FR 2556530 A1 19850614 FR 8317438 A 19831028 La présente invention concerne un dispositif de correction d'échos en transmission numérique, c'est-à-dire de correction d'inter- férence entre symboles, la correction étant effectuée sur le signal analogique démodulé reçu. Plus particulièrement, l'invention concerne un dispositif de correction d'échos intervenant dans un système de télédiffusion de données, tel que celui qui est décrit dans le brevet FR2 313 825 et qui est mis en oeuvre sous le nom de "Réseau DIDON" par l'Etablissement public de diffusion dit "Télédiffusion de France". Dans le réseau DIDON, les données binaires sont transmises en modulation d'amplitude en code NRZ par paquets sur des lignes d'image de télévision diffusées notamment par voies hertzienne et la fréquen- ce bit est de 6,2 MHz. Le canal de télédiffusion apporte un certain nombre de perturbations au signal vidéo, tels que des évanouissements sélectifs, du bruit et des échos résultant de réflexions proches du lieu de réception. La réponse impulsionnelle se trouve donc déformée et, compte tenu de la fréquence bit élevée qui est utilisée, il en résulte un phénomène de chevauchement des impulsions, c'est-à-dire un phénomène d'interférence entre symboles. Comme les phénomènes d'échos accroissent la sensibilité du signal au bruit et aux parasites, il est important de prévoir, dans les récepteurs de données du réseau DIDON, un correcteur d'échos. Dans l'ouvrage "TELEINFORMATIQUE transport et traitement de l'information dans les réseaux et systèmes téléinformatiques" par C. Macchi et J-F. Guilbert (Ed. DUNOD 1979), le phénomène des interféren- ces entre symboles est traité au 3.1.4. Pour réduire ces interféren- ces, on prévoit un récepteur linéaire à filtre numérique, éventuelle- ment adaptatif, comme cela est indiqué au 3.3.3.F. Un filtre numérique linéaire est décrit au A.2.2 de ce même ouvrage. La Fig. 1 montre le schéma d'un correcteur autoadaptatif li- néaire d'un type connu qui comprend, d'une part, un filtre transver- sal récursif 1 et, d'autre part, un circuit de calcul 2, 3 et 4. Le filtre 1 est semblable à celui qui est montré à la Fig. A.2. de la page 489 de l'ouvrage déjà cité. Dans le filtre 1, le signal à corriger x(t) est appliqué à l'entrée d'une première chaîne de r cellules montées en série et apportant chacune un retard égal à T o T est l'inverse de la fréquence bit. Les sorties des r cellules sont reliées aux premières entrées de r multiplicateurs dont les co- efficients de multiplication sont respectivement al à ar. Les sorties des r multiplicateurs sont reliées à des entrées correspondantes d'un sommateur S. La sortie du sommateur S, qui délivre le signal corrigé y(t), est également reliée à une chaîne de m cellules montées en série et apportant chacune un retard T. Les sorties des m cellules sont reliées aux entrées de m multiplicateurs dont les coefficients multiplicateurs sont respectivement bl à bm. Les sorties des m multiplicateurs sont reliées à des entrées correspondantes du som- mateur S. Le circuit de calcul 2 délivre les coefficients alà ar et bl à bm qui sont appliqués, dans le filtre 1, aux entrées correspon- dantes des multiplicateurs. L'entrée du circuit de calcul 2 est reliée à la sortie d'un comparateur 3 dont une entrée est reliée directement à la sortie du filtre 1 et dont l'autre entrée est reliée à la sortie d'un détecteur à seuils 4 dont l'entrée de signal est également reliée à la sortie du filtre 1. Le détecteur à seuils 4 a une entrée de commande 5 à laquelle est appliquée une tension de référence définissant les seuils. Il existe des variantes du correcteur de la Fig. 1. Dans une première variante, le filtre 1 est un filtre direct et non récursif, ce qui revient à annuler les coefficients bl à bm. Dans une seconde variante, le détecteur à seuil 4 est ajouté dans la partie récursive. Si un signal de référence est directement appliqué à la seconde entrée du comparateur 3, le filtre étant alors uniquement adaptatif au lieu d'être autoadaptatif. La tension de référence appliquée à l'entrée de commande 5 du détecteur à seuil 4 est généralement égale à la valeur moyenne de l'amplitude du signal de sortie du filtre 1. Le signal de sortie du détecteur à seuil 4 correspond donc à une valeur estimée y(t) du signal de sortie y(t). Le comparateur 3 délivre donc l'erreur e(t) = y(t) - y(t). Dans le circuit de calcul 2, on utilise comme critère d'optimisation du correcteur celui de l'erreur quadratique moyenne: (H) = E(lak - yk2) o ak est le signal émis, lequel est remplacé par une valeur estimée dans le cas d'un filtre autoadaptatif. Dans un filtre autoadaptatif, on cherche les coefficients composant le vecteur H qui minimisent cette expression. Un objet de l'invention consiste à prévoir un dispositif de correction comprenant un filtre linéaire analogique donrt les ceeffú cients peuvent être déterminés en appliquant des techniques de calcul numérique. Suivant une caractéristique de l'invention, il est prévu un dispositif de correction comprenant un filtre transversal analogique et un circuit de calcul délivrant les coefficients al à ar et, éventuellement, bl à bm du filtre transversal analogique, l'entrée du circuit de calcul étant reliée à l'entrée du filtre transversal analogique et le circuit de calcul comprenant un convertisseur analo- gique/numérique dont la sortie est reliée à un filtre transversal numérique autoadaptatif, certains, au moins, des coefficients des multiplicateurs du filtre transversal numérique étant appliqués aux multiplicateurs du filtre transversal analogique. Suivant une autre caractéristique, le filtre transversal analo- gique est du même type que le filtre transversal numérique. Suivant une autre caractéristique, dans le circuit de calcul, le critère d'optimisation est celui de l'erreur quadratique moyenne et l'algorithme de convergence est celui du gradient, la correction itérative étant effectuée à chaque pas sur l'ensemble des co- efficients du filtre. Suivant une autre caractéristique, le critère d'optimisation est celui de l'erreur quadratique moyenne et l'algorithme de conver- gence est celui du gradient, la correction itérative étant cycli- quement effectuée sur chacun des coefficients. Les caractéristiques de l'invention mentionnées ci-dessus, ain- si que d'autres, apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un exemple de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints, parmi lesquels: la Fig. 1 est le schéma d'un dispositif de correction faisant partie de l'état de la technique, la Fig. 2 est un bloc-diagramme d'un dispositif de correction suivant l'invention, la Fig. 3 est un bloc-diagramme schématique d'un circuit de calcul formé de circuits discrets fonctionnant comme le circuit de calcul de la Fig. 2, et la Fig. 4 est un bloc-diagramme d'une variante du circuit de calcul de la Fig. 3. Dans le circuit de correction de la Fig. 2, le signal vidéo portant les données est appliqué à l'entrée E qui est reliée en parallèle, d'une part, à un filtre transversal 6 et, d'autre part, à un circuit de calcul 7. Le filtre 6 fonctionne directement sur le signal analogique appliqué à l'entrée E1 et délivre un signal analogi- que corrigé lequel est appliqué à un démodulateur DIDON 8 qui est, de préférence, du type du récepteur décrit dans le brevet FR-2 313 825. Le circuit de calcul 7 comprend un circuit de clampage 9 dont la sortie est reliée en parallèle à un circuit de calcul de valeur moyenne 10, un circuit de synchronisation 11 et à un convertisseur analogique-numérique 12 dont la sortie est reliée à une mémoire 13. Le circuit de calcul 7 comprend encore un microprocesseur 14. Le logiciel du microprocesseur 14 est prévu de manière que le circuit de calcul 7 fonctionne, par exemple, comme un filtre transversal récur- sif autoadaptatif avec décision dans la boucle. Dans le convertisseur analogique-numérique 12, la fréquence d'échantillonnage est égale à la fréquence bit, l'instant d'échan- tillonnage étant centré dans chaque temps élémentaire. Le schéma de la Fig. 3 symbolise le filtre constitué par le circuit de calcul 7. Les échantillons X(t), provenant du conver- tisseur analogique-numérique 12, sont appliqués à l'entrée d'une chaîne de 1 registres RDI à RDl. Les sorties des registres RD1 à RDl sont respectivement reliées aux premières entrées de 1 multiplica- teurs numériques A1 à Al dont les sorties sont reliées aux 1 premières entrées d'un sommateur numérique SOM1. Les registres RD1 à RD1 peuvent fonctionner en registre à décalage avec une horloge de période T. La sortie du sommateur SOM1 est reliée, d'une part, à l'entrée d'un détecteur à seuil DS et, d'autre part, à l'entrée - d'un sommateur SOM2 dont l'entrée + est reliée à la sortie du détecteur DS. La sortie du détecteur DS est reliée à l'entrée d'une chaîne de p registres à décalages RR1 à RRp. Les sorties des registres RR1 à RRp sont respectivement reliées aux premières entrées de p multi- plicateurs B1 à B1 dont les sorties sont reliées à p entrées du sommateur SOMl. Les registres RR1 à RR1 peuvent former un registre à décalage avec une horloge de période T. L'entrée de commande du niveau du seuil dans le détecteur DS est reliée à la sortie du circuit de calcul de valeur moyenne 10. Les éléments du schéma de la Fig. 3 qui viennent d'être décrits constituent une partie d'un filtre numérique transversal récursif avec décision dans la boucle. L'autre partie du filtre doit compren- dre un circuit de calcul des coeúf'icients des mulpl1teur, et B1 à Bp. On va maintenant décrire ce circuit de calcul. La sortie du sommateur SOM2 est reliée à un circuit d'estima- tion CE dont la sortie est reliée à un multiplicateur C à la seconde entrée duquel est appliquée la valeur d'un coefficient u. La sortie du multiplicateur C est reliée aux premières entrées d'une première série de multiplicateurs D1 à D1 et d'une seconde série de multiplicateurs E1 à Ep. Les secondes entrées des multiplica- teurs D1 à D1 sont respectivement reliées aux sorties des registres RD1 à RD1. Les secondes entrées des multiplicateurs E1 à Ep sont respectivement reliées aux sorties des registres RR1 à RRp. Les sorties des multiplicateurs D1 à D1 sont respectivement re- liées aux entrées - de sommateurs ADD1 à ADD1 dont les sorties sont respectivement reliées, d'une part, aux secondes entrées des multi- plicateurs A1 à A1 et, d'autre part, aux entrées de mémoires MD1 à MD1. Les sorties des mémoires MD1 à MD1 sont respectivement reliées aux entrées + des sommateurs ADD1 à ADD1. Les sorties des multiplicateurs E1 à Ep sont respectivement re- liées aux entrées - de sommateurs ADR1 à ADRp dont les sorties sont respectivement reliées, d'une part, aux secondes entrées des multi- plicateurs B1 à Bp et, d'autre part, aux entrées de mémoires MR1 à MRp. Les sorties des mémoires MR1 à MRp sont respectivement reliées aux entrées + des sommateurs ADR1 à ADRp. Les mémoires MD1 à MD1 présentent à leurs sorties, à l'instant d'échantillonnage k, les valeurs H1k à H1k qui y ont été écrites à l'instant d'échantillonnage (k-l). Dans les mêmes conditions, les k k mémoires MR1 à MRp délivrent les valeurs J1i à Jp. Dans la pratique, le signal de sortie du sommateur SOM2 corres- pond à l'écart e entre le signal estimé ak délivré par le détecteur DS et le signal de sortie Yk du sommateur SOM1. Les indices k indiquent le rang des échantillons numériques considérés. Le signal e est donc un signal d'erreur qui est traité dans le circuit d'estimation CE. Comme on l'a mentionné plus haut, on utilise, comme critère d'optimisation du correcteur, celui de l'erreur quadratique moyenne. Si F(H) représente l'erreur quadratique moyenne, on a: F(H) = E(lak - yk) =1 E(lel 2) o le vecteur H est le vecteur correspondant aux coefficients H1 à H1. L'algorithme choisi pour minimiser le critère F(H) est, dans un exemple de réalisation suivant l'invention, l'algorithme du gradient qui est défini ci-dessous. On désire obtenir que la différence (F(Hk) - F(Hk+)) soit minimale. Si l'on pose: Hkl = Hk + h avec h " Hk, un développement limité au premier ordre de F(Hk+l) donne: F(H k) - F(H k+l) = -h *AF(Hk) Dans le sens d'une minimalisation, le premier membre de l'éga- lité ci-dessus est une grandeur positive. Le second membre étant le produit scalaire de deux vecteurs, il faut que h soit de sens opposé à. F(Hk) et qu'il lui soit parallèle pour majorer ce produit scalaire, ce qui implique: h = P.a F(Hk) avecu O Soit: Hk+l = Hk aF(Hk) D'autre part: 6,F(H = -y2 avec: F(Hk) (ak Yk) Yk HkT XkT k-% k k o le vecteur Xk représente les échantillons présents dans le filtre, c'est-à-dire les échantillons disponibles sur les secondes entrées des multiplicateurs D1 à Dl. On a donc: TP T jF(H)=Xk(H X -a a F(Hk 2 Xk(Hk k ak) = 2 Xk (ak - Yk) 2 Xk ek o ek est le signal disponible à la sortie du sommateur SOM2. Le pas de convergence de l'algorithme est une valeur constanmte u que l'on choisit voisine de la valeur u définie ci-dessus. Dans la pratique, on peut négliger la valeur de ek, et ne conserver que son signe sg(ek), la valeur de u est ajustée en conséquence. Dans l'exemple de réalisation de la Fig. 3, le circuit CE est prévu pour délivrer le signal sg(ek). On a donc, sur les premières entrées des multiplicateurs D1 à Dl, le signal u.sg(ek) et, comme les secondes entrées des sommateurs ADD1 à ADD1 forment les composantes du vecteur Hk, on a bien à la sortie des mêmes sommateurs les composantes du vecteur Hk+1. Dans la description qui précède, on n'a considéré que le vecteur Hk formé des coefficients H1 à H1 et on a appliqué le même ksignal d'incrmentation u.sg(ek) aux multiplicateurs E Ep qu'aux signal d'incrémentation u.sg(ek) aux multiplicateurs El à Ep qu'aux multiplicateurs DI à D1. Mais il faut bien comprendre que l'on pourrait, pour obtenir les coefficients J1 à Jp, choisir un pas de convergence u' différent de u. Dans la pratique, les différentes opérations - additions, multi- plications, retards - qui sont effectuées par les éléments correspondants - sommateurs, multiplicateurs, registres - montrés à la Fig. 3 peuvent également être effectuées à l'aide d'un logiciel approprié du microprocesseur 14 de la Fig. 2. En effet, tous les échantillons Xk, Yk' Hlk à Hlk, Jlk à JPk sont disponibles dans la mémoire 13, qui contient également la valeur de u et éventuellement de u'. Enfin, pour le fonctionnement du circuit de décision à seuil DS, le circuit de calcul de la valeur moyenne 9 fournit périodiquement cette valeur qui est aussi mémorisée dans la mémoire 13. Le circuit de calcul 7 de la Fig. 2 comprend encore un registre tampon 15 dans lequel sont mémorisés les coefficients du vecteur Hk, c'est à dire les coefficients de sortie des mémoires MDI à MD1. Les sorties du registre tampon sont respectivement reliées à des entrées de commande du filtre linéaire analogique 6, ces entrées de commande délivrant les coefficients des multiplicateurs du filtre 6. Le filtre 6 peut être constitué par une série de cellules à retard, chaque cellule apportant un retard T. Au point de jonction entre deux longueurs de câble, est inséré un circuit multiplicateur analogique, dont une entrée est reliée à la fin de la longueur de câble amont et la sortie à l'entrée de la longueur de câble aval. L'autre entrée du multiplieur est reliée à la sortie d'un conver- tisseur numérique-analogique dont l'entrée numérique est reliée à la sortie correspondante du registre tampon 15. En pratique, le contenu du registre tampon 15 n'est rafraîchi que périodiquement, par exemple toutes les dix secondes. Après chaque nouveau chargement du registre 15, les coefficients déjà calculés sont conservés dans la mémoire 13. Par contre, les échantillons présents dans cette mémoire sont remplacés par les nouveaux échan- tillons entrants. Dans le bloc-diagramme de la Fig. 4, on retrouve tous les éléments de celui de la Fig. 3. Il comporte, en supplément, un compteur cyclique CC à l+p étages dont les l+p sorties sont respecti- vement reliées aux premières entrées de portes ET ETD1 à ETDl et ETR1 à ETRp dont les secondes entrées sont reliées à la sortie du multiplicateur C et les sorties sont respectivement reliées aux premières entrées des multiplicateurs Dl à Dl et E1 à Ep. Dans le circuit de la Fig. 4, on utilise l'algorithme: Fik+l = Fik - u. Wiksg(ek) o Fi représente l'un des coefficients Hl à Hl et Jl-à Jp, la valeur de i étant incrémentée d'une unité à chaque pas de calcul k entre 1 et N, o N = l+p. A l'instant initial, du fonctionnement du filtre de l'inven- tion, l'un des coefficients Hl à Hl prend la valeur 1 tandis que les autres coefficients sont nuls, ainsi que les coefficients J1 à Jp. Le rang du coefficient mis initialement à 1 définit ce qu'il est convenu d'appeler le coefficient central. Le choix du coefficient central permet de définir l'écart maximal temporel des échos que le filtre peut corriger. L'expérience a montré que l'on obtenait, dans le cas de la télédiffusion de données DIDON, de bons résultats en utilisant un filtre transversal numérique, non récursif, comprenant dix cellules de retard, dans lequel le coefficient central est affecté à la quatrième cellule. REVENDICATIONS 1) Dispositif de correction d'échos en transmission numérique, la correction étant effectuée sur le signal analogique démodulé reçu, le dispositif de correction comprenant un filtre transversal analogi- que (6) et un circuit de calcul (7) délivrant les coefficients directs al à ar et, éventuellement, récursifs bl à bm du filtre transversal analogique (6), caractérisé en ce que l'entrée (E) du circuit de calcul (7) est reliée à l'entrée du filtre transversal analogique (6) et en ce que le circuit de calcul (7) comprend un convertisseur analogique/numérique (12) dont la sortie est reliée à un filtre transversal numérique autoadaptatif, les valeurs des coeffi- cients des multiplicateurs du filtre transversal numérique étant appliquées, comme coefficients, aux multiplicateurs du filtre trans- versal analogique (6). 2) Dispositif de correction suivant la revendication 1, caracté- risé en ce que le filtre transversal analogique (6) est du même type que le filtre transversal numérique. 3) Dispositif de correction suivant la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que, dans le circuit de calcul (7), le critère d'optimisation est celui de l'erreur quadratique moyenne et l'algori- thme de convergence est celui du gradient, la correction itérative étant effectuée à chaque pas sur l'ensemble des coefficients du filtre transversal numérique. 4 Dispositif de correction suivant la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que, dans le circuit de calcul (7), le critère d'optimisation est celui de l'erreur quadratique moyenne et l'algori- thme de convergence est celui du gradient, la correction itérative étant cycliquement effectuée sur chacun des coefficients du filtre transversal numérique. ) Dispositif de correction suivant la revendication 3, caracté- risé en ce que le filtre transversal numérique autoadaptatif est constitué par un circuit de calcul de moyenne (10), une mémoire d'échantillons (13) fournis par le convertisseur analogique/numérique (12), et un microprocesseur (14) effectuant sur les échantillons de la mémoire les multiplications par les coefficients qu'il calcule et la sommation des échantillons multipliés en fonction du critère d'optimisation et l'algorithme de convergence. 6) Dispositif de correction suivant la revendication 3, caracté- risé en ce que le circuit de calcul est un filtre transversal à premiers multiplicateurs discrets (A1 à Al et B1 à Bp) dont chaque première entrée est respectivement reliée à la sortie d'une cellule de retard (RD1 à RD1 et RR1 à RRp) et chaque sortie est reliée à une entrée correspondante d'un sommateur (SOM1), chaque seconde entrée de premier multiplicateur étant reliée à la sortie d'un additionneur (ADD1 à ADDl et ADR1 à ADRp), dont la sortie est reliée à une mémoire (MD1 à IIMDI et iviR1 a.Rp), une entrée (+) est reliée a la sortie de la mémoire (MD1 à MDl et MR1 à MRp) et une entrée (-) est reliée à la sortie d'un second multiplicateur (D1 à D1 et E1 à Ep) dont une entrée est reliée à la sortie de la cellule de retard (RD1 à RDl et RR1 à RRp), la sortie du sommateur (SOM1) étant reliée à un ensemble de calcul (DS, SOM2, CE, C) dont la sortie est reliée en parallèle aux secondes entrées des seconds multiplicateurs (D1 à Dl et E1 à Ep). 7) Dispositif de correction suivant la revendication 4, caracté- risé en en ce que le circuit de calcul est un filtre transversal à premiers multiplicateurs discrets (A1 à Al et B1 à Bp) dont chaque première entrée est respectivement reliée à la sortie d'une cellule de retard (RD1 à RDl et RR1 à RRp) et chaque sortie est reliée à une entrée correspondante d'un sommateur (SOM1), chaque seconde entrée de premier multiplicateur étant reliée à la sortie d'un addditionneur (ADD1 à ADDl et ADR1 à ADRp), dont la sortie est reliée à une mémoire (MD1 à MDl et MR1 à MRp), une entrée (+) est reliée à la sortie de la mémoire (MD1 à MDl et MR1 à MRp) et une entrée (-) est reliée à la sortie d'un second multiplicateur (D1 à Dl et Li à Ep) dont une entrée est reliée à la sortie de la cellule de retard (RD1 à RD1 et RR1 à RRp), la sortie du sommateur (SOM1) étant reliée à un ensemble de calcul (DS, SOM2, CE, C) dont la sortie est reliée en parallèle aux premières entrées de portes ET (ETD1 à ETD1 et ETRE à ETRp) dont les sorties sont respectivement reliées aux secondes entrées des seconds multiplicateurs (D1 à D1 et E1 à Ep), les secondes entrées des portes ET (ETD1 à ETD1 et ETRE à ETRp) étant respectivement reliées aux sorties d'un compteur cyclique (CC).