FR 2498846 A1 19820730 FR 8101294 A 19810123 FILTRES ELECTRIQUES AUTOCORRIGES EN TEMPS DE PROPAGATION DE GROUPE La présente invention se rapporte, aux filtres électriques auto- corrigés, et plus particulièrement aux filtres électriques autocorrigés à éléments à constantes localisées, du type passe bande, permettant de filtrer les signaux analogiques ou numériques dans une large bande de fréquence et permettant de corriger la distorsion du temps de propa- gation de groupe dans cette bande de fréquence. De tels filtres sont particulièrement utiles dans les récepteurs de faisceaux hertziens. Dans une réalisation particulière de tels récepteurs on utilise des filtres électriques classiques. Les filtres classiques ne corrigent pas la distorsion du temps de propagation de groupe. Or très souvent, il apparait un inconvénient gênant pour la transmission du signal. Le temps de passage aux différentes fréquences de la bande passante n'est pas constant. En effet, le temps de propagation de groupe croit depuis une valeur faible pour les fréquences centrales de la bande passante jusqu'à une valeur élevée pour les fréquences limites de la bande passante. La fonction de correction du temps de propagation de groupe est réalisée par des réseaux correcteurs. Ces réseaux sont très souvent constitués par une ou plusieurs cellules comportant des éléments actifs. Lorsqu'il y a plusieurs cellules dans le réseau correcteur, chaque cellule est isolée des cellules adjacentes, par un transistor. Ces réseaux correcteurs sont mis en cascade à la suite du filtre. Pour un récepteur de faisceaux hertziens, il est courant d'utiliser deux cellules en cascade pour la correction de phase. Les fréquences centrales des deux cellules sont situées de part et d'autre de la fréquence centrale du filtre passe- bande que l'on cherche à compenser. Dans certaines applications en hyperfréquence, on utilise des filtres micro-onde à bande passante étroite. La fonction de correction du temps de propagation de groupe est réalisée en utilisant des cavités multiples couplées. La synthèse de ces filtres a été exposée dans la littérature technique comme le montrent les publications suivantes: J.D. RHODES "filtre généralisé à phase linéaire par cavité à couplage direct" IEEE Transactions MTT, Volume MTT 18, N16, juin 1970, pages 308-313; A.E. Atia et autres "filtres guides d'ondes à bande étroite" IEEE Transac- tions MTT, Volume MTT 18, N04, avril 1972, pages 258-264 A.E. Atia et autres "Synthèse des cavités multiples couplées à bande étroite" IEEE Transactions CAS, Volume CAS-21, NO5, septembre 1974, pages 649-655. Les inconvénients de ces deux types de filtres sont présentés ci- dessous. Les filtres guides d'ondes à bande étroite et à cavités multiples couplées, ne peuvent pas être utilisés en basse fréquence ou en fréquence intermédiaire pour des raisons de dimensionnement, et d'encombrement trop important. Les filtres classiques munis de réseaux correcteurs nécessitent l'emploi d'alimentations spéciales pour les cellules actives. D'autre part, ils sont très encombrants et pas toujours très fiables. Pour pallier ces difficultés, Pinvention propose un filtre électrique autocorrigé à éléments à constantes localisées, comportant des premiers moyens d'adaptation d'entrée pour recevoir le signal large bande d'entrée, l'adapter et le transmettre a des moyens de filtrage constitués par un ensemble de cellules de filtrage en nombre pair et en cascade pour filtrer le signal en large bande et le transmettre à des deuxièmes moyens d'adaptation de sortie, caractérisé en ce qu'il comporte égale- ment des moyens de correction constitués par des couplages secondaires placés entre au moins deux cellules de filtrage afin de réaliser une autocorrection du temps de propagation de groupe. D'autres particularités et avantages de Pinvention apparaitront clairement dans la description suivante présentée à titre d'exemple non limitatif en regard des figures annexées suivantes: - la figure 1 représente le schéma de principe du filtre électrique autocorrigé; - la figure 2 représente une réalisation particulière du filtre selon Pinvention; - la figure 3 représente les courbes d'amplitude et de temps de propagation de groupe pour une fréquence donnée, et une bande passante donnée; - la figure 4 représente un premier mode de branchement pour un résonateur; - la figure 5 représente un deuxième mode de branchement pour un résonateur; - la figure 6 représente les courbes d'amplitude et de temps de propagation de groupe pour une deuxième et une troisième réalisation. Le filtre électrique autocorrigé selon l'invention, dont le schéma de principe est représenté sur la figure 1, reçoit le signal d'entrée par une première paire de bornes d'accès El, E2. Cette première paire de bornes d'accès constitue l'entrée du filtre. Un adaptateur d'impédance d'entrée 2.1 reçoit ce signal pour l'adapter et le transmettre aux moyens de flitrages. L'adaptateur d'impédance d'entrée 2. 1 comporte 2 entrées et 2 sorties. Les deux sorties sont connectées aux entrées des moyens de filtrages 3. Ces moyens comprennent deux entrées, deux sorties, et sont constitués par un nombre n de résonateurs; n étant un nombre entier, pair et supérieur à 2. Sur le schéma de principe on s'est limité à n égal à 8. Chaque résonateur comporte une première et une deuxième entrée, une première et une deuxième sortie. Les sorties d'un premier résonateur sont branchées directement ou indirectement aux entrées d'un deuxième résonateur. Ce branchement est qualifié de branchement en cascade. Les 2 sorties des moyens de filtrage 3, sont connectées à un adaptateur d'impédance de sortie 2.2. Les deux sorties des moyens de filtrage 3 sont les deux sorties du dernier résonateur. Les deux sorties de l'adaptateur d'impédance de sortie 2.2 sont connectées aux deuxièmes bornes d'accès du filtre SI et S2. Ces deux bornes constituent les sorties du filtre. Les moyens d'autocorrection de temps de propagation de groupe 4 sont connectés aux moyens de filtrage 3 par l'intermédiaire de couplages adjacents 4.5. Les couplages adjacents sont constitués par des éléments à constantes localisées Mi,j. Chaque résonateur possède une sortie reliée à une entrée du résonateur adjacent par l'intermédiaire d'un couplage adjacent Mij. Mij est tel que i = 1,2..., n-1 j =i eme éme ème Il représente le couplage entre le i résonateur et le j'; le j étant le suivant. Les moyens d'autocorrection 4 comportent également des couplages non adjacents 4.6. Les couplages non adjacents sont constitués par des éléments à constantes localisées Mk,l. Ces couplages non adjacents sont connectés entre la première sortie du kième résona- teur et la première entrée du lième résonateur avec k pouvant être égal à 1,2..., n I 2 1 étant égal à n - (k-l). Pour n = 8 on a les couplages suivants: M 1,8 entre le premier résonateur et le huitième. eme e me M2,7 entre le 2 résonateur et le 7 M3,6 entre le 3eme résonateur et le 6eme* Les figures 4 et 5 représentent le schéma électrique des résona- teurs. La figure 4 représente un premier mode de branchement d'un couplage non adjacent sur une première sortie d'un résonateur. La figure S représente un deuxième mode de branchement. les deux résonateurs représentés en figure 4 et 5 sont identiques dans leur constitution. Ils comportent classiquement un condensateur en parallèle sur une inductance (et éventuellement une nrésistance en parallèle sur Pinductance ou sur le condensateur pour amortir le résonateur) ayant des valeurs déterminées pour résonner à la fréquence d'accord. Les résona- teurs sont munis de deux entrées et de deux sorties. Sur la figure 4 le résonateur possède une première entrée et une première sortie qui sont soumises à un même premier potentiel. La deuxième entrée et la deuxième sortie sont soumises à un même deuxième potentiel. Le couplage adjacent correspondant à ce résonateur est branché à la première sortie. La figure 5 différe de la figure 4 en un point. La première sortie est dans ce cas prise en un point milieu N de l'inductance. Le couplage non adjacent est connecté en ce point N. La figure 2 représente une réalisation particulière du filtre selon l'invention. Le filtre est réalisé pour une fréquence centrale qui se situe dans le domaine des fréquences intermédiaires aux alentours de 70 MHz. La bande passante à 3 dB est de 17,S MHz. Le filtre présente donc une large bande passante selon les critères usuels. En se référant au schéma de principe de la figure 1, et en prenant le mode de réalisation représenté sur la figure 2, nous obtenons un filtre ayant les caractéristiques de l'invention. La correction de temps de propagation de groupe se traduit physiquement par une amélioration de la transmission du signal. Cette correction peut également s'observer sur S l'allure de la courbe de temps de propagation qui est représentée sur la figure 3. La description suivante se référe donc au schéma de principe de la figure 1, et au schéma de réalisation de la figure 2. Le filtre est alimenté par un mélangeur de récepteur représenté sur le schéma par un générateur G, fournissant un signal de fréquence 70 MHz, et d'amplitude Vo. L'impédance interne R du générateur G est de 75 Q. Le signal délivré par le générateur est appliqué à l'entrée du filtre entre les bornes d'accès El et E2. La deuxième entrée E2 du filtre est au potentiel O. Les adaptateurs d'impédance 2.1 et 2.2 sont des condensateurs CE et CS. Le condensateur CE est connecté entre l'entrée El et la première entrée du premier résonateur Ri. Le condensateur CS est en série entre la sortie SI et le dernier résonateur R8. Les deux condensateurs sont égaux à 24,96 pF dans cet exemple particulier, compte tenu des moyens de génération du signal. Les moyens de filtrage 3 sont constitués par 8 résonateurs RI, R2. R8. Chaque résonateur est identique à celui qui est représenté sur la figure 4. La première entrée 1E, et la première sortie IS des résonateurs sont au même potentiel. Ce même potentiel constitue pour chaque résonateur, un noeud NI, N2....N8. Les deuxièmes entrées et deuxièmes sorties sont au potentiel O. Chaque résonateur est connecté..DTD: au suivant, par l'intermédiaire des couplages adjacents, qui sont auto- inductifs sauf entre les deux résonateurs centraux o le couplage est capacitif. Le couplage non adjacent M 1,8 entre le 1er et le 8ième résonateur est auto-inductif. Les couplages non adjacent M2,7 et M3,6 respectivement entre le 2ième et le 7ième résonateur, et le 3ième et le 6ième résonateur sont capacitifs. Naturellement, il est clair que chaque inductance peut être remplacée par un élément équivalent soit une inductance bien déterminée en série avec un condensateur également bien déterminé soit une inductance en parallèle sur un condensateur soit trois inductances connectée en forme de "T", c'est-à-dire une première inductance en série avec une deuxième et une troisième connectée entre le point commun des deux première et un potentiel donné. Les valeurs des couplages adjacents ou non adjacents sont déterminées à partir de la méthode de synthèse des filtres. Cette méthode de synthèse consiste à trouver la matrice de couplage et les coefficients d'adaptation pour obtenir une fonction de transfert du filtre demandée. Elle est connue pour des bandes passantes étroites. Les résultats obtenus ne sont pas, par conséquents optimisés. Les calculs des éléments auto-inductifs et capa- citifs sont réalisés à partir des équations suivantes: Lij = R.Rn ZlTfoMij ICij = Mil On { Cij =2 2ffo R.Rn On calcule les éléments auto- inductifs et capacitifs des résonateurs à l'aide des équations suivantes: S L- 2 lrf fo fp) 4- 2fo2 L fo est la fréquence centrale du filtre, fp la fréquence supérieure de la dernière pulsation. R est la résistance interne du générateur, Rn est la résistance de la charge. Mi,j est le terme d'ordre ij de la matrice M de couplage. On obtient un premier ensemble de résultats à partir de ces équations. On utilise la méthode d'optimisation de K.MADSEN, H.SCHIAER-3ACOBSEN, J.VOLDBY exposée dans la littérature tech- nique, "Automated Minimax Design of NET works ", IEEE - cir. and Syst., volume CAS-22; n'10, octobre 1975, pages 791-795. Cette méthode d'optimisation permet de diminuer les écarts entre la réponse idéale du filtre H(Fj) et la réponse réelle H0(Fj) pour une fréquence donnée Fj Pour mesurer la qualité de la réponse réelle et guider l'optimisation afin d'améliorer la qualité, deux critères sont envisagés. D'une part on considère soit l'écart quadratique moyens de m fonction H(Fj) Eq =l m [H(Fj) - H0(Fj)) 2 soit l'écart maximun de m fonctions H(Fj) Emax = maxj (H(Fj) - H0(Fj)). La méthode d'optimisation tient compte des pertes sur chaque élément. Cette méthode suppose donc que chaque élément n'est pas S parfait car il présente des caractéristiques résistive à la fréquence de résonance. Une inductance Lo est équivalente à une inductance L en série avec une résistance R égale à L 2 fo / QI o QI est le coefficient de surtension de l'inductance L. R représente les pertes un condensateur Co est équivalent à un condensateur C en parallèle sur une résistance R égale à Qc /C2 fo o Qc est le coefficient de surtension du condensateur C. La méthode d'optimisation est une méthode itérative; à chaque itération, un problème non linéaire à résoudre est remplacé par une approximation linéaire. Lorsque la précision demandée est atteinte on arrête l'itération. On optimise encore les résultats en ajustant les couplages obtenus en fonction de la fréquence. On obtient une courbe d'amplitude présentant un minimum d'ondulation. Cette courbe présente également une symétrie arithmétrique par rapport à la fréquence cen- trale Fo. On obtient ainsi également une symétrie arithmétrique de la courbe de temps de propagation de groupe. Pour l'exemple décrit, les résultats obtenus sont les suivants: M1,2 = M7, 8 = 530,37 nH M2,3 = M6,7 = 799,49 nH M3,4 = M,6 = 1055,63 nH M4,3 = 3,52 pF M3,6 = 1,63 pF M2,7 0 M1,8 = 10492,7 nH C= C8 = 26,11 pF C2 = C7 = 47,00 pF C3 = C6 =41,53 pF C4 = C5 = 34,25 pF. LI = 160 nH = L2 = L3 = L4 = L5 = L6 = L7= L8. Il y a dans cette réalisation particulière une symétrie des valeurs suivant un axe fictif qui passerait entre les deux résonateurs centraux R4 et R5. La courbe d'amplitude A du filtre est représentée sur la figure 3. En abscisse sont portées les valeurs des fréquences en MHz. En ordon- nées sont portées les atténuation d'amplitude (ou gain) en décibel. La symétrie arithmétrique du filtre est traduite par une symétrie de la courbe par rapport à la fréquence centrale. Il y a symétrie arithmétrique jusqu'à 25 dB de réjection hors bande. Ce qui signifie qu'il a encore une symétrie au-delà des fréquences de coupures pour une atténuation de 25 dB. Cette courbe d'atténuation posséde des pentes raides ayant sensible- ment la même allure aux deux fréquences de coupure. Ceci est due aux caractéristiques de symétrie arithmétrique du filtre. La courbe de temps de propagation de groupe T est représentée également sur la figure 3. En abscisse sont portées les fréquences en MHz. En coordonnées sont portés les temps en nano secondes. On constate que la courbe du temps de propagation de groupe a le même caractéristique que la courbe d'atténuation, à savoir, la symétrie arith- métrique. On constate de plus, qu'il n'y a pratiquement pas de variation du temps de propagation entre 63 MHz et 77 MHz. La différence entre 77 MHz et 63 MHz représente à peu près les 80 pour cent de la bande utile du filtre. Il y a par conséquent une très bonne correction de variation de temps de propagation de groupe dans les 80 pour cent de la bande utile. Deux autres réalisations ont été faites dans les mêmes conditions d'alimentation et de charge que dans la première réalisation avec des bandes passantes encore plus large que 17,5 MHz. L'une de ces deux réalisation est un filtre dont la fréquence centrale est aux alentours de MHz et dont la bande passante est sensiblement égale à 20 MHz. Les courbes AI d'amplitude et TI de temps de propagation de groupe sont représenté sur la figure 6. L'autre réalisation est un filtre dont la fréquence centrale est aux alentours de 70 MHz et dont la bande passante est sensiblement égale à 36 MHz, soit à peu près 50 % de la valeur de la fréquence centrale. Les courbes A2 d'amplitude et T2 de temps de propagation de groupe sont représentée sur la figure 6. Ces deux filtres sont schématisés sur la figure 2. Les résultats des couplages obtenus pour le filtre dont la bande passante est sensiblement égal à 20 MHz sont les suivants: M1,2 =M7,8 = 550,8 nH M2,3 = M6,7 = 786,9 nH M3,4 = M5,6 = 1073,2 nH M4,5 = 2,8 pF M36 = 1,9 pF M2,7 = 0,S pF M 1,8 = 22723 nH C1 = C8 = 23,9 pF C2 = C7 = 43,4 pF C3 = C6 = 38,S pF C4 = C5 = 31,9 pF LI =L2=L3 =-- = L8= 17S nH. Les résultats des couplages obtenus pour le filtre dont la bande passante est sensiblement égale à 36 MHz sont les suivants: M1,2 = M7,8 171,2 nH M2,3 M6,7 = 223,7nH M3,4 - MS,6 = 305,7 nH M4,5 - 12,2 pF M3,6 = 6,9 pF 2S M2,7 = 0,5 pF M 1,8 = 5959 nH C1 = C8 = 56,0 pF C2 = C7 = 76,5 pF C3 = C6 = 60,S pf C4 =Cs = 42,3 pF LI = L2 L3- = L8 = 160 nH. Les résultats obtenus pour ces deux autres réalisations corres- pondant à des bandes passantes plus larges, permettent d'obtenir une courbe d'atténuation AI, A2 présentant une symétrie arithmétique jusqu'à 25 dB de rejection hors bande, et une courbe de temps de propa- gation de groupe TI, T2 présentant également une symètrie arithmétique et une très bonne correction de temps de propagation de groupe dans les 80 pour cent de la bande utile. Les trois réalisations décrites ont subi un test de variation de température. Les essais ont été effectués entre une température mini- male sensiblement égale à - 300C, et une température maximale sensiblement égale à + 700C. Après ces essais les courbes d'amplitude et de temps de propagation de groupe subissent des variations négligeables, et restent très près de la réponse idéale du filtre. Les résultats obtenus sont identiques à ceux que l'on obtient en utilisant des filtres plus des correcteurs, mais l'encombrement est réduit de 50 %, et de plus aucun problème d'instabilité dû à la température ne s'est posé en raison de l'absence d'élément actif. REVENDICATIONS 1. Filtre électrique autocorrigé à éléments à constantes localisées, comportant des premiers moyens d'adaptation d'entrée (2.1) pour rece- voir le signal d'entrée, l'adapter et le transmettre à des moyens de filtrage (3) constitués par un ensemble de cellules de filtrage (RI, R2, 5...R8) en nombre pair et en cascade pour filtrer le signal en large bande et le transmettre à des deuxièmes moyens d'adaptation de sortie (2. 2), caractérisé en ce qu'il comporte également des moyens de correction (4) constitués par des moyens de couplage secondaire (4.5, 4.6) placés entre au moins deux cellules de filtrage afin de réaliser une autocorrection du temps de propagation de groupe ou/et une correction d'amplitude. 2. Filtre électrique autocorrigé selon la revendication 1, carac- térisé en ce que les moyens de corrections (4) comportent un premier ensemble de moyens de couplage secondaire adjacents Mij; chaque moyens (Mi,j) reliant deux cellules adjacentes i et j pour contribuer à l'obtention d'une symétrie arithmétrique des courbes d'amplitude (A) et de temps de propagation de groupe (T). 3. Filtre électrique autocorrigé selon l'une quelconque des revendi- cations 1 et 2, caractérisé en ce que les moyens de correction (4) comportent un deuxième ensemble de moyens de couplage secondaire non adjacent Mk,l, chaque moyen (Mh,l) reliant une kième et une lième cellule avec K étant égal à 1,2,.... n2 et 1 étant égal à n - (k-l), pour contribuer à l'obtention d'une symètrie arithmètrique des courbes d'am- plitude (A) et de temps de propagation de groupe (T),et d'une correction du temps de propagation de groupe. 4. Filtre électrique autocorrigé selon l'une quelconque des revendi- cations 1 à 3, caractérisé en ce que les cellules de filtrage (RI, R2, R8) sont des résonateurs. 3. Filtre électrique autocorrigé selon l'une quelconque des revendi- cations 1 à 6, caractérisé en ce qu'il comporte une première (El) et une deuxième (E2) entrée, un premier condensateur d'adaptation (CE) à la première (El) entrée du filtre, huit résonateurs en cascade dont un premier est connecté d'une part à un premier noeud (NI) d'autre part à Pentrée E2, chaque résonateur étant constitué par un condensateur (Cl) en parallèle sur une inductance (LI), en ce qu'il comporte: une première (M 1,2), une deuxième (M2,3), une troisième (M3,4), une cinquième (M5,6), une sixième (M6,7), une septième (M7,8) inductance connectées respecti- vement entre le premier (RI) et le deuxième (R2), le deuxième (R2) et le troisième (R3), le troisième (R3) et le quatrième (R4), le cinquième (R5) et le sixième (R6), le sixième (R6) et le septième (R7), le septième (R7) et le huitième (RM) résonateur, la première (M 1,2), la deuxième (M2,3), la troisième (M3,4) inductance étant égale respectivement à la cinquième (M5,6), à la sixième (M6,7) à la septième (M7,g) inductance en ce qu'il comporte une capacité (M4,) connectée entre le quatrième (R4) et le cinquième (R5) résonateur, et en ce qu'il comporte une inductance (M 1,8) connectée entre le premier (RI) et le huitième (R8) résonateur, et un condensateur connecté entre le troisième (R3) et le sixième (R6) résonateur.