FR 2552905 A1 19850405 FR 8414868 A 19840927 La présente invention concerne de façon générale les radars fonctionnanten ondes entretenues, et elle porte plus particulièrement sur une technique de traitement de signal perfectionnée pour traiter un signal en ondes en5 tretenues modulé en fréquence afin d'obtenir la distance et la vitesse de variation de la distance (effet Doppler) de façon non ambiguë, en un seul passage du radar. On sait qu'on peut modifier un radar fonctionnant en ondes entretenues de façon à pouvoir mesurer la dis10 tance d'une cible sélectionnée Ainsi, si on module périodiquement en fréquence le signal émis (par un signal modulant triangulaire, sinusoidal ou en dents de scie linéaires), d'une manière appropriée, on peut déterminer la distance de n'importe quelle cible en corrélant tous les si15 gnaux d'écho avec des versions reproduites retardées différemment des signaux émis, afin de trouver le retard de propagation des signaux d'écho provenant de chaque cible. On détermine alors la distance en correspondance avec le point auquel le processus de corrélation indique la meil20 leure coïncidence entre un signal reproduit retardé particulier et le signal reçu Le brevet des E U A n 4 176 351 montre et décrit un exemple d'un radar connu fonctionnant en ondes entretenues et adapté à la mesure de distance. Dans le brevet précité, le signal modulant est 25 sinusoïdal ( 262 Hz avec une excursion de crête de la porteuse de 3 k Hz), et on utilise huit lignes à retard à quartz équipées de prises et un nombre correspondant de mélangeurs de corrélation pour effectuer le processus de corrélation exigé On détermine ensuite la vitesse de varia30 tion de la distance de chaque cible, indiquée par la fréquence de décalage Doppler des signaux d'écho provenant de chaque cible, en procédant d'une manière classique, à partir de signaux reçus pendant des périodes au cours desquelles le signal émis est un signal en ondes entretenues non mo35 dulé Bien que le radar fonctionnant en ondes entretenues du brevet des E U A n 4 176 351 fonctionne efficacement dans de nombreuses applications, les lignes à retard à quartz limitent le nombre d'applications A titre d'exemple, il est difficile, ou même irréalisable en pratique, d'utili5 ser dans des missiles guidés un radar à ondes entretenues tel que celui qui est décrit dans le brevet précité La taille, le poids et la sensibilité des lignes à retard à quartz à des détériorations résultant de chocs, de vibrations et de températures extremes, sont les causes de dif10 ficultésdans de telles applications En outre, pour rejeter des signaux provenant du fouillis fixe, le radar à ondes entretenues qui est envisagé dans le brevet précité est conçu de façon à transposer vers le bas la fréquence des signaux reçus, jusqu'à une première fréquence intermédiaire, 15 puis à éliminer par filtrage les retours provenant du fouillis fixe, puis ensuite à transposer vers le haut les signaux restants, jusqu'à une seconde fréquence intermédiaire, en mélangeant ces signaux restants éventuels avec un signal d'oscillateur local ayant la même excursion de fréquence que le signal émis Il est cependant difficile d'effectuer la transposition vers le bas et la transposition vers le haut (en obtenant à nouveau une excursion désirée pour les signaux finals), sans introduire d'effets d'intermodulation parasites En outre, du fait qu'un signal modulé en fréquence de façon sinusoïdale produit un nombre excessivement grand de lobes latéraux de distance/Doppler, il est difficile de détecter des cibles ayant la même fréquence de décalage Doppler à des distances différentes, ainsi que des cibles ayant de faibles sections équivalentes en présence de 30 cibles ayant des sections équivalentes élevées. En ayant à l'esprit le contexte de l'invention exposé ci-dessus, on note qu'un but essentiel de l'invention est de procurer un procédé de modulation d'un signal en ondes entretenues pour mesurer la distance et le décalage Doppler de cibles pendant un seul passage sur la cible,-en faisant en 255 Z 905 sorte que l'importance du matériel de traitement de signal qui est nécessaire pour mettre en oeuvre le procédé soit considérablement réduite par rapport à l'importance du matériel qui était nécessaire jusqu'à présent. Un autre but de l'invention est de procurer un procédé pour coder un signal en ondes entretenues afin de mesurer la distance et le décalage Doppler de cibles pendant un seul passage sur la cible, et de procurer de meilleures possibilités de détection vis-à-vis de cibles ayant 10 le même décalage Doppler mais situées à des distances différentes. On parvient de façon-générale à ces buts de l'invention, ainsi qu'à d'autres, en utilisant de façon répétitive un signal de modulation de fréquence linéaire pour co15 der un signal émis On génère le signal modulant en enregistrant dans une mémoire morte des signaux numériques représentatifs de la modulation désirée, puis en effectuant une conversion numérique-analogique du signal enregistré pour moduler le signal émis Apres filtrage pour éliminer 20 les signaux de fouillis, on convertit les signaux d'écho en signaux numériques correspondants et on les corrèle avec les conjugués complexes de signaux qui seraient reçus à partir de cibles uniformément espacées en distance de part et d'autre d'un certain nombre de distances prédéter25 minées On fait ensuite passer chacun des signaux ainsi corrélés dans un dispositif de traitement effectuant la transformation de Fourier rapide, pour déterminer le spectre de fréquence de chaque signal ainsi corrélé On traite ensuite les spectres de fréquence déterminés pour obtenir les valeurs 30 désirées de distance et de vitesse de variation de la distance. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre d'un mode de réalisation et en se référant aux des35 sins annexés sur lesquels: 2552905. La figure 1 est un schéma synoptique simplifié d'un radar à ondes entretenues utilisant une modulation de fréquence conformément à l'invention; et La figure 2 est un schéma synoptique d'un corréla5 teur du type envisagé ici. Avant de considérer les figures en détail, il faut noter qu'on a effectué des simplifications dans un but de clarté On verra par exemple qu'on n'a représenté aucune des sources bien connues pour les signaux de synchronisa10 tion et de commande qui sont appliqués aux divers éléments, du fait que la représentation d'une telle source n'est pas nécessaire à la compréhension du principe de l'invention. En considérant maintenant la figure 1, on voit un radar 10, fonctionnant en ondes entretenues, destiné à met15 tre en oeuvre le principe envisagé, qui comprend une antenne d'émission 11 et une antenne de réception 13 L'antenne d'émission 11 est connectée, par l'intermédiaire d'un circulateur 15, à un émetteur 17 qui comprend un amplificateur de puissance 19, un amplificateur d'attaque 21, un filtre 23, un mélangeur 25, un atténuateur 27, un maitreoscillateur 29, un oscillateur commandé par tension 31, un amplificateur 33, un convertisseur numériqueanalogique (N/A) 35 et une mémoire morte 37, tous ces éléments étant conçus ici de façon à 1 lproduire un signal en ondes entrete25 nues modulé en fréquence qui doit être émis par l'antenne d'émission 11 Ainsi, le maître-oscillateur 29, qui est de conception classique et peut comprendre par exemple une chaîne de-multiplicateurs pilotée par quartz, est conçu ici de façon à produire un signal de sortie en ondes entrete30 nues non modulé, en bande X, qui est transmis par l'atténuateur 27 au mélangeur 25 Le second signal d'entrée du mélangeur 25 provient de la sortie de l'oscillateur commandé par tension 31 L'oscillateur commandé par tension précité est lui-même commandé soit par un signal provenant de l'amplifi35 cateur 33 (qui est ici un signal triangulaire ayant une fréquence de 150 Hz et une amplitude de crête qui produit une excursion de 7,5 k Hz de la fréquence de l'oscillateur commandé par tension), soit par une sinusoïde ayant une fréquence de 150 Hz, provenant d'un oscillateur sinusoïdal 34. Comme il est connu dans la technique, le signal modulant particulier qu'on choisit dans une situation donnée dépend du niveau de fouillis Il en résulte que le signal de sortie du mélangeur 25 est modulé en fréquence de façon similaire La fréquence de 150 Hz choisie ici permet d'effectuer une mesure de distance sans ambiguité Des versions 10 numérisées de plusieurs signaux sont enregistrées dans la mémoire morte 37 Le signal de mesure de distance particulier qui est choisi est sélectionné au moyen d'un signal de commande qu'un ordinateur 41 applique à la mémoire 37, et le convertisseur N/A 35 convertit ce signal de mesure de 15 distance en un signal analogique, pour permettre de changer l'excursion de l'oscillateur commandé par tension 31. Le signal de sortie résultant du mélangeur 25, qui est un signal en ondes entretenues modulé en fréquence, est filtré dans le filtre 23 pour rejeter les bandes latérales non 20 désirées, puis il est transmis à l'amplificateur de puissance 19 par l'intermédiaire de l'amplificateur d'attaque 21. Une fraction du signal de sortie de l'émetteur 17 est couplée vers le récepteur (ne portant pas de référence 25 numérique) par l'intermédiaire d'un coupleur directionnel 43, pour produire un signal d'oscillateur local qui est une version reproduite non retardée du signal émis. Les signaux que reçoit l'antenne de réception 13 sont séparés et appliqués à une paire de mélangeurs 47 I, 47 Q, 30 dans lesquels ces signaux sont soumis à une transposition de fréquence descendante pour donner des signaux en phase (I) et en quadrature (Q), par mélange avec la version reproduite non retardée du signal émis, provenant du coupleur directionnel 43 Le signal de sortie de ce coupleur est séparé en deux, 35 et une première fraction est appliquée directement au mélan- geur 47 I, tandis qu'une seconde fraction est appliquée au mélangeur 47 Q par l'intermédiaire d'un déphaseur de 90 , 49, de façon à produire des signaux "en phase" (I) et"'en quadrature" (Q). On notera maintenant que, sous l'effet du mélange dans les mélangeurs 47 I, 47 Q: (a) le retard de propagation subi par un signal de retour quelconque, c'est-àdire la distance d'une cible quelconque, change le degré de corrélation entre un tel signal et le signal de l'os10 cillateur local; et (b) le décalage Doppler subi par un signal de retour quelconque à un effet constant sur le degré de corrélation entre un tel signal et le signal de l'oscillateur local Il en résulte ainsi que le spectre de signaux de retour de sol (signaux provenant d'une distance 15 relativement courte, avec des décalages Doppler relativement faibles) est relativement étroit et centré sur une fréquence relativement basse Au contraire, le-spectre de signaux de retour de cibles (signaux provenant d'une distance relativement grande avec un décalage Doppler relative20 ment élevé) est relativement large et centré sur la fréquence Doppler. A la lumière de ce qui précède, on fait passer les signaux de sortie des mélangeurs 471, 47 Q, par l'intermédiaire d'amplificateurs 51 I, 51 Q, vers un filtre à crevas25 se 53 ayant une caractéristique passe-haut Un tel filtre a alors pour effet d'atténuer les signaux de retour de sol'et de laisser passer tous les signaux de retour de cible centrés sur une fréquence de décalage Doppler qui diffère notablement de la fréquence zéro L'homme de l'art appréciera 30 maintenant que tout signal filtré contiendra une faible excursion résiduelle de modulation de fréquence ayant une valeur de crête qui dépend de la distance de la source de ce signal On notera ici au passage que: (a) si les signaux de retour proviennent d'un objet fixe, le signal de sortie des 35 mélangeurs 47 I, 47 Q sera à une fréquence de battement de va- 255 Z 905 leur constante (sauf dans les régions de transition du signal modulant) qui est proportionnelle à la distance; et (b) si le signal de retour provient d'un objet mobile, le décalage Doppler sera superposé à la fréquence de battement. 5 Cependant, dans un cas comme dans l'autre, on peut considérer que les signaux de sortie des mélangeurs 47 I, 47 Q ont une fréquence constante, lorsqu'on utilise une modulation de fréquence par un signal triangulaire linéaire Si au contraire on utilisait une modulation de fréquence sinu10 sodale, le signal de sortie des mélangeurs 47 I, 47 Q couvrirait un spectre de fréquences La composition des signaux de sortie des mélangeurs 47 I, 47 Q est importante, à cause des erreurs de mesure de distance qui peuvent résulter des caractéristiques de retard de groupe du filtre à 15 crevasse 53 Lorsqu'on considère que le signal de sortie des mélangeurs 47 I, 47 Q est à une fréquence constante, les caractéristiques de retard de groupe du filtre à crevasse 53 n'ont que peu ou pas d'importance Au contraire, lorsque le signal de sortie des mélangeurs 47 I, 47 Q couvre un spec20 tre, les caractéristiques de retard de groupe du filtre à crevasse 53 introduisent des erreurs de mesure de distance. Les signaux de sortie I et Q du filtre à crevasse 53 sont numérisés dans un convertisseur analogique-numérique (A/N) 55 à une cadence qu'on désigne ici par fs Les si25 gnaux de sortie I et Q numérisés provenant du convertisseur A/N 55 sont transmis à un dispositif de traitement de signal numérique 61. Le dispositif de traitement de signal numérique 61 est représenté sous une forme comprenant un corrélateur numé30 rique 63, un dispositif de traitement de signal de transformation de Fourier rapide, 65, un dispositif de traitement de module 67, une mémoire 69, et un dispositif de traitement de taux de fausse alarme constant (TFAC), 71 Le dispositif de traitement de signal numérique 61 convertit des données nu35 mérisées du domaine des temps en un format cartographique distance/décalage Doppler, et il signale à l'ordinateur 79 les franchissements du seuil de TFAC dans la représentation cartographique. On fera ici une brève digression pour noter que 5 la modulation de fréquence linéaire par une onde triangulaire qui est appliquée au porteur émis peut s'exprimer sous la forme: s(t) ej( 24 F Wm t 2) dans laquelle " AF" est l'excursion de crête du signal émis et "e m" est égal à 2 rfm, en désignant par fm la fréquence de modulation L'exposant positif représente la rampe montante du signal modulant ayant la forme d'une onde triangulaire, tandis que l'exposant négatif représente la pente descendante Le signal de réception à la sortie des 15 mélangeurs 47 I, 47 Q est sr (t) donné par l'expression: r sr(t) = e 2 j( 4 a F Jm 2 t dt) ( 2) dans laquelle 'd est la fréquence de décalage Doppler, en radians, et Z est le retard correspondant à la distance, en secondes Les signaux de référence enregistrés dans la 20 mémoire morte programmable qui correspondent au conjugué complexe des signaux de retour aux distances considérées, échantillonnés et soumis à une conversion A/N, peuvent s'exprimer sous la forme suivante: * +j( 4 AF u m k n) s (n,k) = W(n)e 2 ( 3) f s dans laquelle "W(n)" sont des coefficients de pondération qui sont appliqués pour réduire les lobes latéraux Doppler associés au signal modulant, et dans laquelle on a effectué les substitutions suivantes: t = nk ( 4) f f s s en désignant par "k" un indice de retard qui est un multiple de la période d'échantillonnage. On notera ici en passant que les coefficients de pondération W(n) sont employés pour éliminer la période inactive correspondant aux transitoires de commutation au moment de la transition entre les deux parties du signal modulant, et pour effectuer une pondération temporelle avec deux fenêtres De cette manière, on intègre de façon cohérente les deux parties du signal modulant. Le processus de multiplication qui est accompli dans le corrélateur numérique 63 supprime simplement la modulation de fréquence qui est appliquée aux signaux de retour en fonction du retard correspondant à la distance Le traitement par un filtre adapté pour les distances consi15 dérées a lieu dans le dispositif de traitement de transformation de Fourier rapide 65 Comme on le notera, le dispositif de traitement de transformation de Fourier rapide 65 a pour fonction de convertir des données dans _le domaine des temps en données dans le domaine des fréquences. Le signal de sortie du dispositif de traitement de transformation de Fourier rapide 65 consiste alors en un train de mots de 12 bits qui correspondent aux composantes I et Q de données du domaine des fréquences. Le signal de sortie du dispositif de traitement de transformation de Fourier rapide 65 est transmis au dispositif de traitement de module 67, qui est ici de conception classique, qui calcule le module (ô (I)2 + (Q)2) de chaque point des données du domaine des fréquences Chaque point, exprimé par un nombre à 12 bits, provenant du dispo30 sitif de traitement de module 67 est transmis à la mémoire 69. La mémoire 69 accepte des données du domaine des fréquences à une cadence de 3 M Hz, elle n'enregistre que la partie de ces données qui correspond à des cibles et elle 35 transmet ensuite les données enregistrées au dispositif de traitement de TFAC 71, à une cadence de données de 6 M Hz. Le dispositif de traitement de TFAC 71 effectue une détection à taux de fausse alarme constant, d'une manière connue, sur les données de distance/Doppler qui pro5 viennent de la mémoire 69 Pour chaque détection d'une cible dans le dispositif de traitement de TFAC 71, le numéro du filtre Doppler associé à la détection et le module du signal contenu dans ce filtre sont transmis à l'ordinateur 79. L'ordinateur 79, qui peut par exemple être similaire à celui représenté dans le brevet des E U A no 4 037 202, remplit des fonctions d'interpolation pour la distance de la cible et pour l'information Doppler Les emplacements de cibles qui sont déterminés dans l'ordina15 teur 79 sont transmis à un dispositif d'utilisation 103, qui peut par exemple être un tube cathodique de présentation. On notera maintenant que, sauf lorsque le retard de propagation de signaux reçus provenant d'une cible est 20 égal au retard (par rapport à un signal émis en ondes entretenues modulé) de l'un des coefficients à 12 bits issus de la mémoire morte programmable 87 (figure 2), le signal de sortie du dispositif de traitement de transformation de Fourier rapide 65 se trouvera dans deux "cellules de fré25 quence" différentes Autrement dit, une perte de traitement se produira, sauf pour des signaux provenant de cibles ayant un retard de propagation égal à l'un des dix retards qui sont mis en oeuvre ici. Les signaux de modulation en fréquence linéaire offrent un avantage de souplesse dans la mesure o, dans un environnement dans lequel le fouillis est faible, on peut aisément réaliser une modulation de fréquence avec une plus grande excursion, dans le but d'améliorer la résolution de distance, tandis que dans un environnement dans lequel le fouillis est élevé, on peut de façon similaire utiliser une excursion plus faible dans le but de réduire l'étalement du fouillis On notera qu'un changement du signal de modulation qui est lu dans la mémoire morte 37 (figure 1) exigera un changement correspondant du signal issu de la mé5 moire morte programmable 87 (figure 2). Il faut enfin noter que pour une quantité donnée de ressources en matériel, un signal de modulation de fréquence linéaire procure une dynamique plus étendue qu'un signal de modulation de fréquence sinusoidal En effet, l'interpolation de distance avec le signal de modulation de fréquence sinusoïdal exige un dispositif de traitement de transformation de Fourier rapide pour chaque distance considérée On peut obtenir une information de distance et une information Doppler appropriées à partir d'un signal de mo15 dulation de fréquence linéaire en utilisant un filtrage adapté à deux distances seulement, situées de part et d'autre d'une distance de détection désirée. En considérant maintenant la figure 2, on voit que le corrélateur numérique 63 qui se trouve entre le con20 vertisseur A/N 55 et le dispositif de traitement de transformation de Fourier rapide 65 (figure 1) reçoit les signaux I et Q provenant du convertisseur A/N 55 dans une mémoire vive 81, de 2 K x 24 bits Ces nombres I et Q sont écrits dans la mémoire vive 81 à une cadence de données de 30 k Hz, avec les nombres I enregistrés dans la moitié gauche de la mémoire et les nombres Q enregistrés dans la moitié droite de la mémoire On utilise un compteur d'adresse d'écriture en mémoire 83 pour commander l'adressage d'écriture Le corrélateur 63 reçoit 1024 nombres complexes (I et Q), ayant 30 chacun 12 bits, pendant chaque période d'entrée de données. Un total de 2048 nombres complexes fournis pendant deux périodes d'entrée de données successives sont traités sous la forme d'un bloc de données On peut écrire deux blocs de données dans la mémoire vive 81 avant de commencer à recouvrir des données anciennes La lecture de blocs de données dans la mémoire vive 81 s'effectue sous la commande d'un compteur d'adresse d'écriture 85 Pour faire en sorte que, pendant le cycle de lecture, 2048 nombres complexes soient disponibles dans la mémoire vive 81, il y a un décalage de blocs permanent entre le compteur d'adresse de lecture 85 et le compteur d'adresse d'écriture 83. Les nombres complexes qui sont lus dans la mémoire vive 81 sont multipliés, d'une manière qu'on décrira, par des coefficients individuels d'un ensemble de coeffi10 cients à 12 bits qui sont enregistrés dans une mémoire morte programmable 87 La multiplication a pour effet de réaliser une fonction de pondération temporelle pour réduire les niveaux des lobes latéraux de la transformation de Fourier rapide, et de multiplier les nombres par les con15 jugués complexes de dix versions reproduites retardées différemment du signal émis On répète dix fois le processus de multiplication sur chaque bloc sortant de la mémoire vive 81, ce qui produit un nombre correspondant de blocs de données ajustés et soumis à une pondération temporelle, pour 20 dix distances différentes. On fera maintenant une brève digression en retournant à la figure 1, pour noter que si le signal émis par l'antenne d'émission 11 est de la forme: j( Fsincom t + 2 Trf t) fm s(t)=e ( 5) dans laquelle " AF" est l'excursion de crête de l'onde sinusoldale émise modulée en fréquence, "f " est la fréquence m de modulation, et "ft" est la fréquence émise, on peut représenter les signaux à la sortie des mélangeurs 471, 47 Q par l'expression: 2 &F C Um r Wm) (tje Jfm sin cos (wmt p-) + 2-,Tfd t) ( 6) dans laquelle "t" est le retard correspondant à la distance et "fd" est la fréquence Doppler de la cible Les signaux de sortie vidéo des mélangeurs 47 I, 47 Q sont numérisés dans le convertisseur A/N 55 à une cadence f S Le signal analogique est converti sous forme numérique en remplaçant le temps, t, par n/fs, avec n=O, 1, 2,N-1 On désigne ici par N le nombre total d'échantillons nécessaires pour enregistrer trente-quatre millisecondes (ms) de données. De façon similaire, on remplace le retard analogique, t, par k/fs, en désignant par k un indice d'échantillon cor10 respondant au retard (k=O, 1, 2, KI-l) Le conjugué complexe du signal échantillonné et soumis à une conversion A/N qui est enregistré dans la mémoire morte programmable 87 (figure 2) peut ainsi s'exprimer sous la forme: 24 F Lmk N O -j( k Hz pour trente-quatre millisecondes, la valeur de N est fixée à 1024 Autrement dit, pour chaque corrélation de distance, 1024 multiplications sont effectuées toutes les trente-quatre millisecondes. En retournant maintenant à la figure 2, on rappelle que les signaux de référence de distance (c'est-à-dire les conjugués complexes de signaux émis retardés différemment) sont enregistrés dans la mémoire morte programmable 87, qui a une capacité de 10240 nombres complexes, ayant chacun vingt-quatre bits Les douze premier bits de chaque nombre complexe constituent la partie réelle du nombre de référence, r, et les douze bits suivants constituent la partie imaginaire du nombre de référence, i. Chaque nombre dans des blocs successifs issus de la mémoire vive 81 est multiplié par chacun des dix groupes de 1024 nombres de référence de distance, pendant chaque cycle complet du compteur d'adresse de lecture 85 Les termes de données de sortie provenant du corrélateur numéri5 que 69 sont alors de la forme (Ir-Qi) et (Ii+Qr) La séquence d'événements est la suivante: (a) chaque nombre adressé est transmis de la mémoire vive 81 vers un registre 89 à une cadence de 3 M Hz, sous l'effet d'un signal d'horloge à 3 M Hz (CLK A) qui est appliqué au compteur 10 d'adresse de lecture 85; (b) chaque nombre adressé est transmis de la mémoire morte programmable 87 à un registre inverseur 91, à une cadence de 3 M Hz, sous l'effet du signal CLK A qui est appliqué à un compteur d'adresse de lecture en mémoire 93; (c) les parties réelles et imaginaires 15 des nombres présents dans les registres 89, 91 sont transmises à une cadence de 6 M Hz (par le signal CLK B) aux multiplicateurs 95, 97, comme il est représenté; (d) les produits Ir et Qi sont formés dans les multiplicateurs 95, 97; et (e) les produits Ir, Qi (après inversion du produit Qi) 20 sont appliqués à l'additionneur 99 pour produire finalement (Ir-Qi). Les données I et Q sont extraites de la mémoire vive 81 et introduites dans le registre 89 sous l'effet d'un signal d'horloge à une cadence de 3 M Hz, et les données pro25 venant de la mémoire morte programmable 87 sont introduites dans le registre inverseur à la même cadence Le registre de maintien 89 et le registre inverseur 91 reçoivent tous deux un signal d'horloge à une cadence de 6 M Hz (CLK B) Le registre inverseur 91 transmet respectivement aux multiplica30 teurs 95, 97 les données réelles (r) et imaginaires (i) qui proviennent de la mémoire morte programmable 87, au moment de la première impulsion d'horloge pendant chaque période de l'horloge CLK A Ces multiplicateurs, qui reçoivent également un signal d'horloge à la cadence de 6 M Hz (CLK B),for35 ment les produits respectifs Ir et Qi, au moment de la pre- mière impulsion d'horloge Le signal de sortie du multiplicateur 95 est transmis directement à un additionneur 99, tandis que le signal de sortie du multiplicateur 97 est transmis à l'additionneur 99 par l'intermédiaire d'un in5 verseur 101 L'additionneur 99 forme alors le signal de sortie (Ir-Qi) pendant la première période du signal CLK B. Lorsque le registre inverseur 91 reçoit le second signal d'horloge, il transmet les données (r) et (i) aux multiplicateurs respectifs 97, 95 Les multiplicateurs forment 10 alors respectivement les produits Ii et Qr au moment de la seconde impulsion d'horloge L'inverseur 101 est invalidé une impulsion d'horloge sur deux et, par conséquent, l'additionneur 99 forme le signal de sortie (Ii + Qr) pendant la seconde période d'horloge Les compteurs d'adresse 15 de lecture 85, 93 sont alors incrémentés et un nouveau mot de données est prêt à être traité comme ci-dessus. Comme mentionné ci-dessus, les 1024 mots de données provenant de la mémoire vive 81 font l'objet d'une multiplication complexe par chacun des dix groupes de 1024 mots de référence de distance pendant chaque cycle de lecture du corrélateur 69 Dans ce but, la longueur du compteur d'adresse de lecture en mémoire, 93, est de quinze bits (le bit de faible poids n'étant pas utilisé), pour assurer l'adressage de la totalité de la mémoire morte pro25 grammable 87, de 10 K L'homme de l'art notera maintenant que le compteur d'adresse de lecture 85 doit accomplir dix cycles de comptage pendant chaque cycle de lecture En outre, du fait que le signal de sortie du corrélateur 63 est transmis directement au dispositif de traitement de transformation 30 de Fourier rapide 65, l'adressage par le compteur d'adresse de lecture 85 est destiné à faire en sorte que les données traitées par transformation de Fourier rapide arrivent selon une séquence correspondant à l'ordre naturel On effectue l'inversion de l'ordre des bits en connectant le bit de fai35 ble poids du compteur d'adresse de lecture 85 au bit de fort poids de la mémoire vive 81, et le bit de fort poids du compteur 85 au bit de faible poids de la mémoire vive 81. Le corrélateur 69 applique le signal d'entrée (avec l'ordre des bits inversé et à une cadence de 6,0 M Hz) au dis5 positif de traitement de signal de transformation de Fourier rapide 65 (figure 1). En retournant maintenant à la figure 1, on note que le dispositif de traitement de transformation de Fourier rapide 65 prélève chaque bloc de données complexes à 1024 10 points provenant du corrélateur 69 et accomplit une transformation de Fourier rapide sur ce bloc, en utilisant l'arithmétique à 12 bits, à une cadence de 6 M Hz Le dispositif de traitement de transformation de Fourier rapide 65 peut par exemple être similaire à celui qui est décrit dans 15 le brevet des E U A n O 3 875 391 On notera que la fonction du dispositif de traitement de transformation de Fourier rapide 65 consiste à convertir les 1024 points de données du domaine des temps en 1024 points de données du domaine des fréquences Les données de sortie du dispositif 20 de traitement de transformation de Fourier rapide 65 sont transmises à un dispositif de traitement de module 67, qui est ici de conception classique, dans lequel est calculé le module ( V (I)2 + (Q)2) de chaque point des données I et Q du domaine des fréquences La cadence de données de 25 sortie du dispositif de traitement de module 67 est de 3 M Hz, soit la moitié de la cadence de données d'entrée Les données du domaine des fréquences à 12 bits qui sont issues du dispositif de traitement de module 67 sont transmises à une mémoire 69. La mémoire 69 accepte des données d'entrée provenant du dispositif de traitement de module 67 à une cadence de 3 M Hz et elle applique des données de sortie au dispositif de traitement de TFAC 71 à une cadence de 6 M Hz Il faut noter ici que l'enregistrement de dix ensembles complets de don35 nées de transformation de Fourier rapide en format correspon- dant au module, qui correspondent à un bloc d'origine de 1024 échantillons du domaine de-s temps multiplié par dix ensembles différents de coefficients de modulation référencés à la distance, n'est pas exigé par la nature de la 5 fonction de post-traitement On enregistre le cont nu des filtres O à 511 du fait qu'il correspond au spectre Doppler associé à des cibles qui s'approchent, tandis qu' on enregistre le contenu des filtres 512 à 1023 du fait qu'il correspond au spectre Doppler associé à des cibles 10 qui s'éloignent. La mémoire 69 enregistre l'ensemble courant de 10240 mots de données à 12 bits (soit 1024 mots pour chacun des dix ensembles), tout en conservant toujours les 10240 mots de 12 bits enregistré précédemment, pour l'uti15 lisation par le dispositif de traitement de TFAC 71 Par conséquent, la capacité totale de la mémoire 69 est de 20480 mots de 12 bits Comme mentionné précédemment, les données sont écrites dans la mémoire 69 à une cadence de 3 M Hz et elles sont lues et transmises vers le dispositif 20 de traitement de TFAC 71 à une cadence de 6 M Hz. Le dispositif de traitement de TFAC 71 accomplit la détection à taux de fausse alarme constant, d'une manière connue, sur les données de distance et les données Doppler qui proviennent de la mémoire 69 La fonction de 25 traitement est identique pour les données de rapprochement et pour les données d'éloignement Le traitement commence dans la région à distance faible et à décalage Doppler élevé de la batterie de filtres de rapprochement (filtres O à 511), et il descend en distance dans la représentation cartographi30 que, puis traverse celle-ci en Doppler Le traitement pour la batterie de-filtres d'éloignement (filtres 512 à 1023) suit le même chemin, en commençant dans la région à distance faible et à décalage Doppler élevé, et en descendant ensuite en distance Le nombre de détections de cibles qui est décla35 ré dans le dispositif de traitement de TFAC 71 est transmis à l'ordinateur 79 Pour chaque détection d'une cible, le numéro du filtre Doppler associé à la détection ainsi que le module du signal contenu dans ce filtre sont transmis à l'ordinateur 79. L'ordinateur 79, qui peut par exemple être ici similaire à celui représenté dans le brevet des E U A. no 4 037 202, accomplit la fonction d'interpolation de distance et d'interpolation Doppler pour la cible Un tel processus d'interpolation est identique à celui qui est décrit dans le brevet des E U A n 4 176 351, et on ne le décrira pas à nouveau ici Les emplacements de cibles qui sont déterminés dans l'ordinateur 79 sont communiqués à un dispositif d'utilisation 103 qui peut par exemple être un tube cathodique de présentation. L'homme de l'art doit maintenant apprécier le fait que l'utilisation d'un dispositif de traitement de transformation de Fourier rapide pour définir une réponse de filtre adapté aux signaux reçus offre à la fois des avantages de dynamique et de vitesse par rapport à la technique classique relative à un filtre adapté, qui utilise une ligne à retard à prises avec une sommation pondérée Le niveau de performances d'un filtre adapté réalisé par transformation de Fourier rapide dépend du nombre de bits de quantification qu'on utilise dans le processus, 25 des règles d'arrondi/troncature, et de l'utilisation de calculs en virgule fixe ou en virgule flottante L'utilisation d'un algorithme en virgule flottante simplifié procure des niveaux de performances élevés avec un minimum de complexité du matériel. Les données de référence de distance qui sont les conjugués complexes du signal reçu échantillonné et soumis à une conversion A/N, correspondant à différentes distances considérées, sont écrites dans la mémoire morte programmable 87 (figure 2) avant l'initialisation du radar 10 L'homme de l'art notera que la mémoire morte programmable 87 doit 8 tre 255 Z 905 interchangeable avec d'autres dispositifs similaires pour que le radar 10 dispose de la souplesse lui permettant de faire face à différentes conditions d'environnement Autrement dit, le fouillis ou d'autres perturbations à diverses distances auront pour effet de changer la modulation (excursion) des signaux de retour provenant de ces distances. On doit donc disposer de mémoires mortes programmables ayant différentes valeurs d'excursion résiduelle aux distances considérées, pour assurer la corrélation avec le signal 10 reçu échantillonné et soumis à une conversion A/N. Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au dispositif décrit et représenté, sans sortir du cadre de l'invention. 255 ? 905 l Ccrrélateur ircrporé dars u r un radar 110) foncticrnnan er ondes en-re enues e zzu e en fréquence, dans lequel un grouze de sign a-x refus zr5 venant d'un mélangeur ccmipexe d'û-, ?C es rafi_ ae chaque signal parmi un groupe S imilare de signaux re-ardés différemment, pour produire un grcue simiaire de sgnaux corrélés différemment, chacun des signaux cz prear ales signaux reçus, les signaux retardés et les si-gnax ccr10 rélés différemment consistanrt en un ensemble de nonres complexes, chacun de ces nombres ayant une parile réelle et une partie imaginaire, caractérisé en ce qu'il ccmprenrd: (a) des moyens ( 81) destinés à enregistrer -e grcue d'ensembles de nombres complexes représentatifs du groupe de 15 signaux reçus à partir d'une cible; (b) des moyens L 58 ' destinés à enregistrer un groupe similaire d'ensembles de nombres complexes représentatifs du conjugué complexe d'un groupe similaire de signaux issus des mélangeurs ccmplexes ( 47 I, 47 Q); (c) des premiers moyens -de multiplication ( 95 * 20 qui fonctionnent sous la dépendance des parties réeles de nombres complexes correspondants dans les deux groupes d'ensembles de nombres complexes enregistrés, de façon à former le produit des parties réelles de ces nombres complexes; (d) des seconds moyens de multiplicatiocn 9 ?'qui 25 fonctionnent sous la dépendance des parties imaginaires de nombres complexes correspondants dans les deux groupes d'ensembles de nombres complexes enregistrés, de façer aà former le produit des parties imaginaires de ces nombres complexes (e) des moyens ( 101) destinés à changer le signe de chaque 30 produit issu des seconds moyens de multiplicaticr 9 ': e* (f) des moyens ( 99), fonctionnant sous la dépendan ce de prcduits correspondants parmi les produits issus des premiers moyens de multiplication ( 95) et les produits, ayant subi ur changement de signe, qui sront issus des seconds mcyens de multiplication ( 97), de façco a former le grcupe S i:aiari de signaux corrélés différemment. 2 Corrélateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens destinés à enregistrer le groupe d'ensembles de nombres complexes représentatifs du groupe de signaux reçus consistent en une mémoire vive ( 81). 3 Corrélateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens destinés à enregistrer les nombres complexes représentatifs des signaux retardés différemment consistent en une mémoire morte ( 87).