FR 2526254 A1 19831104 FR 8307197 A 19830429 La présente invention se rapporte généralement à des circuits de creusement à commande dynamique, pour le traitement de signaux à utiliser dans la reproduction d'images, et en particulier à un nouvel agencement pour creuser de façon réglable un signal représentatif de la teneur à haute fréquence des signaux de luminance o la rofondeur du creusement varie selon les décalages de la teneur des basses fréquences des signaux de luminance entre les limites du noir et du blanc. Le creusement d'un signal (c'est-à-dire l'enlèvement d'un "coeur"du signal proche de l'axe moyen, par trai- tement du signal avec un moyen de translation présentant une caractéristique de transfert avec une zone morte pour les excursions du signal à proximité de l'axe) est une fonction connue de traitement de signaux, à laquelle on a occasionnellement recours dans des buts de réduction du bruit comme cela a été expliqué, par exemple, dans un article de J P Rossi, intitulé "Digital Techniques for Reducing Televisbn Noise", paru aux pages 134-140 de l'édition de Mars 1978 du journal SMPTE Dans certains usages d'un circuit de creusement, la possibilité d'ajuster le niveau du creusement à effectuer peut être souhaitable Cette possibilité peut permettre un ajustement manuel du niveau de creusement (comme cela est montré par exemple dans un article de R H McMann, et autres, intitulé "Improved Signal Processing Techniques for Color Television Broadcasting", paru aux pages 221-228 de l'édition de Mars 1968 du journal SMPTE) ou peut permettre un ajustement dynamique du niveau de creusement (comme cela est montré par exemple dans le brevet U S. NO 4 167 749 au nom de Burrus). Dans le brevet de Burrus ci-dessus mentionné, le creusement de la partie à haute fréquence d'un signal de luminance est effectué avec une profondeur de creusement variant dynamiquement selon la grandeur du bruit détecté comme accompagnant le signal de luminance. Quand le niveau de bruit détecté est relativement haut, la profondeur de creusement est forciéà être relativement importante dans un effort pour améliorer le rapport signal/bruit; lorsque le niveau de bruit détecté est relativement bas, la profondeur de creusement est forcée à être relativement faible afin de diminuer la perturbation des variations du signal souhaité Contrairement à la tentative de Burrus qui détermine la profondeur de creusement sur la nécessité apparente de réduction de bruit, la présente invention ajuste la profondeur de creusement selon la visibilité relative des perturbations de bruit, présentes ou non. C'est un phénomène observé que de faiblesniveauxde bruit de fond sont plus remarquablespuur un spectateur dans une partie sombre d'une scène visualisée que dans une partie lumineuse ou claire En reconnaissance de ce phénomène, la profondeur du creusement dans un système selon les principes de l'invention varie inversement avec le niveau de luminosité, avec un maximum de creusement effectué à l'extrémité noireet un minimum de creusement effectué à l'extrémité blanche Le potentiel de commande ou réglage de creusement est avantageusement dérivé d'une version filtréedans un filtre passervbas du signal de luminance, afin que des changements excessivement rapides du niveau de creusement nesient pas effectués en réponse aux composantes de luminance à haute fréquence ou bien aux composantes de bruit à haute fréquence les accompagnant. Selon un mode de réalisation de l'invention, la tentative ci-dessus décrite à un creusement dynamique est utilisée avantageusement dans le traitement d'un signal d'accentuation horizontale dérivé pour une addition à un signal de luminance afin d'améliorer son détail horizontal Le creusement d'un tel signal d'accentuation diminue la probabilité d'une augmen- tation non souhaitée du bruit de fond accompagnant l'amélioration souhaitée du détail de l'image Le réglage dynamique de la profondeur de creusement selon les principes de l'invention rend maximalela protection contre une augmentation du bruit dans les régions de la scène visualisée o une augmentation du bruit serait la plus gênante et diminue la protection dans les régions plus tolérantes d'un niveau de bruit supérieur. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaitront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence à plusieurs dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'inven- tion, et dans lesquels: la figure 1 illustre, sous forme de schéma-bloc, une partie d'un téléviseur ou est incorporé un système d'accentuation horizontale pour des signaux représen- tatifs de la luminance, o la profondeur du creusement des signaux d'accentuation est contrôlée selon les principes de la présente invention; et la figure 2 illustre schématiquement des circuits pour la mise en oeuvre des éléments du système de la figure 1 selon un mode de réalisation particulier de la présente invention. Sur la figure 1, la sortie d'une source 11 de signaux de luminance (par exemple, dans un usage de téléviseur couleur, constituée de la sortie de signaux de luminance du filtre en peignedu téléviseur), est appliquéeàurie borne d'entrée (L) d'une ligne à retard 12 Les signaux apparaissant à la borne (L), et les signaux apparaissant à la borne de sortie (L') de la ligne à retard 12 forme les entrées d'un formeur de signaux d'accentuation à creusement réglable 15 qui peut par exemple comprendre un dispositif du type décrit dans la demande de brevet U S NI 363 868 au nom de L A Harwood et autres déposée le 31 Mars 1982 et intituléel"Adjustable Coring Circuit". Avec l'extrémité d'entrée de la-ligne à retard 12 terminée de façon appropriée par une impédance sensiblement adaptée à l'impédance caractéristique de la ligne à retard, et avec l'extrémité de sortie de la ligne à retard 12 mal terminée pour obtenir un effet réfléchissant, les signaux appliqués au formeur de signaux d'accentuation 15 comprennent un signal de luminance une fois retardé (à la borne L') et la somme d'un signal de luminance non retardé et d'un signal de luminance deux fois retardé (à la borne L) Avec le retard imparti par la ligne à retard 12 choisi pour être égal à une demi-période à une fréquence choisie dans la partie des hautes fréquences du spectre occupé par les composantes du signal de luminance, la différence entre les signaux respectifs aux bornes L et L' correspond à un signal approprié d'accentuatbn horizontale pour addition au signal de luminance afin d'améliorer son détail vertical Le formeur 15 de signaux d'accentua- tion forme un signal d'accentuation correspondant àune telle différence de signaux avec cependant l'enlèvement de son coeur proche de l'axe à une profondeur dépendant de la grandeur d'un potentiel de commande de profondeur de creusement appliqué à sa borne d'entrée de commande ou de réglage de creusement CC A titre d'exemple, deux versions du signal d'accentuation creusé de façon réglable, de forme opposée, sont développées aux sorties du formeur de signaux d'accentuation 15. Les signaux d'accentuation creusés en push-pull à la sortie du formeur de signaux d'accentuation 15 forment les entrées d'un moyen de translation de signaux d'accentuation 14 à gain réglé, qui trasate les signaux creusés d'accentuation avec un gain ( ou atténuation) déterminé par une tension appliquée à une borne de réglage ou de commande d'accentuation PC Les sorties en push-pull du moyen de translation 14 sont additionnées aux sorties en push-pull d'un amplificateur 13 de signaux de luminance répondant aux signaux retardés de luminance à la borne L', dans un moyen de combinaison de signaux 16 pour former des versions en push-pull d'un signal accentué de luminance pour application à un amplificateur 17 de signaux accentués de luminance. L'amplificateur 17 convertibles signaux accentués de luminance en pushpull qu'il reçoit en une forme asymétrique à la borne de sortie 0, et de cette borne, le signal accentué de luminance peut être -appliqué, par exemple, à des circuits de matrice de téléviseur couleur pour combinaison aux signaux respectifs de différence de couleurs. La sortie de l'amplificateur 17 est également appliquée à l'entrée d'un amplificateur passe-bande 18 pour un réglage automatique de l'accentuation Présentant, à titre d'exemple, une bande passante d'environ 1 M Hz de large centrée sur une fréquence d'environ 2 M Hz, l'amplificateur 18 applique les composantes du signal accentué de luminance se trouvant dans sa bande passante, à un détecteur de crête 19 qui développe une tension de commande ou de réglage proportionnelle à l'amplitude des composantes appliquées Cette tension de commande ou de réglage est appliquée à laborne PC pour contrôler la grandeur des signaux d'accentuation qui sont appliqués au moyen de combinaison 16 dans un sens s'opposant aux changements de l'amplitude des composantes appliquées. On peut se référer à la demande de brevet U S N'310 139 déposée le 9 Octobre 1981 pour une explication plus détaillée du fonctionnement d'un tel système automatique de réglage de l'accentuation et des exemples d'un circuit avantageux pour la mise en oeuvre des fonctions des éléments 13, 14, 16, 17 18 et 19 (ainsi que pour y associer un réglage manuel de l'accentuation). Selon les principes de l'invention, la profondeur du creusement du signal d'accentuation à la sortie du formeur de signaux d'accentuation 15 est contrôlée selon le niveau de l'amplitude de la teneur des basses fréquences des signaux de luminance produits par la source 11 Dans ce but, la borne d'entrée de commande de creusement CC du moyen de formation de signaux 15 est rendue sensible à la sortie d'une source 20 de tension de réglage du niveau de creusement Comme cela est illustré, la source 20 comprend un filtre passe- bas 21 dont l'entrée est couplée pour recevoir le signal de luminance à la sortie de la source 11 et dont la sortie est couplée (par un élément retardateur facultatif 22) à la borne de commande CC Pour le sens souhaité du réglage de creusement dynamique, la polarisation de la sortie de la source de tension de réglage 20 doit êtretelle qu'un décalage à la sortie du filtre passe-bas dans la direction du noir effectue une augmentation de la profondeur du creusement tandis qu'un décalage de la sortie du filtre passe-bas dans la direction du blanc effectue une diminution de la profondeur de creusement Pour une temporisation optimale des variations dynamiques de la profondeur de creusement, le retard total dans le trajet de commande ou de réglage par la source 20 dait correspondre sensiblement au retard du signal une fois retardé appliqué au formeur de signaux 15 Lorsque le retard associé au filtre passe-bas 21 correspond sensiblement au retard imparti par la ligne à retard 12, l'élément retardateur facultatif 22 peut être élimine; si le retard associé au filtre passe-bas 21 est insuffisant dans de tel but d'adaptation, le retard supplémentaire nécessaire dans le trajet de commande ou de réglage peut être produit par l'élément retardateur 22. La figure 2 illustre, en détail schématique, un formeur de signaux d'accentuation creusésde façon réglable, du type révélé dans la demande de brevet de Harwood et autres ci-dessus mentionnée intitulée "Adjustable Coring Circuit", avec le contrôle de la profondeur du creusement effectué selon un mode de réalisation particulier de la présente invention. Le circuit particulièrement illustré de la source de tension de réglage du niveau de creusement o l'on emploie un blocage par contre-réaction pour garantir un positionnement souhaité de la plage de réglage de creusement, forme le sujet de la demande de brevet U S. NO 373 531 au nom de W E Harlan, intitulée "l'Dynamically Controlled Horizontal Peaking System". Sur la figure 2, des signaux de luminance apparaissant à une borne d'entrée I du système d'accen- tuation sont appliqués par un condensateur de blocage 24 en série avec une résistance 25, à la borne d'entrée L de la ligne à retard 12 A titre d'exemple, la ligne à retard 12 est un dispositif à large bande présentant une caractéristique de phase linéaire sur la plage des fréquences occupée par les signaux de luminance (c'est- à-dire s'étendant jusqu'à 4,0 M Hz) et produit un retard de 140 nanosecondes L'extrémité d'entrée de la ligne à retard 12 est terminée (par exemple à l'aide de la résistance 25) en une impédance sensiblement adaptée à son impédance caractéristique, tandis que l'extrémité de sortie de la ligne à retard (à la borne L') est mal terminée pour obtenir un effet de réflexion. Les signaux apparaissant aux extrémités respectives de la ligne à retard 12 sont ainsi: (a) un signal de luminance une fois retardé à la borne L', et (b) la somme d'un signal de luminance non retardé et d'un signal de luminance deux fois retardé à la borne L. La différence entre les signaux respectifs aux bornes L et L' correspondant à un signal approprié d'accentuation horizontal pour addition au signal de luminance afin d'améliorer son détail horizctal en augmentant effectivement les composantes de luminance à haute fréquence, l'augmentation maximum se produisant à environ 3,5 M Hz. Un amplificateur différentiel 40, recevant les signaux des bornes L et L' à ses entrées différentielles respectives, forme un canal d'amplification linéaire pour un tel signal d'accentuation L'amplificateur 40 comprend deux transistors 41, 43 du type NPN, avec leurs émetteurs interconnectÉ ramenés à un point de potentiel de référence (comme la masse) par le trajet collecteur-émetteur d'un traer Lstor 45 formant source de courant du type NPN en série avec une résistance d'émetteur 46 La base du transistor 45 est ccnnectée à la borne positive (+ 1,2 V) d'une source d'alimentation en potentiel de polarisation pour établir un courant de fonctionnement souhaité pour l'amplificateur 40. Les signaux à la borne L' sont appliqués à la base du transistor 41 par le trajet bese-émetteur d'un transistor 34 monté en émetteur-suiveur du type NPN et une résistance de couplage en série 36 Le collecteur du transistor 34 est directement connecté à la borne positive (+Vcc) d'une source d'alimentation en potentiel de fonctionnement, tandis que l'émetteur du transistor 34 est ramené à la masse par le trajet collecteur-émetteur d'un transistor 35 formant source de courant (avec sabte liée à + 1,2 V et son émetteur mis à la masse par la résistance 35 A) Les signauxàla bane L sont appliqués 0 à la base du transistor 43 par le trajet base-émetteur d'un transistor 30 monté en émetteur-suiveur du type NPN et une résistance de couplage en série 32 Le collecteur du transistor 30 est directement connecté à la borne d'alimentation à +Vcc tandisquel'émeteurdutn 3 eligtr 30 est ramené à la masse par le trajet collecteur-emetteur d'un transistor 31 formant source de courant ( sa base étant liée à + 1,2 V et son émetteur mis à la masse par une résistance 31 A) Tandis que des connexions directes sont illustrées entre les bornes respectives L, L' et les bases des transistors 30, 34 en émetteur-suiveur, Cs transistors supplémentaires en émetteur-suiveur (non représentés) peuvent avantageusement être inter- posés dans les connexions respectives pour élever les impédances présentées aucbornes respectives. Une résistance 38 interconnecte les bases des transistors 41, 43 et coopère avec les résistance de couplage 36, 32 pour introduire un degré d'atténua- tion des signaux d'entrée garantissant qu'une différence maximum de signaux entre les potentielsde base sera considérée dans la plage de traitement linéaire de signaux de l'amplificateur 40 Les collecteurs respectives des transistors 41 et 43 sont liées à la borne positive d'une source d'alimentation en potentiel. de fonctionnement par des charges respectives (non représentées) qui sont partagées par les sorties d'un amplificateur limiteur que l Von décrira subséquamment. Les courants respectifs de collecteur des transistors 41 et 43 varient aynn des versions en opposition de phase des signaux d'accentuation. Un amplificateur différentiel 50, recevant les signaux des bornes L et L' à ses entrées différentielles respectives, sert d'étage d'entrée d'un amplificateur limiteur formant un canal d'amplification non linéaire pour le signal d'accentuation L'amplificateur 50 comprend deux transistors 51, 53 du type NPN dont les émetteurs sont interconnectés et ramenés à la masse par le trajet collecteur-émetteur d'un transistor 55 formant source de courant du type NPN Les signaux à la borne L' apparaissant à la sortie du transistor 34 en émetteur suiveur, sont appliqués à la base du transistor 51 par une résistance de couplage en série 37 Les signaux à la borne L, apparaissant à la sortie du transistor 30 en émetteur suiveur, sont appliqués à la base du transistor 53 par une résistance de couplage en série 33 Une résistance 39 interconnecte les bases destransistors 51 et 53 L'atténuation des signaux d'entrée produite par le réseau des résistances 37, 39, 33, est plus faible que l'atténuation produite par le réseau amplificateur linéaire ( 36, 58 E 32) et permet à l'oscillation maximum du signal entre des bases de dépasser la plage de traitement linéaire de signaux de l'amplificateur 50. Les collecteurs des transistors 51 et 53 sont individuellement connectées par des résistances respectives de charge ( 57, 59) à la borne positive (+ 4,0 V) d'une source d'alimentation en potentiel de fonctionnement Des signaux d'accentuation en opposition de phase (avec excursion maximum écrêtée) apparaissent à travers les résistances respectives de charge 57 et 59. L'amplificateur différentiel 60, formant l'étage de sor Ue de l'amplificateur limiteur et produisant un plus ample écrêtage de signaux d'accentuation, comprend deux transistors 61 et 63 du type NPN avec leurs émetteurs interconnectés connectés au collecteur d'un transistor formant source de courant L'émetteur du transistor est ramené à la masse par le trajet base-émetteur du transistor 55 formant source de courant La base du transistor 61 est directement connectée au collecteur du transistor 51 de l'étage d'entrée, tandis que la base du transistor 63 est directement connectée au collecteur du transistor 53 de l'étage d'entrée. L e collecteur du transistor 61 est directement connecté au collecteur du transistor 41 de l'amplificateur linéaire, donc les courants additionnés de collecteur des transistors 41 et 61 forment un courant de signal d'accentuation creusé (Ip') Le collecteur du transistor 63 est directement connecté au collecteur du transistor 43 de l'amplificateur linéaire, donc les courants additionnés de collecteur du transistor 43 et 63 forment un courant de signal d'accentuation creusé Ip (version en opposition de phase Une résistance 66 est connectée entre la borne positive (+ 3,2 V) d'une source d'alimentation en potentiel de polarisation et l'anode d'une diode 67,dont la cathode est directement connectées l'anode d'une seconde diode 68 La cathode de la diode 68 est directement connectée à l'anode, donc les deux diodes 67,68 sont polarisées en direct par la source d'alimen- tation en potentiel de polarisation L'anode de la diode 67 est directement connectée à la base du transis- tor 65 formant source de courant, donc la tension apparaissant entre la paire de diodes ( 67, 68) est appliquée aux trajets base-émetteur en série des transistors formant sources de courant 65,55 pour polari- ser en direct leursjonctionsbase-émetteur. Le collecteur d'un transistor de commande 71 du type NPN est directement connecté à la base du transistor L'émetteur du transistor 71 est directement connecté à la masse, disposant le trajet collecteur-émetteur du transistor de commande 71 directement en shunt avec le trajet baseémetteur du transistor 55 formant source de courant de l'étage d'entrée. Une borne d'entrée de tension de réglage de creusement CC est connectée à la base d'un transistor monté en émetteur-suiveur du type NPN (dont le collecteur est directement connecté à la borne d'alimen- tation à +Vcc) L'émetteur du transistor 75 est connecté par une résistance 73 à la base du transistor 71 et à l'anode d'une diode 72 La cathode de la diode 72 est directement connectée à la masse, ce qui met la diode 72 directement en shunt avec le trajet base- émetteur du transistor de commande 71 Une tension positive de réglage de creusement appliquée à la borne CC (par la source 20 de tension de réglage du niveau de creusement) règle la polarisation du transistor 71 pour faire varier la conductance de son trajet collecteur- émetteur La tension variable de réglage de creusement à la borne CC est également appliquée à la base d'un transistor de commande 69 du type PNP L'émetteur du transistor de commande 69 est directement connecté à la base du transistor 65 formant source de courant. Le collecteur du transistor 69 est directement connecté à la masse, ce qui dispose le trajet émetteur-collecteur du transistor 69 en shunt avec la paire de diodes en série 67, 68. Sur une partie sensible de la plage des variations du potentiel de réglage du creusement appliqué à la borne CC, la jonction base-émetteur du transistor 69 du type PNP est polarisée eninverse Dans de telles circonstances le transistor 69 est coupé et n'a pas d'effet sur le fonctionnement du circuit de creusement réglable, qui fonctionne à la façon décrite dans la demande de brevet ci-dessus mentionnée de Harwood et autres intitulée "Adjustable Coring Circuit" et comme on le résumera immédiatement ci-après. Le trajet base-émetteur du transistor 65 forme un diviseur de tension avec la combinaison en parallèle de (a) le trajet base-émetteur du transistor 55 et (b) le trajet collecteur-émetteur du transistor de commande 71 du type NPN, pour produire une division de la tension de polarisation apparaissant entre les diodes en série 67, 68, le rapport de division dépendant de la conductance du transistor 71 Quand l'tmpédance de mise en shunt présentdepar le transistor 71 diminue (du fait d'une augmentation de la tension positive de réglage de creusement), la tension base-émetteur (Vbe) d*L transistor 55 formant source de courant diminue, ce qui est accompagné d'une augmentation complémentaire de la tension base-émetteur du transistor 65 formant source de courant Lorsque l'impédance de mise en shunt présenté par le transistor 71 augmente (du fait d'une diminution de la tension positive de réglage de creusement), la valeur de Vbe du transistor 55 augmente, ce qui est accompagné d'une diminution complémentaire de la valeur de Vbe du transistor 65. La variation de la tension de réglage de creusement a ainsi pour conséquence l'introduction de variations complémentaires dans les courants de fonctionnement des amplificateurs différentiels 50 et 60 et par conséquent des variations complémentaires des gains respectifs des deux étages en cascade de l'amplificateur l miteur. Des variations de l'impédance en courant continu présentée par le transistor de commande 71 du type NPN ont un effet négligeable sur la tension de polarisation qui apparaît entre les diodes 67 et 68 Ainsi, le gain total de l'amplificateur-limiteur, proportionnel au produit des grandeurs des courants respectifs de fonctionnement de l'étage, reste sensiblement non perturbé tandis que la distribution du gain entre les étages respectifs varie Pour la précision du creusement, cette grandeur non perturbée du gain total est établie de façon que les gains des canaux respectifs d'amplification non linéaire et linéaire soient sensiblement identiques. Un changement de distribution du gain(provoqué par une diminution de la tension de réglage de creusement) qui élève le gain de l'étage d'entrée 50 a pour résultat un écrêtage dans l'étage de sortie 60 qui est plus proche de l'axe, et réduit ainsi le niveau de creusement. Inversement, un changement de distribution du gain (provoqué par une augmentation de la tension de réglage de creusement) qui abaisse le gain de l'étage d'entrée augmente le niveau de creusement. Le rôle accompli par le transistor de commande 69 du type PNP est confiné à l'extrémité de la plage des variations du potentiel de réglage de creusement associée à un niveau minimum de creusement, comme cela est expliqué, par exemple, dans la demande de brevet US NO 363856 au nom de R L Shanley, déposée le 31 Mars 1982 et intitulée It Adjustable Coring Circuit Permitting Coring Extinction". Quand le potentiel à la borne CC de réglage de creusement tombe suffisamment près du potentiel de la masse, la polarisation de la jonction base-émetteur du transistor de commande du type PNP se décale vers une direction directe Pour des potentiels à la borne CC en dessous d'environ + 0,7 V, le transistor 69 est rendu conducteur et pour des potentiels à la borne CC en dessous d'environ + 0,5 V, la conduction par le transistor 69 est suffisante pour mettre les transistors 55, 71 formant sources de courant hors circuit, inhibant l'amplificateur limiteur et supprimant totalement l'action de creusement. Le circuit réglable de creusement est insi pourvu d'un niveau de creusement nul pour une extrémité de la plage de réglage du niveau de creusement. L'attention sera maintenant portée vers le circuit illustré sur la figure 2 pour la mise en oeuvre de la fonction de la source 20 de tension de réglage du niveau de creusement dans une application pratique des principes de l'invention L'entrée de la source 20 de la figure 2 comprend des signaux de luminance qui, à titre d'exemple, apparaissent à la borne d'entrée I du système d'accentuation à une polarité telle que ses composantes d'impulsion de synchronisation de déviation (infra-noir) s'étendent des une direction négative. Les signaux de la borne I sont appliqués par la combinai- son en série d'un condensateur de blocage 81 d'une résis- tance 82 à un transistor 83 du type NPN pour amplification, le condensateur 81 et la résistance 82 étant couplés, dans l'ordre nommé, entre la borne I et la base du transistor 83 L'émetteur du transistor 83 est ramené directement à la masse tandis que le collecteur du transistor 83 est connecté par une résistance de charge 84 à la borne d'alimentation en potentiel de fonctionne- ment +Vcc Une résistance 89 shunte directement le trajet base-émetteur du transistor 83. La contre-réaction entre le collecteur et ilabe du transistor 83 est réaliséepar un réseau de filtrageen T ponté formé de deux résistances 85 et 86 connectées en série entre ce collecteur et cette base, un condensateur 88 connecté en shunt avec la combinaison en série des résistances 85, 86 et un condensateur 87 connecté entre la masse et la jonction des résistances en série 85, 86. Un transistor 90 du type PNP, accomplissant une action de blocage de contre-réaction, a son émetteur qui est directement connecté au collecteur du transistor amplificateur 83 et son collecteur directement connecté à la jonction du condensateur 81 et de la résistance 82. La combinaison en série de deux résistances 91, 93 est connectée entre lamasse et la borne à +Vcc pour former un diviseur de tension qui développe un potentiel continu de référence à la jonction des résistances 91, 93 pour application directe à la base dt transistor de blocage 90. Le circuit décrit forme un moyen de translatbn de signaux inverseur pour les signaux de luminance reçus qui présente une caractéristique de réponse de passage des basses fréquences et qui produit un retard du signal approprié à une adaptation sensible avec le retard imparti par la ligne à retard 12 Pour un groupe, donné à titre d'exemple, de paramètres de circuit (indiqué dans la liste qui suit), le roulement à haute fréquence de la caractéristique de réponse en fréquence est avantageusement graduel avec la fréquence de coupure (point à -3 db sur la caractéristique) se trouvant à peu près à 1,05 M Hz. Dans le fonctionnement du circuit révélé pour la source 20, le condensateur 81 isole le moyen de transla- tion de signaux des variations du niveau en courant continu à la borne I, qui peuvent être une conséquence, par exemple, d'ajustementsde l'oscillation du signal effectués dans la source de signaux de luminance (comme cela est mieux décrit dans la demande de brevet ci-dessus mentionnée au nom de Harlan) Une action de restauration de courant continu est accomplie par le transistor de blocage 90, qui est périodiquement mis en conduction pendant les apparitions des impul- sions de synchronisation La charge au condensateur 81 est sujett à un réajustement pendant ces périodes de conduction,qui a tendance à bloquer les pics de l'impulsion de synchronisation à la sortie du moyen de translation à un potentiel déterminé par le potentiel de référence développé par le diviseur de tension 93, 91 ( et qui en est légèrement décalé) Le potentiel de référence est choisi de façon que le potentiel à la sortie du moyen de translation (à la borne CC)développé en réponse à un niveau du noir reçu introdutse une profondeur souhaitéede creusement (comme 6 %) Le gain du moyen de translation de signaux, déterminé par le rapport de la valeur de la résistance 82 et de la somme des valeurs des résistances 85 et 86, est choisi afin que l'oscillation du signal du noir au blarcpour le potentiel à 'a sortie du moyen de translation à la borne CC produise la gamme souhaitée desvariationsde la profondeur de creusement. A titre d'exemple, le choix du gain es tel qu'un niveau de creusement nul soit atteint pour des niveaux du blanc au-delà de 70 à 80 unités IRE. Un exemple d'un groupe de valeurspour les paramètres du circuit du système de la figure 2 est le suivant: Résistance 25 680 ohms Résistances 32, 36 2,4 kilohms Résistances 33, 37 470 ohms Résistance 38 1000 ohms Résistance 39 4,7 kilohms Résistances 57, 59, 46 500 ohms Résistance 66 13,3 kilohms Résistance 73 25 ki lohms Potentiel (+Vcc) 11,2 volts Condensateur 24 1 microfarad Condensateur 81 33 microfarads Résistances 82, 31 A, 35 A 2 kilohms Résistances 85, 86 5,6 kilohms Résistance 84 1,8 kilohms Résistance 89 3,3 kilohms Résistance 91 3 kilohms Résistance 93 8, 2 kilohms Condensateur 87 22 picofarads Condensateur 88 15 picofarads. REVENDICATIONS 1. Circuit de creusement dynamique dans un système de reproduction d'image comprenant une source ( 11) de signaux de luminance représentative des variations de la luminance d'une image entre des extrêmes noir et blanc, caractérisé par: un moyen de développement ( 15) couplé à ladite source, pour développer une version creusée d'un signal représentatif de la teneur des hautes fréquences desdits signaux de luminance, ladite version creusée c rrespondant à la différence entre une version translatée linéairement dudit signal représentatif de la teneur des hautes fréquences et une version doublement écrêtée dudit signal représentatif de la teneur des hautes fréquences; ledit moyen de développement ayant une borne d'entrée de tension de réglage du niveau de creusement (CC), la profondeur du creusement produit par ledit moyen de développement dépendant du niveau de la tension de réglage du niveau de creusement appliquée à ladite borne d'entrée;et un moyen ( 20) répondant auxdits signaux de luminance pour développer ladite tension de réglage du niveau de creusement; ledit moyen ( 20) développant la tension de réglage comprenant un filtre passe-bas ( 21) couplé à ladite source, la sortie dudit filtre passe-bas étant appliquée à ladite borne d'entrée dans un sens tel que cela augmente la profondeur du creusement avec un décalage à la sortie dudit filtre passe-bas dans la direction du noir et que cela diminue la profondeur du creusement avec un décalage à la sortie dudit filtrepasse- bas dans la direction du blanc. 2 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le système précité de reproduction d'image est un téléviseur, la source ( 11) précitéede signaux de luminance comprend des signaux vidéo, ledit-circuit de creusement dynamique comprend un système d'accentuation horizontal à commande dynamique, le moyen de développement ( 15) précité répond au Ksignaux vidéo pour former un signal de sortie d'accentuation horizontale creusé de façon réglable; et un moyen ( 16) pour combiner ledit signal d'accentuation horizontale creusé de façon réglable de sortie aux signaux vidéo de ladite s-urce pour développer un signal accentué de luminance. 3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le moyen de développement ( 15) précité comprend: uoeligne à retard ( 12) ayant une extrémité d'entrée couplée pour recevoir les signaux vidéo de la source précitée et terminée par une impédance sensiblement adaptée à l'impédance caractéristique de ladite ligne à retard, et ayant une extrémité de sortie mal terminée un moyen ( 40) couplé auxdites extrémités d'entrée et de sortie pour amplifier linéairement la différence entre des signaux apparaissant auxdites extrémités d'entrée et de sortie de ladite ligne à retard;et un amplificateur limiteur ( 50, 60) couplé auxdites extrémités d'entrée et de sortie, pour amplifier de façon non linéaire ladite différence; ledit amplificateur limiteur comprenant un certain nombre d'étages amplifica- teurs en cascade, la distribution du gain entre lesdits étages étant sujeti à une variation selon le potentiel apparaissant à ladite borne de commande.