FR 2557409 A1 19850628 FR 8417913 A 19841123 La présente invention se rapporte à un circuit de correction de distorsion d'une trame de télévision, tel qu'un circuit de correction de distorsion en coussinet. On sait qu'une distorsion en coussinet latéral ou est-ouest de la trame d'un tube-image, comme on l'utilise dans un téléviseur, peut être sensiblement éliminée en modulant l'amplitude de courant de déviation à la fréquence horizontale par l'intermédiaire de l'enroulement de dévia- tion horizontale, par une composante de courant sensiblement parabolique à une fréquence de balayage vertical. Dans certains circuits de déviation, l'enroulement déflecteur lui-même a des cractéristiques telles qu'il faut une correction supplémentaire de distorsion en coussinet en plus de celle requise pour corriger la distorsion géométrique en coussinet. Certains circuits selon l'art antérieur pour corriger de telles distorsions en coussinet présentent une modulation non souhaitable des intervalles de retour et d'aller en fonction de la position verticale du balayage. Une modulation du temps de retour ou d'aller provoque, dans certains circuits selon l'art antérieur, une forte modulation de tension qui perturbe la largeur de l'image et la focalisation. Le circuit selon l'inverntion réduit les types ci-dessus de modulation à haute tension. Selon un aspect de l'invention, un premier commuta- teur applique une tension de retour à une borne qui est couplée à un enroulement déflecteur. Un circuit de correction de distorsio-n de la trame selon l'invention est couplé à i'enroulement déflecteur. Le circuit de correction de distorsion de la trame contient une impédance ayant deux branches, dont la première forme un premier trajet de courant d'un courant de déviation qui s'écoule à travers l'enroulement déflecteur. Le premier trajet de courant est couplé à l'enroulement déflecteur par un commutateur réglable. La seconde branche forme un second trajet de courant du courant déflecteur. Le commutateur réglable module le courant de déviation dans l'enroulement déflecteur en modulant l'impédance selon une tension à la fréquence de modulation de façon à réduire la distorsion de la trame. Une tension de retour est développée à une borne d'un premier commutateur. Une partie de la tension de retour est développée aux bornes d'un condensateur de retour qui produit un courant de balayage de retour dans l'enroulement déflecteur. L'amplitude de la tension aux bornes du conden- sateur de retour, par rapport à celle de la tension de retour est modulée selon le courant de déviation qui s'écoule à travers le premier trajet de courant. Selon un autre aspect de l'invention, un enroulement déflecteur est couplé à un premier commutateur pour produire un courant d'aller dans l'enroulement déflecteur pendant un intervalle d'aller. Une première capacité de retour est couplée à l'enroulement déflecteur. Une inductance de modulation est couplée à l'enroulement déflecteur et à une seconde capacité de retour de façon que l'inductance de modulation, l'enroulement déflecteur, les première et seconde capacités de retour,forment un circuit pont. Une source de tension,à la fréquence de modulation,de correction de distorsion de la trame est couplée à un second commuta- teur qui répond à la tension à la fréquence de modulation, pour former à une borne du circuit pont, un trajet d'impédance qui est faible à la fréquence de retour, pendant une première partie de l'intervalle de retour. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: - la figure 1 est une représentation d'une trame de télévision montrant une distorsion en coussinet vers l'intérieur; - la figure 2 montre un système de déviation d'un téléviseur qui comprend un circuit de correction de -.- coussinet selon un aspect de l'invention; - les figures 3a-3d montrent des formes d'onde idéalisées utiles pour expliquer le fonctionnement du circuit de correction de coussinet de la figure 2; - les figures 4a-4g illustrent des formes d'onde supplémentaires utiles pour expliquer le fonctionnement du circuit de correction de coussinet de la figure 2; - les figures 5a-5f montrent d'autres formes d'onde utiles pour expliquer le fonctionnement du circuit de correction de coussinet de la figure 2; - les figures 6a-6d illustrent des formes d'onde utiles pour expliquer le fonctionnement du circuit de commande du circuit de la figure 2; - les figures 7a-7b illustrent des formes d'onde supplémentaires utiles pour expliquer le fonctionnement du circuit de commande du circuit de la figure 2; - la figure 8 est un schéma d'un circuit de déviation dont le coussinet est corrigé selon l'invention, que l'on peut utiliser pour des applications de balayage horizontal à haute fréquence; - la figure 9 est un schéma d'un autre circuit de déviation dont le coussinet est corrigé, selon l'invention, que l'on peut utiliser pour des applications de balayage horizontal à haute fréquence; et - la figure 10 montre une partie du circuit de la figure 9 qui comprend un mode de réalisation détaillé d'un circuit de réglage est-ouest. La figure 1 illustre une distorsion en coussinet vers l'intérieur telle qu'elle apparaît sur une trame de télévision présentant un motif de lignes croiséesgénéralement indiqué en 10. Les côtés droit et gauche du motif de lignes croisées sont définis par des lignes verticales 12 et 14. Les lignes 12 et 14 sont droites, indiquant que la dis- torsion en coussinet est-ouest vers l'extérieur est corrigée d'une façon qui sera décrite ultérieurement. Des lignes verticales 16 et 18 de grille, se trouvant entre le centre et les côtés de la trame, sont courbées, comme cela est indiqué par leur écart par rapport aux lignes droites en pointillé, et indiquent la présence d'une distorsion en coussinet vers l'intérieur. Des lignes horizontales 17a et 17b illustrent les positions du balayage horizontal respectivement pour un exemple de balayage supérieur et inférieur de la trame, tandis que la ligne horizontale 19 illustre la position du balayage horizontal pour un exemple de balayage au centre de la trame. La figure 2 montre un système de déviation horizon- tale 22 d'un téléviseur, selon l'invention. Une unité formant étage d'attaque et oscillateur 20 reçoit un signal de synchronisation d'un séparateur de signaux de synchroni- sation, non représenté, qui sépare les signaux de synchroni- sation horizontale d'un signal vidéo composite obtenu, par exemple, d'un détecteur vidéo, qui n'est pas non plus représenté. L'unité d'attaque et oscillateur 20 rend un transis- tor commutateur Q1 conducteur avant le centre de l'intervalle d'aller horizontal et le rend non conducteur, pour amorcer l'intervalle de retour, à la fin de l'intervalle d'aller horizontal. Le collecteur du transistor commutateur Q1 est couplé à une borne extrême Wla d'un enroulement primaire W1 d'un transformateur de retour T1. L'autre borne extrême W1b est couplée à un condensateur de filtrage C1 et à une source de tension d'excitation B+ par une résistance R1. Le système de déviation horizontale 22 produit un courant généralement en dents de scie i3 dans un enroulement de déviation horizontale LH. La mise en forme de "S" du courant i3 de déviation horizontale est produite, d'une part, par un condensateur d'aller Cs dont une armature est couplée à la borne Wla de l'enroulement W1 du trans- formateur. Les pertes d'énergie sont compensées par la source de tension B+ à travers l'enroulement W1 du trans- formateur, pendant le retour. L'autre armature du condensa- teur Cs est couplée à l'agencement en série d'une bobine d'inductance de linéarité LLIN, d'un enroulement déflecteur LH et d'une bobine d'inductance de modulation LM. Une armature d'un premier condensateur de retour CR1 est couplée à la borne Wla de l'enroulement W1 du transformateur. L'autre armature du condensateur CR1 est couplée en série à une armature d'un second condensateur de retour CR2 dont l'autre armature est couplée à un potentiel de référence tel que la masse. Une diode d'amortissement D1, couplée aux armatures du condensateur de retour CR1, est polarisée pour être conductrice de courant d'une borne de jonction 28, placée entre les armatures respectives des condensateurs CR1 et CR2, à la borne Wla de l'enroulement W1. De même, une diode d'amortissement D2,-couplée entre les armatures du condensateur de retour CR2, est polarisée pour être conductrice de courant du potentiel de référence à la borne de jonction 28. La figure 3a illustre une forme d'onde 34 de tension à la fréquence de balayage horizontal ayant des impulsions de retour 35 pouvant représenter par exemple la tension V1 à la borne Wla de la figure 2. Les diodes D1 et D2 bloquent la tension à la borne Wla à peu près au potentiel de référence pendant la première moitié de l'intervalle d'aller; le transistor commutateur QI la bloque à peu près au potentiel de référence pendant la seconde moitié de l'intervalle d'aller. Selon un aspect de l'invention, un circuit de correction de coussinet vers l'intérieur-vers l'extérieur 30, qui comprend la bobine d'inductance LM, est couplé à une borne de jonction 24, entre la bobine d'inductance de modulation LM et l'enroulement déflecteur LH. Le circuit 30 comprend un condensateur de modulation CSM dont une armature est couplée à la borne 24 pour former une première branche. La bobine d'inductance LM forme une seconde branche du circuit 30. L'autre armature du condensateur CSM est couplée à un commutateur réglable 40 et à une borne de jonction 28 qui est couplée aux armatures respectives des condensateurs CR1 et CR2. Le commutateur réglable 40 comprend un agencement en parallèle d'une bobine d'inductance L1 et d'une résistance R2 interposé entre la borne 28 et un transistor commutateur Q2 qui couple, quand il est fermé, la borne de jonction 28 par l'inductance L1 et la résistance R2, au potentiel de référence. Le commutateur réglable 40 est contrôlé par un circuit de commande est-ouest 46 qui fournit la tension de base du transistor commutateur Q2. Le circuit de commande 46 est couplé à l'enroulement W2 du transformateur de retour horizontal Tl pour recevoir un signal d'information de synchronisation VH à la fréquence de déviation horizontale. La forme d'onde du signal VH est illustrée sur la figure 6a. Cette information a la forme d'impulsions périodiques de retour horizontal semblables à cellesde la forme d'onde 34 de la figure 3a. Le signal VH est appliqué à la base d'un transistor Q4 par un réseau à double intégration qui comprend des résistances R3 et R4 et des condensateurs C2 et C3. Les figures 6b et 6c illustrent les formes d'onde des tensions Vc2 et Vc3, respectivement,aux bornes des condensateurs C2 et C3, respectivement. La forme d'onde en trait plein de la figure 6c est associée à l'exemple du balayage au centre de la trame, tandis que la forme d'onde en pointillé est associée à l'exemple du balayage en haut ou en bas de la trame. Le circuit de commande 46 est également couplé à une borne de sortie d'un générateur de déviation verticale 23 pour recevoir un signal à la fréquence verticale VR9. La figure 7a illustre la forme d'onde du signal VR9. Le signal VR9 est appliqué à la base du transistor Q4 par un agencement en série de résistances R7 et R9 et d'un condensateur C4. Un signal VRS du générateur de déviation verticale 23 est couplé par une résistance variable R14 et une résistance R13 à la base d'un transistor Q5 pour produire une correction de distorsion en trapèze. La figure 7b montre la forme d'onde du signal VRS. Les transistors Q4 et Q5 sont couplés en paire différentielle à émetteur commun. Par suite des signaux VR9, VRS et VH, le transistor Q4 est mis hors circuit à la fréquence horizontale mais en des instants qui varient d'une manière parabolique à la fréquence verticale. La figure 4b montre une forme d'onde en rampe horizontale 66 qui représente la contribution du signal VH à la base du transistor Q4. Le niveau, ligne en trait plein 67, représente une tension normalisée de seuil de commutation de la paire de transistors Q4 et Q5 pour l'exemple du balayage au centre de la trame. De même, le niveau, ligne en pointillé 68, représente une tension normalisée de seuilds la paire de transistors Q4 et Q5 pour l'exemple du balayage en haut ou en bas. Au temps t3 ou t4, dans l'exemple respectif, la forme d'onde en rampe 66 met le transistor commutateur Q2 en circuit, comme cela est illustré par la figure 4c. La figure 6d illustre la forme d'onde d'un signal VR10 dans une résistance R10 qui est couplée en série avec le collecteur du transistor Q4. Le collecteur du transistor 04 est couplé à la base d'un transistor Q3. Le collecteur du transistor Q3 est couplé à la base du transistor commutateur Q2; l'émetteur du transistor Q3 est couplé à un potentiel de référence. De plus, le signal VH est appliqué à la base du transistor commutateur Q2 par une bobine d'inductance L2 et à travers une diode D3. Les signaux VH et VR10 forment une séquence répétitive 48 de la figure 4c ou 3b à la base du transistor commutateur Q2. Sur la figure 6, A indique la tension à la fréquence verticale à la base du transistor Q4 (parabole), B indique le centre de l'aller horizontal et C indique la tension à la fréquence verticale à la base du transistor Q5 (dents de scie). Une entrée 69 du circuit de commande 46 de la figure 2 indique le moment o les variations de la largeur de l'image provoquées par le courant de faisceau peuvent être compensées. Un signal du limiteur de courant de faisceau, non représenté, peut être appliqué à la base du transistor Q5 afin de compenser des changements de largeur dûs à la charge de courant de faisceau. Le transistor commutateur Q2 peut être remplacé par un transistor à effet de champ de puissance. Cela peut éliminer la nécessité de la bobine d'inductance L2, du transistor Q3 et de la diode D3. Les figures 3a et 3b illustrent respectivement schématiquement des formes d'onde approximatives de la tension V1 qui peut apparaître à la borne Wla, et la séquence répétitive 48 qui peut apparaître à la base du transistor commutateur Q2. Les côtés gauche et droit de la forme d'onde respective correspondent au haut ou au bas de la trame, respectivement. Des chiffres semblables de référence sur les figures 2, 3aet 3b indiquent des articles ou fonctions semblables. Chaque impulsion 50 de la figure 3b qui attaque la base du transistor commutateur Q2 de la figure 2 a un flanc menant ou positif qui se présente pendant la seconde moitié de l'impulsion correspondante de retour 35 de la figure 3a. Les flancs arrière des impulsions individuelles 50 de la séquence des impulsions 48 de la figure 3b se présentent après le centre de l'intervalle d'aller. Au début de chaque séquence répétitive 48, corres- pondant au sommet du balayage vertical, le flanc menant de chacune des impulsions 50 se trouve proche du moment de la fin 35a de chaque impulsion de retour 35 de la forme d'onde 34 de la figure 3a. Ainsi, les impulsions 50 de la figure 3b forcent le commutateur transistor Q2 de la figure 2 à être à son état passant uniquement pendant un temps relativement court pendant l'impulsion correspondante de retour 35 de la figure 3a. Les impulsions 50 de la figure 3b se présentant après le début du balayage vertical mais avant le centre du balayage vertical ont des flancs menants qui avancent progressivement vers les points centraux 35b des impulsions de retour 35 de la figure 3a. Au centre du balayage vertical, comme cela est illustré sur la figure 3b, le flanc menant des impulsions individuelles 50 sont proches des points centraux 35b des impulsions de retour 35 de la figure 3a. A partir du centre de la séquence 48 de la figure 3b jusqu'à la fin de chaque séquence, qui correspond au milieu et au bas respectivement du balayage vertical, les flancs menants des impulsions 50 sont progressivement de plus en plus retardés du centre correspondant du point de retour 35b de la figure 3a, par exemple. Au bas du balayage vertical, il se produit un retard maximum du flanc menant, forçant la durée de la partie de l'impulsion 50 qui recouvre l'impul- sion correspondante de retour 35 de la figure 3a à être de nouveau courte. Ainsi, le temps pendant lequel le commutateur Q2 de la figure 2 est passant, pendant l'inter- valle de retour, augmente progressivement en durée à partir du début jusqu'au milieu d'un balayage vertical et diminue progressivement en durée à partir du milieu jusqu'à la fin d'un balayage vertical. Le circuit 30 de correction re coussinet comprend une impédance variable nar commutateur couplée en série avec l'enroulement déflecteur LH. Quand le transistor commutateur Q2 est non conducteur, le circuit de correction de coussinet 30 présente sensiblement une forte impédance inductive sous la forme d'une bobine d'inductance de modulation LM dans le trajet de courant formé par l'enroule- ment déflecteur LH. Pendant l'intervalle de retour horizontal, lorsque le transistor commutateur Q2 est conducteur, le circuit 30 présente une faible impédance capacitive du condensateur CSM dans le trajet de courant de déviation de l'enroulement déflecteur LH. Cet agencement corrige la distorsion en coussinet vers l'intérieur et vers l'extérieur. Les fonctions du condensateur CSM et de la bobine d'inductance LM du circuit de correction de coussi- net 30 sont décrites en détail dans le brevet US N 4 088 931 au nom de P. E. Haferl du 9 Mai 1978 intitulé PINCUSHION CORRECTION CIRCUIT, appelé ci-après brevet de Haferl. Les figures 4a-4g et 5a-5f illustrent des formes d'onde approximatives utiles pour expliquer le fonctionnement du système de déviation 22 de la figure 2; de même, les figures 5a-5f illustrent des formes d'onde typiques du système de déviation 22 de la figure 2. Des chiffres et symboles identiques sur les figures 2, 4a-4g et 5a-5f indiquent des articles ou fonctions semblables. Une forme d'onde illustrée en pointillé indique que la forme d'onde est illustrée pour un exemple o le balayage a lieu en haut ou en bas de la trame. De même, une forme d'onde illustrée en trait plein indique que la forme d'onde est illustrée pour un exemple dans lequel le balayage a lieu au centre de la trame. Comme le montre la figure 4c, le transistor commutateur Q2 de la figure 2 est mis en circuit plus tôt pendant l'intervalle de retour dans l'exemple du balayage l1 au centre de l'écran que dans l'exemple du balayage en haut ou en bas de l'écran. Le temps plus précoce de passage à la fermeture du transistor commutateur Q2, dans cet exemple, force l'impédance du circuit de correction de coussinet 30 à être plus faible pendant la période t3 à t4 de la figure 4c que dans l'exemple de balayage de l'écran en haut ou en bas. Cela est ainsi parce que le transistor commutateur Q2 de la figure 2 couple le condensateur CSM sensiblement en parallèle à la bobine d'inductance LM. Ainsi, on peut comprendre que l'inductance moyenne ou effective pendant le retour, qui est couplée à l'enrou- lement déflecteur LH par le circuit de correction de coussi- net 30 en haut et en bas de la trame, est plus importante qu'au centre parce que le transistor commutateur Q2 devient conducteur pendant l'intervalle de retour relativement tard, comme on l'a décrit précédemment. Par conséquent, le courant de déviation de crête i3 s'écoulant dans l'enroule- ment déflecteur LH à la fin du retour est plus faible. Cela a pour résultat une déviation réduite du faisceau horizontal au sommet et en bas de la trame, qui produit la correction de distorsion en coussinet vers l'extérieur. Comme le commuta- teur 40 devient conducteur relativement tard, pour les exemples de balayage d'aller en haut et en bas, la tension de modulation V2 de la figure 4f dans la bobine d'inductance LM de la figure 2 pendant l'intervalle de retour est plus élevée, le courant i4 de la figure 5a dans la bobine d'inductance LM de la figure 2 est plus élevé, le courant i2 de la figure 5c ou 4g dans le condensateur CSM de la figure 2 est plus faible et le courant i3 de la figure 5b ou 4g dans l'enroulement déflecteur LH de la figure 2 est également plus faible qu'au centre de l'exemple de balayage d'aller vertical. Les figures 3c et 3d illustrent des formes d'onde approximatives des courants i2 et i3, respectivement. Comme cela est illustré sur la figure 3c, le courant i2 2557409' qui s'écoule dans la branche contenant le condensateur CSM de la figure 2 est plus important au centre de la trame, par exemple, qu'en haut ou en bas. Les figures 5e et c illustrent des formes d'onde typiques des courants i1 et i2, respectivement. Le courant i1 de la figure 5e, s'écoulant à travers le commutateur réglable 40 de la figure 2,commence à s'écouler peu après que le transistor commutateur Q2 est devenu conducteur. Il s'arrebPde s'écouler lorsque le transistor commutateur Q2 devient non conducteur à peu près au centre d'un intervalle d'aller donné. La charge portée par le courant i1 pendant l'intervalle de retour est le courant réel d'attaque de modulation est-ouest. Le courant i2 de la figure 5c, dans le condensateur CSM de la figure 2, qui est négatif au début du retour, augmente positivement pendant l'intervalle de retour horizontal. Le courant i2 devient plus positif pendant la seconde moitié de l'intervalle de retour horizontal au centre de la trame qu'en haut et en bas de la trame, comme on peut le voir sur la figure 3c. Du fait du couplage entre le courant déflecteur i3 et le courant i2 dans le condensateur CSM, le courant de déviation i3 et le courant au condensateur i2 augmentent et diminuent en consonance pendant l'intervalle d'aller, comme cela est illustré sur les figures 3d et 3c, respecti- vement. Les grandeurs relatives des courants i3 et i2 pendant l'aller sont déterminées par le moment auquel le commutateur 40 de la figure 2 devient conducteur pendant le retour. Le courant du condensateur i2 de la figure 5c diminue à zéro au centre de l'intervalle d'aller horizontal et commence à augmenter en direction négative pendant la seconde moitié de l'intervalle d'aller horizontal. Pendant la seconde moitié de l'intervalle d'aller horizontal, la diode D2 de la figure 2 est conductrice du courant i2 et le transistor commutateur Q2, comme on l'a expliqué précédemment, est non conducteur. Le condensateur CSM est en série avec le courant i2, une partie du courant de déviation i3 pendant tout l'intervalle d'aller. Le condensateur CSM force la tension V2, pendant l'intervalle t5 à t1 de la figure 4f, à t1 produire une correction supplémentaire en S. La tension V2 de la figure 4f dans la bobine d'inductance LM de la figure 2 est combinée en série à la tension dans le conden- sateur d'aller Cs pour faire varier la forme d'onde du courant d'aller de déviation i3 pour produire une correction de coussinet vers l'intérieur. La quantité de correction supplémentaire en S du courant de déviation i3 produite par le condensateur CSM dépend de la proportion du courant i2 du condensateur CSM par rapport au courant de déviation i3. Au haut et au bas de la trame, le courant i2 au condensateur est relativement faible du fait de la conduction relativement tardive du commutateur 40. En conséquence, en haut et en bas de la trame, le condensa- teur CSM produit moins de correction supplémentaire de S du courant de déviation i3 qu'au centre de la trame, o une fermeture précoce du commutateur 40 permet un plus fort écoulement de courant dans le condensateur CSM. Ainsi, le commutateur. 40 produit une variation de la correction de S en fonction du balayage vertical comme cela est montré par la distance progressive 57 d'écart des formes d'onde 60 du courant de déviation i3 de la figure 3d par rapport à une ligne droite correspondante 58, en fonction de la position verticale des lignes de balayage. Le choix de la valeur du condensateur CSM de la figure 2 détermine la nature de la correction de la distorsion en S produite, parce que le condensateur CSM et la bobine d'inductance de modulation LM forment un circuit résonant d'aller. Lorsque la valeur du condensateur CSM est choisie pour donner, au courant i2 du condensateur, sensiblement la même fréquence que le courant de déviation i3, le circuit de correction en coussinet 30 ne module que l'amplitude du courant de déviation i3, avec pour résultat seule une correction de distorsion en coussinet vers l'extérieur. Par ailleurs, lorsque la valeur du condensateur CM est choisie comme une valeur plus petite, et que le courant i2 au condensateur contient des composantes significatives à plus haute fréquence que le courant de déviation i3, comme cela est illustré sur les figures 3c et 3d, on obtient une correction de distorsion en coussinet vers l'extérieur ainsi que vers l'intérieur. Une assez faible valeur du condensateur CSM a pour résultat une amplitude plus importante de la tension parabolique et une mise en forme de S supplémentaire. Juste avant le temps t1 ou t'1 des figures 4a-4g et 5a-Sf, le début de l'intervalle de retour, le courant i4 de la figure 2 dans la bobine d'inductance de modulation LM, le courant de déviation i3, le courant i2 dans le condensateur CSM, illustrés sur les figures 5a, b et ci respectivement,sont tous négatifs; au contraire le courant i1 de la figure 4d à travers le commutateur 40 de la figure 2 est nul parce que le commutateur 40 de la figure 2 est non conducteur. Par conséquent, le courant i5 de la figure 5d s'écoulant vers la borne 28 est négatif et égal à ce moment au courant i2. Au temps t1 ou t'1 des figures 4a-4g et 5a-5f, le transistor commutateur Q1 de la figure 2 devient non conducteur. Le courant iW1 dans l'enroulement W1 du transformateur et le courant i3 dans l'enroulement déflecteur LH chargent l'agencement en série des condensa- teurs de retour CR1 et CR2 pour obtenir la tension impul- sionnelle de retour 35 des figures 3a et 4a au collecteur du transistor de sortie horizontale Q1. Selon une caractéristique de l'invention, pendant l'intervalle de retour, lorsque le transistor commutateur Q2 n'est pas conducteur, la bobine d'inductance LM, le condensateur de retour CR2, l'enroulement déflecteur LH et le condensateur de retour CRI forment des première, seconde, troisième et quatrième branches respectivement d'un circuit pont. La condition du pont est telle que le rapport des valeurs entre les condensateurs CRI et CR2 soit égal au rapport des valeurs entre l'inductance de la bobine d'inductance L et celle de l'enroulement déflecteur LH. Pendant le retour, le condensateur de retour CR1 et l'enroulement de déviation LH forment un premier circuit résonnant de retour. De même, le condensateur de retour CR2 et la bobine d'inductance de modulation LM forment un second circuit résonnant de retour qui résonne sensiblement à la même fréquence que celle du premier circuit résonnant de retour. Chacun des deux circuits résonnants lorsque chacun est formé dedeux paires de branches du circuit pont, contient le condensateur CS qui forme la branche centrale du pont du circuit pont. Lorsque le transistor commutateur Q2 n'est pas conducteur, les tensions aux bornes de jonction 28 et 24 du pont sont sensiblement égales et le courant i2 est au minimum. Au contraire, le circuit décrit dans le brevet de Haferl pour une correction de distorsion en coussinet vers l'intérieur et vers l'extérieur ne montre pas de configuration en pont pendant le retour et a tendance à produire par conséquent une modulation du temps du retour. Après mioe en circuit du transistor commutateur Q2 en un instant contrôlé dans la seconde moitié du retour, le court-circuit dans le condensateur de retour CR2 provoqué par le transistor commutateur Q2 qui est conducteur, a une influence relativement faible stur la fréquence de retour, parce que la bobine d'inductance LM est simultanément mise en dérivation du fait de la forte capacité du condensateur CSM. Ainsi, le transistor commutateur 02 forme un court- circuit à travers le second circuit rsor1mant de la configuration en pont. Le transistor commutateur Q2 n affecte pas sensiblement la fréquence de résonance du premier circuit résonnant de retour qui contient le condensateur de retour CR1 et l'enroulement déflecteur LH. Par conséquent, il n'apparalt pas de modulation du temps de retour. Au temps t2 ou t'2,au point 35b de l'impulsion de la figure 3a, le centre de l'intervalle de retour, chacun des courants i4, i3, i2 et i5 des figures 5a, b, c et d atteint le niveau zéro juste avant l'inversion de polarité. Au temps t2, le total de l'énergie en circula- tion est stocké dans l'agencement en série des condensateurs de retour CR1 et CR2. Le transistor commutateur Q2 module la tension aux bornes du condensateur CR2, qui est égale à la tension V2 aux bornes de la bobine d'inductance LM, selon la tension à la fréquence verticale- du circuit de déviation verticale 23. La tension aux bornes du condensateur CR1 est par conséquent modulée par le transistor commutateur Q2, en tenant compte du fait que la tension V1 reste non modulée. De même, l'amplitude de la tension aux bornes du condensateur de retour CR2 varie de manière inverse à la variation de l'amplitude de la tension aux bornes du condensateur de retour CR1. Ainsi, l'énergie en circulation est également modulée. Pendant l'intervalle t3-t4, o le transistor commutateur Q2 est conducteur, le condensateur CSM met la bobine d'inductance LM en dérivation et force le courant i4 à diminuer et le courant i2 à augmenter. L'énergie modulée stockée dans les condensateurs CR1 et CR2 est transférée à l'inductance de l'enroulement déflecteur LH et à la bobine d'inductance LM pendant l'intervalle t2-t5 des figures 5a-f et détermine l'amplitude du courant de déviation i3 au temps t5, le début de l'intervalle d'aller. La mise en dérivation de la bobine d'inductance LM par le condensateur CSM et le transistor commutateur Q2 provoque une modulation de l'inductance totale. Si par exemple, une plus grande quantité du courant i2 du condensateur est mise en dérivation, alors moins de courant i4 s'écoule à travers la bobine d'inductance LM et l'inductance totale semble être plus faible. Cette plus faible inductance provoque un plus fort courant de déviation i3. Ainsi, par exemple, lorsque le moment de mise en circuit du transistor commutateur Q2 est passé du temps t3 au temps t4 de la figure 4c,l'énergie stockée dans les condensateurs de retour CR1 et CR2 diminue et l'inductance apparente de la bobine d'inductance LM augmente, les deux effets provoquant une diminution du courant de déviation i3. Le courant i5 de la figure 5d au temps t1, au centre de l'exemple du balayage d'aller vertical de la trame, est plus négatif que dans l'exemple de balayage en haut ou en bas. Par conséquent, le condensateur CR2 est chargé, dans l'exemple du balayage au centre, pendant l'intervalle de retour, à une partie plus basse de la tension de retour V1 de la figure 4a que dans l'exemple du balayage en haut ou en bas. Au temps t3 de la figure 4c, dans le cas de l'exemple de balayage au centre de la trame, ou au temps ultérieur t4 dans le cas de l'exemple de balayage en haut ou en bas de la trame, le transistor commutateur Q2 devient conducteur et le courant i1 de la figure 4d s'écoule à travers le commutateur réglable 40 comme cela est également illustré par les formes d'onde respectives de la figure 5e. La bobine d'inductance L1 du commutateur 40 de la figure 2 sert de limiteur de courant et également de dispositif intermédiaire de stockage d'énergie. Avec le courant i1 détourné de la borne 28 par le commutateur 40, le courant i5, s'écoulant à la borne 28, est plus faible que le courant i2. Du fait de la conduction plus précoce du commuta- teur 40 au centre de l'exemple du balayage de la trame d'aller vertical, le courant i5 de la figure 2 baisse plus tôt que dans l'exemple du balayage en haut ou en bas. Le courant de décharge du condensateur CR2, qui est égal au courant i6 dans le condensateur CR1 moins le courant i5, décharge le condensateur CR2 et force la tension V aux bornes du condensateur CR2, dont la forme d'onde est illustrée sur la figure 4, à atteindre 0 volt et la diode D2 de la figure 2 à être conductrice, dans l'exemple du balayage au centre de la trame, juste après le temps t3 de la figure 4e. Au contraire, dans l'exemple du balayage en haut ou en bas, la tension V3 atteint 0 volt, provoquant ainsi une polarisation en direct de la diode D2 de la figure 2 en un temps ultérieur, t4, de la figure 4e. Le courant de décharge dans le condensateur CR1 de la figure 2, qui est égal au moins au courant i3 et qui est supérieur au courant i5, force la diode D2 à commencer à être conductrice plut tôt que la diode D1. Lorsque la diode D2 est conductrice, seul le condensateur CR1 apparaît comme le condensateur de retour. Comme les condensateurs CR1 et CR2 sont couplés en série, le moment plus précoce de conduction de la diode D2 dans l'exemple du balayage au centre de la trame force la capacité totale de retour à être plus importante que dans l'exemple du balayage en haut ou en bas. Comme on l'a précédemment expliqué, la fermeture plus précoce du commutateur 40, dans l'exemple du balayage au centre de la trame, provoque une réduction de l'inductance effective de retour. Il s'ensuit que, par exemple, une diminution de l'inductance de retour est compensée par une augmentation correspondante de la capacité de retour. En général, plus la tension V2 et le courant i4 de la figure 2 sont faibles, plus faible est l'influence de la bobine d'inductance LM sur l'inductance de retour, avec pour résultat une plus faible inductance totale de retour, et plus faible est l'influence du condensateur CR2 sur la capacité de retour, avec pour résultat une plus forte capacité totale de retour. Ainsi, selon un aspect de l'invention, dans le système de déviation 22 de la figure 2, la fréquence de résonance de retour et l'intervalle de retour sont relativement indépendants d'une modulation est-ouest. Dans le système de déviation 22 de la figure 2, la combinaison en série des condensateurs de retour CR1 et CR2 est égale à la capacité totale de retour qui est requise pour la connexion en série de l'enroulement déflecteur LH et de la bobine d'inductance LM. La bobine d'inductance L est choisie pour obtenir la plage requise de correction de la modulation est-ouest et de l'ajustement de la largeur du balayage. Ainsi, le rapport entre la largeur minimale de l'image et la largeur maximum de l'image est, par exemple, rendu égal au rapport entre l'inductance de l'enroulement de déviation LH et la somme de l'inductance de la bobine LM et de l'enroulement déflecteur LH. La tension de retour dans le condensateur CR2 est commutée directement par le transistor commutateur Q2; dans certains circuits modulateurs à diode selon l'art antérieur, qui comprennent une configuration en pont, la tension correspondante de retour est chargée par un courant parabolique à la fréquence verticale qui est couplé via une impédance de bobine relativement importante. Dans l'agencement de la figure 2 selon l'invention, la correction à la fréquence verticale est accomplie par l'opération de commutation du transistor Q2 pendant le retour horizontal,dans sa connexion directe au pont. Ainsi, l'utilisation d'une forte impédance de bobine est évitée, et l'inductance LM du pont de la figure 2 peut avoir une valeur plus faible que l'inductance correspondante du pont d'un modulateur à diode pour obtenir la même plage de contrôle est-ouest et en largeur. Le fait que l'induc- tance LM peut être plus faible est particulièrement important dans des applications o la fréquence horizontale est plus importante que la fréquence standard fH, par exemple des applications à 2 x fH ' parce qu'une plus faible bobine d'inductance produit sensiblement moins de dissipation de puissance dans le circuit de déviation. La figure 8 illustre un système de déviation horizontale 22' dont la distorsion en coussinet est corrigée, qui fonctionne à une fréquence horizontale 2fH qui est le double de la fréquence horizontale fH du système 22 de la figure 2. Des chiffres et symboles identiques sur les figures 2 et 8 indiquent des articles ou fonctions semblables. L'enroulement déflecteur LH de la figure 8 est formé d'un certain nombre de bobines couplées en parallèle qui ne sont pas individuellement illustrées; il est formé d'un certain nombre de bobines en série sur la figure 2. La figure 9 illustre un système de déviation horizontale 22" dont la distorsion en coussinet est corrigée, qui est semblable au système de déviation horizontale 22' de la figure 8 et qui fonctionne à la fréquence de balayage horizontal de 2fH. La figure 10 illustre un mode de réalisation détaillé d'un circuit de réglage est-ouest 46" qui produit les signaux de commutation du transistor Q2 de la figure 9. Les articles des figures 8-10 identifiés de manière analogue, fonctionnent d'une façon semblable ou représentent des quantités semblables. Le système de déviation horizontale 22" est modifié par rapport à celui de la figure 8 pour réduire avantageu- sement le courant de collecteur qui s'écoule dans le transistor de sortie horizontale Q1 à la fin de l'aller horizontal. A cet effet, la branche du pont de l'enroulement déflecteur LH est couplée au transistor de sortie horizon- tale Q1 par le transformateur de retour T1. Comme le montre la figure 9, l'enroulement primaire du transformateur de retour T1 comprend deux sections d'enroulement Wl'-et Wl" qui sont reliées à une borne de prise qui est la jonction des plots 7 et 2 des sections respectives d'enroulement. La branche du pont du condensa- teur de retour CRI est couplée à la branche du pont de l'enroulement déflecteur LH aux plots 7 et 2. Pendant l'aller horizontal, le courant de déviation horizontale est diminué en valeur par la section supérieure Wl' de l'enroulement primaire lors de son écoulement vers le transistor de sortie horizontale QI. De manière corres- pondante, pendant le retour horizontal, la tension impul- sionnelle de retour développée dans la section inférieure d'enroulement est augmentée en valeur au plot 15 du transformateur de retour T1 pour appliquer une plus forte tension impulsionnelle de retour au transistor de sortie horizontale QI. La diminution de courant et l'augmentation de la tension impulsionnelle de retour produites par l'agencement de couplage de transformateur de la figure 9 sont conçues pour réduire les efforts de commutation et de fonctionnement sur le transistor de sortie horizontale Qi1, en particulier lorsque le transistor fonctionne à la plus forte fréquence de 2fH. D'autres dispositifs de transistor de sortie horizontale peuvent nécessiter la condition opposée: diminution de la tension impulsionnelle de retour horizon- tal avant son application au dispositif. Il est alors simple de modifier les connexions entre le transistor de sortie horizontale Q1, les sections d'enroulement de l'enroulement primaire et les branches du pont de l'enrou- lement déflecteur LH et du condensateur CR1 afin de produire une diminution de la tension impulsionnelle de retour et une augmentation du courant. De plus, si on le souhaite, l'agencement d'autotransformateur des sections d'enroulement Wl' et Wl" de l'enroulement primaire peut être remplacé par un agencement utilisant deux enroulements séparés. Une autre différence notable du circuit des figures 9 et 10 par rapport au circuit de la figure 8 concerne l'addition, sur les figures 9 et 10, d'une diode de blocage D4 dans le trajet de courant de collecteur du transistor de commutation Q2. De même, sur les figures 9 et 10, l'entrée de courant de faisceau au circuit de commande 46" est prise au plot 6 de l'enroule- ment tertiaire haute tension W3 du transformateur de retour. La tension au plot 6 varie avec des changements du courant de faisceau. Cette tension est alors appliquée à la base du transistor différentiel Q4 de la figure 10 et est appliquée au point A de la figure 9 par une résistance de valeur relativement élevée. R E V E N D ICATIONS 1. Circuit de correction de la distorsion de la trame dans un dispositif de déviation comprenant: un enroulement déflecteur; une capacité d'aller coupléeaudit enroulement déflecteur pour développer une tension d'aller; un premier moyen de commutation pour appliquer ladite tension d'aller audit enroulement déflecteur pour produire un courant d'aller dans ledit enroulement déflecteur pendant un intervalle d'aller, et pour développer, à une borne de celui-ci, une tension de retour qui définit un l'intervalle de retour; une impédance couplée audit enroulement déflecteur pour former des premier et second trajets de courant dudit courant de déviation dans des première et seconde branches de ladite impédance,respectivement; une source de tension à la fréquence de modulation; un second moyen de commutation couplé audit premier trajet de courant pour développer, selon la tension de ladite source de tension à la fréquence de modulation, une première tension de correction de distorsion de la trame qui est combinée à ladite tension d'aller pour contrôler ledit courant d'aller pendant l'intervalle d'aller, ledit second moyen de commutation modulant ledit courant d'aller en modulant l'impédance dans ledit premier trajet de courant pendant une partie de l'intervalle de retour qui varie selon ladite tension à la fréquence de modulation; une première capacité de retour couplée à ladite borne du premier moyen de commutation pour développer dans ladite première capacité de retour, une première partie de ladite tension de retour; caractérisé par: un troisième moyen (Q4,Q5), répondant au courant dans ledit premier trajet de courant (CsM) de ladite impédance pour contrôler, selon celui-ci!l'amplitude de ladite première partie de ladite tension de retour (à travers CR1) par rapport à celle de ladite tension de retour (à Wla), o la première partie de ladite tension de retour est appliquée audit enroulement déflecteur (LH) pendant l'intervalle de retour pour produire, selon elle, un courant de balayage de retour dans ledit enroulement déflecteur. 2. Circuit selon la revendication 1 caractérisé en ce que la première branche de l'impédance comprend une capacité de modulation (CsM) pour y développer la première tension. 3. Circuit selon la revendication 2 caractérisé en ce que la seconde branche de l'impédance comprend une inductance de modulation (LM). 4. Circuit selon la revendication 3 caractérisé en ce que l'inductance de modulation (LM) et la capacité de modulation (CsM) forment un premier circuit réson:art pendant l'intervalle d'aller. 5. Circuit selon la revendication 1 caractérisé en ce que le troisième moyen précité comprend une seconde capacité de retour (CR2) qui est couplé à la borne (Wla) du premier moyen de commutation (Q1) par la première capacité de retour (CR1), o une seconde partie de ladite tension de retour est développée aux bornes de ladite seconde capacité de retour (CR2) de façonique la somme desdites première et seconde parties de ladite tension de retour forme ladite tension de retour (en Wla) et en ce qu'une jonction entre les armatures respectives desdites première (CR1) et seconde (CR2) capacités de retour est couplée pour recevoir le courant du premier trajet de courant selon le fonctionnemnet du second moyen de commutation (Q2). 6. Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce que le second moyen de commutation (Q2) produit une faible impédance à travers la seconde capacité de retour (CR2) lorsr.?e le second moyen de commutation est conducteur. 7. Circuit selon la revendication 1 caractérisé en ce que le troisième moyen comprend une seconde capacité de retour (CR2) pour développer une seconde partie de la tension de retour qui varie en amplitude selon la tension à la fréquence de modulation inverse- ment aux variations d'amplitude de la première partie de la tension de retour. 8. Circuit selon la revendication 1 caractérisé en ce que le premier moyen de commutation comprend un dispositif de sortie horizontale (Q1) et en ce que l'enroulement déflecteur ( LH) est couplé transfor- mateur au dispositif de sortie (Q1) par un enroulement de transformateur (W1'). 9. Circuit de correction de coussinet, du type comprenant: un enroulement déflecteur; une capacité d'aller couplée audit enroulement déflecteur pour développer une tension d'aller; un premier moyen de commutation pour appliquer ladite tension d'aller audit enroulement déflecteur pour produire un courant d'aller dans ledit enroulement déflecteur pendant unintervalle d'aller et pour développer une tension de retour qui produit un courant de retour définissant un intervalle de retour; une capacité de modulation couplée pour former un premier trajet du courant dudit courant déflecteur; une inductance de modulation couplée pour former un second trajet de courant dudit courant déflecteur; une source de tension de déviation à la fréquence de modulation de correction de distorsion en coussinet; un second moyen de commutation couplé à ladite capacité de modulation et répondant à ladite tension à la fréquence de modulation pour moduler ledit courant déflecteur, ledit second moyen de commutation changeant d'états conducteurs en un instant pendant chaque intervalle de retour qui est progressivement avancé ou retardé selon ladite tension à la fréquence de modulation de façon à réduire la distorsion en coussinet; caractérisé par des première (CR1) et seconde (CR2) capacités de retour pour développer ladite tension de retour, ledit second moyen de commutation (Q2) étant couplé aux armatures de l'une (CR2) desdites premières (CR1) et seconde (CR2) capacités de retour pour y produire une faible impédance. 10. Circuit selon la revendication 9 caractérisé en ce que la tension aux bornes de l'une des capacités de retour (CR2) est sensible à la tension de retour (en Wla) pendant l'intervalle de retour en dehors de la période pendant laquelle ledit second moyen de commutation (Q2) est conducteur. 11. Circuit de correction de distorsion de la trame dans un circuit de déviation, du type comprenant: un enroulement déflecteur; un premier moyen de commutation pour produire un courant d'aller dans ledit enroulement déflecteur pendant un intervalle d'aller; une première capacité de retour couplée audit enroulement déflecteur; une seconde capacité de retour; une inductance de modulation couplée audit enroulement déflecteur et à ladite seconde capacité de retour de façon que ladite inductance de modulation, ledit enroulement déflecteur, les première et seconde capacités de retour forment un circuit pont; une source de tension à la fréquence de modulation corrigeant la distorsion de la trame; caractérisé par: un second moyen de commutation (Q2) répondant à ladite tension à la fréquence de modulation pour produire, pendant une première partie de l'intervalle de retour, un trajet d'impédance de faible valeur à la fréquence de retour, à une borne (28) dudit circuit pont (CR1, CR2, LH, LM). 12. Circuit selon la revendication 11 caractérisé en ce que le fonctionnement du premier moyen de commutation (Q1) produit une tension de retour aux bornes des premiere (CR1) et seconde (CR2) capacités de retour de façon qu'une première partie de ladite tension de retour soit développée dans ladite première capacité de retour (CR1) et qu'une seconde partie de ladite tension de retour soit développée dans ladite seconde capacité de retour (CR2) et la somme des tensions dans lesdites première et seconde capacités de retour forme la tension de retour. 13. Circuit selon la revendication 11 caractérisé en ce que l'inductance de modulation (LM) et la seconde capacité de retour (CR2) sont incorporées dans des première et seconde branches du pont respectivement, et en ce que l'enroulement déflecteur (LH) et la première capacité de retour (CR1) sont incorporés dans des troisième et quatrième branches du pont, respectivement. 14. Circuit selon la revendication 13 caractérisé en ce que le premier moyen de commutation comprend un dispositif de sortie horizontale (Q1) et en ce que les troisième et quatrième branches du pont sont couplées à un premier enroulement du transformateur de retour (Wl") et le dispositif de sortie (Q1) est couplé à un second enroulement du transformateur de retour (W1'). 15. Circuit selon la revendication 13, comprenant de plus une capacité de modulation, caractérisé en ce qu'une borne extrême de la première branche (LM) du pont est couplée à une borne extrême de la seconde branche du pont (CR2, à la masse) et en ce que la capacité de modulation(CsM) est couplée entre les autres bornes extremes respectives (24, 28) des première (LM) et seconde (CR2) branches du pont. 16. Circuit selon la revendication 13 caractérisé en ce que le second moyen de commutation (Q2) développe le trajet de faible impédance à travers au moins l'une desdites première (LM) et seconde (CR2) branches du pont. 17. Circuit selon la revendication 11 caractérisé en ce que les première et seconde branches du pont forment un premier circuit résonnant en pont qui comprend l'inductance de modulation (LM) et la seconde capacité de retour (CR2), les troisième et quatrième branches du pont formant un second circuit résonnant en pont qui comprend l'enroulement déflecteur (LH) et la première capacité de retour (CR1) et les premier et second circuits résonnants ont sensiblement des fréquences égales de résonance. 18. Circuit selon la revendication 11 caractérisé en ce que le second moyen de commutation (Q2) est couplé à la borne (28) du circuit pont par un inductance (L1) qui est de faible impédance à la fréquence de retour, pour produire une limitation du courant lorsque ledit second moyen de limitation est conducteur. 19. Circuit selon la revendication 11 caractérisé par un transformateur de retour (T1) ayant un enroulement (W1) couplé au premier moyen de commutation (Q1) et à une source d'énergie (B+) pour tranférer l'énergie de ladite source audit enroulement déflecteur (LH) pendant l'intervalle de retour.