FR 2515444 A1 19830429 FR 8217280 A 19821015 la présente invention concerne de façon générale les régulateurs à découpage et elle porte plus particulière- ment sur un régulateur à découpage capable de fournir une gam- me de tension de sortie étendue, qui s'étend de zéro jusqu'à n'importe quelle valeur de tension de sortie désirée, sans entraîner d'inversion de la polarité de la tension de sortie continue par rapport à la polarité de la tension d'entrée con- tinue. Dans de nombreuses applicationson est limité à une source de tension continue fixe et il est nécessaire de dis- poser d'une gamme de tension de sortie régulée s'étendant d'une valeur inférieure jusqu'à une valeur supérieure à la va- leur de la tension d'entrée On peut utiliser un convertisseur continu-continu pour obtenir cette gamme étendue de tension. de sortie Cette gamme étendue est obtenue par l'utilisation d'un transformateur dans le convertisseur, et un choix appro- prié du rapport de transformation permet de sélectionner n'importe quelle gamme de tension de sortie désirée Cependant, les transformateurs sont coûteux et de taille très grande par rapport aux circuits du convertisseur. On peut surmonter ces limitations particulières de taille et de cout par l'utilisation d'un régulateur à découpa- ge qui utilise une inductance à deux bornes en tant que dispo- sitif de stockage d'énergie Le régulateur à découpage offre de nombreux avantages: sa conception est aisée, il peut être réalisé sous une forme intégrée, à l'exception peut-être de la nécessité d'employer une inductance de stockage d'énergie discrète et un condensateur de filtrage discret, sa taille est faible et son rendement énergétique est très bon Il présente cependant une limitation qui consiste en ce qu'il ne peut pas fournir une gamme de tension de sortie allant d'une région d'élévation de tension jusqu'à une région d'abaissement de tension, en passant par la valeur de la tension d'entrée, sans inverser la polarité de la tension de sortie continue par rap- port à la polarité de la tension d'entrée continue De ce fait, les structures de régulateur de tension qui nécessitent une gamme étendue de tension de sortie continue régulée,sans inver- sion de la polarité de la tension d'entréedoivent utiliser le convertisseur continu-continu qui emploie un transformateur. Ainsi, conformément aux principes de l'invention, un régulateur à découpage survolteur-dévolteur procure une possibilité d'élévation/abaissement continu de la tension, de- puis zéro jusqu'à une valeur supérieure à la tension d'entrée continue, sans la nécessité d'inverser la polarité de la ten- sion de sortie par rapport à la tension d'alimentation conti- nue On obtient cette gamme étendue par l'utilisation de deux dispositifs de commutation indépendants, connectés à des bor- nes opposées d'un élément de stockage d'énergie inductifpour commander indépendamment le stockage d'énergie dans cet élé- ment et la libération d'énergie à partir de l'élément vers la charge Les deux dispositifs de commutation sont attaqués en synchronisme mais avec des rapports cycliques différents, pour commander indépendamment le stockage et la libération de l'énergie, afin d'obtenir la gamme étendue désirée pour la tension de sortie régulée. En faisant varier les rapports cycliques respectifs des deux dispositifs de commutation commutés en synchronisme, on peut obtenir de nombreux effets définis sur le courant et la tension de sortie Tous les composants de circuit de ce régulateur, à l'exception du condensateur de filtrage de sor- tie et de l'inductance de stockage d'énergiepeuvent 4 tre réa- lisés sous forme intégrée, ce qui réduit la taille et le co-ft du régulateur à découpage par rapport à un convertisseur con- tinu-continu. l'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre de modes de réalisation et en se référant aux dessins annexés sur lesquels: Ia figure 1 montre divers types de régulateurs à découpage de l'art antérieur; La figure 2 est un schéma d'un régulateur à découpa- ge survolteur-dévolteur conçu conformément aux principes de l'invention; les figures 3, 4, 5 et 6 sont des diagrammes de signaux destinés à faciliter la description de divers modes de fonctionnement du régulateur à découpage survolteur-dévol- teur représenté sur la figure 2; et Les figures 7, 8 et 9 sont des schémas du régula- teur à découpage comprenant diverses configurations de réac- tion qui permettent de commander le régulateur à découpage survolteur-dévolteur de la figure 1. la figure 1 montre trois configurations classiques de régulateurs à découpage de l'art antérieur utilisant une inductance de stockage d'énergie à deux bornes Le régulateur à découpage abaisseur représenté dans la partie A de la fi- gure 1 fournit une tension de sortie continue négative comman- dée qui est obtenue à partir d'une tension d'entrée continue négative. Bien que les exemples représentés ici concernent des tensions d'entrée négatives, les mêmes principes s'appli- quent à des tensions d'entrée positives La polarité néces- saire pour les dispositifs de commutation et les diodes est évidente pour l'homme de l'art et on considère donc qu'il n'est pas nécessaire de la décrire spécialement. Dans le mode de réalisation particulier représenté, la valeur de la tension de sortie continue négative peut aller de zéro à la valeur de la tension d'entrée continue négative. On commande aisément la tension de sortie dans cette gamme en applkuant une modulation d'impulsions en largeur au transis- tor de commutation 11, mais la valeur de la tension de sortie ne peut pas dépasser cette gamme Ce régulateur à découpage abaisseur représenté sur la figure 1 présente un avantage de fonctionnement qui consiste en ce que le courant de charge de sortie Il, représenté par le signal de courant 15, est perma- nent Le courant Il circule dans la charge 16, m 4 me pendant que l'énergie est stockée dans l'inductance de stockage d'énergie 14 Ceci s'oppose aux régulateurs à découpage re- présentés dans les parties B et C de la figure 1, et envisagés ci-après, qui ont un courant de charge discontinu. Un régulateur à découpage élévateur, représenté dans la partie B de la figure 1, génère une gamme de tension de sortie qui s'étend depuis la tension d'entrée continue néga- tive jusqu'à, théoriquement moins l'infini On commande aisé- ment la tension de sortie continue dans cette gamme par l'ap- plication d'une modulation d'impulsions en largeur au tran- sistor de commutation 12, et le courant de charge de sortie I 1 est discontinu du fait qu'il ne circule pas pendant que de l'énergie est stockée dans l'inductance, comme le montrent les signaux de courant 17 qui sont associés à la partie B de la figure 1. Dans les deux cas, la tension de sortie continue com- mandée des régulateurs à découpage représentés dans les par- ties A et B de la figure 1 a la même polarité que la tension d'entrée continue appliquée Cependant, dans chaque cas, la gamme de la tension de sortie continue est limitée à des va- leurs respectivement inférieures ou supérieures à la valeur de la tension d'entrée continue appliquée Ainsi, dans un exemple comme dans l'autre, la gamme de la tension de sortie ne peut pas traverser une valeur barrière qui est déterminée par la valeur particulière de la tension d'entrée continue appliquée. Le régulateur à découpage qui est représenté dans la partie C de la figure 1 procure une gamme étendue de ten- sion de sortie continue positive commandée qui s'étend depuis zéro jusqu'à théoriquement plus l'infini, par une modulation d'impulsions en largeur appliquée au transistor de commuta- tion 13 Cependant, la polarité de la tension de sortie con- tinue est inversée par rapport à la polarité négative de la tension d'entrée continue appliquée Comme le montre le si- gnal associé, le régulateur à découpage survolteur-dévolteur représenté dans la partie C de la figure 1 fournit un courant de sortie discontinu Il (voir le signal de courant 18) Il ne circule pas de courant de sortie pendant que de l'énergie est stockée dans l'inductance de stockage d'énergie. la figure 2 montre un régulateur à découpage sur- volteur-dévolteur, nouveau et perfectionné, qui matérialise les principes de l'invention Dans ce mode de réalisation, un premier transistor de commutation 21 connecte une borne d'en- trée de tension continue négative 22 à une borne 26 de l'in- ductance de stockage d'énergie 23 Un second transistor de commutation 24 connecte la seconde borne 27 de l'inductance de stockage d'énergie à la borne de masse 25 Cette seconde borne 27 de l'inductance de stockage d'énergie 23 est égale- ment connectée, par une diode 29, à la charge de sortie 30 et à un condensateur de filtrage 31 La première borne 26 de l'inductance de stockage d'énergie 23 est connectée, par une diode 32, à la borne de masse 33 Les signaux d'attaque pour les deux transistors de commutation 21 et 24 apparaissent sur les diagrammes associés 41 et 44 qui représentent les im- pulsions d'attaque destinées à polariser ces transistors de commutation à l'état conducteur, indépendamment mais en syn- chronisme. Comme le montrent les signaux d'attaque 41 et 44, le premier transistor de commutation 21 est attaqué par une impulsion ayant une période T et une largeur d'impulsion t 4 * Il n'est pas nécessaire que le signal d'impulsion d'attaque 44 pour le second transistor 24 ait des temps de montée ou de descente identiques à ceux relatifs à la première impul- sion d'attaque, mais les deux signaux d'attaque sous forme d'impulsion doivent 8 tre commutés en synchronisme mutuel et doivent 9 tre simultanément à l'état haut pendant au moins un certain intervalle de temps commun Les impulsions d'attaque ne doivent pas apparaître en coïncidence si la tension de sortie dépasse la tension d'entrée, de façon que de l'énergie puisse être stockée dans l'inductance de stockage d'énergie 23 Le signal d'attaque sous forme d'impulsion 44 pour le se- cond transistor a également la même période T que le signal 41, mais, comme il est représenté, la largeur d'impulsion t 2 de l'impulsion d'attaque 44 est inférieure à la largeur d'im- pulsion t 4 du signal sous forme d'impulsion 41 Dans les si- gnaux représentés, les intervalles d'impulsion t 2 et t 4 re- présentent les intervalles de conduction respectifs pour les transistors 24 et 21 Comme il est représenté, le front avant du signal d'attaque sous forme d'impulsion 44 apparaît après le front avant du signal d'attaque sous forme d'impulsion 41. Par conséquent, la conduction dans le premier transistor 21 commence avant la conduction dans le transistor 24 De façon similaire, le front arrière de l'impulsion d'attaque du si- gnal sous forme d'impulsion 44 apparaît avant celui de l'im- pulsion d'attaque 41, ce qui fait que le transistor 24 cesse de conduire en premier On peut utiliser diverses configura- 15444 tions temporelles pour les deux impulsions d'attaque, pour obtenir des effets de commande de régulation spéciaux pour la tension de sortie, mais on doit faire fonctionner en syn- chronisme mutuel les deux éléments de commutation à transis- tors 21 et 24. Lorsque les premier et second transistors de commu- tation 21 et 24 sont simultanément polarisés à l'état conduc- teur, les diodes 29 et 32 sont polarisées en inverse pendant que le courant augmente dans l'inductance de stockage d'éner- gie 23 et pendant que de l'énergie est stockée dans cette dernière Lorsque les deux éléments de commutation à transis- tors 21 et 24 sont polarisés simultanément à l'état non con- ducteur, l'énergie stockée dans l'inductance 23 continue de faire circuler un courant vers l'impédance de charge 30, par la diode 29 qui est maintenant polarisée en sens direct On peut considérer que les transistors 21 et 24 et leurs diodes associées 32 et 39 fonctionnent comme des circuits de commu- tation Le condensateur 31 élimine par filtrage les composan- tes alternatives du courant de sortie et maintient une tension continue permanente aux bornes de la résistance de charge 30. En polarisant le second élément de commutation à transistor 24 de façon qu'il conduise simultanément au premier élément de commutation à transistor 21, on peut transférer de l'éner- gie depuis la source d'entrée vers l'inductance de stockage 23, m 9 me si la valeur absolue de la tension de sortie aux bornes de la charge 30 dépasse la valeur absolue de la tension d'alimentation continue d'entrée sur la borne 22, sans aucune inversion de polarité de la tension de sortie continue par rapport à la tension d'entrée continue Il est donc possible d'avoir une gamme de tension de sortie régulée avec une pola- rité identique à la tension d'entrée la souplesse du circuit régulateur de la figure 2 permet d'obtenir de nombreux effets avantageux variés en utilisant différents rapports cycliques pour les deux éléments de commutation à transistors, à condi- tion de les faire fonctionner en synchronisme mutuel. Bien que le régulateur à découpage de la figure 2 soit représenté avec une borne de la charge connectée à la masse, le régulateur peut fournir une tension de sortie flot- tante non référencée à la masse, avec une configuration dans laquelle la tension de masse appliquée à la diode 32 est sup- primée et remplacée par une tension de référence différente, et dans laquelle la charge 30 est connectée en parallèle aux bornes du condensateur 31. On peut comprendre aisément le fonctionnement du circuit régulateur à découpage représenté sur la figure 2, par la description de divers modes de fonctionnement, en se référant spécialement aux signaux des figures 3, 4, 5 et 6. Chacune de ces figures définit divers modes de fonctionnement sélectionnés, dans le but d'illustrer les principes de fonc- tionnement sous-jacents du régulateur à découpage On inotera que les diverses configurations de fonctionnement représentées par les signaux des figures 3, 4, 5 et 6 ne sont pas destinées à montrer tous les modes de fonctionnement possibles, ou à limiter l'étendue de l'invention. Les signaux de la figure 3 représentent une condi- tion dans laquelle les deux éléments de commutation à tran- sistors 21 et 24 sont placés simultanément à l'état conduc- teur par des impulsions de polarisation simultanées 51 et 54 ayant des rapports cycliques égaux Dans ce mode de fonction- nement particulier, le signal de courant de charge de sortie 53 présente une forme trapézoïdale à une seule cr Ate, dans laquelle le courant a une valeur de crgte initiale au point 55 et diminue jusqu'à une valeur inférieure au point 56 Dans cet exemple, on suppose que le flux dans l'inductance ne di- minue pas jusqu'à zéro; s'il diminuait effectivement jusqu'à zéro, le signal de courant de charge serait triangulaire, comme il est bien connu de l'homme de l'art le courant de charge de sortie ne circule que pendant l'intervalle de temps (t 4 t 3),lorsque les premier et second éléments de commuta- tion à transistors 21 et 24 sont tous deux polarisés à l'état non conducteur On utilise les intervalles de conduc- tion (t 3 to) des deux éléments de commutation à transistors 21 et 24 pour stocker de l'énergie dans l'inductance de sto- ckage d'énergie 23, et cette énergie est ensuite fournie à la charge 30 sous la forme d'une impulsion de courant de charge 53 Dans ce mode de fonctionnement, de l'énergie est stockée dans l'inductance de stockage d'énergie 23 même si la tension de sortie dépasse la valeur de la tension d'entrée. Dans le second mode de fonctionnement, représenté par les signaux de la figure 4, les premier et second éléments de commutation à transistors 21 et 24 sont attaqués en syn- chronisme par des impulsions d'attaque 61 et 64 ayant des rap- ports cycliques mutuellement différents Comme le montre le signal d'attaque 61, l'élément de commutation à transistor 21 est placé à l'état conducteur avec un rapport cyclique d'en- viron 50 % Des rapports cycliques autres que 50 % produisent pratiquement le m 8 me effet L'élément de commutation à tran- sistor 24 est placé à l'état conducteur par l'impulsion 64 avec un rapport cyclique inférieur le signal de courant de sortie 62 comporte trois sommets séparés 65, 66 et 67 qui cor- respondent aux divers fronts avant et arrière des deux signaux d'attaque sous forme d'impulsions, 61 et 64. Cette réponse particulière de courant de-charge, re- présentée par le signal 62, apparaît dans une situation dans laquelle la valeur de la tension de sortie négative est com- prise entre la valeur de la tension d'entrée continue négative et zéro L'intervalle de temps (t 2 t 0) pendant lequel les deux impulsions d'attaque existent simultanément et pendant lequel les deux transistors de commutation 21 et 24 sont con- ducteurs, est un intervalle d'absence de courant de charge de sortie, comme le montre le niveau de courant zéro, 68, du si- gnal de courant 62, et c'est l'intervalle pendant lequel de l'énergie est stockée dans l'inductance de stockage d'énergie 23 Dès que le second élément de commutation à transistor 24 est polarisé à l'état non conducteur, à l'instant t 2, le cou- rant de charge de sortie saute à un premier sommet 65 et il augmente sous la forme d'un signal en rampe 63 jusqu'au sommet 66, à l'instant t 3 auquel le premier élément de commutation à transistor 21 est polarisé à l'état non conducteur L'énergie stockée dans l'inductance diminue alors et suit la pente né- gative 69 jusqu'au sommet 67, à l'instant t 4 auquel les deux éléments de commutation à transistors 21 et 24 sont à nouveau polarisés à l'état conducteur, et le courant de charge de sor- tie tombe au niveau zéro, 68. la figure 5 représente ureconfiguration d'impul- sions d'attaque identique pour une condition dans laquelle la tension de sortie continue négative est plus négative, ou plus grande en valeur absolue, que la tension d'entrée con- tinue négative Le signal de courant de charge de sortie 72 prend une forme polygonale différente de celle de la figure 4 Sa valeur initiale à l'instant t 2 augmente jusqu'à un som- met 73 correspondant à une valeur de crête, à l'instant au- quel le second transistor 24 est polarisé à l'état non con- ducteur, sur le front arrière de l'impulsion d'attaque 74 Le signal de courant 72 diminue avec une première valeur de pen- te depuis le sommet 73 jusqu'à un second sommet 75, à l'ins- tant t 3, auquel le premier transistor 21 est polarisé à l'état non conducteur, sur le front arrière de l'impulsion d'attaque 71 Le courant de sortie déf à l'énergie stockée dans l'induc- tance 23 diminue depuis le sommet 75 jusqu'au sommet 76, au- quel les deux transistors 21 et 24 sont polarisés à l'état conducteur à l Vinstant t 4 et, comme le montre la figure 5, le signal de courant de charge de sortie 72 tombe au niveau zéro, 78. la figure 6 montre un signal de courant pour le courant de sortie du régulateur lorsque la polarisation du second transistor 24, bien que synchrone de celle du premier transistor, a des fronts d'impulsions avant et arrière indé- pendants Dans cet exemple, l'élément de commutation à tran- sistor 24 est polarisé à l'état conducteur après que le pre- mier transistor 24 a conduit pendant un intervalle (t 1 to). Le front avant de l'impulsion d'attaque 84 pour le second transistor 24 apparaît au bout d'un intervalle de temps nota- ble (t 1 to) après le front avant de l'impulsion d'attaque 81 du premier transistor 21 Le signal de courant de sortie prend la forme polygonale qui est représentée, pour une situa- tion dans laquelle la tension de sortie est comprise entre la valeur de la tension d'alimentation continue et zéro. Le signal de courant correspondant pour des tensions de sortie de valeur supérieure à la tension d'entrée, dans cette situation, apparaîtra de luimême à l'homme de l'art et il n'est pas nécessaire de le décrire en détail ici. L'homme de l'art pourra facilement déterminer les divers signaux de courant de charge qui apparaissent, en uti- lisant les relations analytiques ci-après, qui décrivent le fonctionnement d'un régulateur à découpage survolteur-dévol- teur mettant en oeuvre les principes de l'invention, tel que celui représenté sur la figure 2 Cette analyse, appliquée à titre d'exemple à la figure 4, calcule essentiellement le courant de charge instantané à trois positions de sommets critiques: (i) lorsque les deux éléments de commutation con- duisent initialement; (ii) lorsque le premier élément de commutation cesse de conduire; et (iii) lorsque le second élément de commutation cesse de conduire L'analyse pour les autres figures apparattra aisément à l'homme de l'art Ainsi, la détermination des chutes de tension et des courants ins- tantanés dans le circuit régulateur, pour chaque situation, fournit les relations analytiques suivantes exprimées dans les équations ( 1), ( 2) et'( 3) ci-après, dans lesquelles Vi est la valeur de la tension continue d'entrée, V est la va- leur de la tension de sortie continue régulée; X est la va- leur de l'inductance de stockage d'énergie; et Ia C et Ic sont les courants instantanés aux sommets du signal de courant de charge trapézoïdal, correspondant par exemple aux points , 66 et 67 du signal 62 sur la figure 4 % = (t 2 t O) est l'intervalle de temps pendant lequel les deux éléments de commutation à transistors sont conducteurs; Te = (t 3 t 2) est l'intervalle pendant lequel seul le premier élément de commutation à transistor 21 est conducteur; et Ty = (t 4 t 3) est l'intervalle pendant lequel aucun des éléments de commu- tation à transistors 21 ou 24 n'est conducteur Ia période du signal est désignée par T On voit que la somme de TC, T at est la période T On suppose dans les équations suivantes qu'aucune chute de tension n'apparait aux bornes des diodes 29 et 32 et que le courant dans l'inductance 23 ne tombe ja- mais à une valeur nulle. (Ia m ( 1) Vi 1 ffi N ( 1) 1 1 (Ib a) Vi Vo = l ( 1 bIc) Vo= X (T) ( 2) ( 3) On peut calculer simplement le courant continu de sortie moyen en calculant le produit courant-temps correspondant à l'aire sous la courbe de courant de charge 62, comme celle représentée sur la figure 4, et en divisant par la période, et le courant de sortie moyen est alors défini par l'équation ( 4): - (a + Yb (% + Ic) o = 2 T T + 2 T ( 4) A partir des équations ( 1) à ( 4), on peut établir les équa- tions de conception ( 5) à ( 8) suivantes, pour définir la tension de sortie et les trois courants de sommets Ia' b et Ic du signal de courant de sortie polygonal. (TX + T) v ( 1 K)T Vi ( 5) Do ID a 1 K DO IDC cb 1 -K i I = + I. c 1 K l K r E 2 + 2 K 1 K r 2 + ( 1 1 K r K 2 ( 1 1 K avec TO K 35T= T ( 1 4 V o K) vi M ri m+E q 1 4 J ( 6) V K) - V + v v ( 7) ( 8) ( 9) Vi I = ( 10) 7 VO M = _-l ( 1 K) ( 11) On peut déduire de ces équations la tension de sortie maxima- * le que peut atteindre le régulateur, et cette tension est dé- finie par l'équation ( 12) ci-dessous: Vi I Volmax 1 K ( 12) Cette condition de tension de sortie maximale se produit lors- que le second élément de commutation à transistor 24 conduit en permanence En examinant les équations ( 5) à ( 8) ci-dessus, il apparaît que la valeur de Ib représente le courant de crête maximal lorsque la tension de sortie est inférieure à la ten- sion d'entrée et I représente le courant de crtte lorsque la tension de sortie est supérieure à la tension d'entrée. Un régulateur à découpage survolteur-dévolteur, tel que celui représenté sur la figure 7, utilise une configura- tion de réaction pour réguler la tension de sortie et pour établir la gamme de la tension de sortie régulée On fait fonc- tionner le premier transistor de commutation 121 avec un rap- port cyclique variable et on fait fonctionner le second tran- sistor de commutation 124 avec un rapport cyclique fixe On applique une tension d'entrée continue négative sur la borne 122, connectée à l'émetteur du premier transistor de commuta- tion 121 On détecte une tension de sortie continue négative sur la borne de sortie 133 et on la renvoie, par un conducteur 134, vers un amplificateur d'erreur 135 dans lequel on compare la valeur de la tension de sortie à une tension de commande Vc* Le signal de sortie du comparateur établit une première tension de référence qui est appliquée sur une entrée inver- seuse d'un amplificateur d'attaque comparateur 136 qui attaque le premier transistor de commutateur 121 Un amplificateur d'attaque comparateur 137, connecté de façon à attaquer le second transistor de commutation 124, est branché de façon que son entrée non inverseuse reçoive une seconde tension de référence fixe, pour commander le rapport cyclique du tran- sistor 124 La tension de commande VA détermine la régulation de la tension de sortie. Les entrées inverseuse et non inverseuse, respecti- vement, des deux transistors d'attaque comparateurs 136 et 137, sont connectées à un générateur de signal en rampe 140. Le générateur de signal en rampe 140 est attaqué par une hor- loge 141 qui permet périodiquement à un transistor 142, dans le générateur 140, de charger un condensateur 143, lequel se décharge à son tour dans un récepteur de courant 144 Le si- gnal en rampe qui est appliqué au comparateur 137 fait passer sa sortie au niveau bas chaque fois que la valeur du signal en rampe dépasse la valeur de la seconde tension de référence fixe qui est appliquée à l'entrée non inverseuse On voit donc que l'élément de commutation à transistor 124 fonctionne avec un rapport cyclique fixe Le signal en rampe qui est appliqué au comparateur 136 fait passer sa sortie au niveau haut lors- que la valeur de ce signal dépasse la première tension de ré- férence variable qui est appliquée sur l'entrée non inverseuse de ce comparateur Du fait que la première tension de référen- ce est le signal d'erreur, le rapport cyclique du premier élément de commutation à transistor est modulé de façon à s'opposer aux variations de la tension de sortie Comme indi- qué ci-dessus, la conduction simultanée de l'élément de com- mutation à transistor 124 et de l'élément de commutation à transistor 121 permet de stocker de l'énergie dans l'induc- tance 123, même lorsque la tension de sortie dépasse la ten- sion d'entrée Ce mode de fonctionnement peut correspondre aux signaux de la figure 4 ou de la figure 5 Dans ce mode de fonctionnement, le circuit régulateur à découpage peut fonc- tionner aussi bien en régulateur à découpage élévateur qu'en régulateur abaisseur. Le régulateur à découpage survolteur-dévolteur re- présenté sur la figure 8 comporte une autre configuration de réaction Dans cette version, on fait fonctionner simultané- ment les premier et second transistors de commutation avec un rapport cyclique variable identique Les signaux de ce mode de fonctionnement qui permettent une conversion de ten- sion de sortie en sens élévateur/abaisseur, à variation con- tinue illimitée, correspondent à ceux représentés sur la fi- gure 3 la tension de sortie est détectée sur la borne de sortie 233 et elle est renvoyée, par le conducteur 234, vers un amplificateur d'erreur 235 dans lequel elle est comparée à une tension de commande V * Le signal de sortie de l'ampli- ficateur d'erreur 235 est appliqué à un amplificateur d'atta- que comparateur 236 qui est connecté de façon à appliquer des impulsions d'attaque à la fois aux premier et second transis- tors de commutation 221 et 224 Son signal de sortie est ap- pliqué directement au premier transistor de commutation 221 qui est de type NPN, et il est inversé par un inverseur de décalage de niveau, 237, avant d'etre appliqué au secondtran- sistor de commutation 234, qui est de type PNP Comme précé- demment, l'amplificateur d'attaque comparateur 236 est atta- qué par un générateur de tension en rampe 240, dont la sortie est connectée à l'entrée non inverseuse de l'amplificateur d'attaque comparateur 236. la figure 9 représente un régulateur à découpage survolteur-dévolteur, conçu conformément aux principes de l'invention et ayant un mode de fonctionnement un peu plus compliqué Dans cette configuration particulière, le second transistor de commutation 324 n'est pas polarisé à l'état con- ducteur jusqu'à ce que la tension de sortie, détectée sur la borne de sortie 333, ait atteint un niveau pratiquement égal ou supérieur à la tension d'entrée continue sur la borne d'entrée 322 Dans cette configuration particulière, le ré- gulateur peut également fonctionner en régulateur élévateur/ abaisseur à variation continue illimitée Tant que la valeur absolue de la tension de sortie désirée est inférieure à la valeur absolue de la tension d'entrée Vi, le second transis- tor de commutation 324 demeure à l'état non conducteur, et la commande s'effectue uniquement par modulation d'impulsions en largeur sur le premier transistor de commutation 321. Comme on peut le voir sur la figure 9, la tension de sortie est détectée et appliquée, par un conducteur 334, à l'amplificateur d'erreur 335 dans lequel elle est comparée à une tension de commande V Le signal de sortie de l'ampli- ficateur d'erreur 335 est appliqué à l'entrée inverseuse d'un premier amplificateur d'attaque comparateur 336, branché de façon à attaquer le premier transistor de commutation 321, qui est placé à l'état conducteur lorsqu'un signal en rampe fourni par le générateur de signal en rampe 340 dépasse le signal de sortie de l'amplificateur d'erreur 335, appliqué sur l'entrée inverseuse du comparateur 336 le signal de sor- tie de l'amplificateur d'erreur 335 est également appliqué à un circuit de sommation 339 Une tension de décalage est également appliquée au circuit de sommation 339 et la valeur de sortie de somme de ce circuit est appliquée à ltentrée non inverseuse du second amplificateur d'attaque comparateur 337 qui est utilisé pour commander le second transistor de commu- tation 324. Le signal de sortie du générateur de signal en ram- pe est appliqué à l'entrée inverseuse du second amplificateur d'attaque comparateur 337 la tension de décalage qui est ap- pliquée sur l'entrée non inverseuse de l'amplificateur d'at- taque comparateur 337 est choisie de façon que la tension en rampe ne place le transistor 324 à l'état conducteur que lors- que la tension d'erreur appliquée au circuit de sommation prend une valeur indiquant que la valeur absolue de la tension de sortie continue régulée est pratiquement égale ou est su- périeure à la valeur absolue de la tension continue d'entrée. Le régulateur à découpage de la figure 9 fonction- nant dans ce mode procure une gamme continue de tensions de sortie élevées ou abaissées Cependant, tant que la tension de sortie régulée est inférieure à la tension d'entrée, seul l'élément de commutation à transistor 321 fonctionne Lorsque la tension de sortie régulée dépasse la tension d'entrée, l'élément de commutation à transistor 324 entre en fonction- nement et, à des tensions de sortie élevées, le transistor 321 est polarisé de façon à conduire continuellement, tandis que le transistor 324 est soumis à une modulation d'impulsions en largeur pour stocker l'énergie nécessaire pour fournir la tension de sortie régulée. Il va de soi que de nombreuses modifications peu- vent 'tre apportées au dispositif décrit et représenté, sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1 Circuit de conversion d'énergie du type à découpage comprenant: des moyens d'entrée destinés à accepter une source de tension continue, des moyens de sortie destinés à accepter une charge qui doit être alimentée par la source tension continue, et un élément de stockage d'énergie induc- tif à deux bornes, caractérisé en ce qu'il comprend: un pre- mier élément de commutation ( 21,32) qui interconnecte successi- vement une borne d'extrémité ( 26) de l'élément de stockage aux moyens d'entrée et à un point de référence de signal ( 33); un second élément de commutation ( 24,29) qui interconnecte succes- sivement une borne d'extrémité opposée ( 27) de l'élément de stockage à la charge, et à un second point de référence de signal ( 25); et des moyens destinés à attaquer en synchronisme les premier et second éléments de commutation ( 21,24), avec des intervalles d'interconnexion en chevauchement avec, res- pectivement, les moyens d'entrée et le second point de référence de signal. 2 Circuit de conversion d'énergie du type à découpage selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens destinés à effectuer une attaque en synchronisme com- prennent: des moyens( 135) destinés à comparer une tension de sortie apparaissant dans les moyens de sortie avec une tension de commande, et à générer un signal d'erreur, des moyens ( 136) destinés à appliquer une modulation d'impulsions en largeur au premier élément de commutation, sous l'effet du signal d'er- reur, et des moyens ( 137) destinés à attaquer le second élé- ment de commutation avec un rapport cyclique fixe. 3 Circuit de conversion d'énergie du type à découpage selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens d'attaque en synchronisme comprennent: des moyens ( 235) destinés à comparer une tension de sortie, apparaissant dans les moyens de sortie, avec une tension de commande, et à générer un signal d'erreur, et des moyens ( 236) destinés à appliquer simultanément une modulation d'impulsions en lar- geur aux premier et second éléments de commutation sous l'effet du signal d'erreur. 4 Circuit de conversion d'énergie du type à découpage selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens d'attaque en synchronisme comprennent des moyens ( 335) destinés à comparer une tension de sortie apparaissant dans les moyens de sortie avec une tension de commande, et à générer un signal d'erreur, des moyens ( 336) destinés à appliquer une modulation d'impulsions en largeur au premier élément de commutation, sous la dépendance directe du signal d'erreur, des moyens ( 339) destinés à faire la somme du signal d'erreur et d'une tension de décalage, et des moyens ( 337) destinés à appliquer une modulation d'impulsions en largeur au second élément de commutation, sous la dépendance d'un signal de sortie des moyens de sommation.