FR 2566596 A1 19851227 FR 8505005 A 19850402 "Système-changeur de fréquence non limitée à caracté- ristique d'harmonique perfectionnée et circuit d'en- tralinement de moteur à courant alternatif à fréquence réglable utilisant un tel système ". L'invention concerne un système-chan- geur de fréquence non limitée à caractéristique d'harmo- nique perfectionnée et un circuit d'entraînement de moteur à courant alternatif à fréquence réglable utili- sant un tel système. De façon générale, l'invention con- cerne les changeurs de fréquence de puissance, statiques et plus particulièrement les changeurs de fréquence non limitée (UFC) et leurs applications par. exemple à des circuits d'entraînement de moteurs-à courant alter- natif à vitesse réglable. Les brevets US 3 470-447 et 3 493 838 décrivent un changeur de fréquence non limitée (UFC) et son circuit de commande de commutation statique, pour générer une courbe alternative de tension et de fréquence réglées. Ces deux brevets qui correspondent au brevet britannique 1 222 291 de L. Gyugyi et autres appartient au présent déposant. Ces documents montrent comment les commutateurs de chacun des convertisseurs statiques associés à une phase de sortie de la charge peuvent être commandés sélectivement et cycliquement pour être conduc- teurs pendant un intervalle de temps prédéterminé de façon à fournir en sortie une puissance définie par un incrément commandé de la tension d'entrée elle-même déli- mitée entre deux intervalles de temps utilisés pour réduire la sortie, ce procédé donnant une tension de sor- tie alternative dont l-a fréquence dépend du taux de répé- tion des intervalles de temps de conduction et dont l'am- plitude est mesurée par la période de temps de conduction efficace de chaque commutateur statique. Un tel changeur de fréquence non limitée s'applique avantageusement à des circuits d'entraînement alternatifs à vitesse varia- ble comme cela est exposé aux pages 5-14 et 363-388 du document "Static Poier Frequency Changers" par L. Gyugyi et B. R. Pelly, prublié aux Etats Unis par John Wiley & Sons, 1976. A ce point de vue, par exemple Cyugyi et Pelly ont observé que le changeur UFC a une caractéristi- que bilatérale propre entre la source de puissance appli- quée à son entrée et la puissance qu'il fournit à sa sortie, ce qui permet de travailler dans quatre quadrants du circuit d'entraînement du moteur sans nécessiter de circuits supplémentaires co teux. La technologie des changeurs de fré- quence non limitée est devenue particulièrement intéres- sante avec le développement des commutateurs semi-conduc- teurs modernes, par exemple les transistors de puissance et les dispositifs GTO. La commande de tension UFC par modu- lation de largeur d'impulsion (PWM) est intéressante pour obtenir un circuit de commande de moteur à fréquence variable dans une plage étendue. Un inconvénient d'un changeur UFC PWM dans un circuit d'entraînement d'un moteur est qu'il induit une quantité importante de com- posantes non fondamentales dans le courant d'entrée. On peut réduire dans une certaine mesure les composantes non fondamentales en insérant un filtre d'entrée appro- prié. Toutefois pour cette solution, on a constaté qu'il fallait des filtres de dimensions importantes. Si l'on augmente la dimension des filtres, on augmente également le taux de réaction de filtre c'est-à-dire le courant réactif et les pertes par insertion sans tenir compte du coût supplémentaire. Pour réduire les dimensions du fi.l- tre, un procédé consiste à augmenter la fréquence por- teuse du système UFC PWM en passant d'une modulation simple à une modulation double, triple ou quadruple. Lorsque la fréquence de modulation augmente, les fréquen- ces des composantes non fondamentales qui ont'des ampli- tudes dominantes se déplacent vers la plage élevée et le filtrage devient plus facile. Néanmoins dans ce cas, les pertes par commutation augmentent également et la limite supérieure sera déterminée par les caractéristi- ques des commutateurs. La présente invention a essentielle- ment pour but de créer un appareil de conversion de fréquence applicable à la technologie des changeurs de fréquence non limitée pour améliorer la qualité de l'en- trée et de la sortie variables. A cet effet, la présente invention concerne un appareil de conversion de fréquence ayant un ensemble de convertisseurs statiques liés en phase, chacun étant branché entre une source. d'alimentation alternative polyphase de fréquence fIN-et une sortie - alternative poIyphase de fréquence fo comprenant:'pour chacun des convertisseurs un ensemble d'unités de commu- tation bilatérales commandées, pour être conducteur successivement au cours d'une période de temps (TP) caractérisant cette fréquence fo, chaque unité de commu- tation ayant un intervalle de temps de conduction (t) réglable dans un cadre de temps commun (T) défini par un taux de répétition réglable et se produisant par cette succession suivant le taux de répétition pour dériver de l'énergie de la source d'alimentation alternative à travers le convertisseur correspondant au cours des segments successifs de tension, sur la base d'une phase et à appliquer les segments de temps dérivés de cette succession à la sortie de façon à former avec un ensem- ble d'unités de commutation de convertisseurs, analogues, un système de sortie pol.phase alternatif; la fréquence fO de la sortie alternative est une fonction de la diffé- rence entre la fréquence fin de la source de puissance IN alternative et le taux -de répétition; la combinaison de: un moyen synchronisé suivant le taux de répétition et mis en oeuvre pendant l'intervalle de temps conduction commandé (t) pour définir avec cette succession d'unités de commutation n intervalles de temps de conduction élé- mentaires (t*) répartis dans le cadre de temps (T) de fonctionnement de chaque unité de commutation dans cette succession et se produisant à un taux qui est égal à n fois le taux de répétition, la somme des intervalles de temps de conduction élémentaires (t*) dans cet intervalle de temps (T) etant égale à l'intervalle de temps de con- duction (t) réglable, n étant u.n entier lié à la fréquence de sortie du signal de sortie alternatif; et un moyen pour commander.les unités de commutation de cette succes- sion, chacune n fois avant de-commander l'autre unité, de façon à améliorer la qualité du courant de sortie alternatif et de l'entrée de la source d'alimentation alternative. La présente invention sera décrite de façon plus détaillée à l'aide de la description faite ci- apres en relation avec les dessins annexés, dans les- quels: - la figure 1 est un schéma-bloc d'un système d'entraînement de moteur UFC selon les brevets US 3 470 447 et 3 493 535; déjà mentionnés la figure 2 est un tableau montrant les courbes résultant de trois taux de répétition diffé- rents et les espacements des trains d'impulsions de commande Pl, P2 du système de la figure 1 en fonction de la fréquence et de la tension de sortie et en fonction du courant de sortie. - la figure 3A montre les trois pha- ses de la figure 1 associées à la charge. - la figure 3 montre les courbes de fonctionnement du système de la figure 1, et la figure 3A sans exercer aucun contr8le sur les commutateurs com- mutés des convertisseurs pour régler l'amplitude de la tension de sortie, à titre de comparaison. - la figure 4 montre par des courbes comment les trains d'impulsions de commande P1 et P2 du système de la figure 1 définissent des périodes de condue- tion commandées, délimitées entre des périodes de court- circuit commandées pour régler l'amplitude de la tension de sortie. - la figure 5 est un tableau de cour- bes comparant les trois phases du système FC de la figure 1. - les figures 6A, 6B et 6C sont des ensembles de courbes montrant l'effet d'un niveau de tension de sortie réduit sur l'une des lignes d'alimenta- tion d'entrée, suivant le mode de commande de l'art anté- rieur. - la figure 7 montre des courbes de tension et de courant, juxtaposées, illustrant les périodes de conduction de durée augmentée et leur effet sur les harmoniques des courants d'entrée fournis par la source d'alimentation alternative. - la figure SA montre la coïncidence de l'intervalle de temps actif entre les trois convertis- seurs. - la figure SB montre les sous-inter- valles de temps imbriqués selon l'invention, obtenus par espacement symétrique et distribution symétrique dans le temps entre les trois convertisseurs. - les figures 9A, 9B et 9C montrent un ensemble de courbes illustrant les formes des cour- bes de courant d'entrée selon la technique de la figure 8B. - la figure 10 montre l'effet de la technique des figures 8B et 9 sur la valeur FEM des harmoniques du courant d'entrée. - la figure 11 est un tableau de cour- bes montrant l'obtention des signaux Pi, P2 de la figure 1 et la dérivation des signaux d'entralnement pour les convertisseurs du système de la figure 1. - la figure 12 est un schéma fonction- nel du circuit de commande selon l'invention. - la figure 13 est un schéma fonction- nel montrant en outre la stratégie de commande et le fonctionnement de l'invention selon la figure 12. - la figure 14 montre les courbes générées par le circuit-séquenceur de commande du circuit de commande de la figure 12. - ies figures 15A, 15B et 15C montrent lorsqu'elles sont prises en combinaison avec les figures 13, 14A-14C et 169 la stratégie de commande selon la présente invention. - la figure 16 montre les trois cour- b.es de tension à six impulsions obtenues en utilisant les fonctions d'existence représentées aux figures 14A- 14C. - la figure 17 montre une réalisation de l'art antérieur en utilisant des convertisseurs à montage en pont, triphasés, à commutateurs statiques bilatéraux et à circuits de distribution isolés. - la figure 18 montre les trois cour- bes de temps dérivées en format binaire. Y - la figure 19 montre une série de courbes ayant la période du signal de la ligne 17 et de deux signaux concurrents de la ligne 2S, et - les figures 20-27 montrent différents procédés graphiques donnant les fonctions d'existence pour la modulation imbriquée. La présente description concerne les commutateurs bilatéraux commandés d'un changeur de' fé- quence non limitée UFC, chaque commutateur étant pris à son tour au cours du cycle de commutation de la phase de sortie de façon à "imbriquer" les intervalles de conduc- tion actifs des commutateurs dans les trois convertis- seurs de puissance des phases respectives, les interval- les de conduction des trois convertisseurs ne coïncidant plus. Cela est réalisé en divisant l'intervalle de temps actif tel que connu selon l'art antérieur rappelé ci- dessus en au moins deux sous-intervalles identiques qui sont décalés symétriquement par rapport au milieu du cadre de temps de commande par. phase et sont répartis également sur les trois phases pour le même cadre de temps. Une telle commande des commutateurs bilatéraux se fait de façon numérique. La présente invention repose sur la constatation que pour un système UFC à six impulsions, il faut isoler les trois enroulements de moteur et chaque enroulement est entraîne separément par chaque conver- tisseur UFC à six impulsions. Dans ce cas,. il n'est pas nécessaire de moduler symétriquement tous les trois convertisseurs du système UFC. En d'autres termes, on peut moduler indépendamment les convertisseurs l'un par rapport à l'autre et de façon non symétrique. La réduc- tion de la valeur efficace d'entrée du courant non fonda- mental peut alors se faire en utilisant une technique de modulation adéquate. A titre d'illustration, on décrira ci-après l'invention comme faisant partie d'un système d'entrainement alternatif. Cependant, il est clair que le changeur de fréquence non limitée (UFC) selon l'inven- tion peut s'utiliser dans une multiplicité d'applications industrielles ou autres. Dans le système d'entraînement alter- natif selon un mode de réalisation préférentiel de l'in- vention, on utilise un changeur de fréquence non limitée (UFC) pour donner une puissance de sortie de tension variable et de fréquence variable pour commander la vitesse d'un moteur à induction à courant alternatif. En conservant la caractéristique volt-par-hertz du moteur à induction, on change la tension de sortie fondamentale de façon essentiellement proportionnelle à la fréquence de sortie. Cette variation de la tensionde sortie a été réalisée jusqu'à présent par une simple technique de variation de la largeur des impulsions. Cette solution de l'art antérieur s'est traduite par une augmentation des harmoniques du courant du moteur et l'augmentation des ondulations du courant d'alimentation d'entrée pour les vitesses relativement faibles du moteur. On propose ci-après un nouveau procédé de commande de tension qui réduit au minimum les ondulations, de l'alimentation d'entrée et du courant du moteur pour, toute la plage des vitesses (fréquences de sortie). Cela se traduit par un perfectionnement notable des caractéristiques du moteur aux faibles vitesses et des avantages économiques par réduction des moyens de filtrage d'entrée et des pertes du moteur. Le changeur de fréquence non limitée (UFC) décrit aux brevets U.S 3 470 447 et 3 493 835 (brevet GB 1 222 291) comme convertisseurs de fréquence - à commutation "artificielle" statique à tension de sor- tie variable est une technique bien connue dans la littérature et ce type de convertisseur selon l'art antérieur sera désigné ci-après par "convertisseur UFC ou dispositif UFC". Par comparaison à d'autres convertis- seurs de puissance, statiques, le convertisseur UFC pré- sente des avantages importants qui le rendent particu- lièrement intéressant pour fournir une puissance électri- que de fréquence variable afin de commander la vitesse de moteurs à courant alternatif. Ces avantages sont les suivants 1. Conversion de puissance-dans un seul étage avec passage bidirectionnel de la puissance (c'est-à-dire que la puissance peut aller vers la charge ou provenir de la charge). Cela permet le freinage par régénération du moteur. 2. Une plage de fréquences de sortie, étendue, qui n'est pas limitée par la fréquence d'entrée (fréquence d'alimentation). Cela signifie que la fréquen- ce de sortie fournie, peut être inférieure, supérieure ou égale à la fréquence d'entrée. 3. Le spectre de fréquence de la cour- be de sortie est indépendant de l'amplitude de la compo- sante fondamentale. voulue. De plus, les fréquences des composantes "gênantes" (harmoniques) de la courbe de sor- tie sont très distantes de la fréquence fondamentale dans toute la plage des fréquences de sortie. Cette séparation des fréquences harmoniques par rapport à la fréquence fondamentale augmente le caractère "naturel"(c'està-dire sans changer le procédé de construction de la courbe de tension de sortie) lorsque la fréquence fondamentale de sortie diminue. Ainsi. les fréquences des courants harmo- niques du moteur restent élevées par rapport à la fré- quence fondamentale même aux faibles vitesses. C'est pourquoi, le moteur tourne sans heurt. 4. Les tensions de sortie du conver- tisseur triphasé sont équilibrées de facon intrinsèque. Néanmoins, il est possible de commander séparément les trois tensions de sortie. 5. Le déplacement du facteur de puis- sance du moteur vers le retard (fonctionnement inductif) se traduit par un déplacement en avance de charge (capa- citif) du facteur de puissance (pour un même angle de phase) au niveau de l'alimentation alternative. C'est pourquoi le déplacement du facteur de puissance de sor- tie unitaire (charge) est réfléchi en retour sur l'ali- mentation alternative sans changement. 6. La commande est simple c'est-à- dire que la fréquence et la.tension de sortie peuvent être réglées comme indiqué dans les brevets Gyugyi... par dew trains d'impulsions décalés de façon adéquate et ayant tous deux la même fréquence régulière. Cependant, le changeur de fréquence non limitée présente l'inconvénient que pour le procédé de commande de tension selon l'art antérieur, décrit dans les brevets U.S ci-dessus, les amplitudes des composants harmoniques de la tension de sortie et celles du courant d'entrée fourni par l'alimentation alternative augmentent notablement lorsque la tension de sortie fondamentale diminue. Cela se traduit par une augmentation des pertes dahs la machine aux faibles vitesses et peut nécessiter un filtrage important des lignes d'alimentation d'entrée. Un procédé est ainsi proposé selon la présente invention par lequel on commande l'amplitude de la tension de sortie fondamentale tout en maintenant un rapport d'am- plitude essentiellement constant,entre les harmoniques dominantes et la tension fondamentale et le courant de sortie et les bornes d'entrée du changeur UFC,lorsque la tension de sortie varie de la valeur maximale à la valeur nulle. Le système de circuit d'entraînement de moteur à changeur de fréquence non limitée (UFC) décrit dans les brevets U.S rappelés ci-dessus est représenté schématiquement à la figure 1. Ce système se compose de trois circuits de puissance a convertisseurs bidirectionnels identiques CVl CV2, CV3 alimentant les trois enroulements de stator 1, W2, W3 d'un moteur à induction M, une logique de porte GL générant les signaux électriques nécessaires pour rendre conductrices et blo- quer les unités de commutation bilatérales (A1, A2, B1, B2, C1, C2) de chacun des convertisseurs CV1, CV2, C 3. Un générateur de courbe de temps T VI fournit en sortie deux trains d'impulsions P1, P2 en réponse à des signaux analogiques externes qui déterminent par un point de réglage SP, la fréquence de sortiee f et la tension V0 appliquées au moteur. La relation entre les deux trains d'impulsions de commande Pl, P2 et la tension de sortie V0 du changeur UFC est représentée par les courbes (a), (b) et (c) représentées à la figure 2. Comme le montre la courbe (a), le train d'impulsions P1 détermine la fréquence de sortie et ainsiavec la courbe (b),le train d'impulsions P détermine l'amplitude V0 de la tension de sortie fondamentale. Les deux trains d'impulsions sont coordonnés pour que la tension de sortie V0 augmente lorsque la fréquence de sortie fo augmente de façon à maintenir essentiellement constant le flux dans l'entre- fer du moteur. La figure 1 montre la commande par porte effectuée par le circuit logique à porte GL du circuit d'entraînement de porte de l'unité de connutation A dans le convertisseur C 1, l'unité de co00rutation A1 ayant un dispositif GTO travaillant de façon bilatérale. - L'unité de commutation 41 est une illustration des autres unités de commutation A2, B1, B2, C1 et C2. La courbe (c) de la figure 2 montre qu'entre deux impulsions successives Pi, P2, on a un segment de l'une des courbes de tension d'entrée fournies par la source d'alimentation alternative d'entrée reliée à la sortie du convertisseur par les commutateurs bila- téraux commandés (A1 A29 B1, B2.. ou C2). Entre deux impulsions consécutives P et Pl, la sortie du conver- 2 1 tisseur est court-circuitée par les commutateurs bilaté- raux. De tels "segments de tension" successifs sont fournis par l'entrée et sont appliqués à la sortie sui- vant un schéma de conduction déterminé qui se compose de six commutateurs bilatéraux différents, successifs tels que A1 comme représenté dans l'exemple de la figure 1. De tels "segments de tension" successifs composent une tension de sortie alternative V0 ayant une enveloppe essentiellement sinusoïdale comme cela est représenté pour différentes fréquences de sortie f0 1/3fI, f0 = fI et fo = 5/3fi par la courbe (c) de la figure 2. La moyenne des "segments de tension." obtenue par conduc- tion du commutateur bilatéral (AC A29 B19 o 'C2) entre deux impulsions successives Pl. P2 (représentées à la figure 2 par les courbes (a) et (b) respectivement) varie de façon essentiellement sinusoïdale dans le cycle de sortie comme cela est représenté par la ligne en poin- tillés (c) à la figure 2. Le courant i0 du moteur cor- 0f respondant à la tension de sortie VOf du convertisseur comme représenté à la figure 2 sous (c) est représenté à la figure 2 par la courbe (d). La ligne en traits mixtes montre la composante fondamentale iOf du courant de moteur iO. Le schéma de commutation dépend de l'intervalle entre deux impulsions successives PI., P2 ainsi que du taux de répétition des deux trains d'impul- sions. Pour maintenir un entrefer constant dans le moteur, si la fréquence fo augmente (taux de répétition augmenté de Pl. P2) la tension V0 augmente automatiquement si l'on augmente l'écartement de P1 et P29 de façon à augmenter la largeur de chaque "segment de tension". Cela est repré- senté à la 'figure 2 sous les références (a), (b)-.et (c) pour trois cas de fréquences de sortie: f = 1/3fI f0 = fI et fO = 5/3fi' relations dans lesquelles fI est la fréquence de la source d'alimentation alternative d'entrée à laquelle sont reliés les trois convertisseurs CV1, CV2, CV3. La figure 3A montre le changeur UFC relié aux trois phases de la charge. Les principes de fonctionnement de base du changeur UFC apparaîtront plus clairement en se reportant aux courbes représentées aux figures 3 et 4 pour l'une des trois sorties du changeur UFC. La courbe de tension de sortie fondamentale V du changeur UFC si l'on néglige maintenant -la commande de l'amplitude de la composante fondamentale peut se générer en autorisant la conduction des paires d'unités de commutation A1B2, A1C2, B1C2, BlA2, C1A2, ClB2, dans cet ordre, pendant une période de temps déterminée T, de façon que chacune des tensions de ligne d'entrée soit successivement reliée à la charge au cours de cette période de temps. La séquen- ce est répétée à un taux de répétition prédéterminé. Comme représenté à la figure 3, ce schéma de commutation répétitif occupe une période de temps TP"définie par les cadres de temps T uniformes, successifs, portant respec- tivement les références T1, T2, T3, T4, T5 et T6. Ce schéma de commutation donne une courbe de tension de sor- tie V0 ayant une composant fondamentale V 'désirée" 0 F de fréquence fo0 égale à la différence entre la fréquence d'alimentation alternative fiN et la fréquence de répé- tition fSw du schéma de commutation comme cela est expli- qué dans les brevets rappelés ci-dessus. La figure 3 montre le fonctionnement d'un système dans lequel pour chaque unité de commutation bilatérale, l'intervalle de conduction (T) s'étend complé- tement entre deux points de commutation consécutifs NC, -14 e-n général entre l'instant du déblocage de deux commuta- * teurs statiques dans la succession (A1B2, A1C2, B1C2... C1LB2). La figure 4 montre un système dans lequel la durée de conduction (T) est commandée, en général elle est réduite à partir d'une durée maximale T jusqu'à t1. Comme représenté à la figure 4, cela se fait en court-circuitant les bornes de sortie c'est-à-dire la charge pendant l'in- teralle de temps complémentaire t2 = (T-tl). Ce résultat est obtenu par la paire de commutateurs reliés à la même ligne d'entrée (A1A2, C1C2... B1B2)o Cette commande de largeur de t1 dans l'intervalle T permet de commander la tension de sortie fondamentale comme cela a été expliqué dans chacun des deux brevets mentionnés ci-dessus. Ce mode de commande est caractérisé par un schéma de commuta- tion de répétition qui occupe la période de temps TP définie par six cadres de temps T espacés uniformément et portant les références T1 ooo T6. Dans le cadre de temps T1, les commutateurs de puissance A et B2 sont conducteurs pendant l'intervalle de temps tie A la fin de l'intervalle t1, les commutateurs A et A2 sont déblo- q ques pour la durée de l'intervalle t2 pour court-circui- ter la charge et constituer ainsi un chemin pour le cou- rant de charge. Au cours du cadre de temps suivant t2, les commutateurs A et C sont débloqués pour la durée 1 2 de l'intervalle t1 de façon à appliquer un incrément de - tension d'entrée VC à la charge. A la fin de l'inter- AC valle t1 du cadre de temps T2, les commutateurs A1 et C2 se bloquent et les commutateurs C1 et C2 se débloquent pour la durée de l'intervalle t2 du même cadre de temps afin de court-circuiter la charge. La partie restante de la séquence du schéma de commutation apparaît à l'examen de la figure 4. Il est également clair selon cette figure que le train d'impulsions P définit le cadre de temps T et ainsi la fréquence de sortie de la tension de sortie fondamentale ou tension de sortie voulue 1 5 F de la courbe de tension de sortie %0 alors que le train d'impulsions P2 définit la longueur relative des inter- Qalles t et t2 dans le cadre de temps déterminé T en déterminant ainsi l'amplitude de la composante fondamen- tale F Le schéma de commutation pour les trois phases d'un changeur UFC triphasé, complet est représenté à la figure 5. Un inconvénient du système de changeur UFC selon l'art antérieur tel que décrit ci-dessus est que les amplitudes-des composantes gênantes (composantes harmoniques) augmentent dans la tension de sortie lors- que la fréquence de sortie diminue. Cela provient du fait que l'intervalle de temps t1 au cours duquel la ten- sion d'entrée est appliquée à la charge du moteur diminue par rapport au cadre de temps uniforme T lorsque la fré- quence de sortie diminue, en maintenant constant le rap- port entre la tension de sortie et la fréquence pour le moteur à courant alternatif. La diminution de l'inter-- valle de temps t et l'augmentation de l'intervalle,de temps T se traduisent par une augmentation des courants harmoniques dans le moteur aux faibles fréquences de sor- tie comme cela est représenté par les courbes de courant du moteur i (d) à la figure 2. C'est pourquoi, les per- o tes dans le moteur augmentent lorsque la vitesse du mo- teur diminue. Un autre inconvénient est que les am- plitudes des harmoniques des courants d'entrée pris par l'entrée du changeur UFC à la source d'alimentation al- ternative triphasée augmentent également lorsque la com- posante fondamentale de la tension de sortie diminue du fait de ladiminution de l'intervalle de temps tl. Cela apparaIt à la figure 6 sur les segments iA qui arrivent en moyenne à iAF en étant alignés sur les segments de la AF35 courbe de tension de sortie V composante fondamentale courbe de tension de sortie V 0 à composante fondamentale \OF (voir les courbes (a) et (b) de la figure 6). En OF conséquence, les conditions de filtrage des bornes d'en- trée du convertisseur UFC augmentent considérablement lorsque la fréquence de sortie (et ainsi la tension de -sortie) diminue. La présente invention a pour but de réduire au minimum et même de supprimer ces inconvénients. Pour cela, on propose un procédé de commande de tension de facon que les amplitudes des harmoniques significatives des courbes de la tension de sortie et du courant d'en- trée restent essentiellement proportionnelles à l'ampli- tude de la composante fondamentale lorsque l'amplitude de cette composante fondamentale diminue pour les fré- quences de sortie réduites. La courbe de courant dérivée de l'une des lignes d'alimentation appliquées à l'entrée lorsque le changeur UFC est mis en oeuvre à un niveau de tension de sortie, réduit, est représentée à la figure 6; La raison pour laquelle l'amplitude des harmoniques de la courbe de courant d'entrée (ainsi la distorsion moyenne efficace totale du courant) augmen- te lorsque la composante fondamentale de la tension de sortie diminue par suite-de la diminution de l'inter- valle de temps t1 est représentée à la figure 7. Il apparaît que pour un courant de sortie normalisé, cons- tant (qui correspond à un couple normalisé du moteur pour n'importequelle vitesse) les valeurs instantanées maximales du courant d'entrée restent essentiellement les mêmes (ces valeurs sont déterminées par l'amplitude -du courant constant de sortie) alors que-le courant d'entrée moyen (ou fondamental) diminue lorsque la ten- sion de sortie diminue aux vitesses réduites du moteur. Sur ce plan, il est rappelé que les conditions de puis- sance du moteur à courant alternatif pour un courant de sortie fixe et pour une tension de sortie fondamentale réduite, sont assurées par l'alimentation d'entrée alter- native à une tension d'entrée fixe et pour un courant d'entrée fondamental, réduit. Selon le changeur UFC de l'art antérieur, le courant moyen de la liqne d'entrée est diminué par diminution de l'intervalle de temps "actif" t1 pendant lequel la tension est appliquée au moteur et le courant est fourni par l'alimentation alter-- native. Lorsque la tension moyenne de sortie (ou fondamen- tale) est voisine de zéro, le courant d'entrée se compose d'un certain nombre d'impulsions de courant, étroites, dont la largeur tend sers zéro alors que l'intervalle de courant nul "ou passif" t2 entre ces impulsions atteint la longueur du cadre de temps de base T et en même temps l'intervalle de temps conduction tI "actif" approche de zéro. La présente invention a pour but de créer une commande de tension de sortie de façon à rédui- re les valeurs maximales instantanées du courant d'entrée et ainsi la distorsion totale moyenne efficace du courant. En se reportant de nouveau à la figure 1, le circuit de puissance de base du changeur UFC se compose- de trois convertisseurs de puissance, identiques, un convertis- seur pour chaque phase de sortie. Chacun-de ces conver- tisseurs prend du courant de chaque-phase de l'alimenta- tion alternative. Comme représenté aux figures 5 et 6, l'intervalle de conduction des dispositifs de commutation selon l'art antérieur coincide avec le cadre de temps des trois convertisseurs de puissance. C'est pourquoi, les trois bornes de sortie (charges) sont reliées à l'en- trée alternative au cours d'un tel intervalle de temps "actif" commun t1 pour alimenter les dispositifs de com- mutation actifs des convertisseurs de puissance. Dans ce cas, le courant d'entrée total pris de l'alimentation alternative est la somme des trois courants d'entrée pris individuellement par les trois convertisseurs. Comme e. représenté par la séquence de commutation définie pour le changeur UFC (figures 5 et 6) en fait deux des trois courants de charge sont pris de n'importe laquelle des trois lignes d'alimentation au cours de n'importe quel intervalle de conduction "actif" t. En conséquence, le courant d'entrée tel que représenté à la figure 6 se compose de segments de la somme des deux courants de sor- tie correspondants. Comme les intervalles de conduction dans les convertisseurs coincident, le courant d'entrée instantané change de façon échelonnée entre zéro au cours de l'intervalle "passif" t2 jusqu'à la somme de deux courants de sortie au cours de l'intervalle de temps "actif" tl. - Dans un circuit d'entraînement de moteur concernant un moteur à induction à trois phases, il faut trois convertisseurs UFC à six impulsions, indé- pendants.-Chaque-courant de ligne d'entrée est la somme de chaque courant de branche dans le système UFC. Chaque courant de branche est un courant modulé en largeur d'impulsions pour un convertisseur UFC. Les trois courants de branche des trois convertisseurs UFC respectifs sont répartis de façon à réduire au minimum le chevauchement entre eux. En d'autres termes, les impulsions de courant qui passent par une ligne d'entrée peuvent être réparties de façon égale par des modulations indépendantes des trois convertisseurs UFC; cela se traduit par une réduction de la valeur moyenne efficace du courant non fondamental dans la ligne d'entrée. L'expression "système PYM imbri- qué" a été choisie pour désigner un procédé de commande à largeur d'impulsions modulée (PM) pour les trois convertisseurs UFC d'un circuit d'entraînement de moteur. Pour supprimer les inconvénients ci- dessus, il est proposé d'éliminer la coindence entre les intervalles de temps actifs des trois convertisseurs et d'obtenir l'équivalent du déplacement de temps d'un convertisseur ser-s l'autre en divisant chaque intervalle de temps en au moins deux sous-intervalles symétriques et en imbriquant ces sous-intervalles sui.ant une distri- bution de temps égale sur le cadre de base de temps. Il est à remarquer que lorsque pour une tension de sortie réduite, les intervalles de temps de conduction diminuent et se traduisent par une réduction du courant d'entrée et une augmentation de la valeur efficace des harmoniques du courant d'entrée. les intervalles de conduction formés de tels sousinterval1es ne se chevaucheront jamais et les segments de chacun des courants de sortie fournis par la source d'entrée restent répartis sur tout le cadre de base. C'est pourquoi l'amplitude du changement pas à pas du courant d'entrée est déterminée par la valeur instan- tanée du courant de sortie correspondant plutôt que par la somme des valeurs instantanées de deux courants de sortie comme dans le changeur UFC de l'art antérieur. On peut montrer que dans la technologie de commande de tension de sortie du type à imbrication telle que proposée, la valeur efficace maximale des harmoniques du courant d'en- trée peut être réduite d'environ 25 pour cent. Le principe fondamental pour commander les commutateurs selon l'invention sera expliqué ci-après en se reportant aux figures 8A et 8B. La figure SA montre la technique de base de commande de tension selon l'art antérieur. Comme indiqué précédemment, au cours d'un in- tervalle variable t1 du cadre de temps de base T, chaque paire de bornes de sortie (et ainsi chaque phase de la charge) est reliée à l'une des tensions d'entrée entre phases. Au cours de la partie restante du cadre de temps T, chaque paire de bornes de sortie est court-circuitée. La figure SA montre un cadre de temps particulier]pendant son intervalle actif. Au cours de l'intervalle actif, la tension VAB est reliée à la sortie 1 par les 'commutateurs A1B2 du convertisseur 1; la tension VCA est reliée à la sortie 2 par les commutateurs C A du convertisseur 2 1 2 et la tension 'BC est reliée à la sortie 3 par les commu- tateurs B 1C2 du convertisseur 3. En se reportant aux figures 1 et 5, il apparaît que les intervalles de temps tl(l), tl(2) et t1(3-) définissent les intervalles de conduction actifs pour les commutateurs concernés des convertisseurs 1, 2 et 3 respectifs. Dan s le mode de commande selon l'art antérieur, les intervalles actifs sont espacés de façon égale et sont placés dans le cadre de temps de base T. Dans un but de clarté, l'intervalle de temps actif t1 a été défini à la figure 8A symétrique- ment par rapport au milieu du cadre de temps T. La figure 8B montre le principe fonda- mental du mode de commande à "imbrication" selon l'inven- tion. L'intervalle de temps "actif" t1 au cours duquel les charges de sortie sont reliées à l'alimentation alter- native d'entrée est divisé dans ee cas en deux sous-inter- valles identiques. Ces deux sous-intervalles sont placés symétriquement par rapport à l'axe médian du cadre de temps T. Lorsqu'on réalise une telle distribution dans un cadre de temps des segments du courant de sortie fournis par l'alimentation d'entrées ces sous-intervalles qui représentent les intervalles de conduction actifs des commutateurs d'un convertisseur de puissance, ne sont pas alignés sur tous les cadres de temps d'un convertis- seur au suivant pour les trois convertisseurs de puissan- ce. A titre d'exemple comme représenté à la figure 8B, les deux sousintervalles de temps au cours desquels les commutateurs A1B2 pour le convertisseur 1, C1A2 pour le convertisseur 2 et B1C2 pour le convertisseur 3 sont fer- mes, s'éloignent progressiement l'un de l'autre en garan- tissant qu'à la tension de sortie réduite, les segments fournis par la source d'entrée par les trois convertis- seurs alimentant les trois phases de la charge ne coinci- dent. La forme de courbe du courant d'entrée obtenue et la technique de commande représentée à la figure 8B sont développées à la figure 9.. La figure 9 montre l'intervalle de conduction actif à tension de sortie réduite pour le chan- geur UFC lorsque la tension est augmentée en augmentant la largeur de l'intervalle de conduction actif t1 et les deux segments de-courant de sortie de la ligne d'entrée se chevauchent. Néanmoins comme représenté par les courbes (A) et (B) de la figure 10, dans toute la plage de com.- mande de tension selon le procédé de commande par imbri- cation, tel que proposé, la valeur efficace des harmoni- ques du courant d'entrée est diminuée de façon significa- tive (courbe (B)) par opposition à la valeur efficace obtenue selon la technique de commande par coincidence (courbe (A))-de l'art antérieur. Selon-la technique d'imbrication, pro- posée, les intervalles de conduction actifs des commuta- teurs des trois convertisseurs de puissance peuvent être établis de différentes manières. A titre d'exemple, on peut diviser l'intervalle actif t1 en un nombre de sous- intervalles supérieur à deux et ces sous-intervalles peu- vent être espacés de différentes manières dans.les trois convertisseurs et dans le cadre de temps de base, commun T pour arriver à l'imbrication avec des résultats simi- laires. De même, l'espacement peut changer. La règle principale d'application de la technique d'imbrication à la commande de tension de changeur UFC consiste à main- tenir un espacement symétrique des sous-intervalles par rapport au milieu du cadre de temps de base T, pour garantir que la position de phase. relative des trois tensions de sortie reste la même si l'on change l'ampli- tude de la tension de sortie fondamentale. La solution à impulsions de largeur modulée PWM, imbriquée, pour les trois convertisseurs UFC proposés pour réduire le courant-non fondamental, d'entrée donne ce resultat sans introduire aucun déséquilibre du déphasage parmi les tensions de sortie UFC pour la fré- quence fondamentale. Ces trois ensembles de fonctions d'existence, décrites ci-après comme mode de réalisation- préférentiel, sont dérivées des fonctions d'existence concernant le système UFC de type PWM double, symétrique classique. Pour cette solution, les calculs ont montré que l'on arrivait à une réduction très importante de la valeur efficace d'entrée du courant non fondamental. La figure 11 est un tableau des cour- bes empreinté'aux brevets U.S 3 470 447 et 3 493 838 de L. Gyugyi et autres. Pour les besoins de la présente description, on intégrera les deux brevets U.S à titre de référence. Avant d'examiner la réalisation du nouveau procédé de commande utilisant les signaux P et P selon 1 2 les figures 1 à 4, on rappelera tout d'abord brièvement le procédé classique expliqué dans les brevets U.S 3 470 447 et 3 493 935 de L. gyugyi et autres. Il est à remarquer que pour relier n'importe quelle paire de lignes de la figure 1 à la charge, il faut une unité de commutation ayant au moins deux commutateurs bilatéraux BS. On voit ainsi que les unité.s de commutation respecti.ves A1B29 B1A2, A1C2, B1C2 et C1B2, mises en oeuvre séparément, peuvent donner six formes différentes de circuit comprenant les lignes d'entrée et la charge chacune des formes de circuit englobe une paire de lignes d'entrée et la charge dans un mode particulier de branchement parmi deux modes pos- sibles, liés de façon inverse. Ainsi, chacune des unités de commutation, donne lorsqu'elle est fermée, l'une des -six formes différentes de circuit entre les lignes d'en- trée et le circuit de sortie, chacune des formes de cir- cuit reliant la charge et une paire de lignes d'entrée. Pour les besoins de la description, on supposé que les commutateurs bilatéraux distincts BS sont des commutateurs parfaits c'est-à-dire qu'ils peuvent être fermés et ou- verts à un instant donné quelconque et que lorsqu'ils sont fermés, le courant peut librement passer à tout instant dans une direction ou dans l'autre. On suppose d'abord que le circuit de commande CT de la figure 3A est tel que les unités de commutation A1B2, A1C2 BC2 B1A2 C1A2 CB2 sont con- ductrices dans cet ordre pour une période-déterminée de temps T de façon que chacune des lignes d'entrée de ten- sion soit reliée à son tour à la charge pendant le même intervalle de temps; cette séquence est répétée suivant une fréquence de répétition R prédéterminée. Comme repré- senté à la figure 4, ce schéma de commutation cyclique ou répétitif occupe une période de temps TP définie par six cadres de temps T, uniformes, successifs portant les références T1, T2,, T, T4 T5 et T6. Chaque unité de commutation est fermée pendant un cadre de temps com- plet T comme cela est indiqué par la courbe de commuta- tion SW de la figure 4. Ce schéma de commutation donné une courbe de tension de sortie V0 correspondant à la courbe fondamental V'0F "souhaitée" de fréquence f0 égale à la différence entre la fréquence fT du courant alter- natif d'entrée et la fréquence de répétition fsw du schéma de commutation. Le système et le type de commande ci-dessus donnant cette courbe de tension de sortie conxiennent bien potentiellement pour la commande de vitesse d'une machine à courant alternatif et cela pour les raisons suivantes: il est possible d'avoir une plage de fréquences de sortie étendue; on peut avoir des fré- quences de chaque coté de la fréquence de ligne; la transition à travers la fréquence de ligne se fait sans incident la fréquence de la composante harmonique la plus faible est très séparée de la fréquence "fondamen- tale" et il n'y a pas de composante continue ou sub- harmonique. Bien que ce type de controle présente des avantages, son champ d'applications est extrêmement limité, car on ne peut commander la tension de sortie sauf par la commande de la tension d'entrée, bien que la commande en fréquence soit possible. Ainsio ce tpe de commande ne peut s'utiliser économiquement à la commande de vitesse d'une machine à courant alternatif. L'angle de conduction ou temps de récupération de chaque unité de commutation correspond à toute la durée de son cadre de temps correspondant T (en supposant qu'il s'agisse de commutateurs parfaits). A titre-d'exemple, on voit facilement à la figure 3 que pour le cadre de temps Ti, l'unité de commutation A B2 applique-la tension-d'entrée A-B à la charge pendant toute la durée du cadre. Dans le cadre suivant (T2), l'unité de commutation A1C2 est branchée pour appliquer n'importe quelle tension A-C à la charge pendant toute la durée du cadre T2 etc. Les commutateurs de chacun des conver- tisseurs Cb1, CV2, CV3 sont entraînés selon le mode de commande de l'art antérieur suivant six courbes d'entraî- nement DW représentées à la base de la figure 7 et réfé- rencées à leur extrémité gauche par les références Xi, Y19 Z1, Y2, Z2 et X sauf que les ensembles de courbes d'entraînement de chacun des convertisseurs sont décalés de 120'0 par rapport aux courbes d'entraînement du conver- tisseur suivant. A titre d'exemple, si ces courbes d'en- traînement sont attribuées arbitrairement aux commuta- teurs du convertisseur CV1 selon la distribution indiquée du côté droit des courbes, les courbes d'entraînement du convertisseur CV2 seront les mêmes sauf qu'elles seront décalées de 120 par rapport aux courbes de CV1 de la même manière, les courbes d'entraînement du convertisseur CV3 seront les mêmes mais décalées de 120 par rapport aux courbes d'entraînement du convertisseur CV2. Un circuit de commande commun donne l'ensemble D% de courbes d'entralnement et les répartit entre les trois convertis- seurs C1, CV et C3. 2 3 La fréquence de répétition des impul- sions P1, P2 des figures 1, 2 et 4 est donnée par. un générateur de courbes de temps ayant une horloge dont la fréquence de sortie est réglable en réponse au réglage de l'amplitude d'une tension de référence appliquée par le point de réglage SP de la figure 1. Ainsi, toutes les courbes de la figure 7 correspondent à la même base de temps relative. La sortie du générateur se compose d'un train d'impulsions P0 de courte durée, uniformément réparti et se produisant à des intervalles de temps régu- liers. Des impulsions P0 sont appliquées à un circuit qui applique un retard déterminé D1. Cela se traduit par des impulsions de sortie P'1. Les impulsions P'1 sont appli- quées à un autre moyen de retard D2 qui donne des impul- sions de sortie P1 une nouvelle fois retardées par rap- port aux impulsions P0. Les impulsions P1 sont appliquées à un circuit de retard variable donnant des impulsions de sortie P2 retardées du temps t1 par rapport aux impulsions P1. Ce temps de retard est représenté par une fonction de rampe de temps réglable D3 et le flanc arrière de sortie est différentié pour donner-les impulsions P2' Le réglage de la courbe de temps est schématisé par deux réglages aléatoires représentés en pointillés sur D3. L'impulsion I de la figure 10 est définie par un flip-flop en réponse à l'impulsion retardée P2 ou, dans le cas du réglage de temps de retard D3 pour qu'il soit supérieur à l'inter- valle entre les impulsions P1 et les impulsions de remise à l'état initial P0 d'une valeur correspondant. à la dernière impulsion PO' Ainsi, les impulsions P0 consti- tuent des impulsions de "fin de course" et définissent les limites des périodes t1. Comme le retard entre les impulsions P0 et P1 est relativement court, le temps maximum possible t1 devient alors pratiquement égal au temps T. Dans ces conditions, on obtient la tension de sortie maximale possible en pratique pour le changeur UFC comme dans le cas de la figure 3. L'impulsion I est remise à zéro par les impulsions'P1 (ces valeurs sont I et I). Les impulsions P1 sont utilisées pour initialiser la conduction des unités de commutation de transfert de puissance (A1, A2... C1, C2). Les impulsions P2 sont à la même fréquence mais sont décalées de façon réglable dans l'intervalle de temps déterminé tl. Ces impulsions sont utilisées pour terminer le temps de récu- pération de conduction de l'unité de commutation. Ainsi, le train d'impulsions P1 détermine la fréquence- de sortie et le train d'impulsions P2 détermine la tension de sor- tie. En modifiant la position des impulsions P2 par rap- port à celle des impulsions P1, on change le rapport des intervalles de conduction ou temps de récupération t1 et des temps de conduction ou de récupération t2, ce qui change l'amplitude de la tension moyenne de sortie comme - cela a été expliqué dans les brevets U.S rappelés ci- dessus. Les impulsions P sont également trans- mises par un moyen de retard D4 pour donner le train d'impulsions P' 2 Le train d'impulsions P' est retardé par rapport au train d'impulsions P2 d'un temps court, nécessaire pour couper les unités de commutation de trans- fert de puissance. Les impulsions P' sont utilisées pour initialiser la conduction des unités de commutation, ce qui a pour fonction de créer un chemin de court-circuit coupant le passage de l'énergie sers la charge. Un train d'impulsions P' fourni par le moyen de retard D1 précède légèrement les impulsions P1 de façon à avoir le temps d'initialiser les unités de commutation de transfert de puissance, suivantes. Ainsi, les impulsions P' sont uti- À lisées pour arrêter l'intervalle de conduction de court- circuit précédent comme cela est représenté par le signal F. Ainsi, un seul train d'impulsions avec une fréquence paire d'impulsions par seconde est utilisé pour initialiser l'intervalle t1 et un second train d'impulsions avec la même fréquence paire mais avec un décalage relatif adéquat par rapport au premier train est utilisé à la fin de la période de temps tl, pour initialiser l'intervalle de-temps t2. Le signal I représente la période de conduction pour fournir une "tranche" de tension alter- native à partir de la source d'alimentation d'entrée. On utilise le signal F pour le "court-circuit". La distribu- tion et l'application des signaux de "tranche" et "court- circuit" sont réalisées à l'aide d'une fonction de comp- teur en anneau. Pour cela, on utilise de façon habituelle les impulsions d'horloge PO pour déclencher un flip-flop de type à déclencheur commun, donnant deux trains d'impul- sions rectangulaires G et G. Les impulsions G chevauchent toujours les impulsions P1, d'ordre pair chaque fois que les im- pulsions G chevauchent les impulsions d'ordre impair P1. Les impulsions K et K s'obtiennent en appliquant res- 1 2 pectivement les impulsions G et P1 et G et P à deux portes ET. Les impulsions K et K2 sont appliquées aux I 2 entrées respectives de deux compteurs en anneau à trois étages. Les sorties d'un compteur en anneau sont lX. IY et 1Z. Les sorties de l'autre compteur en anneau comme représenté sont 2X. 2Y et 2Z. On obtient les sorties * respectives des courbes 1X', lY', 1Z' 2Z', 2Y' et 2X'. Il s'agit des courbes d'entraînement fondamentales pour rendre conductrices les unités de commutation de trans- fert de puissance au cours de l'intervalle de temps tI de la "tranche". Comme indiqué précédemment, les impul- sions F définissent les intervalles t2 au cours desquels les unités de commutation de court-circuit sont conductri- ces. Ces impulsions sont réparties en six trains d'impul- sions distinctes 81-56 de façon cyclique. Les courbes DW représentent les signaux d'entraînement appliqués par iX'. IY', iZ', 2X', 2'V, 2Z' et 81-83 de nouveau combi- nés après distribution entre les commutateurs statiques bilatéraux distincts, dans le cas d'une phase de sortie à savoir le convertisseur C ' La relation entre les I' signaux d'entraînement et les unités de commutation est la suivante: X1 pour A1; Y1 pour B1; Zl-pour C1 Y2 pour B2; t2pour C2 et X2 pour A2 Pour avoir une description complète du fonctionnement et de la commande du système d'entrai- nement de moteur à induction UFC selon l.'art antérieur perfectionné par la présente invention, on consultera avec intérêt les brevets U.S rappelés ci-dessus 3 479 447 et 3 493 838 (G.B A-1 222 291). La commande classique d'un changeur de fréquence non limitée a été réalisée en utilisant les convertisseurs en pont triphasé, les commutateurs stati- ques bilatéraux et les circuits de distribution séparés de l'appareil UFC de l'art antérieur comme représenté aux figures 7, 15.et 17 des brevets U.S rappelés ci-dessus. Les conditions fonctionnelles fondamentales des circuits de commande de l'appareil UFC tel que proposé et de l'appareil UFC selon l'art antérieur sont identiques quant à la commande de la fréquence de sortie telle que définie par la référence de tension externe, la commande de la tension de sortie en fonction de la fréquence de sortie (une condition pour l'application à l'entraî-ne- ment d'un moteur à courant alternatif), la commande de la période de conduction totale t de chaque cadre de temps de base T pour donner l'amplitude requise de la composante fondamentale des courbes de tension de sortie et la génération des séquences du schéma de commutation UFC répétitif, défini à la figure 4. Avant de décrire le mode de génération d'impulsions de commande imbriquées selon la réalisation préférentielle de l'invention, il convient de mentionner ce qui suit: Un mode de réalisation d'un appareil UFC à six impulsions, classique est représenté à la figu- re 12. De façon générale, les fonctions d'existence de commutation, distinctes ([hi, bh']) constituent des ex- pressions pour les tensions de sortie et les courants d'entrée. De telles fonctions d'existence de commutation, distinctes ne sont toutefois pas nécessaires pour obte- nir les expressions des tensions de sortie et des courants d'entrée lorsqu'on utilise un appareil UFC à six impul- sions, classique. Dans ce cas, il est beaucoup plus facile d'utiliser les fonctions d'existence à corrélation de ligne à ligne plutôt que les fonctions d'existence de commutateur distinctes. En conséquence dans ce cas, la fonction d'existence à corrélation de ligne à ligne (appelée ciaprès "fonction d'existence de ligne à ligne") s'obtient ainsi. Selon la figure 12, il est clair que la tension de sortie V0l pour un appareil UFC à six impulsions sera la suitante: 1) V01= V1 + Vii, lorsque les commu- tateurs 1 et 1' sont fermés simultanément, 2) V01 i= v1i + VI2, lorsque les commu- tateurs 1 et 2' sont fermés simultanément, 3) Vol = vi2 + Vii, lorsque les commu- tateurs 1 et 1' sont fermés simultanément. De façon générale, lorsque les commu- tateurs q du côté supérieur et q' du côté inférieur sont fermés simultanément, on a: Vol = Viq -VIq (2.1) En posant: I2, -vi2 vI3' VI3 (2.2 L et en définissant la tension de ligne a ligne comme entrée (vlq) telle que: v= Vqq,= vjq et v1 = Vqq = vlq (2.3) alors la fonction d'existence gpq qui décrit la tension de sortie d'ordre p de la tension d'entrée de ligne à ligne d'ordre q devient 9 pq hpq x hpq', q = ( + l mode 3' q 1, 2, 3 g hpq X h g (wt -t gpq = hpq, x hpq gpq - q = (q + 1) mode 3' q'= 1, 2, 3 (2.4) ou g11g12 g13 hil x h12,h12 x h3, h13x hl g21 g22 923 = h21 x h22 h 22 2 x h23, h23 x h21 g31932 933 h31 x h32,h32 h33 h33 x h31 (2.5) 9 912'g13' h, x1 h h h3, x h F1 i12j1-l 12 12' 13 13' ili g' 21' g22' g2321 x 22 22' x h23h23 x h2 [g23{ g32g33,Lh x hh22h 9g31'g323' h3 3132 32' x h33h33, x h31 g3 h31,h xh h3xh h x(2.6) (2.6) C'est pourquoi, la tension de sortie pour un appareil UFC à six impulsions découle des fone- tions d'existence de ligne-à ligne et des tensions de ligne à liane comme suit >03 l3] g _s15] (2.7) k021 13 4il Lo3 Lî3J, dans l1aquelle VLL * (g 2) - e" /o- 2?K v12 -m 2 3 I 3à V I - 3 (2.5> La configuration de principe de l'appareil UFC à six impulsions suivant les variables de ligne à ligne est donnée à la figure 13. Selon les figures 14A-14C, la figure 14A montre les fonctions d'existence de ligne à neutre (a) et (b), les fonctions d'existence de ligne à ligne par (c) et (d) pour le convertisseur 1 de l'appareil UFC. Les figures 14B et 14C montrent les courbes analogues correspondant respectivement aux convertisseurs t 2 et 1 3 utilisant un procédé PWM imbriqué, selon la présente invention. Ces fonctions d'existence sont déri%ées du type PWM double symétrique du système UFC de façon a réduire au minimum le chevauchement du courant impul- sionnel parmi les lignes parallèles du courant d'entrée tout en maintenant l'équilibre de la tension de sortie pour la fréquence fondamentale (amplitude égale les differences de phase égales, _ 2 /3). En considérant la fonction d'existence pour le convertisseur # 1 de l'appareil UFC, la fonction d'existence de ligne à ligne représentée à la figure 13A est montrée séparément à la figure 14A. Dans ce cas. P1 est défini par la plage suitante: -I 11 La fonction d'existence peut se décomposer en une série Fourier de la manière suivante: g11 = a01 + bn cos nut (2.10) n = 1 Dans ce développement, le coefficient b est donné par n la relation suivante: bn = 1/I qll cos nwt dwt (2.11) Selon les parties relatives et la largeur des trois impulsions de la figure 14A, on calcule *25 le coefficient b comme suit: iL bn: 2i 2 6 + b + no k- T - I nf [sin net pour g11 =1 = n (X 2) 2(. 1-T P l. 1 n 5-- sn n-7- sinn6 2 n=.cos n -o sin n 12 - sin n ( 1 - 2)3 n1'n l 2122 1 (2.12) Ainsi, gl1 selon les formules (2.10), et (2.12), est le suivant: v 2 cos n î-2 C r 911 = ao i n T sin n 1-2 sin n (12 21 g11=a01n = -0 EXP jn t = M1(t)J (2.13) De même: g12 = gll (I - 2 13), g13 = 1 (0 - 49/3) et 91q' = glq (I -t), Vq, q' = 1, 2, 3 - (2.14) On se reportant maintenant à la figure 15B et à la disposition à deux impulsions caracté- risant la fonction d'existence de ligne à ligne pour le convertisseur t 2 après la figure 14B, il apparaît que la modulation de largeur d'impuisions se répartit en deux modes: le premier est une modulation bidirectionnelle centrée sur + t /9 et l'autre est la modulation unidi- rectionnelle qui commence à + It/6. Les fonctions d'exis- tence sont différentes pour chaque cas. i. Pour 0. 2 ' r/9: modulation des deux c8tés centrée sur + Ir/,9. bn g21 cos nwt dut n + - kcu2,,9r2/ - cosn 9 n2 2 =n cos n -- sin n 2 (2. 15) - ii. PourSr/9 P2 6( 2) : sin - sin nt- -IL S C6 2) 2.16X- C'est pourquoi, les fonctions d'exis- tence sont définies comme suit 2cos n i- a02 + i cs.9 sinn 2 Exp jn + M2(t) n= ->a o 5 z 5/9 O 2 9 (2.17) g21 = a302 + sin n sin nt 2 a- - -;n Exp Jn {I M2(t)3 Z/tI9 /. (2.18) De façon analogue, g22 g21 (I 7 3 g23 = 921 ( I - 3 q 9Iq (î I ir) I q, q' = 1 2, 3 (2.19) En se reportant maintenant à la figure 15C qui représente la fonction d'existence de ligne à ligne selon la figure 14C, dans ce cas la modu- lation de largeur d'impulsions est également répartie - en deux modes: l'un qui est une modulation bidirection- nelle centrée sur i/18 et l'autre est une modulation de part et d'autre de 0. Les fonctions d'existence sont les suivantes: i. pour 0 - f3 - des deux côtés avec pour milieu + /18. b n 1 f g31 cos ntt dnt + = 1 X 2) (1 3' + 3 l (1 2) s1 2 AJ: 2 5 - sin n 2 sin n - 4 i3 3 = - cos n -5 sin n 2 (2.20) ii. pour lt/9 C 3 C /6: modula- tion de chaque côté avec pour milieu 0 1 j n32 bn sinn 3 (2.21) t 23 C'est pourquoi, selon (2.10), (2.20), (2.21), on obtient: S n 1--8(t7j a03 2 cet I2 sin nn23 Exp I __ O (2.22) a03 A_ sin n 3 Exp jn. M3(t)} 03 n fLI 2 I 3 n=- 7 C I6 (2.22) o:3. _ nT 3 3 (2.23) De la même manière: 15932 = g31 I 3) g33 = g31 ( QI 3) glq' = glq (QI - t) , q, q' = 1, 2, 3 (2.24) La figure 16 représente les trois courbes de tension à six impulsions que l'on obtient avec les fonctions d'existence selon les figures 14A- 14C. La figure 17 est un schéma-bloc du circuit de commande réalisant le mode de commande UFC selon les figures 13, 14A-14C, 15A-15C et 16. - Le circuit de commande de la figure 17 est réalisé sous forme numérique. On introduit trois signaux analogiques d'entrée: - 1) la tension de sortie souhaitée V0; 2) la fréquence de sortie souhaitée fo; et 3) la fréquence d'entrée fIN' Le signal -0 est appliqué sur la ligne 10 à un convertisseur à $ bits (A/D) 12 qui génère un signal numérique correspondant sur la ligne 13. Le signal fo dérivé sur la ligne 11 est combiné au signal fIN dérivé sur la ligne 14 par un additionneur fournis- sant à la ligne 15 le signal (fIN - f0). Un oscillateur commandé en tension (VCO) 16 convertit le signal de la ligne 15 en un train d'impulsions de fréquence 6120 (fIN + fo) fourni en sortie sur la ligne 17. Le train d'impulsions de fréquences élevées de la ligne 17 est appliqué à un compteur syn- chrone 18 à dix étages (composant réalisé en technique état solide existant sur le marché sous la référence. 74LS163A). Le compteur 18 effectue une division par la fréquence d'entrée T = l/(fin + f). Le comptage des IN o impulsions passe normalement de 0 à 1023 comme représen- té sous la référence (a) à la figure 18. Cependant pour avoir un multiple de six, on charge le nombre binaire 3 à 10 bits par-la ligne 19 sur les broches Do-D9 dans le dispositif et à chaque démarrage du comptage ou à chaque remise à l'état initial par la broche 21 par la ligne 23, on effectue le chargement de façon que le compteur attei- gne 1023 comme comptage maximum tout en ayant en fait compté seulement 1023. Le compteur 18 fournit en sortie sur les lignes 20 à 10 bits à partir des broches 0 - Q9, la rampe représentée à la figure 18 sous la référence (a). La période de base est égale à 1020 qui représente 6 de 6120, fréquence fondamentale de l'oscillateur VCO. Les lignes 20 sont appliquées à l'en- trée par les broches Ao-A9 du générateur de fonctions ROM 29 (composant en technique état solide diffusé sous la référence 2732A), qui contient comme adresses en plus des broches Ao -Ag, deux entrées numériques les plus signifi- catives AA et AB. En adressant par les lignes 28 à par- tir du séquenceur de commande 27 (commandé en cadence par la ligne 26 à partir de l'horloge 25 qui est de façon caractéristique égale à une fréquence de 5 MHz), le séquenceur de commande 27 génère les deux bits d'adresse les plus significatifs A et A de façon que A B les trois réseaux de données enregistrés dans la mémoire ROM 29 soient adressés séquentiellement. Les bits d'adresse d'ordre inférieur A o A sont générés par 0 9 gers le compteur 18. A titre d'illustration, la manière d'organiser la mémoire ROM 29 est représentée dans le tableau I ci-après: TABLEAU I DO.... D7 SORTIE DE ROM (ONDE DE TEMPS III) 3071 (ONDE DE TEMPS II) (ONDE DE TEMPS I) 1024 NON UTILISE O0 ADRESSE Dans chacune des zones à 1024 octets de la mémoire ROM, on a enregistré les schémas de bit qui génèrent les courbes de temps I, II, et III repré- sentées à la figure 18. Ces courbes de temps apparaissent en format binaire aec des valeurs allant de I à 255 sur les broches de sortie de données DO... D7 de la mémoire ROM 29. La figure 18 montre sous les références (b), (c) et (d) les trois courbes de temps I, II et III ainsi obtenues à sayoir des rampes à pente alternativement opposées, symétriques par rapport à l'instant milieu de la période T c'est-à-dire pour l'état de comptage 510. De plus, les trois courbes de temps définies par les fonctions enregistrées dans la mémoire ROM sont décalées de 1/6 par rapport à la période d'ori- gine (1020) à l'entrée de la mémoire ROM. C'est pourquoi, on a un déphasage de 170 entre les courbes de temps I, II et III. Ces courbes de temps sont appliquées séquen- tiellement en réponse aux ordres du séquenceur de comman-- de 27 sur la ligne 25. Ces courbes %ont d'une valeur de 1 à 255. I1 est à remarquer que les trois courbes de temps utilisées dans l'appareil UFC pour respectivement trois convertisseurs ne sont pas nécessairement -trian- gulaires comme representé à la figure 15. La mémoire ROM peut être programmée pour donner des courbes-sinusoidales. Elle peut également être programmée pour générer n'im- porte quelle forme pour compenser la non-linéarité pro- pre à un transfert de tension. Un comparateur numérique 31 effectue une comparaison entre les courbes de temps respectives des lignes 30 et la représentation numérique à 8 bits envoyee sur la ligne 13 par le convertisseur analogique/ numerique 12 caractérisant la %aleur de référence de V0 sur la ligne 10. La figure 15 montre deux valeurs de V0 à titre d'exemple: 191 (75 % du maximum de 255 pour V0) et 64 (qui correspond à 25 %). Sous les références (b), (c) et (d) de la figure 15. on a représenté deux Jeux de trois signaux XYZ de nieau logique caractéris- tique pour les trois convertisseurs UFC qui correspondent respectivement au cas %0 = 75 % et V0 = 25 %. Il s'agit des niveaux logiques fournis en sortie sur la ligne 32 par le comparateur 31 (dispositif en technique état solide vendu dans le commerce et qui peut être utilisé- pour donner la fonction du circuit 75LS85). Le compara- teur numérique donne un signal de sortie "vrai" ou de niveau haut (état UN) lorsque la référence V0 est supé- rieure ou égale à la courbe de temps. Il est ainsi possible d'avoir un cycle de travail qui va de zéro à 100 pour cent et qui s'incrémente de 1/255 ou approximativement de 0,25 pour cent. Les signaux X, Y et Z générés de façon séquentielle sont verrouillés dans les flip-flop FFA, FFB, FFC res- pectifs. En se reportant à la figure 19, la courbe (a) montre la période du signal de la ligne 17 également dérivée par la ligne 24 et appliquée au séquen- ceur 27. Par la ligne 28, le séquenceur 27 commande les entrées A et AB du générateur de fonctions ROM de façon à choisir les trois courbes de temps I, II et III de la figure 18 successivement dans le temps. Les deux signaux courants des lignes 28 sont représentés par les référen- ces.(b) et (c) à la figure 19 les surfaces hâchurées correspondent à un retard éventuel de coincidence entre l'arrivée d'un flanc du signal AA (aussi bien que AB) par rapport-au flanc initial de la période fondamentale de la sortie VCO de la ligne 24. De façon caractéristi- que pour fIN = 60 Hz-et fo = 120 Hz,.la période de la courbe (a) selon la figure 19 est égale à 1/[6120 (fIN go)] = 0,9 microseconde. Comme les lignes d'adresse des bro- ches AA, AB sont dérivées d'un compteur commandé en cadence par un signal asynchrone de fréquence 5 MHz, l'état AAAB = B peut être aussi réduit que zéro seconde et aussi long que 0,2 microseconde. Comme ce temps est variable et ne peut être défini, on n'utilise pas la zone AAA = dans la mémoire ROM. Toutefois, les adresses AAAB = e1, 1l, 11 correspondront toujours à un intervalle-de temps définissable (de façon caractéristi- que égal à 0,2 microseconde). Les adresses de la mémoire ROM ont été choisies pour cette raison. Tous les effets de commande du séquenceur peuvent se faire en 0,8 micro- seconde, ce qui est moins que le cas le plus défavorable à saoir une période de 0,9 microseconde pour VCO. Le séquenceur de commande 27 c'est-à- dire les lignes 40 à 4 bits déclenchent le verrouillage *de FFA (par la ligne 41) ou de FFB (par la ligne 42) ou de FFC (par la ligne 43). Le signaux de verrouillage sont représentés par les références (d), (e) et (f) à la figure 19. Les lignes 40 font également passer les signaux de verrouillage à trois autres flip-flop FFD, FFE, FFF D' E' FF respectivement par les lignes 50, 51, 52 pour transférer les Q sorties des flip-flop FFA, FFB et FFC respective- ment par les lignes 46, 47, 48 aux flip-flop complémen- taires FFD, FFE ou FFF. Le signal de Verrouillage sur les lignes 50, 51, 52 est simultané et met la donnée de temps décalée de FFA, FF8 et FFC en coincidence. Le signal sur les lignes 50, 51, 52 est représenté en (g) à la figure 19. En conséquence, on fait passer simul- tanément trois signaux X, Y, Z sur les lignes 56, 57, 58 et on les répartit par un codeur 60 de sortie de mémoire ROM (composant en technique état solide vendu dans le commerce sous la référence 74188A) suivant le signal de séquenceur des lignes 23, 28 et 23 après une division par 6 dans le diviseur 44. Le signal de temps divisé (1/6 T) est appliqué par la ligne 45 aux entrées A3, A4, A5 (c'est-à-dire aux trois chiffres les plus significa- tifs) de la mémoire ROM 60 alors que les courbes de temps XYZ sont appliquées aux entrées Ao-A2o En conséquence, les signaux d'entraînement des dispositifs GTO des trois convertisseurs du changeur UFC sont fournis en sortie sur les lignes 61 en trois groupes respectifs correspon- dants de six lignes. A ce moment, on se reportera aux figures 8B, 9, 14A-14C, 16 et aux ensembles de courbes (c) et (d) de la figure 16. On remarque que l'imbrica- tion réalisée selon la présente invention exige: 1) de diviser l'impulsion "de l'art antérieur" ou intervalle de temps réel) de durée t1 selon la figure 8A telle qu'elle est appliquée aux convertisseurs I1, -2, 3 du changeur UFC dans la période T en des impulsions fractionnées réparties symétriquement de part et d'autre du milieu de la période T; et 2) ces impulsions fractionnées doivent être réparties dans la demi-période, de façon régulière entre les con- vertisseurs de temps. De façon plus générale, une telle "imbrication" réalise un "non alignement" systématique de configuration générale d'une impulsion (ou intervalle de temps actif) précédée ou suivie d'un niveau nul (ou encore la situation GTO "tout branchement réalisé") en- tre n'importe lesquelles deux ou même trois lignes de commande de convertisseur de façon à réduire le plus possible la valeur efficace maximale des harmoniques du courant d'entrée. Bien que deux impulsions puissent être prévues à égale durée et à égale distance, différemment d'un convertisseur à l'autre, les différentes figures -montrent comme la figure 8B, qu'il est possible d'avoir une partie d'une impulsion côte à côte sur la ligne de symétrie au milieu de la période et la partie restante de la période active de chaque côté, l'une au début de la période T et à l'autre à la fin de la période T. Cela est représenté aux figures 14A-14C et à la figure 16. - On remarque également que les périodes actives sont représentées comme ne se chevauchant pas dans les figures 8B, 14A-14C, mais l'"imbrication" n'exclut pas ce chevauchement. Cela est représenté à la figure 18 dans laquelle l'augmentation de la tension V entraîne une extension de la période active, et un fort chevauchement en pratique (voir courbes (e). (f) et (g)). Néanmoins, l'"imbrication" entraîne un tel non- alignement systématique des états actif et non actif que la réduction minimum qui est demandée pour la valeur efficace maximale des harmoniques du courant d'entrée s'obtient de façon efficace. Différents procédés pour obtenir les fonctions d'existence pour la modulation imbriquée sont représentés de façon graphique aux figures 20-27. A titre d'exemple à la figure 20, sous les références (i), (ii) et (iii), on a représenté trois ensembles de courbes en rampe ou courbes de temps donnant un niveau V0 pour les intervalles actifs et trois ensembles (a), (b) et (c), pour lesquels il n'y a pas d'imbrication. Par comparaison, à la figure 21, la prépa- ration de l'image symétrique pour les courbes de temps ou courbes en rampe, est transposée sur les ensembles imbriqués (a, b, c) et (a', b', c') pour différentes valeurs de V0.' Les autres figures 22-27 montrent diffé- rentes solutions pour "l'imbrication" LISTE DES REFERENCES NUMERIQUES UTILISEES DANS LES DESSINS: LEGENDE No REFERENCE FIGURE ONCERTISSEUR ANALOGIQUE/NUMERIQUE A 6 BIIS 12 17 OSCILLATEUR COMMANDE EN TENSION VCO 16 17 OSC 5 MHz 25 17 SEQUENCEUR DE COMMANDE 27 17 GENERATEUR DE FONCTIONS 4KxS ROM 29 17 COMPARATEUR A S BITS (>) 31 17 COMPTEUR DIVISE PAR SIX 44 17 CODEUR DE SORTIE DE MEMOIRE ROM 64 16 60 17 R E V E N D I C A T I 0 N 5 ) Système de conversion de fréquen-. ce ayant un ensemble de convertisseurs statiques liés en phase (figure 17(34-36, 53-55)), chacun étant branché entre une source d'alimentation alternative polyphasée de fréquence (fiN) et une sortie alternative polyphasée de fréquence (fo0) comprenant: - pour chacun des convertisseurs un ensemble d'unités de commutation bilatérales commandées (figure 1, (A1, A2, B1, B2, C1, C2)) en conduction, successivement au cours d'une période de temps (TP) caractérisant la fréquence (fO), chaque unité de commutation ayant un intervalle det-emps de conduction commandé (t) dans un cadre de temps commun (T) défini par un taux de répéti- tion commandé (f + fin) et arrivant par une succession de taux de répétition pour fournir l'énergie de la source d'alimentation alternative par le convertisseur associé au cours de segments de tension, successifs, sur la base d'une phase et à appliquer les segments de tension dérivés de la succession vers les sorties de façon à former des unités de commutation avec un ensemble correspondant de convertisseurs pour un système de sortie polyphasé alter- natif, -- la fréquence (f o) de la sortie alternative étant une fonction de la difference entre la fréquence (fiN) de la source d'alimentation alternative et le taux de répé- tition, et caractérisé par: - un moyen (figures 12, 13) synchronisé par le taux de répétition (fo + fI) et fonctionnant suivant l'inter- valle de temps de conduction commandé (t) pour définir avec cette succession d'unités de commutation, n inter- valles de temps de conduction élémentaires (t*) (figure 8B) répartis dans le cadre de temps (T) de fonctionnement de chaque unité de commutation (A1, A2, BI, B2, C1, C2) dans cette succession et se produisant à une fréquence qui est égale à n fois le taux de répétition, la somme des intervalles de temps conduction élémentaires (t*) dans ce- cadre de temps étant égale à l'intervalle de temps de conducteur commandé (t), n étant un nombre en- tier lié à la fréquence de sortie de la sortie alterna- tive: et - un moyen (GL) pour commander les unités de commutation de cette succession chacune de n lois avant de se commander respectivement, pour améliorer la qualité du courant de la sortie alternative et de la source d'ali- mentation alternative d'entrée. 2 ) Système de conversion de fréquence selon la revendication 1, le moyen définissant n inter- valle de temps comprenant: - un moyen (29 pour générer de façon répétée une courbe de temps de durée (T) pour chaque'convertisseur de phase; - un moyen (12, 8) pour appliquer une tension de référence en liaison avec la sortie alternative - un moyen (31) pour comparer chacune des courbes de temps et la tension de référence pour dériver un signal de durée ayant une longueur égale à (t), les courbes de temps étant telles.que n comparaisons sont effectuées par courbe de temps dans le cadre de temps (T), un sous- signal d'un intervalle de temps (t*) de conduction élé- mentaire étant dérivé à chaque comparaison; et - les courbes de temps étant déplacées de la même valeur en liaison l'une avec l'autre pour réaliser l'imbrica- tion entre les sous-signaux. ) Système de conversion de fréquence selon la revendication 2, les courbes de temps ayant une image symétrique ( figure 8B) par rapport au milieu de l'interalle de cadre de temps (T). ) Système de conversion de fréquence selon la revendication 3, avec des courbes de temps ayant une image symétrique (figure 18) entre les deux extrémités de l'intervalle de cadre de temps (T). ) Système de conversion de fréquence selon la revendication 4, avec un moyen de génération comprenant un générateur de fonctions (29) pour enregis- trer la courbe de temps. 6 )Système selon la revendication 5, asec un générateur de fonctions générant une fonction linéaire du temps.