FR 2553893 A1 19850426 FR 8316647 A 19831019 La presente invention est relative au traitement des signaux périodiques notamment de type sinusoidal et concerne plus particulièrement la détection d'une variation de la composante continue d'un tel signal. On sait qu'en téléphonie, le signal de sonnerie est constitué par un courant transversal de boucle composé d'une composante continue sur laquelle est superposée un signal alternatif qui au départ du 10 central est de forme sinusoïdale On sait également que l'instant de décrochage du combiné par l'abonné appelé doit être déterminé avec précision pour permettre la suppression du courant de sonnerie, l'établissement du circuit de communication complète, le 15 démarrage de la tarification, etc L'opération de détermination de cet instant consiste en principe à détecter la transition de la composante continue qui circule dans la boucle d'abonné, composante qui subit une augmentation brusque par suite de la modification 20 de l'impédance de boucle au moment du décrochage La détection est réalisée dans un appareil situé dans le central et appelé communément joncteur d'abonné (dénomination anglaise SLIC pour Subscriber Loop Interface Circuit). Un joncteur d'abonné assure donc le couplage entre la ligne d'abonné et le central et est chargé notamment de surveiller l'état de la boucle d'abonné et plus particulièrement de détecter les états accroché et décroché du combiné, notamment en phase de son30 nerie Le circuit de détection de l'état de boucle doit déceler l'augmentation de la composante continue précitée en la comparant à un seuil prédéterminé Le seuil doit être précis c'est-à-dire qu'une transition de 0,1 Z de la composante continue vis à vis de la composante alternative doit pouvoir être détectée Par ailleurs, la détection doit être rapide car l'abonné ne doit pas entendre dans son combiné le signal de sonnerie Cette rapidité doit être d'autant plus 5 grande, que la détection est de préférence exécutée à plusieurs reprises pour la démarquer le plus possible du bruit de ligne et éviter de fausses détections. De plus, les conditions de fonctionnement d'un circuit de détection du genre indiqué ci-dessus 10 peuvent être des plus variées en fonction des circonstances locales, de la fréquence et de la forme du signal de sonnerie, des perturbations atmosphériques, des courants parasites longitudinaux dont l'intensité peut être très élevée en milieu industriel ( usines, 15 métro),etc Les contraintes imposées à ces circuits sont donc extrêmement sévères. Actuellement, la détection de l'instant de décrochage du combiné est effectué généralement par un filtre passe-bas à fréquence de coupure inférieure à 20 15 Hz Cependant, un tel filtre doit comporter une capacité de forte valeur, de sorte qu'un tel filtre ne peut être réalisé sous la forme d'un circuit intégré. L'invention a donc pour but de fournir un procédé et un dispositif de détection de la transition 25 de la composante continue d'un signal à variation périodique dont la précision et la rapidité soient compatibles avec les normes imposées aux joncteurs téléphoniques par l'Administration des PTT, tout en pouvant être réalisé sous forme de circuit intégré. L'invention a donc pour objet un procédé de détection d'une transition de la composante continue d'un signal périodique, caractérisé en ce qu'il consiste à établir une valeur de seuil au-delà duquel la transition est considérée comme significative à engendrer au moins un signal cyclique connu dont la fréquence est grande par rapport à la fréquence dudit signal périodique, à moduler temporellement un signal binaire avec la différence entre le signal périodique, 5 le signal de seuil et ledit signal cyclique, à engendrer un signal d'horloge rapide, à accumuler les impulsions du signal d'horloge dans un sens positif pour un premier niveau logique du signal modulé et dans un sens négatif pour le second niveau de ce signal, à 10 échantillonner le résultat de cette accumulation sur au moins une période dudit signal périodique et à engendrer un signal de sortie d'un niveau logique donné si l'accumulation donne lieu à une valeur résiduelle à la fin de la dernière période d'échantillon15 nage. L'invention a également pour objet un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé tel que dé-fini ci-dessus ainsi qu'un joncteur téléphonique employant ce dispositif. L'invention sera mieux comprise à l'aide de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple et faite en se référant aux dessins annexés, sur-lesquels: la Fig 1 est une courbe représentant une 25 transition d'une composante continue devant être détectée, dans un signal de sonnerie téléphonique, au moment o l'abonné appelé décroche; la Fig 2 représente un schéma très simplifié d'un circuit suivant l'invention; la Fig 3 est un diagramme montrant le principe de la modulation utilisée dans le circuit suivant l'invention; la Fig 4 est un diagramme illustrant l'apparition d'une erreur de zéro dans la modulation du signal binaire; la Fig 5 est un diagramme illustrant la manière selon laquelle l'erreur de décalage de zéro peut être évitée; la Fig 6 est un schéma simplifié d'une première forme de réalisation du circuit suivant l'invention permettant de compenser l'erreur de décalage de zéro; la Fig 7 est un diagramme illustrant le 10 fonctionnement du circuit de la Fig 6; la Fig 8 est un schéma simplifié d'une deuxième forme de réalisation du circuit suivant l'invention; la Fig 9 est un schéma simplifié d'un 15 troisième mode de réalisation du circuit suivant l'invention; la Fig 10 montre le diagramme des signaux apparaissant dans le circuit de la Fig 9; la Fig 11 est un schéma équivalent d'une 20 partie du modulateur faisant partie du circuit de la Fig 9; la Fig 12 est un schéma équivalent d'un multiplexeur utilisé dans le modulateur du circuit suivant l'invention; les Fig 13 et 14 représentent des schémas détaillés du modulateur respectivement conformément aux Fig 11 et 12; les Fig 15 et 16 sont deux oscillogrammes illustrant les résultats obtenus par le circuit 30 suivant l'invention. Dans la description des exemples de réalisation qui va suivre, on suppose que l'invention est utilisée dans un joncteur téléphonique o elle trouve une application particulièrement avantageuse Cepe- dant, cette application ne doit pas être considérée comme limitative, l'invention pouvant être utilisée avec profit chaque fois qu'il s'agit de détecter une transition (croissante ou décroissante) de la compo5 sante continue d'un signal complexe présentant cette composante mélangée à une composante alternative dont la forme peut d'ailleurs être sinusoïdale, carrée, rectangulaire ou autre. Ceci étant précisé, on va maintenant exami10 ner la Fig 1 qui, dans le cadre d'un joncteur téléphonique, représente la transition accrochédécroché du signal de sonnerie lors d'un appel Le signal de sonnerie comporte une composante continue CC sur laquelle est superposé un signal alternatif SS qui dans l'exem15 ple décrit et au départ du central est sinusoïdal, mais qui parvient au joncteur d'une façon plus ou moins perturbée en fonction de conditions diverses, telles que la qualité de la ligne d'abonné, la longueur de cette ligne, les courants parasites 20 longitudinaux, les perturbations atmosphériques, etc. On voit qu'au moment du décrochage du combiné, il se produit une transition T du courant de repos transversal de la boucle en raison du fait qu'une impédance plus faible qu'auparavent est raccordée à la ligne La 25 transition T doit être détectée avec précision et en un minimum de temps par exemple au maximum trois périodes du signal alternatif, celui-ci étant alors supprimé sur la ligne par le central pour permettre la communication entre abonnés Il est à noter que l'am30 plitude de la transition T a été fortement exagérée sur le dessin, une variation d'amplitude de seulement O,1 Z du courant continu vis à vis du courant alternatif devant pouvoir être décelée. Il est à noter que le signal 51 peut être le signal de sonnerie lui-même ou tout autre signal périodique qui en est dérivé ou qui sert à l'engendrer. La Fig 2 représente un schéma très simplifié du circuit de détection suivant l'invention Le signal S dont une transition doit être détectée est appli1 qué à une borne 1 d'un modulateur 2 de temps d'impulsion qui comporte une seconde borne d'entrée 3 à laquelle est appliquée un signal de seuil 52 fixant le niveau au-dessus duquel la transition de la composante 10 continue du signal 51 doit être considérée comme témoignant d'un décrochage de combiné Le modulateur 2 comporte une borne de sortie 4 qui est raccordée à un circuit 5 de comptage-accumulation-échantillonnage à la borne de sortie 6 duquel apparait le signal utile 15 sous forme numérique ( un niveau 1 pour" accroché et un niveau O pour "décroché" ou inversement) Le circuit 5 nécessite un signal de rythme 53 qui lui est appliqué sur une borne 7 par l'intermédiaire d'un circuit de commande d'échantillonnage 8 lui-même relié 20 à une borne d'entrée 9, ce signalétant constitué en principe par des impulsions à raison d'une impulsion par période du signal 51 à examiner Dans le cas d'un joncteur téléphonique, la borne 9 peut recevoir le signal de sonnerie pur provenant de l'oscillateur 25 prévu à cet effet dans le central, mais dans le cas plus général d'une autre application de l'invention, la borne 9 peut être raccordée à la borne 1, le diviseur 8 recevant alors également le signal à examiner (connexion 10 en pointillés de la Fig 2) Le signal 30 d'entrée peut être une tension analogique sous forme asymétrique ou différentielle. Le modulateur 2 est destiné à moduler un signal binaire, soit par modulation de position d'impulsions (pulse position modulation ou PPM), soit par modulation de largeur d'impulsions (pulse width modulation ou PWM), proportionnellement à la différence entre les signaux 51 et 52 ' Le signal de sortie 54 (Fig 2 et 3) du modulateur représente donc sous forme d'une information temporelle, la différence entre ces deux signaux. Sur la Fig 3, on voit que la modulation est réalisée en comparant sur une période du signal 51, ladite différence à une tension 55 de forme triangu10 laire périodique qui est engendrée dans le modulateur. Si ensuite, on calcule la valeur moyenne du signal binaire modulé, on peut obtenir l'information de transition recherchée, car sans apparition de la transition, la valeur moyenne intégrée du signal 54 est en 15 principe égale à zéro alors que la transition produit un signal de différence que l'on peut exploiter pour la détection, L'intégration en question (qui sera décrite en détail plus loin) consiste à compter et à décompter un nombre d'impulsions à une fréquence rela20 tivement très élevée, respectivement lors des durées 11 " et " O " du signal modulé C'est à cet effet que le circuit 5 de comptage-accumulation- échantillonnage comporte une entrée supplémentaire 11 (Fig 2) raccordée à une borne d'entrée 12 à laquelle est appliqué un 25 signal d'horloge rapide 56 A titre d'exemple, on peut préciser ici que si le signal de sonnerie a une fréquence de 16 Hz, le signal 55 peut avoir une fréquence de 2,5 k Hz et le signal 56 une fréquence de 500 k Hz. Dans le cas o le modulateur 2 module en 30 largeur d'impulsion (PWM), l'information temporelle représentative de la différence citée plus haut est contenue dans la largeur des impulsions successives, l'amplitude et la période des impulsions étant à peu près constantes Par contre, dans le cas d'une modu- lation de position d'impulsion (PPM), l'information de différence est codée dans la position relative dans le temps d'impulsions de durée brèves Ces impulsions ont une amplitude et une largeur constante, seule leur 5 position temporelle étant modifiée Il est à noter que les modulateurs destinés à effectuer les deux types de modulation sont essentiellement identiques, car ceuxci peuvent aisément être déduits l'un de l'autre. Comme déjà indiqué, le signal 54 obtenu par 10 la modulation contient chaque fois deux intervalles de temps successifs qui sont mesurés dans le circuit 5 à l'aide de l'horloge rapide 56 La valeur d'une mesure est un nombre entier de périodes de l'horloge rapide. A chaque période du signal modulé, la mesure de l'in15 tervalle de temps o le signal modulant est supérieur au signal triangulaire est affectée d'un signe et la mesure de l'intervalle de temps o le signal modulant est inférieur au signal triangulaire est affectée du signe opposé Un dispositif de comptage du circuit 5 20 accumule les valeurs relatives ainsi obtenues sur une période fondamentale du signal d'entrée 51. Cette accumulation numérique est échantillonnée et initialisée périodiquement à la fréquence fondamentale de ce signal d'o il résulte une valeur 25 numérique à cette fréquence fondamentale. On a vu que l'information temps qui est la grandeur de sortie du modulateur 2 est proportionnelle à la tension d'entrée de ce modulateur de sorte que, sur un même intervalle de mesure, leurs intégra30 les sont également proportionnelles Or, si la fréquence fondamentale du signal triangulaire 55 du modulateur de temps d'impulsion est grande devant la fréquence fondamentale et les harmoniques du signal d'entrée 51 et si la fréquence de l'horloge rapide 56 est grande devant la fréquence du signal de sortie 54 du modulateur de temps d'impulsion 2, le résultat numérique de l'accumulation constitue l'intégrale des mesures des intervalles de temps affectés de leur 5 signe Le résultat numérique de l'accumulation est alors proportionnel à l'intégrale du signal d'entrée du modulateur, c'est à dire à l'intégrale de la différence entre le signal d'entrée 51 et le signal de seuil 52 ' Comme l'intégrale de la fondamentale et des 10 harmoniques du signal d'entrée sur un intervalle de temps égal à sa période est nulle, le résultat numérique de l'accumulation est proportionnel à l'intégrale de la différence entre la composante continue du signal d'entrée et du signal de seuil. Pendant chaque accumulation, la valeur de l'intégrale qui est en train d'être calculée est stockée de façon numérique dans le circuit 5 Le signe du résultat numérique à la fin de chaque accumulation indique si la composante continue du signal d'entrée 20 est supérieure ou inférieure au seuil 52, ce signe une fois échantillonné constitue l'information de sortie du dispositif suivant l'invention. Dans le montage élémentaire de la Fig 2 que l'on vient de décrire, pour que la valeur numérique 25 obtenue en fin d'accumulation des impulsions d'horloge (comptage-décomptage) soit exactement proportionelle à l'intégrale de la différence entre la composante continue du signal 51 et le signal 52 ' il faut que la fréquence du signal triangulaire 55 soit grande devant 30 les fréquences fondamentale et harmonique du signal 51 et que la fréquence du signal d'horloge 56 soit grande devant celle du signal 55 Cependant, ces exigences sont contrariées par les limitations physiques et technologiques et en réalité, on se trouve confronté à une erreur appelée ci-aprés "erreur de décalage de zéro" qui se produit effectivement avec les valeurs des fréquences indiquées ci-dessus à titre d'exemple. Pour illustrer l'apparition de cette erreur, 5 on a représenté sur la Fig 4 (diagramme a) les courbes mises en jeu en supposant que le signal d'entrée 51 ne comporte pas de composante alternative Dans ces conditions, sur une période fondamentale d'échantillonnage de la valeur numérique ( qui dans ce cas hypothéti10 que ne peut naturellement pas être déduite du signal S car celui-ci est supposé continu), il est possible qu'en fin de cette période, le signal triangulaire qui n'est pas synchrone au signal d'échantillonnage 53 ne soit pas encore parvenu à passer par zéro, si bien 15 que, malgré l'absence d'une composante alternative, la valeur moyenne n'est pas égale à zéro et il subsiste une valeur numérique résiduelle (ici comptée positivement) sur une durée At sans contrepartie comptée négativement Le diagramme b montre qu'une erreur de 20 signe opposée est faite lorsque le signal triangulaire est en opposition de phase. Une autre erreur pouvant apparaître dans le résultat de la détection résulte du nombre limité d'échantillons du signal d'entrée 51 que l'on peut 25 prendre pour évaluer son intégrale sur une période fondsmentale De la sorte, le résultat de l'accumulation numérique est différent du résultat mathématique théorique qui annulerait parfaitement l'intégrale de la fondamentale et des harmoniques du signal d'entrée 30 calculée sur une période de la fondamentale L'erreur ainsi introduite dépend en particulier des premiers et derniers échantillons pris du signal d'entrée Il en résulte une erreur qui est une fonction décroissante du rapport entre la fréquence du signal triangulaire et celle du signal d'entrée et du rapport entre l'amplitude du signal triangulaire et celle du signal d'entrée Cette erreur est aussi fonction de la phase entre les impulsions d'échantillonnage 53 et le signal d'entrée S. De meme, à cause des limitations physiques et technologiques, la fréquence de l'horloge rapide 56 n'est pas infiniment grande par rapport à la fréquence du signal triangulaire 55 De ce fait, les mesures 10 des intervalles de temps modulés qui sont des nombres entiers de périodes du signal d'horloge sont entachées d'une erreur de tronçature Cette erreur est une fonction décroissante du rapport entre la fréquence du signal d'horloge et celle du signal triangulaire. L'invention propose de compenser l'erreur de décalage de zéro par une utilisation judicieuse du signal de forme triangulaire et du comptage/décomptage. Le principe de cette compensation résulte de la Fig 5 dans laquelle on a supposé pour les besoins de l'ex20 plication et comme pour la Fig 4 que le signal à examiner ne comporte pas de composante alternative On voit d'après la Fig 5 que l'annulation de l'erreur peut être obtenue en compensant celle (A T+) obtenue sur un temps d'intégration AT égal à une période P 25 entre deux impulsions d'échantillonnage (signal 53), lorsque le signal triangulaire 55 démarre, après chaque remise à zéro de l'accumulation avec une pente positive, par l'erreur de zéro (à T-) obtenue sur un même temps d'intégration lorsque le signal triangu30 laire est symétrique du précédent ( signal 55 c'est à dire de même amplitude mais de signe opposé) et démarre après chaque remise à zéro avec une pente négative. Les deux valeurs intégrées comportent alors la même erreur égale en valeur mais de signe opposé de sorte qu'il suffit d'accumuler les impulsions de comptage en fonction de ces deux valeurs d'intégration. Il apparait alors que les deux valeurs d'intégration peuvent être obtenues soit simultanément 5 (Fig 5, diagramme a) soit successivement (Fig 5 diagramme b). En d'autres termes, le diagramme a correspond à l'utilisation simultanée de deux signaux triangulaires avec une accumulation des impulsions de comp10 tage sur la seule période P tandis que le diagramme b met en jeu successivement les deux signaux triangulaires sur une durée double de la période P Dans les deux cas, le nombre d'échantillons du signal à examiner utilisé pour le calcul de l'intégrale est le dou15 ble du nombre d'échantillons utilisés pour le calcul dans un montage qui fonctionne selon le diagramme de la Fig 3, c'est à dire avec un seul signal triangulaire Il en résulte donc également que l'erreur d'intégration est réduite et en fait avec un fonctionnement 20 conforme à la Fig 5 tout se passe comme si, quant à l'erreur d'intégration et par rapport à la Fig 3, on avait doublé la fréquence du signal triangulaire ou divisé par deux la -fréquence fondamentale et les harmoniques du signal à examiner. Bien entendu, l'utilisation de cette compensation de décalage de zéro n'est possible que si la fréquence et l'amplitude du signal triangulaire, la fréquence du signal d'entrée et la relation de phases entre le signal triangulaire et les impulsions de 30 remise à zéro sont fixes Ceci est le cas dans toutes les applications visées par l'invention. On va maintenant examiner la Fig 6 qui représente un schéma de principe d'un montage mettant en oeuvre la compensation d'erreur de décalage de zéro avec utilisation simultanée des deux signaux triangulaires Sur cette figure, des références identiques sont utilisées pour des composants déjà décrits à propos de la Fig 2. Le modulateur 2 comprend un générateur 13 qui engendre les deux signaux triangulaires 55 et 55 ' symétriques et est connecté par ces sorties respectives à deux circuits de comparaison 14 et 14 ' Ceux-ci sont raccordés à un circuit logique de commande 15 10 fournissant des signaux de commande de comptage à un circuit d'accumulation 16 formé par un compteur/décompteur La sortie de ce circuit est reliée à son tour à une bascule de mémorisation 17. Les signaux triangulaires fournis par le 15 générateur 13 sont redémarrés à chaque apparition d'une impulsion correspondant au début d'une période du signal 53 donc avec une récurrence qui correspond à la fréquence du signal Sg Le signal triangulaire et la différence 20 entre le signal d'entrée 51 et le signal de seuil 52 sont alors comparés dans le circuit de comparaison 14 ou 14 ' correspondant qui fournit deux signaux 54 a et 54 b traités dans le circuit logique 15 En d'autres termes, si la différence entre les signaux 51 et 25 52 est supérieure au signal triangulaire 55, le signal 54 est de niveau 1 et ce signal est de niveau O dans 4 a le cas contraire De même, le signal 54 b provenant du circuit de comparaison 14 ' est de niveau 1 lorsque la différence entre les signaux 51 et 52 est supérieure 30 au signal 55 et de niveau O dans le cas contraire. Le circuit logique 15 combine les deux signaux ainsi élaborés de manière à fournir à son tour un signal 54 c qui est au niveau 1 en cas de niveaux opposés des signaux 54 a et 54 b et qui dans ces con- 1-4 ditions est capable d'inhiber tout comptage du compteur/décompteur 16 Le niveau logique de l'autre signal 54 d fourni par le circuit logique 13 est égal à celui qu'ont les signaux 54 a et 54 b simultanément pour déterminer le sens du comptage ( niveau 1, le compteur compte, niveau O, le compteur décompte) Il en résulte que l'accumulation des impulsions de l'horloge rapide (signal 56) dans le compteur 16 sur une période du signal S prend en compte la somme des er10 reurs égales et opposées de décalage de zéro des deux signaux triangulaires 55 et 55, pour fournir une valeur numérique résultante dépourvue de toute erreur de décalage Par ailleurs, l'erreur d'intégration est plus faible que dans un montage réalisant le diagramme 15 de la Fig 3 L'échantillonnage du contenu du compteur/ décompteur 16 par le signal 53 'provenant du circuit de commande d'échantillonnage 8 permet de stocker dans la bascule 17 l'information binaire de sortie qui est régénérée à la fréquence du signal d'entrée 51. La Fig 8 représente un montage qui permet de mettre en oeuvre le diagramme b de la Fig 5 c'est à dire d'éliminer l'erreur de décalage de zéro en appliquant à un seul circuit de différence et de comparaison 14 alternativement les signaux 55 et 55 ' dont la 25 forme est symétrique comme dans le montage de la Fig 6 C'est pourquoi, le circuit de comparaison 14 est ici raccordé au générateur 13 de signaux triangulaires par l'intermédiaire d'un multiplexeur 18. Le circuit de commande d'échantillonnage 8 30 assure ici la remise à zéro des signaux triangulaires et commande le multiplexeur 18 pour assurer la répartition correcte et alternative des signaux triangulaires, à chaque période du signal d'entrée En même temps, la fréquence du signal d'entrée est divisée par deux et appliquée au compteur/décompteur 16 et à la bascule 17 pour l'échantillonnage. Il en résulte que le circuit de comparaison 14 reçoit successivement. 1) pendant une première période du signal 51, un signal triangulaire 55 avec une pente à l'origine positive, puis 2) pendant la période suivante du signal 51, un signal triangulaire 55 avec une pente à l'origine 10 négative. Comme l'échantillonnage et la remise à zéro du compteur/décompteur sont réalisés à une fréquence moitié de la fréquence du signal 51, les deux erreurs de décalage de zéro de signes opposés sont prises en 15 compte à chaque accumulation et après chaque échantillonnage, la bascule 17 contient ainsi l'information binaire de sortie dépourvue de toute erreur de décalage Dans ce cas également, l'erreur d'intégration est deux fois plus faible que dans le cas de la Fig 3. 20 La Fig 9 représente un schéma simplifié d'un mode de réalisation de l'invention dans lequel tout d'abord le signal d'entrée est une tension en mode différentiel appliquée sur deux bornes d'entrée 1 et 1 ' (signaux 51 et 51 ', Fig 10) Par ailleurs, dans ce 25 cas, l'erreur de décalage de zéro est éliminée par un dédoublement du dispositif de comptage et d'accumulation 5. Le générateur 13 de signaux triangulaire est ici -construit de manière à engendrer une tension 30 triangulaire en forme d'escalier, dont les portions' élémentaires sont générées sous la commande du signal 56 constituant l'horloge rapide (Fig 10) Sous la commande du signal 53 dérivé du signal de sonnerie pur appliqué sur la borne 9 (ou d'un signal tiré du signal à examiner dans une autre application que la téléphonie), signal 53 qui a la même période P que le signal Si, les tensions triangulaires sont remises à zéro à chacune des périodes du signal 51, tandis que le mul5 tiplexeur 18 les applique alternativement à deux bornes d'entrée distinctes 19 et 19 ' du circuit de différence et de comparaison 14 ( signaux 57 et 57 ' Fig 10) Il est à noter que pour le besoin de la représentation dans le diagramme de la Fig 10, les 10 échelles des temps ne correspondent pas aux fréquences utilisées. Le circuit 5 comporte deux compteurs/décompteurs 16 et 16 ' associés respectivement à deux bascules de mémorisation 17 et 17 ' dont les sorties 15 sont combinées logiquement dans une porte OU INCLUSIF appliquant sur la borne 6 le signal utile c'est à dire la transition de la composante continue de la tension en mode différentiel appliquée aux bornes 1 et 1 ' Les compteurs/décompteurs 16 et 16 ' ainsi que les 20 bascules 17 et 17 ' sont pilotés par des signaux 53 et 53 " dérivés du signal 53 dans le circuit de commande 8, ces signaux ayant chacun une fréquence moitié de celle du signal d'entrée et les signaux étant décalés d'une période P de sorte que les accumulations sur le 25 signal modulé 54 se font dans ces compteurs/décompteurs en parallèle mais avec un décalage temporel égal à cette période P Il en résulte que le signal de sortie de la borne 6 est une fonction logique des deux signaux binaires provenant de l'échantillonnage par 30 les signaux S 3 et 53 " des deux compteurs/décompteurs 16 et 16 ' Cette fonction logique dépend du choix des signes affectés aux mesures des intervalles de temps modules et de la transition à détecter: croisement du seuil des valeurs inférieures aux valeurs supérieures ou croisement du seuil des valeurs supérieures aux valeurs inférieures Quoique chaque accumulation dure deux périodes P l'entrelacement des deux accumulations permet de fournirun nouvel échantillon à cha5 que période du signal d'entrée et donc de regénérer le signal de sortie à chaque période du signal d'entrée. Le temps maximum de détection d'une transition du niveau continu du signal d'entrée est de trois périodes du signal d'entrée. La fonction logique réalisée par la porte 20 est ici un " OU INCLUSIF ", car dans l'exemple considéré, les mesures des échantillons de temps modulés (signal S 4) sont affectées du signe positif lorsque le signal modulant est supérieur au signal triangulaire 15 et négatif dans le cas contraire D'autre part, la transition à détecter correspond à un changement de signe positif à négatif de la valeur accumulée. -Les Fig,11 et 12 représentent fonctionnellement la constitution du générateur de signaux 20 triangulaires 13 et du multiplexage de ceux-ci sous le pilotage du signal 53, pour l'obtention des signaux SD et 57 ' d'une part, et pour la commande du circuit de différence et de comparaison 14 d'autre part On voit que ce dernier circuit comporte un sommateur 21 et un 25 amplificateur-comparateur 22 Le sommateur 21 met en oeuvre l'équation suivante: 57-57 + S -51 52 C'est cette opération de différence entre les termes 51 et 51 du signal d'entrée qui élimine toute composante de mode commun éventuellement présente sur les bornes 1 et 1 ' et rejette ainsi les perturbations longitudinales superposées au signal transversal de sonnerie. Les signaux sont appliqués au sommateur 21 par l'intermédiaire d'interrupteurs commandés 23 pilotés par un signal 58 qui est dérivé de l'horloge rapide 56, et de plusieurs circuits de maintien 24. Les Fig 13 et 14 représentent des schémas détaillés correspondant au schéma simplifié de la Fig 9 et pouvant être réalisé sous forme de circuit intégré. La Fig 13 représente le générateur 13 et le multiplexeur 18, tandis que la Fig 14 montre le circuit de différence et de comparaison. Le générateur de tension triangulaire 13 comporte un intégrateur de Miller à capacités commu15 tées CC 1 et CC 2 et à structure différentielle Un tel intégrateur se prête bien à l'intégration poussée. Les capacités CC 1 et CC 2 coopèrent avec un amplificateur différentiel 25 à entrées et sorties différentielles sur lesquelles sont branchées deux 20 capacités d'intégration CI 1 et CI 2. Les capacités CC 1 et CC 2 jouent le rôle de résistances d'intégration Des interrupteurs 23 assurent les commutations et les remises à zéro'appropriées (transistors CMOS) sous la commande de signaux 25 d'horloge 58 à 513 engendrés dans un circuit diviseur de fréquence 26 à partir de l'horloge rapide 56 et du signal 53 représentant la période P du signal d'entrée. Le générateur reçoit une tension d'alimen30 tation V dont la valeur en combinaison avec le rapport des capacités CC 1 + CC 2 et CI 1 + CI 2 détermine l'amplitude des incréments élémentaires des tensions triangulaires 55 et 55 La polarité du signal 59 détermine le signe de la pente de ces tensions dont l'amplitude est à son tour déterminée par l'amplitude de l'incrément et le nombre d'incréments par demipériode du signal 59 ' Celui-ci détermine également la fréquence de la tension triangulaire Le multiplexeur 5 18 comprend quatre interrupteurs commandés 23 pilotés par le signal 53. La Fig 14 montre que le circuit de différence et de comparaison 14 comprend quatre capacités de maintien de valeurs égales qui sont commutés par 10 des interrupteurs 23 sous la commande du signal 58. Pendant les brèves impulsions 58 de remise à zéro du générateur 13, les entrées de l'amplificateur comparateur 22 sont également ramenées à zéro L'état de sortie de cet amplificateur est maintenu à son état 15 antérieur. Les Fig 15 et 16 montrent deux exemples concrets de détection d'une transition à l'aide du circuit qui vient d'être décrit Le premier exemple montre que la détection intervient à une période du 20 signal alternatif, la transition de la composante continue étant relativement importante Dans le cas de la Fig 16, la transition est moins marquée et la détection intervient au bout d'à peu près deux cycles du signal d'entrée. REVENDICATIONS 1 Procédé de détection d'une transition de la composante continue d'un signal périodique, caractérisé en ce qu'il consiste à établir une valeur de 5 seuil ( 52) au-delà duquel la transition est considérée comme significative, à engendrer au moins un signal cyclique connu ( 55,55 ') dont la fréquence est grande par rapport à la fréquence dudit signal périodique ( 51), à moduler temporellement un signal binaire ( 54) 10 avec la différence entre le signal périodique (Si), le signal de seuil ( 52) et ledit signal cyclique ( 55, 55 '), à engendrer un signal d'horloge rapide ( 56), à accumuler les impulsions du signal d'horloge ( 56) dans un sens positif pour un premier niveau logique du 15 signal modulé ( 54) et dans un sens négatif pour le second niveau de ce signal, à échantillonner le résultat de cette accumulation sur au moins une période (P) dudit signal périodique et à engendrer un signal de sortie (borne 6) d'un niveau logique donné si l'accu20 mulation donne lieu à une valeur résiduelle à la fin de la dernière période d'échantillonnage. 2; Procédé suivant la revendication 1, caractérisé en ce que ledit signal cyclique 455,55 ') est un signal de forme triangulaire. 3 Procédé suivant la revendication 2, caractérisé en ce que ledit signal triangulaire est en marches d'escalier, la durée des paliers de ce signal étant déterminée par ledit signal d'horloge. 4 Procédé suivant l'une quelconque des 30 revendications 1 à 3, caractérisé en ce que pour éliminer l'erreur résultant du décalage de zéro dudit signal périodique et dudit signal cyclique, il consiste à engendrer deux signaux cycliques ( 55,55 ') synchrones mais en opposition de phase et à comparer ledit signal périodique ( 51) et ledit signal de seuil ( 52), à ces deux signaux cycliques, pour l'obtention dudit signal modulé. Procédé suivant la revendication 4, ca5 ractérisé en ce que l'opération de comparaison consiste pour chaque période du signal périodique à comparer simultanément ledit signal périodique et ledit signal de seuil aux deux signaux cycliques (Fig 5 a). 6 Procédé suivant la revendication 4, ca10 ractérisé en ce que l'opération de comparaison consiste à comparer successivement sur deux périodes dudit signal périodique ( 51), ledit signal périodique ( 51) et ledit signal de seuil ( 52) à un premier signal cyclique ( 55), puis au second signal cyclique qui est en opposition de phase. 7 Procédé suivant la revendication 6, caractérisé en ce qu'il consiste à accumuler séparément les impulsions d'horloge dudit signal d'horloge rapide ( 56) résultant des comparaisons effectuées avec les 20 deux signaux cycliques ( 55,55 '). 8 Procédé suivant la revendication 7, caractérisé en ce que pour l'accumulation séparée des impulsions d'horloge, il consiste à engendrer deux signaux d'échantillonnage ( 53 ' et 53 ") qui ont la même 25 fréquence mais qui sont décalés dans le temps d'une demi-période de façon à obtenir un signal de sortie (borne 6) à une fréquence double de celle de ces signaux d'échantillonnage (S 3 ' et 53). 9 Procédé suivant l'une quelconque des 30 revendications 1 à 7, caractérisé en ce que la fréquence d'échantillonnage (signal 53) de ladite accumulation est dérivée de la fréquence dudit signal cyclique ( 51). Procédé suivant l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce qu il consiste à engendrer un signal d'échantillonnage ( 53) de même fréquence que ledit signal périodique pour échantillonner ladite accumulation. 11 Dispositif de détection d'une transition de la composante continue d'un signal périodique, caractérisé en ce qu'il comprend un modulateur ( 2) d'un signal binaire comprenant au moins une borne d'entrée 1) pour ledit signal périodique ( 51), au moins une 10 borne d'entrée pour un signal de seuil ( 52), ledit modulateur comportant des moyens ( 13,14,14 ',18) pour établir une comparaison entre ledit signal périodique ( 51), ledit signal de seuil ( 52) et un signal cyclique connu pour moduler ledit signal binaire avec le résul15 tat de la comparaison, un générateur de signal d'horloge rapide et un circuit ( 5) de comptage/décomptage et d'échantillonnage pour mesurer respectivement dans le sens positif ou négatif les durées entre les transitions du signal binaire modulé ( 54) et pour engen20 drer un signal de sortie en présence d'un compte résiduel, représentant une transition de ladite composante continue après écoulement d'au moins une période dudit signal périodique ( 51). 12 Dispositif suivant la revendication 11, 25 caractérisé en ce que ledit modulateur ( 2) comporte un générateur ( 13) de signal cyclique, au moins un circuit de comparaison ( 14,14 ') auquel est appliqué la sortie du générateur et lesdits signaux périodiques et de seuil ( 51,52) et qui est raccordé audit circuit de 30 comptage/décomptage et d'échantillonnage ( 5). 13 Dispositif suivant la revendication 12, caractérisé en ce que ledit générateur ( 13) comprend des moyens pour engendrer deux signaux cycliques ( 55. ') synchrones et en opposition de phase, la forme de ces signaux étant de préférence triangulaire. 14 Dispositif suivant la revendication 13, caractérisé en ce qu'il est prévu deux circuits de comparaison ( 14,14 ') auxquels sont appliqués en paral5 lèle respectivement l'un et l'autre des signaux cycliques ( 55,55 ') et en ce que les sorties de ces circuits de comparaison ( 14,14 ') sont raccordés aux entrées d'un circuit de combinaison logique ( 15) pour la commande de l'opération de comptage/décomptage du circuit 10 ( 5) de comptage/décomptage et d'échantillonnage en fonction des niveaux logiques des signaux issus desdits circuits de comparaison ( 14,14 '). Dispositif suivant la revendication 13, caractérisé en ce que ledit générateur ( 13) est rac15 cordé à un seul circuit de comparaison ( 14) par l'intermédiaire d'un multiplexeur ( 18). 16 Dispositif suivant la revendication 15, caractérisé en ce que le dispositif de comptage/décomptage et d'échantillonnage est réalisé sous la for20 me de deux compteurs/décompteurs séparés échantillonnés à une fréquence moitié de la fréquence du signal d'entrée ( 51) par deux impulsions d'échantillonnage ( 53 ',53 ") décalées dans le temps d'une période (P) dudit signal d'entrée, de façon à engendrer un signal 25 de sortie sur la borne ( 6) à une fréquence égale à la fréquence dudit signal d'entrée. 17 Dispositif suivant l'une quelconque des revendications 11 à 16, caractérisé en ce qu'il est réalisé sous la forme de circuit intégré à l'aide de 30 capacités réparties (CC 1,CC 2,CI 1,CI 2,CM). 18 Dispositif selon l'une quelconque des revendications 11 à 17, caractérisé en ce que le générateur ( 13) du signal cyclique ( 55,55 ') et les moyens de différence et de comparaison ( 13,14,14 ',18) sont réalisés sous la forme d' éléments à structure et à géométrie symétriques qui traitent ia différence des composantes du signal périodique ( 51,51 ') et du signal cyclique ( 55,55 ') et rejettent activement le mode com5 Xmun de ces composantes. 19 Joncteur téléphonique, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif suivant l'une quelconque des revendications 11 à 18, pour la mise en oeuvre du procédé suivant l'une quelconque des revendications 1 10 à 10, et en ce que ledit signal périodique est le signal de sonnerie transitant sur une boucle d'abonné, tout autre signal dérivé de ce signal de sonnerie, ou tout autre signal servant à générer ce signal de sonnerie.