FR 2583883 A1 19861226 FR 8608938 A 19860620 La présente invention concerne de façon générale un dispositif et un procédé de mesure de bruit, et elle porte plus particulièrement sur un dispositif et un procédé desti- nés à l'estimation d'un facteur de mérite de rapport signal à bruit (RSB) pour un message codé de façon numérique. Dans des systèmes de télécommunication, il est fréquemment nécessaire de déterminer la qualité d'une liaison de transmission. Une technique pour produire un facteur de mérite de rapport signal à bruit estimé est indiquée aux pages 615-619 de l'ouvrage de J.K. Holmes, intitulé Coherent Spread Spectrum Systems, 1982. Le document précité indique diverses équations per- mettant de calculer un estimateur de rapport signal à bruit, utilisant des variables qui représentent la valeur moyenne de divers échantillons prélevés dans les données, en association avec une valeur relative à la variance de l'échantillon. Le document ne décrit pas la manière selon laquelle on peut pro- duire les données de moyenne et de variance des échantillons dans un système pratique, réel. L'invention permet de produire aisément une valeur de facteur de mérite pour un message reçu codé de façon numérique, en utilisant des composants qu'on peut réaliser aisément. L'invention procure un dispositif et un procédé pour estimer un facteur de mérite de rapport signal à bruit d'une séquence reçue de données binaires en codage numérique. La séquence est générée par une source qui émet les données, et les états logiques des données dans l'émetteur peuvent changer à des instants prédéterminés. Le dispositif comprend des moyens destinés à rece- voir les données, ainsi que des moyens destinés à produire des signaux de transitions représentatifs des instants auxquels des transitions se produisent dans les données reçues. De tels signaux de transitions peuvent par exemple être produits par un circuit différentiateur qui produit une impulsion de sortie chaque fois qu'une transition est détec- tée dans les données. Le dispositif comprend en outre des moyens destinés à produire des signaux de référence repré- sentatifs des instants prédéterminés de changement des états logiques de la séquence de données dans l'émetteur. On peut utiliser dans ce but un oscillateur synchrone et un détecteur de phase en combinaison avec une source à fréquence variable. Il est en outre possible d'analyser les données reçues et de générer de tels signaux de référence en utilisant des techni- ques de corrélation. On utilise les signaux de transitions et de réfé- rence pour produire des données d'écart qui sont représenta- tives de la différence de temps entre les transitions dans les données reçues et les instants de changement des états logiques dans l'émetteur. On peut par exemple réaliser cette fonction au moyen d'une série de compteurs qui sont validés séquentiellement par les signaux de référence, et qui sont incrémentés sous l'effet des signaux de transitions. Ainsi, à la fin d'une séquence de message, le compteur contient les données d'écart. Les données contenues dans chaque compteur représentent le nombre de transitions qui sont apparues dans un intervalle de temps particulier rapporté à l'instant associé de changement d'état logique dans l'émetteur. On peut également utiliser un autre dispositif pour remplir cette fonction. On caractérise ensuite les données d'écart et on produit conformément à cette caractérisation une valeur de facteur de mérite qui est représentative du rapport signal à bruit approximatif de la séquence de données reçue. Dans un mode de réalisation préféré, le signal de facteur de mérite est fonction des données. d'état présentes sur les sorties d'une série de compteurs, qu'on appelle des compteurs d'écart, conformément à l'équation suivante: ERSB = ERSB bCNT(n), n = 1-M] (1) dans laquelle: ERSB représente la valeur du facteur de mérite; M est le nombre de compteurs d'écart; n est un index; et DCNT(n) représente les données d'écart. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre de modes de réalisation, et en se référant aux dessins annexés sur lesquels: les figures 1A et lB sont des schémas synoptiques d'un premier mode de réalisation de l'invention; la figure 2 est un diagramme séquentiel représen- tant des signaux caractéristiques qui sont produits dans les divers modes de réalisation de l'invention; la figure 3 est un graphique représentant des exemples de signaux de sortie de compteurs d'écart du premier mode de réalisation de l'invention; la figure 4 est un schéma synoptique d'un second mode de réalisation de l'invention; la figure 5 est un schéma synoptique d'un troisiè- me mode de réalisation de l'invention; et la figure 6 est un schéma synoptique d'un mode de réalisation modifié de l'invention, qui combine des caracté- ristiques des modes de réalisation de la figure lB et de la figure 4. En considérant maintenant les dessins, on voit sur la figure 1A un schéma synoptique d'un premier mode de réali- sation de l'invention. Une séquence de messages en codage numérique, ayant chacun de façon caractéristique 220 bits de longueur, est reçue sur la ligne 12. Les messages sont pro- duits par un émetteur éloigné et ils sont démodulés par un démodulateur de récepteur qui n'est pas représenté. Les transitions des données dans l'émetteur peuvent avoir lieu à des instants prédéterminés qu'on appelle les instants de changement d'étatlogique dans l'émetteur. L'émetteur comprend de préférence un dispositif destiné à faire en sorte que cha- que séquence de message contienne un nombre minimal prédé- terminé de transitions de données. Comme il est bien connu, on peut réaliser ceci par un codage assurant une densité minimale de transitions. De plus, chaque message contient une séquence de bits initiale qu'on utilise pour la synchro- nisation. La ligne 12 est connectée à l'entrée d'un oscilla- teur synchrone classique 8. L'oscillateur 8 a une fréquence de sortie nominale qui est fixée à une valeur égale à la cadence de données ou d'impulsions des données reçues, et le signal de sortie de l'oscillateur présente la caractéristique de cohérence de phase avec les données reçues. Le signal de sortie numérique de l'oscillateur 8 est appliqué à une entrée d'un détecteur de phase numérique classique 10. Le signal de sortie du détecteur de phase est appliqué à un circuit synthétiseur de fréquence 16, comme l'indique la ligne 14. Comme on l'expliquera ultérieurement de façon plus détaillée, le synthétiseur 16 produit sur la ligne 17 un signal de sortie de référence cohérent qui, dans l'exemple considéré, a une fréquence égale à N fois la cadence de données en bande de base des données reçues sur la ligne 12. Dans l'exemple présent, N a une valeur de 256 (28), bien qu'on puisse utiliser d'autres valeurs de N. On utilise le signal de sortie du détecteur de pha- se sur la ligne 14 pour commander le signal de sortie du syn- thétiseur 16, et ce dernier a une fréquence de sortie nomina- le égale à 256 fois la cadence de données en bande de base. Dans un mode de réalisation réel du circuit, le détecteur 10 serait habituellement suivi par un filtre passe-bas. Le fil- tre et certains autres éléments classiques qui sont bien con- nus dans la technique mais qui ne font pas partie de l'inven- tion, ont été supprimés de façon à ne pas masquer la vérita- ble nature de l'invention par des détails inutiles. Le circuit comprend un compteur ou une autre forme de diviseur de fréquence 18, ayant une entrée de comptage connectée à la sortie du synthétiseur 16, sur la ligne 17. Dans le mode de réalisation présent, le compteur 18 est un compteur binaire à huit étages dont la sortie de bit de fort poids, sur la ligne 19, est connectée à l'entrée restante du détecteur de phase 10. Le compteur 18 applique donc au détec- teur le signal de sortie du synthétiseur divisé par 256 (28). Le détecteur de phase 10 commande le synthétiseur 16 de telle manière que le signal de sortie du diviseur, sur la ligne 19, ait une fréquence égale à la cadence de données de bande de base du signal reçu, et une relation de phase qui est fixe par rapport aux instants de changement d'état logique des données dans l'émetteur. Un circuit décodeur binaire 20 comporte quatre entrées qui sont connectées aux quatre bits de faible poids du compteur à huit étages 18, comme l'indique la ligne 22. Les seize (24) signaux de sortie décodés séparés du décodeur sont appliqués à des entrées respectives séparées de sei- ze portes ET à deux entrées 24, comme l'indique la ligne 23. Les entrées restantes des seize portes ET sont connectées ensemble et à la sortie d'un circuit différentiateur 26. Le différentiateur doit être conçu de façon à déclencher d'une manière symétrique sur les fronts montants et descendants des données. L'entrée du circuit 26 est connectée à la ligne 12 qui achemine le message en codage numérique reçu. Le dispositif du premier mode de réalisation com- prend en outre seize compteurs d'écart séparés 30 qui sont de préférence des compteurs binaires à huit étages. Les entrées de comptage des compteurs 30 sont connectées aux sorties res- pectives des portes ET 24 associées. Chaque compteur comporte une entrée de restauration (non représentée) qui permet de restaurer les compteurs au début de chaque message. On utili- se un circuit détecteur de début de message classique (non représenté) pour détecter les bits de synchronisation de mes- sage du message qui arrive, et pour produire une impulsion de restauration sous l'effet de ces bits. Toutes les sorties de comptage des compteurs d'écart 30 sont connectées à l'entrée d'un dispositif de traitement 34, programmé de façon appropriée, comme l'indique la ligne 32. Comme on le décrira ultérieurement de façon plus détaillée, le dispositif de traitement 34 caractérise les signaux de sortie des compteurs et il produit sur la ligne 36 un signal qu'on appelle Estimateur de Rapport Signal à Bruit (ERSB). Après avoir décrit la structure du premier mode de réalisation de l'invention, on va maintenant décrire son fonctionnement. En considérant la figure 2, on note que le signal 38 représente un court segment d'un message de données en codage numérique émis, tel qu'il apparait dans l'émetteur. La partie de niveau bas du signal représente un "O" logique, tandis que la partie de niveau haut représente un "1" logi- que. L'émetteur est réalisé de façon que des transitions dans les données en bande de base ne puissent se produire qu'à des instants prédéterminés, et l'intervalle entre ces instants est fixe. Dans le segment représenté à titre d'exemple, des transitions entre les états logiques apparaissent à des instants de changement d'état T0 et T1. Le signal 40 représente le même segment des données émises, tel qu'il est reçu sur la ligne 12 (figure 1A), qui est connectée à l'entrée de l'oscillateur 8. Le bruit présent dans la liaison de transmission de données entre l'émetteur et le récepteur se manifeste dans une large mesure sous la forme de décalages, dans le temps, des transitions de données entre les états logiques, qui s'écartent des instants de changement d'état logique nominaux T0 et T1. On suppose que les écarts dans les transitions de données sont produits essentiellement par du bruit gaussien, ce qui fait que les transitions dans les données reçues s'écartent de la valeur nominale d'une manière générale gaussienne. En retournant à la figure 1A, on note que la sortie du détecteur de phase 10 applique sur la ligne 14 un signal de commande qui varie conformément à la différence de phase entre le signal de sortie de l'oscillateur 8 et le signal de sortie de fort poids du compteur 18, sur la ligne 19. Le signal de commande présent sur la ligne 14 assure de façon générale la cohérence de phase entre le signal de sortie du synthétiseur 16 et les instants de changement d'état logique en bande de base dans l'émetteur. On dit ici que deux signaux sont en cohérence de phase si ces signaux ont une relation de phase mutuelle qui est de façon générale fixe, bien que les signaux ne soient pas nécessairement en phase. Le signal de sortie numérique cohérent du synthé- tiseur 16 est appliqué par la ligne 17 à l'entrée de compta- ge d'un compteur binaire à huit étages fonctionnant en divi- seur par 256. Le bit de fort poids de la sortie du compteur, qui est également en cohérence de phase avec les instants de changement d'état logique des données en bande de base émi- ses, à une période qui est égale à l'intervalle entre les instants de changement d'état logique (To, T1, etc.) des données en bande de base émises. Les transitions logiques du signal de sortie de bit de fort poids du compteur 18 sont représentées par le signal 44 de la figure 2 et elles consti- tuent une référence élaborée. Le circuit différentiateur 26 produit un signal sous la forme d'une impulsion d'horloge étroite sur la ligne de sortie 28 chaque fois qu'il y a une transition de sens positif ou de sens négatif dans les données reçues. Le signal 42 de la figure 2 représente un exemple de signal de sortie du différentiateur 26 lorsqu'un signal de données reçu cor- respondant au signal 40 est appliqué à l'entrée. Ainsi, cha- que fois qu'il y a dans les données reçues une transition entre un "0" logique et un "1" logique, une impulsion d'hor- loge est présentée à une entrée de chacune des seize portes ET 24. Le décodeur 20 est un décodeur binaire classique ayant une entrée connectée aux quatre bits de faible poids du compteur binaire 18, chacun de ces bits de faible poids ayant une fréquence qui est un sous-multiple de la fréquence de sortie du synthétiseur. Ainsi, le décodeur 20 produit séquentiellement des signaux de validation sur les seize (24) lignes de sortie 23, de façon à valider séquentiellement les seize portes ET 24. Lorsqu'une transition apparaît dans les données reçues, l'une particulière des portes 24 est validée, en fonction de l'instant de la transition, ce qui fait que le compteur d'écart 30 associé est incrémenté. Le compteur particulier qui est incrémenté est représentatif de l'écart de phase instantané de la transition des données par rapport à la valeur nominale, du fait que les signaux de sor- tie du décodeur sur la ligne 22 sont élaborés à partir du signal de sortie cohérent du synthétiseur de fréquence 16. En l'absence de tout bruit, les instants d'appari- tion des transitions dans les données reçues restent fixes, sur toute la longueur du message, par rapport au signal de référence élaboré qui est représenté par le signal 44. Dans ce cas, un seul des seize compteurs d'écart 30 est incrémen- té pendant toute la réception d'un message. Inversement, si les données reçues sont extrêmement bruyantes, les seize compteurs d'écart sont tous incrémentés approximativement de la même quantité. La répartition des incréments entre les seize compteurs d'écart 30 est représentative du Rapport Signal à Bruit (RSB) du message reçu. Le graphique de la figure 3 montre un exemple de représentation graphique de la répartition des incréments entre les seize compteurs d'écart 30 à la fin d'un message. L'axe horizontal du graphique identifie les seize compteurs d'écart, tandis que l'axe vertical représente le nombre d'incréments appliqués à chaque compteur pendant un message. Comme le montre la courbe 48 de la figure 3, le compteur numéro 8 a été incrémenté environ 45 fois pendant la durée du message, et les autres compteurs ont été incrémentés un plus petit nombre de fois. Dans un système idéal, la courbe 48 représenterait une distribution gaussienne autour d'une valeur nominale, en supposant que le bruit est gaussien et est à un niveau raisonnable. On notera que la relation de phase absolue entre les signaux de référence élaborés à partir du synthétiseur 16 et les instants de changement d'état logique dans l'émet- teur, n'est pas critique, et qu'il suffit que les signaux de référence soient cohérents en phase pendant tout le message, avec les instants de changement d'état logique dans l'émet- teur. A titre d'exemple, si les signaux de référence élaborés qui ont produit les signaux de sortie des compteurs représen- tés par la courbe 48 étaient tous décalés en phase, on obtiendrait une répartition entre les compteurs telle que celle représentée par la courbe 46. Comme on peut le voir en comparant les courbes 46 et 48, la courbe 46 est similaire à la courbe 48 mais est décalée. Comme on le verra, c'est la forme de la courbe de répartition entre les compteurs, et non sa position, qui détermine la valeur du facteur de mérite. Dans l'exemple présent, seuls les quatre bits de faible poids du compteur 18 sont décodés pour valider sélec- tivement M = 16 compteurs. Cependant, si on le désirait, on pourrait décoder l'ensemble des huit étages du compteur 18, de façon que le décodeur 20 produise 256 (28) signaux de sor- tie décodés. Dans ce cas, on utiliserait M = 256 portes ET et compteurs séparés. On pourrait donc déterminer sans ambiguité les instants des transitions dans les données reçues, par rapport à la référence nominale ou élaborée. Cependant, on réduit considérablement la complexité en ne décodant que les quatre bits de faible poids du compteur à huit étages, ce qui fait que seize compteurs d'écart seulement sont nécessaires. La résolution reste la même que si on avait décodé l'ensem- ble des huit étages, mais du fait que les bits de fort poids ne sont pas décodés, on ne dispose pas d'une information suf- fisante pour identifier sans ambiguïté l'instant auquel une transition se produit entre des instants de changement d'état logique dans l'émetteur. Il est ainsi possible que des résultats erronés apparaissent pour des messages très bru- yants. Il est cependant probable qu'un message aussi bruyant sera de toute façon inutilisable, ce qui fait qu'on n'aura pas besoin d'une valeur d'ERSB. En retournant à la figure 1A, on note que le dispo- sitif de traitement 34, qui consiste en un ordinateur pro- grammé de façon appropriée, reçoit les signaux de sortie de données d'écart des seize compteurs d'écart 30 et accomplit une caractérisation sous la forme d'une analyse de réparti- tion, pour produire le signal ERSB. La valeur du signal ERSB est de préférence fonction des signaux de sortie de nombres d'incréments des compteurs d'écart. On peut exprimer approxi- mativement la valeur du signal ERSB par l'équation suivante: ERSB = ERSB[DCNT(n), n = 1-M (2) dans laquelle: ERSB représente la valeur du facteur de mérite; M est le nombre de compteurs d'écart; n est un index; et DCNT(n) représente les données d'écart qui sont les nombres d'incréments correspondant aux signaux de sortie des compteurs d'écart respectifs. On a trouvé qu'on pouvait obtenir une valeur plus précise d'ERSB en négligeant les signaux de sortie des compteurs d'écart qui sont inférieurs à une valeur prédéter- minée. L'équation suivante produit une valeur d'ERSB qui constitue une approximation précise du rapport signal à bruit du message reçu: M C V(n)2 ERSB = + K (3) M 2 i- V(n) L2 Ln=1 Dans cette équation: ERSB représente la valeur du facteur de mérite; M est le nombre total de compteurs d'écart; n est un index; L est le nombre de compteurs d'écart ayant un signal de sortie qui dépasse un nombre prédéterminé; V(n) représente la valeur du signal de sortie de chacun des L compteurs d'écart; K est une constante; et C est une constante. Comme indiqué précédemment, le mode de réalisation présent utilise un nombre M = 16 de compteurs d'écart 30. La valeur V(n) représente les signaux de sortie des compteurs d'acart qui doivent être considérés, tandis que les compteurs ayant un compte inférieur à un nombre prédéterminé ne sont pas pris en considération. Dans le mode de réalisation pré- sent, on ne considère que les signaux de sortie des compteurs qui sont supérieurs ou égaux à un. Compte tenu de la longueur des messages et du nombre de compteurs d'écart 30, la valeur de V(n) est de façon caractéristique supérieure à O et elle est habituellement inférieure à 100. La valeur de L repré- sente le nombre de compteurs d'écart 30 ayant un compte vali- de, c'est-à-dire un compte supérieur ou égal à un. Il peut être nécessaire d'augmenter ou de diminuer le signal de sortie minimal des compteurs d'écart qu'on con- sidère comme valide. On a trouvé qu'un compte minimal de un était idéal pour M = 16 compteurs d'écart et une longueur de message d'environ 220 bits. Pour les mêmes raisons, on fixe la constante K égale à un, bien qu'il puisse également être nécessaire d'ajuster cette valeur pour obtenir des résultats optimaux. La constante C est un facteur multiplicatif et on la prend égale à 2 1, cette valeur étant fonction de la lon- gueur du message et du nombre de compteurs d'écart. Le calcul conforme à l'équation (3) donne des résultats relativement entâchés d'erreur pour des valeurs d'ERSB qui dépasent environ 44. Par conséquent, pour une valeur d'ERSB supérieure à 44, on fixe de préférence la valeur d'estimateur à 45. Bien que l'équation (3) représente la manière actuellement préférée de caractériser les données d'écart pour produire la valeur d'ERSB, on peut utiliser d'autres types de caractérisations pour obtenir des résultats satis- faisants. La valeur d'ERSB reste de préférence fonction du rapport entre la somme des carrés des données d'écart et le carré des sommes des données, comme l'indique l'équation sui- vante: N >1X {DCNT(n)]2 ERSB = ERSB = n=1(4) [ M 2 DCNT(n) n=1 dans laquelle ERSB représente la valeur du facteur de mérite; M est le nombre total de compteurs d'écart; n est un index; et DCNT(n) représente les données d'écart. Dans certaines applications, il est souhaitable ou commode d'émettre un signal en modulation de phase dans lequel le signal porteur et les données modulantes en codage numérique ont une relation de phase mutuelle fixe. Dans ce cas, il est possible d'élaborer un signal de référence cohé- rent directement à partir du signal porteur, au lieu de l'élaborer à partir des données en bande de base. On peut produire le signal de référence en utilisant des circuits de détection de phase et de synthèse de fréquence identiques à ceux utilisés pour démoduler le signal porteur modulé. La figure lB représente cette autre configuration possible, et les éléments qui sont de façon générale équivalents à ceux de la figure 1A sont désignés par les mêmes références numéri- ques. En considérant la figure lB, on note que le signal porteur en modulation par inversion de phase cohérente (PRK), ayant une fréquence de signal porteur F, est reçu sur la ligne 60. Dans l'exemple présent, la fréquence du signal por- teur est approximativement égale à 200 fois la cadence de données en bande de base. Le signal porteur modulé est appli- qué à un circuit doubleur de fréquence 59 de type classique. Comme il est bien connu, un doubleur de fréquence a pour fonction de supprimer les données présentes dans un signal PRK, ce qui fait que le signal de sortie du doubleur est un signal porteur non modulé ayant une fréquence de 2F. Le signal porteur non modulé est appliqué à une entrée d'un détecteur de phase classique 10. La sortie du détecteur 10 est connectée à une entrée de commande d'un synthétiseur de fréquence 16 dont la fréquence nominale est fixée égale à vingt fois la fréquence du signal porteur reçu. La sortie du synthétiseur 16 est connectée à l'en- trée d'un diviseur de fréquence 62 qui divise la fréquence de sortie par dix. La sortie du diviseur 62, sur laquelle appa- raît un signal de fréquence 2F, est connectée à la seconde entrée du détecteur de phase 10. Par conséquent, le détec- teur 10 commande le synthétiseur 16 de manière que le signal de sortie du synthétiseur soit verrouillé en phase sur le signal porteur entrant. On peut voir que le détecteur de pha- se 10, le synthétiseur 16 et le diviseur 62 forment un cir- cuit multiplicateur de fréquence. Le signal de sortie du synthétiseur 16 fait fonc- tion de signal de référence et il est équivalent au signal de sortie du synthétiseur 16 de la configuration de la figure 1A. On utilise le signal de sortie du synthétiseur à la fois pour démoduler le signal d'entrée et en tant que référence pour déterminer la valeur d'ERSB du signal d'entrée. Le signal de sortie du synthétiseur 16 est en outre appliqué à un diviseur de fréquence 18 qui divise par 256 le signal de référence 20F. Le diviseur se présente de préférence sous la forme d'un compteur binaire à huit étages, avec les quatre bits de fort poids du compteur connectés à l'entrée d'un décodeur binaire 20, comme l'indique la ligne 22. Le décodeur 20 produit seize signaux de sortie, pour chaque intervalle correspondant aux instants de changement d'état logique dans l'émetteur, pour valider séquentielle- ment seize portes ET (non représentées), comme on le décrira ultérieurement. Le signal de sortie 2F du diviseur 62 est en outre divisé par un circuit diviseur par deux 63, pour donner une fréquence F. La sortie de référence du circuit 63 est con- nectée à une entrée d'un second détecteur de phase 64, et l'entrée restante du détecteur est connectée à la ligne 60 qui aQhemine le signal modulé. Le détecteur 64 démodule le signal d'entrée, comme il est bien connu. Le signal de sor- tie détecté sur la ligne 12 est appliqué à un circuit diffé- rentiateur 26, similaire au circuit 26 de la configuration de la figure 1A. Par conséquent, une impulsion d'horloge est générée à la sortie du différentiateur, sur la ligne 28, cha- que fois qu'une transition négative ou positive apparatt dans les données. La-partie restante du circuit de la figure lB fonc- tionne de la même manière que le circuit de la figure 1A et n'est donc pas représentée. Le signal de sortie du différen- tiateur, sur la ligne 28, est appliqué à l'entrée d'une série de portes ET à deux entrées similaires aux portes 24 de la figure 1A. De façon similaire, les seize sorties de décodeur représentées par la ligne 23 sont connectées aux entrées restantes respectives des portes 24. Pour un rapport donné entre la fréquence du signal porteur et celle des données en bande de base, la résolution que procurent les signaux de sortie du décodeur 20 est équivalente à celle de la configu- ration de la figure 1A. Le second mode de réalisation de l'invention, qui est représenté sur la figure 4, comprend également un oscil- lateur synchrone 8 qui est commandé par les données démodu- lées présentes sur la ligne 12. Ici encore, les éléments de circuit du second mode de réalisation qui sont des équiva- lents de ceux du premier mode de réalisation portent les mêmes désignations numériques. Comme dans le cas de l'oscil- lateur 8 du mode de réalisation de la figure 1A, l'oscilla- teur 8 du mode de réalisation présent est réglé sur une fré- quence nominale égale à la cadence des instants de change- ment d'état logique des données reçues. La sortie de l'oscil- lateur 8 est connectée à une entrée d'un détecteur de phase 10. On utilise le signal de sortie du détecteur de phase 10 pour commander un synthétiseur de fréquence 16 qui produit un signal de référence cohérent sur la ligne 17. La fréquen- ce du signal de sortie du synthétiseur est fixée de façon nominale à 256 fois la cadence qui correspond aux instants de changement d'état logique des données en bande de base, comme c'est le cas avec le synthétiseur 16 du premier mode de réalisation, de la figure 1A. On divise le signal de sortie du synthétiseur de fréquence pour l'amener à la cadence de données en bande de base, au moyen d'un compteur binaire à huit étages 18. Les quatre bits de faible poids du compteur 18 sont connectés à quatre entrées séparées d'un circuit de bascules 50, comme l'indique la ligne 22. Les quatre sorties du circuit de bas- cules 50 sont connectées à l'entrée d'un dispositif de trai- tement 52, comme l'indique la ligne 53. La ligne 12, qui achemine les données en codage numérique démodulées, est également connectée à l'entrée d'un circuit différentiateur 26, similaire au circuit corres- pondant du mode de réalisation de la figure 1A. La sortie du circuit différentiateur 28 est connectée à une entrée du dis- positif de traitement 52 et à l'entrée d'instauration du cir- cuit de bascules 50. En fonctionnement, le compteur 18 produit sur les lignes 22 des signaux de sortie de comptage cohérents qui sont pratiquement identiques aux signaux de sortie que pro- duit le compteur correspondant du mode de réalisation de la figure 1A. Chaque fois qu'une transition se produit dans les données reçues, le circuit différentiateur 26 produit sur la ligne 28 une impulsion d'horloge sous l'effet de-laquelle le circuit de bascules 50 mémorise les quatre bits de faible poids courants du compteur 18. L'impulsion d'horloge demande en outre au dispositif de traitement 52, par l'intermédiaire d'une interruption, d'échantillonner les signaux de sortie * du circuit de bascules 50, ce circuit mémorisant temporaire- ment les quatre signaux de sortie du compteur Jusqu'à ce que le dispositif de traitement puisse répondre à l'interruption. Le dispositif de traitement 52 utilise les quatre signaux de sortie du circuit de bascules 50 pour adresser l'un des M = 16 (24) registres internes (non représentés), qui correspondent aux seize compteurs d'écart 30 du mode de réalisation de la figure 1A. Chaque fois que le circuit dif- férentiateur 28 produit une impulsion d'horloge, le contenu du registre interne associé à la sortie décodée est augmenté d'une unité. A la fin du message, les contenus des seize registres internes sont caractérisés d'une manière similaire à celle du premier mode de réalisation, en utilisant l'équa- tion (3) de façon à produire un signal d'ERSB sur la ligne 54. Les registres internes du dispositif de traitement 52 sont restaurés avant le début du message suivant. Il serait également possible de remplacer le déco- deur 20 du mode de réalisation de la figure lB par le circuit de bascules 50 du mode de réalisation de la figure 4. Comme le montre la figure 6, le circuit de bascules serait déclen- ché par le signal de sortie du différentiateur 26 de la figure lB. Les composants respectifs du mode de réalisation modifié fonctionneraient d'une manière identique à celle décrite précédemment en relation avec la description des figures lB et 4, et le mode de réalisation modifié aurait à la fois pour fonction de démoduler le signal d'entrée et de fournir une valeur d'ERSB. Un troisième mode de réalisation de l'invention remplit un grand nombre des fonctions des premier et second modes de réalisation sous la commande d'un programme. En considérant maintenant la figure 5, on voit un dispositif de traitement 56, programmé de façon appropriée, qui reçoit le message en codage numérique présent sur la ligne 12. Un cir- cuit d'horloge 58 produit un signal d'horloge d'échantillon- nage que reçoit également le dispositif de traitement. Le dispositif de traitement 56 échantillonne périodiquement les données reçues chaque fois que le circuit 58 produit un signal d'horloge d'échantillonnage. Chaque échantillon, qui sera un "1" ou un "0" logique, est mémorisé dans un élément de mémoire interne du dispositif de traite- ment, tel qu'un registre. Comme on le décrira ci-après de façon plus détaillée, la fréquence du signal d'horloge d'échantillonnage est relativement élevée par rapport à la cadence des données en bande de base, ce qui fait que les échantillons mémorisés représenteront de façon précise l'instant auquel des transitions se sont produites dans les données reçues. Une fois qu'un message complet a été reçu et mémo- risé, le dispositif de traitement 56 produit, en analysant les données enregistrées, une séquence qu'on peut appeler une séquence de données idéalisée, qui correspond aux données présentes dans l'émetteur. On peut produire la séquence idéa- lisée en employant des techniques de corrélation bien con- nues, selon lesquelles on génère une séquence de données ini- tiale et on la compare avec les données enregistrées. On effectue des itérations sur la séquence initiale jusqu'à ce qu'on obtienne une séquence idéalisée qui présente la corré- lation la plus étroite avec la séquence reçue. Dans la géné- ration de la séquence idéalisée, on suppose que les transi- tions présentes dans les données reçues s'écartent de l'instant nominal d'une manière gaussienne. On suppose en outre que les transitions ne sont permises, pendant toute la séquence de message, qu'à des instants fixes qui correspon- dent aux instants de changement d'état logique dans l'émet- teur. Après avoir produit la séquence de données idéali- sées, le dispositif de traitement 56 compare les instants auxquels des transitions apparaissent dans les données reçues et dans les données idéalisées. Les données de tran- sitions sont ensuite réparties et enregistrées dans des registres internes ou des positions de mémoire séparés, con- formément à la valeur de la différence de temps. On utilise de façon caractéristique M = 16 registres, et ces registres correspondent aux seize compteurs d'écart 30 du premier mode de réalisation et aux seize registres internes du dispositif de traitement du second mode de réalisation de l'invention. On utilise ensuite le contenu des registres pour produire sur la ligne 57, conformément à l'équation (3), un signal d'estimateur de facteur de mérite du rapport signal à bruit (ERSB). Pour obtenir un degré de précision équivalent à celui des premier et second modes de réalisation, le disposi- tif de traitement 56 mesure de préférence les différences de temps entre les transitions réelles et idéalisées avec une résolution correspondant à la fraction 1/256 de l'intervalle de temps correspondant à la cadence de données en bande de base. On peut effectuer ceci en utilisant l'équivalent d'un compteur binaire à huit étages. Comme avec les premier et second modes de réalisation, on n'utilise que l'équivalent des quatre bits de faible poids du compteur, dans la mesure o les transitions de données sont réparties entre seize (2 4) registres. Le signal d'horloge d'échantillonnage que produit le circuit 58 échantillonne donc depréférence les données reçues au moins 256 (28)foispendantchaque intervalle de temps entre des instants consécutifs de changement d'état logique en bande de base. On a donc décrit trois modes de réalisation de l'invention. Bien qu'on ait décrit ces modes de réalisation de façon assez détaillée, il est évident que l'homme de l'art pourra leur apporter de nombreuses modifications sans sortir du cadre de l'invention. A titre d'exemple supplémentaire, il n'est pas absolument nécessaire que le signal de référence local, tel que le signal de sortie du synthétiseur 16 (figu- res 1A, lB et 4) soit élaboré à partir du signal reçu. L'émetteur et le récepteur pourraient utiliser des références de fréquence précises séparées ayant une relation de phase mutuelle fixe. On peut alors utiliser la référence dans le récepteur pour commander le décodeur 20 (figures 1A et lB) ou le circuit de bascules 50 (figure 4). REVENDICATIONS 1. Dispositif destiné à produire une valeur de fac- teur de mérite de rapport signal à bruit estimé pour une séquence de données binaires reçues en codage numérique, dans lequel la séquence provient d'une source qui émet les données à une cadence de données en bande de base, les états logiques des données au niveau de la source pouvant changer à des instants périodiques prédéterminés, caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens de réception (12) prévus pour la réception des données reçues; des moyens de génération de signaux de transitions (26) connectés aux moyens de réception pour produire des signaux de transitions représentatifs des instants auxquels des transitions apparaissent dans les don- nées reçues pendant la séquence; des moyens de référence (8, 10, 16, 18, 20, 50) destinés à produire des signaux de référence ayant pratiquement une relation de cohérence de phase par rapport aux instants prédéterminés de changement d'état logique à la source de la séquence de données émises; des moyens de génération de données d'écart (24, 30) qui réagissent aux signaux de transitions et aux signaux de réfé- rence en produisant des données d'écart représentant la dif- férence de temps entre les transitions dans les données reçues et les instants de changement d'état logique à la source; et des moyens de traitement (34, 52) destinés à caractériser les données d'écart et à produire la valeur de facteur de mérite représentative du rapport signal à bruit approché de la séquence de données reçues conformément à cette caractérisation. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les données d'écart sont représentatives de la valeur de la différence de temps entre les transitions des données et les instants de changement d'état logique à la source, et en ce que les moyens de génération de données d'écart (24, 30) répartissent les données d'écart en un ensemble de groupes pour chacune des séquences de données, chacun de ces groupes contenant des données d'écart qui représentent une plage sélectionnée de valeurs de différence de temps. 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que les données d'écart de l'un particulier des groupes représentent le nombre de transitions des données reçues qui se sont produites pendant la séquence de données dans la pla- ge de différence de temps sélectionnée qui est associée au groupe considéré. 4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens de traitement (34, 52) produisent la valeur de facteur de mérite en fonction du rapport entre la somme des carrés des données d'écart, et le carré des sommes des données d'écart, conformément à la relation suivante: M _ [DCNT(nt2 ERSB=ERSB n=1 [e DCNT(n) dans laquelle: ERSB représente la valeur du facteur de mérite; M représente le nombre de groupes de données d'écart; n est un index; et DCNT(n) représente les données d'écart des M grou- pes de données d'écart. 5. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens de traitement (34, 52) produisent la valeur de facteur de mérite de façon pratiquement conforme à la relation suivante: M_ C V(n) ERSB = K M 2 V(n) L2 n=1 _ dans laquelle ERSB représente la valeur de facteur de mérite, C et K sont des constantes, L est le nombre de groupes de données d'écart contenant des données d'écart qui représen- tent un nombre de transitions des données reçues dépassant une valeur minimale prédéterminée, et V(n) représente les données d'écart présentes dans les L groupes. 6. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens de référence (8, 10, 16, 18, 20, 50) produisent les signaux de référence en utilisant la séquence de données reçues. 7. Dispositif selon la revendication 6, caractéri- sé en ce que les moyens de référence (8, 10, 16, 18, 20, 50) comprennent des moyens de multiplication de fréquence desti- nés à générer un signal à cohérence de phase qui présente une relation de cohérence de phase avec les instants pério- diques de changement d'état logique à la source, et qui a une fréquence supérieure à la cadence des instants de chan- gement d'état logique à la source. 8. Dispositif selon la revendication 7, caractéri- sé en ce que les moyens de référence (8, 10, 16, 18, 20, 50) comprennent en outre des moyens de division de fréquence (18) destinés à diviser la fréquence du signal à cohérence de phase. 9. Dispositif selon la revendication 8, caractéri- sé en ce que les moyens de division de fréquence comprennent un compteur (18) ayant un ensemble de sorties de compteur. 10. Dispositif selon la revendication 9, caractéri- sé en ce que les moyens de référence comprennent en outre des moyens décodeurs (20) destinés à produire les signaux de référence en utilisant des signaux de compteur présents sur les sorties de compteur. 11. Dispositif selon la revendication 10, caracté- risé en ce que les moyens de division de fréquence (18) pro- duisent N signaux de référence pendant chacune des périodes des données en bande de base, et en ce que les moyens de génération de données d'écart (24, 30) produisent M groupes de données d'écart pour chacune des séquences de données. 12. Dispositif selon la revendication 11, caracté- risé en ce que le nombre N est supérieur au nombre M. 13. Dispositif selon la revendication 11, caracté- risé en ce que les moyens de référence comprennent un cir- cuit de bascules (50) destiné à enregistrer des données de référence qui correspondent aux N signaux de référence à des instants déterminés par les signaux de transitions. 14. Dispositif destiné à produire une valeur de facteur de mérite de rapport signal à bruit estimé pour une séquence de données binaires reçues en codage numérique, dans lequel la séquence de données provient d'une source qui émet les données à une cadence de données en bande de base, les états logiques des données à la source pouvant changer à des instants périodiques prédéterminés, caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens de réception (12) prévus pour la réception des données reçues; des moyens de génération de signaux de transitions (26) connectés aux moyens de réception de façon à produire des signaux de transitions représentatifs des instants auxquels des transitions se produisent dans la séquence des données reçues; des moyens de référence (8, 10, 16, 18, 20, 50) destinés à produire des signaux de référence qui présentent pratiquement une relation de cohérence de pha- se par rapport aux instants prédéterminés de changement d'état logique à la source, ces moyens de référence compre- nant des moyens de multiplication de fréquence destinés à générer un signal à cohérence de phase qui présente une rela- tion de cohérence de phase par rapport aux instants périodi- ques de changement d'état logique à la source et qui a une fréquence supérieure à la cadence des instants de changement d'état logique, et comprenant des moyens de division de fré- quence (18) destinés à produire un ensemble de signaux à fréquence divisée ayant une fréquence qui est un sous- multiple de la fréquence du signal à cohérence de phase; des moyens de génération de données d'écart (24, 30) qui réagis- sent aux signaux de transitions et aux signaux de référence en produisant un ensemble de groupes de données d'écart pour chacune des séquences de données, de façon que les données d'écart de l'un particulier des groupes représentent le nom- bre de transitions des données reçues qui se sont produites pendant la séquence de données avec une différence de temps prédéterminée entre les transitions des données et les instants de changement d'état logique à la source; et des moyens de traitement (34, 52) destinés à produire la valeur de facteur de mérite à partir des groupes de données d'écart. 15. Dispositif selon la revendication 14, caracté- risé en ce que les moyens de référence comprennent un cir- cuit de bascules (50) destiné à recevoir l'ensemble des signaux à fréquence divisée et à enregistrer, à des instants déterminés par les signaux de transitions, des données de référence qui correspondent aux signaux de référence. 16. Dispositif selon la revendication 14, caracté- risé en ce que les moyens de division de fréquence compren- nent un compteur (18) ayant un ensemble de sorties de compteur sur lesquelles apparaissent les signaux à fréquence divisée, et des moyens décodeurs (20) destinés à produire les signaux de référence à partir des signaux à fréquence divisée. 17. Procédé pour produire une valeur de facteur de mérite de rapport signal à bruit estimé pour une séquence de données binaires reçues en codage numérique, dans lequel la séquence de données provient d'une source qui émet les don- nées dans des conditions telles que les états logiques des données à la source peuvent changer à des instants périodi- ques prédéterminés, caractérisé en ce qu'il comprend les opérations suivantes: on reçoit la séquence de données émi- ses; on produit des signaux de transitions représentatifs des instants auxquels des transitions se produisent dans les données reçues, pendant la séquence; on produit des signaux de référence présentant pratiquement une relation de cohé- rence de phase avec les instants prédéterminés de changement d'état logique de la séquence de données émises; on produit des données d'écart représentatives de la différence de temps entre les transitions dans les données reçues et les instants de changement d'état logique à la source, en utilisant les signaux de transitions et les signaux de référence; et on produit la valeur de facteur de mérite en caractérisant les données d'écart. 18. Procédé selon la revendication 17, caractérisé en ce que l'opération consistant à produire les données d'écart comprend l'opération qui consiste à séparer les don- nées d'écart en un ensemble de groupes de données d'écart, de façon que les données d'écart de l'un particulier des groupes représentent le nombre de transitions des données reçues qui se sont produites pendant la séquence de données dans un intervalle de temps particulier par rapport aux instants de changement d'état logique à la source. 19. Procédé selon la revendication 18, caractérisé en ce qu'on produit la valeur de facteur de mérite de façon qu'elle soit fonction du rapport entre la somme des carrés des données d'écart, et le carré de la somme des données d'écart, conformément à la relation suivante: ERSB=ERSB M Z [DCNT(ni2 n=l _ L * dans laquelle: ERSB représente la valeur du facteur de mérite; M représente le nombre de groupes de données d'écart; n est un index; et DCNT(n) représente les données d'écart des M grou- pes de données d'écart.