FR 2517433 A1 19830603 FR 8122620 A 19811201 -1 2517433 CIRCUIT DETECTEUR DE NIVEAU DE TENSION L'invention concerne un circuit détecteur de niveau de tension. De tels circuits permettant de comparer une tension à un niveau de référence ont de multiples applications notamment dans le domaine de la conversion analogique-numérique Ils peuvent également être utilisés pour contrôler, en permanence ou par intermittence, si une tension conserve une valeur sensiblement constante ou devient différente de cette valeur C'est le cas par exemple dans les pièces d'horlogerie électroniques o ils peuvent servir à indiquer l'approche de la fin de vie des piles dont elles sont équipées la fin de vie d'une pile se traduisant par une chute brusque de la tension à ses bornes, tension qui avait conservé jusqu'alors une valeur sensiblement constante. D'autre part, ces circuits détecteurs faisant partie d'ensembles électroniques complexes qui sont de plus en plus réalisés selon la technologie CMOS, on a intérêt à les concevoir de façon qu'ils soient totalement intégrables selon cette technologie. Par ailleurs, la faible consommation en énergie et le taux d'in- tégration élevé des circuits CMOS constituent des avantages essentiels dans certaines applications telles que l'horlogerie. La principale difficulté pour la réalisation d'un circuit détec- teur de niveau de tension en technologie CMOS réside dans la production d'une tension de référence stable En effet cette tension de référence doit être la plus constante possible et, notamment, ne pas dépendre de la température Elle ne doit pas non plus être sujette aux éventuelles fluctuations de la tension d'al imentation du circuit qui la produit, es particulier lorsque cette tenssion d'alimentation est en fait la tension à comparer ou une tension qui en dépend directement. En technologie CMOS on peut produire une tension de référence à partir de la tension de seuil d'un transistor à effet de champ et on peut modifier la valeur de cette tension en agissant, lors de la fabri- cation du transistor, sur divers paramètres dont elle dépend, par exemple l'épaisseur de la couche de dioxyde de silicium comprise entre la grille et le canal. Les moyens technologiques dont on dispose actuellement permettent de réaliser des circuits à au moins un transistor, utilisant cette tension de seuil pour produire une tension de référence, qui présente des coefficients de température faibles, de l'ordre de 0,5 m V par degré Malheureusement, les valeurs des tensions de seuil varient fortement d'un circuit à l'autre Il est donc nécessaire de prévoir des éléments additionnels, généralement des résistances ajustables, pour compenser ces fluctuations Or, les résistances ajustables n'étant pas intégrables en technologie simple, l'emploi de telles résistances augmente le prix de revient du circuit. On connaît également des circuits qui utilisent, pour la pro- duction d'une tension de référence stable, la différence entre les tensions de seuil de deux transistors présentant le même type de conductivité On peut associer, par exemple, un transistor implanté et un transistor non implanté Le principal inconvénient de ces circuits est qu'ils entraînent généralement une augmentation du nombre d'opérations nécessaires pour la réalisation du circuit intégré, d'o un prix de revient plus élevé D'autre part, le nombre important de paramètres qui interviennent au cours de la fabrication ne permet que rarement d'aboutir au résultat escompté. Un autre type de circuit produisant une tension de référence utilise le fait que la tension aux bornes d'une diode traversée par un courant direct constant augmente linéairement lorsque la tempéra- ture diminue et tend vers la valeur VBG, largeur de la bande inter- dite du semi-conducteur constituant la diode, lorsque la température absolue tend vers zéro La valeur VBG souvent appelée valeur "band- gap" est égale à 1,205 Volt dans le cas du silicium On peut donc obtenir une tension indépendante de la température en ajoutant à la tension aux bornes de la diode, généralement constituée par la jonction base-émetteur d'un transistor bipolaire, une tension pro- portionnelle à la température Un tel circuit, décrit notamment dans l'article de la revue IEEE Journal of Solid State Circuits, vol SC 14, p 153-7, Juin 1979, intitulé "A low-Voltage CMOS Bandgap Refe- rence", présente des inconvénients lorsqu'il s'agit d'obtenir une tension de référence précise Ce circuit utilise pour produire une tension proportionnelle à la température absolue des paires de transistors à effet de champ; or, on sait que même des transistors appariés peuvent présenter des différences de tension de seuil atteignant 50 m V Ceci se traduit par des décalages pouvant attein- dre et même dépasser la centaine de millivolts à la sortie de la source produisant la tension proportionnelle à la température. D'autre part, comme les tensions de seuil des transistors varient, ce décalage varie également A cela il faut ajouter le décalage par rapport à la caractéristique idéale du transistor bipolaire produi- sant la tension de diode et celui de l'amplificateur différentiel servant à comparer la tension proportionnelle à la température à la différence entre la tension d'alimentation et une tension fonction de la tension de diode. Il est donc difficile de produire de tels circuits en grand nombre de façon rentable et reproductible L'addition de moyens d'ajustage ferait perdre à cette solution l'avantage qu'elle présen- te par rapport à celle citée précédemment o l'on utilise la tension de seuil d'un transistor pour produire une tension de référence. L'un des buts de l'invention est donc de réaliser un circuit de détection de niveau de tension permettant de comparer une tension à un niveau de référence, sans faire appel aux moyens qui viennent d'être cités. Par ailleurs, on connaît, en technologie bipolaire, des cir- cuits faisant également intervenir la valeur bandgap, qui fonction- nent très bien La tension de référence est obtenue en ajoutant à la tension de diode à coefficient de température négatif, une tension à coefficient de température positif, correspondant à un multiple de la différence entre deux autres tensions de diode. Mais, du fait que les transistors bipolaires ont, en technolo- gie CMOS simple, le collecteur connecté au substrat du circuit intégré qui est porté au potentiel le plus positif, de tels circuits ne peuvent être réalisés selon cette technologie. Un autre but de l'invention est dong de réaliser un circuit utilisant également ce principe mais pouvant être totalement intégré en technologie CMOS sans nécessiter plus d'opérations que celles effectuées habituellement pour réaliser un circuit intégré de ce type. Ces buts sont atteints grace au fait que le circuit selon l'invention permettant de comparer une tension d'entrée à un niveau de référence, stable comporte, selon un mode de réalisation, des moyens pour générer une première, une seconde et une troisième tension dont les valeurs sont fonctions respectivement d'une premiè- re, d'une seconde et d'une troisième valeur de la tension directe aux bornes d'une diode; un circuit de calcul capacitif pour fournir, à partir de ladite tension d'entrée et des première, seconde et troisième tensions, un signal de différence représentatif de la valeur algébrique de la différence entre la tension d'entrée et le niveau de référence défini à partir de la somme de la première valeur de la tension directe aux bornes de la diode et du produit de la différence entre les seconde et troisième valeurs de la tension directe aux bornes de la diode par un coefficient déterminé; et des moyens d'amplification pour amener le signal de différence à un niveau logique. Dans un autre mode de réalisation on choisit la seconde ou la troisième valeur de la tension aux bornes de la diode égale à la première et on ne génère plus que deux tensions respectivement fonctions de deux valeurs de la tension de diode. Selon un autre mode préféré de réalisation de l'invention le circuit détecteur comporte des moyens pour ajuster le niveau de référence. D'autres caractéristiques et avantages du circuit de détection de niveau de tension selon l'invention apparaîtront au cours de la description qui suit de plusieurs exemples de réalisation en réfé- rence au dessin annexé qui représente: Figure 1: un diagramme permettant d'expliquer le principe général de fonctionnement du circuit de détection selon l'invention; Figure 2: un mode de réalisation du circuit détecteur utili- sant trois tensions de diode; Figure 3 un mode de réalisation n'utilisant que deux tensions de diode; Figure 4 une variante du mode de réalisation de la figure 3 permettant de n'utiliser qu'un seul transistor bipolaire; Figure 5: un mode de réalisation dans lequel le circuit détec- teur comporte des moyens pour ajuster le niveau de tension de réfé- rence; Figure 6: un autre mode de réalisation permettant d'éliminer le problème des commutateurs flottants. On considérera tout d'abord le diagramme de la figure 1 pour expliquer le principe général de fonctionnement du circuit selon l'invention. Ce diagramme représente l'évolution, en fonction de la tempéra- ture absolue T de la tension VD aux bornes d'une diode constituée par la jonction base-émetteur d'un transistor bipolaire pour trois valeurs IA' IB et IC du courant qui la traverse Comme on l'a dit précédemment, cette tension croît linéairement lorsque la températu- re diminue et tend vers la valeur bandgap VBG lorsque T tend vers zéro Cette tension est sensiblement égale à VD = VBG e T Log I o k est la constante de Boltzmann, e la charge de l'électron et Io une valeur dépendant notamment de la surface du dispositif et des concentrations équivalentes des états de conduction et de valence du matériau dopé. La valeur Io est très supérieure à celle du courant I qui traverse la diode; bien qu'elle dépende de la technologie de fabri- cation du transistor, et faiblement de la température, cette valeur Io sera considérée ici comme constante. Si l'on fait passer successivement, dans une même diode ou dans deux diodes identiques, à une même température To, deux courants différents 'B et IC' la différence entre les tensions qui apparais- sent à ses bornes ou à leurs bornes est égale à VB VC = k To Log 1 B e 4 Cette différence présente un coefficient de température posi- tif. En ajoutant une tension proportionnelle à cette différence à la tension VA correspondant à un courant IA' pour une même température T O on obtient: - VA + x (VB -V = VBG o (Log o x Log IB) e r 'r A C Cette quantité VA + x (VB Vc) peut être rendue indépendante de la température en choisissant pour x la valeur telle que l'on ait Log Io x Log IB = o. A C On a alors VA + x (VB Vc) V BG Comparer une tension V à la valeur VBG revient donc à comparer cette tension à la quantité VA + x (VB VC). Par ailleurs, on remarque que, pour effectuer cette comparai- son, il n'est pas nécessaire de produire effectivement la tension VA + x (VB VC) On peut par exemple produire des signaux représenta- tifs des quantités V VA et x (VC VB) et additionner algébrique- ment ces deux signaux De plus, la tension VA peut être choisie égale à la tension VB ou à la tension VC Ces possibilités sont utilisées dans les exemples de réalisation du circuit de l'invention qui vont maintenant être décrits. La figure 2 représente un premier mode de réalisation du cir- cuit détecteur selon l'invention dans lequel la comparaison d'une tension d'entrée V à la valeur badgap VBG se fait en utilisant trois tensions de diode de valeurs différentes. Le circuit comporte trois transistors bipolaires 1, 1 ', 2 de type NPN branchés en diodes, c'est-à-dire ayant leur base reliée à leur collecteur, et qui ont des caractéristiques très sensiblement identiques. Ces transistors bipolaires peuvent être facilement réalisés en technologie CMOS en utilisant comme émetteur la diffusion n+ utili- sée normalement pour la source et le drain du transistor MOS à canal N comme base le caisson de type p-et, comme collecteur le substrat de type n_. Le collecteur de chacun des transistors est connecté à l'une, a, des bornes a et b du circuit entre lesquelles est appliquée la tension V. Le courant I 1, respectivement Il, traversant la jonction ba- se-émetteur de chacun des transistors bipolaires 1, 1 ' est maintenu constant grâce à une source de courant 3, respectivement 3 ', bran- chée entre son émetteur et la borne b du circuit De même le courant I 2 dans la jonction base-émetteur du transistor 2 est déterminé par une source de courant 4 de façon que I 2 soit inférieur à Il et Il,. Le circuit de la figure 2 comporte en outre deux condensateurs et 6 L'une des armatures du condensateur 5 peut, grâce à un commutateur 7, être reliée soit à la borne b du circuit, soit à l'émetteur du transistor 1 ' Par ailleurs, un -commutateur 8 permet de relier l'une des armatures du condensateur 6 soit à l'émetteur du transistor 2, soit à celui du transistor 1 Chaque condensateur 5,6 forme avec le commutateur 7, 8 qui lui est associé un circuit sous- tracteur capacitif Les capacités respectives C et C' des condensa- teurs 5 et 6 sont telles que le rapport C'/C soit très sensiblement égal à la valeur du coefficient multiplicatif x qui annule la quan- tité Log Io x Log - 1 ' 2 Les autres armatures des condensateurs 5 et 6, reliées ensem- ble, sont connectées à l'entrée inverseuse d'un amplificateur 9 à gain très élevé Un commutateur 10 permet de relier ou non la sortie de l'amplificateur 9 à son entrée. Dans une première phase, les trois commutateurs 7, 8, 10 sont placés en position I représentée en trait plein sur la figure. L'amplificateur 9, alors soumis à une contre-réaction totale, se polarise automatiquement à un point de fonctionnement stable, sa tension d'entrée VE étant alors égale à sa tension de sortie et son gain maximal. En même temps, les condensateurs 5 et,6 se chargent respective- ment aux tensions VE et (V VBE 2) VE' VBE 2 désignant la tension base-émetteur du transistor 2. Lorsque l'on fait passer ensuite les trois commutateurs 7, 8, de leur position I à leur position II représentée en pointillés sur la figure, le condensateur 5 injecte dans le noeud A d'entrée de l'amplificateur, laissé flottant, une charge électrique égale à C (VB El V), VBE 1, désignant la tension base-émetteur du transistor l', tandis que le condensateur 6, injecte une charge égale à x C (B El -VBE 2), de signe contraire à celle injectée par le conden- sateur 5, VBE 1 étant la tension base-émetteur du transistor 1 Si la somme algébrique de ces charges est nulle, c'est-à-dire si la ten- sion V est numériquement égale à la valeur bandgap V B, il n'appa- ratt aucun signal à l'entrée de l'amplificateur 9 Par contre, si la tension V diffère numériquement de la valeur VBG, il apparaît à l'entrée de l'amplificateur une variation de tension, fonction de la différence V d'amplitude très supérieure à celle du signal appliqué à son entrée. Ce signal de sortie de l'amplificateur 9, de niveau logique, peut être utilisé, par exemple comme signal de commande d'un basculeur non représenté, relié à l'amplificateur par l'intermédiaire d'un circuit tampon et qui mémorise l'état de la sortie de cet amplifica- teur. On peut, à l'aide du circuit qui vient d'être décrit, déceler des différences de tensions très faibles allant jusqu'à 1 m V De plus, ce circuit fonctionne de façon très rapide Le temps nécessai- re pour la comparaison est de l'ordre de 3 ms et il est essentielle- ment consacré à la phase préparatoire de charge des condensateurs et de polarisation de l'amplificateur, la phase de calcul et de compa- raison étant très rapide et ne nécessitant que quelques microsecon- des. D'autre part, il est facile d'obtenir, en technologie MOS des rapports de capacités très précis pour les condensateurs Par ail- leurs, on peut constater, d'après la description qui précède, que l'amplificateur 9 ne sert en fait qu'à amplifier suffisammment le signal apparaissant au point A pour que son signal de sortie puisse attaquer correctement un autre circuit On peut donc se contenter d'utiliser comme amplificateur, un simple inverseur formé de deux transistors complémentaires montés en source commune dont les drains sont reliés entre eux. Comme on l'a indiqué dans les explications du principe de fonctionnement du circuit détecteur il n'est pas nécessaire de produire trois tensions de diode différentes Il est possible de faire l'économie d'un transistor bipolaire et d'une source de cou- rant en prenant comme première tension de diode VBE 1, l'une des deux autres La figure 3 représente un mode de réalisation du circuit détecteur correspondant au cas o la tension VBE 1, est choisie égale d la tension VB El Le circuit ne comporte plus que les transistors 1 et 2 et les sources de courant 3 et 4 qui leur sont respectivement associées Le commutateur 7 permet, dans ce cas, de relier le con- densateur 5 soit à la borne b du circuit, soit à l'émetteur du transistor 1 Le circuit est, pour le reste, identique à celui de la figure 2 et il fonctionne de la même façon La charge injectée dans le noeud A d'entrée de l'amplificateur 9, par le condensateur 5, lorsque les commutateurs 7, 8, 10 sont placés en position II, est ici égale à C (VBE 1 V) Celle injectée par le condensateur 6 est toujours x C(VBE 1 VBE 2) mais la valeur du coefficient x diffère de celle qu'il avait dans le cas du premier mode de réalisation. On peut également constater d'après ce qui précède qu'il n'est pas nécessaire de disposer simultanément des tensions VBEI et VBE 2 O On peut donc ne prévoir qu'un seul transistor bipolaire et le faire traverser successivement par deux courant différents Ce-ci permet d'éliminer le problème des décalages en tension entre les transis- tors 1 et 2 Ce troisième exemple de réalisation est représenté sur la figure 4 o les mimes éléments que ceux de la figure 3 sont désignés par les mêmes repères. Si l'on excepte la présence d'un seul transistor bipolaire 1, la seule différence entre le ncircuit de la figure 4 et celui de la figure 3 réside dans le fait que le commutateur 8 est cette fois placé entre l'émetteur du transistor 1 et les deux sources de cou- rant 3 et 4 Ce circuit fonctionne de la mêne façon que celui de la figure 3 à ceci près que, lors de la première phase de fonctionne- ment du circuit pendant laquelle a lieu la charge des condensateurs , 6 et la polarisation de l'amplificateur 9, la jonction base= 6 net- teur du transistor 1 est traversée par le courant 12 La tension VBE 2 est donc dans ce cas la tension base-émetteur du transistor 1 traversé par le courant I 2 Lors de la seconde phase, cette même jonction est traversée par le courant 11. Les trois circuits précédents permettent de comparer une ten- sion dàetro un niveau de référence égal à la valeur bandgap VB. La figure 5 représente un mode de réalisation du circuit selon l'invention permettant de comparer une tension à un niveau de réfé- rence différent de la valeur VBG En dehors des éléments du circuit de la figure 4, le circuit représenté sur la figure 5 comporte, pour modifier la valeur du niveau de référence, un troisième condensateur 11 dont l'une des armatures est reliée à l'entrée de l'amplificateur 9 et dont l'autre armature peut être connectée, grâce à un commuta- teur 12, à l'une ou l'autre des bornes a, b entre lesquelles est appliquée la tension d'entrée. On peut montrer par un rapide calcul que si l'on désire obtenir un niveau de référence égal à z VBG, z étant un nombre positif supé- rieur ou inférieur à 1, la valeur de la capacité du condensateur 11 devra être choisie très sensiblement égale à I 1-z j C/z, C désignant toujours la capacité du condensateur 5 et celle du condensateur 6 demeurant égale à x C. Pour comparer une tension à un niveau de référence inférieur à la valeur VBG on reliera d'abord le condensateur Il à la borne b puis à la borne a, le passage du commutateur 12 de sa position 1, en trait plein sur la figure, à sa position -II, en pointillés, se faisant en même temps que le passage de leur position I à leur position II des trois autres commutateurs 7, 8, 10 du circuit Si, au contraire, on désire comparer la tension V à un niveau de réfé- rence supérieur à VBG on reliera d'abord le condensateur 11 à la borne a, puis à la borne b. Dans les deux cas, la charge totale injectée par les condensa- teurs 5, 6, Il dans le noeud A sera nulle et il n'y aura pas de signal à l'entrée de l'amplificateur 9 si la tension V est très sensiblement égale à la valeur z VBG Par contre, si la tension V diffère de la valeur z VBG, il apparaîtra, à l'entrée de l'amplifica- teur 9 un signal dont la polarité sera différente selon que la tension V sera supérieure ou inférieure à cette valeur de référence. En pratique, si la tension d'entrée constitue également la tension d'alimentation du circuit détecteur on peut détecter des tensions descendant jusqu'à environ 800 m V Dns le cas plus général o la tension d'entrée est différente de la tension d'alimentation on peut détecter n'importe quelle tension à condition que la tension d'alimentation soit supérieure à 800 m V. Le circuit selon l'invention permet donc de travailler avec des tensions d'alimentation plus basses que la valeur bandgap Ceci constitue un avantage important par rapport à un circuit de détec- tion utilisant un circuit générateur de tension de référence tel que décrit dans l'article précité, qui ne pourrait offrir cette possibi- lité qu'à condition de subir de grosses modifications. Dans les quatre exemples de réalisation qui viennent d'être décrits les commutateurs 7, 8, 10, 12 sont naturellement constitués de transistors MOS Or, ces transistors peuvent présenter des résis- tances très importantes lorsque les tensions qu'ils ont à commuter sont faibles Dans le cas de tensions d'alimentation faibles, il est donc souhaitable d'éviter dans le circuit la présence de commuta- teurs flottants qui auraient à commuter des tensions encore plus faibles que la tension d'alimentation, de l'ordre de la moitié de celle-ci Ce problème peut être évité pour le commutateur 8 notam- ment en le plaçant non pas entre les deux sources de courant 3, 4 et le transistor 1 mais entre la borne b du circuit et les deux sources de courant, c'est-à-dire en prévoyant entre chaque source de courant reliée à l'émetteur du transistor 1 et la borne b un transistor à effet de champ, l'un des transistors étant bloqué lorsque l'autre conduit. Par ailleurs, une augmentation de la résistance du transistor constituant le commutateur 10 n'est pas très gênante car cette variation ne fait que déplacer le point de fonctionnement de l'am- plificateur 9, correspondant à la tension d'équilibre VE, sur la courbe de transfert de l'amplificateur dans une zone o le gain reste grand. Pour résoudre ce problème en ce qui concerne le commutateur 7, on peut utiliser, par exemples la solution représentée sur la figure 6. On retrouve dans ce circuit le transistor bipolaire 1 qui, grace aux moyens de commutation 8 et aux sources de courants 3, 4, peut être traversé successivement par deux courants I 2 et Il, l'am- plificateur 9, le commutateur 10 permettant un contre-réaction totale entre la sortie et l'entrée de l'amplificateur au cours de la première phase de fonctionnement du circuit détecteur et le conden- sateur 6 branché entre l'émetteur du transistor 1 et l'entrée de -12l'amplificateur La capacité du condensateur 6 conserve la même valeur que dans les exemples de réalisation décrits précédemment Le circuit comporte également le condensateur 11 dont une armature est reliée à l'entrée de l'amplificateur-9 et dont l'autre armature peut être connectée par l'intermédiaire du commutateur 12 à l'une ou l'autre des bornes a et b du circuit entre lesquelles est appliquée la tension d'entrée, mais la capacité de ce condensateur Il diffère de celle qu'il avait dans le circuit de la figure 5. Ce circuit comporte en outre un second transistor bipolaire 13 branché en diode, identique au transistor I et une source de courant 14 réglant le courant dans la jonction base-émetteur de ce transis- tor à la valeur Il Un commutateur 15 permet de connecter l'armature du condensateur 5 non reliée à l'entrée de l'amplificateur 9 soit à l'émetteur du transistor 13 lorsqu'il se trouve en position 1, soit, en court-circuitant le transistor 12, à la borne a lorsqu'il se trouve en position II. La capacité du condensateur Il doit être choisie en fonction du niveau de référence que l'on désire obtenir Si ce niveau est VBG cette capacité doit avoir la même valeur C que celle du condensateur 5 Par contre, si l'on désire obtenir, pour le circuit détecteur, un niveau de référence égal, comme dans le cas de la figure 5, à z VBG, le condensateur devra avoir une capacité sensiblement égale à C/z. Le fonctionnement de ce circuit est -semblable à celui des circuits décrits précèdemment Lorsque les commutateurs 8, 10, 12, 15 sont en position I les condensateurs 5, 6 et Il se chargent jusqu'à des tensions respectives (V-VB El) VE (-V E 2) V et V-V tandis que l'amplificateur 9 se polarise à son point de fonctionnement corres- pondant à un gain maximal Lorsque les commutateurs passent simulta- nément à leur position 11, les condensateurs 5, 6, 1 l injectent dans le noeud A des charges CVBEV x C (VBE 1-VBE 2) et -CV/z Il n'apparaît aucun signal à l'entrée de l'amplificateur 9 si la somme algébrique de ces charges est nulle, c'est-à-dire si la valeur de la tension V est pratiquement égale au niveau de référence, Dans le cas contrai- re, il apparait une variation de tension à l'entrée de l'amplifica- teur qui fournit alors un signal de niveau logique caractérisant la supériorité ou l'infériorité de la tension d'entrée V par rapport au niveau de référence. L'invention n'est naturellement pas limitée aux formes de réalisation qui ont été décrites En particulier, on peut alimenter le circuit par une tension différente de la tension d'entrée. -14 2517433 REVENDICATIONS 1 Circuit détecteur de niveau de tension permettant de comparer une tension d'entrée à un niveau de référence stable caractérisé par le fait qu'il comporte: des moyens ( 1 ',3 ',1,3,2,4) pour générer une première, une seconde, une troisième tension dont les valeurs sont fonctions respectivement d'une première, d'une seconde et d'une troisième valeur de la tension directe aux bornes d'une diode; un circuit de calcul capacitif ( 5 8) pour fournir, à partir de ladite tension d'entrée et desdites première, seconde et troisième tensions, un signal de différence représentatif de la valeur algébrique de la différence entre ladite tension d'entrée et ledit niveau de ré- férence défini à partir de la somme de ladite première valeur de la tension directe aux bornes de la diode et du produit de la différence entre lesdites seconde et troisième valeurs de la tension directe aux bornes des la diode par un coefficient déterminé; et des moyens d'amplification ( 9,10) pour amener ledit signal de dif- férence à un niveau logique. 2 Circuit selon la revendication 1, caractérisé par le fait que ledit circuit de calcul ( 5 8) est agencé pour produire, d'une part, un signal représentatif de la différence entre ladite tension d'entrée et ladite première valeur de la tension directe aux bornes de la diode et, d'autre part, un signal représentatif du produit de la différence entre lesdites seconde et troisième valeurs de la tension directe aux bornes de la diode par ledit coefficient déterminé, ces signaux étant ensuite additionnés algébriquement pour produire ledit signal de diffé- rence. 3 Circuit selon la revendication 2, caractérisé par le fait que le circuit de calcul ( 5 8) comporte, pour produire ledit signal re- présentatif de la différence entre ladite tension d'entrée et ladite première valeur de la tension directe aux bornes de la diode, un pre- mier circuit soustracteur capacitif comprenant un premier condensateur ( 5) de capacité déterminée et, pour produire ledit signal représentatif du produit de la différence entre lesdites seconde et troisième valeurs de la tension directe aux bornes de la diode par ledit coefficient -15 2517433 déterminé, un second circuit soustracteur capacitif comprenant un second condensateur ( 6) de capacité sensiblement égale au produit de la capacité dudit premier condensateur par ledit coefficient déterminé. 4 Circuit selon la revendication 1, caractérisé par le fait que les moyens pour générer lesdites première, seconde et troisième ten- sions comportent trois transistors bipolaires ( 1 ',1,2) sensiblement identiques dont la base est reliée au collecteur, branchés chacun en série avec une source de courant (resp 3 ',3,4). Circuit détecteur de niveau de tension permettant de comparer une tension d'entrée à un niveau de référence stable caractérisé par le fait qu'il comporte des moyens ( 1,3,2,4) pour générer une première et une seconde tension dont les valeurs sont fonctions respectivement d'une première et d'une seconde valeur de la tension directe aux bornes d'une diode; un circuit de calcul capacitif ( 5 8) pour fournir, à partir de ladite tension d'entrée et desdites première et seconde tension un signal de différence représentatif de la valeur algébrique de la dif- férence entre ladite tension d'entrée et ledit niveau de référence défini à partir de la somme de ladite première valeur de la tension directe aux bornes de la diode et du produit de la différence entre lesdites première et seconde valeurs de la tension directe aux bornes de la diode par un coefficient déterminé; et des moyens d'amplification ( 9) pour amener ledit signal de diffé- rence à un niveau logique. 6 Circuit selon la revendication 5, caractérisé par le fait que ledit circuit de calcul est agencé pour produire, d'une part, un signal représentatif de la différence entre ladite tension d'entrée et ladite première valeur de la tension directe aux bornes de la diode et, d'au- tre part, un signal représentatif du produit de la différence entre lesdites première et seconde valeurs de la tension directe aux bornes de la diode par ledit coefficient déterminé, ces signaux étant ensuite additionnés algébriquement pour produire ledit signal de différence. 7 Circuit selon la revendication 6, caractérisé par le fait que le circuit de calcul ( 5 8) comporte, pour produire ledit signal représentatif de la différence entre ladite tension d'entrée et ladite -16 2517433 première valeur de la tension directe aux bornes de la diode, un pre- mier circuit soustracteur capacitif comprenant un premier condensateur ( 5) de capacité déterminé, et pour produire ledit signal représentatif du produit de la différence entre lesdites première et seconde valeurs de la tension directe aux bornes de la diode par ledit coefficient déterminé, un second circuit soustracteur capacitif comprenant un second condensateur ( 6) de capacité sensiblement égale au produit de la capacité dudit premier condensateur par ledit coefficient déterminé. 8 Circuit selon la revendication 5, caractérisé par le fait que les moyens pour générer lesdites première et seconde tensions compor- tent deux transistors bipolaires ( 1,2) sensiblement identiques dont la base est reliée au collecteur, branchés chacun en série avec une source de courant (resp 3,4). 9 Circuit selon la revendication 5, caractérisé par le fait que les moyens pour générer lesdites première et seconde tensions compor- tent un transistor bipolaire ( 1) dont la base est reliée au collecteur, branché alternativement en série avec une première ( 3) et une seconde ( 4) source de courant. Circuit selon la revendication l ou 5, caractérisé par le fait que lesdits moyens d'amplification comportent un amplificateur ( 9) à l'entrée duquel est appliqué ledit signal de différence et que ledit circuit comporte des moyens ( 10) pour polariser automatiquement ledit amplificateur à un point de fonctionnement stable correspondant à un gain maximal. 11 Circuit selon la revendication 10, caractérisé par le fait que ledit amplificateur ( 9) est un inverseur. 12 Circuit selon la revendication 1 ou 5, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre des moyens ( 11,12) pour ajuster ledit niveau de référence. 13 Circuit selon la revendication 12, caractérisé par le fait que les moyens pour modifier le niveau de référence comprennent un circuit ( 11,12) pour produire un signal proportionnel à la tension d'entrée et superposer ce signal audit signal de différence. 14 Circuit selon la revendication 13, caractérisé par le fait que le circuit produisant le signal proportionnel à la tension d'entrée -17 2517433 comporte un condensateur ( 11) pouvant être relié alternativement à l'une et l'autre de deux bornes d'entrée du circuit détecteur entre lesquelles est appliquée ladite tension d'entrée. Circuit selon la revendication 1 ou 5, caractérisé par le fait que la tension d'entrée constitue la tension d'alimentation du circuit.