FR 2560700 A1 19850906 FR 8502983 A 19850228 256070 O La présente invention concerne un appareil de traitement de signaux destiné à analyser et/ou à synthétiser des signaux. Plus particulièrement, l'appareil de traitement de signaux selon l'invention utilise une organisation pipe-line pour analyser en temps réel retardé le spectre de fréquence d'une composante d'in- formations (ayant une ou pluseiurs dimensions) d'un signal temporel donné dont la plus haute fréquence considérée n'est pas supérieure à f0 et/ou pour synthétiser en temps réel retardé le signal temporel à partir de son spectre de fréquence analysé. Bien que l'invention ne soit pas limitée à cette application, elle convient particulièrement pour le traitement d'images en temps réel retardé de fréquences spatiales bidimensionnelles d'images de télévision définies par un signal vidéo temporel. De nombreux travaux ont été accomplis pour produire un modèle du fonctionnement du système visuel humain. Il est apparu que le système visuel humain semble calculer une décomposition spatiale-fréquence primitive d'images lumineuses, par cloisonnement des informations de fréquences spatiales en un certain nombre de bandes de fréquences spatiales et contigUes se chevauchant. Chaque bande a à peu près une largeur d'une octave et la fréquence centrale de chaque bande diffère de ses voisines d'un facteur d'environ deux. Des recherches ont suggéré qu'il y a à peu près sept bandes ou "canaux" couvrant la plage des fréquences spatiales de 0,5 à cycles/degrés du système visuel humain. L'importance de cette découverte est que des informations de fréquences spatiales séparées d'un facteur supérieur à deux d'autres informations de fréquences spatiales peuvent être traitées indépendamment par le système visuel humain. Il a été en outre trouvé que le traitement des fréquences spatiales apparaissant dans le système visuel humain est localisé dans l'espace. Ainsi, les signaux dans chaque canal de fréquence spatiale sont calculés dans des petites sous-régions de l'image. Ces sous-régions se chevauchent entre elles et ont à peu près une largeur de deux cycles à une fréquence particulière. Si une image de réseau sinusoidal est utilisée comme configuration d'essai, il apparait que la fonction contraste/seuil-sensibilité pour l'image de réseau sinusoidal, déroule rapidement quand la fréquence spatiale de cette image augmente. Autrement dit, des fréquences spatiales élevées nécessitent un contraste élevé pour être vues (environ 20% à 30 cycles/degrés) mais des fréquences spatiales plus basses nécessitent un contraste relativement bas pour être vues (environ 0,2% à 3 cycles/degrés). Il s'est avéré que la capacité du système visuel humain de détecter un changement dans le contraste d'une image de réseau sinusoidale qui est audessus du seuil est également meilleure aux fréquences spatiales inférieures qu'aux fréquences spatiales supérieures. Plus particulièrement, chez un sujet humain moyen, pour discriminer correctement un changement de contraste de 75% du temps, il faut à peu près un changement de contraste de 12% pour un réseau sinusoidal à trois cycles/degrés, mais un changement de contraste de 30% pour un réseau à 30 cycles/degrés. Le Dr. Peter J. Burt, qui est averti des propriétés mentionnées ci-dessus du système visuel humain a développé un algorithme (appelé ci-après "pyramide de Burt") qu'il a appliqué au moyen d'un calculateur en temps non réel pour analyser les fréquences spatiales bi-dimensionnelles d'une image en plusieurs bandes de fréquences spatiales séparées. Chaque bande de fréquences spatiales (autre que la bande des fré- quences spatiales la plus basse) a de préférence une largeur d'une octave. Ainsi, si la fréquence spatiale la plus élevée considérée de l'image n'est pas supérieure à f0, la bande des fréquences les plus élevées couvre l'octave de f0/2 à f0 (avec une fréquence centrale à 3f0/4); la bande de fréquence suivante couvre l'octave de f0 /4 à f0/2 (avec une fréquence centrale 3f0/8, etc..). Il y a lieu'maintenant de se référer à la liste suivante d'articles autorisés par le Dr. Burt qui décrit en détail différents aspects de la pyramide Burt: "Segmentation and Estimation of Image Region Properties Through Cooperative Hierarchial Computation", par Peter J. Burt, et coll., IEE Transactions on Systems, Man and Cybernetics, Vol. SMC-11, N 12, 802-809, Décembre 1981. "The Laplacian Pyramid as a Compact Image Code" par Peter J. Burt, et coll., IEE Transactions on Communica- tions, Vol, COM-31, N 4, 532-540, avril 1983. "Fast Algorithms for Estimating Local Image Properties" par Peter J. Burt, Computer Vision, Graphics, and Image Processing 21, 368-382 (1983). "Tree and Pyramid Structures for Coding Hexagonally Sampled Binary Images" par Peter J. Burt, Computer Graphics and Image Processing 14, 271-280 (1980). "Pyramid-based Extraction of Local Image Features with Applications to Motion and Texture Analysis" par Peter J. Burt, SPIE Vol 360, 114-124. "Fast Filter Transforms for Image Processing" par Peter J. Burt, Computer Graphics and Image Processing 16 -51 (1981). "A Multiresolution Spline with Applications to Image MosaIcs", par Peter J. Burt et coll. Image Processing Laboratory Electrical, Computer, and Systems Engineering Department, Rensselaer Polytechnic Institute, June 1983. "The Pyramid as a Structure for Efficient Computation" par Peter J. Burt, Image Processing Laboratory, Electrical and Systems Engineering Department, Rennselaer Polytechnic Institute, juillet 1982. 4 2560700 L'algorithme de la pyramide de Burt utilise des techniques particulières d'échantillonnage pour analyser une image originale de résolutions relati- vement élevées en une hiérarchie de N (o N est un nombre entier) images composantes séparées (dans lesquelles chaque image composante est une image de Laplace cons- tituée d'une octave différente des fréquences spatiales de l'image originale) plus une image rémanante de Gauss (qui est constituée par toutes les fréquences spatiales de l'image originale au-dessous de l'image de Laplace de composantes de plus basse octave). Le terme "pyramide" tel qu'il est utilisé ici concerne la réduction succes- sive de la largeur de bande de fréquences spatiales et de densité des échantillons de chacune des images composantes de la hiérarchie en allant de l'image composante de l'oc- tave la plus élevée vers l'image composante de l'octave la plus basse. Un premier avantage de l'algorithme de la pyramide de Burt est qu'il permet que l'image originale de haute résolution soit synthétisée à partir des images composantes et de l'image restante sans introduction des fréquences spatiales parasites dues à des erreurs. Un second avantage de l'algorithme de la Pyramide de Burt est que la largeur de bande des fréquences spatiales d'une octave dans chaque hiérarchie des images composantes répond aux propriétés du système visuel humain mentionné cidessus. Cela permet de traiter sélectivement ou de modifier sélectivement les fréquences spatiales de certaines individuelles-des images composantes de la hiérarchie de manières indépendantes et différentes (c'est-à-dire sans traitement du signal d'une quelconque image composante affectant nettement une autre image composante) afin d'améliorer ou de produire certains autres effets désirés dans l'image stynthétisée dérivée des images composantes traitées. Un exemple d'un tel effet désiré est la technique de séparation à résolutions multiples décrite en détail dans l'article "A Multi- resolution Spline with Applications to Image Mosaics" mentionné ci-dessus. Jusqu'à présent, l'algorithme de la Pyramide de Burt a été appliquée en temps non réel au moyen d'un calcul numérique à usage universel, Le niveau de chaque échantillon d'élément d'image d'une image originale est représenté par un nombre à plusieurs bits (par exemple 8 bits) mémorisé à une position d'adresse individuelle d'une mémoire de calculateur. Par exemple, une image originale bidimensionnelle de résolution rela- tivement élevée comprenant 29(512) échantillons d'éléments d'images dans chacune de ces deux dimensions nécessite une mémoire de grande capacité de 218(262.144) positions d'adresses pour mémoriser respectivement chacun des nombres à plusieurs bits représentant les niveaux des échantillons d'éléments d'images respectifs constituant l'image initiale. L'image originale mémorisée dans la mémoire peut être traitée par un calculateur numérique selon l'algorithme de la Pyramide de Burt. Ce traitement implique l'exécution itérative de phases telles que la convolution des échantillons d'éléments d'images avec une fonction de pondération de noyaux prédéterminée, une conversion décimale des échantillons, une expansion des échantillons par interpolation et une soustraction des échantillons. La valeur de la fonction de noyaux (dans une ou plusieurs dimensions) est relativement réduite (en ce qui concerne le nombre des éléments d'images) comparativement à chaque dimension de l'image entière. La sous-région ou la fenêtre des éléments d'images (de dimensions égales à la fonction de noyau et disposées symétriquement autour de chaque élément d'image) est multipliée par la fonction de pondération de noyau et additionnée dans un calcul de convolution. La fonction de pondération de noyau est choisie pour fonctionner comme un filtre passe-bas des fréquences spatiales multi-dimensionnelles de l'image subissant la convolution. La fréquence nominale de 6 2560700 "coupure" (également appelée dans la technique des filtres "coude") de la caractéristique du filtre passe-bas prévu dans chaque dimension par la fonction de noyau est choisie pour être pratiquement la moitié de la plus haute fréquence considérée dans cette dimension du signal subissant convolution. Mais cette caractéris- tique de filtre passe-bas n'a pas nécessairement un déroulement en gradins à une fréquence de coupure donnée mais peut avoir un déroulement relativement progressif, auquel cas une fréquence nominale de coupure est définie comme la fréquence à laquelle une certaine valeur prédé- terminée (par exemple 3 dB) d'atténuation est produite. Des filtres avec des caractéristiques progressives peuvent être utilisés car la Pyramide de Burt compense de par sa nature l'introduction des fréquences parasites, dues à des erreurs, résultant d'une caractéristique passe-bas progres- sive du filtre. L'image convoluée est décomposée en éliminant dans chacune des dimensions respectives de l'image, successivement considérées un élément d'images convolué sur deux, ce qui réduit de moitié le nombre des éléments d'images convoluées dans chaque dimension. Etant donné qu'une image est conventionnellement bi- dimensionnelle, une image décomposée et convoluée est constituée seulement par un quart du nombre des éléments que contient l'image avant cette décomposition. Le nombre réduit des éléments d'images dans cette image décomposée et convoluée (appelée une image de Gauss) est mémorisé dans une seconde mémoire. En commençant avec les échantillons d'éléments d'images initiales mémorisés, la procédure précitée de convolution-décomposition est effectuée de façon itérative Nfois (o N est un nombre entier) ce dont il résulte N+1 images constituées par l'image initiale de haute résolution et une pyramide hiérarchique de N images supplémentaires de Gauss de résolution réduite, dans lesquelles le nombre des échantillons d'images (densité des échantillons) dans chaque dimension de chaque image 7 2560700 supplémentaire est seulement la moitié du nombre des échantillons dans chaque dimension de l'image immédiatement précédente. Si l'image initiale mémorisée de haute réso- lution est désignée par GO, la hiérarchie des N images supplémentaires mémorisées peut être désignée respective- ment par G1 à GN, le nombre successivement réduit des échantillons de chacune de ces N images supplémentaires étant mémorisée dans l'une séparée de N mémoires. Ainsi, en comptant l'image initiale mémorisée, il y a au total N+1 mémoires. Dans la mise en oeuvre en temps non réel d'algorithmes de la Pyramide de Burt, la procédure de calcul suivante consiste à produire des échantillons sup- plémentaires de valeurs interpolées entre chaque paire d'échantillons d'éléments d'images mémorisés G1 dans chaque dimension, ce qui produit une expansion de la densité des échantillons réduits de l'image mémorisée G1l à la densité d'échantillonnage de l'image initiale.mémorisée G0. La valeur numérique de chacun des échantillons de l'image expansée G1 est ensuite soustraite de la valeur numérique mémorisée de l'échantillon correspondant de -l'image initiale Go pour produire une image de différehce (connue comme image de Laplace). Cette image de Laplace (désignée par L0) qui a la même densité d'échantillons que l'image initiale Go est constituée par les fréquences spatiales que contient l'image originale dans l'octave fo/2 à f0-plus souvent une petite composante de compensa- tion d'erreur de fréquences spatiales inférieures corres- pondant à la perte d'informations causées respectivement par la phase de décomposition utilisée pour dériver la densité d'échantillons réduite de l'image G1 et dans l'introduction des échantillons de valeurs interpolées apparaissant dans l'expansion de la densité d'échantillons pour la ramener à celle de l'image originale Go. Cette image de Laplace L0 remplace alors l'image origi- nale Go dans la mémorisation de la première des N+1 mémoires de pyramide. D'une manière similaire, en répétant de façon itérative cette procédure, une hiérarchie constituée de N-1 images de Laplace supplémentaires L1 à LN-1 est obtenue à son tour et écrite dans l'une correspondante des N-1 mémoires supplémentaires respectives dans lesquelles sont mémorisées les images de Gauss G1 à GN-1 (en remplaçant ainsi en mémoire les images de Gauss G1 à GN-1). L'image de Gauss %N (ayant la densité d'échantillons la plus réduite) n'est pas remplacée dans sa mémoire correspondante par une image de Laplace mais elle reste mémorisée dans cette mémoire comme un reste de Gauss constitué par les fréquences spatiales les plus basses (c'est-à-dire celles au-dessous de l'octave LN-1) que contient l'image d'origine. L'algorithme de Pyramide de Burt permet de rétablir l'image initiale, sans erreur, par une procédure de calcul itérative qui applique des phases successives d'expan- sion de l'image restante mémorisée N à la densité d'échan- tillonnage de l'image LN-1 et en lui ajoutant l'image de Laplace mémorisée LN-1 pour obtenir une image somme. Cette image somme est expansée d'une façon similaire et additionnée à l'image de Laplace LN-2, etc.. jusqu'à ce que l'image ini- tiale de haute résolution soit synthétisée par la sommation de toutes les images de Laplace et l'image restante. En outre, après l'analyse d'une ou plusieurs images originales en N ima- ges de Laplace et un reste de Gauss, il est possible d'in- troduire toute opération de traitement ou de modification d'i- mages voulues particulières (comme une séparation) avant de synthétiser une image complète de haute résolution. La mise en oeuvre en temps non réel de l'al- gorithme de Pyramide de Burt par un traitement par calculateur est efficace pour traiter des informations d'images fixes. Elle n'est donc pas applicable à l'analyse d'un flux d'images successives qui peuvent changer continuellement dans le temps (par exemple des trames vidéo successives d'une image de télé- vision). Une mise en oeuvre en temps réel de l'algorithme 2560 7 0 0 de la Pyramide de Burt pour analyser des images successives qui changent avec le temps, fait l'objet de la demande de brevet n 84 / 10 174 dont procède après division la présente demande. Plus particulièrement, l'invention objet de ladite demande de brevet se rapporte à un appareil de traitement de signaux avec une organisation pipe-line pour analyser en temps réel retardé le spectre de fréquences d'une composante d'informations d'un signal temporel donné. Dans le spectre de fréquence de la composante d'informations d'un signal temporel donné, la fréquence la plus élevée considérée n'est pas supé- rieure à f0o. En outre, cette composante d'information du signal temporel donné correspond à des informations ayant un nombre donné de dimensions. Un tel appareil d'analyse comporte un groupe de N dispositifs de translation de signaux échantillonnés, disposés de façon ordinaire (o N est un nombre entier). Chacun des dispositifs de translation comporte une première et une seconde bornes d'entrée et une première et une seconde bornes de sortie, La première borne d'entrée du premier dispo- sitif de translation du groupe est connectée pour recevoir le signal d'entrée temporel donné. La première borne d'entrée de chacun du second au Nième dispositif de translation du groupe est connectée à la première borne de sortie du dispositif de translation qui le précède immédiatement dans ce groupe, de sorte que chacun du second au Nième dispositif de translation émet un signal versle dispositif de translation du groupe qui le sait immédiatement. La seconde borne d'entrée de chacun des dispositifs de translation du groupe est connectée pour recevoir un signal d'horloge d'échantillonnage sépare. Avec cette disposition, chacun des dispositifs de translation du groupe dérive à sa première et sa seconde bornes de sortie des signaux à une fréquence égale à la fréquence d'échantillon- nage du signal d'horloge qui lui est appliqué. En outre, chaque dispositif de translation du groupe, dans l'appareil d'analyse, remplit une fonction de transfert passe-bas entre sa première borne d'entrée et la première borne de sortie pour la composante d'information du signal appliquée à sa première borne d'entrée. La fonc- tion de transfert passe-bas de chaque dispositif de trans- 5. lation du groupe a une fréquence de coupure nominale qui est une fonction directe de la fréquence d'échantillonnage du signal d'horloge appliqué à la seconde entrée de ce disposi- tif de translation du groupe. En outre, le signal d'horloge, lorsqu'il est appliqué à la seconde borne d'entrée du premier dispositif de translation du groupe a une fréquence d'échan- tillonnage qui (a) est double de f0 et (b) établit pour la composante d'information une fréquence de coupure nominale de la fonction de transfert passe-bas du premier dispositif de translation du groupe inférieure à fo. Par ailleurs encore, le signal d'horloge appliqué à la seconde borne d'entrée de chacun du second au Nième dispositif de translation du groupe a une fréquence d'échantillonnage qui (a) est inférieure à la fréquence d'horloge appliquée à la seconde borne d'entrée de celui des dispositifs de translation qui précède immédiate- ment dans le groupe, (b) est au moins égale au double de la fréquence maximale de la composante d'informations appliquée à sa première borne d'entrée, et (c) établit une fréquence nominale de coupure pour sa fonction de transfert passe-bas qui est inférieure à celle du dispositif de translation du groupe qui précède immédiatement. Le signal apparaissant à la seconde borne de sortie de chaque dispositif de translation du groupe cor- respond à la différence entre la composante d'informations appliquée à sa première entrée et une fonction directe de la composante d'informations dérivée à sa première borne de sortie. L'invention a pour objet un appareil de traitement de signaux utilisant une organisation pipe-line,qui répond à un groupe de signaux analysés pour synthétiser en temps réel retardé un signal complexe. Plus particulièrement, l'appareil de traitement de signaux synthétise un simple signal temporel à partir d'un groupe disposé dans l'ordre de N signaux temporels séparés, N étant un nombre entier. Ce groupe de N signaux peut être celui qui a été décrit comme étant déli- vré aux secondes bornes de sortie du dispositif de translation de signal respectif dans l'appareil d'analyse discuté plus haut. Dans le synthétiseur considéré ici, le signal temporel simple synthétisé est constitué d'un certain débit d'échantillons de composantes d'informations qui définissent le spectre de fréquence d'informations ayant un nombre donné de dimensions avec une densité d'échantillons particulière dans chacune desdites dimensions; le premier dudit groupe dis- posé dans l'ordre des N signaux séparés est constitué par un débit d'échantillon de composantes d'informations définissant la partie supérieure du spectre de fréquences desdites infor- mations avec une intensité d'échantillons qui est pratiquement la m9me que la densité particulière des échantillons dans chacune des dimensions, chacun du second au N-1 ième dudit groupe disposé dans l'ordre de N signaux séparés étant cons- titué d'un débit d'échantillons de composantes d'informations qui définissent une partie individuelle du spectre de fréquen- ces des informations dans chaque dimension, inférieure à celle de la dimension correspondante dudit spectre de la partie dé- finie par celui séparé et précédent immédiatement des signaux dudit groupe, et supérieure à celle de la dimension correspon- dante dudit spectre de la partie définie par celui séparé des signaux dudit groupe qui suit immédiatement; le débit d'échan- tillons de composantes d'informations correspondant à chacun du second au N-1 ième dudit groupe disposé dans l'ordre de N signaux séparés a une densité d'échantillons pour chacune de ses propres dimensions d'informations inférieures à la den- sité d'échantillons de la dimension d'informations correspon- dantes du débit des échantillons de composantes d'informations correspondant au signal séparé qui précède immédiatement dans le groupe; et les débits respectifs des -échantillons de compo- santes d'informations apparaissent avec des décalages de temps prédéterminés les uns par rapport aux autres. Selon l'invention, l'appareil comporte un groupe de N-1 dispositifs de combinaison de signaux échantillon- nés dont chacun est associé individuellement avec l'un respectif dudit premier audit N-1 ième signaux séparés dans l'ordre dudit groupe. Chacun de ces dispositifs fonctionne pour combiner celui des signaux séparés du groupe qui est associé avec ce dispositif de combinaison, le total cumulatif de tous ces signaux séparés qui suit ce signal séparé dans l'ordre dudit groupe. Chacun des dispositifs de combinaison associés au premier jusqu'au N-2 ième desdits signaux séparés du groupe comprend un additionneur, un premier dispositif pour émettre son signal séparé dans l'ordre associé comme premier signal d'entrée de son additionneur, et un second dispositif pour transmettre la sortie de l'additionneur du dispositif de combinaison associé au signal séparé qui suit immédiatement son signal séparé propre comme second signal d'en- trée à son additionneur avec la même densité d'échantillon que celle du signal séparé dans l'ordre. Le dispositif de combinai- son associé au N-1 ième signal séparé du groupe comprend un ad- ditionneur, ledit premier dispositif pour appliquer ledit N-1 ième signal pepare comme premier signal d'entrée à son additionneur, et un troisième dispositif pour appliquer ledit N ième signal séparé comme second signal d'entrée à son additionneur avec la même densité d'échantillons que ledit N-1 ième signal séparé. Le premier dispositif respectif, le second dispositif respectif et le troisième dispositif des N-1 dispo- sitifs de combinaison du groupe introduisent des valeurs prédé- terminées respectives de retard en émettant lesdits signaux sé- parés décalés dans le temps dudit groupe, de manière que, pour chacun desdits N-1 dispositifs de combinaison respectifs, des échantillons d'informations correspondants des débits respectifs des échantillons de composantes d'informations à la première entrée et à la seconde entrée de l'additionneur apparaissent pratiquement en coïncidence entre eux. Le signal temporel simple synthétisé est ainsi obtenu à la sortie d'additionneur dudit dis- positif de combinaison associé au premier signal séparé du groupe. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la descrip- tion qui va suivre de plusieurs exemples de réalisation et en se référant aux dessins annexés sur lesquels: La figure 1 est un diagramme fonctionnel qui illustre l'invention dans sa mise en oeuvre la plus générale et la plus générique, La figure la représente un mode numérique de réalisation de première espèce de l'un des dispositifs de translation de signaux échantillonnés du groupe de la figure 1, La figure lb représente un mode numérique de réalisation d'une seconde espèce de l'un des dispositifs de translation de signaux échantillonnés du groupe de la figure 1, La figure le représente un autre mode nu- mérique de réalisation du dispositif de translation finale de signaux échantillonnés du groupe, de la première ou de la seconde espèce de la figure 1, La figure 2 montre un exemple d'une fonction de pondération noyau qui peut être utilisée pour la mise en oeuvre de l'invention, La figure 3 est un schéma simplifié d'un système unidimensionnel d'analyseur de spectre, de circuits de modification de spectre et d'analyseur de signaux selon des aspects de l'invention, La figure 4 est un schéma simplifié de l'un des étages d'analyse utilisés pour les calculs itératifs du processus d'analyse spectral de la figure 3, analyse faite selon un aspect de l'invention, La figure 5 est un schéma simplifié d'une modification qui peut être apportée à une paire d'étages successifs d'analyse de la figure 4 dans un autre mode de réalisation de l'invention, La figure 6 est un schéma simplifié de l'un des étages de synthèse utilisé dans le processus itératif de synthèse de signaux de la figure 3 à partir des composantes spectrales, Les figures 7, 8, 9 et 10 sont des schémas simplifies des circuits de modification de spectre de la figure 3 selon l'invention, La figure 11 est un schéma simplifié d'une modification au système de la figure 3 utilisée lorsqu'il est souhaitable d'aligner dans le temps des échantillons de spectre pour le traitement selon un aspect de l'inven- tion, La figure 12 est un schéma simplifié d'un analyseur de spectre de fréquence spatiale bidimensionnelle utilisant l'organisation pipe-line pour effectuer l'analyse spectrale en temps réel retardée, et La figure 15 est un schéma simplifié d'un appareil pour synthétiser des signaux représentant la trame d'échantillonnage analysée par l'analyseur de spectre de la figure 12 à partir de son spectre de sortie. Selon la figure 1, chacun des dispositifs de translation de signaux échantillonnés 100-1 à100-N y compris, disposes dans l'ordre (o N est un nombre entier) cbmportent deux bornes d'entrée et deux bornes de sortie. Un signal temporel,donné Go définissant des informations est appliqué comme une entrée à une première des deux bornes d'entrée du premier dispositif de translation du groupe 100-1. Le signal temporel Go peut être un signal analogique permanent (par exemple un signal de son ou un signal vidéo) ou en variante, le signal temporel G0 peut être un signal analogique échantil- lonné. En outre, dans ce dernier cas, chaque niveau d'échantillon peut être représenté directement par un niveau d'amplitude ou peut être représenté indirectement par un nombre (par exemple en faisant passer chaque niveau d'amplitude d'échantillon par un convertisseur analogiquenumérique non représenté sur la figure 1 avant d'appliquer le signal temporel Go0 à la première entrée du dispositif de translation 100-1).Le spectre de fréquence de G0 comprend une plage s'étendant entre zéro (c'est-à-dire une tension continue) et la fréquence f0 (c'est-à-dire une plage qui contient toutes les fréquences considérées qui correspondent à des informa- tions ayant un nombre donné de dimensions). Plus particulièrement, G0 peut être un signal filtré préalablement mais ne contenant aucune fréquence supé- rieure à f. Dans ce cas, la fréquence 2f0 du dispositif de translation 100-1 satisfait le critère de Nyquist pour toutes les composantes de fréquence de f0. Mais en variante Go peut contenir certaines composantes de fréquence supérieures à f0 qui sont sans intérêt. Dans ce dernier cas, le critère de Nyquist n'est pas satisfait et il en résulte quelque erreur. Sur le plan pratique, bien qu'elle soit indésirable, cette erreur si elle n'est pas trop importante peut quelquefois être tolérée. Selon la figure 1, la première borne d'entrée de chacun des autres dispositifs de translation -2... 100-N du groupe est connectée à la première des deux bornes de sortie du dispositif de translation du groupe qui précède immédiatement. Plus particulièrement, la première borne de sortie du dispositif de translation de signaux 100-1 est reliée à la première borne d'entrée du dispositif de translation 100-2; la première borne de sortie du dispositif de translation 100-2 est reliée à la première borne d'entrée du dispositif de translation 100-3, non représentée;... et la première borne de sortie du dispositif de translation 100-(N-1, également non représenté) est reliée à la première borne d'entrée du dispositif de translation 100-N. Ainsi, l'appareil de traitement de signaux de la figure 1 utilise l'organisa- tion pipe-line en reliant chaque dispositif de transla- tion respectif de groupe à un autre. Un signal d'horloge séparé de fréquence d'échantillonnage est appliqué à la seconde des deux bornes d'entrée de chaque dispositif de translation du groupe 100-1... 100-N. Plus particulièrement le dispo- sitif de translation 100-1 reçoit le signal.1'horloge CL1 de fréquence d'échantillonnage à la seconde entrée; le second dispositif de translation 100-2 reçoit le signal d'horloge CL2 de fréquence d'échantillonnage à sa seconde entrée... et le dispositif de translation -N reçoit le signal d'horloge CLN de fréquence d'échan- tillonnage appliqué à sa seconde entrée. Les valeurs relatives des signaux d'horloge CL1... CL sont contrain- N tes de la manière indiquée sur la figure 1. La significa- tion de ces contraintes sera discutée plus en détail par la suite. En outre, selon la figure 1, le dispositif de translation 100-1 produit un second signal de sortie L0 à sa seconde borne de sortie. D'une manière similaire, les autres dispositifs de translation 100-2... 100-N du groupe produisent des signaux de sortie respectifs L1... LN_1 à leurs secondes bornes de sortie respectives. Chacun des dispositis de translation 100-1... -N du groupe, indépendamment de sa structure interne particulière, peut être considéré comme une "boite noire" qui remplit une fonction de transfert passe-bas entre sa première borne d'entrée et sa première borne de sortie pour le spectre de fréquence de la composante d'infor- mations du signal d'entrée appliqué à sa première borne d'entrée. En outre, cette fonction de transfert passe- bas de chaque dispositif individuel de translation 100-1, 100-2...100-N du groupe assure une élimination à une fréquence nominale de coupure qui est une fonction directe de la fréquence d'échantillonnage du circuit d'horloge appliqué à la seconde borne d'entrée. Comme cela a été expliqué ci-dessus, dans le cas de la Pyramide de Burt, l'élimination peut être progressive plutôt que en gradins. Plus particulièrement, le dispositif de translation 100-1 reçoit le signal d'entrée G décrit ci-dessus à sa première borne d'entrée. La fréquence la plus élevée considérée dans le spectre de fréquence de Go n'est pas supérieure à f0' Egalement, la fréquence d'échantillonnage du signal d'horloge UL1 appliquée à la seconde borne d'entrée du dispositif de translation -1 est égale à 2f0 (c'est-à-dire une fréquence qui satisfait le critère de Nyquist pour toutes les fréquences considérées du spectre de fréquence de G0).o Dans ces conditions, la fonction de transfert passe-bas entre la première borned'entrée et la première borne de sortie du dispositif de translation 100-1 est telle que seules les fréquences dans le spectre de fréquence de Go0 qui ne sont pas supérieures à f1 (oû f1 est inférieur à f0) passent à la première borne de sortie du dispositif de translation 100-1. Ainsi, un signal de sortie G-1 est produit à la première borne de sortie du dispositif de translation 100-i avec un spectre de fréquence (déterminé par les caractéristiques particulières de la fonction de transfert passebas.) qui est constitué principalement par la partie inférieure du spectre de fréquence de G0.o Ce signal G1 est ensuite appliqué à la première borne d'entrée du dispositif de translation -2. Comme l'indique la figure 1, l'horloge de fréquence d'échantillonnage CL2 (appliquée à la seconde borné d'entrée du dispositif de translation 100-2) est inférieure à 2f0 (fréquence d'échantillonnage de l'horloge C1) mais elle est au moins égale à 2f1 (double de la fréquence maximale f1 dans le spectre de fréquence de G1). Par conséquent, la fréquence d'échantillonnage de l'horloge CL2 est encore suffisamment élevée pour satis- faire le critère de Nyquist dans le spectre de fréquence de G1 appliqué à la première borne d'entrée du dispositif de translation 100-2, bien qu'elle ne soit pas suffisamment élevée pour satisfaire le critère de Nyquist pour la plus haute fréquence possible considérée f0 dans le spectre de fréquence de G0 appliqué à la première borne d'entrée du dispositif de translation 100-1 qui précède immédia- tement. Ce type de relation (dans laquelle la fréquence d'échantillonnage d'ahorloge appliquée à la seconde entrée du dispositif de translation du groupe diminue quand la position dans l'ordre de ce dispositif de transla- tion du groupe augmente) s'applique de façon générale. Plus particulièrement, l'horloge appliquée à la seconde borne d'entrée de chacun des dispositifs de translation -2... 100-N du groupe a une fréquence déchantillonnage qui (a) est inférieure à celle de l'horloge de la seconde entrée du dispositif de translation du groupe qui précède immédiatement, (b) est au moins égale au double de la fréquence maximale de la composante d'information du signal appliqué à la première borne d'entrée et (c) décale vers le bas la fréquence nominale de coupure pour sa fonction de transfert passe-bas à une valeur inférieure à celle du dispositif de translation du groupe qui précède immédiatement. Ainsi, la fréquence maximale f2 du signal G2 apparaissant à la seconde sortie du dis- positif de translation 100-2 est inférieure à f... et enfin, la fréquence maximale fN dans le spectre de fréquence du signal GN (apparaissant à la première borne de sortie du dispositif de translation 100-N) est infé- rieure à la fréquence fN-1 du spectre de fréquence du signal GN_1 (apparaissant à la première borne de sortie du dispositif de translation - non représenté- du groupe qui précède immédiatement le dispositif de translation 100-N et qui est appliqué à la première entrée du dispositif de translation 100-N). A nouveau, en considérant chaque dispositif individuel de translation 100-1... 100-N comme une "boite noire", chacun des signaux de sortie L0.. LN_1 produit respectivement à la seconde sortie de chaque dispositif de translation 100-1o... 100-N du groupe correspond à la différence entre la composante d'infor- mation du signal appliqué C la première borne d'entrée de ce dispositif de translation et une fonction directe de la composante d'informations du signal provenant de la première borne de sortie de ce dispositif de transla- tion. Ainsi, comme l'indique la figure 1, L0 est égal à (ou au moins correspond à) la différence GO - G (G1), o g (G1) est soit G1 lui-même ou une certaine fonction directe spécifiée G1. D'une manière similaire, L1est égal (ou au moins correspond) à Gl-g (G2);.. LN_1 est égal (ou au moins correspond) à GN_1 - g (GN). L'appareil de traitement de signaux décrit en regard de la figure 1 analyse le signal original GO0 en plusieurs sorties parallèles constituées par les sorties de Laplace L0, Li.o. LN_1 (dérivés respectivement è la seconde borne de sortie de chacun des dispositifs de translation pipe-line 100-1... 100-N du groupe) plus une sortie de Gauss restante GN (obtenue à la première borne de sortie du dernier dispositif de transla- tion (100-N) du groupe). En général, les seules limitations des valeurs relatives des fréquences d'horloge d'échantil- lonnage respectives f0e.. fN-1 sont celles indiquées sur la figure 1. Mais il est généralement avantageux de spécifier des valeurs des fréquences d'horloge d'échantillonnage appliquées à la seconde borne d'entrée de chacun des dispositifs de translation 100-1... 100-N de manière que les rapports respectifs CL2/CL1, CL3/CL2.. CLN/CLN_1 soient égaux à 1/2 (ou une puissance entière de 3/2 correspondant au nombre des dimensions de la composante d'informations du signal analysé). Il en résulte que la sortie analysée du spectre de fréquence du signal original GO est divisée en des bandes passantes de fréquences parallèles et séparées de signaux de composantes de Laplace Lo. LN_1 qui (en négligeant les erreurs d'échantillonnage dues à la perte d'informations du signal entraindes par une réduction de densité..DTD: d'échantillonnage ou à l'adjonction de composantes para- sites erronées) ont toutes une largeur d'une octave pour chaque dimension de la composante d'informations et contiennent seulement les fréquences présentes dans le spectre de fréquences de signal initial Go0 se situant dans cette octave particulière. Des fréquences du spectre de fréquence du signal original G0 se situant au-dessous du signal de composante de Laplace d'octave la plus basse LN 1 se trouvent alors dans le signal de Gauss restant GN de la sortie analysée. En général N est un nombre entier d'une valeur donnée de deux ou davantage, mais il existe des types d'informations dans lesquelles une valeur donnée relativement faible de N peut suffire pour analyser toutes les fréquences considérées dans chaque dimension du spectre de fréquences du signal original GO0 avec une résolution suffisamment élevée. A titre d'exemple, dans le cas des images visuelles, il apparaît souvent qu'une valeur de N égale à sept est suffisante de sorte que dans ce cas, les fréquences dans chaque dimension du signal restant GN sont inférieures à 1/128 (1/27) de la fréquence supérieure considérée f0 du spectre de fréquence Go du signal original. La figure la présente sous une forme généralisée un mode numérique de réalisation d'une première espèce d'un dispositif de translation de signaux échantillonnés -1... 100-N du groupe pipe-line de la figure 1. Sur la figure la, ce mode de réalisation de la première espèce d'un dispositif individuel de translation 100-1... (N-1) du groupe est désigné par 100a-K et le mode de réalisation de première espèce du dispositif de trans- lation qui suit immédiatement dans le groupe est *désigné par 10a-(N-1). Le dispositif de translation 100a-K est constitué par un filtre à convolution numérique 102 à m prises (o m est un nombre entier de trois ou davantage, de préference impair, un circuit de décomposition 104, un expanseur 106, un filtre d'interpolation numérique 108 n prises (o n est un nombre entier de trois ou davantage de préférence impair) un circuit à retard 109 et un soustracteur 110. L'horloge de fréquence d'échantillonnage CL3 (c'est-à-dire l'horloge représentée sur la figure 1, appliquée à la seconde entrée de chaque dispositif de translation du groupe de dispositif de translation 10Oa-K) est appliquée à une entrée de commande de chacun des éléments respectifs 102, 104, 106, 108, 109 et 110. Le signal GK_1 appliqué à la première entrée du dispositif de translation 100a-K est appliqué à une entrée du filtre à convolution 102 et après le retard 109 d une entrée du soustracteur 110. Les densités des échantillons indiquées dans la figure la sont les mêmes densités par dimensions du signal d'infor- mations. Plus particulièrement, le signal G_1 a une densité d'échantillons dans chaque dimension du signal d'informations qui est établi dans le domaine temporel par la fréquence d'échantillonnage de l'horloge CLK du dispositif de translation 100a-K. Ainsi, chacun des échantillons constituant GK_1 est traité par le filtre 102. La fonction du filtre à convolution 102 est de réduire la fréquence maximale de son signal de sortie GK par rapport à la fréquence maximale de son signal d'entrée GK_1 (comme expliqué ci-dessus en regar de la figure 1). Mais comme l'indique la figure la, la densité des échantillons à la sortie du filtre 102 est encore la fréquence d'échantillonnage CLK. Cette sortie du filtre 102 est appliquée à une entrée du circuit de décomposition 104. Ce dernier émet à sa sortie certains seulement (non la totalité des échantillons successifs dans chaque dimension qui sont appliqués à son entrée par le filtre 104. Ainsi, la densité d'échantillons dans chaque dimension à la sortie du circuit de décomposition 104 est réduite par rapport à la densité des échantillons dans cette dimension à son entrée. Plus:particulièrement, comme l'indique la figure la, la densité d'échantillons CLK+1 dans chaque dimension à la sortie du circuit de décomposition 104 est telle que dans le domaine temporel, elle peut être définie à la fréquence réduite déterminée par l'horloge de fréquence d'échantillonnage réduite CLK+1 appliquée à la seconde entée du dispositif de translation 100a-(K+1) qui suit immédiatement. En outre, les échantillons de densité réduites dans chaque dimension du signal GK à la sortie du circuit de décomposition 104 tels qu'ils sont organisés dans le domaine temporel apparaissent en phase avec l'apparition de l'horloge de fréquence d'échantillonnage CLK+1 appliquée à la seconde entrée du dispositif de translation 100a-(K+1) qui suit immédiatement. Sur la figure la, le signal de sortie GK du circuit de décomposition 104 (qui constitue le signal à la première sortie du dispositif de translation 100a-K) est appliqué à la première entrée du circuit de transla- tion 100a-(K+1) qui suit immédiatement. Ainsi, la relation isochrone entre la densité d'échantillonnage réduite des échantillons de GK à la première entrée et de la fréquence d'échantillonnage réduite CLK+1 à la seconde entrée du dispositif de translation 100a-(K+1) est similaire à la relation isochrone entre la densité d'échantillonnage plus élevée des échantillons GK 1à la première entrée et de la fréquence d'horloge d'échan- tillonnage plus élevée CLK à la seconde entrée du dispo- sitif de translation 100a-K (décrit ci-dessus). Bien que cela ne soit pas limitatif, un mode préféré de réalisation du circuit de décomposition 104 a pour effet, dans chaque dimension des informations du signal, de réduire de moitié la densité des échantil- lons à l'entrée, dans cette dimension. Dans ce cas, le circuit de décompositon 104 émet à sa sortie un échantil- lon sur deux dans chaque dimension reçu à son entrée. Ainsi, pour des informations de signaux unidimensionnels, la densité d'échantillons CK+ est (1/2)1 ou la moitié de la densité d'échantillons CL. Pour des informations bidimensionnelles, la densité d'échantillons CLK+1 dans chacune des deux dimensions est la moitié, ce qui donne une densité d'échantillons bidimensionnels de(l/2)2 ou un quart. Bien que le spectre de fréquence en bandes de base de GK soit le même à Vlentrée du circuit de décom- position 104 qu'à sa sortie, le signal G de densité d'échantillons réduite è la sortie du circuit de décompo- sition 104 entraîne la perte d'une certaine quantité d informations de phase qui sont présentes dans le signal GK de plus haute densité d'échantillons appliques à l'entrée du circuit de décomposition 104. En plus d'être appliquée à la première entrée du dispositif de translation qui suit immédiatement, la sortie du circuit de décomposition 104 est également appliquée à une entrée d'un expanseur 106. L'expanseur 106 sert à insérer, comme un échantillon supplémentaire un zéro (un nombre représentant un zéro) à chaque position d'échantillon de l'horloge CLK à laquelle un échantillon de la sortie du circuit de décomposition 104 est absent. De cette manière, la densité d'échantillons à la sortie de l'expanseur 106 est établie à la même densité que l'entrée du circuit de décomposition 104. Dans le cas préféré dans lequel la densité d'échantillons dans chaque dimension est réduite de moitié, l'expanseur 106 insère dans chaque dimension un zéro entre chaque paire d'échantillons voisins dans sa dimension à la sortie du circuit de décomposition 104. Bien que l'expanseur 106 augmente la densité des échantillons de sa sortie par rapport à son entrée, il ne change en aucune manière les informations du signal Gx à sa sortie par rapport à son entrée. Mais l'introduction des zéros a pour effet d'ajouter des images ou des répé- titions des informations du signal GK en bande de base apparaissant comme des harmoniques CL du spectre de fréquence en bande latérale. Le signal GK à la sortie de l'expanseur 106 passe ensuite par un filtre d'interpolation 108. Le filtre d'interpolation 108 est un filtre passebase qui laisse passer le signal GK en bande de base mais qui supprime les harmoniques CL du spectre de fréquence en bandes latérales. Par conséquent, le filtre 108 remplace chaque échantillon de valeur zéro par un échantillon de valeur interpolé, dont chacun a une valeur définie par les valeurs respectives des échantillons portant les informa- tions qui l'entourent. L'effet de ces échantillons de valeurs interpolées est de définir avec une plus haute résolution l'enveloppe des échantillons partant des informations. De cette manière, les composantes à haute fréquence du signal GK à la sortie de l'expanseur 106, qui sont au-dessus de la bande de base, sont pratiquement éliminées par le filtre d'interpolation 108. Mais ce filtre d'interpolation 108 n'ajoute pas et ne peut ajouter des informations au signal GK interpolé à sa sortie, qui ne sont pas déjà présentes dans le signal GK de densité d'échantillon réduite à la sortie du circuit de décomposition 104. Autrement dit, l'expanseur 106 sert à expanser la densité d'échantillon réduite dans chaque dimension du signal GK jusqu'à la même densité dans chaque dimension du signal GK à la sortie du filtre à convolution 102. Le soustracteur 100 sert à soustraire le signal GK apparaissant à la sortie du filtre d'interpola- tion 108 du signal GK_1 appliqué à la première entrée du signal de translation 100a-K et appliqué à une entrée du filtre à convolution 102 et par un circuit à retard 109 au soustracteur 110. Le circuit à retard 109 introduit un retard égal au retard total introduit par le filtre à convolution 102, le circuit de décomposition 104, i'expanseur 106 et le filtre d'interpolation 108. Par conséquent, étant donné que les deux signaux appliques aux entrées du soustracteur 110, ont, dans chacune de leurs dimensions, la même densité d'échantillons CLK et ont subi des retards égaux, le soustracteur 110 soustrait un niveau représentant par le nombre dans chaque échantillon du signal GK à cette entrée du niveau représenté par le nombre dàns l'échantillon correspondant de l'entrée GK_1. Ainsi, la sortie du soustracteur 110 constitue le signal de la Laplace LK1 produit à la seconde sortie du dispositif de translation a-K. Seules les composantes du signal de GK1 qui ne sont pas également présentes dans le signal GK appliqué au soustracteur 110 sont présentes dans le signal de Laplace NK-1 à la sortie du soustracteur 110. Une première composante est constituée par la partie à haute fréquence du spectre de fréquence du signal GK_1 qui est au-dessus de la bande passante de filtre à convolution 102. Ainsi, par exemple, si le dispositif de translation 100a-K correspond au dispositif de transla- tion 100-1 de la figure 1, la premiere composante de LK1 (L0) contient les fréquences du spectre de GK_1 (G0) dans la bande passante f1 à f0 ' Mais en plus de cette composante, la sortie de Laplace LK_1 du sous- tracteur 110 contient également une seconde composante de compensation d'erreur constituée des fréquences dans la bande passante du filtre à convolution 102 correspondant aux informations de phase présentes dans le signal GK de plus haute densité d'échantillons à la sortie du filtre à convolution 102, ces informations de phase étant perdues dans l'opération de décomposition (décrite ci- dessus). Ainsi, les informations de phase perdues dans le signal GK (décomposé) de densité d'échantillons réduite, émis vers la première entrée du dispositif de translation 100a-(K+1) qui suit immédiatement sont pratiquement conservées dans le signal de Laplace LK_1 produit à la seconde sortie du dispositif de translation a-K. Chaque dispositif de translation 100-1... -N peut avoir la configuration du dispositif de trans- lation 100a-K de la figure la. Dans ce cas, le signal restant G de la sortie analysée, provenant de la première N sortie du dernier dispositif de translation 100-N du groupe a la même densité dans chaque dimension, qui est inférieure, de préférence de moitié, à la densité d'échantillons dans chaque dimension du signal G_1 appliqué à la première entrée. Mais étant donné que par définition aucun dispositif de translation du groupe ne suit le dispositif de translation 100-N, il n'est pas essentiel pour la plupart des applications (une exception est l'application à la transmission de données compressées) que la densité d'échantillons du signal restant GN soit inférieure à la densité d'échantillons du signal GN_1 appliquée à la première entrée du dispositif de transla- tion 100-N. Par conséquent, dans ce cas, plutÈt que d'être constitué de toute la structure du dispositif de trans- lation 100a-K, le dernier dispositif de translation 100-n du groupe peut en variante être constitué par la struc- ture formée de la manière illustrée par la figure lc (bien que chacun des autres dispositifs de translation 100-1... 100(N-1) de la première espèce soit encore formé de la manière du dispositif de translation 100a-K). Selon la figure lc, la sortie du signal GN du filtre à convolution 102 (ayant la même densité d'échantillons dans chaque dimension que le signal GN 1 appliqué à l'entrée du filtre de convolution 102) ne passe pas par un circuit de décomposition, mais est délivré direc- tement comme signal GN restant à la sortie du dernier dispositif de translation 100a-N de la première espèce du groupe. Etant donné que dans ce cas, il n'y a aucune décomposition, aucune expansion ni interpolation n'est nécessaire. Par conséquent, le signal GN à la sortie du filtre à convolution 102 est appliqué directement comme l'entrée GN au soustracteur 110. Autrement dit, la configuration du dispositif de translation 100a-N de la figure le diffère de celle du dispositif de translation 100a-K de la figure la par la suppression du circuit de décomposition 104, de l'expanseur 106 et du filtre d'interpolation 108. Dans ce cas, le circuit à retard 109 introduit un retard égal seulement à celui introduit par le filtre à convolution 102. La première espèce représentée sur la figure la (ou en variante sur les figures la et lc) constitue une mise en oeuvre en temps réel de l'algorithme de la Pyramide de Burt. Bien entendu, sous sa forme la plus utile, chacune des composantes de Laplace de la sortie analysée dérivée par l'algorithme de la Pyramide de Burt a une largeur de bande d'une octave dans chaque dimension. Cette forme la plus utile de l'algorithme de la Pyramide de Burt est obtenue par la mise en oeuvre en temps réel de la figure la, en faisant en sorte que la fréquence d'horloge d'échantillonnage CLE+1 dans chaque dimension soit la moitié de la fréquence d'horloge d'échantillonnage CLK dans cette dimension. Il y a lieu de considérer maintenant un autre type de pyramide hiérarchique qui est une variante de la Pyramide de Burt. Cette variante de pyramide est appelée pyramide "filtrage-soustraction-décomposition" (FSD). Bien que la pyramide FSD ne possède pas certaines des qualités de Pyramide de Burt, elle possède néanmoins certaines autres propriétés souhaitables que ne possède pas la Pyramide de Burt. Par exemple, une propriété souhaitable de la Pyramide de Burt (que ne possède pas la pyramide FSD) est sa compensation inhérente dans la synthèse du signal initial reconstitué pour des fréquences d'erreurs parasitesqui sont présentes dans chacune des composantes de Laplace et de reste de la s6rtie analysée. Par ailleurs, dans certaines applications, la pyramide FSD nécessite moins de parties machine et elle est donc moins coûteuse à mettre en oeuvre que la Pyramide de Burt. L'appareil de traitement de signaux selon l'invention utilisant une architecture pipe-line convient également pour une mise en oeuvre en temps réel de la pyramide FSD. La pyramide FSD consiste en une seconde espèce de configuration de structure de certains respec- tifs des dispositifs de translation de signaux d'échantil- lons l00-a... 100-N du groupe qui sont représentés sur la figure 1 en utilisant des dispositifs ou des étages de translation comme 10Ob-K de la figure lb (au lieu des étages comme le dispositif de translation 100a-K décrit ci-dessus qui est utilisé dans la Pyramide de Burt). Le dispositif de translation 110Ob-K de la figure lb représente un mode de réalisation numérique de la seconde espèce précitée dans lequel chaque disposi- tif de translation individuel 100-1... 100(N-1) du groupe représenté surla figure 1 utilise un dispositif de translation tel que 100b-K et 100b(K+1) de la figure lbo De plus, le dispositif de translation 100b-(K+1) de la figupre lb représente celui des dispositifs de transla- tion 100-1... 100-N du groupe qui suit immédiatement le dispositif de translation 100b-K. Comme l'indique la figure lb, le dispositif de translation 100Ob-K comporte seulement un filtre à convolution numérique 102 à m prises, un circuit de décomposition 104, un circuit à retard 109 et un soustrac- teur 110. La Configuration de structure du dispositif de translation 100bK de seconde espèce représenté sur la figure lb est similaire à la configuration de structure du dispositif de translation 100a-K (figure la) de la première espèce dans la mesure o le signal GK_ 1 (ayant la densité d'échantillons CLK) est appliqué comme une entrée au filtre 102 et par un circuit à retard 109 à une entrée d'un soustracteur 110 et en ce que le signal de sortie GK (ayant également la densité d'échan- tillonnages CLK) passe par le circuit de décomposition 104 pour réduire dans chaque dimension la densité d'échantillons du signal GK à CLK+1 avant d'appliquer le signal GK de densité d'échantillons réduite à la première entrée du circuit de translation 100b-(K+1) qui suit immédiatement. Le dispositif de translation 100b-K de la seconde espèce diffère du dispositif de translation a-K de la première espèce par l'application directe à l'entrée CK du soustracteur 110 du signal GK de densité d'échantillons CL K (dans chaque dimension) qui est appliqué par la sortie du filtre 102 à l'entrée du circuit de décomposition 104. Plus particulièrement, cela diffère du dispositif de translation 100a-K de la première espèce qui utilise le signal GK de densité d'échantillons réduite CLxK+1 (dans chaque dimension) à la sortie du circuit de décomposition 104. Ainsi, la première espèce nécessite un expanseur 106 et un filtre d'interpolation 108 pour rétablir le signal GK à sa densité d'échantillons CLK (dans chaque dimension) avant qu'il soit appliqué à l'entrée GK du soustracteur 110. Etant donné que l'entrée GK du soustracteur 110 du dispositif de translation 100b-K de la seconde espèce ne provient pas d'une source de densité d'échantillons décomposés, l'expanseur 106 et le filtre d'interpolation 108 ne sont pas nécessaires dans la configuration du dispositif de translation 100b-K. Ainsi, selon la figure lb, le circuit en retard 109 introduit un retard égal seulement à celui produit par le filtre à convolution 102. En outre, la sortie LK_1 du soustracteur ne contient que les composante de fréquence relati- vement élevées du spectre de fréquences du signal GK_1 qui ne sont pas présentes dans le signal GK à la sortie du filtre à convolution 102. Dans le cas de là seconde espèce, le dispositif de translation finale 100N du groupe peut aussi avoir la configuration de structure du dispositif de translation 100b-K ou en variante, il peut avoir la configuration de structure de la figure lc. Les modes respectifs de réalisation de la première et de la seconde espèce des figures la et lb sont numériques. Dans ces modes de réalisation numériques, un convertisseur analogiquenumérique est utilisé initialement pour convertir un signal analo- gique en des échantillons de niveau numérique, le niveau de chaque échantillon étant normalement représenté par un nombre binaire à plusieurs bits. Mais il n'est pas essentiel que la première ou la seconde espèce selon l'invention soit réalisée sous forme numérique. Un dispositif de translation de signaux échantillonnés utilisant des dispositifs à couplage de charge (CCD) sont bien connus. Par exemple, des filtres transversaux CCD, comme des filtres.à grille séparatrice, peuvent être conçus comme des filtres à convolution et comme des filtres d'interpolation. Les signaux CCD sont constitués d'une série d'échantillons discrets. Mais chaque échantillon possède un niveau d'amplitude analo- gique. Ainsi, l'invention peut être mise en oeuvre sous forme numérique ou sous forme analogique. Les caractéristiques de filtrage d'un filtre à prises dépendent de facteurs tels que le nombre des prises, le retard effectif entre prises, et les niveaux spécifiés d'amplitude de polarité des facteurs de pondération respectifs associés individuellement à chacune des prises. A titre d'exemple, il sera supposé que le filtre à convolution 102 est un filtre unidimen- sionnel à 5 prises. La figure 2 représente un exemple des niveaux spécifiés d'amplitude des facteurs de pondération ayant tous la même polarité (positive sur la figure 2) qui sont associés respectivement avec les prises individuelles. Elles montrent également le retard effectif entre deux prises voisines. Plus particulièrement, comme le montre la figure 2, le retard effectif entre deux paires voisines est 1/CLK, la période d'échantillonnage définie par l'horloge de fréquence d'échantillonnage CLK appliquée individuellement au filtre à convolution 102 de chacun des dispositifs de translation 100-1... 100-N de la première ou la seconde espèces (représentés sur les figures la, lb et lc). Ainsi, la valeur absolue du retard CLK du filtre à convolution 102 de chaque dispositif de translation - 100-2... 100-N est supérieure à celle du dispositif de translation du groupe qui précède immédiatement. Selon la figure 2, les facteurs de pondé- ration associés avec les 5 prises ont tous des polarités positives et des niveaux d'amplitude spécifiés qui sont distribués symétriquement par rapport à la troisième prise. Plus particulièrement dans l'exemple de la figure 2, les facteurs de pondération associés avec la troisième prise ont la valeur spécifiée de six, les facteurs de pondération respectifs associés avec chacune de la seconde et la quatrième prises ont la même valeur spécifiée inférieure de quatre et les facteurs de pondération associés avec chacune de la première et de la cinquième prises ont encore la même valeur spécifiées inférieure unitaire. L'enveloppe 202 des facteurs de pondération définit la fonction de noyau (et par conséquent la forme des caractéristiques filtre dans le domaine des fréquences) du filtre à convolution 102 de chacun des dispositifs de translation 100-1. 00100-N du groupe. Plus particulièrement, étant donné que tous les échantillons (a) ont la même polarité (positive sur la figure 2) sont disposes symétriquement autour de l'échantillon central (le 3ème), et le niveau des échantillons diminue au fur et à mesure qu'il s'éloigne de l'échantillon central, le filtre à convolution 102 présente une caractéristique de filtre passe bas, dans chacun des dispositifs de transla- tion 100-1... 100-N du groupe. sur la figure 2, tous les facteurs de pondération ofit la même polarité (positive) mais cela n'est pas essentiel dans un filtre passe- bas. Certains des facteurs de pondération peuvent avoir une polarité opposée (négative) dans la mesure o la somme algébrique de tous les facteurs de pondéra- tion est différente de zéro. La forme d'ondes de la fonction de noyaux (comme l'enveloppe 202 de la figure 2 par exemple) peut être identique pour tous les filtres à convolution 102 des dispositifs de translation du groupe, de sorte que les caractéristiques relatives de fréquence passe-bas (la forme des caractéristiques des filtres dans le domaine des fréquences) sont les mêmes pour tous les filtres 102 (bien que cela ne soit pas essentiel). Mais la valeur absolue de la fréquence nominale de coupure passe-bas du filtre de chaque dispositif individuel de translation a une échelle qui dépend de la période de la fréquence d'échantillonnage 1/CLK pour ce filtre. En choisissant de façon appropriée les niveaux des facteurs de pondération 200 (qui n'ont pas nécessairement les valeurs particulières 1,4 et 6 de la figure 2), une fréquence de coupure nominale passe-bas peut être obtenue pour le signal GK à la sortie du filtre à convolution 102 (ayant dans chaque dimension une densité d'échantil- lons CL) qui est pratiquement la moitié de la fréquence K maximale (ou dans le cas de Go, la plus haute fréquence possible considérée f0) du signal GK_1 à l'entrée du filtre à convolution 102. Dans ce cas, le circuit de décomposition 104 réduit dans chaque dimension la densité d'échantillons unidimensionnels du signal GK à CLK/2 en éliminant un échantillon sur deux dans cette dimension. Mais le signal GK (qui est défini par l'enveloppe d'échan- tillonnage 102) reste essentiellement le même à l'entrée et à la sortie du circuit de décomposition 104 (bien qu'il existe une perte d'informations de phase en raison de la plus basse densité d'échantillons à la sortie du circuit de décomposition 104. Certains modes préférés de mise en oeuvre de la Pyramide de Burt, fOrmant la première espèce (de la figure la) du type de la figure 1, seront maintenant décrits. La figure 3 est un schéma simplifié d'un analyseur de spectre, d'un circuit de modification de spectre et d'un synthétiseur de signaux fonctionnant sur un signal électrique qui représente des informations unidimensionnelles (comme par exemple de tous types de signaux d'informations variables avec le temps). La figure 3 montre que le signal électrique initial dont le spectre doit être analysé est appliqué en forme analogique à un convertisseur analogique-numérique 305 pour être numérisé. La réponse numérique échantillonnée du convertisseur 305 est désignée par Go. La réponse en fréquence la plus élevée à Go, un spectre passe-haut L0 est extraite de l'étage d'analyse 310 d'ordre zéro pour donner G1, les réponses filtrées passe-bas à Go. La partie de fréquence de G1, un spectre passe-bande L1, est extraite d'un étage d'analyse 315 de premier ordre pour donner G2, une réponse filtrée passe-bas à Gl. La partie des fréquences supérieures de G2, un spectre passe-bande L2 au-dessous du spectre passe-bande L1, est extraite dans un étage d'analyse 320 de second ordre pour donner G3, une réponse filtrée passe-bas à G2. La 3 25 partie des fréquences supérieures de G3, un spectre passe- bande L3 en dessous des spectres passe-bandes L1 et L2 est extraite dans un étage d'analyse 325 de 3ème ordre pour donner G4, une réponse filtrée passe-bas à G3. La partie des fréquences supérieures de G4, un spectre passe-bande L4 audessous du spectre passe-bande L3, est extraite d'un étage d'analyse 330 de quatrième ordre pour donner G5, une réponse filtrée passe-bas à G4. La partie des fréquences supérieures de G5, un spectre passe-bande, audessous des autres spectres passe-bande est extraite dans un étage d'analyses 335 de cinquième ordre pour donner G6, une réponse filtrée passe-base restante à G5. La réponse G6 est en fait une réponse filtrée passe-bas six fois au signal original G0. Les étages d'analyse, 310, 315, 320, 325, 330 et 335 comprennent des étages 311, 316, 321, 326, 331 et 336 de filtrage initial passe-bas avec des bandes passantes successivement plus étroites. Les réponses passe-bas de ces filtres 311, 316, 321, 326, 331, 336 sont suffisamment plus étroite que leurs signaux d'entrée qui ont été échantillonnés à nouveau à une fréquence réduite avant d'être émis vers l'étage d'analyse suivant. La réduction des échantillons est faite par sélection sur une base régulière - c'est-à-dire par décomposition- dans des circuits de décomposition 312, 317, 322, 327, 332, 337 suivant les filtres 311, 316, 321, 326, 331, 336 respectivement. Dans l'analyse spectrale par octaves, qui est particulièrement utile, des échantillons alternés sont éliminés par l'opération de décomposition. La partie de plus haute fréquence du signal d'entrée appliquée à chaque étage d'analyse est extraite en prenant la partie de basse fréquence dans son signal d'entrée. La partie de fréquence basse décomposée du signal d'entrée pose le problème indésirable d'être une matrice d'échantillonnage avec moins de résolution que le signal d'entrée et également retardé par rapport à ce dernier. Le premier de ces problèmes est résolu dans les circuits d'expansion 313, 318, 323, 328, 333, 338, en introduisant des zéros dans les points d'échantil- lonnage manquants de la matrice d'échantillonnage de réponse de filtre pass-bas; puis en éliminant par filtrage passe-bas, le spectre d'harmonique parasite introduit simultanément. Le second de ces problèmes est résolu en retardant les signaux d'entrée des étages d'analyse avant de les soustraire des réponses expansées des filtres passe-bas assurées par les circuits d'expansion 313, 318, 323, 328, 333, 338. Les opérations de retard et de soustraction sont exécutées dans des circuits 314, 319, 324, 329, 334, 339 respectivement dans les étages d'analyse 310, 315, 320, 325, 330, 335. Dans certains cas, comme cela sera décrit, des éléments peuvent être partagés entre le filtre passe-bas initial et le circuit à retard et de soustractionde chaque étage d'analyse. L'analyse spectrale décrite ci-dessus est de nature pipe-line; et il existe une différence de temps progressivement plus longue des échantillons Li, des échantillons L2, des échantillons L3, des échantillons L4 et des échantillons L5 par rappoitaux échantillons L. Le terme "différence de temps" tel qu'il est utilisé ici se rapporte aux retards différentiels de valeurs connues prédéterminées qui apparaissent sur les échantillons correspondants des signaux parallèles liés aux informa- tions, comme parmi les échantillons correspondants des signaux de sortie analyses, L0, L1, L2, L3, L4, L5 et G6 de l'analyseur de spectre de la figure 3. La synthèse de signaux à partir des procédures spectrales qui sera décrite nécessite des différences de temps opposées des groupes respectifs d'échantillons. Cela peut être obtenu par les lignes à retard 340, 341, 342, 343 et 344 (généralement constituées par des registres à décalage ou autre type de mémoire remplissant une fonction équiva- lente, par exemple une mémoire à lécture-écriture en série)-pour les échantillons L0, L1, L2, L3 et L4 respec- tivement avant leur modification dans les circuits 345, 346, 347, 348 et 349 comme le montre la figure 3. En variante, les spectres peuvent être modifiés, l'échantillon d'un spectre modifié étant ensuite retardé. Ou encore, le retard peut être partagé avant et après la modification de différentes manières - par exemple pour permettre des modifications de spectre en parallèle dans le temps. Il est concevable que des retards différents dans les cir- cuits de modification 345, 346, 347, 348 et 349 eux-mêmes soient utilisés comme des parties des conditions globales de retards différents, dans certaines circonstances. Les spectres L1 et G6 sont modifiés dans les circuits de modification 350 et 351. Dans certaines applications de traitement de signaux, certains des circuits de modification 345-351 peuvent ne pas être nécessaires et sont remplacés par des connexions directes. Les procédures d'analyse spectrale décrites jusqu'ici peuvent être étendues avec des étages supplémentaires d'analyse, ou tronquées avec moins d'étages d'analyse. Le spectre passe-bas restant G a, à la fin de l'analyse de l'analyse spectrale n'est pas G6 dans ce cas. Dans la synthèse d'un signal par recombinai sont des composantes d'analyse spectrale, éventuellement modifiées, la décomposition d'une matrice d'échantillonnage d'un étage d'analyse à un autre doit être annulée, de sorte que les échantillons d'un spectre peuvent être additionnés en utilisant des additionneurs 353, 355, 357, 359, 361, 363. Cela vient en plus de la correction de la différence de temps dans les circuits à retard 340 à 344. La décomposition est annulée en utilisant des circuits d'expansion 352, 354, 356, 358, 360 et 362 qui sont essentiellement semblables aux circuits d'expan- sion, 338, 333, 328, 323, 318 et 313 respectivement. Par ailleurs, par multiplexage, un seul circuit peut remplir une double fonction. Le spectre passe-bas restant G/kest décalé en avant dans le temps par rapport au spectre passe-bande voisin L Ai1 de sorte que son expansion aligne ses échantillons dans le temps avec ceux de L (L-1)' Selon la figure 3, GLest G6 qui est modifié (nouveau G6,) expansé dans le circuit d'expansion 52 puis additionné dans l'additionneur 353 à une valeur modifiée LjLi (L5 de la figure 3) ce dont il résulte une nouvelle valeur synthétisée GA _, (nouveau G5'). La sortie de l'additionneur 353 est expansée dans le circuit d'expansion 354 et additionnée dans l'additionneur 355 à la valeur L4 retardée modifiée pour synthétiser la nouvelle valeur G4'. La sortie de l'additionneur 355 est expansée dans le circuit d'expansion 354 et additionnée dans l'additionneur 357 avec la valeur N3 retardée et modifiée pour synthétiser la nouvelle valeur G3'. La sortie de l'additionneur 357 est expansée dans le circuit d'expansion 358 et additionnés dans l'additionneur 359 avec la valeur L2 retardée et modifiée pour synth6- tiser la nouvelle valeur G2'. La sortie de l'additionneur 359 est expansée dans le circuit d'expansion 60 et additionnée dans l'additionneur 361 avec la valeur L2 retardée et modifiée pour synthétiser la nouvelle valeur G1,. Enfin, la sortie de l'additionneur 361 est expansée dans le circuit d'expansion 362 et additionnée dans l'ad- ditionneur 363 pour synthétiser la nouvelle valeur GO,. Les valeurs nouvelles G0o, G1I, G2,t G3," G4,, G5, et G6, sont indiquées par des primes dans les circuits de synthèse de la figure 3. La nouvelle valeur GO, peut être convertie en forme analogique par un convertisseur numérique-analogique représenté, si cela est désiré. Les expansions dans les circuits 352, 354, 356, 358, 360, 362 assurent une réjection au-dessus de la bande à chaque phase du processus de cynthèse. Quand les spectres de bande passante ne sont pas plus larges qu'une octave, cela assure une supression des harmoniques produites par les circuits de modification 345-351 qui pourraient autrement perturber la synthèse du signal en introduisant des fréquences erronées para- sites. La figure 4 représente plus explicitement la réalisation d'un étage d'analyse spectrale pour une information unidimensionnelle, comme les étages 310, 315, 320, 325, 330, 335 utilisés pour l'analyse spectrale par octave. L'étage est l'étage d'analyse spectrale d'ordre K, K étant zéro ou un entier positif. Dans le cas de l'étage d'analyse spectrale d'ordre zéro, la fréquence d'horloge de cet étage doit être R pour échan- tillonner le signal d'entrée initial, GO, dont le spectre doit être analysé. Dans le cas o K est un entier K positif, la fréquence d'horloge est divisée par 2Ko Le signal d'entrée GK de l'étage d'analyse de spectre de la figure 4 est appliqué d'un registre à décalage 470 comprenant Métages et commandé par horloge une frquence R/2K. Les (M+) chantillons horloge à une fréquence R/2. Les multiples d'un filtre à retard passe-bas. Les échantil- lons sont pondérés et additionnés dans le circuit 471 pour produire des échantillons d'une réponse de filtre passe-bas à phase linéaire (G(K+1). Dans tous les étages d'analyse, sauf le premier, dans lesquels K est supérieur à zéro, la demi-fréquence d'horloge (comparée à la fréquence d'horloge de l'étage précédent) utilisée dans le registre à décalage initial 470 et les additionneurs du circuit 471 de pondération et de sommation, décompose G(K+1) par rapport à GK. La réponse G(K+1) est appliquée à une entrée d'un multiplexeur 472 effectuant une sélec- tion alternée entre son signal d'entrée GK+1 et une entrée zéro, l'alternance se faisant à la fréquence R/2 pour produire un signal GK+1 *. Le signal G(K+,)* a un spectre de fréquence en bande,.de base de 2 fois le spectre G(K+) mélangé (K+1) avec un spectre harmonique à porteuse supprimée, de première, double latérale, d'amplitude de crête G(K+1). Il faut noter en passant que l"étage d'analyse de spectre suivant peut utiliser G(K+1)* correctement temporisé plutôt que G(K+1) comme entrée. Le signal G(K+1)* est appliqué comme signal d'entrée à un autre registre à décalage 473 ayant plusieurs étages (pouvant être égal ou différent de L) et commandé par horloge à la fréquence R/2K. Les (M+1) échantillons produits par le signal d'entrée et les signaux de sortie du registre à décalage 473 à chacun des étages sont appliqués à un autre circuit 474 de pondération et de sommation semblable au circuit 471. Le circuit 474 supprime le premier spectre harmonique de G(K+1)* et délivre une version expansée de G(K+1) en une matrice d'échantillons avec autant d'échantillons que dans la matrice d'échantillons de GKl Dans un circuit additionneur 475, cette version expansée de GK+1 est soustraite de GK après que GK a été retardé dans le registre à décalage 470 et dans le circuit à retard 476. Le retard de M cycles de GK dans le registre à décalage 470 compense le retard de M/2 cycles d'un échantillon central du circuit 471 de pondération et de sommation par rapport à l'entrée GK de l'étage d'analyse spectrale de la figure 4, et le retard similaire de N/2 cycles entre G(K+1)* et l'échantillon central du circuit 474 de pondération et de sommation. Le circuit à retard 476 introduit un retard pour compenser les délais d'exécution d'addition dans lE circuits 471 et 474 de pondération et de somma- tion et ce circuit à retard 476 peut être simplement prévu par un prolongement du registre à décalage 470 du nombre voulu d'autres étages. Le signal de sortie LK du circuit additionneur 475 est l'une des composantes recherchées d'analyse spectrale dont la limite inférieure de fréquence établie par le filtrage passe-bas effectuée dans le Kième étage d'analyse spectrale de la figure 4 et dont la limite supérieure de fréquence est établie par le filtre passe-bas de l'étage d'analyse spectrale précédent s'il existe. La figure 5 montre une manière de réduire le nombre des étages de registre à décalage dans l'analyse de spectre réalisée selon l'invention. Les échantillons pour définir G(K+,)* qui doivent être pondérés et additionnés pour remplir la fonction de filtrage passe-bas associée avec l'interpolation de G(K+ sont obtenus à la structure de ligne en retard prises utilisées pour supporter le filtrage passe-bas initial de G(K+1) dans l'étage d'analyse spectrale suivant, plutÈt qu'en utilisant le registre à décalage 473 La figure 5 montre à titre d'exemple comment cela se faire entre un étage d'analyses d'ordre zéro utilisé pour produire L0 et l'étage d'analyse suivant. Les éléments 570-0, 571-0, 575-0 et 576-0 sont les éléments de l'étage d'analyse spectrale de zéro corres- pondant aux éléments 470, 471, 475 et 476 de l'étage d'analyse spectrale d'ordre K de la figure 4. Les éléments 570-1 et 571-1 de l'étage d'analyse spectrale du premier ordre sont analogues aux éléments 570-0 et 571-0 de l'étage d'analyse spectrale d'ordre zéro, à l'exception d'être commandé par horloge à une fréquence moitié. Les quatre échantillons extraits de l'entrée et des trois premières sorties du registre à décalage 570-1 sont fournis en parallèle à la fréquence d'horloge R/2. Ils sont imbriqués avec des zéros et le résultat est pondéré en deux phases par la configuration de sept poids de filtre ABCDCBA pour produire la paire des échantillons successifs pour soustraire à la fréquence d'horloge R de Go0 retardé dans le soustracteur 575-0. Le plus ancien échantillon de chaque paire d'échantillons, successif à soustraire de GO retardé est obtenu en multipliant l'entrée de registre à décalage 570-1 et ses trois premières sorties par des- poids de filtrage A,C,C et A dans des circuits de pondé- ration 580, 581, 582 et 583 et en additionnant ensuite les échantillons pondérés dans le circuit de sommation 587. Les zéros intercalés tombent dans des points qui sont pondérés par B, D, B avec ce positionnement de G1 par rapport à la configuration de pondération de filtrage. Le dernier échantillon de chaque paire d'échantillons successifs à soustraire de G retardé est obtenu en mul- tipliant l'entrée du registre à décalage 570-1 et ses deux premières entrées par des poids de filtre B,D et B dans des circuits de pondération 584, 585 et 586 puis en additionnant les échantillons pondérés dans le circuit de sommation 588. Les zéros intercalés tombent en des points pondérés par A, C, C, A pour ce position- nement de G, par rapport à la configuration de pondération du filtre. Un multiplexeur 589 commandé à la fréquence d'horloge R sélectionne alternativement entre les échan- tillons aux sorties des circuits de sommation 587 et 588 pour produire le débit des échantillons à soustraire de G0 retardé dans le soustraction 575-0. La figure 6 montre plus en détail un étage du synthétiseur de signaux de la figure 3. Des échantillons de GK, (ou GjLretardê et modifié) sont intercalés avec des zéros dans un multiplexeur 692 et le signal expansé résultant est appliqué à l'entrée d'un registre à décalage 693 à M étages (ou autre nombre) commandé par horloge à une fréquence d'échantillonnage étendue. L'entrée du registre à décalage 693 et les sorties de ces étages sont reliées aux circuits 694 de pondération etde sommation. Le spectre GK, (ou GX) est échantillonné à nouveau à une fréquence double, puis partagé en une structure harmonique, et il est fourni par le circuit 694 de pondération et de somme à un additionneur 695 pour Atre combiné avec L( modifié, retardé dans le temps pour l'aligner avec les échantillons échantillonnés et filtrés GR, (ou G) en y étant additionné. Le multiplexeur 692, le registre à décalage 693 et le circuit 694 de pondération et de sommation oeuvent être multiplexés pour servir d'éléments 472, 473 et 474 dans l'opération d'analyse spectrale. Il y a lieu de considérer maintenant les caractéristiques du filtrage passe-bas utilisé dans l'opé- ration de filtrage passe-bas de la procédure d'analyse spectrale et dans les phases d'expansion de la procédure d'analyse spectrale et de synthèse de signaux. Le filtrage passe-bas est linéaire en phase de sorte que la configuration des pondérations de filtrage est symétrique autour des échantillons centraux. les pondérations de filtrage s'additionnent à l'unité afin de supprimer autant que possible les fréquences basses dans le spectre passe-haut L0 et les spectres passe- bande L1. L2, L3.o Si l'analyse spectrale doit se faire par octave, avec la décomposition par deux en recodage de la sous-bande éliminée par filtrage passe- bas dans chaque étage d'analyse spectrale, il est souhaitable d'éliminer les fréquences au-dessousdes deux tiers de la fréquence centrale de l'octave pendant le filtrage passe-bas. La réponse en fréquence en gradins du filtre introduit un dépassement des signaux filtrés, ce qui augmente la plage dynamique de la fonction GK+1 extraite par l'étage d'analyse spectrale et de la fonction L(K+1) produite par la soustraction expanséeG(K+î) de GK. C'est là un exemple du phénomène de Gibbs qui peut être modéré en utilisant une coupure moins brusque des séries de Fourier. Un certain nombre de fourchettes de coupure donnant une réponse du filtre avec un phénomène de Gibbs réduit sont connuesi par exemple celles attri- buées à Bartlett, à Hanning, à Hamming, à Blackman et à Kaiser. Il y a lieu de se référer par exemple au chapitre 5.5 de l'ouvrage "DIGITAL SIGNAL PROCESSING" par A.V. Oppenheim et R.W. Schafer publiés par Prentice Hall, Inc., Englewood Cliffs, New Jersey, en 1975, ce chapitre étant intitulé "Design of FIR-Filters Using Windows" et apparaissant aux pages 239-251. En pratique le nombre des échantillons dans le filtrage passe-bas est généralement limité à quelques uns. Dans un filtre utilisant un nombre impair d'échan- tillons la réponse du filtre comporte une composante continue et une série d'harmoniques cosinusoldales tandis qu'un filtre utilisant un nombre pair d'échantil- lons donne une réponse qui contient une composante continue et une série d'harmoniques sinusoidales. une approximation de la courbe de réponses voulues est faite pour correspondre le plus régulièrement à l'utilisation d'un calculateur pour effectuer une sélection empirique des coefficients de pondération. Il est possible de développer des spectres Q égaux de largeur non octave selon l'invention, bien que cette solution apparaisse d'une utilité limitée. La décomposition d'une réponse de filtre passe-bas pour sélectionner un échantillon sur trois et pour élimi- ner par filtrage les fréquences au-dessous de la moitié de la fréquence centrale du spectre passe-bande pour développer la réponse passe-bande produit un groupe de spectre passe-bande progressivement plus étroit d'un tiers plutôt que de la moitié. Les circuits de modification d'échantillons 345-351 de la-figure 3 peuvent prendre diverses formes et certains d'entre eux peuvent être remplacés par des passages directs. Pour éliminer le bruit de fond de bas niveau dans les différents spectres, par exemple chacun des circuits de modification 345-351 peut comporter un écriteur respectif 700 de ligne de base, selon la figure 7. Cet écriteur 700 peut être aussi simple qu'une suppression de bits de moindre poids du signal. La figure 8 représenteun circuit qui peut être utilisé pour chacun des circuits de modification 345-351 pour former un correcteur de spectre. Un commu- tateur tournant 897 est cablé pour produire un code binaire pour chacun de plusieurs déplacements d'un arbre. Ce code est fourni par un registre 898 à un multipli- cateur à deux quadrants afin de multiplier des échantillons de spectre d'entrée et de produire des échantillons de spectre de sortie à synthétiser pour obtenir G'0o Le registre 898 réserve l'entr6e de code du multiplicateur 889 pendant que le réglage du commutateur tournant 897 est changé. Il est possible de faire en sorte que chacun des spectres d'octave soit subdivisé en utilisant des filtres numériques avec la même fréquence d'échantillonnage que celle utilisée pour développer le spectre d'octave ou une demi-fréquence d'échantillonnage, et de régler ensuite individuellement les gains des sous-divisions spectrales. La subdivision des octaves par 12 produit les tons individuels et les demi-tons de signaux de codage de musique par exemple. Les circuits de modification peuvent être des mémoires permanentes (RD)4} pour mémoriser des fonctions de transfert non-lindaireso Par exemple, une ROM 990 mémorisant une réponse logarithmique à un sicnal d'entrée selon la figure 9 peut être utilisée dans chacun des circuits de modification d'échantillon 345-351 d'un dispositif de transmission et une ROM 1091 mémorisant une réponse exponentielle à un signal d'entrée selon la figure 10 peut être utilisée dans chacun des circuits de modification d'échantillon correspondants d'un dispositif de réception, assurant ainsi une pré- accentuation du signal avant son émission et une désaccen- tuation après la réception. D'autres caractéristiques complémentaires de pré-accentuation et de désaccentuation peuvent en variante être mémorisées dans des circuits de modification à ROM de synthétiseur de signaux ana- lyseurs de spectre d'émetteur et de récepteur. La figure 11 montreune modification du système d'analyse de spectre et de synthèse de signaux de la figure 3, dans laquelle les retards entre l'analyse et la synthèse sont divisés pour fournir.des échantillons * spectraux sans différence de temps en vue du traitement. Cet alignement est désirable, par exemple dans un système de compressionexpansion dans lequel une analyse spectrale est utilisée pour préparer des signaux en spectres avant une compression-expansion, afin que ces spectres puissent être filtrés pour supprimer des distorsions produites pendant une compression e t une expansion rapides du signal. L'amplitude du signal initiale fournie au convertisseur analogique-numérique 305 de la figure 3 peut être détectée pour produire dans un circuit 1130 un signal CC de commande-de compression- expansion qui est appliqué à chacun des compresseurs- expanseurs 1110, 1111, 1112, 1113, 1114, 1115, 1116 pour produire une compression-expansion d'attaque rapide et de décroissance lente des signaux commandés. Les compresseurs-expanseurs 1111-1116 peuvent consister essentiellement en des multiplicateurs numériques à deux quadrants, le signal de commande CC étant produit par un convertisseuranalogique-numérique en-cascade derrière des circuits analogiques courants pour détecter 4 5 le signal à compresser-expanser et pour développer en réponse à cette détection un signal analogique de commande de compression-expansion. Les compresseurs-expanseurs 1110, 1111, 1112, 1113, 1114, 1115, et 1116 fonctionnent sur les spectres L0, L1, L2, L3, L4, L5 et G6 après qu'ils ont été retardés différentiellement en utilisant les circuits en retard 1100, 1101, 1102, 1103, 1104 et 1106 pour aligner dans le temps les échantillons respectifs. Des circuits à retard 1120, 1121, 1122, 1123, 1124 et 1125 décalent les signaux L0,, LI,, L2," L3,, L4,, L5," et G6., de façon appropriée pour la procédure de synthèse du signal utilisant les éléments 352-363 de la figure 3. Les retards dans les circuits à retard 1106 et 1125 sont essentiellement M/2 cycles de fréquence d'horloge R1/2K, K étant égal à cinq, ou 16 M cycles de la fréquence d'horloge de base R, ce retard se faisant à l'assemblage des échantillons pour le circuit de pondération et de sommation 474 du dernier étage d'analyse spectrale 335. Ce retard de 16 M cycles est augmenté d'un retard D1 pour tol4rer les temps supplémentaires des circuits d'expansion 338 et 352 et d'un retard D2 pour les temps supplémentaires dans le circuit de retard et de soustraction 334 dans l'additionneur 353. 1l est supposé que toutes les opérations d'addition sont exécutées à la fréquence d'horloge de base R, et que D1 et D2 sont exprimés comme des nombres de cycles d'horloge. Les retards dans le circuit à retards 1104 est peut être supérieur à 16 M + D1 + D2 cycles de la fréquence d'horloge R, de la différence entre le temps cquil faut pour développer L5 à partir de G3 et du temps qu'il faut pour développer L4 à partir de G5. Le temps qu'il faut pour développer L5 à partir de G5 est M cycles de R/25 de la fréquence d'horloge pour recueillir deux fois des échantillons pour la pondération et la sommation ou 32 M cycles de la fréquence d'horloge de base, augmentée de 2D1 pour deux groupes de sommation d'échan- tillons et D2 pour une soustraction d'échantillons. Le temps qu'il faut pour développer L4 à partir de G5 et M/2 cycles de R/24 fréquences d'horloge pour recueillir des échantillons pour la pondération et la sommation ou 8 M cycles de fréquence d'horloge de base, augmenté de D1 pour la sommation d'échantillons et D2 pour la soustraction d'échantillons. Il faut un retard supplé- mentaire de 24M + D1 cycles de fréquence d'horloge de base pour aligner les échantillons L4 dans le temps avec les échantillons L5. Ainsi, le circuit à retard 104 a un retard total de 40 M + 2D1 + 2D2 cycles de la fréquence d'horloge de base R. Des calculs similaires déterminent que les cycles de fréquence d'horloge de base R par lequel les échantillons doivent être retardés dans les circuits en retard, 103, 102, 101 et 100 sont respectivement 52M+3D+D2, 58M+4D1+D2 61M+SD1+D et (62 1/2)M+6D1+D2. Le retard voulu du circuit à retard 1124 en plus de celui introduit par le circuit à retard 1125 est le temps nécessaire pour l'expansion dans le circuit 354 et le retard D2 associé avec l'addition dans l'addi- tionneur 55. Le premier retard est M/2 cycles de R/24 fréquences d'horloge nécessaires pour recueillir des échantillons pour la pondération et la sommation, 8N cycles de fréquences d'horloge de base R augmenté de Dl, associé avec la sommation dans l'opération de pondé- ration et de sommation. Le retard total dans le circuit à retard 1124 est donc 24M + DJ+D2. Par des calculs similaires, les retards totaux des circuits enretard 1123, 1122, 1121 et 1120 exprimés en cycles de fréquence d'horloge de base R sont respectivement 28M+3D1+3D2, M+4D1+4D2, 31M+5D,+5D2 et (31 1/2)M+601+602 respec- tivement. Des calculs similaires peuvent être exécu- tés pour déterminer les retards totaux dans les circuits à retard 340-344 de la figure 3 en supposant que les circuits de modification 345-351 introduisent des retards égaux. Les circuits à retard 340, 341, 342, 343, 344 et 345 ont des retards respectifs en cycles de fréquence d'horloge de phase R de 77 M+12D1+7D2, 76M+10D1 +6D2, 72+8D1+5D2, 64M+6D1+4D2 et 48M+ 4D1+3D2o Le filtrage numérique utilisé dans l'analyseur de spectre est une espèce de filtrage hiérarchique d'intérêt général en ce que le filtrage passe-bas ou passe-bande qui s'étend sur de nombreux échantillons est effectué avec un nombre relativement réduit d'échantillons qui sont pondérés et additionnés à tout moment. L'invention est applicable à l'utilisation du spectre d'un signal representant des informations unidimensionnelles, mais la Pyramide de Burt a été développée principalement pour analyser les fréquences spatiales d'informations d'images à deux dimensions. L'invention permet l'analyse spectrale en temps réel des fréquences spatiales d'informations d'Images changeantes comme cela se produit dans des trames vidéo successives d'une image de télévision. Coiriue cela est connu dans la technique de la télévision, des images vidéo successives (en format NTSC) apparaissent successivement à une fréquence d'images de 30/seconde. Chaque image est constituée d'une trame de 525 lignes de balayage horizontal entrelacé. Les lignes de balayage horizontal successives d'ordre impair d'une image sont;: transmises successivement pendant une première période de trame. Les lignes de balayage successives d'ordre pair d'une image sont émises séquentiellement pendant une seconde période de trame qui suit la première. Cette seconde trame est suivie par la première période de trame de l'image suivante. La durée de chaque période de trame est 1/60ème de seconde. Mais une mémorisation doit être prévue pour au moins le nombre des éléments d'images d'une trame pour pouvoir définir le spectre complet de fréquences spatiales de l'image en temps réel retardé. Une technique connue, comme exploration progressive, est utilisée en téléyision pour produire, à partir d'un signal vidéo NTSC, des images complètes successives de 525 lignes à une fréquence de 60 trames/ seconde. Cette technique implique de retarder chaque trame successive NTSC d'une période de trame d'un 60ème de seconde. Ainsi, les lignes de balayage successives d'une trame impaire présente sont intercalées avec des lignes de balayage successives d'une trame paire qui précède immédiatement, ayant été retardée d'une période trame pour obtenir une image complète d'éléments d'images pendant la trame impaire présente de chacune des images successives. D'une manière similaire, les lignes succes- sives de balayage d'une trame paire présentes sont entre- lacées avec des lignes de balayage successives d'une trame impaire qui précède immédiatement, ayant été retardée d'une période de trame pour obtenir une image complète d'éléments d'images pendant cette période de trames paires présentes de chacune des images successives. La technique d'exploration progressive, décrite ci-dessus, convient particulièrement pour produire des images de haute résolution dans ce qui est connu sous le nom de télévision à haute définition (HDTV) maintenant développée dans la technique de la télévision. L'invention convient également en HDTV pour produire de meilleures images. La figure 12 représente un analyseur de spectre mettant en oeuvre les principes de l'invention pour fonctionner sur des signaux représentant des informations bidimensionnelles, comme des informations d'images de fréquences spatiales que contiennent des images vidéo de télévision balayées successivement et progressivement. Mais en variante, ces informations bidimensionnelles peuvent être obtenues d'une camera de télévision non entrelacée ou d'une camera de télévision à entrelacement de lignes, suivie par une mémoire tampon appropriée. Un traitement monochromatique des signaux de luminance sera décrit en regard de la figure 12 pour simplifier la description mais' les techniques qui seront décrites peuvent être appliquées individuellement aux couleurs primaires des signaux de télévision en couleurs ou aux signaux développés à partir de ces derniers par une matrice algébriqueo Un signal vidéo initial est appliqué dans un format de balayage en trame à un convertisseur analogique-numérique 1025 pour 1 échantillonner s'il ne l'a pas été, pour l'échantillonner à nouveau s'il est déjà échantillonné et pour une numérisation finale. Les signaux vidéo numériseés, sous forme du signal, sont désignés par G0 et contiennent le spectre complet des fréquences spatiales bidimensionnelles du signal initial et ses spectres harmoniques attribuables à l'opération d'échantillonnage. Ces spectres harmoniques sont symé- triques autour de certaines respectives des fréquences d'échantillonnage de ces harmoniques. Ces spectres harmoniques sont traités spécifiquement dans la description qui va suivre. Le fait général de leur existence est noté car les spectres harmoniques doivent être considérés dans la conception des filtres de fréquence spatiale passe-bas bidimensionnels.utilisés dans l'analyseur de spectre de la figure 12. C'est la raison pour laquelle les spectres harmoniques donnent lieu à des fréquences erronées pendant l'analyse spectrale et pendant la synthèse du signal à partir des analyses spectrales. Dans l'étage 1210 d'analyse spectrale d'ordre zéro, un spectre passe-haut L0 est séparé de Go. L'opération passe-haut est essentiellement effectuée par un filtrage passe-bas G, un retard de Go par rapport à son instant d'arrivée du convertisseur analogique- numérique 1205 du même degré que les parties de fréquence inférieures de GO sont retardées dans la réponse de filtrage passe-bas, et par soustraction de la réponse de filtrage passe-bas de Go retardé. Si l'on suppose que l'analyse spectrale se fait par octaves, la fréquence de coupure dans le filtre 1211 de fréquences spatiales passe-bas dimensionnelles est choisie à la fréquence supérieure du spectre de bande passante L1 de l'octave suivante à analyser - c'est-à-dire 4 tiers de sa fréquence centrale. Dans le circuit de décomposition 1212, des rangées et des colonnes alternées d'échantillons sont éliminées pour échantillonner GO après filtrage passe-bas à la fréquence spatiale R/2, le signal de fréquence d'échantillonnage réduite étant fourni comme une réponse de sortie passe-bas de l'étage 1210 pour la suite de l'analyse spectrale. La valeur Go après filtrage passe-bas à fréquence d'échantillonnage réduite est ensuite soumise à interpolation selon les procédés indiqués par R.W. Schafer et L.R. Rabiner dans PROCEEDINS OF THE IEEE, vol. 61, N 6, juin 1973, article "A Digital Signal Processing Approach to Interpolation", pp. 692 à 702. Dans le circuit d'expansion 1213, les échantillons éliminés dans le circuit de décomposition 1212 sont rem- placés par des zéros pour produire le signal d'entrée d'un autre filtre 1214 de fréquences spatiales passe- bas bidimensionnelles. Ce filtre peut utiliser les mêmes coefficients de pondération que le filtre passe-bas initial, mais de toute façon, il a la même fréquence de coupure que le filtre passe-bas initial. Le signal résultant comporte une matrice d'échantillonnage de mêmes dimensions que celle de GO, retardée dans le circuit à retard 1215 et elle est soustraite de GO0 retardé dans le soustracteur 1216 pour obtenir une réponse de sortie passe-haut L0. Cette valeur n'est pas seulement la partie passe-haut de G mais contient également des termes de correction d'erreurs de phase à fréquences inférieures, comme décrit ci-dessus, qui sont utilisées pendant la synthèse du signal d'images à partir des analyses spectrales pour compenser les erreurs introduites au nouvel échantillonnage Go à la fréquence d'échantillonnage inférieure dans le circuit de décomposition 12. Cette séparation du signal en une partie passe-bas qui est échantillonnée à nouveau à demi- fréquences et en une partie passe-haut est répétée de façon itérative dans chaque étage d'analyse spectrale. Chaque étage successif d'analyse spectrale reçoit à son entrée la réponse de sortie passe-bas échantillonnée à nouveau de l'étage précédent d'analyse spectrale, la fréquence d'échantillonnage étant divisée par moitié dans chacun des étages successifs d'analyse, à partir de la fréquence dans l'étage précédento La réponse de sortie passe-haut dans chaque étage d'analyse spectrale 1220, 1230, 1240, 1250, 1260, après l'étage initial 1210, a une limite supérieure imposée par la caractéristique de réponse passe-bas de l'étage précédent, de sorte que les réponses de sortie "passe-haut" sont en réalité des spectres de bandes passantes de Q égal, de fréquences spatiales décroissantes. La d6composition des réponses des filtres passe-bas initiaux dans chaque étage étant dans un facteur de deux, et lz fréquence de coupure des filtres passe-bas dans chaque étage étant les deux tiers de la fréquence centrale de l'analyse spectrale, ce sont des facteurs qui entraînent que ces spectres de Q égal soient des octaves descendantes de fréquence spatiale bidimensionnelle. - La réponse de sortie passe-décomposée G1 de l'étage d'analyse spectrale 1210 est fournie par son circuit de décomposition 1212 à l'entrée de leétage d'analyse spectrale 1220. L'étage d'analyse spectrale 1220 comporte des éléments 1221, 1222, 1223, 1224 et 1226 qui sont analogues aux éléments 1211, 1212, 1213, 1214, 1215, 1216 respectivement de l'étage d'analyse spectrale 1210; les différences de fonctionnement concernent les fréquences d'échantillonnage dans l'étage 1220 qui sont divisées par deux dans les deux dimensions par rapport à l'étage 1210. Les filtres passe-bas 1221 et 1224 ont des coefficients de pondé- ration semblables à ceux des filtres passe-bas 1211 et 1214 respectivement; mais la division par moitié de la fréquence d'échantillonnage dans l'étage 1220 par rapport à l'étage 1210 divise par deux les fréquences de coupure des filtres 1221 et 1224 comparativement aux filtres 1211 et 1214. Le retard avant la soustraction dans le circuit à retard 1225 est double de celui du circuit à retard 1215; si l'on suppose que ces retards sont commandés par horloge dans un registre à décalage ou similaire, les structures de retard sont semblables avec le rapport 2:1 assuré par le rapport 1:2 des fréquences d'horloge de retard respectives dans le circuit à retard 1225 et le circuit à retard 1215. La réponse de sortie passe-haut L1 de l'étage d'analyse spectrale 1220 est un spectre passe-bande des fréquences spatiales immédiatement inférieures au spectre L0. La réponse de sortie passe-bas décomposée G2 de l'étage d'analyse spectrale 1220 est fournie par son circuit de décomposition 1222 à l'entrée de l'étage suivant d'analyse spectrale 1230. Le spectre passe- bande L2, une octave au-dessous de L1, est la réponse de sortie passehaut de l'étage d'analyse spectrale 1230 à son signal d'entrée G2. L'étage d'analyse spec- trale 1230 comporte des éléments 1231, 1232, 1233, 1234, 1235 et 1236 respectivement correspondant aux éléments 1221, 1222, 1223, 1224, 1225 et 1226 de l'étage d'analyse spectrale 1220, à l'exception des fréquences d'échantil- lonnage divisées par deux. La réponse de sortie passe-bas décomposée G3 de l'étage d'analyse spectrale 1230 est fournie par son circuit de décomposition 1232 à l'entrée de l'étage d'analyse spectrale suivant 1240. Les spectres passebande L3, une octave au-dessus de L2 est la réponse de sortie passe-haut de l'étage d'analyse spectrale 1240 à son signal d'entrée G3. L'étage d'analyse spectrale 1240 comporte des éléments 1241, 1242, 1243, 1244, 1245 et 1246 correspondant respectivement aux éléments 1231, 1232, 1233, 1234, 1235 et 1236 de l'étage d'analyse spectrale 1230 a l'exceptiDn près des fréquences d'échan- tillonrnage divisées par deux. La réponse de sortie passe-bas déposée G4 de l'étage d'analyse spectrale 1240 est fournie par son circuit de décompostion 1242 à l'entrée de l'étage suivant d'analyse spectrale 1250. Le spectre passe- bande L4, une octave au-dessous de L3, est la réponse de sortie passehaut de l'étage d 'analyse spectrale 1250 à son signal d entr6e G4. L'étage d'analyse spectrale 1250 comporte des éléments 1251, 1252, 1253, 1254, 1255 et 1256 correspondant respectivement aux élérments 1241, 1242, 1243, 1244, 1245 et 1246 de l'étage d'analyse spectrale 1240 à l1exception près des fréquences d'échantillonnage divisées par deux.o La réponse de sortie passe-bas décomposée G5 de l'étage d'analyse spectrale 1250 est fournie par son circuit da décomposition 1252 à l'entrée de l'étage suivant d'analyse spectrale 1260. Le spectre passe-bande L5, une octave au-dessous de L4 est la réponse de sortie passe-haut de l'étage d'analyse spec- trale 1260 à son signal d'entrée G. L'étage d'analyse spectrale 12r0 comporte des élémentd 1261, 1262, 1263, 1264, 1265 et 1266 correspondant respectivement aux éléments 1251, 1252, 1253, 1254, 1255 et 1256 de l'étage d'analyse spectrale 1250 à l'exception près des fréquences d'échantillonnage divisées par deux. La réponse de sortie passe-bas décomposée G.n fournie par le circuit de décomposition du dernier égale d'analyse spectrale, G _étant ici G6 fourni par le circuit de décomposition 1262 de l'étage d'analyse spectrale 1260, est une réponse spectrale passe-bas restante. Elle sert de base pour synthèse des signaux par sommation des réponses spectrales passe-bande interpolées des derniers étages d'analyse spectrale, et de réponse spectrale passe-haut finale de l'étage initial d'analyse spectrale. L0, Là, L2, L3, L4 et L5 sont décalés dans le temps étant donné qu'ils sont fournis avec des retards croissants. Le spectre passe- bas restant GjL(G6, dans le cas présent) précède dans le temps le dernier spectre passe-bande L- (ici L5) dans un décalage dans le temps dirigé en opposition. Comme cela sera décrit ci-après, des procédés itératifs de synthèse de signaux à partir des composantes spectrales nécessitent aussi que les compo- santes spectrales L0, Ll, L2, L3, L4 et L5 soient dans ce décalage temporel dirigéE en opposition, les unes par rapport aux autres. Avant de décrire le traitement des analyses spectrales, la synthèse des signaux à partir des analyses spectrales traitées, une description plus détaillée sera faite des struc- tures des étages d'analyse spectrale. La première considération sera la structure du filtre passe-bas bidimensionnel initial. Comme cela est connu dans la technique des filtres, les structures de filtres bidimensionnelles - peuvent être de nature non séparables ou en variante de nature séparable. Un filtrage séparable dans une première et une seconde dimension peut se faire en filtrant d'abord dans une première direction en utilisant un premier filtre unidimensionnel puis en filtrant dans une seconde direction perpendiculaire la première en utilisant un second filtre unidimensionnel. Ains, étant donné que les caractéristiques respectives passe-bas de deux filtres unidimensionnels séparés en cascade situant un filtre séparable passe-bas bidimensionnel sont complètement indépendantes l'une de l'autre, la fonction de noyau et le structure de chacun de ces filtres passe-bas peut être similaire à celle décrite cidessus en regard des figures 2a et 2b et des figures 3 à 11. Dans le cas des images de télévision cons- tituées par une trame de lignes horizontales de balayage, les deux directions perpendiculaires d'un filtre séparable sont de préférence horizontal et vertical. Si un filtrage passe-bas bidimensionnel sépa- rable est utilisé selon l'invention, certains avantages sont obtenus en effectuant le filtrage passe-bas horizontal avant le filtrage passe-bas vertical tandis que d'autres avantages sont obtenus en effectuant le filtrage passe-bas vertical avant le filtrage passe- bas horizontal. Par exemple, d'effectuer en premier le filtrage horizontal et la décomposition réduit de moitié le nombre des échantillons d'éléments d'images par ligne de balayage horizontal qui doivent être traités par la fonction de noyau verticale pendant le filtrage vertical suivant. Mais d'effectuer en premier le filtrage vertical permet d'utiliser la même structure de retard que celle nécessaire pour le retard relativement long imposé pour le filtrage vertical et de disposer également les retards de compensation respectifs (1215, 1225, 1235, 1245, 1255 et 1265) pour produire les signaux respectifs Go0-G5 à la borne positive de chacun des soustracteurs 1216, 1226e 1236, 1246, 1256 et 1266 des étages 1210, 1220, 1230, 1240, 1250, et 1260 de l'analyseur spectral de la figure 12. Les réponses globales des filtres de fréquences spatiales bidimensionnelles séparables peuvent être carrées ou rectangulaires en sections parallèles au plan des fréquences spatiales. Mais les réponses des filtres non séparables peuvent avoir d'autres sections. Des sections circulaires et elliptiques sont d'un intérêt particulier pour filtrer des signaux de télévision à balayage en trame car des fitlres avec des réponses ayant ces sections peuvent être utilisés pour réduire une résolution diagonale excessive dans les signaux de télévision. L'uniformité de résolution des images dans toutes les directions est importante, par exemple dans des systèmes de télévision o l'image doit être tournée entre la caméra et le dispositif de visuali- sation. Le tableau ci-après est une matrice de pondérations de filtres ayant une configuration qui présente une symétrie par quadrants et une réponse de phase linéaire, caractéristique de filtre qui convientparticulièrement pour les filtres passe-bas bidimensionnels 1211, 1221, 1231, 1241, 1251 et 1261 et pour les filtres passe-bas bidimensionnels 1214, 1224, 1234, 1244, 1254 et 1264 de la figure 12. A B C B A D E F E D G H J H G D E F E D A B C BA Une matrice de fonction de noyau ayant cette configuration des facteurs de pondération s'applique à son tour sur chacun des échantillons successifs d'images, chaque échantillon d'élément d'images, lorsqu'il est traité, correspondant en position au facteur de pondéra- tion central J de la matrice. Dans un filtre passe-bas, le facteur de pondération J a le plus niveau d'amplitude relative et chacun des autres facteurs de pondération a un niveau d'amplitude qui diminue de plus en plus en s'éloignant de la position centrale. Par conséquent, les facteurs de pondération d'angle A sont ceux de plus bas niveau d'amplitude. Dans le cas d'un filtre bidimensionnel non séparable, les valeurs spécifiques sélectionnées des niveaux d'amplitude de A, B, C, D, E, F,G,H, et J sont complètement indépendantes les unes des autres. Mais dans le cas d'un filtre séparable bidimensionnel, étant donné que les niveaux d'amplitude des facteurs pondération résultent des produits en croix des valeurs respectives des facteurs de pondération de noyau unidi- mensionnels en direction horizontale et verticale, les valeurs respectives de ArBCyDEFGH, et J ne sont pas Dcorplètement indépendantes les unes des autres. Un appareil de synthèse d'un signal 3lectr=iue a par;:ir des spect'res L des composantes qui ?ieutse p5resesnter sous la _rme générale de la figure Q 1, pr;eHt une grande importance salon l inventiono Les compoctes spectrales C6' L5 L 4 L 3 L2 Lu1 ct L'f cintj des r poDscs à leurs contreparties sans priles qui son.l fournies par 1 lanalyse.eur de spectre 1de la figure 12 Les composantes spectrales Lo0 L.j, Tl 20 L3 tP Ge6et L5 sont fournies progressivement dans le temnps par l'analyseur spectral de la ficgure 12 êtt dovent êre retarde6asrntieLement pour obtenir 0,'5 L'a, L?3 Lw, eL''O Pa rey-nard p gresif pour le synthétiseur de signaux. de la figure 3. La figure 13 représente un synthétiseur de signaux avec plusieurs étages successifs de synthèse de sigqnaux 1360, i365 1370, 1375, 1380, 1385o Chaque itage, grâace à!tilisaion d'une interpolation, produit une exp. ansion1 ce la mïat.ice deléchantillons d'une composante spctta!ie pour que les tSs dimensions que celles ds c at s s pectralos vnérediatemeilt supérieur s en fr6queeices spatia les, permettant l'addition k cette coposante spectrale. L,'expDnsion de la matrice est faite en intercalant les points d'échantillons dans la matrice avec des zéros et en effectuant un filtrage passe-bas du résultat pour îliminer la structure harmoniqueo Le filtrage passe-bas a de préférence la même carac- téristique de filtrage que le filtrage passe-bas associé avec le processus d'interpolation correspondant de l'analyseur spectrale de la figure 12, Le filtrage passe-bas associé avec l'inter- polation du synthétiseur de signaux supprime les harmoniques associés avec les signaux G ou LK, modifiés par un processus non linéaire, ce qui peut se produire dans des circuits de modification (tels que ceux décrits ci-dessus en regard de la figure 3) pouvant Atre inter- calés entre l'analyseur de spectre de la figure 12 et le synthétiseur de la figure 13. Ces processus non linéaires donnent lieu à des éléments erronés visibles dans l'image composite synthétisée s'il n'y a pas un filtrage passe-bas associé avec les opérations d'inter- polation utilisées dans le synthétiseur de signaux. Dans le synthétiseur de la figure 13, des échantillons du spectre passebas G' sont intercalés avec des zéros dans le circuit d'expansion 1361 et passent par un filtre de fréquences spatiales passe-bas bidi- mensionnel 1362 similaire au filtre 1265 de l'analyseur spectrale de la figure 12. Des échantillons de la réponse du filtre 1362 sont additionnés aux échantillons de L'5 dans un additionneur 1363 pour produire G'5 similaire ou identique à une réplique hypothétique G5 retardée dans le temps. Ensuite, les échantillons G'5 sont intercalés avec des zéros dans le circuit d'expansion 1366. Ce signal passe par un filtre passe-bas 1367 similaire au filtre passe-bas 1254 de la figure 12 et il est additionné à Li4 dans l'additionneur 1368 pour produire G'4 similaire ou identiaue à une réplique - retardée de G4. Les échantillons de G'4 sont intercalés avec des zéros dans un circuit d'expansion 1371 et le résultat est filtré passe-bas dans mun filtre 1372 similaire au filtre 1244 de la figure 12. La réponse du filtre 1372 est additionnée à L'3 dans un additionneur 1373 pour produire G'3 similaire ou identique à une réplique retardée de G3. Des échantillons de G'3 sont intercalés avec des zéros dans un circuit d'expansion 1376 et le résultat est filtré passe-bas dans un filtre 1377 similaire au filtre 1234 de la figure 12. La réponse du filtre 1377 est additionnée à L'2 dans un additionneur 1378 pour produire G'2 similaire ou identique à la réplique retardée de G2. Les échantillons G2 sont intercalés avec des zéros dans un circuit d'expansion 1381 et le résultat est filtré passe-bas dans un filtre 1382. La réponse du filtre 1382 est additionnée à L' 1 dans un additionneur 1383 pour produire G'1, similaire ou identique à G1 avec un retard. Les échantillons de G'1 sont fournis pour une interpolation à un circuit d'expansion 1386 et à un filtre passe-bas 1387 similaire au filtre 1214 de la figure 12. La réponse du filtre 1387 est additionnée avec L' dans un additionneur 1388 pour produire G'0, signal synthétisé représentant la même image que G0F éventuellement avec des modifications. Bien que la mise en oeuvre bidimensionnelle de l'invention convienne particulièerement pour un trai- tement d'images du spectre des fréquences spatiales d'images en temps réel, il est bien entendu que les informations bidimensionnelles que l'invention concerne nre sont pas li-tites aux spectrs des fréquences spatiales d'images bidimensionnel esG Par exenple, 1 une des deux dimensions peut correspondre a dcs informations de fréquences spatiailes et lVautre des dimensions peut correspondre % des i ratizns -lde frquence temporelleo 3En oitfl'q inetion convient potu analyser le spectre des frquences en temps réel d informations définies par plus de deur dimensionso Par exempledans lD cas d'informations tridiminsionnelles les trois dimensions peuvent corresponere à des informations spatiales ou en variante, deux des dimensions peuvent correspondre è des informations spatiales tandis que la troisième correspond à des informations temporelles. A cet égard, il y a lieu de considérer l'appareil de traitement d'images qui réagit à l'apparition d'un mouvement dans une image de télévision reproduite. Dans ce cas, la partie du spectre des fréquences spatiales de l 'imeage visualisée correspondant aux objets imnmobiles reste la m-me dans les informations videéo d'une trame à l'autre. tandis que la partie du spectre.es fréquences spatiales de l'image visualisée correspondant aux objets en mouvements change dans les'informations vidéo d'une trame à l'autre. Un analyseur de spectre selon l'invention peut être utilisé dans un tel appareil de traitement d'images en utilisant des filtres passe- bas à trois dimensions. Deux des trois dimensions de ces filtres passebas sont spatiales et correspondent aux deux dimensions spatiales des filtres passe-bas bidimensionnels incorporés dans chaque étage de l'ana- lyseur de spectre bidimensionnel de la figure 12. La troisième dimension est temporelle et correspond à la caractéristique de structure fine du spectre tri- dimensionnel résultant des changements produits par des objets en mouvement dans les valeurs des niveaux d'amplitude des éléments d'images correspondants, d'une trame à l'autre de l'image visualisée. Dans la description faite ci-dessus de plusieurs modes de réalisation de l'invention, il a été supposé que le signal temporel G0 est un signal en bande de base ayant un spectre de fréquence qui définit les informations ayant une ou plusieurs dimensions. Comme il est connu, ces informations en bandes de base sont souvent transmises en formats multiplexés en fréquence, dans lequel les informations de bandes de base sont constituées par les bandes latérales d'une fréquence porteuse qui a été modulée par une composante d'informations en bandes de base. En utilisant des modulateurs et des démodulateurs appropriés dans les dispositifs respectifs de translation 100-1... 100-N de la figure 1, G0 et/ou l'un quelconque de G1... GN et/ou l'un quelconque de L0... L_1 pourrait être un signal multiplexé en fréquence. Dans les revendications qui vont suivre, le terme "registre à décalage" concerne également un dispositif remplissant une fonction équivalente, par exemple une mémoire à accès direct en série. Bien entendu, diverses modifications peuvent être apportées par l'homme de l'art aux modes de réalisation décrits et illtstrês à titre d'exemples nullement limitatifs sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Appareil de traitement de signaux utilisant une orga- nisation pipe-line en réponse à un groupe de signaux analysés pour synthétiser en temps réel retardé le signal complexe, cet appareil étant destiné à synthétiser un simple signal tem- porel (Go') à partir d'un groupe disposé dans l'ordre de N signaux temporels séparés (L0 -GJl), N étant un nombre entier, caractérisé par le fait que, pour synthétiser ledit signal tem- porel sur une base en temps réel retardée, ledit signal tempo- rel simple est constitué d'un certain débit d'échantillons de composantes d'informations qui définissent le spectre de fré- quences d'informations ayant un nombre donné de dimensions avec une densité d'échantillons particulière dans chacune desdites di- mensions, le premier (L0) dudit groupe disposé dans l'ordre N des signaux séparés étant constitué par un débit d'échan- tillon de composantes d'informations définissant la partie supérieure du spectre de fréquences desdites informations avec une intensité d'échantillons qui est pratiquement la même que la densité particulière des échantillons dans chacune desdites dimensions, chacun du second au (N1) ième (L1... L5) dudit groupe disposé dans l'ordre de N signaux séparés étant consti- tué d'un débit d'échantillons de composantes d'informations qui définissent une partie individuelle du spectre de fréquences desdites informations dans chaque dimension, inférieure à celle de la dimension correspondante dudit spectre de la partie défi- nie par celui séparé et précédent immédiatement des signaux dudit groupe, et supérieure à celle de la dimension correspon- dante dudit spectre de la partie définie par celui séparé des signaux dudit groupe qui suit immédiatement, ledit débit d'é- chantillons de composantes d'informations correspondant à cha- cun du second au (N-1) ième (L1... L5) dudit groupe disposé dans l'ordre de N signaux séparés ayant une densité d'échan- tillons pour chacune de ses propres dimensions d'informations inférieures à la densité d'échantillons de la dimension d'in- formations correspondantes du débit des échantillons de compo- santes d'informations correspondant au signal séparé qui pré- cède immédiatement dans le groupe,et lesdits débits respectifs des échantillons de composantes d'informations apparaissant avec des décalages de temps prédéterminés les uns par rapport aux autres, ledit appareil (figure 3) comportant un groupe de (N-1) dispositifs de combinaison de signaux échantillonnés (363-353) dont chacun (363, 362...) est associé individuelle- ment avec l'un respectif (L0) dudit premier audit (N-1) ième signaux séparés dans l'ordre (L0-L5) dudit groupe pour combi- ner celui des signaux séparés du groupe qui est associé avec ce dispositif de combinaison, le totalcumulatif (GIT) de tous ces signaux séparés (L1, L2., GSI) qui suit ce signal séparé dans l'ordre dudit groupe, et dans lequel chacun desdits dis- positifs de combinaison (362, 361) associés au premier (L0) jusqu'au (N-2) ième (L4) desdits signaux séparés du groupe comprenant un additionneur (363), un premier dispositif (340) pour émettre son signal séparé dans l'ordre associé comme pre- mier signal d'entrée de son additionneur, et un second dispo- sitif (362) pour transmettre la sortie de l'additionneur du dlspositif de combinaison (361) associé au signal séparé (G1) qui suit immédiatement son signal séparé propre comme second signal. d'entrée a son additionneur avec la même densité d'échan- tillon que celle du signal séparé dans l'ordre, ledit disposi- tif de combinaison (353, 352) associé au (N-1) ième signal sé- paré (L5) dudit groupe comprenant un additionneur (353), ledit signal/ premier dispositif (350) pour appliquer ledit (N-1) ième/sepa- ré comme premier signal d'entrée à son additionneur, et un troisième dispositif (352) pour appliquer ledit Nième signal séparé (Gjl) comme second signal d'entrée à son additionneur (353) avec la m&me densité d'échantillons que ledit (N-1)ième signal séparé, et ledit premier dispositif respectif (340, 341...)3 ledit second dispositif respectif (362, 360 o), et ledit troisième dispositif desdits (N-1) dispositifs de combinaison dudit groupe introduisant des valeurs prédéter- minées respectives de retard en émettant lesdits signaux séparés décalés dans le temps dudit groupe, de manière que, 256070 0 pour chacun desdits (N-1) dispositifs de combinaison respectifs, des échantillons d'informations correspondants des débits res- pectifs des échantillons de composantes d'informations à la première entrée et à la seconde entrée de l'additionneur appa- raissent pratiquement en coïincidence entre eux, un signal tem- porel simple synthétisé étant ainsi obtenu à la sortie d'addi- tionneur dudit dispositif de combinaison associé au premier signal séparé du groupe. 2. Appareil (figure 6) selon la revendication 1, carac- térisé par le fait que ledit second dispositif (362) du dispo- sitif de combinaison respectif associé individuellement avec chacun dudit premier audit (N-2) ième signaux séparés dans l'ordre dudit groupe (LK_1) comporte un expanseur d'échantillons (692, 693, 694) réagissant au débit d'échantillons (GK') de composantes d'informations de densité d'échantillons inférieurs à ladite sortie de l'additionneur en introduisant des échantil- lons supplémentaires dans ledit courant.émis pour élever la densité d'échantillons à la seconde entrée de l'additionneur (695) de ce dispositif de combinaison à la même densité d'é- chantillon du signal séparé dans l'ordre (LK_1) associé avec ce dispositif de combinaison, chacun desdits échantillons sup- plémentaires introduits ayant un niveau de valeur zéro, et un dispositif d'interpolation (693, 694) substituant un niveau d'échantillons de valeurs interpolées au niveau de valeur zéro dans chacun des échantillons supplémentaires introduits. 3. Appareil (figure 6) selon la revendication 2, caractérisé par le fait que ledit N ième signal séparé (GIl) dudit groupe a une densité des échantillons inférieure à celle dudit (N-1) ième signal séparé (L5) dudit groupe et ledit - troisième dispositif (352) comporte un expanseur d'échantillons et un dispositif d'interpolation (692, 693, 694) semblables à ceux dudit second dispositif pour émettre ledit N ième signal séparé vers la seconde entrée de l'additionneur dudit troisième dispositif. 4. Appareil selon la revendication 3, caractérisé par le fait que ledit N ième signal séparé (Cfl.) dudit groupe a pratiquement la même densité d'échantillons que ledit (N-1) ième signal séparé (L5) dudit groupe, ledit troisième dispositif émettant directement ledit N ième signal séparé vers la seconde entrée de l'additionneur dudit troisième dispositif. 5. Appareil selon la revendication 2, caractérisé par le fait que ledit débit d'échantillons de composantes d'in- formations correspondant à chacun d'au moins le second (L1) au (N-1) ième (L5) des N signaux séparés du groupe disposés dans l'ordre a une densité d'échantillons pour chacune de ses propres dimensions d'informations qui est la moitié de la den- sité d'échantillons de la dimension d'informations correspon- dantes du débit des échantillons de composantes d'informations correspondant à son signal séparé dudit groupe qui précède im- médiatement, et, dans chacun desdits dispositifs de combinaison (figure 6), ledit expanseur (692) dudit second dispositif in- troduit un échantillon supplémentaire dans chaque paire d'é- chantlillons successifs de ladite densité d'échantillons de com- posantes d'informations à ladite sortie d'additionneur (GK), et ledit dispositif expanseur étant constitué par un filtre d'interpolation (693) à n prises, o n est un nombre entier donné, ayant une fonction de transfert passe-bas. 6. Appareil selon la revendication 1, caractérisé par le fait que ledit troisième dispositif et chacun desdits seconds dispositifs respectifs dudit groupede (N-1) disposi- tifs de combinaison de signaux échantillonnés introduit sa propre valeur prédéterminée de retard en émettant son débit d'échantillons de composantes d'informations comme une seconde entrée à son additionneur, et chacun desdits premiers disposi- tifs dudit groupe de (N-l) dispositifs de combinaison de signaux échantillonnés comportant un dispositif à retard- (340, 341,...) qui introduit une valeur particulière de retard en émettant son signal séparé dans l'ordre comme une première entrée à son additionneur, qui dépend à la fois du décalage respectif entre son signal séparé dans l'ordre et chacun des signaux séparés dudit groupe qui suivent son signal séparé, et de la valeur totale du retard intro- duit par ledit troisième dispositif et tous les seconds dispositifs des dispositifs de combinaison associés avec les signaux séparés dudit groupe suivant son signal séparé dans l'ordre, ladite valeur particulière du retard étant telle que les échantillons d'informations correspondantes des débits respectifs d'échantillons de composantes d'informations à la première entrée et à la seconde entrée de son additionneur apparaissent simultanément en coincidence entre eux.