FR 2557360 A1 19850628 FR 8320843 A 19831227 PROCEDE ET DISPOSITIF DE MISE SOUS TENSION D'UN CIRCUIT D'ALIMENTATION POUR MAGNETRON ET CIRCUIT MUNI D'UN TEL DISPOSITIF La présente invention concerne un procédé et un dispositif de mise sous tension, c'est-à-dire de démarrage en mode de fonction- nement continu et de redémarrage en mode de fonctionnement intermittent, d'un circuit d'alimentation d'un ou plusieurs magné- trons, de type connu. Un circuit d'alimentation pour magnétron, utilisable notam- ment dans les fours ou enceintes à microondes, a été décrit dans la publication FR-A- I 477 092 (ou dans les publications US-A- 3 396 342, GBA- 1 141 071 ou DE-C- 15 38 284 correspondantes) et l'un de ses modes de réalisation (de la figure 5) a été reproduit schéma- tiquement sur la figure 1 du dessin annexé. Le circuit de la figure 1 comprend deux bornes d'entrée 1 et 2, dont la première 1 est reliée à une phase ((t) et dont la seconde 2, au neutre (N) du réseau alternatif de distribution (secteur). La borne 1 est reliée, par l'intermédiaire d'un interrupteur 3 de mise sous tension, à l'une des bornes d'un enroulement primaire 10 d'un transformateur 11, éléva- teur de tension, à inductance de fuite élevée, tandis que la borne 2 est reliée à l'autre borne de cet enroulement 10. Cette inductance de fuite élevée est obtenue, par exemple, en ajoutant au circuit magnétique feuilleté et fermé 12 du transformateur 11, un shunt magnétique 13 disposé de telle sorte qu'une partie du flux magné- tique engendré par le courant alternatif dans l'enroulement pri- maire 10 se referme sur lui-même, ce qui équivaut à un couplage très lâche. Le transformateur 11 comporte en outre un premier enroulement secondaire 14 de très haute tension (T.H.T.) dont une première borne 15 est reliée à une première armature d'un conden- sateur 4. La seconde armature de ce condensateur 4 est reliée, d'une part, à l'anode A du magnétron M qui est à la masse et d'autre part, à la cathode d'une diode de redressement 5 dont l'anode est reliée, d'une part, à l'autre borne 16 de l'enroulement T.H.T. et d'autre part, à la cathode K du magnétron M. Un second enroulement secondaire 17, dit de chauffage, dont les bornes sont respectivement reliées à celles du filament F du magnétron M, est relié par l'une d'elles à l'autre borne 16 de l'enroulement T.H.T. 14 de sorte que la cathode K et le filament F sont au même potentiel. Le magnétron M peut, du fait qu'il ne conduit de courant que dans le sens anode- cathode, être assimilé à une diode qui est connectée à l'envers par rapport à la diode 5, avec une charge résistive en série. Lors d'une première alternance négative de la tension entre les bornes 15 et 16 de l'enroulement T.H.T. 14, la diode 5 conduit et charge le condensateur 4 de telle sorte que son armature reliée à la borne 15 devient négative par rapport à son autre armature qui est reliée à la masse. Au cours de l'aternance positive suivante de la tension entre les bornes 15 et 16, la diode 5 se bloque et le magnétron M devient conducteur dans le sens opposé en déchar- geant, au moins en partie, le condensateur 4. Si la capacité de ce condensateur 4 est choisie suffisamment élevée pour qu'il ne devi- enne pas entièrement déchargé à la fin de chaque intervalle de conduction du magnétron M, le rapport de transformation entre l'enroulement primaire 10 et l'enroulement T.H.T. 14 peut être choisi de façon à tenir compte de la charge résiduelle de ce condensateur 4 qui présente alors un effet analogue à celui d'un doubleur de tension. L'effet conjugué de l'inductance de fuite élevée et du conden- sateur 4 permet d'obtenir une stabilisation du courant anodique du magnétron M, qui est décrite dans la publication précitée. La diode 5 qui a, en outre, pour fonction de faire débiter l'enroulement secondaire 14 au cours des deux alternances, peut être remplacée par un autre magnétron connecté à l'envers par rapport à celui M représenté sur la figure 1 (voir la figure 7 de la publication pré- citée), qui fonctionne en alternance avec l'autre et qui peut ali- menter la même (ou une autre) enceinte à microondes. Un tel circuit d'alimentation pour magnétron présente un inconvénient majeur lors de sa mise sous tension, qui se présente sous la forme d'un surcroît initial du courant consommé dont la pointe (valeur crête) peut atteindre jusqu'à vingt fois la valeur efficace du courant en régime établi. Ces transitoires de courant à la mise sous tension par un interrupteur à contacts, à commande mécanique ou électro- magnétique, sont de forme et d'amplitude imprévisibles et peuvent rendre inopérante la plupart des dispositifs de sécurité pour instal- lations domestiques, tels que des fusibles lents (temporisés) ou rapides, ou des disjoncteurs électromagnétiques réenclenchables, par exemple, qui ne sont généralement pas prévus pour absorber des appels de courant de plusieurs dizaines ou jusqu'à une centaine d'ampères. En outre, de tels appels de courant se répercutent sur le réseau d'alimentation alternatif (secteur) sous la forme de baisses de tension temporaires et d'interférences électromagnétiques. Ces phé- nomènes déjà connus, notamment de la technique de commutation de puissance pour le chauffage électrique résistif ou par induction à l'aide de convertisseurs statiques (onduleurs, par exemple), ont conduit à des circuits de démarrage "doux" utilisant des inter- rupteurs statiques du type thyristor ou triac, qui sont déclenchés en synchronisme avec les passages par zéro de la tension alternative d'alimentation, afin que le courant démarrage ne puisse croître que graduellement (voir, par exemple, dans l'ouvrage américain intitulé "SCR MANUAL", 5ème édition, publié par la Société US "GENERAL ELECTRIC COMPANY" en 1977, pp.307 à 321 et 334 à 339 et dans la publication FR-A- 2 132 477 - fig.6, notamment). Du fait que le magnétron M n'entre en oscillation stable dans un mode déterminé qu'à partir d'une certaine tension minimale, qui ne doit varier que de dix à vingt pour cent environ, il n'est pas possible d'obtenir une régulation de la puissance moyenne fournie à l'enceinte par la variation de la tension d'alimentation. Pour que le fonctionnement du magnétron soit régulier et fiable, il faut que durant celui-ci, il fournisse une puissance proche de sa valeur maximale. Ceci conduit à un type de réglage de la puissance moyenne fournie par le rapport cyclique de son fonc- tionnement qui, par conséquent, doit être intermittent. Plus précisément, un tel réglage signifie que durant l'opération de chauffage par microondes à l'aide du magnétron, celui-ci est soumis à de multiples périodes de fonctionnement et d'arrêt alternées, dont les durées respectives varient en sens inverse, la somme des durées d'une période de fonctionnement et d'une période d'arrêt consé- cutives étant constante et appelée dans ce qui suit une période de référence. La puissance maximale est fournie lorsque la période de fonctionnement égale celle de référence, c'est-à-dire pour un rap- port cyclique unitaire indiquant un fonctionnement ininterrompu. Le réglage de la puissance par le rapport cyclique implique, hors le premier démarrage à la mise en route, de multiples redémarrages périodiques au cours de son fonctionnement, dont chacun peut engendrer un transitoire ou appel de courant d'amplitude aléatoire. Il est également connu d'utiliser au démarrage des résistances de protection initialement connectées en série avec l'enroulement primaire 10 du transformateur 11, qui sont ensuite court-circuitées à l'aide de relais temporisésou non, par exemple, oudesthermistances à coefficient de température négatif dont la résistance diminue avec l'énergie absorbée qui la chauffe. Des mesures et essais effectués par le demandeur ont permis de constater que l'amplitude de ces appels de courant est fonction de la phase de la tension d'alimentation alternative à l'instant de la fermeture de l'interrupteur 3 et que, du fait des déphasages com- plexes respectivement occasionnés par les inductances de fuite élevées du transformateur 11 et la présence du condensateur 4 dans le circuit de son enroulement secondaire T.H.T. 14, les amplitudes minimales du transitoire de courant coïncidaient sensiblement avec les maxima et minima de la tension du réseau. L'invention permet, en effet, en synchronisant l'instant de la première mise sous tension de l'enroulement primaire du trans- formateur d'alimentation avec une valeur de la tension du réseau alternatif, consécutivement à chaque arrêt, de réduire l'amplitude des appels de courant de démarrage sensiblement à leur valeur minimale. Elle permet également, de ce fait, d'utiliser un réglage de la puissance par le rapport cyclique. Suivant l'invention, un procédé de mise sous tension d'un circuit d'alimentation pour magnétron comprenant un transforma- teur élévateur à inductances de fuite élevées et dont l'enroulement secondaire de très haute tension est réuni aux électrodes du magnétron et à un circuit de redressement comprenant au moins une diode ou un autre magnétron, connectés de façon à faire débiter cet enroulement secondaire au cours de deux alternances opposées, par l'intermédiaire d'un condensateur, est principalement caractérisé en ce que la première mise sous tension de l'enroulement primaire de ce transformateur est synchronisée avec un passage par une valeur extrême (crête) de la tension alternative qui l'alimente. L'invention a également pour objet un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé ci-dessus, comprenant un triac réuni en série avec l'enroulement primaire, un circuit de déclenchement de ce triac par des impulsions appliquées à sa gâchette comportant un détecteur de passages par zéro, caractérisé en ce que l'entrée de synchronisation de ce détecteur est réuni à un point du circuit de cet enroulement qui fournit une tension sensiblement en phase avec celle du réseau, par l'intermédiaire d'un élément déphaseur, de telle sorte qu'un passage par zéro du signal appliqué à cette entrée avant un premier déclenchement du triac suite à un arrêt du circuit correspond à une valeur crête de la tension du réseau. L'invention sera mieux comprise et d'autres de ses objets, caractéristiques et avantages ressortiront de la description qui suit et des dessins annexés s'y rapportant, donnés à titre d'exemple, sur lesquels: - la figure 1 reproduit schématiquement un circuit d'alimentation pour magnétron connu, qui a été décrit précédemment; - la figure 2 est un schéma de principe partiel, en partie synoptique, d'un mode de réalisation du dispositif de mise sous tension du circuit d'alimentation pour magnétron suivant l'invention; - les figures 3A à 3E sont des diagrammes de diverses formes d'onde de tensions et/ou de courants à divers endroits du circuit de la figure 2; - la figure 4 est un schéma de principe partiellement synoptique du mode de réalisation du dispositif de la figure 2 complété d'un circuit permettant le réglage de la puissance fournie, par le rapport cyclique; et - les figures 5A et 5B sont des diagrammes de diverses formes d'onde de tension à deux endroits du circuit de la figure 4. Sur toutes les figures, les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes nombres de repère. Sur la figure 2, on a représenté schématiquement le circuit de l'enroulement primaire 10 du transformateur 11 d'alimentation du magnétron M (de la fig. 1) comprenant un mode de réalisation possible du dispositif de mise sous tension contrôlée, conforme à l'invention. Le dispositif comprend, réuni entre la seconde borne 19 de l'enroulement primaire 10 et celle 2 (neutre) du réseau, un inter- rupteur statique bidirectionnel du type triac 20 et une résistance de mesure du courant 24 de ce triac, en série. Plus précisément, la seconde borne 19 de l'enroulement pri- maire 10 dont la première borne 18 est reliée à l'un des contacts de l'interrupteur de mise sous tension à commande manuelle 3, est reliée à la seconde borne 22 du triac 20, l'autre contact de cet interrupteur 3 étant relié à la première borne 1 (phase) du réseau. La première borne 21 du triac 20, qui est adjacente à sa gâchette 23, est reliée à l'une des bornes de la résistance de mesure 24 de faible valeur (de quelques dizaines à quelques centai- nes de milliohms, par exemple), choisie de façon à fournir en réponse à un courant de 6 ampères efficaces, une tension d'au moins une centaine de millivolts par exemple, l'autre bornle de la résis- tance 24 étant reliée à la seconde borne 2 (neutre) du réseau. Le triac 20 assurant la mise sous tension de l'enroulement primaire 10 est commandé sur sa gâchette 23 à l'aide d'impulsions récurrentes qui le déclenchent pour le rendre conducteur dans l'un ou dans l'autre sens. Ces impulsions de déclenchement sont fournies au moyen d'un circuit de commande 30 de type connu en soi, comprenant deux entrées d'alimentation 31,32 dont la première 31 est reliée à la borne 1 (0) du réseau à travers l'interrupteur 3 et dont la seconde 32 est directement reliée à la borne 2 (N.)o Le circuit de commande 30 comporte, de préférence, un circuit intégré monolithique 50 appelé circuit de commande de triac pour tension nulle (ou en anglais "zero voltage triac control circuit" ou "zero crossing A.C. trigger" ou "zero voltage switch") qui permet de déclencher le triac 20 sensiblement en synchronisme avec les passages par zéro d'une tension ou d'un courant alternatif, en fournissant des impulsions à chaque demi-période de celle ou de celui-ci, appliqué à une entrée de synchronisation. De nombreux circuits intégrés de ce genre sont disponibles sur le marché, tels que ceux du type GEL 300 ou PA 424 de GENERAL ELECTRIC, 1- A 742 de FAIRCHILD SEMICONDUCTOR, CA 3059 ou CA 3079 de RCA CORPORATION ou ECG 776 de GTE SYLVANIA, par exemple. Ces circuits intégrés sont généralement conçus de façon à pouvoir être alimentés soit directement par le réseau alternatif à travers une résistance en série, au moyen d'un circuit d'alimentation incorporé, soit au moyen d'un montage redresseur, abaisseur de tension, exté- rieur. Il est à remarquer qu'il est également possible de réaliser des circuits de déclenchement sur des passages par zéro au moyen d'un ou de plusieurs circuits intégrés du type comparateur de tension et/ou à l'aide de circuits à composants discrets avec des résultats comparables (voir, par exemple, à la page 5 de la note d'application n 311 du circuit intégré du type 1 A 760 publié en 1972, par FAIRCHILD SEMICONDUCTOR ou dans des catalogues ultérieurs concernant les CIRCUITS INTEGRES LINEAIRES de cette société). Dans l'exemple de réalisation décrit et représenté ici, on utilise un circuit intégré monolithique 50 du type TEA 1511 relati- vement récent de la société française THOMSON-EFCIS, qui com- prend, notamment, un circuit d'échantillonnage et de mémorisa- tion 51 (dit "sample and hold" en anglais) qu'alimente l'entrée de synchronisation P3, un comparateur de tension 52 commandé par le circuit 51 et comprenant des entrées inverseuse Pl et non-inver- seuse P8, un générateur d'impulsions 53 couplé respectivement à l'entrée de synchronisation P3, à une entrée d'alimentation secteur (pour le mode S) P4 ainsi qu'au circuit 51, une porte d'inhibition 54 dont une entrée complémentée est reliée à la sortie du compa- rateur 52 et dont l'autre entrée est reliée à la sortie du générateur d'impulsions 53. La sortie de la porte 54 est reliée à la base d'un transistor bipolaire de type NPN 55 dont l'émetteur est relié à l'entrée d'alimentation négative (VEE) P5 du circuit 50 et dont le - collecteur est relié à la sortie de commande P6 du circuit 50, qui fournit des impulsions de déclenchement à la gâchette 23 du triac 20. Le circuit intégré 50 comporte en outre une entrée d'ali- mentation positive (Vcc) P7 qui est réuni à celle d'alimentation négative (VEE) PS, d'une part, au moyen d'un régulateur de ten- sion 56 et d'autre part, au moyen d'un diviseur de tension résistif 57 dont le point milieu est relié à une sortie de tension de réfé- rence P2. Dans le cas présent, le circuit de commande 30 comprend ici, outre le circuit intégré 50, un circuit d'alimentation continue ou montage redresseur 40 comprenant en série une diode de redres- sement 41 dont l'anode est reliée à l'entrée d'alimentation 31, une résistance 42 d'abaissement de la tension, de forte valeur (27 kilo- ohms, par exemple), dont une borne est reliée à l'armature positive d'un condensateur électrochimique 43 de forte capacité (d'au moins 100 microfarads, par exemple), qui constitue la sortie posi- tive 45 du circuit d'alimentation 40. L'armature négative de ce condensateur 43 qui constitue la sortie négative 46 du circuit 40, est reliée à l'entrée d'alimenta- tion 32, ainsi qu'à l'entrée d'alimentation négative P5 (VEE) du cir- cuit intégré 50, tandis que son armature ou sortie positive 45 est reliée à l'entrée d'alimentation positive (Vcc) P7, de telle sorte qu'il est shunté par la résistance du diviseur 57 et par le régulateur de tension 56 incorporés dans le circuit intégré 50, qui coopèrent avec la résistance d'alimentation 42 en série avec la diode 41 pour faire chuter la tension maximale appliquée à l'entrée P7 (Vcc) à une valeur compatible avec le circuit intégré 50 (9 volts environ). Sur les figures 3A à 3E on a respectivement représenté des variations de potentiels en fonction du temps par rapport à celui de la borne 2 (neutre) qui constitue également le potentiel de référence continu, la figure 3D représentant également le courant alternatif à travers le triac 20 (120), pour permettre d'illustrer le procédé de mise soUS tension contrôlé selon l'invention et le fonctionnement du dispositif de sa mise en oeuvre de la figure 2. La figure 3A représente la tension alternative V1 du réseau (de 220 V eff. à 50Hz) qui alimente le circuit de la figure 2. Lorsque l'interrupteur 3 est refermé, par exemple, à l'instant to, cette tension est alors transmise à la première borne 18 de l'enroulement primaire 10 du transformateur 11 et à la borne d'alimentation 31 du circuit de commande 30. Elle (V18) est également transmise par l'intermédiaire de l'enroulement primaire 10 à l'autre borne 19 de celui-ci pratiquement sans déphasage, puisque le triac 20 est bloqué (en circuit ouvert), et de là, par l'intermédiaire d'un circuit dépha- seur en quadrature 27, à l'entrée 33 du circuit de commande 30. Cette entrée 33 qui est reliée à l'entrée inverseuse PI du compara- teur 52, reçoit une tension V33 illustrée sur la figure 3C, qui est déphasée de Âr/2 (ou 90 ) par rapport à la tension V18, V19 ou V22 qui est alors présente en amont du déphaseur 27. Ce déphaseur 27 est composé d'une résistance 25 et d'un condensateur 26 connectés en série, dont les valeurs respectives ont été choisies de manière à fournir à l'entrée 33 de commande de la première mise sous tension, une tension en quadrature de phase avec le réseau (V1 ou Vi8) et à former une impédance Z27 dont la valeur absolue à 50 Hz soit notablement supérieure à la résistance de synchronisation utilisée pour synchroniser les déclenchements ultérieurs du triac 20 avec les passages par zéro de son courant 120, comme il sera expliqué plus loin. Lorsque l'instant to est situé, comme c'est illustré sur les figures 3A à 3C, à proximité d'un extrémum négatif de la tension du réseau VI, la tension V33 démarrera avec une alternance négative. Lorsque la tension du réseau appliquée à l'entrée d'alimentation 31 devient positive, elle commence à charger le condensateur de filtrage 43 de sorte que celui-ci alimente le circuit intégré 50 sur son entrée d'alimentation positive (P7) pour le rendre opérationnel. Ensuite, lorsque la tension en quadrature V33 appliquée à l'entrée inverseuse PI du comparateur 52 atteint la tension continue de référence, prélevée sur la sortie P2 et appliquée à son entrée non- inverseuse P8, la sortie du comparateur 52 fournira un niveau "bas" qui après complémentation autorise la transmission par la porte 54 d'une impulsion engendrée par le générateur 53. Cette impulsion polarise la base du transistor 55 de telle sorte qu'à l'instant t1, il fournisse sur son collecteur P6 relié à la sortie de commande 35 du circuit de commande 30, une première impulsion de tension V35 représentée sur la figure 3E. La sortie de commande 35 est reliée au moyen d'une résistance de gâchette 29 permettant de limiter le courant, à la gâchette 23 du triac 20 de telle sorte que cette impulsion à l'instant t1 le rende conducteur de manière sensiblement synchrone avec un extrémum de la tension du réseau V1, quelle que soit sa polarité, grâce à la présence du montage déphaseur 27. Si l'instant to de fermeture se produit au cours d'une demi- période positive de la tension du réseau V1 de la figure 3A, et s'il est suffisamment éloigné du passage par zéro de la fin de celle-ci pour -charger le condensateur d'alimentation 43 à une tension d'alimen- tation adéquate, l'instant t1 de la première mise sous tension de l'enroulement primaire 10 par le déclenchement du triac 20 se produit sensiblement aux alentours de l'extrêmum de la demi- période négative suivante qui correspondra alors sensiblement au premier passage par zéro de la tension déphasée V33 en quadrature, consécutif à l'instant t0. Lorsque le triac 20 a été déclenché une première fois, il continue à conduire jusqu'à la fin de la demi-période de son courant de polarité déterminée. Pour qu'il conduise en sens inverse, il faut le redéclencher lors de chaque coupure. A cette fin, on a inséré entre sa première borne (anode) 21 (proche de la gâchette 23) et la seconde borne 2 du réseau (N), une résistance de mesure 24, aux bornes de laquelle se produit une chute de tension composée sensiblement de demi-sinusoides alternativement de polarité in- versée, illustrée sur la figure 3D. Sur la figure 3D, qui représente également le courant qui parcourt l'enroulement primaire 10, on peut observer un déphasage sensiblement en quadrature par rapport à la tension V18 aux bornes de celui-ci, qui est dû, notamment, à l'inductance de fuite élevée et à la présence du condensateur (4, figure 1) chargeant le circuit de l'enroulement secondaire (14, fi- gure 1). Pour permettre le redéclenchement du triac 20 à la fin de chaque demipériode de courant I20, la chute de tension qui apparaît à la jonction de la première borne 21 du triac 20 avec la résis- tance 24 est appliquée, par l'intermédiaire d'une autre résistance de synchronisation ou de redéclenchement 28, de valeur notablement inférieure à celle de l'impédance Z27 du circuit déphaseur RC 27, à l'entrée de sychronisation 34 du circuit de commande 30. Cette entrée 34 de synchronisation du redéclenchement est reliée à l'en- trée P3 du circuit intégré 50 de telle sorte que celui-ci fournit, sensiblement à chaque passage par zéro du courant du triac 20, une impulsion de redéclenchement à sa gâchette 23 par l'intermédiaire de la sortie de commande 35 et de la résistance de gâchette 29, afin que le triac 20 soit, après son premier déclenchement à l'instant tl, redéclenché à chaque demi-période, c'est-à-dire aux ins- tantst2 = tl + T t3 = tl + 2....tn = tl + (n-l) r, o n est un nombre entier positif, supérieur à 1, jusqu'à l'ouverture de l'inter- rupteur "marche-arrêt" 3. On remarquera ici que dès le premier déclenchement du triac 20, l'amplitude de la tension présente à la jonction de sa seconde borne (anode) 22 avec celle 19 de l'enroulement primaire 10 et, par conséquent, la tension V33 transmise de ce point par le montage déphaseur RC 27 à l'entrée 33, est notablement réduite, de telle sorte qu'elle n'atteigne pratiquement plus la tension de réfé- rence Vref fournie par la broche P2 et mette hors circuit le compa- rateur de tension 52 qui n'est utilisé ici que pour la première mise sous tension. On remarquera ici qu'il est également possible de réunir la borne 19 de l'enroulement 10, par l'intermédiaire du montage dépha- seur 27, à la même entrée de synchronisation 34 que la résistance de redéclenchement 29, en choisissant les valeurs respectives de l'im- pédance Z27 et de la résistance R28, de telle sorte qu'en présence d'un courant 120 dans le triac 20, l'amplitude du courant de sortie du montage déphaseur 27 soit négligeable par rapport à celle de la résistance 28. Le comparateur 52 qu'il soit utilisé ou non pour le premier déclenchement du triac 20 après un arrêt, peut être avanta- geusement utilisé pour le réglage de la puissance microonde fournie, par le rapport cyclique du fonctionnement du magnétron (M, fi- gure 1), à l'aide d'un signal rectangulaire recurrent de durée va- riable. Sur la figure 4, on a représenté schématiquement un dispositif de la figure 2 complété d'un tel circuit de réglage de puissance par le rapport cyclique d'un fonctionnement intermitrant. Le circuit de réglage du rapport cyclique 60 est composé en cascade d'un générateur de signaux de rampe 70 en forme de dents de scie récurrentes, illustrés sur la figure 5A, dont la période de récurrence est de 20 secondes (1000 périodes du secteur) environ, et d'un comparateur de tensions analogiques à seuil de comparaison réglable 80. Le générateur de dents de scie 70 et le comparateur 80 comportent respectivement des entrées d'alimentation posi- tives 71 et 81 et négatives 72 et 82 qui sont respectivement reliées 255736'0 aux sorties d'alimentation positive 45 et négative 46 du montage redresseur-abaisseur 40 alimentant également le circuit intégré 50 de déclenchement aux passages par zéro, représenté ici par un bloc. Le générateur de dents de scie 70 est composé d'un compa- rateur de tension (ou amplificateur opérationnel à gain élevé) 74 connecté au moyen de résistances, d'un condensateur et d'une diode, pour former un circuit auto-oscillant engendrant des formes d'onde en dents de scie récurrentes, à période de répétition constante, de manière connue. La sortie 73 reliée à l'entrée inverseuse du compa- rateur 74, au condensateur d'intégration 75, à la résistance 76 et à la diode 77 de contre-réaction, fournit une tension linéairement croissante (ou décroissante suivant la polarité de la diode 77), avec, grâce à la diode 77, un retour brusque à une tension nulle, après que la tension aux bornes du condensateur 75 ait atteint celle appliquée à l'entrée non-inverseuse du comparateur 70. Cette tension en dents de scie V73 qui est illustrée sur la figure 5A, est appliquée à l'entrée inverseuse d'un autre compa- rateur de tensions analogiques 85 dont l'entrée non-inverseuse reçoit une tension de comparaison variable VCOMp à l'aide d'un pote tiomètre 86, qui permet de faire varier le niveau de tension auquel commute le comparateur 80. Lorsque la tension V73 de rampe est. inférieure à la tension de seuil de comparaison VCOMP, la sortie 84 du comparateur 80 fournit un état "haut" représenté par une tension positive, et lorsqu'elle atteint ou dépasse cette valeur, la sortie 84 fournit une tension nulle, jusqu'à la fin de la dent de scie, o il rebascule vers l'état "haut". On obtient ainsi un signal rectangulaire à deux niveaux V84, illustré par la figure 5B, dont la durée de l'état haut TH est une fonction linéaire de la tension VCOMP fournie par le curseur du potentiomètre 86 de réglage de la puissance moyenne PM et elle peut varier entre 0 et TR (c'est-à-dire TH = TR pour VCOMP supé- rieure à V83 MAX). La durée de l'état bas TB varie donc en sens inverse, puisque TR = TH + TB. Lorsque le signal rectangulaire récurrent V84 est appliqué à travers une résistance 87 à l'entrée non-inverseuse P8 du compa- rateur (52, figure 2) incorporé au circuit intégré 50, I'état haut du signal V84 provoque la fourniture d'un état analogue à l'entrée complémentée de la porte d'inhibition (54, figure 4) de ce dernier de façon à bloquer la fourniture d'impulsions de déclenchement (d'amorçage au triac) à condition que l'amplitude de la tension V33 déphasée en quadrature et atténuée par le montage déphaseur RC 27 soit inférieure à celle correspondant à cet état haut. On obtient ainsi une inhibition de tout déclenchement du triac 20 au cours de la durée TH. Par contre, lorsque le comparateur 80 fournit un état bas, c'est-à-dire une tension nulle, l'entrée non-inverseuse P8 reçoit une faible tension de référence VREF qui sert de seuil pour détecter le premier passage par zéro du signal déphasé V33 consécutif au passage du signal rectangulaire V84 à l'état bas, afin de provoquer une première impulsion de déclenchement à la gâchette du triac 20. Pendant toute la durée TB de l'état bas, les impulsions de déclen- chement suivantes seront provoquées par les passages à zéro suc- cessifs du courant I20 du triac 20. Lorsque le signal V84 repasse à l'état haut, le triac 20 ne sera plus redéclenché et cessera de conduire à la fin de la demi-période du secteur qui suit sa dernière impulsion déclenchement précédant ce changement d'état. La puissance moyenne PM fournie sera alors égale au produit de la puissance maximale et du rapport cyclique de fonction- nement TB/TR. On notera ici que si le signal rectangulaire V84 est appliqué à l'entrée inverseuse PI du comparateur (52, figure 2) in- corporé, c'est le passage à l'état haut de ce signal qui autorisera la fourniture des impulsions de déclenchement à la gâchette du triac 20 et l'inhibition sera commandée par son état bas. Le rapport cyclique est alors égal à TH/TR et peut être commandé par la variation de la position du curseur du potentiomètre 86 four- nissant VCOMP. Pour la réalisation du circuit de commande du rapport cyclique on peut utiliser un double comparateur intégré, par exemple, du type 1 A 711 de FAIRCHILD SEMICONDUCTOR, LM 711 ou LM 358 de NATIONAL SEMICONDUCTOR ou TDB 0119 de la DIVISION SESCOSEM de THOMSON-CSF, qui peut, par exemple, également être connecté selon la publication FR - A - 2 448 833, o l'on utilise un signal triangulaire à la place de la dent de scie. Si le circuit intégré 50 destiné au déclenchement du triac 20 lors des passages par zéro ne comporte pas de porte d'inhibition incorporée, il est possible d'utiliser un circuit de porte analogique inséré, par exemple, entre la sortie du déphaseur en quadrature 27 et celle des entrées du circuit intégré 50 qui permet d'assurer l'élaboration de la première impulsion de déclenchement du triac 20. REVENDICATIONS 1. Procédé de mise sous tension contrôlée d'un circuit d'ali- mentation pour magnétron (M) à l'aide d'un transformateur (11) élévateur de tension à inductances de fuite élevées, dont l'enrou- lement secondaire (14) de très haute tension alimente un magné- tron (M) et une diode (5) ou un autre magnétron respectivement connectés pour conduire dans des sens opposés, à travers un conden- sateur (4), l'enroulement primaire (10) du transformateur (11) étant relié en série avec un interrupteur statique à semi-conducteur, à conduction bidirectionnelle, tel qu'un triac (20), caractérisé en ce que la première mise sous tension de l'enroulement primaire (10) est synchronisée au moins approximativement avec le premier passage par une valeur crête de la tension alternative d'alimentation, consécutif à la connexion du montage série de cet enroulement primaire (10) et du triac (20) au réseau. 2. Procédé suivant la revendication 1, caractérisé en ce que, le triac (20) étant commandé à l'aide d'un circuit de déclen- chement (30) synchrone avec des passages à zéro, une entrée de synchronisation (33) de ce circuit (30) reçoit, avant le premier déclenchement du triac (20), la tension du réseau déphasée sensi-. blement en quadrature, de sorte qu'une valeur crête de la tension du réseau corresponde à un passage à zéro de la tension déphasée (V33). 3. Procédé suivant l'une quelconque des revendications précé- dentes, caractérisé en ce que les déclenchements ultérieurs suc- cesifs du triac (20) sont synchronisés avec les passages par zéro du courant de celui-ci. 4. Procédé suivant l'une quelconque des revendications pré- cédentes, caractérisé en ce que, le réglage de la puissance moyenne fournie par le ou les magnétrons (M) à une enceinte à microondes étant assurée à l'aide d'un signal rectangulaire périodique, à fré- quence de récurrence constante et à durée variable, de façon à commander le rapport cyclique de l'alimentation du ou des magné- trons, ce signal rectangulaire est appliqué à l'une des entrées (PS) du circuit déclenchement (50) de manière à inhiber la fourniture des impulsions à la gâchette du triac (20), lorsqu'il correspond à un état logique prédéterminé, et à autoriser un premier déclenchement du triac (20) synchrone avec une valeur crête de la tenion du réseau, consécutivement au passage du signal rectangulaire dans un état logique complémentaire, ainsi que les redéclenchements successifs lors des passages par zéro de son courant, pendant la durée de cet état complémentaire. 5. Dispositif de mise sous tension contr8ôlée d'un circuit d'alimentation pour magnétron (M) comportant un transformateur d'alimentation (11) à inductances de fuite élevées, dont l'enrou- lement primaire (10) est réuni à l'une des bornes (1) du réseau alternatif au moyen d'un interrupteur à contact mécanique ou contacteur (3) et à l'autre borne (2) de celui-ci, par l'intermédiaire d'un triac (20) et d'une résistance de mesure du courant (24) de ce dernier, la gâchette (23) du triac (20) étant couplée à une sortie (35) d'un circuit de déclenchement (30) fournissant des impulsions de déclenchement en synchronisme avec des passages par zéro d'un courant ou d'une tension appliqués à l'une ou à l'autre de ses entrées de synchronisation (33, 34), caractérisé en ce que l'une (33) de ces entrées de synchronisation (33, 34) est réunie par l'intermédiaire d'un circuit déphaseur en quadrature (27) à la jonction (19, 22) de l'enroulement primaire (10) avec le triac (20), fournissant durant l'état bloqué de celui-ci une tension ou un courant déphasé sensi- blement en quadrature par rapport à la tension du réseau, afin d'engendrer une première impulsion de déclenchement pendant cet état bloqué, qui est sensiblement synchrone avec une valeur crête de la tension du réseau. 6. Dispositif suivant la revendication 5, caractérisé en ce que la jonction (21) du triac (20) avec la résistance de mesure (24) est réunie au moyen d'une résistance (28) de connexion à l'autre entrée de synchronisation (34) du circuit de déclenchement (30), afin d'en- gendrer des impulsions de déclenchement postérieurement à la première, en synchronisme avec les passages par zéro du cou- rant (120) du triac (20). 7. Dispositif suivant les revendications 5 et 6, caractérisé en ce que l'impédance du circuit déphaseur (27) est notablement supé- rieure à la valeur de la résistance (28) de connexion. 8. Dispositif suivant la revendication 7, caractérisé en ce que le circuit déphaseur (27) et la résistance de connexion (28) sont reliées à une même entrée de synchronisation (33 ou 34). 9. Dispositif suivant l'une des revendications 6 à 8, caractérisé en ce que le circuit de déclenchement (30) comporte une porte d'inhibition logique ou analogique commandée à l'aide d'un signal rectangulaire récurrent de durée variable, destiné à commander le rapport cyclique d'alimentation du magnétron, cette porte étant agencée de façon à bloquer le passage des signaux appliqués aux entrées de synchronisation (33 ou 34) ou des impulsions engendrées en réponse à ceux-ci, lorsque le signal rectangulaire correspond à un état logique déterminé, et à autoriser ce passage, lorsqu'il cor- respond à un état logique complémentaire.