FR 2538590 A1 19840629 FR 8320592 A 19831222 La présente invention concerne de manière générale des appareils de reproduction permettant de reproduire un signal unipolaire pré-enregistré, à savoir un signal numé- rique, à partir d'un support d'enregistrement tel qu'une bande magnétique, et elle s'applique plus particulièrement à un appareil de reproduction de signal numérique qui est capable dteffectuer une discrimination précise des données lors de la reproduction, non seulement en discriminant une information d'amplitude mais en discriminant également une information de période de bits sur la base de temps. En tant que système connu permettant de transmettre un signal numérique, il existe un système dit à réponse partielle Dans un tel système à réponse partielle, la caractéristique de transmission du trajet de transmission est prise en compte et on effectue une détection de niveau par rapport à un signal codé qui présente un format de code (format numérique) différent du format de code du signal codé transmis et qui est reçu dans un état satisfaisant. Le format de code du signal codé reçu est ramené au format de code d'origine du signal codé transmis. Par ailleurs, lorsque l'on effectue un enregistrement et une reproduction de type magnétique, il existe une forte détérioration de réponse dans la gamme des hautes fréquen- ces au cours de l'enregistrement et de la reproduction En outre, du fait que le dispositif de reproduction présente une caractéristique différentielle due au bobinage de la- tête magnétique, il existe une forte atténuation dans les composantes basses fréquences qui sont proches des compo- santes de courant continu On connaît ainsi déjà un appareil d'enregistrement et de reproduction de type magnétique qui utilise le système à réponse partielle pour ltenregistre- ment et la reproduction du signal numérique Un tel appareil connu d'enregistrement et de reproduction de type magné- tique enregistre un signal numérique présentant un format de code qui est assorti aux caractéristiques d'enregistrement et de reproduction En outre, au cours de la reproduction, les signaux numériques sont reproduits en discriminant le niveau de la forme d'onde du signal reproduit indépendam- ment des fluctuations de niveau du signal reproduit qui sont principalement provoquées par un dépôt irrégulier de la couche magnétique, des irrégularités de surface de la couche magnétique ainsi qu'une instabilité dans la vitesse de défilement de la bande, lesquelles constituent des paramètres particuliers à la reproduction de type magnéti- que, et également indépendamment de la diminution notable du niveau du signal reproduit qui est provoqué par des chutes ou des pertes du signal dues à des particules de poussières et substances analogues qui adhèrent à la sur- face magnétique. Dans l'appareil connu d 9 enregistrement et de reproduc- tion de type magnétique, un signal audio-analogique qui doit être enregistré est, par exemple, soumis à une modu- lation par impulsion et codage (MIC) et il est modulé pour donner un signal numérique unipolaire Le signal numérique unipolaire est amené à traverser un convertisseur et il est alors appliqué à un élément de retard à un bit (ou à un élément à retard à deux bits) dans lequel le signal numéri- que unipolaire est retardé d'une période de transmission de un bit Le signal numérique unipolaire ainsi retardé est amené en contre-réaction au convertisseur dans lequel le signal numérique unipolaire retardé est soumis à une addi- tion modulo 2 (opération de type "OU exclusif") avec une donnée numérique d'entrée suivante à un bit, et il est transformé en un signal numérique unipolaire qui doit être enregistré Un tel signal numérique unipolaire qui est obtenu à la sortie du convertisseur est amplifié dans un amplificateur d'enregistrement, et il est alors enregistré sur une bande magnétique à l'aide d'une tête magnétique d'enregistrement. Ensuite, dans le dispositif de reproduction, le signal numérique unipolaire enregistré est reproduit à partir de la bande magnétique à l'aide d'une tête magnétique de lecture Le signal ainsi reproduit présente une forme d'onde impulsionnelle qui prend une polarité positive lorsque le courant d'enregistrement subit une transition d'une polarité négative à une polarité positive et prend une polarité négative lorsque le courant d'enregistrement subit une transition d'une polarité positive à une polarité négative, du fait de la caractéristique différentielle du dispositif de reproduction qui est basé sur la caractéris- tique du bobinage de la tête magnétique de lecture Le signal ainsi reproduit est amplifié dans un amplificateur de reproduction et il est alors-appliqué à un égalisateur. L'égalisateur compense les composantes hautes-fréquences qui ont été atténuées dans le processus magnétique d'enre- gistrement et de reproduction L'égalisateur convertit également le format de code du signal reproduit en un for- mat bipolaire conforme au système de réponse partielle, et il applique un signal bipolaire à un circuit de commande automatique de seuil Le circuit de commande automatique de seuil transforme le signal bipolaire de sortie de I'éga- lisateur en un signal unipolaire en convertissant les ni- veaux "+ 1 " et "-1 "' du signal bipolaire en un niveau " + 1 " du signal unipolaire et en maintenant le niveau " O " du signal bipolaire en tant que niveau " O " du signal unipo- laire Même si le niveau du signal reproduit fluctue lors- que le niveau du signal est en train d'être discriminé, le circuit de commande automatique de seuil forme un signal de référence (tension de commande) qui présente une cons- tante de temps appropriée et qui suit la fluctuation de niveau de telle manière que la comparaison de niveau est effectuée avec les valeurs de seuil établies aux valeurs optimales Le circuit de commande automatique de seuil produit ainsi un signal numérique qui a été ramené au signal unipolaire d'origine obtenu au moment de l'enregis- trement. Lors de la reproduction à l'aide de la tête magné- tique du signal enregistré sur la bande magnétique, une détérioration est parfois introduite dans les composantes haute-fréquence du signal reproduit, et l'amplitude du signal reproduit diminue du fait de pertes ou de chutes du signal, comme cela est bien connu Il existe deux causes principales pour de telles pertes ou chutes du signal Une perte ou chute instantanée ou temporaire du signal dans laquelle le niveau du signal reproduit diminue pendant une période de temps relativement courte est provoquée par des particules étrangères telles que des particules de poussières qui adhèrent à la couche magnétique Une perte ou chute permanente du signal dans lequel le niveau du signal reproduit diminue pendant une longue période de temps est provoquée par un dépôt irrégulier de la couche magné- tique et par des éraflures de cette couche. Ainsi, du fait des pertes ou chutes du signal décrites précédemment, les fluctuations de niveau du signal repro- duit dues par exemple à une instabilité de défilement de la bande et aubruit qui est formé dans l'amplificateur de reproduction, l'enveloppe du signal reproduit est accompa- gnée de fluctuations de niveau présentant une longue pério- de, et le niveau de la tension sonore fluctue En outre, l'amplitude du signal reproduit diminue fortement du fait de la perte ou chute du signal La période pendant laquelle l'amplitude du signal reproduit diminue du fait de la perte ou chute de signal est déterminée par les dimensions phy- siques des particules de poussière et des éraflures for- mées sur la bande magnétique, ou encore par les dimensions physiques des particules de poussière formées sur la sur- face de l'entrefer de la tête magnétique, ainsi que par la vitesse de défilement de la bande magnétique Dans cer- tains cas o la perte ou chute de signal est provoquée par de très petites particules de poussière, le niveau du si- gnal reproduit peut diminuer dans une période qui correspond à un bit. Dans l'appareil connu d'enregistrement et de reproduc- tion de type magnétique décrit précédemment, le circuit de commande automatique de seuil comprend une paire de compa- rateurs Le signal bipolaire est appliqué à une entrée de chacun des deux comparateurs En outre, un signal de réfé- rence, obtenu en soumettant le signal bi-polaire à un re- dressement double alternance puis en-faisant passer le signal redressé double alternance par un circuit de lissage présentant une constante de temps déterminée par un conden- sateur et une résistance, est appliqué à l'autre entrée de chacun des deux comparateurs Il est en conséquence possi- ble pour le circuit de commande automatique de seuil de suivre les effets de la perte ou chute de signal qui fait décroître l'amplitude du signal reproduit pendant une pé- riode suffisamment longue par rapport à la fréquence de répétition maximum (période de transmission de 2 bits) du signal reproduit Il existe toutefois un problème dans le dispositif connu en ce que le circuit de commande automa- tique de seuil ne peut pas suivre les effets de la perte ou chute instantanée de signal qui se produit pendant la période de transmission de l bit. En outre, l'égalisation de forme d'onde effectuée dans l Végalisateur est fixe quelle que soit l'amplitude du signal reproduit Ainsi, lorsque se produit la perte ou chute de signal et également au moment d'une reproduction d'amplitude stable, la comparaison de niveau entre le signal de référence d'entrée et le signal bipolaire d'entrée peut ne pas être effectuée de manière normale dans les deux comparateurs décrits précédemment Il en est ainsi princi- paiement du fait que les caractéristiques des fréquences d'enregistrement et de reproduction de la bande magnétique ne sont pas constantes du fait de la matière magnétique utilisée pour la bande magnétique, ou parce que les carac- téristiques de la fréquence de reproduction de la tête magnétique ne sont pas constantes dans un appareil multipiste d'enregistrement et de reproduction sur bande magnétique qui effectue simultanément un enregistrement et une reproduction sur plusieurs pistes d'une bande magné- tique Ce qui précède constitue une des raisons pour les- quelles le code d'erreur se produit lors d'une discrimina- tion de niveau dans le circuit de commande automatique de seuil. En outre, dans le circuit de commande automatique de seuil décrit précédemment, le signal de référence est formé à partir d'un générateur de signal de référence se trou- vant à ltintérieur du circuit de commande automatique de seuil Un tel générateur de signal de référence est réalisé à partir deune paire de commutateurs recevant les signaux de sortie positifs et de phase inverse d'un amplificateur différentiel du circuit de commande automatique de seuil, et leurs états ouvert et fermé sont contr 8 lés par un signal d'horloge, une paire de diodes redressant les sorties des commutateurs et un circuit de lissage comprenant un conden- sateur et une résistance permettant de lisser le signal redressé de sortie des diodes Toutefois, comme cela est bien connu, les diodes présentent une caractéristique non linéaire de la tension directe en fonction du courant, la zone qui peut être considérée comme sensiblement linéaire n'étant que dans une gamme de tension inférieure à 0,6 volt -25 En conséquence, lorsque le niveau du signal reproduit est réglé de telle manière que le signal de référence est obte- nu dans la zone sensiblement linéaire de la caractéristique des diodes, il devient difficile d'effectuer dans les comparateurs de niveaux une comparaison de niveaux avec une valeur suffisante du rapport signal sur bruit (S/B) Par ailleurs, lorsque le niveau du signal reproduit est réglé de telle manière que le signal de référence soit obtenu dans la zone non linéaire de la caractéristique des diodes, le niveau de tension du signal de référence obtenu comprend les pertes ou chutes des tensions directes des diodes Ceci signifie donc qu'une erreur est introduite dans la valeur du signal de référence par rapport au signal bipolaire d'entrée et il est alors impossible d'effectuer une compa- raison précise de niveau. En outre, dans l'appareil multipiste d'enregistrement et de reproduction sur bande magnétique qui effectue simul- tanément l'enregistrement et la reproduction de plusieurs pistes formées en parallèle dans la direction longitudinale de la bande magnétique, par exemple, le taux d'erreur des signaux reproduits à partir des pistes est sensible aux différences des caractéristiques d'enregistrement et de reproduction des pistes ainsi qu'aux différences dans la caractéristique de la tête magnétique de l'appareil qui effectue en fait l'enregistrement et la caractéristique de la tête magnétique d'un appareil différent qui effectue la reproduction Les niveaux-des signaux reproduits doivent par conséquent être réglés avec un soin tout particulier. Un tel réglage des niveaux du signal reproduit peut être effectué en réglant par exemple le gain d'un amplificateur qui est placé dans l'étage d'entrée de l'égalisateur. En outre, dans l'appareil connu d'enregistrement et de reproduction de type magnétique décrit plus haut, un conden- sateur de lissage présentant une forte capacité était né- cessaire dans le générateur du signal de référence De plus, les deux commutateurs du générateur du signal de référence doivent être des commutateurs de grande précision, mais de tels commutateurs de grande précision sont difficiles à réaliser dans un circuit intégré (CI) Il existe donc un problème dans le dispositif ci-dessus en ce que la cons- truction du circuit du générateur du signal de référence est inappropriée à une réalisation sous la forme d'un cir- cuit intégré. L'invention a ainsi pour objet de créer un appareil de reproduction de signaux numériques qui est nouveau et particulièrement utile et dans lequel les problèmes décrits précédemment ont été éliminés; un appareil de reproduction de signaux numériques qui est conçu pour échantillonner et maintenir une valeur de crête du signal de sortie d'un égalisateur afin de produire un signal de référence en divisant la tension-du signal ainsi échantillonnée et maintenue, et qui est également conçu pour comparer le niveau du signal de référence avec le ni- veau d'un signal qui correspond au même bit et qui est obtenu en retardant le signal de sortie de l'égalisateur afin de produire un signal numérique unipolaire Conformé- ment à l'appareil de reproduction de la présente invention, le signal numérique enregistré peut être reproduit de ma- nière stable à partir d'un support d'enregistrement, même lorsque se produit une perte ou-chute de signal du fait que la couche magnétique est déposée de manière irrégulière sur le support d'enregistrement ou du fait que de très petites particules de poussière adhèrent au support d'enre- gistrement, car il est même possible de reproduire une diminution instantanée de l'amplitude du signal bipolaire reproduit lorsqu'une telle diminution instantanée se pro- duit à cause d'une chute ou perte de signal Ainsi, dans le cas o le support d'enregistrement est une bande magné tique, l'interchangeabilité de la bande magnétique est assurée lors de l'utilisation de divers appareils de repro- duction En outre, lorsque la présente invention est appli- quée à un appareil multipiste d'enregistrement et de repro- duction comprenant une tête magnétique fixe à plusieurs entrefers et effectuant simultanément l'enregistrement et la reproduction du signal numérique sur plusieurs pistes parallèles (enregistrement et reproduction de type multi- piste) qui sont formées dans la direction de balayage du support d'enregistrement magnétique afin de réduire le taux des bits de transmission, il est possible d'absorber le manque de conformité des signaux qui sont reproduits à partir de l'ensemble des pistes, et une interchangeabilité 2538 590 est en conséquence obtenue pour les pistes Il résulte de ce qui précède qu'il est possible d'assurer une compati- bilité entre plusieurs appareils différents d'enregistre-. ment et de reproduction, de telle sorte qu'une bande magné- tique enregistrée avec un appareil d'enregistrement et de reproduction donné peut être lue de manière stable dans un autre appareil d'enregistrement et de reproduction; un appareil de reproduction de signal numérique conçu pour extraire une composante de synchronisation après qul une valeur de crête ou une valeur moyenne du signal bi- polaire reproduit à partir de l'égalisateur soit commandée à une valeur constante Conformément à l'appareil de repro- duction de la présente invention, il est inutile de régler le niveau du signal reproduit, alors qutun tel réglage de niveau du signal reproduit était nécessaire dans l'appareil connu de reproduction et, en outre, une comparaison de niveau peut être effectuée de manière stable De plus, du fait qu'un circuit qui extrait la composante de synchronisa- tion a également pour effet d'absorber l'instabilité du signal reproduit, il est possible d'obtenir un signal numé- rique reproduit dans lequel a été éliminée l'instabilité) un appareil de reproduction de signal numérique dans le- quel des valeurs de seuil sont établies dans une zone dtam- plitude o le signal numérique unipolaire reproduit à par- tir d'un signal de comparaison de niveau est considéré comme étant zéro en courant alternatif, les données numé- riques de cette zone d'amplitude étant discriminées comme étant un niveau logique " O " Conformément à l'appareil de reproduction de la présente invention, même lorsqu'un phénomène de liaison se produit du fait de dépassement par exemple dans la zone d'amplitude o le signal bipolaire est considéré comme étant zéro en courant alternatif à cause d'une égalisation insuffisante des formes d'onde dans l'égalisateur, le signal numérique peut être reproduit de manière stable et précise indépendamment d'un tel phénomène de liaisons un appareil de reproduction de signal numérique dans lequel à peu près tous les circuits sont réalisés en cir- cuits numériques de telle sorte que 17 ensemble du circuit peut être obtenu sous la forme d'un circuit monobloc inté- gré (C 1) Lorsque l'ensemble du circuit est réalisé sous la forme d'un circuit monobloc intégré, il existe des avantages notables en ce que la dimension-de l'appareil peut être réduite ainsi que son coût, et que la fiabilité d'un tel appareil est fortement augmentée. Diverses autres caractéristiques de l'invention res- sortent d'ailleurs de la description détaillée qui suit. Des formes de réalisation de l'objet de l'invention sont représentées, à titre dtexemples non limitatifs, au dessin annexée La fig 1 est un schéma synoptique d'un exemple de dispositif d'enregistrement qui enregistre un signal nume- rique sur une bande magnétique qui est lue dans l'appareil de reproduction de signal numérique conforme à la présente invention. Les fig 2 (A) à 2 (D) sont des graphiques illustrant respectivement des formes d'onde de signaux permettant d'expliquer le fonctionnement du dispositif illustré à la fig 1 ainsi que la forme d'onde du signal de sortie de l'tégalisateur d'un dispositif de reproduction. La fig 3 est un schéma synoptique illustrant la réa- lisation générale d'un appareil de reproduction de signal numérique conforme à la présente invention. La fig 4 illustre un exemple de forme d'onde d'un signal reproduit qui est obtenu lorsque se produit une perte ou chute de signal. La fig 5 illustre la forme d'onde d'un signal repro- duit normalement ainsi que la forme d'onde du signal repro- duit obtenu lorsque se produit une perte ou chute de signal, afin de comparer les deux formes d'onde. La fig 6 est un schéma synoptique d'une première forme il de réalisation d'un appareil de reproduction de signal numérique conforme à la présente invention. Les fig 7 (A) à 7 (H) sont des graphiques illustrant respectivement des formes d'onde permettant d'expliquer le fonctionnement de l'appareil de reproduction de signal numérique conforme à la présente invention. La fig 8 est un schéma synoptique d'une seconde forme de réalisation d'un appareil de reproduction de signal numérique conforme à la présente invention. La fig 9 est un schéma synoptique d'une forme de réa- lisation d'un convertisseur impulsion-tension de l'appa- reil illustré à la fig 8. Les fig 10 (A) et 10 (B) sont des graphiques illustrant respectivement des formes d'onde permettant d'expliquer le fonctionnement du circuit de la fig 9. La fig 11 est un schéma illustrant une réalisation concrète d'une forme de réalisation de l'appareil de repro- duction de signal numérique selon la présente invention. On décrit tout d'abord un dispositif d'enregistrement qui enregistre un signal numérique sur une bande magnétique qui doit être lue dans l'appareil de reproduction de signal numérique conforme à la présente invention. A la fig 1, un signal numérique unipolaire illustré à la fig 2 (A) et qui doit Etre enregistré est appliqué à une borne d'entrée 11 Un tel signal numérique unipolaire est obtenu en soumettant un signal audio analogique d'en- trée, par exemple à une modulation par impulsion et codage (MIC) Dans la forme d'onde du signal numérique illustré à la fig 2 (A), les nombres indiqués au-dessus des formes d'onde du signal indiquent respectivementla valeur des données d'origine de chacun des éléments numériques d'in- formations ou bits Le signal numérique d'entrée est amené à traverser un convertisseur 12, puis il est appliqué à un élément à retard de 1 bit (ou à un élément à retard de 2 bits) 13 o le signal numérique est retardé d'une période de transmission de un bit Le signal numérique ainsi retar- de de sortie de l'élément 13 à 'retard de 1 bit est appliqué en contreréaction au convertisseur 12 dans lequel le signal numérique retardé est soumis à une addition modulo 2 (opé- ration de type OU exclusif) avec un signal numérique d'en- trée à 1 bit suivant, et le convertisseur 12 produit ainsi un signal numérique unipolaire qui doit être enregistré. Un tel signal numérique unipolaire de sortie du convertis- seur 12 est illustré à la fig 2 (B) Le signal numérique unipolaire de sortie du convertisseur 12 est appliqué à l'élément 13 à retard de 1 bit et à un amplificateur d'en- registrement 14 L'amplificateur-d'enregistrement 14 pro- duit le signal illustré à la fig 2 (C), et il applique ce signal à une tête d'enregistrement magnétique 15 qui enre- gistre le signal sur une bande magnétique 16 En d'autres termes, le signal numérique illustré à la fig 2 (A) est converti en un signal présentant le format illustré à la fig 2 (C) selon le système à réponse partielle dont il a été question plus haut, et il est enregistré sur la bande magnétique 16. La bande magnétique 16 sur laquelle est enregistré le signal numérique de la manière décrite ci-dessus est en général lue dans un appareil de reproduction tel que celui illustré de manière synoptique à la fig 3 Le signal enre- gistré est reproduit à partir de la tête magnétique 16 par une tête-de lecture 17 Le signal ainsi reproduit pré- sente une forme d'onde impulsionnelle qui prend une polarité positive lorsque le courant d'enregistrement subit une tran- sition d'une polarité négative à une polarité positive et prend une polarité négative>lorsque le courant dienregistre- ment subit une transition d'une polarité positive à une polarité négative, du fait de la caractéristique différen- tielle du système de reproduction qui est basé sur la ca- ractéristique du bobinage de la tête de lecture 17 Le si- gnal reproduit est amplifié dans un amplificateur de reproduction 18 et il est alors appliqué à un égalisateur 19 L'égalisateur 19 compense les composantes haute-fré- quence qui ont été atténuées dans le processus magnétique d'enregistrement et de reproduction L'égalisateur 19 per- met également d'obtenir un signal bipolaire illustré à la fig 3 (D) afin de convertir le format de code du signal reproduit en un format bipolaire conformément au système de réponse partielle. Le signal bipolaire présente des niveaux correspon- dant à "-+ 1 l", " O " et "-1 " comme illustré à la fig 2 (D), et il est appliqué à un circuit de commande automatique de seuil 20 Le circuit de commande automatique de seuil 20 convertit le signal bipolaire de sortie de l'égalisateur 19 en un signal unipolaire en convertissant les niveaux "+l" et "e l" du signal bipolaire en un niveau Étal" du si- gnal unipolaire et en maintenant le niveau " O " du signal bipolaire en tant que niveau " O " du signal unipolaire Même si le niveau du signal reproduit fluctue lorsque le niveau du signal est en train d'être discriminé, le circuit de commande automatique de seuil 20 forme un signal de réfé- rence (tension de commande) qui présente une constante de temps appropriée et qui suit-la fluctuation de niveau, de telle manière que la comparaison de niveau soit effectuée avec les valeurs de seuil établies aux valeurs optimales. Le circuit de commande automatique de seuil 20 produit ainsi sur une borne de sortie 21 un signal numérique qui a été ramené au signal numérique unipolaire d'origine obtenu au moment de l'enregistrement. L'enveloppe du signal reproduit devient telle qu'il- lustrée à la fig 4 du fait des fluctuations de niveau du signal reproduit provoqué par des-pertes ou chutes de si- gnal et du fait de l'instabilité de défilement de la bande, ainsi qu'en outre du bruit qui est formé dans l'amplifica- teur de reproduction 18 A la fig 4, une amplitude stable E du signal reproduit comprend des fluctuations de niveau qui se produisent sur une longue période, et En indique la fluctuation de niveau de la tension de bruit L'amplitude du signal reproduit diminue fortement, comme indiqué par Ed, lorsqu'il se produit une perte ou chute du signal La perte ou chute du signal peut amener le niveau du signal reproduit à diminuer dans une période qui correspond à un bit comme indiqué par la ligne en trait interrompu I à la fig 5 A la fig 5, une ligne en trait plein II indique la forme d'onde du signal bipolaire qui est obtenu lorsque l'amplitude du signal à reproduire est stable. Conformément à la présente invention, le circuit de commande automatique de seuil 20 est conçu pour qu'il soit possible de suivre les effets d'une chute ou perte instan- tanée de signal qui se produit-à l'intérieur d'une période de transmission de un bit, et des formes de réalisation de la présente invention sont maintenant décrites en liaison avec les fig 6 à il. * La fig O 6 est un schéma synoptique illustrant une première forme de réalisation de l'appareil d'enregistre- ment de signal numérique conforme à la présente invention. A la fig 6, le signal bi-polaire reproduit provenant de l'égalisateur 19 illustré à la fig 3 est appliqué à une borne d'entrée 22 Un tel signal bipolaire reproduit prend la forme du signal a illustré à la fig 7 (A) lorsque l'amplitude est stable lors de la reproduction Par ail- leurs, lorsque se produit la perte ou chute de signal, le signal bipolaire reproduit prend la forme d'un signal b qui est indiqué-par une ligne en trait plein à la fig 7 (B). Le signal bi-polaire d'entrée a ou b est amené à traverser un amplificateur tampon 23, puis il est appliqué à un circuit 24 d'extraction de la composante de temporisation, à des commutateurs SW et SW et à un circuit à retard 28. 1 1 2 L'amplificateur tampon 23 présente une faible caractéris- tique d'impédance de sortie de manière à charger suffi- samment des condensateurs C 1 et C 2 par l'intermédiaire du circuit 24 d'extraction de la composante de synchronisa- tion, du circuit à retard 28 et des commutateurs SW et SW Toutefois, l'amplificateur tampon 23 peut être un amplificateur ordinaire présentant un certain gain. Le circuit 24 d'extraction de la composante de syn- chronisation est constitué par un circuit de redressement double alternance et un circuit résonnant Divers circuits de redressement tels qu'un circuit de redressement en pont utilisant des diodes peuvent être utilisés pour le cir- cuit de redressement double alternance Dans le présent mode de réalisation, le circuit de redressement double al- ternance est conçu pour comparer le niveau du signal bi- polaire d'entrée a ou b avec des valeurs positives et néga- tives de seuil, et pour produire un train dtimpulsions uni- polaires en considérant une période dans laquelle le signal bi-polaire d'entrée a ou b est supérieur à la valeur posi- tive de seuil et une période dans laquelle le signal bi- polaire d'entrée a ou b est inférieur à la valeur négative de seuil, comme étant le niveau logique " O " Un tel train d'impulsions unipolaires est appliqué au circuit résonnant. Le circuit résonnant qui est utilisé dans le circuit 24 d'extraction de la composante de synchronisation peut être un circuit oscillant de type L- C Lorsque l'on utilise un circuit intégré pour le circuit résonnant, un girateur, un filtre passe-bande et des organes analogues peuvent être également utilisés, tant que le Q requis peut être obtenu. Le signal qui excite le circuit résonnant peut être un train d'impulsions unipolaires comme dans la présente forme de réalisation, et il peut également être une tension ana- logique obtenue après le redressement double alternance. La composante de synchronisation d'une période de transmission de un bit et qui est extraite du signal bi- polaire d'entrée a ou b dans le circuit 24 d'extraction de la composante de synchronisation est appliquée à un géné- -35 rateur d'horloge 25 dans lequel la composante de synchronisation est convertie en un signal d'horloge pré- sentant une période de répétition déterminée (période de transmission de un bit) Le générateur d'horloge 25 est réalisé à partir d'un circuit de comparaison qui comprend une borne de sortie Q de phase positive et une borne de sortie Q de phase inverse, ainsi qu'un condensateur C Le condensateur C 3 effectue des intégrations et règle la phase de telle manière que les crêtes positives et négati- ves (+ 1 et -l) du signal bipolaire de sortie de l'amplifi- cateur tampon 23 coïncident avec le bord montant ( z) et le bord descendant (Q) du signal d'horloge de sortie du générateur d'horloge 25 Un signal d'horloge qui est obte- nu sur la borne de sortie Q du générateur d'horloge 25 est appliqué à une borne d'entrée d'horloge d'un diviseur de fréquence dans le rapport 1/2 référencé 26 Par ailleurs, un signal d'horloge c illustré à la fig 7 (C) et qui est obtenu sur la borne de sortie Q du générateur d'horloge 25 est appliqué à une borne d'entrée d'horloge d'une bascule 31 de type à retard et à la borne d'entrée d'horloge d'une bascule 32 également de type à retard Les bascules 31 et 32 sont décrites plus loin dans la mémoire. Du fait que la fréquence de répétition maximum du si- gnal bipolaire d'entrée a ou b est une période de transmis- sion à deux bits, le diviseur de fréquence 26 dans le rap- port 1/2 divise dans le rapport 1/2 la fréquence du signal de sortie du circuit 24 d'extraction de la composante de synchronisation qui résonne dans une période de transmis- sion de un bit Un signal de commande d illustré à la fig 7 (D) et qui présente une période de transmission de deux bits est ainsi produit sur la borne de sortie Q du diviseur de fréquence 26 Par ailleurs un signal de com- mande d présentant une phase inversée par rapport au signal de commande d est produit sur la borne de sortie Q du di- viseur de fréquence 26 Le signal de commande d commande la commutation du commutateur d'échantillonnage et de maintien SW 1 et d'un commutateur de multiplexage SW 4 Le signal de commande d commande la commutation du commuta- teur d'échantillonnage et de maintien SW 2 et d'un commuta- teur de multiplexage SW 3 Un contact du commutateur SW 1 et un contact du commutateur SW 2 sont communément reliés à la borne de sortie de l'amplificateur tampon 23 En ou- tre, le second contact du commutateur SW 1 est relié à un contact du commutateur SW 3, le second contact du commuta- teur SW 2 étant relié à un contact du commutateur SW 4 Le second contact du commutateur SW et le second contact du commutateur SW 4 sont communément reliés à une borne d'en- trée d'un amplificateur tampon 27 qui présente une forte impédance d'entrée Le point de liaison commun entre les commutateurs SW et SW 3 est mis à la masse par ll'intermé- 1 3 diaire d'un condensateur bi-directionnel C 1 qui se charge et se décharge à la fois pour des tensions positives et des tensions négatives En outre? le point de liaison entre les commutateurs SW 2 et SW 4 est mis à la masse par l'inter- médiaire d'un condensateur bi-directionnel C 2. Les commutateurs SW 1 à SW 4 sont des commutateurs élec- troniques, et ils sont conçus pour laisser normalement passer de manière sélective à la fois des tensions positi- ves et des tensions négatives Il est ainsi possible de charger et de décharger à la fois des tensions positives et des tensions négatives relativement aux condensateurs C 1 et C 2 De telles mesures sont prises du fait que le si- 1 2 gnal bipolaire d'entrée peut ne pas toujours prendre alter- nativement les niveaux "+ 1 " et "-1 " ou les niveaux "+ 1 ", " O " et "1 " De telles mesures sont ainsi prises pour que la présente invention puisse également s'appliquer au cas o le signal a été converti en un format de code dans le- quel le signal bi&polaire prend successivement et de ma- nière continue le niveau "+ 1 " et "+ 1 ", ou le niveau "-1 " et "-l" Une autre raison de prendre de telles mesures provient de ce que la tension du signal qui est échantillonné et maintenu dans les commutateurs SW 1 à 5 Wi 4 et les conden- sateurs C 1 et C 2 prend une légère valeur positive ou né- gative, dans une zone o le signal doit en réalité être zéro en courant alternatif, lorsqu'un dépassement existe dans la forme d'onde du signal reproduit du fait d'une interférence dite inter-symbole. L'objet de l'égalisation de forme d'onde du signal numérique n'est pas de reproduire correctement la forme d'onde du signal transmis avec la forme d'onde du signal enregistré L'objet réel de l'égalisation de forme d'onde est d'obtenir une forme d'onde de signal optimun qui doit être reçue de telle manière que les codes transmis puis- sent 8 tre discriminés correctement Le système de réponse partielle est bien connu pour utiliser correctement l'inter- férence inter-symbole, et la polarité de la légère tension dans la région o la tension du signal échantillonné et maintenue devrait en fait être zéro en courant alternatif n'est pas fixée dans la plupart des cas. On décrit maintenant l'opération d'échantillonnage et de maintien qui est effectuée par les commutateurs SW 1 à SW 4 et les condensateurs Cl et C On suppose que les com- mutateurs SW 1 à SW 4 sont fermés (PASSANTS) lorsque les signaux de commande d et d prennent le niveau logique 1 " O O", les commutateurs SW, à S Wp étant ouverts (NON PASSANTS) lorsque les signaux de commande d et d prennent le niveau logique 1 Si l'on suppose cela, au cours d'une période de transmission de un bit dans laquelle le signal de commande d prend le niveau logique " O " et le signal de commande d prend le niveau " 1 "t, le commutateur SW 1 est à l'état PASSANT et le commutateur SW 2 est à l'état NON PASSANT Ainsi, dans un tel état, le signal bipolaire de sortie a ou b de l'amplificateur tampon 23 est chargé dans le condensateur Cl En outre, du fait que le commutateur SW 3 est à l'état NON PASSANT et que le commutateur SW est à l'état PASSANT, la valeur crête du signal bipolaire a ou b 1 d'une période de transmission de un bit précédant immédiatement la période de transmission au cours de laquelle le signal a ou b était chargé et maintenu dans le condensateur C 2, est dé- chargée et appliquée à l'amplificateur tampon 27 par l'in- termédi-aire du commutateur SW 4 - En outre, pendant une période de transmission de un bit au cours de laquelle le signal de commande d prend le niveau logique " 1 " et le signal de commande d prend le ni- veau logique "O", le commutateur SW est à l'état NON PASSANT et le commutateur SW 2 est à l'état PASSANT Le si- gnal bipolaire a et b est ainsichargé dans le condensa- teur C 2 En outre, étant donné que le commutateur SW est à l'état PASSANT et que le commutateur SW 4 est à l'état NON PASSANT, la valeur de crête du signal bipolaire a ou b) d'une période de transmission de un bit précédant immédia- tement la période au cours de laquelle le signal a ou b était chargé et maintenu dans le condensateur C 1, est dé- chargée et appliquée à l'amplificateur tampon 27 par l'inter- médiaire du commutateur SW Les fonctionnements décrits plus haut sont de même ensuite effectués de manière alter- née pour le cas o le signal de commande d prend le niveau logique "O" et le signal de commande d prend le niveau logi- que " 1 ", et il en est également de même des fonctionnements pour le cas o le signal de commande d prend le niveau logique " 1 " et le signal de commande d prend le niveau logique " O ". Le niveau logique du signal de commande d subit une transition de "O" à " 1 " au niveau d'une crête positive du signal bipolaire a ou b représentant le niveau logique " 1 ", et il subit une transition de " 1 " à "O" au niveau d'une crête négative du signal bipolaire a ou b représentant le niveau logique " 1 " Ainsi, le commutateur Sw est mis à l'état PASSANT avant la crête positive du signal bipolaire a ou b, et une tension obtenue avant la crête positive du signal bipolaire a ou b est chargée dans le condensateur C 1. Le commutateur SW 1 est mis à l'état NON PASSANT et le com- mutateur SW 3 est mis à l'état PASSANT après la crête posi- tive du signal bipolaire a ou b, et la tension de crête positive qui a chargé le condensateur C 1 tend à se déchar- ger à travers le commutateur Sli 3 Toutefois, du fait que le commutateur SW 4 est à l'état NON PASSANT et que l'ampli- ficateur tampon 27 présente une forte impédance d'entrée, il n'existe aucun trajet de décharge pour la tension de crête positive qui est chargée dans le condensateur C * En d'autres termes, seul un courant excessivement faible passe à travers l'amplificateur tampon 27, et la tension de crête positive reste chargée dans le condensateur C La tension de crête positive du signal bipolaire a ou b est par consé- quent appliquée à une résistance variable VR 1 par l'inter- médiaire de l'amplificateur tampon 27, et cela sensiblement sans perte du fait de la forte impédance de sortie de cet amplificateur tampon. De manière-analogue, la tension négative de crête du signal bipolaire a ou b reste chargée dans le condensateur C 2, et cette tension négative de crête est appliquée à la résistance variable V Rh par l'intermédiaire de l'amplifi- cateur tampon 27 La commutation des commutateurs SW et SW 2 est contrôlée de telle manière qu'un des commutateurs SW 1 et SW 2 se trouve à l'état PASSANT lorsque l'autre commutateur est à l'état NON PASSANT En outre le commuta- teur SW effectue une opération de commutation qui est opposée à l'opération de commutation du commutateur SW 1, alors que le commutateur SW 4 effectue une opération de com- mutation qui est opposée à l'opération de commutation du commutateur SW 2 * La tension positive de crête qui reste chargée dans le condensateur C 1 et la tension négative de crête qui reste chargée dans le condensateur C 2 sont ainsi appliquées alternativement à la résistance variable VR 1 par l'intermédiaire de l'amplificateur tampon 27 Un signal de référence e illustré à la fig 7 (E) est obtenu constamment sur le curseur de la résistance variable V Ri Un tel signal de référence e est obtenu en divisant la tension positive ou négative de crête du signal bipolaire a ou b pour toute période de transmission de un bit. En d'autres termes, une tension qui est obtenue par échantillonnage et maintien du signal bipolaire d'entrée aou b pour toute période de transmission de un bit est divisée afin d'obtenir le signal de référence e qui est produit sur le curseur de la résistance variable VR l Le signal de référence e est appliqué à une borne d'entrée inverseuse deun comparateur 29 et à une borne d'entrée non inverseuse d'un comparateur 30 en tant que valeur de seuil utilisé pour la discrimination de code du signal bipolaire a ou b Le rapport de division de-tension de la résistance variable VR 1 est déterminé par le taux d'ouverture du motif obtenu du fait de l'égalisation de la forme d'onde, mais la résistance variable VR, peut être remplacée par un divi- seur de tension utilisant das résistances fixes si on connaît le rapport de division de tension optimum. Le signal bipolaire a ou b qui a été retardé dans le circuit à retard 28 est appliqué à une borne d'entrée non inverseuse du comparateur 29 et à une borne d'entrée inver- seuse du comparateur 30 Le circuit à retard 28 est prévu pour compenser le retard du signal de référence e qui est produit sur le curseur de la résistance variable VR 1, après quoi le signal bipolaire de sortie a ou b de l'amplifica- teur tampon 27 est soumis à un traitement de signal compre- nant l'échantillonnage et le maintien Le circuit à retard 28 est ainsi conçu pour retarder le signal d'environ 1/2 de la période de transmission de un bit En conséquence, si un tel retard peut être établi, le circuit à retard 28 peut être constitué par des éléments de transfert de charge tels que des dispositifs comprenant un certain nombre de condensateurs reliés par une série de commutateurs de telle manière que, au fur et à mesure de chaque commutateur est fermé, la charge soit transférée d'un condensateur au suivant (dispositif dit BBD) ou un dispositif comprenant un réseau de condensateurs à semi-conducteur conçus de telle manière qu'ils soient couplés et que, par conséquent, les charges puissent se déplacer de manière contrôlée à travers le substrat du semi-conducteur (dispositif dit CCD). En outre, le circuit à retard 28 peut être constitué par un diviseur comprenant un circuit opérationnel et n conden- sateur Il est cependant souhaitable de concevoir le cir- cuit à retard 28 pour qu'il n'y ait aucune distorsion de la forme d'onde du signal bipolaire ainsi retardé. Le comparateur 2 compare le niveau du signal bipolaire provenant du circuit à retard 28 avec le niveau du signal de référence e Le comparateur 29 produit un signal indi- quant un niveau logique " 1 " lorsque le niveau du signal bipolaire est supérieur au niveau du signal de référence e et il produit un signal indiquant un niveau logique " 10 " 1 lors- que le niveau du signal bipolaire est inférieur au niveau du signal de référence e Le signal de sortie du compara- teur 29 est appliqué à une borne D d'entrée de données et à une borne CLR de remise à zéro de la bascule 31 Par ail- leurs, le comparateur 30 compare le niveau du signal bipo- laire provenant du circuit à retard 28 avec le niveau du signal de référence e Le comparateur 30 produit un signal indiquant un niveau logique " 1 " lorsque le niveau du signal bipolaire est inférieur au signal de référence e, et il produit un signal indiquant un niveau logique " O " lorsque le niveau du signal bipolaire est supérieur au niveau du signal de référence e Le signal de sortie du comparateur 30 est appliqué à une borne D d'entrée des données et à une borne CLR de remise à zéro de la bascule 32 Un signal bipolaire f illustré à la fig 7 est produit à partir du circuit à retard 28 lorsque le signal bipolaire b est appliqué à la borne d'entrée 22 et, dans ce cas, le signal de référence e prend la forme d'onde indiquée par la ligne -2538590 en trait plein à la fig 7 (E). A la fig 7 (E), le signal bipolaire f est indiqué par une ligne en traits interrompus En conséquence, dans ce cas, on obtient le signal illustré à la fig 7 (G) si les signaux de sortie des comparateurs 29 et 30 sont amenés respectivement à traverser un circuit OU. Le signal d'horloge C qui est produit sur la borne de sortie Q du générateur d'horloge 25 est appliqué aux bornes CK d'entrée d'horloge des bascules 31 et 32 Du fait que les bascules 31 et 32 sont conçues respectivement pour ver- rouiller les signaux d'entrée qui sont appliqués à leurs bornes d'entrée de données D lorsque le niveau logique du signal d'horloge c subit une transition de " O " à " 1 "', les niveaux de sortie des bascules 31 et 32 continuent à pren- dre le niveau logique " 1 " pendant une période de trans- mission de deux bits si un signal qui continue à prendre le niveau logique " 1 " pendant une période de transmission de deux bits est appliqué aux bornes d'entrée de données D des bascules 31 et 32 Dans le présent mode de réalisation, cependant, les signaux qui sont appliqués aux bornes d'en- trée de données D des bascules 31 et 32 sont également ap- pliqués aux bornes CLR de remise à zéro de ces bascules 31 et 32 Ainsi, les bascules 31 et 32 sont respectivement remises à zéro dans un état o les signaux de sortie des comparateurs 29 et 30 prennent le niveau logique " O ", de telle manière que soient obtenus des signaux numériques formés par des trains d'impulsions en termes du bit désiré. A la fig 7 (G), les positions qui correspondant aux bords montants du signal d'horloge c sont indiquées en dessous de la forme d'onde du signal. Les signaux numériques unipolaires obtenus à partir des bascules 31 et 32 sont appliqués respectivement à un circuit logique 33 Le circuit logique 33 peut être un circuit OU Lorsqu'un circuit OU constitue le circuit lo- gique 33, le signal numérique qui est produit à partir du circuit OU présente une instabilité dans une période o le niveau logique est " 1 " Il en est ainsi du fait que les points 1 situés sur la base de temps o les niveaux logiques des signaux numériques qui sont produits à partir des bas- cules 31 et 32, subissent une transition de " O " à " 1 " sont contrôlés par le signal d'horloge c provenant du généra- teur d'horloge 25, alors que les points situés sur la base de temps o les niveaux logiques des signaux numériques provenant des bascules 31 et 32 subissent une transition de " 1 " à " O " sont commandés par les signaux de sortie de comparateurs 29 et 30 qui prennent le niveau logique " O " et remettent à zéro les bascules 31 et 32 Par ailleurs, le circuit résonnant prévu dans le circuit 24 d'extraction de la composante de synchronisation absorbe l'instabilité comprise dans le signal bipolaire d'entrée Il est ainsi souhaitable que le signal numérique produit à partir du circuit logique 33 et obtenu sur une borne de sortie 34 ne soit discriminé que par les signaux d'horloge c et c pro- venant du générateur d'horloge 25. En conséquence, lorsque le circuit logique 33 est formé d'un circuit OU à deux entrées et d'un multivibrateur monostable qui est déclenché par le bord montant d'un signal d'entrée du circuit OU à deux entrées, un signal numérique h, illustré à la fig 7 (H) et dans lequel l'instabilité a été absorbée, est produit à partir d'un tel multivibrateur monostable, et ce signal est obtenu sur la borne de sortie 34 Un tel signal numérique h présente une forme d'onde dans laquelle les niveaux logiques " 1 " et " O " correspondent aux niveaux du signal numérique d'origine. Par conséquent, même lorsque le signal bipolaire b appliqué à la borne d'entrée 22 incorpore une perte ou chute instantanée de signal provoquée par de petites parti- cules de poussière adhérant à la bande magnétique, par exemple, les niveaux de crête de la-forme d'onde du signal qui présente une plus faible valeur du fait de la perte ou chute du signal sont échantillonnés et maintenus Le signal ainsi échantillonné et maintenu est soumis à une division de tension afin d'obtenir le signal de référence e, et le niveau du signal bipolaire flest comparé au niveau d'un tel signal de référence e aux positions-des bits corres- pondants Il est ainsi possible d'obtenir de manière pré- cise le signal numérique reproduit h en commandant la lar- geur et la position de l'impulsion du signal numérique unipolaire qui est obtenu par l'intermédiaire du signal d'horloge c produit à partir de la composante de synchro- nisation. Lorsque le circuit logique 33 est constitué par un multivibrateur monostable déclenché par un bord arrière, le signal de sortie Q des bascules 31 et 32 doit être appliqué au circuit logique 33 En outre, le circuit logi- que 33 peut être formé par un circuit OU ou une bascule de type à retard, le circuit logique 33 pouvant être réa- lisé de plusieurs façons différentes Lorsque le circuit logique 33 est constitué par le circuit OU et la bascule de type à retard, le nombre de portes peut être réduit lors de la conception du circuit logique 33. On décrit maintenant une seconde forme de réalisation d'un appareil de reproduction de signal numérique conforme à la prés-ente invention La fig 8 montre un schéma synop- tique d'une seconde forme de réalisation de l'invention. A la fig 8, les éléments qui sont les mêmes que les élé- ments correspondants de la fig 6 sont désignés par les mêmes références et ne sont pas décrits en détail dans ce qui suit Le signal bipolaire a ou b appliqué à la borne d'entrée 22 est fourni à un amplificateur 36 par l'inter- médiaire d'un circuit atténuateur de courant alternatif se trouvant à l'intérieur d'un circuit 35 de commande automatique d'amplitude Un tel circuit atténuateur com- prend une résistance Ri, un condensateur CO et une résis- tance variable R 2 Le signal bipolaire qui est amplifié dans l'amplificateur 36 est appliqué à un circuit 37 de détection de la valeur de crête dans laquelle sont détec- tées les valeurs de crête positives et négatives du signal bipolaire Le circuit 37 de détection de valeur de crête compare le niveau du signal bipolaire avec des valeurs positives et négatives de seuil qui ont été établies à l'avance Un tel circuit 37 de détection de valeur de crête produit une impulsion unipolaire de polarité négative qui prend le niveau logique 11011 pendant une période au cours de laquelle le niveau du signal bipolaire d'entrée est plus grand que la valeur de seuil positive et pendant une période au cours de laquelle le niveau du signal bipolaire d'entrée est inférieur à la valeur négative de seuil, et il prend le niveau logique " 1 " partout ailleurs, cela pour toute valeur de crête du signal bipolaire d'entrée, L'impulsion de polarité négative provenant du circuit 37 de détection de valeur de crête est appliquée à un cir- cuit de conversion impulsion-tension 38 en tant que signal de détection de valeur de crête L'impulsion de po- larité négative appliquée au circuit de conversion impulsion- tension 38 est convertie en une tension présentant un niveau qui dépend du nombre d'impulsions par unité de temps. La tension de sortie du circuit de conversion impulsion- tension 38 est appliquée à la résistance variable R en tant que tension de commande afin de commander de manière variable la valeur de la résistance variable R 2. Le circuit 38 ci-dessus de conversion impulsion-ten- sion peut, par exemple, présenter la construction simple illustrée à la fig 9 A la fig 9, une borne d'entrée 38 est reliée à la borne d'un transistor Q 1 de type PNP, le collecteur de ce transistor Q 1 étant couplé à la borne d'un transistor Q 2 de type NPN Le collecteur du transistor Q 1 est également mis à la masse par l'intermédiaire d'un circuit parallèle comprenant un condensateur C et une résistance R 5 L'émetteur du transistor Q 2 est relié à 253859 o l'anode d'une diode D par l'intermédiaire d'une borne de sortie 44 formant borne de sortie à émetteur ouvert La cathode de la diode D est la masse La résistance interne de la diode D varie selon la caractéristique de sa tension directe en fonction du courant, et cette résistance forme la résistance variable R 2 illustrée à la fig 8. Le condensateur C 4 est un condensateur de charge et de décharge La constante de temps de décharge du conden- sateur C 4 est déterminée par la capacitance du condensa- teur C 4 et la valeur de la résistance R Si la constante de temps de décharge du condensateur C 4 est choisie à une valeur trop faible, la résistance interne de la diode D varie instant par instant, et ceci introduit une ondulation indésirable dans la tension d'entrée de l'amplificateur 36. Par ailleurs, si la constante de temps de décharge est choisie à une valeur trop importante, le changement dans la tension de sortie par rapport au nombre d'impulsions d'entrée de polarité négative appliquée à la borne d'entrée 43 devient extrêmement graduelle, la caractéristique de conversion impulsion-tension souhaitée ne pouvant alors pas être obtenueEn conséquence, et en tenant compte de ce qui précède, la constante de temps de décharge est choisie à une valeur qui est, par exemple,'de l'ordre de dix fois la période de répétition maximum de l'impulsion de polarité négative d'entrée. Le signal de détection de valeur de crête (impulsion de polarité négative) qui est appliqué à la borne d'entrée 43 prend normalement la valeur logique " 1 ", et il prend la valeur logique " O " seulement lorsque la valeur de crête est détectée comme illustré à la fig 10 (A) Lorsque le niveau logique du signal de détection de valeur de crête est " 1 ", le transistor Q 1 est mis à l'état NON PASSANT, ce transistor étant mis à l'état PASSANT lorsque le niveau logique du signal de détection de valeur crête est "O". Lorsque le transistor Q 1 est à l'état PASSANT, un courant -28 s'écoule vers la résistance R à travers l'émetteur et le collecteur du transistor Q 1, à partir d'une borne d'entrée recevant une tension d'alimentation +V et, en outre, une valeur moyenne du courant collecteur du transistor Q 1 est chargée dans le condensateur C 4 La tension qui est char- gée dans le condensateur C 4 prend une forme d'onde illus- trée à la fig 10 (B) Une telle tension chargée dans le condensateur C 4 est appliquée à la base du transistor Q 2 en tant que tension de polarisation de base, un courant étant en conséquence appliqué à la diode D par l'intermé- diaire de l'émetteur du transistor Q 2 Ainsi, la chute dans la tension directe de la diode D subit un changement approximativement linéaire dans une gamme de 0,2 volt à 1 volt, par exemple L'atténuation du circuit atténuateur qui est formé par la résistance variable R 2 et la résis- tance R 1 change selon le changement de la résistance interne de la diode D car la baisse de la tension directe subit un tel changement approximativement linéaire A la fig 8, le condensateur C bloque le courant continu. Par conséquent, le circuit 35 de commande automatique d'amplitude effectue une commande telle que les valeurs positives et négatives de crête du signal bipolaire d'en- trée a ou b deviennent constantes Le signal de sortie du circuit 35 de commande automatique d'amplitude est appli- qué au circuit 24 d'extraction de la composante de synchro- * nisation, aux commutateurs SW et Shl et au circuit à re- 1 2 tard 28 Dans l'appareil connu, une opération de réglage de niveau doit être effectuée en ce qui concerne le signal de reproduction, lors d'une reproduction d'amplitude stable, du fait du manque de constance des caractéristiques d'am- plitude d'enregistrement et de reproduction de type magné- tique qui sont basées sur la matière magnétique utilisée pour la bande magnétique, ou du fait du manque de constance dans les caractéristiques d'amplitude d'enregistrement et de reproduction de la tête magnétique dans un appareil multipiste d'enregistrement et de reproduction magnétique, en plus de la nécessité d'effectuer l'opération relative à la perte ou chute de signal décrite précédemment Toute- fois, en prévoyant le circuit 35 de commande automatique d'amplitude, il est inutile d'effectuer une opération de réglage de niveau par rapport au signal reproduit lors d'une reproduction d'amplitude stable En outre, la compo- sante de synchronisation peut être extraite dans un état extrêmement stable du fait que le signal bipolaire d'ampli- tude constante est appliqué au circuit 24 d'extraction de la composante de synchronisation, au circuit d'échantillon- nage et de maintien, constitué par les commutateurs SW 1 à SW 4 et les condensateurs C 1 et C>, et, en outre, aux compa- rateurs 29 et 30 par l'intermédiaire du circuit à retard 28. Ainsi, les signaux d'horloge peuvent être formés de manière stable et en outre la comparaison de niveau peut être réalisée d'une manière stable. Le signal bipolaire qui est obtenu à partir du cir- cuit à retard 28 est appliqué à un circuit 39 de commande de discrimination dans lequel le signal numérique est correctement discriminé et reproduit même lorsque l'égali- sation de la forme d'onde est faible Le circuit 39 de com- mande de discrimination comprend une résistance R 3, une résistance variable VR 2 et une résistance R 4, lesquelles sont reliées en série entre une borne d'entrée dlune source de tension négative V et une borne d'entrée d'une tension de source positive + V, ainsi que des comparateurs 40 et 41. Les résistances R 3 et R 4 ainsi que la résistance variable VR 2 constituent un générateur à seuil -Une tension de seuil positive +L 1 est obtenue au point de liaison entre la résis- tance R 4 et la résistance variable VR 2, et cette tension est appliquée à la borne d'entrée inverseuse du compara- teur 40 Par ailleurs, une tension de seuil négative L 2 est obtenue au point de liaison entre la résistance R 3 et la résistance VR 21 et cette tension est appliquée à la borne d'entrée non inverseuse du comparateur 41. Le comparateur 40 compare le niveau du signal bipo- laire f illustré à la fig 7 (F), par exemple, qui est pro- duit à partir du circuit à retard 28 et qui est appliqué à la borne d'entrée non inverseuse du comparateur 40, avec le niveau de la tension de seuil positif + L 1 illustrée à la fig 7 (F) Comme on le voit à la fig 7 (F), le signal bipolaire f présente une diminution instantanée dans le niveau du signal qui est provoquée par la perte ou chute instantanée de signal Le comparateur 40 produit un signal qui prend un niveau logique " 11 " pendant une période au cours de laquelle le niveau du signal bipolaire f est supé- rieur au niveau de la tension de seuil positive + L 1, ce signal prenant le niveau logique " O " partout ailleurs Le signal de sortie du comparateur 40 est appliqué à la borne CLR de remise à zéro de la bascule 31. Par ailleurs, le comparateur 41 compare le niveau du signal bipolaire f qui est appliqué à sa borne d'entrée non inverseuse avec le niveau de la tension de seuil négative L 2 représentée à la fig 7 (F) Le comparateur 41 produit un signal qui prend un niveau logique " 1 " pendant une pé- riode au cours de laquelle le niveau du signal bipolaire f est inférieur au niveau de la tension de seuil négative L 2, ce signal prenant un niveau logique " O " partout ail- leurs Le signal de sortie du comparateur 41 est appliqué à la borne CLR de remise à zéro de la bascule 32. La synchronisation avec laquelle le signal bipolaire reproduit a ou b est extraite, est déterminée par les si- gnaux d'horloge qui sont formés à partir du générateur d'horloge 25 sur la base du signal de sortie du circuit 24 d'extraction de la composante de synchronisation L'infor- mation de synchronisation de chaque bit est obtenue en comparant le signal f avec le signal de référence e à des points de la base de temps qui correspondent aux crêtes positives et négatives du signal f En d'autres termes, f peut prendre n'importe quelle forme pendant des périodes autres que la période (fente de temps de discrimination de données) au cours de laquelle chaque bit est obtenu En conséquence, du fait que le circuit 35 de commande automa-, tique d'amplitude présente une caractéristique plate de l'amplitude par rapport à la fréquence, la diminution de la composante haute fréquence du signal reproduit due à la perte ou chute de signal ne peut pas être compensée comme dans le cas du premier mode de réalisation décrit précé- demment Toutefois, mime lorsqu'il existe une diminution dans le niveau qui est provoquée par la perte ou chute de signal, il existera alors des crêtes aux points de la base de temps o les crêtes devraient se produire Il a été trouvé expérimentalement que le taux d'erreur ne se dété- riore pas même s'il y a une diminution de la composante haute fréquence. Par ailleurs, l'égalisation de forme d'onde qui est effectuée dans l'égalisateur 19 de la fig 3 est générale- ment réalisée pour rendre maximumle rapport signal sur bruit (S/B) au point de discrimination de telle manière que l'erreur de code devienne minimum Toutefois, selon certaines caractéristiques de transmission de l'enregis- trement et de la reproduction ou de la transmission et de la réception, un dépassement peut se produire si le rap- port S/B est établi à un maximum au point de discrimination. Ainsi, si on effectue une telle égalisation de la forme d'onde, un phénomène de liaison dûf au dépassement se pro- duit alors dans la région o l'amplitude du signal bipo- laire a ou b devrait indiquer zéro en courant alternatif, et il devient alors difficile de discriminer l'information d'amplitude du signal bipolaire qui indique en fait le niveau logique " O ". En conséquence, dans le présent mode de réalisation, les tensions de seuil + L 1 et -*L Idans les régions posi- tives et négatives o l'amplitude du signal bipolaire est 253859 O discriminée comme étant zéro en courant alternatif, sont établies par la résistance variable VR 2 afin de discriminer réellement le niveau logique " O " Ainsi, conformément à la présente invention, les signaux de sortie des compara- teurs 40 et 41 sont appliqués respectivement aux bornes CLR de remise à zéro des bascules 31 et 32, ces bascules produisant chacune un signal de niveau logique " O " sur leur borne de sortie Q quelles que soient les données d'entrée lorsque les signaux de sortie des comparateurs 40 et 41 prennent le niveau logique " O " Ainsi, même lorsque le phé- nomène de liaison se produit du fait du dépassement dans la région o le signal bipolaire devrait être zéro en cou- rant alternatif, les données numériques indiquant le niveau logique 11011 peuvent être correctement produites en réglant la résistance variable VR Conformément au principe de la présente invention, le niveau logique du signal bipolaire peut être supposé être " O " dans des périodes autres que la période au cours de laquelle la discrimination est effectuée Toutefois, en pratique réelle, les points de crête de la base de temps peuvent être décalés du fait de l'interférence inter- symbole et, pour cette raison, les bascules 31 et 32 sont conçues pour ne fonctionner que lorsqu'elles reçoivent un signal qui est supérieur à une valeur de seuil prédéterminée. Ainsi, conformément au présent mode de réalisation, le signal numérique h peut être reproduit avec précision même lorsque le signal bipolaire d'entrée a été soumis à une égalisation incomplète de la forme d'onde. La fig Il montre un schéma concret du circuit de la seconde forme de réalisation de l'appareil de reproduction de signal numérique conforme à la présente invention et illustré à la fig 8 A la fig 11, les éléments qui sont les mêmes que les éléments correspondants de la fig 8 sont désignés par les mêmes références et ne sont pas décrits en détail dans ce qui suit Le signal bipolaire reproduit et sortant de l'égalisateur (non représenté) est appliqué à une borne d'entrée 50, et il est alors fourni à une broche Q d'un circuit intégré (CI) 58 par l'inter- médiaire d'une résistance variable 51, d'un condensateur 52 et d'un circuit RC 53 Le circuit RC 53 comprend des résistances variables 54 et 57, un condensateur 56 et une résistance variable 55 La résistance variable 55, le condensateur 56 et la résistance 57 sont reliés en série entre la broche et une broche du CI 58 Une "puce" de type RPT-82 fabriquée par la société Precision Monoli- thics Incorporated, Etats-Unis d'Amérique, peut être uti- lisée pour le CI 58 La"puce" RPT-82 est un circuit mono- bloc intégré qui est utilisé dans un répétiteur-régénéra- teur pour lignes de transmission téléphonique dans le système de transmission dit T-1 PCM utilisé aux Etats-Unis d'Amérique depuis 1961 Du fait que le taux de transmis- sion du système T-1 est de 1,544 Mbps et que la "puce" RPT-82 fonctionne à ce taux de transmission,une légère modification doit être effectuée dans le circuit avant que la "puce" RPT-82 puisse être employée pour l'enregistre- ment et la reproduction de type magnétique. Le CI 58 constitue un circuit 42 illustré à la fig 8 et formant générateur d'horloge et dispositif de commande automatique de gain Le circuit 42 formant générateur d'hor- loge et dispositif de commande automatique de gain comprend l'amplificateur 36, le circuit 37 de détection de la valeur de crête et le circuit 38 de conversion impulsion-tension, le circuit 24 d'extraction de la composante de synchronisa- tion ainsi que le générateur d'horloge 25 Un transistor Q de type NPN du CI 58 et dont la base et le collecteur sont reliés à la broche Q du CI 58 constitue un élément à résistance variable qui correspond à la résistance varia- ble R 2 de la fig 8 et à la diode D de la fig 9 Le cir- cuit RC 53 constitue une partie d'un circuit externe com- prenant la résistance R 1 et le condensateur C de la fig 8. 1 O Ln outre, du fait que le condensateur C 3 du générateur d'horloge 25 présente une faible capacitance de l'ordre de 12 p F, le condensateur C 3 est incorporé au CI 58 Un circuit parallèle formé d'une bobine 59, d'un condensateur 60 et d'une résistance 61, et qui est relié entre une broche Q du CI 58 et la borne d'une source de tension de 4,3 volts, constitue le circuit résonnant du circuit 24 d'extraction de la composante de synchronisation. Les signaux obtenus sur les broches Q et Q du CI 58 sont appliqués respectivement à un comparateur 62 o les signaux sont convertis en une forme d'onde impulsion- nelle L'impulsion de sortie du comparateur 62 est appli- quée à des bascules 63 et 64 de type J-K en tant que signal correspondant au signal de sortie Q du générateur d'horloge 25 décrit précédemment Une "puce" de type SN 74 L 5109 fabri- quée par la société Texas Instruments, Inc Etats-Unis d'Amérique, peut être utilisée pour les baecules 63 et 64. Le signal de sortie Q de la bascule 63 est appliqué à un CI 65 formant mécanisme de commande et qui peut être par exemple une "puce" de type D 169 fabriquée par la société Siliconix, Inc, Etats-Unis d'Amérique Le signal de sortie Q de la bascule 63 qui est appliqué au CI 65 est amplifié à la tension nécessaire pour commander un CI 70 qui com- prend quatre transistors à effet de champ (TEC) 66 à 69, et la fréquence de ce signal est divisée dans le rapport 1/2. Le CI 65 correspond ainsi au diviseur de fréquence 26 dans le rapport 1/2 illustré à la fig 8. Les TEC 66 à 69 du CI 70 correspondent aux commuta- teurs SW 1 à SW 4 de la fig 8 On peut, par exemple, utiliser pour le CI 70 une "puce" de type SD 5000 fabriquée par la Société Signetics Corp, Etats-Unis d'Amérique Les TEC 66 et 69 ont leur état de commutation commandé par le signal de sortie Q du CI 65, tandis que les TEC 67 et 68 ont leur état de commutation commandé par le signal de sortie Q du CI 65 Le signal de sortie du CI 70 est appliqué à la j 5 résistance variable VR 1 par l'intermédiaire d'un amplifi- cateur opérationnel 71 qui constitue un dispositif suiveur de tension correspondant à l'amplificateur tampon 27 Le signal qui est soumis à une division de tension par la résistance variable VR 1 est appliqué aux amplificateurs opérationnels (comparateurs) 29, 30 du CI 72. On peut, par exemple, utiliser pour le CI 72 une "puce" de type HA 4905 fabriquée par la Société Harris Semi-conductor Products Division, EtatsUnis d'Amérique, qui comprend les comparateurs 29-30, 40 et 41 Par ailleurs, le signal de sortie de l'amplificateur 36 qui est obtenu sur une broche Q du CI 58 est appliqué à un amplifica- teur opérationnel 75 par l'intermédiaire d'un circuit de filtrage comprenant le condensateur 73 et une résistance 74 Le signal de sortie amplifié de l'amplificateur opé- rationnel 75 est appliqué au CI 70 pour commander la com- mutation, et le signal de sortie amplifié est appliqué à la borne d'entrée non inverseuse de l'amplificateur opéra- tionnel 71 et au circuit à retard 28 par l'intermédiaire d'une résistance 76 Le circuit à retard 28 est formé des condensateurs 77 et 79 et d'une bobine 78 Le signal re- tardé de sortie du circuit à retard 28 est appliqué au CI 72. Les signaux de sortie des comparateurs 29 et 30 du CI 72 sont appliqués respectivement aux bornes D des bas- cules 31 et 32 par l'intermédiaire de résistances 80 et 81. En outre, les signaux de sortie des comparateurs 40 et 41 sont appliqués respectivement aux bornes CLR de remise à zéro des bascules 31 et 32 par l'intermédiaire de résis- tances 82 et 83 Par ailleurs, du fait que les bornes de remise à zéro CLR de la bascule 64 sont à la masse, un signal obtenu en inversant la phase du signal de sortie de l'amplificateur opérationnel 62 qui est appliqué à une borne d'entrée 62 pré-sélectionnée P de la bascule 64 est produit sur une borne de sortie Q de la bascule 64 Un tel signal Q de sortie de la bascule 64 est appliqué aux bor- nes d'horloge CK des bascules 31 et 32 La bascule 64 cor- respond ainsi à un inverseur, le signal Q de sortie de la bascule 64 correspondant au signal Q de sortie du généra- teur d'horloge 21 décrit plus haut. Les signaux Q de sortie des bascules 31 et 32 sont appliqués à un circuit OU 84 à deux entrées, le signal de sortie du circuit OU 84 étant appliqué à un multivibrateur monostable 85 afin de le déc Lencher Le circuit logique 33 est formé par le circuit OU 84 et le multivibrateur mono- stable 85, le multivibrateur monostable 85 présentant un condensateur 86 de capacitance de l'ordre de 1500 p F afin de déterminer la constante de temps Le signal logique h décrit précédemment est obtenu à la sortie du circuit logique 33. La présente invention n'est pas limitée aux formes de réalisation représentées et décrites en détail ci-dessus et, par exemple, les commutateurs SW 1 à SW 4 peuvent évidem- ment être des commutateurs électroniques qui se mettent à l'état PASSANT lorsque le niveau logique des signaux de commande d et d est "O" et qui se mettent à l'état NON PASSANT lorsque le niveau logique des signaux de commande d et d est " 1 " Dans un tel cas, les sorties logiques Q et Q du diviseur de fréquence 26 dans le rapport 1/2 doi- vent être reliées aux bornes d'entrée des commutateurs électroniques en relation inverse des liaisons utilisées dans les formes de réalisation décrites précédemment On emploie, en général, des TEC pour constituer les commuta- teurs électroniques de la fig 10 lorsque ces commutateurs électroniques doivent fonctionner à la fois avec des si- gnaux de polarité positive et de polarité négative On peut, cependant, utiliser des diodes et des transistors bipolaires pour constituer les commutateurs électroniques. Si l'on réalise les commutateurs électroniques sous la forme d'un circuit intégré, il serait avantageux d'employer des transistors, des diodes et des composants analogues, mais une telle disposition nécessite de prévoir une pola- risation comme cela est bien connu Toutefois, lorsque l'on réalise les commutateurs SW 1 à SI 4 en utilisant des tran- sistors et des diodes, les signaux de sortie complémentaires d et d du diviseur de fréquence 26 dans le rapport 1/2 peu- vent être utilisés pour former un courant continu de pola- risation, en plus de commander les commutateurs Sk 1 à SI 4 Le circuit 35 de commande automatique d'amplitude peut être conçu pour maintenir à une valeur constante la valeur positive ou négative de crête ou la valeur moyenne du signal bipolaire d'entrée a ou b En outre, lorsque l'amplifica- teur de reproduction 18 est constitué par un amplificateur limiteur, le signal de sortie est reproduit sous la forme d'un signal unipolaire et non pas d'un signal bipolaire. Dans un tel cas, si le signal unipolaire est un signal numérique tel que le NRZ (non retour à zéro) ne comprend pas de composantes de synchronisation, un circuit différen- ciateur et un circuit redresseur double alternance doi- vent être reliés en série dans l'étage d'entrée ou dans l'étage de sortie de ltégalisateur 19, et la fréquence doit être doublée afin de former une composante de synchro- nisation, avant d'appliquer un tel signal unipolaire à la borne d'entrée 22 de manière à mettre en oeuvre la présente invention. En outre, le diviseur de fréquence 26 dans le rapport 1/2 peut être un circuit tel qu'une bascule du type à armement-réarmement, une bascule du type à retard ou des composants analogues capables d'effectuer une division de fréquence dans le rapport 1/2 De plus, les résistances variables VR 1 et VR 2 peuvent être remplacées par des ré- sistances fixes. Dans les formes de réalisation décrites précédemment, le signal reproduit est un signal bipolaire car la présente invention a été appliquée à un système à réponse partielle utilisant les niveaux ( 1, (, -1,) Toutefois, la présente invention peut également s'appliquer à des systèmes à réponse partielle utilisant les niveaux ( 1, -1, 1) ou ( 1, 2, 1), par exemple, et, dans un tel cas, le signal reproduit sera un signal unipolaire. Le support d'enregistrement à partir duquel est repro- duit le signal enregistré n'est en outre pas limité à des supports d'enregistrement magnétiques tels qu'une bande magnétique ou un disque magnétique, il peut être un support d'enregistrement de type optique à partir duquel le signal enregistré est reproduit optiquement. L'invention n'est en outre pas limitée aux exemples de réalisation représentés et décrits en détail, car di- verses modifications peuvent y être apportées sans sortir de son cadre. 25.38590 REVENDICATIONS 1 Appareil de reproduction de signal numérique per- mettant de reproduire un signal unipolaire enregistré sur un support d'enregistrement ( 16) et de détecter le niveau de signal du signal unipolaire reproduit afin de reproduire un signal numérique unipolaire désiré, ledit signal unipo- laire enregistré étant obtenu en faisant passer le signal numérique unipolaire désiré à-travers un convertisseur ( 12) et des moyens à retard ( 13), puis en appliquant en contre- réaction le signal retardé de sortie desdits moyens à mé- moire audit convertisseur et en effectuant une addition modulo-2 dans ledit convertisseur, l'appareil de reproduc- tion de signal numérique comprenant des moyens de reproduc- tion ( 17) permettant de reproduire ledit signal unipolaire enregistré sur le support dtenregistrement, un égalisateur ( 19) pour soumettre le signal reproduit provenant des moyens de reproduction à une égalisation de forme d'onde, un circuit ( 24) d'extraction de la composante de synchroni- nation permettant d'extraire du signal de sortie de l'éga- lisateur une composante de synchronisation qui présente uie période égale à une période de transmission de un bit du signal unipolaire enregistré, un générateur de signal d'hor- loge ( 25) recevant la composante de synchronisation du circuit d'extraction de la composante de synchronisation afin de former un ou plusieurs signaux d'horloge qui sont en synchronisme de phase avec ladite composante de synchro- nisation, un générateur de signal de commande ( 26) rece- vant la composante de synchronisation afin de former un ou plusieurs signaux de commande, caractérisé en ce que l'on prévoit en outre un circuit d'échantillonnage et de maintien (Sw 1 Sw, C 1, C 2, 66-70) recevant le signal de sortie de l'égalisateur ( 19) et ledit ou lesdits signaux de commande afin d'échantillonner et de maintenir une valeur de crête du signal de sortie de l'égalisateur pour toute période de transmission de un bit selon ledit ou lesdits signaux de 4 o commande; une résistance variable (VR 1) pour diviser la tension du signal de sortie du circuit d'échantillonnage et de maintien et produire un signal de référence, un cir- cuit à retard ( 28) permettant de retarder le signal de sor- tie de l'égalisateur afin d'assortir la synchronisation du signal de sortie de l'égalisateur avec la synchronisation du signal de référence; un circuit de comparaison ( 29, 30) permettant de comparer le niveau du signal de sortie dudit circuit à retard avec le niveau du signal de référence et de produire un signal d'impulsion unipolaire; et un circuit de formation de signal numérique reproduit ( 31-33) permet- tant de commander la largeur et la position du signal d'impulsion unipolaire de sortie dudit circuit de compa- raison par l'intermédiaire dudit ou desdits signaux d'hor- loge et de produire un signal numérique unipolaire repro- duit. 2 Appareil de reproduction de signal numérique selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'on prévoit en outre un circuit de commande automatique d'amplitude ( 35) permettant de maintenir la valeur dé crête ou la valeur moyenne du signal de sortie de l'égalisateur et d'appliquer un signal de sortie au circuit d'extraction de la composante de synchronisation, au circuit d'échantillonnage et de maintien et au circuit à retard en tant que signal de sor- tie dudit égalisateur. 3 Appareil de reproduction de signal numérique selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de production de signal numérique reproduit comprend un premier circuit d'obtention de signal d'impulsion ( 29-30) permet- tant de comparer le niveau du signal de sortie du circuit de commande automatique d'amplitude obtenu par l'intermé- diaire du circuit à retard et le niveau du signal de réfé- rence et d'obtenir un premier signal d'impulsion; un générateur de valeur de seuil (R 3, R 4, VIR 2) permettant de former des valeurs de seuil qui définissent une région dans laquelle l'amplitude du signal de sortie du circuit à retard est supposé être zéro en courant alternatif; un second circuit d'obtention de signal d'impulsion ( 40, 41) permettant, d'unepart, de comparer le niveau d'une des valeurs de seuil provenant du générateur de valeur de seuil et le niveau du signal de sortie du circuit à retard et, d'autre part, de comparer le niveau de l'autre ou des autres valeurs de seuil provenant du générateur de valeur de seuil et le niveau du signal de sortie dudit circuit à retard, afin d'obtenir un second signal d'impulsion; et des Moyens ( 31, 32, 33) formant un circuit permettant de commander la largeur et la position du premier signal d'im- pulsion par l'intermédiaire de l'un ou des signaux d'horloge et du second signal d'impulsion et de produire un signal numérique unipolaire reproduit. 4 Appareil de reproduction de signal numérique selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de commande automatique d'amplitude comprend un circuit atté- nuateur en courant alternatif comportant un élément à ré- sistance variable R 2 dont la valeur est amenée à varier par un signal de commande externe, une résistance R 1 et un condensateur (Co) de blocage en courant continu; un ampli- ficateur ( 36) permettant d'amplifier le signal de sortie dudit circuit atténuateur; un circuit de détection ( 37) permettant de détecter la valeur moyenne ou la valeur de crête d'un signal de sortie de l'amplificateur; et un cir- cuit de formation de signal de commande externe ( 38) per- mettant de former le signal de commande externe qui fait varier la valeur de l'élément à résistance variable selon le signal de sortie dudit circuit de détection de telle manière que la valeur moyenne ou la valeur de crête du signal de sortie du circuit atténuateur prenne une valeur constante. Appareil de reproduction de signal numérique selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens formant un circuit permettant de commander la largeur et la position du premier signal d'impulsion comprennent de première et seconde bascules de type à retard ( 31, 32) recevant le second signal d'impulsions sur leur borne (CLR) de remise à zéro, le premier signal d'impulsion sur leur borne (D) d'entrée des données et le ou les signaux d'hor- loge provenant du circuit de formation du signal d'horloge sur leurs bornes (CK) d'entrée d'horloge; un circuit logi- que ( 33) étant supplémentairement prévu pour obtenir au moins un OU logique des signaux de sortie desdites pre- mière et seconde bascules. 6 Appareil de reproduction de signal numérique selon la revendication 4, caractérisé en ce que le circuit de formation du signal de commande externe comprend un premier transistor (QI) recevant sur sa base le signal de sortie du circuit de détection, ce premier transistor étant mis à l'état passant lorsqu'est détectée la valeur moyenne ou la valeur de crête du circuit atténuateur; un second transis- tor (Q 2) dont le collecteur est relié à une borne d'une source électrique et à l'émetteur du premier transistor, ce second transistor ayant sa base reliée au collecteur du premier transistor; et un circuit parallèle (C 4, R 5) relié entre la masse et le point de liaison entre le collecteur du premier transistor et la base du second transistor, ce circuit parallèle comprenant un condensateur (c 4) et une résistance (R 5), le signal de commande externe étant pro- duit sur l'émetteur du second transistor.