FR 2529729 A1 19840106 FR 8304963 A 19830325 L'invention concerne d'une manière générale un réseau logique numérique, et plus particulièrement un réseau de bascules,numérique à grande vitesse utilisant un circuit logique à couplage d'émetteurs et développant une oscillation de signal de sortie ayant une amplitude sensiblement proportionnelle à la température. On connaît dans la technique des circuits con- vertisseurs numériques/analogiques destinés à transfor- mer un signal numérique d'entrée à plusieurs bits en une tension analogique correspondante Des circuits conver- tisseurs numériques/analogiques à grande vitesse fabri- qués sur des substrats monolithiques utilisant une techno- logie de circuits intégrés à transistors bipolaires sont largement répandus Cependant, de tels convertisseurs numériques/analogiques monolithiques à grande vitesse manquent habituellement de moyens destinés à l'enregis- trement du signal numérique d'entrée devant être traité par le convertisseur Pour éviter l'allongement du temps de réponse du convertisseur, de tels moyens d'enregistre- ment doivent nécessairement avoir des vitesses de commuta- tion élevées De plus, ces moyens d'enregistrement doivent être relativement compacts pour éviter un accroissement sensible de la dimension du substrat monolithique sur lequel le convertisseur est réalisé et pour éviter une diminution correspondante des rendements de production de tels convertisseurs. Etant donné que le signal numérique d'entrée présenté à un tel convertisseur est souvent généré par un circuit logique du type transistor-transistor (TTL), la réalisation d'un tel moyen d'enregistrement à l'aide d'un circuit de logique transistor-transistor constitue une alternative évidente; de cette manière, le moyen d'enre- gistrement devient compatible en entrée avec la source du signal numérique d'entrée Cependant, le circuit TTL clas- sique est généralement plus lent que le circuit convertis- seur bipolaire et il en résulte donc des retards inaccep- tables des signaux Bien que des techniques telles que le dopage à l'or de transistors et l'utilisation de diodes de Schottky soient connues comme élevant la vitesse du circuit à logique transistor-transistor classique, de telles techniques sont généralement incompatibles avec les procédés de traitement utilisés pour la production de circuits convertisseurs numériques/analogiques à grande vitesse En outre, le nombre relativement grand de transistors nécessaires à la réalisation d'une bascule de données synchronisée par horloge en logique transistor- transistor accroît notablement la dimension du substrat sur lequel le convertisseur est fabriqué, en particulier lorsque le nombre de bits présents dans le signal numéri- que d'entrée et donc le nombre de tels réseaux de bascu- les sont relativement grands. Une alternative à l'utilisation d'un circuit TTL pour former des bascules de données synchronisées par horloge sur le substrat du convertisseur consiste en structures logiques à couplages d'émetteurs à vitesse rela- tivement élevée, connues de l'homme de l'art et utilisant des techniques de déclenchement en série, qui peuvent être utilisées pour former de telles bascules de données syn- chronisées par horloge Par exemple, des structures logi- ques à fonctions d'émetteurs, formant une bascule à déclenchement périodique et une bascule de type D synchro- nisée par horloge, sont illustrées dans l'ouvrage "Emitter Function LogicLogic Family For LIS", de Skokan, IEEE Journal of Solid State Circuits, Vo SC-8, N O 5, Octobre 1973, pages 356-361 Un réseau de bascules et un circuit de bascules asservies utilisant une logique à mode en courant sont illustrés dans "Hig Speed Current Mode Logic For LSI", de Cooperman, IEEE Transactions on Circuits and Systems, Vol CAS-27, N O 7, Juillet 1980, pages 626-635. De telles structures logiques à couplages d'émetteurs sont généralement compatibles avec les procédés de traitement utilisés pour former des circuits convertisseurs à grande vitesse et ont des vitesses de commutation assez grandes pour éviter tous retards notables de la présentation du signal numérique d'entrée au convertisseur. Généralement, ces réseaux de bascules à déclenchement périodique en sérieset couplages d'émet- teurs comprennent un transistor à polarisation de niveau supérieur, dont la base reçoit une tension de seuil ou de référence et dont le collecteur est connecté par une résistance de charge à la borne d'alimentation la plus positive (habituellement le potentiel de masse) Le transistor de polarisation est couplé par l'émetteur à un transistor d'entrée dont la base reçoit un signal d'entrée qui oscille entre un niveau haut égal approximati- vement à la tension de masse et un niveau bas égal approxi- mativement à une valeur inférieure de 0,8 volt au poten- tiel de masse Le courant de grille et la résistance de charge sont généralement choisis pour produire une oscil- lation de tension d'environ 0,8 volt aux bornes de la résistance de charge La tension de référence est choisie de façon que sa valeur soit située à mi-distance entre les oscillations du signal d'entrée, soit environ 0,4 volt au-dessous du potentiel de masse Pour mémoriser temporai- rement la donnée d'entrée, une seconde paire de transistors à couplage d'émetteurs est prévue La seconde paire de transistors est souvent formée par fabrication du transis- tor de polarisation précité sous la forme d'un dispositif à émetteur double, et couplage du second émetteur de ce transistor à l'émetteur d'un transistor de réaction. La base du transistor de réaction est reliée au collec- teur du transistor de polarisation et, par conséquent, la partie de réaction de la bascule est commandée par un signal de réaction dit de bout simple Une porte à couplage d'émetteurs de niveau inférieur, synchronisée par horloge, fait commuter le courant de grille entre les paires de transistors d'entrée et de réaction, à couplage d'émetteurs, dans le niveau supérieur de la structure de porte pour faire commuter sélectivement la structure de bascules entre un mode de saisie et-un mode de maintien pour saisir initialement les données présentées à l'entrée de la bascule et maintenir ensuite ces données dans l'étage de réaction, respectivement. Des réseaux de bascules à couplages d'émetteurs du type général décrit cidessus sont soumis à diverses limitations qui en réduisent quelque peu les performances. Par exemple, le courant de grille dans de telles structu- res à déclenchement périodique en série diminue générale- ment lorsque la température augmente Par conséquent, l'oscillation logique qui apparaît aux bornes de la résis- tance de charge de tels réseaux de bascules diminue d'am- plitude lorsque la température augmente Par contre, la tension différentielle qui doit nécessairement être appli- quée aux bases de deux transistors à couplage d'émetteurs pour établir un rapport donné entre le courant conduit par le transistor au travail et le courant conduit par le transistor au repos, augmente réellement lorsque la tempé- -15 rature augmente Par conséquent, un tel circuit est géné- ralement conçu pour maintenir au moins une oscillation de tension prédéterminée à des températures relativement élevées afin d'assurer un rapport suffisant du courant de travail au-courant de repos à de telles températures. Le résultat est que, aux températures nominales, l'oscil- lation de tension aux bornes de la résistance de charge est en fait beaucoup plus grande que celle réellement nécessaire pour maintenir le même rapport du courant de travail au courant de repos dans la paire de transistors à couplage-d'émetteurs Cependant, l'oscillation relative- ment grande aux températures nominales a pour résultat d'accroitte le temps de commutation de la bascule par rapport à celui qui pourrait-étre obtenu avec l'utilisa- tion d'une oscillation de tension plus faible. En outre, la température maximale à laquelle un tel circuit peut être mis en oeuvre sans nuire à la vitesse de commutation est limitée par la saturation de la jonction base-collecteur du transistor de polarisation. Lorsque le transistor de polarisation conduit, sa tension de collecteur peut être inférieure de 0,8 volt ou plus au potentiel de'masse, tandis que sa base est à une ten- sion inférieure d'environ 0,4 volt à la masse Par conséquent, la jonction base-collecteur du transistor de polarisation est polarisée dans le sens passant de 0,4 volt ou plus Lorsque l'on tient compte des résistances parasites présentes dans le transistor même, la polarisa- tion réelle dans le sens passant de la jonction base- collecteur du transistor est encore plus grande A des températures suffisamment élevées, le transistor de pola- risation commence à fonctionner en mode saturé, provoquant ainsi une diminution de la vitesse de commutation. Une autre limitation de tels réseaux de bascules antérieurs à couplages d'émetteurs concernent les vitesses minimales des flancs des signaux de synchronisation utili- sés pour commuter le réseau de bascules du mode en saisie au mode en maintien Suivant la nature du réseau et la vitesse frontale ou de flanc du signal de synchronisation, une basse tension établie au collecteur du transistor de polarisation pendant le mode en saisie peut commencer à s'élever vers le potentiel de masse avant que la porte d'horloge de niveau inférieur commute suffisamment de courant vers l'étage de réaction du réseau de bascules pour rétablir le niveau bas de sortie Dans ce cas, les données saisies pendant le mode en saisie peuvent être perdues avant que le réseau de bascules ait achevé sa commutation vers le mode de fonctionnement en maintien. Une autre limitation de tels réseaux de bascu- les à couplages d'émetteurs de l'art antérieur est la difficulté relative pour établir une interface entre les parties d'entrée de tels réseaux et d'autres familles logiques numériques telles que la logique transistor- transistor (TTL) La tension de seuil ou de référence appliquée au transistor de polarisation dans le niveau supérieur de tels réseaux de bascules n'est généralement inférieure que de 0,4 volt à la borne ayant la tension la plus positive Ces réseaux à couplages d'émetteurs éprou- vent nécessairement de la difficulté à réagir à des signaux d'entrée du type produit par un circuit à logique transistor-transistor. De façon similaire, il est souvent difficile de réaliser une interface entre la sortie de tels réseaux de bascules de l'art antérieur et la partie d'entrée d'autres types de logiques numériques en raison de l'am- plitude relativement faible de l'oscillation du signal de sortie ainsi que de la nécessité de mettre le signal de sortie en référence sur le potentiel de masse (ou autre tension positive d'alimentation) Pour des raisons simi- laires, de tels réseaux de bascules à couplages d'émet- teurs ne sont pas bien adaptés à la commande des étages de commutation d'entrée de convertisseurs numériques/ analogiques à grande vitesse. Enfin, ces structures de bascules à couplages d'émetteurs de l'art antérieur ont une sortance limitée, c'est-à-dire la capacité de ceniander d'autres uortes de famille logique de même type Par exemple, le réseau de bascules du type à logique à fonction d'émetteur, décrit par Skokan, exige une diffusion d'émetteur supplémentaire dans le transistor de sortie pour chaque porte supplémen- taire devant être commandée par ce réseau Le réseau de bascules à logique à mode en courant, décrit par Cooperman, possède une capacité de commande de sortie relativement limitée à moins que la dimension de la résistance de charge soit diminuée ce qui, par suite, accroît le courant de grille et l'énergie globale consommée. L'invention a donc pour objet un réseau de bas- cules de données synchronisé par horloge, compatible avec les procédés de fabrication et les vitesses de travail d'un convertisseur monolithique numérique/analogique à grande vitesse, et pouvant être formé sur le même subs- trat que ce convertisseur, sous la forme d'une structure relativement compacte. L'invention a également pour objet un réseau de bascules à grande vitesse utilisant des commutateurs à transistors à couplages d'émetteurs, dans lesquels l'am- plitude de l'oscillation nominale de la tension de sortie produite par ce réseau est assez grande pour maintenir un rapport convenable du courant de travail au courant de repos dans la partie de réaction du réseau, ce rapport n'étant cependant pas assez élevé pour accroître inutile- ment la vitesse de commutation du réseau de bascules. L'invention a pour autre objet un réseau de bas- cules à couplages d'émetteurs, dans lequel l'amplitude de l'oscillation de la tension de sortie augmente proportion- nellement à la température afin qu'un rapport prédéterminé du courant de travail au courant de sortie soit maintenu dans des circuits similaires commandés, malgré les varia- tions de la température. L'invention a pour autre objet un réseau de bas- cules à couplages d'émetteurs qui peut être mis en oeuvre à des températures relativement élevées sans que sa vitesse de travail en soit affectée. L'invention a également pour objet un réseau de bascules à couplages d'émetteurs qui présente une tendance réduite à perdre l'état des données saisies lors d'une commutation en mode de travail en maintien. L'invention a également pour objet un réseau de bascules à couplages d'émetteurs compatible, en entrée avec un réseau TTL ainsi qu'avec d'autres familles logiques. L'invention a en outre pour objet un réseau de bascules à couplages d'émetteurs qui peut produire un signal de sortie ayant une oscillation de tension large- ment supérieure à celle utilisée pour maintenir l'état des données dans l'étage de réaction du réseau de bascules lui-même, afin de commander plus aisément d'autres types de réseaux de commutation. L'invention a en outre pour objet un réseau de bascules à couplages d'émetteurs dans lequel la possibi- lité de sortance du réseau de bascules peut être notable- ment augmentée,-avec une augmentation minimale du nombre de composants et de la puissance demandée. L'invention a pour autre objet un circuit de polarisation destiné à un tel réseau de bascules à cou- plages d'émetteurs, dans lequel le niveau de seuil, ou la tension de référence, suit l'oscillation du signal de sortie en fonction des variations de la température afin de rester sensiblement centré dans l'oscillation de la tension de sortie. L'invention concerne donc un réseau de bascules comprenant une structure de portes en séries, à couplages d'émetteurs, comprenant une source de courant de portes produisant un courant régulé dont l'amplitude est sensible- ment proportionnelle à la température, ainsi qu'une résis- tance de charge destinée à développer une oscillation du signal de sortie qui est sensiblement proportionnelle à la température Un transistor de polarisation à deux émetteurs comporte un premier émetteur relié à l'émetteur d'un transistor d'entrée et un second émetteur relié à l'émetteur d'un transistor de réaction La base du transis- tor d'entrée reçoit le signal de données d'entrée, soit directement, soit par l'intermédiaire d'un circuit tampon d'entrée La base du transistor de polarisation est reliée à une première tension de référence produite par un- cir- cuit associé de polarisation La base du transistor de réaction est reliée au collecteur du transistor de pola- risation afin de maintenir l'état des données saisies pendant le mode de fonctionnement en saisie Une paire de transistors à couplage d'émetteurs, c'est-à-dire un cir- cuit de commande de courant, relie sélectivement la source de courant de portes à l'un ou l'autre des premier et second émetteurs du transistor de polarisation afin de commuter le réseau de bascules entre sesmodes de fonction- nement en saisie et en maintien La char Qe est montée entre le collec- teur du transistor de polarisation et une seconde tension de référence produite par le circuit de polarisation, laquelle seconde tension de référence peut être choisie dans une large plage de tensions nominales. Dans une forme préférée de-réalisation de l'in- vention, la charge du réseau de bascules est constituée d'une jonction semi-conductrice P-N montée en série avec une résistance de charge entre le collecteur du transistor de polarisation et la seconde tension de réfé- rence précitée, générée par le circuit de polarisation. Bien que la jonction semi-conductrice P-N de la charge puisse être une diode, elle est de préférence constituée de la jonction base-émetteur d'un transistor de charge afin de minimiser l'intensité du courant demandée au circuit de polarisation qui génère la seconde tension de référence Bien que le courant de portes et la résistance de charge soient choisies pour produire une oscillation nominale de sortie d'environ 300 millivolts, une résis- tance de valeur plus élevée peut être insérée entre le collecteur du transistor de charge et le conducteur d'ali- mentation ayant la tension la plus positive afin de géné- rer un second signal de sortie isolé de la partie de réac- tion du réseau de bascules, lequel second signal de sortie peut avoir une amplitude nominale largement supérieure à l'oscillation nominale de 300 millivolts du réseau de bas- cules lui-même Le second signal de sortie peut être alors utilisé commodément pour la commande d'autres types de réseaux de commutation demandant de plus grandes oscilla- tions des signaux d'entrée. L'utilisation d'une jonction semi-conductrice P-N à l'intérieur de la charge du réseau de bascules, comme décrit ci-dessus, a pour résultat de provoquer une oscillation d'une partie du signal de sortie par suite des variations de la tension aux bornes de la jonction sous l'effet de changements affectant le courant conduit par la charge De tels déplacements de la tension de la jonction tendent à engendrer un décalage dans les carac- téristiques de commutation de la partie de réaction du réseau de bascules Une compensation partielle ou com- plète de ce décalage peut être obtenue en donnant une plus grande surface aux régions des premier et second émetteurs du transistor de polarisation qu'aux régions d'émetteurs du transistor d'entrée et du transistor de réaction connectés en commun En outre, un accroissement des dimensions des émetteurs du transistor de polarisation entraîne un accroissement correspondant de la dimension globale du transistor de polarisation et réduit les résis- tances parasites de collecteurs qui lui sont associées; par conséquent, les chutes de tension dans des composan- tes de résistances parasites du transistor de polarisa- tion, tendant à polariser la jonction collecteur-base de ce transistor dans le sens passant, sont réduites En outre, la plus grande dimension globale du transistor de polarisation provoque un certain accroissement des capacités parasites qui lui sont associées, permettant au réseau de bascules de maintenir l'état des données pen- dant une plus longue période de temps lors d'une commuta- tion entre le mode en saisie et le mode en maintien. Dans la forme préférée de réalisation de l'inven- tion, le circuit de polarisation associé au réseau de bas- cules comprend une résistance de polarisation et une jonc- tion semi-conductrice P-N montées en série entre une pre- mière borne à laquelle une première tension de référence est appliquée et une seconde borne de référence à laquelle la seconde tension de référence est appliquée Le circuit de polarisation comprend en outre une source de courant similaire à la première source incorporée dans le réseau de bascules, afin de provoquer la circulation d'un courant proportionnel à la température dans la résistance précitée de polarisation et à travers la jonction semi-conductrice P-N située dans le circuit de polarisation En donnant à la résistance de polarisation une valeur égale à la moitié de celle de la résistance de charge du réseau de bascules, on maintient la chute de tension aux bornes de la résis- tance de polarisation à une valeur exactement égale à la moitié de la chute de tension se produisant aux bornes de la résistance de charge du réseau de bascules lorsque le transistor de polarisation est conducteur Etant donné que la première tension de référence et le signal de sortie du réseau de bascules ont tous deux pour référence la seconde tension de référence, toutes variations de la seconde tension de référence, dues à des variations de température, affectent de manière égale la première ten- sion de référence et le signal de sortie du réseau de bascules Par conséquent, la première tension de référence est maintenue relativement centrée dans l'oscillation de tension du signal de sortie du réseau de bascules malgré les variations de la température Le niveau nominal réel de la seconde tension de référence peut être choisi dans une plage relativement large de tensionspour permettre à l'entrée du réseau de bascules d'être compatible avec diverses autres familles logiques. Dans une forme de réalisation à grande sortance de la présente invention, la jonction semi-conductrice P-N est éliminée de la charge du réseau de bascules, et la résistance de charge est montée directement entre le collecteur du transistor de polarisation et la seconde tension de référence Cette forme de réalisation à sor- tance élévée comporte par contre un transistor suiveur dont la base est connectée au collecteur du transistor de polarisation et dont l'émetteur est relié à la base du transistor de réaction L'émetteur du transistor suiveur sert de source à basse impédance du signal de sortie du réseau de bascules, qui peut étke utilisé pour commander un nombre relativement grand d'étages d'entrée de circuits similaires. L'invention sera décrite plus en détail en regard des dessins annexés à titre d'exemples nullement limitatifs et sur lesquels: la figure 1 est un schéma simplifié d'un réseau de bascules de données à 12 bits et deux étages, dans lequel les 12 bits de données d'entrée peuvent être mainte- nus ou enregistrés temporairement et séparément en groupes de 4 bits; la figure 2 est un diagramme des temps montrant des formes d'ondes correspondant au signal d'entrée de don- nées, aux signaux d'horloge de synchronisation, et aux signaux de sortie du réseau de bascules représenté sur la figure 1; la figure 3 est un schéma détaillé d'un cir- cuit de bascule à portes en série, à couplages d'émetteurs, correspondant à une tranche de un bit du réseau représenté sur la figure 1; la figure 4 est un schéma détaillé d'un cir- cuit de polarisation destiné à générer diverses tensions de référence utilisées par le circuit de bascule montré sur la figure 3; et la figure 5 est un schéma d'un circuit d'une forme de réalisation à sortance élevée d'un étage du circuit de bascule de la figure 3. La figure 1 représente un réseau de bascules à deux étages, 12 bits, du type général réalisé conformément à la présente invention Le premier étage ou étage d'entrée du réseau à deux étages montré sur la figure 1 est divisé en trois bascules D de quatre bits, indiquées en 10, 12 et 14 Chacune des bascules 10, 12 et 14 comporte quatre bor- nes d'entrée destinées à recevoir une fraction de quatre bits (ou fragment) d'un mot d'entrée de données de douze bits La bascule 10 comporte des bornes d'entrée 15, 16, 17 et 18 destinées à recevoir un fragment A correspondant aux quatre bits les plus significatifs du mot de données d'entrée La bascule 12 comporte des bornes d'entrée 19, , 21 et 22 destinées à recevoir un fragment B, ou les quatre bits médians du mot de données d'entrée De façon s similaire, la bascule 14 comporte des bornes d'entrée 23, 24, 25 et 26 destinées à recevoir un fragment C, ou les quatre bits les moins significatifs du mot de données d'entrée La bascule 10 comporte une sortie large de quatre bits, indiquée par la flèche 27 sur la figure 1 De même, les bascules 12 et 14 comportent chacune une sortie large de quatre bits, ces sorties étant indiquées par des flè- ches 28 et 29, respectivement, sur la figure 1. Un conducteur 30 applique un signal d'horloge de synchronisation à la bascule 10 pour faire commuter cette dernière entre un mode de saisie et un mode de maintien. En mode de saisie, des signaux d'entrée reçus par les bornes 15-18 de la bascule 10 peuvent être reportés à sa sortie 27 large de quatre bits Cependant, en mode de maintien, la bascule 10 maintient la sortie 27 large de quatre bits dans une condition prédéterminée quels que soient les signaux de données reçus ensuite par les bornes d'entrée 15-18 La condition prédéterminée maintenue par la bascule 10 lorsqu'elle est dans son mode en maintien correspond à l'état des signaux d'entrée immédiatement avant le changement d'état du signal d'horloge correspon- dant à une transition du mode en saisie au mode en main- tien Les conducteurs 31 et 32 appliquent de façon simi- laire, mais indépendante, des signaux d'horloge de syn- chronisation aux bascules 12 et 14, respectivement - Si l'on se réfère de nouveau à la bascule 10 de la figure 1, le signal d'horloge transmis par le conduc- teur 30 est généré à la sortie d'une porte OU 34 De façon similaire, les signaux d'horloge transmis aux bascules 12 et 14 par les conducteurs 31 et 32 sont générés par des portes OU 36 et 38, respectivement Une première borne de chacune des portes 34, 36 et 38 est reliée à un conduc- teur 40 et à une borne 42 ÉCRITURE Une seconde entrée de la porte 34 est reliée à une borne 44 NA De façon simi- laire, une seconde entrée de la porte 36 est reliée à une borne NB 45 et une seconde entrée de la porte 38 est reliée à une borne NC 46 La bascule 10 fonctionne en mode en saisie lorsque le signal d'horloge transmis par le con- ducteur 30 est à un niveau bas ou logique " 0 " Par contre, lorsque le signal d'horloge transmis par le conducteur 30 est à un niveau haut ou logique " 1 ", la bascule 10 fonc- tionne en mode en maintien dans lequel la sortie 27 large de quatre bits est insensible à l'état des bits de données reçus par les bornes d'entrée 15-18 Le signal d'horloge transmis par le conducteur 30 prend le niveau logique " O uniquement lorsque les deux entrées de la porte OU 34 sont au niveau logique " O " Ainsi, lorsque la borne ECRITU-RE 42 et la borne NA44 sont toutes deux au niveau logique " O ", la bascule 10 est en mode en saisie; si la borne ECRITURE 42 ou la borne NA 44 est au niveau logique "'1 ", la bascule passe en mode en maintien De façon similaire, la bas- cule 12 est dans le mode en saisie uniquement lorsque la borne ECRITURE 42 et la borne NB 45 sont toutes deux au niveau logique O ", et la bascule 14 est dar S le mode en saisie uniquement lorsque la borne ECRITURE 42 et la borne NC 46 sont toutes deux au niveau logique '". Le réseau de bascules à deux étages montré sur la figure 1 comprend un second étage ou étage de sortie formé d'une bascule 48 à 12 bits La bascule 48 comporte des bornes d'entrée destinées à recevoir des signaux de sortie 27, 28 et 29 produits par les bascules 10, 12 et 14, respectivement; la bascule 48 produit elle-même un signal de sortie large de 12 bits, indiqué en 49 La sor- tie 49 de la bascule 48 peut être reliée au réseau de com- mutation d'entrée d'un circuit convertisseur numérique/ analogique (non représenté) pour que le signal de sortie soit converti en un signal analogique. En se référant encore à la figure 1, on voit que la borne ECRITURE 42 est également reliée par le conducteur à une première entrée d'une porte OU 50 Une seconde entrée de la porte OU 50 est reliée à une borne CONV 52. La sortie de la porte OU 50 est reliée par un conducteur -54 à une borne de la bascule 48 pour appliquer à cette der- nière un signal d'horloge de synchronisation Lorsque le signal d'horloge appliqué par le conducteur 54 est à un niveau bas ou logique " O ", la bascule 48 est dans le mode en saisie dans lequel la sortie 49 à 12 bits réagit direc- tement aux douze bits de la donnée reçue des signaux de sortie 27, 28 et 29 Cependant, lorsque le signal d'horloge appliqué par le conducteur 54 est à un niveau haut (logique " 1 "), la bascule 48 est dans un mode en maintien dans lequel les signaux 49 de sortie sont insensibles à l'état des signaux de sortie 27, 28 et 29 Lorsque la bascule 48 est dans le mode en maintien, les signaux de sortie 49 reflè- tent l'état des données reçues des signaux de sortie 27, 28 et 29 immédiatement avant que le signal d'horloge, reçu du conducteur 54, passe d'un niveau bas à un niveau haut Le signal d'horloge appliqué par le conducteur 54 est à un niveau logique " O " lorsque la borne ECRITURE 42 et la borne CONV 52 sont toutes deux au niveau logique 'O', et il est autrement au niveau logique " 1 t". Le fonctionnement du réseau de bascules à deux étages montré sur la figure 1 peut être mieux compris en- se référant au diagramme des temps de la figure 2 Sur la figure 2, la forme d'onde désignée DONNEE correspond à l'état de la donnée d'entrée reçue par l'une des bornes d'entrée 15-26 La forme d'onde 97 indique l'état d'une * ou plusieurs des bornes NA, WB et WC 44, 45 et 46, respec- tivement Les formes d'onde CONV et WR (ECRITURE) corres- pondent aux signaux reçus par les bornes CONV 52 et ECRITURE 42, respectivement La forme d'onde Z correspond à l'état d'un bit du signal de sortie 27, 28 ou 29 Par exemple, si la forme d'onde DONNEE représente le bit de poids fort de l'entrée numérique (reçu par la borne d'en- trée 15), Z 1 représente le bit de poids fort du -signal de sortie 27 La forme d'onde Z 2 représente un bit du signal 49 de sortie Par exemple, si Z 1 représente le bit de poids fort du signal de sortie 27, Z 2 représente le bit de poids fort du signal de sortie 49 A l'aide de cet exemple, la forme d'onde WX représente un signal NA, car le bit de poids fort se trouve dans le fragment A. Comme montré sur la figure 2, à l'instant indi- qué par la ligne pointillée I, le signal NX subit une transition le faisant passer d'un niveau haut à un niveau bas, tandis qu'à l'instant désigné par la ligne pointillée II, l'état de la donnée d'entrée change Cependant, le signal de sortie Z 1 ne change pas à cet instant II, car le signal WR est maintenu à un niveau haut, ce qui fait rester les bascules 10, 12 et 14 dans le mode en maintien. A l'instant désigné par la ligne pointillée III, le signal WR subit une transition d'un niveau haut à un niveau bas, permettant aux bascules 10, 12 et 14 de passer dans le mode en saisie Par conséquent, à l'instant III, le signal de sortie Z 1 change d'état pour refléter la condition du signal de donnée d'entrée Cependant, le signal de sortie Z 2 reste inchangé, car le signal CONV est maintenu à un niveau haut. A l'instant IV indiqué sur la figure 2, les deux signaux FR et WR subissent une transition du niveau bas au niveau haut, faisant passer les bascules 10, 12 et 14 dans le mode en maintien A l'instant V, l'état de la donnée d'entrée change de nouveau; cependant, étant donné que les bascules 10, 12 et 14 sont dans le mode en main- tien, le signal de sortie Z 1 n'est pas affecté par le changement d'état de la donnée d'entrée A l'instant VI, le signal CONV subit une transition d'un niveau haut à un niveau bas Néanmoins, le signal de sortie Z 2 ne change pas, car le signal WR est maintenu à un niveau haut, faisant rester la bascule 48 dans le mode en maintien. A l'instant VII, le signal WR subit une transition du niveau haut au niveau bas, permettant à la bascule 48 de travailler dans le mode en saisie; par conséquent, le signal de sortie Z 2 change d'état pour refléter la condi- tion du signal de sortie Z Enfin, à l'instant VIII, les signaux CONV et WR subissent une transition d'un niveau bas à un niveau haut, faisant de nouveau travailler la bascule 48 dans le mode en maintien. Bien que cela ne soit pas représenté sur la figure 1, le réseau de bascules à deux étages de la figure 1 peut être configuré de manière à être totalement transparent au passage des données Par exemple, si la borne CONV 52, la borne ECRITURE 42, la borne NA 44, la borne WB 45 et la borne NC 46 sont toutes amenées simul- tanéoent à un niveau bas ou logique " 0 ", les bascules 10, 12, 14 et 48 sont toutes placées simultanément dans le mode en saisie et, par conséquent, des changements des données présentées aux bornes d'entrée 15-26 provoquent un change- ment immédiat des signaux de sortie 49 générés par la bascule 48. Les circuits utilisés pour la constitution du réseau de bascules à deux étages représenté sur la figure 1 sont montrés sur les figures 3 et 4, la figure 3 représen- tant les composants du circuit exécutant les fonctions logiques souhaitées et maintenant ou verrouillant un bit du signal de 12 bits, tandis que la figure 4 représente le circuit de polarisation destiné à générer diverses tensions de référence demandées par le circuit de bascule montré sur la figure 3 Si on se réfère en premier à la figure 3, on voit une borne 56 d'entrée de données destinée à recevoir un signal de donnée binaire et correspondant à l'une des bornes d'entrée 15-26 montréessur la figure 1. La borne 56 d'entrée est reliée à la base d'un transistor PNP 58 dont le collecteur est relié à un conducteur 60 d'alimentation destiné à fournir une tension d'alimenta- tion ayant la valeur la plus négative L'émetteur du transistor intermédiaire 58 est relié par une première résistance 62 à un noeud 64 Une deuxième résistance 66 est montée entre le noeud 64 et un conducteur 68 qui pré- sente une tension de référence Vc', comme décrit plus en détail ci-dessous. Les résistances 62 et 66 forment ensemble un diviseur de tension destiné à appliquer au noeud 64 une tension dérivée de la tension d'entrée appliquée à la borne d'entrée de données 56 et référencée sur le conduc- teur VC' 68 Dans le cas o la tension appliquée à la borne d'entrée 56 est sensiblement égale à la tension VC' ou plus positive que cette dernière, le noeud 64 est maintenu essentiellement à la tension de référence VC En variante, la résistance 66 peut être remplacée par une - source de courant destinée à fournir un courant fixe à partir de la tension d'alimentation la plus positive. Le transistor intermédiaire 58, la résistance 62 et la résistance 66 forment ensemble un élément d'entrée destiné à appliquer au noeud 64 le signal de donnée binaire reçu par la borne d'entrée 56 Bien que l'émet- teur du transistor tampon 58 soit représenté comme étant relié au noeud 64 par la résistance 62, cette dernière peut être remplacée par un shunt ou par une ou plusieurs jonctions de diodes Dans tous les cas, la résistance 62, ou la connexion shuntée, ou encore une ou plusieurs - diodes remplaçant cette résistance, constituent un moyen de connexion de l'émetteur du transistor tampon 58 au noeud 64 De plus, le transistor intermédiaire 58, bien que représenté sous la forme d'un transistor PNP, peut être constitué d'un transistor NPN dont la base est reliée à la borne 56 d'entrée de données et dont l'émetteur est relié soit directement, soit par l'intermédiaire d'une résistance ou d'une ou plusieurs diodes, au noeud 64. Comme représenté sur la figure 3, le noeud 64 est relié à la base d'un transistor d'entrée 70 dont le collecteur est relié à un conducteur 72 d'alimentation présentant une tension d'alimentation ayant la valeur la plus positive L'émetteur du transistor 70 est relié à un premier émetteur 74 d'un transistor 76 de polarisation à deux émetteurs Le collecteur du transistor 76 est relié à un noeud 78 et à une borne de sortie 80 Le signal de sortie généré à la borne 80 est indiqué en Z 1 et corres- pond, par exemple, à l'un des quatre signaux de sortie 27 produits par la bascule 10 montrée sur la figure 1. Le signal de sortie appliqué à la borne de sortie 80 est produit aux bornes d'une charge constituée d'une résistance 82 et d'un transistor 84 La résistance 82 est montée entre le noeud 78 et l'émetteur du tran- sistor de charge 84 dont le collecteur est relié au con- ducteur 72 d'alimentation et dont la base est reliée à un conducteur 86 de tension de référence V Ainsi, la charge du transistor 76 de polarisation est constituée de la résistance 82 montée en série avec la jonction émetteur-base du transistor 84, entre le noeud 78 et le conducteur 86 de référence de tension En raison de l'amplification produite par le transistor 84, le courant de base appelé par ce dernier au conducteur VC 86 ne cons- titue qu'une petite fraction du courant conduit par l'émetteur de ce transistor Néanmoins, une variante de l'invention peut également être obtenue par substitution d'une diode au transistor 84, l'anode de la diode étant reliée au conducteur V 86 et sa cathode étant reliée à l'extrémité de la résistance 82 opposée à celle reliée au noeud 78. Le noeud 78 est également relié à la base d'un transistor 88 de réaction Dans la forme préférée de réa- lisation de l'invention, le transistor 88 de réaction est un dispositif à deux émetteurs dont le premier émetteur 90 est relié à un second émetteur 92 du transistor 76 de polarisation, le collecteur du transistor 88 de réaction étant relié au conducteur 72 d'alimentation La base du transistor 76 de polarisation est reliée à un conducteur 94 à tension de référence V 1. Le transistor 70 et le premier émetteur 74 du transistor 76 de polarisation forment une partie d'entrée du circuit de bascule pour appliquer au noeud 78 un signal de sortie lorsque le circuit de bascule fonctionne dans le mode en saisie L'émetteur 90 du transistor 88 de. réaction et le second émetteur 92 du transistor 76 de polarisation forment une partie de réaction du circuit de bascule, cette partie étant destinée à maintenir l'état du signal de sortie appliqué au noeud 78 après la commutation du circuit de bascule du mode en saisie au mode en maintien Il est évident à l'homme de l'art que le transistor 76 de polarisation à deux émetteurs peut être remplacé par deux transistors distincts à un seul émetteur, ayant des collecteurs communs et des bases communes; dans tous les cas, le transistor à deux émet- teurs ou les deux transistors à un seul émetteur peuvent être conçus pour former un transistor de polarisation. Comme représenté également sur la figure 3, un commutateur de commande de courant, à couplage d'émetteurs, comprenant des transistors 96 et 98, est destiné à faire commuter le premier étage du réseau de bascules à deux étages entre ses modes en saisie et en maintien Le collecteur du transistor 96 est relié à l'émetteur du transistor 70 et à l'émetteur 74 du transistor 76 de polarisation Le collecteur du transistor 98 est relié à l'émetteur 92 du transistor 76 de polarisation et à l'émetteur 90 du transistor 88 de réaction Les émetteurs des transistors 96 et 98 sont reliés chacun au collecteur d'un transistor 100 formant source de courant L'émetteur du transistor 100 est relié par une résistance 102 au conducteur 60 d'alimentation La base du transistor 100 est reliée à un conducteur 104 de tension de référence qui présente une tension régulée VR générée par-le circuit de polarisation Comme décrit plus en détail ciaprès, la tension VR de référence est régulée afin que le courant conduit par le collecteur du transistor 100 soit sensible- ment proportionnel à la température. La base du transistor 98 est reliée à un conduc- teur 106 afin de recevoir un signal d'horloge de synchro- nisation destiné à faire commuter le premier étage du réseau de bascules entre ses modes en saisie et en main- tien Par exemple, si la borne 56 d'entrée de données correspond à la borne d'entrée 15 de la figure 1, le conducteur 106 correspond au conducteur 30 du signal d'horloge de synchronisation montré sur la figure 1. La base du transistor 96 est reliée à un conducteur 108 qui présente une tension de référence V 2 générée par le circuit de-polarisation Lorsque la tension du conducteur 106 est notablement supérieure à la tension de référence V 2, le transistor 98 conduit le courant produit par le transistor 100 vers les émetteurs 90 et 92, afin de main- tenir le premier étage du réseau de bascules dans le mode en maintien Inversement, lorsque la tension du conducteur 106 est notablement inférieure à la tension de référence V 2, le transistor 96 conduit le courant produit par le transistor source 100 vers l'émetteur 74 et vers l'émet- teur du transistor 70 pour faire fonctionner le premier étage du réseau de bascules dans le mode en saisie. La figure 3 représente également la façon dont les portes OU 34, 36 et 38 (figure 1) peuvent être chacune réalisées pour appliquer un signal d'horloge de synchro- nisation au conducteur 106 Une borne d'entrée 110 reçoit un signal de commande Nx, cette désignation s'ap- pliquant de façon générique à l'un quelconque des signaux de commande NA, NB et i N-C indiqués sur la figure 1 La borne 110 de commande est reliée à la base d'un transis- tor PNP 112 dont le collecteur est relié au conducteur ' d'alimentation à tension la plus négative, et dont l'émetteur est relié à un noeud 114 Une résistance 116 est montée entre le noeud 114 et un conducteur 118 de tension de référence qui présente une tension de réfé- rence V 1 ' Comme décrit plus en détail ci-après, la tension de référence V 1 ' est à peu près égale à la tension de référence V 1 présentée par le conducteur 94 Le noeud 114 est également relié à la base d'un transistor 120 à charge d'émetteur dont le collecteur est relié au conduc- teur 72 d'alimentation le plus positif L'émetteur du transistor 120 est relié par un noeud 122 au conducteur 106 Une résistance 124 est montée entre le noeud 122 et le conducteur 60 ' d'alimentation. De façon similaire, une borne d'entrée d'écriture WR 126 est reliée à la base d'un transistor PNP 128 dont le collecteur est relié au conducteur 60 ' d'alimentation L'émetteur du transistor 128 est relié à un noeud 130 et une résistance 132 est montée entre le noeud 130 et le conducteur 118 à tension V 1 ' Un transis- tor 134 à double charge d'émetteurs est relié par sa baseau noeud 130 et par son collecteur au conducteur 72 d'alimentation Le premier émetteur 136 du transistor 134 est relié au noeud 122. Le couplage entre l'émetteur 136 et l'émetteur du transistor 120 assume en fait la fonction logique OU représentée symboliquement par chacune des portes logi- ques 34, 36 et 38 sur la figure 1 Si l'on suppose que la borne NX 110 est commandée par une basse tension, notablement inférieure à la tension de référence V ', le noeud 114 tend à être amené à une tension de jonction base-émetteur à la borne 110 Si la borne 9 126 est également commandée par une basse tension, notablement inférieure à la tension de référence V 1 ', le noeud 130 tend à être amené à une tension de jonction base- émetteur à la borne 126 Dans ce cas, les transistors suiveurs 120 et 134 établissent un niveau Bas ou logilque " O w') au noeud 122 Le transistor 98 est ainsi maintenu à l'état non conducteur et le premier étage du réseau de bascules à deux étages est mis en oeuvre dans son mode en saisie. Par ailleurs, dans le cas o la borne 17 X 110, Ou bien la borne WR 126, est comandée à une tension égale ou supérieure à la tension de référence V 1, le noeud 114 ou le noeud 130, respectivement, prend une tension sensiblement égale à la tension de référence V 1 ', et le noeud 122 reçoit ainsi une tension qui est inférieure d'une tension de jonction base- émetteur à la tension de référence V ' Comme décrit plus en détail ciaprès, la tension V 1 ' est supérieure de plus d'une tension de jonction base-émetteur à la tension de référence V 2 Par conséquent, lorsque la borne RX 110 ou la borne WR 126 est à une tension égale ou supérieure à la tension V 11, la tension du noeud 122 est plus positive que la tension de référence V 2, permettant au transistor 98 de conduire un courant vers la partie de réaction du premier étage du réseau de bascules. La figure 3 représente également le circuit produisant un bit de la bascule 48 du second étage à 12 bits montré sur la figure 1 Le second étage du réseau de bascules fonctionne d'une façon similaire à celle décrite ci-dessus en regard du premier étage du réseau de bascules Le second étage du réseau de bascules comprend un transistor 138 de polarisation à deux émetteurs, com- prenant des premier et second émetteurs 140 et 142, respectivement, de même que le transistor 76 de polarisa- tion du premier étage du réseau de bascules Le collec- teur du transistor 138 de polarisation est relié à un noeud 144 Une résistance de charge 146 relie le noeud 144 à l'émetteur d'un transistor de charge 148 dont la base est reliée au conducteur 86 à tension Vc Le collec- teur du transistor de charge 148 est relié à un noeud 150 et une borne de sortie 152 (VO) Le noeud 150 est relié par une deuxième résistance de charge 154 au conducteur 72 d'alimentation. Le transistor 88 de réaction, mentionné précé- demment lors de la description du premier étage du réseau de bascules, comprend un second émetteur 156 relié à l'émetteur 140 du transistor 138 de polarisation et au collecteur d'un transistor de référence 158, dans le niveau inférieur de la structure à portes en série. Le transistor 88 de réaction, et plus particulièrement son émetteur 156, reproduisent en fait la fonction du transistor d'entrée 70 dans le premier étage du réseau de bascules; le signal de sortie produit à la borne 80 sert de signal d'entrée pour le second étage du réseau de bas- cules à deux étages. L'émetteur 142 du transistor 138 de polarisa- tion est relié à l'émetteur d'un transistor 160 de réac- tion et au collecteur d'un transistor 162 de commutation de courant se trouvant dans le niveau inférieur de la structure à portesen série Un trajet de réaction est établi par la connexion dû noeud 144 sur la base du transistor 160 de réaction afin de maintenir l'état du signal développé au noeud 144 lorsque le courant est commuté du transistor 158 vers le transistor 162 Le noeud 144 est également relié à une borne de sortie 164 (Z 2) afin de produire un signal correspondant à la donnée saisie et/ou maintenue par le second étage du réseau de bascules Le collecteur du transistor 160 de réaction est relié au conducteur 72 d'alimentation. En se référant à présent à la commutation de courant s'effectuant dans le niveau inférieur du second étage du réseau de bascules montré sur la figure 3, on voit que les émetteurs des transistors 158 et 162 sont reliés en commun au collecteur d'un transistor 166 formant source de courant L'émetteur du transistor 166 est relié par une résistance 168 au conducteur 60 d'alimentation. La base du transistor 166 formant source de courant est reliée au conducteur 104 à tension VR qui est régulée afin de maintenir sensiblement proportionnel à la tempé- rature le courant produit par le collecteur du transis- tor 166 formant source de courant La base du transistor 162 est reliée à un conducteur 170 de manière à recevoir un signal d'horloge de synchronisation correspondant au signal d'horloge de synchronisation transmis par le con- ducteur 54 montré sur la figure 1 La base du transistor 158 est reliée au conducteur 108 à tension V 2 afin de recevoir une tension de référence du circuit de polarisa- tion, tension à laquelle le signal d'horloge de synchro- nisation est comparé. En se référant brièvement à la figure 1, il est rappelé que le signal d'horloge transmis par le conduc- teur 54 au second étage du réseau de bascules est la fonc- tion OU des signaux CONV et WR Comme représenté sur la figure 3, une telle fonction OU est réalisée à un noeud 172 Ce dernier est relié au second émetteur 174 du transistor suiveur 134, à l'émetteur d'un transistor suiveur supplémentaire 176 et, par l'intermédiaire d'une résistance 178, au conducteur 60 ' d'alimentation Le collecteur du transistor suiveur 176 est relié au conduc- teur 72 d'alimentation ayant la tension la plus positive, et sa base est reliée à un noeud 180 qui, lui-même, est relié à l'émetteur d'un transistor PNP 182 ainsi que, par l'intermédiaire d'une résistance 184, au conducteur 118 à tension V 1 ' Le collecteur du transistor 182 est relié au conducteur 60 ' d'alimentation, tandis que sa base est reliée à la borne CONV 186. Si l'une ou l'autre des bornes WR 126 et CONV 186 est à un niveau haut, le noeud 130 ou le noeud 180, respectivement,présente une tension à peu prés égale à la tension de référence V 18; le conducteur 170 est ainsi porté à une tension supérieure à la tension de référence V 2 faisant passer en mode en maintien le second étage du réseau de bascules Par contre, si la borne WR 126 et la borne CONV 186 sont toutes deux maintenues à un niveau bas, la tension établie sur le conducteur 170 est inférieure à la tension de référence V 2 et, par conséquent, le second étage du réseau de bascules est mis en oeuvre dans le mode en saisie. Si l'on se réfère à présent au circuit de pola- risation montré sur la figure 4, les conducteurs d'alimen- tation et les conducteurs à tension de référence, identiques à ceux déjà décrits en regard de la figure 3, sont dési- gnés par des références numériques correspondantes Comme mentionné précédemment, la tension VR établie sur le con- ducteur 104 de tension de référence est régulée afin que les sources de courant se trouvant dans le réseau de bas- cules produisent des courants sensiblement proportionnels à la température A cet égard, une source de courant indi- quée par un bloc 188 en trait mixte, est montée entre le conducteur 60 d'alimentation et un noeud 190 afin d'éta- blir un courant régulé de référence sensiblement propor- tionnel à la température Le mode de réalisation d'une telle source de courant régulé est bien connu de l'homme de l'art et il comprend essentiellement l'application d'une tension de différence aux bornes d'une résistance, la tension de différence correspondant à la différence des tensions de deux jonctions semi-conductrices base- émetteur, ou plus, ayant des densités de courant respecti- ves maintenues à un rapport fixe Un tel circuit est décrit, par exemple, dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique N O 3 930 172. Le noeud 190 est relié à la base et au collec- teur d'un transistor PNP 192 monté en diode, ainsi qu'à la base d'un transistor PNP 194 Les émetteurs des tran- sistors 192 et 194 sont reliés par des résistances 196 et 198, respectivement, à un noeud 200, qui, lui-même, est relié à la base d'un transistor PNP 202 ainsi qu'à un premier collecteur 204 de ce transistor L'émetteur du transistor 202 est relié au conducteur 72 d'alimentation. Les transistors PNP 192 et 194 sont des dispositifs accordés, formés d'une manière identique afin d'avoir des caractéristiques de fonctionnement identiques De même, les résistances 196 et 198 sont également accordées l'une à l'autre Par conséquent, le transistor 194 pro- duit un courant qui reflète le courant passant dans le transistor 192 et il délivre un courant de collecteur sensiblement identique au courant proportionnel à la température, produit par la source 188 de courant Le collecteur du transistor 194 est relié au collecteur d'un transistor 206 et à la base d'un transistor suiveur 208. Le collecteur du transistor 208 est relié au conducteur 72 d'alimentation, et son émetteur est relié par une résistance 210 à la base du transistor 206 et au conduw- teur 104 à tension VR L'émetteur du transistor 206 est relié par une résistance 212 au conducteur 60 d'alimenta- tion En raison de la valeur relativement élevée du fac- teur bfta du transistor 208 et de la valeur relativement faible du courant d'émetteur qu'il conduit, le courant appelé par la base du transistor 208 est insignifiant par rapport au courant de source délivré par le collecteur du transistor 194 Par conséquent, le courant de source pro- duit par le collecteur du transistor 194 s'écoule prati- quement en totalité par le collecteur du transistor 206. Le transistor 208 polarise le conducteur 104 à tension V à une tension suffisante pour permettre au transistor 206 de conduire le courant appliqué à son collecteur. En se référant également à la figure 4, on voit que plusieurs sources de courant sont polarisées par le conducteur 104 à tension VR afin de délivrer des courants régulés, proportionnels à la température La base de chacun de plusieurs transistors 214, 216, 218, 220 et 222 est reliée au conducteur 104 à tension VR et leurs émet- teurs sont reliés respectivement par des résistances 224, 226, 228, 230 et 232, au conducteur 60 d'alimentation. Les transistors 214-222 sont accordés chacun avec le transistor 206, et chacune des résistances 224-232 est accordée avec la résistance 212 Par conséquent, chacune de ces sources de courant appelle un courant de collec- teur égal à celui conduit par le collecteur du transis- tor 206, lequel courant est proportionnel à la température. En se référant brièvement à la figure 3, on voit que les transistors 100 et 166 formant des sources de courant sont également accordés avec le transistor 206, et que les résistances 102 et 168 sont aussi accordées avec la résistance 212; par conséquent, le courant appelé par les collecteurs des transistors 100 et 166 formant sources de courant est également un courant régulé, proportionnel à la température et ayant une amplitude égale d celle pro- duite par la source de courant 188. La façon dont les tensions de référence VC, V 1 et V 2 sont produites sera à présent décrite en regard de la figure 4 Un second collecteur 234 du transistor 202 est relié à un noeud 236 et à la base d'un transistor 238 à charge d'émetteur dont le collecteur est relié au con- ducteur 72 d'alimentation Le noeud 236 est également relié par un réseau, désigné par des lignes mixtes 240, au conducteur 60 d'alimentation Comme décrit plus en détail ci-après, le réseau 240 détermine la tension nomi- nale établie au noeud 236, ainsi que ses caractéristiques d'alignement sur la température Le transistor 238 à charge d'émetteur comprend un premier émetteur 242 relié à un noeud 244 et au conducteur 68 à tension Vc Un noeud 248 est relié au collecteur du transistor 214 formant source de courant Un trajet de conduction, décrit plus en détail ci-après, est également établi entre le noeud 244 et le collecteur du transistor 216 formant source de courant Par conséquent, les émetteurs 242 et 246 sont polarisés dans le sens passant et les tensions qui en résultent sur le conducteur 86 à tension VC et sur le conducteur 68 à tension V ' sont inférieures chacune C d'une tension de jonction base-émetteur à la tension présente au noeud 236 En se référant brièvement à la figure 3, on voit que le conducteur 68 à tension VC' constitue une source de courant alimentant le réseau tampon d'entrée formé par la résistance 66, la résistance 62 et le transistor 58, lequel courant peut varier sensi- blement suivant l'état du signal d'entrée de donnée reçu à la borne d'entrée 56 Par contre, les seuls courants appelés sur le conducteur 86 à tension V sont des cou- rants de base relativement faibles, demandés par les tran- sistors de charge 84 et 148 Ainsi, alors que les tensions établies sur le conducteur 86 à tension VC et sur le con- ducteur 68 à tension V ' sont sensiblement égales, des courants transitoires importants passant dans le conduc- teur 68 sont isolés du conducteur 86. En se référant brièvement à la figure 3, il est rappelé que la tension de référence V 1 appliquée par le conducteur 94 établit un seuil de commutation dans le niveau supérieur des structures de bascules à portes en série Comme représenté sur la figure 4, le conducteur 94 à tension V 1 est relié au collecteur du transistor 220 formant source de courant et à un premier émetteur 249 d'un transistor 250 à charge d'émetteur dont le collec- teur est relié au conducteur 72 d'alimentation La base du transistor 250 est reliée à la base et au collecteur d'un transistor 252 monté en diode et, par l'intermédiaire d'une résistance 254, au noeud 244 L'émetteur du transis- tor 252 est relié par une résistance 256 à un noeud 258 qui, lui-méme, est relié au collecteur du transistor 216 formant source de-courant ainsi qu'à la base d'un tran- sistor suiveur 260 Le collecteur du transistor 260 est relié au conducteur 72 d'alimentation et son émetteur est relié au collecteur du transistor 222 formant source de courant ainsi qu'au conducteur 108 de tension de référence V 2 Le second émetteur 262 du transistor 250 est relié au collecteur du transistor 218 formant source de courant et au conducteur 118 à tension V 1 '. Comme montré sur la figure 4, le courant de base appelé par les transistors suiveurs 250 et 260 est relativement insignifiant par rapport au courant appelé par le collecteur du transistor 216 formant source de courant Par conséquent, le courant conduit par la résis- tance 254 est sensiblement égal au courant proportionnel à la température, délivré par le transistor source 216. Dans la forme préférée de réalisation de l'invention, la valeur de la résistance 254 est égale à la moitié de la valeur des résistances de charge 82 et 146 des premier et second étages du circuit de bascules montré sur la figure 3. Par conséquent, la chute de tension entre les bornes de la résistance 254 du circuit de polarisation est égale à la moitié de celle se produisant entre les bornes des résis- tances de charge 82 et 146 sous l'effet du courant produit par les transistors 100 et 166 formant sources de courant, respectivement La tension V 1 qui en résulte sur le con- ducteur 94 est égale à la tension Vc du conducteur 86, diminuée de la chute de tension entre les bornes de la résistance 254 et de la chute de la tension de jonction base-émetteur associée à l'émetteur 249 du transistor suiveur 250 De façon similaire, la tension V 1 ' qui en résulte sur le conducteur 118 est égale à la tension Vc diminuée de la chute de tension entre les bornes de la résistance 254 et de la chute de tension de jonction émetteur-base associée à l'émetteur 262 du transistor 250. Comme représenté sur la figure 3, la tension établie à la borne 80 de sortie commute entre un niveau haut et un niveau bas La tension de niveau haut à la borne 80 de sortie est égale à la tension Vc présente sur le conducteur 86, diminuée de la tension de jonction émetteur-base du transistor de charge 84 et d'une petite chute de tension entre les bornes de la résistance de charge 82, cette chute de tension étant due au courant de base appelé par le transistor 88 La tension de niveau bas établie à la borne de sortie 80 est égale à la ten- sion de référence Vc diminuée de la tension de jonction émetteur-base du transistor de charge 84 et de la chute de tension se produisant entre les bornes de la résistance de charge 82, cette chute de tension étant due au courant proportionnel à la température, produit par le collecteur du transistor 100 formant source de courant Par consé- quent, l'oscillation de tension associée au signal de sortie, c'est-àdire la différence entre la tension de sortie de niveau haut et la tensionl de sortie de niveau bas, est égale au courant de porte produit par le tran- sistor 100 formant source de courant, multiplié par la valeur de la résistance de charge 82, cette tension étant augmentée de toute valeur différentielle de la tension de jonction émetteur-base du transistor de charge 84, due à des variations du courant conduit par ce transistor. Le point milieu de l'oscillation de la tension de sortie est égal à la tension de référence C diminuée d'une tension moyenne de jonction émetteur-base associée au transistor de charge 84 et de la moitié du produit du courant de porte régulé par la valeur de la résistance de charge 82 Etant donné que la chute de tension associée à la résistance 254 (voir figure 4) est égale à la moitié de la chute de tension se produisant entre les bornes de la résistance 82 de charge sous l'effet du courant de porte régulé, la tension de polarisation V 1 est sensiblement rapprochée du point milieu de l'oscillation de la tension de sortie En outre, étant donné que l'amplitude du cou- rant passant dans la résistance 254 (voir figure 4) et du courant de porte régulé circulant dans la bascule est toujours constante, la tension de polarisation V 1 reste essentiellement au point milieu de l'oscillation de la tension de sortie, malgré les variations de la température. Il est connu de l'homme de l'art que, pour main- tenir un degré minimal d'immunité aux parasites, un commu- tateur de courant à couplage d'émetteur doit être capable de conserver au moins un rapport minimal prédéterminé des courants circulant dans l'émetteur du transistor devant être mis en circuit et dans l'émetteur du transistor devant être mis hors circuit Le rapport de ces courants peut être exprimé sous la forme IT/IR, R T désignant le courant de travail et IP le courant de repos Lorsque les courants respectifs sont maintenus dans ce rapport, les tensions base-émetteur du transistor au travail et du transistor au repos peuvent être exprimées de la manière suivante: BE(T)= k T/q{ln(IT/I 0)1; VBEM = k T/q{ln(IR/I 0)}; o k est la constante de Boltzman, T est la température, q est la charge d'un électron et I O est le courant de repos des porteurs minoritaires, associé à la jonction émetteur-base Par conséquent, la différence entre les tensions de jonction base-émetteur des transistors au travail et au repos, nécessaire au maintien du rapport demandé du courant de travail au courant de repos, peut être exprimée de la manière suivante: AV BE(T) VBE(R) = k T/q(ln(Il/I 0) ln(IR/IO)} = k T/q{ln(IT/IR)}. Par conséquent, tant que la différence des tensions appli- quées aux bases de deux transistors à couplage d'émetteurs est proportionnelle à la température, un rapport donné de courant de travail au courant de repos peut être maintenu malgré les variations de la température. Comme montré sur la figure 3, étant donné que l'amplitude de l'oscillation de la tension de sortie produite à la borne 80 de sortie est sensiblement propor- * tionnelle à la température et étant donné que la tension de référence V 1 est maintenue sensiblement au point milieu de)2 oscillation de la tension de sortie, la différence entre les tensions appliquées à la base du transistor 88 de réaction et à la base du transistor 76 de polarisation est également proportionnelle à la température Par conséquent, le rapport du courant de travail au courant de repos entre l'émetteur 90 du transistor 88 et l'émet- teur 92 du transistor 76 est sensiblement constant, malgré les variations de la température L'oscillation nominale de la tension de sortie associée à la borne de sortie 80 peut donc être choisie à une valeur relative- ment faible (par exemple 300-400 millivolts), comparati- vement aux réseaux de bascules de l'art antérieur. Une diminution de l'amplitude de l'oscillation nominale de la tension de sortie facilite le fonctionne- ment a grande vitesse du réseau de bascules, pour plusieurs raisons Tout d'abord, l'amplitude de la transition entre le niveau haut de sortie et le niveau bas de sortie est réduite, permettant une commutation plus rapide du réseau de bascules entre ces deux niveaux Ensuite, une- diminution de l'oscillation de la tension de sortie - entraine une diminution correspondante du risque d'une polarisation suffisante, dans le sens passant, de la jonction base-collecteur, polarisée dans le sens passant, du transistor 76 de polarisation pour que ce dernier arrive en mode de travail en saturation. L'analyse donnée ci-dessus de la différence entre la tension de polarisation V 1 et les niveaux haut et bas de sortie établis à la borne 80 de sortie, ne tient pas compte des variations de la tension de la jonc- tion émetteur-base du transistor de charge 84 En réalité, cette variation de la tension de la jonction émetteur-base peut être bien supérieure à 100 millivolts, à la tempéra- ture nominale, si l'on suppose des valeurs du coefficient bgta raisonnablement élevées La variation indiquée ci- dessus de la tension de la jonction émetteur-base du transistor de charge tend à faire dériver légèrement le niveau de polarisation V 1 du point milieu réel de l'oscil- lation de la tension de sortie Dans la forme préférée de réalisation de l'invention, cette dérive est compensée par le fait que les régions émettrices des émetteurs 74 et 92 du transistor 76 de polarisation sont plus grandes que l'émetteur du transistor 70 et que l'émetteur 90 du transistor 88 de réaction De façon similaire, les régions des émetteurs 140 et 142 du transistor 138 de polarisation sont réalisées de façon à être plus grandes que l'émetteur 156 du transistor 88 et que l'émetteur du transistor 160. A titre d'exemple de la façon dont l'aire accrue de l'émetteur du transistor de polarisation tend à compen- ser la dérive due aux variations de la tension émetteur- base du transistor de charge, on suppose que l'émetteur 92 du transistor 76 de polarisation présente une aire égale au double de celle de l'émetteur 90 du transistor 88 de réaction On suppose également que la température des jonctions émetteur-base concernées est la température ambiante dans le commutateur à couplage d'émetteurs est de 100-1. Si l'on considère d'abord le cas dans lequel le transistor de polarisation est conducteur et le transis- tor de réaction est bloqué, la différence de potentiel demandée entre la tension V 1 de polarisation et le niveau bas de sortie établi à la borne 80 de sortie est: AV = k T/q{ln(JPOL/JFB)}, o JPOL correspond à la densité du courant passant dans le transistor de polarisation et JFB correspond à la densité du courant passant dans le transistor de réaction Etant donné que la densité du courant passant dans le transistor de polarisation est égale à la moitié de celle du courant passant dans le transistor de réaction pour une valeur de courant donnée, l'expression précédente peut être réécrite de la façon suivante: AV = k T/q{ln('/2 IPOL/IFB)}. On obtient, pour AV: AV = ( 26 millivolts)ln{( 1/2)( 100/1)} = 102 millivolts. Par conséquent, le niveau bas de sortie établi à la borne de sortie doit être inférieur de seulement 102 milli- volts à la tension V 1 de polarisation pour maintenir le rapport de courants souhaité Par ailleurs, si l'on suppose que le transistor 88 de réaction est conducteur et que le transistor 76 de polarisation est bloqué, la différence de tension demandée entre le niveau haut de sortie établi à la borne de sortie 80 et la tension de polarisation V 1 est: AV = k T/q{ln(J PB/J POL)l = k T/q{ln(I /l/2 p OL)} = ( 26 millivolts)ln{( 2) { 100/1)}; = 138 millivolts. Par conséquent, le niveau haut de sortie présent à la borne 80 de sortie doit être plus positif de 138 milli- volts que la tension V 1 de polarisation afin que le rap- port minimal souhaité des courants soit maintenu Par contre, la différence de tension demandée entre le niveau bas de sortie et la tension de polarisation V 1 n'est que de 102 millivolts Par conséquent, il apparatt à l'homme de l'art qu'en donnant aux régions d'émetteurs du transis- tor 76 de polarisation une plus grande dimension que celle donnée à l'émetteur du transistor 70 et à l'émetteur du transistor 88 de réaction, la dérive du niveau de sortie due à des variations de la tension émetteurbase du transistor 84 de charge peut être compensée partiellement ou même complètement En outre, en augmentant la dimension des régions d'émetteurs des transistors 76 et 138 de pola- risation, on tend à diminuer la résistance parasite de collecteur associée à ces dispositifs, ce qui réduit davantage le risque d'arrivée à saturation de ces transis- tors à des températures plus élevées. Comme représenté également sur la figure 3, un autre avantage de l'accroissement de la dimension des émetteurs et' donc de la dimension globale des transis- tors de polarisation 76 et 138 a trait à la possibilité pour le réseau de bascules de passer du mode en saisie au mode en maintien lorsque le signal d'entrée de donnée est bas, sans que l'état de la donnée soit perdu Par exemple, si l'on suppose que le signal d'horloge de synchronisation transmis par le conducteur 106 (voir figure 3) est à un niveau bas pour permettre au premier étage du réseau de bascules de prendre le mode en saisie et si l'on suppose que le signal d'entrée de donnée est à un niveau bas, le courant de porte circule alors à travers le transistor 96 et passe dans l'émetteur 74 du transistor 76 de polarisa- tion afin d'établir un niveau de sortie bas sur-le noeud 78. Lorsque le signal d'horloge transmis par le conducteur 106 passe à un niveau haut, le transistor 98 conduit le courant de porte, précédemment conduit par le-transistor 96, et l'émetteur 74 du transistor 76 de polarisation ne peut plus conduire le courant nécessaire au maintien du noeud 78 à un niveau bas Par conséquent, la tension présente sur le noeud 78 peut se déplacer momentanément dans le sens posi- tif, au moins jusqu'à ce que l'émetteur 92 du transistor 76 de polarisation conduise un courant suffisant pour renforcer le niveau bas présent sur le noeud 78. Cependant, si une capacité de valeur importante est associée à l'émetteur 90 du transistor 88, à l'émet- teur 92 du transistor-76 et au collecteur du transistor 98, le courant de collecteur conduit par le transistor 98 peut alors être initialement dissipé, déchargeant cette capa- cité, avant de rendre conducteur l'émetteur 92 du transis- tor 76 de polarisation Dans ce cas, la tension présente sur le noeud 78 peut s'élever à une valeur proche de ou supé- rieure à la tension de polarisation V 1 avant que l'émet- teur 92 devienne totalement conducteur; par suite, le niveau bas de la tension établi au noeud 78 pendant le mode en saisie peut être perdu Le problème précité, concernant la perte de données, devient encore plus criti- que lorsque l'amplitude de l'oscillation nominale de la tension de sortie est, de par la conception, relativement faible Cependant, en augmentant la dimension globale du transistor 76 de polarisation par suite d'un accroissement de la dimension des émetteurs 74 et 92, on augmente la capacité associée au noeud 78 et on diminue ainsi la vitesse à laquelle la tension s'élève sur le noeud 78. -En se référant de nouveau à la figure 3, on peut noter que la résistance 154 est montée entre le conducteur 72 d'alimentation et le collecteur du transis- tor de charge 148 pour générer un signal de sortie à la borne 152, isolé du signal de sortie développé au noeud 144 et transmis au transistor de réaction 160 Bien que les résistances de charge 82 et 146 soient choisies pour présenter une oscillation nominale limitée (par exemple 300 millivolts) afin d'éviter la saturation des transis- tors de polarisation 76 et 138, la résistance 154 peut être choisie pour avoir une oscillation de tension de- sortie d'une amplitude de 800 millivolts- ou -ilus Ainsi, le signal de sortie généré à la borne 152 de sortie peut être relativement grand pour commander convenablement d'autres types de circuit de commutation. En se référant encore à la figure 3, il convient- de rappeler que la tension de référence V 1 ' transmise par le conducteur 118 est à peu près égale à la tension de référence V 1 transmise par le conducteur 94 En connectant la résistance 116 et la résistance 132 au conducteur 118 de tension V 1 t, on limite la tension la plus positive, appliquée au noeud 122, à une valeur inférieure d'une tension de jonction émetteur-base à la tension de référence Vil De façon correspondante, la tension la plus négative appliquée au collecteur du transistor 98 de commutation est inférieure d'une tension de jonction émetteur-base à la tension de référence V 1 Par conséquent, la jonction base-collecteur du transistor 98 ne peut jamais être pola- risée notablement dans le sens passant et on évite ainsi la saturation du transistor 98 Pour des raisons similai- res, on évite également la saturation du transistor 162 du second étage du réseau de bascules. La tension la plus positive (ou le niveau haut) du signal d'horloge reçu par la base du transistor 98 est inférieure d'environ une tension de jonction émetteur- base à la tension de référence V 1 i La tension de polari- sation V 2 doit être inférieure de plusieurs centaines de millivolts à ce niveau haut pour qu'une distinction soit obtenue entre un niveau haut et un signal d'horloge de niveau bas Comme représenté sur la figure 4, la tension de référence V 2 est à peu près égale à la tension de référence V 1, diminuée de la chute de tension dans la résistance 256 et d'une tension de jonction émetteur-base. Par conséquent, la tension de référence V 2 est plus néga- tive que le signal d'horloge de niveau haut, la différence étant égale à l'amplitude de la chute de tension dans la résistance 256 Etant donné que le courant conduit par la résistance 256 est proportionnel à la température, la différence entre la tension V 2 de polarisation et le signal d'horloge de niveau haut appliqué à la base du transistor 98 augmente également proportionnellement à la température, assurant ainsi le maintien du rapport du courant de travail passant dans le transistor 98 au cou- rant de repos passant dans le transistor 96 sur la plage de températures. Un autre avantage de la présente invention est la facilité avec laquelle les bornes d'entrée du réseau de bascules peuvent être rendues compatibles avec des signaux de sortie générés par d'autres familles logiques, telles que des circuits logiques TTL Les tensions de référence VC, V 1 et V 2 peuvent être établies dans une plage relativement large de valeurs nominales En outre, le coefficient de température de ces tensions de référence peut également être choisi sur une large plage Par con- séquent, les niveaux de seuil des tensions de commutation pour le signal d'entrée de donnée et pour le signal d'horloge, dans les niveaux supérieur et inférieur, respectivement, de la structure à portes en série, peu- vent être aisément établis de façon à se trouver dans la zone centrale de l'oscillation du signal d'entrée En particulier, le réseau 240 montré sur la figure 4 peut être choisi de manière à établir les tensions de polarisation V 1 et V 2 à des niveaux tels que les seuils de commutation associés à la borne d'entrée Dn 56, à la borne NX 110, à la borne WR 126 et à la borne CONV 186, soient proches du centre de la région de commutation de la tension en logique TTL En outre, loecoefficientsde température des tensions de référence V 1 et V 2 peuvent être établis pour permettre aux entrées du réseau de bascules d'être compatibles avec une logique TTL sur une large plage de températures. Comme représenté sur la figure 4, les composants particuliers indiqués dans le réseau 240 se sont avérés convenir à la réalisation d'une interface avec les diverses bornes d'entrée de données et bornes d'entrée de signaux d'horloge d'un circuit TTL Comme montré sur la figure 4, le réseau 240 comprend une suite de trois transistors 262, 264 et 266, montés en diodes, en série, entre le noeud 236 et un noeud 268 Ce dernier est également relié au collec- teur d'un transistor 270 et à une première extrémité d'une résistance 272 dont l'autre extrémité est reliée à la base du transistor 270 L'émetteur de ce transistor 270 est relié à un noeud 274 et une résistance 276 est montée entre le noeud 274 et la base du transistor 270 Il apparaît de manière évidente à l'homme de l'art que le transistor 270, la résistance 272 et la résistance 276 forment un montage appelé multiplicateur VBE dans lequel la chute de tension aux bornes de la résistance 272 est égale à la tension de la jonction émetteur-base du transistor 270, multipliée par le rapport de la valeur de la résistance 272 à la valeur de la résistance 276 Le noeud 274 est relié par une résistance 278 au conducteur 260 d'alimentation. A titre d'exemple de la façon dont les valeurs des composants du réseau 240 peuvent être choisies pour faciliter la compatibilité des bornes d'entrée du réseau de bascules avec des signaux logiques TTL, on tient compte des suppositions suivantes On suppose que l'aire du col- lecteur 234 du transistor 202 est égale à la moitié de l'aire du collecteur 204 de manière que le courant prove- nant de la source constituée par le collecteur 234 soit égal au courant (I) appelé par la source 188 de courant régulé Etant donné que la base du transistor 238 appli- que au noeud 236 un appel de courant de valeur insigni- fiante, le courant conduit par le réseau 240 est sensible- ment égal au courant I Ainsi, le courant conduit par le réseau 240 est égal au courant I fourni par le collecteur du transistor 216 formant source de courant On suppose en outre que les transistors 262, 264, 266, 270, 238, 252 et 260 sont tous des dispositifs accordés ayant des ten- sions de jonction émetteur-base (VBE) égales, pour un courant et une température donnés On suppose en outre que la résistance 254 présente une valeur égale à la moitié de celle des résistances de charge 82 et 146 du circuit de bascules (voir figure 3), et que la résistance 256 possède une valeur égale à celle des résistances de charge 82 et 146 Etant donné les suppositions précéden- tes, on peut exprimer la tension de référence V 2 par rap- port à la tension d'alimentation conduite par le conduc- teur 60, de la manière suivante: V 2 = Is R 278 + VBE( 270) {l + R 272/R 276} + VBE( 266)+ VBE( 264)+ VBE( 262) VBE( 238) I R 254 VBE( 252) I-R 256 VBE( 260). En simplifiant l'expression précédente, conformément aux suppositions données précédemment, on obtient l'égalité suivante: V 2 = I R 278 + VBE *{l +R 272/R 276} I*RL ( 1,5) o RL désigne la valeur des résistances de charge 82 et 146. Si la valeur de la résistance 278 est exprimée par: R 278 = (k + l,5)RL, et si la constante N peut désigner la quantité ( 1 +R 272 +R 276), l'expression donnant V 2 peut être réécrite de la manière suivante: V 2 = k(I RL) + n(VBE). La vitesse à laquelle la tension V 2 suit la température peut ainsi être exprimée de la manière suivante: AV 2/AT = k{,(I*RL)/AT} + n{AVBE/AT). Pour résoudre les expressions précédentes pour des valeurs de k et n, on suppose en outre que la tension nominale V E BE est de 700 millivolts et que le coefficient de température de V est de -2 millivolts par degré C On suppose égale- BE ment que l'amplitude nominale de I*RL est de 300 milli- volts (oscillation de la tension nominale de sortie) et que le coefficient de température de la quantité I RL est de + 1 millivolt par degré C En utilisant pour N et k les valeurs suivantes: N = 1,192 et k = 2,385, on obtient pour tension V 2 résultante une valeur supérieure de 1, 55 volt à la tension d'alimentation la plus négative et à un coefficient de température, pour V 21 à peu près égal à zéro. Le niveau de polarisation V 1 correspondant est nominalement supérieur de 2,55 volts à la tension d'alimentation la plus négative Ces tensions V 1 et V 2 conviennent à une discrimi- nation de signaux d'entrée TTL de niveaux haut et bas, en référence sur la tension la plus négative d'alimentation, et les faibles coefficients de température qui leur sont associés les empêchent de subir des décalagesnotables en fonction de la température De plus, la tension résultante V 2 est suffisamment supérieure à la tension d'alimentation la plus négative pour éviter la saturation des transistors et 166 formant sources de courant dans le réseau de bascules (voir figure 3). La figure 5 représente un circuit de bascules du type décrit en regard de la figure 3, mais différent de celui-ci par le fait qu'il présente une possibilité de sortance élevée pour commander plusieurs autres portes de famille logique du même type Les conducteurs et composants montrés sur la figure 5 correspondent à ceux décrits pré- cédemment et faisant partie du premier étage du circuit de bascules montré sur la figure 3 sont désignés par des références numériques correspondantes. Comme montré sur la figure 5, la forme de réalisation à sortance élevée du circuit de bascules éli- mine le transistor de charge 84 et connecte la résistance de charge 82 directement entre le noeud 78 et le conduc- teur 86 à tension VC De plus, un transistor suiveur 280 est monté dans le trajet de réaction, entre le noeud 78 et la base du transistor 88 de réaction La base du tran- sistor 280 est reliée au noeud 78, son collecteur est relié au conducteur 72 d'alimentation et son émetteur est relié à un noeud 282 qui, lui-même, est relié à la base du transistor 88 de réaction et à la borne de sortie 80 Le noeud 282 est également relié au collecteur d'un transistor 284 formant source de courant, dont la base est reliée au conducteur 104 à tension VR et dont l'émetteur est relié par l'intermédiaire d'une résistance 286 au conducteur 60 d'alimentation Le transistor suiveur 280 sert à décaler la tension établie au noeud 78 afin de la rendre plus négative d'une tension de jonction émetteur-base dans le trajet de réaction et d'établir une source à basse impé- dance du signal de sortie, à la borne 80 de sortie Le transistor 284 produit un courant de commande destiné à maintenir conducteur le transistor suiveur 280. Les tensions de référence Vc, V 1 et V 2 indiquées sur la figure 5 ont les mêmes relations les unes avec les autres que dans le cas du circuit de bascules montré sur la figure 3 En outre, la chute de tension apparaissant entre les bornes de la résistance de charge 82 sous l'effet du courant de porte, proportionnel à la température et prove- nant du collecteur du transistor 100, est d'environ 300 millivolts, comme précédemment En outre, étant donné que la charge du circuit de bascule à sortance élevée montré sur la figure 5 ne comporte pas de jonction émetteur-base, le décalage mentionné précédemment, du à des variations de la tension de jonction émetteur-base, n'existe plus Par conséquent, l'émetteur 74 et l'émet- teur 92 du transistor 76 de polarisation peuvent avoir la même dimension que l'émetteur du transistor 70 et que l'émetteur 90 du transistor 88 de réaction. De même que dans le cas du circuit de bascules décrit en regard de la figure 3, le courant proportionnel à la température, circulant dans la porte montrée sur la figure 5, assure un accroissement de l'oscillation de tension, développée aux bornes de la résistance de charge 82, proportionnel à la température; de plus, le circuit de polarisation décrit précédemment assure le maintien de la tension de polarisation V 1 dans le milieu de l'oscillation de la tension de sortie appliquée à la borne de sortie 80. Par conséquent, la tension différentielle établie entre les bases du transistor 76 de polarisation et du transistor 88 de réaction augmente proportionnellement à la température, afin d'assurer le maintien du rapport souhaité du courant de travail au courant de repos circulant dans les transis- tors 76 et 88, sur toute la plage de températures. La figure 5 représente une autre forme de réali- sation de l'invention dans laquelle les transistors 96 et 98 de commande de courant sont commandés de façon diffé- rentielle plutôt que par une seule extrémité Dans cette variante, la base du transistor 96 est reliée à une borne 106 ', comme représenté ens trait pointillé sur la figure 5, plutôt qu'à une tension V 2 de polarisation, afin de rece- voir un signal d'horloge HOR qui est le complément du signal d'horloge HOR appliqué à la borne 106. Il apparait à présent à l'homme de l'art que le réseau de bascules perfectionné à grande vitesse qui a été décrit est compatible avec des procédés de traitement utilisés pour la fabrication de convertisseurs monolithi- ques numériques/analogiques à grande vitesse, tout en utilisant un nombre relativement faible de composants La possibilité d'utiliser une oscillation de tension relati- vement faible dans la partie de réaction du réseau de bascules réduit notablement le risque d'une dégradation des vitesses de commutation due à une saturation aux tem- pératures élevées L'oscillation réduite de la tension a également pour résultat des temps de commutation moindres aux températures nominales Néanmoins, les caractéristiques présentées par le réseau de bascules décrit en fonction des variations de la température assurent le maintien d'un rapport convenable du courant de travail au courant de repos dans chaque commutateur à transistors à couplage d'émetteurs pour assurer une immunité convenable aux parasites La possibilité de produire une oscillation de signal de sortie de plus grande amplitude, par simple insertion d'une résistance de charge supplémentaire dans- le circuit de collecteur du transistor de charge, permet au réseau de bascules de commander commodément d'autres types de circuits de commutation, sans risque de satura- tion dans le réseau de bascules lui-même En outre, la possibilité de choisir les niveaux de tension et les coefficients de température correspondants pour les niveaux de seuil de commutation, sur une large plage,-per- met de mettre en interface directe les bornes d'entrée du réseau de bascules décrit avec des portes logiques très diverses. Il va de soi que de nombreuses modifications peu- vent être apportées au réseau de bascules décrit et repré- senté sans sortir du cadre de l'invention. t P' REVENDICATIONS 1 Réseau de bascules destiné à recevoir un signal de données binaires et à enregistrer sélectivement le signal de données binaires reçu, caractérisé en ce qu'il comporte un transistor ( 76) de polarisation ayant au moins un collecteur, une base et des premier et second émetteurs ( 74, 92), un premier conducteur ( 72) d'alimentation destiné à porter une première tension d'alimentation, un transistor d'entrée ( 70) ayant- un émetteur, une base et un collecteur, le collecteur de ce transistor d'entrée étant relié au premier conducteur d'alimentation et son émetteur étant relié au premier émetteur du transistor de polarisation, un élément d'entrée ( 56) destiné à appliquer le signal de données binaires à la base du transistor d'entrée, un tran- sistor ( 88) de réaction ayant un émetteur, une base et un collecteur, l'émetteur ( 140) du transistor de réaction étant relié au second émetteur du transistor de polarisa- tion, la base du transistor de réaction étant reliée au collecteur du transistor de polarisation et le collecteur du transistor de réaction étant relié au premier conduc- teur d'alimentation, un second conducteur ( 60) d'alimenta- tion destiné à porter une seconde tension d'alimentation, une source ( 188) de courant de porte reliée au second conducteur d'alimentation et ayant une borne de sortie destinée à produire un courant de porte régulé dont l'am- plitude est sensiblement proportionnelle à la température du réseau de bascules, des moyens de commande de courant comportant des première, deuxième et troisième bornes conductrices de courants, les première et deuxième bornes étant reliées respectivement aux premier et second émet- teurs du transistor de polarisation, la troisième borne étant reliée à la borne de sortie de la source de courant de porte afin de recevoir ledit courant de porte régulé, les moyens de commande de courant comprenant un élément de commande destiné à recevoir un signal de commande et qui, en réponse à ce signal de commande, conduit sélecti- vement le courant de porte régulé vers la première ou la il seconde borne conductrice de courant, un circuit de pola- risation étant monté entre les premier et second conduc- teurs d'alimentation et comportant une première borne de référence qui présente une première tension de référence (V) à la base du transistor de polarisation et une second borne de référence ( 86) qui produit une seconde tension de référence(VC; le réseau de bascules comprenant égale- ment une charge qui comporte une première résistance ( 82) montée entre la seconde borne de référence du circuit de polarisation et le collecteur du transistor de polarisa- tion afin de produire un premier signal de sortie au collecteur du transistor de polarisation, la première résistance conduisant sélectivement le courant de porte régulé afin que le premier signal de sortie présente une oscillation de tension associée, sensiblement proportion- nelle à la température. 2 Réseau de bascules selon la revendication 1, caractérisé en ce que la charge comprend une jonction P-Nsemi-conductrice ( 84) et en ce que la première ré,sis- tance et la jonction P-N semi-conductrice sont montées en série entre la seconde borne de référence du circuit de polarisation et le collecteur du transistor de polarisa- tion afin de produire le premier signal de sortie au col- lecteur du transistor de polarisation. 3 Réseau de bascules selon la revendication 2, caractérisé en ce que le transistor de polarisation com- porte des première et seconde régions émettrices reliées respectivement aux premier et second émetteurs, et en ce que le transistor d'entrée et le transistor de réaction comprennent chacun des régions émettrices reliées à leurs émetteurs respectifs, les première et seconde régions émettrices du transistor de polarisation formant chacune une jonction émetteur-base dont l'aire est sensiblement supérieure à celle de la jonction émetteur-base correspon- dante formée par chacune des régions-émettrices du tran- sistor d'entrée et du transistor de réaction, afin de compenser les variations de la tension aux bornes de la jonction P-N semi-conductrice, variations dues à la commutation du transistor de polarisation entre des états conducteur et non conducteur, 4 Réseau de bascules selon la revendication 1, caractérisé en ce que la charge comprend un transistor de charge ( 84) comprenant un émetteur, une base et un collec- teur P l'émetteur du transistor de charge étant relié à la première résistance et sa base étant reliée à la seconde borne de référence du circuit de polarisation; la première résistance et la jonction émetteurbase du transistor de charge étant montées en série entre le collecteur du tran- sistor de polarisation et la seconde borne de référence du circuit de polarisation,-la charge comprenant en outre une seconde résistance montée entre le collecteur du transistor de charge et le premier conducteur d'alimentation, la seconde résistance générant un second signal de sortie au collecteur du transistor de charge. Réseau de bascules selon la revendication 4, caractérisé en ce que la seconde résistance de la charge est d'une valeur supérieure à celle de la première résis- tance afin que l'oscillation du second signal de sortie soit supérieure à l'oscillation du premier signal de sortie. 6 Réseau de bascules selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de polarisation comprend une résistance de polarisation et une jonction semi- conductrice P-N montées en série entre la première borne de référence et la seconde borne de référence, le circuit de polarisation comprenant également une source de courant pour le circuit de polarisation, destinée à produire un courant de polarisation régulé devant circuler dans le montage en série de la jonction semi-conductrice P-N et de la résistance de polarisation dudit circuit de polarisa- tion, le courant de polarisation régulé ayant une amplitude sensiblement proportionnelle à la température du réseau de bascules. 7 Réseau de bascules selon la revendication 6, caractérisé en ce que le courant régulé de polarisation est égal au courant régulé de porte et en ce que la résis- tance de polarisation présente une valeur à peu près égale à la moitié de celle de la première résistance située dans la charge. 8 Réseau de bascules selon la revendication 1, caractérisé en ce que la première tension de référence produite par le circuit de polarisation est relativement rapprochée du point milieu compris entre les première et seconde tensions d'alimentation, afin de permettre au réseau de bascules d'être compatible avec un signal de données binaires ayant des niveaux logiques haut et bas auxquels correspondent approximativement les première et seconde tensions d'alimentation, respectivement. 9 Réseau de bascules selon la revendication 1-, caractérisé en ce que l'élément d'entrée comprend un tran- sistor tampon ( 58) ayant au moins un émetteur et une base, la base de ce transistor tampon recevant le signal de donnée binaire, et un élément ( 62) d'accouplement de l'émet- teur du transistor tampon à la base du transistor d'entrée. Réseau de bascules selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte un transistor suiveur ( 280) ayant au moins un émetteur et une base, la base de ce transistor suiveur étant reliée au collecteur du tran- sistor de polarisation et 1 'émetteur du transistor suiveur étant relié à la base du transistor de réaction, l'émetteur suiveur produisant, à son émetteur, un signal de sortie à basse impédance, de niveau décalé, dérivé du premier signal de sortie. 11 Réseau de bascules selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal de commande reçu par l'élément de commande est un signal de commande différen- tielle,et en ce que les moyens de commande de courant comprennent des premier et second transistors ( 96, 98) de commande de courant ayant chacun un émetteur, une base et un collecteur, les émetteurs de ces premier et second transistors de commande étant reliés chacun à la troisième borne conductrice de courant, les collecteurs des premier et second transistors de commande étant reliés aux première et deuxième bornes conductrices de courant, respectivement, l'élément de commande étant relié aux bases des premier et second transistors de commande de courant afin de produire le signal de commande différentielle pour commuter sélec- tivement le courant régulé de porte à travers l'un des premier et second transistors de commande de courant. 12 Réseau de bascules selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de polarisation produit une troisième tension de référence, les moyens de commande de courant comprenant des premier et second transistors ( 96, 98) de commande de courant ayant chacun un émetteur, une base et un collecteur, les émetteurs de ces premier et second transistors de commande de courant étant reliés à la troisième borne conductrice de courant, leurs collec- teurs étant reliés aux première et deuxième bornes conduc- trices de courant, respectivement, l'élément de commande étant relié à la base de l'un des premier et second tran- sistors de commande de courant, la base de l'autre de ces transistors étant reliée au circuit de polarisation afin de recevoir la troisième tension de référence à laquelle le signal de commande est comparé pour provoquer une commu- tation sélective du courant régulé de porte à travers l'un desdits premier et second transistors de commande de courant.