FR 2552598 A1 19850329 FR 8315135 A 19830923 -1 PROCEDE ET CIRCUIT DE DEMODULATION NUMERIQUE D'UN SIGNAL MODULE EN AMPLITUDE ET RECEPTEUR DE TELEVISION EQUIPE D'UN TEL CIRCUIT La présente invention concerne un procédé et un circuit de démodulation numérique d'un signal modulé en amplitude, résultant d'une modulation en amplitude, à porteuse supprimée, de deux porteuses de même fréquence en quadrature de phase, disposant d'une 05 détermination du carré a 2 de l'amplitude crête a d'un signal de référence sinusoidal synchrone dudit signal modulé et de possibilités d'échantillonnage; elle concerne également l'application d'un tel procédé par exemple à la réalisation d'un étage de démodulation du signal de chrominance d'un signal vidéofréquence d'un 10 récepteur de télévision et, bien entendu, tout récepteur de télévision équipé d'un tel étage de démodulation. D'une part la demande de brevet français n 82 18 254 du 29 Octobre 1982 de la demanderesse et non encore publiée décrit un circuit de démodulation dans lequel il est prévu de restituer, à 15 partir du signal modulé, d'une part un premier signal numérique proportionnel à la fréquence du signal modulé, et d'autre part un second signal numérique proportionnel au carré de l'amplitude crête du signal modulé. Il est nécessaire de décrire brièvement le procédé de 20 démodulation mis en jeu pour la détermination de la fréquence et du carré de l'amplitude crête du signal modulé décrits dans ladite demande de brevet. Si l'expression générale du signal analogique d'entrée est du type x = a sin wt, les signaux numériques en sortie des 25 premier et second registres 20, 21 et du convertisseur analogique-numérique 10 ont respectivement pour expression, à fréquence d'échantillonnage constante (Fe = 1/T): ( 1) Xn = a sin wtn pour t = tn ( 2) xn+ 1 = a sin (w tn + 4) pour t = tn + T 30 ( 3) xn+ 2 = a sin (a tn + 2) pour t = tn + 2 T -2 A partir de ces trois mesures consécutives xn, Xn+ 1, Xn+ 2, il est possible d'exprimer le cosinus du déphasage angulaire $ par: x + X () cos N n+ 2 2 xn+l Comme il est évident que le déphasage 4 est égal à Fs = 2 Fe o Fe est la fréquence d'échantillonnage choisie constante, Fs est la fréquence du signal modulé (Fs =) 2 n on obtient: Arc cos p, ( 5) Fs = Fe Arccos 2 v ee qui permet de déterminer la fréquence du signal d'entrée, et par exemple, de démoduler le signal de chrominance qui, dans le cas du procédé SECAM, est modulé en fréquence. D'une façon analogue à partir des trois mêmes mesures 15 consécutives il est possible d'exprimer le carré de l'amplitude a du signal par les relations suivantes qui se déduisent aisément des relations ( 1) à ( 3) par de simples manipulations trigonométriques: -x.X X j 2 + 2 -2 x x c Os 4 ( 6) a 2 = xn+l Xn Xn+ 2 ( 7) -n n±i N nli sin 2 soit la fréquence de la porteuse dans le cas de la modulation d'amplitude (PAL). Pour le cas de la modulation d'amplitude de type PAL qui présente un intérêt dans le cas présent, le procédé de démodulation est limité à l'échantillonnage du signal modulé par un signal à une fréquence 4 F, le cas de la modulation d'amplitude étant ramené à celui de la modulation de fréquence o apparaissent des simpli10 fications liées à des approximations concernant les écarts de fréquences. Le but de l'invention est de proposer un procédé et un circuit de démodulation numérique tels que définis dans le préambule, remarquable en ce que le cadencement d'une part et, d'autre 15 part, les signaux de référence et modulé peuvent 9 tre synchrones ou asynchrones, ledit cadencement pouvant s'effectuer pour une large gamme de fréquence, la mise en oeuvre du procédé faisant intervenir des relations algébriques simples. L'invention concerne à cet effet un procédé de 20 démodulation numérique d'un signal de type mp 1 = u cos( a + k p) + v sin( a + k) p et k entiers caractérise en ce qu'il comprend les étapes suivantes: a un instant choisi tn+m, pour lequel on donne à k la valeur zéro, détermination puis stockage du signe du signal de référence 25 xnm et du signe de la dérivée dudit signal de référence: détermination pour l'instant tn du carré du sinus du déphan+m sage angulaire initial appelé déphasage angulaire réel a r ou l'inverse de ce carré selon la relation 1/sin ar = a 2 Xnm; détermination des valeurs de sin ar, puis d'mune valeur a T correspondant à une des valeurs de arc sin ar choisie dans un des quatre quadrants d'une représentation trigonométrique usuelle détermination de la valeur du déphasage angulaire réel ar à r partir de la valeur de a'T, de la connaissance du quadrant choisi, et des signes du signal de référence et de la dérivée dudit 35 signal de référence pour le même instant tn+m; -4 détermination puis stockage successifs à chaque instant de la cadence des valeurs a + k" modulo 2; détermination et stockage successifs des couples de valeurs de sin ( a r+k) et cos ( a r+k), sin ( r+(k-1) À) et cos (ar+ (k-1) 4) pour deux instants consécutifs de la cadence; détermination des valeurs proportionnelles aux signaux modulants u et v, à partir de deux échantillons mp et mp+ 1 du signal modulé, par: mp.sin (ar+k) mp+ 1 sin (ar+(k-l) y) proportionnel à u 10 et: mp+ 1 Cos ( ar+(k-1) 4) mp eos ( ar + k ó) proportionnel à v. Les particularités et avantages de l'invention apparaitront dans la description ci-après ainsi que dans ies dessins non limitatifs donnés à titre d'exemple: la figure la montre le premier circuit 11 de détermination du carré a de l'amplitude crête selon le procédé connu et le troisième circuit 13 de détermination de la valeur du déphasage angulaire réel, conforme à l'invention; la figure lb montre le second circuit 12 calculant 20 la dérivée du signal de référence, les valeurs de 1/X 2 n+m, le signe du signal de référence et celui de sa dérivée; la figure lc montre le quatrinème circuit 14 calculant les valeurs ar + k 4 à l'issue de chaque période de cadencement, et les valeurs sin ( ar + k) et cos ( ar + k 4) pour deux instants 25 consécutifs de la cadence. la figure ld montre le cinquièe circuit 15 calculant les composantes en phase et en quadrature dudit signal de modulation; la figure 2 montre le circuit de multiplexage d'entrée 30 du dispositif de calcul 62 selon un autre mode de réalisation. Le procédé et le circuit de démodulation numérique d'amplitude selon l'invention peuvent traiter, dans un exemple préférentiel, les informations de chrominance selon le procédé PAL. -5 Pour cela, la ligne de télévision et le traitement temporel qui en découle sont successivement séparés en un traitement sur la salve, prise dans ce cas comme référence, puis en un traitement de la partie de ladite ligne qui contient les informations de chrominance, 05 prise comme signal modulé à analyser. Le traitement sur la salve est destiné à déterminer à chaque ligne les informations d'amplitude et de phase qui sont exploitées pendant le traitement ultérieur des informations de chrominance. La salve est une onde sinusoïdale pure de fréquence parfaitement stabilisée qui peut être représentée par x = a sin wt o W = 2 T Fs avec Fs fréquence de la salve. Ce signal est échantillonné par un signal à la fréquence de cadencement Fe. A la sortie du convertisseur analogique-numérique 10, du premier registre 20 et du second registre 21 on dispose respeetivement des échantillons Xn+ 2, Xn+ 1, xn tels que: xn = a sin(tn), xn+ 1 = ain(n(wtn+), xn+ 2 = a sin(tn+ 2). Il est évident que le déphasage angulaire entre la salve et le signal 20 de cadeneement est égal à = 2 Fs F-e Selon le procédé connu, en opérant le calcul de l'expression ( 6), on peut déterminer le carré de l'amplitude crête du signal de salve. Dans le procédé de télévision connu PAL, la fréquence la salve est parfaitement constante En opérant avec une fréquence 25 de cadencement constante le déphasage angulaire c est constant et parfaitement déterminé Il en est de même pour sin 2 c qui se trouve être une constante dans le calcul de a 2 Ce calcul est effectué selon le procédé eonnu de ladite demande de brevet de la demanderesse o le second dispositif de calcul 23 est, par exemple, un multiplieur numérique et le premier dispositif de caleul 22 une mémoire stockant tous les résultats de x 2 n+ 1 déjà précalculés Le troisième dispositif de calcul 24 est, par exemple un soustracteur, ou un additionneur dans le cas d'une représentation en complément à 2 des données numériques Le -6 cinquième dispositif de calcul 32 reçoit sur une entrée le résultat de l'opération X 2 n+ 1 x x 2 et sur l'autre entrée une valeur numérique définie représentant 1/sin 2 m si le cinquième dispositif de caleul 32 est un multiplieur Cette valeur numérique représenterait sin 2 $ si ce cinquième dispositif de calceul 32 était un diviseur Dans les deux eas on obtient la valeur de a 2 tel que défini par l'équation ( 6) Ceci est déjà décrit dans ladite demande de brevet déposée par la demanderesse. Le quatrième dispositif de caleul 31 permet, dans le cas 10 o la fréquence du signal modulé ou celle du cadencement ne sont pas réellement constantes, d'opérer le caleul de 1/sin 2 > ou sin 2 $ à partir de mesures préalables d'un paramètre lié au déphasage angulaire, par exemple cos $ Ce dispositif de caleul peut être omis si ces deux fréquences sont parfaitement constantes, auquel eas la valeur de 1/sin 2 ou sin 2 est entrée directement dans le cinquième dispositif de ealeul 32. Les particularités et avantages selon l'invention apparaîtront maintenant dans la description suivante. Les données numériques par exemple celles de la sortie 20 du second registre 21, entrent dans le sous-circuit 49 (figure lb) déterminant la dérivée du signal d'entrée, par exemple par le procédé connu de filtrage numérique, par exemple décrit dans la demande de brevet n 81 12 412 du 24 Juin 1981 de la demanderesse. Le sixième dispositif de caleul 44 utilise les informations 25 xn+mi a xn+ j d'une série de i+j+l registres, par exemple celles d'un troisième registre 41 à eelle d'un cinquième registre 43 Autour d'un instant tn+m on a donc stocké l'information xn+m, les j informations précédentes et les i informations suivantes En pondérant chaque information par un coefficient on 30 caleule la dérivée selon une expression générale du genre: p=n+m+i e N + m + i ( 9) Y(p) = a X p=n+m-j P P Avantageusement ce filtre numérique aura un nombre impair (i=j) de registres afin que le caleul de la dérivée soit déterminé pour un -7 instant de cadencement durant lequel la donnée xn M est stockée dans le quatrième registre 42 Un filtre numérique pair (iúj) peut aussi être utilisé mais avec des aménagements sur le cadencement. De même, avantageusement le filtre numérique utilisera des coef05 ficients a égaux à des puissances entières de 2 afin d'effectuer p le calcul selon l'équation ( 9) par de simples décalages de données numériques Le but étant de ne conserver que le signe de cette dérivée, la complexité du filtre n'est limitée que par l'obtention du signe correct sans que la valeur numérique elle-même ait une impor10 tance Ainsi un filtre à 3 registres, par exemple, a donné satisfaction avec des décalages de données pour le calcul Le signe de cette dérivée et celui de l'échantillon xn+m qui lui correspond sont conservés dans un dispositif à mémoire 45 pour l'exploitation ultérieure. Les valeurs numériques de xn+m entrent dans un septième dispositif de calcul 46 donnant en sortie les valeurs 1/x 2 nm correspondantes Avantageusement ledit septième dispositif de calcul 46 est constitué d'un dispositif à mémoire stockant les valeurs déjà précalculées. On dispose ainsi en sortie du second circuit 12, du signal cc pour les valeurs de 1/x 2 n+ et des signaux dd et qq pour les deux dits signes Ce second circuit 12 opère, après que la détermination de a 2 ait été faite, pour un instant voisin de la fin de la salve mais préalable au début de l'apparition des informations de chrominance de la ligne Cet instant est défini par la rapidité de fonctionnement des dispositifs utilisés. Le signal cc entre dans le huitième dispositif de calcul 50 (figure la) constitué par exemple par un multiplieur qui effectue le calcul de 1/sin 2 ar selon:.2 a 2/2 ( 10) 1/sin 2 ar = a 2/x 2 n+m Le neuvième dispositif de calcul 51 permet à partir des valeurs de 1/sin 2 ar de déterminer des valeurs appelées r al T définies par a T = are sin ar caleulées par exemple, dans le premier quadrant ( 0,X/2) d'une représentation trigonométrique -8 usuelle La détermination des valeurs de arse fait dans le dixième dispositif de calcul 52 en considérant les signes de la dérivée et du signal pour le même échantillon que celui traité dans la relation ( 10) selon le tableau: 10 I Signe du signall Signe de la dérivéel Calcul à | I I; effectuer I ller quadrant i + | + cr = a T I 12 ème quadrant + I Jar = f a TI j 3 ème quadrant J I Bar = f T + a T 14 kme quadrant J 1 + lar = 2, a Ti l I I I Si a est calculé dans un autre quadrant, donc décalé de /2, v ou 32, il est nécessaire d'en tenir compte pour effectuer les caleuls du tableau d'une manière qui est évidente pour l'homme de l'art. La valeur de ar est obtenue à la sortie du dixième dispositif de calcul 52 (signal rr) Cette valeur ar est introduite dans le quatrième circuit 14 (Figure lc) qui va, pour chaque période de cadencement choisi, incrémenter la valeur ar de la valeur de 4 = 27 Fs, puis les valeurs ainsi obtenues selon 20 l'équation: Fe ar (nouvelle) = ar (ancienne) + la comparer chaque fois à la valeur 2 v, et effectuer si nécessaire la soustraction de la valeur 21 afin de conserver la valeur de a r dans l'intervalle ( 0,2). Pour cela le quatrième circuit 14 est constitué de: a) un premier multiplexeur d'entrée 80 sélectionnant la valeur de ar issue du dixième dispositif de calcul 52 puis les valeurs successives ar + k issues du douzième dispositif de calcul 83; b) un onzième dispositif de caleul 81 recevant sur sa première entrée la sortie du premier multiplexeur 80 et sur sa seconde entrée une représentation numérique du déphasage angulaire : 2 Fs Fe c) un sixième registre 82 destiné à répartir sur deux temps successifs dudit cadencement choisi, le fonctionnement du circuit en boucle fermée formé du premier multiplexeur 80, du onzième dispositif de calcul 81, du douzième dispositif de calcul 05 83 et dudit sixième registre 82; d) un comparateur numérique 84 opérant la comparaison de la sortie du sixième registre 82 avec une représentation numérique de la constante 2 I; e) un douzième dispositif de calcul 83 opérant la 10 soustraction d'une représentation numérique de la constante 2 a, lorsque le comparateur 84 détecte que le résultat présent à la sortie du sixième registre 82 est supérieur à la constante 2 s. Les septième 90 et huitième 91 registres conservent les valeurs calculées pendant une période de cadencement, ceci 15 étant nécessité par le fonctionnement alterné des dispositifs de calcul suivants décrits ciaprès Le quatrième dispositif de calcul 93, par exemple une mémoire stockant une table précalculée, fournit pour chaque période de cadeneement la valeur sin (ar + k F) signal f i dont la valeur précédente 20 sin ( ar + (k-1)) | signal e | apparaît à la sortie du r dixième registre 95 D'une façon similaire, le signal h correspond à la valeur cos (a r + k) et le signal g correspond à la valeur cos (a r + (k-1)) issus respectivement du treizième dispositif de caleul 92 et du neuvième registre 94. 25 En considérant maintenant que la représentation des deux signaux modulant deux porteuses de même fréquence mais en quadrature de phase est: ( 11) mp = u cos (ar + (k-1)) + v sin (ar + (k-1)4) l'échantillon suivant sera représenté par: ( 12) mp+ 1 = u cos (ar + k) + v sin (ar + ki). En appelant: e = sin (ar + (k-1)) f = sin (ar + k) g = cos (ar + (k-1)) h = cos (ar + k) il est aisé d'arriver à: = f ô m e etv= p+ 1 h g=e m -+ l g m h u g f -h e tv g f -h e -10 Or on montre que g f h e = sin S Cette valeur est une constante dans le cas de la modulation d'amplitude d'une ou plusieurs porteuses ayant une fréquence constante On en déduit que les composantes u et v sont respectivement proportionnelles à 05 mp f mp+ 1 e et mp+ 1 g mp h Dans une réalisation expérimentale la précision du caleul, donc le nombre d'éléments binaires constituant les données, est à adapter à la valeur de sin $ Les échantillons m (équation 11) issus du premier p circuit 11, par exemple à la sortie du premier registre 20 (signal bb), entrent dans le dispositif à retard 60 du cinquième circuit 15 (figure ld) tandis que les échantillons Mp+ 1 (équation 12) issus dudit premier circuit 11 décalés d'un temps de eadencement par rapport à l'échantillon p, par exemple pris à la sortie du second registre 21 (signal aa), entrent dans le cinquième circuit dans un autre dispositif à retard identique au dispositif à retard 60 Ces dispositifs assurent la concordance de phase des informations arrivant sur les quinzième 62 et dix-huitième 70 dispositifs de ealeul Le deuxième multiplexeur 61 reçoit les deux 20 résultats f et h et le quinzième dispositif de caleul 62 détermine, en alternance tous les deux temps de cadencement, les valeurs des produits mp h et mp f stockés chacun pour ehacun desdits deux temps dans les onzième 63 et douzième 64 registres D'une façon identique le septième circuit 17 fournit les résultats des caleuls 25 des produits mp+ 1 g et mp+ 1 e La phase et le cadencement sont définis de façon à ce que le seizième dispositif de caleul 65, par exemple un soustracteur, effectue l'opération mp+ 1 g mp h. Les résultats obtenus après chaque instant de cadencement sont stockés pour toute la durée d'une ligne d'information chrominance 30 et conservés pendant la ligne suivante dans le premier circuit de mémorisation et de caleul 66 qui opère également le traitement desdites deux lignes consécutives selon les principes habituels de traitement d'un signal selon le procédé PAL. Le dix-septième dispositif de caleul 67 effectue un 35 traitement similaire au seizième dispositif de caleul 65 mais sur -11 les échantillons m f et m p+ 1 e pour l'autre phase de cadencement Les résultats obtenus à l'issue de l'opération mp.f mp+ 1 e sont stockés dans le second circuit de mémorisation et de calcul 68. On obtient en sortie du cinquinème circuit 15 les deux composantes u et v en phase entre elles, avec une fréquence de cadencement moitié de celle, par exemple, du quinzième dispositif de calcul 62. Le cadencement peut s'effectuer dans une très large 10 gamme de fréquences Il est connu que la limite inférieure de la fréquence de cadencement est définie de telle sorte que l'on dispose au minimum de 2 échantillons par période du signal à analyser pour la fréquence la plus élevée dudit signal à analyser. Pour un échantillonnage correct de la porteuse elle-même, la limite inférieure sera done Fe >Ä 2 (Fport)max Dans le cas o seul ledit signal modulant est recherché, la limite inférieure sera Fe > 2 (F Mod)max le fonctionnement s'opérant, par exemple, selon l'équation ( 8) Cette seconde limitation moins restrictive doit néanmoins être relevée en tenant compte de la définition 20 recherchée, donc du nombre d'échantillons, pour la restitution eorrecte dudit signal modulant. Sans s'écarter du but de l'invention on peut envisager différentes variantes à la description qui vient d'être faite En particulier, il est avantageux de faire que le quinzième dispositif 25 de calcul 62 par exemple (figure 2), effectue les calculs des second 23, cinquième 32 et huitième 50 dispositifs de calcul, en opérant un multiplexage plus étendu dudit quinzième dispositif de calcul 62 Ainsi, le troisième multiplexeur 61 a reçoit: le signal 100 représentant xn+ 2 30 le signal 101 " " " m le signal 102 " " " 1/sin le signal 103 issu de la sortie du registre 110. De même, le quatrième multiplexeur 61 b reçoit: le signal 105 représentant xn 35 -le signal 106 " " N f le signal 106 " " " f -12 le signal 107 représentant h le signal 108 issu du troisième dispositif de calcul 24. Le registre 110 conserve les résultats du calcul de a 05 pour son utilisation ultérieure. Il est de même possible de multiplexer différemment les quinzième 62 et dix-huitième 70 dispositifs de calcul pour les différentes opérations à effectuer sans sortir du but de l'invention. Il faut noter que l'invention ne s'applique pas seulement à la démodulation d'un signal de chrominance PAL, mais peut aussi être utilisée pour démoduler tout signal résultant d'une modulation d'amplitude à porteuse supprimée, de deux porteuses de même fréquence et en quadrature de phase et possédant un signal de 15 référence sinusoidal synchrone. De même, par un multiplexage plus étendu du quinzième 62 et/ou du dixhuitième 70 dispositif de calcul on effectue la démodulation de la fréquence et de l'amplitude d'un signal modulé en fréquence, par exemple le signal de chrominance de type 20 SECAM, selon le procédé connu représenté par les équations ( 4) et ( 6) On dispose ainsi d'un récepteur de télévision permettant de démoduler les informations de chrominance selon, au choix, les procédés PAL et/ou SECAM. -13 REVENDICATIONS: 1 Procédé de démodulation numérique d'un signal, modulé en amplitude, résultant d'une modulation en amplitude, à porteuse supprimée, de deux porteuses de même fréquence Fs en quadrature de 05 phase, disposant d'une déterminaton du carré a 2 de l'amplitude crête a d'un signal de référence sinusoïdal synchrone du signal modulé, et de possibilités d'échantillonnage à une cadence définie par une fréquence Fe, ledit signal modulé s'écrivant: mp+ 1 = u cos ( a+ k) + v sin (a + k S) 10 o =_= 2 Fs, a e st un déphasage angulaire initial et k le Fe F-e' nombre de périodes T = 1/Fe, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes à un instant choisi tn+m, pour lequel on donne à k la valeur zéro, détermination puis stockage du signe du signal de référence 15 xn+ et du signe de la dérivée dudit signal de référence; détermination pour l'instant tn+m du carré du sinus du déphasage angulaire initial appelé déphasage angulaire réela r' ou l'inverse de ee carré selon la relation 1/sin 2 mr = a 2/ 2 n+m; détermination des valeurs de sin a r, puis d'une valeur a T correspondant à une des valeurs de arc sin ar choisie dans un des quatre quadrants d'une représentation trigonométrique usuelle; détermination de la valeur du déphasage angulaire réel ar à partir de la valeur de a T, de la connaissance du quadrant choisi, et des signes du signal de référence et de la dérivée dudit 25 signal de référence pour le même instant tn+m; détermination puis stockage successifs à chaque instant de la cadence des valeurs ar + k S modulo 2 w; r détermination et stockage successifs des couples de valeurs de sin (ar + k) et cos ( ar+k), sin (a r+(k-1)) et cos (ar+(k-1) S) pour deux instants consécutifs de la cadence; détermination des valeurs proportionnelles aux signaux modulants u et v, à partir de deux échantillons mp et mp+ 1 du -14 signal modulé, par: mp sin( a r+k À) mp+ 1 sin (a r+(k-1)4) proportionnel à u et, mp+ 1 cos (a r+(k-1)) mrp cos (a r + k $) proportionnel à v. 2 Circuit numérique pour la mise en oeuvre du procédé se05 lon la revendication 1, comprenant un premier circuit permettant de déterminer le carré a 2 de l'amplitude crête a d'un signal de référence synchrone dudit signal modulé, ledit premier circuit comprenant un convertisseur analogique-numérique, un premier et un second registre, un premier, un second, un troisinème, un quatrième et un 10 cinquième dispositif de calcul, ce dernier délivrant en sortie des échantillons représentatifs du carré a 2 de l'amplitude crête dudit signal de reférence, caractérisé en ce qu'il comprend A un second circuit permettant de déterminer pour un instant choisi tn+m o apparaît un échantillon xn+ le signe du signal de référence et le signe de la dérivée dudit signal de référence pour ce même dit instant, constitué de: a/ un sous-circuit de détermination de la dérivée d'un signal, par exemple de type filtre numérique, lui-même constitué de: ai) en série, un certain nombre de registres, par exemple un troisième, un quatrième et un cinquième registre, destinés à stocker des échantillons successifs Xn+m+ià xn+mj, issus par exemple du second registre; a 2) un sixième dispositif de calcul recevant les 25 échantillons Xn+m+i à xn+mj, calculant par la méthode connue de filtrage numérique, et pour l'instant tn+m, la dérivée du signal représenté par lesdits échantillons; b/ un dispositif à mémoire destiné à conserver lesdites informations de signe du signal de référence et de signe de 30 la dérivée du même signal de référence; c/ un septième dispositif de calcul réuni en entrée à la sortie du quatrième registre stockant xn+m, délivrant des échantillons représentatifs de la fonction 1/x 2 nm; B un troisième circuit permettant de calculer le 35 déphasage angulaire ar modulo 2 v,pour ledit échantillon xn+m, -15 constitué de: a/ un huitième dispositif de calcul recevant les informations issues des cinquième et septième dispositifs de calcul, délivrant en sortie des échantillons représentatifs de la fonction 05 1/sin 2 ar = a 2/X 2 n+m; r n+m b/ un neuvième dispositif de calcul réuni en entrée à la sortie du huitième dispositif de calcul, délivrant en sortie des échantillons, ci-après nommés a T, représentant la fonction arc sinc, déterminés pour un des quatre quadrants, choisi au départ, 10 d'une représentation trigonométrique usuelle; c/ un dixième dispositif de calcul réuni en entrée à la sortie du neuvième dispositif de caleul et aux deux sorties du dispositif à mémoire, opérant, à partir de la valeur de a T, le calcul du déphasage angulaire réel ar dans l'intervalle O à 2 W; C Un quatrième circuit, traitant le signal modulé à l'issue du calcul de ar, délivrant, avec le eadencement régulier choisi, les valeurs représentatives des fonctions sin (a r+k), sin ( ar + (k-1)), cos (a r+k), cos (ar+(k-1)), relatives au signal modulé constitué de: a/ un premier multiplexeur d'entrée sélectionnant la valeur de a r issue du dixième dispositif de calcul puis les valeurs successives ar + k issues du douzième dispositif de calcul; r b/ un onzième dispositif de calcul recevant sur sa première entrée la sortie du premier multiplexeur et sur sa seconde 25 entrée une représentation numérique du déphasage angulaire C; c/ un sixième registre destiné à répartir sur deux temps successifs dudit cadencement choisi, le fonctionnement du circuit en boucle fermée formé du premier multiplexeur, du onzième dispositif de calcul, du douzième dispositif de calcul et dudit 30 sixième registre; d/ un comparateur numérique opérant la comparaison de la sortie du sixième registre avec une représentation numérique de la constante 2 ff; e/ un douzième dispositif de calcul délivrant a r 35 modulo 2 a;r modulo 2 iî; -16 f/ un septième registre destiné à conserver à la cadence choisie, le résultat du calcul issu du douzième dispositif de calcul; g/ un huitième registre destiné à retarder d'un cycle 05 de ladite cadence le signal de sortie du septième registre; h/ un treizième et quatorzième dispositif de calcul donnant respectivement les valeurs des fonctions sin (a r + k) r et cos ( ar + k); i/ un neuvième et un dixième registre conservant, au 10 rythme du cadencement, les valeurs antérieures des résultats précédents sin ( ar+(k- 1)) et cos (a +(k-1)) ; D un cinquième circuit constitué de: a/ un sixième circuit destiné à calculer les éléments permettant eux-mêmes de calculer l'amplitude d'un des signaux modu15 lants constitué de: al) un dispositif à retard retardant les échantillons m prélevés par exemple en sortie du premier registre, afin que les échantillons arrivant sur les deux entrées du quinzième dispositif de calcul soient en phase; a 2) un deuxième multiplexeur relié en entrée aux sorties du treizième et quatorzième dispositif de calcul; a 3) un quinzième dispositif de ealcul relié en entrée à la sortie du deuxième multiplexeur et à celle du dispositif à retard, délivrant successivement à la cadence choisie, des 25 échantillons représentatifs des produits mp h et mp f; a 4) un onzième registre recevant les résultats mp.h et un douzième registre recevant les résultats mp f, les deux dits registres fonctionnant en alternance à une cadence deux fois moins rapide que celle des circuits précédents; b/ un septième circuit de conception identique au sixième circuit, recevant en entrée les échantillons mp+ 1 décalés d'un temps de cadencement par rapport aux échantillons mp, prélevés par exemple en sortie du deuxième registre, ledit septième circuit ayant un dix-huitième dispositif de calcul délivrant en 35 alternance sur ses sorties des échantillons représentatifs des -17 produits mp+ 1 g et mp+ 1 e; c/ un seizième dispositif de calcul réuni en entrée à celles des sorties, respectivement des sixième et septième circuits, qui ont la même phase de cadencement, délivrant des échan05 tillons représentatifs de l'opération mp+l g mp h; d/ un dix-septième dispositif de calcul de conception identique au seizième dispositif de calcul mais opérant sur les échantillons issus, respectivement, des sixième et septième circuits, avec l'autre phase de cadencement, délivrant des échan10 tillons proportionnels à l'autre signal modulant, mp f mp+ 1 e e le cadencement d'une part et, d'autre part, les signaux de référence et modulé pouvant être synchrones ou asynchrones, ledit cadencement pouvant s'effectuer pour une large gamme de fréquences. 3 Circuit selon la revendication 2, avec les signaux de référence et modulé constitués respectivement des signaux de salve et de chrominance d'une ligne de télévision de type PAL, caractérisé en outre en ce qu'il comprend: ai un premier circuit de mémorisation et de calcul traitant les informations de deux lignes consécutives issues dudit 20 seizième dispositif de calcul, selon la procédure connue pour un signal de télévision de type PAL; b/ un second circuit de mémorisation et de calcul opérant d'une manière analogue au précédent mais avec les données issues du dix-septième dispositif de calcul. 4 Circuit selon l'une des revendications 2 à 3, caractérisé en ce que les quizième et/ou dix-huitième dispositifs de calcul ont des entrées multiplexées, permettant d'utiliser lesdits dispositifs de calcul avant leur utilisation telle que prévue, en remplacement successivement des deuxième, cinquième et 30 huitième dispositifs de calcul selon l'instant de traitement dans la ligne de télévision, et en ce que les septième, neuvième, treizième et quatorzième dispositifs de calcul sont des mémoires stockant les informations précalculées. Circuit selon l'une des revendications 2 à 4, carac35 térisé en ce que le sixième dispositif de calcul utilise des -18 coefficients correspondant à des puissances entières binaires, les calculs à l'aide desdits coefficients s'effectuant par simple décalage des données binaires. 6 Circuit selon l'une des revendications 2 à 5, caracté05 risé en ce que le filtre numérique est un filtre transversal impair. 7 Récepteur de télévision caractérisé en ce qu'il comprend un circuit de démodulation d'amplitude selon l'une des revendications 2 à 6. 8 Circuit selon l'une des revendications 2 à 6, caracté10 risé en ce que le quinzième et/ou le dix-huitième dispositif de calcul est (sont) multiplexé(s) pour effectuer, outre la démodulation d'amplitude selon l'invention, la démodulation d'un signal modulé en fréquence selon le procédé connu: cos xn + Xn+ 2, le quatrième dispositif de calcul 31 recevant 2 (x) 2 (Xn+l) alors sur son entrée un signal cos variable par une modulation ou une évolution de la fréquence Fs du signal. 9 Récepteur de télévision caractérisé en ce qu'il comprend un circuit de démodulation d'amplitude PAL selon l'une des reven20 dications 2 à 6 et un circuit de démodulation de fréquence SECAM selon la revendication 8.