèles comportant chacune en série une résistance Rj J et une capacitance Cj, la résistance Rj et la capacitance C. étant déterminées à l'étape iii) sur la base des rela- J tions: 51 =G Gj (2)dans laquelle G. et G représentent deux paliers successifs du G] j-1 module d'admittance IYI, et C.= i (3) dans laquelle J3 représente la pulsation critique de la branche considérée. Comme on le décrira plus en détail par la suite, diverses techniques de séparation de l'onde incidente et de l'onde réfléchie sont proposées selon la présente invention. Une première de ces techniques de séparation consiste, à l'étape iii) à détecter, en tête de ligne, un premier signal représentatif de l'onde réfléchie v r et un second signal représentatif de l'onde incidente v- grâce à un module de réflectométrie résistif intercalé entre le générateur et la ligne. Selon la présente invention, le module de ré- flectométrie est avantageusement formé d'un réseau résis- tif en [ présentant une impédance caractéristique identi- que à l'impédance interne du générateur et à l'impédance caractéristique de la ligne. Plus précisément, selon la présente invention, le premier signal représentatif de l'onde réfléchie v r est pris entre le point de connexion du module de réflec- tométrie à la ligne et un point médian de la branche amont du module résistif en A, tandis que le second signal représentatif de l'onde incidente vi est pris entre le point de connexion du module de réflectométrie au géné- rateur et un point médian de la branche aval du module résistif en w. Plus précisément, selon la présente invention, les deux branches du réseau résistif en ir sont de préfé- rence identiques, chaque cellule formée de l'impédance caractéristique de la ligne en parallèle sur l'une des branches du réseau résistif en u présentant une impédance identique à la portion de chaque branche du réseau défini entre un point médian et la masse, tandis que la résistance du réseau en T reliant les deux branches de celui-ci pos- sède une impédance identique à celle de l'autre portion de chaque branche du réseau définie entre ledit point médian et l'entrée ou la sortie du réseau. Selon un mode de réalisation considéré actuel- lement comme préférentiel de la présente invention, les deux branches du réseau résistif en u sont identiques et comprennent chacune deux résistances en série, une première résistance connectée entre un point médian précité des branches et la masse, tandis que la seconde résistance est connectée entre ledit point médian et l'entrée ou la sor- tie du réseau, les premières résistances de chaque bran- che du réseau en u ayant une valeur de 2/3 Rc et les se- condes résistances de chaque branche du réseau en r ayant une valeur de 4/3 Rc, Rc représentant l'impédance carac- téristique de la ligne. Selon une seconde technique de séparation de l'onde incidente et de l'onde réfléchie conforme à la - présente invention, et qui sera décrite plus en détail par la suite, l'étape iii) consiste à détecter la tension totale vt représentative de la somme de l'onde réfléchie vr et de l'onde incidente vi en tête de ligne, sur une ligne de grande longueur, et avec contrôle de la tension inci- dente v. z A titre d'exemple, la ligne possède une lon- gueur de l'ordre de 100 mètres. Dans le cas de cette seconde technique de séparation de l'onde incidente et de l'onde réfléchie, l'étape iii) consiste à détecter les maxima et les minima de la tension totale vt, l'enveloppe des courbes vt (a) vt (X) ' - 1 (4) oui- (5) M m représentant la fonction IF(w);du coefficient de reéflexion au facteur près e-2a(W)l dans lequel a (W) représente l'atténuation. Selon une autre caractéristique avantageuse de la présente invention, l'étape ii) est réalisée à l'aide d'un oscillateur à fréquence variable à commu- tation automatique de bandes de fréquence intégré au générateur. Selon une autre caractéristique avantageuse de l'invention, le circuit bouchon de l'oscillateur est as- socié à une diode varicap polarisée par un signal en dent de scie assurant la vobulation à l'intérieur de chaque bande de fréquence, le circuit bouchon de l'oscil- lateur comportant une pluralité de selfs alternativement mises en service pour assurer la commutation de bandes de fréquence. Selon une caractéristique préférentielle de la présente invention, les signaux de commutation de bandeSde fréquence assurant alternativement la mise en service des selfs du circuit bouchon de l'oscillateur sont générés à partir du signal en dent de scie pola- risant la diode varicap. On obtient ainsi un synchronisa- tion automatique entre la commutation de bandes de fré- quence et la vobulation à l'intérieur de chacune des bandes. Selon une autre caractéristique avantageuse de la présente invention, les signaux de commutation de bandes de fréquence sont générés en sortie d'un registre à décalage à entrée série et sorties parallèles comman- dé par le générateur de signal en dent de scie. La présente invention concerne également un dispositif de test rapide dans la gamme V.H.F. de dipÈles passifs comprenant: - un générateur de signal électrique de fréquence varia- ble dans la gamme V.H.F., - une ligne à constantesréparties connectée en tête audit générateur, et en sortie au dipôle à tester formant impé- dance terminale, et - des moyens de détection d'un signal lié à l'onde réflé- chie par le dipôle sous test, lorsque la ligne est ali- mentée par une onde incidente vi périodique dont la fré- quence est modulée dans la gamme V.H.F. pendant la durée du test, pour définir l'évolution du coefficient de ré- flexion F sur la gamme V.H.F. et à partir de ce dernier, l'impédance de chacune de n branches parallèles d'un réseau représentatif du dipôle. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la des- cription détaillée qui va suivre, et en regard des des- sins annexés, donnés à titre d'exemples non limitatifs et sur lesquels: la figure 1 illustre le principe général de test conforme à la présente invention, - la figure 2 illustre la représentation sous forme d'un schéma standard équivalent de Foster d'un con- densateur imparfait, - la figure 3 représente le module IYi. Ri d'admittance d'une branche du schéma précité, - la figure 4 représente l'argument de l'admit- tance de la même branche du schéma, - la figure 5 représente une vue schématique du module de réflectométrie conforme à la présente inven- tion permettant de séparer l'onde réfléchie vr et l'onde incidente vi, la figure 6 représente une vue plus détaillée du module de réflectométrie, - la figure 7 illustre schématiquement la struc- ture du dispositif de test lors de la seconde technique de séparation de l'onde incidente et de l'onde réfléchie, par réflectométrie par ligne longue, - la figure 8 représente une vue générale schématique, sous forme de blocs fonctionnels, du géné- rateur utilisé dans le dispositif de test conforme à la présente invention, - la figure 9 représente une vue schématique de l'oscillateur intégré au générateur précité, - la figure 10 représente une vue du même oscillateur en combinaison avec un bloc de selfs à commu- ter, un générateur de signaux de commutation de bandes et un générateur de dents de scie polarisant une diode varicap associée à l'oscillateur pour assurer la vobula- tion à l'intérieur de chaque bande de fréquence, - la figure 11 représente une vue schématique du générateur de dents de scie, - la figure 12 illustre schématiquement la réa- lisation du générateur de dents de scie et du générateur de signaux de commutation de bandes synchronises, conforme au mode de réalisation préférentiel de la présente inven- tion, - la figure 13 illustré un chronogramme de dif- férents signaux représentatif du fonctionnement du géné- rateur conforme à la présente invention. - les figures 14 à 21 illustrent différents résultats de mesure conforme à la présente invention. PRINCIPE GENERAL DU TEST CONFORME A LA PRESENTE INVENTION. Comme cela est illustré schématiquement sur la figure 1, le processus de test conforme à la présente invention utilise un générateur G de signal électrique de fréquence variable dans la gamme V.H.F., connecté en tête d'une ligne à constantes réparties, en sortie de laquelle est relié le dipôle à tester, sous forme d'impédance terminale. Le principe général du test consiste à alimenter la ligne L à constantes réparties, de longueur 1, par une onde incidente vi périodique dont on fait varier la période, par exemple d'1 gseconde à 5ns pendant la durée très courte du test de l'ordre de 1 seconde, par vobulation selon une fonction linéaire ou logarithmique du temps, et à détecter en tête de la ligne l'onde vr réfléchie par le dipôle sous test inséré sous forme d'impédance terminale de la ligne. Sur la figure 1, l'élément de détection de l'onde v réfléchie par le dipôle est référencé schématiquement D. r L'ensemble comprenant le générateur G et l'élé- ment de détection D, vu de l'entrée de la ligne L présente une impédance interne égale à l'impédance caractéristique Rc (avantageusement Rc = 50 ohms) de la ligne, pour réali- ser l'adaptation en entrée de cette ligne. Comme on l'a évoqué précédemment et comme cela sera décrit plus en détail par la suite, selon la présente invention, la séparation de l'onde incidente vi et de l'onde réfléchie v peut être réalisée soit à l'aide d'un module r de réflectométrie résistif, soit par réflectométrie sur ligne longue ANALYSE GENERALE DES DIPOLES PASSIFS LINEAIRES. Un dipôle passif linéaire est un réseau comportant deux pôles d'accès entre lesquels se dévellope un maillage de n branches. Chaque branche est constituée par la mise en série d'une résistance, d'une self inductance et d'une capacitance, l'un ou l'autre ou plusieurs de ces éléments pouvant être nul ou infini. L'intéraction du dipôle avec un circuit électrique dans lequel il est inséré est entièrement caractérisé par son admittance Y ou son impédance Z, abstraction faite de la structure réelle interne du réseau constituant le dipôle. Le cas d'un dipôle constitué uniquement de deux types d'éléments: self inductance et capacitance, ou self inductance et résistance, ou capacitance et résistance, est justifiable du théorème de Foster. Dans un tel cas, le réseau réel constituant le dipôle peut à toutes fréquences être remplacé par un réseau standard dont le comportement externe lui est rigoureusement équivalent. Pour un condensateur imparfait, c'est-à-dire présentant des pertes équivalent à des éléments purement résistifs, le schéma standard équivalent de Foster en ad- mittance est illustré sur la figure 2. Plus précisément, ce schéma standard comprend un réseau de n branches parallèles comportant chacune en série une résistance Ri et une capacitance Ci. L'admittance Y du dipôle s'exprime par la relation: n y = E Y. (6)avec i:1 jC.W y. = (7) 1l+jRiCiow On a représenté respectivement sur les figures 3 et 4, en fonction des ordonnées w/wi, le module iYil. Ri du module d'admittance d'une branche du dipôle illustré sur la figure 2, d'une part, et l'argument de l'admit- tance Y. d'autre part. i ème Le comportement d'une branche, la i ème, est caractérisé par la valeur de sa constante de temps T. = R.C. par rapport à la pulsation w. Comme cela apparaît à l'examen des figures 3 et 4, pour une pulsation w présente une admittance capacitive tendant vers zéro lors- que w décroit. Par contre, pour une pulsation w > 1/Ti, la branche considérée présente une conductance limite tendant vers une asymptote constante 1/Ri lorsque w croit. Enfin, pour une pulsation w 1/Ti, le comporte- ment de la branche considérée présente une forte varia- tion de l'admittance en module et en phase, comme cela apparaît respectivement sur les figures 3 et 4 annexées. La zone de variation s'étend sur environ 1,5 décade de fréquence entourant la pulsation critique wi = 1/Ti.' En deça, la branche apporte une contribution voisine de zéro à l'admittance Y totale et tend à se comporter comme un circuit ouvert. Au-delà, la branche ajoute une conductance 1/Ri à l'admittance globale. i Si deux ou plusieurs branches ont des pulsations critiques wi dans leur intervalle de 1,5 décade, et par- conséquent se "recouvrent ", on montre qu'une repré- sentation satisfaisante à quelques pour cent près, de leur contribution à l'admittance globale Y peut être donnée par l'addition de deux branches Ya et Yb dont les carac- téristiques RaCa et RbCb sont des valeurs moyennes des a a b b caractéristiques RiCi des n branches concernées, soit: k Z Y. i Ya+ Yb (8) i=j 1 Le relevé du module IYi(w)! de l'admittance d'une branche de constante de temps Ti sur une variation de pulsation couvrant 1,5 décade autour de la pulsation critique wi = 1/Ti permet de déterminer les paramètres caractéristiques Ti et 1/Ri et par suite Ci. De la même manière, le relevé du module de l'ad- mittance |Y ( jw)| sur un intervalle de pulsation de 2,3 décades, permet la détermination des caractéristiques RaCa, RbCb, RdCd d'un schéma à 3 branches suffisant pour décrire sur la gamme de fréquences considérée le comporte- ment en module et en phase (ou conductance et susceptance) du dipôle sous test. Le principe général de détermination des para- mètres Ri et Ci a été évoqué dans la demande de brevet Française déposée au nom de la Demanderesse le 10.05.1984 sous le n 84 07196. On se reportera utilement à la des- cription de cette demande de brevet pour la bonne compréhen- sion de la présente invention. PRINCIPE GENERAL D'OBTENTION DE L'ADMITTANCE DU DIPOLE PAR REFLECTOMETRIE. On va dans un premier temps décrire les équa- tions générales relatives à l'obtention de l'admittance du dipôle par réflectométrie. Dans l'écriture de ces équations, on appellera: v. la tension incidente appliquée sur la ligne L par le générateur G, V la tension réfléchie par le dipôle inséré sous forme r d'impédance terminale, à l'entrée de la ligne, 1 la longueur de la ligne, Y l'admittance inconnue à tester, r le coefficient de réflexion dû au dipôle Y, R la résistance caractéristique de la ligne, C y = a + jB la constante de propagation, a (w) l'atténuation, fonction connue de la pulsation et pratiquement nulle pour une longueur de ligne faible, = la constante de phase, V v la vitesse de propagation. On obtient: 1-R Y - c d'o 1-RY VR y (9) c V r 2 l 1 1- ?(W) 1 (10) Y(jw) Rc 1+ F(w) Rc 1 + v_ 2(0 v.e Iri 4fr e2ac.l et (11) v r 2l w (12) argr = arg - + - V D'autre part, la tension totale vt en entrée de ligne s'écrit vt = Vi + v = V( + r e -2YZ J) On obtient par ailleurs cost I vt 2 - Ovil2 + Iv 12 (13 bis) en posant r 2 IVril -(r) = arg v- (13 ter) Vi CAS DU CONDENSATEUR IMPARFAIT. Dans le cas d'un condensateur, pour la pulsation w, les branches dont la pulsation critique wiest infé- rieure ou égale à w/2,3, se comportent comme des conduc- tances Gi = 1/Ri et la contribution de l'ensemble de 5. ces branches 1 à j - 1 à l'admittance Y s'écrit: j-i 1 j_14 Gj = -. (14) i=1 R. Par contre, les branches pour lesquelles la pul- sation critique wi est supérieure à 10w, ont un module * d'admittance qui tend vers zéro et un argument vers Ces branches n'affectent pratiquement pas la valeur de IYI et ces branches se comportent comme des circuits ouverts. Le terme principal d'admittance est donc Gj augmenté de la contribution des branches "actives" pour lesquelles la pulsation critique w. est voisine de w. Lorsqu'on fait croite w, des branches successives du schéma de Foster passent d'un comportement de circuit ouvert à un comportement de conductivité 1/R. Le module d'admittance IYI évolue donc comme une suite de paliersde valeur G. séparés par des régions de forte variation correspondant à l'activité des bran- ches j qui encadrent la pulsation W. 1 (15) Cette évolution est suivie par le coefficient de réflexion. En effet, aux valeurs G. évoluant par pa- J liers correspondent des paliers 1- RcGj (16) ij 1 + RcG o le coefficient de réflexion est purement réel, séparé par des régions de forte variation représentant "l'activité" de la branche j, pour lesquelles: rj): r + r-1 - r (17) 1 + jTiX avec T.R.C. (18) Tj: RjCj (8 A la pulsation wj définie par la relation (15) correspond un module r)= 2+ r2 (19) On obtient ainsi: G =S 4 puis (1) 10.E = Gj - Gj.1 (2) et simultanément G. - G._ 3 3-= (3) La procédure qui vient d'être décrite s'applique bien lorsque le rapport des constantes de temps Tj/Tj1 >18, c'est-à-dire lorsque les branches actives sont nettement séparées. Un traitement un peu plus complexe est nécessaire dans le cas contraire, c'est-à-dire dans le cas o l'on constate un recouvrement des branches actives. Cependant, ce traitement ne fait intervenir que le module r I. Dans le cas d'un dipôle passif quelconque, il est nécessaire de connaîtrelvil,!vrl et Ivt|, et l'ob- tension des modules de ces trois tensions à une pulsation tw donnée suffit pour déterminer Y(w). On va maintenant décrire successivement la struc- ture du module de réflectrométrie proposé selon la pré- sente invention dans le cadre de la première technique de séparation de l'onde réfléchievr et de l'onde inci- dente vi, et la seconde technique de séparation par réflectométrie sur ligne longue. STRUCTURE DU MODULE DE REFLECTOMETRIE CONFORME A LA PRESENTE INVENTION. Ce module de réflectométrie est illustré sur les figures 5 et 6 annexées. Le module de réflectométrie est destiné à être intercalé entre le générateur G d'impédance interne Rc et la ligne d'impédance caractéristique Rc. Selon la présente invention, le module de réflec- tométrie est formé d'un réseau en t purement résistif présentant une impédance caractéristique Rc (par exemple Rc = 50 ohms) permettant de maintenir l'adaptation du générateur et de l'entrée de la ligne. Vis-à-vis de ce réseau, on montre que la ligne L terminée par l'admittance Y a le comportement d'une bran- che de sortie formée d'une résistance R en série avec c une f.e.m2v comme illustré sur la droite de la figure 5. r Ce module de réflectométrie résistif est destiné à séparer l'onde réfléchie v et l'onde incidente v.. r. Le module de réflectométrie en u comprend deux branches identiques reliées par une résistance R2 dont les bornes constituent respectivement l'entrée et la sortie du réseau résistif en r. Chacune des branches du réseau comprend deux résistances R3, R4 d'une part, R5, R6 d'autre part connectées en série. Par ailleurs, selon la présente invention, chaque cellule formée de l'impédance caractéristique R c de la ligne en parallèle sur l'une des branches R3, R4 ou R5, R6 du réseau résistif enT présente une impédance identique à la première résistance R4, R6 de chaque branche connectée entre un point médian et la masse, tandis que la résistance R2 du réseau en n reliant les deux branches de celui-ci possède une impédance identique à la seconde résistance R3, R5 de chaque branche connectée entre ledit point médian et l'entrée ou la sortie du réseau. Plus précisément, selon un mode de-réalisation considéré comme préférentiel, de la présente invention, et tel que cela est illustré sur les figures 5 et 6 annexées, les premières résistances R4, R6 de chaque branche du ré- seau en n ont une valeur de 2/3 R et les secondes résis- c tances R3, R5 de chaque branche du réseau en u ainsi que la résistance de liaison R2 ont une valeur de 4/3 Rc, Rc * représentant l'impédance caractéristique de la ligne. Ainsi, le premier signal représentatif de l'onde réfléchie v est pris entre le point A de connexion du mo- r dule de réflectométrie à la ligne et un point médian B de la branche amont du module résistif en a, tandis que le second signal représentatif de l'onde incidente vi est pris entre le point de connexion C du module de réflectométrie au générateur G et un point médian D de la branche aval du module résistif en a. L'application des théorèmes de Thévenin et de superposition et la théorie des lignes permettent en effet d'écrire: E Vi = G (20) VA = Vt = v v (21) A r v v E r r (22) VAB: - =-- vi ±9- VA - VB: vr (23) 2584 196 v (vi.+Vr) vc - V = (3 v -) i Vr) c D 3 (24) 8v. La branche de détection du module de l'onde ré- fléchie vr comprend en série entre les points A et B, une diode D2 dont l'anode est reliée au point A et une résistance R8 connectée au point B. Plus précisément, la détection du module de l'onde réfléchie vr est opérée au niveau du point médian de la branche de détection précitée commun à la diode D2 et à la résistance R8, par l'intermédiaire d'une self L2. De façon similaire, la branche de détection du module de l'onde incidente vi comprend, connectée entre les points C et D, une branche série comprenant une diode D1 dont l'anode est connectée au point C et une résistance R connectée au point D. Plus précisément, le module de l'onde v est dé- tecté au point médian de la branche de détection précitée, commun à la diode D1 et à la résistance R9 par l'inter- médiaire d'une self de liaison L3. Des selfs inductance L1, L4 sont connectées en parallèle des résistances R4, R6 pour assurer une réfé- rence à la masse des signaux continus détectés. Ces selfs L1, L4 à la pulsation la plus faible wm = 2r 106 doivent constituer une impédance négligeable ne perturbant pas le fonctionnement du module de réflectométrie. Cette condition est assurée avec des selfs L1, L4 présentant une inductance L = lmH. De même, les selfs L2 et L3 ont pour but de trans- mettre au pré-amplificateur continu les signaux détectés tout en découplant du réseau les capacités parasites des liaisons et des entrées d'amplificateur. Des valeurs de lmH conviennent également. On remarquera également sur la droite de la figure 6, une branche de détection du module de la tension totale en entrée de ligne vt définie précédemment à la relation (13). Cette branche de détection comprend, connectée en série, entre le point A précité et la masse,une diode D3 dont l'anode est connectée au point A et une résis- tance R10 connectée à la masse. Le module de la tension vt est prélevé au point médian de la branche de détection D3-R10 commun à la diode D3 et à la résistance R10 par l'intermédiaire d'une self L5 présentant par exemple une inductance de lmH. Le module de réflectométrie qui vient d'être décrit, en particulier les éléments résistants et les diodes composant celui-ci, peuvent être aisément réalisés grâce aux techniques classiques d'intégration de circuit. Dans le cas o les préamplis continus ne sont pas intégrés au circuit, les points d'accès A, B, C et D, la masse M ainsi que les points E et F doivent être réservés. Par contre, dans le cas o les préamplis continus sont intégrés au circuit, les points A, B, C, D, la masse l et les sorties des préamplis doivent être réservés. La réalisation du module de réflectométrie selon les techniques classiques d'intégration de circuit avec ajustage laser des résistances couche mince permet la réalisation de résistances précises et dont les capacités parasites et selfsinductances parasites sont très faibles en raison de leur faibles dimensions. La connaissance de v. et v permet de déterminer i r F et Y sur la base des relations (10),01) et (12) préci- tées. REFLECTOMETRIE PAR LIGNE LONGUE. Les inventeurs ont mis au point une seconde tech- nique de réflectométrie. Elle utilise une ligne de grande longueur, par exemple L = 100 mètres et ne nécessite que la détection de la tension totale en entrée vt, accompagnée du contrôle de la tension incidente vi. Cette seconde technique de réflectométrie repose sur l'exploitation des équations suivantes dans lesquelles on a posé: 10.fag (25) t: =arg Vr (25) vi y = arg r (26) V =V v i + vrvi [1 + ie2() ei( - 2 V)] (27) tant donné la valeur élevée du coefficient 2t/v, due à la grande longueur de la ligne, la phase de l'onde réfléchie vr varie très vite avec la pulsation w. Par contre, dans un premier temps, on peut admettre que les fonctions ?r(w)le 2a(o) et $() varient beaucoup plus lentement et restent pratiquement constantes pour une rotation de phase de vr de 2X. Dans ces conditions, le module de l'onde réfléchie lvtlpasse par un maximum pour les pulsations w telles que M=(E:_ 21 w = 2k'r (28) v et par un minimum pour les pulsations tel que: = (P) _ 2. w = (2k + 1)u (29). Les maximum s'écrivent: VtM = + +)Ie-2e (w)/ (30) iiM= I +l( Les minimum s'écrivent: Vi m L'enveloppe des courbes vt (W)-I v()t _ (32) Vi( ) M ou (W) O 1 -v i (33) représente donc au coefficient connu e 2a(w) près la fonction Ir(w)I. L'argument T(b) s'obtient également pour les extrémum wM et wm avec: m 'yM( M)= 2k> +v wM (34) m(m) = (2k+1) +v 2 m (35) m m v m Dans l'intervalle de ces pulsations, qui re- présente l'argument vr /vi varie essentiellement par le terme linéaire2Zv/w. Pour une pulsation M + Aw comprise entre le maximum IvtM et le premier minimum t M qui le suit, a prend la valeur: (wM + A) = ?(L2 +2L _) 2k 1 2lv A2 (36). = (+ e')f = 21+f) --- w 36 On obtient alors: Vt = t l + l!e-4() + 2!le-2() cosq (37) vi Avec une longueur de 100 mètres et une vitesse de propagation de 2.108 m/seconde, le terme linéaire (2LAw/v)présent dans Y et dû à la ligne, fait varier la phase de u pour une variation de fréquence de 0,5 MHz. Un dipôle résonnant avec un coefficient de surtention élevé peut faire varier la phase de façon encore plus rapide mais dans un domaine étroit de pulsa- tions. Cette pulsation de résonnance sera donc facilement repérée par une répartition aiormale des phases rela- tivement à la loi linéaire en -2Zw/v Le schéma du dispositif utilisé dans le cadre de cette technique de réfléctométrie par ligne longue est très simple, telle qu'illustrée sur la figure 7. Il comprend en effet une simple branche de détection du module de la tension vten tête de la ligne. Cette branche de détection a été symbolisée sur la figure 7 par une diode D3 dont l'anode est connec- tée à la ligne,en série d'une résistance R10 connectée à la masse, le module vt étant prélevé au point médian de la branche de détection commun à la diode D3 et à la résistance R10. Les valeurs des extrémum du module Ivti tries rapproché sur l'axe lesuns des autres, permettent d'obtenir les tensions v sur la base des lvi! etvr se relations: lVtIl + lvti" ,v = 2 (38) jVtIM - lvtlm (39) IVrI = 2 ETRUCTURE DU GENERATEUR A COMMUTATION DE BANDE Les inventeurs ontdéveloppé un oscillateur à fréquence variable sur la gamme V.H.F. (1 à 200 MHz), uti- lisant une commutation automatique rapide de bandesde fréquence, de réalisation simple et économique. Le schéma général de ce générateur est illustré sur la figure 8. Pour l'essentiel, ce.générateur comprend un oscillateur 100 associé à des moyens 200 de commande de vobulation, et à un bloc de selfs 300 commutées alterna- tivement par un générateur 400 de signaux de commutation synchronisés sur les moyens de commande de vobulation 200. Par ailleurs, le générateur comprend un ampli large bande 500 connecté en sortie de l'oscillateur et qui attaque un atténuateur 600 dont la sortie constitue la sortie du générateur. L'oscillateur 100 commandé en tension peut être à éléments intégrés ou discrets. Le système de commutation de selfs 300-400 permet la couverture d'une assez large bande de fréquence. La synchronisation des signaux de vobulation issus des moyens 200 et de commutation issus des moyens 400 permet d'assurer un balayage monotone de la bande de fré- quence à couvrir. Un mode de réalisation avantageux de l'oscilla- teur 100 est illustré sur la figure 9. Cet oscillateur 100 comprend un circuit intégré MC 1648. Le circuit MC 1648 est un oscillateur en techno- logie E.C.L. Il fonctionne avec un circuit bouchon externe formé selon l'illustration schématique de la figure 9 d'une cellule comprenant en parallèle une inductance L103 et une capacité C102 associéesà une diode à capacité variable Dv. Cette diode à capacité variable D permet de transformer l'oscillateur en un oscillateur commandé par tension V.C.O. Pour cela, l'anode de la diode à capacité va- riable Dv étant reliée à l'un des pôles du circuit bou- chon, la cathode de la diode à capacité variable est reliée à la masse du montage par l'intermédiaire d'une branche série comprenant une capacitéC105 côté masse et une résistance R104 côté cathode de la diode Dv. Le point médian de la branche précitée commun à la capacité C105 et la résistance R104 reçoit un signal variable de polarisation de la diode à capacité variable Dv permettant de contrôler l'oscillateur. L'alimentation du circuit est filtrée par des capacités C106, C107. La bande de fréquence que peut couvrir le cir- cuit MC 1648 est déduite de la relation suivante: Max omax S (40) fi O_c m20 -Omin S+ avec 1 (41) 21 T L(c + CS)' dans lesquelles: Cs = Cext + Cint Cext représente la capacité shunt externe, exnt Cint représente la capacité shunt du circuit oscilla- teur (de l'ordre de 6pF), CD représente la valeur de la capacité que présente la diode varicap pour une polarisation donnée. Les signaux de sortie de l'oscillateur 100 sont de forme carrée. Leur excursion crête à crête et les fronts de montée sont déterminés par la tension de commande automatique interne. Une connexion d'une résistance variable au point "contrôle automatique de gain" peut permettre d'obtenir une onde sinusoïdale en sortie. Le circuit MC 1648 présente les caractéristiques suivantes: - une tension d'alimentation unique (+5 V ou -5,2 V), - une fréquence de répétition pouvant atteindre 200 MHz, - une excursion de tension de sortie de 800 mV sur haute impédance, - un rapport cyclique de 50%. Comme on l'a évoqué précédemment, la couverture de la gamme V.H.F. 1MHz - 200 MHz est réalisée par com- mutation de selfs composant le circuit résonnant de l'os- cillateur 100. Cette disposition est illustrée sur la figure 10. Plus précisément, comme cela est illustré sur cette figure 10, le circuit bouchon de l'oscillateur 100 est formé en combinaison de quatre selfs L301, L302, L303 et L304, associées à des capacités C308, C309, C310 et C314 et à une diode à capacité variable Dv. v' Les quatre selfs L301, L302, L303 et L304 sont connectées en série. La capacité C314 est connectée entre l'un des pôles du circuit bouchon et la masse. La capacité C308 est connectée en parallèle des selfs L302, L303 et L304 par l'intermédiaire d'une diode D305. La capacité C309 est reliée en parallèle des selfs L303 et L304 par l'intermédiaire d'une diode D306. Enfin, la capacité C310 est reliée en parallèle de la self L304 par l'intermédiaire d'une diode D307. Plus précisément, la cathode de la.diode D305 est reliée au point commun aux selfs L301 et L302. La cathode de la diode D306 est reliée au point commun à la self L302 et L303. Enfin, la cathode de la diode D307est reliée au point commun à la self L303 et L304. Le générateur de signaux de commutation de bande 400 attaque par sa sortie QC et par l'intermédiaire d'une résistance R311 le point commun à l'anode de la diode D305 et à la capacité C308. Le même générateur 400 de signaux de commutation de bande attaque par sa sortie QB et par l'intermédiaire d'une résistance R312 le point commun à l'anode de la diode D306 et à la capacité C309. Enfin, le générateur 400 de signaux de commutation de bande attaque par sa sortie QA et par l'intermédiaire d'une résistance R313 le point commun à la diode D307 et à la capacité C310. Par ailleurs, comme cela est représenté sur la figure 200, le générateur polarisant la diode varicap Dv pour assurer la vobulation à l'intérieur de chaque bande de fréquence de l'oscillateur est avantageusement un géné- rateur de dents de scie 200. Le principe de commutation des selfs L301, L302, L303 et L304 est le suivant. Au départ, le circuit oscillant est constitué par les quatre selfs L301, L302, L303 et L304 montées en série et la diode varicap Dv. Cette dernière est pola- risée par un signal provenant du générateur de signaux en dents de scie 200 permettant ainsi la vobulation d'une première bande de fréquence Af1. La validation de la sortie QA du générateur 400 de signaux de commutationde bande cour-circuite la self L304 ce qui permet de réduire la self globale chargeant le cir- cuit oscillant et ainsi d'augmenter sa fréquence de réson- nance. La dent de scie appliquée à l'anode de la diode à capacité variable D assure la vobulation de la seconde vplage de fréquences f2 plage de fréquences txf2. De même, les selfs L303 et L302 sont successive- ment court-circuitées par la validation des sorties QB et C du générateur 400 de signaux de commutation de bande pour obtenir des bandes supérieures Af et Af4 3 4 couvertes par la polarisation en dents de scie,issue du générateur 200,de la diode à capacité variable D. v Dans la pratique, on a constaté qu'il n'est pas nécessaire que les plages de fréquences Af1, Af2,Af3 et Af4 obtenues par commutation corncident exactement. En d'autres termes, on peut tolérer un léger vide entre cha- que domaine de fréquences Afi, ce qui permet de limiter le nombre de selfs à commuter. On a représenté sur la figure 11 la structure d'un générateur de dents de scie 200 susceptible d'être utilisé dans le cadre de la présente invention. Ce générateur de dents de scie 200 est constitué par l'assemblage d'un intégrateur utilisant un amplifica- teur opérationnel OP201 et d'un comparateur utilisant un amplificateur opérationnel OP202. La sortie de l'intégrateur constituée par la sortie de l'amplificateur opérationnel OP201 qui fournit une rampe linéaire sert de commande au comparateur, et pour cela est reliée par l'intermédiaire d'une résistance R206 à l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opéra- tionnel EP202. Cette même entrée non inverseuse de l'amplifi- cateur opérationnel OP202 est reliée à sa sortie par l'in- termédiaire d'une résistance R205. Par ailleurs, l'entrée inverseuse de l'amplifi- cateur opérationnel OP202 est reliée à une ligne de base 220 par l'intermédiaire d'une résistance R204. La sortie de l'amplificateur opérationnel OP202 est également reliée à la ligne de base par l'intermédiaire d'une résistance R203. Le signal obtenu en sortie de l'amplificateur opérationnel OP202 monté en comparateur et provenant de sa saturation haute et basse est envoyé à l'entrée de l'in- tégrateur. Plus précisément, la sortie de l'amplificateur opérationnel OP202 est reliée à une première borne princi- pale d'un PotentiomètreP214 dont la seconde borne principale est reliée à la ligne de base 220 précitée par l'intermé- diaire d'une résistance R215. L'entrée inverseuse de l'amplificateur opéra- tionnel OP201 est reliée au curseur d'un potentiomètre P210. Les deux bornes principales du potentiomètre P210 sont reliées respectivement à l'anode d'une diode D111 et à la cathode d'une diode D112. Par ailleurs, la cathode de la diode D111 et l'anode de la diode D212 sont reliées en commun à une pre- mière borne d'une résistance R213. La seconde borne de la diode R213 est reliée au curseur du potentiomètre P214 précité. Une capacité C208 relie l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel OP201 à sa sortie. L'entrée non inverseuse de l'amplificateur opé- rationnel OP201 est reliée à la ligne de base 220 précitée par l'intermédiaire d'une résistance R209. La fréquence de récurrence du signal en dents de scie obtenue en sortie de l'intégrateur 0P201 est déter- minée par le condensateur C208 et le potentiomètre P214. Le réglage du temps de retour est assuré par le système de diodes D211, D212 et le potentiomètre P210. Le signal en dents de scie est prélevé au ni- veau d'un potentiomètre P207 connecté entre la sortie de l'amplificateur opérationnel P201 et la ligne de base 220. Plus précisément, le curseur du potentiomètre P207 est relié à la masse par l'intermédiaire d'une bran- che comprenant en série une capacité C216 côté curseur du potentiomètre P207 et une diode D217 dont l'anode est connectée à la masse. Par ailleurs, une autre branche série comprenant une diode D218 et un potentiomètre P219 est connectée en parallèle de la diode D217. L'anode de la diode D218 est reliée à la cathode de la diode D217 et la cathode de la diode D218 est reliée à la masse par l'intermédiaire du potentiomètre P219. Le curseur de ce dernier constitue la sortie du générateur de dents de scie 200 attaquant la diode à capacité variable Dv pour polariser celle-ci. Les diodes D217, D218 et le condensateur C216 permettent de restituer la composante continue, le signal de sortie étant à polarité positive. Selon une caractéristique importante de la pré- sente invention, pour arriver à un synchronisation par- faite entre la commutation des selfs L302, L303 et L304 et la commande de vobulation issue du générateur de dents de scie 200, ce dernier est utilisé comme pilote pour gé- nérer les signaux de commutation., Comme illustré sur la figure 12, un comparateur 410 de seuil nul est excité par les ondes en forme de dents de scieissuesdu générateur 200, et génère à sa sor- tie les signaux relatifs à la saturation haute et basse. Un étage tampon 420 connecté en sortie du com- parateur 410 adapte ses états au niveau de la logique TTL et génère en sortie un signal d'horloge assurant le séquencement de la commutation des selfs L302, L303 et L304. 258 4 196 Pour cela, le signal d'horloge issu de l'étage tampon 420 attaque un registre à décalage 430, à entrée série et à sorties parallèles Les trois premières sorties QA' QB et QC du registre à décalage 400 assurent la commutation des selfs L302, L303 et L304, comme indiqué précédemment en regard de la figure 10. La quatrième sortie QD du registre à décalage 430 rebouclée sur une entrée de commande de celui-ci par l'intermédiaire d'un inverseur 440 permet de contrôler le déroulement recherché du cycle de commutation. Par ailleurs, les sorties QD et QC du registre à décalage 430 assurent la remise à zéro du système de vobulation. Pour cela, les sorties QD et QC sont reliées respectivement aux entrées d'une porte ET 450 qui attaquent une cellule de remise à zéro 460 reliée à la diode à capa- cité variable D. v L'homme de l'art comprendra aisément le fonc- tionnement du générateur qui vient d'être décrit en regard du chronogramme illustré sur la figure 13. La première ligne 13.I de la figure 13 illustre le signal en dents de scie issu du générateur 200. La seconde ligne 13.II de la figure 13 illustre le signal d'horloge appliqué au registre à décalage 430. Les troisième, quatrième, cinquième et sixième lignes 13.III, 13.IV, 13.V et 13.VI de la figure 13 il- lustrent respectivement les sorties QA' QB' QC et QD du registre à décalage 430. La septième ligne 13.VII de la figure 13 il- lustre le signal de remise à zéro issu de la porte ET 450. Enfin, la huitième ligne 13.VIII de la figure 13 illustre le signal de polarisation appliqué sur la diode à capacité variable Dv. On comprend à l'examen de la figure 13 que: - pour 0 diode Dv. - Pour T sens direct et permet de court-circuiter la self L304. Le circuit oscillant n'est plus formé que des selfs L301, L302, L303 et de la diode varicap Dv. On a ainsi assuré une commutation de fréquence dans la plage supérieure Af2. Là encore, la dent de scie de durée T polarisant la diode Dv permet de couvrir la plage de fréquences Af2. - Pour 2T obtenir une commutation dans le domaine de fréquence supé- rieur F4 couvert par la diode varicap Dv v On a ainsi obtenu une couverture totale de la bande de fréquence désirée. Une réinitialisation doit être effectuée auto- matiquement à la fin du cycle.Pour cela, on bloque l'envoi de signaux sur la diode varicap Dv par une remise à zéro du signal de commande de cette dernière grâce à la porte ET 450 et à la cellule 460 précitées * Bien entendu, la présente invention n'est aucu- nement limitée au mode de réalisation qui vient d'être décrit mais s'étend à toute variante conforme à son esprit. UTILISATION DES RESULTATS DE MESURE POUR L'ANALYSE DES DIPOLES. Deux cas doivent être considérés. Dans le premier cas, il faut obtenir tout d'abord à une fréquence ou pulsation donnée, Ivt,Ivil et Ivrl. Ces quantités sont obtenues directement par le module de réflectométrie. Par contre, dans la méthode de la ligne longue, on ne mesure directement que ivtl, mais des extremums très serrés de ivt(w)! on peut tirer 1vi (w) | etlvr(U)l sur la base des relations (38) et (39). On dispose ainsi directement du modulelvr/vil et, après calcul, de l'argument' de vr/vi obtenu grâce à la relation (13 bis). Y(jw) est ensuite déterminé par la relation (10). Son obtention ne nécessite aucune hypothèse de départ sur la structure interne du dipdle. Dans le second cas, on maintient!vi(w) constant et on mesure uniquement ivr (X) (à l'aide de la méthode r de réflectométrie) ou!vt()(à l'aide de la ligne longue) dont on déduit Iv (w) I. Dans ce cas, il faut faire la r mesure sur une gamme étendue de pulsations et disposer d'un modèle paramétrique (schéma de Foster d'un condensa- teur imparfait) dont on détermine les paramètres. CAS DU RECOUVREMENT DES BRANCHES ACTIVES DU DIPOLE. Dans l'expression r (j) = j + j-(173__ -1 i (17) 1 + Tj îj-1 prend en compte toutes les contributions, devenues purement réelles, des branches qui ont été activées lors d'un balayage à pulsation w croissante avant d'atteindre la pulsation jw. = T et ? est la valeur réelle qu'at- teindra r(jw) lorsque w dépassant wj la branche j cessera d'être active. L'expression; G(j) ji - (42) G(Jw) 1 + j Tw peut donc être considérécomme l'expression du domaine de variation de la branche j. L"àmplitude" Aj de ce domaine est la quantité rj1 - r, on peut écrire 1 + Ti 2W2 1 J W. | G | =3 24..2 (3 J 2 On peut définir le domaine fréquentiel de variation de la branche j par l'intervalle wBj' wHj avec (44) GI= Aj (1-0,1) pour wBj ce qui donne (45) w W et Bj - V0 s (46) IGI= A; x 0,1 pour wHj soit d (47) w 2Hj J On obtient donc = 10 Bj Le domaine de variation d'une branche j s'étend donc sur une décade de fréquence. En dehors de cet inter- valle, le module de G diffère de moins de 10% de ses valeurs asymptotiques. Cet intervalle vaut toujours une décade et est indépendant de l'amplitude A:. 4J Dès lors, si l'intervalle fréquenti-el mesuré entre 2 paliers successifs de la courbe irF(w) à partir des repères à 10% de l'amplitude A: séparant les paliers, J est supérieur à 1 décade, c'est qu'il y a recouvrement de branches actives. A- peut alors être considéré comme la somme j des amplitudes A1, A2... des branches actives en recou- vrement, mais le recouvrement a pour effet de réduire l'intervalle fréquentiel qui, pour deux branches par exemple, sera compris entre 1 décade et 2 décades. L'expression du coefficient de réflexion devient: A Az (48) F(w)=r+ + avec: 1 + jT1iw 1 + jT2w Tl T 1 w1 _ 1 I2 T 2 _ 1 Les deux domaines présentent donc une zone o ils sont "actifs" simultanément. Cependant, à pulsation- croissante le domaine A1 est le premier actif et, pour les pulsations w faibles proches du début du domaine global de variation, on peut écrire: 7 (w)= r + A + - A_2 ou encore, avec T1w 1A 12+ A1) r + A2+A1 (49) (50) soit A_ T 1 j1/2 -A2 T2 (51) oul [r(w)l= (F+ A2+A1) qu'on peut écrire ( A 2 1 T2 5 T1 (52) 2 (rY +A2 +A1) 2. log!r(b.) I= log(r + A2+A1) -A1 2 AF 2 log'(wI=og{' *-2 jj+A2+A1 2 U+A2+A1 relation linéaire entre log 7(w)! et . La pente de cette droite s'écrit 2 (53 +11__ A1 i - (54) LPl (i 2 2 2 FA+A1 1+A2+A1 / 1 De même, pour les pulsations w élevées proches de la fin du domaine de variation global, seul le domaine 2 reste actif mais son comportement se réduit à un terme A2 c jT2w F (W) = r et I r(W) I = on peut encore écrire A2 A2 jT2 w 2 (55) (56) d'o A2 2 1 logFr(w) = log r + 22 2 x 2 2 2 A2 w2 2 2 (58) pour la droite 2r2 (57; d'oỉ une pente loglr(w)l= f() Enfin, dans la région central, pour 1 @ = 1 et - = 1. w1 + A 2 A +A2 A + A - 12 1 2 (62) 1/2 w/ Posons (63) AiX1 2,u2 A --U___A2__ on obtient: -ri A1 + A2 [A, + A 2 A A2 !' I =F A)+( 2+ A1 + 2] 1/2 2 2 Sur la courbe!Ir(w)j on cherche la valeur IF(WM)| qu'on détermine par la formule ci-dessus-dans laquelle est connu ainsi que A + A = A amplitude du domaine 1 2 global. La pulsation wM correspondant à la valeur définie ci-dessous, on dispose, à présent pour déterminer A, A2, d1.2de quatre équations: A1 + A2 = A (65) A1 + A2 = AwM (66) A 1A p _- +1 _ ( 1 +A) 2 A1 Z F+A2 +A1 2 2 A2 '2 P2 = r2 2- 12 (54) (58) La figure 14 montre en courbe a) la réponse d'un condensateur équivalent à une branche R1C1 avec R1 = 180Q et C1 = 100 pf et en courbe b)la réponse d'un condensateur équivalent à une branche R2C2 avec R2=1802 C2 = lnf. La figure 15 représente d'une part la courbe expérimentale, d'autre part la courbe théorique de la réponse d'un condensateur équivalent à deux branches RC1, R2,C2avec R1= R2 = 180., C1 = 100pf, C2 = lnf La figure 16 représente la réponse expérimentale d'un condensateur équivalent à deux branches R3C3, R4C4 avec R3= R4 = 1802 C3= lnf, C4 = 47 pf. Sur les figures 14, 15, 16, VD représente la tension réfléchie détectée. On a donc VD proportionnel à Ivri et proportion- nel {F({)I. Les figures 17A, 17B et 17C représentent respec- tivement la tension mesurée au point i du module de ré- flectométrie précédemment décrit, la tension mesurée au point t, et la tension mesurée entre les points et B - La figure 18 montre en courbe a)la réponse expérimentale d'une ligne coaxiale de 1 m, en courbe b) tiretée, la réponse théorique d'une ligne de 100 m et en courbe b) continue, la réponse expérimentale d'une ligne de 100 m. La figure 19 montre en courbe a) la réponse à l'entrée de la iigne d'un circuit ouvert et en courbe b) la réponse d'une charge adaptée (R = 50 Q). La figure 20 montre en courbe a) la réponse d'un condensateur équivalent à une branche R 1C1 avec R1 = 1802, C1= 47 pf (ligne de longueur 100 m) et en courbe b) la réponse d'une charge adaptée avec R = 502. La figure 21 montre la réponse d'un condensa- teur équivalent à une branche R2C2 avec R2 = 180Q, C2 = lnf (ligne de mesure de longueur 100 m. Les figures 18 à 21 représentent la tension VD proportionnelle à vi (!)v, c'est-à-dire une tension proportionnelle au module de la tension incidente en sortie de ligne lorsque la tension incidente ivi(O) iest maintenue constante en entrée de ligne. REVENDICATIONS 1. Procédé de test rapide, dans la gamme V.H.F., de dipôles passifs, caractérisé par le fait qu'il comprend les étapes consistant à: i) connecter un générateur (G) de signal électrique de fréquence située dans la gamme V.H.F. en tête d'une ligne (L) à constantes réparties et à connecter le dipôle à tester (Y) à l'autre extrémité de la ligne, sous forme d'impédance terminale, ii)alimenter la ligne (L), grâce au générateur (G), par une onde incidente vi périodique dont la fréquence est modulable dans la gamme V.H.F. pendant la durée du test, iii) détecter un signal lié à l'onde vr réfléchie par le dipdle sous test (Y) pour définir l'évolution du coefficient de réflexion r sur la gamme V.H.F. et à partir de ce dernier, l'impédance dlu c.ipôle. 2. Procédé de test rapide selon la revendica- tion 1, caractérisé par le fait que à l'étape ii) la ligne (L) est alimentée par une onde incidente vi périodique i dont la période varie sur une gamme de l'ordre de 1 as à ns sur une durée de test d'environ ls. 3. Procédé de test rapide selon l'une des reven- dications 1 ou 2, caractérisé par le fait que au cours de l'étape ii), la ligne (L) est alimentée par une onde inci- dente v. dont la période est modulée par vobulation sur la gamme V.H.F. selon une fonction linéaire ou logarithmi- que du temps. 4. Procédé de test rapide selon l'une des revendications 1 à 3 pour l'analyse de condensateurs, ca- ractérisé par le fait que,le module d'adIoittance IYl du dipôle évoluant comme une suite de paliers de valeurs Gj, ceux-ci sont déterminés à l'étape iii) sur la base de la relation: G.j =iIr3i dans laquelle GJ =, + lrjr R représente l'impédance caractéristique de la ligne c et représente le module du coefficient de réflexion. J aaaaa5 a5. Procédé de test rapide selon la revendica- tion 4, pour l'analyse de condensateurs sous forme d'un réseau de n branches parallèles comportant chacune en série une résistance Rj et une capacitance Cj, caracté- J J risé par le fait que la résistance Rj et la capacitance C. sont déterminées à l'étape iii) sur la base des rela- J tions: =G - Gj dans laquelle Gj et Gj1 représentent deux paliers successifs du module d'admittance IY 1, et G. - ' G. ' C =- Gj-1 dans laquelle, représente la pulsation J w. critique de la branche considérée. 6. Procédé de test rapide selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé par le fait que l'étape iii) consiste à détecter, en tête de ligne, un premier signal représentatif de l'onde réfléchie v et un second r signal représentatif de l'onde incidente v. grâce à un module de réflectométrie résistif intercalé entre le générateur (G) et la ligne (L). 7. Procédé de test rapide selon la revendication 6, caractérisé par le fait que le module de réflectométrie est un réseau résistif en Â présentant une impédance caractéristique identique à l'impédance interne du géné- rateur et à l'impédance caractéristique de la ligne. 8. Procédé de test rapide selon la revendica- tion 7, caractérisé par le fait que le premier signal représentatif de l'onde réfléchie v est pris entre le point (A) de connexion du module de réflectométrie à la ligne (L) et un point médian (B) de la branche amont du module résistif en 7, tandis que le second signal représentatif de l'onde incidente vi est pris entre le point (C) de connexion du module de réflectométrie au générateur (G) et un point médian (D) de la branche aval du module résistif en w. 9. Procédé de test rapide selon la revendica- tion 8, caractérisé par le fait que les deux branches du réseau résistif en sont identiques, chaque cellule formée de l'impédance caractéristique (Rc) de la ligne (L) en parallèle sur l'une des branches (R3, R4; R5 R6) du réseau résistif en f présente une impédance identique à la portion (R4, R6) de chaque branche du réseau définie entre un point médian et la masse, tandis que la résistance (R2) du réseau en r reliant les deux branches de celui-ci possède une impédance identique à celle de l'autre por- tion (R3, R5) de chaque branche du réseau définie entre ledit point médian et l'entrée ou la sortie du réseau. 10. Procédé de test rapide selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé par le fait que l'étape iii) consiste à détecter la tension totale vt, représen- tative de la somme de l'onde réfléchie v et de l'onde r incidente vi en tête de ligne, sur une ligne (L) de grande longueur, et avec contrôle de la tension incidente vi. 11. Procédé de test rapide selon la revendication 10, caractérisé par le fait que la ligne (L) possède une longueur de l'ordre de 100 m. 12. Procédé de test rapide selon l'une des revendications 10 ou 11, caractérisé par le fait que l'étape iii) consiste à détecter les maxima ét les minima de la tension totale vt, l'enveloppe des courbes v t) v ('e) vt ut 17TLT - Ou 1 _:v (A vi-- M i *im r5 représentant la fonction T (Qv) j du coefficient de réflexion au coefficient près e 2a(,j)> dans lequel a(w)représente l'atténuation. 13. Procédé de test rapide selon l'une des revendications 1 à 12, caractérisé par le fait que l'étape ii) est réalisée à l'aide d'un oscillateur (100) à fréquence variable, à commutation automatique de bande de fréquence. 14. Procédé de test rapide selon la revendi- cation 13, caractérisé par le fait que le circuit bouchon de l'oscillateur (100) est associé à une diode varicap (Dv) polarisée par un signal en dents de scie (200) as- surant la vobulation à l'intérieur de chaque bande de fréquence, le circuit bouchon de l'oscillateur comportant une pluralité de selfs (L301, L302, L303, L304) alterna- tivement mises en service pour assurer la commutation de bandesde fréquence. 15. Procédé de test rapide selon la revendica- tion 14, caractérisé par le fait que les signaux de commutation de bandesde fréquence (400) assurant alterna- tivement la mise en service des selfs (L301, L302, L303, L304) du circuit bouchon de l'oscillateur sont générés à partir du signal en dents de scie (200) polarisant la diode varicap (Dv). 16. Procédé de test rapide selon la revendica- tion 13, caractérisé par le fait que les signaux de com- mutation de bandesde fréquence sont générés en sortie d'un registre à décalage (430) à entrée série et sorties parallèles commandé par le générateur de signal en dents de scie (200). 17. Dispositif de test rapide, dans la gamme V.H.F., de dipôles passifs pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une des revendications 1 à 16, caracté- risé par le fait qu'il comprend: - un générateur (G) de signal électrique de fréquence variable dans la gamme V.H.F., - une ligne à constantes réparties (L) connectée en tête audit générateur (G), et en sortie au dipôle à tester (Y) formant impédance terminale, et - des moyens de détection d'un signal lié à l'onde réflé- chie par le dipôle sous test, lorsque la ligne est ali- mentée par une onde incidente v. périodique dont la fré- i quence est modulée dans la gamme V.H.F. pendant la durée du test, pour définir l'évolution du coefficient de ré- flexion r sur la gamme V.H.F. et à partir de ce dernier, l'impédance de chacune de n branches parallèles d'un ré- seau représentatif du dipôle. 18. Dispositif de test rapide selon la reven- dication 17, caractérisé par le fait que le générateur (G) est adapté pour alimenter la ligne (L) par une onde incidente v. périodique dont la période varie sur une i gamme de l'ordre de 1gs à 5ns sur une durée de test d'environ ls. 19. Dispositif de test rapide selon l'une des revendications 17 à 1l pour l'analyse de condensateurs, caractérisé par le fait qu'il comprend des moyens aptes à déterminer les paliers Gj du module d'admittance IYI du dipôle sur la base de la relation: G 1 - rIl G30- IJ dans laquelle: Rc représente l'impédance caractéristique de la ligne, et if représente le module du coefficient de réflexion. J 20. Dispositif de test rapide selon la revendication 19, pour l'analyse de condensateurs, sous forme d'un réseau de n branches parallèles comportant chacune en série une résistance Rj et une capacitance Cj, caractérisé par le fait qu'il comprend - des moyens aptes à déterminer la résistance R. sur la ] base de la relation w = Gj - G1 l dans laquelle Gj et Gj_1 représentent deux paliers successifs du module d'admittance IYI et - des moyens aptes à déterminer la capacitance C. sur la ] base de la relation C.= G- Gj-i dans laquelle J w. u. représente la pulsation critique de la branche consi- J dérée. 21. Dispositif de test rapide selon l'une des revendications 17 à 20, caractérisé par le fait qu'il comprend un module de réflectométrie résistif intercalé entre le générateur (G) et la ligne (L) et adapté pour détecter en tête de ligne, un premier signal représentatif de l'onde réfléchie vr et un second signal représentatif de l'onde incidente v.. 22. Dispositif de test rapide selon la reven- dication 21, caractérisé par le fait que le module de réflectométrie est un réseau résistif en u présentant une impédance caractéristique identique à l'impédance interne du générateur et à l'impédance caractéristique (Rc) de la ligne. 23. Dispositif de test rapide selon la reven- dication 22, caractérisé parle fait que le premier signal représentatif de l'onde réfléchie vr est pris entre le point (A) de connexion du module de réflectométrie à la ligne (L) et un point médian (B) de la branche amont du module résistif en 7, tandis que le second signal repré- sentatif de l'onde incidente vi est pris entre le point (C)de connexion du module de réflectométrie au générateur et un point médian (D) de la branche aval du module résistif en r. 24. Dispositif de test rapide selon la reven- dication 23, caractérisé par le fait que les deux bran- ches du réseau résistif en i sont identiques et comprennent chacune deux résistances en série (R3, R4; R5, R6), cha- que cellule formée de l'impédance caractéristique (Rc) de la ligne en parallèle sur l'une des branches du ré- seau résistif en r (R3, R4; R5, R6) présente une impé- dance identique à la première résistance (R4, R6) de chaque branche connectée entre un point médian (B, D) et la masse, tandis que la résistance(R2) du réseau en r re- liant les deux branches de celui-ci, possède une impé- dance identique à la seconde résistance (R3, R5) de chaque branche connectée entre ledit point médian et l'entrée ou la sortie du réseau. 25. Dispositif de test rapide selon la reven- dication 24, caractérisé par le fait que les premières résistances (R4, R6) de chaque branche du réseau en X ont une valeur de 2/3 R et les secondes résistances c (R3, R5) de chaque branche du réseau en u ont une valeur de 4/3 Rc, Rc représentant l'impédance caractéristique de la ligne. 26. Dispositif de test rapide selon l'une des revendications 17 à 20, caractérisé par le fait que la ligne (L) possède une grande longueur et par le fait qu'il comprend des moyens aptes à détecter la tension totale vt représentative de la somme de l'onde réfléchie vr et de l'onde incidente vi, tout en contrôlant la ten- sion incidente v.. 27. Dispositif de test selon la revendication 26, caractérisé par le fait que la ligne (L) possède une longueur de l'ordre de 100 m. 28. Dispositif de test selon l'une des reven- dications 26 ou 27, caractérisé par le fait qu'il com- prend des moyens sensibles aux minima et aux maxima de la tension totale v(t), l'enveloppe des courbes vt(w) v(W) 1 ou 1 - -i()lm ou1 m représentant la fonction jr() du coefficient de réflexion au coefficient près e 2a( revendications 17 à 28, caractérisé par le fait que le générateur (G) comprend un oscillateur (100) à fréquence variable, à commutation automatique de bandesde fréquence. 30. Dispositif de test selon la revendication 29, caractérisé par le fait qu'il comprend un générateur de signal en dents de scie (200), que le circuit bouchon de l'oscillateur est associé à une diode varicap (Dv) polarisée par le signal en dents de scie (200) assurant la vobulation à l'intérieur de chaque bande de fréquence, le circuit bouchon de l'oscillateur comportant une plura- lité de selfs (L301, L302, L303, L304) alternativement mises en service pour assurer la commutation de bandes de fréquence. 31. Dispositif de test selon la revendication , caractérisé par le fait que le générateur de signal en dents de scie (200) génère également les signaux de commutation (400) de bandesde fréquence assurant alter- nativement la mise en service des selfs (L301,L302, L303, L304) du circuit bouchon de l'oscillateur. 32. Dispositif de test selon la revendication 31, caractérisé par le fait qu'il comprend un registre à décalage (430) à entrée série et sorties parallèles commandé par le générateur de signal en dents de scie (200) et générant en sortie les signaux de commutation de bande de fréquence.