FR 2525364 A1 19831021 FR 8206417 A 19820414 l AMPLIFICATEUR DETECTEUR DE TENSION D'ALIMENTATION L'invention concerne un circuit de tension de référence, compensé en température Elle concerne plus particulièrement un circuit pour commander la tension d'alimentation appliquée à une charge, qui comporte le circuit de tension de référence, compensé en température. On connaît déjà un grand nombre de circuits fournissant des tensions de références prédéterminées Par exemple, le circuit de tension de référence à diodes bien connu utilise par exemple deux diodes montées en série pour établir une tension de référence prédéterminée, mais cette tension de référence n'est pas compensée en température Notamment dans le cas de circuits intégrés destinés à fournir des signaux d'entrée de puissance à une charge, les températures de fonctionnement du circuit varient au cours de l'utilisation Dans de tels circuits, il est particulièrement important que les tensions de référence critiques soient compensées en température. Reconnaissant la nécessité de circuits de tension de référence compensés en température, on a mis au point le circuit de tension de référence d'intervalle de bande de Widlar qui fournit une référence de tension compensée en température pour la tension d'invervalle de bande du silicium de 1,31 V Ce circuit est décrit par exemple dans l'article de Widlar "New Developments in IC Voltage Regulators", IEEE Journal of Solid State Circuits, février 1971, Vol SC-6, N O 1, p 2 à 7 Cependant, le circuit de Widlar est sensible à la fréquence Il est par conséquent nécessaire d'y prévoir un condensateur MOS (métal-oxyde-semiconducteur) assez important pour compenser les fréquences différentes pouvant apparaître au cours de l'utilisation du circuit. -2- 1 Une application particulièrement intéressante d'un circuit intégré appliquant des signaux de puissance à des éléments de charge est la commande d'éléments de tête d'imprimante thermique De tels éléments de tête d'imprimante thermique doivent fonctionner rapidement et de façon identique pour assurer l'impression de caractères uniformes à une vitesse acceptable Ainsi, les circuits de commande des transistors de puissance de tels circuits intégrés doivent délivrer des signaux de commande uniformes, indépendamment des variations de température et de fréquence au cours de l'utilisation Bien que la conception des circuits de commande pour de tels réseaux de transistors de puissance soit une technique très élaborée, certains perfectionnements sont encore nécessaires pour ces circuits de commande. Par conséquent, l'invention se propose de fournir un circuit de tension de référence compensé en température qui est indépendant de la fréquence, sans avoir à utiliser une compensation en fréquence. Suivant une caractéristique de l'invention, ce but est atteint grâce à un circuit de tension de référence compensé en température qui comporte un premier transistor, possédant un coefficient de température positif du courant; des moyens pour établir un courant prédéterminé dans ledit transistor à coefficient de température positif; un transistor, possédant un coefficient de température négatif de la tension base-émetteur; et un premier élément résistif, possédant une résistance prédéterminée, reliant en série lesdits transistors, la tension de référence compensée en température étant établie entre lesdits transistors. L'invention se propose également de fournir un circuit amplificateur de tension d'alimentation comportant le circuit de tension de référence compensé en température décrit ci-dessus. Suivant une autre caractéristique de l'invention, ce circuit amplificateur de détection de tension de référence comprend des moyens pour comparer la tension de référence et une tension d'alimentation; une sortie destinée à être reliée à une charge pour recevoir la tension d'alimentation; et des moyens, branchés de manière à recevoir un signal d'entrée provenant des moyens comparateurs, pour autoriser ladite sortie lorsque la tension de -3- 1 référence présente une relation prédéterminée avec la tension de référence De façon typique, la relation est que la tension d'alimentation est égale ou supérieure à la tension de référence au point de mesure. La présente invention sera mieux comprise à l'aide de la description suivante de deux modes de réalisation donnés à titre d'exemple en référence aux dessins annexés dans lesquels: la figure 1 est un schéma d'un circuit intégré utilisant le principe de l'invention; la figure 2 est un schéma d'un mode de réalisation de l'invention, tel que mis en oeuvre dans le circuit intégré de la figure 1; la figure 3 est un diagramme de formes d'ondes pour une meilleure compréhension du fonctionnement du circuit de la figure 2; et la figure 4 est un schéma d'un autre mode de réalisation de l'invention. En se référant aux dessins, et plus particulièrement à la figure 1, on a représenté un schéma d'un circuit intégré de commande d'une tête d'imprimante thermique utilisant le principe de l'invention Les sorties d'un circuit amplificateur 10 de détection de tension d'alimentation +V suivant l'invention sont reliés, par des lignes 12, 14, 16 et 18, à des portes de multiplexage 20, à un registre de mémorisation 22 à 6 bits, et à un registre à décalage 24 à 6 bits, à entrée série et sortie parallèle Des lignes 26 relient le registre de mémorisation 22 aux portes de multiplexage , au nombre de 24 dans l'exemple représenté Des lignes 28 relient le registre de mémorisation 22 au registre à décalage 24 Des lignes relient les portes de multiplexage 20 à des transistors 32, en montage Darlington à-collecteur ouvert, pour la commande d'éléments de tête d'imprimante thermique (non représentés) branchés en tant que charges sur les transistors 32 Des lignes 36 relient un décodeur 34 aux portes de multiplexage 20 Les signaux d'entrée PHA, PHB, VCH du décodeur 34 sont fournis sur les lignes 38, 40 et 42 Un signal d'entrée TR d'autorisation de transfert est appliqué au registre de mémorisation 22 sur une ligne 44 Des signaux d'horloge -4- 1 CLK et de données SI sont respectivement appliqués, sur des lignes 46 et 48, au registre à décalage 24 En plus des sorties parallèles, sur les lignes 28, du registre à décalage 24 à entrée série et sortie parallèle, une sortie série est également fournie, sur une ligne 50, au circuit tampon 52 pour un transmission hors du circuit intégré, sur une ligne 54. En fonctionnement, les transistors de sortie 32 en montage Darlington, 24 paires dans l'exemple représenté, fournissent des signaux de commande aux éléments de tête d'imprimante thermique lorsqu'ils sont sélectionnés par le décodeur 34 et les portes de multiplexage 20, et lorsque la tension d'alimentation +Vc est supérieure à un niveau prédéterminé, comme déterminé par le circuit amplificateur de détection 10 D'autres détails d'un circuit intégré comportant les éléments de la figure 1 sont fournis dans la demande de brevet français déposée ce même jour par la Demanderesse et ayant pour titre "Circuit intégré avec réduction de potentiel". En se référant maintenant à la figure 2, on a représenté un schéma du circuit amplificateur de détection 10 de la figure 1 Le circuit amplificateur de détection 10 comporte un circuit de tension de référence compensé en température qui établit une tension de référence V f sur la base du transistor Q 57 La tension devant rf être comparée à la tension de référence V f est appliquée sur la base du transistor Q 56 Si cette tension de base est inférieure à Vref, le transistor Q 57 est conducteur et le transistor Q 56 est bloqué On remarquera que le mode de réalisation de la figure 2 est un circuit de référence de tension d'intervalle de bande du silicium, c'est-à-dire que V f est égal à 1,31 V Cependant, à l'opposé du circuit de référence de tension d'intervalle de bande de Widlar, aucun condensateur MOS de compensation de fréquence n'est nécessaire Comme on le verra d'après la description qui suit, Vref peut être choisi de manière à avoir n'importe quelle valeur inférieure à la tension de référence +Vcct mais le choix de la tension d'intervalle de bande du silicium de 1,31 V offre certains avantages du point de vue physique pour un dispositif semiconducteur. -5- 1 Vref est établie par le courant Ir dans le trajet, comprenant le transistor QSP 3, la ligne 60, la résistance R 510, et le transistor Q 59, jusqu'à la masse, par l'intermédiaire de la ligne 62 Le transistor QSP 3 possède un coefficient de température positif pour le courant Le transistor Q 59 possède un coefficient de température négatif pour la tension base-émetteur Vbe' obtenu lorsque Q 59 est un transistor npn vertical Les transistors QS Pl et QSP 2 sont des transistors pnp latéraux possédant respectivement une configuration identique au transistor QSP 3. Les transistors Q 510 et Q 512 possèdent tous deux un coefficient de température positif du courant Le courant traversant le transistor Q 510 est reproduit à travers QSP 3 L'application du courant reproduit à la résistance R 510 fournit une chute de tension à coefficient de température positif Cette chute de tension positive compense le coefficient de température négatif de la tension base-émetteur de Q 59. Le transistor A 513 est utilisé pour faire démarrer l'amplificateur 10 Lorsque +Vcc atteint un niveau de seuil égal à trois fois la tension baseémetteur du transistor Q 513, pour l'agencement de circuit particulier représenté, ce transistor devient conducteur Le transistor Q 513 fournit alors le courant de démarrage pour le transistor Q Sll de sorte que le trajet de courant comprenant le transistor QSP 1, la ligne 64, la résistance R 512, la ligne 66, le transistor Q 512, la ligne 68 et la ligne 62, jusqu'à la masse, est parcouru par son courant final de 0,15 m A Il en résulte une chute de tension suffisante aux bornes de la résistance R 512 pour bloquer le transistor Q 513, du fait que la base du transistor Q 513 est maintenue à 2,2 V par les diodes Schottky 63 et 65 et par les diodes QD 51 et QD 52. La largeur d'émetteur du transistor Q 510 est le double de celle du transistor Q 512 Etant donné que les transistors QS Pl et QSP 2 ont des géométries identiques, leurs courants de collecteur sont égaux, et les courants d'émetteur des transistors Q 510 et Q 512 sont également égaux Par conséquent, la densité de courant du transistor Q 512 est le double de celle du transistor Q 510 Le courant dans le trajet comprenant le transistor QSP 2, la ligne 70, le transistor Q Sll, la ligne 72, le transistor Q 510, la ligne 74, la ip 1 résistance R Sll et la ligne 76, est égal au courant Ir dans le trajet de courant comprenant les transistors QSP 3 et Q 59 Ces deux courants sont égaux à k T Log 2/q R Sll, k étant la constante de Boltzmann, T la température absolue, et _ la charge d'un électron. Par conséquent, R 510 k T Vf = Ir R 510 + Vb de Q 59 = R S 11 l q Log 2 + Vb de Q 59. ref be Q R 511 q be De ce fait, le courant dans la résistance R Sll est doublé dans la résistance R 510 I 1 en résulte que Vref peut être réglée sur la tension d'intervalle de bande de 1,31 V en choisissant correctement R 510/R Sll. La figure 3 est un diagramme de formes d'ondes du circuit amplificateur 10 de la figure 2, utile pour la compréhension du fonctionnement de ce circuit 10 Avant que +Vcc atteigne 4,2 V, cc comme représenté en 100 sur la courbe +Vcc 101 de la figure 3, les transistors QSC et Q 51, Q 52, Q 53, Q 54 sont saturés, comme indiqué en 102 sur la forme d'onde 103 des tensions Vsc, V 51, V 52, V 53, V 54 qui représentent respectivement les tensions sur les bornes 104, 106, 108, 110 et 112 de la figure 2 Lorsque + Vcc atteint 4,2 V, un cc niveau de tension de 1,31 V est établi en 121 entre les résistances R 515 et R 516 Le transistor Q 56 devient conducteur, ce qui fait circuler un courant dans le trajet comprenant la résistance R 59, la ligne 114 et la ligne 118 jusqu'à la terre I 1 en résulte que le transistor QSP 4 devient conducteur pour faire circuler un courant dans la ligne 120, ce qui rend le transistor Q 55 conducteur Lorsque le transistor Q 55 est saturé, les transistors QSC et Q 51, Q 52, Q 53 et Q 54, qui invalident le circuit de commande de la tête imprimante lorsqu'ils sont conducteurs, sont alors bloqués Les résistances R 517, R 518 et R 519 établissent des niveaux de tension corrects sur les bases des transistors Q 55, QSC, Q 51, Q 52, Q 53 et Q 54 pour le fonctionnement décrit ci-dessus. Les formes d'ondes 122 et 124 représentent respectivement les tensions sur les bases des transistors Q 56 et Q 57 au cours du fonctionnement du circuit. Le circuit amplificateur de détection de tension d'alimentation de la figure 2, en plus de son utilité pour commander un réseau 32 de paires de transistors en montage Darlington (fig 1) utilisé pour commander une tête d'imprimante thermique, peut être utilisé également dans des systèmes de mémoire à dispositifs à couplage direct de charge (CCD) pour invalider le circuit logique à O -7- l transistor-transistor (TTL) ou pour autoriser d'autres circuits de commande à partir d'une alimentation en puissance, ce qui se traduit par des économies d'énergie. La figure 4 représente une variante de l'invention, dans laquelle le circuit de tension de référence compensé en température de l'invention est utilisé dans un circuit de tension en référence programmable 200 Les éléments de la partie gauche 202 de ce circuit sont identiques aux éléments correspondants du circuit de la figure 2, et des références identiques sont utilisées dans la figure 4 De même, ils fonctionnnent de la même manière que les éléments correspondants de la figure 2, et par conséquent leur fonctionnement ne sera pas décrit ici Les transistors QSP 7 et QSP 6 ont été respectivement ajoutés au-dessus des transistors Q 57 et Q 56 Le condensateur Cl relie le collecteur et la base du transistor Q 56. Une paire de transistors Q 514 et Q 515 en montage Darlington sont montés entre la tension d'alimentation +Vcc et la terre, par l'intermédiaire des lignes 204, 206, 207, de la résistance R 520, de la ligne 210, de la résistance R 521, de la ligne 212, de la résistance variable R 522 et de la ligne 214. En fonctionnement, le circuit de la figure 4 fournit une tension de référence Vo, qui peut être réglée sur un niveau souhaité en modifiant la valeur de la résistance variable R 522 Si la tension sur la ligne 212 est supérieure à Vf 3 c'est-à-dire 1,31 V dans le mode de réalisation représenté, le courant traversant Q 56 est plus important jusqu'à ce que la tension sur la ligne 212 soit égale à Vref' Etant donné que la modification de la valeur de la résistance variable R 522 change le point de fonctionnement du circuit, pour lequel la tension sur la ligne 212 est égale à V ref cette variation fait varier à son tour la tension de référence de sortie V du circuit 200 La tension de référence V est o o compensée en température par suite de la référence de tension compensée en température V f et des la partie amplificatrice de détection du circuit 200, de la même manière que dans le mode de réalisation de la figure 2. Ceux qui sont familiers avec cette technique comprendront que l'invention fournit un circuit amplificateur de détection de tension d'alimentation et de tension de référence compensé en -8- 1 température satisfaisant aux exigences mentionnées La tension de référence compensée en température est indépendante de la fréquence, sans nécessiter l'utilisation d'un condensateur de compensation de fréquence Le circuit amplificateur de détection de tension d'alimentation comprenant le circuit de tension de référence compensé en température de l'invention fournit des signaux de tension de commande à des éléments de charge et peut fournir des signaux de sortie à au moins deux éléments de charge différents, suivant le niveau de la tension d'alimentation Une autre version du circuit fournit une tension de référence de sortie compensée en température, programmable à un élément de charge. Bien que l'invention ait été décrite en se référant à deux modes de réalisation préférés mais non limitatifs, on comprendra qu'on peut y apporter différentes modifications sans sortir du cadre de l'invention. -9- REVENDICATIONS 1 Circuit de tension de référence compensé en température, caractérisé en ce qu'il comporte un premier transistor (QSP 3) possédant un coefficient de température positif du courant; des moyens pour établir un courant prédéterminé dans ledit transistor (QSP 3) à coefficient de température positif; un transistor (QSP 9) possédant un coefficient de température négatif de la tension base-émetteur; et un premier élément résistif (R 510), possédant une résistance prédéterminée, reliant en série lesdits transistors, la tension de référence (V f) compensée en température étant établie entre lesdits transistors. 2 Circuit suivant la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens pour établir ledit courant prédéterminé comportent une première paire de transistors (QSIO, Q 512) branchés en parallèle et agencés de manière à avoir une différence prédéterminée entre leurs tensions base- émetteur lorsqu'ils sont conducteurs, et possédant chacun un coefficient de température positif du courant; une deuxième paire de transistors (QSPI, QSP 2) branchés en parallèle sur ledit premier transistor (QSP 3) pour appliquer un courant à ladite première paire de transistors (QSIO, Q 512); et un deuxième élément résistif (R Sll) dont la valeur par rapport à celle du premier élément résistif est telle que le courant qui circule dans ledit premier élément résistif établisse la tension de référence (V ef) compensée en température. 3 Circuit suivant l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que lesdits transistors (QSP 1, QSP 2, QSP 3) possédant un coefficient de température positif sont des transistors pnp latéraux. -10- 1 4 Circuit suivant l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le transistor (Q 59) à coefficient de température négatif est un transistor npn vertical. 5 Amplificateur détecteur de tension d'alimentation comprenant le circuit d'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'il comprend de plus: des moyens (Q 57, Q 56) pour comparer la tension de référence (V ref) et une tension d'alimentation; une sortie ( 104, 106, 108, 110, 112) destinée à être reliée à une charge pour recevoir la tension d'alimentation; et des moyens (QSP 4, Q 55, QSC, Q 51, Q 52, Q 53, Q 54) branchés de manière à recevoir un signal d'entrée provenant des moyens de comparaison, pour autoriser ladite sortie lorsque la tension d'alimentation présente une relation prédéterminée avec la tension de référence. 6 Amplificateur suivant la revendication 5, caractérise en ce que lesdits moyens de comparaison comportent des premier et deuxième transistors (Q 57, Q 56) commandant alternativement un trajet de courant, le premier transistor (Q 57) recevant la tension de référence (V ref) comme signal d'entrée de commande, et le deuxième transistor (Q 56) recevant la tension d'alimentation comme signal d'entrée de commande. 7 Amplificateur suivant l'une des revendications 5 ou 6, caractérisé en ce qu'il comporte: un premier transistor de sortie (QSP 4, Q 514) recevant la tension d'alimentation (+Vcc) et un signal de commande pour le rendre conducteur lorsque la tension d'alimentation au niveau dudit deuxième transistor (Q 56) est au moins égale à la tension de référence (V ref) au niveau dudit premier transistor (Q 57). 8 Amplificateur suivant la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comporte un second transistor de sortie (QSC, QSI, Q 52, Q 53, Q 54) destiné à fournir un courant de sortie lorsque le premier transistor de sortie (QSP 4) est bloqué, et qui est bloqué lorsque ledit premier transistor de sortie (QSP 4) est conducteur. -11- 1 9 Amplificateur suivant la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comporte un élément résistif (R 522) de valeur variable branché entre ledit premier transistor de sortie (Q S 14)et un potentiel prédéterminé, la tension de sortie dudit premier transistor de sortie étant à la fois variable et compensée en température. Amplificateur suivant la revendication 9, caractérisé en ce que ledit premier transistor de sortie (Q 514)fait partie d'une paire de transistors (Q 514, Q 515) en montage Darlington.