FR 2543760 A1 19841005 FR 8318946 A 19831128 Z 543760 La présente invention se rapporte aux circuits de modulation de phase, et concerne plus particulièrement un circuit de ce genre dont l'angle de modulation de phase est réglable. Des circuits de modulation de phase trouvent des applications comme des modulateurs d'équipements de télécommunications, des circuits de modulation basés au sol et aéroportés, ainsi que d'autres, et-ils peuvent être également utilisés dans-d'autres applications, comme par exemple avec les radars à réseau à éléments en phase. Un circuit de modulation de phase antérieur, du type général que l'invention concerne, est-décrit dans un article intitulé "Broad-Band Active Phase Shifter Using Dual-Gate MESFET', de M Kumar, R J Menna et H Huang; dans IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol MTT29, N O 10, octobre 1981, pages 1098 à 1102 Le circuit à déplacement de phase décrit dans cet article utilise un circuit hybride à 1800 qui luimême est constitué par trois coupleurs à 90 et une longueur de ligne de transmission se comportant comme un circuit de retard Le circuit antérieur utilise deux autres coupleurs à 90 , trois combinateurs en phase à deux bornes et quatre amplificateurs à transistors à effet de champ à double grille Au contraire, le circuit selon l'invention comprend cinq coupleurs à 90 (mais aucun utilisé comme un circuit hybride à 1800) , 4 amplificateurs et un combinateur en phase à 2 borne Etant donné que le circuit selon l'in- vention ne comporte pas de circuit hybride à 1800 comme dans la technique antérieure, sa bande passante est plus large que celle du circuit antérieur En outre, étant donné que le nombre des éléments est plus réduit, les dimensions physiques du circuit sont moindres, ce qui est une caractéristique souhaitable. Selon un mode de réalisation de l'invention, un circuit de modulation de phase connecté entre une borne d'entrée et une borne de sortie comporte en combinaison, un premier, un second, un troisième, un quatrième et un cinquième coupleurs à 900, un premier, un second, un troisième et un quatrième amplificateurs à gain variable et un combinateur en phase dont la borne de sortie est connectée à la borne de sortie du circuit. Une borne d'entrée du premier coupleur à 90 est connectée à la borne d'entrée du circuit, les bornes' de sortie du premier coupleur à 90 sont connectées aux bornes d'entrée respectives du second et du troisième coupleurs à 90 Le second et le troisième coupleurs à 90 sont connectés à ceux respectifs des quatre amplificateurs à gain réglable Les sorties des amplificateurs à gain réglable sont connectées aux entrées du quatrième et du cinquième coupleurs à 90 Une sortie de chacun du quatrième et du cinquième coupleurs à 900 est connectée à une entrée respective du combinateur en phase En réglant le gain des différents amplificateurs d'une manière prédéterminée, un signal à la borne d'entrée peut erre déphasé d'un angle quelconque de O O à 360 à la borne de sortie. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre de plusieurs exemples de réalisation et en se référant aux dessins annexés sur lesquels: La figure 1 est un schéma électrique d'un circuit de modulation de phase réglable dans un mode de réalisation de l'invention, La figure 2 est un schéma électrique d'un amplificateur qui convient pour le circuit de la figure 1, La figure 3 est un diagramme vectoriel destiné à expliquer le fonctionnement du circuit de modulation de phase de la figure f, La fiqure 4 est un schéma électrique d'une partie d'une variante des circuits de modulation de phase de la figure 1, et La figure 5 est un tableau donnant les expres- sions mathématiques dès sorties des coupleurs. 3 2543760 La figure 1 représente donc un circuit 10 de modulation de phase à 360 comprenant une borne d'entrée 12 destinée à recevoir un signal alternatif, généralement un signal d'hyperfréquences, et une borne de sortie 14 à laquelle le signal apparaît avec-un retard de phase et généralement un changement d'amplitude. La borne d'entrée-12 et une impédance de terminaison 16 -sont reliées chacune à l'une correspondante de deux i O -bornes d'entrée 18 &,20 d'un premier coupleur 22 à 900. Le coupleur 22 peut être un coupleur imbriqé, et par exemple un coupleur à 3 d B, bien que le procédé de réali- sation et de division de puissance ne soit pas critique. Un coupleur imbriqué à 3 d B du type utilisé pour le l S coupleur 22 est illustré et décrit dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique N O 4 394 629 Les expressions mathématiques près des sorties 24,26, du coupleur 22 ainsi qu'en d'autres points de la figure 1, décrivent mathématiquement le signal en ces points, en prenant un signal de valeur unitaire à la borne d'entrée 12 et en négligeant les pertes dans les conducteurs et les diélec- triques au passage par le coupleur 22 et autres éléments qui seront décrits Ainsi, le signal à la borne 24 est cos 8 uee o G est l'angle de couplage ( 450 pour un coupleur à 3 d B), ' est le symbole de multiplication, j est le nombre imaginaire, N est la constante de propagation dans le coupleur et î est la longueur de couplage. La borne 24 et une impédance de terminaison 28 sont couplées à celles respectives de deux bornes d'entrée -32,30 d'un second coupleur 34 à 90 , avec la borne 26 et une impédance de terminaison 36 couplée à celles respec- tives de deux bornes d'entrée 38,40 d'un troisième coupleur 42 à 90 Les coupleurs 34 et 42 sont identiques au coupleur 22 dans leur réalisation Il faut noter que les longueurs des lignes de transmission entre les bornes 24 et 32 et entre les bornes 26 et 38 peuvent en fait ne pas exister mais sont indiquées sur la figure 1 pour faciliter le positionnement des expressions mathématiques sur la figure. 4 2543760 Les deux bornes de sortie, 44, 46 du coupleur 42 sont connectées respectivement à un premier et un second amplificateurs 51 et 52 à transistors à effet de champ MES à' double grille, désignés également par 1 et 2 " pour faciliter la description du fonctionnement qui va suivre D'une façon similaire, les deux bornes de sortie 48,50 du coupleur 34 sont connectées respectivement à un troisième et un quatrième amplificateurs 53 et 54 à transistors à effet-de champ MES à double grille, désignés également par-3 et 4 Les amplificateurs 51 à 54 peuvent être par exemple du type décrit dans un article intitulé "Dual Gate MESFET Variable Gain Constant Output Power Amplifier, par M Kumar et H Hảng, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol MTT-29, N 3, mars 1981, pages 185 à 189, et comme représenté sur la figure 2 qui sera maintenant examinée. Selon la figure 2, l'amplificateur 51 dans la case pointillée 51 a et les autres amplificateurs 52-54 comportent un circuit 57 d'adaptation d'impédance d'entrée, couplé entre la borne 44 (figure 1) et la grille G 1 du transistor à effet de champ MESFET 58 à double grille. Une impédance d'adaptation de sortie 59 est couplée entre le drain (D) du transistor à effet de champ MES 58 et la borne 60 (voir figure 1) La source(s) du transistor à effet de champ MES 58 est à la masse tandis que la grille G est couplée avec un circuit de commande 56 La figure 2 ne représente pas le circuit de polarisation de type standard. Les sorties des amplificateurs 51 et 52 sont connectées à celles respectives de deux bornes d'entrée , 62 d'un quatrième coupleur 64 à 90 tandis que les sorties-des amplificateurs 53 et 54 sont connectées à celles respectives de deux entrées 66, 68 d'un cinquième coupleur 70 à 90 Les coupleurs 64 et 70 peuvent être identiques au coupleur 22 Les sorties 72 et 74 du coupleur 64 sont connectées respectivement à une impédance de terminaison 16 et à une borne d'entrée 78 d'un combinateur en phase 80 'D'une façon similaire, les sorties 82 et 84 du coupleur 70 sont connectées res- pectivement à une impédance de terminaison 86 et une entrée 90 du combinateur 80 La sortie 92 du combinateur est connectée à la borne de sortie 14 tandis qu'une impédance d'isolement 94 est connectée entre les branches d'entrée du combinateur 80 L'expression mathématique :des-points X et Y dépend de l'état des divers amplifi- ,,,-cateurs 51 à 54 et elle est illustrée sur le tableau de la figure 5 qui sera décrit par la suite. Le déphasage réel du signal à la borne de sortie 14 par rapport au signal à la borne d'entrée 12 est fonction du gain de chacun des amplificateurs 51 à 54, déterminé par le circuit de commande 56 Ce dernier délivre quatre tensions de réglage indépendantes qui, à titre d'exemple, peuvent varier de CV à -4 V Le réglage peut être commandé par tout moyen approprié, par exemple un microcalculateur programmé La variation de la tension de commande entre O et 4 V change le gain de l'amplificateur, par exemple d'environ + 10 d B a 40 d B Les expressions mathématiques des sorties des coupleurs 64 et 70 sont données dans le tableau de la figure 5. En se référant à la figure 1 et au cas 1 du tableau de la figure 5, en supposant un signal d'entrée unitaire à la borne d'entrée 12, en supposant tous les coupleurs 22, 32, 34, 42, 64 et 70 à 3 d B, en supposant que e est 45 et en supposant qu'à la commande du circuit de commande 56, les amplificateurs 2 et 3 sont complètement -bloqués, le signal au point X est A 1 i j e cos e 'e o o 6 est le retard de phase par l'amplificateur et,, e, Pet ont déjà été identifiés D'une façon similaire, le signal au point Y est A 4 cos* 3 se + Four le cas supposé des coupleurs à 3 d B, les expressions 8 *cos' et cos 3 G sont de mêmesvaleurs et constantes Les expressions e 3 + O apparaissant identiquement aux deux points X et Y est une expression qui est fonction de 6 2543750 la fréquence Mais étant donné que les expressions sont identiques, elles suivent les changements de fréquence. Par conséquent, le circuit 10 est considéré comme un circuit à large bande En négligeant les expressions de memes valeurs des équations du signal au point X et au point Y, l'équation du point X se réduit à j Ai o j est le nombre imaginaire Autrement dit, le signal au point X est simplement une fonction du gain de l'amplificateur : 1 Le gain de l'amplificateur 1 est déterminé par le circuit de commande 56 D'une façon similaire, l'équation au point Y, en négligeant les expressions de mêmes valeurs, est A ou simplement une fonction du gain de l'amplifi- cateur 4 Les signaux A 4 et j A 1 sont combinés par le combineur en phase 80 pour produire à la borne 14 un, signal entre O et 90 (voir figure 3) en fonction des valeurs relatives de A 1 et A 4 Les angles O et 90 se rapportent à une référence arbitraire Autrement dit, 0 n'est pas O par rapport au signal d'entrée par rapport à la borne 12 Néanmoins, les sorties aux points X et Y telles que déterminées par le gain des diverses amplifi- cateurs 51 à 54 sont liées entre elles comme le montre la figure 3. L'angle de phase réel de la sortie relative à O sur la figure 3 est une fonction des amplitudes de A et A 4 Si A = A 4, la phase du signal de sortie 1 4 1 A, est 45 Si AI > A 4, l'angle se situe entre O et 45 . Si A 4 > Ai, l'anqle se situe entre 45 et 90 e Si A = O et A > O (cas 5) l'angle de phase est O D'autres antgles de phase peuvent être obtenus en débloquant et en bloquant divers amplificateurs comme l'indique le tableau de la fiqure 5. Il faut noter que le circuit de la figure 1 peut s'appliquer à une modulation d'amplitude en plus ou en place de la modulation de phase décrite ci-dessus. Ainsi, en ce qui concerne le cas 1, si A 1 = une unité et si A 2 est égal à une unité, un déphasage de 45 ' est obtenu avec une sortie à la borne 14 de 1,414 unités. Si A 1 et A 2 augmentent maintenant de deux unités, le même déphasage de 45 est maintenu mais la sortie à la borne 14 est 2,828 unités Si A est 2 unités et A une unité, la sortie à la borne 14 est 2,236 unités avec un déphasage de 63,43 Ainsi, l'amplitude et la phase sont toutes'deux modifiées/ Il peut'être montré,que par un choix approprié des signaux d'entrée des quatre portes de-commande, les fonctions suivantes'de modulation peuvent être remplies par le'circuit 10: a) modulation d'amplitude; b) modu- l O lation de code d'impulsions, c}' modulation de fréquence; d) modulation de phase; e) modulation de phase continue; f) modulation de phase 'biphasée; g) manipulation de phase tétraphasée; h) manipulation de phase polyphasée; i) modulation à simple bande'latérale; j) modulation d'amplitude en quadrature et k) combinaison des modulations ci-dessus La figure-4 qui sera maintenant examinée illustre un autre circuit de modulation de phase Le fonctionnement du circuit de la figure'4 'est identique à celui de la figure l'et sa réalisation depuis la borne d'entrée 12 jusqu'aux amplificateurs est identique à celle de la figure 1 et n'est donc pas représentée sur la figure 4 Un transistor à effet de champ MES du type utilisé selon la figure 1 ou la figure 4 présente une impédance de sortie d'environ 10 ohms, et des coupleurs à 90 tels que les coupleurs 64 et 70 de-la figure 1 sont réalisés pour fonctionner avec des impédances d'entrée et de sortie de ohms Par conséquent, le circuit d'adaptation entre le transistor à effet de champ et le coupleur à 90 doit adapter 10 ohms à 50 ohms. La figure 4 'montre les circuits'd'adaptation de sortie 151 a à 154 a séparément des amplificateurs associés 151 à 154, contrairement à la manière habituelle de-représenter ces amplificateurs qui sont supposés ' comprendre les circuits d'adaptation de circuit comme le montre par exemple la figure 1 Sur la figure 4, les coupleurs à 90 164 et 170 sont 'identiques respec- tivement aux coupleurs 64 et 70 de la figure 1, à l'exception près que les coupleurs 14 et 170 présentent des impédances d'entrée de 25 ohms et non des impédances de 50 ohmes aux entrées 160,162 et 168 et aux sorties 172,174,182 et 184 Ces coupleurs sont décrits dans un article intitulé "Monolithic Ga As Interdigitated Couplers" par M Kumar et collaborateurs, IEEE Transactions on Electron Devices, vol ED-30, N? 1, page 29 à 32, janvier 1983 Par conséquent, les circuits d'adaptation sont réalisés pour adapter l'impédance de sortie d'environ ohms des amplificateurs 151 à 154 à l'impédance de ohms des coupleurs 164 et 170 Egalement selon la figure 4, le combinateur de phase est identique au combinateur en phase 80 de la figure 1 à l'exception près qu'il présente une impédance de 25 ohms et non de 50 ohms aux bornes d'entrée 178 et 190 et une impédance courante de 50 ohms à la sortie 192 Un tel combinateur en phase est décrit dans un article intitulé "Split-Tee Power Divider" par L I Parad et R L Moynihan, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol MTT-13, pages 91 à-95, janvier 1965 Plusieurs avantages sont apportés par l'utilisation de coupleurs à 25 ohms Tout d'abord, le nombre des éléments d'adap- tation dans les circuits 151 a à 154 a est réduit par rapport au nombre utilisé dans les circuits courants d'adaptation, ce dont il résulte un circuit de déphasage physiquement plus petit Un coupleur de 25 ohms présente une plus faible perte de signaux qu'un coupleur de 50 ohms En raison de la plus faible perte dans le circuit d'adaptation et du -plus faible rapport de transformation d'impédances, la largeur de bande du circuit est améliorée par rapport à un circuit n'utilisant que des composants à 50 ohms Si des coupleurs 164 à 170 à 90 et de 10 ohms devaient être réellement fabriqués, les dimensions des composants des circuits d'adaptation 151 a-154 a et par conséquent l'ensemble du circuit de déphasage pourrait encore être plus petit Bien que les techniques connues ne permettent pas de réaliser réellement ces coupleurs d'impédances 9 254376-0 réduites, il sera sans doute possible de les fabriquer dans le futur. Bien entendu, diverses modifications peuvent être apportées par l'homme de l'art aux modes de réalisation décrits et illustrés à titre d'exemples nullement limitatifs sans sortir du cadre de l'invention. 2543760 REVENDICATIONS 1 Circuit de modulation de phase destiné à commander le déphasage d'un signal qui est appliqué à sa borne d'entrée 12, entre ladite borne d'entrée et une borne de sortie ( 14), ledit circuit comprenant, intercon- nectés entre eux, plusieurs coupleurs à 90 ( 22,34, etc) avec chacun deux entrées (p e 30,32) et deux sorties (p e 48,50), plusieursamplificateurs à gain réglable ( 51,52, etc) avec chacun une borne de commande, une borne d'entrée et une borne de sortie et un dispositif de commande ( 561 couplé avec ladite borne de commande de chaque amplificateur respectif pour en commander le gain et un combinateur en phase ( 80) avec une borne de sortie ( 92) couplée avec ladite borne de sortie et deux bornes d'entrée ( 78,80) circuit caractérisé en ce que lesdites bornes d'entrée ( 1,20) d'un premier ( 22) desdits coupleurs à 90 sont connectées respectivement à ladite borne d'entrée et à une impédance de terminaison ( 16), l'une ( 26) des deux bornes de sortie ( 26,24 > dudit premier coupleur à 90 et une impédance de terminaison ( 36) étant connectée aux entrées repectives ( 38,40) d'un second ( 42) desdits coupleurs à 900, l'autre ( 24) desdites deux bornes de sortie ( 24,26) dudit premier coupleur ( 22) à 90 et une impédance de terminaison ( 28) étant connectée aux entrées respectives ( 32,30) d'un troisième ( 34) desdits coupleurs à 90 , lesdites sorties ( 44,46) dudit second coupleur à 90 étant connectées auxdites entrées d'un premier et d'un second ( 51, 54) desdits amplificateurs respectivement, lesdites sorties ( 48,50) du troisième coupleur ( 34) à 90 étant connectées auxdites entrées respectivement du troisième et du quatrième ( 53,54) desdits amplificateurs, lesdites sorties dudit premier et dudit second amplificateurs ( 51,52) étant connectées aux-entrées respectives ( 60,62) du quatrième ( 64) desdits coupleurs à 90 , lesdites sorties du troisème et du quatrième amplificateurs ( 53,54) étant connectées aux entrées respectives ( 66,68) d'un cinquième ( 70) desdits coupleurs à 90 , l'une ( 74,84) de chaque paire de sorties ( 72,74; 82,84) de chacun desdits quatrième et cinquième coupleurs à 90 ( 64,70) étant connectée à l'une respective desdites entrées ( 78,80) dudit combinateur en pahse ( 80) et chacune des autres sorties ( 72,82) de la paire de sorties ( 72,74; 82,84) dudit quatrième et dudit cinquième coupleurs à 90 étant connectées à une impédance de terminaison respective ( 76,86) * 10 2 Circuit de' modulation de-phase selon la - revendication 1, caractérisé ence que chacun desdits * premier, second, troisième et quatrième amplificateurs comporte un transistor à effet de champ à double grille (figure 2), ladite entrée de chaque amplificateur étant une première desdites deux grilles (G 1) et la seconde desdites deux grilles (G 2) étant incluses dans la connexion dudit dipsositif de commande. 3 Circuit de modulation de phase selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que chacun desdits coupleurs à 90 est un coupleur imbriqué. 2 * Y 4 Circuit de modulation de phase selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ledit dispositif de commande permet, en fonction du temps, diverses combinaisons de deux ou plus desdits pemier, second, troisième et quatrième arplificateurs à la fois. Circuit de modulation de phase selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que l'impédance de sortie de chacun desdits premier, second, troisième et-quatrième amplificateurs est. 30. différente de son impédance d'entrée et l'impédance de chacun desdits quatrième et cinquième coupleurs à 90 est adaptée à l'impédance de sortie desdits premier, second, troisième et quatrième amplificateurs. 6 Circuit de modulation de phase selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'impédance d'entrée dudit combinateur en phase est la même que l'impédance de sortie est la même desdits premier, second, troisième et quatrième amplificateurs et l'impédance de sortie dudit combinateur en phase est la même que l'impédance d'entrée desdits premier, second, troisième et quatrième amplificateurs. 1 1