FR 2565754 A1 19851213 FR 8508634 A 19850607 25657S5 1i PHB 33 085 Système de transmission de télévision La présente invention concerne un système de transmission de télévision comportant un signal multiplexé dans le temps sous forme de composantes dont la majorité des lignes d'une période d'image contient une composante de rafale de données numériques et une composante de vision, les données dans la composante de rafale, qui est d...."e da plusieurs sources, 8tant multiplexées dans le temps sous la forme d'une série de blocs provenant de chaaue source dans la rafale de données qui a un débit donn5. L' n-ention se rapporte aussi à un tel système à utiliser sur un milieu de largeur de bande limitée ainsi qu U' us i-pe,..ant utili-ser avec un tel système. L'invention aussi concerne un émetteur et un récepteur pour utiliser dans un tel système. Un tel système de transmission a été proposé en vue de l'émission de signaux de télévision par des satellites pour lesquels le son ainsi que d'autres données (hormis les composantes de vision principales) doivent être émis sous une forme numérique. A la suite de la décision prise en mars 1982 que des émissions directes par satellite (DBS) de programmes de télévision débuteraient en 1982 pour le Royaume-Uni, une commission consultative présidée par Sir Anthony Part a été créee pour dresser un rapport sur les normes tech- ni esde transmission Les constatations de cette commission publiées en novembre 1982 par Her Majesty's Stacionary Office en tant que Cmnd 8751 "Direct Broad- casting by Satellite - Report of the Advisory Panel on Technical Iransmission Standards" (connu sous le nom de Rapport Part) recommandaient l'adoption pour DBS du système Independent Broadcast Authority's Multiplexed Analogue Component (C-MAC) et cette recommandation a par la suite été acceptée. Le système C-MAC a été décrit dans l'Inde- pendent Broadcast Authority's Experimental and Develop- 2 -PHB 33 085 ment Report 118/82 "MAC - A Television System for High- Quality Satellite Broadcasting" du mois d'août 1982, ce rapport décrivant également le système A-MAC (le préfixe se rapportant au type de transmission de son et d'autres données). Des spécifications proposées étaient incluses dans ce rapport pour les deux systèmes, celles pour le système C-MAC ayant été révisées depuis l'adop- tion de ce système pour DBS. Les modifications struc- turelles de la forme d'onde vidéo comprennent une réduction des périodes de transition suivant les composantes de son/données, de chrominance et de luminance avec un allongement résultant de la compo- sante de son/données. La Fig. 1 des dessins annexés (qui n'est pas à l'échelle) illustre schématiquement une période de ligne d'un signal de télévision C-MAC qui occupe 64 /us et chaque ligne est divisée théoriquement en un certain nombre de périodes de bits ou d'échantillons à une fréquence de base de 20,25 MHz, chaque ligne contenant 1296 échantillons de ce genre. La Fig. 1 est dérivée de la Fig. 1 en page 11 du nouveau rapport de projet de l'European Broadcasting Union (EBU) "Television Stan- dards for 625 line 12 GHz Satellite Broadcasting", SPB 284, de juin 1983, dont tout le contenu est cité ici à titre de référence. Chaque ligne contient ce qui suit dans l'ordre indiqué: a = 203 bits - synchronisation, son/données (rafale de données) b = 4 échantillons - transition à partir de la fin des données c = 15 échantillons - période de verrouillage princi- pale (niveau zéro de référence de chrominance) 3 PHB 33 085 SC1 = 6 échantillons - réservé pour le brouillage de l'image. d = 354 échantillons - chrominance (C) g = 704 échantillons - luminance (Y) SC2 = 6 échantillons - réservé pour le brouillage de l'image. h = 4 échantillons - transition vers les données. La composante de chrominance est comprimée dans le temps selon un rapport de 3:1, de sorte qu'approxima- tivement 52 /us d'information de chrominance sont comprimés de manière à occuper 17,48 /us (354 échantil- lons), le signal de différence de couleur R-Y étant transmis sur une ligne sur deux et le signal de diffé- rence de couleur B-Y sur les lignes -intermédiaires. La composante de luminance est comprimée dans le temps selon un rapport de 3:2, de sorte qu'approximativement 52 /us d'information de luminance sont comprimés de manière à occuper 34,76 /us (710 échantillons). Pour des transmissions DBS, les composantes de chrominance et de luminance comprimées sont modulées en fréquence avec une largeur de bande de 27 MHz, tandis que la porteuse haute fréquence est modulée au moyen d'une modulation de phase 24 (PSK 2-4) par la composante de son/données numérique. Selon la proposition actuelle, la composante de son/données doit être multiplexée en paquets et placée dans 624 lignes de chaque image de télévision, chaque paquet comprenant 751 bits formés des 195 bits disponibles dans chaque ligne pour les 624 lignes (les 8 premiers bits de chaque rafale de données comprenant 1 bit pour l'introduction des données suivi de 7 bits formant un mot de synchroni- sation de ligne). Ceci est illustré sur la Fig. 2 qui est dérivée de la Fig. 2 du rapport EBU précité, un paquet occupant approximativement 3,85 des périodes de données de 195 bits de chaque ligne de télévision, 4 PHB 33 085 tandis que la totalité de la ligne 625 est destinée à des données, comme expliqué dans ce rapport EBU. Sur la Fig. 2: S - est le mot de synchronisation de ligne Ll à L625 - sont les numéros de lignes de la rafale de données V - est l'aire occupée par le signal d'image Pl à P162 sont les paquets, et L625D - sont les données de la ligne 625. Bien qu'il soit possible à des ménages de recevoir directement la transmission DBS au moyen d'une antenne en coupole de dimensions appropriées pointée sur le satellite, moyennant un convertisseur abaisseur au niveau de l'antenne pour amener la fréquence de la transmission arrivante à une valeur juste supérieure- aux bandes d'émission U.H.F., il a également été suggéré que de nombreux ménages préféreront recevoir une telle transmission par l'intermédiaire d'un système de distribution de télévision par câble qui, en même temps, peut véhiculer d'autres programmes de télévision tout en supprimant la nécessité d'utiliser des antennes individuelles. Cette distribution par câble offre bien entendu des avantages lorsque le signal du satellite est faible, par exemple si la transmission n'est pas destinée en premier lieu au pays dans lequel elle est reçue, lorsque des transmissions sont reçues d'un certain nombre de satellites occupant différentes positions géostationnaires et exigent donc un réseau d'antenne complexe ou dans des régions à haut degré d'occupation o le pointage d'antennes peut s'avérer difficile. Le chapitre 7 du rapport Part traite l'inter- action entre DBS et des systèmes de distribution par câble et affirme que la "Cable Television Association of Great Britain" considère qu'elle serait à même de PHB 33 085 fournir un service par câble, même si le C-MAC était choisi comme norme de transmission DBS. Plusieurs exemples sont donnés dans ce chapitre et, en ce qui concerne le C-MAC, la conclusion est que ce type de signal pourrait être transmis directement par câble. Les systèmes de transmission par câble actuels utili- sent du câble coaxial pour véhiculer leurs programmes de télévision dans les bandes d'émission V.H.F. et bien que l'on discute beaucoup actuellement sur le fait de savoir si les systèmes installés dans le futur ne devraient pas utiliser des câbles en fibres optiques, il est très probable que la plupart des systèmes encore à installer utiliseront également le câble coaxial en raison des frais d'installation moins élevés. On s'est récemment rendu compte que la trans- mission d'un signal C-MAC par un système de transmis- sion par câble V.H.F. n'est pas aussi simple qu'on ne l'estimait initialement, car un tel signal de 27 MHz occuperait une largeur de bande trop importante et réduirait le nombre de programmes qu'un tel système à câble pourrait véhiculer et il y a également une opposition, en particulier en Europe Continentale à l'augmentation de l'espacement des canaux du câble qui, à présent, est de 7 MHz. De plus, la transmission de la composante de son/données au débit élevé de ,25 Mbits/seconde poserait de graves problèmes à de tels systèmes de transmission par câble en raison des réflexions à court terme produites et il existe, par conséquent, une limite de débit binaire bien plus basse pour de tels systèmes de transmission par câble. Compte tenu de ce qui précède, il a déjà été suggéré que la seule manière pratique de traiter un tel signal sur un système de transmission par câble V.H.F. consisterait à convertir le signal C-MAC en un signal de type PAL avant de l'appliquer à un système de transmission par 6 PHB 33 085 câble. Une telle conversion provoquerait la perte de l'avantage du multiplexage dans le temps de la chromi- nance et de la luminance et réintroduirait les défauts de diaphotie luminance/chrominance présents avec des systèmes à sous-porteuse couleur, mais, ce qui est plus important, lorsque le signal DBS reçu est brouillé pour empêcher une réception non autorisée, par exemple dans des services de télévision à abonnement, il serait nécessaire de débrouiller le signal avant la conver- sion, puis de rebrouiller le signal converti. La demande de brevet anglais n 8306921 (PHB 32963) de la Demanderesse propose d'éviter les difficultés évoquées plus haut en modulant en amplitude la composante d'image (chrominance comprimée et lumi- nance comprimée) et en étendant la rafale de données (la composante de son/données numérique), de telle sorte qu'elle ait un débit binaire moindre et qu'elle puisse ainsi moduler une porteuse séparée. Bien que cette proposition réduise sensiblement les besoins en largeur de bande, elle nécessite encore une largeur de bande d'environ 14 MHz, ce qui représente virtuellement la largeur de bande de deux canaux et elle n'a pas été accueillie favorablement par les exploitants des câbles qui souhaitent qu'un tel signal DBS soit contenu dans un seul canal. On à ensuite envisagé de pouvoir limiter les composantes d'image pour un système MAC, à condition qu'elles soient ultérieurement modulées en amplitude, en largeur de bande de manière qu'elles se trouvent avantageusement dans les limites de l'espacement intercanaux de 7 MHZ disponible pour les exploitants de câbles européens et produisant encore, après décompres- sion, une image de télévision au moins aussi bonne que les images produites à partir de signaux de télévision PAL transmis sans souffrir des défauts de diaphotie 7 PHB 33 085 luminance/chrominance de ces signaux PAL. Cependant, ceci suscite encore des difficultés pour les compo- santes de son/données, en particulier si elles ne doivent pas être utilisées pour moduler une porteuse séparée pour des raisons de largeur de bande, mais qu'elles doivent être conservées à l'état multiplexé dans le temps dans la période de la rafale de données du signal MAC. Les services des Postes allemand a suggéré que pour la transmission par câble, toutes les composantes de son/données soient remodulées sous la forme d'un signal quaternaire qui conserve encore le débit binaire de 20,25 Mbits/seconde, mais qui est effectivement constitué de symboles à un débit de ,125 MHz, chaque symbole étant l'un de quatre niveaux et portant deux bits d'information. Cependant, cette proposition s'est avérée être très sensible aux réflexions dans un câble, la fréquence d'horloge ou de base étant difficile à récupérer et le signal présen- tant de petits yeux verticaux et horizontaux. Il a également été suggéré de diviser en deux le débit binaire de telle sorte qu'il soit de 10,125 Mbits/se- conde, ce qui s'est avéré être acceptable pour une transmission par câble utilisée avec un codage duo- binaire (un signal à trois niveaux présentant des interférences intersymboles voulues) permettant d'uti- liser une largeur de bande de 5,0625 MHz. En conse- quence, la moitié seulement des composantes de son/données serait transportée par comparaison au système C-MAC Packet proposé dans le rapport EBU précité. Les systèmes évoqués plus haut et les avan- tages ainsi que les problèmes qui y sont liés sont discutés dans le rapport MDD/RDT/007/84/MA du Centre Commun d'Etudes de Télédiffusion et Télécommunications (CCETT) "Le Codage MAC/Duobinaire - Adaptation du Signal C-MAC - Paquets aux Réseaux Terrestres" par 8 PHB 33 085 M. Alard et R. Lassalle du 19 janvier 1984. Un autre inconvénient de la réduction du nombre de composantes pouvant être transmises au débit binaire réduit de 10,125 Mbits/seconde (à savoir huit sources de son/données dans la proposition C-MAC Packet à 20,25 Mbits/seconde, mais quatre sources de ce genre seulement à la moitié de ce débit binaire) est que l'exploitant du câble, & la réception du signal C-MAC, doit sélectionner les quatre sources dont il a besoin pour la transmission par le câble et, d'après le mode proposé dans le document EBU évoqué plus haut pour assembler les paquets provenant des diverses sources, la seule manière pratique d'atteindre ce résultat serait de démultiplexer les sources de son/données du signal C-MAC, de stocker ces composantes démulti- plexées, de sélectionner les quatre sources principa- lement requises pour accompagner le signal d'image, puis de remultiplexer les sources retenues avant leur transmission par un câble. L'invention a pour but de procurer un système de transmission qui permet d'éviter l'inconvénient mentionné plus haut. L'invention procure un système de transmission de télévision comportant un signal multiplexé dans le temps sous forme de composantes dont la majorité des lignes d'une période de trame contient une composante de salve de données numériques et une composante d'image, les données de la composante de salve de données qui est dérivée de plusieurs sources, étant multiplexées dans le temps sous forme d'une série de blocs provenant de chaque -source dans la rafale de données qui présente un débit binaire de M bits/se- conde, caractérisé en ce que les sources sont divisées en un nombre N de groupes et les données provenant des sources pour chaque groupe sont multiplexées dans le 9 PHB 33 085 temps sous forme d'une série de blocs de bits provenant de chaque source en un flux de bits de données pour former un nombre N de sous-multiplex, les bits de données formant chacune des lignes intéressantes de la rafale de données étant dérivés de chacun des N flux de bits de données au débit binaire de données mentionné, le nombre de bit dans une rafale de données correspondant à un multiple entier du nombre N de groupes. Le système mentionné plus haut permet de dériver facilement les données des divers groupes de la rafale de données de telle sorte que pour une application particu- lière, à savoir lors du reformage du signal de télévision à transmettre par un milieu de largeur de bande limitée, les données provenant de ce groupe peuvent être utilisées seules avec le signal de télévision reformé. Les sources peuvent être divisées en deux groupes, des lignes successives de chaque rafale de données débutant toujours par un bit provenant d'un premier des deux groupes. Ces particularités ainsi que d'autres de l'inven- tion ressortiront clairement de la description donnée ci- après avec référence au dessins annexés, dans lesquels: la Fig. 3 est un schéma synoptique du matériel d'émission à utiliser avec la présente invention; les Fig. 4, 5, 6 et 7 sont des diagrammes de temps destinés à expliquer le fonctionnement du matériel d'émis- sion de la Fig. 3; la Fig. 8 est un schéma synoptique d'un récepteur et d'un convertisseur à utiliser aux fins de l'invention; la Fig. 9 est un schéma synoptique plus détaillé d'une partie de la Fig. 8, et la Fig. 10 est un diagramme de temps destiné à expliquer le fonctionnement d'une partie de la Fig. 9. Le schéma synoptique de la Fig. 3 illustre le matériel d'émission destiné à engendrer une forme de signal de télévision multiplexé dans le temps conforme à l'invention. Les composantes d'image du matériel d'émission sont fournies par une source d'image 1 et sont appliquées à un codeur d'image MAC 2, dans lequel PHB 33 085 les signaux de luminance et les signaux de différence de couleur de la source 1 sont comprimés dans les mesures requises et sont assemblés dans le temps comme le montre la Fig. 1. On suppose que la composante d'image MAC provenant du codeur 2 n'est pas soumise à un brouillage, mais si elle devait être brouillée, cette opération s'effectuerait également dans le codeur 2 selon l'une quelconque des techniques connues qui ont récemment fait l'objet de discussions considérables. La composante d'image multiplexée provenant du codeur 2 est appliquée à un modulateur de fréquence 3 auquel des oscillations à la fréquence appropriée sont appliquées à partir d'un oscillateur 4, de telle sorte que le signal transmis occupe une largeur de bande de 27 MHz à la fréquence d'émission requise. La sortie modulée du modulateur 3 est appliquée à un multiplexeur 5 dont la sortie est appliquée, par l'intermédiaire d'un émetteur 6, à une antenne parabolique 7 destinée à diriger le signal émis vers le satellite approprié. La construc- tion et le fonctionnement du matériel engendrant le signal d'image sont relativement bien connus et ne seront pas décrits ci-après. L'émetteur comprend également huit sources de son/données numérotées de 8 à 15 et qui peuvent, à leur tour, comprendre deux sources fournissant des signaux de son stéréophonique associés au signal d'image, d'autres sources fournissant d'autres signaux de son stéréophonique ou monophonique, des données sous forme de signaux de télétexte et des données représentant l'autorisation de transmission hertzienne pour les signaux d'image et certains des autres signaux. Dans cette description, on suppose que les sources 8 et 9 fournissent les deux signaux de son pour le son stéréo- phonique associé au signal d'image, que la source 10 fournit un signal de télétexte qui peut être utilisé 11 PHB 33 085 pour le sous-titrage du signal d'image, tandis que la source 11l fournit l'autorisation de transmission hertzienne mentionnée plus haut, ces quatre sources formant un premier groupe 'A'. Chacune des sources 8 à 15 incluse comporte une borne d'entrée 'C' destinée à recevoir d'une sortie appropriée d'un générateur d'impulsions d'horloge 16 un signal d'horloge à une fréquence appropriée à la nature de la source. Les sorties des sources 8 à 11 incluse sont appliquées aux entrées correspondantes d'un multiplexeur 17 de paquet A' ou premier paquet, tandis que les sorties des sources restantes 12 à 15 qui forment un second groupe B' sont appliquées aux entrées d'un multiplexeur 18 de paquet 'B' ou second paquet. Chacun des multiplexeurs de paquets 17 et 18 comporte une entrée d'horloge C1 destinée a recevoir des impulsions d'horloge a ,125 MHz d'une sortie du générateur d'impulsions d'horloge 16. Le multiplexeur 17 de paquet 'A' reçoit les signaux numériques arrivants des sources 8 a 11 et les assemble en des paquets d'une manière connue avec des en-têtes appropriées au débit de 10,125 Mbits/se- conde, l'assemblage de ces paquets étant situé dans une région ou une tranche de temps semblable à celle occupée par la rafale de données dans le signal de paquet C-MAC proposé dans le rapport EBU mentionné plus haut. La Fig. 4 illustre schématiquement la tranche de temps précitée contenant le sous-multiplex de la sortie du multiplexeur 17 de paquet 'A' qui, au débit binaire de 10,125 Mbits/seconde, contient 98 bits dans chaque partie de ligne et, si chaque paquet contient les 751 bits prescrits, il occupe approximativement 7,66 de ces parties de ligne, la Fig. 4 correspondant à une partie de la Fig. 2. Les bits évoqués plus haut sont illustrés sur la Fig. 4, chaque bit situé dans une partie de ligne étant indiqué par A affecté du numéro 12 PHB 33 085 de bit en suffixe, tandis que le début d'un paquet sur la ligne L1 (qui se termine pendant la ligne L8) est indiqué par une double ligne limite. Le sous-multiplex A' contient alors 81 paquets de ce genre par trame et il reste, en outre, 321 bits de réserve, ces bits débutant vers la fin de la ligne 621 et continuant sur les lignes 622, 623 et 624. Cela étant, le débit binaire et le nombre de paquets par sous-multiplex sont égaux à la moitié des valeurs spécifiées dans le rapport EBU mentionné plus haut. Les signaux provenant des sources 12 à 15 sont traités d'une manière iden- tique par le multiplexeur 18 de paquet 'B', le nombre de bits par ligne étant à nouveau de 98, chaque paquet de 751 bits occupant aussi approximativement 7,66 par- ties de ligne. Dans un tel cas, le sous-multiplex 'B' contient aussi 81 paquets par trame, le même nombre de bits de réserve apparaissant dans les lignes 621, 622, 623 et 624 comme pour le sous-multiplex 'A'. Le sous- multiplex 'B' est illustré schématiquement sur la Fig. 5, la numérotation correspondant à celle de la Fig. 4. Les sous-multiplex 'A' et 'B' des multi- plexeurs 17 et 18 de paquets 'A' et 'B' sont appliqués aux entrées correspondantes d'un multiplexeur 19 comportant aussi une entrée d'horloge C2 qui reçoit des impulsions d'horloge à 20,25 MHz d'une autre sortie du générateur d'impulsions d'horloge 16. Le multiplexeur 19 est conçu pour véhiculer des bits au débit de ,25 MHz à partir des sous- multiplex 'A' et 'B' des multiplexeurs 17 et 18 de paquets 'A' et 'B', de telle façon que le multiplex ainsi formé présente le débit binaire prescrit de 20,25 Mbits/seconde, ses bits provenant des deux groupes ('A' et 'B') des sources de son/données 8 à 15. La sortie du multiplexeur 19 est appliquée a une première entrée d'un assembleur de 13 PHB 33 085 données 20 qui peut avoir la forme d'un autre multi- plexeur dont une seconde entrée est connectée à la sortie d'un générateur de mots de synchronisation 21 comportant une entrée d'horloge C3 qui reçoit des impulsions d'horloge à 20,25 MHz de l'autre sortie du générateur d'impulsions 16, le générateur de mots de synchronisation 21 produisant les 8 bits qui, dans la séquence de données assemblées précèdent sur chaque ligne les bits de son/données et qui comprend le bit d'introduction et le mot de synchronisation de ligne approprié de 7 bits. La troisième entrée de l'assem- bleur de données est connectée à une source 23 pour les données devant apparaître sur la ligne 625 selon les prescriptions du rapport EBU évoqué plus haut (ou les lignes 624 et 625 dans le cas de la modification décrite ci-après), qui comporte également une entrée d'horloge C4 destinée à recevoir des impulsions d'hor- loge à 20,25 MHz de l'autre sortie du générateur d'impulsions d'horloge 16. La sortie de l'assembleur de données 20 contient, pendant les lignes 1 à 625, la séquence de données pour le signal de paquet C-MAC et la Fig. 6 montre l'assemblage des bits de données dans une séquence de données qui s'écarte de celle proposée dans le rapport EBU évoqué plus haut par le fait que chaque bit des données actives est obtenu en alternance de deux groupes de sources, chaque partie de données actives de chaque ligne contenant 196 bits au lieu des bits proposés précédemment, mais contenant le mot de synchronisation de ligne dans la forme prescrite et les informations de données de la ligne 625 dans cette forme ou des lignes modifiées 624 et 625. Cette sortie est appliquée à l'entrée de données d'un modulateur 2-4 PSK 22 (modulation de phase) dont une autre entrée reçoit des oscillations de l'oscillateur 4 pour produire un signal à modulation de phase qui est 14 PHB 33 085 appliqué à la seconde entrée du multiplexeur 5, de telle sorte que ces données modulées soient introduites dans le signal de paquet C-MAC pendant les intervalles de temps appropriés. Il ressort de la Fig. 6 que les bits de son/données sur chaque ligne débutent toujours par une source de groupe 'A' et se terminent par une source de groupe 'B' de sorte que chaque ligne contient 98 bits 'A' et 98 bits 'B'. Lorsque la période des données actives de chaque ligne passe de 195 à 196 bits, le nombre de bits ou d'échantillons dans la partie restante de la ligne doit être modifié si chaque période de ligne doit encore contenir 1296 périodes d'échantillons. Il a par conséquent été proposé de réduire légèrement le nombre des périodes d'échantillons pour les composantes d'image et d'accroître légèrement les périodes de transition. Le tableau se rapportant à la Fig. 1 devrait alors être modifié de la manière suivante: a = 204 bits - synchronisation, son/données (rafale de données) b = 5 échantillons - transition à partir de la fin des données c = 15 échantillons - période de verrouillage princi- pale (niveau zéro de référence de chrominance) SCl = 5 échantillons réservée pour le brouillage de l'image d = 352 échantillons - chrominance (C) g = 704 échantillons - luminance (Y) SC2 = 6 échantillons - réservée pour le brouillage de l'image h = 5 échantillons - transition vers les données Comme spécifié précédemment, l'ensemble de la ligne 625 dans le document EBU évoqué plus haut peut véhiculer des données et la Fig. 7a illustre la struc- PHB 33 085 ture de cette ligne dans laquelle: FSD = 104 bits - données de synchronisation de séquence UDT = 5 bits - date et temps unifiés SDF = 94 bits - séquence de données statique RDF = 470 bits - séquence de données répétées comprenant cinq blocs de données de 94 bits TDMCTL (1) à (5)groupes de contrôle de multiplex à division dans le temps NA = 564 bits six blocs de données de 94 bits non attribués UDF = 59 bits - non défini. Les données de synchronisation de séquence (FSD) contiennent: LSW = 8 bits - 1 bit d'introduction de démodu- lateur plus 7 bits de mot de synchronisation de ligne CRI = 32 bits introduction d'horloge FSW = 64 bits - mot de synchronisation de séquence. Pour permettre aux données requises provenant de la ligne 625 d'être reçues dans un convertisseur d'extré- mité de tête de câble dans une période de ligne, mais à un débit binaire réduit de moitié, il est en outre proposé de modifier les lignes 624 et 625 comme indiqué sur la Fig. 7b. Comme dans le cas du présent système, la période des données actives de la ligne 624 ne véhicule pas du son/données provenant des sources 8 à , on propose que cette période véhicule la séquence de données statique (SFD) en laissant subsister 102 bits non définis (UDFl) dans cette période de données. La ligne 625 est modifiée par le fait qu'elle ne véhicule pas la séquence de données statique (SDF), 16 PHB 33 085 mais elle continue à véhiculer les autres informations, la période non définie (UDF2) à la fin de la ligne 625 étant portée à 153 bits. La raison de ces modifications sera expliquée plus loin. Le schéma synoptique de la Fig. 8 montre un récepteur qui comprend un convertisseur destiné à convertir un signal de télévision DBS C-MAC du type décrit plus haut en un signal pouvant être appliqué à un système de distribution par câble. Cette figure illustre une antenne parabolique 31 de dimensions appropriées pour recevoir les signaux de télévision DBS de paquet C-MAC qui sont situés dans la bande de diffusion de 12 GHz. Un convertisseur abaisseur 32 est attaché à l'antenne 31 et sert à déplacer les fréquences des signaux d'entrée de manière à les placer juste audessus des bandes de diffusion UHF entre 950 et 1750 MHz, de telle sorte qu'ils puissent être facilement appliqués, par l'intermédiaire d'un câble coaxial 33, à une borne d'entrée 34 du récepteur. Dans le récepteur, les signaux sur la borne 34 sont appli- qués à un bloc d'accord 35, dans lequel le signal de télévision requis est sélectionné de la manière habi- tuelle par mélange avec un signal d'oscillateur local accordé pour produire un signal de fréquence intermé- diaire (i.f.) qui, dans ce cas, a une fréquence de 134 MHz. La largeur de bande du bloc d'accord et le signal de fréquence intermédiaire résultant sont de 27 MHz afin de correspondre à la largeur de bande du signal DBS. L'accord est réalisé dans le bloc d'accord 35 au moyen d'une tension de sélection appliquée sur une connexion 36 partant d'un dispositif sélecteur (non représenté), appliquée par l'intermédiaire d'une première entrée d'un circuit additionneur 37 dont la sortie est connectée à l'entrée appropriée du bloc d'accord 35. Le circuit additionneur 37 comporte une 17 PHB 33 085 seconde entrée à laquelle une tension de réglage automatique de la fréquence (a.f.c.) est appliquée, par l'intermédiaire d'une connexion 38, cette tension étant ajoutée à la tension de sélection pour assurer un accord correct du bloc d'accord 35. Le signal de fréquence intermédiaire provenant du bloc d'accord 35 est amplifié dans un étage amplificateur 39 et est appliqué à un filtre d'ondes acoustiques de surface (S.A.W.) 40 présentant une bande passante de 27 MHz centrée sur la fréquence intermédiaire de 134 MHz. la sortie du filtre d'ondes acoustiques de surface 40 est appliquée à un étage limiteur et discriminateur 41, dans lequel les composantes d'image de chrominance et de luminance modulées en fréquence du signal de fréquence intermédiaire sont démodulées pour produire, à sa sortie, un signal MAC d'image de bande de base qui est soumis à une atténuation dans un étage atténuateur 42. L'étage limiteur et discriminateur 41 produit aussi la tension de réglage automatique de la fréquence qui est appliquée par la connexion 38 au circuit addition- neur 37. Le signal de fréquence intermédiaire est aussi appliqué à un étage limiteur et démodulateur 2-4 PSK (modulation de phase) 43, dans lequel la rafale de données (composante de son/données) et l'information numérique supplémentaire qui sont toutes a ,25 Mbits/seconde sont récupérées. Ces signaux numériques sont appliqués à un convertisseur 44 qui présente un certain nombre de fonctions dont l'une consiste à étendre les bits des signaux numériques de son/données d'une manière telle que leur débit binaire soit bien plus faible. Certaines particularités du convertisseur 44 sont illustrées plus en détail sur la Fig. 9. Sur la Fig. 9, l'information numérique 20,25 Mbits/seconde est appliquée à l'entrée 52 du 18.PHB 33 085 convertisseur 44 d'o elle est appliquée, à titre de signal d'entrée, à un générateur d'impulsions 45 qui produit les diverses fréquences d'horloge requises en même temps que les divers signaux de commande d'écri- ture et de lecture qui sont également requis pour assurer le fonctionnement correct du convertisseur 44. L'entrée en 52 est aussi appliquée à un circuit démul- tiplexeur 46 destiné à recevoir les 196 bits de son/données par ligne à la fréquence horlogique C1 de 20,25 MHz qui, sous la commande d'un second signal d'horloge C2 de 10,125 Mhz, produit sur sa sortie des impulsions alternantes à partir des données d'entrée, c'est-à-dire uniquement des bits 'A' ou uniquement des bits 'B' dans le cas de la Fig. 6. La sortie du circuit démultiplexeur 46 qui ne contient, par exemple, que des bits 'A' est appliquée à un circuit de verrouillage et de retardement 47, dans lequel la longueur de chaque bit est doublée et subit un bref retard, comme décrit ci-après, le circuit 47 recevant également des impul- sions d'horloge C2 à 10,125 MHz. Les données sur la borne 52 sont aussi appli- quées à un circuit premier-entré-premier-sorti (FIFO) 48 désigné FIFO par L624/625, qui agit sur les données actives dans les lignes 624 et 625 de chaque trame pour rendre une partie de ces données adéquate pour une transmission au débit binaire inférieur de ,125 Mbits/seconde, ce circuit FIFO recevant égale- ment les impulsions d'horloge C1 et C2 à leurs fréquences respectives. La borne 52 est aussi connectée à un circuit de synchronisation 49 qui, sous la com- mande de fréquences d'horloge Cl et C2, extrait l'information de synchronisation des mots de synchroni- sation de lignes reçus et qui, connaissant la séquence prédéterminée de ces mots de synchronisation, produit le mot de synchronisation approprié pour chaque ligne 19 PHB 33 085 au débit de 10,125 Mbits/seconde au moment voulu, comme expliqué ci-après avec référence à la Fig. 10. Le circuit de synchronisation 49 produit aussi un signal de commande de synchronisation à partir des mots de synchronisation entrants, lequel est appliqué, par l'intermédiaire d'une connexion 50, à une autre entrée du générateur d'impulsions 45 pour commander avec précision l'apparition des signaux d'écriture et de lecture produits par le générateur d'impulsions. Les sorties du circuit de verrouillage et de retardement 47, du FIFO L624/625 48 et du circuit de synchronisation 40 sont toutes connectées à des entrées respectives d'un multiplexeur 51 qui, sous la commande d'un signal de commande (non représenté) provenant du générateur d'impulsions 45, produit la rafale de données et les données de la ligne 625 à la moitié du débit binaire du paquet C-MAC, a savoir à ,125 Mbits/seconde, à une sortie 53. La manière d'atteindre ce résultat en ce qui concerne les données présentes dans les lignes véhiculant des données des multiplex 'A' et 'B' sera expliquée avec référence aux diagrammes de temps illustrés sur la Fig. 10. La Fig. 10a illustre en détail une partie de lignes adjacentes contenant les cinq périodes d'échantillons de la transition vers les données - (h), les 204 bits de synchronisation et de son/données (rafale de données) - (a) et les cinq périodes d'échantillons de la transition à partir de la fin des données - (b), le tout s'effectuant au débit de 20,25 Mbits/seconde mentionné plus haut à propos de la Fig. 1. Les périodes de 204 bits de la synchronisation et du son/données sont numérotées en succession et on observe que le bit désigné par R est le bit d'introduction de la synchro- nisation, tandis que les bits 2 à 8 inclus (S) forment les 7 bits du mot de synchronisation de ligne PHB 33 085 approprié. Les bits restants 9 a 204 véhiculent du son/données, les bits impairs véhiculant des données du groupe 'A', tandis que les bits pairs véhiculent des données du groupe 'B'. Pour certains types de modula- tion, les périodes (h) et (b) ne sont pas requises en tant que transitions et peuvent donc être utilisées pour véhiculer des données dans un signal converti et, par conséquent, si le débit binaire est réduit de moitié, le nombre de bits peut être porté de a 204 h+a+b 214 - = -= 102 a = = 107 2 2 2 2 Il n'est pas nécessaire de transmettre le bit d'intro- duction R pour le mot de synchronisation, ce qui rend possible l'utilisation de 98 bits pour les données actives. La transmission des données peut A présent démarrer à partir du début de la période (h), mais, comme on peut le voir sur la Fig. 10a, le mot de synchronisation pour la ligne considérée démarre après la période (h). On peut éviter cela en utilisant les mots de synchronisation de ligne produits par le circuit de synchronisation 49 comme décrit plus haut, avec un bit d'introduction et positionnés comme indiqué sur la Fig. 10b. Sur la Fig. 10b, les bits numérotés sont ceux qui correspondent aux bits de la rafale de données de la Fig. 10a. Le circuit de verrouillage et de retardement 47 verrouille ou étend chaque bit 'A' provenant du démultiplexeur 46 et produit un train étendu des bits 'A' au débit de 10,125 Mbits/seconde retardé d'une période de bit à ce débit. Le premier bit A' étendu suit, par conséquent, le septième bit étendu du mot de synchronistion, ce bit 'A' étant numéroté A9 pour montrer à partir de quel bit des données entrantes il est dérivé, ceci s'appliquant aux autres bits 'A'. 21 PHB 33 085 Les derniers bits 'A' de ces données (A201 et A203) s'étendent dans la période de transition 'B' avec la moitié d'une période de bit étendue de réserve et il est donc clair que le mot de synchronisation de ligne et les bits 'A' des données peuvent être facilement reçus dans les périodes (h), (a) et (b). Le FIFO L624/625 48, outre qu'il reçoit les données sur la borne 52, reçoit également le signal de sortie S du circuit de synchronisation 49. Le FIFO prend le mot de synchronisation de ligne étendu appro- prié à utiliser avec les lignes 624 et 625 et le positionne au début des lignes étendues 624 et 625, ce qui fait à nouveau commencer au début de la période (h). Les données provenant de ces lignes ne sont pas traitées comme les lignes précédentes, mais sont simplement lues sur une base premier-entre-premier- sorti au débit étendu. Cela signifie qu'il n'est pas possible d'inclure toutes les données possibles qui pourraient apparaître dans les lignes 624 et 625 sous une forme étendue. Compte tenu des modifications proposées aux lignes 624 et 625, comme écrit plus haut, ceci ne constitue pas un inconvénient, car certaines parties de ces lignes ne comprennent pas de données actives qui leur sont attribuées. L'élimination de la séquence de données statiques (SDF) de la zone de données actives de la ligne 624 permet de loger les données de synchronisation de séquence (FSD) , la date et le temps unifiés (UDT) et la séquence de données répétée (RDF) à l'état étendu dans une période de ligne. Outre les données indiquées plus haut qui sont produites à sa sortie 53, le convertisseur 44 fournit à une autre sortie 54 des impulsions d'horloge à ,125 Mhz. Comme on peut également le voir sur la Fig. 8, 22 PHB 33 085 le signal d'image provenant de l'étage d'atténuation 42 est appliqué à l'entrée de modulation d'un modulateur , dans lequel le signal est modulé en amplitude sur une porteuse reçue à une seconde entrée d'un oscil- lateur de porteuse 56, la fréquence de la porteuse se trouvant dans les bandes de fréquences utilisées pour les systèmes de distribution par câble. La sortie du modulateur 55 est appliquée à une première entrée d'un multiplexeur 57 dont la sortie est appliquée, par l'intermédiaire d'un filtre de bande latérale restante 58, à une sortie 59 du dispositif de conversion en vue d'une application à un système de distribution par câble. Les sorties aux bornes 53 et 54 du convertis- seur qui transportent respectivement les signaux numériques étendus et la fréquence d'horloge associée (10,125 MHz) sont appliquées à un modulateur numérique qui, à une autre entrée, reçoit la porteuse de l'oscillateur de porteuse 56 et dans lequel cette porteuse est modulée numériquement par les signaux numériques étendus qui ont éventuellement été convertis en une forme duo-binaire. La sortie modulée du modu- lateur 60 est appliquée à une seconde entrée du multi- plexeur en vue d'une application à la borne de sortie 59 par l'intermédiaire du filtre 58. La réception des signaux de données du système de transmission de l'invention pour un récepteur connecté à un câble qui ne transporte que le groupe de données 'A' ne diffère pas fortement de celle proposée pour les récepteurs de paquets C-MAC, hormis le fait que les données sont à la moitié du débit binaire. Un récepteur destiné à recevoir les signaux de données directement d'un satellite exige un démultiplexeur qui reconstruit les données dans ses deux groupes séparés A' et 'B'. Ceci a l'avantage qu'une opération effec- 23 PHB 33 085 tuée sur les données pour récupérer ses signaux est exécutée â un débit binaire moindre (10,125 MHz au lieu de 20,25 MHz), ce qui rend la manipulation des données plus facile. Un récepteur standard double pour une opération par câble/satellite peut facilement être obtenu par la combinaison du système décrit plus haut avec les deux démodulateurs de données nécessaires et un système de commutation approprié entre les données démultiplexées provenant du satellite et celles obtenus du câble. 24 PHB 33 085 R E V E N D I CATIONS 1.- Système de transmission de télévision comportant un signal multiplexé dans le le temps sous forme de composantes dont la majorité des lignes d'une période de séquence contient une composante de rafale de données numériques et une composante d'image, les données présentes dans la composante de rafale de données, qui est dérivée de plusieurs sources, étant multiplexées dans le temps sous la forme d'une série de blocs provenant de chaque source dans la rafale de données qui présente un débit de données fixé, carac- térisé en ce que les sources sont divisées en un certain nombre de groupes et les données provenant des -sources pour chaque groupe sont multiplexées dans le temps sous forme d'une série de blocs de bits provenant de chaque source dans un flux de bits de données pour former un nombre correspondant de sous-multiplex, les bits de données formant chacune des lignes intéres- santes de la rafale de données étant dérivés de chacun des divers flux de bits de données au débit binaire de données fixé, le nombre de bit dans une rafale de données correspondant à un multiple entier du nombre de groupes. 2.- Système de transmission de télévision suivant la revendication 1, caractérisé en ce que les sources sont divisées en deux groupes, des lignes successives de chaque rafale de données débutant * - toujours par un bit d'un premier des deux groupes. 3.- Matériel d'émetteur de télévision a utiliser avec le système de transmission de télévision suivant l'une quelconque des revendications précédentes comprenant une source de signaux d'image destinée à former un signal d'image multiplexé dans le temps, plusieurs sources de signaux de son/données, un dispo- PHB 33 085 sitif pour traiter les signaux de son/données sous la forme de signaux numériques et pour multiplexer les signaux numériques dans le temps sous la forme d'une série de blocs disposés dans la composante de rafale de données du signal de télévision à un débit de donnees fixé, caractérisé en ce que les dites sources de signaux de son/données sont di'istes en plusieure groupes, un dispositif pour multiplexer dans!e zt S les signaux provenant des so urces de chaque groupe sous l0 la forme d'une série de blocs du its clans un f!uL de bits de données pour former un oombre correspondan. de sous-multiplex, un dispositif rur slectionner lez bits de chacun des différents lux de bits et pour assembler les bits dans la raf al de données, de telle sorte que les lignes intérecssantes de la rafa.e de données contiennent des bits dérivés de chacun des flux de bits au débit de données fixé, tandis cue le nombre de bits dans une rafale de données corres-,ond a un multiple entier du nombre de groupes. 4.- Matériel d'émetteur de télévision suivant la revendication 3, caractérisé en ce que les sources de signaux de son/données sont divisées en deux grou- pes, le dispositif de sélection sélectionnant les bits de chaque groupe, de telle sorte que des lignes succes- sives de chaque rafale de données débutent par un bit provenant d'un premier des deux groupes. 5. Matériel de réception de télévision à utiliser avec le système de transmission de télévision suivant la revendication 1 ou 2 comprenant un dispo- sitif pour recevoir le signal de télévision, un dispo- sitif pour séparer les composantes d'image du signal de télévision, un dispositif pour produire la rafale de données à partir du signal de télévision, caractérisé en ce que ce matériel de réception comprend, en outre, un dispositif pour sélectionner les bits de la rafale 26 PHB 33 085 de données représentant un groupe particulier. 6.- Matériel de réception de télévision suivant la revendication 5 comprenant un dispositif pour remoduler les composantes d'image sur une porteuse d'une largeur de bande inférieure à celle du signal reçu, caractérisé en ce que des moyens sont en outre prévus pour former les bits à partir de l'un des groupes en une rafale de données reformée avec un débit de données réduit correspondant au débit binaire donné divisé par le dit nombre de sous-multiplex, et un dispositif pour moduler la rafale de données ainsi formée sur la porteuse pour former un autre signal de télévision multiplexé dans le temps comprenant les composantes d'image limitées quant à leur largeur de bande et la rafale de données reformée.