FR 2577084 A1 19860808 FR 8501429 A 19850201 SYSTEME DE BANCS DE FILTRES D'ANALYSE ET DE SYNTHESE D'UN SIGNAL L'invention concerne un système de traitement numérique de signal comprenant un banc de filtres d'analyse pour décomposer un signal entrant échantilloné à la fréquence fe et occupant une bande de fréquences limitée à f /2, en N signaux de sous-bandes contiguës e de largeur fe/2N, échantillonnés à la fréquence fe/N, un banc de filtres de synthèse pour reconstituer ledit signal entrant à partir desdits signaux de sous-bandes, lesdits bancs de filtres étant formés par modulation d'un filtre prototype passe-bas ayant une réponse impulsionnelle finie et symétrique, une fréquence f de début de a bande atténuée inférieure à f./2N et répondant à la condition 2 2 e H (f) + H (f /2N - f) = 1 dans la bande de fréquence f allant de 0 à fa' H(f) étant le module de la réponse en fréquence, la modulation du filtre prototype étant réalisée par N signaux de modulation sinusoidaux caractérisés, pour former la Kième sous-bande (k allant fe de 0 à N - 1), par la fréquence fk = (2K + 1), par la phase ak pour le banc d'analyse et la phase - ak pour le banc de synthèse, la phase ak étant telle que pour la sous-bande d'ordre K = 0, a0 = il31 511 71' 3 - ou 7- et telle que pour deux sous-bandes contiguës d'ordre _ H P T' -4- ou T et_ o K et K - l, ak - ek-l = 2 ou De tels systèmes comprenant en cascade un banc d'analyse et un banc de synthèse peuvent être utilisés par exemple pour coder un signal de parole avec un débit réduit, en quantifiant les signaux de sous- bandes fournis par le banc d'analyse, avec un nombre de niveaux varia- ble, dépendant de l'énergie de chaque signal de sous-bande. Dans les bancs de filtres envisagés, pour réduire la complexité des filtres, ceux-ci ont des bandes de transition relativement larges, qui se recouvrent partiellement pour des filtres contigus, de sorte que le signal reconstitué sortant du banc de synthèse peut être affec- té de termes parasites dûs à des repliements spectraux inévitables et presentant un niveau gênant. On peut éviter l'influence de ces repliements spectraux en choisis- sant convenablement les couples correspondants de filtres des bancs d'analyse et de synthèse. Cette possibilité a été démontrée pour des bancs de filtres à deux sous-bandes et étendue à des bancs de filtres à nombre de sous- bandes égal à une puissance de deux, grâce à l'utilisation de filtres demi-bandes particuliers: voir à ce sujet l'article de A. Croisier, D. Esteban, C.Galand, intitulé "Perfect Channel Splitting by Use of Interpolation/Decimation, Tree Decomposition Techniques" et paru dans Proc. of International Conference on Inf. Sciences/Systems, pages 443-446, Patras, Août 1976. Mais outre que ce procédé est limité en ce qui concerne le nombre de sous-bandes possible, il conduit à un volume de calculs et de mémoires relativement important. Pour réaliser de façon efficace des bancs de filtres, on connaît la technique initialement développée dans les systèmes transmultiple- xeurs et consistant à utiliser pour un banc de filtres une structure constituée par un réseau polyphasé associé à une transformée de Fourier rapide: voir à ce sujet l'article de M.G. Bellanger et 3.L. Daguet, intitulé "TDM, FDM Transmultiplexer: Digital Polyphase and FFT", et paru dans IEEE Trans. COM, vol COM - 22, NI 9, sept. 1974. On doit noter toutefois que dans cette application les sous-bandes à réaliser sont disjointes et le problème des repliements est évité par des filtres à bande de transition étroite et située entre les sous-bandes. Une technique du genre utilisé dans les systèmes transmulti- plexeurs, mais convenant pour réaliser les bancs de filtres*d'analyse et de synthèse du système présentement envisagé, c'est-à-dire pro- curant des sous-bandes non disjointes, a été étudié pour certains cas particuliers par JH Rothweiler dans l'article intitulé "Polyphase Quadrature Filters - A new subband coding technique" et paru dans Proc. of ICASSP 83, Boston, pages 1280 _1283, et par HJ Nussbaumer et M. Vetterli dans l'article intitulé "computationaly efficient QMF Filter banks" et paru dans Proc. of ICASSP 84, San Diego, pages 1131- 1134. Pour ces cas particuliers, généralement le nombre de sous-bandes est une puissance de deux, et le nombre de coefficients de chaque filtre du banc de filtres est un multiple du nombre de sous bandes, ce qui signifie dans une réalisation par réseau polyphasé et transformée de Fourier, un même nombre pair de coefficients dans toutes les branches du réseau polyphasé. La présente invention vise à éviter toutes ces limitations et à fournir un couple de bancs de filtres d'analyse et de synthèse nécessitant le minimum de calculs et de mémoires, même quand le nombre de sous-bandes requis n'est pas une puissance de deux et que le nombre de coefficients requis pour chaque filtre est différent d'un multiple du nombre de sous-bandes (c'est-à-dire que les branches du réseau polyphasé ont un nombre de coefficients variable). Conformément à l'invention, dans un système de traitement numéri-, que de signal échantillonné à la fréquence fe' comprenant un banc de filtres d'analyse et un banc de filtres de synthèse formés par modulation d'un filtre prototype par des signaux de modulation sinu- f soidaux de fréquence fk = (2K + 1) et de phase ik respectivement pour le banc d'analyse et le banc de synthèse, la phase ak étant il 311 511 711 telle que pour la sous-bande d'ordre K = O, a0 = i '4-' - Ou -- -et telle que pour deux sous-bandes contiguës d'ordres K et K - 1, ak aK- = + ' lesdits signaux de modulation sont en outre N - 1 retardés du temps T c2 f ti étant le nombre de coefficients - 2 f' 1c e requis pour réaliser les caractéristiques du filtre prototype. Dans une implantation efficace du système de l'invention, le banc d'analyse est formé par: - un réseau polyphasé à N branches sur lesquelles sont répartis à chaque période NT,N échantillons du signal entrant dans le banc d'analyse, ce réseau polyphasé étant agencé pour calculer à chaque période NT, caractériséeparm et pour chacune de ses branches carac- térisée par f (variant de O à N - 1), un signal Pr (m) formé à partir de A coefficients consécutifs entrés dans la branche, > étant la II- _H + 1 valeur entière de N - un dispositif de calcul de transformée en cosinus discrète double- ment impaire recevant les N signaux P- (m) fournis par le réseau polyphasé et agencé pour calculer les N signaux de sous-bande XK(m) suivant l'expression: N - 1 XK (m) =-- = Cl(K, p).P p(m) = 0p o les coefficients C (K(, p) sont tels que Cti(K, p) = 2 cos L(21 + l)(2P + 1)1 4N' Il est également avantageux de former le banc de synthèse de façon analogue à l'aide d'un dispositif de calcul de transformée en cosinus discrète doublement impaire, recevant les signaux de sous- bande et couplé à un réseau polyphasé dont les signaux de sortie sont répartis dans le temps pour former le signal de sortie du banc de synthèse. La description suivante en regard des dessins annexés, le tout donné à titre d'exemple, fera bien comprendre comment l'invention peut être réalisée. La figure 1 représente un schéma synoptique du système de l'in- vention, dans une structure parallèle. La figure 2 représente en 2a, 2b, 2c, le module des réponses en fréquence des filtres d'analyse et de synthèse d'ordres 0, 1...N - 1. La figure 3 représente en 3a le module de la réponse en fréquence du filtre prototype et en 3b, 3c, 3d le spectre des signaux de modula- tion du filtre prototype, permettant d'obtenir les filtres d'analyse et de synthèse d'ordres 0, t,....N - 1. La figure 4 représente un schéma synoptique du système de l'in- vention, dans une structure comprenant un réseau polyphasé et un dispositif de calcul de transformée en cosinus discrète pour réali- ser chaque banc de filtres. La figure 5 représente un mode de réalisation d'une premiere partie du réseau polyphasé d'analyse. La figure 6 représente un. mode de réalisation de la partie terminale du réseau polyphasé d'analyse et du dispositif associé de calcul de transformée en cosinus discrète. La figure 7 représente un mode de réalisation du dispositif de calcul de transformée en cosinus discrète, utilisé pour réaliser le banc de synthèse. La figure 8 représente un mode de réalisation du réseau poly- phasé de synthèse. La figure I représente sous sa forme parallèle le système de traitement de l'invention destiné à décomposer un signal entrant en signaux de sous-bandes contigues et à reconstituer le signal entrant à partir des signaux de sous-bandes, en vue, par exemple, de réduire le débit binaire du signal par un codage convenable des signaux de sous-bandes. Le signal entrant x(n) échantillonné à la fréquence d'échan- tillonnage fe, à des instants nT (T = 1/f-) et occupant une bande e e de fréquence limitée à la fréquence fe/2, est appliqué à un banc de filtres d'analyse constitué par les filtres en parallèle 1 - O à I - (N - 1) ayant les réponses impulsionnelles h0 à hN -1 pour diviser la bande de fréquences (O, fe/2) du signal entrant en N sous-bandes contig es de largeur fe/2N. Les dispositifs de sous- échantillonnage 2 - 0 à 2 - (N - 1) prélèvent un échantillon sur N dans les signaux sortant des filtres du banc d'analyse et fournis- sent ainsi les signaux de sous-bandes x0 à xN -l échantillonnés à la fréquence fe/N. Le sous-échantillonnage ainsi opéré a pour effet d'amener tous les signaux sortant des filtres dans la bande de base 0 - fe/2N. Pour la commodité, on n'a pas représenté le traitement tel qu'une quantification adaptative, effectué sur les signaux xO à xN - 1 et ceuxci sont donc appliqués selon la figure à des dispositifs 3 - O à 3 - (N 1) amenant la fréquence d'échantillonnage à la valeur fe' par adjonction de (N - 1> zéros entre deux échantillons consécutifs de ces signaux. Le suréchantil- lonnage ainsi operé a pour effet de répartir avec une périodicitée fréquentielle fe/2, le spectre des signaux de sous-bande x0 à xN ' Les signaux sortant des dispositifs de suréchantillonnage 3 - O à 3 - (N - 1) sont appliqués au banc de filtres de synthèse constitué par les filtres 4 - 0 à 4 - (N - 1) ayant les réponses impulsionnelles h' à h'N 1 de façon à fournir les mêmes signaux que ceux fournis h' hN - 1 par les filtres 1 - O à 1 - (N - 1) du banc d'analyse. Enfin les signaux sortant des filtres 4 O à 4 - (N - 1) sont appliqués au dispositif de sommation 5 qui fournit le signal de sortie x(n) qui doit être une réplique aussi exacte que possible du signal entrant x(n). Les diagrammes de la figure 2 représentent, en traits pleins, les modules des réponses en fréquences des filtres des bancs d'analyse et de synthèse, dans le cas idéal o ces filtres ont une raideur de coupure et une atténuation infinies. Les diagrammes 2a, 2b, 2c mon- trent respectivement les réponses Ho(f), H1(f), HN - 1(f) des fil- tres 1 - O, 1 - 1, 1 - (N - 1) du banc d'analyse et des filtres 4 - O, 4 1, 4 - (N - 1) du banc de synthèse. Avec des filtres ayant ces caractéristiques idéales, le signal x(n) sortant du banc de synthèse constitue une réplique parfaite du signal entrant x(n). Dans le cas de filtres physiquement réalisables, ayant des réponses en fréquence du genre représenté en pointillé sur les diagrammes, les réponses en fréquence des différents filtres de chaque banc se recouvrent partiellement et le signal sortant x(n) comporte des termes parasites dûs à des repliements spectraux. Suivant une technique connue, utilisée par exemple dans les documents précités de Rothweiler et Nussbaumer, les filtres des bancs d'analyse et de synthèse sont obtenus par modulation d'un filtre prototype qui, dans un cas parfait, a la caractéristique d'un filtre passe-bas idéal, à fréquence de coupure f /4, le diagramme 3a de la e figure 3 représentant le module de la réponse en fréquence H(f) d'un tel filtre. Les signaux de modulation du filtre prototype sont sinu- soidaux et ont des fréquences multiples impaires de fe/4N, soient (2 K + 1) fe/4N avec K allant de O à N - 1. Les diagrammes 3b, 3c, 3d montrent les spectres de ces signaux de modulation, respectivement pour les fréquences de modulation telles que K = O, K = 1 et K = N - 1, per- mettant d'obtenir les réponses Ho(f), Hi(f), HN _ l(f) représentées sur la figure 2. Le filtre passe-bas prototype est réalisé comme un filtre à réponse impulsionnelle finie et ne peut évidemment avoir une raideur de coupure infinie, comme le représente la réponse en traits pleins du diagramme 3a. Un filtre prototype physiquement réalisable doit répondre à plusieurs exigences démontrées par la suite pour que le système complet analysesynthèse remplisse sa fonction. Si l'on appelle fa la fréquence de début de la bande atténuée du filtre prototype, on peut montrer que les termes de repliement parasites apparaissant dans le signal sortant x(n) peuvent être éliminés si f sorte que ak = (2K + 1)U. Mais dans les systèmes connus de Nussbaumer et Rothweiler, le nombre de coefficients Nc du filtre prototype est nécessairement relié au nombre lI de sous-bandes par une relation du type NC = 2at ou NC = 2aN + 1, a étant un nombre entier. Ceci constitue une sérieuse limitation de ces systèmes, notamment lorsque le nombre N de sous-bandes est élevé, puisque pour satisfaire à l'unedecesrelations, on est généralement conduit à utiliser pour le filtre prototype un nombre de coefficients N plus élevé que celui c strictement nécessaire pour obtenir les caractéristiques de filtrage requises. D'autre part, ces systèmes connus ne sont pratiquement décrits que dans le cas o le nombre N de sous-bandes est une puissance 2, alors que par exemple, un nombre de sous-bandes tel que 12 paraît bien adapté pour découper la bande de 4 kHz d'un signal téléphonique. Au total, les systèmes d'analyse et dle synthèse connus manquent de souplesse et ne permettent pas le plus souvent la réduction optimale du volume de cal- cuis et de mémoires. La présente invention permet d'éviter ces inconvénients en trai- tant de façon optimale le cas d'un nombre de sous-bandes différent d'une puissance de deux avec un nombre de coefficients du filtre proto- type indépendant du nombre de sous-bandes. Conformément à l'invention, les signaux de modulation sont en Il - 1 c 1 outre retardés du temps T 2 e 10. Ainsi, en prenant en compte toutes les exigences requises pour les signaux de modulation (fréquence,phase et retard) et en tenant compte du fait que ces signaux sont échantillonnés à la fréquence f (instants e d'échantillonnage n/fe), il est aisé de voir que le nième coefficient hk(n) du kième filtre du banc d'analyse et le nième coefficient h'k(n) du kième filtre du banc de synthèse peuvent se déduire du nième coefficient h(n) du filtre prototype, selon les expressions: F4N ( N - 2 hk(n) = 2 cos 2k + 1 (n - i) + (2K + 1) h(n) (2) k 4N 24 2k + 1 ( n - e I h'k(n) =2 cos 41 2k4+I_c2) - (2K + l).h(n) 3) Dans ces expressions (2) et (3), on a pris à titre d'exemple le cas cité plus haut oảk = (2 k + l). D'autre part, ces expres- sions sont valables, les N valeurs de k allant de O à N - 1 et N c valeurs de n allant de O à N c - 1' Ces formules font notamment apparaître que les coefficients hk(n) k et h'k(n) des filtres d'analyse et de synthèse dépendent du nombre Nc de coefficients du filtre prototype, ce nombre lic pouvant être quelconque et déterminé notamment pour satisfaire à des exigences de raideur de counure. Dans lessystèmes connus, cenombre lilcestrelié à H par des relations oréci- sées ci-dessus etn'apparaît pasdans les formules correspondantes (voir par exemple l'article précité de Nussbaumer, formule (1)).On peut dire d'une autre manière que dans les systèmes connus, les filtres dé- terminés par les coefficients hk(n) et h'k(n) doivent être chacun symétriques (à phase linéaire), alors que cette exigence n'existe pas dans le système de l'invention, pourvu que chaque couple des filtres hk(n) et h'k(n) en cascade se comporte comme un filtre à pha- se linéaire. On va maintenant démontrer que le système de l'inven- tion de la figure 1, muni des filtres d'analyse et de syn- thèse ayant les coefficients hk(n) et h' k(n) définis par les formules (2) et (3), remplit sa fonction en éliminant pratiquement les termes de repliement et en se comportant pratiquement comme un retard pur. Pour cela, on va d'abord écrire les équations reliant les signaux d'entrée et de sortie du système x(n) et x(n), en fonction des filtres ayant les coefficients hk(n) et h'k(n). Les calculs s'effectuent dans le plan des Z o: -21f jfT.2 1 Z = e-2 jfT avec j = 1, T = - e on note: W = e- 2 T j1 N Suivant l'usage, les variables transformées dans le plan des Z sont écrites avec des majuscules. Le signal xk de la kième sous-bande fourni par Le banc d'analyse est obtenu par filtrage du signal d'entrée par le filtre de coefficients h k (n) suivi d'un sous-échan- tillonnage d'un facteur 1/N par un dispositif 2 - K. Ce sous- échantillonnage ramène le signal utile de la kième sous- bande dans la bande de base (-f /2N, + f /2N)' mais égale- e e ment toutes les composantes du signal imparfaitement filtrées qui représentent les termes de repliement spectraux. Dans le pla.n des Z, ce signal xk peut s'écrire: N N l-i u Xk(Z) =-- Hk(WU Z). X(W u Z) k u_ La valeur u= 0 de la variable u fournit la contribution du signal utile dans le signal de la sous-bande K ramené en bande de base et les valeurs u = 1 à N - 1 fournissent les contributions des composantes parasites repliées dans La bande de base et provenant des autres sous-bandes. Apres suréchantillonnage d'un facteur N par ajout de zéros dans un dispositif 3 - K, le signal transformé de la sous-bande devient: I N - 1 N-il Xk(Z) = = Hk(YUZ).X(WUZ) u=0 k Le signal. de la sous-bande K, filtré par le filtre de synthèse de coefficients h'k(n) s'écrit alors dans le plan transformé: A N - 1 Xk(Z) = H'k(Z) 7= Hk(wUZ).X(wYUZ) U =0 La transformée en Z du signal x(n) sortant du banc de synthèse peut donc s'écrire: x NM - 1 N - 1 X(Z) =:Z kH'k(Z)= Hk(WUZ).X(WUZ) k 0 u= 0 En posant: N- 1 Gu(Z) = H'k(Z).Hk(WUZ), (4) on peut écrire: N - 1 X(Z) =7 G (Z).X(WUZ) (5) U =0 U Pour que le système complet analyse-synthèse soit " D équivalent à un retard pur DT, il faut que X(Z) = Z.X(Z), c'est-à-dire d'après (5): Go(Z) =ZD Gu(Z) 0 pour u allant de 1 à N - 1 Des relations (2) et (3) donnant les expressions des coefficients hk(n) et h'k(n), on peut déduire aisément que leurs transformées en Z peuvent s'écrire respectivement: Hk(Z) = eJpk.H (W 21_ 1 Z) + e-Jk.H(W - 2 +i 1) (7) k 4 4 H'k(Z) =eJK.H(WKd +eJk.(_Z C z (8 -(N - N + 1) (2k + 1)n =av al-_Nc 1) 4/1N avec (2k+ l9) +k1) (- k + 41) l1 Ces expressions de Hk(Z) et 'k(Z) peuvent être reportées dans l'expression (4) de Cu(Z). On examine d'abord le cas de u = O. En remplaçant dans l'expression (4) W et Z par leurs valeurs, on peut montrer que: = e-2flf(N >T ( _ [ T2(f 2k41fe)+H2(f+ 2k+lf) o H(f) est le module de la réponse.en fréquence du filtre prototype. On vérifie aisément que la condition de quadrature du filtre prototype donnée en (1), permet de satisfaire la relation: H2(f 2k + 1 f + H2 + fe) = 1 quel que soit k. 4H- fe + H2(f +4H On en déduit que Go(f) = e 2jf(N C1)T ce qui signifie que la valeur utile du signal de sortie X(Z) est le signal entrant X(Z), retardé du temps DT = (Nc - 1)T, égal au double du retard procuré par le filtre prototype à NH coefficients. On examine maintenant le cas o u = 1 à N - 1, pour lequel on veut montrer que G Cu(Z) = O, ce qui signifie que dans le signal de sortie X(Z) , les composantes parasites dues aux repliements spectraux sont éliminées. En tenant compte des relations (7) et (8), l'expression (4) de C U(Z) peut se mettre sous la forme: - 1. +, 4u + 2k + 1 2k + 1 G (Z) = = e3'k jk.H(W 4 Z).H(W 4 Z) U k O 0 -,b 4u + 2k + 1 2k + 1 + e k - k).H(W 4 Z). H(W 4 Z) 4u - 2k- 1 2k + 1 + e- (k -k).H(W 4 Z).H(W 4 Z) j (dP4u - 2k- 1 2k + 1 + e-J k + c Zk.H(W z) ± e +X k >k).H(W 4 Z).H(W 4 Z)j On voit apparaître des termes du type H(wP/4Z).HlWq/4Z) correspondant au produit de deux filtres issus f du filtre prototype par translation l'un de À e et l'autre 2 N f deq e E de q. e. En supposant l'atténuation du filtre prototype suffisamment forte (au moins 40 dB), on peut négliger les termes pour lesquels p et q sont tels qu'il n'y a pas de zones de recouvrement entre les H(WP/4Z) et H(Iq/4Z), bandes passante et de transition comprises. Il ne subsiste plus que les termes du type H(WP/4Z).H(Wq/4Z) pour lesquels p et q sont tels qu'il y a recouvrement, c'est-à-dire tels que k = u et k = u - 1 (ce qui correspond à deux sous-bandes contiguës). On peut montrer alors que, la dernière expression de Gu(Z) peut se simplifier comme suit: 2u + 1 2u - 1 ( óu(Z) = H(- W 4 Z).H(- W 4 Z). - %-u) 2u + i 2u- 1 ej1-N-1 + H(w 4 - Z).H(W 4 Z) 15. [eej('u - P u) + e -j('u-l - 'Pu-1)] En remplaçant les termes v,u' ' N-u' N-u' etc... par leurs valeurs données en (9) pour u = k, on trouve: G (Z) = 0 pour 1 sortant du banc de synthèse. Pratiquement, on a pu réaliser un système analyse- synthèse divisant la bande de 4kHzdu signal de parole échantillonné à 8 kHz en 12 sous-bandes de largeur fe/2N = 333 Hz, avec un filtre prototype ayant un nombre de fe coefficients Nc = 66 pour obtenir à la fréquence- N= 166 Hz une atténuation de 3 dB et au-delà de la fréquence fe = 333 Hz une atténuation croissante supérieure à 40 dB, la condition de quadrature (1) étant satisfaite dans la bande O - 333 Hz. On va maintenant montrer comment les bancs de filtres d'analyse et de synthèse du système de l'invention peuvent être implantés de façon particulièrement efficace suivant les schémas synoptiques de la figure 4. Suivant le 257708-4 schéma 4a représentant le banc d'analyse, le signal entrant x(n) échantillonné à la fréquence fe est appliqué à un circuit commutateur 10 qui répartit cycliquement sur i branches 11 - p (p allant de O à N - 1) les échantillons de x(n) de sorte que la fréquence d'échantillonnage dans chaque branche est réduite à fe/1. Les N signaux dans les branches ll - p sont appliqués à un réseau polyphasé d'analyse 12 à l'entrée duquel on suppose que leurs échantillons sont remis en phase et dans lequel ils font l'objet d'un traitement qui sera expliqué par la suite. Les N signaux sortant des branches 13 - p du réseau polyphasé 12 sont appliqués à un dispositif de traitement 14 calculant une transformée en cosinus discrète doublement impaire, comme on le précisera par la suite. Les N signaux sortant du dispositif de traitement 14 constituent les signaux sous-échantillonnés (fréquence d'échantillonnage fe/N) sortant du banc d'analyse et notés x0 à xN1 sur la figure 1. Sur la figure 4a, ces signaux sont notés pour la commodité XK(m), K allant de O à N - 1 caractérisant la sous-bande d'un signal et m l'instant d'échantillonnage. D'après la figure 4b représentant le banc de synthèse, les N signaux XK(m) sortant du banc d'analyse sont appliqués à un dispositif de traitement 15 calculant une-transformée en cosinus discrète doublement impaire, précisée par la suite. Les N signaux sortant du dispositif de traitement 15 sont appliqués aux branches d'entrée 16 - p d'un réseau polyphasé de synthèse 17 dans lequel ils font l'objet d'un traitement qui sera précisé par la suite. Les N signaux apparaissant sur les branches de sortie 18 - p du réseau polyphasé 17 sont échantillonnés à la fréquence réduite fe/N, avec des échantillons que l'on peut supposer en phase dans les N branches. Ces N signaux sont appliqués respectivement sur les N entrées du circuit commutateur 19 qui répartit dans le temps leurs échantillons, de façon à former à sa sortie un signal échantillonné à la fréquence fe qui constitue le signal x(n) sortant du banc de synthèse. On va maintenant expliquer comment ces structures 4a et 4b permettent de réaliser les opérations à effectuer respectivement dans le banc d'analyse et dans le banc de synthèse. L'explication est donnée d'abord pour le banc d'analyse. A chaque instant mNT le signal Xk(m) de la sous-bande K formée par le banc d'analyse résulte d'une convolution entre les N coefficients hk(n) du ck filtre déterminant cette sous-bande et N échantillons e consécutifs du signal entrés dans le banc d'analyse jusqu'à l'instant mNT. Ce signal Xk(m) peut donc s'écrire: N 1 Xk(m): hk(n).x(mN - n) (1O) n= = On pose: r" N -11 X = E [ CN N- (O10a) o E(x) représente la valeur entière de x. Dans l'expression (10), on peut effectuer un changement de variables permettant de déterminer la variable n par deux autres variables r et p telles que: n = rN + p avec p variant de 0 à N - 1 et r variant de 0 à - 1 On peut noter qu'avec l'excursion complète des variables r et p la variable n varie de O à A N - 1. Si, comme le permet la présente invention, le nombre Nc des coefficients hk(n) est inférieur à ÀN, les valeurs de hk(n) pour n allant de N c à N 1 doivent être choisies nulles, ces valeurs nulles étant réparties de façon symétrique aux extrémités de la réponse impulsionnelle hk(n) ce qui impose que AN - Ne soit pair. Avec ce changement de variables et en utilisant pour les coefficients hk(n) les valeurs données par l'expression (2), l'expression (10) de Xk(m) devient: N- 1 cos i2k + 1) (2p + 1 + H)Ill Xk(m) = 4---- cos- p 0 r = O + (2k + 1)(2r - X) f]h(r'iJ + p).x o 2)N - On peut écrire de façon différente cette formule (11), en utilisant les notations suivantes: hp(r) =h(rN + p) hp( xp(r) = x(rN - p) CN(k,p) = 2 cos 2k + 1)(2p + 1) i (12) S (K,p) = 2 sin [(2k + 1)(2p + 1) j N L 4N Avec ces notations on peut montrer que l'expression (11) peut se mettre sous la forme suivante avec-À et N pairs N- 1 A- 1N I Xk(m) =>Z EI N(k,p + 2)cos((2r- 4 p 0 r= 0 15. h (r).x(m - r) - CN(Kp -) sin(2r -) (13) hp(r).xp(m - r En posant: (1) k - 1 \ P =(m) = h (r) cos((2r -)).xp(m - r) r=O P (14) p(2),,._ p(2M)= h (r) sin((2r -)).x(m r) l'expression (13) devient l'expression (13) devient: Xk(m) = CN(kP + N) .P()(m) + CN(kp -)P15) = P0N 2 p P 0 N 2 p En se servant des propriétés suivantes de la fonction CN(k,p): N - C(k,p + 2) = CN P2 t CN(kp - 2) = CN(k, N - 1 - (p + N, __ on peut montrer que l'expression (15) peut s'écrire: N - 1 Xk(m) =._ CN(k,p).Pp(m) (16) avec P (m) =P(2) (m) + P(2) (m)pour op N 1 P N purONp+P-2 lO pn(m)p(1.(1)N 1O p(m = Pp N(m) - P (m) pour N2 -Z-- 2) P (m) = - kPHl (m) + PN1_ (mj 2 -P 2 +P u N - 1 pour 1 p N 2 Pp(m) = p(1) (m) -()(m) p N+I 3N-1 2-- 2 pour 2 pour5N 2 o p(l) et P(2) sont donnés par les formules (14). p p impair, parité de N quelconque: N - 1 Xk(m) = Z CN(k,p) Pp (m) avec Pp(m) = h (r) s [(2r - x + 1) p(m-r) r = i + sin [(2r - X + 1) xN--p(m-X+ r+l1 La suite de la description du banc d'analyse sera donnée à titre d'exemple dans le cas ou X et N sont pairs._ Ainsi, les calculs à effectuer dans le-banc d'analyse pour obtenir les signaux de sous-bandes Xk(m) peuvent être réalisés en deux parties distinctes: - dans une première partie de filtrage, on utilise les formules (17) complétées par les formules (14) pour calculer les signaux P (m) à partir des coefficients de filtrage hp (r) et des échantillons xp (m - r) du signal entrant dans le banc d'analyse, hrf (r) et xe (m - r) étant définis dans les formules (12). Cette première partie des calculs est effectuée dans le réseau polyphasé d'analyse 12 repré- senté sur la figure 4a. - dans une deuxième partie de modulation mettant en oeuvre la formule (16) , les signaux Pf (m) sont modulés à l'aide d'une transformée en cosinus discrète doublement impaire ayant les coefficients définis dans La troisième formule (12). Cette deuxième étape est réalisée dans le dispositif 14. On va maintenant décrire à l'aide de la figure 5 un schéma de mise en oeuvre des calculs effectués dans le réseau polyphasé 12 pour former les signaux P7)(m) et Pr (m). Ce schéma est donné dans le cas déjà cité o le nombre N de sous-bandesà réaliser est N = 12 et le nombre de coefficients du filtre prototype est N = 66. Pour ces valeurs de N et Nc, le paramètre A défini en (10 - a) vaut 6. Ainsi, les variablesp et r définies plus haut varient pour P de 0 à 11 pour r de 0 à 5. Le schéma de la figure 5 comporte le circuit commutateur 10 déjà représenté à la figure 4 qui répartit cycliquement les échantillons du signal d'entrée x(n) sur 12 branches 11 -P ( variant de 0 à 11) formant les entrées du réseau polyphasé 12. Un dispositif de décalage connu en soi remet en phase les échantillons répartis dans les 12 branches d'entrées et fournit ainsi dans les branches 21 -r les signaux X r(m) ayant leurs échantillons en phase et se produisant à des instants mNT. Le schéma représente seulement le dispositif con- necté à la branche 21 pour traiter le signal xp (m) et former les signaux P (m) et RI (m) suivant les calculs de la formule (14), étant entendu que des dispositifs semblables doivent être connectés sur les 12 branches 21 0 à 21 - 11, pour former ces signaux pour toutes les valeurs def La branche 21 - est connectée à une ligne à retard formée par les circuits 22 - 1 à 22 - 5 produisant chacun un retard NT (représenté par lafonctionenZ, Z N). A l'entrée de la ligne à retard et à la sortie des circuits 22 - 1 à 22 - 5 sont disponibles respectivement les échantillons xf (m) à x (m- 5), c'est-à-dire les échantillons x-, (m - r) (r variant de O à 5) requis pour appliquer les formules (14). Ces échantillons xf (m) à xi)(m - 5) sont appliqués respectivement à une entrée des circuits multiplicateurs 23 - O à 23 - 5 pour être multiplies respectivement par les "A\ 4 nA coefficients h(O, -h (1), hr (2), hf (3), hr (4), - h (5). On peut vérifier que -hP (1), h(3), - h (5) sont les seuls termes non nuls obtenus en faisant varier r de O à 5 dans le facteur h) (r). Cos ((2r -X)) de la première A AJ p formule (14). On peut vérifier également que - hp(0), hp(2), - hp(4) sont les seuls termes non nuls obtenus en faisant varier r de O à 5 dans le facteur - hp(r)sin 2r - X 4)de la deuxième formule (14). Tous ces termes non nuls sont déduits des coefficients du filtre prototype h (r) défini ci-dessus. P - En application de la première formule (14), les produits formes par les circuits multiplicateurs 23 - 1, 23 - 3 et 23 - 5 sont additionnés à l'aide des circuits additionneurs 24 - 3 et 24 - 5 et la somme ainsi obtenue constitue la valeur désirée du signal P (m). En application de la deuxiè- me formule (14), les produits formés par les circuits mul- tiplicateurs 23 - 0, 23 - 2 et 23 - 4 sont additionnés à l'ai- de des circuits additionneurs 24 - 2 et 24 - 4 et la somme ainsi obtenue constitue la valeur désirée du signal A)(m). On peut remarquer que la structure du réseau polyphasé de la figure 5, ayant au total 12 branches analogues à celle connectée à la branche 21 -,, permet d'utiliser un filtre prototype ayant jusqu'à 72 coefficients (À. N = 72). Dans le cas envisagé o ce nombre de coefficients du filtre prototype est de 66, 6 coefficients ht (r) utilisés dans le réseau polyphasé seront nuls, ces coefficients nuls correspondant aux deux extrêmités de la réponse impulsionnelle du filtre prototype soient A A Ho (0) = H1(0) = H2(O) = h9(5) = h10(5) = h11(5) = 0 Le schéma de la figure 6 est réalisé dans le même cas que celui de la figure 5: N = 12, N = 66. Il comporte c la partie terminale du réseau polyphasé 12 muni de 12 branches de sortie 13 -P et servant à former conformément aux formules (17) les 12 signaux Pp(m) à partir des signaux (1) (2) P (m) et P. (m) calculés comme on vient de l'expliquer p p à l'aide de la figure 5. Le schéma de la figure 6 comporte ensuite le dispositif 14 de calcul de transformée en cosinus discrète doublement impaire recevant les 12 signaux Pg(m) et servant à former Les 12 signaux de sous-bandes désirés Xk(m). Le schéma de la figure 6 représente à-gauche 24 branches sur lesquelles sont appliqués les 12 couples de signaux (1) (2) PC(m) et p(2Cm). Les circuits additionneurs 30 - O à 30 - 5 p p reçoivent les signaux indiqués pour former, conformément à la premiere formule (17), les 6 signaux P0(m) à P5(m) à partir des 12 signaux p i (2)(m). Les circuits soustrac- teurs 30 - 6 à 30 - 11 reçoivent les signaux indiqués pour former, conformément à la deuxième formule (17), Les 6 signaux P6(m) à P11(m)à partir des 12 signaux P l)(m) à P11 (m). Dans le dispositif de calcul de transformée en cosinus discrète 14 mettant en oeuvre la formule (16), les 12 signaux P0(m) à P11(m) disponibles sur les branches de sortie 13 - p du réseau polyphasé 12 sont appliqués respectivement aux circuits multiplicateurs 31 - 0 à 31 - 11 pour y être multi- pliés respectivement par les coefficients CN(K, 0) à CN(K, 11). Ces coefficients sont déterminés à l'aide de la troisième des formules (12) et dépendent du numéro k de la sous-bande. Par les facteurs impairs (2K + 1) et (2( +1) figurant dans cette formule, les coefficients CN(K,p) sont caractéristiques d'une transformée en cosinus discrète dou- blement impaire. Les circuits additionneurs 32 - 1 à 32 - 11 sont connectés de façon à former la somme des produits four- nis par les circuits multiplicateurs 31 - 0 à 31 - 11, cette somme constituant le signal Xk(m) de la sous-bande K, confor- mément à la formule (16). Tous les signaux de sous-bande Xo(m) à X11(m) à fournir par le banc d'analyse sont formés de la même manière, en utilisant des coefficients CN(K, O) à CN(K, 11) avec K variant de O à 11. On va maintenant expliquer comment le banc de synthèse peut être réalisé suivant la structure de la figure 4b. Le signal de sortie R(n) du banc de synthèse peut être considéré comme résultant de l'entrelacement de N signaux sous-échantillonnés R (mN +), m caractérisant les instants f d'échantillonnage se produisant à la fréquence e et variant de O à N - 1, caractérisant chaque signal sous-échan- tillonné. On va essentiellement par la suite déterminer les opérations à effectuer pour obtenir chaque signal sous-échan- tillonné R (mN +p) noté p (m). Pour déterminer ces opérations, on pose comme pour le banc d'analyse, n = rN +p, r variant de O à À- 1, A étant défini comme on l'a indiqué en (10 - a). A chaque instant mNT, un signal Rr (m) résulte de la somme de N signaux formés chacun par filtrage d'un signal de sous-bande Xk(m) à l'aide deN coefficients d'un filtre de synthèse défini par ses coefficients hK(n). Plus précisément, un signal R (m) peut être calculé selon l'expression: Il - l A - l p(m) = m-Z h'k(rN + p).Xk(m - r) (18) * o Xk(m - r) représente échantillons fournis dans la sous- bande K, jusqu'à l'instant mNT et h'k(rN +) représente un ensemble caractérisé parp de, coefficients du filtre de syn- thèse de la sous-bande K. En utilisant pour les coefficients h'k(rN +) les va- leurs données par l'expression (3) et en utilisant les nota- tions (12), on peut montrer, à l'aide de calculs analogues à ceux effectués pour le banc d'analyse, que l'expression(18) peut se mettre sous la forme suivante dans le cas o À et Nsontpairs: x (m) = hp(r) os 2r À))YM(m-r r = 0 " L (19) + sin 2r -) YN pour p P 2 1 (m-r) xp(m) = = hp(r) - À) Y N r =0 Eos(2r /2 (20) - sin (2r - 3) (m-r) 10 N pour. p N - 1 N -1i avec Yp(m) = > CN(K,p).XK(m) (21) En se servant de la symétrie du filtre prototype h(n) qui s'exprime par h (r) = hNlp(À - r - 1), l'expression (20) peut s'écrire: NM) À- l" xN(m) p= E h (r) os À 2r 2)) y(m-+ r + 1) N-I-p r)- sin À - 2r -2)1 (22) y(m- À+ r + lj N pour 0 )Y3N, (m-r pour 2 pour 2 avec yp(m) donné par l'expression (21). - Comme pour le banc d'analyse, la suite de la description du banc de synthèse sera donnée dans le cas o X et N sont pairs. Ainsi, -les calculs à effectuer dans le banc de synthèse pour obtenir le signal de sortie x(n) peuvent être réalisés en deux parties distinctes: dans une première partie de modulation mettant en oeuvre la formule (21), les signaux de sous-bande Xk(m) sont modulés à l'aide d'une transformée en cosinus discrète doublement impaire pour former les signaux Yp(m). Cette première partie est réalisée dans le dispositif de calcul de la figure 4b. - dans une deuxième partie de filtrage, on utilise les formules (19) et (20) ou (22) pour calculer les signaux xp(m) à partir des coefficients de p filtrage hp(r) et des signaux yp(m) fournis par la première partie. Cette deuxième partie est réalisée dans le réseau polyphasé de synthèse 17 de la figure 4b. Le signal de sortie x(n) est obtenu en répartissant dans le temps Les signaux xp(m). On va maintenant décrire à l'aide de la figure 7, un schéma de réalisation du dispositif 15 de calcul de transformée en cosinus doublement impaire dans Le cas précité ou N = 12 et X = 5 de sorte que la variable p varie de 0 à 6 et la variable r varie de 0 à 11. Selon la figure 7, le dispositif 15 comporte 12 branches d'entrée qui reçoivent respectivement Les signaux de sous-bande Xo0(m) à X11(m). Ces 12 signaux de sous-bande sont appliqués respectivement aux circuits multiplicateurs 40 - 0 à 40 - 11 pour y être multipliés par les coefficients CN(O,p) à CN(11,p) déterminés par la troisième des formules (12). Les circuits additionneurs 41-1 à 41-11 sont connectés de façon à former la somme des signaux fournis par les circuits multiplicateurs 40-0 à 40-11, cette somme constituant le signal yp(m) déterminé conformément à La formule (21). En utilisant les coefficients CN(O,p) à CN(11,p) pour p variant de O à 11, on obtient 12 signaux Yo(m) et y11(m). On peut remarquer que les dispositifs 14 et 15 des bancs d'analyse et de synthèse ont la même structure et utilisent le même ensemble de coefficients CN(K,p) caractéristiques d'une transformée en cosinus discrète doublement impaire. Le schéma de la figure 8 met en oeuvre dans le réseau polyphasé 17 les calculs donnés par les expressions (19) et (22) , dans le cas o N = 12 et X = 6. L'utilisation des formules (19) et (22) permet d'obtenir pour la même valeur de p allant de 0 à N - 1 (0 à 5), les deux signaux xp(m) et x (m). N-i-p Le schéma du réseau polyphasé 17 donné pour la valeur courante de p (variant de O à 5) comporte deux entrées 50 et 51 recevant respectivement du dispositif 15 Les signaux Y (m), soit Y (m), 2-1-p 5-P et YN (m), soit Y (m) A l'entrée 50 est connectée î+ p6p une ligne à retard formée de 5 éléments produisant chacun un retard NT et à l'entrée 51 est connectée une ligne à retard formée de 4 éléments produisant chacun un retard NT. Aux points b1, b3, b5 de la ligne à retard connectée à l'entrée 50 se trouvent respectivement les échantillons Y m-1), Y (m-3), N M _-1- p -- YN (m-5), représentables par Yr Cm-r), pour r = 1, 3, 5. -i-1- p î p Aux points b0, b2, b4 de la ligne à retard connectée à 51 se trouvent respectivement les échantillons YN (m), YN(m-2), YN (m-4), représentables par Y r(m-r)pour r =+p -, 2, 4. +p r =0, 2, 4. Les points b1, b3, b5 sont connectés respectivement à une entrée des circuits multiplicateurs 52-1, 52-3, 52-5. L'autre entrée de ces circuits multiplicateurs-reçoit les coefficients - h (1), A p h (3), - h (5) qui représentent les termes non nuls hp(r).cosQ(2r -) apparaissant dans la formule (19), pour r variant de 0 à X - 1, soit 0 à 5. Les circuits multiplicateurs 52-1, 52-3, 52-5 fournissent des produits qui sont additionnés à l'aide des circuits additionneurs 53-3, 53-5 pour former la première somme S$ permettant de calculer xp(m) selon la formule (19), soit: S1 = = h (r)cos 2r - A) -.YN(m-r). 1 r =0 4- -1 Par ailleurs les points b0, b2, b4 sont connectés respectivement à une entrée des circuits multiplicateurs 52-0, 52-2, 52-4. L'autre entrée de ces circuits multiplicateurs reçoit les coefficients hp(0), - h (2), ph (4) qui représentent les termes p p p non nuls hp(r). sin 2r - À) apparaissant dans la formule (19), pour r variant de 0 à À - 1, soit 0 à 5. Les circuits multiplicateurs 52-0, 52-2, 52-4 fournissent des produits qui sont additionnés à l'aide des circuits additionneurs 53-2, 53-4 pour former la deuxième somme S2 permettant de calculer xp(m) selon la formule (19), soit: À- 1 S2 = = h (r) sin Q2r - À)").YN(m-r) r = 0 4 +p Le circuit additionneur 54 forme la somme S1 + S2 qui constitue le signal x p(m) apparaissant sur la branche de sortie 18 - p du réseau polyphasé de synthèse; D'autre part, les échantillons YN(m-5), YN(m-3), YN(m-1) apparaissant sur les points b5 -1-p 2-1-p b3, b1 de la Ligne à retard connectée à 50 peuvent aussi être représentés par YN(m-X+r+1) soit YN(m-5+ r) 2 - pour r = O, 2, 4. De mêmes les échantillons YN(m-4) NP î p YN (m-2),YN (m) apparaissant sur les points b4, b2 b0 de la ligne à retard connectée à 51 peuvent aussi être représentès par YN (m-5+r) pour r= 1, 3, 5. Les 2 + P points b5, b3, b1 sont connectés à une entrée des circuits multiplicateurs 55-5, 55-3, 55-1 dont l'autre entrée reçoit les coefficients - hp (0), h (2), - h p(4). Les produits formés par ces circuits multiplicateurs sont additionnés à l'aide des circuits additionneurs 56-3, 56-5 pour former le signal S'1. On peut vérifier aisément que S'1 est la première somme permettant de calculer XN1 p selon La formule (22), soit: S'1 == (r).cos 2r - 24Y(m-+r+) r 0 -1-P D'autre part, les points b4, b2, b0 sont connectés à une entrée des circuits multiplicateurs 55-4, -2, 55-0 dont l'autre entrée reçoit les coefficients - h p(1), h (3), - h p(5). Les produits formés par ces circuits multiplicateurs sont additionnés à l'aide des circuits additionneurs 56-2, 56-4 pour former le signal S'2. On peut vérifier aisément que S'2 est la deuxième somme permettant de calculer x (m) selon la formule (22), N-1-p soit: S'2 = Z h(r).sin - 2r - 2).Y (m-X+r+l) r =0 + p Le circuit soustracteur 57 forme la différence S'1 S'2 qui constitue Le signal ' (m) apparaissant N-1-p sur la branche de sortie 18N_1-p du réseau poLyphasé de synthèse. Les calculs de x (m) et de x (m) sont mis -P N-1-p en oeuvre dans le réseau polyphasé de synthèse pour valeurs de p allant de 0 à - 1 (soit 6 valeurs de p allant de 0 à 5), ce qui permet d'obtenir sur les N = 12 branches de sortie du réseau polyphasé 18-0 à 18-11, les signaux sous échantillonnés x0(m) à x11(m) qui sont répartis dans Le temps à l'aide du circuit commutateur 19, pour former le signal de sortie'(n) du banc de synthèse. Avec le système complet de bancs d'analyse et de synthèse réalisés chacun avec un réseau polyphasé et un dispositif de calcul de transformée en cosinus discrète, le nombre de N multiplications par seconde se réduit à 2(Nc + N)fe' soit 140 000 pour N = 12 et N = 66 et te nombre c N d'additions par seconde se réduit à 2(Nc + N - 2)f, soit 124 000. REVENDICATIONS 1 - Système de traitement numérique de signal comprenant un banc de filtres d'anaLyse pour décomposer un signal entrant échantillonné à la fréquence fe et occupant une bande de fréquences limitée à f /2, en N signaux de sous- e bandes contig es de largeur f /2N, échantillonnés à la fréquence f e/N, un banc de filtres de synthèse pour recons- tituer ledit sianal entrant à partir desdits signaux de sous-bandes, lesdits bancs de filtres étant formés par mo- dulation d'un filtre prototype passe-bas ayant une réponse impulsionnelle finie et symétrique, une fréquence f de a début de bande atténuée inférieure à f /2N et répondant 2 2e à la condition H (f) + H (f /2N - f) = 1 dans la bande e de fréquence f allant de O à fa' H(f) étant le module de la réponse en fréquence, la modulation du filtre prototype étant réalisée par N signaux de modulation sinusoïdaux caractérisés, pour former la Kième sous-bande (k allant de fe 0 à N - 1), par la fréquence f = 4N (2K + 1), par la phase ak k 4 N k pour le banc d'analyse et la phase -ak pour le banc de syn- thèse, la phaseak étant telle que pour la sous-bande d'ordre 0, I=l 311 51 711 K= = 4,3, 0, C 4ou 4 44 et telle que pour deux sous-bandes contigaes d'ordresKetK-l,ak-ak = 2 ou -i, caractérisé en ce que lesdits signaux de modulation sont en N - é outre retardés du temps T = 2. f-, N étant le nombre e de coefficients requis pour réaliser les caractéristiques du filtre prototype. 2 - Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le banc d'analyse est formé par: - un réseau polyphasé à N branches sur lesquelles sont répartis à chaque période NT, N échantillons du sianal entrant dans le banc d'analyse, ce réseau polyphasé étant agencé pour calculer à chaque période NT caractérisée par m et pour cha- cune de ses branches caractérisée parf (variant de 0 à N -1) un signal P p(m) formé à partir de coefficients n du filtre prototype et de X échantillons consécutifs entrés dans la branche, étant la valeur entière N-N +1 c de N N - un dispositif de calcul de transformée en cosinus discrète doublement impaire recevant les N signaux Pp(m) fournis par le réseau polyphasé et agencé pour calculer les N signaux de sous-bande XK(m) suivant une expression dépendant des parités de À et de N: 10. pour X impair et pour À pair et N pair: N - 1 XK(m) = Z CN(K,p).P (m) p p avec: CN(K,p) = 2 cos [(2K + 1)(2p + 1) pour À pair et N impair: N - 1 Xk(m) = CiN(K,p).P (m) p=0 avec: C' (k,p) 2 cos [2(K+1)P N 2N 3. Système selon la revendication 2, caractérisé en ce que le réseau polyphasé du banc d'analyse est agencé pour câlculer chaque signal Pp(m) selon une expression dépendant des parités de À et N: pour À pair et N pair: (2) (m) + (2) (m) pour N 1 P Cp(m) =CP N (m) - P(N (m) pour 0 (m) = -p r)cos = C)- (1>N-1 P (m) = N)+1(m) _ P3N1 m) pour 2 2 2 pour X impair: P (m) = h(r) os ((2r - X + 1)4 x (m-r) - -r = 0C P + sin - 4 N-1 -P h (r) représentant X coefficients h(n) du filtre P prototype pour n = rN + p, xp(m-r) représentant échantillons entrés dans une branche p du réseau polyphasé jusqu'à ladite période NT caractérisée par m. 4. Système selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le banc de synthèse est formé par: - un dispositif de calcul de transformée en cosinus discrète doublement impaire recevant N signaux de sous-bande XK(m) et agencé pour calculer N signaux Y (m) suivant une expression dépendant des parités de Pet N de) et N: pour X impair et pour À pair et N pair: N - 1 Yp m) = CN(K,p).Xk(m) k=0 pour X pair et N impair: N - 1 yp(m) = C' N(K,p).xk(m) km) = k0k - un réseau polyphasé à N branches recevant Les signaux Y p(m) et agencé pour calculer à chaque P période NT caractérisée par m et pour chaque branche caractérisée par p, un signal x p(m) formé à partir de À coefficients du filtre prototype et de 10. échantillons consécutifs de Y (m) entrés dans La P A branche, les N échantillons de x p(m) formés au cours de chaque période NT étant répartis dans le temps pour former le signal de sortie du banc de synthèse. 5. Système selon la revendication 4, caractérisé en ce que le réseau poLyphasé du banc de synthèse est agencé pour calculer le signal x (m), suivant une expression dépendant des P parités de À et N: pour À pair et N pair: xpkm) =ZIIZZhp(rjjos ((2r -) .) YN(m-r) r = 0 2 -1- p + sin 2r I)).YN(m- r) 4 - +p (m)r =0 CO N-i-p =h (r) cos C2r - X - 2)4 YN(m-X+r+) XN-I-P r = 0 P--1-p -sin((2r - X - 2)-4).YN(m-X+r+lj N avec 0 y p(m-r) r =0 p -sin"(2r- À 1) -) y (m-r) pour 0 4 p.N- N - 1. pour 0