FR 2562366 A1 19851004 FR 8504710 A 19850328 La présente invention se rapporte généralement à un dispositif de traitement de signaux vidéo et en particulier à un dispositif de réglage précis du gain dans le circuit de réglage automatique de chrominance d'un téléviseur couleur numérique. Dans des téléviseurs couleur, un circuit de réglage automatique de chrominance (ACC) répond à la composante de salve de référence couleur de la composante de chrominance d'un signal vidéo composite pour garantir que l'amplitude de la composante du signal de chrominance restera dans des valeurs minimale et maximale normalisées. Un signal normalisé de chrominance est souhaitable pour maintenir l'intensité de l'image visualisée relative- ment invariable pour des signaux aussi bien faibles que forts. Uniquement lorsque le signal est si faible qu'il rend peu probable la reproduction satisfaisante de la couleur, la composante de chrominance peut varier sensiblement par rapport à la norme. Dans ces conditions, son amplitude est forcée à zéro par le circuit suppresseur de couleur du téléviseur. En plus de la normalisation des signaux vidéo reçus, le circuit ACC amplifie ou atténue les signaux de chrominance selon les ajustements de réglages de couleur par le spectateur comme les réglages de saturation (SAT) et d'image (PIX), par exemple, du système RCA Colortrak (mfarque de fabrique). Les valeurs d'amplitude de crête du signal de chrominance sont également surveillées par le détecteur de surcharge de chrominance (COD) du circuit ACC et le gain du signal de chrominance est ajusté, en réponse à ces valeurs, pour éviter la visualisation de couleurs sursaturés Dans le système ACC d'un récepteur analogique, les circuits de réglage de gain multiple qui mettent ces fonctions en oeuvre sont réalisés avec une simplicité relative par des amplificateurs analogiques. Dans une mise en oeuvre parallèle dans un téléviseur numérique, chaque amplificateur analogique serait remplacé par un multiplicateur numérique. La dimension et la complexité des circuits multiplicateurs numériques rendent cependant peu pratique cette mise en oeuvre parallèle. Deux conceptions d'un dispositif de ACC dans des téléviseurs numériques qui utilisent des multiplicateurs numériques simplifiés sont indiquées dans les demandes de brevet US n 359 433 intitulée "DIGITAL TELEVISION RECEIVER AUTOMATIC CHROMA CONTROL SYSTEM" (Lewis, Jr. et autres) et n0 537 814 "AUTOMATIC CHROMINANCE CONTROL FOR A DIGITAL TELEVISION RECEIVER" (Lewis, Jr.). Ces deux demandes décrivent un dispositif de ACC utilisant des registres à décalage réglable pour un réglage grossier du gain et un autre moyen pour un réglage précis du gain. Dans la première demande (Lewis, Jr. et autres), un multiplicateur numérique qui comprend un additionneur et une mémoire à accès aléatoire commandés par un microprocesseur produit un ajustement précis du gain jusqu'à un total de 6dB. Dans la dernière demande (Lewis, Jr), un circuit analogique de basculement à fréquence intermédiaire produit un réglage précis du gain au lieu d'un multiplicateur. Un dispositif de ACC utilisant un dispositif de réglage précis du gain qui ne nécessite même pas un multiplicateur simplifié et qui n'impose pas une distorsion du domaine des fréquences sur le signal reçu serait avantageux. Selon les principes de l'invention, un dispositif de traitement de signaux vidéo fait varier la grandeur de signaux vidéo. Un convertisseur numérique-analogique (DIA) est couplé à une source de signaux vidéo sous forme numérique. Le convertisseur numérique-analogique produit des signaux de sortie modulés par l'amplitude des impulsions, représentant les signaux vidéo sous forme numérique. Des moyens sont prévus pour faire varier la durée des signaux de sortie modulés par l'amplitude des impulsions en réponse aux signaux de réglage du gain d'une source de signaux de réglage du gain. Ainsi, ce moyen de variation fait varier la moyenne d'amplitude dans le temps des signaux modulés par l'amplitude des impulsions. Dans un mode de réalisation de la présente invention, le dispositif produit un réglage précis du gain dans un processeur de signaux vidéo numériques. Le convertisseur numérique/analogique peut être remis à son état initial par une borne de remise à l'état initial; son signal de sortie étant forcé à une valeur prédéterminée (comme le potentiel de la masse) lorsqu'un certain niveau logique (comme un niveau logique bas) est appliqué à l'entrée de remise à l'état initial. La sortie d'un générateur d'impulsions, répondant au signal de réglage du gain pour produire des impulsions de largeur variable, est couplée à l'entrée de remise à l'état initial du convertisseur numérique/analogique. La plage des largeurs d'impulsion produites est comprise entre une période d'échantillon et une demi - période d'échantillon, produisant un réglage précis du gain entre 0 dB et -6 dB. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'invention, et dans lesquels: - la figure 1 montre un téléviseur couleur, partiellement sous forme schématique et partiellement sous forme de schéma bloc, o est incorporé un dispositif de réglage précis du gain selon l'invention; - la figure 2 montre un schéma bloc d'un convertisseur numérique-analogique approprié à une utilisation dans le dispositif de réglage précis du gain de la figure 1; - la figure 3 montre le fonctionnement du dispositif de réglage précis du gain des figures 1 et 2; et - la figure 4 est un organigramme utile pour expliquer le fonctionnement du dispositif automatique de réglage de chrominance de la figure 1. Sur le dessin, les flèches larges représentent des bus de signaux numériques multibits en parallèle. Les bus teintés transportent des signaux de commande et les bus non teintés -transportent des signaux de données. Les flèches en ligne représentent les interconnexions porteuses de signaux analogiques ou de signaux numériques à un seul bit. Tous les bus sont supposés avoir huit bits de large à moins que cela ne soit indiqué autrement. Un petit cercle à la borne d'entrée d'un dispositif logique indique que le dispositif répond au complément logique du signal appliqué à cette borne. En d'autres termes, au lieu d'un état haut représentant l'état actif, dans un dispositif avec un petit cercle, un bas représente l'état actif à cette borne. Tels qu'utilisés, des décaleurs numériques ou registres à décalage produisent un décalage de la position d'un bit équivalent à une multiplication par un demi (division par deux) pour chaque décalage d'une position de bit vers la droite et équivalent à une multiplication par deux (division par un demi) pour chaque décalage de la position d'un bit vers la gauche. Ce processus est également exprimé comme un changement d'amplitude ou de grandeur d'un facteur de 2N ou N est un nombre entier positif ou négatif correspondant au nombre de positions de bit dont le mot codé numérique estdécalé, le positif indiquant un décalage vers la gauche et le négatif indiquant un décalage vers la droite. Une augmentation du gain d'un facteur de deux est également appelée un incrément du gain de 6dB ou, plus généralement, l'augmentation d'un facteur de 2N est un incrément de gain de 6N dB. Pour le mode de réalisation de l'invention décrit ci-dessous, le gain dans le canal de chrominance peut varier entre -24 dB et +24 dB. Cela est basé sur un téléviseur ayant un seuil de suppression de couleur de -24 dB par rapport au niveau nominal du signal de salve couleur et o' le niveau de salve n'est pas supérieur à +6dB par rapport au niveau nominal. Ainsi, une correction de PIX a la préférence du spectateur de 18dB est permise dans la boucle de ACC. De plus, on peut produire jusqu'à 6dB d'atténuation pour une correction de surcharge de chrominance afin de compenser la condition d'erreur pouvant se produire lorsque le signal de salve de référence couleur transmis atteint 6dB en-dessous de sa valeur nominale par rapport aux signaux transmis de chrominance. Les plages de gain ainsi qu.e les conditions du mode de réalisation illustrées et décrites sont résuméesau tableau I TABLEAU I Conditions de gain Fonction Plage de gain (valeur) Plage de gain (dB) PIX 1 à 1/8 0 à -18 SAT 2 à 1/4 + 6 à -12 ACC 8 à 1/2 + 18 à - 6 COD 1 à 1/2 0 à - 6 Dans le téléviseur de la figure 1, des signaux de télévision sont reçus au tuner 12 de l'antenne 10, convertis à une fréquence intermédiaire et amplifiés par l'amplificateur à fréquence intermédiaire 14. Un' détecteur vidéo 16 extrait des signaux vidéo composites sur bande de base des signaux apparaissant à la borne de sortie de l'amplificateur à fréquence intermédiaire 14. Ces signaux vidéo composites sont appliqués au générateur d'horloge 18 et au convertisseur analogique- numérique (A/D) 20. Le générateur 18 de signaux d'horloge peut comprendre des séparateurs de signaux de synchronisation horizontale et verticale ainsi qu'un générateur de signaux de référence de sous-porteuse de chrominance, verrouillé en phase sur la composante de salve du signal vidéo composite. Cinq signaux sont produits à la sortie du générateur 18: un signal d'horloge du système (4fsc) dont la fréquence est égale à quatre Sc fois la fréquence de sous-porteuse couleur; un signal d'horloge I (I CLK) et un signal d'horloge Q (Q CLK), chacun a deux fois la fréquence de sous- porteuse couleur mais ayant des phases différentes; un signal de déclenchement de salve (BS) qui est logiquement haut pendant une courte période de temps pendant l'intervalle de salve du signal vidéo composite; et un signal de synchronisation verticale (V ' qui est une impulsion ayant une durée d'une période d'horloge du système et se présentant pendant l'intervalle de synchronisation verticale du signal vidéo composite. Le convertisseur analogique-numérique 20 est couplé au détecteur vidéo 16 et au générateur de signaux d'horloge 18 pour recevoir les signaux vidéo composites et les signaux d'horloge du système respectivement. La sortie du convertisseur 20 est un signal numérique consistant en séquences d'échantillons de huit bits représentant le signal vidéo composite. Les échantillons sont fournis à un filtre en peigne numérique 22 qui produit, à sa sortie, deux signaux numériques, l'un représentant un signal séparé de luminance et l'autre un signal séparé de chrominance. Le signal de luminance à la sortie du filtre 22 est appliqué au processeur de luminance 24 ou il peut être filtré pour une réduction du bruit et accentué. Le signal à la sortie du processeur 24 est appliqué au convertisseur numérique/analogique 26 qui produit un signal analogique formant l'entrée d'une matrice 28 RGB. Le signal de chrominance du filtre en peigne 22 se compose d'échantillons alternés de signaux de différence de couleurs I et Q. Ce signal est appliqué à un point d'entrée d'un décaleur de gain grossier 30 et à l'échantillonneur de salve 62. Le décaleur 30, sous la commande du microprocesseur 60, décale sélectivement les mots codés numériques appliqués à son point d'entrée vers la gauche de O, I ou 2 positions de bit)augmentant l'amplitude du signal numérique de chrominance respectivement d'incréments de 0 dB, 6 dB ou 12 dB. La valeur du signal de commande à deux bits CS1 développé par le microprocesseur 60 détermine le nombre de positions de bit dont les mots codés sont décalés. Le dècaleur 30 et tous les décaleurs de gain grussier utilisés dans le présent mode de réalisation peuvent être mis en oeuvre avec des circuits programmables de décalage de bit domm décrit dans le brevet US N 4 383 304 ou par as ételc:nnvrs de position comme cela est décrit dans le brevet US n 4 411 009. Les échantillons de chrominance décalés à gain grossier à la sortie du décaleur 30 sont appliqués au filtre passe-bande de chrominance 32 dont la caractéristique de réponse en fréquence contient les fréquences de la sous-porteuse couleur et de ses bandes latérales. Les échantillons numériques filtrés de chrominance à la sortie du filtre 32 sont démodulés en signaux de différence de couleurs I et Q par un démodulateur 34 en réponse aux signaux d'horloge I CLK et Q CLK du générateur d'horloge 18. Les signaux de différence de couleurs I et Q à la sortie du démodulateur 34 sont appliqués au processeur 36 de signaux Iet au processeur 38 de signaux Q. Les processeurs 36 et 38 peuvent traiter les signaux de différence de couleurs appliques à leurs bornes d'entrée pour une réduction du bruit et une correction automatique de la teinte chair. Les signaux numériques de différence de couleurs I du processeur 36 sont appliques à la borne d'entrée du décaleur de gain grossier 40 et les signaux numériques Q de différence de couleursdu processeur 38 sont appliqués au décaleur 42 de gain grossier. Chacun des décaleurs 40 et 42 de gain grossier décale sélectivement les mots codés numériques appliqués à leur point d'entrée vers la droite de 4, 3, 2, i ou 0 positions de bit ou vers la gauche de 1 ou 2 positions de bit, produisant des incréments du gain de -24 dB, -18 dB, - 12 dB, - 6 dB, 0 dB, + 6 dB ou + 12 dB, respectivement. La valeur du signal de commande de décaleur à trois bits, CS2, à la sortie du microprocesseur 60idétermine le nombre de positions de bit dont les mots codés sont décalés. Les signaux numériques à la sortie des décaleurs de gain grossier 40 et 42 sont alors appliqués aux convertisseurs numériques/analogiques 44 et 46 respectivement pour une conversion en signaux analogiques et pour un ajustement précis du gain. Les convertisseurs numériques/ analogiques 44 et 46 développent en synchronisme des signaux analogiques de sortie à partir des échantillons numériques de différence de couleurs, I et Q appliqués à leurs bornes respectives d'entrée de données et des signaux I CLK et Q CLK du générateur d'horloge 18, appliqués à leurs entrées respectives d'horloge. Le réglage précis du gain est produit en excitant sélectivement les bornes respectives d'entrée de remise à l'état initial de ces deux convertisseurs numériques/analogiques comme on l'expliquera ci-après. Les deux signaux analogiques de différence de couleursdes convertisseurs 44 et 46 et le signal analogique de luminance du convertisseur 26 forment les trois signaux à l'entrée de la matrice RGB 28 qui produit des signaux de couleurs primaires R, G et B. Ceux ci peuvent être utilisés pour attaquer un dispositif de visualisation (non représenté) pour produire une image. La figure 8 montre un convertisseur numérique/analogique pouvant être remis à zéro à 8 bits, approprié à une utilisation dans le présent mode de réalisation. Ce convertisseur numérique/analogique est semblable à celui décrit dans la demande de brevet US N 402 836 intitulée "TELEVISION RECEIVER WITH DIGITAL SIGNAL PROCESSING HAVING A DIGITAL-TO-ANALOG CONVERTER CONTROL CAPABILITY" (Lewis, Jr.). Pour maintenir élevé le rapport signal/bruit, le convertisseur numérique/analogique 400 fonctionne en mode de maintien d'ordre zéro en utilisant huit bascules ou flips-flops 150 du typedonnées (D). Un maintien d'ordre zéro est utilisé dans un système de données échantillonnées. Dans le mode de maintien d'ordre zéro, la valeur du signal à la sortie du convertisseur numérique/analogique est établie au début de chaque période d'échantillon, et une fois établie, elle ne change plus pendant la période d'échantillons quels que soient les changements pouvant se produire dans le signal d'entrée du convertisseur numérique/ analogique. Chacun des bits d'entrée de puissance -27 d'un échantillon numérique est appliqué à une borne d'entrée D respective d'une bascule 150 respective. Les huit bits de données sont échantillonnés dans les bascules du type D à la réception d'une impulsion d'horloge à l'entrée d'horloge du convertisseur numérique/ analogique. Chacune des-bornes de sortie Q des bascules est couplée à une source respectivement différente des huit sources de courant commuté; 151. Les sorties des sources de courant 151 sont couplées à un réseau d'addition 152, comme un réseau conventionneli résistances échelonnées R2R, pour produire une tension analogique de sortie, dont la valeur est fonction du niveau du signal sous forme numérique représenté par les huit bits de puissance 2 -27. Lorsque le signal apppliqué à l'entrée de remise à l'état initial du convertisseur numérique/analogique passe à un état logique bas, toutes les bascules 150 sont remises à l'état initial. Le signal logique bas à chacune des bornes de sortie Q des bascules 150 produit un potentiel analogique sensiblement nul à la sortie du convertisseur numérique/analogique. Lorsqu'un signal logique haut est appliqué à l'entrée de remise à l'état initial du convertisseur numérique/analogique cependant, la sortie du convertisseur numérique/ analogique n'est pas affectée. Dans le mode de réalisation de l'invention qui est illustré sur la figure 1, l'amplitude moyenne des signaux analogiques de différence de couleurs aux bornes de sortie des convertisseurs numériques/analogiques 44 et 46 est réduite en appliquant un signal puisé à leurs bornes d'entrée de remise à l'état initial. Les signaux analogiques aux bornes de sortie des convertisseurs numériques/analogiques 44 et 46 deviEnnent alors des impulsions modulées en amplitude ayant la même fréquence des impulsions et la même largeur d'impulsion que le signal appliqué à la borne de remise à l'état initial. Ces signaux analogiques pulsés de sortie sont appliqués à des filtres passe-bas et 45' respectivement pour retirer les composantes à haute fréquence se rapportant aux impulsions, et pour faire la moyenne de l'amplitude du signal sur la période de l'échantillon. Les signaux résultants sont des versions dont le gain est réduit des signaux appliqués aux convertisseurs numériques/analogiques. Le facteur par lequel le gain est réduit est proportionnel à la durée utile des signaux de remise à l'état initial appliqués au convertisseur numérique/analogique. Pour que la réduction du gain soit facilement contrôlable, il est souhaitable que (a) les fréquences d'impulsions des signaux d'horloge et de remise à l'état initial soient les mêmes et (b) lesflancs menants des impulsions de remise à l'état initial coïncident avec ou précèdent les flancs menants des impulsions d'horloge. Dans le réglage précis du gain utilisé dans le présent mode de réalisation, la plus grande atténuation qui est souhaitable est de 6dB, donc la durée utile minimum du signal appliqué à l'entrée de remise à l'état initial du convertisseur numérique/analogique est de 50%. La figure 3 illustre mieux le fonctionnement du conveïtisseur numérique/analogique comme faisant partie duréglage précis du gain. Le signal 100 est le signal d'horloge appliqué au convertisseur numérique/analogique. Cela peut par exemple être le signal d'horloge de I, I CLK, à la sortie du générateur d'horloge 18 (de la figure 1). Le signal 102 est un signal à la sortie d'un convertisseur numérique/analogique dont l'entrée de remise à l'état initial est maintenue continuellement à un niveau logique haut (c'est-à-dire le signal de sortie de maintien d'ordre zéro). Le signal 104est la sortie d'un convertisseur numérique/analogique en réponse à la même entrée que celle ayant produit le signal 102 mais avec la borne d'entrée de remise à l'état initialpulsée par un signal à la même fréquence que le signal d'horloge et ayant une durée utile de 50%. L'amplitude moyenne du signal 104 est ainsi de la moitié de l'amplitude moyenne du signal 102; en d'autres termes, si les deux signaux 102 et 104 étaient appliqués à un filtre passe-bas pour retirer les artéfacts d'échantillonnage, la version filtrée du signal 104 seraitanalogue à la version filtrée du signal 102 réduite de 6 dB. La zone teintée 106 représente la quantité dont la largeur d'impulsion du signal à la sortie du convertisseur numérique/analogique peut être modifiée pour un réglage du gain à partir d'une durée utile de 50%, un incrément du gain d'amplitude moyenne de -6 dB, à une durée utile de 100%, un incrément du gain d'amplitude moyenne de 0 dB. Comme exemple d'une valeur intermédiaire, l'amplitude moyenne du signal 108 représente une durée utile d'environ 70% ou une réduction de 3 dB de l'amplitude moyenne du signal 102. Pour produire un réglage continu du gain entre 0 dB et -6 dB, par conséquent, le dispositif générateur d'impuisions qui alimente l'entrée de remise à l'état initial du convertisseur numériquel analogique produit des impulsions à la même fréquence que le signal d'horloge I ou Q et ayant une largeur d'impulsion qui est continuellement variable entre une demipériode et une période du signal d'horloge choisi Le dispositif générateur d'impulsions 50 de la présente invention est montré sur la figure 1. Le signal I CLK du générateur d'horloge 18 alimente la borne d'entrée de déclenchement (T) du multi- vibrateur monostable 48. Le multivibrateur monostable 48 produit des impulsions à sa sortie en réponse aux impulsions appliquées à son entrée de déclenchement. Les impulsions de sortiepassent d'un état logique bas à un état logique haut sensiblement en même temps que les impulsions d'entrée, mais l'intervalle de temps sur lequel les impulsions de sortie restent à un état logique haut, c'est-à-dire leur largeur d'impulsion, est déterminé par le réseau de temporisation du multivibrateur monostable. Ainsi, la largeur d'impulsion des impulsions de sortie peut être supérieure à la largeur d'impulsion des impulsions d'entrée. Lorsque I CLK passe à un état logique haut, le multivibrateur 48 est déclenché et son signal de sortie Q passe à l'état haut. Le signal à la sortie du multi- vibrateur est appliqué à l'entrée de remise à l'état initial (R) du convertisseur numérique/analogique 44 qui est déclenché par le signal I CLK. L'élément retardateur 51 reçoit également le signal à la sortie du multivibrateur à son entrée et retarde le signal d'une période d'horloge du système. Le signal à la sortie de l'élément retardateur 51 est appliqué à l'entrée de remise à l'état initial du convertisseur numérique/analogique 46 qui est déclenché par le signal Q CLK. Lorsque le temps du multivibrateur 48 est terminé, sa sortie Q passe à un état logique bas. Comme cette sortie est couplée aux entrées de remise à l'état initial des convertisseurs numériques/analogiques 44 et 46, ce changement de signal force les signaux de sortie des deux convertisseurs à chuter à un potentiel nul. La chute à la sortie du convertisseur 44 est retardée d'une période d'horloge du système par rapport à la chute à la sortie du convertisseur 46 du fait du retard à travers l'élément retardateur 51. Comme on l'a indiqué ci-dessus, les échantillons de chrominance fournis par le filtre en peigne 22 comprennent des échantillons alternés de différence de couleurs I et Q. Lorsque les échantillons entrelacés sont démodulés par le démodulateur 34 de I-Q, les signaux séparés de différence decouleurs I et Q ont chacun des fréquences d'échantillon égales à la fréquence d'échantillons du signal de chrominance. Les phases des deux signaux diffèrent cependant de 90 O (le temps d'échantillon d'un échantillon du signal de chrominance). Cette même relation des phases existe entre les signaux I CLK et Q CLK. Par suite, le signal impuisionnel produit par le multivibrateur monostable 48 est appliqué sans retard sensible au convertisseur numérique/analogique 44 pour le réglage du gain dans le canal de signaux de différence decouleurs I et est appliqué à un retard qui est sensiblement d'un temps d'un échantillon du signal de chrominance au convertisseur numérique/analogique 46 pour le réglage du gain dans le canal de signaux de différence de couleurs Q. Le durée de l'impulsion à la sortie du multi- vibrateur monostable 48, sa période dans le temps, déterminent la durée utile du signal de remise à l'état initial appliqué aux convertisseurs numériques/analogiques et ainsi la quantité d'atténuation imposée sur les signaux de différence de couleurs I et Q. Cette période de temps est déterminée par la charge du condensateur 52 dans le réseau de temporisation du multivibrateur 48. Le condensateur 52 est normalement chargé et déchargé par le courant fourni à travers les connexions de multi- vibrateur. L'allure de charge, et ainsi la durée des impulsions produites par le multivibrateur peuvent être modifiées en mettant en dérivation une partie du courant de charge du condensateur. Sur la figure 1, le transistor 54 est connecté à la connexion du condensateur 52 pour mettre en dérivation une partie de courant de charge en réponse au signal numérique de réglage précis du gain FG développé par le microprocesseur 60. Une valeur de gain précis du microprocesseur 60 est placée dans le verrouillage 58 par le bus FG. Cette valeur est alors convertie en un potentiel analogique par le convertisseur numérique/ analogique 56 qui peut être un simple réseau à résistance échelonnées R2R. Ce potentiel est appliqué à la ported'un transistor 54 par un filtre passe-bas comprenant une résistance 55 et un condensateur 57. Ce filtre sert à filtrer les transitions du potentiel du gain précis, évitant ainsi des changements rapides du gain précis appliqué aux signaux de différence de couleurs I et Q. L'électrode de source du transistor 54 à effet de champ métal-oxyde semi-conducteur ou MOSFET est couplée à une source de potentiel de fonctionnement (comme VO) et son drain est couplé au condensateur 52 et à l'une des électrodes du réseau de temporisation du multi- vibrateur monostable 48. L'autre extrémité du condensateur 58 est couplée à l'autre électrode de temporisation du multivibrateur. Le potentiel a la porte du MOSFET 54 contrôle la quantité du courant qui peut s'écouler de son drain à sa source. En contrôlant ce courant, le potentiel de porte contrôle également le temps de charge /décharge du condensateur 52 et ainsi la largeur des impulsions produites par le multivibrateur monostable 48. COmm:e on l'a indique ci-dessus, il est souhaitable que les flanc menants de signaux appliqués aux entrées de remise à l'état initial des convertisseurs numériques/ analogiques 44 et 46 précèdent ou coincident avec lesflancs menants des signaux appliqués à leurs entrées d'horloge. Etant donné cela, et étant donné les retards inhérents aux processeurs de signaux de différence de couleurs 36 et 38 et aux décaleurs 42 et 44 de gain grossier, il peut être souhaitable de retarder les signaux I CLK et Q CLK appliqués aux entrées d'horloge des convertisseurs numériques/analogiques 44 et 46, respectivement. La quantité de retard requis pour ces signaux et pour d'autres situations o il est souhaitable que des signaux traités séparément coopèrent au moyen de relatios fixe dans le temps, peut être facilement déterminée par toute personne compétente en la matière. Le microprocesseur 60 commande le gain appliqué dans la boucle de ACC en surveillant divers signaux pour déterminer la quantité de gain qu'il faut appliquer puis répartit le gain parmi les divers décaleurs de gain grossier et le réglage de gain précis. Les signaux surveillés par le microprocesseur sont l'amplitude de la salve de l'échantillonneur 62 de la salve, l'ajustement du réglage 64 de PIX et du réglage 68 de SAT par le verrouillage 66 de PIX et les verrouillages de SAT, respectivement, et le nombre d'évenements détectés de surcharge de chrominance par le détecteur 72 de surcharge- de chrominance et le compteur 74. L'échantillonneur 62, le verrouillage 66 de PIX, le verrouillage 70 de SAT et le compteur 74 sont tous couplés pour appliquer des données au microprocesseur par le bus de données D. Chacun de ces dispositifs a un tampon à trois états à son point de sortie pour permettre au microprocesseur d'interroger sélectivement le dispositif et d'extraire ses fonnées. Un tampon à trois états a des sorties respectives qui peuvent prendre l'un des trois états logiques de "lu, "0" ou "déconnecté' (également appelé état de forte impédance). Seul l'un des divers tampons à trois états connectés à un bus peut être à un autre état que l'état déconnecté; en d'autres termes, un seul peut être connecté au bus, tous les autres doivent être déconnectés. Les signaux de commande qui règlent le choix des données de l'un parmi l'échantillonneur de salve 62, le verrouillage 66 de PIX et le verrouillage 70 de SAT sont appliqués aux divers dispositifs par le bus de commande BPS. De même, le détecteur de surcharge de chrominance (COD) 72 et le compteur 74 sont commandés par le microprocesseur au moyen du bus de commande COL. Les diverses fonctions des bus de commande et de données sont indiquées au tableau II ci-dessous. TABLEAU II FONCTIONS BUS DE COMMANDE ET DE DONNEES Unité yP Mode Bus commande Bus données Echantillonneur Emet Transmet de la salve 62 validation Reçoit - Valeur salve verrouillée Verrouillage de Emet Transmet PIX 66 validation Reçoit - Valeur PX - verrouillée Verrouillage de Emet Transmet SAT 70 validation Reçoit - Valeur SAT - verrouillée Compteur 74 Emet Transmet validation Reçoit - Valeur COD verrouillée COD 72 Emet Reçoit - validation et valeur de référence COD Reçoit - Compteur 74 remet Transmet validation reçoit - Valeur COD L'échantillonneur 62 de la salve, en réponse au signal BS d'échantillon de la salve développé par le générateur d'horloge. 18, stocke les valeurs d'amplitude des échantillons de chrominance se présentant en des temps prédéterminés pendant l'intervalle de la salve de référence couleur. De préférence, l'échantillonneur 62 échantillonne un certain nombre d'échantillons de salve dans chaque trame et développe sa moyenne pour une transmission au microprocesseur. L'échantillonneur 62 de la salve peut contenir un accumulateur pour additionneur les échantillons de chaque trame. Si le nombre d'échantillons est une puissance entière de 2(comme 128), l'étape de division requise pour faire la moyenne des échantillons peut être mise en oeuvre en ne laissant passer que les bits d'ordre supérieur vers le bus de données (D)(par exemple tous les bits sauf les six bits de moindre poids). Des ajustements préférés par le spectateur des niveaux de PIX et SAT sont appliqués au verrouillage 66 de PIX et au verrouillage 70 de SAT par la commande 64 de PIX et la commande 68 de SAT manoeuvrées respectivement par le spectateur. Les verrouillages 66 et 70 verrouillent la valeur préférée en réponse aux signaux de commande du microprocesseur 60 par le bus de commande BPS et transmettent ces valeurs au microprocesseur par le bus de données D. COD 72 reçoit une valeur de référence de COD du microprocesseur 60 par le bus de commande COL. Les échantillons numériques traités du signal de différence de couleurs I à la sortie du décaleur40 de grain grossier sont comparés à la valeur de référence de COD par le détecteur 72. Le nombre de présences ou la première a dépassé la dernière est accumulé par le compteur 74 et transmis au microprocesseur par le bus de données. Le signal de commande pour extraire la valeur du compteur remet également le compteur à zéro. Le microprocesseur 60 calcule le gain total requis dans le trajet de signaux de chrominance et répartit ce gain parmi les décaleurs 30, 40 et 42 et le dispositif de réglage précis du gain. La séquence de commande du microprocesseur 60 est illustrée par l'organigramme de la figure 4. Dans ce qui suit, les chiffres de référence des boîtes de la figure 4 représentant des opérations sont utilisés immédiatement suivant le mot décrivant cette opération. A la mise en circuit du téléviseur, toutes les valeurs sont initialisées en 200 aux valeurs produisant un gain total du trajet de signaux de chrominance TOTGAIN de l'unité qui correspond à une condition nominale de fonctionnement. Alors, les niveaux de préférence réglés par le spectateur de SAT et PIX sont extraits des verrouillages 66 et 70 (de la figure 1), en 202 respectivement, la valeur de fonctionnement de l'amplitude de la salve est lue de l'échantillonneur de la salve 62 ( de la figure 1)et le nombre d'événements de surcharge de chrominance (qui est zéro à ce point) est lu du compteur 74 (de la figure 1). Ensuite, le produit de gain partiel PSGAIN est calculé en 204 à partir des valeurs de PIX et SAT et est comparé en 206, à un niveau de seuil (un). Si la valeur de PSGAIN est supérieure à 1, alors la valeur de PSGAIMN est divisée par deux, en 208, et les dSca!eurs parallèles 40 et 42 (de la figure 1) sont ftab!is ea 210 pour produire un gain de +6dB. Le gain des décaleurs parallèles de signaux de différence de couleurs I et Q est accru d'un facteur de deux à ce point pour répartirtoute amplification résultant des réglages de préférence du spectateur aux éléments de réglage du gain suivant les circuits de traitement de signaux I et Q 36 et 38 (figure 1). Si la valeur composite de réglage de préférence du spectateur, PSGAIN, indique un gain supérieur à l'unité, le gain appliqué par les décaleurs de.gain grossier est accru en 211 d'un facteur de deux, la différence entre la valeur réelle demandée et le gain de temps étant un facteur utilisé -10 pour déterminer l'atténuation d'appliquer par le circuit de réglage précis du gain. Les décaleurs par le circuit de traitement de signaux I et Q sont choisis pour ajouter le gain grossier pour éviter une augmentation de la composante de bruit des signaux appliqués au circuit de traitement de signaux I et Q. Ensuite, ou bien si la valeur d'origine de PSGAIN était inférieure à ou égale à 1, un produit de gain préliminaire PREGAIN est calculé en 212 en tant que produit de PSGAIN et COD. Une valeur requise de salve de référence de sous-porteuse de chrominance RBA est calculée en 214 comme le produit de l'amplitude nominale de la salve REF (comme 40 unités IRE) et de la valeur de PREGAIN. De plus, une valeur de gain maximum permissible MAXGAIN est calculée en 216 comme étant égale à huit fois la valeur de PREGAIN. La valeur de MAXGAIN sert de limite sur le gain total à appliquer par le ACC. Cette valeur de limitation garantit qu'il n'y aura pas plus d'un incrément de gain de 24 dB appliqué pour normaliser l'amplitude du signal de chrominance. Le gain produit GP nécessaire pour obtenir un signal normalisé de chrominance (comprenant des valeurs du réglage de préférence du spectateur)est calculé en 218 en divisant la valeur de la salve d'amplitude requise, RBA, par la valeur BURST (salve) mesurée. Une comparaison en 220 détermine si le produit du gain GP dépasse ou est égal à la valeur maximum du gain de normalisation MAXGAIN et, si cela est le cas>établit en 222 le gain total du trajet de signaux de chrominance TOTGAIN à MAXGAIN. Dans le cas contraire, TOTGAIN est établi en 224 à la valeur préférée GP. Alors, TOTGAIN est réparti en 226 parmi le dispositif de réglage précis du gain, le décaleur et les décaleurs 40 et 42 de I et Q selon les tableaux III et IV. TABLEAU III Répartition du gain, PSGAIN 1 Plage de GP Décaleur 30 Décaleurs 40 et 42 Total (grossier) 8 à 16* +12 dB + 12 dB + 24 dB 4 à 8 +12 dB + 6 dB + 18 dB 2 à 4 +12 dB 0 dB + 12 dB 1 à 2 + 6 dB 0. dB + 6 dB 0,5 à 1 0 dB O dB O dB 0,25 à 5 0 dB - 6 dB - 6 dB 0,125 à 0,25 0 dB - 12 dB - 12 dB 0,062 à 0,125 0 dB - 18 dB - 18 dB du gain. TABLEAU IV Répartition du gain, PSGAIN 1 Plage de GP Décaleur 30 Décaleurs 40 & 42 Total (grossier) 1 à 2 0 dB + 6 dB + 6 dB 2 à 4 +6 dB + 6 dB +12 dB 4 à 8 +12 dB + 6 dB +18 dB 8 à 16 +12 dB +12 dB +24 dB Les opérations de 228 à 234 réduisent letemps de calcul en accomplissant un calcul de PSGAIN moins fréquemment que pour chaque trame. Le compte de trames FLDCT est incrémenté en 228 de un par durée de trame et est comparé en 230 à un nombre N représentant le nombre de trames pour lesquelles un calcul de PSGAIN n'est pas accompli. N=4 est un nombre satisfaisant Si le résultat de la comparaison en 230 est OUI alors FLDCT est remis à zéro en 234 et le cycle de calcul recommence à l'opération de lecture 202, pour ainsi recalculer une nouvelle valeur de PSGAIN. Si le résultat de la comparaison en 230 est NON, les valeurs COD et BURST (salve) sont lues en 232 et le cycle du calcul retourne à l'opération de calcul en 212. Il est préférable que la boucle de calcul accomplisse un calcul du gain et un cycle de répartition pendant le temps correspondant à une trame, et que les opérations de lecture en 202 et 232, les opérations d'ajustement en 210 et 211 et l'opération de répartition de gain en 226 soient accomplies pendant l'intervalle d'effacement vertical Dans le mode de réalisation décrit, la fréquence d'horloge du système est de quatre fois la fréquence de sous-porteuse couleur et les signaux I CLK et Q CLK qui règlent l'allure de fonctionnement du dispositif de réglage précis du gain sont au double de la fréquence de sous-porteuse couleur. L'invention peut cependant être réalisée dans tout dispositif de traitement numérique de signaux de télévision comprenant un convertisseur numérique/analogique pour traiter des signaux vidéo qui pourrait bénéficier d'un réglage précis du gain de ces signaux vidéo quelle que soit la fréquence du signal d'horloge. R E V ENDI C A T I ONS 1. Dispositif de traitement de signaux vidéo pour faire varier la grandeur de signaux vidéodu type comprenant: une source de signaux vidéo numériques; une source de signaux de réglage du gain; et un convertisseur numérique-analogique couplé à ladite source de signaux vidéo numériques pour produire un signal de sortie dont l'amplitude des impulsions est modulée,représentant les signaux vidéo numériques - de ladite source; caractérisé par: un moyen (50) répondant auxdits signaux de réglage du gain (FG) et couplé audit convertisseur numérique/ analogique (44,46) pour faire varier la durée des impulsions constituant ledit signal dont l'amplitude des impulsions est modulée pour ainsi faire varier l'amplitude moyenne dans le temps desdits signaux dont l'amplitude des impulsions est modulée. 2. Dispositif selon la revendication 1 caractérisé en ce que: les signaux vidéo ont une composante de signal de référence; la source de signaux de réglage du gain est un moyen de calcul (607 répondant à la composante de signal de référence pour produire des premier (CS2) et second (FG) signaux de réglage du gain; un moyen de réglage grossier du gain (40, 42) est couplé à la source de signaux vidéo numériques (10- 16, , 22) pour modifier de manière réglable la grandeur du signal vidéo numérique de facteurs prédéterminés en réponse au premier signal de réglage du gain (CS2); le convertisseur numérique -analogique (44, 46) est coupié au moyen de réglage grossier du gain (40, 42) pour développer les signaux analogiques dont l'amplitude des impulsions est modulée représentant les signaux numériques dudit moyen de réglage grossier du gain (40, 42); et le moyen pour faire varier la durée des impulsions (50, 51) comprend un moyen de réglage précis du gain (50) couplé au convertisseur numériqueanalogique (44, 46) pour modifier de manière réglable leur largeur d'impulsion du signal dont les impulsions sont modulées en amplitude en réponse au second signal de réglage du gain (FG). O10 3. Dispositif selon la revendication 2 caractérisé en ce que les signaux vidéo numériques sont des signaux numériques d'information de couleur et la composante du signal de référence est une composante du signal de salve de référence; un moyen d'échantillonnage de la salve (62) produit un signal représentant l'amplitude de la composante de salve de référence de signal d'information numérique couleur; et le moyen de calcul (60) est couplé au moyen d'échantillonnage de la salve (62) et répond à l'amplitude de la composante de la salve pour calculer un facteur de gain à appliquer au signal numérique d'information de couleur et pour développer les premier (CS2) et second (FG) signaux de réglage du gain. 4. Dispositif selon la revendication 2 ou 3 caractérisé en ce que le moyen de réglage grossier du gain (40, 42) comprend un premier registre numérique à décalage réglé en réponse au premier signal de réglage du gain (CS2) pour faire varier la grandeur du signal vidéo numérique par un certain nombre de facteurs qui comprennent des puissances positives et négatives entières de deux. 5. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 2 ou 3 caractérisé an ce que le moyen de réglage précis du gain (18,50) comprend: un moyen (18) pour produire un signal d'horloge (I CLK), synchronisé sur ladite source de signaux vidéo numériques; et un moyen générateur d'impulsions (50) répondant au signal d'horloge (I CLK) pour produire un signal pulsé de commande synchronisé sur le signal d'horloge (I CLK) et répondant au second signal de commande (FG) pour faire varier la durée des impulsions qui constituent le signal de commande pulsé; et le convertisseur numérique- analogique (44, 46) comprend un moyen de commande (R) répondant au signal de commande pulsé pour sélectivement forcer le signal à la sortie du convertisseur numérique-analogique (44, 46) à une valeur prédéterminée. 6. Dispositif selon la revendication 5 caractérisé en ce que le moyen générateur d'impulsions (50) comprend un multivibrateur monostable (48) ayant une entrée de déclenchement couplée au signal d'horloge (I CLK) et des entrées de temporisation couplées audit second - signal de commande (FG). 7. Dispositif selon la revendication 6 caractérisé en ce que le moyen générateur d'impulsions (50) comprend de plus: un autre convertisseur numérique analogique (56) répondant au second signal de commande (FG) pour produire un potentiel de commande qui le représente; un condensateur (52) couplé en tant qu'élément de temporisation du multivibrateur (48); et un élément fournisseur de courant variable avec la tension (54, 55, 57) répondant au potentiel de réglage et couple au condensateur (52) pour déterminer la largeur des impulsions produites par le multivibrateur (48). 8. Dispositif selon l'une quelconque des revendica- tions 3 à 7 caractérisé par une commande manoeuvrée par l'utilisateur (64, 66, 68, 70) pour ajuster le niveau du gain à appliquer aux signaux vidéo numériques; et en ce que le moyen de calcul (60) est de plus couplé à la commande (64, 66, 68, 70) manoeuvrée par l'utilisateur pour calculer un facteur de gain total par lequel le signal video numérique doit être modifié. 9. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 3 à 8 caractérisé de plus par un détecteur de surcharge de chrominance (72, 74) couplé au moyen de réglage grossier du gain (40) pour détecter les niveaux du signal numérique d'information de couleur dépassant un seuil prédéterminé; et le moyen de calcul (60) est de plus couplé au détecteur de surcharge de chrominance pour calculer ledit facteur de gain.