FR 2521784 A1 19830819 FR 8202346 A 19820212 MSLANGEUR A TRANSISTOR POUR HYPERFREQUENCES La présente invention concerne les mélangeurs d'ondeshyperfré- quences. On entend par mélangeur un dispositif électronique qui assure le mélange de deux signaux périodiques de fréquences différentes pour délivrer un signal unique dont le spectre de fréquence contient au moins une fréquence égale à la somme ou à la différence des fréquences des deux signaux qui lui sont appliqués. Une solution classique pour réaliser les mélangeurs hyperfréquen- ces consiste à utiliser des diodes Schottky au silicium ou à l'arséniure de gallium Ces diodes comportent une jonction métal semiconducteur faible- ment dopée qui autorise leur fonctionnement à des fréquences très élevées, supérieures à I G Hz Les pertes de conversion des mélangeurs à diode Schottky, correspondant à la différence en décibels de la puissance disponible à leur entrée et de celle disponible en leur sortie, pourraient être en théorie à peu près nulles, si leurs sorties étaient parfaitement adaptées aux fréquences des raies du spectre du signal obtenu en sortie et si toutes les puissances des raies non essentielles du spectre étaient récupérées. Or, dans la pratique il est impossible de contrôler toutes les impédances de terminaison d'un mélangeur pour chaque fréquence La seule fréquence contrôlable est la fréquence image de la fréquence du signal reçu à l'entrée du mélangeur par rapport à l'autre fréquence La fréquence somme résultant de la somme des fréquences des deux signaux appliqués à l'entrée est, dans les dispositifs récepteurs par exemple, très élevée et est généralement incontrôlable Par conséquent, les pertes de conversion d'un mélangeur à diode Schottky ne sont pas nulles et comme généralement on doit associer au mélangeur un amplificateur placé avant ou après celui-ci, pour obtenir un signal exploitable, les pertes de conversion du mélangeur s'ajoutent au facteur de bruit de l'amplificateur auquel il est couplé En pratique on relève des facteurs de bruit de 4 à 8 décibels dans les récepteurs d'onde électromagnétique comportant des 252 1784 mélangeurs à diode Schottky couplés à leur amplificateur Au niveau de la réalisation des émetteurs, les pertes de conversion nécessitent une augmentation de la puissance de l'oscillateur local, ce qui augmente en conséquence l'énergie consommée par l'oscillateur Dans certaines appli- cations, comme par exemple la réalisation de satellites de télécommuni- cations, l'augmentation de l'énergie consommée se traduit par un dimen- sionnement plus important des générateurs de production d'énergie élec- trique. Pour diminuer les pertes de conversion, certains mélangeurs îo hyperfréquences sont réalisés à l'aide de transistors unipolaires à effet de champ du, type MESFET dont la grille de commande est constituée par une diode Schottky Malgré la résistance série élevée que présente la diode Schottky de ces transistors, l'atténuation qui en résulte, est en partie compensée par le gain des transistors à leur fréquence d'utilisation Par ailleurs chacun de ces transistors agit en commutateur et la variation de son gain en fonction du niveau des signaux appliqués permet d'obtenir un mélange dont le niveau dépend du gain du transistor Toutefois le gain obtenu n'est généralement pas suffisant et ce type de réalisation nécessite souvent la mise en place d'un amplificateur placé en amont et en aval du transistor mélangeur hyperfréquences Ce mauvais résultat s'explique en partie par le fait que la zone de fonctionnement, dans le plan des caractéristiques de courant drain-source en fonction de la tension drain- source, du transistor MESFET est limitée a l'intérieur d'un petit paral- lélogramme, dont les dimensions des côtés sont liées à l'excursion V de la tension de chacun des signaux appliqués sur la grille du transistor et dont l'angle d'inclinaison est lié à la différence des pentes des deux droites de charge du transistor correspondant à chacune des fréquences des signaux appliqués sur sa grille Pour augmenter le rendement dans ce type de réalisation on cherche naturellement a augmenter la surface du paral- lélogramme mais on est rapidement limité par l'apparition d'un courant grille qui est destructif pour le transistor. Le but de l'invention est de pallier les inconvénients précités à l'aide d'un dispositif qui permette une excursion maximum des régions nonlinéaires des transistors utilisés, de façon à améliorer le gain de conversion des mélangeurs hyperfréquences. A cet effet l'invention a pour objet un mélangeur à transistor pour hyperfréquences comprenant au moins un transistor mélangeur ayant une électrode de grille ou de base, une électrode de drain ou de collecteur, une électrode de source ou d'émetteur, caractérisé en ce qu'il comprend des premiers moyens pour assurer une polarisation statique du transistor dans des zones non-linéaires de celui-ci, des deuxièmes moyens pour appliquer un premier signal périodique sur l'électrode de grille ou de base, un troisième moyen pour appliquer un deuxième signal périodique sur une des deux autres électrodes, ainsi que des quatrièmes moyens pour prélever à la sortie du mélangeur, le signal, résultant de l'application des premier et deuxième signaux. Cette disposition est particulièrement avantageuse car elle per- met une excursion maximum des caractéristiques non-linéaires du transis- tor mélangeur en appliquant le plus fort signal à mélanger sur l'électrode de source ou de drain du transistor, sans risque de destruction du transistor. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront au cours de la description faite au regard des dessins annexés, donnés uniquement à titre d'exemples et dans lesquels: Les figures l à 6 représentent des exemples de réalisation de mélangeurs à modulation par le drain. La figure 7 représente un exemple de réalisation d'un mélangeur à modulation par l'électrode de source. Le dispositif mélangeur de la figure I comprend un transistor unipolaire l comprenant une électrode de source S reliée au plan dc masse du dispositif, une électrode de drain d, et une électrode de grille g L'électrode de grille est polarisée par un générateur 2 de tension continue -Vgj au travers, d'un générateur 3 de tension alternative de pulsation W et d'une résistance 4 montée en série L'électrode de drain est polarisée par une tension continue Eo qui est appliquée sur le drain au travers d'un transformateur 6 et d'un filtre haute fréquence 7 Le transformateur 6 qui est utilisé ici en tant que modulateur de la tension de drain, comprend un enroulement primaire 8 et un roulement secondaire 9 L'enroulement primaire 8 est alimenté par une tension alternative de pulsation W O au travers d'une résistance 10 L'enroulement secondaire 9 est connecté par une extrémité à la source de tension continue E O et par son autre extrémité à une extrémité du filtre 7 L'autre extrémité du filtre 7 est connectée à l'électrode de drain du transistor 1 L'électrode de drain du transistor l est connectée à la sortie S du dispositif au travers du filtre haute fréquence l. Le fonctionnement du dispositif mélangeur représenté à la figure l est maintenant décrit à l'aide du diagramme de la figure 2 représentant les déplacements de la droite de charge du transistor I dans le plan des caractéristiques Id = f (Vds) du transistor pour différentes valeurs de la tension grille Vg Id est le courant drain-source et Vds est la tension entre l'électrode de drain et l'électrode de source du transistor l Le point statique P de polarisation du transistor, en l'absence de modulation par les tensions alternatives appliquées sur la grille et sur le drain, est situé à l'intersection de la courbe caractéristique Id = f(Vds) pour la tension -Vgi de polarisation de la grille et de la droite orthogonale à l'axe Vds passant le point Vds = E O qui représente la tension d'alimentation continue du drain du transistor l Au point de polarisation P correspond un courant statique 10 sur la droite 1 d Si N est le rapport de transformation entre le primaire 8 et le secondaire 9 du transformateur 6 et si R est la valeur de L la résistance 10, la résistance ramenée au secondaire 9 du transformateur est égale à N 2 x RL Cette résistance ramenée détermine la pente de la droite de charge dynamique du transistor l Au cours de la modulation de la tension du drain du transistor l par la source de tension 5 de pulsation w, la droite de charge dynamique D se déplace parallèlement à elle- même et le point P occupe alternativement les positions P 1 et P 2 sur la caractéristique -Vg 1 lorsqu'il n'existe pas de modulation sur la grille du transistor L'amplitude de déplacement du point P dépend naturellement de l'amplitude de la tension alternative délivrée par le générateur 5. Cette amplitude peut être très grande et le point P peut balayer la caractéristique -Vgl depuis le point O de coordonnées 1 d = 0, et Vds = O jusqu'à un point maximum PM situé sur la courbe caractéristique Vg = -Vg 1 au début de la partie linéaire de cette courbe Le point PM est\ naturellement situé sur une droite DM de pente 2 On s'aperçoit n RL immédiatement, lorsque la tension grille du transistor I est modulée par la tension alternative délivrée par le générateur 3, que le point P se 252 1784 déplace à l'intérieur d'une zone Z 1 La zone Z 1 est située à l'intérieur d'un contour défini par la droite DM, la caractéristique 1 d = f(Vds) pour Vg = O voit et la caractéristique Id = f(Vds) pour la tension grille Vg = -Vp correspondant à la tension de pincement au-delà de laquelle un courant inverse trop grand peut provoquer la destruction du transistor 1. Un deuxième exemple de réalisation du mélangeur selon l'inven- tion est représenté à la figure 3 Sur cette figure le mélangeur comprend un transistor unipolaire 12 composé comme précédemment d'une grille g, d'un drain d, et d'une source s La source S est reliée à la masse du dispositif La grille est polarisée par une tension continue -Vgl délivrée par une source de tension continue 13 au travers d'un générateur de tension alternative 14 de pulsation W et d'une résistance 15 montée en série L'électrode de drain d est modulée par une tension alternative délivrée par un générateur 16 au travers d'un transistor 17 qui est utilisé ici en tant que modulateur de la tension de drain Le transistor 17 a son collecteur relié à une tension d'alimentation continue E O et son émetteur est relié au drain du transistor 12 au travers d'un filtre haute fréquence 18 La base du transistor 17 est polarisée à l'aide d'un diviseur potentio- mètrique formé des résistances 19 et 20 qui est connecté à la sortie de la source d'alimentation continue EO La tension alternative délivrée par le générateur 16 est appliquée à la base du transistor 17 au travers d'une résistance 21 et d'un condensateur 22 montés en série Le drain du transistor 12 est également connecté à la sortie du dispositif mélangeur au travers d'un filtre 23. Le fonctionnement du dispositif représenté à la figure 3 est expliqué ciaprès à l'aide du graphique de la figure 4 Dans ce montage la tension de modulation délivrée par le générateur 16 est appliquée à l'électrode de drain du transistor 12 au travers d'un transistor monté en émetteursuiveur Par conséquent la tension de polarisation statique du drain du transistor 12 est égale à la tension VBO apparaissant aux bornes de la résistance 20 du diviseur potentiomètrique formé des résistances 19 et 20, retranchée de la tension VBE apparaissant entre la base et l'émetteur du transistor 17 Comme le transistor 12 est polarisé sur sa grille par la tension continue -Vg 1, le courant statique traversant le transistor 12 est le courant 10 qui apparaît sur les courbes caractéristiques Id= f(Vds) du transistor 12 à l'intersection de la droite orthogonale à l'axe Vds passant par le point VBO VBE situé sur l'axe Vds et de la courbe Id = f(Vds) pour la tension -Vgl de polarisation de la grille Le point P, de coordonnées 1 d = 10 et VBO VBE qui en résulte, est le point de polarisa- tion statique du transistor 12 Le point P en l'absence de tension alternative développée sur la grille du transistor 12 se déplace entre les points Pl et P 2 de la caractéristique de Id = f(Vds) correspondant à la polarisation de grille égale à -Vg 1, au rythme de l'oscillation de la tension alternative délivrée par le générateur 16 Comme dans le cas de la figure 2, il est possible de faire déplacer le point P sur la courbe caractéristique correspondant à la tension -Vgl entre le point O des caractéristiques pour lesquelles le courant 1 d = et la tension Vds = O et un point maximum P situé à la frontière de la partie non-linéaire et de la partie linéaire de la courbe caractéristique correspondant à la tension -Vgi de polarisation de la grille On en déduit par conséquent, lorsque l'on applique simultanément une tension de modulation sur la grille du transistor 12 et une autre tension de modulation sur son drain, que la zone de travail du mélangeur de la figure 3 est située à l'intérieur de la zone Z 2 délimitée par la droite orthogonale à l'axe Vds passant le point PM? de la courbe caractéristique Id = f(Vd S) du transistor 12 pour la tension grille Vg = O et de la courbe caractéristique 1 d = f(Vds) du transistor 12 pour la tension grille Vg = -Vp correspondant à la tension de pincement du transistor 12 Comme dans le cas du dispositif représenté à la figure 1, le mode de polarisation du dispositif de la figure 3 permet également un balayage complet de la zone non-linéaire du transistor 12. Dans la variante de réalisation de la figure 5 la pente de la droite de charge du transistor unipolaire est rendue variable au rythme d'une des deux fréquences appliquées sur le mélangeur Le dispositif, représenté à la figure 5, comprend un transistor unipolaire 24, polarisé sur son électrode de grille par une tension continue -Vg 1, délivrée par un générateur 25. L'électrode de grille g est alimentée par une source de tension alternative 26 au travers d'une résistance 27 Le transistor 24 est alimenté sur son drain par une source de tension alternative 28, de pulsation w, au travers d'un modulateur de la tension de drain composé d'un tran- sistor PNP 29, monté en émetteur commun et dont l'émetteur est relié à 21784 une source de tension continue EO Le collecteur du transistor 29 est relié au drain du transistor 24 au travers d'un filtre 30 La base du transistor 29 est polarisée par un diviseur potentiomètrique, formé des résistances 31 et 32 qui est alimenté par la source de tension continue EO 1 La base du transistor 29 est également reliée à la sortie du générateur de tension alternative 28 au travers d'une résistance 33 et d'un condensateur 34 montés en série Le drain du transistor 24 est également connecté à la sortie du dispositif mélangeur au travers du filtre 35. Dans le cas de la figure 5 la droite de charge du transistor 24 est constituée par la résistance émetteur-collecteur du transistor 29 et la valeur de cette résistance varie en fonction de la valeur de la tension alternative appliquée sur sa base Par conséquent, -le point statique de polarisation du transistor 24 varie, comme dans les cas précédents, entre les points Pl et P 2 de la caractéristique Id = f(Vds) pour la tension grille Vg = -V gl Lorsque, le générateur 26 applique une tension alternative sur la grille du transistor 24, le point P de polarisation se déplace à l'intérieur d'une zone Z 3 en fonction de l'amplitude des tensions alternatives appliquées sur la grille et sur le drain du transistor 24 La zone Z 3 est déterminée par une droite de charge reliant le point Eo de la droite Vds à un point PM de la caractéristique Id = f(Vds) pour la tension grille Vg _ Vgl située comme précédemment à la frontière de la partie linéaire et de la partie non-linéaire de cette courbe caractéristique et d'autre part, entre les courbes caractéristiques de 1 d = f(Vds) tracées pour la tension grille Vg = 0 volt et de la courbe caractéristique tracée pour la tension grille de pincement égale à -VP. Bien que dans les exemples de réalisation de l'invention qui viennent d'être décrits, l'électrode de source du transistor mélangeur soit connectée au plan de masse et qu'une tension alternative soit appliquée à son électrode de drain, on concevra qu'il est tout aussi possible, dans d'autres modes de réalisation, d'inverser le rôle des électrodes de drain et de source comme dans l'exemple représenté à la figure 7 Sur cette figure, la grille du transistor 36 est polarisée, comme dans les montages précédents, par une tension continue -Vgl délivrée par un générateur 37 et est alimentée par une source de tension alternative 38 au travers d'une résistance 39 Contrairement aux exemples de réalisation précédents, 252 1784 l'électrode de drain du transistor 36 est reliée à une source de tension continue -E O et l'électrode de source est reliée à une source de tension alternative 40 au travers d'un filtre haute fréquence 41 Un filtre 42 relie l'électrode de source du transistor 36 à la sortie S du dispositif. On comprendra également que les exemples qui viennent d'être décrits ne limitent pas la portée de l'invention à l'emploi des transistors unipolaires et que des transistors bipolaires pourront être utilisés en tant que transistor mélangeur Dans ce dernier cas les électrodes de base, de collecteur et d'émetteur des transistors bipolaires devront être connectés dans le dispositif aux lieux et places respectives des électrodes de grille, de drain et de source des transistors unipolaires. 252 1784 REVENDICATIONS 1 Mélangeur à transistor pour hyperfréquences comprenant au moins un transistor mélangeur ( 1, 12, 24, 36), ayant une électrode de grille (g), ou de base, une électrode de drain ou de collecteur (d) et une électrode de source ou d'émetteur (s), caractérisé en ce qu'il comprend des premiers moyens ( 2, 4; 13,15; 25,27; 37,39) pour assurer une polarisa- tion statique du transistor dans des zones non-linéaires de celui-ci, des deuxièmes moyens ( 3, 4; 14, 15; 26, 27; 38,39) pour appliquer un premier signal périodique sur l'électrode de grille ou de base, un troisième moyen ( 6; 17; 29; 40) pour appliquer un deuxième signal périodique sur une des deux autres électrodes ainsi que des quatrièmes moyens ( 11; 23; 35; 42) pour prélever, à la sortie du mélangeur, le signal, résultant de l'applica- tion des premier et deuxième signaux. 2 Mélangeur suivant la revendication 1, caractérisé en ce que le troisième moyen ( 6; 17; 29) est constitué par un modulateur de la tension appliquée sur l'une des deux autres électrodes. 3 Mélangeur suivant les revendications I et 2, caractérisé en ce que le modulateur est constitué par un transformateur ( 6) dont l'enroule- ment primaire ( 8) est alimenté par le deuxième signal périodique et dont l'enroulement secondaire ( 9) alimente l'une des deux autres électrodes. 4 Mélangeur suivant les revendications I et 2, caractérisé en ce que le modulateur est constitué par un transistor émetteur-suiveur ( 17) dont l'émetteur est relié à l'une des deux autres électrodes du transistor mélangeur et dont la base est alimentée par le deuxième signal périodi- que. 5 Mélangeur suivant les revendications I et 2, caractérisé en ce que le modulateur est constitué par un transistor à émetteur commun ( 29) dont le collecteur est relié à l'une des deux autres électrodes du transistor mélangeur et dont la base est alimentée par le deuxième signal périodi- que. 6 Mélangeur suivant l'une quelconque des revendications I à 5, caractérisé en ce que le troisième moyen applique le deuxième signal périodique sur l'électrode de drain ou de-collecteur du transistor mélan- geur. 252 1784 7 Mélangeur suivant l'une quelconque des revendications I à 5, caractérisé en ce que le troisième moyen applique le deuxième signal périodique sur l'électrode de source ou d'émetteur du transistor mélan- geur. 8 Mélangeur suivant l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que le deuxième signal est le signal de plus forte amplitude. 9 Mélangeur suivant l'une quelconque des revendications I à 8, caractérisé en ce que le transistor mélangeur est un transistor unipolaire à effet de champ. Mélangeur suivant l'une quelconque des revendications I à 8, caractérisé en ce que le transistor mélangeur est un transistor à effet de champ de type MESFET. 11 Mélangeur suivant l'une quelconque des revendications I à 8, caractérisé en ce que le transistor mélangeur est un transistor bipolaire.