FR 2507843 A1 19821217 FR 8210144 A 19820610 Circuit amplificateur opérationnel stabilisé" La présente invention concerne de façon générale les circuits amplificateurs et elle porte plus particulière- ment sur des amplificateurs stabilisés par un circuit de dé- coupage, dans lesquels l'erreur de décalage est corrigée. Un amplificateur différentiel fournit sur sa sor- tie une tension qui est fonction de la différence entre les tensions sur ses entrées Si les entrées sont court-circui- tées ensemble, la sortie doit être à une tension prédétermi- 10.n'e, suent-ae' née, souvent égale à zéro volt, du fait qu'il y a une diffé- rence de tension égale a zéro entre les entrées Cependant, à cause d'une condition de déséquilibre qui apparaît de fa- çon habituelle dans l'amplificateur, la sortie de l'am- plificateur s'écarte du niveau attendu Cet écart constitue ce qu'on appelle la tension de décalage de l'amplificateur. la condition de déséquilibre dans l'amplificateur peut ré- sulter de diverses causes, telles par exemple qu'un défaut de coïncidence entre les transistors d'entrée ou un défaut de coincidence entre les transistors de charge. Si l'amplificateur fait partie d'un circuit ayant une boucle de contreréaction, on peut considérer la tension de décalage comme étant la tension d'entrée supplémentaire nécessaire pour amener la sortie au niveau désiré La ten- sion de décalage d'entrée est donc de façon générale égale à la tension de décalage de sortie divisée par le gain glo- bal de l'amplificateur. Parmi les tentatives faites précédemment-pour ré- soudre le problème de la tension de décalage, on trouve la réalisation de circuits qui utilisent une résistance varia- ble pour appliquer à l'une des entrées de l'amplificateur une tension réglable destinée à annuler la tension de déca- lage d'entrée Un autre procédé, décrit dans le brevet US 4 050 030, utilise des résistances variables pour régler le courant entre des étages internes de l'amplificateur afin d'éliminer Jla tension de décalage Cependant, la tension de décalage d'un amplificateur ne demeure généralement pas constante et tout changement de la tension de décalage né- cessite ainsi des réglages supplémentaires des résistances variables. D'autres circuits ont été réalisés pour tenter d'ef- fectuer un réglage automatique pour éliminer la tension de décalage lorsque celle-ci varie Parmi ces circuits figurent des amplificateurs stabilisés par circuit de découpage qui comportent un circuit de correction "à découpage" séparé, destiné à corriger automatiquement le décalage de 'L'amplifi- cateur principal Dans une classe d'amplificateurs stabilisés par circuit de découpage, le circuit de découpage déconnecte périodiquement les entrées de l'amplificateur par rapport à la source de signal d'entrée et court-circuite ensemble les entrées de l'amplificateur Tout décalage apparaissant en sortie est appliqué à un dispositif de stockage tel qu'un condensateur Une fois que le signal d'entrée a été réappli- qué aux entrées, on utilise la tension aux bornes du conden- sateur pour éliminer la tension de décalage Ces circuits, tels que celui du brevet US 3 988 689,nécessitent de décon- necter périodiquement la source de signal d'entrée par rap- port aux entrées de l'amplificateur, pour recharger le con- densateur Du fait que les entrées de l'amplificateur sont déconnectées par rapport à la source d'entrée, le signal de sortie est "découpé" L'amplificateur décrit dans le brevet US 3 988 689 comporte des circuits supplémentaires destinés -à réduire les discontinuités présentes dans le signal de sortie. Un autre type d'amplificateur stabilisé par circuit de découpage utilise un amplificateur de référence en paral- lèle, avec des chemins de réaction en parallèle sur l'ampli- ficateur principal Si ce circuit ne déconnecte pas les entrées par rapport à la source d'entrée, l'amplificateur en parallèle augmente considérablement le coût et la comple- xité du circuit. Un autre problème associé aux amplificateurs stabi- lisés par circuit de découpage de l'art antérieur consiste en ce que les circuits ne peuvent pas discriminer aisément entre les décalages continus, qui doivent être corrigés, et les tensions d'entrée alternatives faibles que le circuit de correction doit ignorer Par exemple, dans les cas dans les- quels la fréquence du signald' entrée alternatif est la meme que la fréquence du circuit de correction à découpage (qu'on appelle la fréquence de découpage), certains circuits de correction de décalage antérieurs détectent un décalage de tension à chaque cycle (ce qu'ils détectent est en fait le signal d'entrée alternatif) et tentent de corriger ce déca- lage en décalant de manière erronée la tension de sortie. D'autre part, dans le cas o la fréquence d'entrée est un peu différente de la fréquence de découpage, le circuit peut détecter une tension positive (par exemple) pendant quelques cycles, puis détecter une tension négative pendant quelques cycles Du fait que le circuit de correction tente de cor- riger le signal d'entrée alternatif, le circuit de découpage génère par erreur un nouveau signal qui correspond à la dif- férence entre la fréquence de découpage et la fréquence du signal d'entrée Ceci constitue ce qu'on appelle une distor- sion d'intermodulation et peut également se produire lorsque la fréquence du signal d'entrée est égale ou presque égale à des multiples entiers de la fréquence de découpage. Un procédé qu'on a utilisé pour tenter de résoudre le problème de l'intermodulation consiste à filtrer (att 6- nuer) le signal d'entrée appliqué au circuit de découpage, lorsque la fréquence de ce signal est proche des fréquences de découpage Ceci peut réduire le problème de l'intermodu- lation mais seulement au prix d'empocher le circuit de dé- coupage de corriger les décalages réels qui apparaissent aux fréquences atténuées. Un autre problème encore qui est associé aux ampli- ficateurs stabilisés par circuit de découpage réside dans la tendance à ce que la réponse en fréquence du circuit de cor- rection à découpage s'ajoute à la réponse de l'amplificateur principal Il en résulte que dans la région dans laquelle le gain en alternatif de l'amplificateur principal comme du cir- cuit de correction diminue avec une pente de 6 d B/octave, le gain en alternatif de l'amplificateur composite diminueavec une pente de 12 d B/octave, ce qui crée des problèmes d'ins- tabilité tels que diverses oscillations. L'invention a pour but de réaliser un circuit am- plificateur qui corrige de façon continue et automatique l'erreur de décalage de l'amplificateur, sans nécessiter de déconnecter les entrées de l'amplificateur par rapport à la source de signal d'entréeet en particulier d'une manière ne nécessitant que des circuits électroniques relativement peu complexes. L'invention a également pour but de réaliser un amplificateur qui réduise ou élimine la distorsion d'inter- modulation, sans perturber le circuit de correction de déca- lage. L'invention a également pour but de réaliser un amplificateur dans lequel la diminution du gain en alterna- tif soit définie et améliorée, afin d'empêcher des oscilla- tions. Dans un mode de réalisation avantageux,l'invention propose un amplificateur opérationnel ayant deux branches d'entrée et une branche de référence L'amplificateur four- nit un signal de sortie qui est proportionnel à la différen- ce de tension sur ses entrées Chaque branche parmi les branches d'entrée et la branche de référence comprend un transistor d'entrée et un transistor de charge Pendant une première durée, les entrées du premier transistor d'entrée et du transistor d'entrée de référence, appartenant respec- tivement à la première branche d'entrée et à la branche de référence, sont connectées ensemble S'il existe un déséqui- libre quelconque entre la branche de référence et la premiè- re branche d'entrée, à cause d'un défaut de coïncidence en- tre les transistors, ou pour une autre raison, un circuit prévu à cet effet détecte le déséquilibre et ajuste le si- gnal d'entrée du transistor de charge de la première branche pour compenser le déséquilibre De façon similaire, pendant une seconde durée, les entrées du second transistor d'entrée et du transistor d'entrée de référence sont ensuite connec- tées ensemble, tout déséquilibre éventuel entre la seconde branche d'entrée et la branche de référence est détecté, et le signal d'entrée du second transistor de charge est ajlaté pour équilibrer la seconde branche d'entrée par rapport à la branche de référence La première branche d'entrée étant ainsi équilibrée par rapport à la branche de référence, et la seconde branche d'entrée étant également équilibrée par rapport à la branche de référence, la première branche d'en- trée est équilibrée par rapport à la seconde et le décalage de l'amplificateur -est notablement réduit ou supprimé A au- cun moment les entrées de l'amplificateur ne sont décornec- tées de la source de signal d'entrée, ce qui fait que l'am- plificateur est disponible en permanence pour amplifier le signal d'entrée Par conséquent, le signal de sortie de 1:0 l'amplificateur n'est ras découpé ou interrompu comme avec les amplificateurs stabilisés par circuit de découpage de l'art antérieur. Un aspect de l'invention porte sur un circuit am- plificateur opérationnel caractérisé en ce qu'il comprend: une première branche d'entrée comportant un premier élément d'entrée actif et un premier élément de charge actif; une seconde branche d'entrée comportant un second élément d'en- trée actif et un second élément de charge actif, cette pre- mière branche et cette seconde branche étant connectées de façon à former une paire différentielle; une branche de référence comportant un élément d'entrée actifde référence et un élément de charge actif de référence, cette branche de référence étant connectée sous la forme d'une paire dif- férentielle avec la première branche et sous la forme d'une paire différentielle avec la seconde branche; des moyens de commutation destinés à connecter ensemble les entrées-du premier élément d'entrée actif et de l'élément d'entrée ac- tif de référence, de façon qu'un décalage entre la première branche et la branche de référence se manifeste sous la for- me d'une variation de tension sur une sortie de l'élément de charge actif de référence, et à connecter la sortie de l'élément de charge actif de référence à une entrée du pre- mier élément de charge actif, grâce à quoi la tension à l'enieée du premier élément de charge act 4 f est ajustée de façon à compenser tout décalage entre la première branche et la branche de référence, pour équilibrer la première branche et la branche de référence, ces moyens de commuta- tion connectant également ensemble les entrées du second élément d'entrée actif et de l'élément d'entrée actif de référence, tout en connectant une sortie de l'élément de charge actif de référence à une entrée du second élément de charge actif, grâce à quoi la tension sur une entrée du second élément de charge actif est ajustée pour compenser tout décalage entre la seconde branche et la branche de ré- férence, grece à quoi la première branche et la seconde branche sont également équilibrées l'une par rapport à l'autre. Un autre aspect de l'invention porte sur un cir- cuit intégré de type amplificateur opérationnel destiné à être connecté à une paire de condensateurs externes, carac- térisé en ce qu'il comprend: une première source de courant constant; une résistance de charge; une première branche d'entrée comprenant un transistor à effet de champ (TEC) dtentrée à canal p et un TEC de charge à canal N ayant une grille avant et une grille arrière, avec le drain du premier TEC de charge connecté au drain du premier TEC d'entrée; une seconde branche d'entrée comprenant un TEC d'entrée à canal p et un TEC de charge à canal N ayant une grille avant et une grille arrière, avec le drain du second TEC de charge connec- té au drain du second TEC d'entrée; une branche de référence comprenant un TEC d'entrée à canal p et un TEC à canal n, ayant une grille avant et une grille arrière, avec le drain du TEC de charge de référence connecté au drain du TEC d'en- trée de référence, tandis que les sources de chaque TEC d'entrée sont connectées à la source de courant, les sources de chaque TEC de charge sont connectées à la résistance de charge et les grilles avant de chaque TEC de charge sont con- nectées au drain du premier TEC de charge, grâce à quoi les trois TEC de charge sont branchés selon des configurations de type miroir de courant, et n'importe quelle paire formée par la branche de référence et les branches d'entrée consti- tue une paire différentielle; un premier interrupteur qui connecte la grille du premier TEC d'entrée à la grille du TEC d'entrée de référence; un second interrupteur qui con- necte la grille du second TEC d'entrée à la grille du TEC d'entrée de référence; une seconde source de courant; un :7 TEC amplificateur de réérence ayant une grille connectée au drain du TEO de charge de référence et un drain connecté à la seconde source de courant; un troisième interrupteur qui connecte le drain du TEC amplificateur de référence à la grille arrière du premier TEC de charge et à une broche de connexion externe, destinée à etre connectée à un premier condensateur externe; une troisième-source de courant; un TEC amplificateur de sortie ayant une grille connectée au drain du second TEO de charge, et un drain connecté à la troisième source de courant; un quatrième interrupteur qui connecte le drain du TEC amplificateur de référence à la grille arrière du second TEC de charge et à une seconde bro- che de connexion externe destinée à 9 tre connectée à lm se- cond condensateur externe; et des moyens de commande desti- nés à ouvrir les second et quatrième interrupteurs et à fer- mer les premier et troisième interrupteurs, grâce à quoi tout décalage entre la première branche d'entrée et la bran- che d'entrée de référence décale la tension sur le drain du TEC de chargede référence, ce qui décale la tension sur le drain du TEC amplificateur de référence, ce qui décale la tension sur la grille arrière du premier TEC de charge, ce qui décale la tension sur les grilles avant du premier TEC de charge et du TEC de charge de référence, ce qui a pour effet d'équilibrer les courants traversant la première bran- che d'entrée et la branche de référence, ces moyens de com- mande ayant également pour fonction d'ouvrir les premier et troisième interrupteurs et de fermer les second et quatrième interrupteurs, grâce à quoi tout décalage entre la seconde branche d'entrée et la branche de référence décale la tension sur le drain du TEC de charge de référence, ce qui décale la tension sur le drain du TEC amplificateur de référence, ce qui décale la tensioh sur la grille arrière du second TEC le charge, ce qui décale la tension sur le drain du second TEC de charge, ce qui décale la tension sur le drain du TEC P- plificateur de sortie, ce qui a pour effet d'équilibrer les courants qui traversent la seconde branche d'entrée et la branche de référence, grace à quoi la première branche d'en- trée et la seconde branche d'entrée sont équilibrées par rap- port à la branche de référence et sont donc équilibrées mu- tuellement. Un autre aspect de l'invention porte sur un cir- cuit amplificateur opérationnel caractérisé en ce qu'il come- prend: une première branche d'entrée différentielle; une seconde branche d'entrée différentielle; une branche d'en- trée différentielle de référence, chacune des branches d'en- trée comportant un transistor de charge, et ces transistors de charge étant branchés selon des configurations du type miroir de courant; des moyens de commutation qui, alterna- tivement, connectent ensemble les entrées de la première branche et de la branche de référence pendant une première période, de façon que tout déséquilibre entre la première branche et la branche de référence se manifeste par une va- riation de tension à la sortie du transistor de charge de ré- férence, et connectent les entrées de la seconde branche et de la branche de référence pendant une seconde période, de façon que tout déséquilibre entre la seconde branche et la branche de référence se manifeste par une variation de ten- sion sur la sortie du transistor de charge de référence; et des moyens de réaction destinés à renvoyer la variation de tension sur la sortie du transistor de charge de référence vers les entrées des transistors de charge, de façon que les courants qui circulent dans les transistors de charge et les tension présentes aux entrées des transistors de charge Soient ajustés afin d'équilibrer la première branche d'entrée per rapport à la branche de référence pendant la première période, et la seconde branche d'entrée par rapport à la branche re référence pendant la seconde période, grâce à quoi la premièrre branche d'entrée est équilibrée par rapport à la seconde bran- che d'entrée. Un autre aspect de l'invention porte sur un circuit amplificateur opérationnel caractérisé en ce qu'il comprend un amplificateur principal ayant des première et seconde bren- ches d'entrée différentielles; une branche de référence; des moyens de comparaison destinés à comparer la branche de référence avec la première branche d'entrée différentielle et la seconde branche d'entrée différentielle, pour déteriiiiuer la présence de tout décalage entre la branche de référence et la première branche d'entrée ou entre la branche de ré- férence et la seconde branche d'entrée; et des moyens qui réagissent aux moyens de comparaison en réglant les courants relatifs traversant les première et seconde branches d'en- trée et la branche de référence afin de compenser tout déca- lage entre la branche de référence et la première branche d'entrée, ou entre la branche de référence et la seconde branche d'entrée, ce qui a pour effet de compenser également tout décalage entre les première et seconde branches d'entrée. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre d'unm mode de réalisation, donné à titre non limitatif, la suite de la description se réfère aux dessins annexés sur lesquels: La figure 1 est un schéma d'un amplificateur opé- rationnel branché en amplificateur inverseur avec une boucle de contreréaction; ia figure 2 est un schéma d'un amplificateur em- ployant un mode de réalisation préféré de l'invention; La figure 3 est un graphique de la réponse en fré- quence d'un amplificateur de l'art antérieur; et La figure 4 est un graphique de la réponse en fré- quence de l'amplificateur de la figure 2. On va maintenant considérer la figure 1 sur laquel- le on voit un amplificateur opérationnel 10, sous forme de circuit intégré monolithique, dans une application d'ampli- ficateur inverseur, pour donner un exemple du fonctionnement d'un mode de réalisation préféré de l'invention Le circuit représenté sur la figure 1 fait apparaltre une réaction de tension de type parallèle, dans laquelle la résistance R 2 établit un chemin de réaction de la sortie 12 vers l'entrée inverseuse ou négative 14 de l'amplificateur 10 Une source d'entrée 16 fournit un signal d'entrée Vs et elle est connec- tée à l'entrée inverseuse 14 par l'intermédiaire d'une ré- sistance R 14 L'entrée positive ou non inverseuse 18 de l'am- plificateur 10 est connectée à la masse Dans un but de clar- té, on n'a pas représenté les connexions entre l'amplifica- teur 10 et des sources de tension et des condensateurs exter- nes. Le gain en tension global avec réaction, A vf,est donné approximativement par la relation; Avf =-R 2/R 1 dans le cas o le gain Av de l'amplificateur 10 est très grand. Lorsque le signal d'entrée Vs est égal à 0, le signal de sor-s tie VO doit également 4 tre égal à zéro, du fait que les deux entrées de l'amplificateur sont connectées à la masse Cepen- dant, s'il y aun déséquilibre dans l'amplificateur, il appa- rait sur la sortie 12 une tension de sortie différente de zé- * 10 ro qui est'renvoyée par le chemin de réaction, et il apparait une tension de décalage d'entrée Vio qu'on peut représenter approximativement par la relation: Vio = V 00/Avf dans laquelle V est la tension de sortie lorsque V = - On va maintenant considérer la figure 2 pour décri- re un mode de réalisation préféré de l'amplificateur opéra- tionnel 10 conforme à l'invention, qui élimine le décalage de l'amplificateur sans nécessiter la déconnexion des entrées par rapport à la source de signal d'entrée L'amplificateur 10 comporte une première branche d'entrée 20 qui comprend un transistor à effet de champ (TEC) d'entrée, 22, à canal p. dont le drain est connecté au drain d'un TEC de charge 24, à canal n L'amplificateur 10 comporte une seconde branche d'entrée 26 qui comprend de façon similaire un TEC d'entrée 28, à canal p et un TEC de charge, 30, à canal n la première branche d'entrée 20 et la seconde branche d'entrée 26 forment ensemble un amplificateur différentiel principal, avec lès sources des transistors d'entrée 22 et 28 connectées par une source à courant constant 32 à une alimentation fournissant une tension positive, 34, et les sources des transistors de charge 24 et 30 connectées à une alimentation fournissant une tension négative, 36, par l'intermédiaire d'une résistan- ce 38 Avec les grilles avant des transistors de charge 24 et 30 connectées ensemble au drain du transistor de charge 24, à un noeud 39, on voit que les transistors 24 et 30 sont branchés en circuits répéteurs de courant ou miroirs de cou- rant Ainsi, le transistor de charge 30 tente de conduire un courant identique à celui que conduit l'autre transistor de charge 24 de la paire miroir de courant. Les transistors d'entrée 22 et 28 forment ainsi 7-me paire différentielle, avec l'entrée négative 14 (figure 1) connectée à la grille 41 du premier transistor d'entrée 22, et l'entrée positive 18 connectée à la grille 43 du second transistor d'entrée 28 De ce fait, la première branche d'en- trée 20 et la seconde branche d'entrée 26 seront respective- ment appelées ci-après la branche d'entrée négative 20 et la branche d'entrée positive 26. Za tension sur le drain du transistor de charge 30 de la branche positive, au noeud 40, est proportionnelle à la différence de tension entre les entrées 14 et 18 Le noeud est connecté à la grille d'un TEC de sortie 42 Le TEC 42 est connecté à l'alimentation négative 36, ainsi qu'à l'ali- mentation positive 34 par l'intermédiaire d'une source à cou- rant constant 44. Si l'amplificateur 10 n'a aucun décalage propre, des tensions égales sur les entrées 14 et 18 font conduire des courants égaux aux transistors d'entrée 22 et 28 des branches d'entrée négative et positive, respectivement Du fait que les transistors de charge 24 et 50 des branches d'entrée sont branchés en miroirs de courant, ces transis- tors tendent également à conduire des courants égaux, et les deux branches d'entrée 20 et 26 sont donc équilibrées. Mais si les transistors d'entrée 22 et 28 ne sont pas appariés, ou s'il existe l'une des diverses autres causes de décalage, comme du bruit ou une dérive en température, un déséquilibre peut apparaître entre la branche d'entrée 20 et la branche d'entrée 26. Si par exemple l'entrée 18 du transistor d'entrée 28 doit 9 tre plus négative que l'entrée 14 du transistor d'entrée 22 pour produire le même courant dans les transistors, le fait d'appliquer des tensions égales aux deux entrées 14 et 18 tend à produire un courant plus grand dans le transie- tor d'entrée 22 que dans le transistor d'entrée 28 Le tran- sistor de charge 24 de la branche d'entrée négative 20 absor- be le courant produit par le transistor d'entrée 22, tandis que le transistor de charge 30 de la branche d'entrée positi- ve 26 tente de reproduire ou d'égaler le courant qui traver- se le transistor de charge 24 Du fait que le transistor de charge 30 de la branche d'entrée positive tente de conduire un courant supérieur à celui qui est, fourni par le transis- tor d'entrée 28, si on n'effectue pas de correction, la ten- sion au noeud 40 diminue, ce qui fait monter la tension sur la sortie 12 Ce déplacement de tension sur la sortie cons- titue la tension de décalage de sortie qui est renvoyée par la boucle de réaction globale (figure 1), pour apparaître en tant quç tension de décalage d'entrée sur les entrées 14 et 18. * Pour éliminer cette tension de décalage, il existe une troisième branche d'entrée, ou branche de référence, 46, qui comporte un transistor d'entrée de référence à canal p, 48, ayant une grille 49, et un transistor de charge à canal n, 50 La source du transistor d'entrée de référence 48 est connectée aux sources des transistors d'entrée 22 et 28 et la source du transistor de charge de référence 50 est con- nectée aux sources des transistors de charge des branches d'entrée, 24 et 30 La combinaison de la branche de réfé- rence 46 avec la branche d'entrée négative 20 forme un se- cond amplificateur différentiel, et les transistors d'en- trée 22 et 48 forment une seconde paire différentielle La combinaison de la branche de référence 46 avec la branche d'entrée positive 26 forme un troisième amplificateur dif- férentiel, et les transistors d'entrée 28 et 48 forment uine troisième paire différentielle La grille du transistor dle charge de référence 50 est connectée aux grilles des autres transistors de charge 24 et 30 au noeud 39, de façon que le transistor de charge de référence 50 constitue également l)n circuit miroir de courant avec le transistor 24. La sortie 52, sur le drain du transistor de ch ?rge de référence 50, est connectée à la grille d'un amplifica- teur de référence 54 La sortie 56 de l'amplificateur de référence 54 est connectée à l'alimentation en tension po- sitive 34 par une source à courant constant 58, et la soirsc de l'amplificateur de référence 54 est connectée à l'alimen-tation en tension négative 36. Pour équilibrer la branche d'entrée négative 20 par rapport à la branche d'entrée positive 26, de façon à compenser tout décalage entre les deux branches d'entrée, on équilibre tout d'abord la branche d'entrée négative 20 par rapport à la branche de référence 46, puis on équilibre la branche d'entrée positive 26 par rapport à la branche de référence 46 On voit que lorsque la branche de référence est équilibrée à la fois par rapport à la branche d'entrée et par rapport à la branche d'entrée 26, les branches d'entrée 2 Q et 26 sont mutuellement équilibrées. Pour réaliser l'équilibrage, il existe un interrup- teur 60 destiné à court-circuiter ensemble les entrées ou grilles 41 et 49 des transistors d'entrée 22 et 48 des bran- ches respectives 20 et 46, de façon que les grilles 41 et 49 soient toutes deux connectées à l'entrée 14 Comme men- tionné précédemment, les branches 20 et 46 forment un am- plificateur différentiel de telle façon que lorsque l'inter- rupteur 60 est fermé, les tensions sur les grilles des tran- sistors d'entrée 22 et 48 sont égales et la tension sur le noeud de sortie 52 doit 9 tre à une valeur médiane (lorsque, comme dans cet exemple, une tension de valeur médiane indi- que l'absence de différence de tension entre les entrées). Cependant, s'il existe un décalage entre la branche d'entrée négative 20 et la branche de référence 46, la tension au noeud 52 est décalée par rapport à la valeur médiane Le changement de tension au noeud 52 est amplifié par l'ampli- ficateur de référence 54, ce qui fait que la tension au noeud 56 est également fonction du déséquilibre entre la branche d'entrée négative 20 et la branche de référence 46. La sortie, au noeud 56, est connectée par l'intermédiaire d'un second interrupteur 62 à la grille arrière 64 du tran- sistor de charge 24, ainsi qu'à un condensateur 66 Le con- densateur 66 est indiqué en pointillés, du fait qu'il est extérieur à la puce monolithique Les interrupteurs 60 et 62 sont fermés en même temps, et la phase correspondant à l'état fermé est désignée par "A" Les interrupteurs 60 et 62 peuvent 8 tre des TEC et ils sont commandés par un circuit de commande 68 qui remplit une fonction d'horloge Le cir- cuit de commande 68 peut 6 trel'unquelconque des divers cir- cuits d'horloge bien connus. Lorsque les interrupteurs 60 et 62 sont fermés (c'est-d-dire pendant la phase A), le condensateur externe 66 est chargé au niveau de tension au noeud 56 de l'amplifi- cateur de référence 54 Lorsqu'un changement de tension se produit sur la grille arrière 64 du transistor de charge né- gatif 24, la tension sur la grille avant du transistor de charge 24 (au noeud 39) change également Du fait que la grille avant du transistor de charge de référence 50 est également connectée au noeud 39, le courant que conduit le transistor de charge 50 de la, branche de référence 46 change et ce changement de sens fait retourner la tension au noeud 52 à la valeur médiane Ainsi, tout changement de tension au noeud 52, qui est fonction du décalage ou du déséquilibre entre la branche d'entrée négative 20 et la branche de réfé- rence 46, pendant la phase A, est amplifié par l'amplifica- teur 54 et est renvoyé vers la grille arrière du transistor de charge 24, de façon que le rapport des courants conduits par les transistors de charge 24 et 50 soit modifié pour ramener à l'équilibre la branche de référence 46 et la bran- che d'entrée négative 20. A la fin de la phase A et au début de la phase A, les interrupteurs 60 et 62 s'ouvrent, ce qui déconnecte les grilles des transistors d'entrée 22 et 48 et déconnecte la sortie 56 de l'amplificateur de référence 54 par rapport à la grille arrière 64 du transistor de charge 24 de la bran- che d'entrée négative Pendant la phase A, un interrupteur connecte l'entrée 18 du transistor d'entrée 28 de la bran- che d'entrée positive 26 à la grille 49 du transistor d'en- trée de référence 48 de la branche de référence 46 Simulta- nément, un quatrième interrupteur 72 connecte la sortie 56 de l'amplificateur de référence 54 à la grille arrière 74 du transistor de charge positif 30 et à un second condensa- teur externe 76. Ainsi, pendant la phase Y, les grilles des tran- sistors d'entrée respectifs 28 et 48 de la branche d'entrée positive 26 et de la branche de référence 46 sont court- circuitées ensemble, de façon que la tension au noeud 52 réagisse à tout décalage ou déséquilibre entre la branche d'entrée positive 26 et la branche de référence 46 Cette tension est amplifiée par l'amplificateur 54 et elle est renvoyée vers la grille arrière 74 du transistor de charge par l'intermédiaire de l'interrupteur 72 (qui est ferm 2 pendant la phase A), ce qui charge également le condensateur 76 à la tension au noeud de sortie 56 de l'amplificateur de référence 54. Un changement de la tension sur la grille arrière 74 du transistor de charge 30 fait changer le courant que conduit le transistor de charge 30 pour équilibrer la bran- che d'entrée positive 26 par rapport à la branche de réfé- rence 46 Avec la branche d'entrée positive 26 équilibrée par rapport à la branche de référence 46 pendant la phase A et la branche d'entrée négative 20 équilibrée par rapport à la branche de référence 46 pendant la phase A, on voit que la branche d'entrée négative est équilibrée par rapport a la branche d'entrée positive. Pour illustrer le fonctionnement de l'amplifica- teur opérationnel 10, on peut supposer à titre d'exemple que les transistors de charge 24 et 30 des branches d'entrée sont appariés mais que les transistors d'entrée 22 et 28 ne le sont pas; cette situation produirait un décalage si elle n'était pas corrigée De façon similaire, dans cet exem- ple, on peut supposer que le transistor de charge 50 de la branche de référence 46 est apparié avec les transistors de charge 24 et 30, mais que le transistor d'entrée de référ'en- ce 48 n'est apparié avec aucun des deux autres transistors d'entrée 22 ou 28 On peut de plus supposer que le signal d'entrée V est égal à zéro, ce qui fait que le signal de s sortie V O au noeud 12 est au point de valeur médiane en l'absence de tout décalage. Par conséquent, la grille 49 du transistor d'en- trée de référence 48 peut devoir être plus négative, par exemple, que la grille 41 du transistor d'entrée négatif 22 pour produire le même courant de sortie Ainsi, pendant la phase A au cours de laquelle les grilles des transistors 22 et 48 sont connectées ensemble (et sont donc à la même tension), le transistor d'entrée négatif 22 tend à produire davantage de courant que le transistor d'entrée de référence 48 Le tran- sistor de charge 24 de la branche d'entrée négative absorbe le courant fourni par le transistor d'entrée correspondant 22, et la tension au noeud 39 varie pour prendre le niveau nécessaire pour que le transistor de charge 24 conduise ce niveau de cou- rant particulier Du fait que les transistors de charge 50 et 24 sont branchés en configuration miroir de courant, le tran- sistor de charge 50 de la branche de référence 46 tente de conduire un courant identique à celui que conduit le transis- tor de charge 24 de la branche d'entrée négative Cependant, du fait que le transistor d'entrée de référence 48 n'est pas apparié avec le transistor d'entrée négatif 22, le transistor d'entrée 48 tente de conduire un courant inférieur à celui que le transistor de charge 50 tente d'égaler Par conséquent, la tension au noeud 52 diminue, ce qui fait que la tension au noeud de sortie 56 de l'amplificateur de référence 54 augmente. Du fait que l'interrupteur 62 est fermé pendant la phase A, le condensateur 66 se charge au niveau de tension sur le noeud de sortie 56, et la tension de la grille arrière 64 du transistor de charge 24 s'élève également sous l'effet de la tension croissante au noeud de sortie 56 Pour maintenir le niveau de courant que conduit le transistor de charge 24, la tension sur la grille avant du transistor de charge 24 di- minue au fur et à mesure que la tension sur la grille arriè're 64 augmente Du fait que la tension au noeud 39 diminue, le transistor de charge de référence 50 tend à conduire un col;- rant plus faible, ce qui l'amène en concordance avec le t:ïn- sistor d'entrée de référence 48 qui tendait initialement à produire un courant inférieur à celui du transistor d'entrée négatif Il en résulte que la tension au noeud 52 retourne au point d'équilibre ou de valeur médiane De cette manière, les tensions sur les grilles des transistors de charge 24 et 50 sont ajustées de façon que le rapport des courants que conduisent les transistors de charge 24 et 50 égalele rapport des courants que les transistors d'entrée 22 et 48 tendent produire du fait qu'ils ne sont pas appariés, et la branche d'entrée négative 20 est amenée à l'équilibre avec la bran- che de référence 46. En ce qui concerne l'autre branche d'entrée 26, on peut supposer dans cet exemple que la grille 43 du transis- tor d'entrée 28 doit 4 tre plus négative que la grille 49 du transistor d'entrée de référence 48 pour que ces transistors conduisent le m Cme courant Ainsi, pendant la phase A au cours de laquelle les interrupteurs 70 et 72 sont fermés (et les interrupteurs 60 et 62 sont ouverts), de façon que les grilles des transistors 28 et 48 soient court-circuitées en- semble, le transistor d entrée de référence 48 tend à con- duire un courant supérieur à celui du transistor d'entrée positif 28 Ici encore, les transistors de charge 50 et-30 sont branchés en configuration miroir de courant, ce qui fait que le transistor de charge de référence 50 tente de conduire le même courant que le transistor de charge 30, lequel con- duit le même courant que le transistor d'entrée correspondant 28. Du fait que le transistor d'entrée de référence tend à conduire un courant supérieur a celui du transistor d'entrée positif 28, le transistor 48 tend à conduire un courant supérieur à celui que le transistor de charge corres- pondant 50 tente d'égaler Il en résulte que la tension au noeud 52 augmente et cette tension est amplifiée par leampli- ficateur 54, ce qui fait que la tension de sortie en 56 di- minue la tension inférieure en 56 est renvoyée par l'inter- rupteur 72 fermé vers la grille arrière 74 du transistor de charge 30 de la branche d'entrée positivecè qui décharge* également le condensateur externe 76 jusqu'à la tension au noeud 56 Lorsque la tension sur la grille arrière 74 est réduite, le courant qui traverse le transistor de charge 30 est réduit, ce qui fait que le rapport de courant entre les transistors de charge 50 et 30 égale le rapport de courant que les transistors d'entrée 48 et 28 de la branche d'entrée de référence et de la branche d'entrée positive, respective- ment, tendent à produire à cause du décalage De cette maniè- re, la branche d'entrée positive s'équilibre par rapport à la branche de référence. Lorsque le courant qui circule dans le transistor de charge positif 30 est réduit, la tension au noeud 40 s'élève et se rapproche du point correspondant à la valeur médiane Par conséquent, ceci réduit la tension sur la sor- tie 12 de façon qu'elle se rapproche également du point correspondant à la valeur médiane Ainsi, la tension de dé- calage de sortie est réduite, ce qui réduit à son tour la tension de décalage d'entrée par l'intermédiaire de la bou- cle de réaction globale (figure 1) Sous l'effet d'une ré- duction dela tension de décalage d'entrée, le courant dans la branche d'entrée négative 20 augmente et le courant dans la branche d'entrée positive 26 diminue Lorsque la branche d'entrée négative 20 atteint une condition d'équilibre par rapport à la branche d'entrée positive 26, la sortie 12 de l'amplificateur 10 est au point correspondant à la valeur médiane (en supposant que les entrées 14 et 18 sont à la même tension) et le décalage est éliminé Avec un signal d'entrée Vs différent de zéro, le signal de sortie VO est déplacé en fonction de Vs par rapport au point correspondant à la valeur médiane, mais le décalage est éliminé de la m 4 me manière. On voit ainsi que l'amplificateur 10 est capable de corriger le décalage sans déconnecter les entrées par rapport à la source de signal d'entrée Il en résulte que l'amplificateur 10 peut amplifier continuellement Le signal d'entrée et n'a pas un signal de sortie découpé. Un avantage supplémentaire de l'amplificateur 10 concerne la tension de'"mode commun" des entrées La tension de mode commun d'un amplificateur différentiel est la tension moyenne des deux signaux d'entrée Le taux de réfection de mode commun est un paramètre d'évaluation pour les amplifi- cateurs et il est lié à la variation de la tension de déca- lage en présence d'une variation de la tension de mode commun. Le taux de réfection de mode commun peut être dégradé dans les amplificateurs antérieurs dans lesquels, par exemple, le circuit de correction comprend un amplificateur de référence séparé qui n'est pas connecté en permanence aux entrées de l'amplificateur principal Lorsque dans ces circuits anté- rieurs l'amplificateur de référence est connecté aux entrre, de l'amplificateur principal, la tension de mode commun de l'amplificateur de référence doit 4 tre amenée jusqu'à la va- leur de la tension de mode commun de l'amplificateur princi- pal Ceci peut 4 tre interprété comme un signal d'erreur sus- ceptible de perturber l'action de correction du décalage. Dans l'invention, ce problème est éliminé du fait que la branche de référence 46 est toujours connectée à l'une des branches d'entrée 20 et 26, ce qui fait qu'on peut considé- rer que la,branche de référence 46 est toujours soumise à la même tension de mode commun que les branches d'entrée 20 et 26 L'amplificateur 10 peut ainsi maintenir un bon équilibre dynamique du fait que le talux de réjection de mode corrmmun en haute fréquence demeure excellent et n'est pas dégradé par le circuit de correction. Un autre avantage de l'amplificateur 10 de la figu- re 2 consiste en ce que le circuit n'utilise pas d'amplifica- teur différentiel séparé faisant fonction de référence abso- lue à laquelle on compare l'amplificateur principal Dans les amplificateurs de l'art antérieur de ce type, toute dif- férence entre l'amplificateur principal et l'amplificateur de référence est interprétée comme une erreur de décalage et l'amplificateur principal est ajusté de façon correspondante. Un inconvénient propre à un tel système consiste en ce que si l'amplificateur de référence présente une erreur, le cir- oui de correction corrige de façon erronée l'amplificateur principal Au contraire, dans l'invention, la branche de ré- férence 46 ne fournit pas une référence absolue mais perniet d'équilibrer tout d'abord une branche par rapport à elle, puis l'autre branche d'entrée par rapport à elle, ce qui abov- tit à l'équilibrage mutuel des deux branches d'entrée. En outre, du fait que les grilles arrière 64 et 74 des transistors de charge 24 et 30 des branches d'entrée sont utilisées en tant que points de correction du décalage, l'ac- tion de correction est indépendante de la tension de mode commun de la paire d'entrée 22 et 28 Ceci augmente encore la précision du circuit de correction. L'amplificateur 10 comprend également un conden, teur de réaction 80 qui est branché entre le noeud de sortie du transistor de charge positif 30 et la sortie 12 de l'amplificateur de sortie 42 En présence d'un signal d'en- trée alternatif, ou plus précisément d'un signal de sortie alternatif, le courant qui traverse le condensateur 80 désé- quilibre dynamiquement la branche d'entrée positive 26 Ceci est l'action désirée pour donner à l'amplificateur principal comprenant les branches d'entrée 20 et 26 une valeur définie pour la pente de réduction du gain et un gain en alternatif de valeur finie, ce qui améliore la stabilité de l'amplifi- cateur 10 et contribue ainsi à éviter des oscillations. L'amplificateur 10 comprend également un second condensateur de réaction 82 qui est connecté de la sortie 12 de l'amplificateur de sortie 42 à la sortie 52 du transistor de charge 50 de la branche de référence, par l'intermédiaire d'un interrupteur 84 L'interrupteur 84 est fermé pendant la phase A, comme les interrupteurs 70 et 72 Lorsque le pre- mier condensateur de réaction 80 fait circuler un courant vers le noeud 40, ou absorbe un courant à partir de ce noeud, le condensateur 82 fait circuler un courant similaire vers le noeud 52 ou absorbe un courant similaire à partir de ce noeud, pendant la phase A Ainsi, la branche d'entrée posi- tive 26 et la branche de référence 46 étant déséquilibrées dynamiquement de valeurs égales, par rapport à leur équili- bre statique, aucun courant de correction n'est généré au. noeud 52 pendant la phase A, sous l'effet du signal d'entrée alternatif Ainsi, aucun signal ayant une fréquence égale la différence entre la fréquence de découpage et la fréquen- ce du signal d'entrée n'est généré, et le problème de la distorsion d'intermodulation mentionné précédemment est éli- miné. L'adjonction du second condensateur de réaction q 2 a également un effet très souhaitable sur la réponse en loli- cle ouverte de l'amplificateur 10 La figure 3 est un dia- gramme de Bode qui représente le gain en boucle ouverte en fonction de la fréquence pour de nombreux amplificateurs stabilisés par circuit de découpage de l'art antérieur Les lignes représentées sont des approximations par des lignes droites de la réponse en fréquence, et la réponse en fréquen- ce réelle s'approche asymptotiquement des lignes droites re- présentées Le gain de l'amplificateur principal considéré seul est représenté par la ligne 90 qui présente une région de réponse relativement plate en 90 a, et une région 90 b dans laquelle la réponse diminue avec une pente de 6 d B par oc- tave La réponse du circuit de correction à découpage des amplificateurs stabilisés par circuit de découpage de l'art antérieur est représentée par la ligne 92 qui descend éga- lement avec une pente dae 6 d B par octave Comme le montre la figure 3, la réponse composite de l'amplificateur compre- nant l'amplificateur principal et le circuit de correction à découpage est additive, ce qui est représenté par la li- gne 94 Ainsi, dans les régions dans lesquelles les réponses de l'amplificateur principal comme du circuit de découpage diminuent avec la pente de 6 d B par octave, la réponse de l'amplificateur composite varie de 12 d B par octave, comme il est indiqué en 94 a Il en résulte que des oscillations im- portantespeuvent appara:tre dans cette région de la garame de fréquence. Avec l'adjonction du condensateur 82, la réponse en fréquence de l'amplificateur 10 de la figure 2 est repré- sentée par la figure 4 La réponse en fréquence de l'ampli- ficateur principal est indiquée en 96 et la réponse du cir- cuit de correction est indiquée en 98 la réponse 96 de l'amplificateur principal considéré ci-dessus peut 4 tre si- milaire à la réponse 90 de l'amplificateur principal de la figure 3 et la réponse 98 du circuit de correction seul peut 4 tre similaire à la réponse 92 du circuit de découpage de la figure 3 o Cependant, bien que l'amplificateur princi- pal et le circuit de correction considérés individuellement puissent avoir des réponses similaires à cellesieprésentées sur la figure 3, la pente 100 correspondant à la diminution du gain de l'amplificateur composite 10 n'est que de 6 d B par octave sur toute la gamme Ceci est dû au fait quepour l'amplificateur 10, le signal de sortie est fourni par l'amplificateur principal ou par le circuit de correction, mais non par les deux en même temps La stabilité de l'am- s plificateur est donc améliorée. Bien entendu, des modifications des divers aspects de l'invention apparaîtront à l'homme de l'art, certaines d'entre elles n'apparaissant qu'après une étude, tandis que d'autresne constituent que des questions de routine dans la conception des circuits électroniques On peut par exemple concevoir l'amplificateur 10 avec d'autres éléments actifs, comme des transistors bipolaires, au lieu de transistors à effet de champ D'autres modes de réalisation sont également possibles et leurs caractéristiques propres dépendent de l'application particulière considérée L'invention n'est donc pas limitée au mode de réalisation particulier qu'on vient de décrire. 23 2507843 E VENDICATIONS 1 Circuit amplificateur opérationnel caractérisé en ce qu'il comprend: une première branche d'entrée ( 20) comportant un premier élément d'entrée actif ( 22) et un pre- mier élément de charge actif ( 24); une seconde branche d'entrée ( 26) comportant un second élément d'entrée actif ( 28) et un second élément de charge actif ( 30), cette pre- mière branche et cette seconde branche étant connectées de façon à former une paire différentielle; une branche de référence ( 46) comportant un élément d'entrée actif de ré- férence ( 48) et un élément de charge actif de référence ( 50), cette branche de référence étant connectée sous la forme d'une paire différentielle avec la première branche et sous la forme d'une paire différentielle avec la seconde branche; des moyens de commutation ( 60, 62, 70, 72, 84) destines à connecter ensemble les entrées du premier élément d'entrée actif ( 22) et de l'élément d'entrée actif de référence ( 48), de façon qu'un décalage entre la première branche et la bran- che de référence se manifeste sous la forme d'une variation de tension sur une sortie de l'élément de charge actif de référence, et à connecter la sortie de l'élément de charge actif de référence ( 50) à une entrée du premier élément de charge aetif ( 24), grace à quoi la tension à l'entrée du premier élément de charge actif est ajustée de façon à com- penser tout décalage entre la première branche et la branche de référence, pour équilibrer la première branche et la bren- che de référence, ces moyens de commutation connectant ég- lement ensemble les entrées du second élément d'entrée actif ( 28) et de l'élément d'entrée actif de référence ( 48), téut en connectant une sortie de l'élément de charge actif de férence ( 50) à une entrée du second élément de charge actif ( 30), grâce à quoi la tension sur une entrée du second élé ment de charge actif est ajustée pour compenser tout décnla - ge entre la seconde branche et la branche de référence, núil d'équilibrer la seconde branche et la branche de référence, grâce à quoi la première branche ( 20) et la seconde branche ( 26) sont également équilibrées l'une par rapport à l'autre. 2 Circuit selon la revendication 1, caractérié en ce qu'il comprend en outre un amplificateur de référence ( 54) destiné à amplifier le signal de sortie de l'élément de charge actif de référence ( 50), et les moyens de commutation connectent alternativement la sortie de l'amplificateur de référence à une entrée du premier élément de charge actif ( 24) et à une entrée du second élément de charge actif ( 30). 3 Circuit selon l'une quelconque des revendica- tions 1 ou 2, caractérisé en ce que chaque élément de charge actif ( 24, 30, 50) comprend un transistor à effet de champ (TEC) ayant une entrée de grille arrière et une entrée de grille avant f 4 Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que la sortie du TEC de charge de référence ( 50) est connectée alternativement par les moyens de comnutation à la grille arrière ( 64) du premier TEC de charge ( 24), puis à la grille arrière ( 74) du second TEC de charge ( 30). Circuit selon l'une quelconque des revendica- tions 1 à 4, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un premier condensateur ( 66) destiné à mémoriser la tension appliquée à l'entrée du premier élément de charge actif ( 24) par l'intermédiaire des moyens de commutation, et un second condensateur ( 76) destiné à mémoriser la tension appliquée à l'entrée du second élément de charge actif ( 30), par l'in- termédiaire des moyens de commutation. 6 Circuit selon l'une quelconque des revendica- tions 1 à 5, caractérisé en ce que les éléments de charge actifs( 24, 30, 50) sont branchés selon des configurations de type miroir de courant. 7 Circuit selon l'une quelconque des revendica- tions 1 à 6, caractérisé en ce qu'il comprend en outre UI amplificateur de sortie ( 42) qui est branché à la sortie du second élément de charge actif ( 30), et la sortie de l'amplificateur opérationnel constitue la sortie ( 12) du circuit. 8 Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un premier condensateur de réaction ( 80) qui est connecté entre la sortie de l'ampli- ficateur de sortie ( 40) et la sortie du second élément de charge actif ( 30) pour faire en sorte que le gain en alterna- tif du circuit diminue lorsque la fréquence augmente, et LU second condensateur de réaction ( 82); et les moyens de com- mutation comportent des moyens ( 84) destinés à connecter le second condensateur de réaction entre la sortie de l'ampli- ficateur de sortie ( 42) et la sortie de l'élément de charge actif de référence ( 50), lorsque les entrées du second élé- ment d'entrée actif et de l'élément d'entrée actif de réfé- rence sont connectées ensemble, de façon que si le premier condensateur de réaction ( 80) déséquilibre dynamiquement la seconde branche ( 26) scas l'effet d'un signal d'entrée al- ternatif, le second condensateur de réaction ( 82) déséqui- libre de façon similaire la branche de référence ( 46), grl- ce à quoi le signal d'entrée alternatif ne produit aucun déséquilibre entre la seconde branche d'entrée et la bran- che de référence. 9 Circuit intégré de type amplificateur opéra- tionnel destiné à 4 tre connecté à une paire de condensateurs externes ( 66, 76), caractérisé en ce qu'il comprend: une première source de courant constant ( 32);une résistance de charge ( 38); une première branche d'entrée ( 20) comprenant un transistor à effet de champ (TEC) d'entrée à canal p ( 22) et un TEO de charge à canal N ( 24) ayant une grille avant et une grille arrière, avec le drain du premier TEO de char- ge connecté au drain du premier TEC d'entrée; une seconde branche d'entrée ( 26) comprenant un TEC d'entrée à canal p ( 28) et un TE O de charge à canal N ( 30) ayant une grille avant et une grille arrière, avec le drain du second TEC-de charge connecté au drain du second TEC d'entrée; une bran- che de référence ( 46) comprenant un TEC d'entrée à canal p ( 48) et un TEC de charge à canal N ( 50), ayant une grille avant et une grille arrière, avec le drain du TEC de charge de référence connecté au drain du TEC d'entrée de référence, tandis que les sources de chaque TEC d'entrée sont connectées à la source de courant ( 32), les sources de chaque TEC de charge sont connectées à la résistance de charge ( 38) et les grilles avant de chaque TEC de charge sont connectées au drain du premier TEC de charge, grâce à quoi les trois TEC de charge sont branchés selon des configurations de type miroir de courant, et n'importe quelle paire formée par la branche de référence et les branches d'entrée constitue une paire différentielle; un premier interrupteur ( 60) qui con- necte la grille du premier TEC d'entrée ( 22) à la grille du TEC d'entrée de référence ( 48); un second interrupteur ( 70) qui connecte la grille du second TEC d'entrée ( 28) à la gril- le du TEC d'entrée de référence ( 48); une seconde source de courant ( 58) ; un TEC amplificateur de référence ( 54) ayant une grille connectée au drain du TEC de charge de ré- férence ( 50) et un drain connecté à la seconde source de courant; un troisième interrupteur ( 62) qui connecte le drain du TEC amplificateur de référence ( 54) à la grille ar- rière du premier TEC de charge ( 24) et à une broche de con- nexion externe, destinée à 9 tre connectée à un premier con- densateur externe ( 66); une troisième source de courant ( 44); un TEBC amplificateur de sortie ( 42) ayant une grille connectée au drain du second TEC de charge ( 30), et un drain connecté à la troisième source de courant ( 44); un quatriè- me interrupteur ( 72) qui connecte le drain du TEC amplifica- teur de référence ( 54) à la grille arrière du second TEO de charge ( 30) et à une seconde broche de connexion externe destinée à être connectée à un second condensateur externe ( 76); et des moyens de commande ( 68) destinés à ouvrir les second ( 70) et quatrième ( 72) interrupteurs et à fermer les premier ( 60) et troisième ( 62) interrupteurs, grâce à quoi tout décalage entre la première branche d'entrée ( 20) et la branche d'entrée de référence ( 46) décale la tension sur le drain du TEC de charge de référence ( 50), ce qui décale la tension sur le drain du TEC amplificateur de référence ( 54) ce qui décale la tension sur la grille arrière du premier TEC de charge ( 22), ce qui décale la tension sur les grilles avant du premier TEC de charge ( 24) et du TEC de charge de référence ( 50), ce qui a pour effet d'équilibrer les courants traversant la première branche d'entrée ( 20) et la branche de référence ( 46), ces moyens de commande ( 68) ayant égale- ment pour fonction d'ouvrir les premier ( 60) et troisième ( 62) interrupteurs et de fermer les second ( 70) et quatrième ( 72) interrupteurs, grâce à quoi tout décalage entre la se- conde branche d'entrée ( 26) et la branche de référence (A 6) décale la tension sur le drain du TEC de charge de référence, ce qui décale la tension sur le drain du TEC amplificateur de référence ( 54), ce qui décale la tension sur la grille arrière du second TEC de charge ( 30), ce qui décale la ten- sion sur le drain du second TEC de charge, ce qui décale la tension sur le drain du TEC amplificateur de sortie ( 42), ce qui a pour effet d'équilibrer les courants qui traversent la seconde branche d'entrée et la branche de référence, grâce '. quoi la première branche d'entrée ( 20) et la seconde brarche d'entrée ( 26) sont équilibrées par rapport à la branche de référence ( 46) et sont done équilibrées mutuellement. Circuit intégré selon la revendication 9, ca- ractérisé en ce qu'il comprend en outre: un premier conden- sateur de réaction ( 80) qui est branché entre le drain du TEC amplificateur de sortie ( 42) et le drain du second TEC de charge ( 30), pour produire une diminution du gain en al- ternatif en fonction de la -fréquence; un second condensa- teur de réaction ( 82) dont un c 8 té est branché au drain du TEC amplificateur de sortie ( 42); et un cinquième interrup- teur ( 84) qui connecte l'autre coté du second condensateur de réaction au drain du TEC de charge de référence ( 50); et en ce que les moyens de commande ( 68) comportent des moyens destinés à fermer le cinquième interrupteur ( 84) pen- dant que les second ( 70) et quatrième ( 72) interrupteurs sont fermés, de façon que lorsque le premier condensateur de réaction ( 80) déséquilibre dynamiquement la seconde brandhe d'entrée ( 26) sous l'effet d'un signal d'entrée alternatif, le second condensateur de réaction( 82) déséquilibre de façon égale la branche de référence ( 46), grace à quoi le signal d'entrée alternatif ne produit aucun déséquilibre entre 11 seconde branche d'entrée et la branche de référence. 11 Circuit amplificateur opérationnel caractérisé en ce qu'il comprend: une première branche d'entrée diffé- rentielle ( 20); une seconde branche d'entrée différentielle ( 26); une branche d'entrée différentielle de référence ( 46), chacune des branches d'entrée comportant un transistor de 28 2507843 charge ( 24, 30, 50), et ces transistors de charge étant bran- chés selon des configurations du type miroir de courant; des moyens de commutation ( 60, 70) qui, alternativement, connec- tent ensemble les entrées de la première branche ( 20) et de la branche de référence ( 46) pendant une première période, de façon que tout déséquilibre entre la première branche et la branche de référence se manifeste par une variation de tension à la sortie du transistor de charge de référence, et connectent les entrées de la seconde branche ( 26) et de la branche de,référence ( 46) pendant une seconde période, de façon que tout déséquilibre entre la seconde branche et la branche de référence se manifeste par une variation de ten- sion sur la sortie du transistor de charge de référence; et des moyens de réaction ( 54, 62, 72) destinés à renvoyer la variation de tension sur la sortie du transistor de charge de référence ( 50) vers les entrées des transistors de charge, de façon que les courants qui circulent dans les transistors de charge et les tensions présentes aux entrées des transis- tors de charge soient ajustés afin d'équilibrer la première branche d'entrée ( 20) par rapport à la branche de référence ( 46) pendant la première période, et la seconde branche d'en- trée ( 26) par rapport à la branche de référence ( 46) pendant la seconde période, grâce à quoi la première branche d'entrée est équilibrée par rapport à la seconde branche d'entrée. 12 Circuit selon la revendication 11, caractérisé en ce qu'il comprend en outre: un amplificateur de sortie ( 42) qui est connecté à la sortie du second transistor de charge ( 30); un premier condensateur de réaction ( 80) qlli est connecté entre les sorties de l'amplificateur de sort-i- ( 42) et du second transistor de charge ( 30) pour produire ullne diminution du gain en alternatif en fonction de la fréqurnce et un second condensateur de réaction ( 82); et en ce que 1 e moyens de commutation comprennent des moyens ( 84) destin(e,; connecter le second condensateur de réaction ( 82) entre les sorties de l'amplificateur de sortie ( 42) et du transistor de charge de référence (% 0) pendant la seconde période, pen- dant que les entrées de la seconde branche ( 26) et de la branche de référence ( 46) sont connectées ensemble, ce *qli 29 2507843 fait que lorsque le premier condensateur de réaction ( 80) déséquilibre la seconde branche d'entrée ( 26), le second condensateur de réaction ( 82) déséquilibre de façon égale la branche de référence ( 46), grâce à quoi le signal d'entrée alternatif ne produit aucun déséquilibre entre la seconde branche d'entrée et la branche de référence. 13 Circuit selon l'une quelconque des revendica- tions 11 ou 12, caractérisé en ce que les moyens de réaction comprennent un amplificateur de référence ( 54) destiné à am- 1 O plifier le signal de sortie du transistor de charge de réfé- rence ( 50). 14 Circuit selon la revendication 13, caractérisé en ce que chaque transistor de charge des branches d'entrée ( 24, 30) consiste en un transistor à effet de champ (TEC) ayant une grille avant et une grille arrière, et les moyens de réaction appliquent la-tension présente en sortie de l'amplificateur de référence ( 54) à la grille arrière ( 64) du TEC de charge de la première branche ( 24) pendant la pre- mière période, et ils renvoient le signal de sortie de l'amplificateur de référence vers la grille arrière ( 74) du TEC de charge de la seconde branche ( 30) pendant la seconde période. Circuit selon la revendication 14, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un premier condensateur ( 66) connecté à la grille arrière ( 64) du TEC de charge de la première branche ( 24), de façon à maintenir la tension ap- pliquée à l'amplificateur de référence pendant la première période, et un second condensateur ( 76) connecté à la grille arrière ( 74) du TEC de charge de la seconde branche ( 30), pour maintenir la tension appliquée à l'amplificateur de ré- férence pendant la seconde période. 16 Circuit amplificateur opérationnel caractérisé en ce qu'il comprend: un amplificateur principal ayant des première et seconde branches d'entrée différentielles ( 20, 26); une branche de référence ( 46); des moyens de compa- raison destinés à comparer la branche de référence ( 46) avec la première branche d'entrée différentielle ( 20) et la se- conde branche d'entrée différentielle ( 26), pour déterminer la présence de tout décalage entre la branche de référence et la première branche d'entrée ou entre la branche de ré- férence et la seconde branche d'entrée; et des moyens qui réagissent aux moyens de comparaison en réglant les courants relatifs traversant les première et seconde branches d'en- trée ( 20, 26) et la branche de référence ( 46) afin de com- penser tout décalage entre la branche de référence et la première branche d'entrée, ou entre la branche de référence et la seconde branche d'entrée, ce qui a pour effet de con- penser également tout décalage entre les première et secon- de branches d'entrée.