FR 2553939 A1 19850426 FR 8415286 A 19841005 La présente invention concerne des procédés et dispositifs permettant de corriger les erreurs de polarisation au niveau d'un satellite et, plus particulièrement, un système situé au niveau du satellite et permettant de corriger les erreurs de polarisation dues à un couplage parasite qui apparaissent dans un système d'antennes à polarisations perpendiculaires. Un nouveau service par satellites, destiné à ftre mis en place, assurera la diffusion de signaux vidéo, de signaux d'audiofréquence et de données à destination des particuliers, avec 10 une puissance relativement élevée (puissance reçue dépassant 50 db, par rapport à 1 W) Ce service est appelé "service de diffusion directe par satellites (DBS)" Les fréquences des liaisons descendantes sont dans la région des 12 G Hz (de 12,2 à 12,7 G Hz environ) et les liaisons montantes s'effectuent dans la région des 17 G Hz 15 (de 17,3 à 17,8 G Hz environ). Pour les liaisons montantes du service de diffusion directe par satellites (DBS) de la bande 17,3 à 17,8 G Hz, une excellente isolation est nécessaire à la fois entre canaux de même polarisation alternés par discrimination de fréquence et entre 20 canaux en chevauchement partiel perpendiculaires adjacents par discrimination de polarisation d'antenne Selon le document "Federal Communications Commission Report and Order" paru en mars 1983 sous le n 80-348, l'écartement recommandé entre canaux de même polarisation est de 26 M Hz et il est de 13 M Hz entre canaux perpendi25 culaires adjacents La largeur de bande maximale nécessaire pour un canal est de 24 M Hz si bien qu'il existe une bande de garde de 2 ffz entre canaux de même polarisation La fréquence centrale de chaque canal se trouvera au centre de la bande de garde de largeur 2 M Hz pour les canaux à polarisations perpendiculaires adjacents. 30 En présence de précipitations, la polarisation linéaire donne une meilleure discrimination vis-à-vis des erreurs de polarisation par couplage parasite (XPD) que la polarisation circulaire Lorsque les axes perpendiculaires d'un rayonnement linéairement polarisé sont alignés avec les axes locaux d'hori35 zontalité et de verticalité, l'intérêt de la polarisation linéaire relativement à la XPD est rendu maximal (voir "NASA Tech Paper 1770 ", février 1981, p 35 à 45, et aussi "Canadian CPM Contribution B 8 ", mai 1982). Pour les liaisons montantes du service DBS, en provenance d'une zone desservie typique (par exemple un fuseau horaire des Etats-Unis d'Amérique) et à destination du groupe de satellites en orbite géostationnaire desservant cette zone, l'orientation du rayonnement linéairement polarisé qui émane de diverses parties de la zone desservie suivant l'axe local vertical varie d'environ 20 à la réception au niveau du satellite Les deux signaux adjacents en chevauchement partiel ne sont' pas parfaitement perpendiculaires au signal voulu, puisqu'ils proviennent généralement d'emplacements différents de celui du signal voulu Il existe donc une tendance à la production de signaux d'interférence De plus, le satellite lui-même ne reste pas suivant une orientation 15 fixe, mais peut tourner sur son axe de lacet, lequel est généralement proche de l'axe de visée de l'antenne du satellite Cette rotation du plan de polarisation de l'antenne amène les signaux des liaisons montantes en chevauchement partiel à produire une interférence avec les signaux voulus, qu'ils soient ou non perpen20 diculaires aux signaux voulus. Selon un premier mode de réalisation de l'invention, sont décrits un procédé et un dispositif permettant de compenser le couplage parasite de signaux, à l'intérieur d'un premier canal d'un premier sens de polarisation,à la réception par un premier élément 25 d'antenne orienté de façon à recevoir le premier sens de polarisation, vis-à-vis de signaux appartenant à des canaux de bandes de fréquence en chevauchement partiel adjacents qui ont un deuxième sens, opposé, de polarisation Le procédé comporte les opérations suivantes: détecter le signal du canal adjacent à l'aide d'un 30 deuxième élément d'antenne conçu pour recevoir le deuxième sens, opposé, de polarisation, mesurer la proportion du couplage parasite des signaux des canaux adjacents ayant la deuxième polarisation au niveau du premier élément d'antenne, réduire l'amplitude des signaux des canaux adjacents détectés par le deuxième élément 35 d'antenne jusqu'à un niveau qui est proportionnel au couplage parasite, et faire la somme différentielle des signaux des canaux adjacents d'amplitude réduite avec les signaux du premier canal venant du premier élément d'antenne. La description suivante, conçue à titre d'illustration de l'invention, vise à donner une meilleure compréhension de ses caractéristiques et avantages; elle s'appuie sur les dessins annexés, parmi lesquels: la figure 1 est un schéma d'une zone desservie donnée, montrant des stations terrestres de liaisons montantes et un satellite; la figure 2 illustre la distribution des fréquences dans un système de réutilisation de fréquence, pour les liaisons montantes, d'un satellite, utilisant une polarisation linéaire perpendiculaire; la figure 3 est un schéma vectoriel montrant les 15 divers angles de polarisation des signaux des liaisons montantes de la figure 2, tels qu'on les voit au niveau du satellite; la figure 4 est un schéma de principe d'un dispositif de compensation de correction des erreurs de polarisation dues au couplage parasite selon un premier mode de réalisation de 20 l'invention; la figure 4 A montre un dispositif permettant de rendre égales les amplitudes des bandes latérales supérieure et inférieure du dispositif de la figure 4; la figure 5 est un schéma de principe d'un dis25 positif de compensation des erreurs de polarisation dues au couplage parasite selon un deuxième mode de réalisation, préféré, de l'invention; et la figure 6 est un schéma de principe d'un dispositif montrant la variante de la figure 4 et destiné à assurer 30 la correction du retard de phase. Sur la figure 1, sont représentées trois stations terrestres pour liaisons montantes A, B et C qui sont disposées en différents emplacements à l'intérieur d'une zone desservie donnée E afin d'émettre à destination du satellite S, lequel est 35 placé au-dessus de l'équateur et peut se trouver au sud-ouest de E Le satellite S peut être disposé à proximité d'autres satellites, ces autres satellites pouvant être conçus pour recevoir d'autres canaux de même polarisation (des deuxièmes canaux adjacents) et, ou bien, les canaux à polarisation croisée se chevauchant adjacents et pour desservir la même zone. Les stations terrestres assurant les liaisons montantes comportent par exemple un système d'antennes à polarisation horizontale ou verticale qui fonctionne dans la bande de 17,3 à 17,8 G Hz L'écartement entre canaux des liaisons montantes de même polarisation est de 26 M Hz par exemple La largeur de bande de 10 chaque canal est de 24 M Hz, si bien qu'il existe une bande de garde de 2 M Hz Les canaux des liaisons montantes à polarisation horizontale sont par exemple décalés et centrés à 13 M Hz des canaux des liaisons montantes à polarisation verticale correspondants adjacents On considère par exemple que la station terrestre B 15 rayonne les signaux à polarisation verticale voulus E Wv dans le canal WV, que la station terrestre A rayonne un signal à polarisation horizontale adjacent inférieur ELH dans un canal LH en chevauchement, et que la station C rayonne le signal à polarisation horizontale adjacent supérieur correspondant EUH dans le canal UH 20 en chevauchement La figure 2 montre la répartition des fréquences pour les diverses polarisations Par exemple, le canal à polarisation horizontale LH de la station A a pour fréquence centrale f L et un autre canal à polarisation horizontale supérieur coplanaire UH, séparé en fréquence, venant de la station C possède une fréquence 25 centrale fu' Entre le canal à polarisation horizontale LH et le canal à polarisation horizontale UH, il existe une bande de garde de largeur 2 M Hz dont la fréquence centrale est fw Chaque canal à polarisation verticale est décalé de façon que la fréquence centrale du canal à polarisation verticale soit centrée sur la bande 30 de garde entre les canaux à polarisation horizontale, comme cela est représenté par l'existence de la fréquence f au centre du canal de fréquence voulu WV s'étendant entre la fréquence fw 1 et la fréquence fw 2 ' Cette bande de fréquence des liaisons montantes peut être de 24 M Hz par exemple, dans la bande de 17,3 à 17,8 G Hz 35 assurant le service de diffusion directe par satellites En ce qui concerne le signal Ewv voulu du canal à polarisation verticale voulu VW, les signaux produisant une interférence peuvent être le signal à polarisation horizontale adjacent inférieur ELH venant par exemple de la station A et le signal à polarisation horizontale adjacent supérieur correspondant EUH venant par exemple de la sta5 tion C L'antenne réceptrice 10 du satellite destiné aux liaisons montantes est classiquement dotée d'une descente d'antenne linéaire orientée parallèlement au signal émis voulu EWV (c'est-à-dire dans le même plan que ce dernier). La station terrestre, par exemple la station B, 10 se trouve sur l'axe de visée AX de l'antenne réceptrice 10 du satellite Cette antenne 10 est orientée de façon que son orientation de polarisation d'antenne réceptrice voulue pour la réception du signal voulu EWV soit coplanaire avec celle de la polarisation verticale locale de l'antenne se trouvant à la station terrestre B. 15 (Voir figure 3) Les signaux reçus pour cette orientation de polarisation de l'antenne réceptrice du satellite sont représentés par EC Les signaux à polarisation linéaire horizontale locale ELH et EUH venant des stations terrestres ne se trouvant pas sur la ligne de visée AX de l'antenne du satellite s'écartent de la perpendicula20 rité au signal El V, tel qu'il est reçu par l'antenne 10 du satellite Les signaux partant de la station A vers le nord-ouest du plan vertical local passant par la station terrestre B et le satellite S subissent une rotation dans le sens antihoraire, par référence au satellite, et les signaux partant de la station terrestre C en direction du sud-est subissent une rotation dans le sens horaire L'orientation de la polarisation du signal EWV au niveau de l'engin spatial peut varier de 20 ou plus, car la position d'une station terrestre assurant des liaisons montantes se décale d'un bord de la zone desservie à l'autre. En présence de précipitations liquides, la composante horizontalement polarisée du signal émis ayant une polarisation linéaire arbitrairement orientée est plus atténuée que la composante verticalement polarisée Par conséquent, la polarisation du signal reçu au niveau du satellite subit une rotation en direction de la verticale locale, telle que définie au niveau de la station assurant les liaisons montantes L'avantage de la polarisation verticale locale est qu'aucune rotation de polarisation ne se produit en cas de chutes de pluie Ce même avantage s'applique pour la polarisation horizontale locale, mais ce dernier signal subit une plus forte atténuation que le signal à polarisation verticale. Cette rotation de la polarisation des signaux reçus pendant des précipitations peut introduire un important couplage parasite des signaux entre les canaux horizontaux et les 10 canaux verticaux De plus, puisque le satellite peut tourner sur la ligne de visée de son antenne et, ou bien, son axe de lacet Y, cette apparente rotation de la polarisation introduit un couplage parasite supplémentaire important des signaux. Selon une première forme du dispositif, la des15 cente d'antenne à polarisation linéaire verticale existant-au niveau de la station terrestre B par exemple est alignée avec l'axe vertical de descente d'antenne se trouvant suivant la verticale locale de la station B pour émettre des signaux EWV sous un angle de polarisation représenté par le vecteur Ew La station 20 terrestre B est placée au centre de la zone desservie E du satellite S Pour une erreur nulle de l'orientation de l'axe de lacet, l'angle de polarisation du signal reçu représenté par le vecteur EC correspond à la même polarisation que celle du vecteur EWV L'angle de polarisation relatif W entre eux est nul au niveau du satellite. 25 Une deuxième station terrestre à descente d'antenne linéairement polarisée peut être située au niveau de la station terrestre B avec une orientation s'alignant avec la polarisation EÉ perpendiculaire à EWV' On pourra se reporter à la figure 3 Cette deuxième descente d'antenne linéaire peut émettre à destination d'autres 30 antennes du satellite S ou à celle d'un satellite du même groupe que le satellite S Le signal EWH de la figure 3 représente la polarisation du signal perpendiculaire au signal voulu E; et pour El V, tandis que e L et e U représentent les angles de polarisation relatifs (tels qu'on les voit depuis le satellite) du signal ELH 35 pour la polarisation ELH venant de la station A et du signal EUH pour la polarisation EUH venant de la station C, par rapport au signal EWH Les signaux EX sont des signaux, vus au niveau du satellite, qui sont perpendiculaires à EC et ont un angle de polarisation représenté par le vecteur Ex Pour une zone des5 servie correspondant à un fuseau horaire des Etats-Unis d'Amérique, les angles e L et U peuvent varier entre -10 et + 10 environ de part et d'autre de la verticale locale définie au centre de la zone couverte E. Selon le dispositif présentement décrit, il est 10 effectué une rotation électronique du plan effectif de polarisation de l'antenne réceptrice du satellite servant aux liaisons montantes, si bien que celui-ci est perpendiculaire, et par conséquent insensible, à chacun des signaux ELH et EUH non voulus à l'intérieur de leurs canaux respectifs LH et UH Puisque les signaux ELH et EUH 15 émanant des stations A et C se trouvent de part et d'autre de la verticale locale passant par la station B, ils ne sont pas coplanaires Cette correction de rotation doit donc être effectuée séparément pour chacun des signaux se trouvant en situation potentielle d'interférence Sur la figure 3, on voit que les signaux 20 existant au niveau du satellite, soit EC et Ex, sont donnés par: EC = E cos W + ELH sin (e W + 8 L) + EUH sin (EW + E) (la) EX -E sin EW + ELH cos (e W + e L) + EUH cos (e W + e U) (lb) Si ces signaux traversent un filtre passe-bande étroit ne laissant passer que les fréquences f telles que f L o a est l'amplitude de cette partie. 255393 9 Pour que le nouveau coefficient de ELH disparaisse, il faut que a sin ( + e L)/cos ((W + 8 L) =tg ( 8 W + e L), et EC -Ex tg (e W + e L) = Ei V lcos e W + sin e W tg (e W + e L) l ( 3) Pour mettre cette théorie sous forme matérielle, il faut mesurer le coefficient a de l'équation ( 2) Ceci est fait par mesure de la valeur de tg ( 8 W + e L), qui est le rapport des deuxièmes termes des côtés droits respectifs des équations (la) et (lb) On l'obtient après filtrage des signaux Ec et EX à l'aide de filtre à bande étroite (plusieurs centaines de kilohertz) centrés 10 sur la fréquence f L' Puisqu'il n'y a pas de dépolarisation par précipitations du rayonnement linéairement polarisé suivant les plans locaux verticaux ou horizontaux, le coefficient a sera réel (et non complexe), et il peut être positif (pour e L positif) ou négatif Le gain du canal Ex est donc réduit (par rapport à EC) du facteur a, 15 et la fraction a E résultante est algébriquement soustraite de EC, x selon l'équation ( 3), afin de produire un signal EWV exempt de ELH entre f L et fw (comme déterminé par des filtres passe-bande appropriés). On passe maintenant à la figure 4, qui montre le 20 système d'antenne 10 du satellite servant à la réception des liaisons montantes selon un premier mode de réalisation Le système d'antenne 10 comporte un élément capteur, ou cornet, Il qui est polarisé de manière principalement verticale et un élément capteur, ou cornet, 13 qui est polarisé de manière principalement horizontale. 25 Le signal polarisé de manière principalement verticale qui est reçu au niveau du cornet 11 et est représenté par E est amplifié par un amplificateur 15, et les fréquences comprises f et f sont transU L mises à un amplificateur 33 via un filtre passe-bande 31 Les signaux de l'amplificateur 15 sont également appliqués à un filtre 16 à bande 30 étroite qui laisse passer la fréquence f L + plusieurs centaines de kilohertz ( 300 k Hz par exemple) au détecteur de rapport 17 Les signaux des liaisons montantes sont modulés en fréquence sur la porteuse Le signal capté au niveau du cornet 13 polarisé de manière principalement horizontale est amplifié par l'amplificateur 19 et 35 le signal f L + centaines de kilohertz est transmis via un filtre passe-bande étroit 21 à un détecteur de rapport 22 Le signal compris entre f L et fw est transmis par le filtre passe-bande 29 et est appliqué à l'amplificateur 30. Les signaux de la bande de base détectés (bande de base vidéo dans le cas de la diffusion de signaux de télévision) venant du détecteur de rapport 17 sont divisés par les signaux de la bande de base détectés venant du détecteur 22 dans un diviseur 37 afin de produire le signal de rapport qui est proportionnel à a dans l'équation ( 2) Cette division peut être effectuée dans le 10 diviseur 37 par des amplificateurs logarithmiques à la sortie de chacun des détecteurs 17 et 22 afin d'amplifier le signal de la bande de base détecté, par un amplificateur différentiel afin d'effectuer la somme différentielle des deux signaux logarithmiques, et par un dispositif cologarithmique couplé à l'amplificateur différentiel Le dispositif cologarithmique peut être un amplificateur à réaction associé à un amplificateur logarithmique dans son trajet de réaction Le signal de sortie du diviseur 37 (à la sortiedu dispositif cologarithmique dans l'exemple ci-dessus) est donc égal à a, la valeur de tg(Gw + e L) Le signal polarisé de manière 20 principalement horizontale détecté venant du cornet 13 et appartenant à l'intervalle de fréquence de f L à f W passe dans le filtre passe-bande f L fw 29 et est amplifié par l'amplificateur 30 Ce signal de haute fréquence est appliqué à un amplificateur 41 à commande de gain automatique dont le facteur de gain est déterminé 25 par le signal de rapport obtenu à la sortie du diviseur 37 Le gain du signal E venant du cornet 13 subit donc une réduction (par rapport au signal EC venant du cornet 11) du facteur a La fraction a EX résultante qui vient de l'amplificateur 41 est soustraite algébriquement du signal EC dans le moyen d'addition 35 de sorte que, selon 30 l'équation ( 3), il est produit un signal qui est égal au signal verticalement polarisé voulu EWV exempt des signaux ELH à polarisation croisée de fréquence comprise entre f L et fw La soustraction algébrique peut être effectuée par un inverseur 43 qui inverse le signal venant de l'amplificateur 41 avant son application au moyen 35 d'addition 35, lequel peut être un guide d'ondes d'addition Le signal additionné dans le moyen 35 est ensuite envoyé au transpondeur 44 approprié à ce canal o il est filtré, ramené à la fréquence des liaisons descendantes et émis en direction de la terre sur l'étendue de la zone E. On fait appel à un raisonnement et à une technique identiques pour la mesure du coefficient e = tg (e W + e U) dans un intervalle de plusieurs centaines de kilohertz autour de f U pour obtenir le signal EWV exempt de EUH entre fw et fu' Sur la figure 4, on voit que le signal de sortie de 10 l'amplificateur 15 est appliqué au filtre à bande étroite 46 afin de faire passer au détecteur 53 les signaux de fréquence commune de la moitié supérieure de la bande de fu + plusieurs centaines de kilohertz ( 300 k Hz par exemple) Ce signal est mesuré dans le détecteur de rapport 53 et est appliqué au diviseur 57 Le signal de sortie de l'amplificateur 19 est également appliqué au filtre à bande étroite 51 centré sur f et au filtre passe- bande fw f U 49 Les signaux de la bande étroite centrée sur f U sont détectés dans le détecteur 50 et sont appliqués au diviseur 57 Le signal du diviseur représentant le rapport de ces signaux centrés sur f U et le coef20 ficient P est appliqué à l'amplificateur 55 à commande automatique de gain Les signaux de la bande fw f U sont amplifiés par l'amplificateur 47 et sont apliqués à l'amplificateur à commande de gain automatique 55 lorsque le gain des signaux de la bande fw f U (Ex) a été réduit du facteur D La fraction P Ex résultante venant de l'amplificateur 55 est algébriquement soustraite du signal EC détecté dans le moyen d'addition 35 via un inverseur 43 a. Les amplitudes obtenues pour les moitiés inférieure et supérieure du canal EWV sont différentes, comme ci-dessous indiqué: E C EX tg (e W + e L) = EWV lcos e W + sin e W tg ( 8 + e L)l pour f Lff ( 3 a) EC EX tg (e W + U) = EWV lcos 8 e W + sin EW tg ( 8 W + e U)l pour fw afin d'éviter une distorsion du signal EV, celle-ci peut être 5 réalisée par calcul du rapport à partir des valeurs mesurées de e L, e U et e W (qui peuvent être mesurées pour la fréquence fw). Une manière permettant de maintenir égales les amplitudes des moitiés inférieure et supérieure consiste à comparer (COMP) les rapports de division des deux diviseurs et à faire passer les rapports les plus petits comme gainspour les deux amplificateurs à commande automatique de gain 41 et 55, comme indiqué sur la figure 4 A. Il existe plusieurs autres techniques possibles, ayant des avantages et des inconvénients Un procédé préféré con15 siste à orienter toutes les antennes émettrices des stations terrestres effectuant les liaisons montantes linéairement polarisées de façon qu'elles aient même polarisation ou des polarisations perpendiculaireslorsqu'on regarde depuis le groupe de satellites DBS, référence étant faite au signal venant du centre de la zone 20 desservie Par exemple, les antennes verticalement et horizontalement polarisées du point de vue local se trouvant à la station terrestre A de la figure 1 subiront une légère rotation dans le sens horaire autour d'une ligne allant du satellite S à la station A, et les antennes verticalement et horizontalement polarisées, au sens 25 local, se trouvant à la station terrestre C subiront une rotation dans le sens antihoraire autour d'une ligne allant du satellite S à la station C Puisque la station terrestre B se trouve sur la ligne de visée de l'antenne du satellite, la verticale locale est définie en B et aucune correction n'est nécessaire Ce procédé a 30 pour avantage d'annuler e L et e U, et l'équation ( 3) devient: EC EX tg e W = E Wv lcosew + sin 2 ew/cos e W= EWV sec e W Un important avantage supplémentaire est que les axes EC et EX du satellite peuvent être choisis de façon à mini35 miser e W, l'invention n'étant utilisée que pour corriger les variations de e W apparaissant lorsque le satellite tourne sur son axe de lacet Y (généralement suivant la direction de propagation de l'ante:nne du satellite au centre de la zone couverte) Un inconvénient est alors que la polarisation relative au voisinage du bord de la zone desservie s'écarte de la verticale locale de 10 environ. Le dispositif préféré qui doit fonctionner lorsque toutes les antennes des stations terrestres ont même polarisation ou des polarisations perpendiculaires, lorsqu'on les voit depuis les satellites DBS,est présenté sur la figure 5 Le signal à pola10 risation principalement verticale de EC est capté au niveau d'un élément d'antenne 110 et est amplifié dans un amplificateur 115. Ce signal amplifié est appliqué au filtre passe-bande 131, lequel laisse passer, à destination d'un amplificateur 133, les signaux se trouvant dans la bande passante voulue définie par fw 1 f W 2 15 Le signal présent sur l'élément d'antenne principalement horizontal 113 est amplifié dans un amplificateur 119 et est appliqué à un filtre 129 qui laisse passer les signaux appartenant à la même bande passante voulue fwà f W 2 à destination de l'amplificateur 122. La fréquence inférieure f L et la fréquence supérieure fu des ampli20 ficateurs 115 et 119 passent dans des filtres passe-bande étroits doubles 116 et 121 et sont détectées dans des détecteurs 117 et 123. Le signal de bande de base venant du détecteur 117 est divisé dans un diviseur 137 par le signal de bande de base venant du détecteur 123 afin de produire le signal de gain fractionnaire appliqué à l'ampli25 ficateur à commande automatique de gain 141 Le signal réduit de l'amplificateur 141 est inversé par un inverseur 143 et est additionné au signal venant du détecteur 33 afin de produire les corrections qui sont dues à des variations de e W concomittentes à la rotation du satellite sur son axe de lacet. L'invention peut également être utilisée pour améliorer la discrimination XPD dans le cas de la polarisation circulaire Alors, le facteur a devient un rapport complexe, mais il n'est pas nécessaire de compenser la rotation lente sur l'axe de lacet. En présence de précipitations liquides, la composante horizontalement polarisée du signal émis offre également un retard de phase plus grand que la composante verticalement polarisée. L'amplitude du retard de phase ne dépend pas seulement de l'importance des précipitations, mais également de la fréquence de travail. Pour les fréquences desliaisons montantes de la bande 17 G Hz ci5 dessus décrites, il peut être souhaitable de corriger le déphasage. Plus la fréquence de travail est élevée et plus la correction du retard est nécessaire Pour corriger ce déphasage selon un premier mode de réalisation de l'invention, il faut mesurer la différence de retard au niveau des fréquences de la bande de garde Pour 10 l'exemple de la figure 4, les signaux de fréquence f L détectés associés à la bande de garde de polarisation verticale venant des détecteurs 17 et 22 sont comparés dans un comparateur de phases 42 (voir figure 6) et un signal de déphasage détecté venant de la sortie du comparateur 42 est appliqué à un déphaseur afin d'ajuster 15 la phase des signaux additionnés dans le moyen additionneur 35 Un moyen de réaliser cette opération, comme indiqué sur la figure 6, est de faire de l'inverseur 43 de la figure 4 un déphaseur variable qui produit un déphasage de 180 diminuant en proportion du déphasage détecté Par exemple, si le signal de fréquence f L capté par 20 l'élément capteur horizontal 13 de la figure 4 est détecté dans le comparateur 42 (voir figure 6) comme étant retardé d'une phase de 20 par rapport au signal de fréquence f L capté par l'élément capteur vertical 11, le déphasage produit dans le déphaseur 43 sera réglé sur 160 , c'est-à-dire 180 -20 Une autre approche consisterait 25 à retarder le signal venant de l'élément capteur vertical 11 au niveau de l'amplificateur 33 de la figure 4, le retard correspondant à l'amplitude du déphasage détecté, afin d'égaliser les phases dans le moyen d'addition35 Pour le mode de réalisation de la figure 5, l'inverseur 43 peut être un déphaseur et les phases des signaux de 30 sortie des détecteurs 117 et 123 peuvent être comparées dans un comparateur de phase 143 a, le signal résultant étant appliqué de façon à ajuster la phase du déphaseur 143. Bien entendu, l'homme de l'art sera en mesure d'imaginer, à partir du procédé et du dispositif dont la description 35 vient d'être donnée à titre simplement illustratif et nullement limitatif, diverses autres variantes et modifications ne sortant pas du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1 Procédé permettant de compenser les interférences par couplage parasite qui sont appliquées à des signaux d'un premier canal, présentant un premier sens de polarisation,à la réception à un premier moyen capteur ( 11) d'une antenne, par des signaux d'un 5 deuxième canal (LH ou UH) ayant un deuxième sens, opposé, de polarisation, dans un système à réutilisation de fréquence sous divers types de polarisation, o les signaux de chacune desdites polarisation d'un premier sens et d'un deuxième sens opposé se trouvent dans des canaux, ou bandes de fréquence, donnés qui sont séparés 10 par une bande de garde et o lesdits canaux de la première polarisation sont décalés en fréquence par rapport auxdits canaux de la deuxième polarisation de façon que chaque fréquence centrale d'un canal de la deuxième polarisation soit disposée au niveau de la bande de garde séparant les canaux de la première polarisation, ledit procédé étant caractérisé en ce qu'il comprend les opérations suivantes: détecter les signaux du deuxième canal à l'aide d'un deuxième moyen capteur ( 13) conçu pour recevoir ladite deuxième polarisation de sens opposé; mesurer le rapport des amplitudes des signaux de la deuxième polarisation au niveau des fréquences de la bande de garde voisines dudit premier canal qui sont reçues par lesdits deuxième et premier moyens capteurs d'antenne; réduire ( 41 ou 55) l'amplitude des signaux du 25 deuxième canal captés par le deuxième moyen capteur d'antenne en proportion dudit rapport; faire la somme différentielle ( 43 ou 43 a, 35) desdits signaux du deuxième canal à amplitude réduite avec lesdits signaux du premier canal reçus par ledit premier moyen capteur; et 30 mesurer la différence des retards des signaux de la deuxième polarisation existant au niveau des fréquences de la bande de garde voisines dudit premier canal, qui sont reçus par lesdits deuxième et premier moyens capteurs; iadite opération de somme différentielle comportant l'opération qui consiste à ajuster la phase relative des signaux du deuxième canal reçus par le deuxième moyen capteur sur la phase desdits signaux du deuxième canal reçus par le premier moyen capteur en proportion de la différence mesurée entre les retards au niveau des fréquences de la bande de garde. 2 Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite opération de somme différentielle ( 43) ajuste la phase relative desdits signaux du deuxième canal reçus par le deuxième 1 moyen capteur sur la phase desdits signaux du deuxième canal reçus par le premier moyen capteur en appliquant une phase égale à 180 moins la différence mesurée pour les retards au niveau des fréquences de la bande de garde. 3 Dispositif permettant de compenser les interférences par couplage parasite appliquées surdes signaux d'un premier canal (IWV), présentant un premier sens de polarisation,à la réception par un premier moyen capteur ( 11) d'antenne, par des signaux d'un deuxième canal (LH ou UH) présentant un deuxième sens, opposé, de polarisation, dans un système à réutilisation de fréquence sous des polarisations 20 de divers types, o des signaux de chacune des polarisations dudit premier sens et dudit deuxième sens opposé se trouvent dans des canaux, ou bandes de fréquence, donnés qui sont séparés par une bande de garde et o lesdits canaux de ladite première polarisation sont décalés en fréquence par rapport auxdits canaux de ladite deuxième 25 polarisation de façon que chaque fréquence centrale d'un canal de la deuxième polarisation soit disposée au niveau de la bande de garde séparant des canaux de la première polarisation, le dispositif étant caractérisé en ce qu'il comprend: un moyen comportant un deuxième moyen capteur ( 13) 30 d'antenne conçu pour recevoir la polarisation du deuxième sens opposé afin de détecter les signaux du deuxième canal; un moyen couplé auxdits premier et deuxième moyens capteurs d'antenne afin de produire un signal de commande de gain qui est proportionnel au rapport des signaux du deuxième canal au 35 niveau des fréquences de la bande de garde voisines dudit premier canal, qui sont reçus par lesdits deuxième et premier moyens capteurs; un moyen ( 41 ou 55) couplé auxdits moyens mentionnés en premier et en deuxième afin de réduire l'amplitude des signaux du deuxième canal qui sont captés par le deuxième moyen capteur en proportion dudit rapport; un moyen ( 43 ou 43 a, 35) effectuant la somme différentielle desdits signaux du deuxième canal à amplitude réduite avec lesdits signaux du premier canal reçus par ledit premier moyen capteur; et un moyen ( 42) qui mesure la différence des retards 10 des signaux de la deuxième polarisation au niveau des fréquences de la bande de garde voisines dudit premier canal qui sont reçus au niveau desdits deuxième et premier moyens capteurs; ledit moyen effectuant la somme différentielle comportant un moyen permettant d'ajuster la phase relative desdits 15 signaux du deuxième canal reçus par le deuxième moyen capteur sur la phase desdits signaux du deuxième canal reçus par le premier moyen capteur en proportion de ladite différence mesurée pour les retards au niveau des fréquences de la bande de garde. 4 Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit moyen permettant d'ajuster la phase relative desdits signaux du deuxième canal comporte un-moyen ( 43) qui ajuste la phase relative des signaux du deuxième canal reçus par le deuxième moyen capteur sur la phase des signaux du deuxième canal recus par le premier moyen capteur en appliquant une phase égale à 180 moins 25 la quantité des retards mesurée dans ledit moyen de mesure de la différence des retards. Dispositif permettant de compenser les interférences par couplage parasite appliquées à des signaux d'un premier canal (WV), présentant un premier sens de polarisation à la réception par un 30 premier moyen capteur ( 11) d'antenne d'un satellite (S), par des signaux d'un deuxième canal (LH ou UH) présentant un deuxième sens, opposé, de polarisation, dans un système à réutilisation de fréquence sous des polarisations de divers types de liaisons montantes, o chacun desdits signaux polarisés en un premier sens et en un deuxième 35 sens opposé se trouve dans des canaux, ou bandes de fréquence, donnés qui sont séparés par une bande de garde et-o lesdits canaux de la première polarisation sont décalés en fréquence par rapport auxdits canaux de la deuxième polarisation de façon que la fréquence centrale d'un canal de la deuxième polarisation soit disposée au niveau de labande de garde de ladite première polarisation, le dispositif étant caractérisé en ce qu'il comprend: un moyen comportant un deuxième moyen capteur ( 13) d'antenne conçu pour recevoir la polarisation dudit deuxième sens opposé afin de détecter les signaux du deuxième canal; un moyen couplé auxdits premier et deuxième moyens 10 capteurs d'antenne afin de produire un signal de commande de gain qui est proportionnel au rapport des signaux du deuxième canal au niveau des fréquences de la bande de garde voisines du premier canal qui sont reçus par lesdits deuxième et premier moyens capteurs; un moyen ( 41 ou 55) couplé auxdits moyens mentionnés 15 en premier et en deuxième afin de réduire l'amplitude des signaux du deuxième canal captés par le deuxième moyen capteur en proportion dudit rapport; un moyen ( 43 ou 43 a, 35) effectuant la somme différentielle desdits signaux du deuxième canal à amplitude réduite 20 avec lesdits signaux du premier canal reçus par ledit premier moyen capteur; et un moyen ( 42) permettant de mesurer la différence des retards des signaux de la deuxième polarisation au niveau des fréquences de la bande de garde voisines dudit premier canal qui 25 sont reçus par lesdits deuxième et premier moyens capteurs; ledit moyen qui effectue la somme différentielle comportant un moyen permettant d'ajuster la phase relative desdits signaux du deuxième canal reçus par le deuxième moyen capteur sur la phase desdits signaux du deuxième canal reçus par le premier 30 moyen capteur en proportion de ladite différence mesurée pour les retards au niveau des fréquences de la bande de garde. 6 Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit moyen qui ajuste la phase relative desdits signaux du deuxième canal comporte un moyen ( 43) permettant d'ajuster la 35 phase relative desdits signaux du deuxième canal reçus par le deuxième moyen capteur sur la phase desdits signaux du deuxième canal reçus par le premier moyen capteur en appliquant une phase égale à 180 moins la quantité de retard mesurée dans ledit moyen de mesure de la différence des retards. -