FR 2547477 A1 19841214 FR 8409078 A 19840608 254747 E La présente invention se rapporte d'une façon générale aux démodulateurs multiplex, et concerne plus particulièrement des démodulateurs multiplex stéréophoniques à modulation de fréquence qui conviennent pour un récepteur stéréophonique à modulation de fréquence. Dans la diffusion stéréophonique à modulation de fréquence, il est connu d'utiliser les phases de traitement suivantes du signal ou des phases simi10 laires pour démoduler un signal composite et pour obtenir les signaux de son stéréophonique du canal de gauche et du canal de droite Premièrement, le signal composite est démodulé par un signal de commutation ayant la fréquence de la sous-porteuse, de sorte que le signal composite est démodulé en des signaux de son de canal de gauche et de canal de droite En raison de cette technique de démodulation, ces signaux du canal de gauche et du canal de droite contiennent une composante de transmodulation et cette dernière doit 20 être annulée dans les signaux de son démodulés La dernière phase est généralement une phase de désaccentuation qui est effectuée de manière à ramener les signaux transmis au niveau correct La désaccentuation est nécessaire car c'est la solution générale d'accentuer 25 l'extrémité à haute fréquence du signal avant la transmission. Néanmoins, bien que cette technique connue de démodulation multiplex stéréophonique à modulation de fréquence soit acceptable dans certaines situations, si un fonctionnement à grande amplitude est nécessaire quand la tension de la source d'alimentation est basse, une importante-distorsion inacceptable peut être présente par conséquent, si le démodulateur multiplex stéréophonique à modulation de fréquence connu est alimenté par une batterie, c'est-à-dire une source de tension relativement basse, le niveau du signal doit être maintenu assez réduit, ce qui entraîne des inconvé- nients évidents qui concernent le rapport signal-bruit. Un objet de l'invention est donc de proposer un démodulateur multiplex stéréophonique à modulation de fréquence qui pallie les inconvénients inhérents à la technique antérieure. Un autre objet de l'invention est de proposer un démodulateur multiplex stéréophonique à modulation de fréquence qui peut produire les signaux de son du canal de gauche et du canal de droite avec un rapport 10 signal-bruit excellent et une faible distorsion même lorsqu'il est utilisé avec une source d'alimentation à basse tension. Un autre objet encore de l'invention est de proposer un démodulateur multiplex stéréophonique 15 en modulation de fréquence qui évite la transmodulation entre les éléments de circuit formant-ce démodulateur. Un autre objet encore de l'invention est de proposer un démodulateur multiplex stéréophonique à 20 modulation de fréquence qui peut être réalisé avec avantage sous forme d'un circuit intégré. Un autre objet encore de l'invention est de proposer un démodulateur multiplex stéréophonique à modulation de fréquence qui convient pour un récepteur 25 stéréophonique à modulation de fréauence. Selon un aspect, l'invention concerne donc un démodulateur multiplex stéréophonique à modulation de fréquence qui comporte un circuit de commutation à double équilibrage auquel un signal de commutation 30 est appliqué et un premier circuit miroir de courant qui reçoit à une entrée un signal multiplex stéréophonique composite à modulation de fréquence et dont le signal de sortie est appliqué au circuit de commutation. D'autres circuits miroir de courant reçoivent les 35 signaux de sortie du circuit de commutation et un premier circuit de combinaison de signaux produit une sortie de courant correspondant à la différence entre le courant de sortie de l'un des circuits miroirs de courant et le courant qui circule dans le premier circuit miroir de courant, et un second circuit de combinaison de signaux qui produit également un signal de courant de sortie correspondant à la différence entre le courant de sortie de l'un des circuits miroirs de courant et le courant qui circule dans le premier circuit miroir de courant Ces courants de sortie des circuits de combinaison de signaux sont convertis en une tension, sont désaccentués et correspondent aux signaux de son du canal de gauche et du canal de droite. Tous les éléments de circuit selon l'inven15 tion fonctionnent en courant c'est-à-dire qu'ils ne dépendent pas de la tension et cela veur dire que même si la tension de la source d'alimentation est basse, il est encore possible d'obtenir des signaux de son de canal de gauche et de canal de droite avec 20 une amplitude suffisamment grande, une faible distorsion et un excellent rapport signal-bruit Par exemple, il est apparu qu'un rapport signal-bruit satisfaisant et de bonnes caractéristiques de distorsion peuvent être obtenus même quand la tension de la 25 source d'alimentation est égale à 1,8 V. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre d'un exemple de réalisation et en se référant aux dessins annexés sur lequels: La figure 1 est un schéma d'un démodulateur multiplex stéréophonique à modulation de fréquence selon un mode de réalisation de l'invention, La figure 2 est un schéma d'un mode de réalisation d'un circuit de séparation de canaux qui convient pour le mode de réalisation de la figure 1, et La figure 3 est un schéma d'un autre mode de réalisation d'un circuit de séparation de canaux qui convient pour le circuit de la figure 1. La figure 1 est donc un schéma d'un démodulateur multiplex stéréophonique à modulation de fréquence selon un mode de réalisation de l'invention dans lequel un circuit de commutation 1 à double équilibrage fonctionne comme démodulateur Le circuit de commutation 1 est constitué par des transistors Q 1, Q 2, Q 4, Q 5, connectés de manière que les circuits d'émetteur des transistors Q 1 et Q 2 soient connectés en commun aux circuits de collecteur du transistor Q 3, avec le circuit d'émetteur du transistor Q 3, connecté au potentiel de masse relative par la résistance R 3 De même, les circuits d'émetteurs des 15 transistors Q 4 et Q 5 sont connectés en commun et au potentiel de masse relative par le circuit collecteur-émetteur du transistor Q 6 et de la résistance R 6 qui est connectée dans le circuit d'émetteur du transistor Q 6 Le transistor Q 6 fonctionne comme une source 20 de courant constant en connectant son conducteur de base à une source de tension V 6 connectée au potentiel de masse relative Dans ce circuit de commutation à double équilibrage, les circuits de base des transistors Q 1 et Q 5 sont conndctés ensemble et les conducteurs de base des transistors Q 2 et Q 4 sont connectés ensemble, le circuit de collecteur du transistor Q 1 étant connecté au circuit de collecteur du transistor Q 4 et de même, le circuit de collecteur du transistor Q 2 est connecté au circuit de collecteur du transistor Q 5. Le transistor Q 3 et la résistance R 3 font partie d'un premier circuit 10 miroir de courant ou circuit miroir de courant principal qui comporte également un transistor Q O dont le circuit d'émetteur est connecté au potentiel de masse relative par la résistance R O 35 dont le circuit de base est connecté au circuit de base du transistor Q 3 dans la configuration connue d'un circuit miroir de courant Le circuit de collecteur du transistor QO est relié à son circuit de base pour obtenir une attaque de base constante de manière bien connue Le transistor QO forme le côté d'entrée du circuit miroir de courant 10 et le transistor Q 3 forme l'un de ses côtés de sortie En plus du transistor Q 3 formant un côté de sortie du circuit miroir de courant 10, un transistor Q 23 forme un autre côté de sortie du circuit miroir de courant 10 et son circuit d'émetteur est connecté à la masse relative par une résistance R 23; un transistor Q 43 forme un autre côté de sortie du ctircuit miroir d'émetteur 10 et son circuit d'émetteur est connecté au potentiel de masse relative par la résistance R 43 Dans le circuit miroir de courant 10, les circuits de base des transis15 tors Q 3, Q 23 et Q 43 doivent tous être connectés en commun au circuit de base du transistor Q O qui forme le transistor du côté d'entrée et le circuit miroir de courant 10 utilise un potentiel de masse relative comme potentiel de référence. Le signal stéréophonique à modulation de fréquence multiplexé qui doit être démodulé est représenté comme une source de signal de courant constant Sc connectée pour attaquer le circuit de collecteur du transistor Q O formant le côté d'entrée du circuit miroir de courant 10 Le circuit de commutation 1 à double équilibrage reçoit un signal de commutation d'une source 538 de signal de commutation connectée à la connexion de base commune des transistors Q 2 et Q 4 et à la connexion de base commune des transistors Q 1 30 et Q 5. Dans ce mode de réalisation d'un démodulateur multiplex stéréophonique à modulation de fréquence, le signal composite représenté comme étant produit par le générateur Sc de signal constant produit un courant 35 d'entrée ic sur le transistor de côté d'entrée Qo du circuit miroir de courant 10 et ce signal composite 254747 Z peut être représenté par: ic = (G + D) + (G-D) sin W t ( 1) o G reprsente le signal de son du canal de gauche, Do G représente le signal de son du canal de gauchdroite et D représente le signal de son du canal de droite et 5 X représente la pulsation de la sous-porteuse Dans ce cas, elle est égale à 23 tx 39 k Hz En outre, le signal ic de l'équation ( 1) ci-dessus est appliqué sur une composante continue dont le niveau dépend des valeurs de tensions spécifiques choisies, mais les composantes continues des circuits de collecteurs des transistors Q 3 et Q 6 sont choisies pour être égales entre elles La source de signal de commutation est prévue pour fournir un signal de commutation ayant une fréquence de sous-porteuse de 38 k Hz, synchronisé 15 avec la fréquence du signal pilote de 19 k Hz. Le signal de courant il provenant du circuit de commutation équilibré I est appliqué à un autre circuit miroir de courant 11 constitué par des transistors Qll, Q 12 et Q 16 dont les circuits de base sont connectés en commun et dont le circuit de base commun est attaqué ou verrouillé à une tension voulue en connectant le circuit de collecteur du transistor Q 16 à la connexion de base commune des trois transistors Qll, Q 12 et Q 16 Le courant de sortie du miroir de courant 11 est amplifié par un amplificateur différentiel 13 constitué par des transistors Q 13 et Q 14 dont les circuits de collecteurs sont connectés en commun à la source de courant constant Q 15, connectée au potentiel de masse-relative Le circuit de base du transistor Q 13 de l'amplificateur différentiel 13 est connecté au circuit de connecteur du transistor Qll qui forme le côté d'entrée du circuit miroir de courant 11 et le circuit de base du transistor Q 14 est connecté à une connexion commune entre la cathode de la diode D 1 et l'anode de la diode D 2 Le circuit de collecteur du transistor Q 13 de l'amplificateur différentiel 13 est connecté à une tension de référence Vcc appliquée à la borne T 1 et d'une façon similaire, le circuit miroir de courant 11 est connecté par les circuits d'émetteur respectifs des transistors Qil, Q 12, Q 16 et les résistances respectives R 11, R 12 et R 16 à la tension de référence Vcc De plus, le circuit d'émetteur du transistor Qll est connecté en parallèle avec un condensateur Cll et une résistance Rll pour réduire la possibilité d'oscillation du circuit miroir de 10 courant 11. Le collecteur du transistor Q 14 formant l'autre moitié de l'amplificateur différentiel 13 est connecté au collecteur du transistor Q 16 qui est également connecté au circuit de base commune du circuit miroir de courant 11 Cette connexion du collecteur du transistor Q 14 constitue la sortie de l'amplificateur différentiel 13 qui fonctionne de la manière connue pour produire un signal de sortie représentant la différence entre les deux entrées. 20 A cet égard, l'autre entrée est le circuit de base des transistors Q 14, connectée au point commun des diodes D 1 et D 2 Les diodes D 1 et D 2 sont également connectées à une source de courant constant Q 9 qui est aussi connectée au potentiel de masse relative. 25 Ainsi, un circuit en série est formé de la diode D 1 dont l'anode est connectée à la tension de référence Vcc à la borne T 1 et dont la cathode est connectée à l'anode de la diode D 2 dont la cathode est connectée au potentiel de masse relative par la source de courant constant Q 9 Le point de connexion commun des diodes D 1 et D 2 est connecté pour maintenir une tension à la base du transistor Q 14 de l'amplificateur différentiel 13 Par conséquent, le circuit miroir de courant 11 et l'amplificateur différentiel 13 coopèrent pour produire un courant de sortie amplifié, de sorte que par un choix du rapport des résis'-ances R 11 et R 12, le courant de sortie du transistor Q 12 peut être contrôlé à volonté Plus particulièrement, le rapport entre le courant de collecteur I 11 du transistor Qll et le courant de collecteur I 12 du transistor Q 12 peut être représenté par: Ill: I 12 = 1: ( 2) Dans le mode de réalisation de la figure 1, T est déterminé pour être égal à 23 t/( 7 r-2). Un circuit de combinaison de courant 21 est prévu pour produire l'un des signaux de sortie 10 voulus et il est constitué par des transistors Q 21, Q 22 et Q 24 qui coopèrent avec le transistor Q 23 qui a été décrit comme faisant partie du circuit miroir de courant principal 10 Les circuits de collecteur et les circuits d'émetteur,des transistors Q 21 et Q 22 sont connectés en commun et les circuits d'émetteurs communs sont connectés à la masse par le circuit collecteurémetteur du transistor Q 23 et la résistance R 23 consituant le circuit de collecteur du transistor Q 23 Le transistor Q 23 forme l'un des côtés de sortie 20 du circuit miroir de courant 10 et par conséquent, le circuit de base du transistor Q 23 est connecté au circuit de base commune des transistors Q 0, Q 3, Q 43 de sorte que le courant qui circule dans le circuit de collecteur du transistor Q 23 est le courant de sortie 25 Ic qui est la réplique du courant d'entrée Ic C'est le signal de courant complexe ou composite produit par la source de signal de courant Sc Le transistor Q 24 fait également partie du circuit de combinaison de courant 21 et son circuit d'émetteur est connecté au circuit de collecteur du transistor Q 12 qui est le côté de sortie du miroir de courant 11, également connecté au circuit de collecteur commun des transistors Q 21 et Q 22 du circuit de combinaison de courant 21. L'attaque de base du transistor Q 24 est fixée par 35 des diodes D 1 et D 2 connectées en série et elle est connectée à la cathode de la diode D 2 pour être reliée à la source de courant constant Q 9 La sortie du circuit de combinaison de courant 21 est prélevée au circuit de collecteur du transistor 24, elle est connectée au potentiel de masse relative par un circuit parallèle d'un condensateur C 24 et d'une résistance R 24 Le condensateur C 24 assure la désaccentuation et la résistance produit une tension de sortie. Ainsi, la tension de sortie à la borne T 21 représente le signal de son du canal de droite démul10 tiplexé et démodulé L'invention concerne également un circuit de gauche identique au circuit de droite pour produire le signal du canal de droite, c'est-à-dire un circuit miroir de courant 31, correspondant au circuit miroir de courant 11, qui coopère avec un ampli15 ficateur différentiel 33 correspondant à l'amplificateur différentiel 13 et un circuit de combinaison de courant 41 correspondant au circuit de combinaison de courant 21 Plus particulièrement, le circuit miroir de courant 31 est constitué par des-transistors Q 31, 20 Q 32 et Q 36 dont le circuit d'émetteur correspondant est connecté par une résistance d'émetteur respective R 31, R 32 et R 36 à la tension de référence Vcc à la borne T 1 Les circuits de base des transistors Q 31, Q 32, Q 36 sont connectés en commun avec le circuit de base amenés 25 à un niveau de tension en connectant les circuits des collecteurs et des bases ensemble dans le transistor Q 36 Le courant de sortie du miroir de courant est amplifié par l'amplificateur différentiel 33 constiutué par des transistors Q 33 et Q 34 dont les émetteurs sont 30 connectés en commun au potentiel de masse relative par une source de courant constant Q 35 Le circuit de collecteur du transistor Q 33 est rapporté à la tension Vcc et le circuit de collecteur du transistor-Q 34 qui représente la sortie de l'amplificateur différentiel 35 33 est connecté au collecteur du transistor Q 36. Une entrée de l'amplificateur différentiel 33 est reliée au circuit de base du transistor Q 34 et au 2547477. point de connexion entre les diodes D 1 et D 2, comme le circuit de base du transistor Q 14 du premier amplificateur différentiel 13 tandis que l'autre entree est le circuit de base du transistor Q 33, avec le courant de sortie Il du circuit de commutation 1. Le circuit de base du transistor Q 33 est également connecté au circuit de collecteur du transistor Q 31 qui est le côté d'entrée du circuit miroir de courant 31 et qui reçoit le signal de courant de sortie du 10 circuit de commutation équilibré 1. Le circuit de combinaison de courant 41 est constitué par des transistors Q 41, Q 42 et Q 44 coopérant avec le transistor Q 43 qui forme le côté de sortie du circuit miroir de courant 10 Comme dans 15 le circuit de combinaison de courant 21, les circuits de collecteur des transistors Q 41 et Q 42 sont connectés en commun de même que les circuits d'émetteur, les circuits de collecteur recevant le signal de sortie de courant amplifié du circuit miroir de courant 31. Les circuits d'émetteur communs sont connectés au potentiel de la masse par le circuit collecteur-émetteur du transistor 43 et la résistance 43 formant le côté de sortie du circuit miroir de courant principal 10. La base du transistor Q 41 est connectée au circuit de 25 base du transistor Q 21 du circuit de combinaison de courant 21 et les deux sont attaqués par un signal de commutation provenant du générateur de signal de commutation 538 L'attaque de base du transistor Q 42 est connectée à l'attaque de base du transistor Q 22 30 du circuit de combinaison de courant 21, et sont toutes deux commandées par un autre signal de sortie de commutation du générateur du signal de commutation 538 La sortie du canal de gauche est donc produite par le circuit de collecteur du transistor Q 44 à la borne T 41 qui est connectée à la masse par une combinaison parallèle d'un condensateur C 44 et d'une résistance 1 1 R 44 Le condensateur C 44 assure la désaccentuation et la résistance R 44 produit une tension de sortie à partir du signal de courant. Ainsi, dans le mode de réalisation de l'invention représenté sur la figure 1 et décrit en détail ci-dessus, un circuit de commutation de démodulateur 1 du type à double équilibrage reçoit un signal de commutation de démodulation produit par un générateur de signaux 538 et il est connecté pour recevoir un signal de courant composite ic produit en utilisant un circuit miroir de courant 10 attaqué par la source Sc de signaux stéréophoniques multiplex en modulation de fréquence Les sorties du circuit de commutation de démodulateur sont appliquées aux canaux respec15 tifs de gauche et de droite formé chacun avec un circuit miroir de courant et un amplificateur différentiel, les signaux de courant de sortie des circuits miroir de courant étant combinés dans des circuits respectifs de combinaison de courant 21 et 41. Le mode de réalisation de la figure 1 fonctionne de la manière suivante Etant donné que le signal de courant composite ic produit par la source de signal constant Sc est appliqué par le circuit miroir de courant 10 aux circuits d'émetteurs des transistors 25 Q 1 et Q 2 et que le signal de commutation provenant de la source de signal de commutation 538 est appliqué aux circuits de base des transistors Q 1 et Q 2, une démodulation par commutation est effectuée dans le circuit de commutation 1 Ainsi, dans les circuits de collecteur des transistors Q 1 et Q 2, un signal de courant Il et I 2 circule, pouvant s'exprimer par: il = + 2, L + 2 R 2 X 2 t, ( 3) i 2 = 7 + 2 R x 2 L 2 ' 2 t ( 4) Ces expressions des signaux des canaux de gauche et de droite sont obtenues d'après la littérature bien connue En outre, au moment o les courants il et i 2 sont produits parce que les composantes continues 5 des courants de collecteurs des transistors Q 3 et Q 6 ont une même amplitude et parce que les courants des collecteurs des transistors Q 1 et Q 2 sont commutes en polarités opposées par rapport aux courants de collecteurs des transistors Q 4 et Q 5, en raison des connexions respectives au générateur de signal de commutation '538, les courants de collecteurs synthétisés des transistors Q 1, Q 4, Q 2 et Q 5 ne contiennent aucune composante du signal de commutation c'est-à-dire qu'ils ne contiennent aucune composante du signal du circuit 15 de commutation à 19 k Hz produt par le générateur 538. Par conséquent, le signal de courant i 2 représenté dans l'équation ( 4) est appliqué au circuit miroir de courant 11 et étant donné que la base du transistor Q 14 est connectée à la masse par la diode D 1 20 et à la source de courant constant Q 9, c'est-à-dire qu'elle est couplée à la masse en courant alternatif, les transistors Q 13 et Q 14 fonctionnent comme un amplificateur différentiel 13 de sorte que le courant de base i 2 du transistor Q 13 provenant du circuit de commutation 1 est amplifié par l'amplificateur différentiel 13 et appliqué par le transistor Q 16 aux transistors Qll et Q 12 comme leur courant de base. Il en résulte donc que les transistors Qll et Q 12 fonctionnent comme un circuit de miroir de courant 11, avec le transistor Qll comme côté d'entrée Par conséquent, étant donné que le signal de courant i 2 est appliqué au transistor Q 11 du côté d'entrée et étant donné vue les courants des collecteurs Qll et Q 12 sont déterminés par l'équation ( 1) ci-dessus, un signal 35 de courant amplifié 'Ti 2 circule dansle circuit de collecteur du transistor Q 12, représentant le côté de sortie du miroir de courant 11. En outre, étant donné que le transistor Q 23 est l'un des côtés de sortie du circuit miroir de courant 10, comprenant le transistor Q O comme côté d'entrée, un signal de courant de sortie ic provenant du circuit de combinaison de courant 21 circule dans le circuit de collecteur du transistor Q 23 Etant donné que l'un ou l'autre des transistors Q 21 et Q 22 est débloqué par le signal de commutation provenant du 10 générateur de commutation 538, le signal de courant ic circule dans le circuit de collecteur de l'un correspondant des transistors Q 21 ou Q 22. Ainsi, le signal de courant i 24 qui correspond à la différence entre le signal de courant ri 2 15 du transistor Q 12 du circuit miroir de courant 11 et le signal de courant ic qui circule par les transistors Q 21 ou Q 22 sous l'effet du circuit miroir de courant 10 circule dans le circuit d'émetteur du transistor Q 24 Ce courant de différence i 24 peut être représenté 20 de la manière suivante: i 24 = i 2 ic ( 5) 2 x (Xe 2 R + = 2 L) i 24: 2 2 X 2 t 2 ( (L + R) + (L R) sin Ut R -(L R) sin Wt ( 6) = 2 Etant donné que le circuit de base du transistor Q 24 est connecté à la masse par la source de courant constant Q 9 et les diodes Dl et D 2 en couplage alternatif, le transistor Q 24 fonctionne dans la configuration de base commune et le signal de courant i 24 circule par le circuit d'émetteur du 35 transistor Q 24 et il est disponible à la borne de sortie T 21 comme signal de son du canal de droite. Ce signal de courant i 24 est représenté comme une tension en T 21 par la résistance R 24 connectée entre le circuit de collecteur du transistor Q 24 et le potentiel de masse relative Comme cela a été indiqué ci-dessus, une désaccentuation de la sortie est généralement nécessaire et par conséquent, le condensateur C 24 est connecté en parallèle avec la résistance R 24, la composante du signal de sous-canal de pulsations est dérivée et le signal du canal de droite D apparaît à la borne T 21 La désaccentuation par le 10 condensateur C 24 n'est nécessaire seulement que si le signal émis initialement a été accentué avant l'émission, car il est généralement connu d'accentuer le signal émis dans la plage des hautes fréquences, car ces signaux à haute fréquence tendent à être atté15 nués davantage pendant la transmission Par conséquent, une certaine désaccentuation est souhaitable sur le côté du récepteur, comme celle produite par le circuit constituée par le condensateur C 24 de la figure 1. La relation entre les signaux des canaux 20 de gauche et de droite G et D respectivement, dans le signal de courant il est oppoésée à celle décrite ci-dessus pour le signal de courant i 2 et par conséquent, le signal de canal de gauche G est développé à la borne T 41 pratiquement de la même manière Là, égale25 ment, une désaccentuation est assurée par le condensateur C 44 connecté entre le circuit de collecteur du transistor Q 44 et le potentiel de la masse L'amplificateur différentiel 33 attaque le circuit miroir de courant 31 de manière que les courants appropriés puissent être combinés dans le circuit de combinaison de courant 41 pour produire le signal de sortie à la borne T 41 et cette opération est identique à celle décrite ci-dessus en regard de l'amplificateur différentiel 13 et du circuit miroir de courant 11 fonc35 tionnant conjointement avec le circuit de combinaison de courant 21. Ainsi, aux bornes T 41 et T 21, apparaissent les signaux de son des canaux de gauche et de droite G et R respectivement, qui sont démodulés sélectivement à partir du signal de courant composite ic par le circuit de commutation 1, dans lesquels la composante de transmodulation est pratiquement annulée En outre, une désaccentuation des signaux de tension de sortie est assurée. Ainsi, selon l'invention, étant donné que tous les éléments des circuits fonctionnent en courant, et non par des références de tension, même si la tension Vcc de la source d'alimentation à la borne T 1 est basse, il est possible d'obtenir les signaux de son voulus G et D avec une amplitude relativement grande, 15 une faible distorsion et un bon rapport signal-bruit. Il est apparu au cours d'essais avec le circuit de la figure 1 qu'un rapport signal-bruit satisfaisant et une distorsion acceptable peuvent être obtenus même si la tension de la source d'alimentation est 1,8 V. 20 Etant donné que l'invention décrite cidessus en regard de la figure 1 fonctionne dans le domaine des courants, si le démodulateur multiplex stéréophonique en modulation de fréquence décrit est formé comme un circuit intégré, même si les valeurs de 25 chacun des éléments-ne sont pas identiques, par exemple si le gain en courant direct hfe des paires complémentaires de transistors ne sont pas égaux, la caractéristique de transmodulation n'est pas affectée et reste excellente Ainsi, une caractéristique 30 essentielle du démodulateur multiplex stéréophonique à modulation de fréquence selon l'invention est sa facilité d'adaptatin pour être réalisé comme un circuit intégré. En outre, lorsqu'il y a lieu de régler la 35 séparation des canaux dans ledémodulateur multiplex stéréophonique à modulation de fréquence, il suffit de régler la valeur de la résistance R 3 pour modifier l'amplitude du signal de courant de sortie ic, comme l'indique l'équation ( 2) ci- dessus Différents modes de réalisation pour obtenir une valeur variable de résistances R 23 sont possibles et la figure 2 représente les transistors de sortie Q 23 et Q 43 qui constituent les côtés de sortie du circuit miroir de courant 10, connectés avec leurs résistances respectives R 23 et R 43 au potentiel de la masse par une résistance variable VR Le réglage de cette résistance variable VR permet 10 de régler la séparation entre les signaux des canaux de gauche et de droite Un effet similaire est obtenu au moyen du circuit de la figure 3 dans lequel, au lieu de la connexion en série de la figure 2, la résistance variable VR est connectée en parallèle avec les résistances d'émetteur respectives R 23 et R 43 des transistors Q 23 et Q 43 du circuit miroir de courant 10. L'invention concerne donc un démodulateur multiplex stéréophonique à modulation de fréquence 20 qui peut produire des signaux de son des canaux de gauche et de droite avec un excellent rapport signalbruit et une faible distorsion, même si la tension de la source d'alimentation est basse En outre, le démodulateur multiplex stéréophonique à modulation de fréquence ne présente pas une caractéristique inacceptable de transmodulation lorsqu'il est réalisé sous la forme du circuit intégré. Bien entendu, diverses modifications peuvent être apportées par l'hommae de l'art au mode de réalisa30 tion décrit et illustré à titre d'exemple nullement limitatif sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1 Appareil de démodulation d'un signal multiplex stéréophonique en modulation de fréquence, caractérisé en ce qu'il comporte un générateur de signal ( 538) produisant un signal de commutation dont la fréquence est liée à une fréquence porteuse desdits signaux multiplex stéréophoniques modulés en fréquence, un circuit de commutation ( 1) à double équilibrage connecté pour recevoir ledit signal de commutation provenant dudit générateur de signal, un premier circuit miroir de courant ( 10) qui reçoit ledit signal multiplex stéréophonique en modulation de fréquence pour produire à partir de ce dernier un signal de courant de sortie appliqué audit circuit de commutation de manière que ledit circuit de commutation produise un premier et un second signaux de sortie de courant correspondant, un second et un troisième circuits miroir de courant ( 11,31) connectés respectivement pour recevoir ledit premier et ledit second signaux de courant de sortie provenant dudit circuit de commutation et produisant chacun un signal de courant de sortie respectif qui en découle, un premier circuit de combinaison de signaux ( 21) qui produit un signal de sortie en courant correspondant à la différence entre ledit signal de courant de sortie dudit second circuit miroir 25 de courant et ledit signal de courant de sortie dudit premier circuit miroir de courant et un second circuit de combinaison de signaux ( 41) destiné à produire un signal de courant de sortie correspondant à la différence entre ledit signal de courant de sortie dudit troisième 30 circuit miroir de courant et ledit signal de courant de sortie dudit premier circuit miroir de courant. 2 Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un premier et un second amplificateurs différentiels ( 13,33) associés respectivement avec ledit second et ledit troisième circuits miroir de courant pour que ledit second et ledit troisième circuits miroir de courant produisent des signaux de courant de sortie amplifiés appliqués respectivement auxdits premier et second circuits de combinaison de signaux. 3 Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit premier et ledit second amplificateurs différentiels ( 13, 33) comportent chacun une entrée qui reçoit un signal de courant de sortie 10 respectif provenant dudit circuit de commutation et une autre entrée couplée par un courant alternatif au potentiel de la masse relative par un circuit à diodes. 4 Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit premier et ledit second circuits de combinaison de signaux comprennent un dispositif de réglage de séparation (VR) pour contrôler la séparation entre le signal de courant de sortie respectif dudit premier circuit de combinaison de 20 signaux et dudit second circuit de combinaison de signaux. Appareil selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit dispositif de réglage de séparation consiste en un élément de résistance 25 variable (VR) connecté en série entre le premier et le second dispositif de combinaison de signaux et le potentiel de masse relative. 6 Appareil selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit dispositif de réglage de séparation consiste en une résistance variable (VR) connectée en parallèle avec ladite première et ladite seconde résistances fixes et leur combinaison en parallèle étant connectée entre ledit premier et ledit second dispositifs de combinaison de signaux et 35 le potentiel de la masse relative. 7 Appareil de démodulation d'un signal multiplex stéréophonique à modulation de fréquence, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de commutation ( 1) comprenant des éléments de transistors à double équilibrage connectés pour recevoir un signal de Commutation dont la fréquence est liée à une fréquence porteuse dudit signal multiplex stéréophonique modulé en fréquence, un premier circuit miroir de courant ( 10) qui reçoit ledit signal multiplex stéréophonique modulé en fréquence et qui produit à partir de ce dernier un signal de courant de sortie appliqué 10 audit circuit de commutation, ledit circuit de commutation produisant à partir de ce signal un premier et un second signaux de courant de sortie, un second et un troisième circuits miroir de courant ( 11,31) connectés respectivement pour recevoir ledit premier 15 et ledit second signaux de courant de sortie dudit dispositif de commutation pour produire à partir de ces derniers un signal de courant de sortie respectif, un premier circuit de différence de signaux ( 21) qui produit un signal de courant de sortie correspondant 20 à la différence entre ledit signal de courant de sortie dudit second circuit miroir de courant et ledit signal de courant de sortie dudit premier circuit miroir de courant et un second circuit de différence de signaux ( 41) produisant un signal de courant de sortie corres25 pondant à la différence entre ledit signal de courant de sortie dudit troisième circuit miroir de courant et ledit signal de courant de sortie dudit premier circuit miroir de courant. 8 Appareil selon la revendication 7, carac30 térisé en ce qu'il comporte en outre un premier et un second amplificateurs différentiels ( 13,33) associés respectivement avec ledit second et ledit troisième circuits miroir de courant pour que ledit second et ledit troisième circuits miroir de courant produisent 35 des signaux de courant de sortie amplifiés qui sont appliqués respectivement auxdits premier et second circuits de différence de signaux. 9 Appareil selon la revendication 8, caractérisé en ce que ledit premier et ledit second amplificateurs différentiels ( 13,33) comportent chacun une entrée pour recevoir un signal respectif-de courant de sortie dudit circuit de commutation et avec chacun une seconde entrée couplée en courant alternatif au potentiel de la masse relative par une diode (D 1,D 2). Appareil selon la revendication 7, caractérisé en ce que ledit premier et ledit second circuits 10 de différence de signaux ( 21,41) comprennent un dispositif (VR) pour régler la séparation entre ledit signal de courant de sortie dudit premier circuit de différence de signaux et ledit signal de courant de sortie dudit second circuit de différence. 11 Appareil selon la revendication 10, caractérisé en ce que ledit dispositif de réglage de séparation consiste en un élément de résistance variable (VR) connecté en série avec ledit premier circuit de différence de signaux et le potentiel de masse 20 relative. 12 Appareil selon la revendication 10, caractérisé en ce que ledit dispositif de réglage de séparation consiste en des éléments de résistance variable (VR) connectés en parallèle avec un premier 25 et un second éléments de résistance fixe, leur combinaison en parallèle étant connectée entre ledit premier et ledit second circuits de différences de signaux et le potentiel de masse relative. 13 Démodulateur destiné à produire des 30 signaux de son des canaux de gauche et de droite à partir d'un signal multiplex composite stéréophonique modulé en fréquence, caractérisé en ce qu'il comporte un premier circuit miroir de courant ( 10) avec un c 6 té d'entrée et un côté de sortie et recevant ledit 35 signal stéréophonique composite modulé en fréquence sur ledit côté d'entrée pour produire plusieurs signaux de courant de sortie correspondants identiques, un circuit de commutation ( 1) qui reçoit l'un au moins desdits plusieurs signaux de courant de sortie dudit circuit miroir de courant et qui reçoit un signal de commutation dont la fréquence est liée à une fréquence porteuse dudit signal multiplex stéréophonique composite modulé en fréquence pour produire un premier et un second signaux composites de courant de sortie, un second circuit miroir de courant ( 11) dont une entrée reçoit ledit premier signal de courant de sortie provenant dudit circuit de commutation pour produire sur son côté de sortie un signal de courant correspondant, un troisième circuit miroir de courant ( 31) dont un côté d'entrée reçoit ledit second signal de courant de sortie dudit dispositif de commutation pour produire sur son côté de sortie un signal de courant correspondant, un premier circuit de différence de courant ( 21) qui produit un signal de courant de sortie correspondant à la différence entre ledit signal de courant de sortie dudit second circuit miroir de courant et l'un desdits 20 plusieurs signaux de courant de sortie provenant du côté de sortie dudit premier circuit miroir de courant et un second circuit de différence de courant ( 41) qui produit un signal de sortie de courant correspondant à la différence entre un signal de courant de sortie dudit troisième circuit miroir de courant et l'un desdits plusieurs signaux de courant provenant dudit côté de sortie dudit premier circuit miroir de courant. 14 Appareil selon la revendication 13, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un premier 30 et un second amplificateurs différentiels ( 13,33) associés respectivement avec ledit second et ledit troisième circuits miroirs de courant pour que ledit second et ledit troisième circuits miroir de courant produisent des signaux de courant de sortie amplifiés 35 respectifs appliqués respectivement audit premier et audit second circuits de différence de courant. Appareil selon la revendication 14, caractérisé en ce que ledit premier et ledit second amplificateurs différentiels comportent chacun une entrée qui reçoit un signal de courant de sortie respectif dudit circuit de commutation et une autre entrée couplée en courant alternatif avec le potentiel de la masse relative par une diode. 16 Appareil selon la revendication 13, caractérisé en ce que ledit premier et ledit second 10 circuits de différence de courant comprennent un dispositif de réglage de séparation (VR) pour contrôler la séparation entre les sorties respectives dudit premier circuit de différence de courant et dudit second circuit de courant 17 Appareil selon la revendication 16, caractérisé en ce que ledit dispositif de réglage de séparation consiste en un élément de résistance variable (VR) connecté en série entre ledit premier et ledit second circuits de différence de courant et le potentiel de 20 masse relative. 18 Appareil selon la revendication 16, caractérisé en ce que ledit dispositif de réglage de séparation consiste en un élément de résistance variable (VR) connecté en parallèle avec ledit premier 25 et ledit second éléments de résistance fixes, et leur combinaison parallèle étant connectée entre ledit premier et ledit second circuits de différence de courant et le potentiel de masse relative.