FR 2567693 A1 19860117 FR 8411182 A 19840713 CHV. BOU CONVERTISSEUR DE FREQUENCE STATIQUE DE PUISSANCE La présente invention se rapporte à un convertisseur de fréquence statique de puissance. Les convertisseurs de fréquence actuels, du type à thyristors, sont peu souples-d'emploi, en particulier en ce qui concerne leur démarrage lorsque la fréquence de sortie peut être amenée à varier dans un large rapport, par exemple de I à 3. En outre, dans les convertisseurs connus, lorsque le temps de polarisation inverse des thyristors est plus faible que leur "turn-off"', ou bien lorsque la tension aux bornes des commutateurs est trop faible pour couper le courant de sortie, cela entraîne un défaut de blocage de ces thyristors et le court-circuit du commutateur de sortie. La présente invention a pour objet un convertisseur de fré- quence statique de puissance pouvant suivre le plus rapidement et fidèlement possible des variations de paramètres de la charge, même lorsque la fréquence propre de la charge varie dans de larges proportions, et dans lequel le circuit de démarrage permette de mesurer à faible niveau et très rapidement la fréquence propre d'une charge du convertisseur, ce circuit de démarrage permettant égale- ment au convertisseur de fonctionner en mode impulsionnel, à basse fréquence par marche-arrêt du circuit de démarrage, en particulier en régime à basse puissance. En outre, le convertisseur de l'in- vention ne doit présenter pratiquement aucun risque de destruction des thyristors du commutateur de courant de sortie. Le convertisseur de fréquence conforme à l'invention com- porte des dispositifs de mesure de la tension de sortie, du courant de sortie, du courant fourni par le redresseur, et du temps de polari- sation inverse des redresseurs commandés du commutateur, et un dispositif de détection des passages par zéro de la tension du secteur d'alimentation du convertisseur, ces dispositifs de mesure et de détection étant reliés à un calculateur central numérique relié par des interfaces aux électrodes de commande des redresseurs commandés du redresseur et du commutateur du convertisseur. La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description détaillée de plusieurs modes de réalisation de l'invention, pris comme exemples non limitatifs, et illustrés par le dessin annexé, sur lequel: - la figure 1 est un bloc diagramme d'un convertisseur de fréquence conforme à l'invention; - la figure 2 est une vue schématique d'un circuit de démar- rage simplifié du convertisseur de la figure 1; - les figures 3 et 4 sont des schémas d'un circuit de démarrage élaboré, et d'une variante de ce dernier, respectivement, du conver- tisseur de la figure 1; - les figures 5 à 8 sont des chronogrammes de signaux apparaissant dans le convertisseur de la figure I; - la figure 9 est le schéma d'un mode de réalisation du détecteur de temps de polarisation inverse (tpi) des thyristors du commutateur du convertisseur de la figure 1; - la figure 10 est le bloc diagramme d'un mode de réalisation d'un circuit de traitement fournissant certains signaux au calcu- lateur central du convertisseur de la figure 1 - la figure Il est un bloc diagramme simplifié d'un mode de réalisation des circuits de commande des thyristors d'entrée du convertisseur de la figure 1; - la figure 12 est un diagramme explicatif du fonctionnement des circuits de commande des thyristors d'entrée du convertisseur de la figure 1 - la figure 13 est un schéma de principe expliquant le passage en "roue libre" des thyristors du redresseur du convertisseur de la figure I1 - la figure 14 est un bloc diagramme simplifié d'un mode de réalisation des circuits de commande des thyristors du convertisseur de la figure I - la figure 15 est un bloc diagramme d'un mode de réalisation des circuits de commande des thyristors de sortie du convertisseur de la figure I - la figure 16 est un diagramme explicatif du fonctionnement du registre d'interfaçage des circuits de la figure 15, pour la fourniture de l'information de fréquence; - la figure 17 est un diagramme du contenu d'un registre des circuits de la figure 15, pour des conditions particulières de fonc- tionnement; - la figure 18 est un diagramme explicatif du fonctionnement de deux registres d'interfaçage des circuits de la figure 15, pour la fourniture de l'information de temps de polarisation inverse; - la figure 19 est un chronogramme des impulsions au niveau du thyristor du circuit de démarrage et des thyristors du commu- tateur du convertisseur de la figure 1, pendant les deux phases de démarrage; ' - les figures 20 et 21 sont des chronogrammes d'un cas normal et d'un cas particulier, respectivement, d'impulsions de mise en court-circuit du commutateur du convertisseur de la figure I; - la figure 22 est un diagramme de certains signaux apparais- sant lors du changement de valeur du tpi dans le convertisseur de la figure 1, et - la figure 23 est un réseau de deux courbes représentant respectivement l'allure des variations de tpi et t (délai d'allumage du pont de sortie du commutateur de la figure 1) en fonction de la fréquence d'oscillation mesurée. Le convertisseur de fréquence 1 dont le bloc diagramme est représenté sur la figure 1 est destiné à être utilisé avec un appareil de chauffage par induction dont la charge 2 présente une impédance inductive dont la valeur de l'impédance peut être variable dans de larges proportions. Enparallèle avec cette charge inductive, on dispose, de façon connue en soi, une impédance capacitive 3 pour constituer un circuit oscillant. Toutefois, il est bien entendu que l'invention n'est pas limitée à une telle application, et qu'elle peut être mise en oeuvre dans la plupart des convertisseurs statiques, en particulier des convertisseurs de puissance, aussi bien du type à source de courant (avec une charge faisant partie d'un circuit oscillant parallèle comme dans l'exemple décrit ci-dessus) que du type à source de tension (circuit oscillant série). Le convertisseur 1 comporte cinq parties principales: un redresseur d'entrée 4 à thyristors, un commutateur de sortie 5 à thyristors, un circuit de démarrage 6, un circuit de commande 7, et un ensemble d'appareils d'interfaçage entre les circuits de puissance et les circuits de commande, comprenant des transformateurs de mesure TMI à TM4, une sonde de courant S, par exemple à effet Hall, un circuit 8 détecteur de temps de polarisation inverse, représenté plus en détail sur la figure 9, et des transformateurs d'allumage des thyristors, non représentés sur la figure 1. L'entrée du redresseur 4 est reliée à un réseau électrique d'alimentation 9. Dans le cas o, comme représenté sur la figure 1, le réseau 9 est triphasé, le redresseur 4 comporte six thyristors TEl à TE6 branchés en pont redresseur triphasé classique, et sinon le redresseur 4 comporte un nombre de thyristors approprié. Le redresseur 4 est relié au commutateur 5 par une inductance de lissage série 10. Le commutateur 5 comporte quatre thyristors TS1 à TS4 montés de façon classique en pont commandé, dont la sortie est reliée à la charge 2. Le circuit de démarrage 6, décrit plus en détail ci-dessous en référence aux figures 2 à 4, comporte essentiellement un circuit série branché aux bornes de sortie du commutateur, et constitué d'un condensateur 11, d'un thyristor 12 et d'une inductance 13, un circuit d'alimentation auxiliaire 14 étant branché aux bornes du condensateur 11. Le circuit de commande 7 comporte un calculateur central 15, par exemple un microprocesseur de type 6809. Ce calculateur est relié: à la sortie d'un circuit de filtrage et de détection de passages à zéro 16, à l'entrée d'une interface 17 de commande du redresseur, à l'entrée d'une interface 18 de commande du commutateur, à un circuit de traitement 19, et à l'entrée d'une interface 20 de commande du circuit de démarrage. D'autre part, le calculateur est relié bidirectionnellement, de préférence via une liaision RS232, à Z567693 un calculateur asservi d'affichage 21, lui-même relié bidirection- nellement à un terminal d'entrée-sortie 22. Le calculateur 21, par exemple un microprocesseur 6809 est relié à un dispositif d'affi- chage approprié 23, par exemple, un moniteur de télévision. Les transformateurs de mesure TM1 et TM2 sont reliés chacun à un couple de phases du réseau d'alimentation secteur, par exemple les couples (B, C) et (A, B) respectivement. Leurs sorties sont reliées au filtre 16, qui est un filtre passe-bande dont la bande passante va de 47 à 63 Hz par exemple. Les sorties de l'interface 17 sont reliées, de façon non repré- sentée, aux gâchettes des thyristors TEl à TE6 pour commander leur allumage par paires de la façon expliquée ci-dessous en référence aux figures 11 à 13. L'interface 18, représentée plus en détail sur la figure 15, est reliée, de façon connue en soi et non représentée sur le dessin, aux gâchettes des thyristors du commutateur 5. Cette interface est également reliée à une sortie du circuit 19. La sortie de l'interface de circuit de démarrage 20 est reliéeà la gâchette du thyristor 12. La sonde 5, par exemple un capteur de marque LEM, est reliée au circuit 19, ainsi que la sortie du circuit 8. Le circuit 14 d'alimentation auxiliaire du circuit de démarrage peut par exemple être réalisé comme indiqué sur l'une des figures 2 aà 4. Le circuit d'alimentation auxilaire 24 de la figure 2 comprend un transformateur triphasé d'isolement galvanique 25 relié au secteur triphasé alimentant le convertisseur 1. Le transformateur 25 alimente un pont redresseur triphasé classique 26. En parallèle sur la sortie du pont 26, on branche un circuit série comportant un condensateur 27 et une résistance 28. La sortie du pont 26 est reliée via une résistance série 29 à l'entrée du circuit de démarrage 6, cette entrée étant reliée aux bornes du condensateur 11. Cette alimentation 24, isolée, par le transformateur 25, du circuit de puissance principal, présente de faibles pertes, la résistance 29 pouvant être de valeur relativement élevée. Du fait que la constante de temps du circuit 29-11 est alors élevée, ce qui nécessite un temps relativement long pour la recharge du condensateur 11, cette alimentation 24 sera surtout utilisée dans le cas d'une exploitation à démarrages peu fréquents. L'alimentation 30 de la figure 3 est également isolée du circuit de puissance principal par un transformateur 31 alimentant un pont redresseur 32. La borne de sortie positive de ce pont est reliée au point commun du condensateur 11 et du thryristor 12 du démarreur via un circuit série comportant respectivement une inductance 33, une autre inductance 34 et une résistance 35. La borne de sortie négative du pont 32 est directement reliée à l'autre électrode du condensateur 11. Le point commun des inductances 33 et 34 est relié à la borne négative du pont 32 par un condensateur 36 en parallèle avec un circuit série comprenant une résistance 37 et un autre condensateur 38. En parallèle sur le condensateur 11, on branche un circuit série comprenant une inductance 39 et une diode 40 dont la cathode est reliée à l'inductance 35. Dans l'alimentation 30 décrite ci-dessus, la résistance 35 a une faible valeur, beaucoup plus faible que celle de la résistance 29. Dans ce cas, la constante de temps du circuit de charge du condensateur 11 est beaucoup plus faible que pour l'alimentation 24, ce qui autorise une utilisation intensive de l'alimentation (démarrages fréquents, par exemple fonctionnement en mode impulsionnel), mais en contrepartie, la consommation en énergie est plus importante qu'avec l'alimentation 24. L'alimentation 41 représentée sur la figure 4 représente un cas particulier de l'alimentation 30 de la figure 3, à savoir avec non- isolement du circuit de démarrage par rapport au circuit principal. Sur cette figure 4, on a représenté le pont redresseur commandé 4 relié par la bobine 10 au commutateur 5, la charge 2, avec son condensateur parallèle 3, étant branchée, comme précédemment, à la sortie du commutateur 5. On relie aux fils de phase A, B, C du secteur d'alimentation, un redresseur. monophasé 42 comportant trois semi-conducteurs, de préférence des thyristors commandés (via un circuit d'interface similaire au circuit 17 de la figure 1) par le calculateur central 15, de façon analogue à la façon dont sont commandés les thyristors du pont 4. La sortie du redresseur 42 est reliée aux bornes du condensateur 11 par un circuit identique à celui reliant la sortie du pont 32 au condensateur 11 dans l'alimentation 30, et comportant les éléments 33' à 40' respectivement identiques aux éléments 33 à 40. Bien entendu, le calculateur central commande les thyristors du commutateur 5 de façon que le thyristor en parallèle sur lequel est branché le circuit de démarrage ne vienne pas le court-circuiter au démarrage. Le circuit détecteur 8 a été représenté en détail sur la figure 9. Le circuit 8'comporte essentiellement un redresseur 43 suivi d'un tranformateur d'impulsions 44. Le redresseur 43, de préférence une diode très rapide, est disposé en série avec l'enroulement primaire du transformateur 44 et une résistance de protection et d'adaptation entre les bornes d'entrée positive et négative 46, 47 respecti- vement du circuit 8, la cathode de la diode 43 étant du côté de la borne positive. En parallèle sur l'enroulement primaire du transfor- mateur 44, on branche une diode 48 en série avec une résistance 49, un condensateur de protection 50 étant en parallèle avec la diode 48, dont la cathode est du côté de la borne négative 47. Les éléments 48, 49 permettent la démagnétisation du transformateur 44 après le passage de chaque impulsion. Le secondaire du transformateur 44 est relié, via une diode 51, montée en sens passant vis-à-vis des impulsions négatives, à l'entrée d'un amplificateur opérationnel 52, un condensateur 53 et une résistance 54 étant en parallèle sur cette entrée. La diode 51 impose la démagnétisation du transformateur 44 par son primaire. Ainsi, on recueille à la sortie de l'amplificateur 52 des impulsions corres- pondant à la partie négative des impulsions arrivant à l'entrée du circuit détecteur 8, partie négative dont la durée est le temps de polarisation inverse tpi des thyristors du commutateur 5. On a représenté sur la figure 10 le bloc diagramme du circuit de traitement 19 qui reçoit des informations provenant des transfor- mateurs de mesure TM3 et TM4 ainsi que la sonde S et du circuit détecteur 8. La sortie du transformateur TM3 est reliée à un détecteur de valeur de crête 55, à un circuit redresseur et détecteur de passage par zéro 56, et à une première entrée d'un multiplicateur 57 dont la seconde entrée est reliée à la sortie du transformateur TM4. La sortie du détecteur 55 est reliée par un filtre passe-bas 58, qui a avantageusement une fréquence de coupure de 200 Hz environ, à une borne de sortie 60. La sortie du détecteur 56 est reliée à une borne de sortie 61. La sortie du multiplicateur 57 est reliée à un dispositif de filtrage comprenant, dans le cas o l'on utilise des filtres numériq'ues tels que des filtres à capacités commutées, deux filtres passe-bas 62, 63 disposés en cascade, à une borne de sortie 64. La fréquence de coupure du premier filtre est supérieure à celle du second, ces fréquences étant avantageusement de 1000 et Hz environ, ce qui permet d'éliminer les harmoniques du signal de sortie du multiplicateur 57, sans pour autant pratiquement éliminer les parties négatives de ce signal (dont la durée peut être faible vis-à-vis de la période de ce signal, mais dont l'amplitude peut influer sur la valeur moyenne de ce signal). Si l'on utilisait des filtres analogiques, un seul suffirait, avec une fréquence de coupure d'environ 200 Hz La sortie du capteur S est reliée via un filtre passe-bas 65, ayant une fréquence de coupure d'environ 200 Hz, à un élévateur au carré 66, qui peut être réalisé soit à l'aide d'un multiplicateur (dont - on réunit les deux entrés), soit à l'aide d'une mémoire morte. La sortie du circuit 66 est reliée à l'entrée de diviseur d'un circuit de division 67, dont l'entrée de dividende est reliée à la sortie du circuit 63, et dont la sortie est reliée à une borne de sortie 68. La sortie du filtre 65 est également reliée à une borne de sortie 69. On notera que l'on pourrait se contenter du capteur TM4, mais en cas de défaillance du commutateur 5, on ne peut alors avoir d'indication du courant de sortie du redresseur 4, et le calculateur central peut ne pas réagir de façon appropriée. La sortie du circuit 8 est reliée à l'entrée d'un circuit 70 de mise en forme d'impulsions et de comptage. Ce circuit 70 convertit les impulsions de sortie du circuit 8 en impulsions rectangulaires, et il fournit en sortie un signal représentant la largeur de ces impul- sions (c'est-àdire la durée du temps tpi) de façon classique, par exemple par comptage. La sortie du circuit 70 est reliée à une entrée d'un circuit comparateur 71 dont l'autre entrée est reliée à un bus 72 du calculateur central 15. Le calculateur central envoie sur ce bus la valeur minimale de tpi qui est comparée à la valeur mesurée provenant du circuit 70. La sortie du comparateur 71 est reliée à une borne 73. Les borne's de sortie 60, 61, 64, 68, 69 et 73 du circuit 19 sont reliées, de façon non représentée, au calculateur central. Il est bien entendu que le niveau des signaux apparaissant sur ces sorties est compatible avec les valeurs acceptables par le calculateur central. Le signal apparaissant sur la sortie 60 est l'enveloppe filtrée du signal de sortie crête redressé du convertisseur. Le filtre 58 élimine les harmoniques indésirables, en particulier l'harmonique à la fréquence sextuple de la fréquence du réseau triphasé 9 (à cause du redressement par le pont triphasé 4). Ce signal sur la sortie 60 est comparé par le calculateur central 15 à une valeur de consigne fixe ou variant en fonction d'un phénomène extérieur, ou d'une com- mande provenant par exemple du terminal 22. Les impulsions apparaissant sur la sortie 61 permettent de mesurer la fréquence de la tension de sortie du convertisseur de façon classique à l'aide d'un compteur. La valeur de cette fréquence permet de déterminer la valeur de tpi optimale correspondante, par simple lecture d'une table de correspondance établie auparavant par expérimentation. La courbe donnant la valeur de tpi en fonction de la fréquence a l'allure sensiblement hyperbolique, comme représenté sur la figure 23. Cette table de correspondance peut être mémorisée dans le calculateur central 15 qui commande, en fonction de la valeur de tpi ainsi déterminée, l'allumage des thyristors du commu- tateur 5, comme on le verra ci-dessous en référence aux figures 6 et 7 en particulier. La valeur de la puissance de sortie moyenne, disponible sur la borne 64, sert à la régulation de la puissance fournie par le convertisseur à la charge 2. Cette valeur de puissance de sortie est comparée par le calculateur central 15 à une valeur de consigne fixe ou variable, tout comme dans le cas de la régulation de tension de sortie. La sonde S fournit une valeur égale, à un facteur de propor- tionnalité près, au courant Id traversant l'inductance de filtrage 10. A la sortie du filtre 65, on obient la valeur moyenne glissante de ce courant, disponible sur la borne 69, pour être affiché, et, le cas échéant, pour réguler le courant fourni par le convertisseur, de la même façon que pour réguler la tension de sortie, comme exposé ci- dessus. En divisant la valeur de la puissance de sortie par le carré du courant Id, on obtient, à la valeur des pertes du commutateur près, la valeur de la résistance équivalente en continu du circuit de charge du convertisseur. Si cette résistance équivalente passe en- dessous d'une valeur minimale (déterminée expérimentalement mé morisée dans le calculateur central 15, la tension de sortie du convertisseur ne suffit plus à assurer l'extinction des thyristors du commutateur 5 (le courant de sortie étant supposé inchangé, la diminution de la résistance équivalente signifie la diminution de la tension de sortie). Le calculateur central choisit un temps tpi plus grand que celui donné par ladite table de conversion, ce qui entraîne l'augmentation de la tension de sortie donc un mode de fonction- nement dégradé du convertisseur (rendement réduit), mais garantit l'extinction des thyristors d'une diagonale du commutateur avant l'allumage des thyristors de l'autre diagonale. Un tel fonctionnement est alors signalé sur l'afficheur 23 et peut, le cas échéant, déclen- cher une alarme et/ou modifier la valeur de la capacité du conden- sateur 3 branché en parallèle sur la charge 2. Bien entendu. si la valeur de la résistance équivalente tombe en-dessous d'une valeur Z567693 minimale, le calculateur central peut aussi commander la disjonc- tion du convertisseur. Cette valeur de résistance équivalente reflète la qualité de l'adaptation en puissance de la charge au convertisseur, et peut être affichée en permanence sur l'afficheur 23 soit sous forme numérique, soit sous une forme graphique appropriée. De plus, la connaissance de cette valeur permet d'optimiser la régulation de puissance et/ou de tension. Lorsque la valeur du tpi des thyristors du commutateur 5 passe en-dessous d'une valeur minimale permise pour le cas de fonction- nement en cours (cette valeur minimale peut évoluer en fonction de la fréquence du circuit oscillant 2, 3 qui peut varier pendant le fonctionnement), le comparateur 71 envoie un signal correspondant au calculateur'central 15 qui commande la disjonction du conver- tisseur. Selon une variante de réalisation, le calculateur central 15 peut assurer lui-même la fonction du comparateur 71 qui est alors supprimé. La connaissance de la valeur instantanée de tpi est importante du fait que lorsqu'elle a tendance à être plus faible que le turn-off des thyristors, ces derniers peuvent ne pas se bloquer, et le commutateur 5 se met alors en court-circuit. Ce cas de défaut peut se présenter également si la tension aux bornes du commu- tateur est trop faible pour couper le courant de sortie. Bien entendu, si les circuits faisant partie du circuit de traitement 19 représenté sur la figure 10 sont de type analogique, les signaux se présentant sur toutes les bornes de sortie du circuit 19 doivent être numérisés pour être envoyés au calculateur central 15. Dans le cas contraire, les signaux issus de TM3, TM4, S et 8 sont numérisés avant d'être envoyés au circuit 19. L'interface 17 représentée sur la figure 11 comprend essentiel- lement une mémoire 74, un registre 75, un compteur 76 fonctionnant en décompteur, un ensemble 77 de six amplificateurs identiques de commande de thyristors, et un ensemble 78 de six transformateurs d'impulsions reliés de façon classique, d'une part aux sorties des amplificateurs 77, et d'autre part aux gâchettes des thyristors TEl à TE6 du redresseur 4. 2S67693 Le calculateur central 15 est relié par un bus d'adressage 79 à une partie des entrées d'adressage de la mémoire 74. Chacun des fils du bus de sortie 80 à six fils de la mémoire 74 est relié à une entrée de commande d'un amplificateur correspondant du groupe 77. Le bus 80 est également relié, via le registre 75, à une autre partie des entrées d'adressage de la mémoire 74. Le calculateur 15 est relié par un bus 81 aux entrées de positionnement du compteur 76 dont les sorties d'états de comptage sont reliées à un décodeur d'état zéro 82. La sortie du décodeur 82 est reliée à l'entrée d'horloge d'un registre 83 interposé sur le bus 80 juste avant l'entrée du groupe 77. La sortie du décodeur 82 est également reliée, via un circuit de retard 84, à l'entrée de signaux d'horloge du registre 75. Le calculateur 15 est également relié à une entrée d'inhibition du compteur 76, et une sortie de signaux d'hor- loge du calculateur est reliée à l'entrée d'horloge du compteur 76. Au démarrage du convertisseur, le cas échéant après mesure de la fréquence propre du circuit 2, 3 de la façon indiquée ci- dessous, le calculateur 15 détermine, en fonction de la phase instantanée du réseau d'alimentation 19, quel couple de thyristors il va allumer au prochain passage à zéro de la tension du réseau, et simultanément, il envoie sur le bus 81 un mot qui est fonction de la puissance que doit fournir le convertisseur. Cette puissance est déterminée par l'angle d'amorçage des thyristors du redresseur 4. La valeur de la puissance initiale peut par exemple être introduite par l'opérateur grâce au terminal 22. Ledit mot envoyé sur le bus 81 positionne le décompteur 76 qui décompte, au rythme des signaux d'horloge qu'il reçoit, et dès qu'il atteint l'état zéro, décodé par le décodeur 82, le signal de sortie de la mémoire 74 (commande d'allumage de deux des thyristors du redresseur 4) parvient aux entrées de commande des amplificateurs correspondants du groupe 77 qui appliquent, par l'intermédiaire des deux transformateurs correspondants du groupe 78, les tensions d'allumage sur les deux thyristors à allumer. On a représenté sur la figure 12 un exemple de mot que le calculateur 15 peut envoyer sur le bus 79, qui comporte quatre fils dans le cas présent. Un des fils est référencé M, et commande le mode normal ou le mode roue libre. En mode normal, ce fil est par exemple au niveau zéro. Les trois autres fils, référencés CO, CI, C2 indiquent quel couple de thyristors doit être allumé au démarrage, après le prochain.passage par zéro de la tension du secteur d'alimen- tation avec un angle d'amorçage déterminé par le calculateur 15. On a indiqué sur la figure 12 un des nombreux exemples de codage des trois différents couples de thyristors du redresseur 4. Le code "000" signifie par exemple qu'aucun couple de -thyristors n'est forcé à l'allumage par le calculateur 15, ce qui se produit soit lorsque le redresseur 4 n'est pas encore en fonctionnement, soit après le démarrage lorsque le calculateur "passe le relais" au circuit séquen- ceur constitué notamment par la mémoire 74 et le registre 75. Ce circuit séquenceur, connu en soi par exemple d'après l'article des pages 154 à 157 de la revue Computer Design d'avril 1978, fonctionne de la façon suivante au démarrage, le calculateur a déterminé qu'il faudra allumer après le prochain passage par zéro de la tension du secteur d'alimentation le couple de thyristors (TEl, TE2) (noté en abrégé "couple 1.2" sur la figure 12), et il envoie simultanément au compteur 76 un mot correspondant à l'angle d'allumage. Dès ce passage par zéro, le calculateur 15 active le compteur 76 qui se met à décompter. Simultanément, le signal de sortie de la mémoire 74, qui indique que les thyristors TEl et TE2 devront être allumés, est présent à l'entrée du registre 83 et à l'entrée du registre 75. Dès l'arrivée à zéro du compteur 76, le décodeur 82 envoie un signal d'horloge au registre 83 qui active ainsi les amplificateurs de 77 correspondant aux thyristors TE I et TE2qui sont alors allumés. Après un léger temps de retard dû à 84 (suffisant pour assurer la prise en compte du signal de sortie de la mémoire 74 par le registre 83), le registre 75 prend en compte le signal de sortie de la mémoire 74 (qui correspond pour l'instant à l'allumage de TE1- TE2). La mémoire 74 est programmée de telle façon que lorsqu'elle reçoit sur ses entrées d'adressage reliées au registre 75 un mot d'adressage correspondant à l'allumage d'un couple de thyristors, elle fournit en sortie un mot correspondant à l'allumage du couple de thyristors suivant, dans l'ordre d'allumage. Cet ordre est, de façon classique, le suivant (les couples étant simplement représentés par les numéros d'indice des thyristors, à savoir 1, 2 pour le couple TEI- TE2, etc...): (1, 2), (2, 3), (3, 4), (4, 5), (5, 6), (6, 1), (1, 2), etc. Aussitôt après la première prise en compte du mot de sortie de la mémoire 74 par le registre 83, le signal envoyé par le calculateur central sur le bus 79 passe à "0000", indiquant par là que le mode normal continue à être en vigueur et que le séquenceur 74-75 peut continuer seul la procédure d'allumage du redresseur 4, ce qui libère le calculateur 15 de la tâche d'indiquer l'ordre d'allumage des thyristors du redresseur. Dès que le compteur 76 arrive à zéro, il s'arrête, soit par inhibition par le calculateur 15, soit par arrêt d'envoi d'impulsions d'horloge. Au passage par zéro suivant de la tension du secteur d'alimen- tation, le compteur 76 est débloqué, et la mémoire 74 indique qu'il faudra allumer ensuite le couple de thyristors TE2, TE3, et le cycle d'allumage des thyristors du redresseur 4 se poursuivra dans l'ordre d'allumage indiqué ci-dessus. En cours de fonctionnement normal du redresseur 4, le calcu- lateur peut intervenir pour modifier le mot envoyé au compteur 76, c'est-à-dire pour réguler la puissance ou la tension de sortie. Lorsqu'il se produit une demande de roue libre, par exemple à la suite d'un défaut de surtension secteur lors d'une récupération d'énergie, le calculateur envoie un "1" sur le fil "M" du bus 79. La mémoire 74 est programmée de façon qu'à l'apparition d'un "1" sur le fil "M", son mot de sortie soit le même, et qu'en plus il y ait changement d'un autre élément binaire correspondant à l'allumage d'un autre thyristor de l'une des branches du pont comportant un thyristor déjà allumé. On a représenté sur la figure 13 ce qui se produit alors au niveau des thyristors du redresseur 4, les thyristors allumés étant noircis. Dans l'exemple de la figure 13, on suppose que l'ordre de roue libre arrive juste après l'allumage des thyristors TEl et TE2. Le mot de sortie de la mémoire 74, à l'apparition d'un "1" sur ledit fil "M", ne change pas en ce qui concerne la commande des thyristors TEl et TE2, mais en plus, la commande du thyristor TE5 (qui se trouve dans la même branche que TE2) est activée. Bien entendu, on pourrait activer TE4 (qui est dans la même branche que TEl) au lieu de TE5. Dès que le compteur 76 arrive à l'état zéro, le mot de sortie de la mémoire 74 est pris en compte par le registre 83, et le thyristor TE5 est activé, le compteur 76 étant alors inhibé. Dès la fin du phénomène ayant provoqué le mode roue libre, le calculateur 15 détermine quel couple de thyristors du redresseur 4 devra être allurmé après le prochain passage par zéro de la tension du secteur d'alimentation, et envoie sur les fils CO à C2 du bus 79 un mot correspondant, le fil "M" recevant alors un "0". Le même processus qu'au démarrage a alors lieu, de la façon expliquée ci- dessus. La programmation de la mémoire 74 en vue d'obtenir les processus décrits ci-dessus est évidente pour l'homme de l'art à la lecture de la description qui vient d'être faite, et ne sera donc pas décrite plus en détail. L'interface 17 telle que décrite ci-dessus à titre d'exemple peut être conformée différemment, certains de ses éléments pouvant être remplacés par d'autres éléments assurant les mêmes fonctions, ou pouvant être intégrés au calculateur central 15, en particulier les éléments 76, 82, 84 et même la mémoire 74. Dans le cas o le redresseur 4 comporte un nombre différent de thyristors, par exemple 12 ou 24, les circuits 74, 77 et 78 sont modifiés en conséquence, de manière évidente pour l'homme de l'art à la lecture de la présente description. Sur le bloc diagramme simplifié de la figure 14 on a représenté l'interface 18 de commande des thyristors TS1 à TS4 du commu- tateur 5, commandée par le calculateur central 15. L'interface 18 comprend un circuit de commande 85, représenté plus en détail à la figure 15, un groupe 86 de cinq amplificateurs identiques, et un ensemble 87 de cinq transformateurs d'impulsions reliés d'une part aux sorties des amplificateurs 86, et d'autre part aux gâchettes des thyristors TSI à TS4 et du thyristor 12. Le circuit 85 comporte, à l'entrée, un circuit 88 de décodage d'adresses comportant essentiellement un circuit de type LS139 relié au bus 89 venant du calculateur central 15. Sur ce bus 89 arrivent en particulier des informations comprenant: la valeur tpi, le mode de fonctionnement du commutateur 5 (normal ou court-circuit), le mode de démarrage (décrit cidessous en référence à la figure 19), les numéros des thyristors à allumer, et la fréquence d'horloge. La sortie du décodeur 88 est reliée par une partie d'un bus 90 à l'entrée d'un registre 91, qui est relié d'autre part, par l'autre partie du bus 90, à la sortie d'un fréquencemètre 92. Le fréquencemètre 92 reçoit sur son entrée de comptage les impulsions correspondant aux passages à zéro de la tension de sortie du convertisseur, et il reçoit d'autre part le signal d'horloge provenant du calculateur central 15, ce qui lui permet de fournir sur le bus 90 la valeur de la fréquence de la tension de sortie du convertisseur. L'information de sortie du fréquencemètre est également envoyée à un comparateur 93 qui la compare à une valeur minimale et à une valeur maximale, soit mémorisées dans le comparateur, soit transmises par le calculateur central. Si la fréquence mesurée est en-dehors des limites permises, le comparateur 93 le signale au calculateur central qui peut arrêter le convertisseur. Le registre 91 transmet sur son bus de sortie 94 à un compteur la valeur de tpi déterminée par le calculateur central 15. Le compteur 95, fonctionnant en décompteur, détermine, tout comme le compteur 76 de l'interface 17, l'instant d'amorçage des thyristors du commutateur 5 à partir des passages à zéro de la tension de sortie du convertisseur, de la façon expliquée ci-dessous en réfé- rence aux figures 6 et 7, et ce compteur reçoit également des impulsions d'horloge provenant du générateur d'horloge du calcu- lateur central. Lorsque le compteur 95 arrive à zéro, il envoie un ordre à un générateur d'impulsions 96 qui envoie les impulsions d'amorçage appropriées aux thyristors du commutateur et au thyristor 12 via un circuit d'aiguillage 97 commandé par le calculateur central 15 par l'intermédiaire des circuits 88 et 91. Ce circuit d'aiguillage est de type classique, comportant des commutateurs électroniques commandés sélectivement par les ordres reçus du calculateur central, et éventuellement décodés. Le calculateur central commande, via le circuit 88, par une ligne 98, l'écriture de la valeur du tpi dans le compteur 95 et le générateur 96. Dans le mode de réalisation de la figure 15, l'interface 85 commande, outre les thyristors TS1 à TS4 du commutateur 5, le thyristor 12 du circuit de démarrage. Selon une variante, repré- sentée sur la figure 1, le circuit de commande du thyristor 12 peut être distinct de l'interface 18, et l'on a alors une interface spéci- fique au circuit de démarrage, référencée 20, qui comporte essen- tiellement un générateur d'impulsions commandé par le calculateur central, et un amplificateur avec son transformateur d'impulsions. On a représenté sur la figure 16 un exemple de mot de sortie du fréquencemètre 92. L'information fournie par le fréquencemètre 92 est, pour cet exemple, la valeur de la demi-période T de la tension de sortie du convertisseur, c'est-à-dire pratiquement, le laps de temps séparant deux passages à zéro consécutifs de cette tension de sortie. La résolution de cette information étant de 0,5 micro- seconde, et la fréquence du circuit oscillant (2, 3) pouvant descendre à environ 300 Hz, il suffit de douze éléments binaires pour définir ce mot. Etant donné que le signal de sortie du fréquencemètre utilisé est défini sur huit éléments binaires, on scinde en deux l'information de période T. Le fréquencemètre présente d'abord sur les cellules DO à D7 (dans l'ordre de poids croissant des éléments binaires) d'un registre Ri du circuit 88, les éléments F0 à F7 de poids faibles de l'information, puis les éléments de poids forts F8 à FI 1, ainsi que quatre autres éléments binaires de valeur quelconque, marqués "X", qui ne sont pas pris en compte. Le circuit 88 comporte un autre registre 42 à huit cellules (figure 17) chargé de recevoir du calculateur central 15 un ordre de mode "fréquencemètre uniquement" et un ordre de première phase de démarrage, et éventuellement un ordre de seconde phase de démarrage (voir ci-dessous explications de la figure 19). Ces ordres pouvant être codés de nombreuses façons différentes, on a mis simplement des "X" dans les cellules DO à D7 de ce registre. L'indication de la valeur de tpi (ou T-tpi, comme on l'expli- quera ci-dessous en référence aux figures 6 et 7), nécessite, comme celle de la valeur de T, douze éléments binaires pour l'exemple de réalisation précité. Cette valeur de tpi (ou T-tpi) transite par un registre R3 du circuit 88 dont on a représenté sur la figure 18 les contenus successifs des cellules DO à D7. Dans un premier temps, les éléments binaires TO à T7 de cette valeur sont rangés dans les cellules DO à D7, puis dans un second temps les quatre éléments de poids forts T8 à T11. Pendant ce second temps, on envoie également à ce registre R3 une information THS concernant le choix des thyristors à commander (soit le thyristor 12, soit deux des quatre thyristors TSI à TS4), et une information ALL concernant le mode d'allumage (normal ou court-circuit, c'est-à-dire allumage simultané des thyristors TSI à TS4). Ces deux dernières informations sont rangées dans les cellules D4 et D5 de R3, les cellules D6 et D7 ne recevant pas d'informations. Sur le chronogramme de la figure 19, on a représenté, de haut en bas,-le signal appliqué sur la gâchette du thyristor 12, le signal appliqué sur les gâchettes des thyristors TSI à TS4 (les couples de thyristors allumés simultanément sont indiqués "1.2" ou "3.4"), la tension de sortie US du convertisseur pour la première phase seulement, et le signal sur la sortie 61 (passages par zéro de US), pendant la première phase seulement. Pendant la première phase, entre les instants tO à tl, qui est une phase de mesure de fréquence uniquement (les thyristors du commutateur ne sont pas allumés), on mesure au moins une fois, et de préférence trois fois, la demi-période T des oscillations de la tension de sortie US, produites par l'envoi, à l'instant - tO, d'une - impulsion d'allumage sur la gâchette du thyristor 12. Dans le présent exemple, la largeur de cette impulsion est d'environ 12 micro- secondes. L'allumage du thyristor 12 le met en court-circuit, ce qui permet au condensateur 1 '(chargé par l'alimentation auxiliaire 14 à une tension relativement élevée, par exemple environ 500 V) de se décharger à travers l'inductance 13 dans le circuit de charge (2, 3) qui est un circuit oscillant parallèle, le condensateur 1 I constituant avec l'inductance 13 un circuit oscillant série. On choisit la fré- quence de résonance de ce circuit oscillant série de préférence supérieure à celle dudit circuit oscillant parallèle, avantageusement 1, 25 fois supérieure à la fréquence de résonance maximale du circuit parallèle. Dans 'un exemple de réalisation, la fréquence de résonance du circuit parallèle peut varier entre 300 Hz et 3 KHz environ, et la fréquence du circuit série est choisie à 4 KHz environ. On constate que la fréquence des oscillations de la tension de sortie correspond pratiquement à la fréquence de résonance du circuit oscillant parallèle (2, 3). Pour obtenir une meilleur précision, on peut effectuer plusieurs, par exemple trois, mesures successives et en calculer la moyenne. Ainsi, sans injecter de puissance dans la charge, on peut finalement connaître la fréquence de résonance du circuit qu'elle forme avec son condensateur parallèle, ce qui est particulièrement avantageux lors de la mise au point de cette charge. Si l'on veut faire démarrer le convertisseur après cette première phase, on envoie, à un instant tl, une impulsion sur la gâchette du thyristor 12, et simultanément on envoie au moins une impulsion et de préférence trois à cinq impulsions aux gâchettes des thyristors TSI et TS2, toutes ces impulsions ayant la même largeur, de douze microsecondes pour l'exemple cité. Si l'on envoie une suite de plusieurs impulsions aux thyristors TS1 et TS2, ces impulsions sont séparées par des intervalles égaux à leur largeur. L'intervalle de temps compris entre tO et tl doit être suffisamment grand pour permettre l'acquisition de la valeur de la fréquence ainsi mesurée, mais peut être aussi long que l'on veut. Bien entendu, à l'instant tl le redresseur 4 doit déjà fonctionner. L'allumage des thyristors TSI et TS2 tend à faire circuler dans la charge un courant ayant le même sens que le courant initial produit lors de l'allumage du thyristor 12. Etant donné que l'induc- tance 10 a généralement une valeur élevée, le courant de sortie du redresseur 4 n'augmente que très lentement (voir figures 6 et 7). Au bout d'un temps t après l'instant tl, à savoir à l'instant t2, on envoie une impulsion d'allumage aux thyristors TS3 et TS4, ce qui inverse le sens du courant de sortie IS du commutateur 5, la valeur absolue de ce courant continuant à augmenter selon la même loi de variation qu'entre les instants tl et t2, c'est-à-dire une loi sensi- blement exponéntielle. Dans certains cas, on peut envoyer une série de plusieurs impulsions d'amorçage aux thyristors TS3 et TS4, en plus ou au lieu de la série envoyée après tl aux thyristors TS1 et TS2. Au bout d'un laps de temps sensiblement égal à la demi- période de la tension de sortie US (mesurée par le fréquencemètre 92), à l'instant t3, on envoie une impulsion d'amorçage aux thyristors TS 1 et TS2, ce qui inverse le sens du courant de sortie du commutateur 5. Ce processus se poursuit ensuite avec la même alternance d'allumages des thyristors du commutateur, avec une période sensiblement égale à la demipériode T de la tension de sortie US, la valeur de T pouvant être régulièrement surveillée par le calculateur central (signal sur la borne 61). La valeur du laps de temps t, entre les instants tl et t2, est déterminée expérimentalement pour assurer un bon démarrage du convertisseur, et on a constaté qu'elle varie avec la fréquence f du circuit oscillant parallèle, selon une loi de variation de la forme indiquée sur la figure 23, que l'on peut exprimer par: t = K1 + K2/f (K1, K2 étant des constantes déterminées expérimentalement). En pratique, les instants d'amorçage des thyristors TSI à TS4, à partir de l'instant t3, sont déterminés en fonction des passages par zéro de la tension de sortie US. En effet, lors de chaque inversion du courant de sortie, les thyristors qui étaient précédemment allumés ne peuvent s'éteindre à coup sûr que s'ils sont polarisés négati- vement pendant un temps déterminé, qui est ledit tpi. Par consé- quent, l'inversion du courant de sortie doit précéder d'un temps tpi l'inversion de la tension de sortie (passage par zéro) qui sert de référence. Dans la pratique, il peut être plus simple de se référer au passage par zéro précédant l'inversion, c'est-à-dire que l'inversion du courant de sortie est commandée un temps (T - tpi) après un passage par zéro de la tension de sortie (voir figures 6 et 7), T étant la demi- période de cette tension de sortie (que l'on suppose n'avoir prati- quement pas varié par rapport à la valeur qu'elle avait juste avant ce passage par' zéro, sinon le calculateur central, qui contrôle en permanence sa valeur, réajuste le temps (T - tpi) pour les inversions subséquentes du courant de sortie). Le chronogramme de la figure 5 se rapporte à la première - phase (commençant en tO sur la figure 19) seule. Sur ce chrono- gramme, on a représenté les allures de variation de la tension de sortie du convertisseur US, de la tension U12 aux bornes du thyristor 12, de la tension UII aux bornes du condensateur 11, et du courant 113 dans l'inductance 13. 3uste avant l'instant tO, le condensateur 1l1 est chargé par l'alimentation 14 à une forte tension (par exemple 500 V). En tO, le thyristor 12 est allumé et devient presque un court- circuit. Le courant dans l'inductance 13 commence à croître, de même que la tension de sortie US, tandis que la tension aux bornes du condensateur 1 décroît. A la fin de l'impulsion d'allumage du thyristor 12, la tension aux bornes de la charge ayant une valeur élevée, et celle aux bornes du condensateur 11 ayant fortement diminué, le thyristor se trouve fortement polarisé en inverse et se bloque aussitôt. La tension aux bornes du thyristor 12 devient alors brusquement négative, la tension aux bornes du condensateur 11, qui venait de devenir négative (du fait que la tension aux bornes de la charge avait augmenté), se stabilise à une valeur négative, tandis que la tension aux bornes de la charge se met à osciller autour d'une valeur moyenne nulle, avec une décroissance de forme exponen- tielle, et que la tension aux bornes du thyristor 12 se met également à osciller, autour d'une valeur moyenne égale à la tension négative stabilisée aux bornes du condensateur 11, avec une décroissance également exponentielle. Ensuite, la tension Ull1 remonte à sa valeur initiale avec une pente très faible. * Le chronogramme de la figure 6 se rapporte à la phase de démarrage réel (à partir de l'instant tl sur la figure 19). A cet instant tl, pour simplifier le dessin, on suppose que l'on n'envoie qu'une seule impulsion d'allumage aux thyristors TSI et TS2, le redresseur 4 étant déjà en fonctionnement. Ce chronogramme se rapporte au cas o la fréquence propre du circuit de charge est à une valeur rela'tivement élevée (3000 Hz par exemple), la fréquence propre du circuit de démarrage lui étant légèrement supérieure (4000 Hz par exemple). A l'instant tl, le thyristor 12 étant allumé, le courant dans l'inductance 13 augmente jusqu'à une valeur maximale, puis décroît, avec une allure sensiblement semi-sinusoidale. Le thyristor 12 ne recevant qu'une seule impulsion d'allumage, le courant I13 retombe à une valeur nulle et s'y maintient. Pendant ce temps, l'énergie fournie par le condensateur 11 est transmise à la charge (2, 3) qui amorce un processus oscillatoire, la première demi-période de la tension US aux bornes de la charge ayant une durée légèrement supérieure à la durée de la semi-sinusoide de courant 113. Au bout d'un temps t, (environ 85 microsecondes par exemple cité), le calculateur 15 envoie une impulsion d'allumage aux thyris- tors TS3 et TS4 (instant T2), ce qui inverse le sens du courant IS fourni par le commutateur à la charge. Cet instant t2 est, bien entendu, antérieur au premier passage par zéro de la tension US, ce qui polarise négativement les thyristors TS1 et TS2 dont l'extinction est ainsi assurée. Le courant IS continue à croître, en valeur absolue, selon la même loi que précédemment. A un instant t3, se produisant un temps tpi (environ 35 microsecondes pour l'exemple cité), avant le passage à zéro suivant de la tension US, le calculateur envoie une impulsion d'allumage aux thyristors TSI et TS2, ce qui inverse à nouveau le sens du courant IS. Comme précisé ci-dessus, l'instant t3 peut être déterminé de deux façons: soit, si on sait à quel moment se produira le prochain passage par zéro de US, l'instant t3 sera situé un temps tpi avant ce prochain passage, soit, en prenant le dernier passage par zéro de US comme point de départ, on attend un temps (T - tpi) pour envoyer une impulsion d'allumage. En poursuivant ce processus d'allumages alternés de (TSI, TS2) et (TS3, TS4), on constate que le courant IS augmente, en valeur absolue, jusqu'à une valeur à laquelle il se stabilise, et la tension US diminue jusqu'à une valeur stable, en supposant que les paramètres de la charge né varient pas. Ce régime stable peut être obtenu, pour les valeurs de fréquences prises en exemple, en quelques milli- secondes. Le chronogramme de la figure 7, analogue à celui de la figure 6, se rapporte au cas o la fréquence propre du circuit de charge a une valeur relativement basse (300 Hz environ), alors que la fré- quence propre du circuit série de démarrage a la même valeur relativement élevée (4000 Hz environ). Le processus de démarrage est identique à celui du cas illustré sur la figure 6, mais les valeurs de t et de tpi sont très différentes: pour l'exemple cité, le temps t passe à 380 microsecondes environ, et tpi à 350 microsecondes environ. La fréquence propre du circuit série étant nettement supérieure à celle du circuit parallèle, la durée d'apparition du courant 113 est nettement inférieure à la demi-période de la tension US. Le point de rebroussement C que l'on constate dans la courbe du courant IS est le reflet d'un point de rebroussement du courant traversant l'inductance 10 (ce courant présente des ondulations ayant la forme d'une succession de demi-sinusoidales de même sens, dont les points de jonction sont des points de rebroussement). Si la fréquence propre du circuit de charge variait entre 1 et 10 KHz environ, celle du circuit de démarrage serait d'environ 12 à 14 KHz. Le chronogramme de la figure 8 se rapporte à un cas similaire à celui de la figure 6, avec dilatation de l'échelle des temps, pour pouvoir représenter la tension U12 aux bornes du thyristor 12 lors de son blocage. A l'instant t2, le courant IS étant inversé, la tension U12, qui était quasiment nulle jusque-là, devient légèrement néga- tive (différence entre les tensions US et Ull), puis passe à zéro au bout d'un temps tpi', pour croître et décroître au rythme des oscillations de la tension US. Le temps tpi' est le temps de polarisation inverse du thyristor 12, et du fait qu'il est relativement court (une quarantaine de microsecondes pour l'exemple illustré par le dessin), le thyristor 12 doit être choisi très rapide pour pouvoir être bloqué avant la fin de tpi'. Les diagrammes des figures 20 et 21 se rapportent à une utilisation en riode court-circuit des thyristors du commutateur 5. Un tel mode peut par exemple être imposé lors d'une surtension de sortie du commutateur. La figure 20 représente le cas d'allumage le plus fréquent o les quatre thyristors TSI à TS4 sont allumés bien après un allumage normal du couple (1.2). La demande de court- circuit est le signal référencé "ALL" sur la figure 18. La ligne "commande gates" est le signal envoyé aux gâchettes des thyristors concernés du commutateur 5. La figure 21 représente une mise en court- circuit alors que les transformateurs d'allumage de TSI à TS2 sont en train de se démagnétiser. Les quatre thyristors du commu- tateur sont allumés simultanément aussitôt après la fin du laps de temps accordé auxdits transformateurs pour se démagnétiser (douze microsecondes pour une impulsion d'allumage de douze micro- secondes). Enfin, à la figure 22, on a représenté le fonctionnement du compteur 95 utilisé en décompteur. A la première ligne, on a représenté le contenu V du registre recevant la valeur de tpi déterminée par le calculateur central 15. Si ce contenu change et devient V', par suite de la détection par le calculateur d'une variation de la fréquence propre de la charge, ce changement est pris en compte au prochain passage par zéro du compteur 95, et la fréquence d'envoi des impulsions de commande aux gâchettes thyris- tors (TSI, TS2) et (TS3, TS4) est modifiée en conséquence à la suite de cette prise en compte. Le convertisseur de l'invention n'est pas obligatoirement uti- lisé avec une charge constituée par un circuit résonanto On peut par exemple utiliser à la place de ce circuit de charge un circuit redresseur alimentant en courant continu une charge quelconque; dans ce cas, la fréquence du courant de sortie du commutateur est avantageusement nettement plus élevée (plusieurs ordres de grandeur) que celle du réseau d'alimentation, ce qui permet d'amé- liorer nettement la forme d'onde du courant prélevé au réseau avec un circuit de filtrage à bas prix de revient. REVENDICATIONS 1. Convertisseur de fréquence statique de puissance, du type comprenant un pont redresseur (4) à semi-conducteurs commandés. relié par une inductance (10) à un commutateur (5) à semi-conduc- teurs commandés, caractérisé par le fait qu'il comporte des dispo- sitifs de mesure de la tension de sortie (TM3), du courant de sortie (TM4) , du courant fourni par le redresseur (5), et du temps de polarisation inverse des redresseurs commandés du commutateur (8. et un dispositif de détection (16) des passages par zéro de la tension du secteur d'alimentation du convertisseur, ces dispositifs de mesure et de détection étant reliés via un circuit de traitement (19) à un calculateur central numérique (15), lui-même relié par des inter- faces (17, 18, 20) aux électrodes de commande des redresseurs commandés du redresseur et du commutateur. 2. Convertisseur de fréquence selon la revendication 1, carac- térisé par le fait que le circuit de traitement comprend: un détecteur de valeur de crête (55) dont l'entrée est reliée à la sortie du dispositif (TM3) de mesure de tension de sortie et dont la sortie est reliée via un filtre passe-bas (58) à une première sortie (60) du circuit de traitement; un détecteur de passages par zéro (56) dont l'entrée est reliée à la sortie dudit dispositif de mesure des tensions de sortie et dont la sortie est reliée à une seconde sortie (61) du circuit de traitement; un circuit multiplicateur (57) dont une première entrée est reliée à la sortie dudit dispositif de mesure de tension de sortie, dont une seconde entrée est reliée à la sortie du dispositif de mesure de courant de sortie, et dont la sortie est reliée, via un dispositif de filtrage passe- bas (62, 63), à une troisième sortie (64) du circuit de traitement, ainsi qu'à l'entrée de dividende d'un diviseur (67) dont la sortie est reliée à une quatrième sortie (68) du circuit de traitement, et dont l'entrée de diviseur est reliée à la sortie d'un élévateur au carré (66), la sortie du dispositif (5) de mesure du courant fourni par le redresseur étant reliée par un filtre (65) passe-bas à l'entrée de cet élévateur au carré et à une cinquième sortie (69) du circuit de traitement; lesdites sorties du circuit de traitement étant reliées, le cas échéant via des dispositifs de numérisation, au calculateur central. 3. Convertisseur de fréquence selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que le dispositif de mesure du temps de polarisation inverse des redresseurs commandés du commutateur comporte un redresseur rapide (43) disposé en série avec l'enrou- lement primaire d'un transformteur d'impulsions (44) et une résis- tance de protection (45) entre les bornes de sortie (46, 47) du redresseur commandé (4), le secondaire du transformateur d'impul- sions étant relié, via un amplificateur opérationnel et un circuit de mise en forme'et de comptage (70) à une entrée d'un comparateur (71) recevant sur son autre entrée la valeur minimale du temps de polarisation inverse calculée par le calculateur central, la sortie du g comparateur étant reliée au calculateur central. 4. Convertisseur de fréquence selon l'une des revendications 2 ou 3, caractérisé par le fait que le dispositif de filtrage -(62, 63) disposé à la sortie du circuit multiplicateur comporte deux filtres en cascade, la fréquence de coupure du premier étant supérieure à celle du second. 5. Convertisseur de fréquence selon la revendication 4, relié à un réseau d'alimentation triphasé à 50 ou 60 Hz, et dont le redres- seur est un pont triphasé, caractérisé par le fait que la fréquence de coupure du premier filtre est d'environ 1000 Hz, et celle du second d'environ 200 Hz, ces filtres étant du type à capacités commutées. 6. Convertisseur de fréquence selon l'une des revendications 3 à 5, caractérisé par le fait qu'en parallèle sur l'enroulement primaire du transformateur d'impulsions (44) on dispose une diode (48) montée en sens passant, en série avec une résistance (49), la diode étant en parallèle avec un condensateur de protection (50), et que l'enrou- lement secondaire de ce transformateur est relié à l'amplificateur (52) par une diode montée en sens bloquant (51), un circuit parallèle comprenant un condensateur (53) et une résistance (54) étant branché à l'entrée de l'amplificateur. 7. Convertisseur de fréquence selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que le calculateur central envoie des impulsions d'allumage à chaque couple de thyristors du commutateur un temps tpi avant le prochain passage par zéro de la tension aux bornes de la charge, ou bien un temps T - tpi après le dernier passage par zéro de cette tension, tpi étant le temps de polarisation inverse imposé aux thyristors par le calculateur en fonction de la fréquence de la tension aux bornes de la charge, ce temps étant déterminé par le calculateur d'après une table de conversion établie expérimentalement et qu'il possède en mémoire, et T étant la demi-période de la tension aux bornes de la charge. 8. Convertisseur de fréquence selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé par le fait qu'un circuit de démarrage (6) est relié au commutateur (5), ce circuit de démarrage comportant un circuit résonant (11, 13) disposé en série avec un redresseur commandé (12) contr8ôlé par le calculateur central, le condensateur (11) de ce circuit résonant étant alimenté par un circuit d'alimentation auxiliaire (14). 9. Convertisseur de fréquence selon la revendication 8, alimentant une charge constituée par un circuit résonant (2, 3), caractérisé par le fait que la fréquence propre du circuit résonant du circuit de démarrage est égale ou supérieure à celle du circuit résonant de charge. 10. Convertisseur de fréquence selon la revendication 9, caractérisé par le fait que, la fréquence propre du circuit de charge pouvant varier entre 300 Hz et 3 KHz, la fréquence propre du circuit résonant du circuit de démarrage est d'environ 4 KHz. 11. Convertisseur de fréquence selon la revendication 9, caractérisé par le fait que, la fréquence propre du circuit de charge pouvant varier entre 1 et 10 KHz, la fréquence propre du circuit résonant du circuit de démarrage est d'environ 12 à 14 KHz. 12. Convertisseur de fréquence selon l'une des revendications 8 à 11, caractérisé par le fait que l'un des circuits résonants étant un circuit résonant parallèle, l'autre est un circuit résonant série. 13. Convertisseur de fréquence selon l'une des revendications 8 à 12, caractérisé par le fait que sans mettre en fonctionnement son redresseur (4), le calculateur envoie une impulsion d'allumage au redresseur commandé (12) du circuit de démarrage, et qu'il mesure la fréquence la demi-période (T) des oscillations amorties provo- quées aux bornes de la charge par la décharge du condensateur (Il) du circuit oscillant du circuit de démarrage. 14. Convertisseur de fréquence selon l'une des revendications 8 à 13, caractérisé par le fait qu'à l'instant du démarrage du conver- tisseur (tl), le redresseur étant en fonctionnement, le calculateur central (15) envoie une impulsion d'allumage au redresseur commandé du circuit de démarrage, et au moins une impulsion d'allumage à l'un des couples de thyristors (TSI-TS2) du commu- tateur, et qu'un temps (t) après cet insant de démarrage, le calculateur envoie (t2) à l'autre couple de thyristors (TS3-TS4) du commutateur au moins une impulsion d'allumage, le temps (t) étant déterminé par le calculateur d'après une table de conversion établie expérimentalement et qu'il possède en mémoire, les allumages alternés subséquents des thyristors du commutateur étant com- mandés en fonction des instants de passage par zéro de la tension aux bornes de la charge avec chaque fois une avance égale audit tpi déterminé par le calculateur central. 15. Convertisseur de fréquence selon l'une quelconque des revendications 2 à 14, caractérisé par le fait que lorsque la valeur de la résistance équivalente du circuit de charge, disponible sur ladite quatrième sortie (68) du circuit de traitement, descend en- dessous d'une valeur limite, le calculateur cental choisit une valeur de tpi supérieure à celle qui devrait être normalement utilisée. 16. Convertisseur de fréquence selon l'une des revendications 8 à 15, caractérisé par le fait que le circuit d'alimentation auxiliaire (14) comprend un circuit redresseur (26, 32) dont l'entrée est reliée par un transformateur d'isolement (25, 31) au réseau d'alimentation du convertisseur, et dont la sortie est reliée au condensateur (11) du Z2567693: circuit de démarrage par un circuit de lissage (27 à 29 ou 33 à 40). 17. Convertisseur de fréquence selon l'une des revendications 8 à 15, caractérisé par le fait que le circuit d'alimentation auxiliaire comprend un circuit redresseur (42) dont l'entrée est directement reliée au réseau d'alimentation du convertisseur, et dont la sortie est reliée par un circuit de lissage (33' à 40') au condensateur du circuit de démarrage.