FR 2512609 A1 19830311 FR 8214854 A 19820831 La présente invention concerne les récepteurs de signaux électriques ou optiques, codés sous un format numé- rique ou analogique, et elle porte plus particulièrement sur des récepteurs optiques non intégrateurs, à haute sensi- bilité et à grande dynamique. La figure 1 montre un schéma généralisé d'un récepteur optique de l'art antérieur Une photodiode est connectée entre une source de tension de polarisation inver- se et l'entrée d'un amplificateur de tension, et une résis- tance de charge RL est connectée entre l'entrée et la masse. Le courant de la photodiode is développe une tension vin aux bornes de la résistance de charge RL Cette tension est alors amplifiée par un facteur A dans l'amplificateur et elle apparatt égale à v O à sa sortie Si la réponse en fré- quence de A est plate, on a théoriquement v, -AR is et la réponse photocourant-tension de sortie est également plate. Un problème que soulève ce type de récepteur con- siste en ce que, pour avoir une bonne sensibilité, RL doit être suffisamment grande pour que son courant de bruit -1/2 Johnson, qui est proportionnel à R_, soit faible par L rapport au minimum qu'on peut obtenir pour le courant de bruit d'entrée équivalent de l'amplificateur Il en résulte que le photocourant is est intégré par la capacité d'entrée de l'amplificateur CA plus la capacité parasite de la photo- diode CD, comme le montre le circuit équivalent de la figure 2 Pour les récepteurs numériques actuels à 45 Mbit/s, RL doit être supérieure ou égaleà 1 M Q pour avoir une sensibi- lité élevée, mais du fait qu'on a de façon caractéristique CD+ C A = CT^^ 1 p F, la fonction de transfert de l'amplifica- teur présente de façon caractéristique un pôle pour la rela- tion courant-tension d'entrée à une fréquence fp = 1 - k Hz AU-dessus de 160 k Hz, le photocourant est integ Té par CT Ainsi, le signal de sortie est intégré bien que le gain en tension A soit plat. Par conséquent, dans l'art antérieur, on reconsti- tue le signal en différentiant la tension de sortie v par un égaliseur, comme le montre la figure 3, qui présente un zéro dans sa fonction de transfert à une fréquence égale à la fréquence du pôle d'entrée f La figure 4 montre des signaux pour le circuit de la figure 3 et on notera que la tension d'entrée moyenne vin est égale au produit du courant de signal moyen i S par RL' Cette technique d'égalisation introduit une pénalitéen ce qui concerne le bruit, du fait que l'égaliseur atténue le signal Pour un signal numérique, l'atténuation maximale est égale au rapport d'égalisation I 2 B/fp, dans lequel I 2 est la-seconde intégrale de Personick et B est le débit binaire Pour l'exemple ci-dessus dans lequel B = 44,7 Mbit/s, on a: I 2 B/fp = 25 M Hz/160 k Hz 156:1 Cette atténuation renforce le bruit des étages qui suivent l'égaliseur, ce qui entratne une pénalité de bruit pour l'égaliseur. On pourrait théoriquement réduire cette pénalité de bruit pour l'égaliseur en augmentant le gain A de l'amplificateur Cependant, pour un train de bits aléatoire (qui permet d'avoir une quantité d'information maximale dans le signal numérique),l'augmentation de A réduit le photocou- rant pour lequel la saturation de l'amplificateur intégra- teur entra Ine un taux d'erreurs de bit inacceptable Cette saturation se produit au moment de la réception de longues suites ne comportant que des niveaux logiques 1 ou que des niveaux logiques 0, et elle réduit la dynamique Même avec une dynamique nulle, ce qu'on obtient lorsque la puissance d'entrée maximale est égale au niveau de sensibilité, la pénalité de bruit demeure appréciable pour des débits binai- res élevés (par exemple supérieurs ou égaux à i OO Mbit/s). Le choix de RL fait intervenir un autre compromis entre la dynamique-et la sensibilité Une valeur élevée de RL améliore la sensibilité en réduisant le courant de bruit Johnson d'entrée, mais pour le train de bits aléatoire, elle augmente la probabilité de saturation sur de longues suites d'impulsions, du fait que la fréquence du p 8 le d'intégra- tion fp est plus basse Au contraire, bien qu'une faible valeur de RL augmente fp et améliore la dynamique, elle réduit également la sensibilité en augmentant le courant de bruit Johnson. Les problèmes de sensibilité comme de dynamique ont été quelque peut atténués dans l'art antérieur en codant le train de données de façon à limiter le nombre de 1 ou de O consécutifs Cependant, cette technique est désavantageuse du fait de la restriction du train de données, c'est-àdire qu'on doit utiliser davantage de bits pour transmettre la même quantité d'information, ce qui entraîne une pénalité de sensibilité équivalente liée au codage De plus, du matériel supplémentaire est nécessaire: un codeur dans l'émetteur et un décodeur dans le récepteur. D'autres récepteurs de l'art antérieur compren- nent un amplificateur dutypeàtransimpédance tel que celui représenté sur la figure 5 Dans cet amplificateur, une résistance de réaction RF est connectée entre l'entrée et la sortie dans le but de faire passer le pôle de l'amplifica- teur f au-dessus de la bande passante Pour le circuit de P la figure 5, le courant de réaction if qui circule dans RF est: Vin o vin ((i+A) f RF F La résistance d'entrée équivalente Re de l'amplificateur est: vin RF Re = ( 2) f et la fréquence du p 8 le d'entrée est: f = +l -3 A+i p 2 lr RFCT avec, comme précédemment: OT + O A Ainsi, la - configuration de réaction du type transimpédance augmente théoriquement la fréquence fp en la multipliant par un fac- teur égal au gain A plus un Pour ne pas intégrer le signal et pour éliminer l'égaliseur et sa pénalité de bruit asso- ciée, on doit faire passer la fréquence du pôle f P au-dessus de la bande passante. Cependant, les amplificateurs du type transimpé- dance à haute sensibilité de l'art antérieur continuent malgré tout à intégrer le signal de photocourant, du fait qu'une capacité de réaction parasite CR shunte la résistan- ce RF, comme le montrent les figures 7 et 8 Pour les fré- quences supérieures à 1/2 WRFCR, l'admittance de la résistan- ce de la réaction est essentiellement capacitive et le signal est intégré Dans le meilleur de ces amplificateurs, CR C 0,05 p F et pour le cas de 45 Mbit/s envisagé précédem- ment, on prend RF = 1 Mfl Ainsi, l'amplificateur intègre le signal au-dessus de 3,2 M Hz Par conséquent, une égalisa- tion demeure nécessaire, bien que le rapport d'égalisation soit de façon caractéristique 10 à 20 fois plus faible que pour le récepteur simple de la figure 1 La pénalité de bruit de l'égaliseur et les compromis dynamique/sensibilité. sont améliorés de façon correspondante. Bien que la pénalité de bruit de l'égaliseur soit réduite, elle demeure un problème pour les débits binaires élevés pour lesquels le rapport d'égalisation, et donc l'atténuation, sont les plus grands En fait, à 420 Mbit/s, on prévoit la prédominance du bruit-du post-amplificateur (non représenté), qui suivrait l'égaliseur de la figure 3. Enfin, même si on utilise un codage, le photocou- rant maximal demeure restreint par la chute de tension con- tinue aux bornes de RF Pour le cas de 45 Mbit/s qu'on a envisagé, ceci correspond à i S 2 à 4 p A, ou à une dynami- que d'environ 22 d B Ainsi, la meilleure dynamique pour un récepteur connu de l'art antérieur nécessite toujours l'uti- lisation d'atténuateurs installés sur les lieux d'utilisa- tion. L'invention décrit un récepteur à haute sensibili- té qui n'intègre pas le signal, qui a une grande dynamique et qui ne nécessite donc pas un égaliseur différentiateur, avec la pénalité de bruit qui lui est associé. Dans un système à fibres optiques, ce récepteur ne nécessite pas d'atténuateurs installés sur les lieux d'uti- lisation pour l'adaptation à des fibres optiques de différen- tes longueurs, comme c'est le cas avec les amplificateurs de récepteurs intégrateurs de l'art antérieur Théoriquement, le récepteur de l'invention ne se sature pas, même s'il est attaqué par des émetteurs à laser de puissance relativement élevée Ainsi, les problèmes de coût, d'incommodité et de 12609 fiabilité des atténuateurs installés sur les lieux d'utilisa- tion sont éliminés. Le fonctionnement du récepteur ne nécessite pas de codage du train de données dans le but d'améliorer la sensi- bilité et/ou la dynamique. L'invention consiste en un récepteur non intégra- teur à haute sensibilité et à grande dynamique destiné à amplifier un courant de signal i, qui peut être numérique ou analogique, et à produire une tension de sortie v Le récepteur comprend un amplificateur de tension ayant un gain en tension direct (A),avec dans ce gain N (n= 1,2) p 8 les à des fréquences fai (i=i,2, n) extérieures à la largeur de bande du signal Un circuit de réaction négative, connec- té entre l'entrée et la sortie de l'amplificateur, comprend une source de courant destinée à générer un courant de réac- tion if qui est proportionnel à vo et qui est soustrait de is De plus, la transconductance gf de la source de courant est pratiquement indépendante de la fréquence à l'intérieur de la largeur de bande du signal, et est de signe opposé à A En combinaison avec la capacité d'entrée CT du récepteur, le circuit de réaction produit un gain en tension de réac- tion F avec dans ce gain un pâle de réaction à une fréquen- ce ff qui est de préférence comprise dans la largeur de ban- de &f Dans l'amplificateur, il est souhaitable que le p 8 le de réaction soit le pôle prépondérant dans la réponse en fréquence du gain de boucle A # et que le pôle de transimpé- dance fp du récepteur corresponde à la fréquence fu pour laquelle le gain de boucle est égal à l'unité Pour la stabi- lité, les fréquences fp = f doivent être suffisamment infé- rieures aux pôles de l'amplificateur de tension f ai pour que le déphasage de tension total dans la boucle soit inférieur à 3600. L'impédance de sortie de la source de courant est très élevée de façon à réduire le bruit Johnson et donc à donner une sensibilité élevée Cependant, l'admittance d'entrée effective résultante, Agf + jw CT, de l'amplificateur avec réaction est essentiellement une conductance sur la largeur de bande du signal, ce qui fait que le signal d'en- trée n'est pas intégré et il ne se produit pas de saturation sur de longues suites d'impulsions. Dans le cas d'un signal numérique du type non retour à zéro (NRZ), ayant un débit binaire B et une largeur de bande I 2 B, l'inégalité suivante doit être satisfaite pour que le récepteur soit non intégrateur: Agf > 2 TCTI 2 B. Dans un mode de réalisation de l'invention, la source de courant comprend un intégrateur de tension qui attaque la combinaison en parallèle d'une résistance de réaction et d'un condensateur mutuellement adaptés, de façon que la combinaison résistance-condensateur ait dans sa fonc- tion de transfert tension-courant un zéro qui annule le pôle dans la fonction de transfert de l'intégrateur. Dans un autre mode de réalisation de l'invention, la source de courant comprend un transistor à effet de champ (TEC) dont la source et de drain sont connectés entre l'en- trée et la sortie de l'amplificateur et qui est polarisé dans la région linéaire de sa caractéristique courant- tension Dans une variante de ce mode de réalisation, le TEC est conçu de façon à avoir une grille résistive, ce qui permet de lui appliquer deux tensions de grilles différentes, à savoir une tension grille-source et une tension grille- drain Ces tensions sont mutuellement adaptées à la tension de seuil du TEC, de façon que la tension grille-canal au- dessus du seuil soit pratiquement uniforme sur toute la lon- gueur du canal, grâce à quoi la résistivité du canal est pratiquement uniforme sur toute sa longueur. Selon une variante, le transistor (qui peut être un TEC ou un dispositif bipolaire) peut 8 tre polarisé en saturation, mais on utilise alors un circuit de linéarisa- tion pour attaquer le transistor de façon que le courant de réaction i soit une fonction linéaire de v. Comme mentionné ci-dessus, le récepteur est non intégrateur et il ne se sature donc pas sur de longues suites d'impulsions dans un signal numérique Néanmoins, si le cou- rant de signal is atteint des amplitudes suffisamment élevées, l'amplificateur peut encore se saturer Ainsi, dans un autre mode de réalisation de l'invention, on étend la dynamique du récepteur au moyen d'une résistance variable Rs qui est connectée à l'entrée de l'amplificateur, et d'un circuit de commande automatique de gain (CAG) qui réagit au signal d'en- trée ou de sortie en diminuant Rs lorsque le courant d'entrée atteint un niveau trop élevé On envisage diverses configura- tions du dispositif d'extension de dynamique: Rs connectée en shunt ou en réaction avec l'amplificateur; commande par CAG du gain (A) de l'amplificateur en sens direct ainsi que de la valeur de la résistance Rs; et condensateurs varia- bles en parallèle avec Rs et commandés par CAG pour des rai- sons de stabilité. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre de modes de réalisation et en se référant aux dessins annexés sur lesquels: La figure 1 montre un récepteur optique de l'art antérieur; La figure 2 est un circuit équivalent pour la figure 1 -La figure 3 montre le circuit de la figure 1 avec un égaliseur à la sortie de l'amplificateur; La figure 4 montre divers signaux utilisés dans la description du fonctionnement du circuit de la figure 3 La figure 5 montre un autre récepteur optique de l'art antérieur comportant un amplificateur du type à transimpédance; La figure 6 est un circuit équivalent pour la figure 5; La figure 7 montre le circuit de la figure 5 com- prenant des capacités parasites; La figure 8 est un circuit équivalent pour la figure 7; La figure 9 montre un récepteur optique conforme à un mode de réalisation général de l'invention; La figure 10 est un circuit équivalent pour la figure 9; La figure 11, parties A-E, montre diverses courbes de réponse en fréquence pour le récepteur de la figure 9; La figure 12 montre un récepteur optique conforme à un mode de réalisation de l'invention, dans lequel la source de courant de la figure 9 est réalisée par réaction capaciti- ve-résistive et intégration de la tension de sortie La figure 13, parties A, B et C, montre diverses courbes de réponse en fréquence pour le récepteur de la figure 12; La figure 14 montre une autre version du récepteur de la figure 12, dans laquelle Cc " CD et RCCC " RF(CD + CR); La figure 15 est un schéma du circuit du récepteur de la figure 14, sur lequel on n'a pas représenté des compo- sants bien connus de découplage et de filtrage, dans un but de simplicité; et dans lequel RF (CD + CR) Rci CI X La figure 16 montre un récepteur optique conforme à un autre mode de réalisation de l'invention, dans lequel la source de courant de la figure 9 est réalisée par un TEC (QF polarisé dans la région linéaire de sa caractéristique I-V La figure 17 montre le récepteur de la figure 16 avec un circuit équivalent à la place de QF; La figure 18 montre un circuit qui procure une source de polarisation à poursuite pour QF La figure 19 montre un transistor à effet de champ MOS de type N à enrichissement et à grille résistive répartie (GRR), destiné à etre utilisé pour QF dans le récepteur de la figure 16; La figure 20 montre un transistor à effet de champ à jonction de type GRR, destiné à être utilisé pour Q dans le récepteur de la figure 16 La figure 21 représente le symbole qui est utili- sé ici pour un transistor à effet de champ à grille résistive répartie (TEC GRR); - La figure 22 montre le récepteur de la figure 16 comportant un TEC GRR; La figure 23 montre le récepteur de la figure 16 comportant un circuit de polarisation pour TEC GRR; La figure 24 montre un circuit dans lequel la non linéarité du premier ordre en alternatif de QF est annulée dans le récepteur de la figure 16 La figure 25 montre un circuit dans lequel on uti- lise pour QF un TEC à quatre grilles, dans le récepteur de la figure 116; La figure 26 montre un récepteur optique conforme à un autre mode de réalisation de l'invention, dans lequel la source de courant de la figure 9 est réalisée par un tran- sistor QF branché en grille commune ou en base commune et polarisé en saturation, en combinaison avec un circuit de linéarisation; La figure 27 montre un récepteur similaire à celui de la figure 26, mais utilisant un transistor branché en source commune ou en émetteur commun; La figure 28 montre un exemple de la manière selon laquelle on peut réaliser le circuit de linéarisation des figures 26 ou 27, par la combinaison d'une résistance en série avec QF et d'un transistor plus grand et adapté Q'F en parallèle avec QF; La figure 29 montre un exemple de la manière selon laquelle on peut réaliser le circuit de linéarisation des figures 26 ou 27 en employant des TEC en montage miroir de courant; Les figures 30 et 31 montrent des circuits qui comportent une réaction par boucle secondaire pour la linéa- risation, conformément à d'autres modes de réalisation de l'invention; La figure 32 montre un récepteur optique conforme à un autre mode de réalisation de l'invention, dans lequel la source de courant de la figure 9 est réalisée par un transistor saturé QF' en combinaison avec une pré-polarisa- tion en courant appropriée pour accomplir la linéarisation La figure 33 montre le récepteur optique de la figure 9 en combinaison avec un circuit d'extension de dyna- mique, formé par une résistance shunt variable Rs et par un circuit de CAG qui réagit à la tension de sortie v; La figure 34 est un graphique montrant un exemple de fonction de CAG; La figure 35 est similaire à la figure 33, à l'exception du fait que le circuit de CAG réagit au photo- courant i et non à la tension de sortie v O; La figure 36 est un mode de réalisation du récep- teur de la figure 33, en combinaison avec un intégrateur de réaction lent, non inverseur, qui applique une polarisation à la résistance shunt Rs, pour éviter la saturation de l'amplificateur en sens direct; La figure 37 est identique à la figure 36, à l'exception du fait que Rs est représentéeexpliciteme-nt sous la forme d'un TEC (Qs); La figure 38 est un mode de réalisation du récep- teur de la figure 33 dans lequel le circuit de CAG commande à la fois Rs et le gain du récepteur de la figure 9; La figure 39 est un mode de réalisation du récep- teur de la figure 38 dans lequel le TEC (Q 1) de l'étage d'entrée du récepteur de la figure 9 est représenté explici- tement en combinaison avec un intégrateur de polarisation de drain pour Q 1 et un intégrateur de polarisation de shunt pour Qs (R S) La figure 40 montre le récepteur-optique de la figure 9 dans une configuration à transimpédance formée par une résistance variable Rs et un élément de réaction ( 13 ' en combinaison avec un circuit d'extension de dynamique, conformément à un autre mode de réalisation encore de l'in- vention; La figure 41 montre le récepteur optique de la figure 9 sous une forme comportant deux étages dans l'ampli- ficateur en sens direct, avec utilisation d'une réaction sur l'étage intermédiaire, au lieu de l'élément de réaction de la figure 40; - La figure 42, parties A-C, montre des diagrammes de réponse en fréquence destinés à l'explication du fonc- tionnement du circuit de la figure 41; La figure 43 est un mode de réalisation du récep- teur de la figure 40 dans lequel la stabilité est obtenue en réduisant le gain de boucle lorsque le déphasage est proche de 1800, et qui comporte un intégrateur lent destiné à appli- quer une polarisation continue à l'amplificateur en sens il direct La figure 44 est un mode de réalisation du récep- teur de la figure 43 qui comporte un circuit d'attaque de réaction à transistors bipolaires La figure 45 est un autre mode de réalisation dans lequel la stabilité est obtenue en réduisant le gain de bou- cle lorsque le déphasage de boucle est proche de 3600, et qui comporte un circuit de poursuite destiné à réduire simultanément le gain A et la transconductance de réaction Gf; La figure 46 montre un autre mode de réalisation du récepteur de la figure 45 dans lequel la source de cou- rant de la figure 45 est remplacée par une résistance varia- ble R; La figure 47 représente un mode de réalisation du récepteur de la figure 40 avec 3 = 1, et dans lequel la stabilité est obtenue en réduisant le déphasage de réaction par transimpédance à une valeur inférieure à 900 au-dessus de la largeur de bande du signal, au moyen d'un condensateur fixe CF en parallèle avec Rs La figure 48 est similaire à la figure 47, à l'exception du fait que CF est variable et commandé par CAG; La figure 49 montre comment on peut réaliser un condensateur variable CF au moyen d'un ensemble de combinai- sons condensateur-interrupteur en parallèle sur Rs, avec les interrupteurs commandés par CAG La figure 50 montre comment on peut réaliser la compensation de la figure 47 en utilisant la capacité de photodiode CD; et La figure 51 est un mode de réalisation de l'in- vention dans lequel la résistance variable est réalisée au moyen d'un ensemble de TEC de différentes tailles connectés en parallèle. I(a) Récepteur non intégrateur général Ce paragraphe décrit divers modes de réalisation de récepteurs non intégrateurs (ou en abrégé RNI) à haute sensibilité conformes aux principes de l'invention; le paragraphe II décrit des circuits d'extension de dynamique et de CAG qu'on peut adjoindre à-ces RNI pour améliorer leur dynamique Ces RNI sont également plus sensibles que les récepteurs intégrateurs de l'art antérieur, du fait de l'élimination de l'égaliseur et de la pénalité de bruit qui lui est associée De plus, les circuits d'extension de dyna- mique permettent d'optimiser exclusivement ces RNI pour la sensibilité, ce qui supprime la nécessité de compromis entre la dynamique et la sensibilité. A titre d'exemple, et dans un but de simplicité, on décrira un récepteur destiné à détecter et à amplifier des signaux optiques numériques On verra cependant claire- ment que les récepteurs de l'invention peuvent amplifier des signaux analogiques aussi bien que des signaux numériques et des signaux optiques aussi bien que des signaux non opti- ques. La figure 9 montre un schéma d'un type général de récepteur optique non intégrateur ou RNI, 10, à-haute sensi- bilité, conforme à l'invention Le récepteur comprend un amplificateur de tension 12 ayant un gain en tension direct (-A), c'est-à-dire que l'amplificateur 12 inverse la ten- sion de sortie v O par rapport à la tension d'entrée v Un circuit de réaction (source de courant 14) est branché entre les bornes d'entrée et de sortie 16 et 18 de l'ampli- ficateur 12 avec une connexion de réaction négative La source de courant a une transconductance gf qui est indépen- dante de la fréquence et elle produit un courant de réac- tion if qui est proportionnel à la tension de sortie vo Un photodétecteur 20 est connecté entre la borne d'entrée 18 et une source 21 de tension de polarisation inverse Le photodétecteur 20, consistant de façon caractéristique en une photodiode, convertit le rayonnement optique numérique 22 en un photocourant numérique correspondant is. Pour avoir une sensibilité élevée, un circuit de réaction à haute impédance est nécessaire pour réduire le bruit Johnson Par conséquent, le circuit de réaction est une source de courant 14, comme il est représenté Pour une réponse sans intégration, le gain de boucle est suffisam- 12609 ment élevé pour que le courant de réaction if soit presque égal au photocourarnt i s Ainsi, si le courant de réaction est proportionnel à la tension de sortie V, la tension de sortie est proportionnelle au courant de signal is, ce qui donne la réponse de transimpédance désirée, ne présentant pas d'intégration Plus précisément, bien que la boucle de réaction et CT produisent une intégration, du fait que le gain direct est négatif, if est négatif par rapport à is Si le gain A est suffisamment élevé, on a: gf v O = if i, et seul un courant de différence faible i pénètre s i dans CT, ce qui fait que vin est proportionnels à is et le récepteur est donc non intégrateur En considérant ceci d'une autre manière, on peut dire que le gain A doit être suffisamment grand pour que la résistance équivalente Re = 1/Agf soit inférieure à l'impédance de CT, même à l'extrémité supérieure de la bande passante Ainsi, la majeure partie de is circule dans Re plutôt que dans CT. Par conséquent, l'impédance d'entrée équivalente est résis- tive et le signal n'est pas intégré. Pour la stabilité, les pâles fai de l'amplifica- teur 12 sont à l'extérieur de la largeur de bande du signal, àf, tandis que le p 8 le du circuit de réaction, ffy est le pâle prédominant dans la réponse du gain de boucle. De plus, on montrera de façon analytique que le pâle de transimpédance fp du récepteur correspond à la fréquence de gain unité f (c'est-à-dire la fréquence à laquelle le gain u en tension en boucle est égal à un). L'analyse du RNI 10 qui démontre ces caractéristi- ques est la suivante Le courant de réaction if est donné par: if, gfvo Pgfvin (I 1) et cette relation permet de définir une résistance d'entrée équivalente R pour l'amplificateur 12 vin Re =, 1/(Agf) (I 2) f en supposant que le gain A est plat (c'est-à-dire constant en fonction de la fréquence) Re est en parallèle avec la capacité d'entrée totale du récepteur C = CD + CA (FIG 10) dans laquelle CD est la capacité parasite de la photodiode et CA est la capacité d'entrée de l'amplificateur 12. Ainsi, la réponse courant-tension (transimpédance) du récepteur (partie E de la figure 11) présente un pôle à fp 1/2 M Re CT = Agf/2 lr CT (I 3) Pour avoir une réponse sans intégration, ce pale doit être au-dessus de la largeur de bande du signal Af Par exemple, pour un signal numérique du type non retour à zéro (NRZ), la largeur de bande de Nyquist est environ la moitié du débit binaire B Si on prend fp _ B, on dispose d'un large fac- teur de sécurité, et on déduit de l'équation (I 3): Agf > 2 CT B (I 4) Ainsi, le produit Agf du gain de l'amplificateur et de la transconductance de réaction pour une réponse courant- tension sans intégration est proportionnel au produit de la capacité d'entrée totale par le débit binaire. Les considérations de stabilité exigent aussi que les pôles du gain en tension direct A se trouvent au-dessus de la bande passante Alors que la réponse de transconductance, envisagée ci-dessus, a été déterminée par réaction de courant, la stabilité est déterminée par le gain en tension en boucle La réaction de courant vers la capaci- té d'entrée CT produit un gain en tension de réaction avec intégration R, et donc un déphasage de 900 (partie B de la figure 11) Pour que le bruit correspondant au courant d'effet Johnson soit faible, la résistance de sortie de la source de courant 14 doit être élevée; ce qui fait que le pôle dans f( est à une fréquence basse f et doit être uti- lisé en tant que pôle prépondérant dans la boucle Si on néglige les pôles dans A (partie C de la figure 11), qu'on a supposé être à des fréquences élevées fai' le gain en tension en boucle global A#, représenté sur la partie D de la figure 11, est: -Agf -Agf (I 5) -A E = Cs j 2 tf CT La fréquence fu pour laquelle le gain en tension en boucle est égal à l'unité (fréquence pour laquelle A (s 1) est alors: -fu = Agf/2 zrc T (I 6) Un résultat surprenant consiste en ce que la fréquence de gain en boucle unité fu est égale à la fréquence du pôle de la réponse courant-tension fp, donnée par l'équation ( 1 3). Pour une marge de phase supérieure à 450, le p 8 le de fré- quence le plus bas dans A doit être au-dessus de fus Cependant, fu est éga 3 à f p, qui est choisie égale à la limite de fréquence supérieure de la bande passante Ainsi, les pôles dans le gain en sens direct A doivent 8 tre au-dessus de la bande passante. Par conséquent, dans les RNI conformes à l'inven- tion, la valeur recommandée pour la fréquence du pâle de transimpédance fp (ou la fréquence de gain en boucle unité fu) est fixée de façon caractéristique à une valeur voisine du débit binaire; la largeur de bande exigée pour l'ampli- ficateur 12 n'est qu'un peu supérieure La résistance d'en- trée équivalente préférée Re est déterminée par CT et B, conformément à l'équation (I 2), indépendamment du type de source de courant de réaction qu'on utilise. I(b) Récepteur à transimpédance de réaction capacitive Dans ce mode de réalisation de l'invention, représenté sur la figure 12, la source de courant 14 de la figure 9 est réalisée par la combinaison en parallèle d'un condensateur C et d'une résistance R Fqui est attaquée par un intégrateur de tension 24 CF et RF sont connectés entre la borne d'entrée 18 et la borne de sortie de l'intégrateur 24, qui reçoit son signal d'entrée à partir de la tension v O présente sur la borne de sortie 16 Aux fréquences basses, la réaction que procure la combinaison de R F et CF est résistive, mais la réaction est capacitive sur la majeure partie de la largeur de bande; en effet, dans la * technologie des circuits intégrés hybrides qui est disponi- ble à l'heure actuelle, une résistance de réaction de valeur élevée est dominée par sa capacité de réaction shunt parasite CR qui est représentée en pointillés Pour l'exemple d'amplificateur à transimpédance à 44,7-Mbit/s donné précé- demment, RF valait 1 MIL et CR valait 0,05 pi Ces valeurs de paramètres conduisent à une fréquence de 3,2 M Hz pour le zéro de la réaction en courant, et au-dessus de cette fré- quence la réaction est essentiellement capacitive Ainsi, le circuit de réaction capacitif est préféré pour les RNI à haute sensibilité utilisant la technologie des circuits intégrés hybrides. Comme on l'a envisagé en relation avec la source de courant 14, le courant de réaction if doit 8 tre propor- tionnel à la tension de sortie v pour obtenir une réponse o couranttension sans-intégration Dans le cas d'une réaction capacitive, le courant de réaction est la dérivée de la ten- sion de réaction Ainsi, si la tension de réaction vf est l'intégrale de la tension de sortie, le courant de réaction i est proportionnel à la tension de sortie, comme on le f désire Pour obtenir une réponse sans intégration, l'inté- grateur de réaction 24 doit être conçu de façon à introduire un pôle qui annule le zéro de la réaction en courant de RF-CF (partie A de la figure 13) De façon plus explicite, la fonction de transfert tension-courant de R F-CF produit un zéro à une fréquence f F '1/212 et elle est donnée par la relation: - if V +F 1 FVF'+F*) F F RFCF * (I 7) La réponse de l'intégrateur de réaction produit un pôle à une fréquence f I (partie B de la figure 13) et elle est donnée par la relation: av vf avec I 2 f (I 8) I Si I ' r F t on obtient la transconductance gf de la source de courant 14 en combinant l'équation 1 7 et l'équa- tion 1 8: gf Vo, lCF(S+ r) a l= a CF; (I 9) (c'est-à-dire que le ple à f I annulef, et la con- c'est-à-dire que le p 81 e à f I annule Je zer af F' et la con- 12609 ductance de réaction est constante en fonction de la fréquen- ce, comme on le désire (On notera que vf a fvo dt; ainsi, les dimensions de a sont l'inverse d'un temps et a CT est une conductance, comme c'est nécessaire) L'autre exigence définie au paragraphe I(a) pour obtenir une réponse sans intégration à un signal numérique NRZ consiste en ce que la conductance d'entrée équivalente ge due à la réaction de courant doit être supérieure à l'admittance de la capacité d'entrée du récepteur CT à l'extrémité supérieure de la bande passante (équation I 4) c'est-à-dire Agf = A(a CF) > 2 r CTB, ou Aa > C B *(I 10) F Ainsi, le produit minimal Aa du gain direct A et de la cons- tante de l'intégrateur de réaction, a, est proportionnel à CT/C F Ainsi, le fait d'augmenter la capacité de réaction CF diminue le niveau de gain nécessaire. Un moyen pour augmenter C et donc pour diminuer le gain nécessaire consiste à connecter une capacité supplé- mentaire aux bornes de RF Dans certains cas, la pénalité de sensibilité qui est associée à cette augmentation de la capa- cité de l'étage d'entrée est acceptable L'avantage réside en ce qu'on connait avec précision R FCF ', ce qui fait qu'aucun réglage du pôle de l'intégrateur de réaction, VI' n'est nécessaire pour assurer l'annulation pôle-zéro, confor- mément à l'équation I 9 On peut utiliser ce procédé pour des amplificateurs en circuit intégré à très haute fréquence, dans le but de diminuer le gain de boucle nécessaire. Le procédé préféré, représenté sur la figure 14, consiste à connecter la capacité de jonction de la photodiode, CD, aux bornes de RF, avec un couplage en alternatif, en connectant le coté de polarisation de la photodiode 20 à la sortie vf de l'intégrateur de réaction 24 par l'intermédiaire d'un condensateur de forte valeur C Aucune capacité c supplémentaire n'est ajoutée à l'étage d'entrée et il n'y a donc pas de pénalité de sensibilité En outre, en pratique, CD' CT Ainsi, CD est la plus faible impédance de réaction D 3 T' possible à l'extrémité supérieure de la bande passante, ce qui fait que le gain de boucle en haute fréquence qui est nécessaire est le plus faible parmi toutes les structures de Ri TI ir:izcs^êez ici Pour CD 0,4 p F et f = B _ 44,7 Mbit/s, l'impédance de Cc est j 8,9 k L Pour CT = 1,3 p F et CD = 0,5 p F, le produit de gain nécessaire (équation I 10) pour le débit binaire est seulement Aa CT 211 B -C 2,6 ( 1 10) F La figure 15 montre un récepteur RNI à 44,7 Mbit/s d'un type pratique, dans lequel les composants de découplage et de filtrage bien connus ne sont pas représentés, dans un but de simplicité L'amplificateur en sens direct 12 consiste en une configuration cascode classique formée par un TEC 12.1 et par un transistor bipolaire à jonctions 12 2, avec un gain en tension d'environ 25 L'intégrateur de réaction 24 est un transistor bipolaire branché en base commune, 24 1 avec un condensateur supplémentaire CI sur le collecteur pour donner le p 8 le d'intégration i = RCICI Du fait que les étages cascodessont des étages à large bande et que le gain au débit binaire n'est que d'environ 0,1, les autres pôles de l'intégrateur de réaction sont au-dessus de 500 M Hz et n'affectent pas la stabilité. Les critères de stabilité sont exactement ceux envisagés au paragraphe I(a) Ce circuit est stable du fait que le p 8 le dû à la réaction de courant vers CT fait décroître jusqu'à l'unité le gain en tension en boucle avant le premier p 8 le du gain de l'amplificateur, f a Un point de vue équivalent consiste à considérer qu'en haute fréquence CF et CT forment un diviseur de tension 2,6/1, de la sortie de l'intégrateur vers l'entrée de l'amplificateur, et que la pente de coupure de 6 d B/octave de l'intégrateur fait décroître le gain en tension en boucle jusqu'à l'unité. I(c) Récepteur avec réaction par TEC résistif Dans ce mode de réalisation de l'invention, repré- senté sur la figure 16, la source de courant 14 de la figure 9 est réalisée par un TEC conçu spécialement, QF$ dont le 12609 drain et la source sont respectivement connectés aux bornes d'entrée et de sortie 18 et 16 de l'amplificateur 12 Une source de tension de polarisation Vgs, représentée à titre d'exemple-par une pile, est connectée entre la source et la grille de QF' Bien qu'on ait représenté un TEC à canal n, un dispositif à canal p conviendrait également. Ce circuit est une forme d'amplificateur à transimpédance dans lequel la résistance de réaction est un TEC QF qui travaille dans la région linéaire de sa caracté- ristique tension de drain-courant de drain Cependant, les considérations de stabilité et de réponse de la transimpédan- ce sont essentiellement celles décrites au paragraphe I(a) pour le circuit général de la figure 9, en prenant pour gf la conductance drain- source gsd de Q F Pour v O " vin (c'est-à-dire A " 1), QF est une bonne source de courant. Ainsi, à partir de l'équation I 4, on détermine que le gain direct minimal A de l'amplificateur 12 pour une réponse sans intégration en présence d'un signal numérique est approxima- tivement: 21 CTB A> gf ' gf =( 11) en supposant que la largeur de bande de la transimpédance scitégale au débit binaire B De façon similaire, pour la stabilité, les p 8 les dans le gain A de l'amplificateur 12 doivent être au-dessus de la bande passante, comme on l'a envisagé précédemment. La conception d'un TEC de réaction QF de type approprié est importante pour la mise en oeuvre de ce mode de réalisation de l'invention Le premier problème est de réaliser une résistance source-drain Rsd suffisamment grande pour réduire le bruit Johnson Une simple réduction de la tension de polarisation de grille Vgs pour augmenter Rsd peut faire apparaître un problème de linéarité si la tension de saturation résultante pour le courant de drain n'est pas suffisamment supérieure à la tension source-drain maximale aux bornes de QF' Or la tension Vsd à laquelle le courant de drain se sature est approximativement égal à la valeur de laquelle la tension de grille dépasse le seuil, A Vgs V VI, tandis que la tension source-drain Vsd est simple- gs -s ment la tension de signal de sortie -i s R s, du fait que i f -is Le rapport de ces deux tensions détermine la linéarité de Rsd' et donc la linéarité du gain correspondant à la transimpédance Ainsi, la tension de grille minimale au-dessus du seuil est déterminée par l'exigence de linéarité de la transimpédance et par le produit de Rsd par le photo- courant d'entrée maximal Dans des modes de réalisation envi- sagés au paragraphe II, ci-après, le courant is maximal est déterminé par le circuit d'extension de dynamique qui est décrit dans ce paragraphe Dans une structure de TEC, Rsd doit être supérieure ou égale à la résistance de réaction exigée à cette tension de grille minimale. Le second problème de conception d'un TEC est de minimiser les capacités associées qui sont représentées sur la figure 17: la capacité sourcedrain Csd et la capacité grille-canal C gc Csd produit une intégration du signal et Cge s'ajoute partiellement à Csd si la grille est connectée à la sortie ou n'est pas mise à la masse en alternatif Si la grille est mise à la masse en alternatif, Cge transforme le canal résistif de QF en une ligne à retard R-C Le déphasage résultant de la ligne à retard peut produire une oscillation La valeur maximale de Csd, qu'on peut détermi- ner en prenant la fréquence du pole de la réponse égale au débit binaire, est: Csd masse en alternatif) pour un déphasage de réaction supplé- mentaire de 280 est trois fois supérieure. On traite ces deux problèmes de la manière suivan- te dans la conception de QF' On réduit le rapport entre la conductance source-drain et la tension de grille au-dessus du seuil de la façon suivante: ( 1) on augmente le rapport 12609 longueur/largeur du canal (rapport de forme), la longueur étant mesurée de la source au drain; ou ( 2) on augmente l'épaisseur d'oxyde de grille pour un TEC MOS, ou on augmente la largeur de la jonction de grille pour un TEC à jonction ou un TEC de type MES (métal-semiconducteur), ce qui augmente également l'aire de grille admissible; ou ( 3) on ajoute des impuretés ou des défauts dans le canal pour réduire la mobi- lité des porteurs On diminue la capacité grille-canal Cge de la manière suivante: ( 1) on diminue l'aire de grille totale, ou ( 2) on augmente l'épaisseur d'oxyde de grille pour un TEC MOS ou on augmente la largeur de la jonction de grille pour un TEC à jonction ou un TEC MES A titre d'exem- ple, le TEC de réaction fabriqué avec la technologie des circuits intégrés MOS à canal N mesure 10 pm de longueur sur 1,5 pm de largeur et il est conçu pour donner Rsd, 500 kil. La combinaison de caractéristiques indiquée ci-dessus est inhabituelle dans la mesure ou, contrairement aux applications des TEC de l'art antérieur, elle conduit à un TEC ayant un faible courant et des valeurs faibles des paramètres gm et f T Le transistor QF résultant, qui est un TEC lent avec de façon caractéristique g gm'V 10 2 v 1 Comme il est bien connu, gm est la transcon- ductance d'un TEC. La procédure de conception pour QF consiste à estimer tout d'abord le bruit de l'amplificateur 12, puis à choisir Rsd pour avoir un courant de bruit Johnson admis- sible Rsd détermine la capacité grille-canal admissible, qui détermine à son tour l'aire de grille maximale pour une épaisseur d'oxyde de grille donnée (cas d'un transistor MOS) ou une épaisseur donnée de la région d'appauvrissement de grille (cas d'un TEC à jonction ou MES) Le rapport lon- gueur/largeur est alors déterminé par la tension de grille minimale nécessaire au-dessus du seuil pour la valeur parti- culière de Rsd' Si nécessaire, on peut augmenter l'épaisseur d'oxyde de grille ou de la région d'appauvrissement de grille, et on répète le processus. La figure 18 montre un circuit ae polarisation de grille possible pour QF QF et QB forme intpaire adaptée (avec un rapport de taille connu) et ils sont de façon caractéristique fabriqués l'un à côté de l'autre sur la puce. La tension d_ grille au-dessus du seuil pour QF est fixée par la source de courant de drain ib pour QB Cette configura- tion est similaire à un circuit miroir de courant à TEC, bien connu, à l'exception du fait que QF fonctionne dans la région linéairede sa caractéristique courant-tension, et non dans la région de saturation En fait, le photocourant de saturation de drain de QF' au-dessus duquel QF est une source de courant plutôt qu'une résistance de réaction, est simplement i b fois le rapport de taille QF/QB' (Le condensa- teur facultatif de réduction de bruit Cn fait fonction de dérivation pour le bruit dans la source de polarisation QB ib) La raison pour laquelle le TEC QF est une résis- tance non linéaire consiste en ce que la conductivité loca- le en n'importe quel point le long du canal est proportion- nelle à la densité locale de porteurs, qui est elle-même proportionnelle à la tension locale grille-canal au-dessus du seuil, A Vge = Vge VT Pour une grille ayant un poten- tiel unique avec un A Vgs donné,&V g diminue près du drain lorsqu'on augmente Vsd, ce qui fait que la conductivité est plus faible près du drain et la résistance Rsd de QF est non linéaire. Comme mentionné précédemment, une autre solution consiste à donner à l'oxyde de grille ou à la région d'appauvrissement dé grille une épaisseur suffisante et au rapport de forme une valeur suffisamment grande pour que Vgs, pour une valeur Rsd, RF donnée, soit grande par rapport à Vsd Une seconde façon de procéder, complémentai- re, représentée sur les figures 19-23, consiste à faire varier V sur la longueur du canal pour maintenir la ten- sion grille-eanal V constante Conformément à une caracté- ristique de ce dernier mode de réalisation de l'invention, on obtient une tension V variable en donnant à la grille la structure d'une ligne résistive et en appliquant des ten- sions différentes à l'extrémité de source (Gi) et à l'extré- mité de drain (G 2) La figure 21 montre le symbole utilisé pour un TEC à grille résistive Si la tension Gi-source au-dessous du seuil, AV g, =Y Vg T est égale à la tension G 2-drain au-dessus du seuil, t Vg 2 = Vg 2 Vd VT, et si la résistivité de la grille est uniforme sur la longueur du canal, la résistivité du canal est uniforme et A Vgo est constante La résistance RF de QF est alors pratiquement linéaire (à l'exception de l'effet de volume qui est mineur). De plus, le fait que la tension grille-canal soit constante signifie que la tension alternative grille-canal est égale à zéro, ce qui élimine tout courant de capacité grilles canal. Dans les réalisations matérielles du TEC à grille résistive répartie, la grille résistive d'un transistor M O O à canal N (figure 19) est en silicium polycristallin, mais la grille résistive d'un TEC à jonction (figure 20) est la diffusion de grille elle-même D'autres structures similai- res sont possibles. La figure 22 montre un exemple de réalisation d'un récepteur employant un TEC à grille résistive Gi d'un TEC QF à enrichissement est polarisée àV volts au-dessus de la tension de sortie v qui est appliquée à la source; G 2 est polarisée AV clts aa-dessus de lamoyenlue de la tension d'entrée v (Pour un TEC QF à appauvrissement, Gi et G 2 seraient polarisées respectivement au-dessous de v O et vin) Gi est polarisée par une source de tension flottante branchée entre Gi et la source, et la sortie de l'amplificateur 12 qui attaque la source a une impédance faible L'entrée de l'amplificateur 12 a une impédance éle- vée et on ne peut pas l'utiliser pour polariser G 2 Cepen- dant, l'excursion de tension d'entrée est 1/A fois l'excur- sion de tension de sortie et est donc négligeable On peut ainsi polariser G 2 par une source de tension correspondant à vin La figure 23 montre une technique de polarisation pour la réalisation du récepteur de la figure 22 avec des TEC à enrichissement La source et le drain de QF sont res- pectivement connectés aux bornes de sortie et d'entrée 16 et 18 de l'amplificateur 12 L'extrémité de source de la grille résistive de QF est connectée à la grille du TEC QBS dont la grille-est connectée à son drain ainsi qu'à une source de courant classique ib* Les sources de QB et Q. sont connectées l'une à l'autre D'une manière similaire, l'extrémité de drain de la grille résistive de QF est con- nectée à une configuration pratiquement identique compre- nant un TEC QIB et une source de courant classique il'b la seule différence consistant en ce que la source de QI B est connectée à la place au drain d'un troisième TEC Q'1 La grille de ce dernier est également connectée à son drain et à une source de courant classique i'1, et sa source est connectée à la masse. Q'1 est apparié au transistor d'entrée de l'amplificateur Q 1 dans le sens ou leurs caractéristiques électriques sont proportionnées De plus, leurs densités de courant sont pratiquement les mêmes Par conséquent, VD de Q'1 est approximativement égale à vin' QI Bet QB sont des transistors pratiquement identiques, polarisés par le même courant et appariés à QF* Ainsi, V cl V et on F' gi-s g 2-d' et; obtient une résistance R F linéaire (Des condensateurs facultatifs de découplage de bruit C sont représentés en pointillés) En proportionnant de façon appropriée l'aire de Q'1, on peut supprimer la source i'1. On pet également utiliser une version discrète de QF avec des grilles multiples connectées à un diviseur de tension La figure 25 montre une version à 4 grilles. Dans la structure analogue à une seule grille, la grille serait polarisée à à V au-dessus de la valeur moyenne des tensions de source et de drain Ceci annule, au premier ordre, la non linéarité de RF, et annule approximativement, au premier ordre, l'effet de capacité canal-grille. La figure 24 montre un circuit de réaction utili- sant un TEC à une seule grille Un diviseur de tension capacitif est formé sur la grille de QF par un condensateur C 1 qui est connecté entre la grille et la masse en alterna- tif, par un condensateur C 2 connecté entre la source et la grille de QFI et par la combinaison en série d'une résistan- 2 512609 ce R et d'une source de tension A V qui est connectée en - parallèle sur C 2 Si C 1, C 2 le diviseur de tension capaci- tif fournit une polarisation sous forme de signal alternatif qui est égale à la moitié de la tension du signal de sortie. Ceci est approximativement égal à la moyenne de la tension de signal de sortie sur la source de QF et de la tension de signal d'entrée négligeable (de l'ordre de 1/A) sur le drain de QF' Ainsi, la résistance R F Rsd de QF est linéa- risée pour les excursions de signal (au-dessus d'une fré- quence de coupure basse) La résistance R applique une pola- risation continue à QF à partir de v Ainsi, la résistance en continu de RF ' Rsd n'est pas linéarisée On notera cependant qu'une version complètement linéarisée, utilisant un diviseur résistif et une source de polarisation sembla- ble à ceux de la figure 23 est également réalisable en pra- tique On peut réaliser les deux versions sous forme de circuit intégré. I(d) Récepteurs à réaction par transistor bipolaire/TEC saturé Dans ce mode de réalisation de l'invention, la source de courant 14 de la figure 9 est réalisée, comme le montrent les figures 26 et 27, par un transistor saturé Q en combinaison avec des moyens de linéarisation 26 qui com- pensent la non linéarité de QF' de façon que la combinaison produise un courant if proportionnel à vo. Dans ces circuits QF consiste en un transistor bipolaire à jonctions qui fonctionne dans son régime à cou- rant de collecteur constant, ou en un TEC qui fonctionne dans son régime à courant de drain constant Les principales sources de bruit sont le bruit de grenaille de base et de collecteur pour le transistor bipolaire à jonctions, et le terme de bruit Johnson du canal, égal à 4 k Trgm, pour le TEC, en désignant par P le facteur de bruit du canal et par X la transconductance Du fait que le terme de bruit du trân- sistor bipolaire à jonctions est relativement indépendant de la taille du transistor, il suffit de réduire la taille de ce transistor pcur réduire sa contribution à CT' Le terme de bruit du TEC est proportionnel à gm Ainsi, on doit utili- ser un TEC de réaction à faible g, du type décrit au para- graphe 1 (c). On peut connecter le transistor de réaction QF en grille commune/base commune (figure 26) ou en source commune/ émetteur commun (figure 27) Dans la configuration grille/ base commune, la grille ou la base fait fonction de blindage électrostatique et minimise le couplage de réaction parasite par le transistor sd 4 Z Cgs e tgd; Cec " be etbc En outre, le couplage de ce type qui demeure éventuellement correspond à une réaction négative Dans la configuration émetteur commun/source commune, le couplage capacitif s'effectue directement par Cgd ou Cbc et correspond à une réaction positive Par conséquent, les configurations de réaction à grille/base commune sont préférables pour des rai- sons de stabilité A part la réaction capacitive parasite par le transistor, les considérations appropriées de stabilité et de réponse sont celles du circuit général de la figure 9 et ont été traitées au paragraphe I(a). Les moyens de linéarisation 26, qui attaquent l'émetteur ou la source de QF' sont conçus de façon que la transconductance de la source de courant 14 de la figure 9 soit constante (indépendante de la fréquence dans la largeur de bande du signal) Pour un transistor bipolaire à jonc- tions, un convertisseur logarithmique est nécessaire pour compenser la caractéristique I-V d'émetteur qui est expo- nentielle (on a de façon caractéristique: v e(k T/q) Log v + constante) Pour le TEC sans saturation de vitesse et à faible gm envisagé précédemment, un convertisseur four- nissant la racine carrée est nécessaire (v So v). Le mode de réalisation le plus simple des moyens de linéarisation 26 consiste en un transistor Q'F physique- ment plus grand, apparié à QF et attaqué par v par l'in- termédiaire d'une résistance R 1 (figure 28). L'électrode d'entrée (source/émetteur) du tran- sistor plus grand QIF est connectée en parallèle avec l'électrode d'entrée de QF et son électrode de polarisation (grille/base) est connectée de façon similaire en parallèle sur celle de Q L'électrode de sortie (drain/collecteur) 12609 de QF est connectée à la borne d'entrée 18, tandis que l'électrode d'entrée de QF est connectée par R à la borne F 1 de sortie 16 Un condensateur C connecte à la masse les élec- trodes de-polarisation de QF et Q'F Des sources de polarisa- tion sont connectées à l'électrode de sortie (drain/collec- teur) de QIF et à son électrode de polarisation (grille/ base). Le fait que QIF soit plus grand que QF sur la figure 28 est indiqué par les lignes verticales multiples pour les désignations de source/émetteur et de drain/collec- teur La chute de tension linéaire aux bornes de R 1 est très supérieure à la tension alternative non linéaire sur l'émetteur/source de QF' ce qui fait que (i F + i'F) est proportionnel à v O Le rapport de division de courant e X i F/(îF+i'F) entre les deux sources ou émetteurs est constant du fait que tous deux suivent la même loi cou- rant-tension Ainsi, if est proportionnel à v, comme c'est nécessaire Un autre circuit possible utilise un seul tran- sistor ayant un drain/collecteur double (du type représenté sur la figure 30), et le fonctionnement est analogue à celui décrit ci-dessus. L'analogue du circuit de la figure 28, dans le cas d'un montage en source commune,utilise une configuration miroir de courant, comme le montre la figure 29 Le gain direct de l'amplificateur 12 est ici positif, au lieu d'8 tre négatif, du fait que le gain en tension de réaction est négatif et non positif L'électrode d'entrée (drain) du transistor plus grand et apparié Q' F est couplée par R 1 à la borne de sortie 16 L'électrode de sortie (grille) de Q'F est connectée à l'électrode d'entrée de QF (grille) et de QIF (drain), et les électrodes de polarisation (sources) de QF et QIF sont connectées ensemble Enfin, l'électrode de sortie (drain) de QF est connectée à la borne d'entrée 18 Comme précédemment, if est proportionnel à v 0. Un avantage de cette technique de division de courant consiste en ce que l'impédance au niveau de l'émet- teur ou de la source de QF est diminuée, ce qui fait passer le pôle Re Cse associé au-dessus de la bande passante, assu- i Duos 9 Z ine Zno TST Iduoel op sadique sol -ans -JA Su OT Gu Gl: se-l- apuei B lueumes Tjjns Ose ,j -Ps:uqwquuo-PcQu Oj: us -ú- UG At IO O c,-pex- inod MI 4 se g O 1,90 9 &Ti:Tsod egaquel go galdwexe avd úIanbel suep) aoqs T 9 ueag 1 92 ugg Tnes un 492 Txa u Te Z el uole S Iauuo Tquagdo anoquz Tj-p-ldum un g-pos oo enb ea -T-esseogu sud 9,99 ju IT 48 ? -ine Duo Tj Tldml inod seaguesaidea gue Tos 9 ATD,'e Zq U DG 9 A- PI -ggod sogiflua sep enb ua Túl -assum -el oe go Ab op (Z ineroelloo/u- Map ptma Z sn Id el) 9 T Daog opuooos MI Dague 091 oauuoo Ose Tnb U gueanoo op uo Tgoeggp op Goueq -s Tega aun-i 2 991 oeuuoo qso (esnesa GAUT) eannl l 9 491 eaig -uq'p ouioq el O GlOGUUOO 5 ffl (O Sn OSJOAUT UOU) Oun'i guop 4 sea ague xnop ogiodmoo q? inaluo Tj Tldumq O inogusuepuoo un q? avd j Tquuaeflu ue assrm el 1 9 aldnoo ealq qned go uo Tq-es Ta ulod op uo Tsuoq op o O anos Bun e ag:oquuoo gs -ilb op (eseq uo T 4 us Taelod op opoagoelpq q? aneino Tj Tldm j op q Tqjos MI q, 0940 quuoo g SG apoa 4 zelq uos 49 el 9 '?-Inugp duo icl -q, aafkoeuuoo 9,99 (j o?, x.ne 4 oelloo/u Tieip g Tl 9 d sn Id 91) ilb op a Tfaos op epoa 4 oelgq -uo T 4 ouai op elonoq el vu-ep e Tage ue S 9 O Guuo O TOT 4 uce. u T.192 un qtoe &? S? puoo 9 g un go anenoel -loo/u Teep elqnop 1 ab OP uo Pm_, MI XT Aa Ggge anod & (q? ein Tj 'el ans oumoo 9 O Eb an% s T ue Ai GGAGI 9 ai-pep ao 4 s Tetmag, un Geae Avan, Tnb no) u Tnap /ane 4 oelloo elqnop -q Ab jo 4 sistoear unp u Teip/anono G Iloo ptma? el-asae Auag Tnb guvinoo el rtmrogg,?p ue e Tadoaddv aoanos/ana,14 euiep anbe 4 q:ep TLeu 2 Tie al 9,-çuinoj (oe UOTIe S Ta-vau TI op sq TnoIT O op essu To Gagne qua 01 )çà lueanoo op uo Ts TA Tp op gaoddva el aud oe T Id Tfl Tnui 9,UGIUGAIDOGJJG lGG TU 4 uo Ti:o Mea op ineloelloo q Tqad np, nu GATU ne l sane 4 zolloo/su Teip xnep SOI e J-q UG _'UG'a TA Tp OS H op g Tniq op aotmsslnd el ge juu 2 Ts op 4 ueinoo oq) omlqoid un sn Id queng Tgsuoo ou saq-pse Ted qunqs ael I-To-ed-eo ses &)z anog 9 -oi 3 j un and 91 -rnpga 4 uemalu 2 a gse TU eumoo (-afuesse-d opueq el op enssap-ne ogsnr fluemenb Taoa Tqi qs G N j 99,Tun al Onoq op u Te? op aouanbeij: MI enb n Me Anou 1 Maaqou uo) 91-TT Tqeqs el go e Duld 9 ouanboxj ue esuodai eun s Toj -el -9 Teure 4 ue-x 609 ZLSZ 12609 presque égales Cependant, la tension aux bornes de la résistance de détection est I d 2 R V Par conséquent, Id 2 est proportionnel à v O et Idl, if est proportionnel à v, du fait que la division de courant entre les drains/collec- teurs est constante. On notera à nouveau qu'il suffit que la fréquence de gain unité pour la boucle principale se trouve juste au-dessus de la bande passante Par conséquent, il suffit que les p 8 les de la boucle fermée Q F-2 se trouvent un peu au-dessus de la bande passante, pour assurer la stabilité. D'une manière similaire, pour un amplificateur en sens direct 12 ayant un gain positif, représenté sur la figure 31, on utilise la grille/base comme électrode d'en- trée, et elle est connectée à la sortie de l'amplificateur 28, tandis qu'on utilise la source/émetteur comme électrode de polarisation, connectée à la source de tension de pola- risation. Les deux techniques de linéarisation nécessitent un gain de boucle supplémentaire: sur les figures 28 et 29 pour la chute de signal supplémentaire (élevée) aux bornes de R 1; et sur les figures 30 et 31 pour le gain de la bou- cle secondaire Sur les figures 30 et 31, du fait que le gain supplémentaire se trouve dans une boucle secondaire, l'excursion de sortie nécessaire est réduite, et un pôle de boucle secondaire (de fréquence supérieure) est ajouté au gain de boucle global. Une autre technique consiste à linéariser QF lui-même, ce qui fait disparaître la nécessité des moyens de linéarisation 26 Comme le montre la figure 32, une façon de procéder consiste à pré-polariser le transistor de réaction (TEC) avec une source de courant classique, i b connectée à la borne d'entrée 18 de l'amplificateur en sens direct 12 QF est linéarisé du fait que l'excursion de courant de réaction, if = is (le photocourant), est très inférieure à ib Pour une application caractéristique à 44,7 M Ibit/s, le photocourant maximal est d'environ 0, 2 p A (à cause d'un circuit d'extension de dynamique qu'on décrira ultérieurement au paragraphe Il) La pré-polarisation i est b alors de façon caractéristique de quelques microampères Si on utilisait des transistors bipolaires à jonction pour QF ou pour la source de courant ib' on aurait un bruit de gre- naille de quelques microampères Ainsi, QF et la source de courant ib sont constitués de préférence par des TEC Comme il est bien connu, dans les circuits ayant un transistor QF à canal n, ib peut être de façon caractéristique un drain à canal p ou un canal N à appauvrissement, avec la grille shuntée à la source Ici encore, les transistors utilisés pour la pré-polarisation et pour QF seraient des TEC à fai- ble gm, comme décrit au paragraphe I(C) Cependant, pour des TEC, la technique préférée, décrite au paragraphe I(c), consiste à ne pas travailler dans la région dans laquelle le courant de drain est saturé A la place, on utilise le TEC en tant que résistance de réaction. Une seconde façon de linéariser Q consiste à utiliser pour ce dernier un dispositif à canal court et à le faire fonctionner dans sa région à saturation de vitesse, pour que gm soit constant Le problème est d'obtenir un gm suffisamment faible pour éviter une valeur excessive du terme de courant de bruit 4 k Trgi Dans Si, la transconduc- m 4 -1 tance par micron de grille est d'environ 10 4 l Ainsi, un transistor avec un canal de 1 pnm de largeur aurait le bruit Johnson d'une résistance de 10 k SQ et entraînerait une pénalité de bruit importante, même à 500 Mbit/s En outre, les courants de signal minimaux pourraient ne pas faire sortir QF de la région située au-dessous du seuil, ce qui fait que gm ne serait pas constant (Des courants de 1 p A peuvent être nécessaires pour un TEC de 1 pm x 1 pm) On résout ce problème en ajoutant une source de courant de pré-polarisation, de la manière décrite en relation avec la figure 32 Cependant, la pénalité de bruit sera plus tolé- rable pour une lithographie correspondant à des traits plus fins, et des débits binaires plus élevés Le fonctionnement sans source de courant de pré-polarisation peut donc être acceptable. Enfin, une autre option consiste simplement à ne pas linéariser du tout Q Fo c'est-à-dire à attaquer directe- ment le TEC ou 'le transistor bipolaire de réaction à partir de la sortie de l'amplificateur La réponse courant-tension non linéaire résultante peut 8 tre satisfaisante pour de courtes liaisons de transmission (par exemple des liaisons de transmission de données optiques), mais elle n'est pas satisfaisante pour des liaisons de transmission à longue distance (à cause de problèmes de gigue de synchronisation dépendant de la configuration transmise), ou pour des liai- sons vidéo En outre, la transconductance -de la source de courant gf devient égale à zéro pour un courant de réaction égal à zéro (gf 'Ie pour les transistors bipolaires à jonctions, gf 1/2 pour les TEC à canal long) Par consé- quent, la transition d'un niveau logique 1 (impulsion) à un niveau logique O (absence d'impulsion) présente une sorte de queue "d'intégration" à décroissance lente De plus, pour des niveaux élevés de signal optique d'entrée, gf augmente, ce qui nécessite un gain A ayant une largeur de bande supé- rieure, pour la stabilité Dans les récepteurs optiques, pour une dynamique de 20 d B (en optique), soit 100/1 en photocourant), l'augmentation de largeur de bande résultante est d'environ 100/1 pour un QF consistant en un transistor bipolaire à jonctions (gf e IF), et d'environ 10/1 pour un QF consistant en un TEC (gf'' I 1/2) Ainsi, la version non linéarisée n'est pas préférée à l'heure actuelle. II Récepteurs à sensibilité élevée et à grande dynamique II(a) Généralités Les récepteurs non intégrateurs de l'invention ont une sensibilité élevée et-une grande dynamique, comparés aux récepteurs intégrateurs de l'art antérieur Comme il est indiqué au paragraphe I, le fait que le RNI n'intègre pas le signald'entrée signifie que l'amplificateur en sens direct ne se sature pas sur de longues suites d'impulsions. Cependant, si l'intensité moyenne du signal d'entrée est trop élevée, l'amplificateur peut encore se saturer Par conséquent, un autre aspect de l'invention consiste à éten- dre davantage le dynamique des RNI en ajoutant un circuit de CAG d'entrée, capable de dériver par rapport à l'amplifi- * cateur le courant d'entrée en excès Comme précédemment, le courant d'entrée est généré à titre d'exemple par une photo- diode 20 connectée à une borne d'entrée 18. Comme le montrent les figures 33 et 40, le RNI 10 est connecté entre les bornes de sortie et d'entrée 16 et 18 Il est important de noter que sur ces figures, le symbole triangulaire représentant un amplificateur est uti- lisé pour désigner l'ensemble du RNI 10 de la figure 9, et non seulement l'amplificateur en sens direct 12 de la figure 9 Cependant, le gain en tension A du RNI 10 et de l'ampli- ficateur en sens direct 12 est le même Par conséquent, la résistance d'entrée équivalente Re et la capacité d'entrée totale CT du RNI (figure 10) ainsi que le gain A sont représentés à l'intérieur du symbole triangulaire Le reste du circuit comprend un dispositif à résistance variable Rs et un circuit de CAG 30 Une extrémité du dispositif à résistance variable Rs est connectée à la borne d'entrée 18 et son autre extrémité est soit connectée à la masse en alternatif (figure 33), soit connectée à la borne de sortie 16 (figure 40) par l'intermédiaire d'un amplificateur de réaction (ayant un gain p 3 qui est de façon caractéristique inférieur à 1) L'entrée du circuit de CAG 30 est connectée à la borne de sortie 16 Ce circuit comporte également au moins une sortie qui réagit à v pour faire varier la résis- tance de Rs On voit donc que ces récepteurs à grande dyna- mique utilisent le dispositif à résistance variable Ra soit en tant que shunt d'entrée (figure 33), soit en tant qu'élé- ment de réaction à transimpédance (figure 40) pour le RNI Du fait que l'impédance d'entrée du RNI de l'invention est résistive sur la largeur de bande du signal, le fait d'ajouter une résistance shunt externe ne change pas la réponse en fréquence Au contraire, l'ajout d'un tel cir- cuit de CAG à un amplificateur intégrateur de l'art anté- rieur changerait la fréquence du p 8 le de l'entrée et nécessiterait donc une égalisation avec poursuite Le cir- cuit de CAG à transimpédance (figure 40) ne change non plus la réponse en fréquence si son gain de réaction l est plat dans la bande passante Lorsqu'ils sont actifs, ces circuits de CAG 30 ajoutent du bruit, principalement le 12609 bruit Johnson du dispositif à résistance variable Rs Ainsi, pour obtenir une bonne sensibilité, le circuit de CAG doit habituellement être mis hors fonction pour les courants d'entrée les plus faibles (R est alors théoriquement infi- nie); la sensibilité est alors celle du RNI 10 seuil La CAG est établie au-dessus d'un seuil de CAG, comme le montre l'exemple de fonction de CAG de la figure 34 Si le courant d'entrée est suffisamment grand pour qu'une impédance élevée de l'étage d'entrée ne soit plus nécessaire (pour la sensi- bilité), on peut mettre R en fonction sans imposer un taux s d'erreurs inacceptable La plage de sortie au-dessous du seuil de CAG est de façon caractéristique inférieure à envi- ron 100/1 et on peut la traiter au moyen d'un post-amplifi- cateur de CAG classique (non représenté). Les dispositifs à résistance variable Rs décrits ci-après seront des TEC On peut cependant utiliser d'autres éléments à résistance variable, comme par exemple un photoconducteur commandé par une source lumineuse ou une diode polarisée en sens direct (y compris la photodiode 20). De façon similaire, le circuit de CAG 30 peut réagir au signal d'entrée s Di indirectement, en étant connecté à la sortie du RNI 10 (comme par exemple sur les figures 33 ou ) soit directement, en mesurant le photocourant continu du côté polarisation de la photodiode (comme par exemple sur la figure 35) Dans ce dernier cas, un capteur de cou- rant 32 est placé entre la source de polarisation inverse 21 et la photodiode 20 et sa sortie est connectée à l'entrée du circuit de CAG 30 Ce dernier mode de réalisation de l'invention est préférable pour l'utilisation avec des cir- cuits de CAG discrets, dans lesquels les variations sont discontinues Dans de tels modes de réalisation, le circuit de CAG consisterait simplement en un élément de commutation ou en un détecteur de seuil destiné à réduire Rs d'une s valeur di-scrète Rs 2 à une autre valeur discrète Rs 1 d'un seuil prédéterminé. II(b) Récepteurs à grande dynamique, à CAG et à shunt d' entrée La fonction de CAG du récepteur à grande dynamique et à shunt d'entrée est obtenue par une résistance shunt- d'entrée variable Rs qui est commandée par un circuit de CAG (figure 33) Si la résistance de la combinaison en parallèle de R et de la résistance équivalente Re du RNI 10 est asser- vie de façon à être inversement proportionnelle au niveau de signal de photocourant, le niveau de sortie est maintenu constant. Bien que les récepteurs à shunt d'entrée de ce- type procurent une CAG pour des photocourants faibles, ils le font avec une certaine perte de sensibilité La sensibi- lité réduite résulte du fait que Rs doit être comparable ou inférieure à Re pour affecter le gain photocourant-tension et R, qui est une résistance réelle, présente un bruit Johnson, bien que Re, qui est une résistance virtuelle, n'en présente pas Ainsi, le circuit de CAG préféré pour la figure 33 met Rs hors fonction pour les photocourants fai- bles, et ne fait ensuite commencer l'asservissement que lorsque le signal de sortie indique un photocourant suffi- samment grand pour que le bruit Johnson de Rs 'Re ne dégrade pas le rapport signal/bruit La fonction de CAG résultante est représentée sur la figure 34 Le circuit de CAG a un seuil de courant au-dessous duquel sa tension de sortie crête à crête augmente lorsque le courant augmente, et au-dessus duquel sa tension de sortie crête à crête est constante La résistance Rs a une valeur élevée Rs 2 (théo- riquement infinie) au-dessous du seuil, et une valeur variable faible Rs 1 On notera que le rapport entre le signal de photo- courant is et le courant de bruit Johnson du shunt, in, s'améliore audessus du seuil de CAG; en effet isc Rs-1 pour un signal de sortie constant de l'amplificateur et inoc Rs et par conséquent i s/in oc is Du fait que des éléments amplificateurs dissymé- triques sont actuellement préférés dans l'amplificateur en sens direct 12 du RNI 10 (pour des raisons de bruit et de stabilité), une polarisation par élément shunt doit être 12609 réalisée de la manière représentée sur les figures 36 et 37, c'est-à-dire que l'entrée d'un intégrateur de réaction lent et non inverseur, 34, est connectée à la borne de sortie 16, et la sortie de cet intégrateur est connectée à l'autre extrémité de R s On notera cependant que Rs demeure connectée à la masse en alternatif par l'intermédiaire de l'intégra- teur 34 Il peut apparaître ici un problème concernant la polarisation continue qui est appliquée à Rs, comme par exemple la polarisation qui est appliquée à la source d'un TEC Qs utilisé en tant que dispositif Rs, comme c'est le cas sur la figure 37 Dans ce dernier cas, la grille de Qs est connectée à la sortie du circuit de CAG 30, et le drain de Qs est connecté à la borne d'entrée 18. L'intégrateur 34 est lent dans le sens o il transmet principalement à RB la-moyenne de v 0, et non ses variations alternatives Dans ce but, le gain Ap 5 de la bou- cle de réaction formée par le RNI 10 et l'intégrateur 34 doit être très inférieur à l'unité à la plus basse composan- te de fréquence à laquelle on s'intéresse dans le signal d'entrée Par exemple, si le signal d'entrée est un signal numérique à 44,7 Mbit/s, la plus basse composante de fréquen- ce à préserver pourrait être de 600 Hz La fréquence de gain unité pourrait être alors de 50 Hz. Selon une variante, on pourrait utiliser un étage d'entrée différentiel dans l'amplificateur 12, mais cet éta- ge ajouterait un certain bruit Une polarisation fixe peut nécessiter de restreindre le gain de l'amplificateur pour éviter la saturation en présence de dérives thermiques, à moins qu'on réalise un appariement avec le transistor d'en- trée comparable à celui obtenu dans une paire différentielle. -^On notera que l'amplificateur à CAG avec shunt d'entrée est particulièrement stable Le shunt d'entrée Rs diminue effectivement le rapport de réaction de tension vf/V O qui résulte de la source de courant de réaction 14 du RNI 10 de la figure 9, dans lequel vf désigne la tension sur la borne d'entrée 18 qui est due uniquement à la réaction. Par conséquent, les amplificateurs à CAG avec shunt sont pré- férables pour des applications à débit binaire très élevé. Il n'est pas nécessaire que la réponse hors bande de l'ampli- ficateur en sens direct ne comporte qu'un seul p 8 le; un amplificateur vidéo est suffisant, comme on l'a envisagé au paragraphe I(a) Cette configuration permet de maximiser le gain, ce qui minimise le bruit des étages suivants. Malheureusement, on ne dispose que d'une faible excursion de tension d'entrée lv O (max)/Al pour faire circu- ler le photocourant dans le shunt d'entrée (environ 10 m V pour A = 100, v (max) 1 V) Par conséquent, la conductance que doit avoir le dispositif shunt ( 1/R s) pour obtenir une dynamique donnée est augmentée La capacité accrue de l'éta- ge d'entrée, due à ces dispositifs matériellement grands (de façon caractéristique des TEC),entraîne une pénalité de sensibilité, et donc un compromis entre la dynamique et la sensibilité On prévoit néanmoins la possibilité d'obtenir en utilisant ce circuit une dynamique d'environ 40 d B (opti- que) avec des sensibilités dépassant -50 d Bm, dans des systè- mes fonctionnant à 1,3 pm et 45 Mbit/s. Pour augmenter encore davantage la dynamique sans sacrifier la sensibilité, on doit augmenter l'excursion de tension aux bornes du dispositif à résistance variable R s On peut alors faire circuler un photocourant plus élevé dans un dispositif physiquement plus petit, ce qui augmente la dynamique tout en évitant la pénalité de sensibilité due à la capacité de l'étage d'entrée Pour des récepteurs à shunt d'entrée, on peut diminuer le gain en tension A du RNI 10 pour des photocourants élevés, afin d'augmenter la tension de signal d'entrée disponible qui apparatt aux bor- nes du dispositif shunt Comme le montre la figure 38, le circuit de CAG 30 comporte une seconde sortie V 2 qu'on uti- lise pour faire varier le gain A du RNI 10 au-dessus d'un second seuil de courant d'entrée, tandis que la sortie de CAG V 1 fait varier Rs. La technique de CAG préférée à shunt d'entrée variable et à gain variable est également la plus simple elle consiste à faire fonctionner le récepteur en récepteur à shunt d'entrée jusqu'à ce que Rs soit voisine de son mini- mum, puis à diminuer le gain A pour étendre davantage la dynamique Ici encore, R est hors fonction pour des photo- courants faibles et le gain en tension A est aussi élevé que possible pour minimiser les contributions de bruit des éta- ges suivants Lorsque le photocourant atteint le seuil de CAG, Rs est mise en fonction; et au-dessus du seuil Rs est asservie pour commander le niveau du signal de sortie Une fois que Rs est inférieure à Re, c'est-àdire la résistance équivalente du RNI 10, la réaction représentée par R e n'est plus nécessaire pour maintenir le pâle de la réponse courant d'entrée-tension, CT Rs Re/(Rs+Re) au-dessus de la bande passante Ainsi, on peut diminuer le gain A du récep- teur Si Rs est un TEC, la plage de variation linéaire de la tension de drain (vd) en fonction du courant de drain d) augmente lorsque les valeurs de résistance sont plus faibles. Cette caractéristique favorise également la réduction du gain A, ce qui n'augmente l'excursion de tension aux bornes du TEC shunt que lorsque Rs approche de son miminum. Pour un élément amplificateur d'entrée à TEC dans l'amplificateur en sens direct 12 du RNI 10, le fait de réa- liser la réduction de gain dans le premier étage évite de grandes excursions de courant de gain qui pourraient saturer l'étage suivant ( 1 volt dans un transistor de 50 in 1 donne 50 m A) De plus, du fait que la plupart des éléments amplificateurs de ce type utilisent un second étage amplifi- cateur de courant à faible impédance d'entrée, le fait de changer le gain du TEC d'entrée ne change pas les fréquences des pâles de l'amplificateur 12. Une technique consiste à utiliser un TEC à double grille classique pour l'étage d'entrée; le signal d'entrée est appliqué à la première grille et la seconde sortie du circuit est connectée à la seconde grille De façon équiva- lente, on peut réduire la tension de polarisation de drain et le courant de drain d'un TEC normal-pour le faire fonc- tionner dans la région vd id linéaire (Le TEC à double grille est équivalent à deux TEC classiques branchés en mon- tage cascode) La plage de gain disponible et la plage de tension d'entrée linéaire maximale sont excellentes, en par- ticulier pour des TEC MOS à enrichissement La conductance de la région linéaire d'un TEC MOS à enrichissement est pra- tiquement proportionnelle àla tension de grille, du fait que tous les porteurs de charge se trouvent dans une couche d'inversion de surface très mince. La figure 39 représente un exemple de récepteur à gain variable et à shunt d'entrée variable Ce récepteur utilise un TEC Qs en tant que dispositif shunt à résistance variable Rs et il utilise un TEC à une seule grille Q 1 en tant qu'étage d'entrée de l'amplificateur en sens direct 12. Plus précisément, l'amplificateur en sens direct 12 et la source de courant de réaction 14 du RNI 10 sont représentés explicitement De plus, l'étage d'entrée du TEC Q 1 est représenté avec sa grille connectée à la borne d'entrée 18, sa source connectée à la masse en alternatif et son drain connecté à la fois à l'entrée positive de l'amplificateur à transimpédance 38, qui fait partie de l'amplificateur en sens direct 12, et, par l'intermédiaire de la résistance de drain Rd, à la sortie de l'intégrateur de polarisation de drain 36 L'entrée positive de l'intégrateur 36 est attaquée par une source de tension de référence Vr, et l'entrée néga- tive est attaquée par la tension de sortie v L'entrée négative (polarisation) de l'amplificateur 38 est attaquée par la seconde sortie V 2 du circuit de CAG 30. L'opération de CAG s'effectue de la manière sui- vante Pour des photocourants inférieurs au seuil de CAG, la tension V 1 du circuit de CAG 30 est négative, ce qui blo- que Qs, et la tension V 2 du circuit de CAG 30 est réglée pour donner une tension de drain de Q 1 correspondant à un gain élevé La tension de sortie moyenne v, qui est déter- minée par le circuit de réaction passant par la source de courant 14, est inférieure à Vr, ce qui fait que l'intégra- teur de polarisation de drain 36 est à sa limite positive. Dans ces conditions, Q 1 reçoit un courant de drain maximal, pour donner un gain élevé et une sensibilité maximale. Pour des photocourants supérieurs au seuil de CAG, V 1 devient positive, ce qui débloque QSI La résistance Rs de Qs est asservie pour produire une CAG Lorsque V 1 est à sa limite positive (fixée par le transistor Q sélectionné), R est à son minimum. S A ce point, V 2, qui commande la tension de drain Vdl de Q 1, est réduite de fagon à réduire le gain A Idl est réduit indirectement par l'intermédiaire de l'intégrateur de polarisation de drain 36 Lorsque V 2 est réduite, vo O augmen- te, ce qui fait que l'intégrateur de polarisation du shunt d'entrée, 34, atteint sa limite positive; la polarisation de grille de Q 1 est maintenant à sa limite positive pour la plage de tension d'entrée linéaire maximale avec des gains réduits Lorsque V 2 est réduite un peu plus, v augmente jusqu'à Vr, et l'intégrateur de polarisation de drain 36 quitte la saturation positive et commence à asservir la tension Vdd sur Rd et, par conséquent, Idl est également asservi Cette technique ne nécessite pas de composants dont les caractéristiques varient de la meme manière et elle fonctionne jusqu'à des gains très faibles Du fait que la tension de sortie continue change, un couplage de sortie en alternatif vers les étages post-amplificateurs (non repré- sentés) serait préférable. On a testé à 45 Mbit/s une version de ce circuit réaliséeen circuit intégré hybride, en utilisant le circuit de réaction à faible courant capacitif-résistif de la figu- re 15, décrit au paragraphe I(b), des TEC au Ga As pour Qs et Q 1 ' et un amplificateur à transimpédance 38 à transis- tors bipolaires à jonctions On a obtenu une dynamique (simulée) de 50 d B (optique), avec une sensibilité de -50 d Bm On a également conçu une version en circuit intégré MOS de type N, utilisant la réaction à faible courant avec TEC résistif qui est décrite au paragraphe I(c). II(c) Circuits de CAG à transimpédance Comme on l'a mentionné auparagraphe II(a), le dispositif à résistance variable Rs peut également 6 tre connecté en élément de réaction à transimpédance Ainsi, sur la figure 40, une extrémité de Rs est connectée à la borne d'entrée 18 et son autre extrémité est connectée a la sortie d'un élément de réaction 42 dont le signal d'en- trée provient de vo O L'élément 42 a un gain de réaction P 3 qui est de façon caractéristique inférieur à 1 Comme pre- cédemment, une sortie V 1 du circuit de CAG 30 commande la résistance de l'élément à résistance variable R sous la s dépendance de vo O Facultativement, le circuit de CAG 30 peut également avoir une seconde sortie V 2 destinée à commander e 3 Dans le récepteur de la figure 40, le photocourant en excès au-dessus du seuil de CAG est absorbé par l'élément de réaction Rs La réaction par transimpédance produit une s résistance shunt d'entrée équivalente Rse qui est égale à Rs divisée par le gain de boucle plus un, soit: Rse, Rs/(Af 3 + 1) Rse et Re divisentlephotocourant On peut faire varier Rset P 3 par le circuit de CAG 530 pour commander Rse, et donc le gain courant-tension De cette manière, on peut multiplier la conductance maximale d'un dispositif à résistance variable donné par le gain de bou- cle stable maximal plus un Le photocourant d'entrée maxi- mal est augmenté du même facteur, (AP 3 + 1), par rapport à celui du circuit à shunt à gain fixe de la figure 33, con- sidéré initialement. Comme on l'a mentionné précédemment, le circuit de CAG peut être simplement un élément de commutation ou un détecteur de seuil destiné à réduire Rs d'une valeur dis- crète Rs 2 à une autre valeur discrète Rs 1 _ 4 Rs 2, lorsque le courant de signal s'élève au-dessus d'un seuil prédéterminé. Ce mode de réalisation est particulièrement utile pour des systèmes utilisant des ondes lumineuses à faible puissance optique, comme ceux qui emploient des diodes électrolumi- nescentes en tant que sources. La stabilité est l'un des principaux problèmes dans la conception de ces récepteurs à transimpédance Les compromis résultants conduisent habituellement à une lar- geur de bande réduite par rapport aux récepteurs à CAG par shunt, intrinsèquement stables,qui sont décrits au paragra- phe II(b) (La CAG par transimpédance augmente le gain en tension en boucle, tandis que la CAG par shunt diminue le gain en tension en boucle) Le récepteur à transimpédance comporte cependant moins de circuits auxiliaires à basse fréquence que le récepteur à gain variable à shunt De plus, certaines struc- 12609 tures préservent mieux l'information de signal continu. Ainsi, les versions à transimpédance peuvent être préféra- bles pour des structures économiques à faible débit binaire, comme des liaisons de transmission de données, et pour des liai-sons vidéo (en particulier si on utilise pour ces appli- cations à faible largeur de bande une technologie économique à grande largeur de bande, comme la technologie MOS de type N). La première des considérations de stabilité parmi deux consiste en ce que le produit de gains AEA 3 doit avoir effectivement un seul pôle jusqu'à sa fréquence de gain uni- té Du fait que le pôle de gain doit 6 tre au-dessus de la largeur de bande du signal, la valeur minimale de la fréquen- ce de gain unité est A a 3 fois la largeur de bande du signal. Ainsi, si on utilise la réaction par transimpédance pour amé- liorer le photocourant maximal d'un facteur Af 3 + 1, on doit définir la réponse de l'amplificateur en sens direct (c'est-à-dire faire qu'elle ne comporte effectivement qu'un seul pôle), jusqu'à une fréquence de gain unité,supérieure à la largeur de bande approximativement dans le même rapport (Ag 3) Par exemple, une augmentation de photocourant de 10/i nécessite de définir la réponse jusqu'à environ 9 fois la largeur de bande. L'amplificateur en sens direct à réponse définie a de façon caractéristique une largeur de bande inférieure à celle de l'amplificateur en sens direct vidéo utilisable dans des récepteurs à CAG par shunt On minimise cette réduc- tion de largeur de bande en diminuant le gain de boucle à transimpédance à courant élevé A 33 Ainsi, A p 3 est souvent très inférieur au gain A nécessaire pour le circuit de réaction à courant faible, du fait que P 3 est inférieur à l'unité. Du fait que le gain P 3 de l'amplificateur du cir- cuit de réaction à courant élevé est de façon caractéristi- que inférieur à un, sa largeur de bande peut dépasser le produit gainlargeur de bande qu'autorise la technologie On peut en outre utiliser un condensateur de couplage en sens direct (du type représenté sur la figure 44) Ainsi, les pôles de 3 ne posent pas de problème En fait, le condensa- teur de couplage en sens direct peut ajouter un zéro à f 3 pour annuler un pale supplémentaire dans A (par exemple si A est obtenu par des étages multiples). Une autre façon de traiter cet aspect de stabilité s'applique dans le cas ou l'amplificateur en sens direct 12 comporte des étages multiples Deux étages 44 et 46 disposés en tandem sont représentés sur la figure 41 Le premier étage a un gain -A 1 et un dispositif à résistance de réaction variable Rs est connecté entre son entrée et sa sortie, tan- dis que le second étage a un gain +A 2 La résistance Rs est commandée par le circuit de CAG 30. Les deux façons de procéder préservent l'informa- tion de photocourant continu, à condition que les paramètres continus de 3 sur la figure 40 ou de A 2 sur la figure 41 suivent correctement Ainsi, ces configurations constituent des alternatives à un amplificateur à shunt avec un étage d'entrée différentiel ou une source de polarisation à pour- suite. La seconde considération de stabilité à laquelle on a fait allusion précédemment concerne les deux pôles dans la boucle de réaction à transimpédance à courant élevé. Sur la figure 40, ces pâles sont le pâle de gain à fréquence fixe prédominant dans AP 3 et le pale de réaction Rs CT qui se déplace lorsqu'on fait varier R pour effectuer une CAG. R est élevée au moment de la mise en fonction, au seuil de CAG; la fréquence du pâle de réaction R s CT est alors très inférieure à la fréquence du p 8 le de gain; le p 6 le de réaction est prédominant et la boucle est stable (partie A de la figure 42) La boucle est également stable lorsque R. est suffisamment faible pour que la fréquence du p 8 le Rs CT soit supérieure à la fréquence de gain unité de Ae 3 (partie B de la figure 42) Cependant, pour des valeurs intermédiai- res de Rs, pour lesquelles les pôles de réaction et de gain contribuent tous deux à la réponse du gain de boucle au-dessus du gain de boucle unité, le déphasage de boucle approche de 1800 (partie C de la figure 42) La réponse du récepteur présente alors un maximum marqué ou bien elle est instable On peut éviter ce problème par l'utilisation de circuits de CAG discrets dans lesquels R est soit égal à s l'infini, soit suffisamment faible pour que le pôle Rs CT soit au-dessus de la fréquence de gain de boucle unité. La réaction à courant faible amène la fréquence de gain de boucle unité au bord supérieur de la bande, comme décrit au paragraphe I(a) Si la fréquence du p O le de l'amplificateur en sens direct n'est pas très supérieure au bord supérieur de la bande, ce qui est caractéristique, la stabilité du récepteur devient marginale pour A 3 Rs-Re. Ainsi, la région de stabilité marginale s'étend depuis le moment auquel la CAG par transimpédance démarre effective- ment (Aê 3 Rs W Re), jusqu'à ce que R soit suffisamment fai- ble pour que le pôle Rs CT se trouve au-dessus de la fréquen- ce de gain unité de A@ 3. Une analyse similaire s'applique au récepteur de la figure 41 en utilisant les parties A-C de la figure 42 et en remplaçant AP 3 par A 1. Il y a plusieurs manières de résoudre ce problème d'instabilité: ( 1) Réduire le gain de boucle pour les valeurs de Rs qui donnent au déphasage de boucle à n'importe quelle fréquence fo une valeur proche de 360 (figures 43-46) Le fait de réduire le gain diminue fu au-dessous de fo 0, ce qui empêche l'oscillation. ( 2) Réduire le déphasage de la réaction par transimpédance RS-CT au-dessous de 900 au-dessus de la lar- geur de bande du signal (figures 47-49) Ceci ne distord pas la réponse au signal mais réduit effectivement le dépha- sage de réaction en haute fréquence. ( 3) Réduire le déphasage du gain (A ( 3 ou A 1) au-dessousde 90 (non représenté). La solution la plus simple pour réduire le gain de boucle consiste à faire fonctionner l'amplificateur du récepteur de la figure 40 en amplificateur à shunt d'entrée (P 3 = 0) jusqu'à ce que Rs soit proche de son minimum Le pole Rs CT se trouve alors au-dessus de la fréquence de gain unité maximale pour A 3, et on peut augmenter le gain en ten- sion de réaction P 3 pour étendre la dynamique vers des pho- tocourants plus élevés Ainsi, pour des photocourants fai- bles, Rs et P 3 sont hors fonction et ceci empêche l'intégra- tion du signal par réaction par la capacité parasite de R 8. Au seuil de CAG de l'amplificateur à shunt, R 5 est mise en fonction mais 3 ne l'est pas La réaction de tension P 3 n'est appliquée que lorsque Rs approche de son minimum, o également, si RB est un TEC, la région vd id linéaire est la plus grande. La figure 43 montre une adaptation à un élément amplificateur dissymétrique dans lequel la polarisation continue nécessaire pour 113, o est fournie par un intégra- teur de réaction 34 Il n'est pas nécessaire que le circuit de réaction de tension 48 soit séparé nettement en sous- ensembles comme sur la figure 43, et cette représentation indique seulement qu'on utilise un gain de réaction en con- tinu élevé, avec une réponse décroissant avec un seul p 6 le jusqu'à un gain en alternatif variable plus faible,J% 3 La figure 44 repr-sente un mode de réalisation du récepteur de la figure 43 qui utilise une technique de division de cou- rant par transistors bipolaires à jonctions. Le dispositif à résistance variable est représen- té sous la forme d'un TEC Qs dont le drain est connecté à la borne d'entrée 18 et dont la grille est connectée à une sortie V 1 du circuit de CAG 30 La borne de sortie 16 atta- * que le circuit de CAG 30 ainsi qu'un circuit de réaction de tension 48 Ce dernier comprend de façon caractéristique un condensateur de couplage en sens direct Cfd qui est connec- té entre la borne de sortie et la base d'un transistor bipo- laire à jonctions Q 3 dont l'émetteur est connecté à la sour- ce de QS Le transistor bipolaire Q 3 correspond à l'élément de sommation 49 sur la figure 43 Le circuit 48 comprend également une structure de division de courant formée par des transistors bipolaires à jonctions Q 1 et Q 2 Les émetteurs de Q 1 et Q 2 sont connectés à la borne de sortie 16 par l'intermédiaire d'une résistance R 1, la base de Q 1 est connectée à une source de tension de polarisation, et la base de Q 2 est connectée à un diviseur de tension (R 4-R 5) 12609 entre la base de Q 1 et la seconde sortie V 2 du circuit de CAG 30 Les collecteurs de Q 1 et 2 sont connectés ensemble par une résistance R 2 De plus, le collecteur de Q 1 est connecté à la base de Q 3 et le collecteur de Q 2 est connecté à la fois à la masse en alternatif, par un condensateur Ci. et à une autre source de tension de polarisation, par une résistance R 3. Ci intègre la totalité du courant des émetteurs de Q 1-Q 2 Cependant, la fraction qui passe par Q 1, et donc R 2, pour produire le gain de réaction en alternatif, est comman- dée par la différence de tension de base entre Q 1 et Q 29 et cette différence est fixée par V 2 On notera que l'utilisa- tion d'un condensateur de couplage en sens direct Cfd réduit le déphasage en haute fréquence de l'élément 42 (figure 43), ce qui améliore la stabilité. Une autre technique de réduction du gain de bou- cle, représentée sur les figures 45 et 46, consiste à faire varier de façon correspondante le gain en sens direct et la transimpédance de réaction Sur la figure 45, l'amplifica- teur en sens direct, qui peut être un amplificateur de ten- sion classique ou un RNI 10 conforme à l'invention, a un gain en tension variable -A L'élément de réaction est une source de courant commandée par tension, 14 ', du type représenté sur la figure 9, ayant une transconductance variable gf A et gf sont commandés par un circuit de CAG sous la dépendance de la tension de sortie v Lorsque l'amplificateur en sens direct est un amplificateur de ten- sion classique, le circuit de la figure 45, considéré globa- lement, est un RNI correspondant à la figure 9 Cependant, lorsque l'amplificateur en sens direct est lui-même un RNI , la source de courant 14 ' se trouve en parallèle avec la source de courant 14 de la figure 9 Sur la figure 46, on forme la source de courant en attaquant par v une résistan- ce variable de valeur élevée Rf. Plus précisément, en réduisant le gain de boucle, le circuit de CAG augmente gf 1/Rf tout en réduisant A, ce qui fait que la résistance d'entrée équivalente Re, 1/gf(A±) est approximativemnent constante Pour assurer la stabilité, la fréquence de gain de boucle unité, en tenant compte de la réponse correspondant à R e CT ne doit pas augmenter la fréquence du pôle du gain A Pour avoir une réponse en fréquence correcte, la fréquence pour laquelle le gain de boucle en tension est égal à l'unité doit demeurer au-dessus de la bande du signal pour faire en sorte que le p 8 le de réponse de la transimpédance correspondant à R e CT demeure au-dessus de la bande du signal Une fois que A 41, la boucle est inconditionnellement stable et la structure se réduit alors pratiquement à un amplificateur à shunt On notera que cette technique peut en principe procurer une CAG complète, sans seuil de CAG, ce qui élimine la nécessité d'un post-amplificateur à CAG On notera également qu'il est nécessaire que A et gf varient de façon correspondante. La précision de la correspondance nécessaire est fixée par le rapport entre la largeur de bande du signal et la largeur de bande du gain A. La seconde solution de stabilité mentionnée précé- demment consiste à réduire le déphasage de la réaction par transimpédance correspondant à RS-CT aux fréquences élevées. On peut réduire ce déphasage en ajoutant un condensateur de réaction CF aux bornes de Rs (figures 41 et 47-50) CF ajou- te à Rs CF un zéro de réaction à haute fréquence qui doit se trouver audessus de la largeur de bande du signal pour donner une réponse correcte, mais qui, pour la stabilité, doit Ctre au-dessous du pôle-prédominant de l'amplificateur, fa à moins que CF >O, C Au-dessus de la fréquence du zéro, la réaction en tension est plate à cause de l'action du diviseur CF -CT; la réponse décroissante de la boucle est due à la réponse décroissante du gain A Le pôle de réaction de tension du côté des fréquences basses est à Rs (CT +CF). Le procédé de stabilisation capacitive le plus simple consiste à ajouter un condensateur fixe C F aux bornes de Rs (figures 41 et 47) Le rapport de fréquence entre le zéro et le pôle est alors (CF + CT)/CF Si ce rapport est par exemple 10/1, le déphasage de réaction maximal est d'en- viron 600, indépendamment de Rs, et la boucle à transimpédan- ce est stable Pour A = 20, CF donne une capacité de Miller de (A+ 1)CF = 2,1 CT La transconductance de réaction à cou- rant faible est alors triplée pour compenser cette capacité Miller supplémentaire de l'étage d'entrée, ce qui préserve la réponse à courant faible. Si un gain A plus élevé est nécessaire pour la réaction à courant faible, on peut appliquer cette technique aux circuits des figures 40 ou 41 (ce qui est représenté explicitement pour ce dernier). Une seconde façon de procéder pour réduire le déphasage de réaction consiste à rendre CF effectivement variable (figure 48) et à commander à la fois CF et Rs avec le circuit de CAG 30 Si, lorsqu'on diminue Rs, on augmente CF de façon que le zéro de réaction de tension Rs CF ait une fréquence inférieure au pâle de l'amplificateur, mais supé- rieure à la largeur de bande de transimpédance désirée, la boucle est stable et la réponse en fréquence dans la bande est plate Une fois que CF atteint 0,1 CT, le déphasage de réaction maximal est d'environ 600 , la boucle est stable, et il n'est pas nécessaire d'augmenter davantage CF Parmi les procédés caractéristiques pour réaliser une capacité effective variable CF, on peut citer les procédés suivants et des combinaisons d'entre eux: (a) Utilisation de condensateurs de réaction commutés aux bornes de Rs Comme le montre la figure 49, un interrupteur Si est connecté en série avec un condensa- teur Ci (i = 1,2 n), et un certain nombre N de telles combinaisons série interrupteur-condensateur sont connectées en parallèle avec une résistance variable Rs Les Ci ont de i façon caractéristique des valeurs proportionnées de façon que Ci+ > Ci et ils sont connectés séquentiellement en parallèle sur Rs sous la commande du circuit de CAG 30 qui ferme séquentiellement les interrupteurs Si Naturellement, les interrupteurs S peuvent être des dispositifs à semicon- ducteurs Cependant, ee mode de réalisation augmente effec- tivement la capacité d'entrée totale, d'un facteur qui est de façon caractéristique égal à 0,1 CT En fonctionnement, on réduit le déphasage de réaction en faisant varier le nom- bre de condensateurs Ci connectés en parallèle avec RE, ce qui fait varier la composante imaginaire du courant de réaction if Pour une réponse sans intégration, le zéro de réaction, à Rs 7 _Ci doit se trouver au-dessus de la largeur de bande, mais pour la stabilité, ce zéro doit être infé- rieur à fa. (b) Utilisation d'une réaction à gain variable vers le côté polarisation de la photodiode 20, ce qui con- duit à une compensation par l'intermédiaire de la capacité- de photodiode CD Comme le montre la figure 50, Rs et le circuit de CAG 30 sont connectés comme précédemment Cepen- dant, l'entrée d'un élément de réaction 50 ayant un gain variable P 4 1 est connectée à la borne de sortie 16 et la sortie de cet élément de réaction est connectée par l'intermédiaire d'un condensateur de couplage en alternatif CC à un noeud situé entre la source de polarisation en inverse 21 et la photodiode 20 Cette connexion place effectivement la capacité de la photodiode CD en parallèle sur R Bien que C soit relativement constante, la tension s D de réaction en alternatif aux bornes de la photodiode varie avec f 4 ' ce qui change la partie imaginaire du courant de réaction et le déphasage de réaction Du fait que le gain I 4 nécessaire est de façon caractéristique inférieur à l'unité, la largeur de bande de ê 4 peut dépasser le produit gain-largeur de bande qui correspond à la technologie. Selon une variante, on peut utiliser des condensateurs com- mutés, branchés au côté polarisation de la diode, d'une manière analogue à celle décrite au paragraphe (a) -On peut utiliser les deux techniques (a) et (b) avec un condensa- teur ordinaire à la place de CD. (c) Si on utilise un réseau en échelle de TEC de réaction (voir la description qui suit et la figure 51), on peut parvenir à une certaine variation de C F en mettant à la masse en alternatif les grilles de transistors bloqués, et en laissant flotter en alternatif les grilles de transis- tors conducteurs Selon une variante, les grilles des TEC conducteurs peuvent 8 tre couplées en alternatif à la sortie. Cette dernière configuration procure un couplage capacitif 12609 de la source vers le drain, seulement dans les TEC conduc- teurs, ce qui produit une capacité CF qui augmente pas à pas lorsque R diminue. Ici encore, si un gain élevé est nécessaire pour la réaction à courant faible, on peut appliquer ces techni- ques aux circuits des figures 40 et 41. On notera que pour une largeur de bande de l'ampli- ficateur en sens direct très supérieure à la largeur de bande du signal, l'exigence d'une variation correspondante de Rs et CF n'est pas sévère Dans le meilleur cas, une seule varia- tion peut être nécessaire pour CF et le circuit envisagé ci-dessus est alors simplifié. Une dernière technique de réduction du déphasage de réaction, par compensation capacitive, consiste à appli- quer à CF une réaction de tension qui est faible dans la bande, qui augmente au-dessus de la largeur de bande et qui devient constante au-dessous du pale de l'amplificateur. Ceci réduit l'effet de capacité Miller dans la bande Ici encore, une largeur de bande de l'amplificateur en sens direct supérieur à la largeur de bande du signal est néces- saire. La troisième solution au problème d'instabilité mentionnée précédemment consiste à réduire le déphasage du gain A f 3 de la figure 40 en introduisant des paires zéro- p 8 le dans la réponse à un seul pôle (réponse d'origine). Les procédés disponibles comprennent la compensation par couplage en sens direct (avec de façon caractéristique un étage séparateur pour éviter une réaction positive par effet Miller), un dédoublement capacitif des pales, et éventuellement l'introduction d'une combinaison zéro-p 8 le supplémentaire dans P 3 Avec P 331, P 3 est l'étage qui a la plus grande largeur de bande. Ces techniques de stabilisation et/ou des combi- naisons d'entre elles, peuvent permettre l'obtention d'un seuil de CAG égal au niveau de sensibilité. Dans les modes de réalisation envisagés jusqu'à présent, on a supposé implicitement que la résistance de réaction variable R était un seul TEC Qs Cependant, si on utilise un seul TEC de réaction, sa taille maximale et donc sa conductivité sont limitées par deux effets de déblocage. Premièrement, le canal du TEC est une ligne résistive shuntée à la masse sur toute sa longueur par la capacité C par rapport à la grille (à la masse en alternatif) Ceci forme un déphaseur R-C idéal Pour éviter un maximum de réponse ou une oscillation au déblocage, on doit diminuer la taille de Q de façon que la résistance équivalente de réaction à cou- s rant faible, Re' soit prédominante jusqu'à ce que R soit suffisamment faible pour que le déphasage de la ligne à retard R -Cs soit négligeable dans la bande passante et soit tolérable au-dessous de la fréquence de gain unité Seconde- ment, la région id vd linéaire du FET est faible lorsque Rs est élevée On doit à nouveau diminuer la taille du TEC, de façon que Re soit prédominante jusqu'à ce que la résis- tance du TEC soit linéaire sur l'excursion de tension de sortie Ces effets se combinent pour limiter la dynamique de la CAG (de façon caractéristique à moins de 30/1 à 45 Mbit/s). On évite cependant ces deux effets lorsqu'on utilise un gain de réaction variable. On peut utiliser des TEC de réaction multiples pour étendre la dynamique Comme le montre la figure 51, les drains de plusieurs TEC Qsi (i, 1,2,3) sont connec- tés à la borne d'entrée 18, leurs sources sont connectées à la borne de sortie 16 et leurs grilles sont connectées à des sorties séparées parmi plusieurs sorties du circuit de CAG 30 Au point de vue de la taille physique, Qsi est plus petit que Qs(i+l) Bien que les non linéarités de déblocage de chaque TEC soient masquées par la réaction déjà présen- te, le configuration est relativement complexe Cependant, pour des versions en circuit intégré, la pénalité de capaci- té totale (sensibilité) doit être comparable à celle d'un seul TEC de réaction de grande taille ayant la même aire, et donc la même capacité d'acheminement de courant Selon une variante, on peut utiliser l'idée de transistor de réaction à grille répartie envisagée au paragraphe I(c). Comme on l'a indiqué à cet endroit, ceci supprime à la fois la non linéarité et les effets de capacité Les versions associées à grilles discrètes sont également applicables. Il faut noter que les configurations mentionnées précédemment ne constituent que des exemples des nombreux modes de réalisation particuliers possibles qu'on peut imagi- ner pour appliquer les principes de l'invention L'homme de l'art pourra imaginer conformément à ces principes de nombreuses autres configurations variées, sans sortir du cadre de l'invention. L'homme de l'art notera de plus que lorsque le récepteur non intégrateur est utilisé dans un système numé- rique, avec ou sans extension de dynamique, il est employé de façon caractéristique en association avec d'autres équi- pements bien connus, comme par exemple un circuit de récu- pération d'horloge pour une transmission numérique synchro- ne et un circuit d'échantillonnage/décision pour reconsti- tuer le signal numérique. Exemple Le récepteur en circuit intégré hybride mentionné au paragraphe II(b) a été conçu de la manière suivante Le RNI 10 était constitué par le circuit de la figure 15 avec les valeurs de composants suivantes: n de réfé Valeurs des composants rence 12.1 gm 28 ml t 1; Cg, 0,5 p F 12.2 = 40-200; f T 5 G Hz 12.3 = 40-200; f 3 5 G Hz 24.1 p 100-300; f T 300 M Hz 1) CD = 0,6 p F; RC 100 k Q,shuntée par une diode au silicium pour ache- miner des photocourants supérieurs à 7 p A RF '1 MCL Rd = 220 Q - Rb 3 ' 4700- Re 3, 470 L- Rc 2, 1 k/% Rc I = 2,05 k X R 1 100-O Cc = 0,01 PF CA 0,8 p F (y compris Cg de 12 1 ci-dessus) C 1 0,01 IF C 2 = 0,068 p F CI = 470 p F Vdd tension de sortie de l'intégrateur de polarisation de drain 36 (figure 39) V 2 = tension de sortie V 2 du circuit de CAG 30 (figure 39) V 3 + 5 V V 4 = + 5 V V 5 = -5 V V 6 + + 5 V V 7, -1,6 V Le TEC 12 1 était un TEC MES (métal-semiconduc- teur) au Ga As et la photodiode D était une diode p-i-n au In Ga As Le courant de fuite total de ces deux dispositifs plus Qs (voir ci-dessous) était de 38 n A On a utilisé un blindage et un filtrage de l'alimentation (non représentés) pour réduire le bruit. Le mode de réalisation du circuit d'extension de dynamique employé avec le RNI 10 ci-dessus est représenté sur la figure 39, et la source de courant 14 de la figure 39 est constituée par RF,CD,CC et par l'intégrateur de réaction 24 de la figure 15 Les composants supplémentaires de la figure 39 avaient les valeurs suivantes: n de réfé Valeurs des composants rence Qs I 1 Z 10 n A (bloqué); Rsd (min) = 12,8 34 fm 8,33 Hz gain unité) T' V 8 = -2 V à O V, asservit v O à -2,3 V 36 Le TEC Qs f T = 500 Hz Vdd = + 5 V à + 0, 8 V V = -1,8 V rV 1 = -5 V à V 8 + 0,6 V V 2 = 0,9 V à -0,7 V f Tl = f T 2 = 8,33 Hz était un TEC MES au Ga As, et le circuit IL de CAG 30 était un circuit bien connu comprenant un détec- teur cr 8 te à crête suivi par une paire d'intégrateurs avec des seuils différents pour donner V 1 et V 2 Les sorties de l'intégrateur étaient filtrées pour réduire le bruit; et la limite positive de V 1 était établie par l'impédance du fil- tre de V 1 en combinaison avec la caractéristique de diode grille-source de Qs' Un étage post-amplificateur classique à s gain fixe était utilisé pour attaquer à la fois le détecteur cr 8 te à crète de CAG et une carte classique comportant un post-amplificateur à CAG et un régénérateur numérique. Comme indiqué précédemment, ce récepteur avait une dynamique simulée de 52 d B (optique) et une sensibilité optique de -50 d Bm à 1,3 lm et 44,7 Mbit/s. REVENDICATIONS 1 Récepteur non intégrateur (RNI 10, figure 1) des- tiné à amplifier un courant de signal is ayant une largeur de bande Af, comprenant: une borne d'entrée ( 18) à laquelle est appliqué un courant de signal is et une borne de sortie ( 16) sur laquelle apparaît une tension de sortie amplifiée vo, et un amplificate-ur de tension ( 12) ayant un gain en tension (-A) et connecté entre les bornes d'entrée et de sortie, ca- ractérisé en ce qu'un circuit de réaction négative intercalé entre lesdites bornes comprend une source de courant ( 14) des- tinée à générer un courant de réaction if qui est proportion- nel à vo et qui est soustrait de is au niveau de la borne d'entrée, et cette source de courant ( 14) a une transconduc- tance gf qui est pratiquement indépendante de la fréquence à l'intérieur de la largeur de bande Af, tandis que le gain de l'amplificateur de tension est suffisamment grand pour que, dans la largeur de bande ( A f) la résistance d'entrée équi- valente Re = 1/Agf de l'amplificateur soit inférieure à l'impédance de la capacité d'entrée du récepteur O T, afin que la réponse du récepteur ne présente pas d'intégration. 2 Récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal de courant est un signal numérique NRZ ayant un débit binaire B et, pour une réponse courant-tension sans intégration, on a Agf > 2 IT I 2 BOT, en désignant par 12 la seconde intégrale de Personick. 3 Récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'amplificateur et le circuit de réaction forment un circuit en boucle et, pour avoir un bruit Johnson faible, la résistance de sortie de la source de courant est relative- ment grande, tandis que pour la stabilité, le pôle de fréquen- ce du circuit de réaction est le pdle prédominant du circuit en boucle. 4 Récepteur selon l'une quelconque des revendica- tions 1 à 5, (figure 12), caractérisé en ce que la source de courant comprend un intégrateur de tension dont l'entrée réagit à vo, et la combinaison en parallèle d'une résistance de réaction R et d'une capacité de réaction O F réagit à la sortie de l'intégrateur de façon à appliquer if à la borne d'entrée, et les réponses en fréquence de l'intégrateur et de la combinaison sont mutuellement adaptées de façon que gf soit pratiquement constante en fonction de la fréquence à l'intérieur de à f. 5 Récepteur selon la revendication 4, combiné avec des moyens destinés à empecher la saturation de ce ré- cepteur à des amplitudes élevées du courant de signal (figu- res 33 ou 34), caractérisé en ce que ces moyens d'emptchement comprennent une résistance variable Rs connectée à la borne d'entrée, et un circuit de commande automatique de gain (CAG) qui réagit au courant de signal en changeant la valeur de la résistance lorsque le courant de signal atteint lesdites amplitudes élevées. 6 Récepteur selon l'une quelconque des revendica- tions 1 à 3 (figure 16), caractérisé en ce que la solurce de courant comprend: un transistor à effet de champ Q ayant une source, un drain, un canal couplant la source et le drains, et une grille destinée à commander la circulation du courant dans le canal, vo appliquant un signal d'entrée à la source ou au drain, tandis que l'autre de ces éléments applique if à la borne d'entrée; et des moyens destinés à polariser QF dans la région linéaire de sa caractéristique courant de drain-tension de drain. 7 Récepteur selon la revendication 6, caractérisé en ce que is a une composante de fréquence supérieure fm' QF a une conductance source-drain gsd et une capacité source- drain O sd, et en ce que Agsd > 2 Irm T et sd gs/21 rfm pour que le récepteur soit non in-tégrateur. 8 Récepteur selon la revendication 6, caractérisé en ce que F a une transconductance gminférieure à approxi- mativement 10-6 6 1. 9 Récepteur selon la revendication 7, combiné avec des moyens destinés à empocher la saturation du récepteur aux amplitudes élevées du courant de signal (figures 33 ou 40), caractérisé en ce que les moyens d'empêchement comprennent: une résistance variable Rs connectée à la borne d'entrée et un circuit de commande automatique de gain (GAG' qui réagit au courant de signal en changeant la valeur de la résistance lorsque le courant de signal atteint lesdites amplitudes éle- vées. Récepteur selon la revendication 1, combiné avec des moyens destinés à empocher la saturation du récepteur aux amplitudes élevées du courant de signal (figures 33 ou 34), caractérisé en ce que les moyens d'empêchement comprennent: une résistance variable Rs connectée à la borne d'entrée; et un circuit de commande automatique de gain (GAG) qui réagit au courant de signal en changeant la valeur de la résistance lorsque le courant de signal atteint lesdites amplitudes éle- vées. 11 Récepteur selon la revendication 10 (figure 38), caractérisé en ce que le circuit de CAG réagit au courant de signal en changeant le gain de l'amplificateur lorsque le courant de signal atteint lesdites amplitudes élevées.