FR 2520510 A1 19830729 FR 8201351 A 19820128 DISPOSITIF DE MESURE DINTERMODULATION PRODUITE PAR UN CIRCUIT HAUTE FREQUENCE NON LINEAIRE EN AMPLITUDE La présente invention concerne un dispositif de mesure d'inter- modulation produite par un circuit haute fréquence non linéaire en amplitude. La non linéarité d'un circuit haute fréquence provoque, lorsqu'il est excité simultanément par plusieurs signaux de fréquences différentes, des signaux parasites appelés produits d'intermodulation Certains tombent au voisinage des fréquences harmoniques; ils sont éliminés habituellement par filtrage Mais ceux qui tombent dans la bande de transmission basse fréquence ou à son voisinage immédiat ne peuvent s'annuler que grâce à des dispositifs spéciaux. Ce phénomène d'intermodulation est très gênant en pratique En particulier, lorsque le circuit haute fréquence est alimenté par des signaux modulés, ce phénomène se traduit en dehors de la bande de modulation par une perturbation des communications utilisant des canaux voisins et, dans la bande de modulation, par une distorsion phonique et surtout par un accroissement du taux d'erreur en cas de transmission numérique multiporteuse dans un canal basse fréquence. Il est donc intéressant de pouvoir contr 8 ler la linéarité d'un circuit haute fréquence en mesurant l'amplitude des produits d'intermodulation dans le spectre du signal obtenu en sortie du circuit haute fréquence. C'est ce que recommandent les normes du CCIR qui préconisent par ailleurs de faire cette mesure pour un signal d'entrée du circuit haute fréquence comportant deux tons haute fréquence d'égale amplitude. Par ailleurs, les produits d'intermodulation d'ordres impairs étant seuls générateurs de perturbations au voisinage des fréquences du signal d'entrée, il est suffisant de mesurer, dans le spectre du signal obtenu en sortie du circuit haute fréquence, l'amplitude des produits d'intermodu- lation d'ordres impairs On entend par produits d'intermodulation d'ordres impairs les raies du spectre qui se situent aux fréquences: nf 1 (n-j) f 2 et (n-l) f 1-nf 2 ' o N est un nombre entier et f 1 et f 2 les fréquences d'émission. Habituellement cette mesure est réalisée grâce à l'analyse spectrale, soit en isolant les raies recherchées au moyen d'un voltmètre sélectif, soit en utilisant un appareil plus moderne, l'analyseur de spectre. La présente invention ne prétend pas remplacer l'analyse spectrale qui permet la mesure dans tous les cas de non linéarité (non linéarité conjuguée d'amplitude et de phase); par contre pour des matériels de structure connue o l'on sait d'avance que la partie imaginaire des coefficients de non linéarité est négligeable devant la partie réelle, c'est- à-dire que la non linéarité est pratiquement exclusivement une non linéarité d'amplitude, le dispositif conforme à la présente invention permet d'effectuer la mesure d'intermodulation avec une bonne précision, tout en se révélant beaucoup moins complexe et beaucoup moins coûteux que les analyseurs de spectre. Selon l'invention le dispositif de mesure d'intermodulation produite par un circuit haute fréquence non linéaire en amplitude alimenté par deux tons haute fréquence f 1 et f 2 d'amplitudes égales, comporte des moyens de détection de battement destinés à détecter le battement du signal haute fréquence fourni par le circuit haute fréquence non linéaire, suivis de moyens de filtrage harmonique destinés à filtrer les harmoniques de rangs impairs de la fréquence fondamentale f 2 2 du battement, f 2 d bttmet de 'hamonquede angm, ( 2 2 Pamplitude de l'harmonique de rang m, m ( 3 (avec m entier impair) étant proportionnelle à l'amplitude des raies d'intermodulation d'ordre m produites par le circuit haute fréquence non linéaire. Les objets et caractéristiques de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un exemple de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins ci- annexés dans lesquels: la figure 1 est un schéma du dispositif de mesure d'intermodulation conforme à l'invention; la figure 2 est une représentation spectrale de signaux définis à la à la figure 1; la figure 3 est un diagramme des temps de signaux définis à la figure 1. Avant de décrire de manière plus détaillée un mode de réalisation de l'invention, il est bon de rappeler la relation entre les raies principales et les raies d'intermodulation produites par un circuit haute fréquence non linéaire. Soient e(t et s(t) les signaux d'entrée et de sortie de ce circuit; on a entre e(t) et s(t) une relation du type: s(t) = a e(t) + be 2 (t) + ce 3 (t) + etc, o a, b, c, etc sont des coef- ficients complexes définissant la non linéarité de l'élément haute fré- quence. La présente invention est applicable lorsque ces coefficients sont réels, c'est-à-dire lorsque la perturbation due à la non linéarité de phase est faible devant celle due à la non linéarité d'amplitude. Les termes pairs de s(t) (e 2, e 4 etc) ne produisent pas de raies parasites au voisinage des fréquences d'émission et ne sont donc pas gênants puisque, dans le cadre de la présente invention, on se préoccupe uniquement de la mesure des produits d'intermodulation qui se trouvent au voisinage des fréquences d'émission, c'est-à-dire des produits d'intermodulation d'ordres impairs Il suffit donc d'envisager une non linéarité ne comportant que des puissances impaires, et par exemple, pour la mesure des produits d'intermodulation d'ordre 3, une non linéarité du type: s(t) = ae(t) + ce 3 (t) Selon la méthode recommandée par le CCIR, on étudie ce type de non linéarité pour un signal d'entrée e(t) comportant deux tons égaux aux fréquences f 1 et f 2: e(t) =cos W 1 t + cosw 2. Le signal s(t) correspondant s'écrit s(t) = (a + lcosw t+cos W t + J lcos ( 2 W 1 W 2)t + cos ( 2 W 2 W) + 'T lcos ( 2 wl + W 2)t + cos ( 2 W 2 + w) tl + c lcos 3 W t + cos 3 W 2 t+l Ce signal s(t) possède huit composantes spectrales: deux raies principales aux fréquences f 1 et f 2, deux raies d'intermodulation aux fréquences 2 f 1 f 2 et 2 f 2 f P, deux raies d'intermodulation aux fré- quences 2 f 1 + f 2 et 2 f 2 + f, donc au voisinage des harmoniques 3, et deux harmoniques 3 aux fréquences 3 f 1 et 3 f 2. Le signal utile a donc pour équation après filtrage harmonique équipant tout matériel d'émission: s(t) = (a + 29) lcos W 1 t + cos W 2 t) + T 4 i ljcos ( 2 w, W 2)t + cos ( 2 W 2 wl)tl ce qui s'écrit encore: 3 c W 1 +W 2 Wf-W 2 -w 2 s(t)= 2 (a+ 9 c)cos( i 2)t Lcos()t+ 49 c cos 3 ()t) 2 tlcos T)t cos 3 a+ On remarque qu'il s'agit du produit d'un signal haute fréquence par un signal basse fréquence Le signal basse fréquence, ou battement, s'écrit: d(t) = 2 (a+ 9 C 2 cos( 1-2 cs-12 2 t comprteun trmea± a + -9 cf -f 2 Il comporte un terme de fréquence et son harmonique de 2 n rang 3 Plus généralement, pour une non linéarité en e du circuit haute fréquence (avec N entier impair > 3), il comporterait un terme de f 1-f 2 f 11-f 2 fréquence et ses harmoniques de rangs impairs, m ( f 2) avec m entier impair compris entre 3 et n. q O On remarque également que l'amplitude de l'harmonique de rang 3 f f 1f 2 de la fréquence -2 est proportionnelle à l'amplitude des produits d'intermodulation d'ordre 3 du signal haute fréquence. En effet la mesure d'intermodulation caractérise le rapport existant, dans le signal s(t), entre l'amplitude de l'un des deux tons à la fréquence fl 9 c ou f 2, soit a +, et pour le cas de l'intermodulation d'ordre 3 par exemple, Pamplitude de l'un des tons parasites à la fréquence 2 fl-f 2 ou 2 f 2-f 1, soit -a ce rapport s'exprimant habituellement en décibels sous la forme 3 Log( /a +/a C'est bien ce rapport que l'on retrouve entre l'amplitude du bat- fl-f 2 tement de fl et f 2 à la fréquence et son harmonique de rang 3. Plus généralement pour une non linéarité du circuit haute fréquence en en (avec N impair t 3), l'amplitude de l'harmonique m de la fréquence f 1-f 2 serait proportionnelle à l'amplitude des produits d'intermodulation d'ordre rang m du signal haute fréquence. C'est dans cette observation que réside le principe qui est à la base de l'invention et l'on voit dès à présent que ce principe va permettre de résoudre de manière extrêmement simple le problème de la mesure des produits d'intermodulation d'ordres impairs dans le cas de non linéarité d'amplitude. Sur la figure 1 on a représenté un dispositif 1 de mesure d'inter- modulation apte à mesurer l'amplitude des raies d'intermodulation d'ordres impairs produites par un circuit haute fréquence 2 non linéaire en amplitude lorsque ce circuit 2 est alimenté par un signal d'entrée e(t) comportant deux tons égaux aux fréquences f 1 et f 2 * Dans la pratique le circuit 2 est notamment constitué par un amplificateur haute fréquence. Conformément à l'invention le dispositif 1 de mesure d'inter- modulation comporte des moyens 3 de détection de battement connectés en sortie du circuit haute fréquence non linéaire 2 et destinés à détecter le battement basse fréquence du signal s(t) obtenu en sortie du circuit 2. Le dispositif 1 de mesure d'intermodulation comporte également des moyens 4 de filtrage harmonique connectés en sortie des moyens 3 de détection du battement basse fréquence du signal s(t) et destinés à filtrer les harmoniques de rangs impairs m (ô) de la fréquence f ondamentale _T_ du battement obtenu en sortie des moyens 3 de détection du battement La simple comparaison entre l'amplitude des raies obtenues en sortie des moyens 4 de filtrage harmonique et l'ampli- tude de la raie f 1-f 2 du battement indique la valeur recherchée comme on l'a vu précédemment. Les moyens de détection de battement 3 comportent un circuit 5 de détection d'enveloppe, du type diode sans seuil, qui doit être très linéaire, dont l'entrée est reliée à la sortie du circuit 2, un premier interrupteur 6 muni d'une entrée reliée à la sortie du circuit 5, d'une sortie qui constitue la sortie des moyens de détection d'enveloppe, et d'une entrée de commande reliée à la sortie d'un circuit de commande 7, et un second interrupteur 8 identique au premier, muni d'une entrée reliée à la sortie du circuit 5 par l'intermédiaire d'un inverseur analogique 9, d'une sortie qui constitue également la sortie des moyens de détection d'enveloppe, et d'une entrée de commande, reliée à la sortie du même circuit de commande 7, par l'intermédiaire d'un inverseur logique 10 Les inter- rupteurs 6 et 8 sont des circuits intégrés "interrupteurs analogiques". Conformément à un autre aspect de l'invention, le circuit de commande 7 est réalisé de manière particulièrement avantageuse au moyen-d'un circuit d'intégration dont l'entrée est reliée à la sortie du circuit 5 Le circuit d'intégration Il est réalisé de manière connue au moyen d'une résistance 12 suivie d'un amplificateur opérationnel 13 bouclé à l'aide d'un condensateur 14 Un circuit de dérivation pourrait être utilisé à la place du circuit d'intégration mais l'immunité aux bruits serait moins bien assurée. Le circuit d'intégration 11 est suivi d'un comparateur 15 de manière à fournir un signal logique mieux adapté à la commande des interrupteurs 6 et 8 Le comparateur 15 est suivi d'un diviseur de fréquence par deux, 16, dont la sortie constitue la sortie du circuit de commande 7. Les moyens de filtrage harmonique 4 comportent un ensemble de filtres harmoniques 171 à 17 N avec N entier impair D 3 munis d'entrées reliées à la sortie des moyens de détection de battement 3, le filtre 17 m étant destiné à sélectionner la raie du spectre du signal d(t) située à la fréquence m() (avec m entier impair compris entre 3 et n) Ces filtres sont par exemple des filtres à capacités commutées. Le dispositif de mesure d'intermodulation peut également comporter un comparateur logarithmique 18 muni d'une première entrée reliée aux sorties des filtres 171 à 17 N par l'intermédiaire de commutateurs 191 à 19 N commandés par l'opérateur en fonction du rang du produit d'inter- modulation qu'il désire sélectionner, d'une deuxième entrée reliée à la sortie des moyens 3 de détection de battement, et d'une sortie donnant directement la mesure d'intermodulation IMD d'ordre désiré La deuxième entrée du comparateur logarithmique 18 peut être reliée directement à la sortie des moyens 3 de détection de battement car l'amplitude des harmoniques m (ô) est négligeable par rapport à celle de la fréquence f f 2 fondamentale du battement. On décrit maintenant le fonctionnement du dispositif de mesure d'intermodulation représenté à la figure 1 en relation avec les diagrammes représentés aux figures 2 et 3. On suppose à titre d'exemple non limitatif que le circuit 2 présente une non linéarité en e, qui est donc à l'origine de la présence dans le spectre du signal haute fréquence s(t) de produits d'intermodulation d'ordre 3 Le spectre du signal utile résultant du signal s(t), représenté à la première ligne de la figure 2 comporte alors deux raies principales aux fréquences fú et f 2 ' d'amplitude a+ 9 c et deux raies d'intermodulation d'ordre 3 aux fréquences 2 f 1-f 2 et 2 f 2-f, d'amplitude 4 (a et c désignant les coefficients de non linéarité du circuit haute fréquence, selon les notations utilisées précédemment). A la première ligne de la figure 3 on a représenté, en traits pleins, l'allure du signal s(t) et en traits pointillés l'allure du battement de ce signal Lorsque, comme on en a fait l'hypothèse, les deux tons du signal e(t) ont même amplitude on observe un passage par zéro du battement accompagné d'une inversion de phase du signal haute fréquence. A la deuxième ligne de la figure 3 on a représenté l'enveloppe S 1 (t) du signal s(t) obtenue en sortie du circuit 5 et à la troisième ligne le signal s 2 (t) qui est l'enveloppe S 1 (t) inversée au moyen de l'inverseur 9. Suivant le sens du montage de la diode sans seuil 5, le circuit 5 est un circuit de détection de l'enveloppe ou de son inverse et l'un des signaux s 1 (t) et S 2 (t) constitue l'enveloppe et l'autre l'enveloppe inversée A titre d'exemple correspondant à l'illustration qui en est faite sur la figure 3, le signal S 1 (t) constitue l'enveloppe et le signal 52 (t) l'enveloppe inversée. A la quatrième ligne de la figure 3 on a représenté le signal S 3 (t) de sortie du circuit intégrateur 11 Ce signal passe par des extremums lorsque la valeur du signal S 1 (t) est égale à sa valeur moyenne Il passe en outre par zéro lors des passages de l'enveloppe S 1 (t) par un maximum mais surtout, et cela est intéressant, lors des passages à zéro de cette enveloppe Plus généralement, et c'est la raison pour laquelle un circuit d'intégration a été préféré pour la réalisation du circuit de commande des interrupteurs, ce signal passe par zéro lors des passages de l'enveloppe par un minimum, même différent de zéro, ce qui permet d'effectuer une commutation correcte des interrupteurs 6 et 8 même si les deux tons du signal d'entrée ne sont pas d'amplitudes tout à fait égales. A la cinquième ligne de la figure 3 on a représenté le signal logique s 4 (t) correspondant au signal analogique S 3 (t), et obtenu en sortie du comparateur 15. A la sixième ligne de la figure 3 on a représenté un signal logique S 5 (t) de fréquence égale à la moitié de la fréquence du signal S 4 (t), obtenu en sortie du diviseur de fréquence par deux, 16 Le signal S 5 (t) change de niveau logique à chaque passage de l'enveloppe par zéro Ce signal S 5 (t) étant utilisé pour la commande des interrupteurs 6 et 8, on voit immédiatement que ces interrupteurs sont alternativement fermés, au rythme des passages par zéro de l'enveloppe, ce qui permet d'obtenir la reconstitution du battement d(t) recherché en sortie des moyens 3. Une grande précision dans la commutation d'un interrupteur sur l'autre est indispensable au bon fonctionnement de l'invention En effet, à défaut d'une telle précision, la détection du battement se trouverait entachée de distorsion harmonique que l'on pourrait confondre avec l'intermodulation à mesurer La forme de réalisation décrite du circuit de commande des interrupteurs permet de résoudre ce problème de manière particulièrement simple et efficace Pour les mêmes raisons, on veillera à la bonne linéarité du détecteur 5 et de l'inverseur 9. Pratiquement, quelle que soit la technologie choisie les filtres 17 sont calés sur des fréquences en principe non évolutives Pour effectuer la mesure, on choisira deux tons haute fréquence f I et f 2 de telle sorte que l'écart du battement obtenu permette aux harmoniques m() de tomber juste dans la bande de filtrage des filtres 17 Par ailleurs pour limiter les erreurs on s'assurera de la bonne égalité d'amplitude des deux tons f 1 et f 2. 252051 O REVENDICATIONS 1 Dispositif de mesure ( 1) d'intermodulation produite par un circuit haute fréquence ( 2) non linéaire en amplitude, alimenté par deux tons haute fréquence f 1 et f 2 d'amplitudes égales, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de détection de battement ( 3) destinés à détecter le battement du signal haute fréquence fourni par le circuit haute fréquence non linéaire ( 2), suivis de moyens de filtrage harmonique ( 4) destinés à filtrer les harmoniques de rangs impairs de la fréquence fondamentale du battement, l'amplitude de l'harmonique de rang m, m (ô 2 (avec m entier impair) étant proportionnelle à l'amplitude des raies d'intermodulation d'ordre m produits par le circuit hautes fréquences non linéaire ( 2). 2 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de détection de battement ( 3) comportent un circuit ( 5) de détection d'enveloppe et un circuit ( 5, 9) de détection d'enveloppe inversée, connectés en sortie du circuit haute fréquence non linéaire ( 2), et un circuit de reconstitution de battement ( 6, 8, 10, 11, 15, 16) apte à prendre en compte alternativement, au rythme des passages par zéro de l'enveloppe, l'enveloppe et l'enveloppe inversée. 3 Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de reconstitution de battement comporte un circuit d'intégration ( 1 l) connecté en sortie de l'un des deux circuits de détection d'enveloppe et d'enveloppe inverséeet destiné à assurer la commutation de l'enveloppe sur l'enveloppe inversée et réciproquement. 4 Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de reconstitution de battement comporte un circuit de dérivation connecté en sortie de l'un des deux circuits de détection d'enveloppe et d'enveloppe inversée, et destiné à assurer la commutation de l'enveloppe sur l'enveloppe inversée et réciproquement. Dispositif selon l'une des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que le circuit de détection d'enveloppe inversée est obtenu par disposition d'un inverseur analogique ( 9) en sortie du circuit ( 5) de détection d'enveloppe. 6 Dispositif selon l'une des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que le circuit de détection d'enveloppe et le circuit de détection d'enveloppe inversée sont identiques mais montés en sens opposés.