FR 2556904 A1 19850621 FR 8419418 A 19841219 Ia présente invention concerne les circuits de commande en commutation de charges inductives, intégrables monolithiquement, en particulier les circuits de commande du type qui comprend un étage final de type Darlington, utilisables pour le pilotage de relais, de solénoïdes et de moteurs à courant continu. D'une manière générale, de tels circuits de commande en commutation comprennent un transistor final de puissance, monté en série avec la charge inductive entre les deux p8les d'un géné- rateur de tension d'alimentation et piloté alternativement, au moyen d'un signal de commande à la base, d'un état de haute tension et de faible courant à un état de basse tension et de courant élevé. Dans le premier état, le transistor est virtuellement, entre les bornes d'émetteur et de collecteur, un circuit ouvert (état d'extinction ou état "off"); dans le second état, il forme un court-circuit (état de conduction ou état "on"), empêchant ou permettant respectivement que le courant passe à travers la charge. Comme on le sait, le mode de fonctionnement d'un transistor qui se rapproche le plus du fonctionnement d'un interrupteur idéal est celui dans lequel le transistor travaille en saturation dans l'état de fermeture et en interdiction dans l'état d'ouver- ture. Toutefois, dans ce cas, la fréquence maximale possible de commutation du transistor est limitée essentiellement par les effets, durant la phase de passage de la saturation à l'inter- diction ("turn-off"), #e l'emmagasinage de charges survenu pen- dant la phase de conduction. En effet, la région de collecteur des transistors de puissance, dense et dotée de résistivité élevée pour supporter des tensions inverses élevées, présente un transitoire d'extinction relativement long, avec une phase dans laquelle à une augmentation de la tension collecteur-émetteur ne correspond pas une diminution du courant de collecteur, qui reste encore constant pendant un certain intervalle de temps. Cette phase est évidemment celle dans laquelle le transistor dissipe le plus d'énergie, tout en n'étant pas une phase utile fonctionnellement. Quand alors la charge qui est raccordée à l'étage final est de type inductif, la force contre-électromo- trice produite par la variation du courant qui la traverse, due à la commutation de l'étage final, élève brusquement la tension collecteurémetteur du transistor en phase d'extinction, mais encore en conduction, au-delà de la tension d'alimentation, déterminant ainsi, dans un tel transistor, le maximum de la dissipation de puissance, avec des effets parfois destructifs. Une réduction du temps d'extinction est donc avantageuse, tant pour augmenter la fréquence maximale possible de commuta- tion que pour améliorer le rendement du circuit de commande du point de vue énergétique, en réduisant le temps pendant lequel le fonctionnement du transistor de puissance final s'écarte de celui d'un interrupteur idéal. Ila solution de montage utilisée le plus couramment pour réduire les temps de commutation d'un transistor de puissance qui travaille en saturation dans l'état de conduction est celle qui consiste à raccorder, à la base d'un tel transistor, un élément de circuit à basse impédance qui permet, à l'instant de la commande d'extinction du transistor saturé, un écoulement rapide des charges emmagasinées dans celui-ci. Un tel élément de circuit peut être simplement constitué par un transistor qui est piloté en opposition de phase par rapport au transistor à éteindre, de manière à déterminer un courant d'extraction de charges à partir de la base de ce dernier. Ce transistor est intercalé par ses bornes de collecteur et d'émetteur entre la base du transistor de puissance à éteindre et la charge, ou bien entre la base et le p8le du générateur de tension d'alimentation sur lequel la charge est branchée. Dans le premier cas, l'efficacité d'extraction de charges n'est pas très élevée, en raison du fait qu'une tension collec- teur-émetteur limitée est appliquée au transistor d'extraction, mais l'extraction se poursuit jusqu'à l'extinction complète. Dans le second pas par contre, le transistor d'extraction agit plus efficacement initialement, du fait que la tension col- lecteur-émetteur qui lui est appliquée est plus élevée. Toute- fois, cette action d'extraction est interrompue avant l'extinc- tion complète du transistor final, si la charge est de type inductif. En effet, dans une charge inductive, il est créé, à l'instant de l'extinction, une force contre-électromotrice qui provoque l'abaissement des niveaux de puissance dans le transis- tor final auquel la charge est raccordée, au-dessous du niveau de puissance du pôle négatif de l'alimentation. Pour cette raison, si le transistor d'extraction a son émetteur raccordé à ce pôle, il est polarisé en sens inverse et cesse d'extraire les charges. Bien plus, il faut interposer une diode entre les deux transistors, afin d'éviter une éventuelle circulation inverse de courant. Dans un circuit de commande de charges inductives, si l'on veut obtenir une vitesse élevée de commutation, il convient donc de jumeler les deux systèmes indiqués précédemment, en utilisant deux transistors d'extraction distincts, dont les émetteurs sont raccordés, l'un au pôle négatif de l'alimentation, l'autre à la borne de sortie, selon ce qui est indiqué par exemple dans la demande de brevet italien n 20213 A/82 de la Demande- resse. De cette manière, on obtient une extraction de charges du transistor saturé en extinction qui est plus efficace initialement et qui se poursuit jusqu'à l'extinction complète. Mais il semble évident que cette solution entraIne des complications majeures de montage, à cause des éléments de circuit de polarisation et de commande qui sont nécessaires, et qu'elle exige des surfaces d'intégration plus étendues et, par conséquent, elle est plus coûteuse industriellement. Ce qui a été exposé s'applique aussi aux circuits de com- mande dans lesquels le transistor de puissance final se main- tient dans la zone active de son champ de fonctionnement, mais est piloté à la commutation par un transistor qui travaille en saturation lorsqu'il conduit: pour une commutation plus rapide, il faut alors raccorder à la base de ce dernier transistor un ou deux transistors d'extraction, de la manière indiquée précé- demment, afin d'accélérer l'épuisement des charges, Il en est ainsi dans le cas par exemple des circuits de commande en commutation auxquels l'invention se rapporte, com- prenant un étage final en montage de Darlington, constitué par un transistor de puissance final qui fonctionne en zone active et par son transistor de commande, fonctionnant en saturation, reliés entre eux par montage à collecteur commun. En général, on utilise des transistors de type NPN en raison de leurs caractéristiques en commutation. De tels circuits de commande en commutation sont utilisés dans des applications particulières dans lesquelles il est impor- tant de réduire au minimum l'absorption au repos d'énergie d'alimentation de la part du circuit, cette absorption consti- tuant, dans ces applications, la part la plus importante de l'absorption totale durant les différentes phases de fonction- nement. Un étage final à la Darlington présente précisément une faible absorption au repos, inférieure à celle d'autres étages finals, son gain en courant étant assez élevé. Même si un étage à la Darlington nécessite, pour son - fonctionnement, une tension minime, égale à une tension base- émetteur plus une tension collecteur-émetteur à la saturation, qui détermine une plus grande perte de tension utile, cette perte de tension n'est guère importante en pourcentage par rap- port à la valeur des tensions d'alimentation normalement utili- sées pour alimenter les circuits de commande en commutation de charges inductives. Du reste, un étage final à la Darlington, surtout s'il est constitué de transistors NPN, présente des avantages importants en ce qui concerne son intégration et il peut être piloté plus rapidement à la commutation, en comparaison d'un transistor final unique de puissance égale qui travaille en saturation. Le but de la présente invention est de réaliser un circuit de commande en commutation de charges inductives, intégrable monolithiquement, comprenant un étage final à la Darlington, de telle manière qu'il présente une vitesse de commutation élevée et qu'il soit plus économique industriellement que les circuits connus. Ce but est atteint avec un circuit de commande qui, d'après l'invention, est caractérisé par le fait qu'à la base du tran- sistor de commande du montage de Darlington est raccordé le collecteur d'un transistor pour l'extraction de charges, lequel conduit en opposition de phase par rapport à ce transistor de commande, et par le fait que l'émetteur du transistor pour l'extraction de charges est raccordé à la fois au p8le négatif de l'alimentation et à la borne de sortie de l'étage final, par l'intermédiaire respectivement d'une première et d'une seconde diodes. L'invention pourra être bien comprise à l'aide de la des- cription détaillée qui suit, donnée purement à titre d'exemple et par conséquent sans intention limitative, en référence au dessin annexé, dont l'unique figure représente le schéma, en partie par blocs, d'un circuit de commande en commutation pour charges inductives suivant l'invention. Le schéma, présenté sur la figure, d'un circuit de commande suivant l'invention comprend un étage final correspondant à un montage de Darlington, constitué par un premier, T1, et un second, T2, transistors bipolaires, tous deux de type NPN, parmi lesquels T2 est le transistor final de puissance et T1 est son transistor de commande. L'émetteur du transistor final T2, dont le collecteur est raccordé au pôle positif +Vcc d'un générateur de tension d'ali- mentation, constitue la borne de sortie du circuit, à laquelle est raccordée la charge inductive qui doit être pilotée en commutation. Cette charge inductive, représentée par une résis- tance R1 et une inductance L montées en série, est intercalée entre ladite borne de sortie et le ple négatif du générateur de tension d'alimentation, qui peut constituer la "masse" du circuit. En parallèle sur R1 et L est montée, extérieurement au cir- cuit, une diode de circulation inverse DE, nécessaire, comme on le sait, à cause de la charge inductive à laquelle doit être fourni, après l'extinction du transistor final, le courant requis pour le transitoire de commutation. la base du transistor T2 est reliée à l'émetteur du transis- tor T1, dont le collecteur est branché lui aussi sur le pale positif +Vcc. La base du transistor T1 est reliée, par l'inter- médiaire d'un élément de circuit de commande représenté sur la 6 2556904 figure par un bloc désigné par la lettre C, à une source de signaux de commutation représentée par un bloc portant le symbole SW. Le transistor T1 et, par suite, le transistor T2 sont pilotés à la commutation en fonction de ces signaux. A la base du transistor T1 est raccordé le collecteur d'un troisième transistor bipolaire T8, de type NPN, dont la base est raccordée elle aussi à l'élément de circuit de commande C, à partir duquel ce transistor T est piloté à la conduction en opposition de phase par rapport au transistor T1. Sur la figure ont été dessinées, au niveau des bases des transistors T1 et Ts, des formes d'onde représentatives du signal de commande à la commutation appliqué aux bases de ces transistors. A l'émetteur du transistor Ts sont raccordées les anodes d'une première et d'une seconde diodes D1 et D2, dont les catho- des sont reliées respectivement au p8le négatif -Vcc du généra- teur de tension d'alimentation et à l'émetteur du transistor de puissance final T2. On considèrera maintenant le fonctionnement du circuit représenté sur la figure. Pendant l'état de conduction des transistors T1 et T2 de l'étage final à la Darlington, le transistor Ts est maintenu éteint par l'élément de circuit de commande C. Quand, lors d'un signal de commutation de la source SW, l'élément de circuit de commande commande l'extinction du tran- sistor T1 et, en conséquence, du transistor T2, il commande simultanément l'allumage du transistor T8, ce qui détermine immédiatement un courant d'extraction de charges à partir de la base du transistor T1, encore en saturation, accélérant ainsi le transitoire d'extinction de celui-ci. Comme on l'a déjà dit, il est plus facile d'éteindre un étage final à la Darlington qu'un unique transistor final de même puissance, du fait que dans un montage de Darlington, le transistor de commande, qui travaille en saturation, a des dimensions assez réduites et, par conséquent, l'accumulation de charges y est limitée. Pour cette raison, le transistor Ts peut avoir un dimensionnement réduit par rapport à celui des tran- sistors à appauvrissement utilisés en cas d'unique transistor final de puissance qui travaille en saturation. A l'extinction, le courant qui, à partir de la base du transistor T1, passe à travers le transistor Ts est initialement déchargé à la masse à travers la diode D1. Mais à cause de la force contre-électromo- trice produite dans la charge inductive 1, il se produit, durant la commutation, un abaissement du niveau de potentiel d'émetteur du transistor T2 au-dessous du niveau de potentiel du pole néga- tif du générateur de tension d'alimentation, ayant pour effet d'amener également les potentiels d'émetteur et de base de T1 au-dessous de ce niveau de potentiel. A ce moment, la diode D1 est polarisée en sens inverse et ne peut plus conduire; mais en même temps, la diode D2 est polari- sée directement et il peut passer à travers elle, vers le pôle négatif Vcc (à travers la charge Let RL), le courant d'émetteur du transistor Ts, tant que n'est pas achevée l'extinction du transistor T1. Le fait que le courant d'extraction passe sur la charge n'est pas du tout un inconvénient, car il peut simplement constituer une partie du courant exigé par la charge inductive pendant son transitoire normal d'extinction et, par conséquent9 permet une réduction avantageuse du dimensionnement de la diode de circulation inverse D. Il apparait donc évident qu'un circuit de commande en commu- tation suivant l'invention, comprenant un étage final à la Darling- ton, permet d'obtenir, à côté d'une vitesse élevée de commutation, une simplicité appréciable du circuit et une réduction effective de la surface totale d'intégration, en comparaison des circuits connus. En outre, un tel circuit de commande peut être réalisé exclusivement avec des transistors de type NPN, avantageux tant du point de vue technologique que de celui des caractéristiques de vitesse à la commutation. Un avantage secondaire, mais non moins important pour autant, de la réalisation de circuit indiquée sur la figure, est que le transistor Ts peut même être alimenté par une source de tension inférieure à celle de l'étage final avec, en conséquence, une économie possible d'énergie d'alimentation. Du fait qu'il a été décrit et représenté un seul exemple de réalisation de l'invention, il est évident que de nombreuses variantes sont possibles, sans que l'on sorte pour autant du cadre de l'invention. 8 2556904 Par exemple, le circuit de commande décrit peut être compris dans un circuit de commande plus complexe, notamment un circuit de commande pour charges inductives fonctionnant avec un étage final en push-pull. Il peut alors s'effectuer une extinction "à temps" de l'étage final à la Darlington, de la manière et avec les éléments de cir- cuit décrits dans la demande de brevet déjà citée précédemment de la Demanderesse, les éléments de circuit pour l'extraction de charges n'étant activés que pendant une période de temps détermi- née, à partir du début de l'extinction de l'étage final, afin d'téviter des retards dans le rallumage subséquent. 9 2556904 REVENDIOATIONS 1. Circuit de commande en commutation de charges inductives, intégrable monolithiquement, comprenant un étage final à la Darlington constitué par un premier (T1) et un second (T2) transistors qui présentent chacun une première, une seconde bornes et une borne de commande et ont l'un et l'autre des conductibilités de même type, la première et la seconde bornes du premier transistor (T1) étant raccordées respectivement à la borne de commande du second transistor (T2) et à un premier p8le (+Vcc) d'un générateur de tension d'alimentation, une charge inductive (L, RL) étant intercalée entre le second pôle (-Vcc) de ce générateur et la première borne du second transistor (T2), la seconde borne du second transistor (T2) étant raccordée au premier pble (+Vcc) du générateur de tension d'alimentation, la borne de commande du premier transistor (T1) étant raccordée à un élément de circuit de commande (C) qui est relié à une source de signaux de commutation (SW), signaux en fonction desquels ledit élément de circuit (C) pilote le premier (T1) et le second (T2) transistors à la commutation, caractérisé en ce qu'il com- prend un troisième transistor (T) qui présente une première, s une secende bornes et une borne de commande et a une conducti- vité du même type que celle du premier (T1) et du second (T2) transistors, la borne de commande du troisième transistor (Tes) étant raccordée à l'élément de circuit de commande (C), lequel pilote ce transistor à la conduction en opposition de phase par rapport au premier transistor (T1), la première borne du troi- sième transistor (Ts) étant raccordée au second pôle (-Vcc) du générateur de tension d'alimentation et à la première borne du second transistor (T2) respectivement par l'intermédiaire d'une première (D1) et d'une seconde (D2) diodes, la seconde borne du troisième transistor (T s) étant raccordée à la borne de commande 2556904 du premier transistor (T1). 2. Circuit de commande selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier (T1), le second (T2) et le troisième (Ts) transistors sont des transistors bipolaires, la première borne, la borne de commande et la seconde borne de chacun d'entre eux étant respectivement l'émetteur, la base et le collecteur.