FR 2550657 A1 19850215 FR 8313145 A 19830810 Réseaux à câbles et filtres à pertes interfaciales. L'utilisation de fils et câbles passe-bas pour des interconnexions électriques, mettant en jeu des appareils, instruments et systèmes électroniques, afin de les rendre "compatibles" (vis-à-vis des parasites électromagnétiques conduits, couplés ou rayonnés) a été décrite en détail dans la littérature scientifique et technique (voir par exemple: Câbles passe-bas à absorption, Etat de l'Art et leur Importance pour les Systèmes de l'Avenir Dr. Ferdy Mayer, Colloque sur la compatibilité électromagné10 tique Trégastel, France 1/3 juin 1983; B FR 2 410 343 et demande de brevet aux EUA No 429 032 avec la demande européenne correspondante No). Les fils et câbles décrits mettent en oeuvre les pertes magnétiques et diélectriques du ou des conducteurs, et l'absorption magnétique et diélectrique des couches entourant le ou les conducteurs et on arrive de la sorte à réaliser des lignes, câbles et filtres ayant des fréquences de coupure (atténuation de 3 d B/m) de 20 M Hz pour des structu20 res droites et 300 k Hz pour des structures en hélice Pour des fréquences supérieures, l'atténuation croît, pour ne redescendre que pour des fréquences au-delà de 2 à 20 G Hz par exemple, o les effets magnétiques disparaissent. Or, il existe de nombreux cas, plus particulièrement dans l'industrie et dans l'aéronautique, o il serait souhaitable de descendre en-dessous de 20 M Hz respectivement 300 k Hz, pour supprimer des parasites plus "lents", ou encore réduire la longueur de ligne ou câble nécessaire. 30 De la même façon, il y a des cas o l'on cherche,plus particulièrement dans les applications militaires, à atteindre des fréquences plus basses, mais également des fréquences au-delà de 10 à 50 G Hz, fréquences au-delà desquelles les effets d'absorption magnétiques disparaissent (cas de 35 l'absorbant magnétique). Similairement aux pertes magnétiques/diélectriques décrites il y a d'autres phénomènes physiques, permettant d'obtenir des effets passe-bas, auxquels s'applique la présente invention, tel que l'effet de peau artificiel décrit dans les brevets FR 1 428 517 et 1 514 178, ou encore les effets obtenus par des diélectriques semi-conducteurs ou résistifs, ou tout autre effort physique de perte connu. Un premier but de l'invention est d'étendre les perfor10 mances des fils/câbles/lignes/filtres décrits antérieurement vers ces fréquences plus basses, et vers des fréquences plus élevées. Un second but de l'invention, corollaire au premier, est 15 d'augmenter l'atténuation des fils/câbles/lignes/filtres décrits, pour une fréquence donnée, un exemple typique étant la réalisation d'un but analogue par l'effet peau simulé, décrit dans la demande de brevet aux EUA No 429, 032 avec sa demande européenne correspondante N 20 Un autre exemple typique est celui o cette augmentation de l'atténuation permet de remplacer une structure complexe et chère (tel que le câble hélicoidal cité) par un câble passe-bas droit, de structure plus simple, plus léger et meilleur marché: ceci est d'importance également quand le poids du câble est important, comme dans les applications aéronautiques et aérospatiales. Un troisième but de l'invention est de façonner la courbe 30 d'atténuation d'une telle structure (en fonction de la fréquence) pour lui donner une allure désirée: en effet, partant de phénomènes physiques difficilement contrôlables, on peut souhaiter absorber plus spécialement des bandes de fréquences particulières et moins d'autres. 35 Un quatrième but de l'invention consiste dans le concept -3 de réseaux électriques d'un genre nouveau, dans-lequel, par une adjonction d'éléments de fils/lignes/câbles dissemblables, ou éventuellement des composants localisés, judicieusement choisis et placés, on peut arriver à opti5 miser l'obtention des résultats ci-dessus. Afin de mieux expliquer les principes de l'invention, il convient de faire quelques rappels concernant les lignes électriques, ce terme étant pris dans son sens le plus général, incluant fils et câbles de distribution de signaux et/ou de puissance, câbles en torsade, câbles à suppression de mode commun, câbles blindés, lignes semi-solides ou solides du type circuit imprimé et strip lines, filtres réalisés avec ceux-ci, etc De telles lignes, avec la 15 présence de la masse, forment des quadripoles et leurs caractéristiques électriques sont définies communément par l'impédance série de la ligne et l'admittance parallèle (shunt), tous deux paramètres complexes en général. La racine carrée du rapport de cette impédance divisée par l'admittance représente l'impédance caractéristique de la ligne Zc La racine carrée de leur produit représente la constante de propagation dont la partie réelle est l'atténuation a (en db/nm), que l'on recherche à optimiser. 25 L'interconnexion des lignes, sans perte généralement,se fait de façon "adaptée" c'est-à-dire connecteurs et ligne maintiennent la même impédance caractéristique: de ce fait des réflexions d'onde sont évitées aux interfaces; l'onde est "progressive" et se propage avec un minimum de pertes. Selon l'invention, on branche ensemble des éléments de ligne, de connecteurs etc, en associant une certaine lon35 gueur de propagation (à Zc constant), avec des interfaces également à Zc constant, mais de valeur très différente. 2550657 t Dans la mesure o il y a une rupture d'impédance caractéristique importante, l'essentiel de l'onde va être réfléchie: l'onde avant d'arriver à l'autre bout de la structure aura traversé à de nombreuses reprises certains éléments. Si maintenant ces éléments représentent une atténuation (même faible), il paraît évident que cette onde va être affaiblie d'une façon très importante, dû à ses parcours multiples. De la même façon, si une rupture d'impédance caractéristique intervient par une discontinuité localisée (capacité shunt, inductance série, capacité série, inductance shunt etc), des réflexions de l'onde auront lieu et créeront l'effet de "pertes interfaciales" décrit, par affaiblis15 sement de l'onde dans ses parcours multiples, dans la ligne et/ou les composants localisés à atténuation. Pour mieux comprendre l'invention, dans la description qui va suivre, seront montrés des détails de ce concept. 20 L'élément de ligne d'impédance caractéristique très différente (Z 02) par rapport au reste des interfaces (Z 01) ou encore l'élément de ligne encadré par des impédances localisées très différentes de l'impédance Z 01, pour une fréquence proche de celle o il représente un quart de longueur d'onde(X /4 et ses multiples impairs), dans le cas de réflexion importante,va devenir "résonnant" L'onde, après double réflexion, mais en polarité inversée, va se superposer à l'onde initiale, donnant une somme proche 30 de zéro: un maximum d'atténuation va alors se présenter. En effet, l'onde va subir une réflexion égale à Z 01 02 Z +Z 01 02 soit d'environ Z 01/z 02 quand la discontinuité est impor35 tante Dans ce cas, on démontre facilement que la diminution d'amplitude (correspondant à ce maximum d'atténuation) 2550657 î est égale à 1/2 I Z 01/z 02 Pour une longueur de ligne égale à la demionde ( X/2 ou ses multiples pairs), un minimum d'atténuation va avoir lieu (correspondant aux pertes intrinsèques de la ligne) et ainsi de suite. L'atténuation représente, à fréquence variable, une fluctuation périodique entre des maxima et des minima: cette oscillation se faisant autour d'une courbe dont la valeur est égale à la somme de l'atténuation propre des éléments 10 plus deux fois les pertes par désadaptation décrites. L'amplitude de ces fluctuations va diminuer quand la fréquence croit dans la mesure o l'atténuation du ou des éléments croit (et inversement) L'amplitude des maxima d'atténuation peut être beaucoup plus grande que les per15 tes intrinsèques: en dehors des pertes propres, cette valeur représente les "pertes par désadaptation" selon l'invention. C'est sur cette "multiplication" de l'atténuation intrin20 sèque du ou des éléments qu'est basée l'invention. On peut comprendre ainsi, que plusieurs éléments "résonnants de ce type (donc fortement désadaptés, par rapport aux interfaces) vont additionner leurs atténuations dans 25 la mesure o ils sont découplés les uns par rapport aux autres, découplage qui pourra être obtenu, par exemple, par des tronçons de ligne intercalés, avec des pertes, ou d'autres éléments localisés intercalés à perte: pour un découplage déjà de faible valeur d'atténuation (p ex 0,2 db) 30 un découplage pratique est obtenu, mais sans pertes le découplage n'aura pas lieu et les pertes globales resteront celles de l'addition des pertes intrinsèques des éléments. L'atténuation maximum est atteinte quand l'atténuation est la même dans les éléments et les interfaces. 35 Plusieurs cas particulièrement sont à considérer, dans le sens de l'invention présente: 2550657 1 -6 1) Ces plusieurs éléments "résonnants" (en cascade) ont la même longueur électrique; alors leurs atténuations (les mêmes à la même fréquence) vont simplement s'ajouter et on obtient des maxima et minima d'atténuation importants dans le spectre: il s'agit d'une multiplication des courbes d'atténuation (et des pentes d'atténuation) de l'élément simple considéré plus haut. 2) Ces plusieurs éléments "résonnants" ont des longueurs électriques doubles (ou moitié); le maximum d'atténuation de l'un des éléments ( x/4 ou ( 2 n-1)X/4) va coincider (dans le domaine fréquence) avec un minimum d'atténuation de l'autre (nx/2): de la sorte on pourra atténuer les fluctuations de l'atténuation en fonction de la fréquence: 15 avec un nombre d'éléments convenablement choisis, on pourra réaliser un filtre absorbant large bande -et ceci dès les fréquences les plus basses o apparaît le premier quart d'onde avec une atténuation de quelques dixièmes de d B. 3) Ces plusieurs éléments "résonnants", choisis de longueurs convenables, avec leurs atténuations correspondantes, permettent de synthétiser des courbes d'atténuation d'allure voulue, en fonction de la fréquence. Avec l'utilisation conjointe et sélective de lignes, 25 dont la longueur électrique change avec la fréquence (milieux dispersifs), pratiquement toutes formes de courbes d'atténuation sont possibles, avec des coincidences localisées en fréquence (et non pour tous les multiplesl) 4) Dans ce dernier cas, on peut utiliser également le premier niveau d'atténuation, permettant de réaliser des filtres passe-bande (pour À /2 dans les différents tronçons) mais passe-bande à une fréquence unique, dans la mesure o la prochaine résonnance de mi-onde ( 3 A/2) 35 n'aura pas lieu à la même fréquence pour les différents tronçons. -7 Le besoin cité d'obtenir des pertes minima, pour créer l'effet d'absorption interfacial, suggère l'utilisation préférentielle des câbles passe-bas cités en préambule. Afin de bien expliquer l'invention, on va décrire une série d'essais effectués avec les câbles représentés sur les figures 1 et 2, à l'aide de graphiques des figures 3 à 11, représentant l'affaiblissement obtenu en fonction de la fréquence,-démontrant les différents principes exposés ln ci-dessus. On considère d'abord à titre d'exemples les cas des lignes passe-bas en cascade désadaptées, constituées par deux types de câbles absorbants d'impédance, caractéristique de 50 Éet de 1900,Q resp La réalisation du premier câble est décrite dans la figure 1, dans une structure coaxiale, dans laquelle un conducteur cuivre est entouré d'un milieu absorbant magnétique du commerce (MUSORB, (R)) Ce milieu est entouré ensuite d'un diélectrique isolant mince recouvert par une tresse de blindage classique Ce câble utilise donc un conducteur droit (à inductance linéique réduite) et une capacité distribuée élevée de ce conducteur par rapport à la masse (due à la faible épaisseur du diélectrique isolant et la forte permittivité du milieu 25 absorbant). Le câble de la figure 1 comporte un conducteur en cuivre 1 de diamètre 1, 5 mm, avec autour une ame 2 en composite absorbant de diamètre 5,5 mm, une couche de PVC diélectri30 que 3 de diamètre 6,5 mm et un écran 4 Pour ce câble: L = 2,7 k H/m, C = 1050 p F/m et Zc 50 Q De ces faits, ce câble absorbant représente une impédance caractéristique faible, réalisable par ailleurs par un 35 grand nombre d'implementations différentes se Jon l'art connu. La réalisation du second câble à impédance caractéristique élevée est représentée sur la figure 2 Un conducteur de cuivre 5 de 0,3 mm est enroulé à raison de 30 t/cm sur une ame 6 de d = 3,Omm en composite absorbant Autour est placée une mousse diélectrique 7 de d = 6, Omm et un écran 8. L = 310 A H/m, C = 86 p F/m et Zc = 1900 p Ce câble utilise un conducteur en hélice, permettant d'obtenir une inductance linéique -élevée et une capacité à la masse réduite, par l'utilisation d'un isolant en mousse, 10 de permittivité proche de celle de l'air. Il est évident encore que ce câble de forte impédance caractéristique peut avoir un nombre d'autres réalisations suivant l'art connu Plus particulièrement, si un conducteur droit 15 est souhaité, on peut utiliser une réalisation suivant la figure 1, avec un absorbant à faible permittivité, un isolant plus épais, un conducteur lui-même magnétique (inductance interne), un diamètre plus gros (inductance externe) etc. La série d'essais, dont la description va suivre, a été faite dans une installation de mesure classique type MIL-STD-22 A, c'est-à-dire avec une impédance caractéristique de 50 S: le premier câble va donc s'adapter parfaitement avec l'ins25 tallation Par contre, le simple branchement du second câble dans l'installation va introduire l'effet des pertes par désadaptations Il convient de ce fait d'intercaler des atténuateurs fixes dans l'installation de mesure, afin de ne pas perturber le générateur et le récepteur de mesure. 30 La figure 3 représente l'atténuation en fonction de la fréquence: on vérifie aisément que le quart d'onde de la ligne hélicoidale correspond à 3,6 M Hz -o l'on a un maximum d'atténuation de 15 d B là o l'atténuation propre de 35 l'hélice est de 1,4 d B environ à cette fréquence Le rapport Z 01/Z 2 correspond à des pertes par désadaptation -9 de 1/2 i Z 01/Z 02 = 6,2, soit 15,7 d B, chiffre donc vérifié expérimentalement. La demi-longueur d'onde, correspondant à 7,2 MHZ, et ses multiples, montre les minima d'atténuations attendus. L'amplitude des fluctuations décroit quand la fréquence augmente et, au-dessus de 60 M Hz environ, aucune onde réfléchie n'atteint plus la sortie. La figure 4 représente la même ligne hélicoidale, mais de longueur double: on vérifie aisément que les fréquences de résonance sont cette fois-ci divisées par deux, l'atténuation de fond (trait pointillé de la figure 3) ayant doublé. La figure 5 représente deux bouts de lignes hélicoïdales identiques à la précédente, séparées par la même longueur de câble passe-bas droit On vérifie encore que l'atténuation totale correspond à celle de deux éléments hélicoïdaux 20 en cascade, plus une longueur de ligne absorbante droite. Evidemment, l'atténuation à 3,6 M Hz et ses multiples impairs a doublé (addition de l'atténuation de deux quarts d'onde), les multiples pairs montrant des minima accentués 7 et 14 M Hz. On remarque encore l'évolution différente des minima resp maxima avec les fréquences pour les éléments Un tel effet a été obtenu par l'ajustage incorrect des deux tronçons hélicoidaux (Il peut être obtenu à dessein, par une évolution différente des constantes de propagation dans les deux 30 éléments due, par exemple, à l'évolution différente de la perméabilité et/ou permittivité avec la fréquence) Dans la figure 6, on a réduit de moitié la longueur d'un des éléments hélicoidaux ci-dessus, de façon à obtenir un premier quart d'onde à 7,2 M Hz, l'autre étant à 3,6 M Hz: les deux fréquences sont effectivement absorbées de 2550657 i façon maximale On voit bien apparaître le processus de synthétiser des courbes de réponse partielles, pour obtenir par exemple l'atténuation maximum continue indiquée plus haut On a vérifié ce cas d'importance pratique par plusieurs tests Par exemple, trois tronçons de lignes hélicoïdales (de longueurs 1,04 m, 0,52 m, 0,26 m) séparés par des bouts de ligne passe- bas droite ( 1,65 m, 1,65 m) montrent une réponse "large bande ", avec la suppression essentielle des résonances On obtient une fréquence de 10 coupure (à 3 d B) à environ 200 k Hz, une atténuation de 33 d B à 2,0 M Hz, et une atténuation égale ou supérieure à d B de 2,6 M Hz jusqu'au delà de 20 G Hz (Fig 7). L'addition d'un tronçon de 0,13 m de ligne hélicoïdale additionnel, toujours découplé par une longueur de 1,65 m de ligne coaxiale absorbante droite, permet d'atteindre les performances indiquées dans la figure 8 Cette réalisation, non optimisée, donne des résultats d'un filtre passebas large bande remarquable: elle correspond à un filtre absorbant à large bande typique réalisable avec la technique des réseaux à pertes interfaciales selon l'invention On vérifie aisément qu'à longueur totale égale, on peut atteindre des atténuations plus élevées qu'avec des lignes absorbantes uniformes De la même façon, les pentes d'atténua25 tion peuvent par ailleurs être beaucoup plus élevées Le dernier effet peut être placé à une fréquence quelconque, à l'intérieur du spectre absorbant du composite ou du milieu passe-bas, par le choix correct des valeurs d'atténuation de l'élément considéré (longueur de câble) conjoint 30 avec le choix approprié des longueurs des tronçons quart d'onde. Ces types de ligne, ainsi que leurs longueurs, ne sont évidemment pas limitatives: la réalisation des impédances 35 caractéristiques très différentes étant connue dans l'art de l'ingénieur; de la même façon, les effets de pertes utilisés peuvent être de tout type: on utilisera néanmoins de préférence les câbles et fils à pertes magnétiques décrits dans la demande de brevet français 78 33385 et, pour des performances très élevées aux basses fréquences, les fils et câbles décrits dans la demande européenne citée dans le préambule. On considère ensuite le cas des lignes avec des interfaces à résistanceslocalisées, dont le cas de capacités shunt et 'ou inductances serie est le plus courant, dans la pratique de réalisation de filtres. Dans la figure 9, courbe b, une longueur de câble passebas droit (Fig 1) est placée entre deux capacités du type 15 miniature classiques (et non du type "passage") soudées avec des connexions de quelque 5 mm de longueur Le premier maximum de résonance a lieu vers 8 M Hz, ce qui améliore les performances de ce filtre (courbes a avec câbles sans pertes) dans la gamme de 3 à 15 M Hz Au-delà de la résonance des capacités (vers 30 M Hz), l'atténuation reste supérieure à 60 d B, avec le câble absorbant Dans le cas précis de cet essai, le deuxième maximum d'atténuation d'interface se place à l'endroit de la résonance des deux condensateurs La courbe a montre, avec le câble sans per25 tes, les performances réduites aux fréquences élevées: l'atténuation diminue au- delà de la résonance des condensateurs et on voit apparaître les réflexions d'interface écartées de 29 M Hz, ce qui est la demi-longueur, comme on le vérifie facilement, tenant compte d'une permittivité 30 relative d'environ 3 pour le diélectrique. De la même façon, on peut placer deux inductances en série avec la longueur des câbles passe-bas: les résultats sont analogues, tenant compte du fait que les inductances ont également une résonance parasite Encore, de la même façon, on peut utiliser alternativement inductance série, capaci- cités shunt, etc, pour terminer les interfaces du câble. Une application immédiate de réalisations avec des composants localisés aux interfaces correspond à la réalisation de prolongateurs filtres; dans la mesure o,le câble passebas peut être enroulé et placé dans un boitier avec les composants, on peut réaliser également des filtres classiques sous boitier Afin de montrer la généralité des principes selon l'invention, trois exemples supplémentaires 10 sont décrits, dans les figures 10 et 11. Dans la figure 10, on considère le cas d'une réalisation de filtre passebas à pertes interfaciales à stripline Ce filtre est réalisé par: un support conducteur; une bande composite magnétique absorbant de 3 cm de large et de 2 mm d'épaisseur; une électrode "chaude" réalisée a) par deux tronçons de largeur 3 cm et de longueur 10 cm, 20 séparés par un tronçon de largeur de 1 mm, de longueur de 8 cm réalisant un élément de ligne d'impédance caractéristique d'environ 100 Q, entouré de deux éléments d'impédance caractéristique d'environ 10 Q; b) par un seul tronçon de 28 cm de long à 10 S d'impédance 25 La courbe a montre les pentes interfaciales (avec première résonance X/4 à environ 160 M Hz), avec la rupture du circuit de mesure de 50 Q d'impédance caractéristique La courbe b montre les pertes interfaciales (avec une première résonance X/4 à environ 45 M Hz) c'est-à-dire à environ un tiers, dû à la longueur trois fois plus grande de l'élément d'impédance 100 ? Il s'agit ici d'un cas typique o la superposition de résonances multiples ( 4 ruptures d'impédances) permet d'obtenir des performances 35 de filtres passe-bas meilleurs, pour une même longueur giobale de ligne Il s'agit aussi d'un exemple typique d'implementation de filtre passe-bas sur stripline, ou encore sur circuit imprimé. Dans la figure 11, l'élément de ligne à rupture d'impédance 5 se présente sous la forme d'une petite inductance coaxiale, placée dans le puits d'une bougie d'allumage de moteur de voiture La courbe a correspond au relevé de l'atténuation observée avec une résistance à couche de 10 KQ, résistance classique utilisée pour l'antiparasitage d'allumage aux EUA Cette courbe sert de référence pour montrer les performances très améliorées possibles dans la gamme des fréquences utiles de 30 M Hz à 1 G Hz (gamme CISPR) La courbe b correspond à une inductance de 40 AH, sur noyau céramique, utilisée en très grand volume pour l'antiparasitage sur bougie: 15 on voit clairement les nombreuses résonances d'interfaces (avec X /4 = 25 M Hz); ces résonances sont peu amorties, car cette inductance n'a pratiquement pas de pertes La courbe c correspond à une inductance de 170 AH, enroulée sur noyau magnétique absorbant (avec moins de spires) Les 20 résonances sont très amorties et on voit clairement la superposition de la résonance propre de la self inductance (comparés avec Fig 9 et le texte décrivant l'utilisation d'inductance série avec leur résonance propre). Cet exemple montre clairement qu'aux fréquences élevées, dans une structure quasi-coaxiale (c'est-à-dire avec présence de la masse) un composant se comporte comme un élément de ligne: dans la mesure o l'impédance caractéristique diffère nettement de l'impédance des interfaces (ce qu'on vérifie facilement ici) des pertes interfaciales sont présentes -et qui peuvent déterminer l'avantage essentiel de ce composant nouveau, dans l'utilisation envisagée: on voit que, pour des dimensions identiques, le composant c amène une amélioration très sensible de l'affaiblisse35 ment dans la gamme utile. Ce type d'inductance de bougie distribuée peut évidemment faire partie intégrale du fil d'allumage de bougie, qui prolonge le circuit de la bougie Dans un tel cas, par exemple, un élément de câble à haute impédance caracté5 ristique est placé aux deux bouts du fil d'allumage, c'est-à-dire proche des sources de parasites (l'étincelle de la bougie et l'étincelle du distributeur), ces deux éléments étant, par exemple quart d'ondes pour une ou deux fréquences o l'on recherche un pôle d'atténuation à intro10 duire, tel qu'à 30 M Hz par exemple, la fréquence la plus basse du spectre CISPR pour l'allumage, la partie centrale du câble à impédance caractéristique réduite servant d'élément de couplage On vérifie encore ici qu'une répartition voulue de l'atténuation peut être atteinte avec des 15 performances meilleures dans les fréquences basses (o l'absorption magnétique est peu marquée) et une possibilité de réalisation meilleur marché (moins de fil conducteur pour une longueur de câble donnée). Dans ce qui suit, on va décrire quelques réalisations types de ligne, à impédances caractéristiques très basses ou très élevées, coexistantes selon l'invention L'art connu de l'ingénieur s'applique ici par l'inspection des équations connues donnant les impédances caractéristiques de ligne Par 25 exemple, pour mune structure coaxiale, l'équation donnant l'impédance caractéristique montre qu'il faut: pour réaliser une ligne à faible impédance caractéristique une permittivité élevée de l'isolant; un rapport de diamètre de conducteur par rapport au diamètre de blindages proche de l'unité, ou encore un conducteur ouvert passe-bas proche de la masse ou d'un conducteur retour; une inductance série de ligne aussi réduite que possible c'est-à-dire un conducteur droit, bien entendu, un espace 35 (d'inductance externe) aussi réduit que possible, et l'absence de matériau magnétique. 2550657, pour réaliser une ligne à forte impédance caractéristique, que l'on interconnectera avec la ligne ci-dessus, pour avoir une rupture importante, il faut, en sens inverse: une permittivité de l'isolant faible, dont en particulier l'air; un rapport de diamètres de conducteurs aussi élevé que possible ou encore un conducteur ouvert passe-bas loin de la masse, ou d'un conducteur retour; une inductance de ligne aussi élevée que possible, donc 10 en particulier l'utilisation de matériaux magnétiques et de conducteurs en hélice. Dans le cas particulier des lignes, o la masse est loin (fils à l'air libre, comme par exemple fils de câblage, ou fils d'allumage de voiture, câbles à suppression de mode commun, etc), on pourra jouer essentiellement sur le paramètre inductance série de la ligne, avec la présence de matériaux magnétiques (absorbants): des hélices à pas très différents sont alors utiles L'inverse est vrai, quand la 20 masse est proche du conducteur, o l'on pourra jouer essentiellement sur des paramètres capacité shunt de la ligne. Evidemment, on pourra jouer sur la distance par rapport à la masse ou d'un conducteur retour. Les figures 1 et 2 sont deux exemples chiffrés de réalisation de telles lignes coaxiales à associer, pour avoir la rupture: leur structure étant différente, il s'agit là d'une application réservée avant tout à la réalisation de réseaux interconnectés o des câbles de différents types sont reliés Avec l'exemple des figures 1 et 2, un rapport Z 01/Z 82 = 38 est réalisé avec des structures fermées (câble coaxial) Avec l'application des règles ci-dessus, on vérifie aisément qu'un résultat analogue peut être atteint avec des lignes passe-bas ouvertes (fil de câblage) placées plus 35 ou moins loin entre elles et de la masse ou d'un conducteur retour: ceci correspond à une réalisation particulièrement simple des réseaux à pertes interfaciales,y inclus le cas limite de la réalisation avec le même fil passe-bas (ou câble à suppression de mode commun). C'est également un but de l'invention d'inclure la réalisation des câbles encontinu, comportant la rupture d'impédance caractéristique dans leur construction en continu. Ici encore les règles de l'art ci-dessus s'appliquent et montrent les multiples possibilités d'implementation. A titre indicatif, voici quelques possibilités de réaliser les ruptures d'impédance dans des structures continues: variation de la permittivité du diélectrique à géométrie égale, conducteur droit et/ou en hélice variation de la composition d'un composite (absorbant) pour montrer des valeurs de permittivité et/ou perméabilité ad hoc; variation de l'isolant d'un isolant classique à un isolant en composite magnétique; variation brutale du pas d'une hélice, allant d'un pas très long (équivalent à conducteur droit) à un pas très court (jusqu'aux spires jointives). Cette dernière solution est particulièrement utile dans le cas de la masse lointaine (câbles d'allumage antiparasite 25 cités). De nombreuses variantes peuvent ainsi être conçues, pratiquement réalisables en continu, avec des têtes d'extrusion doubles commandées, des machines à guiper à avance irrégu30 lière du noyau, etc. Des considérations analogues sont valables pour toutes autres sortes de lignes, dans le sens le plus large évoqué, c'est-à-dire toutes structures à propagation d'onde à constantes-distribuées, que l'on pourra réaliser par assemblage de morceaux d'impédance caractéristique très diffé- rentes ou par une réalisation complète ad hoc, par gravure, dépôt électrochimique, etc. L'intérêt de l'invention devient apparent en considérant 5 d'abord la possibilité de réalisation de filtres à pertes interfaciales pour assemblage en lignes ou par fabrication en continu sous forme de câbles, etc. En considérant ensuite la réalisation de filtres à pertes interfaciales pour l'assemblage de bouts de ligne en réseau, avec interconnexions multiples Tel est le cas par exemple dans le câblage interne d'un appareil électronique, d'un engin à commande électronique, d'un avion, d'une fusée, d'un satellite que l'on désire protéger contre interféren15 ces et contre l'EMP. En considérant, enfin, le cas d'un réseau de distribution de puissance industrielle,o différentes sections du réseau sont établies avec rupture d'impédance caractéristi20 que, par des longueurs à impédance caractéristique uniforme, mais différents d'une section à l'autre (réseaux d'interconnexion, réseaux en boucle, réseaux en épis, etc) et/ou par câblages réalisés avec des câbles spéciaux présentant de par leur production des ruptures d'impédance intégrées. 25 On notera plus particulièrement que,dans le cas de réseaux des longueurs importantes de fils et câbles sont possibles, entre ruptures d'impédances, avec la possibilité inhérente donc de placer des fréquences de coupure passe-bas dans les 30 fréquences aussi basses que les harmoniques élevés du courant industriel:l'intérêt pour les suppressions d'harmonique de commutation électronique, harmonique due à des commandes par semiconducteurs de puissance,est évident. On citera ainsi la possibilité de réseaux électriques d'usine, découplés complètement les uns des autres, o les harmoniques indésirables sont supprimés (et non conduits ailleurs, comme pour les filtres classiques). On citera encore l'application aux fils de traction élec5 trique et aux lignes de transport d'énergie HT, o les grandes longueurs sont de règle, avec les possibilités d'absorption correspondantes: dans de tels cas, la réalisation des ruptures d'impédance est limitée aux composants localisés, à une variation de la capacité à la masse et à 10 des couches ou une géométrie augmentant l'inductance linéique: l'effet peau artificiel (B FR 1 428 517 et 1.514 178) est alors un moyen de choix pour introduire à la fois l'atténuation intrinsèque minimale nécessaire et la variation d'impédance caractéristique pour la rupture. 15 Dans tout ce qui précède, la structure de propagation passebas peut être ouverte ou fermée (par exemple fil de câblage placé près de lamasse ou coaxial); elle peut être symétrique ou dissymétrique (par exemple câble twinaxial, paire 20 torsadée ou coaxiale simple, fil de câblage); elle peut finalement concerner la fonction passe-bas pour le mode différentiel (par exemple intérieur d'un coaxial), le mode commun (par exemple l'extérieur d'un coaxial, c'est-à-dire le câble à suppression de mode commun), ou toutes les struc25 tures mixtes ayant une absorption différente pour les deux modes On se référera à ce sujet aux brevets cités et plus particulièrement à la demande européenne 83 400358 4. Egalement, dans tout ce qui précède, on a développé des exemples utilisant des pertes magnétiques pour les raisons indiquées plus haut, avec la considération du domaine spectral o ces pertes croissent avec la fréquence: on a pu, selon l'invention, élargir le spectre d'absorption du filtre vers les fréquences plus basses. 35 De la même façon, bien entendu, l'effet des pertes interfa- ciales peut être utilisé pour augmenter l'absorption dans la-gamme o l'effet de pertes utilisé diminue à fréquences croissantes, ce qui est le cas au-delà de 5 à 50 M Hz (selon les matériaux magnétiques utilisés). Revendications 1 Filtre composé par au moins un élément de ligne électrique (ou autre structure à propagation d'onde distribuée) à pertes, ayant sur une ou ses deux interfaces des lignes à constantes distribuées et/ou à composants localisés, choisies de telle 5 sorte à introduire des ruptures d'impédance, caractérisé en ce que: a) ces interfaces ont lieu avec une ou des lignes à impédance différentes de celles de l'élément de ligne; b) ces interfaces ont lieu avec des composants localisés à 10 impédance différents de ceux de l'élément de ligne; c) les interfaces a) et b) sont mélangés. 2 Filtre selon la revendication 1, caractérisé en ce que les pertes, pour la longueur d'au moins un élément et de celui de 15 ses interfaces, sont égales ou supérieures à 0,1 d B de façon à faire appraître les pertes interfaciales. 3 Filtre selon la revendication 1, caractérisé en ce que les ruptures d'impédance caractéristiques sont au moins égales à 20 2, de façon à faire apparaître les pertes-interfaciales et en ce que, pour des ruptures d'impédance caractéristiques d'un rapport supérieur à quelques dizaines, les pertes interfaciales deviennent égales à la moitié de la racine carrée du rapport des impédances. 4 Filtre selon une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'au moins un élément de ligne et/ou de son interface ligne est multiple impair du quart d'onde pour une fréquence considérée, et pour laquelle il représente un maximum d'atté30 nuation. Filtre selon une des revendicationq 1 à 3, caractérisé en ce qu'au moins un élément et/ou moins de son interface ligne est multiple de demi-onde pour une fréquence considérée et 35 pour laquelle il représente un minimum d'atténuation. 6 Filtre selon une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que plusieurs éléments sont cascades (avec des lignes d'interface pour le découplage) et présentent l'addition des caractéristiques d'atténuation. 7 Filtre selon la revendication 6, caractérisé en ce que plusieurs éléments quart d'onde (ou multiples impairs) sont cascades et présentent un pôle d'atténuation pour les fréquences correspondantes, avec une pente d'atténuation maxi10 mum, placée avantageusement à une fréquence quelconque du spectre d'absorption. 8 Filtre selon la revendication 7, caractérisé en ce que l'effet de pente maximum peut être placé à une fréquence 15 quelconque du spectre d'absorption selon 2, du milieu absorbant. 9 Filtre selon la revendication 6, caractérisé en ce que plusieurs éléments demi-onde (ou multiples pairs) sont 20 cascades et présentent un zéro d'atténuation pour les fréquences correspondantes. Filtre selon une des revendications 6 à 9, caractérisé en ce qu'un assemblage de plusieurs éléments est réalisé, 25 choisis pour couvrir les minima d'atténuation des multiples de quart d'onde, et présente une atténuation élevée large bande. 11 Filtre selon une des revendications 6 à 10, caractérisé 30 en ce que l'évolution des constantes de propagation est diférente de la fréquence pour les différentes structures d'éléments utilisés, permettant d'obtenir la superposition selon les revendications 7 et 8, à des fréquences uniques précises. 12 Filtre selon une des revendications 1 à 10, caractérisé en ce que le composant qui introduit la rupture est luimême caractérisé par une ou des résonances propres et que sa variation de caractéristique avec la fréquence est combinée avec l'effet du filtre pour obtenir un maximum d'at5 ténuation, un maximum de pente d'atténuation, ou un élargissement de bande du filtre. 13 Filtre selon une des revendications 1 à 12, caractérisé en ce que l'effet de pertes interfaciales est placé, se greffant sur des pertes minimum préexistantes selon la revendication 2, dans la partie croissante de ces pertes avec la fréquence (à la fréquence croissante), afin d'étendre le spectre d'absorption vers le bas ou dans la partie décroissante avec la fréquence (fréquence croissante) afin d'étendre 15 le spectre d'absorption vers le haut. 14 Filtre selon une des revendications 1 à 13, caractérisé en ce que la fonction passe-bas concerne une propagation de mode différentiel, de mode commun ou encore des 20 deux modes à la fois. Filtre selon une des revendications 1 à 14, caractérisé en ce que la fonction passe-bas concerne au moins un élément de ligne ou autre-structure à propagation du type 25 fermé (coaxial, paires torsadées, etc), du type ouvert (fils de câblage, etc) ou encore un réseau groupant les deux structures à la fois. 16 Filtre selon une des revendications 1 à 15, carac30 térisé en ce qu'il est réalisé par une production en continu des éléments et des interfaces d'impédances caractéristiques différentes, sous la forme de fil, câble ou structure au défilé. 17 Filtre selon une des revendications 1 à 16, caractérisé en ce qu'il est réalisé par des éléments et interfaces et/ ou câbles en continu selon les revendications 1 à 13, interconnectés sur place, avec le cas pratique de câblage d'appareils électriques, de réseaux de distribution, de signalisation, etc, avec le cas particulier des éléments et interfaces plus ou moins grande du conducteur actif par rapport à la masse et/ou un conducteur retour. 18 Filtre selon une des revendications 1 à 17, caracté10 risé en ce qu'il comporte un seul élément de câble passebas associé à des inductances série et/ou capacités parallèles, pour la réalisation de prolongateurs- filtres et câbles d'alimentation d'appareils filtrés. 19 Filtre selon une des revendications 1 à 18, caractérisé en ce qu'il comporte un ou plusieurs éléments d'inductance coaxiale distribuée (équivalent à un composant de filtrage) pour la réalisation de l'antiparasitage de l'allumage sur bougie d'allumage de voiture. Filtre selon une des revendications 1 à 19, caractérisé en ce qu'il comporte un ou plusieurs éléments de câbles passe-bas à haute impédance caractéristique, découplés par un ou plusieurs éléments à faible impédance caractéristique, 25 utilisé comme fil d'allumage antiparasite pour la réalisation de l'antiparasitage du circuit d'allumage de voiture et en ce que le ou les éléments à haute impédance caractéristique sont placés près des sources d'interférence, c'est-à-dire aux bouts des câbles du faisceau. 30 21.Filtre selon la revendication 20, caractérisé en ce qu'il comporte un câble réalisé par une hélice à pas alternativement très grand et très réduit, avec une transition brusque, pour la réalisation de pertes d'interfaces sur un fil d'al35 lumage antiparasite de voiture, et en ce que, avantageusement, un ou plusieurs pôles d'absorption sont cascades dans la bande des fréquences CISPR pour l'antiparasitage de véhicules mobiles, avec plus particulièrement un ou plusieurs pôles (quart d'onde) pour les fréquences de 20 à 40 M Hz, correspondant au bas de la gamme CISPR.