FR 2541055 A1 19840817 FR 8312909 A 19830804 La présente invention concerne des systèmes asservis et plus particulièrement une boucle asservie réglée ou contrôlée pour établir et maintenir la vitesse dans un moteur à courant continu sans balais, et un procédé pour arrêter le rotor à une orientation angulaire particulière. Des moteurs à courant continu sont fabriqués comme comprenant un élément de rotor comprenant des aimants permanents ayant plusieurs pôles nord et pôles sud espacés successivement L'aimant permanent est disposé à proximité d'un élément de stator fixe ayant plusieurs enroulements ou bobinages pour produire des champs magnétiques lorsqu'un courant y est conduit En excitant sélectivement les bobinages, ils produisent des champs magnétiques qui impartissent des forces sur les champs magnétiques émanant des pôles de l'aimant de rotor pour produire la rotation du rotor De façon connue, des détecteurs à effet Hall sont situés en relation fixe aux bobinages et disposés à proximité de l'aimantdu rotor pour détecter la position relative des pôles sur l'aimant du rotor Les signaux des détecteurs à effet Hall sont utilisés pour mettre en phase l'excitation des bobinages pour produire un fonctionnement efficace du moteur. Il est connu de contrôler la vitesse de tels moteurs en comparant la fréquence de rotation de ceux-ci à une fréquence connue telle que celle issue d'un oscillateur stable et de régler de façon adaptive les paramètres d'entraînement du moteur pour éliminer l'erreur de fréquence entre eux De façon typique, les sorties de tels systèmes asservis ou de contrôle sont appliquées pour ajuster soit le potentiel de polarisation des détecteurs de commutation à effet Hall soit le potentiel d'alimentation au circuit d'attaque ou de commande du bobinage. La présente invention est un système d'asservissement simplifié comprenant un microprocesseur pour accomplir la comparaison de phase et le filtrage de la boucle d'asservissement des détecteurs à effet Hall pour permettre la commutation des signaux et la rotation du rotor, et des circuits d'attaque du bobinage Le contrôle de la vitesse est effectué en contrôlant la durée des impulsions d'attaque du bobinage du stator Le début des impulsions d'attaque du bobinage du stator est retardé du point normal de commutation (à savoir la transition du détecteur à effet Hall) proportionnel au signal d'erreur de vitesse et la fin des impulsions d'attaque est déterminée par les transitions du détecteur à effet Hall Le signal d'erreur est traité numériquement dans le microprocesseur par l'intermédiaire du logiciel pour produire une fonction asservie d'ordre II ou du type II de manière qu'il n'y ait pas d'erreurs accumulées. Durant le démarrage du moteur, la conmmication des signaux d'attaque aux bobines du stator est contrôlée substantiellement par les signaux du détecteur à effet Hall de sorte que le couple maximum soit imparti au rotor La vitesse de démarrage est contrôlée pour anticiper le moment o la vitesse souhaitée sera atteinte La fréquence de changement de la vitesse du rotor est calculée pour chaque cycle du signal du détecteur à effet Hall pour prévoir à quel cycle particulier le rotor atteindra la vitesse de verrouillage Les bobines sont excitées pour produire le couple maximum jusqu'à ce que le cycle particulier qui verrouille la vitesse soit accompli, auquel point le système entre en mode asservi dans lequel les durées des impulsions d'attaque sont réduites pour maintenir la vitesse du rotor constante et le verrouillage de phase avec un signal de référence de fréquence constante. Puisque l'accélération du rotor (c'est-à-dire le couple d'entraînement) est substantiellement changée de façon instantanée, le verrouillage de phase est accompli en un minimum de temps réduisant efficacement la période de démarrage. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'invention et dans lesquels: la figure 1 est un diagramme partiellement sous forme schématique et partiellement sous forme de blocs d'un moteur à courant continu sans balais et du circuit d'attaque ou de commande pour celui-ci selon la présente invention; la figure 2 est un diagramme dans le temps montrant les formes d'onde d'attaque ou de commande aux points divers du système de la figure 1 lorsque les impulsions d'attaque sont respectivement commutés par les détecteurs à effet Hall; la figure 3 est un schéma d'un circuit d'attaque en courant de la bobine du stator; la figure 4 est un schéma-bloc du circuit pour accomplir les fonctions prévues par le microprocesseur de la figure 1; la figure 5 est un diagramme dans le temps concernant la fonction de prédiction de la vitesse verrouillée du circuit de la figure 4; la figure 6 est un diagramme dans le temps des formes d'onde d'attaque produites par les circuits des figures 1 et 4 lorsque le système fonctionne verrouillé en phase à une fréquence stable de référence; et la figure 7 est un schéma-bloc d'un circuit analogue pour accomplir la fonction de filtrage asservi du microprocesseur de la figure 1. L'invention va être décrite dans le cadre d'un lecteur de disque pour reproduire des signaux à partir par exemple des disques vidéo Le moteur à courant continu à contrôler est du type sans balais et est utilisé pour entraîner le plateau de lecture Les bobines du stator du moteur sont en relation fixe à la base du lecteur Le rotor du moteur comprend un aimant permanent ayant plusieurs pôles nord et pôles sud en alternance successive disposés radialement autour d'un-arbre concentrique et en relation fixe à celui-ci Deux détecteurs à effet Hall sont montés en relation fixe à la base et situés à proximité du rotor pour détecter la position relative des pôles du rotor par rapport aux bobines du stator. En se référant à la figure 1, le stator 10 d'un moteur à courant continu sans balais comprend des première et seconde bobines 13 et 14 de stator reliées en série et qui sont disposées spatiallement à 180 degrés par rapport à l'axe de rotation du rotor Des troisième et quatrième bobines 11 et 12 de stator reliées en série sont disposées spatiallement respectivement à 90 degrés des bobines 13 et 14 par rapport à l'axe du rotor Les bobines 13 et 14 du stator sont positionnées pour être en relation identique, physiquement, aux pôles de rotor identiques sur les côtés opposés de l'axe du rotor De façon similaire, les enrou- lements des bobines sont agencés pour produire des champs électromagnétiques identiques par rapport aux pôles du rotor sur les côtés opposés de l'axe pour un courant d' excitation donné De façon similaire, les bobines du stator 11 et 12 sont disposées pour être en relation identique aux pôles de rotor identiques sur les côtés opposés de l'axe du rotor. Un premier circuit d'attaque en courant 17 sensible aux signaux de contrôle PA sur la liaison 29 est relié aux bobines 13 et 14 reliées en série à la liaison 33 pour y produire un courant de bobine d'une première polarité Un second circuit d'attaque en courant 19 sensible aux signaux de commande PB sur la liaison 30 produit un courant de bobine par l'intermédiaire de la liaison 34 de polarité opposée aux bobines 13 et 14 reliées en série. De façon similaire, des circuits d'attaque en courant 18 et 20 sensibles aux signaux de commande PC et PD sur les liaisons 31 et 32 produisent des courants dirigés de façon opposée à travers les bobines 11 et 12 de stator reliées en série Les circuits d'attaque en courant 17, 18, 19 et 20 sont en phase les uns par rapport aux autres pour produire des champs électromagnétiques dans les bobines de stator qui interagissent avec le champ magnétique produit par l'aimant de rotor pour impartir la rotation au rotor comme cela est connu dans les moteurs à courant continu sans balais de l'art antérieur. Dans un autre mode de réalisation, les circuits d'attaque 17 et 19 sont prévus en circuit d'attaque du type à pont unique-qui sera décrit cidessous par rapport à la figure 3 De façon similaire, les circuits d'attaque 18 et 20 sont prévus en un circuit d'attaque du type à pont unique. Les signaux de commande PA, PB, PC et PD sont des signaux impulsionnels rectangulaires Lescircuits d'attaque 17 20 intègrent ces impulsions de commande. Pour des impulsions de commande relativement longues, par exemple de 90 degrés électriques, les circuits d'attaque d'intégration saturent rapidement et sortent des impulsions d'attaque sensiblement rectangulaires aux bobines Par ailleurs, pour de courtes impulsions de commande les circuits d'attaque sortent des signaux triangulaires dont l'amplitude est proportionnelle à la largeur de l'impulsion de commande. En se référant de nouveau à la figure 1, deux détecteurs à effet Hall 15 et 16 sont agencés en relation fixe au stator pour produire des signaux de commande ou de contrôle pour commuter les impulsions d'attaque aux bobines pour produire la rotation dans le sens des aiguilles d'une montre du rotor Les détecteurs à effet Hall sont positionnés angulairement pour produire des signaux qui sont électriquement déphasés de 90 degrés. Dans la présente discussion, on supposera que les détecteurs à effet Hall comprennent un circuit leur per- mettant de produire des signaux carrés ayant des amplitudes à niveau logique. Les signaux HI et H 2 des détecteurs à effet Hall et 16 sont appliqués à un microprocesseur 22 Le microprocesseur 22, sensible aux signaux HI et H 2, produit quatre signaux en phase PA, PB, PC et PD pour exciter les circuits d'attaque de bobines Le temps de cycle du microprocesseur est suffisamment rapide pour qu'il n'y ait aucun retard substantiel entre la transition du détecteur à effet Hall et les transitions des signaux de commande PA-PD excepté lorsque le retard est inclus de façon intentionnelle Dans l'application au lecteur de vidéodisque, le microprocesseur peut être auto- cadencé en utilisant un cristal 21 ou cadencé par une fréquence par exemple de 3,579545 M Hz disponible à partir du circuit de traitement du signal -vidéo dans le lecteur. La figure 2 montre les relations dans le temps des signaux des détecteurs à effet Hall, des impulsions de commande PA-PD et le signal d'attaque en courant dans les bobines 13 et 14 lorsque le système fonctionne en mode de démarrage Durant le démarrage, les bobines de stator sont excitées pour produire le couple maximum qui amène l'attaque ou la commande des bobines de stator 13 et 14 pour 90 degrés électriques avec un premier courant de polarité, ensuite elles attaquent les bobines de stator 11 et 12 pour 90 degrés avec le premier courant de polarité Les bobines 13 et 14 sont ensuite attaquées pour 90 degrés par un courant de polarité opposée après quoi les bobines 11 et 12 sont attaquées pour 90 degrés par le courant de polarité opposée. En figure 2, la forme d'onde 25 substantiellement sinusoïdale est le signal produit par le détecteur à effet Hall 15 lui-même De façon similaire, le détecteur à effet Hall 16 produit un potentiel 26 substantiellement sinusoïdal qui est retardé de 90 degrés par rapport au signal du détecteur à effet Hall 15 Les signaux 25 et 26 sont détectés à leur passage à zéro pour produire les signaux logiques carrés respectifs HI et H 2 qui sont disponibles aux connexions 27 et 28 Les signaux HI et H 2 sont examinés de façon répétée par le microprocesseur, lequel, sensible aux transitions de ceux-ci, produit les signaux PA-PD Pour chacune des périodes du signal HI les signaux de commande PA-PD ont des périodes d'un quart de cycle définies par les transitions des signaux HI et H 2. Chaque période d'un quart de cycle correspond aux 90 degrés électriques Sensibles aux signaux de commande PA-PD, les circuits d'attaque en courant sortent des impulsions de courant substantiellement d'un quart de cycle coïncidant avec les impulsions de commande respectives Les formes d'onde de courant d'attaque OA (OB) sont montres o les fronts de montée et de descente des impulsions de courant sont en forme de rampe à cause de la caractéristique d'intégration des circuits d'attaque 17 et 19. On évaluera facilement que, lorsque le rotor augmente en vitesse angulaire, la période des signaux HI et H 2 diminue et les période des impulsions de commande PA-PD sont réduites de façon concomitante. La figure 3 illustre un circuit d'attaque en courant du type à pont pour attaquer deux bobines de stator 13 ' et 14 ' Dans le circuit, le transistor pnp 40 ayant des électrodes émetteur et collecteur reliées respectivement au potentiel d'alimentation positif et à la connexion 34 ' et le transistor npn 42 ayant les électrodes de collecteur et d'émetteur reliées respectivement entre la connexion 33 ' et le potentiel d'alimentation relative- ment négatif, sont amenés simultanément à la conduction par le transistor amplificateur séparateur de phase 46. L'amplitude du courant conduit par le transistor 42 est proportionnelle au potentiel appliqué à la base du transistor 46 Lorsque les transistors 40 et 42 sont amenés à conduire par le transistor 46, du courant circule de la droite vers la gauche (sur la figure) dans les bobines de stator 13 ' et 14 ' De façon similaire, le transistor pnp 41 relié entre l'alimentation positive et la connexion 33 ' et le transistor npn 43 relié entre la connexion 34 ' et l'alimentation négative sont amenés à une conduction- simultanée par le transistor amplificateur séparateur de phase 47 Des diodes 45 et 44 sont reliées en série dansies circuits collecteurs des transistors 40 et 41 pour isoler le transistor pnp qui n'est pas ordinairement conducteur à partir des points ou pics de potentiel qui peuvent être créés par l'inductance de la bobine. Les transistors amplificateurs 46 et 47 sont amenés à conduire par les amplificateurs différenciels 49 et 48, respectivement L'amplificateur différenciel 49 est sensible à un signal de commande PB' aplliqué à son entrée inverse par l'intermédiaire de la connexion 29 ', o PB' est complémentaire au signal de commande PD illustré en figure 2 L'amplificateur différenciel 48 est sensible à un signal de commande PA' appliqué à sa borne d'entrée inverse par l'intermédiaire de la connexion 30 ', o le signal de commande PA' est complémentaire au signal de commande PA Ainsi, les transistors 40, 42 et les transistors 41, 43 conduisent à l'exclusion de chacun d'eux. On notera que l'amplificateur 49 ( 48), les transistors 46 et 42 ( 47 et 43) comprennent un amplifica- teur composite à contre-réaction négative capacitive 50 ( 51) Cet agencement est sous forme d'uncircuit intégra- teur classique pour permettre les caractéristiques d'intégration préalablement mentionnées. La figure 4 est un schéma-bloc d'une réalisation matérielle d'un mode de réalisation de la présente inven- tion, et dont la description du fonctionnement servira à expliquer d'une façon générale le fonctionnement du microprocesseur 22 de la figure-1 La commande du moteur en courant continu-est accomplie en trois modes: démarrage, vitesse verrouillée, et diminution de la vites- se vers l'arrêt Le mode de démarrage a été décrit de façon générale préalablement En référence à la figure 2, les quatre signaux de commande PA-PD sont représentatifs des quatre états logiques des signaux HI et H 2 des deux détecteurs à effet Hall On réalisera qu'il est relative- ment possible, de façon connue, de programmer le micro- processeur 22 pour produire les signaux de commande sensibles aux signaux d'entrée Hl et H 2 En figure 4, les quatre signaux de commande PA-PD sont produits par le circuit délimité par les traits en pointillé 106 et comprenant les quatre portes ET 82-85 à trois entrées. Une entrée de chacune des portes ET 82-85 est excitée à partir de la porte OU 86, dont la sortie est à un niveau logique haut durant le démarrage Les seconde et troisième entrées des portes ET reçoivent les combinaisons nécessaires des signaux HI et H 2 et leurs compléments Hi et H 2 pour produire sélectivement les états des signaux de commande illustrés en figure 2 de la manière conven- tionnelle Les signaux de sortie des portes ET 82 et 83 et des portes ET 84 et 85 sont appliqués aux commutateurs à bornescroisées 81 qui contrôlent effectivement la direction de courant appliqué aux bobines de stator. L'état des commutateurs à bornes se croisant est contrôlé par l'état de sortie de la porte ET 107 lequel état est maintenu à un niveau logique bas durant le démarrage de manière que la phase relative des signaux de commande PA-PD reste constante. Durant le démarrage, le système contrôle successivement le signal de sortie du détecteur à effet Hall 15 pour déterminer si le rotor approche de la vitesse de verrouillage Dans le lecteur de vidéodisque, la vitesse de verrouillage est de 450 tours par minute ou 7,5 Hz L'aimant du rotor est configuré avec quatre jeux de pôles nord et sud Ainsi, pour chacun des quatre cycles du signal de commande HI du détecteur à effet Hall, à la vitesse de verrouillage, il y a huit cycles d'un signal de 60 Hz Pour des vitesses de rotor de plus ou moins que les vitesses de verrouillage, il y a plus ou moins que huit cycles de signaux de 60 Hz Le système compte succes- sivement le nombre de cycles de signaux de 60 Hz par quatre périodes du signal du détecteur à effet Hall Quand huit cycles d'impulsions de 60 Hz par révolution sont détectées la différence entre elles étant exactement huit cycles d'un signal de 60 Hz durant la dernière révolution est mesurée La valeur de différence est utilisée pour réduire la durée d'impulsion des signaux de commande PA-PD pour tendre à empêcher la fréquence de rotation du rotor de dépasser la fréquence de verrouillage De cette manière, le système anticipe le moment o la vitesse de verrouillage apparaîtra et réduit l'accélération du rotor pour le cycle du détecteur à effet Hall auquel le rotor atteindra la vitesse de verrouillage. En figure 4, le circuit entouré par les traits pointillés 110 contrôle la vitesse de démarrage Dans ce circuit, des diviseurs 63 et 100 et un compteur 98 divisent vers le bas l'horloge du système de 3,58 M Hz pour produire des impulsions apparaissant à 60 Hz (En figure 1, les interruptions du système à microprocesseur sont produites à 60 Hz) Les impulsions de 60 Hz, présentes sur la connexion 66 cadencent le compteur 101 Le compteur 101 est agencé pour émettre une impulsion ayant une durée d'une période de 60 Hz pour toutes les huit impulsions d'horloge Le signal de sortie du compteur 101 est appliqué à la borne d'entrée du circuit de verrouillage 97. Le signal Hi du détecteur à effet Hall est divisé dans le circuit diviseur 102 pour produire une impulsion de sortie pour tous les quatre cycles du détecteur à effet Hall, ce qui équivaut à une impulsion de sortie par révolution du rotor Les impulsions de sortie du diviseur 102 sont appliquées pour remettre à zéro le compteur 101 et pour verrouiller la sortie du compteur 101 dans le circuit 97 Si huit impulsions d'horloge du signal de 60 Hz sont apparues durant une révolution du rotor, la connexion de sortie 93 du circuit de verrouillage 97 sera à un état haut Si plus ou moins que huit impulsions d'horloge de 60 Hz sont apparues, la sortie du circuit de verrouillage 97 sera dans un état logique bas Durant le démarrage, l'état de sortie de niveau logique bas sur la connexion 93 est inversé par l'inverseur 87 et appliqué à la porte OU 86 En réponse au signal inversé, la porte OU 86 émet un niveau logique haut comme préalablement supposé dans la description du fonctionnement du circuit 106 Par ailleurs, lorsque la sortie du circuit de verrouillage 97 est à un niveau haut, la commande du circuit 106 retourne au circuit restant de la figure 4. Le circuit anticipe le moment,o le rotor atteindra la vitesse verrouillée en déterminant successi- vement de combien la durée d'une rotation est plus grande que la durée d'exactement huitcyclesde l'horloge de 60 Hz. On suppose que le compteur 98 est un compteur à huit bits avec une logique combinatoire agencée pour remettre à zéro le comptage sur la 156 ème impulsion d'entrée Au circuit de la figure 4, cette impulsion de remise à zéro produit le signal d'horloge de 60 Hz du système. Nominalement, lorsque le compteur 101 compte les signaux d'horloge de 60 Hz, la transision des signaux de 60 Hz ne coïncidera pas avec la sortie de remise à zéro du compteur 102 qui correspond à une transition du signal HI/4 du détecteur à effet Hall On suppose que-le compteur 101 déclenche ou compte en réponse à la transition positive du signal de 60 Hz Les formes d'onde de la figure 5 illustrent une relation typique entre le signal de 60 Hz et le signal H 1/4 lorsque le rotor approche de la vitesse verrouillée Les nombres adjacents à la transition positive du signal-de 60 Hz indiquent le point auquel le compteur 101 est incrémenté On peut voir qu'il y a sept cycles complets du signal de 60 Hz plus la quantité B n+An entre des impulsions successives du signal Hl/4, c'est-à- dire pour une révolution du rotor Chaque cycle du signal de 60 Hz représente un comptage de 156 par le compteur 98 Au temps t O le compteur 98 contiendra bien un comptage ou nombre binaire correspondant à A Le comptage ou compte restant pour compléter une période de Hz est par conséquent 156-A ou B Un peu n n d'arithmétique montre que la valeur par laquelle Bni +An diffère de 156 est égaleà àAn-An_, Ainsi, en soustrayant des valeurs successives du nombre résidant dans le compteur 98 à l'instant d'apparition des signaux de remise à zéro de H 1/4, le temps auquel le rotor accomplira la vitesse verrouillée peut être prédit Pour un système donné on peut déterminer de façon statistique qu'une fois le nombre An-A 1 entre dans une gamme particulière, le rotor atteindra la vitesse verrouillée durant la révolution suivante et la valeur du nombre An-Ain 1 est représentative d'une façon générale de l'un des quatre cycles du détecteur à effet Hall durant lequel le verrouillage apparaît. En se référant de nouveau à la figure 4, le comptage dans le compteur 98 est saisi et stocké dans la mémoire 96 Le compte An est également appliqué à l'additionneur 95 o il est différentiellement additionné au compte précédent An-1 disponible de l'élément de mémoire 96 pour produire la différence An-An 1 * Ce nombre est appliqué au décodeur 94 Lorsque la valeur de A n-An_ 1 est dans la gamme requise représentative de l'approche de la vitesse verrouillée durant la révolution suivante du rotor, le décodeur produit une sortie pour programmer le compteur 90 Le compteur 90 compte les cycles du signal HI du détecteur à effet Hall et produit une sortie pour le cycle de Hl auquel la vitesse verrouillée est anticipée et règle la bascule du type flip-flop 89 qui place le système dans le mode de vitesse verrouillée (La mémoire 96, l'additionneur 95, le décodeur 94 et le compteur 90 sont tous synchronisés par le contrôleur 91 qui est sensible au signal HI et à la fréquence de référence). Il est à noter que durant le temps que le circuit de verrouillage 97 va au niveau haut et que le système accomplit le mode de vitesse verrouillée, la porte ET 88, ayant des première et seconde bornes d'entrée reliées aux bornes de sortie des circuits de verrouillage 97 et 89, et ayant une borne de sortie reliée à une autre borne d'entrée de la porte OU 90, maintient le potentiel de sortie de la porte OU 86 au niveau haut jusqu'à ce que le mode de vitesse verrouillée soit activé. Le circuit délimité par les traits en pointillé 105 13 2541055 accomplit la fonction d'asservissement de la vitesse verrouillée Le fonctionnement de ce circuit sera décrit en référence à la figure 6 Les éléments de ce circuit sont désignés d'une manière généralement représentative d'un organigramme représentatif du fonctionnement du microprocesseur de la figure 1 en mode de vitesse verrouillée Dans le mode de vitesse verrouillée la relation de phase du signal HI du détecteur à effet Hall est déterminée par rapport au front de montée des impulsions du signal de référence de 60 Hz à quatre périodes par révolution, c'est-à-dire, durant chaque cycle du signal du détecteur à effet Hall Ceci est effectué en démarrant un compteur 61, qui compte les signaux de 3,58 M Hz divisés, à la transition négative du signal HI et en arrêtant le compteur au front de montée-de l'impulsion de 60 Hz. Le nombre dans le compteur est représentatif de l'erreur de phase En se référant à la figure 6, la forme d'onde W indique la période de comptage La largeur de l'impulsion W allant positive est la période de détection de phase et a une largeur maximum de 250 cycles d'un signal d'horloge de 49 K Hz (c'est-à-dire 3,58/72 M Hz) Le comptage de 256 représente une erreur de phase de 40 degrés électriques. Lorsque le signal HI est verrouillé en phase avec la fréquence de référence, le nombre dans le compteur est 127 Ainsi, pour déterminer si le signal Hlest avancé ou retardé à partir de la conduction verrouillée, le nombre 127 stocké dans le mémoire 67 est soustrait ( 68) du nombre dans le compteur Une différence positive indique que la phase de Hi est avancée par rapport à la relation de phase souhaitée et une différence négative indique qu'elle est retardée Comme dans un système asservi analogique, le signal d'erreur est filtré pour assurer la stabilité du système en boucle fermée Cependant, dans le présent dispositif, le filtrage est effectué de façon numérique en ( 69) et sera décrit plus en détail ci-dessous en-référence à la figure 7. Le système accomplit une arithmétique à complément à deux et par conséquent d'égales différences positives et négatives seront représentées par des nombres binaires différents Puisque le signe de l'erreur a été déterminé, il est avantageux de déterminer la valeur absolue ( 72) du nombre pour faciliter un traitement ultérieur L'avance ou le retard de la phase du rotor est accompli en déterminant la durée des courants d'attaque appliqués aux bobines de stator, laquelle phase est accomplie sous le contrôle du bit de signe du signal de différence filtré Ainsi, des incréments ou décréments égaux dans la vitesse du rotor seront effectués par des signaux d'attaque égaux Des différences négatives en complément à deux sont par conséquent converties en nombres positifs pour être traitées ultérieurement dans le même canal que les différences positives. Pour un fonctionnement doux ou régulier du moteur à courant continu en mode de vitesse verrouillée, il est avantageux d'attaquer les bobines du stator par des signaux d'attaque triangulaires plutôt que par des impulsions rectangulaires La commande d'attaque est accomplie en contrôlant la largeur des impulsions de commande PA-PD qui sont subséquemment intégrées par les circuits d'attaque des bobines Parce que la fonction d'intégration affecte l'amplitude des signaux des circuits d'attaque, l'énergie d'attaque appliquée aux bobines de stator est proportionnelle au carré du changement dans la largeur d'impulsion dusignal de commande Afin de tenir compte du facteur carré, la fonction racine carrée 73 est accomplie sur le signal d'erreur. La racine carrée du signal d'erreur est alors utilisée pour contrôler la largeur des impulsions de commande PA-PD Ceci est accompli en retardant le front de montée des impulsions de commande respectives produites par le circuit 106 En figure 4, la racine carrée du signal d'erreur est dirigée aux bornes d'entrée de programmation J d'un compteur programmable 76 Le compteur produit une = sortie après que les nombres programmés des cycles d'horloge ont été comptés Le signal émis du compteur est appliqué par l'intermédiaire de la porte OU 86 pour activer les portes ET 82-85 produisant des impulsions de commande Le compteur émet un signal quatre fois par cycle de HI, chaque signal de sortie étant retardé de la transition du front de montée d'un signal de 120 Hz ( 60 hz-x 2) par une quantité proportionnelle au signal d'erreur Plus grand est 2 e sigaalde différence auquel le compteur est programmé, plus courte sera la période de retard produite dans le compteur et plus large seront les impulsions de commande PA-PD Les lignes en trait fantôme dans les formes d'onde PA- PD montrées en figure 6 indiquent la région de variabilité dans les impulsions de commande, laquelle région est située à leurs fronts de montée Il sera à noter que même pour le signal d'erreur non filtré de zéro le système doit produire des impulsions d'attaque pour surmonter le ralentissement fonctionnel du système mécanique Il en résulte que le système peut produire les impulsions d'attaque lorsque la vitesse du moteur est de façon précise correcte Il s'ensuit que les impulsions d'attaque tendront à être en phase à une vitesse du moteur alternativement en avance et en retard. La fréquence d'horloge comptée par le compteur de retard 76 est déterminée par la révolution souhaitée du système Plus la fréquence est élevée plus précis est le retard imposé à la résolution du signal d'erreur de programmation ou ligne 75 En figure 4, la fréquence - d'horloge est de 3,58 M Hz divisés par 6 x N Il est à noter également que le comptage de programmation est chargé dans le compteur 76 par le signal de référence de Hz (actuellement 2 x 60 Hz) par l'intermédiaire du monostable 77 relié à l'entrée PE du compteur 76 Puisque le signal de 60 Hz initialise le processus de calcul de l'erreur de phase, il est nécessaire de monter un circuit à retard 79 dans le signal d'entrée PE pour permettre au calcul d'-erreur-d'être accompli Les calculs apparaissent cependant de façon suffisamment rapide pour que le retard n'affecte pas de façon significative les largeurs d'impulsion de commande PA-PD ou on peut en tenir compte en incluant une constante dans le signal d'erreur Il est également à noter que la sortie du compteur 76 n'a aucun effet sur le circuit 106 générateur d'impulsions durant le démarrage puisque la sortie de la porte OU 86 est maintenue de façon constante à un niveau haut en vertu du signal du circuit de verrouillage 97. En se référant à la figure 7, le fonctionnement du filtre d'asservissement 69 va être décrit Les blocs dans cette figure représentent soit un élément matériel numérique conventionnel dans une réalisation du circuit de la fonction soit un processus ou procédé implanté par le logiciel dans un système à base de microprocesseur. -Les flèches représentent la direction et la séquence de l'écoulement du signal Les cercles sont des soustracteurs et additionneurs numériques comme indiqué, et les blocs désignés par la lettre -E sont des éléments à retard qui impartissent un retard d'un échantillon Les éléments du système sont supposés pour fonctionner par une logique à complément à deux. Pour l'application aux vidéodisques, le moteur de la table tournante (celui-ci étant asservi) apporte deux pôles au système d'asservissement en boucle fermée. Le premier pôle est effectivement à une fréquence d'infi nité négative et le second est à un demi-Hz Le croisement au gain unité doit apparaître à approximativement 4 Hz, fréquence à laquelle la fonction de transfert du système doit présenter une pente de pas plus que 20 décibels par décade de fréquence pour garantir la stabilité du système. Le système de la figure 7 comprend un multi- plicateur de gain 113, un différenciateur 110, un filtre 111 agissant sur la pente de la courbe de réponse en fréquence et un intégrateur 112 Le signal est appliqué au filtre à la connexion 114 et est disponible du filtre au circuit de signe 70 à la connexion 131 Le multiplicateur décale 17 2541055 simplement la représentation binaire du signal de trois places vers la gauche et ajoute trois zéros aux trois emplacements des bits de poids inférieurs des nombres binaires Que le nombre soit positif ou négatif (arithmé- tique à complément à deux), ceci sera indiqué par le présence d'un zéro ou un un dans la position du bit de poids supérieur (MSB) On peut montrer que l'opération sur les nombres appliqués à la connexion 114 par le processus de filtrage n'affectera pas le MSB Par conséquent, pour déterminer le signe 70 du nombre filtré, tout ce qui est exigé est d'examiner le MSB à un ou zéro. On peut également montrer que le circuit de filtrage comprenant les éléments 110, 111 et 112 produit une fonction de transfert donnée par H(z) =( 63/64 z 1)( 1 332 Z 1 ( 1) ( 1 Z 1)( 1 3/4 Z 1) dans la notation de transformation Z Traduit au domaine de fréquence le circuit apporte des zéros à 1/2 Hz et 1 Hz et des pâles à zéro et 8,7 Hz En incorporant les pâles apportés par le moteur, la fonction de transfert en boucle fermée a une pente de 40 décibels par décade de zéro à 1 Hz Le pâle à 1/2 Hz apporté par le moteur est contre-réacté par le zéro apporté par le filtre La réponse du système change à 1 Hz à cause du zéro y apporté par le filtre réduisant la pente de la réponse du système à 20 db par décade Au pâle de 8,7 Hz, la réponse change de nouveau à une chute de 40 db par décade. Pour décrire plus spécifiquement la fonction de filtrage, chaque échantillon x(n) du signal d'erreur est divisé en 120 par 32 et soustrait en 121 de lui-même pour produire le terme 31/42 x(n) Ce terme est stocké en 123 pour une période d'échantillon et soustrait en 122, 124 de l'échantillon suivant successif pour produire l'échantillon modifié: x(n) 31/32 x (n 1) = y(n). ( 2) Les échantillons y(n) sont divisés par quatre en 125 et soustraits en 126 de y(n) pour produire le terme 3/4 y(n) qui est ajouté par contreréaction en 124 au terme 31/32 x(n), ce qui donne y(n) = x(n) + 31/32 x(n1) + 3/4 y(n-1) ( 3) Les échantillons y(n) sont divisés en 127 par 64, intégrés discrètement en 128 129 et ajoutés par contre-réaction en 130 à y(n) L'intégration est accomplie en ajoutant en 128 successivement chaque échantillon y(n)/64 à la somme accumulée des échantillons retardés chacun d'une période d'échantillon, c'est-à-dire N 2 y(n-l)/64 o N est le nombre d'échantillons précédant y(n). La sortie du filtre O (n) à la connexion 131 est O (n) = y(n) + I y(n-i) /64 ( 4) i Les équations 2, 3 et 4 peuvent être combinées *pour résoudre la sortie O (n) en fonction des échantillons d'entrée x(n) mais il est plus simple et plus signifi- catif d'utiliser la notation Z illustrée dans l'équation 1. L'arrêt -du moteur est accompli en commutant en arrière le système au mode de commutation du détecteur à effet Hall avec les phases de PA, PB, PC et PD inversées. En référence à la figure 4, ceci équivaut à commuter simplement les commutateurs 81 à points croisés ou en croix. Le rotor sera hors synchronisme avec la fréquence de référence, le circuit de verrouillage 97 ira vers le niveau bas et les impulsions d'attaque seront produites dans le circuit 106 seulement en réponse aux signaux HI et H 2 des détecteurs à effet Hall Lorsque le rotor vient au repos, le système doit être désexcité pour l'empêcher d'accélérer dans la direction inverse. Dans la mise en oeuvre du microprocesseur, le mo- -ur éstretardé en inversant les phases de PA-PB et PC-PD par l'intermédiaire du logiciel et en produisant les formes d'onde d'impulsion sensibles à la détection des transitions dans les signaux HI et H 2 Les impulsions d'attaque PA-PD sont chacune d'une durée de 90 degrés assurant la décélération maximum Le microprocesseur détermine le moment o le rotor a une rotation inverse en contrôlant les-transitions successives des formes d'onde HI et H 2 Une transition positive du signal HI quand H 2 est à un niveau haut ou une transition négative du signal H 2 quand HI est à un niveau haut, indique un renversement de phase dans l'aimant du rotor et ainsi un renversement de la rotation du moteur A ce point, tout courant d'attaque aux bobines de stator peut être cessé Cependant, le rotor peut glisser-pendant un temps long non souhaitable avant de venir au repos Pour empêcher un tel glissement, l'attaque du statorravant et inverse,est appliquée pour stopper activement le moteur. Afin que le système d'entre pas dans un mode oscillatoire continu, une routine particulière est activée Lorsque la rotation inverse du rotor est détectée, les phases des signaux d'attaque PA-PD sont amenées à une attaque en avant et simultanément un compteur (non montré) est activé Les impulsions d'attaque en avant sont produites en réponse aux transitions de HI et H 2 et polarisées de manière tendant à stopper la rotation inverse du rotor. Lorsque la direction de rotation est de nouveau inversée (à la direction en avant), le contenu du compteur est proportionnel au temps exigé pour produire une inversion du rotor Les phases des signaux d'attaque sont de nouveau inversées pour décélérer la rotation en avant mais l'attaque des bobines est appliquée pour seulement trois quarts du temps indiqué dans le compteur Durant la période d'attaque destrois quarts du temps, la rotation inverse et de ce fait le rotor entre en période-de glissage. Les phases des signaux d'attaque sont de nouveau commutées avec attaque totale appliquée jusqu'à ce que la rotation s'inverse de nouveau et le temps exigé est de nouveau compté L'attaque inverse est de nouveau appliquée pour trois quarts de la dernière période indiquée Cette routine est répétée jusqu'à ce que le rotor vienne au repos En résumé, le moteur est ralenti en appliquant des impulsions d'attaque en phase inverse jusqu'à ce que la rotations 1 nverse c'est-à-dire à une rotation dans le sens inverse des aiguilles d'une montre CCW Les bobines sont alors attaquées pour une rotation dans le sens des aiguilles d'une montre CW jusqu'à l'inversion ou changement de marche du rotor La phase des bobines est de nouveau inversée pour la rotation dans le sens contraire des aiguilles d'une montre et le temps est contrôlé jusqu'à l'inversion ou changement de marche du rotor Les bobines sont alors en phase pour une rotation dans le sens des aiguilles d'une montre et attaquées pour un intervalle de trois quarts du dernier intervalle d'attaque dans le sens contraire des aiguilles d'une montre Après que le rotor s'inverse, les bobines sont attaquées dans le sens contraire des aiguilles d'une montre jusqu'à l'inversion du rotor et le temps est de nouveau mesuré. Les bobines sont alors attaquées dans le sens des aiguilles d'une montre plus trois quarts de la dernière attaque dans le sens contraire des aiguilles d'une montre, etc, jusqu'à ce que le rotor s'arrête Il sera à noter qu'approximativement une période d'attaque de trois quarts tendant à induire la rotation en avant est suffisante pour produire l'inversion de rotation car lesdétecteursà effet Hall sont polarisés physiquement pour commuter efficacement les signaux d'attaque du stator pour une rotation en avant. Il en résulte que lorsque les phases d'attaque sont commutées pour induire la rotation inverse, la commutation des signaux d'attaque est moins efficace, exigeant une période d'attaque plus longue que la commutation en avant pour produire des résultats identiques Le facteur de trois quarts est choisi de façon arbitraire mais est 21 2541055 suffisamment important pour assurer que l'inversion ou changement de marche du rotor apparaisse. L'inclusion de la période de glissement en prévoyant une attaque dans une direction pour seulement trois quarts du temps d'attaque exigé dans la direction opposée pour induire l'inversion de rotation du rotor permet un arrêt relativement rapide sans le danger d'entrer en mode oscillatoire Normalement, les inversions successives du rotor apparaissent dans moins qu'un quart de rotation du rotor ou dans une période des signaux des détecteurs à effet Hall. Il est à noter que le circuit illustré en figure 4 est inclus pour la description de l'invention et montre seulement les principaux éléments Il sera facilement apprécié que c'est un exercice sans problème de programmer le microprocesseur de la figure 1 pour accomplir la fonction indiquée. 22 2541055 R E V E N D I C A T I 0 N S 1. Système pour contrôler un moteur à courant continu sans balais du type ayant au moins deux bobines de stator qui sont excitées successivement pour impartir une rotation à un rotor comprenant un aimant permanent ayant plusieurs pôles nord et sud alternant, caractérisé par des premier ( 15) et second ( 16) éléments détecteurs montés en relation fixe aux bobines de stator ( 11-14) pour produire des premier et second signaux (Hi, H 2) à deux niveaux représentant la position relative des pôles de l'aimant du rotor par rappport aux bobines du stator, lesdits signaux à deux niveaux ayant une relation de phase prédéterminée; un signal de référence ayant une fréquence à laquelle la fréquence de rotation dudit rotor doit être synchronisée; un moyen ( 22) générateur de signaux de commande sensible auxdits premier et second signaux à deux niveaux pour produire des signaux de commande pulsés ( 29-32) dont les phases sont déterminées par l'état desdits premier et second signaux à deux niveaux et dont les durées sont substantiellement détermi- nées par les transitions successives desdits signaux à deux niveaux lorsque le système fonctionne en mode de démarrage, et étant également sensible audit signal de référence pour y synchroniser la vitesse du moteur ( 10) en un mode de vitesse verrouillée, ledit moyen générateur de signaux de commande produisant un signal d'erreur ayant rapport à la différence entre la fréquence du rotor et ladite fréquence du signal de référence en accomplissant des mesures de temps successives entre une transition prescrite dudit premier signal à deux niveaux et une transition prescrite de ladite fréquence de référence, la valeur de l'erreur de signal déterminant la relation de phase desdits signaux de commande dans le mode de vitesse verrouillée et déterminant la durée desdits signaux de commande pulsés en variant les fronts de montée de 23 2541055 ceux-ci par rapport aux fronts de descente desdits signaux de commande qui sont déterminés en réponse aux transitions d'état desdits premier et second signaux à deux niveaux dans ledit mode de vitesse verrouillée; et des circuits d'lattaque ( 17-20) sensibles auxdits signaux de commande pulsés pour exciter les bobines respectives dudit stator, lesdits circuits d'attaque étant agencés pour produire un courant d'attaque d'une bobine de stator de l'une et l'autre polarité, dont la durée est propor- tionnelle à la durée desdits signaux de commande. 2. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que les circuits d'attaque précités comprennent des moyens pour intégrer les impulsions de commande précitées pour produire des signaux d'attaque ayant des transitions obliques, les signaux d'attaque se saturant généralement à une amplitude fixe pendant le mode de démarrage, et étant généralement triangulaires durant le mode de vitesse verrouillée. 3. Système selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que le moyen précité générateur de signaux de commande comprend des moyens pour produire un signal d'erreur modifié pour déterminer les fronts de montée des signaux de commande en traitant ledit signal d'erreur selon la fonction z) =( 1 AZ-1)( 1 BZ > ( 1 cz-1)( 1 DZ-1) o H(z) est décrit en notation conventionnelle de transformation Z et les facteurs A, B, C et D sont des constantes. 4. Système selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que le moyen précité générateur de signaux de commande comprend des moyens pour produire la racine carrée du signal d'erreur précité. 5. Système selon la revendication 3, caractérisé en ce que le moyen précité générateur de 24 2541055 signaux de commande comprend des moyens pour produire la racine carrée du signal d'erreur modifié précité. 6. Système selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que le moyen précité générateur de signaux de commande produit des signaux de commande pour arrêter le moteur précité, lesquels signaux de commande alternent en phase dépendant de la direction de rotation du rotor, et dans lequel des signaux de commande successifs tendant à arrêter la rotation inverse du rotor sont appliqués pour une fraction du dernier temps exigé aux signaux de commande de phase opposée pour arrêter la rotation en avant du rotor. 7. Système selon la revendication 6, caractérisé en ce que la fraction précitée est de 3/4. 8 Système selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que le moyen précité générateur de signaux de commande comprend des moyens pour produire un signal de verrouillage pendant le mode précité de démarrage lorsque la vitesse du moteur est dans une gamme prescrite de synchronisation avec le signal de référence précité, et en ce qu'il comprend également: des moyens pour produire un autre signal sensible au N apparitions du premier signal à deux niveaux précité, o N est le nombre de pôles nord et sud sur l'aimant permanent précité; des moyens sensibles au signal de référence précité et audit autre signal pour compter le nombre de cycles M de la fréquence du signal de référence par N apparitions dudit premier signal à deux niveaux; et' des moyens pour comparer le nombre M avec un nombre prédéterminé et produisant ledit signal de verrouillage lorsque M est égal audit nombre prédéterminé. 9. Système selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que le moyen précité générateur de signaux de commande comprend un microprocesseur. 10. Procédé pour arrêter la rotation en avant d'un moteur à courant continu sans balais, du type ayant 2541055 un aimant de rotor permanent radialement disposé autour de l'axe de rotation, ledit aimant permanent ayant des nombres identiques de pâles nord et sud alternant et répartis également, ledit moteur ayant des bobines de stator en relation fixe à la base du moteurs l'excitation séquentielle desdites bobines impartissant un mouvement à l'aimant dudit rotor, caractérisé en ce qu'il consiste à: appliquer un courant d'attaque auxdites bobines de stator dans une première séquence pour entraîner ledit rotor dans la direction inverse; détecter l'apparition du changement de direction du rotor; appliquer un courant d'attaque auxdites bobines de stator dans une seconde séquence pour entraîner ledit rotor dans la direction en avant; détecter l'apparition du changement de direction du rotor; appliquer un courant d'attaque auxdites bobines de stator dans ladite première séquence; déterminer le temps entre le dernier changement de direction et le changement suivant du rotor; appliquer, audit changement suivant du rotor un courant d'attaque auxdites bobines de stator dans ladite seconde séquence pour une fraction prédéterminée du temps déterminé; répéter les trois dernières étapes précitées jusqu'à ce qu'aucun autre changement de rotation du rotor soit détecté.