FR 2547127 A1 19841207 FR 8404411 A 19840321 2 g ?t 27 Générateur de haute tension continue La présente invention concerne un générateur de haute tension continue qui est particulièrement utile dans les récepteurs de télévision pour engendrer une haute tension continue qui commande l'électrode postaccélératrice du type à rayons cathodiques. Le tube à rayons cathodiques d'un récepteur de télévision exige pour son électrode postaccélératrice une haute tension 10 et cette haute tension est obtenue à partir d'un circuit de retour de spot qui utilise le courant de balayage horizontal du récepteur Le circuit de retour de spot comprend un transformateur de retour de spot dont l'enroulement primaire est relié au générateur de balayage horizontal et l'enroulement secondaire est relié à un multiplicateur de tensions En réponse à une variation rapide du courant de balayage, une impulsion haute tension de retour de spot est induite dans l'enroulement secondaire puis est multipliée en amplitude et emmagasinée dans des condensateurs du multiplicateur de tension pour 20 engendrer une haute tension continue de sortie. Pour faire face aux demandes croissantes de récepteurs de télévision en couleurs de haute qualité, il est nécessaire de réduire à un minimum la quantité de courant parasite d'oscillation du circuit de retour de spot qui est engendré 25 par la résonance d'un courant dans l'enroulement secondaire à la fréquence déterminée par l'inductance de fuite et la capacité répartie du transformateur de retour de spot Il est souhaitable que la résonance ait lieu à la fréquence des neuvième, treizième et dixseptième harmoniques de l'impulsion 30 de retour de spot ou du courant de balayage horizontal pour réduire à un minimum le courant parasite d'oscillation Un autre facteur indésirable est la variation de le, tension de sortie qui augmente avec le courant parasite d'oscillation. D'autres demandes relatives au circuit de retour de spot 35 comprennent des exigences concernant une tension de sortie plus élevée et une conception compacte et bon marché Bien que l'on puisse satisfaire les exigences relatives à la haute tension en augmentant le nombre de tours de l'enroulement secondaire du transformateur, cette augmentation est accom5 pagnée par un accroissement de l'inductance de fuite et de la capacité répartie et, par conséquent, par une diminution de la fréquence du courant parasite d'oscillation Ceci ne permet pas de satisfaire la nécessité d'accorder le courant parasite d'oscillation sur l'un des neuvième, treizième et dix-septième harmoniques de l'impulsion de retour de spot et est en contradiction avec le besoin d'une conception compacte et bon marché. La présente invention a donc pour objet d'éliminer les inconvénients du générateur de haute tension de la technique 15 antérieure et de fournir un générateur de haute tension perfectionné qui permet d'augmenter le nombre de spires de l'enroulement secondaire d'un transformateur élévateur de tension sans diminuer la fréquence du courant parasite d'oscillation. Un générateur de haute tension de la technique antérieure est représenté sur la figure 1 Ce générateur de la technique antérieure comprend un transformateur élévateur de tension comportant un enroulement primaire relié à un circuit qui engendre un courant qui varie dans le temps et un enroulement 25 secondaire comportant une première borne reliée par l'intermédiaire d'un premier circuit à une borne de sortie du générateur et une seconde borne reliée par l'intermédiaire d'u# second circuit à la masse, de telle sorte qu'une impulsion de haute tension est induite dans l'enroulement secondaire en 30 réponse à une variation rapide du courant variant dans le temps qui circule dans l'enroulement primaire Un multiplicateur de tension est formé par une pluralité de premières diodes et une pluralité de condensateurs, ce multiplicateur étant disposé dans les premier et second circuits pour multiplier l'amplitude 35 de l'impulsion de haute tension et pour emmagasiner l'impulsion multipliée de manière à engendrer une haute tension continue destinée à être délivrée par l'intermédiaire du premier circuit à la borne de sortie. On atteint l'objectif de l'invention par l'inclusion 5 d'une seconde diode montée dans le second circuit de telle sorte qu'un courant puisse circuler dans une boucle à travers les première et seconde diodes en réponse à l'impuslion de haute tension et que des potentiels de polarités opposées peuvent apparaître entre les première et seconde bornes de 10 l'enroulement secondaire par rapport au point neutre de cet enroulement La seconde diode est disposée de manière à être polarisée en sens inverse pour former une capacité qui se trouve en série avec la capacité répartie de l'enroulement secondaire, en réduisant ainsi la valeur de la capacité totale et en augmentant par conséquent la fréquence du courant parasite d'oscillation. De préférence, les première et seconde diodes et les condensateurs sont disposés suivant une configuration symétrique par rapport à l'enroulement secondaire du transformateur. 20 Ceci permet au point neutre d'être polarisé à un potentiel sensiblement égal à la moitié de la haute tension continue de sortie On peut utiliser avantageusement ce potentiel du point neutre pour l'appliquer à l'électrode de focalisation d'un tube à rayons cathodiques. On va maintenant décrire de façon plus détaillée la présente invention en se référant aux dessins annexés, sur lesquels: la figure 1 est un schéma de principe d'un générateur de haute tension continue selon la technique antérieure; la figure 2 est un circuit équivalent correspondant au générateur de tension de la technique antérieure; la figure 3 est un diagramme de forme d'ondeassocié au générateur de tension de la technique antérieure représenté sur la figure 1; les figures 4 et 5 sont des exemples types de multipli- cateurs de tension utilisés couramment avec le circuit de la figure I; la figure 6 est un schéma de principe d'un premier mode de réalisation du générateur de haute tension continue de la présente invention; la figure 7 est un circuit équivalent correspondant au premier mode de réalisation; la figure 8 est un diagramme de forme d'onde associé au mode de réalisation de la figure 6; la figure 9 est un schéma de principe d'un second mode de réalisation de la présente invention; la figure 10 est un diagramme de forme d'onde associé au mode de réalisation de la figure 9; la figure 11 est un schéma de principe d'un troisième 15 mode de réalisation de la présente invention; la figure 12 est un diagramme de forme d'onde associé au mode de réalisation de la figure 11 $ la figure 13 est une analyse à l' oscilloscope du générateur de tension de la technique antérieure représenté 20 sur la figure 1; la figure 14 est une analyse à l'oscilloscope du mode de réalisation de la figure Il; la figure 15 est un schema de principe d'un quatribme mode de réalisation de la présente invention; la figure 16 est un réseau de résistance que l'on peut utiliser à la place du réseau de résistance de la figure 15; et la figure 17 est une illustration graphique des caractéristiques de réglage de focalisation du mode de réalisation de la figure 15 comparées avec celles du mode de réalisation de la 30 technique antérieure représenté sur la figure 1 et avec la caractéristique idéale. Avant d'entrer dans les détails de la présente invention, il convient de décrire un circuit de retour de spot de la technique antérieure, c'est-àdire un générateur de haute tension continue (appelé également convertisseur à accumulation avec transformateur ou alimentation flyback dans la technique) qui est utilisé couramment dans les récepteurs de télévision en couleurs disponibles dans le commerce et qui est illustré sur la figure 1 Tr désigne un transistor de commutation dont la base et l'émetteur sont reliés à l'enroulement secondaire d'un transformateur T 1 à l'enroulement primaire duquel est appliquée l'impulsion de synchronisation horizontale du récepteur de télévision Le collecteur du transistor Tr est relié a une des extrémités du primaire d'un transformateur T 2 de retour de spot dont l'émetteur est relié à la masse, c'est-àdire au potentiel de référence L'autre extrémité de l'enroulement secondaire du transformateur T 2 est reliée au p 8 le positif d'une batterie Vcc dont le pôle négatif est relié à la masse Une diode d'amortissement D et un condensateur de résonance C sont montés en parallèle avec le circuit collecteurémetteur du transistor Tr Le condensateur de résonance C est monté en parallèle avec un circuit série comprenant une bobine Lh de déviation horizontale et un condensateur Cs de correction de linéarité Aux bornes de l'enroulement secondaire du transformateur T 2 est monté un doubleur de tension 1 comprenant des diodes Dl, D 2 et D 3 montées en série entre une des extrémités de l'enroulement secondaire de T 2 et une borne de sortie , un premier condensateur C 1 monté entre la jonction des diodes D 1 et D 2 et la masse et un second condensateur C 2 monté en parallèle avec la combinaison en série des diodes D 1 D 2 La borne de sortie 5 est reliée à l'électrode postaccélératrice d'un tube à rayons cathodiques, non représenté, dont la capacité est indiquée en Co Dans des applications pratiques, un réseau 4 de résistance est relié à la borne 5 de 30 sortie haute tension à la place de la résistance de charge R. Ce réseau comprend des résistances 41 et 43 de valeur fixe et un potentiomètre 42 monté en série entre les résistantes 41 et 43 pour prélever une tension de sortie continue au point de prise intermédiaire du potentiomètre 42 en vue de son appli35 cation à l'électrode de focalisation du tube à rayons cathodiques. Le montage de la figure I peut être représenté par un circuit équivalent représenté sur la figure 2 o le transistor Tr est représenté par un interrupteur SW, la combinaison en parallèle de la bobine de déviation Lh et de l'enroulement primaire NI du transformateur T 2 de retour de spot est représenté par une inductance L 1, l'inductance de fuite entre l'enroulement primaire N 1 et l'enroulement secondaire N 2 est représentée par une inductance L 2, et la capacité répartie de 10 l'enroulement secondaire N 2 est représenté par une capacité Cd L'opération fermé-ouvert du transistor Tr en réponse aux impulsions de synchronisation horizontale entraîne la circulation d'une impulsion de retour de spot à travers l'inductance Lt et la capacité C ainsi que l'apparition d'un courant parasite d'oscillation qui oscille à la fréquence du neuvième harmonique de l'impulsion de retour de spot dans l'inductance L 2 et la capacité Cd, harmonique auquel les variations de la tension de sortie sont avantageusement faibles. En réponse à la création d'une impulsion de retour de 20 spot, un courant circule à travers la diode Dl et à travers le condensateur C 1 en faisant apparaître une tension Dl au point b de la figure 1 puis continue à travers les diodes D 2 et D 3 et à travers la résistance de charge R pour faire apparaître une tension D 2 aux bornes de la diode D 2 Il en 25 résulte qu'une impulsion de tension ayant une amplitude (Vi + V 2) apparalt au point a En réponse à la fin de l'impulsion de retour de spot, un potentiel inverse apparait dans l'enroulement secondaire N 2, ce qui a pour effet qu'un courant circule à travers le condensateur Cl, la diode D 2 et le condensateur C 2, en faisant passer le potentiel au point c entre les diodes D 2 et D 3 momentanément de Vi à ( 2 V 1 + V 2). Un potentiel continu ( 2 V 1 + V 2) est disponible au point d. Si on tente d'augmenter le nombre de spires de l'enroulement secondaire N 2 pour obtenir une tension de sortie plus élevée, l'inductance de fuite L 2 et la capacitance répartie Cd augmentent toutes deux et le courant parasite d'oscillation s'accorde sur un ordre plus faible des composantes harmoniques. En outre, il faut augmenter la largeur de l'impulsion de retour de spot pour que la composante de courant parasite d'oscillation puisse être accordée sur un harmonique de nombre impair Toutefois, l'augmentation de la largeur de l'impulsion entraîne une diminution de la hauteur de l'impulsion, ce qui fait qu'il est difficile d'obtenir la haute tension voulue. D'autres efforts qui ont été faits jusqu'à présent pour augmenter la tension de sortie ont mis en jeu l'utilisation d'un doubleur 2 de tension du type représenté sur la figure 4 etd'un tripleur 3 de tension du type représenté sur la figure (ces multiplicateurs de tension étant tous deux connus) à 15 la place du doubleur 1 de tension Bien que le doubleur 2 de tension soit supérieur, an ce qui concerne ses performances, au doubleur 1 de tension grâce à l'inclusion d'un condensateur supplémentaire C 3 et d'une diode D 4, l'utilisation du doubleur 2 de tension a montré que la tension de sortie n'augmentait que de 3 à 4 pourcent de la tension obtenue avec le doubleur 1, cettevaleur n'étant pas suffisante pour justifier l'utilisation des éléments supplémentaires Par contre, l'utilisation du tripleur 3 de tension convient pour satisfaire à l'exigence de tension, l'avantage résultant ne justifiant cependant pas la 25 complexité accrue et les cotts entra nés par l'inclusion des condensateurs supplémentaires C 4, C 5 et des diodes D 5, D 6 e En se référant maintenant aux figures 69 95 11 et 15, on voit que l'on y a représenté des modes de réalisation de la présente invention Sur ces dessins, on a utilisé les mêmes 30 références pour désigner des parties ayant des fonctions identiques Sur la figure 6, on a représenté un premier mode de réalisation de la présente invention qui diffère de la figure 1 par le fait qu'il comprend, en outre, une diode Da dont l'anode est reliée à la masse et dont la cathode est reliée au début de l'enroulement du secondaire N 2 du trans- formateur T 2 de retour de spot et au condensateur Cl Le mode de réalisation de la figure 6 peut être représenté par un circuit équivalent représenté sur la figure 7, ce circuit étant similaire au circuit équivalent de la figure 2 sauf que la capacité répartie Cd est remplacée par une combinaison en série d'une capacité Cg qui représente la capacité répartie de l'enroulement secondaire N 2 par rapport à la masse et une faible capacité Ca qui apparalt dans la diode Da lorsque cette dernière est polarisée en sens inverse Il en résulte 10 que la valeur de la capacité du circuit dans lequel prend naissance le courant parasite d'oscillation est sensiblement déterminée par la capacité de la diode Da, ce qui permet d'augmenter la fréquence du courant parasite d'oscillation. En outre, la diode Da sert à augmenter l'impédance à 15 l'endroit de l'extrémité inférieure de l'enroulement secondaire N 2 par rapport à la masse En réponse à une impulsion de retour de spot engendrée de la mame manière que ce qui a été décrit ci-dessus, des impulsions avec des potentiels VI' de polarités opposées apparaissent entre les 20 bornes opposées A et B de l'enroulement secondaire par rapport à un point neutre qui est formé quelque part dans cet enroulement comme indiqué sur la figure 8 La présence du point neutre est avantageuse par le fait qu'il diminue davantage la capacité répartie de l'enroulement secondaire N 2 25 avec pour conséquence une augmentation de la fréquence du courant parasite d'oscillation Du fait que le point neutre de l'enroulement secondaire N 2 est polarisé à une tension continue VI' (qui est à peu près égale à la moitié de la tension V 1 engendrée dans le circuit de retour de spot de la 30 technique antérieure), la hauteur de l'impulsion de retour de spot se trouve réduite à la moitié de celle qu'elle a dans la technique antérieure, ce qui abaisse les exigences en isolation du transformateur, et le noeud C entre les diodes Dl et D 2 passe d'un potentiel 2 V ' à un niveau ( 3 V 1 ' + V 2 ') en réponse 35 à la fin de l'impulsion de retour de spot ainsi qu'après, si V 2 ' correspond à une tension apparaissant aux bornes de la diode D 2 et prend une valeur égale à la moitié de la tension V 2 du circuit de la technique antérieure. Le noeud D entre les diodes D 2 et D 3 est maintenu à un 5 potentiel ( 3 V 1 ' + V 2 ') en l'absence de l'impulsion de retour de spot et est porté à un niveau plus élevé ( 4 V 1 ' + 2 V 2 ') en réponse à une impulsion de retour de spot subséquente Le noeud E à l'endroit de la cathode de la diode D 3 est maintenu au niveau le plus élevé ( 4 V 1 ' + 2 V 2 '). Selon une caractéristique de l'invention, les diodes D 3 et Da de l'invention n'ont à supporter qu'une tension qui est presque égale à la moitié de la tension que doivent supporter les diodes DI, D 2 et D 3 du circuit de la technique antérieure représenté sur la figure I et qui est exactement égal eà la moitié de la tension que doivent supporter les diodes D 1 et D 2 du circuit de la figure 6, tout en conservant les mêmes exigences de tension que dans la technique antérieure en ce qui concerne les condensateurs CI et C 2 Par conséquent, l'inclusion de la diode Da n'affecte pas sensiblement le prix 20 de revient et les dimensions du circuit de retour de spot. Le tableau 1 ci-dessous montre les résultats des essais de comparaison entre le circuit de la figure 6 et les circuits de la technique antérieure des figures 1 et 2 utilisant le même transformateur de retour de spot comportant une inductance 25 de fuite de 25,7 m H Le courant parasite d'oscillation était accordé sur la fréquence du neuvième harmonique de l'impulsion de retour de spot. TABLEAU I 15 FIG 1 FIG 2 FIG 6 Eht O 19,90 k V 20 t 60 k V 23; 90 k V A Eht 4,59 % 5/14 % 4 X 18 % Pf 11/4 psec 11,6 lsec 915 psec Pr 2,80 psec 2,83 psec 2; 22 psec Cd 7,73 p F 7,91 p F 4,87 p F L 1 257 m H 25; 7 m H 25,7 m H Remarque: 25 Ehto: Tension continue de sortie pour un courant de charge nulle. A Eht: Variation de la tension continue de sortie donnée par (Eht O Bhtl) /Eht O x 100 (%)q o Ehtl est la tension continue de sortie pour un courant de charge de lm A. Pf: Largeur de l'impulsion de retour de spot. Pr: Période du courant parasite d'oscillation. Cd: Capacité répartie de l'enroulement N 2. L 1: Inductance de fuite entre Ni et N 2. Selon le tableau 1, la haute tension Ehto pour un courant de charge nulle dans le cas de l'invention était de 23,90 kilovolts et la variation de la tension de sortie était de 4,18 pourcentce qui se comparait favorablement avec ceux des circuits de la technique antérieure Il en est ainsi par suite 35 de la réduction à 4,87 picofarads de la capacité répartie, ce qui est expliqué par la capacité de la diode Da polarisée en sens inverse. Le tableau 1 montre également que la largeur Pf d'impulsion de retour de spot et la période Pr du courant parasite d'oscillation dans le cas de la présente invention sont plus petites que dans le cas des circuits de la technique antérieure. Du fait que ces paramètres de conception peuvent varier en fonction du type de système dans lequel est utilisé le circuit de retour de spot, ces valeurs ne nuisent absolument pas à 10 l'utilité du circuit de la figure 6. Du fait que laplupart des récepteurs de télévision ordinaires sont conçus pour répondre au besoin d'une période de retour de spot comprise entre 11, 0 et 12,0 microsecondes, il convient d'adapter la largeur Pf d'impulsion de retour de 15 spot à la valeur ordinaire de 11,4 microsecondes A cette fin, on a modifié complètement le transformateur T 2 de retour de spot en augmentant le nombre de spires de l'enroulement secondaire N 2 Le tableau 2 montre les résultats des essais de comparaison entre le circuit de retour de spot de la figure 6 utilisant le transformateur de retour de spot modifié et le circuit de retour de spot de la figure 1 dans lequel le transformateur de retour de spot initial et un transformateur de retour de spot modifié sont utilisés. TABLEAU 2 10 FIG 1 FIG 6 ransformateur Transformateur Transformateur Lnitial mdif'i mn_ 4 fiNi 91 spires 75 spires 91 spires N 2 990 spires 990 spires 1240 spireo Eht O 1919 k V 2411 k V 2470 k V A Eht 476 % 10 5 % 420 % Pf 11,4 psec 11,5 Psec 11,6 isec Pr 2; 80 psec 2,82 psec 2,81 psec Pf/Pr 4)07 4 ? 08 4112 Le tableau 2 montre que le circuit de la aux exigences de conception de la plupart des télévision disponibles dans le commerce grace figure 6 répond récepteurs de à une augmentation des nombres de spires de l'enroulement secondaire correspondant à la multiplication du nombre de spires de l'enroulement secondaire du transformateur de retour de spot initial de la figure 1 par un facteur de 1,26 sans que cela nuise au rapport Pf/Pr Si le nombre de spires de l'enroulement secondaire était augmenté sans l'utilisation de la diode Da, la période Pr du courant parasite d'oscillation augmenterait et, par conséquent, 30 il faudrait augmenter en proportion la largeur Pf de l'impulsion de retour de spot pour maintenir constant le rapport Pf/Pr avec, pour résultat, que la tension de sortie désirée Ehto ne serait pas obtenue A des fins de comparaison, on a modifié totalement le circuit de la figure 1 de manière que le nombre de spires de l'enroulement primaire soit ramené de 91 spires à 75 spires comme indiqué dans le tableau 2 Bien que l'on ait obtenu le niveau voulu de la tension de sortie, ceci n'a été qu'au prix d'une augmentation importante de la variation de la tension de sortie On a également observé une augmentation de la densité du flux magnétique entrainant l'apparition d'une quantité exagérée de chaleur dans le noyau en ferrite du transformateur de retour de spot. On peut donner au circuit de retour de spot de la figure 6 une forme symétrique telle que celle représentée sur la figure 9 o les diodes et les condensateurs sont indiqués par des caractères suivis du signe prime De façon plus spécifique, les diodes Dl' et D 3 ' sont reliées sous forme d'un circuit série à une des bornes de l'enroulement N 2 et les diodes D 2 t et Da' sont reliées sous forme d'un circuit série à l'autre borne de l'enroulement de sorte que l'anode de la diode Dl' est reliée à l'endroit d'un noeud, à l'enroulement et la cathode de la diode D 2 ' est reliée à l'enroulement à l'endroit du noeud G Les noeuds K et F dans les combinaisons en série des diodes sont reliés de façon croisée par des condensateurs Cl' 20 et C 2 ' aux noeuds G et H, respectivement En réponse à une impulsion de retour de spot engendrée de la manière décrite à propos de la figure 6, les diodes Dl' et D 2 ' se trouvent polarisées en sens direct par l'intermédiaire des condensateurs et des courants circulent, au point G, à travers les diodes DI' 25 et le condensateur Cl' et à travers la diode D 2 et le condensateur C 2 ', ce qui permet aux tensions Vi d'être emmagasinées dans les condensateurs Cl' et C 2 ' et fait passer le noeud F pendant un temps bref du potentiel de la masse à un niveau supérieur (Vi' + V 2 '),comme représenté sur la figure 10 En 30 réponse à l'absence de l'impulsion de retour de spot, les diodes D 3 ' et Da' se trouvent polarisées en sens direct par l'intermédiaire de la résistance de charge R et des condensateurs C 1 ' et C 2 ', grace à quoi ces condensateurs Cl' et C 2 ' se trouvent chargés aux tensions 2 V 1 o Les noeuds G et H se 35 trouvent ainsi portés aux niveaux de tension continue 2 (V 1 ' + V 2 ') et 2 V 1 ', respectivement Du fait que le condensateur Cl' est chargé à 2 V 1, le potentiel au noeud K et par conséquent au noeud L est porté à un niveau continu ( 4 V 1 ' + 2 V 2 ') Une impulsion subséquente de retour de spot recharge les condensateurs'C 1 ' et C 2 ' dans le sens direct et abaisse pendant un temps bref le noeud G jusqu'à (Vi' + V 2 '), élève pendant un temps bref le noeud H jusqu'à ( 3 V 1 ' + V 2 ') et abaisse pendant un temps bref le noeud K jusqu'au même potentiel que celui du noeud. En raison du montage symétrique, un point neutre est formé au point médian de l'enroulement secondaire N 2 Ce point neutre est polarisé à un potentiel continu ( 2 V 1 ' + 72 ') qui est égal à la moitié de la haute tension continue de sortie ( 4 Vl' + 2 V 2 ') Un autre avantage du montage symétrique est qu'il permet de réduire les tensions appliquées aux condensateurs en en augmentant ainsi la fiabilité On peut donc employer avantageusement des condensateurs bon marché. Un autre mode de réalisation de l'invention est illustré sur la figure 11 et ce mode de réalisation diffère du mode de 20 réalisation de la figure 9 par le fait qu'il comprend, en outre, des condensateurs C 3 ' et C 4 ' qui sont montés en parallèle avec les diodes Dl', D 3 ' et les diodes D 2 t, D 5 ', respectivement. Une diode D 4 t est montée en série avec les diodes DI' et D 31 dans le même sens que ces dernières, et une diode Dat est montée en série avec les diodes D 2 'et D 5 ' dans le même sens que ces dernières, l'agencement étant tel que la haute tension de sortie est trois fois plus grande que la tension disponible directement à l'enroulement secondaire N 2 Dans ce mode de réalisation, le nombre de spires de l'enroulement secondaire est égal à 60 % de celui du mode de réalisation de la figure 4. On peut obtenir une autre réduction dans la composante du courant d'oscillation et dans la variation de la haute tension en permettant au courant parasite d'oscillation d'être engendré à la fréquence du treizième harmonique de l'impulsion de retour 35 de spot Les diverses formes d'ondes apparaissant aux noeuds T, U, V, W, X, Y et Z de ce circuit sont représentées sur la figure 12 Comme on peut le voir sur la figure 12, un point neutre est formé au point médian de l'enroulement secondaire N 2 et ce point neutre est polarisé à la moitié de la haute tension continue de sortie comme sur la figure 9. On va examiner maintenant l'effet que la composante parasite d'oscillation a sur la période de trace horizontale et qui peut nuire au fonctionnement d'un enregistreur vidéo à bande lorsque celui-ci est placé à proximité du récepteur 10 de télévision Cet effet est généralement mesuré sous la forme du pourcentage de courant parasite d'oscillation (B/A) x 100 % en fonction du courant de charge, A et B étant les amplitudes de l'impulsion de retour de spot et de la composante parasite d'oscillation A des fins de comparaison, on a mesuré le pourcentage de courant parasite d'oscillation dans l'appareil des figures 1, 2, 6 et 9 pour des courants de charge de zéro m A, 0,15 m A, 1,00 m A et 1,50 m A Les résultats des mesures sont indiqués dans le tableau 3. Tableau 3 30 FIG 1 FIG 2 FIG 6 FIG 9 FIG 9 * (MA) 0 8,75 % 9,50 % 9,50 % 6,25 % 2,50 % 0,15 8,75 % 3,75 % 2,25 % 2,50 % 1,00 % 1,00 3,75 % 4 > 50 % 1,00 % 1,00 % 1 i 00 % 1,50 5,00 % 6,00 % 1,00 % 1,00 % 1,00 % (* Uncourant de fuite de 100 microampères est évacué par la résistance de charge R pour simuler des conditions de charge réelles). Comme on peut le voir sur le tableau 3, les circuits de retour de spot selon la technique antérieure ont une tendance à diminuer le pourcentage de courant parasite d'oscillation à mesure que le courant de charge augmente jusqu'à ce que ce 5 dernier atteigne un point compris entre 0,15 m A et 1,00 m A. Toutefois, ils présentent une tendance opposée lorsque le courant de charge augmente ensuite Par contre, les circuits de retour de spot des figures 6 et 9 présentent une tendance à diminuer rapidement le pourcentage de courant parasite d'oscillation à mesure que le courant de charge augmente de zéro jusqu'à 0,15 m A puis à diminuer de façon constante le pourcentage de courant parasite d'oscillation avec le courantde charge jusqu'à une valeur aussi basse que 1,00 % On considère que cette réduction notable du pourcentage de courant 15 parasite d'oscillation est le résultat d'une annulation mutuelle des courants de charge qui sont engendrés en réponse aux impulsions de polarités opposées aux bornes opposées de l'enroulement secondaire N 2 La figure 14 montre la réduction notable de la composante de courant parasite d'oscillation du 20 circuit de la figure 9 par rapport a celle du circuit de la technique antérieure de la figure 1 que l'on a représenté sur la figure 13. Du fait que le point neutre de l'enroulement secondaire N 2 est maintenu à la moitié de la haute tension continue de 25 sortie comme décrit à propos des montages symétriques des figures 9 et 11, il est d'un grand intérêt d'utiliser le potentiel continu du point neutre de ces modes de réalisation pour prélever un potentiel plus faible destiné à être appliqué à l'électrode de foaalisation du tube à rayons cathodiques On 30 obtient ce résultat grâce à la présence d'une connexion de prise 6 au point médian de l'enroulement secondaire N 2 comme illustré sur la figure 15 o le multiplicateur de tension de la figure 9 est représenté à des fins d'illustration Le point de prise 6 est relié à une des extrémités d'un réseau 7 de 35 résistancesde division de tension comprenant des résistances R 1, R 2 et R 3 montées en série, la résistance R 2 étant un potentiomètre dont le point de prise est relié à l'électrode de focalisation du tube à rayons cathodiques. Le réseau 7 de résistances agit également comme charge de haute tension et réduit la variation de la tension de sortie ainsi que la composante de courant parasite d'oscillation Un autre avantage important réside dans le fait que, du fait que l'impédance est faible au point de prise de l'enroulement N 2, on peut obtenir une valeur ohmique totale 10 du réseau 7 qui est faible en comparaison de ce que l'on obtient dans le circuit de la technique antérieure de la figure I o la tension de focalisation est prélevée à la borne de sortie 5 Ceci améliore la caractéristique de réglage exact du foyer, laquelle est la courbe du support de 15 la tension de focalisation b la haute tension continue en fonction du courant de charge. Comme on peut le voir sur la figure 17, la courbe I représente la caractéristique que l'on obtient b l'aide du circuit de la figure 15 et qui supporte une comparaison favorable avec la courbe obtenue b l'aide du circuit de la figure 1 Le réglage exact du foyer se trouve en outre amélioré comme indiqué par une courbe II grâce au montage d'une résistance R' entre la connexion de prise 6 et la borne de haute tension de sortie car cette résistance R' se combine avec le réseau 7 pour agir comme un limiteur supprimant les variations de tension aux faibles courant de charge et à la composante de haute amplitude du courant parasite d'oscillation L'effet bénéfique de cet agencement est que la résistance R' et le réseau 7 de résistances peuvent être formés par des éléments de faible valeur ohmique bon marché, ce qui élimine le besoin d'une résistance de fuite coûteuse. Bien que l'on puisse se passer de la résistance de fuite R dans certaines applications, cette résistance est de préférence présente en étant reliée par une connexion en 35 pointillés à la borne de haute tension pour agir en outre 1 o comme un suppresseur des variations de tension et de la composante parasite d'oscillation. En plus de la tension de foealisation, il est préférable de prélever la tension d'écran du tube à rayons cathodiques à l'aide d'un réseau 7 ' de résistances comme représenté sur la figure 16, ce réseau comprenant un potentiomètre R 4 monté en série avec les résistances R 1-R 3. On va donner ci-après un résumé des avantages de la présente invention. 1) La formation d'un point neutre dans l'enroulement secondaire permet de réduire la capacité répartie ce qui, à son tour, permet d'accorder le courant parasite d'oscillation surla fréquence d'une composante harmonique plus élevée de l'impulsion de retour de spot,gr Ace à quoi la variation de la 15 haute tension et la composante parasite d'oscillation se trouve minimisées. 2) L'accord du courant parasite d'oscillation sur la fréquence d'un harmonique plus élevé permet d'obtenir un haut niveau de sortie voulu en courant continu par augmentation du 20 nombre de spires de l'enroulement secondaire du transformateur. 3) En raison de la création de tensions de polarités opposées aux bornes de l'enroulement secondaire, l'amplitude de l'impulsion engendrée dans cet enroulement se trouve réduite à la moitié de l'amplitude de l'impulsion obtenue dans la technique antérieure Ceci assouplit les exigences d'isolement du transformateur de retour de spot et permet une conception compacte et légère. 4) En disposant les diodes et les condensateurs du multiplicateur de tension conjointement avec la diode Da dans 30 un montage symétrique, le point neutre est maintenu à un potentiel qui est à peu près égal à la moitié de la haute tension continue de sortie et on peut utiliser avantageusement ce potentiel de point neutre en reliant un réseau de résistances ayant une valeur ohmique réduite entre le point neutre et la 35 masse en tant que source de tension pour l'électrode de focalisation du tube à rayons cathodiques En raison de la faible impédance de cette source de tension, la tension de focalisation est stabilisée et ne présente pas la dérive qui se produit dans la haute tension par suite d'un vieillissement. La source de tension de focalisation sert également de charge pour le circuit de retour de spot en tant que moyen permettant de réduire les variations de haute tension dans la plage de travail des faibles courants de charge et supprime les composantes de forte amplitude du courant parasite d'oscil10 lation. ) On peut obtenir l'amélioration des performances de réglage exact de la focalisation et la réduction des variations de la tension de sortie ainsi que de la composante parasite d'oscillation grace à la présence d'une résistance de faible 15 valeur entre le point neutre et la sortie haute tension, ce que l'on ne pourrait obtenir autrement qu'au prix d'une résistance de fuite de forte valeur ohmique à prix élevé. La stabilité de la tension de focalisation supprimant la dérive de la haute tension assure une focalisation nette du 20 faisceau de rayons cathodiques pendant une longue période de temps. 6) La réduction du courant parasite d'oscillation améliore la qualité de l'image et supprime les interférences avec les matériels électroniques avoisinants. REVENDICATIONS 1 Générateur de haute tension continue comprenant un transformateur élévateur de tension dans lequel l'enroulement secondaire comporte une première borne reliée par l'intermé5 diaire d'un premier circuit à une borne de haute tension du générateur de haute tension et une seconde borne reliée par l'intermédiaire d'un second circuit à la masse et dans lequel l'enroulement primaire est commandé par un courant qui varie dans le temps pour induire une impulsion de haute tension dans 10 ledit enroulement secondaire en réponse à une variation rapide dudit courant variant dans le temps, le générateur de haute tension susvisé comprenant en outre une pluralité de premières diodes et une pluralité de condensateurs, les diodes et les condensateurs étant disposés de manière à former un multipli15 cateur de tension dans lesdits premier et second circuits pour multiplier l'amplitude de ladite impulsion et pour fournir à ladite borne de sortie une haute tension continue par l'intermédiaire dudit premier circuit, caractérisé par le fait qu'une seconde diode (Da; Da') est montée dans ledit second circuit 20 de manière qu'un courant puisse circuler dans une boucle à travers lesdites premières diodes (Dl-D 3; Dl'-D 3; D 1 '-D 5 t') et dans la seconde diode (Da; Da') en réponse à ladite impulsion de haute tension et que des potentiels de polarités opposées peuvent appara tre aux bornes desdites première et seconde bornes par rapport à un point neutre dudit enroulement secondaire, et par le fait que ladite seconde diode est polarisée de manière à former une capacité en série avec la capacité répartie dudit enroulement secondaire. 2 Générateur de haute tension continue selon la revendication 1, caractérisé par le fait que ledit transformateur (T 2) comporte une inductance de fuite entre lesdits enroulements primaire et secondaire (N 1, N 2) et que ladite inductance de fuite et la combinaison en série desdites capacités forment un circuit oscillant parasite qui est accordé 35 sur la fréquence d'un harmonique de nombre impair de ladite impulsion. 3 Générateur de haute tension continue selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que lesdites première et seconde diodes (Dl'-D 3 ', Da'; D 1 '-D 5 ', Da') et lesdits condensateurs (C 1 ', C 2 '; C 1 '-C 4 ') sont montés de façon symétrique par rapport audit point neutre de sorte que ledit point neutre est maintenu à un potentiel qui est égal sensiblement à la moitié de la tension délivrée à ladite borne de sortie. 4 Générateur de haute tension continue selon la revendication 3, caractérisé par le fait que ledit enroulement secondaire (Na) est pourvu d'une troisième borne ( 6) o se trouve sensiblement ledit point neutre, et par le fait que le générateur comprend un réseau ( 7; 7 ') de résistances de division de tension dont une des extrémités est reliée à la masse et dont l'autre extrémité est reliée à ladite troisième borne ( 6), ledit réseau de résistances divisant un potentiel qui apparait à ladite troisième borne pour engendrer un potentiel approprié destiné à commander l'électrode de 20 focalisation d'un tube à rayons cathodiques, Générateur de haute tension continue selon la revendication 4, caractérisé par le fait que ledit réseau ( 7 ') de résistances fournit en outre une tension appropriée pour commander l'électrode d'écran dudit tube à rayons cathodiques 25 6 Générateur de haute tension continue selon la revendication 4 ou 5, caractérisé en outre par une résistance (R') montée entre ladite troisième borne ( 6) et ladite borne de sortie ( 5). 7 Générateur de haute tension continue selon la revendication 4, caractérisé par le fait que lesdites première et seconde diodes sont divisées de façon égale en des premier et second groupes, les diodes des premier et second groupes étant montées en série dans lesdits premier et second circuits, respectivement, pour permettre au courant de circuler dans une 35 boucle à travers lesdites première et seconde diodes en réponse 2547 1 27 à ladite impulsion,et par le fait que lesdits condensateurs (C 1 ', C 2 ') sont reliés de façon croisée entre lesdits premier et second circuits de telle sorte que chacun desdis condensateurs est relié d'un noeud de chaque groupe à un noeud de l'autre groupe. 8 Générateur de haute tension continue selon la revendication 7, caractérisé en outre par des troisième et quatrième diodes (D 4 ', D 5 ') montées en série avec lesdits premier (Dl', D 3 ') et second (D 2 ', Da') groupes de diodes respectivement et une paire de seconds condensateurs (C 3 ', C 4 ') montés chacun en parallèle avec les diodes montées en série de chaque groupe.