FR 2515386 A1 19830429 FR 8217528 A 19821020 La présente invention concerne les amplifica- teurs électriques et plus précisément un amplificateur linéaire de courant destiné à amplifier un signal rectan- gulaire de pilotage d'une charge non-linéaire ayant un étage amplificateur saturable. Les amplificateurs d'alimentation de charge, tels qu'un moteur électrique, comportent souvent des étages d'amplification à transistors pilotés entre des états de saturation ou de conduction du courant, et de coupure ou de non-conduction du courant L'énergie transmise à la charge est suffisamment intense pour que, si une quan- tité comparable d'énergie était dissipée dans l'étage amplificateur à transistors précédant immédiatement la charge, cet étage serait surchauffé et tomberait en panne. Pendant un état de saturation et pendant un état de non- conduction, une quantité minimale d'énergie est dissipée dans un transistor De cette manière, les amplificateurs qui utilisent des transistors en mode commuté, c'est- à-dire commutant entre les états de saturation et de non- conduction, peuvent appliquer la quantité élevée d'énergie à la charge sans que le transistor dissipe une quantité excessive de chaleur Le signal résultant appliqué à la charge a ainsi la forme d'une onde rectangulaire ou d'un signal à format numérique Les amplitudes des impulsions de la succession d'impulsions du signal sont toutes égales. La variation d'énergie transmise à la charge est obtenue par modulation par impulsions de largeur variable du signal rectangulaire afin que le coefficient d'utilisation cor- responde à la quantité voulue d'énergie qui doit être transmise à la charge Un circuit d'alimentation d'une charge comprend par exemple, en plus de l'amplificateur, un oscillateur qui forme un signal rectangulaire, une source d'un signal analogique dont l'amplitude indique le coefficient nécessaire d'utilisation, et un modulateur à impulsions de largeur variable qui est commandé par le signal analogique et module la durée des impulsions du signal rectangulaire afin qu'il donne le coefficient nécessaire d'utilisation La fréquence de répétition des impulsions du signal transmis à la charge est bien supé- rieure à la réponse en fréquence des circuits de la charge, c'est-à-dire à la fréquence de coupure du circuit inductif d'un moteur ou à la fréquence de coupure du circuit capa- citif d'une charge capacitive Ainsi, la charge filtre le train d'impulsions du signal et extrait un courant ou une tension égal à la valeur moyenne du signal Comme cette valeur moyenne est proportionnelle au coefficient d'utilisation, la charge reçoit la quantité voulue d'énergie. On construit en général, en plus de l'étage qui précède immédiatement la charge, d'autres étages à l'aide de circuits à transistors dans lesquels le transis- tor est commuté entre des états de saturation et de non- conduction, afin d'économiser l'énergie dans l'ensemble de l'amplificateur Ainsi, on a réalisé des amplificateurs de ce type ayant des transistors montés en série et fonc- tionnant en mode commuté Un tel circuit est avantageux car il réduit la dissipation d'énergie par les transistors et permet ainsi l'utilisation de transistors moins coûteux ayant une puissance plus faible Cependant, l'utilisation d'une série de circuits à transistors en mode commuté pour le pilotage d'un transistor en mode commuté précédant immédiatement la charge et pour le pilotage d'autres circuits non-linéaires présente un certain nombre d'irrégularités. L'utilisation d'un circuit série comprenant des transistors en mode commuté et des résistances limi- tant le courant pour la formation du courant de pilotage de l'étage amplificateur à transistor précédant immédia- tement la charge pose aussi un problème Un étage ampli- cateur à transistor à mode commuté, constituant un exemple de circuit saturable de pilotage précédant immédiatement la charge, nécessite un courant positif de base afin que la saturation soit induite et entretenue L'intensité de ce courant positif de base doit être un pourcentage fixé du courant voulu de collecteur dans l'étage de pilo- tage à transistor saturable afin que le fonctionnement en mode commuté soit bien efficace La simple utilisation de résistances limitant le courant empêche un réglage précis du transistor de pilotage à saturation, en fonction des conditions changeantes depilotage, ces conditions comprenant notamment des changements de la température du circuit de pilotage, des variations du courant de col- lecteur, des fluctuations de tension et les chutes de tension dans les résistances chutrices d'émetteur lors d'un fonctionnement de pilotage en parallèle, à titre purement illustratif. Un autre problème est dû au fait qu'une série de circuits à transistor en mode commuté ne permet pas la préservation du temps de montéeet du temps de des- cente respectivement aux flancs antérieur et postérieur de chaque impulsion du signal rectangulaire modulé En conséquence, les temps de montée et de descente sont de plus en plus longs, à chaque étage d'amplification, et le signal rectangulaire est ainsi modifié et devient tra- pézoldal L'étage d'amplification qui précède la charge présente donc des périodes dans lesquelles le transistor n'est ni à saturation ni à l'état non-conducteur Le chauf- fage résultant est excessif et s'oppose aux avantages du fonctionnement en mode commuté Les tentatives de solu- tion du problème posé par l'utilisation de transistors à réponse plus rapide qui peuvent mieux conserver des courts temps de montée et de descente sont indésirables etparfois inapplicables en pratique étant donné le coût relativement élevé qu'elles impliquent. L'invention permet la résolution des problèmes précités et l'obtention d'avantages supplémentaires, par mise en oeuvre d'un circuit de pilotage d'une charge élec- trique qui comprend un premier circuit pilote, un second circuit pilote destiné à commander la charge et piloté lui-même par le premier circuit pilote, ce premier cir- cuit pilote comportant un amplificateur à pente linéaire destiné à transmettre un courant d'intensité prédéterminée à la borne d'entrée du second circuit pilote, ce second circuit pilote comprenant un dispositif qui est saturable à un degré qui dépend de l'intensité du courant appliqué par la borne d'entrée et qui est destiné à transmettre de l'énergie à la charge Le circuit de pilotage comprend un premier circuit pilote linéaire et un second circuit piloté non linéaire Le circuit pilote linéaire commande le circuit pilote non linéaire afin qu'il transmette l'éner- gie à une charge Par exemple, le circuit pilote non linéaire comporte un transistor fonctionnant en mode com- muté entre les états de saturation et de non-conduction; cependant, le circuit pilote peut comporter un autre com- posant fonctionnant d'une manière non linéaire, tel qu'un amplificateur magnétique ayant un noyau saturable réactif. Les deux circuits pilotes linéaire et non linéaire sont commandés par un signal de pilotage ayant une forme rectan- gulaire et qui est modulé par sa largeur L'amplitude du signal de pilotage a une valeur prédéterminée, néces- saire à la mise à un état correspondant de saturation, par exemple un état de saturation imminente, modérée ou poussée, dans le circuit pilote non linéaire. Par exemple, dans le cas d'un transistor, la saturation imminente désigne la partie de la caractéris- tique dans laquelle le gain forcé du transistor est réduit mais dans laquelle le courant de base est encore suf- fisamment faible pour que la capacité efficace-de la jonc- tion base-émetteur ne subisse pas une variation importante. Ainsi, une faible tension apparaît aux bornes de la paire émetteurcollecteur et peu d'énergie est dissipée dans le transistor En outre, la réponse du transistor ne subit qu'un changement minimal Au contraire, dans le cas d'une saturation poussée, une charge importante est conservée dans la jonction base-émetteur avec une aug- mentation correspondante de la capacité de la jonction et une réduction de la réponse en fréquence du transistor. L'état de saturation imminente nécessite un réglage précis de l'intensité du courant de base puisque, à la suite d'une rduction du courant de base, la saturation n'existe plus alors que, lors d'une augmentation du courant de base, la saturation, de modérée, devient poussée. Dans un mode de réalisation avantageux de l'in- vention, le circuit pilote non linaire contient un tran- sistor qui fonctionne en mode commuté entre des états de saturation imminente et de non-conduçtion Le circuit pi- lote linaire transmet un signal sous forme d'un train d'im- pulsions, sous forme modulée par impulsions de largeur variable, ayant une valeur moyenne proportionnelle à l'am- plitude d'un signal de commande qui désigne la quantité d'énergie à transmettre à la charge La borne de sortie du circuit pilote linéaire est couplée à la base du tran- sistor afin qu'elle lui transmette un courant de base. Le déclenchement des impulsions du courant de base fait apparaître un état de saturation dans le transistor La terminaison de l'impulsion de courant fait apparaître un état de non-conduction dans le transistor Selon l'inven- tion, le circuit pilote linéaire contient un amplificateur à pente linéaire et à réaction dans lequel une mesure de l'intensité du courant de sortie est renvoyée et est ajoutée à une tension d'entrée du signal afin que le courant de base transmis au transistor ait une intensité proportion- nelle à celle du signal d'entrée Ce dernier a une forme d'onde rectangulaire modulée par impulsions de largeur variable Le courant transmis à la base a une forme rec- tangulaire, avec une modulation identique par impulsions de largeur variable L'amplificateur linéaire a un étage de sortie couplé symétriquement entre les sources de ten- sions positive et négative afin qu'il puisse transmettre à la fois un courant de valeur positive et de valeur néga- tive pour le pilotage de transistors TNP et NPN, le sens de circulation du courant dépendant du signe de la-tension de pilotage d'entrée Un circuit est avantageusement in- corporé afin qu'il règle l'intensité des impulsions de courant ainsi que l'intensité du courant entre les impul- sions et règle ainsi avec précision les états de saturation et de nonconduction De cette manière, le coefficient d'utilisation, la forme d'onde et l'intensité du courant de base sont réglés avec précision, et indépendamment d'effets quelconques associés aux états de saturation ou de non-conduction du transistor. Selon une caractéristique importante de l'inven- tion, le circuit pilote linéaire a une puissance et une largeur de bande suffisantes pour qu'il reproduise les temps de montée et de descente de chaque impulsion de la forme d'onde modulée par impulsions de largeur variable. Ces temps de montée et de descente qui sont reproduits apparaissent dans les impulsions de courant du signal de commande transmis au transistor à mode commuté du circuit pilote non linéaire Ainsi, dans le transistor à mode com- muté, les transitions entre les états de saturation et de non-conduction sont exécutées avec précision afin qu'elles donnent l'énergie moyenne voulue et avec une rapi- dité suffisante pour que le transistor ne subisse pas un échauffement excessif L'utilisation d'un circuit pilote linéaire à la place d'une série de circuits pilotes à tran- sistor à saturation, résout ainsi les problèmes d'échauf- fement et de distorsion de la forme d'onde, présentés par une série de circuits pilotes à saturation. Un circuit conformateur d'impulsiorsest avanta- geusement placé en amont de l'amplificateur à pente liné- aire afin qu'il introduise une pointe au flanc-antérieur, au début de chaque intervalle à saturation et de chaque intervalle de non-conduction, afin que la forme d'onde du courant de base soit améliorée et permette une réduction des temps de commutation vers un état et vers l'autre du courant de saturation dans le transistor Les pointés ré- sultantes du courant de base compensent les effets de ca- pacité et de stockage de charge dans le transistor et per- mettent des transitionsplus rapides dans un état compris entre les états de saturation et de non-conduction. Bien qu'on utilise avantageusement le circuit indiqué précédemment pour le pilotage de diverses charges ayant des caractéristiques électriques différentes, on peut utiliser un circuit simplifié selon l'invention lors- que celui-ci doit être utilisé pour le pilotage d'une charge n'ayant qu'un seul jeu de caractéristiques élec- triques prédéterminées Par exemple, lorsque l'intensité du courant, la tension et l'impédance de la charge sont préréglées et qu'il n'est pas prévu d'utiliser le circuit pour le pilotage d'une autre charge, dans un tel mode de réalisation, la grande facilité du circuit précité à trans- mettre des courants d'intensités différentes à des charges ayant des impédances différentes n'est pas nécessaire. Ainsi, une grande partie du circuit décrit précédemment peut être remplacée par un circuit moins coûteux ayant un nombre nettement plus faible de composants électriques. Ce circuit simplifié, dans ce mode de réalisation de l'in- vention, a un circuit de pilotage à transistors complé- mentaires dans lequel le courant de base est transmis par deux diodes de Zener et un circuit électronique de commuta- tion Ce dernier commande le circuit de pilotage de type complémentaire afin qu'il transmettre alternativement des impulsions positive et négative de courant au circuit pilote non linéaire De cette manière, le circuit de réac- tion et le circuit conformateur du mode de réalisation précité de l'invention peuvent être supprimés si bien que la complexité des circuits électroniques et leur coût sont nettement réduits. D'autres caractéristiques et avantages de l'in- vention ressortiront mieux de la description qui va suivre, faite en référence aux dessins annexés sur lesquels: la figure 1 est un schéma en partie sous forme de diagramme synoptique, d'un circuit selon l'invention; la figure 2 est un graphique représentant les états de saturation d'un transistor; la figure 3 est un schéma électrique d'un cir- cuit conformateur d'impulsions du circuit de la figure 1; la figure 4 est un schéma électrique d'une va- riante de circuit pilote non linéaire de la figure 1, représentant des transistors montés en parallèle; la figure 5 est un schéma électrique d'une va- riante sous forme d'un circuit simplifié d'excitation d'un circuit pilote non linéaire de la figure 1; et la figure 6 est un schéma électrique du circuit de la figure 1 comportant en outre un circuit conformateur d' impulsions. La figure 1 représente un circuit 20 selon l'in- vention destiné à transmettre de l'énergie électrique à une charge 22 en fonction d'un signal de commande prove- nant d'une source 24 de signaux Selon l'invention, le circuit 20 comprend un circuit 26 destiné à modifier le format d'un signal analogique transmis par une ligne 28 de sortie de la source 24 en un signal modulé par impul- sions de largeur variable transmis par la ligne 30 Le circuit 20 comporte en outre un amplificateur à pente li- néaire 32 et un circuit pilote saturable 34 qui trans- mettent les signaux modulés par impulsions de largeur va- riable du circuit modificateur 26 à la charge 22. Selon une caractéristique de l'invention, le second circuit pilote 34 fonctionne en mode non linéaire alors que l'amplificateur 32 forme le premier circuit pi- lote et fixe une relation linéaire entre l'intensité du courant de sortie transmis par la ligne 36 et l'intensité de la tension d'entrée transmise à l'amplificateur 32 par la ligne 30 Par exemple, le circuit pilote 34 est re- présenté avec un exemple de circuit qui comporte un tran- sistor 38 et deux diodes 40 qui sont montées en série aux bornes de la jonction base-émetteur du transistor 38 et qui sont polarisées en sens opposé à celui de la jonction base-émetteur Des impulsions de courant du signal modulé transmis par la ligne 36 parviennent à la base du tran- sistor 38 A chaque apparition d'une impulsion de courant dans la ligne 36, le transistor 38 passe à saturation. Après la fin de chaque impulsion de courant de la ligne 36, le transistor 38 est commuté et passe à un état de non-conduction De cette manière, une quantité minimale d'énergie se dissipe dans le transistor 38 alors qu'une quantité maximale d'énergie parvient à la charge 22 Cette dernière est par exemple un enroulement de stator d'un moteur, cet enroulement étant représenté schématiquement sous forme d'une self 42 et d'une résistance 44 montées en série entre les bornes d'émetteur et de collecteur du transistor 38 avec une source d'énergie électrique repré- sentée sous forme d'une batterie d'accumulateurs 46 La caractéristique linéaire de fonctionnement de l'amplifica- teur 32 assure une poursuite précise, par les flancs anté- rieur et postérieur du courant de pilotage de base du tran- sistor 38, des flancs correspondants du signal pulsé de la ligne 30 De cette manière, les transitions entre les états de saturation et de nonconduction sont rapides et réduisent au minimum l'énergie dissipée dans le transistor 38. Comme l'indique le graphique 48 représenté dans le cadre du circuit modificateur 26, la courbe supérieure correspond à la ligne 30 et représente la forme d'onde d'un exemple de signal modulé par impulsions de largeur variable La seconde courbe du graphique 48 représente une forme d'onde filtrée idéalisée du courant circulant dans la charge 22 alors que la troisième courbe représente la forme d'onde d'un exemple de signal de commande transmis par la source 24 par l'intermédiaire de la ligne 28 Par exemple, la source 24 comporte un potentiomètre non repré- senté et une batterie d'accumulateurs non représentée per- mettant une variation manuelle de la tension analogique de la ligne 28 en fonction de la forme d'onde représentée sur la troisième courbe du graphique 48 La fréquence de répétition du train d'impulsions de la ligne 30 est de préférence au moins deux à trois fois supérieure à la fré- quence de coupure d'un filtre formé par la charge, ce fil- tre comprenant la self 42 et la résistance 44, afin que les impulsions de courant soient filtrées par la charge 22 De cette manière, le courant circulant dans la charge 22 est proportionnel à la valeur moyenne d'une séquence d'impulsions de courant transmises par la ligne 36 et pro- venant de l'amplificateur 32. Le circuit modificateur 26 comporte un générateur d'ondes rectangulaires, un modulateur 52 par impulsions de largeur variable, et un circuit conformateur 54 destiné à transmettre le signal modulé par impulsions de largeur variable par la, ligne 30 en fonction du signal de com- mande de la ligne 28 Le générateur 50 transmet une sé- quence d'ondes rectangulaires de même durée au modulateur 52 Celui-ci, en fonction de la tension du signal de la ligne 28, fait varier la durée des impulsions successives, proportionnellement à l'amplitude de la tension de la li- gne 28 De cette manière, le coefficient d'utilisation du signal pulsé à la borne de sortie du modulateur 52 ainsi que le coefficient d'utilisation du signal pulsé de la ligne 30, sont proportionnels à la tension du signal de commande transmis par la ligne 28 Le circuit conformateur 54, comme décrit dans la suite du présent mémoire en réfé- rence à la figure 2, comprend un circuit limiteur destiné à fixer l'amplitude du signal pulsé à une valeur prédéter- minée et il peut aussi comporter un circuit destiné à trans- mettre une pointeau flanc antérieur de chaque impulsion afin qu'il accroisse la vitesse de transition entre les états de saturation et de non-conduction dans le circuit pilote 34. L'amplificateur 32 formant le premier circuit pilote comporte cinq résistances 57 à 61, deux transistors et 66, et un amplificateur opérationnel 68 La résistance 57 transmet le signal d'entrée transmis par la ligne 30 à la borne d'entrée négative de l'amplificateur opération- nel 68 La résistance 58 relie la borne positive de l'am- plificateur 68 à la masse Le signal d'entrée transmis par la ligne 30 varie entre des tensions positive et néga- tive de même amplitude repérées par les références +A et -A sur le graphique 48, le courant de sortie transmis par la ligne 36 variant de manière analogue entre des valeurs égales de crête du courant positif et négatif Il faut noter au contraire que le courant circulant dans le col- lecteur du transistor 38, en fonction-du courant transmis par la ligne 36 est unidirectionnel uniquement parce que le transistor 38 ne conduit pas pendant la circulation d'un courant négatif dans la ligne 36 Ce courant négatif qui circule est transmis à partir de la masse à la ligne 36 par la diode 40 Les émetteurs des transistors 65 et 66 sont reliés l'un à l'autre afin qu'ils permettent un pilotage symétrique entre les tensions +V et -V, celles- ci étant appliquées de manière classique La borne de sor- tie de l'amplificateur 68 transmet le courant de base aux transistors 65 et 66 L'excursion de tension à la borne de sortie de l'amplificateur 68 et les excursions des in- tensités du courant circulant dans les transistors 65 et 66 sont suffisamment faibles pour que l'amplificateur 68 et les transistors 65 et 66 ne fonctionnent qu'en mode linéaire. Une caractéristique de l'invention porte sur l'utilisation des deux résistances de réaction 59, 60 qui sont reliées aux bornes négative et positive de l'amplifi- cateur opérationnel 68 Les résistances 57 et 58 ont des valeurs égales et, de même, les résistances 59 et 60 ont des valeurs égales La tension renvoyée par la résistance 59, depuis une première borne de la résistance 61, dif- fère de la tension renvoyée par la résistance 60 et pro- venant de l'autre borne de la résistance 61, d'une dif- férence de tensionégale à la chute de tension dans la ré- sistance 61 Celle-ci a une valeur relativement faible par rapport à celles des résistances 57 à 60, afin qu'elle puisse constituer une résistance de mesure de courant dans laquelle la chute de tension aux bornes est proportionnelle à la valeur de l'intensité du courant dans la ligne 36. Les valeurs relativement élevées des résistances 59 et évitent le retour à la borne d'entrée de l'amplifica- teur 68 d'un courant autre que négligeable dans la ligne 36 La résistance 61 qui est montée en série avec l'impé- dance d'entrée du circuit pilote 34, joue le rôle d'une impédance d'émetteur pour les circuits des transistors et 66 Etant donné le couplage de la chute de tension dans la résistance 61 aux bornes d'entrée différentielles de l'amplificateur 68, la tension de sortie de cet amplifi- cateur est pilotée avec une amplitude et un sens tels que le courant dans la ligne 36 doit suivre avec précision la forme d'onde de la tension du signal de la ligne 30 à la borne d'entrée de l'amplificateur à pente linéaire 32 Ainsi, le courant dans la ligne 36 suit linéairement la forme d'onde de tension de la ligne 30 pour toutes les valeurs de la tension dans cette ligne, la relation linéaire étant obtenue grâce au fonctionnement précité de l'amplifi- cateur 68 et les transistors 65 et 66 dans leurs plages de fonctionnement linéaire. Au contraire, le fonctionnement non linéaire précité du second circuit pilote assure la circulation d'un courant dans le collecteur 38 uniquement pendant les périodes de saturation de celui-ci, ce transistor 38 ces- sant de conduire pendant les parties négatives de la forme d'onde de la première courbe du graphique 48 Pendant les périodes dans lesquelles le transistor 38 ne conduit pas, le courant circulant dans la self 42 passe en dérivation autour du transistor 38, dans une diode 70 La valeur lis- sée du courant de la charge, décrite précédemment en réfé- rence à la seconde courbe du graphique 48, représente ainsi la valeur moyenne d'une séquencede parties positives uni- quement de la forme d'onde de la première courbe du gra- phique 48 Comme le courant de pilotage de base est ap- pliqué au transistor 38 par un amplificateur linéaire, l'amplificateur 32, les états de saturation du transistor 38, apparaissant successivement, sont réglés avec préci- sion, indépendamment des variations de température ou de tension dans le circuit pilote 34. Le graphique de la figure 2 représente la rela- tion entre la tension collecteur-émetteur et l'état de saturation, en fonction du courant de base En particu- lier, on note que, dans les états de saturation poussée, l'intensité du courant de base peut varier beaucoup sans variation très importante de la tension collecteur-émetteur. Cependant, à la saturation imminente, une réduction rela- * tivement faible de l'intensité de base supprime l'état de saturation avec une augmentation rapide de la tension collecteur-émetteur Ainsi, le réglage précis de l'in- tensité du courant, assuré par l'amplificateur à pente linéaire, est essentiel au fonctionnement du circuit selon l'invention. On se réfère maintenant à la figure 3 sur laquelle le circuit conformateur d'impulsions 54 reçoit le signal modulé par impulsions de largeur variable par une ligne 72, en provenance du modulateur 52, et forme un signal de sortie modulé par impulsions de largeur variable par une ligne 30 comme décrit en référence au graphique de la figure 1 Le circuit conformateur 54 permet le réglage de l'amplitude du signal pulsé de la ligne 30 a une valeur prédéterminée, avec conservation du coefficient d'utilisa- tion de la modulation par impulsions de largeur variable. En outre, le circuit conformateur 54 forme une pointe au flanc antérieur de chaque impulsion de la ligne 30 afin que le fonctionnement du circuit pilote 34 de la figure 1 soit meilleur. Le circuit conformateur 54 comporte un isolateur optique ou optron 74 et trois amplificateurs opérationnels 77, 78 et 79 L'isolateur optique 74 comporte deux diodes 81, 82, une résistance 84 et un transistor 86 Les diodes 81 et 82 sont des photodiodes couplées optiquement par des rayons lumineux 88, la diode 81 émettant les rayons lumineux 88 à l'apparition de chaque impulsion positive dans la ligne 72 alors que la diode 82 est commandée par chaque apparition des rayons lumineux 88 et transmet alorsun courant de base au tansistor 86 Celui-ci est commandé par deux sources de tensions +V et -V, représentées à titre illustratif sous forme de batteriesd'accumulateurs 91, 92. Lors du fonctionnement, l'optron 74 forme un signal rectangulaire transmis par la ligne 94 et ayant le même coefficient d'utilisation que le signal rectan- gulaire de la ligne 72, le signal de la ligne 94 étant représenté près de celle-ci par le graphique 96 A chaque apparition d'une impulsion lumineuse, le transistor est mis à saturation, le courant de collecteur de ce transistor circulant dans le circuit série comprenant la résistance 84 et les deux batteries 91 et 92 d'accumulateurs qui sont reliées par la borne de masse A la fin de l'impulsion lumineuse, la diode 82 interrompt la circulation du courant de base vers le transistor 82 et met ainsi celui-ci à l'état de non-conduction Ainsi, la tension au collecteur alterne entre les valeurs +V et -V par rapport à la masse En con- séquence, le signal rectangulaire de la ligne 94 a une amplitude limitée par les tensions des batteries 91 et 92 d'accumulateurs De cette manière, l'optron 74 assure une double fonction d'isolement du niveau de la tension dans le circuit conformateur 54 par rapport au niveau de tension apparaissant dans le modulateur 52, et de limita- tion des amplitudes positive et négative du signal rec- tangulaire de la ligne 94. L'amplificateur 77 a un gain unité grâce au cir- cuit 98 de réaction, la construction de ces étages ampli- ficateurs de gain unité étant bien connue De cette ma- nère, l'amplificateur 77 assure l'isolement de l'impé- dance qui permet la préservation de la forme d-'onde du signal de la ligne 94 avec cependant-une quantité suffi- sante d'énergie pour que les étages suivants du circuit conformateur 54 soient alimentés. L'amplificateur 78 a un circuit de réaction com- prenant une résistance 100 montée entre la borne de sortie de l'amplificateur 78 et-sa borne négative d'entrée Cette dernière borne de cet amplificateur est reliée à la borne de sortie de l'amplificateur 77 par la combinaison d'un condensateur 102 et d'une résistance 104 montés en paral- lèle L'entrée positive de l'amplificateur 78 est reliée à la masse Le gain de l'amplificateur 78 est fixé d'après le rapport des valeursdes résistances 100 et 104 La capa- cité du condensateur 102 est choisie afin que la constante de temps due au condensateur 102 et aux résistances 100 et 104 soit bien inférieure à la durée d'une impulsion du signal rectangulaire de la ligne 94 L'effet du con- densateur 102 est la formation d'un dépassement temporaire ou d'une "pointe" au flanc antérieur de chaque impulsion positive et au flanc antérieur de chaque impulsion néga- tive Le dépassement est représenté par les graphiques 106 et 108 représentant les signaux aux bornes de sortie des amplificateurs 77 et 78 La forme d'onde du graphique 108 représente la pointe alors que, sur le graphique 106, la pointe n'est pas présente. L'amplificateur 79 a un circuit de réaction com- prenant un potentiomètre 110 monté entre la sortie de l'am- plificateur 79 et sa borne d'entrée négative Cette der- nière borne est reliée par une résistance 112 à la sortie de l'amplificateur 78 Une extrémité du potentiomètre 110 est reliée au contact glissant afin que la résistance du circuit de réaction varie On sait que le gain de l'étage amplificateur dépend du rapport de la résistance de réaction formée par le potentiomètre 110 à la valeur de la résis- tance 112 De cette manière, l'amplificateur 79 est uti- lisé comme étage d'amplification à gain variable dans le- quel l'amplitude voulue du signal modulé par impulsions de largeur variable, transmis par la ligne 30, -est réglée à une valeur prédéterminée par réglage du potentiomètre Comme l'indique la figure 1, l'amplitude du signal de la ligne 30 est choisie d'après les caractéristiques en courant du transistor 38 et du circuit pilote 34, une amplitude plus grande du signal de la ligne 30 étant choi- sie pour des transistors nécessitant un courant de base relativement intense destiné à provoquer la saturation alors qu'une amplitude relativement faible du signal de la ligne 30 est choisie pour des transistors utilisant un courant de base relativement faible pendant la satura- tion En conséquence, pendant le fonctionnement, l'effet limiteur de l'optron 74 en combinaison avec la sélection du gain amplificateur 79 assure l'application d'un courant de base d'intensité optimale par l'amplificateur à pente linéaire 32 (figure 1) au transistor 78 afin qu'il pro- voque ainsi la mise alternée aux états de saturation et de non-conduction Le condensat 102 qui précède l'amplifi- cateur 78 (figure 3) introduit les pointes de tension aux flancs antérieurs des impulsions (voir graphique 48 de la figure 1), ces pointes étant transformées par l'ampli- ficateur 32 en pointes de courant qui réduisent les temps de transition entre les états de saturation et de non- conduction dans le transistor 38 (figure 1) du second cir- cuit pilote 34 La forme d'onde eu signal formé par le circuit conformateur 54 est préservée par la linéarité de l'amplificateur 32 qui provoque un couplage maximal de l'énergie du circuit pilote non linéaire 34 par l'in- -termédiaire de la charge 22, avec réduction au minimum de la quantité d'énergie dissipée dans le circuit pilote 43. Le circuit conformateur d'impulsions 54 est avan- tageusement muni d'un circuit destiné à décaler la valeur du signal de la ligne 30 pendant les intervalles compris entre les impulsions successives, si bien qu'il apparaît un décalage correspondant du courant dans la ligne 36 (fi- gure 1) à la borne de sortie de l'amplificateur 32 De cette manière, la coupure du courant dans le circuit du collecteur du transistor peut être réalisée par application d'un courant nul à la base du transistor 38 Dans une va- riante, un courant positif ou négatif de valeur relati- vement faible (par rapport à l'intensité de l'impulsion de courant) peut être appliqué à la base afin que la cir- culation du courant de collecteur soit interrompue, la valeur étant choisie en fonction des caractéristiques du transistor utilisé dans le circuit pilote 34. Le circuit de décalage est réalisé par addition d'une tension de décalage, par l'intermédiaire d'une résis- tance 114, au signal couplé par la résistance 112 à l'entrée négative de l'amplificateur 79 Le circuit de décalage comporte un potentiomètre 116 monté en série avec des ré- sistances 118 et 120 entre les tensions +V et -V des bat- teries d'accumulateurs 91 et 92 La résistance 114 est reliée à la borne centrale du potentiomètre 116 afin que, lors du réglage du potentiomètre 116 au décalage voulu, la résistance 114 combine la tension voulue de décalage à la tension du signal de la résistance 112 L'amplifi- cateur 102 transforme alors la tension de décalage en cou- rant de base d'intensité voulue pour le transistor 38. La figure 4 représente un second circuit pilote 34 A qui est une variante du circuit pilote 34 décrit en référence à la figure 1 Le circuit 34 A qui diffère du circuit 34, comporte plusieurs transistors montés en pa- rallèle, trois transistors 38 étant représentés à titre illustratif, et des résistances 122 d'émetteur sont montées entre les émetteurs correspondants et la batterie 46 d'ac- cumulateurs Les diodes 40 sont montées en série entre la connexion des trois bases et la borne négative de la batterie 46 d'accumulateurs, et la diode 70 est montée entre la connexion des trois collecteurs et la borne posi- tive de la batterie 46, correspondant aux connexions des diodes 40 et 70 de la figure 1 Le fonctionnement du cir- cuit pilote 34 A correspond à celui du circuit pilote 34. Cependant il faut noter que, selon l'invention étant donné l'intensité prédéterminée des impulsions de courant ap- pliquées par la ligne 36 en provenance del'amplificateur 32, les transistors 38 sont facilement protégés contre des courants excessifs en cas de variation des paramètres des transistors respectifs 38, simplement grâce aux résis- tances 122 La valeur des résistances est choisie de ma- nière qu'elle soit sensiblement égale à la résistance base- émetteur d'un transistor, et de manière qu'elle donne une chute de tension d'environ 0,5 V dans les résistances 122, pendant la saturation des transistors 38, la valeur réelle de la tension variant entre les transistors 38 en fonction des différences entre les paramètres de manière que des états uniformes de saturation soient obtenus. La figure 5 représente une variante simplifiée d'un circuit selon l'invention qui peut être avantageuse- ment utilisé pour l'alimentation du second circuit pilote 34 de la figure 1 lorsque la grande souplesse de fonction- nement du circuit de la figure 1 n'est pas nécessaire. Cette variante de circuit 130 de la figure 5 comprend, en série, le circuit conformateur d'impulsions 54 et l'ampli- ficateur à pente linéaire 32 de la figure 1 Le circuit est ainsi monté entre la ligne 72 et les bornes d'entrée du circuit pilote 34. Le circuit 130 comporte les deux photodiodes 81, 82 de l'optron reliées par des rayons lumineux 88, le transistor 86 et la résistance 84 déjà décrits en réfé- rence à la figure 3 Le circuit 130 comporte en outre un circuit complémentaire de sortie destiné à transmettre un courant par la ligne 36 de sortie, ce circuit pouvant comprendre deux transistors 65 A, 66 A qui ont un fonction- nement analogue à celui décrit en référence aux transis- tors 65 et 66 de la figure 1. Le courant de base destiné aux deux transistors A et 66 A est transmis par un jeu de deux transistors 133, 134 qui sont montés sous forme complémentaire, leurs collecteurs étant reliés par des résistances 137, 138 res- pectivement aux bases des transistors 65 A, 66 A La con- nexion de ces transistors diffère de celle des'transistors et 66 de la figure 1 car les collecteurs des transistors A et 66 A sont reliés l'un à l'autre et à la ligne 36 de sortie Le courant d'émetteur destiné aux transistors A et 66 A est transmis par des résistances 141, 142 qui reçoivent les tensions +V et -V respectivement Des diodes de Zener 145 et 146 sont montées entre les bases des tran- sistors 65 A et 66 A et les tensions +V et -V Les émetteurs des transistors 133 et 134 sont à la masse La base du transistor 133 est directement reliée au collecteur du transistor 86 alors que la base du transistor 134 est re- liée par une résistance 148 au collecteur du transistor 86. En conséquence, lors du fonctionnement, lorsqu'un 1 9 signal pulsé apparaît dans la ligne 72, le transistor 86 transmet un signal pulsé tel que représenté par le gra- phique 96 de la figure 3, par l'intermédiaire de la ligne , aux bases des transistors 133 et 134 Le transistor 133 est d'un type NPN alors que le transistor 134 est du type PNP Ainsi, en présence d'une impulsion positive dans la ligne 150, le transistor 133 est mis à l'état conducteur alors que le transistor 134 est mis à l'état non conducteur. De manière analogue, en présence d'une impulsion négative dans la ligne 150, le transistor 133 est mis à un état non-conducteur et le transistor 134 est mis à un état conduc- teur La résistance 148 du circuit de base du transistor 134 a une valeur relativement faible, par exemple 1,5 ohm, afin qu'elle égalise les effets du pilotage des bases des deux transistors, par exemple lorsque le transistor 133 est du type 2 N 3904 et le transistor 134 2 N 3906. Lorsqu'on compare les circuits des figures 5 et 1, on note que la résistance 61 de l'amplificateur 32 n'existe pas dans le circuit de la figure 5 Cependant, la régulation du courant est obtenue pour chacun des tran- sistors 65 A et 66 A par le circuit de réaction comprenant la résistance 141 et la diode de Zener 145, reliées par la jonction base-émetteur du transistor 65 A, et par le circuit de réaction comprenant la résistance 142 et la diode de Zener 146, reliées par la jonction base-émetteur du transistor 66 A Les résistances 141 et 142 qui ont cha- cune une valeur de 2 ohms fixent aussi le point de fonc- tionnement pour la jonction base-émetteur des transistors A et 66 A. Le transistor 65 A est mis dans un état linéaire de conduction partransmission du courant de base par le transistor 133 par l'intermédiaire de la résistance 137. La conduction du transistor 65 A se termine à la fin de la conduction du transistor 133 De même, l'excitation du transistor 134 provoque la transmission d'un courant de base au transistor 66 A par l'intermédiaire de la résis- tance 138 Les diodes de Zener 145 et 146 jouent aussi le rôle de circuits écrêteurs qui obligent les transistors A et 66 A à rester en mode de conduction linéaire Les valeurs choisies pour les iodes de Zener 145 et 146 et la résistance ohmique choisie pour les résistances 141 et 142 déterminent essentiellement l'intensité du courant régulé linéairement dans la ligne 36 et qui commande le circuit pilote 34 à saturation Etant donné le fonction- nement alterné en mode linéaire des transistors 65 A et 66 A, le circuit 130 a une largeur de bande relativement grande et une réponse relativement rapide De cette ma- nière, le circuit 130 peut commander efficacement le cir- cuit pilote 34 de la figure 1 afin que la charge 22 soit alimentée. La figure 6 représente un circuit 131 qui com- prend le circuit 130 de la figure 5 et, en outre, un réseau conformateur qui comporte deux selfs 200 et 201 et deux condensateurs 202 et 203 Les selfs 200 et 201 sont montées en série avec les diodes 145 et 146 Les condensateurs 202 et 203 sont montés en parallèle avec les résistances 137 et 138 respectivement Le réseau conformateur introduit un dépassement ou une pointe de courant aux flancs anté- rieur et postérieur des impulsions de la forme d'onde de courant dans la ligne 36, comme l'indique le graphique 206 placé à côté du circuit 131 La forme d'onde représen- tée par ce graphique 206 est avantageuse pour l'alimenta- tion d'une charge ayant une impédance inductive d'entrée. Les valeurs de l'inductance et de la capacité des selfs , 201 et des condensateurs 202, 203 respectivement peu- vent être déterminées expérimentalement d'après l'impé- dance de la charge 22 diaire du circuit pilote 34. Il est bien entendu que l'invention n'a été dé- crite et représentée qu'à titre d'exemple préférentiel et qu'on pourra apporter toute équivalence technique dans ses éléments constitutifs sans pour autant sortir de son cadre. REVENDICATIONS 1 Circuit d'alimentation d'une charge électrique, caractérisé en ce qu'il comporte un premier circuit pi- lote, un second circuit pilote ( 34) destiné à alimenter la charge et piloté lui-même par le premier circuit pi- lote, ce dernier comportant un amplificateur à pente li- néaire ( 32) destiné à transmettre un courant d'intensité prédéterminée à la borne d'entrée du second circuit pilote, ce dernier ( 34) comprenant un dispositif ( 38) qui peut être saturé d'une valeur dépendant de l'intensité du cou- rant transmis à la borne d'entrée et qui est destiné à transmettre de l'énergie à la charge ( 22). 2 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un dispositif -( 26) relié à l'amplificateur ( 32) et destiné à former un courant pulsé tel que l'intensité des impulsions du courant est égale à l'intensité prédéterminée. 3 Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le dispositif d'application d'énergie comprend un transistor ( 38). 4 Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le dispositif d'application d'énergie comprend une réactance magnétique. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le dispositif d'application d'énergie comporte plusieurs circuits à transistor montés en parallèle, cha- cun de ces circuits comprenant un transistor ( 38) et une résistance ( 122) reliée à l'émetteur du transistor, la valeur de la résistance étant sensiblement égale à la ré- sistance du circuit base-émetteur du transistor afin que les différences entre les paramètres des transistors des circuits, pendant la saturation sous l'action du courant appliqué aux transistors par l'amplificateur, soient com- pensées. 6 Circuit selon l'une quelconque des revendica- tions 3 à 5, caractérisé en ce que le dispositif d'appli- cation d'énergie est piloté entre le niveau prédéterminé de saturation et un état de coupure du courant par les impulsions de courant afin que l'énergie transmise à la charge 122) soit commandée par tout ou rien. 7 Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le premier circuit pilote ( 32) comporte en outre un dispositif de réglage de l'intensité du courant appli- quée à ladite borne afin qu'un niveau prédéterminé de sa- turation soit établi dans le dispositif d'application d'énergie l 38) du second circuit pilote. 8 Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce que le dispositif de réglage comprend un réseau de résistances et un circuit de réaction. 9 Circuit selon l'une quelconque des revendica- tions 1 à 8, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif ( 24, 52) destiné à mettre le signal de pilotagesous forme d'impulsions afin que la quantité d'énergie appliquée par le circuit pilote relié à l'amplificateur linéaire varie de façon répétée, le dispositif de formation des impulsions répétées comprenant en outre un dispositif ( 54) relié à la borne d'entrée de l'amplificateur et destiné à maintenir l'intensité des impulsions du signal d'entrée à une inten- sité prédéterminée. Circuit selon la revendication 9, caractérisé en ce que le dispositif ( 54) destiné à maintenir l'inten- sité comprend un dispositif de sélection d'une intensité correspondant à un degré prédéterminé de saturation du circuit pilote. 11 Circuit selon la revendication 10, caractérisé en ce que l'amplificateur ( 32) comporte un dispositif ( 61) de mesure du courant du signal de pilotage, et un dispositif ( 60) relié au dispositif de mesure et destiné à renvoyer une tension qui est proportionnelle à ce courant et qui est destinée à être ajoutée au signal d'entrée. 12 Circuit selon la revendication 10, caractérisé en ce que le second circuit pilote ( 34) a en outre un se- cond élement qui peut être saturé à un degré qui dépend de l'intensité du courant du signal de pilotage appliqué, et chacun des éléments est untransistor, le courant du signal de pilotage transmis par le premier circuit pilote étant transmis par les jonctions base-émetteur des tran- sistors respectifs et étant divisé parmi ces transistors, l'énergie destinée à la charge étant transmise par les collecteurs des transistors respectifs, chacun des tran- sistors ayant une résistance reliée à son circuit d'émet- teur et destinée à compenser la différence entre les pa- ramètres des transistors lorsqu'ils sont mis à saturation par ledit courant. 13 Circuit selon l'une quelconque des revendications 9 à 12, caractérisé en ce que le dispositif de formation d'impulsions comprend une source d'impulsions électriques ( 24) et un circuit modulateur par impulsions de largeur variable ( 52) destiné à moduler la largeur des impulsions électriques afin qu'il fasse varier la valeur moyenne de l'énergie appliquée à la charge. 14 Circuit selon la revendication 13, caractérisé en ce que le dispositif de formation d'impulsions com- prend un circuit ( 74) destiné à limiter l'amplitude des impulsions. Circuit selon la revendication 13, caractérisé en ce que le dispositif de formation d'impulsions com- porte un dispositif ( 78) destiné à modifier la forme d'onde des impulsions de la source d'impulsions afin que chaque impulsion comporte une pointe à ses flancs antérieur et postérieur. 16 Circuit d'alimentation électrique destiné à un circuit à modulation par impulsions de largeur variable destiné à alimenter une charge, ledit circuit étant carac- térisé en ce qu'il comprend un circuit pilote de charge ( 34) qui peut être saturé à un degré prédéterminé afin qu'il transmette de l'énergie à la charge ( 22), et un dis- positif ( 24, 26, 32) destiné à saturer de façon répétée le circuit pilote au degré prédéterminé de saturation, le dispositif de saturation comprenant un premier circuit pilote comportant un amplificateur linéaire ( 32) qui trans- met un signal de sortie dont L'intensité est proportion- nelle au signal d'entrée de l'amplificateur, le signal de sortie étant transmis à la borne d'entrée du circuit pilote de la charge. 17 Circuit selon la revendication 16, caractérisé en ce que le circuit pilote de la charge ( 34) comporte un transistor ( 38), et l'amplificateur est un amplifica- teur à pente linéaire ( 32) qui transmet au transistor un courant de sortie qui met le transistor à l'état de satura- tion. 18 Circuit selon la revendication 17, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un dispositif ( 26) relié à l'amplificateur ( 32) et destiné à modifier la forme d'onde d'un signal modulé par impulsions de largeur variable du circuit par incorporation d'une pointeaux flancs antérieur et postérieur de chaque impulsion du signal modulé. 19 Circuit selon la revendication 16, caractérisé en ce que le circuit pilote de la charge ( 34) comporte plusieurs transistors ( 138) dont les bases sont reliées à la borne d'entrée du circuit pilote, les émetteurs des transistors étant reliés à un circuit de compensation à résistances ( 122) destiné à compenser les différences en- tre les paramètres des transistors lorsqu'ils sont à satu- ration, et l'amplificateur ( 32) transmet un courant à la borne d'entrée du circuit pilote afin qu'il provoque la saturation dans chacun des transistors. Circuit d'alimentation destiné à un circuit à modulation par impulsions de largeur variable destiné à la transmission d'énergie à une charge, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit pilote de charge ( 34) destiné à être saturé à un degré prédéterminé de saturation afin qu'il transmette de l'énergie à la charge ( 22), et un dis- positif ( 24, 26, 32) destiné à mettre le circuit pilote à un degré prédéterminé de saturation d'une manière répé- tée, ce dispositif de saturation comprenant un circuit de formation d'impulsions ( 26) transmettant un signal de sortie d'intensité fixe et ayant des impulsions de durée variable en fonction du signal pulsé d'entrée du circuit. 21 Circuit selon la revendication 20, caractérisé en ce que le dispositif de saturation comporte un cir- cuit complémentaire à transistors ( 65, 66) destiné à transmettre un courant régulé de sens qui alternent, au circuit pilote de charge ( 34) 22 Circuit selon la revendication 21, caractérisé en ce qu'il comprend un jeu d'éléments complémentaires ( 133, 134) montés de manière qu'ils commandent les tran- sistors.