FR 2527859 A1 19831202 FR 8308610 A 19830525 La présente invention concerne des procédés et ap- pareils de commande d'une charge, et concerne plus particu- lièrement de nombreux dispositifs et moyens permettant de régler la résistance d'une charge telle qu'un élément chauf- fant, une lampe à incandescence et analogues, de façon telle que cette résistance ait une valeur déterminée, en vue de régler par ce moyen la température du filament. Il est souvent avantageux de régler la résistance d'une charge ayant un coefficient de température non-nul De telles charges comprennent, sans que ce soit limitatif, des éléments chauffants à radiation, des cuisinières et fours de boulangerie, et des lampes à incandescence La charge peut être une charge basse tension alimentée par une source alternative de tension relativement plus élevée. C'est ainsi qu'il existe une catégorie de lampes basse ten- sion ( 24-36 volts) dont le rendement est amélioré grâce au fonctionnement du filament à une température plus élevée que celle traditionnellement admise dans le fonctionnement d'une lampe. En raison de ce fonctionnement à température plus élevée, il est très souhaitable de régler soigneusement la température du filament de la lampe, pour assurer tout à la fois une émission lumineuse définie et une durée de vie rai- sonnable La température du filament étant une fonction de la résistance de la lampe à coefficient de température non- -2- -nul, on peut régler la température de la lampe en réglant sa résistance. La lampe peut être alimentée par le réseau public alternatif, dont la tension efficace est de valeur nominale 120 volts dans les cas de fonctionnement de type commercial ou domestique La tension souhaitée aux bornes de la charge étant inférieure à celle du réseau, une alimentation basse tension de rendement élevé est nécessaire pour alimenter la lampe On connait une telle alimentation qui utilise une structure à condensateur commuté dynamiquement qui permet, dans le cas d'une lampe à incandescence basse tension, l'é- tablissement en boucle ouverte du courant de charge (et par conséquent d'une tension de charge pour une lampe donnée ayant une résistance déterminée pour un niveau de courant spécifique, ainsi que d'une puissance de charge). Il est très souhaitable de pouvoir contrôler la résistance d'un filament de lampe et de réaliser une comman- de en boucle fermée de la température de la lampe sensible aux variations de cette résistance. Il est aussi souhaitable de réaliser des disposi- tifs et procédés de commande de la résistance d'autres types de charge à coefficient de température non-nul Selon la présente invention, la tension aux bornes d'une résistance de charge à coefficient de température non nul telle qu'une lampe à incandescence basse tension ou ana- logue, ainsi que le courant qui la traverse, sont l'un et l'autre échantillonnés en un instant correspondant à un point discret (autre que le point zéro) de l'onde de tension et de l'onde de courant Si la résistance de charge est su- périeure à la résistance souhaitée, la tension échantillon- née atteindra un seuil déterminé avant que le courant échan- tillonné atteigne un seuil également fixé; si la résistance de charge est inférieure à la résistance souhaitée, la ten- sion échantillonnée atteint le seuil déterminé après que le courant échantillonné a atteint le sien Il en résulte deux -3- signaux indicatifs de l'instant auquel la tension de charge et le courant de charge ont atteint leur seuil déterminé respectif, et on utilise ces signaux pour faire varier de manière incrémentielle la tension de charge et/ou le courant de charge, ceci, période par période, en vue de maintenir la résistance de charge à une valeur prédéterminée. Dans les réalisations recommandées ci-après, les niveaux du signal de référence et du signal lié à la charge, sont transmis à deux comparateurs et réglés de façon telle que les deux comparateurs changent l'état de leur sortie pratiquement à l'instant même o la tension de charge et le courant de charge (et donc la résistance de charge) se trou- vent aux valeurs désirées. Lorsque la résistance de charge s'écarte de sa va- leur nominale l'un des comparateurs de tension de courant, change d'état de sortie avant que l'autre comparateur en fasse autant, ce qui provoque une circulation de courant dans ou hors d'un condensateur. La variation de tension aux bornes du condensateur modifie la durée pendant laquelle un courant additionnel s'ajoute au courant de charge au cours de chaque période de la source, dans le but de faire varier les paramètres de la charge, vers leurs valeurs prédéterminées La sortie d'une bascule est réglée de manière à amorcer l'adjonction du cou- rant additionnel à la charge, en réponse à un premier événe- ment tel que le passage par zéro de l'onde de tension ou de l'onde de courant de la charge, cette bascule étant réarmée de manière à interrompre le courant additionnel dans la charge lorsqu'une onde de tension croissante, qui démarre dans chaque période en même temps que le courant addition- nel, devient égale à la tension aux bornes d'un condensateur d'intégration. La tension aux bornes de ce dernier est modifiée par des impulsions de courant, dont la largeur varie en fonction des intervalles de temps séparant les franchisse- -4- ments de seuils par les comparateurs qui surveillent la ten- sion de charge et le courant de charge. Ces comparateurs peuvent fonctionner à l'aide d'une tension de référence commune, ou de tensions de réfé- rence différentes, l'un au moins des comparateurs disposant d'un diviseur (de tension ou de courant) qui permet de fixer les seuils de comparaison de façon telle que les compara- teurs changent d'état au même instant quand la charge se trouve en conditions de fonctionnement prédéterminées Une certaine quantité d'hystérésis peut être introduite dans l'un des comparateurs, pour interdire un battement des para- mètres de la charge lorsqu'ils sont à leurs valeurs normales ou au voisinage de celles-ci Un circuit de contrôle diffé- rentiel peut être utilisé, comprenant un condensateur varia- ble, pour améliorer le contrôle dans les cas de variations soudaines de l'amplitude de la source. Dans d'autres configurations, le sous-circuit de capacité analogique est remplacé par un circuit de comptage numérique, déterminant la durée du courant additionnel de charge en réponse à un comptage incrémentiel ou décrémen- tiel, lui-même fonction des durées relatives des impulsions qui apparaissent lorsque le courant et la tension de charge sont supérieurs aux niveaux du courant et de la tension de référence. En conclusion, l'un des objets de la présente in- vention est de procurer un nouveau dispositif de contrôle en circuit fermé, de la valeur d'une résistance de charge. Un autre objet de cette invention est de définir une méthode pour contrôler, en circuit fermé, la valeur d'une résistance de charge. La suite de la description se réfère aux figures annexées qui représentent respectivement: Figure 1, un schéma synoptique d'un circuit de contrôle d'une résistance de charge, conforme aux principes de la présente invention. -5- Figure 2, le schéma détaillé d'une configuration mentionnée initialement ci-après, d'un dispositif de réglage de la température du filament d'une lampe de charge, en con- formité avec les principes de la présente invention Figures 2 a-2 f un ensemble de graphiques montrant les formes des signaux en différents points du circuit de la figure 2, dans le cas o la résistance du filament de la lampe est élevée, normale ou basse, et qui facilitent la compréhension du fonctionnement du circuit. Figures 3 a et 3 b les schémas synoptiques de compa- rateurs analogiques, fonctionnant sur un échantillonnage discret de résistance, et assurant respectivement un signal de sortie de largeur fixe ou variable, lors de chaque échan- tillonnage. Figure 4, un schéma détaillé d'un autre dispositif réglant la température du filament d'une lampe à incandes- cence Figures 4 a-4 f un ensemble de graphiques représen- tant les formes d'ondes du circuit de la figure 2, ceci pour une résistance de charge faible et élevée, et qui facilitent la compréhension du fonctionnement du circuit. Figures 5 a-5 b des circuits quelque peu résumés, de comparateurs analogique et numérique, ce qui facilitent la compréhension de plusieurs principes de la présente inven- tion et, Figure 5 c un diagramme schématique d'une réalisa- tion numérique actuellement recommandée d'une commande de résistance de charge. En liaison avec la figure 1, on voit qu'un circuit 10 destiné à régler la valeur RL d'une résistance de char- ge 12, fournit un courant de charge commandé IL ce qui établit une tension de charge commandé V L à partir d'une alimentation ou d'un modulateur 15, connecté entre la charge 12 et la source alternative 16. La tension de charge VL apparait aux bornes -6- d'entrée d'un diviseur de tension 17, à la sortie duquel on trouve une tension proportionnelle K 1 VL o K 1 est une constante inférieure à 1 Cette tension proportionnelle est transmise entre une première entrée 23 a et une entrée commu- ne 23 b d'un comparateur 23 qui fonctionne sur échantillon- nage discret de résistance Une seconde entrée 23 c reçoit un courant proportionnel de valeur K 2 IL o K 2 est une constante inférieure à 1, en provenance d'un transmetteur de courant 24 monté en série avec la charge 12. La sortie 23 d de ce comparateur 23 émet un signal lorsque le courant et la tension de charge (qui définissent la résistance de charge RL) s'écartent de valeurs prédé- terminées Le signal de sortie du comparateur, par exemple un train d'impulsions, indique si le courant de charge doit être augmenté (varié vers le haut) ou diminué (varié vers le bas) Ce signal de sortie du comparateur est intégré, par rapport au temps, dans un intégrateur 25 puis converti dans un dispositif de conversion 27 qui transforme le signal in- tégré en un signal de commande, lequel est transmis à l'ali- mentation ou au modulateur 15 par son entrée 15 a. Ce signal de commande introduit par l'entrée 15 a provoque une variation de courant de charge dans le sens voulu pour maintenir effectivement la résistance de charge 12 à sa valeur prédéterminée. Se reportant maintenant aux figures 2 et 2 a à 2 f, on voit qu'une première réalisation recommandée du circuit de commande ae charge, va générer une impulsion "vers le haut", ajoutant ainsi une certaine quantité de charge au condensateur 11, lorsque le premier paramètre mesuré (ten- sion de charge) est inférieur au second paramètre mesuré (intensité de charge), et une impulsion "vers le bas", dimi- nuant ainsi la charge du condensateur 11 d'une quantité sem- blable, lorsque le premier paramètre mesuré est supérieur au second Dans ces conditions l'élément de stockage 11 agit comme une forme discrète du dispositif intégrateur 25, pré- -7 sentant ce qui apparait comme un gain infini en courant con- tinu, et une tension à ses bornes fonction de la grandeur et de la polarité de la variation dans la tension et/ou l'in- tensité de charge qui est nécessaire pour contraindre la charge à retrouver son fonctionnement à la valeur prédéer- minée. La charge 12, dont la résistance RL est de va- leur prédéterminée dans une condition donnée de fonctionne- ment, par exemple une lampe à incandescence dont le filament est de résistance RL à une température de fonctionnement donnée, est montée en série avec un condensateur principal 14 de capacité Cl, aux bornes d'une source alternative 16 de tension Vs Un condensateur auxiliaire 18 de capacité C 2 peut être, selon le cas, raccordé en parallèle avec le condensateur principal 14, par le fonctionnement d'un dispo- sitif commutateur de puissance 20 ou d'une diode en parallè- le 22 De la sorte, quand les deux éléments 20 et 22 ne con- duisent pas, le courant débité par la source 16 dans la charge 12 (ainsi que dans une résistance de fuite 24 de fai- ble valeur RS, par exemple 0,05 ohms) est déterminé par la capacité du condensateur principal 14 Quand le dispositif se trouve conducteur, ce qui ne -commence que lorsque le courant IL dans la résistance de charge passe par zéro, un courant complémentaire IS est débité dans la condensateur auxiliaire C 2 et le courant de charge est alors la somme des courants du condensateur principal et du condensateur auxiliaire, autrement dit IL = 1 + 12 L 1 2 Si les tensions aux bornes des condensateurs 14 et 18 sont telles que la diode 22 est conductrice,le courant de diode ID' traverse le condensateur auxiliaire 18 et ajoute également un courant 12 à celui I du condensateur prin- cipal, pour établir le courant total de charge IL. Le courant de charge et par conséquent la tension de charge et sa puissance (ainsi que, s'il s'agit d'une lam- -8- pe à incandescence, la température du filament), dépendent, de manière variable, de la période de temps pendant laquelle l'un des deux dispositifs, le commutateur 20 ou la diode 22, conduit. La diode 22 conduira dans une période différente, quoi qu'essentiellement de la même durée, de celle o le dispositif 20 conduit Par voie de conséquence si 1 'on met en circuit le commutateur de puissance, par exemple un tran- sistor à effet de champ (FET), à la valeur maximale -de la tension de source (c'est-à-dire au moment o le courant de charge passe par zéro) puis si on le met hors circuit en un moment approprié pendant la période, on obtient les valeurs désirées de tension de charge VL et de courant de charge IL Le condensateur 18 est ainsi commandé par la tension V 9 appliquée à la porte ci-dessus par l'intermédiaire de la résistance de limitation 26. La source 16 est raccordée aux noeuds A et C du circuit 10, une troisième noeud commun B constituant la mas- se pour le circuit Le circuit 10 comporte une alimentation en tension 18, à fonctionnement logique, et qui comprend une résistance de limitation 28 a montée en série avec une diode redresseur 28 b et un condensateur de filtrage 28 c, le tout raccordé entre les noeuds A et B La tension de fonctionne- ment +V est obtenue aux bornes du condensateur 28 c, par rap- port au noeud de masse B. La tension de porte Vg du commutateur est obte- nue à la partie 30 a d'une bascule bistable Cette bascule 30 reçoit la tension de fonctionnement par raccordement entre la source +V et la masse La sortie 30 a de la bascule est active chaque fois que la tension de source passe par zéro dans le sens négatif, par le moyen d'une valeur appropriée sur la borne d'entrée 30 b et revient au repos par le moyen d'un signal R arrivant sur l'entrée 30 c Un temporisateur à circuit intégré type 7555 peut avantageusement être utilisé comme bascule 30. -9- Le signal d'entrée S est obtenu à partir de la tension aux bornes de l'élément 20, par le moyen d'un cir- cuit comparateur-limiteur 32 qui utilise un premier compara- teur 34 dont l'entrée non commutable 34 a est raccordée à la masse, et l'entrée commutable 34 b est raccordée au disposi- tif 20 par l'intermédiaire d'une résistance 35 Des diodes de limitation 36 et 38 sont raccordées à l'entrée 34 b d'une part et d'autre part à la masse et à la tension de fonc- tionnement, respectivement; elles sont montées pour inter- dire effectivement l'application à l'entrée 34 b d'une ten- sion inférieure au potentiel de masse ou supérieure au po- tentiel de fonctionnement +V La sortie 34 c du comparateur est raccordée à la tension de fonctionnement +V par une ré- sistance 40, et à l'entrée 30 b (S) par un condensateur de couplage 42. La tension de fonctionnement est appliquée à l'en- trée S par l'intermédiaire d'une première résistance 44 rac- cordée entre S et +V, une seconde résistance 46 étant rac- cordée entre l'entrée 30 b et la masse De la sorte, la sor- tie 34 c du comparateur change d'état lorsque la tension source-drain du FET passe par zéro dans le sens positif, et génère une impulsion dans le sens négatif pour faire bascu- ler l'élément 30 (R/S)k Dans un autre circuit comparateur 48, la tension VL de la lampe est comparée à une première tension V Sv pratiquement constante et obtenue à partir de la tension de fonctionnement +V par le moyen d'un diviseur de tension 50 composé des résistances 50 a et 50 b La tension de référence V Sv est appliquée à l'entrée non-commutable 52 a d'un se- cond comparateur 52 L'entrée commutable 52 b de ce second comparateur est raccordée à la borne de sortie d'un autre diviseur de tension 54, composé d'une première résistance 54 a (branchée entre l'entrée 52 b du comparateur et la masse) et d'une seconde résistance 54 b (branchée entre l'entrée 52 b et la cathode d'une diode 56) L'anode de la diode 56 est raccordée au noeud A La sortie 52 c du second comparateur est raccordée à l'entrée 60 a d'un premier inverseur 60, par l'intermédiaire d'un circuit générateur d'impulsions 58 com- posé d'une résistance de temporisation 58 a, en parallèle a- vec un condensateur 58 b Une résistance 62 est raccordée en- tre l'entrée 60 a et la tension +V commie charge de polarisa- tion Une impulsions de sens positif (Figure 2 b) se forme à la sortie 60 b du premier inverseur chaque fois que la ten- sion de charge devient, dans le sens positif, supérieure à la tension de référence Vsv; la durée de cette impulsion de sortie est déterminée par les valeurs des résistance 58 a et condensateur 58 b, du circuit 58 générateur d'impulsions. Le courant de charge IL est transformé en ten- sion aux bornes de la résistance de fuite 24; un autre cir- cuit comparateur 64 fournit une autre impulsion de sens po- sitif chaque fois que la tension de la résistance de fuite (proportionnelle au courant de charge) dépasse une autre tension de référence VSI pratiquement constante L'entrée commutable 66 a d'un troisième comparateur 66 est raccordée à la jonction entre la résistance de charge 12 et la résistan- ce de fuite 24 L'entrée non-commutable de ce troisième com- parateur 66 reçoit la seconde tension constante de référence VSI, à la sortie d'un autre diviseur de tension 68 composé des résistances 68 a et 68 b raccordées entre la tension de fonctionnement +V et la masse La sortie 66 c du troisième comparateur est raccordée à la tension de fonctionnement +V par une résistance 68 ainsi qu'à l'entrée 70 a d'un autre in- verseur 70 De la sorte, une impulsion positive d'état logi- que 1 apparaît à la sortie 70 b (figure 2 c) chaque fois que la tension aux bornes de la résistance de fuite, proportion- nelle au courant de charge IL' dépasse la deuxième tension constante de référence VSI. Il faut noter que si les deux tensions constantes de référence V Sv et Vsi sont présentées en Figure 1 com- me étant égales, chacune d'elle peut être de valeur diffé- il - rente en fonction du programme particulier d'un circuit de commande donné Il est souhaitable que les sorties des cir- cuits comparateur 48 et 64 changent d'état simultanément quand une charge fonctionne à son niveau ",normal" prédéter- miné. La sortie 60 b du premier inverseur est raccordée aux entrées 72 a et 74 a de deux portes 72 et 74 l'une et l'autre de *type NON-ET; l'autre entrée 72 b de la porte 72 est raccordée à la sortie 70 b du second inverseur 70 L'au- tre entrée 74 b de la porte 74 est raccordée à la sortie 66 c du troisième comparateur La sortie 74 c de la porte est rac- cordée par une résistance de liaison à la base d'un premier transistor 78, tandis que la sortie 72 c de l'autre porte est raccordée par une résistance de liaison à la base d'un se- cond transistor 82. L'émetteur du premier transistor 78 de type NPN est relié à la masse tandis que son collecteur est raccordé par une résistance de charge, à la tension de fonctionnement +V et à la base d'un troisième transistor 86, de type NPN. L'émetteur de ce troisième transistor est relié à la masse et son collecteur est raccordé au condensateur ll par l'in- termédiaire d'une résistance de décharge 88 L'émetteur du transistor 82 de type PNP, est raccordé à la tensicn +V et son collecteur l'est au condensateur 1 l ( de capacité CA) par une résistance de charge 90 La borne du condensateur ll qui n'est pas à la masse est raccordée à l'entrée commutable 92 a d'un quatrième comparateur 92 L'entrée non- commutable de ce dernier est reliée à l'anode d'une diode 94 dont la cathode est raccordée à la sortie 30 a de la bascule 30, à une borne d'un condensateur auxiliaire 96 dont l'autre borne est à la masse, enfin au collecteur d'un transistor 98 a de type PNP qui constitue la sortie d'un générateur de courant 98 Ce transistor 98 a a son émetteur raccordé à la tension de fonc- tionnement +V par une résistance de réglage 98 e et sa base reliée à celui-ci par l'intermédiaire de deux diodes 98 b et 12 - 98 c ainsi qu'à la masse par une résistance 98 d La sortie 92 c du quatrième comparateur est reliée à la tension de fonctionnement +V par une résistance de polarisation 100 et à l'entrée 30 c de la bascule bistable. Si, en fonctionnement, la résistance RL de la lampe est supérieure à la valeur fixée, la tension aux bor- nes sera également supérieure (le cas représenté à gauche dans les figures 2 a 2 f) même si le courant de charge est à la valeur nominale En conséquence, lorsque la tension de source atteint sa valeur de crête (dans le sens positif), la tension de charge VL deviendra égale à la première tension de référence V Sv en un certain instant to (figure 2 a). Le comparateur 52 change d'état et une impulsion 102, d'état logique 1, apparaîtra à la sortie 60 b du premier inverseur (figure 2 b) Cette tension de sortie revient au niveau logi- que 1 à l'instant tl Par la suite, le courant de charge IL conduira la tension aux bornesde la résistance de fui- te à dépasser la seconde tension constante de référence Vsi et la sortie du comparateur 66 changera d'état La sortie 70 b du second inverseur s'établira au nivau logique 1 et y restera jusqu'à l'instant t 3, c'est-àdire lorsque le courant de charge IL ramènera la tension de la résistance de fuite de nouveau à égalité avec la tension de référence VSI' L'impulsion 104 est ainsi générée à la sortie 70 b (figure 2 c) de l'inverseur. Immédiatement avant l'instant t, -la première entrée 72 a de la porte 72 se trouvait en état logique O La sortie 72 c de la porte était donc en état logique 1 (figure 2 d) Lorsque, à l'instant t 0, la sortie 60 b s'établit au niveau logique 1, l'entrée 74 b de la porte se trouve déjà en état logique 1, en raison de l'état logique O de la sortie 66 c du troisième comparateur Dans ces conditions la sortie 74 c de la porte revient à l'état logique O et délivre une impulsion 106 de sens négatif, de même durée que l'impulsion 102, en d'autres termes elle retourne à l'état logique 1 à 13 - l'instant t 1 A l'instant t 2 le front avant de l'impul- sion 104 apparaît, mais la sortie de la porte 74 est déjà parvenue, et reste à l'état logique 1 en raison de l'état logique O de l'entrée 74 a De la sorte, l'impulsion 104 n'a pas d'effet sur le signal à la sortie 74 c de la porte L'en- trée 72 a de la porte 72 étant déjà retournée à l'état logi- que O, la sortie 72 c (figure 22) reste donc à l'état logique 1 pendant la durée de l'impulsion 104; dès lors, le transi- stor 92 reste bloqué et aucun courant ne circule, dans la résistance 90 vers le condensateur 11 Réagissant toutefois à l'impulsion négative 106 sur la sortie 74 c de la porte, le premier transistor 78 revient provisoirement de la satura- tion au blocage et le troisième transistor 86 repasse provi- soirement du blocage à la saturation Une impulsion 108 (fi- gure 2 f) de courant est débitée par le condensateur 11 dans le transistor saturé 86, ce qui diminue la tension aux bor- nes du condensateur 11. Pendant que se produit cette diminution de la ten- sion aux bornes du condensateur 11, le premier circuit com- parateur 32 a vu que la polarité de la tension du dispositif commutateur 20 était devenue positive (ce qui se produit ef- fectivement chaque fois que le courant de charge passe par zéro) et a donc activé la sortie 30 a de la bascule Lorsque cette bascule avait été précédemment réarmée, la sortie 30 a se trouvait raccordée au potentiel de masse par une petite résistance, à la suite de quoi la tension aux bornes du con- densateur 96 se trouve déchargée par l'intermédiaire de la diode 94 et de la dite résistance. L'activation de la sortie 30 a de la bascule pola- rise en inverse la diode 94 et par suite le condensateur 96 commence à se charger par le générateur de courant 98 La bascule reste activée jusqu'à ce qu'elle soit réarmée par l'apparition d'un état logique 1 à la sortie 92 c du quatriè- * me comparateur, ce qui se produit lorsque la tension aux bornes du condensateur 96 a atteint une valeur égale à la 14 - tension aux bornes du condensateur 11 Pendant que la bascu- le reste activée, une tension est présente à la sortie 30 a ce qui met en fonctionnement le dispositif 20 Comme la ten- sion aux bornes du condensateur 11 est réduite lorsque le transistor 86 est saturé, la durée pendant laquelle le dis- positif 20 est conducteur se trouve diminuée, comme consé- quence de la diminution d'une quantité de charge du conden- sateur 11 L'intensité de la charge est alors réduite d'un "gradin", ce qui diminue la tension de charge et la tempéra- ture de la lampe Si une réduction complémentaire du courant de charge (et de sa tension) est de nouveau nécessaire, le condensateur 11 se déchargera d'une quantité additionnelle à chaque période suivante de la forme d'onde de la source al- ternative De la sorte de nouvelles impulsions de décharge 108 se produiront, réduisant davantage la tension aux bornes du condensateur 11 ainsi que la durée pendant laquelle le dispositif commutateur 20 se trouve en fonctionnement dans chaque période de la source alternative En fin de compte le courant de charge sera réduit jusqu'à assurer une tension de charge VL "normale". Pour une résistance de charge normale (le cas du milieu des figures 2 a 2 f), la tension de charge réduite VL' (à partir du diviseur 54) est réglée de manière à être égale à la première tension de référence VSV au même ins- tant o le courant de charge IL, assure aux bornes de la résistance de fuite 24, une tension égale à la seconde ten- sion de référence V 5 S Dans ces conditions, la sortie 60 b de l'inverseur présente, à l'instant to' une impulsion 102 de sens positif et d'état logique 1, qui revient à l'état logique O à l'instant t 1 Cependant le circuit comparateur de courant 64 provoque, à la sortie 70 b de l'inverseur, une impulsion 104 ' de sens positif, dont le front avant se pré- sente à l'instant tx alors que l'impulsion 102 ' est encore présente La sortie de porte 74 c s'établit à l'état logique O en réponse au front avant de l'impulsion 102 ' d'état logi- - que 1, mais revient à l'état logique 1 quand la sortie 66 c du comparateur s'établit à l'état logique o à l'instant tx. Une impulsion 106 ', de sens négatif, d'état logique O et re- lativement étroite apparaît alors à la sortie de porte 74 c et décharge le condensateur 11 pendant l'intervalle t'-tx Aussitôt après cette impulsion de décharge 110 relativement étroite, le transistor 86 se bloque mais le transistor 82 devient saturé Ceci intervient en raison des états logiques 1 présents sur les deux entrées 72 a et 72 b de la porte 72 Une impuslsion 112 d'état logique O apparaît à la sortie de la porte 72 c, saturant le second transistor 82 qui débite du courant dans la résistance 90 et provoque une impulsion 114 de courant de charge dans le condensateur 11. Comme les impulsions 110 de décharge et 112 de charge sont approximativement de même durée, la tension aux bornes du condensateur 11 ne se modifie pas sensisblement. Dans ces conditions, la durée de conduction du courant I 2 dans le zcndensateur auxiliaire 18 après un passage par zéro à l'instant duquel le comparateur 92 réarme la bascule 30, ne changera pas de période en période, et par suite, le cou- rant de charge (et donc la tension décharge la résistance de charge et la température du filament de la lampe) resteront essentiellement constants. Dans le cas (illustré sur la partie droite des Fi- gures 2 a-2 b) o la résistance de charge est inférieure à la valeur voulue, le courant de charge IL" établit aux bornes de la résistance de fuite une tension qui excède la seconde tension de référence VSI avant que la tension de charge VL" ne dépasse la première tension de référence V De plus la tension sur la résistance de fuite est supérieure à la seconde tension de référence VS, pour une durée plus longue que la période durant laquelle la tension de charge est supérieure à la première tension de référence V Sv" sur chaque période de l'onde de la source. A l'instant t 11, alors que la tension de la ré- 16 - sistance de fuite due au courant de charge IL excède la tension de référence Vsi, le comparateur 64 agit et pro- voque un état logique 1 à la sortie 70 b de l'inverseur (Fi- gure 2 c) Cet état logique 1 se maintient jusqu'à l'instant t 21 l o la tension de la résistance de fuite produite par le courant de charge, retombe de nouveau au-dessous de la seconde tension de référence VSI L'impulsion 104 " d'état logique 1 démarre alors sur la sortie 70 b avant l'impulsion 102 " de sens positif sur la sortie 60 b de l'inverseur, la- quelle démarre à l'instant t 1 "o la tension de source VL" dépasse la première tens"ion de référence V S Dans ces conditions, la première entrée 74 a de la porte 74 est, à l'instant ton dans l'état logique 0, tandis que l'entrée 74 b est en état logique 1 La sortie 74 c de la porte reste à l'état logique 1, ce qui interdit la décharge du condensa- teur 11 Simultanément, la seconde entrée 72 b de la porte 72 revient à l'état logique O, maintenant ainsi l'état logique 1 sur la sortie 72 c de la porte, de manière à interdire pro- visoirement la charge du condensateur 11 Cependant à l'ins- tant t 1 ", la sortie 60 b engendre une impulsion 102 " d'état logique 1 et de sens positif sur l'entrée de porte 72 a, la- quelle se combine avec l'état logique 1 précédemment établi sur l'entrée 72 b par la sortie 70 b, et la sortie 72 c retombe à l'état logique 0 (Figure 2 e). L'impulsion 112 ' d'état logique O sur la sortie de porte 72 c (et dont la durée est fixée par le circuit généra- teur d'impulsions 58 du comparateur 48) sature le transistor 82 et provoque une impulsion 114 ' dont le courant charge le condensateur 11, ce qui élève la-tension à ses bornes. Le passage par zéro du courant de charge ayant ac- tivé la sortie 30 a de la bascule et provoqué un passage sup- plémentaire de courant de source I 2 dans le dispositif 20 devenu conducteur, la tension aux bornes du condensateur 96 augmente jusqu'à égaler la tension, maintenant accrue, aux bornes du condensateur 11 Lorsque l'égalité entre les ten- 17 - sions des condensateurs 11 et 96 est constatée par le compa- rateur 92, la bascule est réarmée et la tension V dispa- raît à la sortie 30 a ce qui rend le dispositif 20 non con- ducteur Le courant supplémentaire débité à travers le dis- positif 20 pendant la fraction initiale de chaque période de la source (ainsi que, pour une durée effectivement identique à la fin de chaque période, par l'action de la diode 22) engendre un courant de charge total IL qui augmente pério- de après période, jusqu'à ce que l'énergie dissipée dans la résistance de charge inférieure à la normale, soit suffi- sante pour que la durée pendant laquelle le courant de char- ge est supérieur à la seconde tension de référence, soit pratiquement égale à celle pendant laquelle la tension de charge est supérieure à la première tension de référence Le courant de charge se trouve ainsi commandé de manière à fou- rnir une puissance de charge qui maintienne la température de la charge à la valeur requise. Le circuit de la figure 2 comporte également un élément 116 destiné à introduire une hystèrèse importante dans le circuit du comparateur de courant de charge 64 dans le but d'empêcher l'apparition simultanée d'une impulsion de courant de charge et de décharge dans le condensateur 11 Ce circuit 116 comprend un quatrième transistor 118 dont l'é- metteur est raccordé à la tension de fonctionnement +V, la base à la sortie de porte 72 c,par l'intermédiaire de la ré- sistance 120 et le collecteur à la sortie du diviseur de tension 68 (à l'entrée non commutable 66 b du comparateur) par une résistance 122. Ce quatrième transistor 118, de type PNP, est sa- turé lorsque la sortie de porte 72 c est en état logique O. Cet état n'est pas présent si la résistance de charge RL est de valeur supérieure à la normale Lorsqu'il est pré- sent, le transistor 118 sature et place la résistance 122 en parallèle avec la résistance 68 a, ce qui réduit la valeur de la seconde tension de référence VSI Lorsque ceci se pro- 18 - duit en réponse à une impulsion 112 de sens négatif dans le cas d'une résistance normale, la durée de l'impulsion 104 ' à la sortie 70 b de l'inverseur est accrue; on peut voir cepen- dant que la durée plus longue de cette impulsion 104 ' n'aug- mente pas la période de temps pendant laquelle le courant ICA charge le condensateur 11 De même, dans le cas d'une résistance de charge de valeur inférieure à la normale, l'impulsion 112 ' sature -le transistor 118, et la valeur di- minuée de la senconde tension de référence ralentit l'impul- sion 104 " suffisamment pour que, si la sortie 66 c du compa- rateur était sur le point de revenir à l'état logique O (comme le représente le front arrière en pointillé de l'im- pulsion 124) avant le front arrière 102 a" de l'impulsion 102 ", la durée de l'impulsion 104 " soit suffisamment longue pour que l'état logique 1 reste présent sur la sortie 70 b jusqu'à ce que la sortie 60 b soit revenue à l'état logique O de manière à interdire une impulsion qui déchargerait le condensateur 11. De la sorte la tension et le courant de charge sont l'un et l'autre échantillonnés en un certain point de la période et, sur chaque période, l'instant o la tension et le courant de charge excèdent les valeurs fixées est uti- lisé pour modifier la tension aux bornes d'un condensateur. La tension du condensateur est comparée avec une tension croissante pour modifier la durée pendant laquelle on débite un courant additionnel, en circuit fermé, la résistance de la charge (et par conséquent sa température) pour qu'elle se tienne à une valeur prédéterminée On peut voir que la technique ci-dessus utilise, comme le montre la figure 3 a: Un premier comparateur 52 pour comparer une re- présentation de la tension de charge, par -exemple K 1 VL (o K 1 est une constante inférieure à 1) sur une première entrée 52 a, à une tension de référence VREF sur une se- conde entrée 52 b' de manière à générer un signal V à la 19 - sortie 52 c du comparateur, en vue d'émettre à la suite un train d'impulsions P sur la sortie d'un multivibrateur mo- nostable 58, impulsions qui seront introduites dans l'entrée 59 a d'un dispositif logique 59; Un second comparateur 66 qui compare la représentation du courant de charge, par exemple un signal K 2 IL(o K est une constante inférieure à 1) sur une entrée 66 b, à un courant-de référence IREF sur une autre entrée 66 a, de manière à générer un signal I à la sortie 66 c du comparateur, signal qui sera introduit à l'autre entrée 59 b du dispositif logique. Enfin l'émission d'un signal logique à la sortie 59 c, signal indiquant si la résistance de charge est supé- rieure ou inférieure ou égale à la valeur nominale de résis- tance NOM que l'on désire. Le signal de sortie sera une impulsion de même largeur que l'impulsion P du multivibrateur 58, et peut être: d'une première grandeur dans le cas de résistan- ce nominale. de grandeur supérieure à la précédente si la ré- sistance est de valeur plus élevée. ou de grandeur inférieure à la première si la résistance est de valeur plus faible. Ce type de comparateur 23 par échantillonnage dis- cret de la résistance peut être utilisé pour le contrôle de la résistance (ou de la température) de toute charge résis- tive à coefficient de température non nul, telle que des éléments chauffants par rayonnement, des lampes à incandes- cence et de nombreux autres appareils de chauffage ou de cuisson On peut l'utiliser avec des dispositifs de comman-. de, en courant alternatif ou en courant continu présentant une ondulation résiduelle ou induite et par conséquent dans tout système de contrôle de puissance car un signal de com- mande peut être émis sous forme de tension, courant, fré- quence, impulsion modulée, etc en fonction de l'écart - d'une résistance de charge par rapport à une valeur voulue. En échantillonnant une fraction déterminée de la tension de charge et une autre fonction déterminée du cou- rant de charge, ces fractions étant choisies de manière tel- le que les deux paramètres de la charge se trouveront l'un et l'autre à des valeurs (arbitraires) de référence au même instant pendant les variations normales (périodiques ou apé- riodiques) de la tension et du courant engendrés par la source, on peut s'assurer si la résistance de charge est supérieure à la valeur désirée (lorsque la fraction de la tension de charge atteint sa valeur de référence avant que la fraction du courant de charge n'atteigne la sienne) ou si elle lui est inférieure (lorsque la fraction du courant de charge atteint sa valeur de référence avant que la fraction de la tension n'atteigne la sienne) Par une telle analyse, on peut émettre des signaux logiques indiquant les moments o la tension ou le courant atteignent ces valeurs de réfé- rence, et une amplification adéquate et/ou une intégration du signal d'écart qui en résulte, peut être utilisée pour commuter les circuits appropriés, par exemple oscillateurs, compteurs et autres, de manière telle, que les procédures requises, intégration, etc, assurent le contrôle de la puissance alimentant la charge. Le comparateur de résistance en valeurs discrètes 23 ' de la figure 3 b peut également être utilisé pour l'émis- sion d'un signal de comparaison de charge, à gain variable, commandant le courant de charge et par conséquent sa tension et sa résistance Un comparateur 52 ' émet une impulsion de tension V sur sa sortie 52 c', en réponse à la représentation K 1 VL de la tension de charge sur l'entrée 52 a' par rap- port à la tension ce référence sur l'autre entrée 52 b'. Le multivibrateur monostable 58 de la figure 3 a n'est pas nécessaire, et la sortie 52 c' du comparateur est reliée directement à la première entrée, 59 a' du circuit logique 59 ' La représentation K 2 IL du courant de charge 21 - est introduite dans une entrée 66 b' d'un autre comparateur 66 ', dont l'autre entrée 66 a' reçoit un courant de référen- ce, tandis que la sortie 66 c' de ce comparateur forme une impulsion de largeur T', variable avec la valeur de la ré- sistance La largeur de l'impulsion T' sera plus grande que celle de l'impulsion V si la résistance de charge est infé- rieure à sa valeur nominale, et sera plus étroite que cette dernière si la résistance est supérieure à sa valeur nomina- le Cette impulsion de largeur variable est introduite di- rectement dans la seconde entrée 59 b' du circuit logique Le signal apparaissant sur sa sortie 59 c' (de type logique ET) combine le signal V sur l'entrée 59 a' et l'inverse du signal I sur l'entrée 59 b', pour définir si la résistance de charge est supérieure à sa valeur nominale et combine également le signal I sur l'entrée 59 b' et l'inverse du signal V sur l'entrée 59 a', pour définir si elle est inférieure à cette valeur Ce comparateur 23 ' de résistance, en valeurs discrè- tes est particulièrement utile dans un circuit à gain va- riable, la charge ajoutée au (ou retirée du) condensateur intégrateur étant proportionnelle à la largeur de l'impul- sion de sortie. Si l'on se reporte maintenant aux figures 4 et 4 a-4 f, on voit qu'une autre configuration 10 ' du circuit de commande de charge, utilise le comparateur de résistance en valeurs discrètes de la figure 3 b En raison de la largeur variable des impulsions, de tension V et de courant I, réa- gissant à la valeur de l'écart de RL par rapport à sa valeur désirée, la configuration 10 ' constitue un circuit à gain variable, alors que la configuration 10 de la figure 2 est à impulsions de largeur fixe et à gain également fixe De même que dans le circuit de la figure 2, o des désignations similaires sont utilisées pour des éléments similaires, un premier comparateur 32 est utilisé pour activer la sortie a de la bascule 30 au moment du passage par zéro de la tension de source/courant de charge L'onde du dispositif 20 22 - est couplée par intermédiaire d'une résistance 126 à l'en- trée 34 b du comparateur, de manière telle que la bascule soit activée à l'instant du passage du courant par zéro Les circuits comparateurs, respectivement 48 ' pour la tension de charge et 64 ' pour le courant de charge, utilisent une même tension de référence VR raccordée aux entrées commutables 52 b d'un second comparateur 52 et 66 a d'un troisième compa- rateur 66 Un diviseur ae tension unique 130, comprend une première résistance 130 a raccordée entre la tension de fonc- tionnement +V et la sortie VR et une seconde résistance b raccordée entre la sortie du diviseur et la tension de masse. On notera que des références distinctes peuvent également être utilisées si la mesure de l'élément complé- mentaire est garantie La tension dûe au courant de charge dans la résistance de fuite 24 est reliée par l'intermédiai- re d'une résistance 132 à l'entrée non-commutable 66 b du troisième comparateur 66 La valeur de la tension de réfé- rence VR est choisie en corrélation avec la tension aux bornes de la résistance 24 pour la valeur normale du courant de charge IL Un diviseur de tension 134 est utilisé pour assurer sur l'entrée non-commutable 52 a du second compara- teur 52, la fraction de la tension de charge VL conduisant le comparateur 48 ' à modifier l'état de sa sortie, pratique- ment au même instant que la sortie du comparateur 64 ', pour la valeur normale de la tension de charge VL et la même tension de référence V R* Le diviseur 134 comprend un première résistance 134 a raccordée entre l'entrée 52 a et la masse, et une résis- tance variable 134 b raccordée entre la borne A et l'entrée 52 a du comparateur De la sorte et comme dans la configura- tion 10, les valeurs de la résistance de fuite 24, du divi- seur de tension 134 et du diviseur de référence 130 sont fixées de façon telle que les comparateurs de tension et de 23 - courant, 48 ' et 64 ', se trouvent commutés effectivement au même instant si la résistance de charge RL est correcte. Si, par exemple, la tension de fonctionnement +V S est d'environ 10 volts en continu, le diviseur de tension peut être préalablement calibré pour que la tension de référence VR soit d'environ 129 millivolts La résistance de fuite peut être fixée à environ 0,05 ohms de telle sorte que durant le premier quart de période de la source, la croissance de la tension de charge VL provoque le débit d'un courant de crête d'environ 3, 536 ampères dans la charge 12 et la résistance de fuite, et que ce courant normal de charge -I 2 engendre un état logique 1 sur la sortie 66 c du troisième comparateur 64 ' pendant le temps o l'intensité est supérieure à 2,582 ampères Dans le cas d'une lampe 24 volts, 60 watts avec une résistance RL de filament de 9,6 ohms, la tension VL de crête sera de 33,941 volts et le diviseur de tension 134 est établi pour réduire la tension de charge à 129 millivolts sur l'entrée 52 a lorsque la ten- sion de la lampe est de 24,784 volts; la seconde sortie 52 c du comparateur s'établira alors à l'état logique 1 au même instant que le même état logique 1 s'établit à la sortie 66 c du troisième comparateur, dans le cas de cette résistance de charge de valeur nominale Pareillement les sorties 52 c et 66 c des deux comparateurs reviendront à l'état logique O pendant la partie décroissante de la période, en tension et en courant, au même instant si la résistance de charge est égale à la valeur "normale", par exemple 9,6 ohms dans l'ex- emple de la lampe La fraction, choisie comme référence, de la tension de fonctionnement et par suite le point d'échan- tillonnage pendant la période, n'est pas essentiel Les va- leurs indiquées dans cet exemple ne le sont que pour les besoins de la présentation. Le circuit générateur d'impulsions 58-a été élimi- né, entre la sortie 52 c du second comparateur et l'entrée 24 - a de l'inverseur De même, l'entrée de porte 72 a est main- tenant raccordée à la sortie 52 c du second comparateur et la sortie de porte 72 c est reliée à la résistance 90 par l'in- termédiaire d'une diode 140 et d'une résistance en série 142, au lieu de l'être par l'intermédiaire des transistors 78 et 86 et des circuits associés comme dans la figure 1 Au surplus, le condensateur intégrateur 11 est constitué d'un premier condensateur lla raccordé à la masse par l'intermé- diaire d'un autre condensateur 146, shunté par une résistan- ce de décharge 148 La jonction entre les condensateurs 11 et 146 est raccordée à une diode en série 150 et une résis- tance 152 à la borne C pour assurer une "action rapide". Si la résistance de charge RL est inférieure à la valeur voulue (cas de gauche des figures 4 a-4 f), l'inten- sité franchira son seuil avant que la tension ne franchise le sien La tension VI sur la sortie 66 c du troisième com- parateur (figure 4 c) s'établira à l'état logique 1 à l'ins- tant ta, avant l'instant tb o la tension Vv en fera autant sur la sortie 52 c du second comparateur, ceci parce que l'intensité de charge I excédera la tension VR de ré- férence (figure 4 a) avant que la tension de charge V excède cette même tension de référence Ainsi l'impulsion 160 de la tension VI de sortie du comparateur d'intensité (figure 4 c)s'établit en état logique 1 à l'instant t et s'y a tient jusqu'à l'instant td; la sertie Vv du comparateur de tension est une impulsion 162 d'état logique 1 (figure 4 b) de durée plus courte, entre l'instant tb et l'instant t Les deux impulsions 160 et 162 sont effectivement sy- c métriques au regard des valeurs de crête du courant et de la tension. Avant l'instant tai, les entrées de porte 72 b et 74 a reçoivent des états logiques 1 respectivement V 1 et Vvl tandis que les entrées 72 a et 74 b reçoivent des états logiques O, respectivement Vv et Vi, les sorties 72 c (figure 4 d) et 74 c (figure 4 e) étant l'une et l'autre en - état logique 1 Dans ces conditions le transistor 82 est bloqué et la diode 140 en polarité inverse, de sorte que la charge du-condensateur 11 n'est ni accrue ni diminuée. A l'instant ta, la tension V 1 sur l'entrée de porte 74 b s'établit à l'état logique 1, la sortie 74 c se place à l'état logique O et le transistor 82 sature La sor- tie 70 b de l'inverseur revient à l'état logique O et y reste jusqu'à la fin de l'impulsion 160 A l'instant (ultérieur) tb l'impulsion 162 d'état logique 1 apparait à l'entrée 72 a mais la sortie 72 c n'est pas affectée car l'autre en- trée 72 b est déjà établie à l'état logique O; la diode 140 reste en polarité inverse La sortie 60 b de l'inverseur re- vient à l'état logique O à l'instant tb et ramène la sor- tie 74 c en état logique 1, ce qui bloque de nouveau le transistor 82 Ainsi, pendant la durée ta-tb une pre- mière impulsion 164 a de sens négatif et d'état logique O ap- parait sur la sortie de porte 74 c et une première impulsion de courant 166 a vient s'ajouter sur les condensateurs 11 A l'instant tc la sortie 52 c du second comparateur revient à l'état logique O et l'entrée de porte 74 a reçoit un état logique 1 Comme l'entrée 74 b est encore en état logique 1 (en raison de la présence maintenue de l'impulsion 160), la sortie de porte 74 c revient à l'état logique O jusqu'à l'instant td La seconde impulsion 164 b, de sens négatif provoque également une seconde impulsion de courant 166 b qui vient s'ajouter sur les condensateurs 11 Les impulsions 166 augmentent la tension aux bornes des condensateurs 11 et provoquent l'allongement de la fraction de chaque période, pendant laquelle un courant supplémentaire I 2 est débité dans la charge ce qui accroit donc la puissance sur la lampe en augmentant sa résistance Dans le cas idéal les deux im- pulsions 166 a et 166 b augmentant la tension du condensateur sont produits durant chaque demi-période d'échantillonnage, sous réserve que la résistance de la lampe ne soit pas modi- fiée pendant cette demi-période. 26 - Si la résistance de charge RL est supérieure à la valeur voulue (cas de droite des figures 4 a-4 f), le seuil de tension sera franchi avant que le seuil de courant ne le soit La tension Vv à la sortie 52 c du second comparateur (figure 4 b) se mettra à l'état logique 1 à l'instant t a', antérieur à l'instant tbl auquel la tension V 1 de la sortie 66 c du troisième comparateur s'établit en état logi- que 1, ceci parce que la tension de charge V dépasse la va- leur de référence VR (figure 4 a) avant que le courant de charge dépasse cette référence De la sorte, l'impulsion 168 de tension Vv à la sortie du comparateur de tension (fi- gure 4 b) se place à l'état logique 1 à l'instant ta' et y reste jusqu'à l'instant t; la tension ded sortie V du comparateur de courant est une impulsion 170 d'état logique 1 (figure 4 c), de durée plus courte, de l'instant tb à l'instant t c' Ici également les deux impulsions 168 et sont effectivement symétriques au regard des valeurs de crête du courant et de la tension Antérieurement à l'ins- tant t ' les sorties de porte 72 c et 74 c sont l'une et a l'autre en état logique 1, de sorte que les condensateurs 11 ne sont ni chargés ni déchargés A l'instant t a', la ten- sion Vv sur la sortie 52 c du comparateur s'établit à l'é- tat logique 1, ce qui fait revenir la sortie de porte 72 c à l'état logique O La sortie de porte 74 c reste en état logi- que 1. Par voie de conséquence, le transistor 82 reste bloqué tandis que la diode 140 se trouve en polarité directe et permet la décharge des condensateurs 11 La sortie de porte 72 c reste en état logique O jusqu'à l'instant t b et l'impulsion 172 a, d'état logique 0, entraîne une impulsion 174 a de décharge des condensateurs 11 A l'instant tb'f la sortie 66 c de tension V If du compara teur 64 ' s'établit à l'état logique 1 et y reste jusqu'à l'instant tc' Cette impulsion 170 de sens positif, ramène la sortie de porte 72 c à l'état logique 1, ce qui bloque la diode 140 L'impulsion 27 prend fin à l'instant tc' et la sortie de porte 72 c revient de nouveau à l'état logique 0, jusqu'à l'instant tdt o la sortie de porte 72 c se remet à l'état logique 1 La seconde impulsion 172 b, de sens négatif, provoque une nouvelle impulsion 174 b de décharge des condensateurs 11, ce qui abaisse la tension de ces derniers Comme conséquence de cette réduction de la tension des condensateurs 11 à la suite des impulsions 174, le courant supplémentaire I 2 circule pendant une durée plus courte de chaque période de la source, ce qui réduit le courant total de charge et donc diminue la puissance sur la lampe; une réduction de puis- sance sur la charge 12, diminue sa résistance du fait même. * On doit bien voir que les cas de "résistance fai- ble" et "résistance élevée" illustrés sur les figures 2 a -2 f et 4 a-4 f, correspondent à des situations dans lesquelles les écarts par rapport à la valeur de résistance voulue, sont relativement importants, situations qui sont présentées dans le but d'illustrer le fonctionnement de ce circuit de com- mande de-paramètre de charge Lorsque la résistance de char- ge approche la valeur nominale voulue, en régime stable, les impulsions108, 110, 114 et 114 ' de charge et de décharge du condensateur dans la figure 2 f, ainsi que les impulsions 166 et 174 de la figure 4 f, deviennent extrêmement étroites En théorie il n'y a pas d'impulsion de charge ou de décharge lorsque la puissance d'entrée de la charge est au niveau correspondant à la valeur de résistance voulue Lorsque cette charge est une lampe, sa résistance n'est pas constan- te sur chaque demi-période de la source, car la résistance de la source dépend d'une intégrale de la puissance d'entrée et de la constante de temps de la lampe La résistance de crête (ou la température du filament dela lampe) s'établit généralement après une crête de la tension de source, par exemple quelque 30 d'angle après la crête de la sinusoïde de tension sur le filament Dans ces conditions, une impul- sion de charge relativement étroite est normalement appli- 28 - quée au condensateur pendant le premier quart de période, tandis qu'une autre impulsion de décharge, également étroi- te, se trouve appliquée durant le second quart de -période, en raison de ce que la résistance de la lampe est légèrement inférieure à la valeur désirée au début de la demi-période, et légèrement supérieure à cette valeur un peu plus tard dans cette demi-période On voit ainsi que c'est en quelque sorte une valeur "moyenne" de la résistance de charge qui est commandée, ce qui n'est qu'un effet du second ordre et devient pratiquement non significatif lorsque la constante de temps thermique de la résistance devient très importante par rapport à la période de la source On voit également que, les comparateurs n'étant pas simplement théoriques, il y aura toujours un courant de polarisation, petit mais non nul, à l'entrée du comparateur 92, qui ne se trouve pas dans la boucle du comparateur, et qui provient des impulsions de charge ou de décharge des condensateurs 11 Ce courant de polarisation à l'entrée du comparateur réduit le gain en courant continu (lui-même dû à la largeur variable des im- pulsions de charge et de décharge des condensateurs 11), d'une valeur infinie (théorique) à une valeur finie, mais importante et acceptable. Comme il a déjà été dit, une caractéristique "d'action rapide" est assurée par l'emploi d'un condensateur variable 11, d'une diode 150 et des résistances 148 et 152. Ce circuit augmente la réaction aux variations soudaines de tension Le condensateur 146 sera chargé à une tension dont la polarité est fixée par celle du redresseur 150, par exem- ple une tension de polarité négative, et dont la valeur sera déterminée par les grandeurs relatives des résistances 148 et 152 Ainsi, la tension de polarité négative aux bornes du condensateur 146 est de grandeur égale à une certaine frac- tion de la tension aux bornes du condensateur C 1 qui se trouve presque au niveau de la tension de ligne En régime stable, la tension aux bornes du condensateur 146 n'a pas 29 - fondamentalement d'effet sur la logique de contrôle de la charge, car le fonctionnement décrit ci-dessus continuera de modifier la charge du condensateur lla jusqu'à ce que la tension aux bornes de l'ensemble des condensateurs 11 con- duise le délai de commutation (dans le sens "marche") du dispositif 20 à être aussi long qu'il est nécessaire, pour que la valeur désirée de la résistance soit obtenue. Dans le cas d'une augmentation soudaine de la ten- sion de ligne, la tension aux bornes du condensateur 146 de- viendra davantage négative, ce qui réduira la tension nette aux bornes des condensateurs intégrateurs 11 et diminuera le délai de commutation (dans le sens "marche") du dispositif de manière à compenser les effets de l'augmentation de la tension de ligne De la même manière, une baisse soudaine de la tension de ligne provoquera aussitôt une tension davanta- ge positive aux bornes du condensateur 146, augmentant ainsi immédiatement la tension nette aux bornes des condensateurs intégrateurs 11 et allongeant le délai de commutation (dans le sens "marche") du dispositif 20 de manière à compenser la baisse de la tension de ligne Après plusieurs périodes de l'alimentation, le circuit de commande a donc augmenté ou diminué la charge du condensateur lla, jusqu'à ce que le dé- lai de commutation (dans le sens "marche") ait atteint la valeur nécessaire pour obtenir la résistance voulue, la grandeur de la tension aux bornes du condensateur 146, aug- mentée ou diminuée dans l'intervalle, n'exerçant pas d'effet véritable. Si l'on se reporte maintenant à la figure 5 a, on peut voir que le circuit intégrateur 25 (utilisé dans la configuration précédente, de type analogique) ajoute ou re- tire des impulsions de courant au condensateur 11 d'intégra- teur C 1, pour établir une tension intégrée V Ci Le dis- positif 27 de conversion de signal intégré/commandé utilisé dans les configurations de type analogique, relie la tension Vci de l'intégrateur à une entrée 92 a du comparateur ana- - logique 92 L'autre entrée 92 b de ce comparateur reçoit une tension de référence croissante VCR établie aux bornes du condensateur 96 CR, tension obtenue par l'introduction d'un courant pratiquement constant (I=K) à partir d'un générateur de courant 98 La sortie 92 c du ccomparateur analogique change d'état lorsque la tension Vc du condensateur d'in- tégration est égale à la tension VCR du condensateur de référence Ce changement d'état de la sortie 92 c du compara- teur analogique, réarme la bascule 30 Dans de nombreuses applications, les condensateurs d'intégration 11 et de réfé- rence 96 sont assez importants, alors que les courants de compensation et de fuite nécessaires au comparateur analogi- que 92 peuvent se révéler indésirables, spécialement aux températures élevées On doit donc de préférence écarter l'utilisation des condensateurs 11 et 96 avec un comparateur analogique 92, particulièrement si le circuit de contrôle doit être constitué, au moins en partie, d'une puce de cir- cuit intégré. Si l'on passe maintenant à la figure 5 b on voit une configuration de circuit numérique 200 qui délivre le signal de commande en réponse aux impulsions sur la sortie 23 d du comparateur de résistance à échantillonnage discret remplaçant le circuit intégrateur 25, et le dispositif 27 de conversion intégral/commande de la figure 1 Les impulsions sur la sortie 23 d du comparateur de résistance à échantil- lonnage discret, sont transmises à l'horloge C à l'entrée d'un premier compteur numérique 202, de préférence à compta- ge bi-directionnel Les sorties 202 a du compteur bidirec- tionnel (chiffres binaires Ao-An) fournissent ainsi une re- présentation permanente de l'intégration nette des impul- sions à la sortie du comparateur de résistance Un faisceau de lignes 204 relie les sorties 202 a du compteur à une pre- mière entrée 206 a d'un comparateur numérique 206 Son autre entrée 206 b est reliée par un faisceau de lignes 208 aux sorties 210 a d'un compteur numérique 210 (chiffres binaires 31 - Bo-Bn) dont l'horloge C d'entrée reçoit un signal de fré- quence effectivement constante. La sortie 206 c du comparateur numérique restera dans un premier état, par exemple l'état logique O, lorsque le compte numérique à la sortie A du compteur 202, (lequel donne une représentation de l'écart de la charge par rapport à la valeur voulue), est inférieur ou supérieur au compte numérique à la sortie B du second compteur (lequel augmente par gradins le long d'une pente) La sortie 206 c ne sera dans l'autre état, par exemple l'état logique 1, que lorsque les sorties numériques des deux compteurs sont égales, au- trement dit lorsque comptage A = comptage B De la sorte, si la bascule 30 (voir figures 2 ou 4) est activée à l'instant même o le compteur 210 est remis à zéro par un signal de réarmement sur l'entrée 210 b, elle sera réarmée à un moment déterminé par la fréquence de l'horloge et le comptage dans le compteur 202 L'alimentation 15 est alors en position, par l'action de la sortie 206 c, de débiter un courant comp- lémentaire fonction du comptage numérique du compteur 202, en réponse aux impulsions sur la sortie 23 d du comparateur de résistance à échantillonnage discret Par un choix con- venable du régime de l'impulsion à la sortie 23 d du compara- teur, et du régime de l'horloge 210 du compteur, on peut éliminer les condensateurs analogique et de référence, ainsi que le comparateur analogique. La figure 5 c à laquelle on se reporte maintenant, montre un sous-circuit numérique 225, en remplacement de l'intégrateur 25 et du circuit 27 de conversion de signal intégral/commande Le sous-circuit 225 dont la configuration est présentée, a une structure numérique quelque peu simpli- fiée par rapport à celle du circuit 200 de la figure 56 Ce sous-circuit comporte une première entrée 225 a recevant le signal de décharge, de sens négatif, de la sortie 72 c de la porte NON-ET 72 (figure 4) et une seconde entrée 225 b rece- vant l'impulsion C de charge, de sens positif, de la sortie 32 - 74 c de la porte NON-ET 74 Une troisième entrée 225 c du sous-circuit reçoit le signal E de sens positif du disposi- tif 20 sur la sortie 30 b R/S de la bascule. Une sortie 225 d du sous-circuit est raccordée à l'entrée 30 c "réarmement" R de la bascule. Le sous-circuit 225 comprend un premier et un se- cond inverseurs, respectivement 227 a et 227 b, ayant leur en- trée raccordée l'un à l'entrée 225 a, l'autre à l'entrée 225 b Le signal D à la sortie de l'inverseur 227 est trans- mis à la première entrée 229 a d'une porte à double entrée 229 de type NON-ET Le signal C à la sortie de l'inverseur 237 b est transmis à la première entrée 231 a d'une autre por- te à double entrée 231 de type NON-ET On peut voir qu'en pratique, un circuit intégré (comprenant au minimum la logi- que numérique d'un circuit de commande de résistance de charge) comporterait une combinaison de chacune des portes de type NON-ET et d'un inverseur, par exemple la porte 72 et l'inverseur 227 a, ou la porte 74 et l'inverseur 227 b à l'en- trée d'une porte ET Les autres entrées 229 b et 231 b des portes 229 et 231 sont raccordées individuellement à la sor- tie des portes NON-ET 233 et 235 respectivement Les pre- mières entrées 233 b et 235 b des porte 233 et 235 sont re- liées ensemble, tandis que l'autre entrée 233 c de la porte 233 est reliée à l'entrée d'un troisième inverseur 237, dont la sortie est raccordée à l'autre entree 235 c de la porte 235 La sortie de porte 229 c est reliée à l'entrée A d'une horloge et d'un générateur logique bidirectionnel 240, dont la seconde entrée B est raccordée à la sortie de porte 231 c. La pendule et le générateur bidirectionnel 240 utilisent 4 portes à double entrée HON-ET, 242, 244, 246 et 248 Les premières entrées 242 a et 246 a des première et troisième portes 242 et 246 sont reliées ensemble et à l'en- trée 240 a A L'autre entrée 246 b de la porte 246 et une première entrée de la porte 244 sont reliées ensemble et à la seconde entrée 24 Gb du générateur Les portes 242 et 244 33 - sont câblées comme une bascule bistable, la seconde entrée 242 b de la première porte étant reliée à la sortie 244 c de la seconde porte, tandis que la seconde entrée 244 b de la seconde porte est reliée à la sortie 242 c de la première porte La sortie 246 c de la troisième porte est reliée à une première entrée 248 a de la quatrième porte, dont la sortie 248 c délivre un signal d'horloge CLK à la sortie 240 c du circuit générateur La sortie 242 c de la première porte est reliée à une autre borne de sortie 240 d sur laquelle appa- rait le signal bidirectionnel Une troisième entrée 240 e est reliée à l'entrée restante 248 b de la quatrième porte, à partir de la borne commune d'un commutateur unipolaire à deux positions 250 Une première position 250 b est raccordée à la tension de fonctionnement +V, tandis que l'autre posi- tion 250 c est reliée à la sortie 260 a d'un oscillateur 260 à fonctionnement continu. Pour alimenter en impulsions d'horloge le compteur numérique 210 ', l'oscillateur 260 utilise les deux portes NON-ET à 2 entrées 262 et 264 Une première entrée 262 a de la porte 262 est reliée à l'entrée 225 c du sous-circuit, tandis que la sortie 262 b, qui est relié à la sortie 260 a de l'oscillateur, est raccordée à la première entrée 264 a d'une seconde porte 264, par l'intermédiaire d'un condensateur 266 et d'une résistance 268 en série La sortie 26-4 b de cette seconde porte est raccordée à l'autre entrée 262 c de la première porte ainsi qu'à la jonction entre condensateur 266 et résistance 268 par une résistance 270 L'autre entrée 264 c de la seconde porte est reliée à la tension de fonc- tionnement +V. Le compteur numérique bidirectionnel 202 ' est un compteur à N chiffres binaires, N étant un nombre entier choisi en vue d'obtenir la résolution voulue: pour les be- soins de l'illustration, N est égal à 8 et le compteur 202 ' est composé des compteurs 272 et 274, chacun à 4 chiffres binaires De même, le compteur numérique 210 ' est pareille- 34 - ment à N chiffres binaires; sur le schéma ce compteur est constitué de deux compteurs 276 et 278 chacun à 4 bits et montés en série, dans le cas o N = 8 L'entrée 272 a CK de la fraction 272 la moins significative du compteur bidirec- tionnel est raccordée à la sortie 240 c du générateur horlo- ge La sortie 272 b CO est reliée à l'entrée 274 a CK de la partie 274 la plus significative du compteur bidirectionnel. La sortie 274 b CO est reliée, par un inverseur 280 à la pre- mière entrée 282 a d'une porte 282 à deux entrées, de type NON-ET la sortie 272 b est également raccordée, par un in- verseur 284 à l'autre entrée 282 b de la porte 282 Un signal d'état logique 1 est présent à la sortie de poste 282 c cha- que fois que le compteur 202 ' est rempli et que la ligne haut/bas fonctionne dans le sens "haut", ou qu'il est vide et que cette ligne fonctionne dans le sens "bas" Ce signal est transmis aux entrées de porte 233 b et 235 b, en parallè- le Les entrées P OP 7 des deux parties du compteur 202 ' sont reliées à la tension de fonctionnement +V Les deux en- trées "haut/bas" 272 c et 274 c sont reliées en parallèle à la sortie 240 d du générateur "haut/bas" les entrées PE des compteurs 272 et 274 sont reliées ensemble pour recevoir un signal POC qui est une impulsion de sens positif intervenant à chaque mise en marche du circuit de commande de charge dont le sous-circuit 225 constitue une partie Le signal POC place les sorties QO-Q 7 du compteur en état logique 1, la tension de fonctionnement +V étant appliquée aux entrées P P 7 du compteur 210 ' Le raccordement entre la sortie Q 7 du compteur bidirectionnel et l'entrée P 7 du compteur "haut" est également connecté en parallèle à l'entrée de l'inverseur 237 et à l'entrée de porte 223 c. L'entrée 276 a CK de la partie 276 du compteur "haut" est reliée à la sortie 260 a de l'oscillateur La sor- tie 276 b CO de la première partie 276 est reliée à l'entrée 278 a CK de la seconde partie La sortie 278 b CO de la se- conde partie est reliée, par un condensateur de couplage, à - la jonction entre deux résistances en série 288 et 290, elles-mêmes raccordées entre la tension de fonctionnement +V et la masse Cette jonction est d'autre part raccordée à la sortie 225 d du sous-circuit et à l'entrée 230 c R (réarme- ment) de la bascule Les entrées 276 c et 278 c "haut/bas" du compteur "haut" sont raccordées l'une et l'autre à la ten- sion de fonctionnement +V de manière à bloquer les compteurs 276 et 278 sur le comptage "haut" Les entrées 276 d et 278 d PE sont reliées en parallèle à une résistance 292 a, et, par un condensateur 292 b, à l'entrée 225 c du sous-circuit, en- trée sur laquelle est appliqué le signal E de sortie de la bascule 30 Lorsqu'on utilise une configuration à circuits intégrés discrets, les parties de compteur 272, 274, 276 et 278 pourront avantageusement être constituées de circuits intégrés de comptage CMOS 4029 ou similaires. En fonctionnement, le comptage dans le compteur bidirectionnel 202 ' s'effectue en réponse aux impulsions de sortie du comparateur de résistance Pendant la première demi-période de la source, la bascule 30 est activée par la sortie 34 c du comparateur au moment du passage par zéro de la tension de charge, comme on l'a déjà exposé à propos du circuit de la figure 4 Au moment d'être activée, la sortie b de la bascule s'élève en tension et provoque le trans- fert dans le compteur "haut" 210 ' du compte numérique du comparateur de résistance qui se trouve dans le compteur 202 ' Simultanément, l'oscillateur 260 est mis en route et commence à augmenter le comptage dans le compteur 210 jus- qu'à ce qu'il soit complet A ce stade, le compteur 210 ' surcompte et la sortie 278 b change d'état ce qui réarme la bascule 30 et supprime l'alimentation du dispositif 20. Pendant la demi-période suivante de la source, la procédure d'échantillonnage de résistance se poursuit et une nouvelle impulsion se trouve ajoutée au (ou retranchée du) comptage dans le compteur 202 ', selon l'état des signaux aux entrées 225 a et 225 b du sous-circuit Dans la demi-période 36 - qui suit, la sortie de la bascule est de nouveau activée, les sorties du compteur 202 ' se transfèrent de nouveau dans le compteur 210 ' et ce dernier recommence à compter jusqu'à complétion, ce qui réarme la sortie dé la bascule, au bout d'un temps déterminé par le comptage du compteur 202 ' trans- féré dans le 210 '. Plus précisément, en admettant que la résistance de la charge 12 ait diminué, ceci entraîne un allongement de la période de conduction du dispositif 20 En fonction de l'échantillonnage du paramètre de charge, l'état logique 1 sur l'entrée 225 b C est ramené à l'état logique O tandis que l'état logique 1 est maintenu sur l'entrée 225 a D Dans ces conditions, un état logique O permanent et une impulsion d'état logique 1 se trouvent sur les entrées de portes 229 a et 231 a respectivement Par voie de conséquence l'entrée 240 a du générateur reçoit un signal A d'état logique 1 tan- dis que l'entrée 240 b reçoit une impulsion B d'état logique O La bascule constituée des portes 242 et 244 est réglée de façon telle qu'un état logique O apparait sur la sortie 240 d haut/bas du générateur, qui commande les compteurs 272 et 274 du compteur haut/bas 202 ' vers la position "comptage bas". Simultanément la sortie 246 c de la troisième porte est portée à l'état logique 1 puis retourne à l'état logique O; par suite, la sortie 248 c de la quatrième porte revient à l'état logique O puis retourne à l'état logique 1, ce qui engendre un front de sens positif sur la sortie 240 c CLK de l'horloge, après que les entrées 272 c et 274 c du compteur haut/bas ont reçu de la sortie 240 d l'état logique O "dimi- nution" Le comptage du compteur 202 ' est alors diminué d'une unité. Ce comptage diminué subsiste dans le compteur 202 ' jusqu'à ce que la sortie 34 c du comparateur active la sortie b de la bascule Comme conséquence du changement vers l'é- tat logique 1, une impulsion d'état logique 1 est transmise 37 - aux entrées 276 d et 278 d du compteur "haut", ce qui trans- fère le comptage diminué des sorties Q 0-Q 7 du compteur 202 ' vers le compteur 210 ' par la voie des entrées P 0-P 7 du comp- teur "haut" L'état logique 1 sur l'entrée 225 c fait aussi intervenir l'oscillateur 260, qui augmente le comptage dans le compteur 210 ' de manière continue jusqu'à ce que ce der- nier sur-compte et qu'une impulsion soit émise sur la sortie 278 b Cette impulsion est introduite dans l'entrée 30 c de réarmement R de la bascule, ce qui entraîne le retour de la sortie 30 b à l'état logique O, et arrête le dispositif 20 et l'oscillateur 260. De même, si le signal sur l'entrée 225 a D avait été une impulsion de sens négatif (tandis que l'entrée 225 b restait en état logique 1) la sortie 240 d haut/bas aurait été placée en état logique 1 (comptage haut) alors que la sortie 240 d haut/bas aurait été placée en état logique 1 (comptage haut) alors que la sortie 240 c, CLK se trouvait en état logique O Sur l'apparition du front arriè re de l'impulsion de sens positif sur l'entrée 225 a, la sor tie 240 c CLK aurait émis un signal d'horloge de sens posi tif, augmentant le compteur 202 ' et réduisant le temps pen dant lequel le dispositif 20 conduirait, en réponse au fait que la résistance de charge était déterminée comme étant supérieure à la valeur fixée. Selon l'échantillonnage suivant de la résistance, le comptage dans le compteur haut/bas 202 ' sera soit augmen- té soit diminué, en fonction de la valeur de la résistance. On notera qu'il y a un renversement "d'analyse" dans cette configuration à comparateur numérique de la figure 5 b Le compteur 210 ' est en effet amené à compter en augmentant jusqu'au sur-comptage, à partir d'un point de départ pré- fixé, pour provoquer l'impulsion de réarmement de la bascule , au lieu d'avoir à compter en augmentant à partir de zéro jusqu'à la coïncidence avec le comptage à l'intérieur du compteur 202 ' On peut voir que le choix du sens est arbi- 38 - traire et qu'un comptage vers le haut ou vers le bas peut ausi bien être utilisé. Dans la conception analogique les tensions d'ali- mentation fixaient les tensions maximales auxquelles le con- densateur intégrateur pouvait être chargé Dans la concep- tion numérique, le compteu r 202 ' peut "basculer" d'un comp- tage un partout vers un comptage zéro partout, ou l'inverse, en réagissant à une seule impulsion d'horloge à l'entrée alors que le compteur est respectivement plein ou vide Une telle situation doit être évitée, pour interdire la commutation d'un courant de charge minimal à un courant maximal, ou l'inverse, lorsque des accroissements ou des réductions sont nécessaires alors que le compteur est déjà plein ou vide. Aussi les impulsions d'horloge ne doivent-elles être appli- quées pour augmenter le compteur 202 ' que lorsque l'entrée 225 a D reçoit une impulsion de sortie du comparateur de sens négatif, maisi si le registre 202 n'est pas plein Le regis- tre 202 ' sera plein lorsque les signaux Cl et C 2 de la première et de la seconde partie seront présents, et que la sortie du chiffre binaire le plus significatif, Q 7, sera également présente. Dès lors, l'entrée 240 a A du générateur ne peut recevoir une impulsion de sens négatif que si l'entrée 225 a D en reçoit une de même sens et si, en plus, une des deux sortie Cl ou C 2 est active ou si la sortie Q 7 est inac- tive Ainsi l'entrée A aura une impulsion négative lorsque l'entrée D en aura également une de même sens, sauf si la sortie Q 7 est active alors que les deux bornes, C 1 et C 2 sont inactives, auquel cas l'entrée A se maintiendra en po- sition positive, et ne réagira à aucune modification d'état sur l'entrée D; en d'autres termes une impulsion d'horloge ne sera pas émise pour augmenter le comptage si le compteur est déjà rempli Ou encore, en notation algébrique classique de Boole. A = D + Q 7 C 1 C 2 39 - De la même manière le compteur 202 ' ne comptera vers le bas lorsque l'entrée 225 b C reçoit une impulsion né- gative, que si le registre n'est pas vide, c'est-à-dire si la sortie Q 7 n'est pas à l'état logique O alors que les si- gnaux C 1 et C 2 de la première et de la seconde partie sont à l'état logique O De la sorte, une impulsion d'horlo- ge de comptage vers le bas sera évitée lorsque le compteur est vide, si l'entrée B du circuit 240 satisfait à l'équa- tion de Boole suivante B = C + Q 7 -l C 2 *Le circuit interdisant au compteur de "surcompter" ou de "sous-compter' comporte les portes 229, 231, 233, 235 et 282 ainsi que les inverseurs 237, 280 et 284 La sortie de porte 282 c n'est en état logique 1 que lorsqu'un sur- comptage ou un sous-comptage n'est pas en possibilité de se produire, c'est-à-dire lorsque les signaux Ci et C 2 sont l'un et l'autre en état logique O La sortie Q 7 du compteur est transmise à l'entrée de porte 233 c, tandis que son in- verse est transmise à l'entrée de porte 235 c, les autres en- trées 233 b et 235 b recevant l'état logique de la sortie 282 c De la sorte si C 1 et C 2 sont à la fois inactives (ce qui se produit si le compteur est en position de sur- compter alors qu'il est plein, ou de sous-compter alors qu'il est vide), ceci indique qu'à la prochaine impulsion de comptage, les sorties Q du compteur 202 ' passeront de un partout à zéro partout sur comptage haut, ou de zéro partout à un partout sur comptage bas, et le chiffre binaire de sor- tie Q 7 est contrôlé S'il est à l'état logique 1 alors que C 1 et C 2 sont à la fois à l'état logique O, le compteur est plein et aucun nouveau comptage incrémentiel ne peut être accepté Pareillement si la sortie Q 7 est à l'état lo- gique O ainsi que C 1 et C 2, le compteur est vide et tout nouveau comptage décrémentiel est interdit Dans le premier cas la porte 229 est mise hors fonctionnement pour interdire le sur-comptage, tandis que dans le second cas la porte 231 - est bloquée pour prévenir tout nouveau sous-comptage. Il convient de souligner que l'exemple donné ci- dessus pour illustration, fait appel à un type particulier de circuit intégré, de comptage, la configuration logique du comparateur numérique 225 peut différer quelque peu On no- tera également que cette configuration a été décrite avec un commutateur 250 établi de manière telle que la borne commune 250 a est connectée à une tension logique positive par la po- sition 250 b d'o il résulte que le comptage dans le compteur bidirectionnel 202 ' ne peut varier seulement que d'une unité à chaque échantillonnage de la résistance Ceci est particu- lièrement avantageux quand on utilise l'oscillateur à portes 260, lequel est ainsi synchronisé avec le passage de la source par zéro, en vue d'éliminer l'ambiguité d'un comptage unitaire qui résulterait d'une instabilité liée à l'absence de synchronisation Si un comptage unitaire d'instabilité n'est pas un problème dans telle application particulière de commande d'une résistance de charge, l'oscillation horloge 260 peut être maintenue en fonctionnement permanent, en re- liant l'entrée de porte 262 a à une tension logique positive. La fréquence de l'horloge n'est pas spécialement importante, sa limite supérieure étant fixée par le nombre N de gradins du compteur, divisé par le délai maximum nécessaire Cepen- dant, pour maximiser la résolution pour un nombre donné N de gradins du compteur, la fréquence de l'horloge doit être aussi élevée que possible. Une configuration à gain variable, dans laquelle le nombre de comptages ajoutés ou soustraits dans le comp- teur bidirectionnel 202 ' est fonction de la largeur des im- pulsions D ou C sur les entrées 225 a ou 225 b, est obtenue en reliant la borne commune 250 a du commutateur 250 à la posi- tion 250 c Le commutateur 250, étant ainsi positionné, cha- que impulsion d'entrée de sens négatif, alimente l'entrée "horloge" du compteur bidirectionnel par l'intermédiaire de la porte 248, en impulsions de sortie de l'oscillateur 260, 41 - impulsions dont le nombre est fixé par la largeur de l'im- pulsion à la sortie du comparateur de résistance Cette so- lution à gain variable peut être souhaitable dans certaines applications exigeant une réponse rapide à des variations importantes de la résistance de charge. Alors que plusieurs configurations du nouveau cir- cuit de commande des paramètres de charge ont été décrites en détail et particulièrement quand il s'agit de commander la température du filament d'une lampe à incandescence, de nonbreuses variantes et modifications apparaîtront à ceux qui sont spécialisés dans ce domaine. C'est ainsi qu'on peut voir immédiatement que le circuit de commande des paramètres de charge décrit dans la présente revendication, bien qu'exposé dans le cas de commande de la résistance de filament d'une lampe, est applicable à de nom- breux dispositifs dans lesquels une charge est alimentée par une source alternative, et o le contrôle de l'énergie de charge peut être assuré en variant l'instant de mise en mar- che d'un certain constituant dans le circuit de commande de la source Par ailleurs l'application à des dispositifs en courant continu peut être effectuée en hachant la source continue de manière à émettre des impulsions lorsque la ten- sion et/ou l'intensité dévient par rapport aux seuils du comparateur du nouveau dispositif. 42 - REVENDICATIONS 1 Circuit de commande de la résistance d'une charge alimentée par une source électrique, caractérisé en ce qu'il comprend: un dispositif ( 15) connecté entre la source ( 16) et la charge ( 12) pour faire varier le courant débité dans. cette charge, sur réception d'un signal de commande; un dispositif pour surveiller la tension aux bornes de la charge, et émettant un premier signal; un dispositif ( 24) pour surveiller le courant débité dans la charge et émettant un second signal; un dispositif comparateur ( 23) recevant ces pre- mier et second signaux de référence et générant un signal de sortie dont les caractéristiques indiquent l'instant auquel l'amplitude du premier signal excède celle du premier signal de référence par rapport à l'instant o l'amplitude du se- cond signal excède celle du second signal de référence; - un dispositif produisant un signal de commande en réponse au signal de sortie du dispositif comparateur ci-dessus, et destiné à faire que la résistance de charge soit maintenue effectivement constante à une valeur préfixée. 2 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le dispositif comparateur ( 23) comprend un premier comparateur ( 48) disposant d'une première entrée ( 52 a) qui reçoit le premier signal et d'une seconde entrée ( 52 b) qui reçoit le premier signal de référence, la sortie ( 52 c) de ce premier comparateur changeant d'état lorsque l'amplitude du premier signal excède celle du premier signal de référence. 3 Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le dispositif comparateur comprend un second com- parateur ( 64) disposant d'une première entrée ( 66 a) qui re- çoit le second signal de référence, la sortie ( 66 c) de ce second comparateur changeant d'état lorsque l'amplitude du second signal excède celle du second signal de référence. 4 Circuit selon la revendication 3, caractérisé 43 - en ce que le premier et le second signal de référence sont un même signal de référence. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que le dispositif comparateur ( 23) comprend en outre un circuit logique disposant d'une première et d'une seconde entrée ( 60 a, 70 a) respectivement raccordées à l'une (asso- ciée) des sorties du premier et du second comparateur, et destiné à faire que le signal de sortie de ce dispositif comparateur soit d'état effectivement constant, lorsque les changements d'état des sorties du premier et du second com- parateur interviennent pratiquement au même instant, et qu'il ait la forme d'une impulsion dans l'un ou l'autre sens selon que la sortie de l'un (choisi) des deux comparateurs change d'état dans un sens déterminé, avant que la sortie de l'autre change également d'état. 6 Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit multivibrateur mo- nostable ( 58), destiné à produire une impulsion de durée prédéterminée, transmise à la première entrée ( 60 a) du cir- cuit logique, en réponse au changement d'état de la sortie du premier comparateur ( 48). 7.Circuit selon la revendication 5 caractérisé en ce que le circuit logique comprend une première et une se- conde porte de type NON-ET ( 72,74), chacune d'elles dispo- sant d'une première et d'une seconde entrée ( 72 a, 72 b, 74 a, 74 b), ainsi que d'une sortie ( 72 c, 74 c) la première entrée de l'une et l'autre de ces portes étant raccordée à la pre- mière entrée dudit circuit logique ( 60 a); la seconde entrée ( 72 b) de la première porte ( 72) étant connectée à la seconde entrée ( 70 a) dudit circuit logique; un inverseur ( 70) rac- cordé entre la seconde entrée( 70 a) du circuit logique et la seconde entrée ( 72 b) de la seconde porte ( 74); enfin un dispositif ( 25,27) raccordé aux sorties des deux portes et destiné à assurer la formation d'une impulsion dont les ca- ractéristiques varient en fonction du changement d'état de 44 - l'une des deux sorties de porte. 8 Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce que le dispositif produisant ce signal de commande comprend un élément intégrateur ( 25) qui reçoit les impul- sions du circuit logique et fournit une tension dont l'am- plitude est fonction de celle de la résistance de charge. 9 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le dispositif produisant ce signal de commande comporte un circuit ( 25) intégrant le signal de sortie du dispositif comparateur et en outre un circuit ( 27) destiné à convertir ce signal de sortie en signal de commande. Circuit selon la revendication 9, caractérisé en ce que le circuit intégrateur ( 25) comprend un condensa- teur ( 11) dont la tension aux bornes réagit aux modifica- tions de caractéristique du signal de sortie du dispositif comparateur ( 23). 11 Circuit selon la revendication 10, caractérisé en ce que le circuit convertisseur ( 27) comprend: une bascule ( 30) ayant une entrée d'activation ( 30 b) une entrée de réarmement ( 30 c) et une sortie ( 30 a) qui peut être placée en l'un ou l'autre de deux états selon que l'entrée d'activation ou l'entrée de réarmement reçoit un signal; un circuit '32), émettant un signal sur l'entrée d'activation quand le courant débité dans la charge se trou- ve à la valeur préfixée; et un circuit ( 92,98) émettant un signal sur l'en- trée de réarmement après un délai s'écoulant à partir de l'apparition du signal -d'entrée d'activation immédiatement précédent, et fonction de l'amplitude de la tension à la sortie de l'élément intégrateur ( 25). 12 Circuit selon la revendication 11, caractérisé en ce que le circuit produisant le signal de réarmement com- prend un dispositif ( 98) émettant une onde de tension crois- sante qui démarre lors de chaque signal sur l'entrée d'acti- - vation; et un comparateur ( 29) recevant la tension de l'é- lément intégrateur ainsi que l'onde de tension croissante en vue de produire, après l'intervention du signal d'entrée d'activation immédiatement précédent, le signal de réarme- S ment aussitôt que l'onde de tension croissante, atteint l'amplitude de la tension de l'élément intégrateur. 13.Circuit selon la revendication 12, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circuit qui ramène l'onde de tension croissante à une valeur initiale après que le si- gnal de réarmement a été émis et avant que le signal suivant d'activation ait été reçu 14 Circuit selon la revendication 10, caractérisé en ce que la source est une source en courant alternatif ( 16) et en ce que le circuit émettant le signal sur l'entrée d'activation comporte un élément qui fournit ce signal d'en- trée d'activation lors de passages par zéro (sélectionnés) de l'onde de la source. Circuit selon la revendication 10, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un dispositif "d'action rapi- de" ( 150, 148, 152), pour assurer que la tension intégrée réagisse avec une vitesse accrue à des variations soudaines de la tension de source. 16 Circuit selon la revendication 15, caractérisé en ce que l'élément intégrateur ( 25) comprend un premier et un second condensateurs d'intégration, (lla, 14 b) montés en série; et en ce que le dispositif "action rapide" ci-dessus comprend un circuit ( 150, 152, 148) connecté entre la source et la jonction de ces condensateurs d'intégration, dans le but de faire varier la tension aux bornes de l'un de ces condensateurs, dans un sens opposé à la variation de la ten- sion aux bornes de l'autre, en réponse à un changement à la sortie du dispositif comparateur, à la suite de la variation soudaine de la tension de source. 17 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit relié au dispositif 46 - comparateur ( 23) dans le but d'y introduire une certaine quantité d'hystérese, suffisante pour prévenir des varia- tions du courant de charge de sens contraires lorsque la ré- sistance de charge se trouve pratiquement à sa valeur prédé- terminée. 18 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal de sortie du dispositif comparateur ( 23) comporte au minimum une impulsion dans l'un ou l'autre sens, en réponse à la variation de la résistance de charge par rapport à la valeur prédéterminée; et en ce que le disposi- tif produisant le signal de commande comprend: un dispositif de comptage bidirectionnel ( 202) destiné à compter le nombre d'impulsions à la sortie du dis- positif comparateur, ce comptage "haut/bas" augmentant ou diminuant respectivement pour des impulsions dont la polari- té est d'un sens ou de l'autre; un circuit émetteur d'un signal d'horloge un compteur ( 210) périodiquement ramené à un nombre initial, dans le but de compter le nombre de signaux d'horloge après chaque réarmement; et un dispositif ( 206) comparant les comptages dans le dispositif de comptage bidirectionnel et ceux dans le compteur pour émettre une séquence de signaux périodiques de sortie, dont chacun à une durée commençant effectivement au réarmement du compteur et prenant fin lorsque le comptage dans ce dernier est égal à celui dans le dispositif de comp- tage bidirectionnel; - le dispositif destiné à faire varier le courant en fonction de la durée de chacun de ces signaux périodiques de sortie pour modifier le courant débité dans la charge. 19 Circuit selon la revendication 18, caractérisé en ce que la source est une source en courant alternatif ( 16) et comportant en outre un dispositif réarmant le comp- teur sur passages à zéro (sélectionnés) de l'onde de la source. 47 - Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal-de sortie du dispositif comparateur com- prend au minimum -Uane impulsion dans l'un ou l'autre sens, selon que la résistance de charge est soit plus grande que, soit inférieure à sa valeur prédéterminée, et en ce que le dispositif produisant le signal de commande comprend: un dispositif de comptage bidirectionnel ( 202 ') destiné à compter le nombre d'impulsions reçues à l'entrée de manière incrémentielle ou décrémentielle selon que le si- gnal "haut/bas" est dans un état ou dans l'autre; un circuit oscillateur ( 260) émettant un signal périodique un dispositif ( 240) recevant le signal de sortie du dispositif comparateur pour établir ce signal de commande "haut/bas" dans l'un ou l'autre état selon que l'amplitude du premier signal ci-dessus excède celle du premier signal de référence, avant ou après que l'amplitude du second ait excédé celle du second signal de référence; un dispositif recevant le signal périodique de l'oscillateur pour transmettre au dispositif de comptage bi- directionnel un signal d'horloge chaque fois que la caracté- ristique du signal de sortie du dispositif comparateur est modifiée. un dispositif ( 210 ') pour le comptage unidirec- tionnel du signal de l'oscillateur à partir d'un comptage initial préfixé au niveau du dispositif de comptage bidirec- tionnel; et -un circuit pour transmettre au dispositif destiné à faire varier le courant, un signal de commande dont la durée est déterminée par le temps qu'il faut au compteur pour compter à partir du comptage initial préfixé jusqu'à l'état de sur-comptage ou de sous-comptage, le dispositif destiné à faire varier 'le courant réagissant à la durée de ce signal de commande de manière à ajuster le courant débité dans la résistance de charge. 48 - 21 Circuit selon la revendication 20, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit ( 229, 232, 233, 236, 282, 287, 280, 284) relié au dispositif de comptage bi- airectionnel ( 202 ') et destiné à prévenir un comptage incré- mentiel permanent lorsque ce dispositif de comptage 'est lemin, ou un comptage décrémentiel permanent lorsqu'il est vide. 22 Circuit selon la revendication 20, caractérisé en ce que la source est une source alternative et en ce que l'oscillateur est mis en fonctionnement lors de passages par zéro (sélectionnés) de l'onde de source, et se trouve inter- rompu effectivement lorsque le compteur atteint l'état (as- socié) de sur-comptage ou de sous-comptage. 23 Circuit selon la revendication 20, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit destiné à consigner le signal périodique de l'oscillateur comme comptage bidi- rectionnel pendant la durée du changement de caractéristique du signal de sortie du dispositif comparateur. 24 Procédé de commande d'une résistance de charge alimentée par une source d'énergie électrique, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes: a) échantillonner la tension et le courant de la charge, pour émettre un premier et un second signal de sur- veillance. b) émettre un premier et un second signal de réfé- rence. c) fournir un premier signal de comparaison chaque fois que le signal de surveillance de la tension de charge excède le premier signal de référence. d) fournir un second signal de comparaison chaque fois que le signal de surveillance de la tension de charge excède le premier signal de référence. e) faire varier le courant de charge dans l'un ou l'autre sens selon que l'un ou l'autre des signaux de compa- raison est de durée supérieure ou inférieure à l'autre ou à 49 - l'un respectivement Procédé selon la revendication 24 caractérisé en ce que l'étape b) comporte un stade o les deux signaux de référence sont égaux l'un à l'autre. 26 Procédé selon la revendication 24, caractérisé en ce que l'étape e) comporte des étapes pour assurer un stockage de charge; l'addition d'une charge à celle déjà stockée si la durée du premier signal de comparaison est su- périeure à celle du second signal de comparaison; une di- minution de charge si la durée du second signal de comparai- son est supérieure à celle du premier signal de comparaison enfin la variation du courant de charge en fonction de la tension aux bornes du dispositif de stockage. 27 Procédé selon la revendication 26, caractérisé en ce que l'étape e) comporte en outre les étapes suivantes établir un courant de charge minimal; émettre une onde de tension périodique et crois- sante. comparer la tension aux bornes de l'élément de stockage de la charge avec l'onde de tension croissante. autoriser un débit complémentaire de courant dans la charge à partir -du démarrage de cette onde de ten- sion croissante jusqu'à ce qu'elle soit effectivement égale à la tension aux bornes de l'élément de stockage. 28 Procédé selon la revendication 24 caractérisé en ce que l'étape e) comprend en outre les stades suivants: compter la différence entre les durées des pre- mier et second signaux de comparaison dans l'un et l'autre sens respectivement, selon que la durée du premier signal de comparaison est supérieure ou inférieure à celle du second; -remettre périodiquement le comptage à zéro dans un compteur unidirectionnel; puis préfixer le comptage dans ce compteur uni- directionnel au niveau atteint dans le dispositif de comp- tage bidirectionnel - établir un courant initial -de charge pratique- ment constant; faire démarrer le compteur unidirectionnel après préréglage, pour compter dans l'un des sens, incrémentiel ou décrémentiel et; commander un débit complémentaire de courant commençant lorsque ce compteur unidirectionnel démarre son comptage et se terminant lorsqu'il atteint l'un (associé) des états de sur-comptage ou de sous-comptage. -'.