FR 2553602 A1 19850419 FR 8316384 A 19831014 25536 02 OSCILLATEUR A QUARTZ POUR TRES HAUTES FREQUENCES La présente invention a pour objet un oscillateur à quartz pour très hautes fréquences. Il est connu d'obtenir des très hautes fréquences, de l'ordre du G Hz, par multiplication de la fréquence d'un oscillateur à quartz. 5 Cependant, si une telle opération de multiplication conserve à peu près le facteur de qualité de l'oscillateur, le rapport signal/bruit se trouve dégradé Si N est le facteur de multiplication de fréquence, la dégradation du rapport signal/bruit, exprimé en décibel, est égale à log n. Le problème se pose donc de réaliser des oscillateurs permettant d'obtenir des fréquences aussi élevées que possible en fréquence directe. L'invention propose un schéma électronique d'oscillateur à quartz qui permette d'atteindre des fréquences au moins égales à I 15 G Hz en fréquence directe. L'oscillateur selon l'invention comporte un amplificateur et une boucle de contre-réaction comprenant un quartz dont une fréquence de résonance donnée est choisie comme fréquence de l'oscillateur, l'amplificateur ayant un gain tel qu'en boucle ouverte, 20 la condition de gain de Berkhausen est satisfaite Il est caractérisé en ce que le quartz est compensé à ladite fréquence par un circuit parallèle comprenant au moins une self, en ce que la boucle de contre-réaction comporte également un filtre assurant une coupure des fréquences inférieures à ladite fréquence de résonance, en ce 25 que la boucle de contre-réaction est telle qu'à ladite fréquence de résonance, d'une part, elle soit adaptée en impédance de telle sorte que la compensation du quartz soit elle-même adaptée et d'autre part, elle présente un déphasage nul à 2 k -r près, et en ce qu'il comporte un diviseur de puissance permettant de prélever une partie du signal de la boucle de contre-réaction pour l'injecter dans un amplificateur de sortie. L'amplificateur est de préférence un transistor monté en émetteur commun Selon une variante avantageuse, le circuit parallèle comporte un condensateur de compensation notamment un condensateur variable. Selon une variante, la boucle de contre-réaction comporte un 10 circuit d'accord électronique de fréquence Ce circuit d'accord peut comporter un condensateur fixe disposé en série dans la boucle de contre-réaction et aux bornes duquel est branchée une diode Varicap alimentée par un circuit de commande de tension. Ledit filtre assurant une coupure des fréquences inférieures à 15 la fréquence de résonance comporte avantageusement un filtre en ir comprenant un condensateur série variable encadré de deux selfs dont une borne est à la masse. Selon un mode de réalisation, l'oscillateur est réalisé sous forme de ligne Il comporte des composants discrets distribués le 20 long des sections de lignes de la boucle de manière à réaliser l'adaptation d'impédance de la boucle et la longueur cumulée des sections de lignes est telle que la boucle présente un déphasage nul à 2 kr près Dans le cas o le filtre mentionné ci-dessus est un filtre en r, les deux selfs peuvent être des sections de lignes de longueur 25 inférieure au quart de la longueur d'onde de la fréquence de l'oscillateur Le diviseur de puissance peut être un diviseur de puissance de type Wilkinson. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre donnée à titre d'exemple non limitatif, en liaison avec 30 les figures annexées ou: la figure I représente le schéma de principe d'un oscillateur; la figure 2 représente la courbe de réponse d'un quartz possédant une fréquence de résonance au voisinage de I G Hz; la figure 3 représente la courbe de réponse du quartz après compensation selon l'invention; la figure 4 représente la courbe de réponse du quartz après compensation et adaptation selon l'invention; la figuré 5 représente la courbe de réponse d'un transistor hyperfréquence monté en émetteur commun; la figure 6 représente la courbe de réponse en boucle ouverte de l'oscillateur selon l'invention; les figures 7 a et 7 b représentent en coupe un quartz pour très 10 haute fréquence et le schéma électrique équivalent; la figure 7 c représente le schéma électrique équivalent d'un quartz compensé selon l'invention; la figure 8 représente un filtre passebas F en Â; la figure 9 représente un schéma d'un oscillateur selon 15 l'invention; la figure 10 représente une réalisation d'un oscillateur selon l'invention sous forme de ligne micro-ruban; la figure 11 représente un mode de réalisation d'un oscillateur selon l'invention mettant en oeuvre des composants discrets. 20 Selon la figure 1, un oscillateur se compose essentiellement d'un amplificateur A, présentant un gain Ao(t), contre-réactionné par un quadripôle présentant une courbe de réponse 1 () Pour que l'oscillateur fonctionne, il faut que le produit A^ O soit très légèrement supérieur à 1 à la fréquence de l'oscillateur Plus 25 précisément, le gain en boucle ouverte A O B exprimé en décibels doit être égal à environ 2 à 3 décibels Ceci représente la condition de gain de Berkhausen Pour éviter d'avoir recours à des amplificateurs de gains élevés, on a intérêt à limiter les pertes d'insertion du quartz de telle sorte que B se rapproche autant que possible 30 de 1. D'autre part, on rappellera que tout oscillateur s'accroche sur une fréquence pour laquelle le déphasage total en boucle ouverte est nul modulo 2 i Selon la figure 2, un pic de résonance de fréquence f O très voisine de I G Hz, correspondant au partiel 5 d'un quartz, présente une dynamique faible de l'ordre de 1 d B, avec une perte d'insertion de -3 d B à la fréquence f 0. Une telle courbe de réponse est totalement impropre à la réalisation d'un oscillateur à quartz, eu égard notamment à la faible dynamique du pic à fréquence f O De ce fait, l'homme du métier était dissuadé de réaliser des oscillateurs en fréquence directe dans la gamme du Ghz. Si on se reporte aux figures 7 a et 7 b, un tel quartz UHF se présente sous la forme d'un disque I dans lequel a été creusée une cuvette 2 délimitant une membrane mince 5, dont l'épaisseur est de quelques microns présentant donc un partiel 5 de fréquence f O voisine de 1 G Hz Chaque face de la membrane 5 porte une 15 électrode, l'une 3 étant située dans la cuvette 2, et l'autre 4 étant située à la face inférieure du disque 1. Le schéma équivalent d'un tel quartz se compose de deux branches en parallèle, l'une comportant une self L 1, une résistance R 1, une capacité C 1 en série, et l'autre une capacité C O Cette 20 capacité C O n'est autre que le condensateur délimité par les portions d'électrodes 3 et 4 qui sont en vis-à-vis dans la cuvette 2 et dont il constitue le diélectrique. La Demanderesse à constaté que la faible dynamique du pic de fréquence f O est essentiellement dûe au fait que la capacité C O 25 court-circuite pratiquement le quartz à la fréquence f O' Selon l'invention, on réalise une compensation à la fréquence f O permettant d'éliminer l'influence néfaste de la capacité C O A cet effet, on branche aux bornes du quartz une self de compensation Ln de manière à réaliser un circuit bouchon à la fréquence f O éliminant 30 l'influence néfaste de C 0. Il vient: Ln x C O WO = I avec W O = 2 Â f 0. w O est défini par la relation: L 1 x C 1 x o = 1. En pratique, on branche également aux bornes du quartz un condensateur variable Cn permettant de parfaire l'ajustement qui doit satisfaire la relation Ln x (Cn + C 0)o O = 1. Cette compensation permet d'obtenir une courbe de réponse dont l'allure est donnée à la figure 3 Sur celle-ci, on voit que la dynamique du pic de fréquence f O à augmenté considérablement Par 10 contre, la perte d'insertion a également augmenté pour atteindre environ -15 d B. Ce pic f 0 se trouve en outre entouré de deux "lobes" B et C pratiquement de même niveau Si on introduit un tel quartz dans un oscillateur, le démarrage de celui-ci aura plus de chance de s'ef15 fectuer sur les fréquences indésirables correspondant aux lobes B et C plutôt que sur la fréquence f O En effet, le démarrage d'un oscillateur s'opère grâce au bruit de fond existant du voisinage de la fréquence de l'oscillateur Les "lobes" B et C intéressent un spectre de fréquence beaucoup plus large que le pic f 0, et sont de ce fait 20 susceptibles de recueillir considérablement plus de bruit de fond assurant le démarrage de l'oscillateur. Selon l'invention, on élimine l'influence des lobes B et C en adaptant les impédances dans la boucle de contre-réaction On obtient ainsi une courbe de réponse dont l'allure est donnée à la 25 figure 4 o le pic f O présente une dynamique suffisante et oi la perte d'insertion se trouve de plus réduite à -6 d B environ Cette valeur résulte en pratique d'un compromis car l'adaptation ne se fait pas forcément sur l'impédance propre du quartz pour des raisons qui seront plus précisément exposées dans la suite de la description. Selon la figure 5, la courbe de gain d'un transistor UHF monté en émetteur commun présente une remontée aux alentours de 100 M Hz, remontée préjudiciable car elle risque d'entraîner la saturation de la boucle A cet effet, on dispose un filtre passe-haut F atténuant les fréquences inférieures à f 0. Après compensation, adaptation d'impédance et filtrage, la courbe de réponse de l'oscillateur présente la forme de la figure 6. Seul le pic de résonance de la fréquence f O correspond à un gain en boucle ouverte supérieur à O d B Le gain est en effet inférieur à O d B tant pour les fréquences situées en dessous de f 0 sous l'action du filtre passe-haut F, que pour les fréquences supérieures à f O par le fait que le transistor présente une fréquence de coupure produisant une atténuation des fréquences supérieures à f O Il va de soi que si cette atténuation produite par le transistor n'est pas suffi10 sante, le filtre F peut-être complété de manière à lui faire remplir la fonction de filtre passe-bande centré sur f 0. Selon la figure 9, l'oscillateur comporte un amplificateur A qui est attaqué à son entrée par un quadripôle d'adaptation Q 1 et ses signaux de sortie attaquent un quadripôle d'adaptation Q 2. La boucle de contre-réaction se compose d'un quadripôle d'adaptation Q 3 en aval de Q 2 ' du quartz Q avec son réseau de compensation R, du filtre passe-haut F et d'un quadripôle d'adaptation Q 4. La sortie du quadripôle Q 4 attaque un diviseur de puissance D 20 dont une branche réinjecte les signaux de sortie de Q 4 à l'entrée de QI, et dont l'autre branche dirige une fraction des signaux en sortie de Q 4 vers un amplificateur de sortie A 1 par l'intermédiaire d'un quadripôle d'adaptation Q 5 Les signaux en sortie-de l'amplificateur de sortie A 1 sont dirigés vers la sortie S par l'intermédiaire d'un 25 quadripôle d'adaptation Q 6. On comprendra par la suite de la description que les quadripôles d'adaptation sont des éléments de ligne et/ou des composants discrets disposés de manière à réaliser une adaptation d'impédance. Dans le domaine des hautes fréquences, l'adaptation d'impédance est 30 une technique classique On réalise par exemple une telle opération en mesurant à l'aide d'un analyseur de réseau les paramètres (habituellement dénommés paramètres S) d'entrée et sortie de chacun des quadripôles avant leur adaptation, et en calculant le ou les éléments d'adaptation à introduire dans le quadripôle considéré. De telles formules de calcul sont données dans l'ouvrage de P. GRIVET intitulé "Physique des lignes de HF et d'UHF", Tome 2, "Circuits et amplis micro-ondes", édité par MASSON et Cie. On trouvera à la figure 8 un exemple de réalisation du filtre F 5 sous la forme d'un filtre en Âr comportant un condensateur variable C 2 encadré par deux selfs respectivement L 2 et L 3 dont une borne est à la masse. Selon la figure 10, l'oscillateur est réalisé en technologie micro-ruban 50 ohms La polarisation des transistors T et T 1 n'a pas 10 été représentée Elle peut-être réalisée comme illustrée à la figure 11 L'amplificateur A est constitué par un transistor T du type BFP 91 de THOMSON-CSF Il est monté en émetteur commun. A la fréquence de travail, I'adaptation d'impédance à l'entrée et à la sortie du transistor T s'effectue par une longueur de ligne et 15 un composant discret Ainsi, l'adaptation à l'entrée du transistor T est réalisée par une longueur de ligne 10 et une self d'adaptation à la masse L 10 La longueur de ligne 10 et la self L 10 constituent le quadripôle Q 1 de la figure 9 De la même façon l'adaptation en sortie du transistor T s'effectue par une longueur de ligne 20 et un 20 condensateur C 20 à la masse, constituant le quadripôle Q 2. L'adaptation à l'entrée de la boucle de contre-réaction s'effectue par une longueur de ligne 30 et un condensateur à la masse C 30 constituant le quadripôle Q 3 A la sortie de la boucle de contreréaction, l'adaptation est réalisée par une longueur de ligne 40 et 25 une self à la masse L 40, constituant le quadripôle Q 4. On remarquera que les composants mentionnés à la figure 10 ne sont donné qu'à titre d'exemple En effet, chacun des quadripôles peut utiliser comme élément d'adaptation une self ou une capacité suivant les résultats que donnent les mesures effectuées à l'aide de 30 l'analyseur de réseau En outre, les résultats peuvent être tels que pour un ou plusieurs des quadripôles, il ne soit pas besoin de mettre en oeuvre un élément d'adaptation. La longueur de ligne 40 débouche sur un diviseur D du type Wilkinson comportant deux branches formant un Y, chacune des branches ayant une longueur égale à à 0/4 o À O est la longueur d'onde correspondant à la fréquence f O Un tel diviseur peut être calculé par la méthode indiquée dans l'article N Way Hybrid Power Divider, paru dans la revue IEE Microwave N 1, 1969 sous la signature d'Ernest Wilkinson. Une des branches du diviseur D débouche sur une longueur de ligne 1 dont la longueur sera choisie de telle façon que, à la fréquence fo, la condition de phase de Berkausen soit respectée, c'est-à-dire que le déphasage de la boucle soit égale à 0 modulo 10 2 k ir. L'extrémité de l'autre branche du diviseur de Wilkinson débouche dans une ligne 50 qui attaque un transistor de sortie T 1 du même type que le transistor T et monté également en émetteur commun. A l'entrée, le transistor est adapté par la longueur de ligne 50 à laquelle est adjointe une self L 50 à la masse constituant le quadripôle Q 5, et à la sortie par une longueur de ligne 60 et un condensateur à la masse C 60, constituant le quadripôle Q 6 L'extrémité de la ligne 60 constitue la sortie S de l'oscillateur. L'obtention de la courbe de réponse de la figure 4 nécessite, 20 comme on l'a souligné plus haut, quelques précautions au niveau de l'adaptation d'impédance à l'entrée et à la sortie du quartz Q Si on appelle R 2 l'impédance vue par le quartz en amont et R 3 l'impédance vue par celui en aval, le facteur de qualité Q à la fréquence f O du quartz s'écrit L 1 m O Q Q=(R 1 + R 2 + R 3) Il en résulte que, si les impédances vues par le quartz augmentent, le facteur de qualité Q de celui-ci se dégrade Par contre, les pertes d'insertion diminuent. Un compromis acceptable consiste à prendre R 2 = R 3 = R 1 l 2. 30 Ce compromis, qui correspond à une adaptation approximative conduit à une perte d'insertion qui n'est pas trop élevée ( 6 d B environ) et à une dégradation du facteur de qualité Q d'un rapport 2 seulement. Dans le cas ou on souhaite faire varier légèrement la fréquence de l'oscillateur, cette fonction peut-être réalisée à l'aide d'un circuit d'accord électronique de fréquence Celui-ci comporte un condensateur fixe C en série dans la boucle de contre-réaction a au borne duquel est branché le circuit d'accord proprement dit, comprenant une diode Varicap Dv dont les deux bornes sont reliées aux bornes du condensateur Ca par l'intermédiaire de deux condensateurs respectivement C 4 et C 5 La borne + de la diode Varicap Dv 1 est reliée à la masse par l'intermédiaire d'une résistance de polarisation R 4 La borne de la diode Varicap Dv reçoit une tension de commande Vc à travers une résistance R 5 La tension de commande Vc est découplée par une self de choc Ldl branchée en série entre la résistance R 5 et l'alimentation à tension variable Vc Aux bornes de 15 la self Ldl, sont montés l'une des bornes de deux condensateurs de découplage Cdl, Cd 2 dont l'autre borne est à la masse. La variation de la valeur de la capacité de la diode Varicap Dv a pour effet de faire varier légèrement le déphasage produit par la boucle de contre-réaction Celui-ci n'est plus nul modulo 2 ir à la 20 fréquence fo, mais à une fréquence f'0 très voisine et située sur le pic f 0, et qui devient de ce fait la fréquence de l'oscillateur Toute variation de Vc, par exemple par un diviseur potentiométrique, fait varier f'0. La figure 11 re présente une réalisation en technologie compo25 sants discrets. Un condensateur d'adaptation C 21 est connecté entre le collecteur du transistor T et la masse Ce condensateur C 21 constitue l'élément d'adaptation du quadripôle Q 2. Le quadripôle Q 3 est adapté grâce à une self série L 31 et une 30 self parallèle L 32 dont une borne est à la masse. Entre les deux quadripôles, est interposé un condensateur de découplage Cd 23 qui a pour fonction d'éliminer le courant continu de la boucle Le quadripôle Q 4 est adapté à l'aide d'une self série L 4 et d'une self parallèle L 42 dont une borne est à la masse. Ce schéma laisse subsister la nécessité d'une longueur de ligne 1 réalisée dans le cas présent par une ligne coaxiale 50 ohms En effet, un transistor en montage émetteur commun déphase le signal de 7 r, d'o la nécessité d'introduire un déphasage supplémentaire notable pour satisfaire la condition de phase de Berkhausen à la fréquence f O' L'élément d'adaptation du quadripôle Q 1 à l'entrée du transistor T est constitué par un condensateur variable C 11 branché entre la sortie de la ligne coaxiale de longueur 1 et la masse. 1 L'entrée de la base du transistor T est découplée par un condensateur série de découplage Cdl 2 L'émetteur du transistor T est chargé par une résistance R 8 et découplé par un condensateur de découplage Cd 16, branché entre l'émetteur de T 1 et la masse. Le prélèvement du signal de sortie s'effectue simplement par 15 l'intermédiaire d'un condensateur de découplage Cd 13, c'est-à-dire que les deux transistors T et T 1 sont alimentés en parallèle à partir de la sortie de la ligne coaxiale de longueur I sans autre précaution que l'adaptation d'impédance du quadripôle Q 5 réalisée par un condensateur variable C 51 branché entre la base du transistor Ti, en 20 amont d'un condensateur de découplage Cdl 4 ' et la masse. La sortie S du transistor T 1 est adaptée par une self parallèle L 61 dont une borne est à la masse (quadripôle Q 6) et les tensions continues pouvant éventuellement se trouver présentes à la sortie du collecteur du transistor Q 1 sont découplées par un condensateur de 25 découplage Cd 15. L'émetteur du transistor T 1 est chargé par une résistance Rll et découplé par un condensateur de découplage Cd 77 branché entre l'émetteur de T 1 et la masse. La polarisation des transistors T et T 1 s'effectue à partie d'une 30 tension V découplée notamment par une série de quatre cellules 70 à 73 composées chacune d'une self de choc Ld (indicée de 70 à 73) disposée en série, et d'un condensateur de découplage Cd (indicé de à 73) monté en parallèle et dont une borne est à la masse. La première cellule 70 reçoit la tension V à une premiere borne de sa self Ld 70 dont la deuxième borne est reliée à une extrémité d'un pont diviseur résistif R 9, RI O dont le point milieu est relié à la base du transistor T 1 Entre R 10 et la masse, est 5 également branché un condensateur de découplage Cd 76 La deuxième borne de la self Ld 70 attaque une cellule 71 dont la self Ld 71 est reliée au collecteur du transistor T 1 par une self Ld 75 Elle attaque également une cellule 72 dont la self Ld 72 est reliée au collecteur du transistor T par l'intermédiaire d'une self Ld 75, ainsi 10 qu'une cellule 73 dont la self Ld 73 reliée à une extrémité d'un pont diviseur résistif R 6, R 7 dont le point milieu est relié à la base du transistor T. A titre d'exemple, les selfs de choc utilisées pour le découplage ont une valeur de Il Ji H et les condensateurs de découplage, 15 une valeur de 1 n F En ce qui concerne la diode Varicap Dr, elle peut avoir une valeur nominale de 30 p F, et on prend C 4 = C 5 = 2,2 PF et R 4 = R 5 = 10 k P 2 Les valeurs des autres éléments résultent des calculs indiqués ci-dessus, notamment en ce qui concernent les adaptations d'impédance On notera que ces dernières 20 dépendent non seulement du quartz utilisé mais également du transistor utilisé Deux transistors rmême issus de la même série ne présentent pas en effet exactement les mêmes propriétés Notons par ailleurs qu'un quartz résonant à I G Hz présente à cette fréquence une impédance caractéristique (résistance R 1) d'environ 25 400 P. L'invention ne se limite pas aux modes de réalisation décrits et représentés En particulier, l'ordre dans lequel les éléments de la boucle de contre-réaction (quartz, filtre et éventuellement accord électronique de fréquence) sont disposés est indifférent D'autre 30 part, le prélèvement du signal de sortie par un diviseur de puissance, qui peut être de tout type connu, peut s'opérer en tout point de la boucle En outre, le diviseur de puissance peut être remplacé par un coupleur directionnel. REVENDICATIONS 1 Oscillateur à quartz pour très hautes fréquence comportant un amplificateur et une boucle de contre-réaction comprenant un quartz dont une fréquence de résonance donnée {f 0) est choisie comme fréquence de l'oscillateur, l'amplificateur ayant un 5 gain tel qu'en boucle ouverte, la condition de gain de Berkhausen soit satisfaite, caractérisé en ce que le quartz (Q) est compensé à ladite fréquence (f 0) par un circuit parallèle comprenant au moins une self (Ln), en ce que la boucle de contre-réaction comporte également un filtre (F) assurant une coupure des fréquences infé10 rieures à ladite fréquence de résonance (f 0), en ce que la boucle de contre-réaction est telle qu'à ladite fréquence de résonance (f 0) d'une part elle soit adaptée en impédance de telle sorte que la compensation du quartz soit elle-même adaptée et d'autre part, elle présente un déphasage nul à 2 k ir près, et en ce qu'il comporte un 15 diviseur de puissance permettant de prélever une partie du signal de la boucle de contre-réaction pour l'injecter dans un amplificateur de sortie (A 1). 2 Oscillateur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'un amplificateur (A, A 1) est un transistor monté en émetteur commun. 3 Oscillateur selon une des revendications I ou 2, caractérisé en ce que ledit circuit parallèle comporte également un condensateur de compensation (Cn). -n 4 Oscillateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que le condensateur de compensation (Cn) est un condensateur variable. 5 Oscillateur selon une des revendications précédentes, ca ractérisé en ce que la boucle de contre-réaction comporte un circuit d'accord électronique de fréquence. 6 Oscillateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit circuit d'accord électronique de fréquence comporte un condensateur fixe (Ca) en série dans la boucle de contre-réaction, et aux bornes duquel est branchée une diode Varicap (Dv) alimentée par un circuit de commande de tension (V c). 7 Oscillateur selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que ledit filtre (F) comporte un filtre en r comprenant un condensateur série (C 2) variable encadré de deux selfs (L 2, L 3) dont une borne est à la masse. 8 Oscillateur selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il est réalisé sous forme de ligne et en ce qu'il comporte des composants discrets distribués le long des sections de lignes de la boucle de manière à réaliser les adaptations d'impédances dans la boucle et en ce que la longueur cumulée des sections 15 de ligne est telle que la boucle présente un dit déphasage nul à 2 k i pres. 9 Oscillateur selon les revendications 7 et 8 prises ensemble, caractérisé en ce que lesdites deux selfs (L 2, L 3) sont des sections de lignes de longueur inférieure au quart ( X O l) de la longueur 20 d'onde de ladite fréquence (f O) de l'oscillateur. Oscillateur selon une des revendications 8 ou 9, caractérisé en ce que le diviseur de puissance est un diviseur de puissance X 0/4 de type Wilkinson.