FR 2505580 A1 19821112 FR 8208307 A 19820507 1 - Le sujet de la présente invention concerne les moyens conçus pour réduire au minimum l'effet produit par des excursions ou aberrations indésirables dans la sortie d'un convertisseur numérique-analogique (CNA). Ainsi qu'il est connu dans l'art, les convertisseurs numériques- analogiques (CNA) sont généralement réalisés de manière fractionnaire, sous forme de sections, chaque section étant contrôlée par une fraction pré- sélectionnée des bits qui se trouvent à l'intérieur d'un signal numérique d'entrée Par exemple, un convertisseur CNA à 12 bits pourrait 9 tre divisé en quatre sections, chacune de celles-ci étant contrôlée par trois bits du signal d'entrée A mesure que l'entrée change, la sortie de chaque section intéressée change également, la sortie du CNA étant la somme complexe des sorties de chaque section L'idéal serait que la sortie du CNA soit cons- tituée par une série de fonctions de gradins analogiques, dont les gran- deurs et directions dépendraient des changements intervenus dans l'entrée numérique. Ainsi qu'il est connu dans l'art, des excursions importantes (pointes, aberrations diverses) se produisent dans le signal de sortie en réponse à certains changements intervenus dans le signal d'entrée Ces ex- cursions (le résultat de retards propres au montage du CNA, de commutations asynchrones de sources internes de courant, et autres causes connues) sont surtout récurrentes aux points de plus forte transition; on désigne par cette expression un changement intervenant dans le signal d'entrée et qui fait commuter le CNA d'une section interne à une autre Dans l'exemple mentionné ci-dessus, si l'on supposait l'existence d'une relation linéaire entre les bits d'entrée et les sections du CNA, on observerait une transi- tion importante lorsque le signal d'entrée passe de 0111 à 1 (la pre- 2 002 (ape mière section étant désactivée, la seconde section étant activée) ou dans le sens contraire de 001000 à 0001112 (la seconde section étant désacti- vée, la première étant activée), ou entre deux valeurs quelconques ayant pour effet de désactiver une section particulière du CNA en même temps qu'une autre section est activée Dans le cas le plus fréquent, o chaque bit d'entrée contrôle une seule section à un bit, une transition majeure constituant le cas le plus défavorable se produit lorsqu'il y a changement d'un bit dans un sens, pendant que tous les bits restants sont changés dans l'autre sens; par exemple, lorsque l'entrée est commutée de 01111111 à 10000000 L'effet est moindre lorsqu'il y a moins de bits commutés Dans un cas comme dans l'autre, bien que les excursions ainsi produites aient une durée relativement courte, de l'ordre de plusieurs centaines de nano- secondes, ou moins, elles peuvent néanmoins couvrir plusieurs cycles d'une -2- entrée à changement plus rapide Dans un environnement à affichage pour graphismes o l'on utilise des CNA, par exemple, pour diriger calligraphi- quement un faisceau d'électrons dans un tube à rayons cathodiques, de tel- les excursions peuvent être observées en tant que défauts de linéarité du mouvement du faisceau, eten tant que défauts d'uniformité de l'intensité de ce faisceau. Des tentatives connues pour supprimer ou tout au moins réduire au minimum des excursions indésirables dans des sorties de CNA, comportent notamment l'usage de techniques assurant aussi bien le filtrage linéaire que l'échantillonnage et l'accumulation Bien que le filtrage linéaire réduise l'amplitude de l'excursion (par intégration sur une longue période de temps), il ne diminue pas l'énergie de l'excursion Quant aux techniques d'échantillonnage et d'accumulation,bien qu'étant satisfaisantes aux basses vitesses d'entrée, elles sont difficiles à mettre en oeuvre à de très gran- des vitesses et engendrent fréquemment leur propre composante de bruit et d'excursions de signaux. Une autre tentative connue visant à résoudre le problème d'aber- rations et d'excursions inacceptables dans l'entrée de CNA réside dans le filtre non-linéaire décrit par Rieger et al, dans le brevet américain no 4 163 948 cédé à Tektronix, Inc, le cessionnaire de la présente invention. En utilisant des techniques basées sur le taux de balayage, le filtre dé- crit dans ce brevet USA élimine la totalité de certaines excursions et en partie certaines autres; toutefois, il est moins apte à traiter de façon adéquate des excursions qui couvrent davantage qu'un seul changement du signal d'entrée. La présente invention vise à réaliser un circuit et propose un procédé pour combiner les avantages d'une pompe de charge exempte d'aber- rations avec un filtre à taux de balayage pour transformer un signal numé- rique d'entrée en une représentation analogique précise Plus particuliè- rement, le circuit de la présente invention comprend un amplificateur à excursion de fréquence limitée et une pompe de charge, combinés de façon à constituer une entité commune en passant par un intégrateur commun L'en- trée de l'amplificateur est alimentée par un convertisseur numérique-ana- logique (CNA) à sortie de courant et l'entrée de la pompe de charge est reliée à une source de signaux de remplissage-évacuation synchronisée avec l'entrée du CNA. L'amplificateur et l'intégrateur constituent ensemble un filtre à taux de balayage, tandis que la pompe de charge et l'intégrateur défi- nissent un convertisseur numérique-analogique à boucle ouverte ou à deux 3 - fils, cette dernière combinaison étant parfois désignée de façon imagée comme étant celle du "baquet et de la louche" En actionnant la pompe de charge et l'intégrateur avec une série de signaux de remplissage-évacua- tion à pas unitaires, ainsi qu'un signal d'horloge y associé, on obtient une sortie analogique exempte d'excursions qui représente les changements unitaires accumulés, mais qui peut néanmoins se prêter à un glissement de boucle ouverte (circuit à deux fils) Le fait d'actionner l'amplificateur et l'intégrateur avec la sortie d'un CNA classique produit une sortie qui constitue une version limitée à taux de balayage précis de l'entrée numé- rique, mais qui est également sujette à dégradation par des excursions à long terme (Telle qu'elle est envisagée ici, une excursion à court terme est une excursion dont la durée est suffisamment brève pour pouvoir être éliminée dans un temps de gradin unitaire par l'application de techniques classiques à taux de balayage Une excursion à long terme est une excur- sion de plus grande durée). En combinant les deux fonctions à travers l'intégrateur commun, et en diminuant le taux de balayage de manière à capter les excursions à long terme, on obtient un circuit capable de fournir une sortie sensible- ment exempte d'excursions à court terme et relativement insensible aux excursions à long terme En effet, le résultat en est un intégrateur ac- tionné par une pompe de charge en relation de contre-réaction avec un CNA limité par le taux de balayage Des changements unitaires de l'entrée sont une fonction d'impulsions de courant engendrées par la pompe de char- ge et intégrées par l'intégrateur, tandis que la précision à long terme est une fonction d'une comparaison constante entre les impulsions inté- grées de la pompe de charge et la sortie limitée par le taux de balayage du CNA Il en résulte une première approximation à boucle ouverte du si- gnal d'entrée, produit par la pompe de charge, constamment contrainte à suivre une seconde approximation plus précise produite par le M Na Ni l'intégrateur actionné par la pompe de charge, ni le filtre à taux de balayage et le CNA, agissant seulsne sont capables d'assurer la préci- sion et la fidélité de leur unique combinaison. Le circuit suivant la présente invention est particulièrement utile dans des applications o l'on fait fonctionner des CNA en vue de produire des formes d'ondes presque continues, c'est-à-dire o l'entrée du CNA change par gradins unitaires à un taux très élevé Un exemple- type d'une telle application est la fonction de génération de vecteurs numériques à l'intérieur d'un système d'affichage pour graphismes. Par conséquent, l'un des principaux buts de la présente invention -4consiste à prévoir un circuit comprenant un convertisseur CNA pour obtenir une sortie analogique exempte d'excursions indésirables à court terme et qui soit en m 8 me temps insensible aux excursions indésirables à long terme. En outre, l'un des principaux buts de la présente invention con- siste à prévoir un circuit destiné à être utilisé avec un CNA pour réduire au minimum l'effet d'excursions à long terme dans la sortie du CNA. De plus, un autre but principal de la présente invention consiste à prévoir un circuit utilisant l'intégration par pompe de charge et le filtrage à taux de balayage pour produire une conversion numérique-analo- 1 o gique de précision. Les buts, caractéristiques et avantages énoncés ci-dessus de la présente invention seront mieux compris si l'on se reporte à la descrip- tion détaillée qui suit de l'invention, conjointement au dessin annexé, sur lequel La FIGURE 1 est un schéma simplifié du circuit de la présente invention; La FIGURE 2 est également un schéma simplifié d'un convertisseur numérique-analogique et d'un compteur numérique destinés à être utilisés dans le circuit de la Figure 1; Les FIGURES 3 à 6 sont des diagrammes de signaux montrant cer- tains signaux obtenus pendant le fonctionnement segmentaire de certaines parties du circuit de la Figure 1, et La FIGURE 7 est un diagramme de signaux montrant certains si- gnaux produits pendant le fonctionnement de l'ensemble du circuit de la Figure 1. Si l'on se réfère tout d'abord à la Figure 1, on y voit un exem- ple-type de réalisation du filtre suivant l'invention conçu pour éliminer des excursions ou aberrations momentanées existant dans le signal de sor- tie de pompes de charge et également appelées "glitch" aux U S A, ainsi qu'un convertisseur numérique-analogique à courant de sortie CNA 20 et un compteur bidirectionnel 22 Un tel filtre "glitch" comprend un ampli- ficateur 32 à oscillations limitées, une pompe de charge 34, un intégra- teur 36 et un circuit 38 de commande de la pompe de charge L'entrée du filtre comprend la sortie du CNA 20 ainsi que les mames signaux de déclen- chement et d'indication, c'est-à-dire un signal d'extraction et un signal de refoulement, ainsi que le signal d'horloge, ou leur équivalent, que ceux utilisés pour faire fonctionner le compteur 22 qui actionne le CNA La sortie du filtre, Vo, est à chaque instant une représentation ana- logique de la valeur numérique emmagasinée dans le compteur 22 (la somme algébrique de toutes les unités de comptage montantes et descendantes) Dans un environnement de générateur de vecteurs numériques, la sortie V repré- o sente la position courante, dans une dimension, d'un point engendré par un vecteur Pour un affichage vectoriel à deux dimensions, il faudrait uti- liser un ensemble filtre-CNA distinct pour chaque entrée de vecteurs hori- zontaux et verticaux. Les différentes sections du filtre pour excursions et aberrations de la Figure 1 peuvent être réalisées dans toute forme adéquate connue des spécialistes Par exemple, l'amplificateur 32 à oscillations limitées et l'intégrateur 36, qui définissent en combinaison un filtre à taux de bala- yage semblable à celui décrit dans le brevet américain no 4 163 948 cité plus haut, peuvent comprendre, dans une version simplifiée, un amplifica- teur Ai, dont la sortie est maintenue entre des limites pré-établies L par des diodes Dl et D 2; une résistance à taux de balayage Rs; un second amplificateur A 2 et une capacité d'intégration C, et une résistance à réaction Rf L'amplificateur Ai et les deux diodes Dl, D 2 sont bien en- tendu symboliques; une réalisation pratique de l'entrée comprendra, par exemple, une série de récepteurs de ligne ECL (circuits de logique à couplage d'émetteur) sous forme d'amplificateurs fonctionnant entre des limites pré-établies (mais pas jusqu'à la saturation) La pompe de charge 34, également représentée sous une forme simplifiée, peut comprendre un amplificateur A 3 d'évacuation et un amplificateur A 4 de remplissage ac- couplés au filtre à taux de balayage en passant par un réseau diode/résis- tance comprenant les diodes Dl à D 4 et les résistances Rl et R 2. Comme le suggère la Figure 2, le CNA 20 à courant de sortie peut être réalisé comme étant la partie source de courant d'un CNA 21 classique à sortie de tension En branchant le CNA 21 au noeud d'addition 23 entre la source 25 et la résistance à réaction Rf, on obtient une sortie de cou- rant I proportionnelle à la sortie de tension V plus familière Pour faciliter la visualisation, la résistance de réaction Rf est représentée Figure 1 comme faisant partie intégrante de l'amplificateur 32 à oscilla- tions limitées. Le fonctionnement du circuit de la Figure 1 sera mieux compris après un bref examen de la partie délimitée par l'amplificateur 32 à os- cillations limitées et l'intégrateur 36 Si l'on néglige pour l'instant la pompe de charge 34 et son circuit de commande 38, on constate que l'am- plificateur 32 et l'intégrateur 36, comme il a été signalé plus haut, dé- finissent en concept un filtre à taux de balayage connu dans le domaine technique pour sa capacité de réduire au minimum certaines aberrations -6 ou excursions à court terme dans la sortie d'un CNA classique Le taux de balayage est déterminé tout d'abord par des valeurs respectives de la ré- sistance R et de la capacité C Normalement, la valeur de RP est choisie s s de manière à fournir un taux de balayage approximativement égal au double du taux des gradins ou pas d'entrée Cela permet à la sortie V de se fi- o xer au niveau de gradin désiré avant la réception de l'entrée de gradin suivante. La Figure 3 montre un exemple de fonctionnement d'un filtre a taux de balayage, dans lequel la courbe supérieure représente un signal 1 o de sortie 40 (traits pleins), qui augmente pais diminue et comporte pas mal d'aberrations et excursions indésirables, et sa contrepartie 42 limi- tée par le taux de balayage (traits interrompus), tandis que la courbe inférieure représente la sortie délimitée 44 de l'amplificateur Ai à os- cillations limitées Le symbole L placé près de la courbe inférieure désigne les limites d'oscillation Chaque gradin du signal 40 du CNA re- présente un changement survenu dans le bit le moins significatif (LSB) de la valeur emmagasinée ou accumulée dans le compteur 22 et les pointes tronquées 46-52 représentent les aberrations ou excursions Pour faciliter leur repérage, les gradins du CNA sont désignés par les chiffres 1 à 8 le long et au-dessous de la Figure. L'effet d'ensemble du filtre à taux de balayage est celui de transformer le front vertical de chaque gradin de CNA en une rampe dont la pente est proportionnelle au taux de balayage Dans l'exemple de la Figure 3, le taux de balayage est supposé être égal au double du taux de gradins du CNA On peut observer que, pour les gradins 1, 4, 5 et 8 exempts de "glitches" ou d'aberrations ou excursions indésirables, et pour ceux des gradins 2 et 6 o ces "glitches" ou aberrations ont le même sens que les gradins, le résultat réside en un filtrage général de la forme d'ondes d'entrée en une série de fonctions de rampe de même sens. Toutefois, pour les gradins 3 et 7 o les aberrations 48 et 52 sont de sens opposé à celui des gradins, le signal de sortie 42 suit tout d'a- bord l'aberration et ensuite le gradin Ainsi, le filtrage non seulement modifie les fonctions des gradins d'entrée en des fonctions de rampes ayant des pentes relativement longues, mais permet en outre d'appliquer une réponse contraire à des aberrations ou excursions d'allure opposée. Les anomalies signalées sont particulièrement accentuées lors- que les aberrations ou excursions couvrent plusieurs changements du si- gnal de gradin d'entrée, ainsi que le suggèrent les Figures 4 et 5 on peut remarquer qu'une aberration 46 ' ou 48 ' de durée suffisante dans l'un 7 ou l'autre sens peut se traduire par une perte ou distorsion de plusieurs gradins de l'information d'entrée Dans le domaine de l'affichage d'infor- mation, par exemple, o les largeurs atteintes par les gradins d'entrée peuvent 9 tre de l'ordre de 160 nanosecondes, il n'est pas rare de rencon- trer des aberrations de CNA dont la durée est de l'ordre de 600 nanosecondes. On se référera maintenant de nouveau à la Figure 1 et en parti- culier à la partie ou section constituée par la pompe de charge 34, son circuit de commande 38 et l'intégrateur 36 La pompe de charge 34 est essentiellement une source de courant capable de pomper du courant dans et à partir de l'intégrateur 36 en réponse à des signaux en provenance du circuit de commande 38 Les deux diodes D 4 et D 6 servent de commutateurs de courant afin de faire circuler le courant dans le sens désiré Les va- leurs des deux résistances Rl et R 2 sont choisies de telle sorte que, le système étant au repos, et quand les potentiels appliqués aux deux bornes et 62 sont égaux et opposés, la borne 64 située entre les deux diodes D 4 et D 6 représente une masse virtuelle, tandis que la sortie V de l'in- o tégrateur 36 représente la charge accumulée dans la capacité C Pour mo- difier la sortie V 0, il suffit de changer le niveau de charge de ladite capacité C Pour cela, il suffit par ailleurs de pomper du courant vers ou à partir de l'intégrateur 36 Ainsi, la combinaison de la pompe de charge 34 et de l'intégrateur 36 constitue en quelque sorte un convertis- seur numérique-analogique à deux fils (aussi longtemps que les changements à l'entrée se limitent à des gradins unitaires). Le circuit de commande 38 reçoit les mêmes signaux indicatifs et d'horloge, ou leur équivalent, que le compteur 22 déjà cité En ré- ponse à une série positive de signaux, le circuit de commande 38 délivre un signal de refoulement ou d'évacuation P/D (Pump-Down) à la pompe de charge 34; à l'inverse, en réponse à une série négative de signaux, il délivre un signal de pompage ou d'extraction P/U (Pump-Up) Au repos, la sortie de l'amplificateur A 3 est faible par rapport à la masse, alors que la sortie de l'amplificateur A 4 est élevée Dans ces conditions, le courant circule à travers la résistance Rs et la diode D 3, pour atteindre l'amplificateur A 3, puis à travers la diode D 5 et la résistance R 2, pour ressortir par l'amplificateur A 4. Si la sortie de l'amplificateur A 3 est fortement poussée, le courant qui circulait précédemment à travers la diode D 3 sera pompé en refoulement dans la jonction de sommation 68 de l'intégrateur 36 en pas- sant par la diode D 4, ce qui change la direction négative de la charge 8 - appliquée à la capacité C; d'o l'expression "pompage d'extraction" Si, par ailleurs, la sortie de l'amplificateur A 4 est faiblement poussée, la borne 64 sera abaissée au-dessous de la masse, et le courant sera extrait de l'intégrateur 36 en passant par la diode D 6, ce qui change dans le sens positif la charge appliquée à la capacité C, d'o le "pompage en extrac- tion" Ainsi, en délivrant la série appropriée de signaux de pompage de refoulement et de pompage d'extraction à la pompe de charge 34, la sortie V O peut être mise en condition de suivre la forme d'onde numérique d'en- trée définie par les signaux d'entrée de déclenchement, d'indication et d'horloge (toujours en considérant des gradins unitaires). La Figure 6 montre un exemple-type de fonctionnement de la pompe de charge 34 et du secteur intégrateur 36 que l'on vient de décrire Dans cet exemple, la courbe 70 (en traits pleins) représente la forme d'onde de sortie désirée et la courbe 42 (en traits interrompus) représente, comme auparavant, la sortie V effectivement produite (Il convient de négliger pour l'instant la courbe 44) Suivant la convention, le signal d'entrée supposé avoir été reçu est constitué par une série de signaux de déclenchement, d'indication et d'horloge, ou leur équivalent, qui dé- finissent la présence, le sens et la durée, respectivement, de chaque gra- din d'entrée En théorie, les signaux de déclenchement et d'indication représentent un courant de bits d'entrée définissant une forme d'onde numérique Le signal d'horloge assure la synchronisation du circuit de la Figure 1 avec le restant du système dont il fait partie Les signaux d'extraction et de refoulement produits par le circuit de commande 38 en réponse au courant de bits d'entrée sont représentés respectivement en 80 et 82 sur la Figure 6 Pour chaque gradin positif ou incrémentiel 1, 2, 3, 5, 6 le circuit de commande 38 produit un signal de pompage d'extraction; pour chaque gradin négatif ou décrémentiel 4, 7 à 10 ce circuit produit un signal de pompage de refoulement La grandeur et la durée de chaque signal de pompage d'extraction et de chaque signal de pompage de refoulement sont choisies de manière à produire le gradin de sortie désiré Dans l'exemple que montre la Figure 6, la durée d'impulsion est d'environ un tiers de celle d'un gradin formé des bits les moins si- gnificatifs (LSB). Le fonctionnement de la combinaison formée par la pompe de charge et l'intégrateur produit effectivement l'intégration des impulsions de pompage d'extraction et de pompage de refoulement dans les fonctions de rampe qui définissent le signal de sortie 42 On peut noter que ce si- gnal est par inhérence exempt d'aberrations ou d'excursions indésirables. _ 9- Il est en outre assez semblable au signal engendré par le filtre à taux de balayage décrit plus haut (voir la Figure 3), sauf que les pentes des fronts d'onde sont plus raides (Si les pentes du signal à taux de balaya- ge avaient une inclinaison analogue, le signal de sortie 42 de la Figure 3 contiendrait encore davantage d'aberrations ou excursions de sens con- traire) Un problème qui se pose avec une telle approche, prise séparé- ment, d'une combinaison de pompe de charge et d'intégrateur, est que, en l'absence d'une correction réactive quelconque, la sortie 42 aura tendance à dévier dans le temps par rapport à une représentation exacte de l'en- trée. Il convient maintenant d'examiner le circuit de la Figure 1 dans son ensemble, autrement dit, avec la pompe de charge 34 et l'amplificateur 32 à oscillations limitées combinés avec l'intégrateur 36 On tiendra éga- lement compte du fait que la valeur de la résistance R a été augmentée de façon à obtenir un taux de balayage sensiblement inférieur (par exemple de l'ordre d'un dixième) au taux de balayage envisagé pour les bits d'en- trée Il en résulte effectivement un intégrateur actionné par la pompe de charge, dont la sortie est en relation de réaction avec la sortie du CNA 20. ) On comprendra mieux le fonctionnement du circuit de la Figure 1 si l'on se reporte tout d'abord et constamment au diagramme des signaux de la Figure 6 o la courbe 70 représente maintenant la sortie du CNA 22, tandis que la courbe 44, négligée jusqu'à présent, représente la sortie "délimitée" de l'amplificateur Ai à oscillation limitée La courbe 42 continue de représenter la sortie de circuit V Pendant que le circuit 38 de contrôle de la pompe de charge et le compteur 20 reçoivent chacun le même jeu de signaux d'entrée, la pompe de charge 34 et le CNA 20 sont activés ou stimulés à l'unisson Autrement dit, chaque fois que le compteur 22 subit un incrément, le circuit 38 de contrôle de la pompe de charge dé- livre un signal de refoulement, et chaque fois que le compteur 22 subit un décrément, le circuit 38 de contrôle délivre un signal d'extraction. Par conséquent, un déséquilibre se produit dans l'intégrateur 36 mais seu- lement pendant la période au cours de laquelle les impulsions 80 et 82 de la pompe de charge sont intégrées jusqu'au niveau correspondant à ce- lui de la sortie 70 du CNA A chaque état de déséquilibre, l'amplificateur Ai est activé afin de fournir une sortie délimitée 44 d'une polarité ten- dant à corriger ce déséquilibre. En l'absence d'une part d'aberrations, excursions ou "glitches" indésirables à long terme dans la sortie 70 du CNA, et d'autre part de différences dues au glissement entre la sortie du CNA et celle résultant du fonctionnement de la pompe de charge 34, le circuit de la Figure 1 continuera de fonctionner essentiellement de la façon que l'on vient de décrire Même si des "glitches", aberrations ou excursions indésirables à long terme sont présentes à la sortie du CNA, le taux réduit de balayage déterminé par la valeur de la résistance Rs éliminera presque complètement ces "glitches" Au cas o la sortie due à la pompe de charge commencerait à s'écarter sensiblement de celle du CNA 20, l'amplificateur produirait le signal approprié de correction pour que les niveaux des deux sorties colncident de nouveau. Le principal avantage qui résulte de la combinaison des carac- téristiques respectives de l'intégrateur commandé par la pompe de charge et du filtre à taux de balayage, tels que les montre le circuit de la Fi- gure 1, est la façon dont les aberrations à long terme dans le signal de is sortie du CNA peuvent être réparties sur plusieurs cycles du signal d'en- trée avec un impact minimal de la perte d'énergie Si l'on se réfère main- tenant à la Figure 7, on voit que, dans le diagramme représenté, on a sup- posé qu'une telle aberration 46 " se produit au début du gradin 1 et dure environ jusqu'au début du gradin 10 Au commencement de l'aberration 46 ", un déséquilibre important est appliqué à l'intégrateur 36, et l'amplifi- cateur Ai est entra né vers sa limite négative -L comme le montre la courbe 44 (On peut rappeler ici que sans l'aberration 46 ", le déséqui- libre produit par le gradin d'entrée Userait compensé par l'impulsion provenant de la pompe de charge 34 et l'amplificateur Ai serait activé uniquement jusqu'à ce que l'impulsion ait été intégrée au niveau de la sortie du CNA Comparer avec la Figure 6) Aussi longtemps que la gran- deur de l'aberration 46 " (c'est-à-dire la sortie du-CNA 20) est supérieure à la grandeur des impulsions accumulées de la pompe de charge, l'ampli- ficateur Ai restera à son niveau -L Si le gradin d'entrée suivant est négatif et n'est pas suivi d'un changement, l'effet produit par l'aber- ration 46 " sera une lente élévation de la sortie V de l'intégrateur, comme l'indique la Figure 7 par le trait mixte 41, jusqu'à atteindre au point a le niveau de l'aberration en cours de fléchissement A ce point, lasortie 44 de l'amplificateur Ai est commutée vers sa limite positive - IL et la sortie V de l'intégrateur commence à tomber également avec lenteur jusqu'à son niveau initial. Toutefois, étant donné un même courant de signaux d'entrée que celui supposé pour la Figure 6, l'effet obtenu est une superposition su signal 41 résultant de l'aberration au signal 42 produit par la pompe i 1 - de charge, ce qui détermine la formation du signal de sortie 42 ' à front légèrement incliné On peut observer que, dans l'exemple de la Figure 7, le signal de sortie 42 ' de l'intégrateur atteint la grandeur de l'aberra- tion environ au début du gradin d'entrée 6, et que l'amplificateur Ai est commuté à ce point précis vers sa limite positive +L Dès que la sortie 41 de l'intégrateur et la sortie 40 du CNA coïncident de nouveau, envi- ron à la fin du gradin d'entrée 10, l'amplificateur Ai reprend son état désactivé ou neutre. On peut donc constater que la combinaison unique de l'intégra- tion de la pompe de charge et du filtrage à taux de balayage, qui cons- titue le filtre suivant la présente invention, diminue non seulement la dégradation qui accompagne l'utilisation du seul filtrage à taux de bala- yage, mais aussi et de manière importante la distorsion généralement due à des aberrations à long terme dans le signal de sortie d'un CNA conven- tionnel. Bien que, dans l'exposé qui précede,l'on ait supposé que l'en- trée du circuit de la Figure 1 constitue un courant continu de charges de gradins unitaires, les personnes auxquelles cette technique est familière admettront que l'entrée la plus classique consiste en une combinaison incohérente de changements de gradins unitaires et de changements excessifs ou absolus de positions Un changement excessif de position dans un envi- ronnement générateur de vecteurs se produit par exemple le plus souvent au début d'un nouveau vecteur ou à un point de discontinuité dans un vecteur de courant Pour accorder des changements absolus de position avec le circuit de la Figure 1, il suffit simplement de mettre hors-circuit la résistance R à taux de balayage et d'introduire une nouvelle valeur s dans le compteur bidirectionnel 22 La mise hors-circuit de la résistance Rf s'obtient très aisément en branchant un transistor à effet de champ aux bornes de la résistance et en activant ce transistor chaque fois qu'une nouvelle valeur est introduite dans le compteur L'activation du transistor à effet de champ et le chargement du compteur peuvent être réa- lisés par tous moyens classiques et connus Bien que la limite d'oscilla- tion de l'amplificateur Ai ne soit pas affectée par le changement de ré- sistance de réaction, la capacité de courant de l'amplificateur se trouve accrue, ce qui permet de charger ou décharger plus rapidement la capacité C de l'intégrateur Une fois que ladite capacité C a augmenté sa nouvelle charge, et que tout transitoire a été éliminé, on peut désactiver le transistor à effet de champ et reprendre le fonctionnement continu. Les termes et expressions utilisés dans cette description l'ont 12 - été uniquement dans un but descriptif, non limitatif, et sans l'inten- tion, par l'usage de telles expressions, d'en exclure des équivalents pour les caractéristiques représentées et décrites, ou des parties de celles- ci, ainsi qu'il apparattra clairement à tout spécialiste dans l'art. 13 - R E V E N D I C A T I 0 N S 1 Un circuit pour transformer un courant de séries de bits en une représentation analogique d'une forme d'onde définie par ce courant, ce circuit étant caractérisé en ce qu'il comprend a) des moyens ( 38, 22) pour recevoir un courant de bits d'entrée représentatifs d'une forme d'onde d'entrée, ce courant de bits d'entrée ayant un taux maximal de balayage déterminé d'avance; b) un moyen ( 22) sensible à ce courant de bits d'entrée pour produire un signal numérique représentatif de la grandeur de ladite forme d'onde d'entrée; c) un convertisseur numérique-analogique ( 20) pour trans- former ledit signal numérique en une représentation analogique de ce signal; d) un filtre à taux de balayage ( 32, 36) accouplé audit con- vertisseur numérique-analogique ( 20) pour filtrer ce signal ana- logique, le taux de balayage de ce filtre étant sensiblement in- férieur au taux maximal de bits dudit courant d'entrée de bits; e) une pompe de charge ( 24) sensible audit courant d'entrée de bits pour produire une sortie(V 0) représentative du sens de ladite forme d'onde numérique, et f) un moyen pour combiner la sortie dudit filtre à taux de balayage avec la sortie de ladite pompe de charge et obtenir ainsi une sortie analogique représentative de ladite forme d'onde d'entrée. 2 Le circuit suivant la-Revendication 1, caractérisé en ce que ledit filtre à taux de balayage ( 32, 36) comprend un amplifica- teur (Al) à oscillations limitées ainsi qu'un intégrateur ( 36) et que ledit moyen pour combiner la sortie du filtre à taux de balayage ( 32, 36) avec la sortie de la pompe de charge ( 34) com- prend un moyen pour appliquer la sortie de la pompe de charge ( 34) au noeud additionneur ( 68) dudit intégrateur ( 36). 3 Le circuit suivant la Revendication 1, caractérisé en ce que ledit taux de balayage est d'environ un dixième du taux maximal de bits. 4 Le circuit suivant la Revendication 1, caractérisé en ce que la sortie de ladite pompe de charge ( 34) est constituée par une impulsion de courant ayant des grandeurs et durées déterminées d'avance. 14 - Le circuit suivant la Revendication 4, caractérisé en ce que ladite impulsion de courant est positive pour un bit d'entrée ayant un premier sens et négative pour un bit d'entrée ayant un second sens, 6 Un circuit pour transformer un courant formé par une série de bits en une représentation analogique d'une forme d'onde dé- finie par ce courant, ce circuit étant caractérisé en ce qu'il comprend: a) des moyens ( 38, 22) destinés à recevoir un courant de bits d'entrée représentatif d'une forme d'onde d'entrée, ce courant de données ayant un taux maximal et déterminé d'avance de bits; b) des moyens à deux fils ou à boucle ouverte ( 34, 36, 38) sensibles audit courant de bits d'entrée pour produire une pre- mière approximation analogique de ladite forme d'onde d'entrée; c) des moyens également sensibles audit courant de bits d'entrée et qui comprennent un convertisseur numérique-analo- gique ( 22) pour produire une seconde approximation analogique, plus précise que la première, de ladite forme d'onde d'entrée, et d) des moyens ( 30) comprenant un filtre à taux de balayage ( 32, 36) pour faire en sorte que ladite première approximation fasse suite à la seconde approximation. 7 Le circuit suivant la Revendication 6, caractérisé en ce que le taux de balayage dudit filtre à taux de balayage ( 32, 36) est sensiblement inférieur au taux maximal de bits dudit courant de bits d'entrée. 8 Le circuit suivant la Revendication 6, caractérisé en ce que lesdits moyens à deux fils ou à boucle ouverte comprennent une pompe de charge ( 34), des moyens de commande ( 38) sensibles au- dit courant de bits d'entrée pour faire en sorte que ladite pom- pe de charge ( 34) produise une impulsion de courant ayant des direction et durée prédéterminées, ainsi qu'un intégrateur ( 36) pour intégrer ladite impulsion pendant ladite durée. 4 Le circuit suivant la Revendication 8, caractérisé en ce que les moyens de commande ( 38) comportant des moyens pour faire en sorte que la pompe de charge produise une impulsion positive pour un bit d'entrée d'un premier sens et une impulsion négative pour un bit d'entrée d'un second sens.