FR 2516332 A1 19830513 FR 8218613 A 19821105 La présente invention se rapporte à des réseaux de séparation de signaux numériques et, plus particulèrement, à des réseaux de filtrage numérique qui produisent à la fois un signal numérique de filtre passe-bande et un signal numérique de filtre passe-bas. Dans des téléviseurs o le signal vidéo sur bande de base est traité sous forme numérique, il est fréquemment souhaitable de séparer les signaux qui occupent des bandes contiguës de fréquences Par exemple, quand un signal vidéo est filtré en peigne sur toute la largeur de bande vidéo pour séparer les composantes imbriquées de luminance et de chrominance, une certaine information de luminance est contenue dans une bande des basses fréquences à la sortie du filtre en peigne que l'on appelle normalement la sortie "de chrominance" Cette information de luminance à basse fréquence, appelée l'information de détail vertical, doit alors être séparée du signal de chrominance filtré en peigne qui est produit à la même sortie et être recombinée au signal de luminance filtré en peigne pour produire un signal de luminance totalement restauré Dans le système de télévision NTSC, le signal de chrominance s'étend jusqu'à environ 1,5 M Hz en dessous de la fréquence de sous-porteuse couleur de 3,58 M Hz et, pour une scène moyenne, sensiblement toute l'information de détail vertical est contenue dans la partie inférieure de 1,0 M Hz du signal produit à la sortie de "chrominance" Les composantes de luminance et de chrominance du signal à la sortie du canal de chrominance peuvent être séparées entre la fréquence supérieure du signal de détail verticaldel,0 M Hz et la fréquence inférieure du signal de chrominance de l'ordre de 2,1 M Hz. Un agencement pour séparer l'information de détail vertical et l'information de chrominance à la sortie du filtre en peigne de chrominance est indiqué dans le brevet U.S NO 4 096 516 Dans cet agencement, le signal vidéo est filtré en peigne par un système de donnée échantillonnée comprenant un filtre en peigne à dispositif à couplage de charge Le signal de chrominance filtré en peigne à la sortie du filtre en peigne de chrominance est séparé par deux filtres, chacun comprenant des éléments composés ou localisés de filtrage sélectif de fréquence Un filtre passe-bas ayant une bande passante de O à 1,5 M Hz sépare l'information de détail vertical de l'information de chrominance, et applique l'information de détail vertical au signal de luminance à la sortie du filtre en peigne de luminance Un filtre passe-bande applique les signaux de chrominance ayant passé par le filtre passe-bande, de la sortie du filtre en peigne de chrominance à un dispositif de traitement de signaux de chrominance. Dans un téléviseur numérique, o les signaux de luminance et de chrominance sont séparés par un filtre en peigne numérique, il est de même souhaitable de séparer l'information de détail vertical de l'information de chrominance pour une recombinaison avec le signal de luminance filtré en peigne quand le signal vidéo est filtré en peigne sur toute la bande des fréquences vidéo Afin de diminuer le nombre d'éléments de circuit qu'il faut pour accomplir la séparation, il est souhaitable d'utiliser un seul filtre ayant une sortie de filtre passe-bas pour l'information de détail vertical et une sortie de filtre passe-bande pour le signal de chrominance. Selon les principes de la présente invention, un filtre numérique est prévu o un certain nombre de signaux retardés et pondérés aux prises sont combinés à une première sortie, qui présente une première réponse de l'amplitude en fonction de la fréquence Le filtre comprend un registre à décalage ayant un-retard donné Les signaux non pondérés, retardés d'au moins une quantité égale à la moitié du retard donné, sont combinés aux signaux produits à la première sortie pour développer un signal à une seconde sortie ayant une seconde réponse de l'amplitude en fonction de la fréquence. Dans un premier mode de réalisation de l'invention, le registre à décalage d'un filtre à réponse impulsionnelle définie (FIR) est un registre à décalage à prise de sortie, avec les signaux aux prises qui sont pondérés et combinés dans un additionneur arborescent La sortie de l'additionneur arborescent présente une caractéristique de réponse de filtre passe-bande Les signaux à cette sortie sont alors combinés, par soustraction, avec les signaux pris à la prise centrale pour produire des signaux à une seconde sortie qui présente une caractéristique de réponse de filtre passe-bas. Dans un second mode de réalisation de l'invention, les signaux pondérés d'entrée sont appliqués aux prises d'un registre à décalage à prise d'entrée ayant une première sortie qui présente une caractéristique de réponse de filtre passe-bande Les signaux d'entrée retardés de la même quantité de temps par rapport à la première sortie en tant que signaux à un emplacement d'une prise centrale, sont combinés par soustraction aux signaux produits à la première sortie pour produire des signaux à une seconde sortie, qui présente une caractéristique de réponse de filtre passe-bas. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: la figure 1 illustre, sous forme de schéma-bloc, la section du dispositif de traitement de signaux vidéo numériques d'un téléviseur comprenant un réseau dé sépara- tion de signaux construit selon les principes de l'inventiory la figure 2 illustre, sous forme de schéma-bloc, un filtre FIR à prises de sortie construit selon les principes de l'invention; la figure 3 illustre, sous forme'de schéma-bloc, une représentation plus détaillée d'une partie du filtre FIR de la figure 2; les figures 4 et 5 montrent les courbes de réponse du filtre FIR des figures 2 et 3: et la figure 6 illustre, sous forme de schéma-bloc, un filtre FIR à prises d'entrée construit selon les principes de l'invention. En se référant à la figure 1, la section de traitement de signaux numériques sur bande de base d'un téléviseur, construite selon les principes de l'invention, est illustrée sous forme de schéma-bloc Des signaux vidéo sont fournis par une source de signaux vidéo 10 qui peut comprendre, par exemple, un détecteur vidéo dans un téléviseur Les signaux vidéo sont appliqués à un conver- tisseur analogique-numérique 12, qui convertit les signaux analogiques en signaux numériques sous forme de mots successifs de huit bits, par exemple Les signaux numériques sont appliqués à l'entrée d'un filtre en peigne numérique 14, qui sépare les signaux en signaux séparés conventionnelle- ment appelés signaux de luminance (Y) et de chrominance (C), bien que le signal de chrominance contienne également des composantes des basses fréquences du signal de luminance (détail vertical) Le filtre en peigne numérique 14 peut être construit pour fonctionner comme cela est décrit dans l'article intitulé "Digital Television Image Enhancement", de John P Rossi, 84 SMPTE en 545-51,( 1974) Le signal Y séparé est appliqué par un élément retardateur 16 à une entrée d'un additionneur 30 Le retard T de l'élément retardateur 16 est choisi pour correspondre sensiblement au retard rencontré par un signal de détail vertical tandis qu'il est traité par un réseau de séparation 20, qui est couplé entre la sortie C du filtre en peigne 14 et une seconde entrée de l'additionneur 30 L'additionneur 30 combine le signal de détail vertical au signal de luminance filtré en peigne pour produire un signal restauré de luminance Le signal Y restauré est appliqué à une entrée d'un additionneur 32, o une composante du signal d'accen- tuation verticale est ajoutée au signal Y restauré Le signal Y accentué résultant est appliqué au circuit 40 de traitement de signaux de luminance qui peut être contrôlé pour modifier la luminosité et le contraste du signal de luminance Le signal traité de luminance est converti à une forme analogique par un convertisseur numérique- analogique 56 et le signal analogique de luminance Y' est alors appliqué à une entrée d'une matrice 60. Le réseau de séparation 20, construit selon les principes de la présente invention, est couplé à la sortie C de chrominance du filtre en peigne 14 Le signal de chromi- nance C, qui comprend les composantes de détail vertical, est appliqué aux entrées d'un filtre passe-bande de chrominance 22 et d'un élément retardateur 24 Le filtre passe-bande de chrominance 22 produit un signal de chromi- nance qui est appliqué à l'entrée d'un circuit 50 de traitement de signaux de chrominance et à une entrée d'un soustracteur 26 L'éLément retardateur 24 retarde le signal de chrominance d'un retard t qui est choisi pour corres- pondre sensiblement au retard du filtre passe-bande 22. Le soustracteur 26 soustrait le signal de chrominance filtré en peigne et ayant passé par le filtre passe-bas, du signal de chrominance filtré en peigne et retardé pour produire, en vertu de l'annulation de l'information de chrominance, un signal de détail vertical, à sa sortie. Le signal de détail vertical est appliqué à l'additionneur et à l'entrée d'un dispositif de traitement non linéaire de signaux de détail 34, qui présente une fonction de transfert non linéaire que l'on peut voir sur la figure 1 et qui est décrit aux pages 12-15 de l'article intitulé "A CCD Comb Filter for Color TV Receiver Picture Enhancement Y' de D H Pritchard et publié au volume 41 de RCA Review aux pages 3 et suivantes (Mars 1980) Le dispositif de traitement non linéaire 34 sert à creuser les signaux de faible amplitude, à accentuer les signaux d'amplitude intermédiaire et à rogner ou atténuer les signaux de forte amplitude Le dispositif de traitement non linéaire 34 peut comprendre, par exemple, une mémoire à accès aléatoire (RAM), la fonction de transfert étant une fonction de la donnée stockée dans la RAM sous le contrôle d'un processeur (non représenté) Une nouvelle donnée peut être stockée dans la RAM par une commande du processeur d'une ligne de commande de lecture/écriture 36 et des lignes d'adresse de la RAM 38 pendant les intervalles vidéo inactifs, comme l'intervalle d'effacement vertical Le signal traité de détail vertical est appliqué à l'additionneur 32 sous forme d'un signal d'accentuation verticale. Le circuit 50 de traitement de signaux de chromi- nance peut comprendre un moyen d'accentuation de chrominance et un démodulateur de signaux de mélange de couleurs comme cela est décrit dans la demande de brevet U S NO 297 556 intitulée "DIGITAL COLOR TELEVISION SIGNAL DEMODULATOR", déposée le 31 Août 1981 Le circuit 50 de traitement de signaux de chrominance produit des signaux démodulés de mélange de couleurs, comme les signaux de différence de couleurs (B-Y) et (R-Y) ou les signaux I et Q Les signaux de mélange de couleurs sont convertis en une forme analo- gique par les convertisseurs numériques-analogiques 52 et 54, et les signaux analogiques de mélange de couleurs sont appliqués à la matrice 60 La matrice 60 combine les signaux de mélange de couleurs et de luminance pour produire les signaux de couleurs du rouge, du vert et du bleu pour un tube-image (non représenté). Dans l'agencement de la figure 1, le réseau de séparation 20 sert à séparer l'information de détail vertical, qui est contenue dans la partie des basses fré- quances du signal produit par le filtre en peigne de chrominance, de l'information de chrominance contenue dans la partie des hautes fréquences du signal produit par le filtre en peigne de chrominance Seul un filtre passe-bande est requis pour cette séparation lorsqu'un filtre FIR numérique est utilisé pour le filtre passe-bande de chrominance du fait des caractéristiques de phase linéaire du filtre Le signal filtré par le filtre passe-bande peut alors être soustrait du signal retardé et à pleine largeur O de bande, pour annuler l'information de chrominance sensi- blement sans résidu pouvant créer un "fourmillement de taches" aux bords du signal restauré de luminance, pour ne laisser que l'information de détail vertical pour réinsertion subséquente dans le signal de luminance filtré en peigne. Un réseau de séparation, adapté à une utilisation dans l'agencement de la figure 1 et construit selon les principes de l'invention, est représenté sur la figure 2. Le réseau de la figure 2 comprend un filtre FIR numérique, comprenant un registre à décalage 100 à prises, des circuits de fonction de pondération 102-118 et un agencement formant additionneur arborescent 120-130 Dans ce mode de réalisa- tion de la présente invention et les suivants, les flèches larges représentées sur les figures représentent des lignes parallèles de l'information numérique qui couplent des mots numériques d'un certain nombre de bits d'un élément à un autre. Sur la figure 2, les signaux de chrominance filtrés en peigne, par exemple, sous la forme de mots de huit bits, sont appliqués au premier étage du registre à décalage 100. Chaque étage du registre à décalage 100 est capable de stocker et de transférer temporairement un mot du signal de chrominance sous le contrôle d'un signal d'horloge. Ainsi, chaque étage du registre à décalage 100, numéroté de 1 à 21, peut simultanément contenir huit bits Le registre à décalage 100 présente un retard qui est un produit du nombre d'étages et de la durée du cycle du signal d'horloge Par conséquent, l'agencement de la figure 2 comprend un filtre FIR d'ordre 21 avec des prises couplées aux sorties des étages un, cinq, neuf, onze, treize, dix-sept et vingt-et-un. Les circuits de fonction de pondération 102-118 sont couplés aux prises de sortie du registre à décalage 100 et ils multiplient les signaux aux prises par les coeffi- cients fractionnés représentés sur la figure Le filtre FIR présente une réponse impulsionnelle qui est relativement concentrée autour de l'étage central à prise onze Les signaux de l'étage onze sont pondérés d'un demi dans cet exemple par le circuit de fonction de pondération 102 et les signaux pondérés à la prise sont appliqués alors à une entrée d'un additionneur 130 Les signaux des étages neuf et treize, tous deux placés à deux étages au loin de l'étage central onze, sont pondérés par le coefficient -( 5/16) par les circuits de fonction de pondération 108 et 118, et ils sont appliqués aux entrées de l'additionneur 120. Les signaux des étages cinq et dix-sept, tous deux placés à six étages au loin de l'étage central, sont pondérés par le coefficient ( 5/64) par les circuits de fonction de pondération 106 et 116, et ils sont appliqués aux entrées d'un additionneur 122 Les signaux des étages un et vingt-et-un, tous deux placés à dix étages de l'étage central, sont pondérés par le coefficient -( 1/64) par les circuits de fonction de pondération 104 et 114, et ils sont appliqués aux entrées d'un additionneur 124 La distribution symétrique des étages à prise un, cinq et neuf et treize, dix-sept et vingt-et-un autour de l'étage central onze, ainsi que la distribution symétrique des valeurs des fonctions de pondération, donnent au filtre FIR une caractéristique de phase-linéaire qui est nécessaire pour une annulation subséquente du signal-de chrominance. Les sorties des additionneurs 122 et 124 sont couplées aux entrées d'un additionneur 126, qui combine les signaux appliqués et dont la sortie est couplée à une entrée d'un additionneur 128 L'additionneur 128 combine les signaux produits par l'additionneur 126 aux signaux produits par l'additionneur 120, et sa sortie est couplée à une entrée de l'additionneur 130 L'additionneur 130 combine les signaux pondérés aux prises additionnés dans l'additionneur 128 aux signaux pondérésà la prise centrale, et il présente une caractéristique de réponse de filtre passebande à sa sortie Des signaux de chrominance ayant passé par ce filtre sont ainsi produits à la sortie de l'additionneur 130. Le retard du filtre FIR ci-dessus décrit est sensiblement égal au retard du signal de l'entrée du filtre à l'étage central onze, autour duquel est distribuée la réponse impulsionnelle du filtre L'élément retardateur 24 de la figure 1 était incorporé pour produire un retard d'équilibrage du trajet du signal sur toute la largeur de bande du réseau 20 Dans l'agencement de la figure 2, ce retard d'équilibrage est obtenu en couplant la sortie de l'étage onze à une entrée du soustracteur 26 Les signaux filtrés en peigne de chrominance d'entrée sont ainsi retardés d'un retard d'équilibrage de onze étages à la sortie à prise de l'étage onze et les signaux non pondérés sur toute la largeur de bande de l'étage onze sont appliqués à l'entrée du soustracteur 26 Le soustracteur 26 soustrait les signaux de chrominance filtrés par le filtre passe- bande qui sont produits par l'additionneur 130, des signaux sur toute la largeur de bande pour annuler l'information de chrominance des signaux sur toute la largeur de bande, et ne laisser que l'information de détail vertical à la sortie du soustracteur 26 L'agencement est flexible parce que les signaux sur toute la largeur de bande peuvent également être dérivés de tout point o sont produits des signaux sur toute une largeur de bande,d'une phase appro- priée pour une annulation. La figure 3 montre un mode de réalisation plus détaillé des circuits de fonction de pondération et de l'agencement de l'additionneur arborescent de la figure 1. Sur la figure 3, la prise de sortie de l'étage un du registre à décalage 100 est désignée par "T 1 ", la prise de sortie de l'étage cinq est désignée par "T 5 " et autres. Comme les coefficients des fonctions de pondération de la figure 2 ont tous des dénominateurs qui sont des puissances de deux, les signaux aux prises peuvent être pondérés par une technique de décalage et d'addition, qui permet d'éviter la nécessité de multiplicateurs de coefficient Par exemple, la sortie à la prise de l'étage cinq (T 5) est divisée par soixante-quatre comme le montre le bloc 154 et elle est divisée par seize comme cela est indiqué par le bloc 158. Les divisions sont accomplies en couplant les bits d'ordre supérieur appropriés de la prise T 5 aux entrées des bits d'ordre inférieur appropriées d'additionneurs subséquents 174 et 176, respectivement Le bloc 154 marque le couplage des * 10 trois bits d'ordre supérieur de la prise T 5 aux trois entrées des bits d'ordre inférieur d'une entrée de l'additionneur 174, ce qui divise effectivement les signaux de sortie à la prise par soixante-quatre De même, les cinq bits d'ordre supérieur de la prise T 5 sont couplés aux cinq entrées des bits d'ordre inférieur d'une entrée de l'addi- tionneur 176, pour effectuer une division par seize (qui est indiquée par le bloc 158) Les signaux pondérés aux. prises sont éventuellement additionnés à la sortie de l'additionneur 194 avec pour résultat que la sortie à la prise de l'étage cinq est pondérée par ( 1/64)+( 1/16)= 5/64. Sur la figure 3, les blocs 150-170 des fonctions de pondéra- tion indiquent tous un couplage semblable à des addition- neurs subséquents, avec le bit le moins important de chaque entrée d'additionneur ayant une valeur de 2- Sur la figure 3, les signaux de la prise T 1 sont divisés par soixantequatre (ce qui est indiqué au bloc 150) à leur application à une entrée d'un additionneur 172 Les signaux de la prise T 21 sont divisés par soixante-quatre (ce qui est indiqué par le bloc 152) à leur application à une seconde entrée de l'additionneur 172 Les signaux de la prise T 17 sont divisés par soixante-quatre (ce qui est indiqué au bloc 156) dans leur application à une secondé entrée de l'additionneur 174 et sont également divisés par seize (ce qui est indiqué-au bloc 160) à leur application à une seconde entrée de l'additionneur 176 Les signaux de la prise centrale T 11 sont divisés par deux (ce qui est indiqué par le bloc 170) à leur application à une entrée d'un additionneur 186 Les signaux non pondérés de la prise T 11 sont également appliqués à une entrée d un additionneur 198 Les signaux de la prise T 9 sont divisés par quatre et par seize (ce qui est indiqué par les blocs 162 et 166 respectivement) dans leur couplage aux entrées des additionneurs 178 et 180, respectivement Les signaux de la prise T 13 sont divisés par quatre et par seize (ce qui est indiqué auxblocs 164 et 168 respectivement) dans leur couplage aux secondes entrées des additionneurs 178 et 180, respectivement. La sortie de l'additionneur 174 est couplée à une entrée d'un additionneur 184 et la sortie de l'additionneur 172 est couplée à une seconde entrée de l'additionneur 184 par un circuit inverseur 182, en même temps qu'un bit d'entrée " 1 " logique à l'additionneur 184 L'inversion et le bit d'entrée produisent le complément à deux de la sortie de l'additionneur 172, ce qui rend effectivement les coefficients de signaux des étages un et vingt-et-un négatifs La sortie de l'additionneur 184 est couplée à une entrée d'un additionneur 192. Les sorties des additionneurs 178 et 180 sont couplées aux entrées d'un additionneur 188 La sortie de l'additionneur 188 est couplée par un circuit inverseur 190, à une entrée de l'additionneur 192 en même temps qu'un bit d'entrée à un niveau logique " 1 " Cette inversion et ce bit d'entrée produisent le complément à deux de la sortie de l'additionneur 188 pour rendre négatifs les coefficients des étages à prise neuf et treize. La sortie de l'additionneur 176 est couplée à une seconde entrée de l'additionneur 186, dont la sortie est couplée à l'entrée d'un additionneur 194 La sortie de l'additionneur 192 est couplée à une seconde entrée de l'additionneur 194 Comme tous les signaux pondérés aux prises sont combinés dans le signal à la sortie de l'addi- tionneur 194, cet additionneur présente la caractéristique souhaitée de filtre passe-bande pour les signaux de chrominance La sortie de l'additionneur 194 est couplée à une entrée de l'additionneur 198 par un circuit inverseur 196 qui, avec un bit d'entrée " 1 " logique, accomplit le complément à deux des signaux de chrominance pour une soustraction du signal sur toute la largeur de bande à la prise centrale T 11 La sortie de l'additionneur 198 présente ainsi une caractéristique de réponse de filtre passe-bas o est obtenue l'information de détail vertical à basse fréquence. Les caractéristiques de réponse aux sorties des 16332 agencements des figures 2 et 3 sont représentées sur les figures 4 et 5 pour la condition o la fréquence du signal d'horloge est de l'ordre de 14,32 M Hz, la grandeur étant indiquée sur l'axe des ordonnées et la fréquence sur l'axe des abscisses La caractéristique de réponse de filtre passe-bande 200, présentée à la sortie de l'additionneur 130 sur la figure 2 (qui correspond à l'additionneur 194 de la figure 3) est représentée sur la figure 4 On peut voir que la courbe de réponse de la figure présente une certaine réponse entre environ 0,7 et 1,1 M Hz, mais les signaux dans cette plage de fréquences sont atténués de plus de d B par le filtre passe-bande FIR On peut voir que l'extrémité des fréquences supérieures de la bande passante roule entre 5 et 6 M Hz, mais il faut se souvenir que le signal vidéo sur bande de base aura habituellement été diminué au-delà de 4,2 M Hz par la caractéristique de réponse à fréquence intermédiaire du téléviseur Ainsi, il n'y aura sensiblement pas de signaux contenus dans la bande passante au-dessus de 4,2 M Hz. La sortie de l'additionneur 26 sur la figure 2 (qui correspond à l'additionneur 198 de la figure 3) présente la caractéristique de réponse passe-bas 210, que l'on peut voir sur la figure 5 La caractéristique 210 contiendra l'information de détail vertical du filtre en peigne de chrominance pour le canal de luminance La partie 212 de la courbe de réponse représentée sur la figure 5 est au-dessus de la fréquence de coupure de la bande passante des fréquences intermédiaires de télévision de 4,2 M Hz sur la bande de base, et on ne trouvera sensiblement pas de contenu de signal au-dessus de cette fréquence. Le réseau de séparation de la présente invention peut être configuré en un mode de réalisation à prise d'entrée comme le montre la figure 6 Dans ce mode de réalisation, un registre à décalage 302 à vingt étages est utilisé dans le filtre FIR, avec des additionneurs 320-330 insérés entre des segments de deux et quatre étages du registre à décalage Les signaux pondérés d'entrée du signal filtré en peigne de chrominance appliqué à l'entrée 300 du filtre sont appliqués par des circuits de fonction de pondération 304-316, à l'entrée d'un premier étage du registre à décalage 302 et aux additionneurs intermédiaires. Les étages du registre à décalage sont ordonnés par un signal commun d'horloge. Le signal d'entrée de chrominance filtré en peigne est appliqué à l'entrée du premier étage et à une entrée d'un additionneur 330 par les circuits de fonction de pondération 304 et 316, qui pondèrent les signaux appliqués par -( 1/64) L'additionneur 330 a une seconde entrée qui est couplée à la sortie du dernier étage vingt du registre à décalage Le signal d'entrée est appliqué à une entrée d'un additionneur 320, qui est couplé entre les étages- quatre et cinq du registre à décalage, par un circuit de fonction de pondération 306 Le signal d'entrée est appliqué à une entrée d'un additionneur 328, qui est couplé entre les étages seize et dix-sept du registre à décalage, par un circuit de fonction de pondération 314 Les circuits de fonction de pondération 306 et 314 pondèrent les signaux d'entrée par un facteur de ( 5/64) Le signal d'entrée est pondéré par un facteur de -( 5/16) par les circuits de fonction de pondération 308 et 312, qui sont couplés aux entrées des additionneurs 322 et 326, respectivement. L'additionneur 322 est couplé entre les étages huit et neuf du registre à décalage, et l'additionneur 326 est couplé entre les étages douze et treize du registre à décalage. Le signal d'entrée est pondéré par un facteur d'un demi par le circuit de fonction de pondération 310 et il est appliqué à une entrée d'un additionneur 324, qui est couplé entre les étages dix et onze. La réponse impulsionnelle du filtre FIR de la figure 6 est concentrée autour de l'additionneur 324, qui est placé à la même distance des premier et dernier étages. Les composantes pondérées s'accumulent dans les addition- neurs tandis qu'elles passent à travers le registre à décalage et les additionneurs, la caractéristique finale de filtre passe-bande étant présentée à la sortie de l'additionneur 330 Afin de séparer l'information de détail vertical de l'information de chrominance, le signal de chrominance filtré sur bande passante est appliqué à une entrée d'un moyen de combinaison par soustraction 350, qui soustrait l'information de chrominance du signal d'entrée sur toute sa largeur de bande Comme laréponse impulsionnelle centrale du filtre FIR à l'additionneur 324 est séparée de la sortie, en temps, de dix étages du registre à décalage onze à vingt, le signal sur toute la largeur de bande est appliqué à la seconde entrée de l'additionneur 350 par un registre à décalage d'équilibrage 340 Le registre à décalage 340 comprend également dix étages de registre à décalage et il est ordonné par le même signal d'horloge que le registre à décalage 302 Les sorties de l'additionneur 330 et du moyen de combinaison par soustraction 350 présentent les réponses de filtre passe-bande et de filtre passe-bas qui sont respectivement représentées sur les figures 4 et 5. Dans l'agencement de la figure 6, on suppose que les additionneurs ne contribuent sensiblement pas à la propagation du retard des signaux appliqués Si 2 esaddi- tionneurs utilisés ont des temps sensibles de propagation, il peut être souhaitable d'insérer un étage supplémen- taire de registre à décalage dans le trajet de signaux entre la sortie de l'additionneur 330 et l'entrée du moyen de soustraction 350 Un étage supplémentaire de compensation doit alors être ajouté au registre à décalage d'équi- librage 340. Quand les filtres FIR de la présente invention fonctionnent en utilisant des données codées décalées dont le complément à deux est pris, o la donnée est distribuée autour d'un point de valeur nulle au centre du système de numéros, des formes de filtre complémentaires peuvent être obtenues en inversant simplement les signes des coefficients des fonctions de pondération et/ou les signes des deux derniers étages de combinaison de signaux Par exemple, si les signes des coefficients des fonctions de pondération des circuits 104, 106, 108, 114, 116 et 118 de la figure 2 sont tous inversés, l'additionneur 130 présente la caractéristique de réponse de filtre passe-bas et le soustracteur 26 présente la caractéristique de réponse de filtre passe-bande Si, de plus, l'additionneur 130 est changé pour un soustracteur et que le soustracteur 26 est changé pour un additionneur, l'additionneur 26 présente la réponse de filtre passe-bas mais le soustracteur 130 présente une réponse de filtre passe-bande avec une inversion de la polarité de l'information filtrée par rapport à l'information à l'entrée du filtre Par ailleurs, si, dans le mode de réalisation de la figure 2, le signal sur toute la largeur de l'étage onze est soustrait de la sortie de l'additionneur 130 au lieu de l'inverse, le soustracteur 26 présente une caractéristique de réponse de filtre passe-bas avec une inversion de phase Ces formes complémentairespeuvent être souhaitables dans les applica- tions o les étages subséquents de traitement de signaux nécessitent des signaux dont la phase est inversée. L'analyse a montré qu'au moins douze de ces formes complé- mentaires sont possibles pour le mode de réalisation de la figure 2 Des formes complémentaires peuvent de même être obtenues pour le mode de réalisation de la figure 6 en changeant les signes des coefficients de pondération et/ou le sens de l'additionneur 330 et du soustracteur 350. On peut noter que les réseaux de séparation selon l'invention ont une application dans des téléviseurs o l'information de luminance et de chrominance n'est pas séparée par un filtrage en peigne Les signaux de luminance et de chrominance peuvent alors être séparés directement par les réseaux de séparation Dans un tel récepteur, les valeurs des coefficients des fonctions de pondération ou de la fréquence d'horloge du filtre FIR peuvent être ajustées pour relocaliser les fréquences de passage par zéro (bandes de transition) des caractéristiques de réponse de sortie à une valeur supérieure Dans le système de télévision NTSC, cette fréquence de passage par zéro sera de l'ordre de 3,2 M Hz Le filtre passe-bas de sortie dans un tel agencement laissera passer les signaux jusqu'à environ 3,2 M Hz et le filtre passe-bande de sortie produira des signaux à des fréquences de 3,2 M Hz jusqu'à la limite supérieure de la plage des fréquences vidéo Quand le signal vidéo numérique à la sortie de l'additionneur analogique/numérique est appliqué à l'entrée du réseau de séparation, des signaux d'information de luminance sont produits à la sortie qui présente la réponse de filtre passe-bas et des signaux d'information de chrominance sont produits à la sortie qui présente la réponse de filtre passe-bande. R E V E N D I C A T I O N S 1. Dispositif, dans un téléviseur, comprenant une source de signaux vidéo numériques, caractérisé par un filtre en peigne ( 14) répondant aux signaux vidéo numériques pour produire un signal de sortie compre- nant des bandes de fréquencesdes signaux de luminance et des signaux de chrominance; un moyen retardateur ( 100; 302, 340) ayant une entrée répondant au signal de sortie du filtre en peigne, pour retarder les signaux appliqués, et comprenant un registre à décalage ( 100; 302) ayant un certain nombre de prises de signaux ( 1-21; 1-20), ledit registre à décalage présentant un retard donné entre son entrée et sa sortie, ledit moyen retardateur produisant également un signal d'entrée non pondéré retardé d'une quantité de temps qui est égale à au moins la moitié dudit retard donné; un moyen de couplage de signaux pondérés ( 102-118; 304-316) couplé à des prises respectives de signaux dudit registre à décalage, pour pondérer les signaux y passant; un moyen ( 120-130; 320-330) couplé audit moyen de couplage de signaux pondérés et fonctionnant en combinaison avec ledit registre à décalage pour produire, à une sortie présentant une première caractéristique de réponse de l'amplitude en fonction de la fréquence, un premier signal de luminance et un premier signal de chrominance; et un moyen ( 26, 350) ayant une première entrée couplée à la sortie dudit moyen producteur de signaux et une seconde entrée couplée audit moyen retardateur pour recevoir ledit signal d'entrée retardé et non pondéré, pour combiner les signaux appliqués pour produire, à une sortie présentant une seconde réponse caractéristique de l'amplitude en fonction de la fréquence, un second des signaux de luminance et de chrominance. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que: 18- le registre à décalage ( 100) a son entrée couplée pour recevoir le signal à la sortie du filtre en peigne et les prises dé signaux ( 1-21) sont des prises de sortie qui sont placées autour d'une prise de sortie placée centrale- ment ( 11); le moyen de couplage de signaux pondérés ( 102-118) a une entrée couplée aux prises de sortie, et a une sortie pour les signaux pondérés appliqués; le moyen de production de signaux ( 120-130) a une entrée couplée à la sortie du moyen de couplage de signaux pondérés; et le moyen de combinaison de signaux ( 26) a sa seconde entrée couplée à la prise de sortie placée centralement pour en recevoir les signaux retardés non pondérés. 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que le moyen de couplage de signaux pondérés ( 102-118) comprend un certain nombre de circuits de fonction de pondération placés symétriquement autour de la prise de sortie centrale ( 11), et présentant des valeurs de fonction de pondération qui sont disposées symétriquement autour de ladite prise centrale; et le moyen producteur de signaux ( 120-130) comprend une configuration d'additionneur arborescent couplée aux circuits de fonction de pondération et ayant une sortie qui présente la première caractéristique de l'amplitude en fonction de la fréquence. 4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que la configuration d'additionneur arborescent ( 120-130) comprend un étage additionneur final ( 130) ayant une première entrée couplée pour recevoir les signaux pondérés aux prises des prises de sortie ( 1-21) et une seconde entrée couplée pour recevoir les signaux pondérés de la prise centrale ( 11). 5 Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que le moyen de combinaison de signaux ( 26) comprend un moyen de combinaison de signaux par soustraction ( 26) pour combiner, par soustraction, les signaux produits à la prise centrale ( 11) à des signaux produits par l'étage additionneur final ( 130). 6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que le moyen de combinaison de signaux par soustraction ( 26) comprend un additionneur ( 198) et un moyen ( 196; CI=" 1 ") pour prendre le complément à deux des signaux appliqués audit additionneur. 7. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que: le moyen producteur de signaux ( 320-330) comprend un certain nombre d'additionneurs; le registre à décalage ( 302) comprend un certain nombre d'étages ( 1-20), lesdits additionneurs étant alterna- tivement couplés entre certains desdits étages, et présentant un retard donné entre un étage central ( 10) et un étage final ( 20); le moyen de couplage de signaux pondérés ( 304-316) répond aux signaux vidéo pour appliquer des signaux vidéo pondérés aux étages alternativement couplés du registre à décalage ( 1-20) et aux additionneurs ( 320-328); et le moyen de production de signaux ( 330) est de plus couplé à l'étage final du registre à décalage et au moyencb couplage de signaux pondérés pour produire une somme de signaux pondérés et retardés à la sortie. 8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que le moyen de couplage de signaux pondérés ( 304-316) comprend un certain nombre de circuits de fonction de pondération. 9 Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que le moyen de production de signaux ( 320-330) comprend un additionneur final ( 330). 10. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que le moyen retardateur ( 302,340) comprend un second registre à décalage ( 340) présentant un retard qui est sensiblement égal au retard de la moitié du premier registre à décalage nommé ( 302) pour produire le signal d'entrée retardé non pondéré. 11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que le moyen de combinaison de signaux ( 350) comprend un moyen de combinaison de signaux par soustraction pour combiner, par soustraction, les signaux produits par l'additionneur final ( 330) du moyen de production de signaux et des signaux produits par le second registre à décalage ( 340). 12. Dispositif selon la revendication 11, caractérisé en ce que le moyen de combinaison de signaux par soustraction ( 350) comprend un additionneur ( 198) et un moyen ( 196, CI= 1) couplé à une entrée dudit additionneur pour prendre le complément à deux d'un signal appliqué. 13. Dispositif selon la revendication 3 ou 8, caractérisé en ce que les circuits de fonction de pondéra- tion ( 102-118; 304-316) comprennent des circuits de décalage et d'addition.