FR 2511819 A1 19830225 FR 8214475 A 19820823 2 11819 L'invention concerne des émetteurs pour courants port- teurs, conçus pour fonctionner sur des lignes de transport d'énergie à courant alternatif Le circuit est conçu de façon à accepter un signal de forme triangulaire, tel que décrit à propos de la demande de brevet EtatsUnis N O 289 334, déposé le 3 août 1981 pour "Oscillateur à Commande par la Tension, à Grande largeur de Bande, à Faible Coefficient de Température", et présenté ici à titre de référence Cet oscillateur dévelop- pe un signal à une fréquence commandée par la tension, sur une gamme relativement large, qui comprend les bandes de courants porteurs les plus recherchées Comme la ligne présente une im- pédance complexe, ces émetteurs doivent être à même de délivrer des puissances notables sur des charges résistives et/ou réac- tives très variables. L'invention a pour but de créer un amplificateur capable de fournir un signal de 300 k Hz à une ligne à courant alterna- tif, avec un bon rendement. L'invention a aussi pour but de créer un amplificateur possédant une sortie de courant de façon à être protégé con- tre des courts-circuits et à pouvoir exciter une charge ayant une impédance pratiquement quelconque. Enfin, l'invention a aussi pour but de créer un ampli- ficateur capable d'exciter une ligne à courant alternatif et comprenant un dispositif de protection contre les ondes de surtension de la ligne, qui fonctionne même quand l'ampli- ficateur est au repos L'invention propose à cet effet un dispositif réalisé selon la technologie des circuits intégrés comme suit: un amplificateur de courant est couplé de façon à exciter une charge de circuit accordé, laquelle est couplée à la ligne à courant alternatif; l'étage de sortie comprend un limi- teur de surtension commandé par une diode Zener, et qui pro- duit une conduction du transistor de sortie quand il y a dans la ligne une surtension qui dépasse la tension du Zener, l'amplificateur de courant est commandé par un étage excita- teur à commande automatique de niveau, qui capte le signal de sortie et réduit le gain quand la sortie dépasse un seuil prédéterminé la commande automatique de niveau est elle-même commandée par > 511819 le courant, à partir d'un circuit conformateur qui accepte un signal d'entrée triangulaire et produit une excitation sinusoïdale L'amplificateur selon l'invention possède aus- si un moyen permettant de mettre à l'arrêt l'émission sans gêner l'action du limiteur de surtension, et permettant aussi une augmentation du niveau du signal émis à l'aide de composants extérieurs. L'invention sera mieux comprise en regard de la descrip- tion ci-après et des dessins annexés, qui représentent des exemples de réalisation de l'invention, dessins dans lesquels La Figure 1 est un schéma fonctionnel du circuit selon l'invention; La Figure 2 est un diagramme schématique d'un circuit intégré selon l'invention. La Figure 1 est un schéma de l'émetteur selon l'inven- tion L'entrée se présente sous la forme d'un signal trian- gulaire appliqué entre les bornes 9 et 10 Quand ce signal traverse l'étage conformateur 11, il produit une onde sinusoïdale Le signal sinusoïdal ainsi produit est ap- pliqué à l'une des entrées d'un circuit 12 de commande au- tomatique de niveau (ALC), qui excite l'amplificateur de puissance 14 Un circuit oscillant final 15 est excité par l'amplificateur de puissance 14 de façon à produire un signal de sortie sinusoïdal aux bornes 17 et 18, qui représentent la sortie de l'émetteur Le condensateur 16 est choisi de façon à présenter une faible impédance à la fréquence de la porteuse, mais une impédance relativement élevée en courant continu et aux fréquences, inférieures, de la ligne ( 60 Hz) Les bornes 17 et 18 peuvent donc être connectées aux lignes pour donner un système de télécommunication par courant porteur Le cir- -cuit ALC 12 possède une deuxième entrée, obtenue à partir du signal de sortie du circuit oscillant final 15 Un condensa- teur 13 est chargé proportionnellement à la valeur de crête du signal de sortie et réduit le signal émis par l'intermé- diaire du circuit ALC 12, ce qui crée une boucle de rétro- action négative, qui maintient la valeur souhaitée de la ten- sion de sortie, qui est relativement indépendante de la charge du signal de la ligne Une pleine puissance n'est appliqué à 2511 R 19 la ligne que quand les conditions de charge le justifient, de sorte qu'il n'y a aucune perte de puissance. En effet, dans des conditions représentatives, l'amplifi- cateur de puissance 14 fonctionne en classe A et donne une puissance de sortie avec un rendement d'environ 35 %. Le circuit de la Figure 2 fonctionne à partir d'une ali- mentation de 18 volts branchée entre la borne 20 et la borne de terre 22 Une alimentation de 10 volts est couplée entre la borne 21 et la borne de terre 22 Dans la pratique, on peut obtenir l'alimentation de 10 volts à partir d'un régulateur de tension interne classique, non-représenté, fonctionnant à partir de la ligne de 18 volts. Les transistors 25 et 26 fonctionnent comme un amplifica- teur différentiel excité à partir des bornes 9 et 10 Les résistances 28 et 29 ont pour but de dégénérer l'amplificateur, dont le courant de queue I 1 est fourni par le transistor 27. La source de courant 45 envoie un courant I 2 à travers le transistor 44, qui fonctionne comme une diode en raison du couplage créé par le transistor 27 La résistance 30 a (en même temps que la résistance identique 3 Qb) renvoie la base du transistor 44 à la terre et transporte un courant égal à VBE 44, divisé par la résistance 30 a La résistance 31 est choisie, relativement à la valeur de la résistance 41, de façon que Il soit égal à 90 % de l'intensité du courant dans la résistance 30 a, I 6 étant égal à 110 % de ce courant. La source de signaux couplée entre les bornes 9 et 10 est de préférence obtenue à la sortie triangulaire d'un oscil- lateur du type décrit dans la demande, Etats-Unis numéro 289 334 déposée le 3 août 1981 Comme cette forme d'onde triangulaire possède une amplitude crête à crête d'environ 2 VBE, l'excitation du conformateur 11 se fera loin dans ses zones à réponse non-linéaire Sa réponse réduite, pour les valeurs extrêmes des signaux, va convertir la tension d'entrée triangulaire en une forme d'onde sinusoïdale du courant de signaux I 3 dans le collecteur du transistor 26 Grâce à un choix convenable des résistances 28 et 29, ainsi que du courant de queue et de la commande des signaux, on peut obtenir une très bonne approximation d'une forme sinusoïdale I 3 présentera des valeurs d'environ 99 % et i %, respectivement pour la crête supérieure et la crête inférieure, par rapport à I= 0 '9 VBE 44/R 3 Oa' Le courant de collecteur I 3 du transistor 26 s'écoule sous la forme d'un courant de queue dans les transistors 33 et 34, à connexion différentielle La source de courant 35 envoie un courant inverse 14 à travers la diode Zener 36, qui travaille en claquage inverse, pour créer une tension représentative de 7 volts à la base du transistor 34. Un courant I 5 s'écoulant dans le collecteur du transistor 37 est envoyé dans le collecteur du transistor 34 et est ajusté de façon à dépasser légèrement la valeur de crête de I 3. La relation exacte entre 13 et I 5 est la suivante: I 5 est fixé à 86 % de 16 par l'intermédiaire des résistances 42 et 43, inégales mais dont le rapport est rigoureusement défini, dans le miroir de courant défini par les transistors 37, 38 et 39 On donne aussi à I 6 une valeur en pourcentage ( 110 %) bien précise de VBE 44/R * On a donc I 5 = 0,95 VBE 44/R Mais I 3 est compris entre l % et 99 % de 0,9 VBE 44/R c'est-à-dire entre environ 0,01 et 0,89 VBE 44/R Le courant différentiel I 5 I 3 est donc égal à 0,06 à 0,94 VBE 44/R et s'écoule à travers la diode de claquage 45 sous la forme d'un courant de signal d'attaque dans labase du transistor 46. On peut voir que si les diodes 36 et 45 ont approximati vement la même tension Zener, le collecteur du transistor 34 sera toujours d'environ VBE 46 plus positif que sa base Cela évite toute possibilité de saturation dans le transistor 34, qui joue le rôle de commande du courant de signal par l'intermédiaire dé la diode de déplacement de niveau 45, pour déterminer le courant de base dans le transistor 46. Si le transistor 46 est conçu de façon à être adapté au transistor 44, et si la source de charge 47 produit une inten- sité I 7 égale à celle de I 2, la valeur de VBE sera la même pour les deux transistors Cela signifie que le potentiel à la base du transistor 46 est le même que le potentiel à la base du transistor 44 La rétroaction force le courant, égal à 0,06 à 0,94 VBE 44/R, à s'écouler à travers la résistance de a rétroaction 48 Comme 48 est égal à 30 a, la chute de tension aux bornes de cette résistance est de 0,06 à 0,94 VBE 44 Par rapport à la terre (et donc aux bornes de la résistance 49), le potentiel est égal à VBE 44 ( 0,06 à 0,94 VBE 44), soit justement 0,06 à 0,94 VBE 44 Comme la résistance 49 est faible par rapport à 48, le courant qui la traverse présente une intensité élevée par rapport au signal d'attaque de I 5 I 31 ce qui donne un gain de courant de valeur importante, mais contrôlée L'action de la rétroaction a pour conséquence que le transistor de sortie 52 conduit ce courant amplifié, et il se développe dans le collecteur de ce dispositif une ten- sion de sortie proportionnelle à la charge. Le transistor 46 est un onduleur à gain élevé, qui pré- sente un condensateur 50 couplé entre la sortie et l'entrée pour créer un intégrateur commandé par le courant Cette compensation de fréquence introduit une pondération de 6 db par octave du gain en fréquence et crée une configuration stable d'amplification Les transistors 51 et 52 sont couplés pour créer une paire de Darlington qui attaque le circuit oscillant final 15 pour produire un signal de sortie aux bornes 17 et 18. Il convient de noter que l'émetteur de sortie de la paire de Darlington attaque la résistance 49 La résistance 48 fournit une rétroaction négative à la base du transistor 46. Comme les signaux en les deux extrémités de la résistance 48 sont égaux et déphasés, on peut voir que le gain en courant de l'amplificateur comprenant les transistors 46, 51 et 52 est égal au rapport entre la résistance 48 et la résistance 49, plus un Avec un rapport, entre les résistances, égal à 200, et une valeur de crête d'environ 300 microampères pour le signal d'attaque, un courant de signal de 60 milliampères d'intensité de crête s'écoule dans le circuit oscillant final pour exciter un signal de ligne par courant porteur Comme on utilise une commande par courant, une charge d'impédance trop faible n'aura aucun effet négatif et, si l'on a une charge d'impédance trop élevée, la tension du signal au collecteur du transistor 52 augmente et actionne le circuit de commande automatique de niveau (ALC) pour éviter une satura- tion de l'amplificateur et donc une distorsion des signaux. Le circuit ALC fonctionne comme suit: dans la situation décrite ci-dessus, on prend en compte la situation correspon- dant à un signal maximum Le condensateur 13 s'est déchargé de façon à couper le transistor 33 Il convient de noter que la résistance 55 couple le collecteur du transistor 52 (le point d'impédance élevée du circuit oscillant 15) au collec- teur du transistor 56 Il faut bien comprendre que le transis- tor 56 fonctionne à l'état inversé Son collecteur normal est utilisé-en tant qu'émetteur, et son émetteur normal est uti- lisé en tant que collecteur Ainsi, la flèche de l'émetteur telle que représentée est dirigée dans le sens inverse de l'écoulement effectif du courant La base du transistor 56 est couplée à une source de tension de référence à la borne 57. D'une manière représentative, cette tension de référence est d'environ 8 VBE supérieure à la terre, ou est d'environ 4,8 volts L'émetteur (en fait, le collecteur inversé) du transis- tor 56 est couplé au transistor à double collecteur 58 L'un 2 Q des collecteurs du transistor 58 est couplé rétroactivement à sa base de sorte qu'il ne s'agit que d'un miroir de courant. Si les deux collecteurs sont égaux, le miroir de courant présente un gain unité. Il convient de noter que, quand la base du transistor 56 est à 4,8 volts et que son émetteur (collecteur inversé) est à 9,4 volts, la différence n'est que de 4,6 volts, ce qui est très inférieur à la tension de claquage du Zener Comme le collecteur (émetteur inversé) du transistor 56 est renvoyé à l'alimentation de 18 volts par l'intermédiaire de la résis- tance 55,on peut voir que l'on ne peut pas utiliser un tran- sistor 56 normalement monté, car on dépasserait sa tension de claquage normale entre l'émetteur et la base Le montage inversé évite ce phénomène Bien qu'un transistor inversé présente un faible gain de courant base-collecteur, cette fai- ble valeur du gain ne présente aucun problème dans le montage à base commune représenté. En cours de fonctionnement, quand le signal au niveau du collecteur du transistor 52 oscille en-dessous d'environ 4,2 volts, il met en marche le transistor 56 et un courant émet- teur s'écoule dans la résistance 55 Cette impulsion de cou- rant est symétrisée par le transistor 58 pour charger le con- densateur 13 Au fur et à mesure que se charge le condensateur 13, il va, à un moment donné, allumer le transistor 33, et une partie de I 3 va être déviée de sa fonction normale d'attaque du transistor 46 par l'intermédiaire du transistor 34 Au fur et à mesure que se charge le condensateur 13, il aura pour effet de réduire le signal de commande jusqu'à ce que l'oscillation du signal au collecteur du transistor 52 soit juste suffisante pour garder le transistor 56 suffisamment allumé pour conserver la charge du condensateur Le courant de base et/ou de fuite sert normalement à décharger lecondensa- teur 13 Ainsi, la charge du condensateur 13 ajuste automati- quement le signal _d'excitation- du circuit oscil- lant 15, de façon à obtenir une tension de sortie cons- tante même s'il y a une variation des conditions ambiantes et des conditions de charge. La diode Zener 60 est couplée à la paire de Darlington de façon à créer un systèmede limitation de surtension dans la ligne, comme suit: en fait, la diode 60 est une combinaison, ou cascade, de six diodes émetteur-base, donnant une tension de claquage par effet Zener d'environ 42 volts Si une surtension dans la ligne produit une impulsion de tension, au niveau du collecteur, supérieure à environ 43 volts, la diode Zener 60 commence à conduire, ce qui met en marche le transistor 51 et donc le transistor 52 Si le transistor 52 est construit de façon à supporter un courant d'intensité de crête élevée grâce à l'utilisation de plusieurs émetteurs convenablement ballastés, il sera capable de limiter une sur- tension de faible durée bien à l'intérieur de son régime de dissipation La résistance 61 a pour but de permettre l'action de limitation des surtensions même si l'émetteur est hors service. Le transistor 63 est la commande de mise hors service de l'émetteur Son collecteur-émetteur est parallèle I celui du transistor 46, et sa base est couplée à une borne de déclenche- ment de déconnexion 64 Quand la borne de déclenchement de déconnexion 64 est en position basse ou ouverte (dans ce dernier cas, la résistance 65 abaisse la borne 64), le transistor 63 est coupé, et le circuit fonctionne comme décrit précédemment Cependant, si la borne 64 est en état haut le transistor 63 est conducteur, abaissant la base du transistor 51, ce qui bloque l'émetteur Cependant, en rai- son de la présence de la résistance 61, l'aptitude des tran- sistors 5 l et 52 à limiter des surtensions, comme ils sont décrits cidessus en liaison avec la diode Zener 60, reste intacte. Comme il a été mentionné ci-dessus, le circuit tel que présenté sur la Figure 2 peut fournir environ 60 m A (intensité de crête) à un circuit oscillant 15 au titre de source de signaux Cependant, la présence des pates 66 et 67 donne une possibilité de renforcement si l'on souhaite une sortie plus importante Habituellement, les pattes 66 et 67 sont réunies par une connexion 68 Si l'on enlè- ve la connexion 68, on-peut ajouter un transistor extérieur 69, représenté en tirets Ce dernier sera de pré férence un transistor NPN à puissance élevée, avec un radiateur convenable pour un fonctionnement à intensité élevée et puissance élevée Quand le transistor 69 est couplé au circuit, on ajoute une résistance extérieure en parallèle à la résistance 49, ce qui augmente le rapport avec la résistance 48 et donc le gain du courant de l'amplificateur On ajoute aussi la résistance chutrice de base 71, qui joue le même rôle que celui que joue la résis- tance 62 vis-à-vis du transistor 52 En utilisant des tran- sistors du commerce, on peut augmenter ainsi d'un ordre de grandeur le courant de sortie Pour cela, il faut réduire d' un facteur analogue la résistance entre l'affaiblisseur 67 et la terre. Alors que l'on dispose normalement aux bornes 17 et 18 d'un signal de sortie de 0,2 watt, le signal renforcé sera d' environ 2 watts L'aptitude à limiter les surtensions aug- mente en conséquence, mais, pour le reste, le circuit fonc- tionne comme expliqué ci-dessus. Exemple On a construit le circuit présenté sur la Figure 2 sous une forme monolithique classique au silicium, avec isolation des jonctions PN Les transistors NPN étaient tous des dispo- sitifs à gain de courant élevé, de construction verticale Les transistors PNP étaient tous des dispositifs à gain de courant élevé, de construction latérale Il convient de noter que tous les étages d'amplification de signaux n'utilisent que des transistors NPN de façon à obtenir une distorsion aussi faible que possible des signaux, avec une performance globale opti- male à 300 k Hz On a utilisé les valeurs' suivantes pour les différents composants: Composant Valeur Unités Condensateur 13 0,1 Microfarad Résistances 28 et 29 410 Ohms Résistances 30 a et 30 b 2 K Ohms Résistance 31 858 Ohms Source de courant 35 300 Microampères Résistance 41 1045 Ohms Résistance 42 843 Ohms Résistance 43 1002 Ohms Sources de courant 45 et 47 300 Microampères Résistance 48 2 K Ohms Résistance 49 10 Ohms Condensateur 50 20 Picofarads Résistance 55 4 K Ohms Résistance 61 1 K Ohms Résistance 62 2 K Ohms Résistance 63 100 K Ohms Les valeurs précises des résistances 31 et 41 ne sont pas absolues, mais représentent un rapport qui définit Il et I 6. Il en est de même pour les résistances 42 et 43, qui détermi- nent le rapport entre I 6 et 15. On a couplé une forme d'onde triangulaire de 300 k Hz aux bornes 9 et 10, et l'on a accordé le circuit oscillant final à la même fréquence L'on avait une onde sinusoïdale de 300 k Hz aux bornes 17 et 18 Sans renforcement (ni transis- tor 69, ni résistance 70, fil volant 68 en place), la puis- sance de sortie était d'environ 0,2 watt Le circuit est con- çu pour bloquer les ondes de surtensions en permettant d'é- couler 0,5 ampère, au dessus de 100 volts pendant jusqu'à 1 ms. Bien entendu, l'invention n'est pas limitée à l'exemple de réalisation cidessus décrit et représenté, à partir duquel on pourra prévoir d'autres modes et d'autres formes de réalisation, sans pour cela sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1 Amplificateur, destiné à fournir un signal de courant porteur à une ligne à courant alternatif, caractérisé en ce qu'il comprend un amplificateur de courant à gain élevé ( 14) possédant une entrée, une sortie et un gain de courant N; un circuit de sortie pour coupler la sortie de l'amplificateur à la ligne à courant alternatif, et une section à commande automatique de niveau ( 12) sensible au niveau du signal au niveau de la sortie et couplée à l'entrée de l'amplificateur de façon que le niveau du signal soit maintenu constant. 2 Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de sortie comprend un circuit oscillant ( 15) accordé à la fréquence du signal de courant porteur. 3 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'amplificateur possède un étage d'inversion de phase, entre son entrée et sa sortie, une résistance série ( 49) dans la sortie et une résistance shunt ( 49) couplée entre la sortie et l'entrée pour créer une rétroaction négative. 4 Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que n'est égal au rapport entre la résistance shunt ( 48) et la résistance série ( 49). Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que l'amplificateur comprend un étage à transistor à émetteur commun ( 46) qui est couplé pour exciter un amplificateur Dar- lington ( 54,52) lequel excite le circuit de sortie, la résis- tance série ( 49) étant couplée à l'émetteur de l'amplificateur- de Darlington. 6 Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'une diode Zener ( 60) est installée entre le circuit de sor- tie et l'entrée de l'amplificateur de Darlington, ce dernier étant activé quand les surtensions de ligne du circuit de sortie dépassent la tension de claquage de la diode Zener, ce qui limite la surtension. 7 Circuit selon la revendication 6, caractérisé en ce que la diode Zener est choisie de façon à présenter une tension de claquage très supérieure à la tension normale de marche du circuit. 8 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce 11819 qu'il comprend en outre un étage d'entrée ( 11) de mise en forme sinusoïdale, monté de façon à exciter la section de commande automatique de niveau, ce conformateur sinusoïdal pouvant accepter une entrée triangulaire et la transformant en une onde sinusoïdale. 9 Circuit selon la revendication 8, caractérisé en ce que l'étage d'entrée de mise en forme sinusoïdale comprend une paire de transistors ( 25, 26) à montage différentiel pos- sèdant des résistances de contre-réaction ( 28, 29) dans leurs émetteurs. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la section de commande automatique de niveau fonctionne à partir d'un transistor NPN inverse ( 56) possédant un émet- teur couplé, par l'intermédiaire d'une résistance de limita- tion de courant ( 55), au circuit de sortie, un collecteur cou- plé à la section de commande automatique de niveau et une ba- se couplée à une source de potentiel de référence, ce par quoi le transistor NPN inversé fonctionne en-dessous de sa tension de claquage.