FR 2565437 A1 19851206 FR 8408650 A 19840601 - 1 - ETAGE DE SYNTHESE DE FREQUENCE AJOUTANT DES GRANDS PAS DE FREQUENCE A UNE FREQUENCE INITIALE. L'invention se rapporte aux étages de sortie d'un synthéti- seur de fréquence, étages qui sont destinés à ajouter des grands pas de fréquence à une fréquence issue des étages précédents et qui comporte elle-même des pas de fréquence plus petits. Il est connu, par le brevet francais No 73 17650 du 16 Mai 1973, au nom de la Demanderesse, pour: "Générateur de signaux électriques à fréquence variable apte à fonction- ner dans une large gamme", de réaliser une telle sommation de fréquence au moyen de deux oscillateurs à commande par tension ou courant asservis chacun par une boucle à ver- rouillage de phase, la première boucle divisant la fréquence Fo + A issue des étages précédents (à étant la somme des petits pas) par un entier variable N au moyen d'un diviseur programmable et lui ajoutant une fréquence étalon P qui représente le grand pas, tandis que la seconde boucle multi- plie la fréquence intermédiaire Fi fournie par la première boucle par le même facteur N pour donner une fréquence de sortie Fs = Fo + A + NP. - 2- Cette solution connue est, en particulier, intéressante lorsqu'on veut couvrir une gamme de fréquences de sortie allant jusqu'à plusieurs gigahertz, le second oscillateur étant alors avantageusement du type YIG. Elle comporte l'avantage que, le second oscillateur étant asservi sur un sous-multiple de sa propre fréquence, cette dernière ne risque pas d'être entachée de parasites dus à des harmoni- ques de Fi. Cependant, comme N varie, le comparateur de phase de la seconde boucle doit évidemment être du type échantillonneur, la fréquence Fs de l'oscillateur de sortie y étant comparée à un harmonique de rang variable N de la fréquence Fi. Or, l'on sait qu'un échantillonneur, généralement constitué par un pont à résistances-capacités et à diodes, équivalent à un interrupteur à travers lequel le signal à échantillon- ner est appliqué à un condensateur, ledit interrupteur étant commandé par une impulsion, engendre en pratique, du fait de la disymétrie inévitable des impulsions (fournies ici par le générateur d'harmoniques), en plus du signal utile (signal continu de commande de l'oscillateur) dont le niveau est très faible, une composante continue supplémentaire qui résulte de la détection des impulsions par les diodes. Le niveau de cette composante parasite évolue dans la gamme de fréquence et peut atteindre, pour certaines plages de fréquence, des valeurs supérieures à celles du signal utile. L'asservissement de l'oscillateur est impossible dans ces plages. Il est connu de supprimer cet inconvénient en comparant le battement entre Fs et NFi obtenu dans l'échantillonneur, à une fréquence porteuse comportant une partie fixe Fo et, éventuellement, une partie variable A (la première boucle engendrant alors une fréquence Fi = NP + A ou, éventuelle- ment, Fi = NP). -3- Dans ces conditions, le signal issu de l'échantillonneur est un signal alternatif ayant une amplitude notable et il n'est plus affecté par le signal parasite. En revanche, l'avantage mentionné ci-dessus est éliminé, puisqu'alors Fs n'est plus un multiple de Fi. L'invention propose de supprimer l'inconvénient susvisé, tout en ne mettant en oeuvre dans la seconde boucle que des fréquences harmoniques entre elles. Suivant une première particularité de l'invention, ce résul- tat est obtenu en comparant, de préférence dans un compara- teur phase-fréquence, le battement entre Fs et NFi et une fréquence Fi/D obtenue par division de Fi dans un diviseur fixe de taux entier D. Le taux de multiplication réalisé par la seconde boucle étant alors N + l/D, il faudrait alors que la première boucle effectue une division par N + 1/D et ce, sans pour autant que la division de fréquence qui précède le compara- teur de phase de la première boucle se fasse avec un taux ND: en effet, l'on perdrait alors un facteur D sur le bruit de phase résultant de l'asservissement du premier oscilla- teur. Suivant une deuxième particularité de l'invention, le monta- ge de génération de Fi comporte un oscillateur auxiliaire asservi à partir, d'une part, de la somme algébrique de la fréquence Fo + A et de sa propre fréquence FA, d'autre part, d'une fréquence FA/ND résultant de la division de sa propre fréquence par N et par D, et c'est cette fréquence auxiliai- re FA qui attaque la première boucle susvisée, laquelle la divise par N et lui ajoute P, si bien que l'on a: FA = (Fo + L)/(1 + 1/ND) et Fi = (Fo + L)/(N + l/D) + P -4 - Grâce à cette deuxième particularité de l'invention, l'oscillateur de la première boucle est asservi à partir de la fréquence FA/N, FA étant du même ordre de grandeur que Fo + A, si bien que l'on ne perd aucun facteur D sur le bruit de phase. Suivant une troisième particularité de l'invention, le taux D est de préférence pris égal à 4; les comparateurs de phase de la boucle auxiliaire et de la boucle de sortie sont du type comparateur phase-fréquence et une inversion de la connexion de leurs entrées avec les fréquences à comparer est prévue. Il en résulte un doublement du nombre de pas de fréquence que le montage peut engendrer, pour une bande de fréquence d'entrée donnée. D'autres particularités, ainsi que les avantages de l'inven- tion, apparaîtront clairement à la lumière de la description ci-après: Au dessin annexé: La figure 1 est un schéma de principe d'un étage de synthèse de fréquence conforme à un mode d'exécution préféré de l'invention; et La figure 2 illustre le spectre des fréquences de sortie dudit étage. A la figure 1, on a représenté l'étage de sortie d'un synthétiseur de fréquence destiné, à titre d'exemple, à engendrer une fréquence de sortie Fs variable entre 2100 et 6500 MHz et dont les plus grands pas sont de 100 MHz. La fréquence d'entrée, issue des étages précédents, comporte une fréquence porteuse Fo = 150 MHz et un incrément A qui varie de 0 à 100 MHz et représente la somme des petits pas. -5 Elle attaque un mélangeur M1 qui reçoit par ailleurs une fréquence FA engendrée par un oscillateur OA commandé par une tension continue issue d'un comparateur phase-fréquence CPF1. Le comparateur CPF1 reçoit, d'une part, le battement entre Fo + A et FA, filtré par un filtre passe-bande FL1, d'autre part, la fréquence FA divisée par ND dans deux diviseurs D1, D2. Le diviseur D1 a un taux N variable entre et 31, le diviseur D2 a un taux D égal à 4. On peut donc écrire, en régime stationnaire de la boucle d'asservisse- ment: Fo + A - FA = FA/ND d'o FA = (Fo + A)/(1 + 1/ND) La fréquence FA/N issue de D1 est appliquée à un comparateur de phase CP1 qui reçoit par ailleurs la fréquence de sortie, filtrée par un filtre passe-bande FL2, d'un mélangeur M2. Ce dernier reçoit, d'une part, une fréquence étalon P égale, dans l'exemple considéré, à 200 MHz, d'autre part, la fré- quence de sortie d'un oscillateur Oi commandé par la tension continue issue de CP1. On peut écrire, lorsque la boucle d'asservissement de Fi est stabilisée: Fo + A/(N + l/D) = Fi - P d'o Fi = P + (Fo + A)/(N + l/D) La fréquence Fi est appliquée, d'une part, à un échantillon- neur E à travers un générateur d'harmoniques G, d'autre part, à un comparateur phase-fréquence CPF2 à travers un diviseur D3 par D. Le comparateur CPF2 reçoit par ailleurs le battement, filtré par FL3, entre les harmoniques de la fréquence Fi et la fréquence de sortie Fs d'un oscillateur OS, commandé par la tension continue de sortie de CPF2. On a donc: NFi + Fs = Fi/D d'o Fs = Fi (N + l/D) On a donc finalement, pour D = 4: 2'565437 -6- Fs = (NFo + S/4 + P (N + S/4) (N+ S/4 S étant égal à + 1 et déterminé par un bit de sens S appliqué aux comparateurs CPF1 et CPF2, comme on l'expliquera dans la suite. D'o Fs = Fo + A + (N+S/4).P Si l'on pose 2Q = S + 1 (donc Q = 0 ou 1): Fs = Fo + A + N + 2Q -.P = Fo - P/4 + A + NP + QP/2 A la figure 2, on a représenté les raies spectrales corres- pondant aux valeurs successives de N et distantes entre elles de P, et les fréquences résultant de l'addition de QP/2 - P/4. Pour Q = 0, ces fréquences sont décalées de -P/4 par rapport aux raies et, pour Q = 1, elles sont décalées de P/4. En définitive, on obtient 2AN pas de P/2 (AN étant le nombre de valeurs de N). A titre d'exemple, en faisant varier N de 10 à 31, on obtient une fréquence de sortie qui varie entre 2100 et 6500 MHz par pas de 100 MHz. On notera que, dans le montage décrit, toutes les fréquences mises en oeuvre (Fi, NFi, Fi/4) sont multiples ou sous-multi- ples les unes des autres, ce qui élimine le risque d'inter- férences gênantes. En outre, l'échantillonneur E engendre un battement alternatif qui ne s'annule pas, ce qui supprime les problèmes d'asservissement. D'autre part, l'oscillateur Oi étant asservi sur une fré- quence FA/N, donc voisine de (Fo + A)/N, le bruit introduit par son asservissement est du même ordre de grandeur que dans le montage connu o l'oscillateur de la première boucle est asservi sur (Fo + A)/N. -7- L'oscillateur 0A de la boucle auxiliaire est lui-même asser- vi à partir de la fréquence FA/ND; mais le comparateur CPF1 reçoit par ailleurs la fréquence I(Fo + L) - FAI, dans laquelle tout bruit de phase sur FA se retrouve intégrale- ment: c'est donc le bruit sur cette dernière fréquence qui est prépondérant, la boucle auxiliaire ne multipliant fina- lement pratiquement pas le bruit. On notera enfin que, en doublant le nombre de pas pour une variation donnée de la fréquence d'entrée, on peut, pour couvrir par exemple la boucle de fréquences de sortie allant de 2100 à 6500 MHz, utiliser une fréquence d'entrée allant de 150 à 250 MHz seulement, au lieu de 250 à 450 MHz. Cette particularité réduit notablement la difficulté de synthèse de la fréquence d'entrée, les performances de bruit étant d'autant meilleures que la plage de fréquence à cou- vrir est plus étroite. Il convient de souligner que la mise en oeuvre d'un nombre doublé de pas suppose que CPF1 fonctionne, en fonction des fréquences de sortie à engendrer, selon l'un ou l'autre de deux modes distincts, l'un dans lequel (Fo + L) est supé- rieur à FA, l'autre dans lequel c'est l'inverse et que CPF2 fonctionne également selon un premier mode o G.Fi est supé- rieur à Fs et un second mode o c'est l'inverse. Dans le premier mode, lorsque la fréquence de l'oscillateur décroit, la fréquence du battement croit, ce qui permet de rétablir l'équilibre à condition que le comparateur phase-fréquence fournisse une tension de commande propre à faire décroître la fréquence de l'oscillateur lorsqu'on s'écarte de l'équi- libre par excès de fréquence de l'oscillateur. Dans le second mode, lorsque la fréquence de l'oscillateur décroît, la fréquence du battement décroît également. L'équilibre est toutefois possible, car la fréquence du battement décroît de la même valeur que celle de l'oscillateur, tandis que la décroissance de fréquence à laquelle le battement est compa- ré est par exemple ND fois plus faible. Mais, pour rétablir -8 - l'équilibre, il faut alors que le comparateur phase-fréquen- ce fournisse une tension de commande propre à faire croître la fréquence de l'oscillateur lorsqu'on s'écarte de l'équi- libre par excès de fréquence de FA/ND. Ce résultat, qui ne pourrait être obtenu avec un échantillonneur ou un mélan- geur, peut l'être avec un comparateur phase-fréquence: il suffit par exemple d'inverser les connexions entre les deux fréquences d'entrée du comparateur et les deux bornes d'entrée de celui-ci. En pratique, le bit S commandera donc un premier organe d'aiguillage reliant les sorties de FL1 et D2 aux deux bornes d'entrée de CPF1 et un second organe d'aiguillage reliant les sorties de D3 et FL3 aux deux bornes d'entrée de CPF2. On notera que le comparateur phase-fréquence autorise par ailleurs que le dispositif d'approche de fréquence nécessai- re (mais non figuré) soit plus grossier qu'avec un simple mélangeur. Ce dispositif sera facile à réaliser dans une grande gamme de fréquences, malgré les erreurs de linéarité et les dérives de l'oscillateur de sortie et du dispositif d'approche lui-même. Il va de soi que diverses modifications pourront être appor- tées aux montages décrits et représentés, sans s'écarter de l'esprit de l'invention. -9 Revendications de brevet 1. Etage de synthèse de fréquence ajoutant des grands pas de fréquence à une fréquence comportant elle-même des pas de fréquences plus petits, comportant deux circuits comprenant chacun au moins un oscillateur à commande par tension ou courant asservi par une boucle à verrouillage de phase, le premier circuit divisant, au moyen d'un diviseur programmable, la fréquence d'entrée Fo + L (L étant la somme des petits pas) par un facteur de division rationnel et ajoutant au résultat de cette division une fréquence étalon P qui est dans un rapport entier fixe avec les grands pas, pour donner une fréquence intermédiaire Fi, tandis que le second circuit multiplie ladite fréquence intermédiaire par ledit facteur rationnel, caractérisé en ce que le second circuit (OS - E - G - D3- CPF2 - FL3) est agencé pour diviser (en D3) la fréquence intermédiaire par un taux entier fixe D et comparer (en CPF2) le résultat Fi/D à un battement entre la fréquence de sortie Fs et un harmonique N. Fi de la fréquence intermé- diaire, tandis que ledit facteur rationnel est N + l/D. 2. Etage de synthèse de fréquence selon la revendica- tion 1, caractérisé en ce que le premier circuit comprend une boucle auxiliaire à verrouillage de phase dont le comparateur (CPF1) reçoit, d'une part, le battement entre la fréquence d'entrée Fo + A et la fréquence de l'oscillateur auxiliaire (OA), d'autre part, le résultat de la division de cette dernière (en D1, D2) par le produit ND, et une boucle prin- cipale à verrouillage de phase, dont le comparateur (CP1) reçoit, d'une part, un battement entre la fréquence étalon P et la fréquence Fi de l'oscillateur principal (Oji), d'autre part, le résultat FA/N de la division par N (en D1) de la fréquence de l'oscillateur auxiliaire. - 10 -2565437 3. Etage de synthèse de fréquence selon la revendica- tion 1 ou 2, caractérisé en ce que les comparateurs de la boucle auxi- liaire (CPF1) et de la boucle du second circuit (CPF2) sont des comparateurs phase-fréquence. 4. Etage de synthèse de fréquence selon la revendica- tion 3, caractérisé en ce que le taux de division fixe D est égal à 4 et une inversion de la connexion des entrées desdits compa- rateurs phase-fréquence avec les fréquences à comparer est prévue.