FR 2500171 A1 19820820 FR 8102906 A 19810213 WIM La présente invention concerne un procédé pour la radio-localisation d'une station réceptrice par détermination du déphasage d'onde électromagnétiques émisespar les stationsfoyers fixes et à l'aide de courbes cartographiées d'iso-déphasage de ces ondes. L'invention a également pour objet un dispositif récepteur pour la mise en oeuvre de ce procédé. On connait déjà des procédés et dispositifs appropriés pour effectuer une radio-localisation à la manière sus-mentionnée, dont le principe est décrit dans le brevet français no 790 386. Suivant ce brevet, une coordonnée de la position d'une station mobile, appelée "lieu de position hyperbolique" est obtenue en utilisant deux canaux radio-électrique de fréquences centraleênettement écartés. Deux premières stations foyers fixes, situées à distance, émettent des ondes écartées entre elles d'une basse fréquence de quelques dizaines d'hertz. Une troisième station fixe reçoit les deux ondes, en extrait le signal basse fréquence de différence qu'elle émet sous forme de modulation d'ampli- tude d'une porteuse de fréquence nettement écartée de celle des stations foyers. Le récepteur de localisation reçoit sur deux canaux les ondes propagées des stations fixes, en extrait par détection d'amplitude les basses fréquences et on effectue la mesure de la phase relative qui est représentative de la différence des distances séparant le récepteur des deux foyers. Pour obtenir un point, on est amené selon ce principe, à utiliser un deuxième réseau d'émetteur, ce qui conduit à traiter les signaux de quatre canaux radio-électriques distincts. Une simplification relative au nombre de canaux nécessaires pour obtenir deux lieux hyperboliques indépendants est décrite dans le "Bulletin Hydrographique International" au chapitre 6 du 3 Avril 1960, relative au système connu sous le nom de Lorac B. Le système n'utilise que deux canaux de fréquence pour réaliser une chaine de positionnement. Sur un premier canal, trois stations primaires fixes formant deux couplesde foyer émettent trois fréquences pures espacées deux à deux de deux basses fréquences distinctes. Une quatrième station dite de référence modulée rayonne sur le deuxième canal une onde modulée à la fois par les deux signaux basse fréquence qui caractérisent chacun vu couple d'émetteur foyer. Le récepteur mobile comporte deux canaux d'amplifica- tion à détection d'amplitude.Aux sorties des deux canaux, les basses fréquences qui ont été choisies distinctes peuvent être séparées et aiguillées convenablement sur deux appareils de mesure de phasespour obtenir les deux indications hyperboliques. En parallèle sur ces réseaux d'émission, qu'on appelle réseauwfondamentaux, les stations foyers peuvent rayonner une deuxième fréquence pure dont la valeur est en relation arithmétique connue avec la fréquence fondamentale des foyers. On détermine ainsi un nouveau réseau hyperbolique conformément au principe défini par le brevet français n0 1 10811 relatif aucsystèmes de Levée d'Ambiguité. Il est connu que l'exploitation des fréquences dites de levée d'ambiguité permet de définir des nouveaux lieux de positionsqui contribuent notamment à la sécurité d'exploitation. Les procédés et dispositifs pour leur mise en oeuvre, qui sont connus, ont comme inconvénient majeur que l'équi- pement de réception nécessaire pour recevoir et traiter les signaux d'un réseau de positionnement est volumineux et coûteux puisqu'il doit amplifier plusieurs fréquences radio, ce qui oblige à utiliser autant de canaux de réception et séparer deux signaux basse fréquence par porteuse, ce qui conduit à utiliser une multiplicité de filtres à bande étroite sur lesquels les transferts des phases doivent être particulièrement stables, toute erreur différentielle se produisant par une erreur de positionnement. La présente invention a pour but de proposer un procédé et un dispositif pour sa mise en oeuvre, qui ne présente pas cet inconvénient. Pour atteindre ce but, le procédé selon l'invention est caractérisé en ce que l'on utilise un seul canal de réception, effectue, pendant des périodes de temps successives, la détermination des basses fréquences à partir des ondes fondamentales et la détermination des basses fréquences de référence, corrige par calcul les valeurs ainsi obtenues pour éliminer le décalage dans le temps et compare ensuite les valeurs correspondant aux mêmes instants pour obtenir les déphasages. Le dispositif récepteur selon l'invention, pour la mise en oeuvre de ce procédé, est caractérisé en ce qu'il comprend un seul canal de réception dont la fréquence d'accordest commutable sur les différentes bandes de fréquence dans lesquelles se trouvent les ondes de radio fréquence à exploiter, pendant lesdites périodes de temps successiveset un système logique à micro-processeur pour la commande de la commutation du canal de réception et la correction par calcul des valeurs déterminées pendant les périodes de temps successives, pour l'élimination des décalages dans le temps. L'invention sera mieux comprise et d'autres'buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'invention et dans lesquels: - la figure 1 est un schéma synoptique du canal de réception du dispositif récepteur selon l'invention; - la figure 2 est un schéma synoptique des canaux de séparation des basses fréquences; - la figure 3 montre une cellule de filtrage des canaux de séparation suivant la figure 2; - la figure 4 est un schéma synoptique du système logique à micro-processeur du récepteur selon la présente invention; - la figure 5 illustre sous forme d'un schéma bloc le système de traitement et d'affichage des signaux de sortie fournis par le système logique du récepteur selon la présente invention, et - la figure 6 illustre la coordination dans le temps des signaux de commande et les instants de mesure, qui détermine le fonctionnement du dispositif récepteur selon la présente invention. Dans le mode de réalisation de l'invention qui est représenté sur les figures, le dispositif récepteur suivant l'invention comprend un seul canal de réception I des signaux captés par l'antenne 1. La figure 1 montre ce canal de réception. Les signaux proviennent des stations foyers fixes non représentées et comprennent par exemple une bande de fréquences fondamentales contenant deux couples d'ondeÉde radio-fréquence écartés respective- ment par une basse fréquence, une seconde bande de fréquence contenant une bande modulée par les deux signaux de basse fréquence et une bande de fréquence contenant deux ondes de lever d'ambiguité chacune en relation arithmétique connue avec la fréquence fondamentale d'un couple d'ondes. Ce canal est conçu pour que sa fréquence d'accord soit cycliquement commutable sur les différentes bandes de fréquence reçues par l'antenne 1, sous la commande d'un dispositif logique pourvu d'un micro- processeur et représenté sur-la figure 4. A chaque état de commutation, le canal de réception produit deux basses fréquences superposées qui sont ensuites séparées l'une de l'autre par un étage de filtrage et de sélection II (figure 2). Chaque signal de basse fréquence est ensuite transmis au dispositif logique à micro-processeur III illustré par la figure 4. Ce dispositif corrige les signauxdécalés dans le temps et devant être compares et les envoie au dispositif de traitement et d'affichage représenté de façon détaillée sur la figure 5. On décrira ci-après de façon détaillée les différents dispositifs constitutifs du récepteur selon l'invention. Le canal d'entrée I comprend, suivant la figure 1, un amplificateur d'entrée 2 accordable. L'entrée de ce dernier est reliée à l'antenne 1 et sa sortie est connectée à l'entrée d'un mélangeur 3 relié par une autre entrée à un oscillateur local 4 dont la fréquence est variable. Le mélangeur 3 est conçu pour produire à sa sortie un signal de fréquence intermédiaire de valeur constante, par exemple de 430 KHz. Ce signal de sortie correspond à la différence des signaux qui lui sont appliqués. La sortie du mélangeur 3 est reliée à l'amplificateur accordable 5 destiné à porter les signaux reçus du mélangeur 3 à un niveau de l'ordre du volt. La sortie de l'amplificateur 5 est reliée à un détecteur d'amplitude 6. Ce dernier fournit les signaux à basse fréquence dont on veut mesurer les phases et une composante de tension continue, représentative de l'amplitude du champ électrique reçue sur la fréquence radio. La composante moyenne est isolée par filtre passe-bas à éléments RC. De la sortie de l'amplificateur 6, les signaux de basse fréquence sont transmis par le conducteur 7 à l'étage séparateur représenté sur la figure 2. La fréquence d'accord de l'amplificateur d'entrée 2et de l'oscillateur 4 sont déterminés à l'aide de diodes à capacité variable par une tension de commande produite par un comparateur de fréquences 8 qui reçoit à une entrée, par l'intermédiaire d'un conducteur 9, un signal de référence produit par le dispositif logique à micro- processeur (figure 4) et à une autre entrée le signal de sortie d'un compteur-diviseur de fréquences 10 relié à la sortie de l'oscillateur local 4. Le taux de division du compteur-diviseur 10 est commandé par un"busIl de commande à neuf conducteurs 11 provenant également du dispositif logique (figure 4). La fréquence de l'oscillateur 4 est définie numériquement par le choix du taux de division du compteur 10. Le circuit d'accord de l'oscillateur 4 est compensé par un condensateur d'appoint afin de maintenir un écart constant égal à 430 KHz entre la fréquence de réception et sa fréquence locale sur la gamme s'6tendant de 1,6 à 2,6 MHz. Les gains des amplificateurs 2 et 5 sont réglables par application rétroactive de la tension à la sortie du démodulateur 6, à travers une résistance 13, à ces amplificateurs. Un multiplexeur 12 est prévu qui établit le branchement d'un condensateur pour chacune des fréquences radio à amplifier, sous l'action de signaux logiques A et B provenant du dispositif logique à wicro- processeur. Le canal de réception comprend en outre un multiplexeur 14 qui relie un de plusieurs condensateurs aux entrées de commande de l'amplificateur d'entrée 2 et de l'oscillateur local 4, également sous la commande des signaux logiques A et B. 'Les multiplexeurs 15 et 18 permettent de minimiser le temps d'établissement des signaux détectés en mémorisant pour chlaque fréquence radio les tensions pseudo-continu d'asservissements qui règlint la fréquence daccord et le gain sur cette fréquence, La figure 2 montre l 'agencement de l'étage séparateur: des basses fréquences détectées par le détecteur d'amplitude 6 et reçues par le conducteur 7. Cet étage séparateur comprend un adaptateur 20 accomplissant le rôle de séparateur. Il est adapté pour régler le niveau d'excitation des cellules de filtrage et de réduire les composantes de tension qui suivent lescommutations de fréquence d'accord HF. Cette fonction est complétée par un interrup- teur de signaux transitoires 21 qui reste ouvert sous l'action d'un signal C pendant une période d'environ msec. Le signal C provient du dispositif logique à micro-processeur suivant la figure 4. L'étage séparateur comprend deux voies de sélection basse fréquence 22, 23 chacune constituée de plusieurs cellules de filtrage 24, 25 montées en série et d'un limiteur d'amplitude 26, 27 inséré, dans l'exemple représenté, entre la deuxième et la troisième cellule de filtrage. Comme il ressort de la figure 3, chaque cellule de filtrage est réalisé sous forme d'un filtre actif de bande dont la fréquence d'accord est définie par les résistances Rl, R2 et des condensateurs Cl, C2 et dont le coefficient de surtension est fonction croissante du rapport R2/R1, lorsqu'un interrupteur 28 est ouvert. Ce dernier se ferme sous l'action d'un signal d'initialisation D provenant du dispositif logique (figure 4). La fermeture de cet interrupteur 28 abaisse le coefficient du filtre actif à une valeur faible de l'ordre de l'unité, lui faisant reprendre rapidement le potentiel d'initialisa- tion qui correspond à l'application di signal d'amplitude nulle, Les signaux filtrés s'établissent ensuite dans les cellules de filtrage 24, 25 de manière à atteindre leur valeur finale à la transition du signal A qui suit. Le signal détecté est alors coupé des filtres par l'interrupteur 21,ceuxcigardant leur énergie oscillatrice jusqu'à l'apparition du signal D. Chaque voie de sélection comprend à sa sortie un amplificateur de mise en forme 29, 30 produisant chacun à sa sortie une onde rectangulaire en phase avec la basse fréquence filtrée. Les ondes rectangulaires sont transmises par les conducteurs 31, 32 aux entrées du circuit de mesure de phases faisant partie du dispositif logique à micro-processeur suivant la figure 4 à laquelle on se reportera ci-après. Suivant cette figure 4, le dispositif logique comprend essentiellement un micro-processeur 50, un circuit d'entrées-sorties 51, un circuit mémoire 52, un bloc d'affichage 53, un décodeur d'adresse 54 et un clavier de commande 55. Le micro-processeur fournit à uwe sortie un signal par exemple de 1 MHz obtenu à partir d'un quartz représenté schématiquement en 56. Cette sortie du micro-processeur est reliée à un diviseur de fréquence 57 qui fournit par l'intermédiaire du conducteur 58 au circuit d'entrées-sorties 51 un signal logique par exemple de période égale à 6,144 msec. Le diviseur de fréquence 57 a une sortie intermédiaire à laquelle peut être prélevé le signal de référence transmis par le conducteur 9 au comparateur de fréquences 8 du canal de réception (figure 1). Le signal de référence a une période de 512 micro-secondes. En réponse au signal de 6,144 msec, le circuit d'entrée-sortie transmet au micro-processeur 50 à travers un bus de service 59 un signal d'interruption utilisé dans un programme moniteur pour engendrer par comptage les signaux de commande A, B, C et D formant signaux de multiplexage et pour établir en synchronisme des données numériques du bus 11 qui va au compteur-diviseur 10 du canal d'entrée et qui définit le taux de division de ce compteur et ainsi la fréquence de l'oscillateur local 4 et définit par conséquence la valeur de la fréquence radio en cours d'acquisition. Le micro-processeur 50, le circuit d'entrées-sorties 51 et le circuit mémoire 52 sont interconnectés entre eux selon un schéma classique d'adresses et de données qu'on retouve dans les manuels d'utilisation des circuits micro-processeurs de la famille 6800. Ce schéma est représenté sur la figure 4 par un bus d'adresses A0-15 et un bus de données DO-?. Le circuit mémoire 52 est une mémoire de 2 K.octets qui contient le programme de traitement dont il sera question ci-après. Le micro- processeur 50qui est du type 6802 contient 128 octets de mémoire dite RAM pour le stockage des données intermédiaires établies en cours de programme. Le bus de donnée D0-7 fournit les informations au bloc d'affichage 53 et reçoit des informations du clavier de commande 55 par un bus 60. Le bloc d'affichage 53 et le clavier de commande 55 sont adressés par le micro-processeur 50 par l'intermédiaire du décodeur d'adresses 54 relié au bus dÉadresse A0-15, comme il ressort de la figure. Le bus de service 59 permet également la transmission des commandes de l'initialisation de mise en route du circuit 51 et du micro-processeur 50, venant d'un circuit d'alimentation externe. Comme il a été mentionné plus haut, le dispositif logique suivant la figure 4 permet l'établissement des déphasages des basses fréquences disponibles au conducteur 31, 32 aux sorties des voies de sélection 22, 23 du séparateur représenté sur la figure 2. Les mesures de phases de ces signaux s'effectuent par l'intermédiaire des bascules 63, 64 dont les sorties sont respectivement connectées à des entrées 65 et 66 du circuit d'entrée's- sorties5l. Les bornes de remise à zéro de ces bascules sont reliées à une borne 67 du circuit 51 à laquelle est engendrée une impulsion de remise à zéro, en synchronisme avec le cycle de multiplexage. Avant de décrire le bloc d'affichage du dispositif récepteur représenté à la figure 5 et destiné à la visua- lisation des informations que lui transmet le dispositif logique, il convient tout d'abord d'expliquer les opérations essentielles effectuées par les différents dispositifs du récepteur et particulièrement du dispositif logique. Ces opérations seront expliquées notamment à l'aide de la figure 6. La figure 6 donne un chronogramme des signaux de multiplexage A, B, C et D, des différentes périodes de multiplexage et des instants de prise de mesure. La ligne F illustre les périodes successives de commutation du canal d'entrée (figure 1) du dispositif récepteur selon l'invention sur les bandes de fréquences Fl, F2 et F3, simultanément reçues par l'antenne. La bande de fréquence Fl contient les radio-fréquences fondamentales des deux couples deàstationsfoyeigfixer CA et CB. Les fréquences fondamentales de chaque couple sont écartées d'une basse fréquence. Les deux basses fréquences sont différentes. La bande F2 contient les deux fréquences de référence modulées par exemple sur une même porteuse. F3 illustre la bande contenant les fréquences de levée d'ambiguité. La ligne CA indique les instants de temps Tl à T4 o sont prélevées les mesures de phase relatives aux signaux du couple de stationsfoyers fixeÉCA et les valeurs P1, P2, P3 et P4 représentent les valeurs relevées à ces instants. Les instants de mesuresrelatives aux signaux provenant du couple de station foyer fixe CB ne sont pas illustrés, car ces signaux sont traités identiquement et quasi- simultanément avec les signaux du couple CA. Pendant un cycle de commutation suivant la figure 6, le canal de réception (figure1) est tout d'abord commuté sur la bande de fréquence F1, par accord approprié de l'oscillateur 4et des amplificateurs 2 et 5, provoqué par des signaux de multiplexage A, B. Le mélangeur 3 effectue un battement des ondes de radio- fréquence des deux couples fondamentaux CA et CB. Le détecteur d'amplitude 6 produit ensuite les deux signaux de basse fréquence caractéristiqueedos deux couples. Ces signaux sont séparés dans l'étage séparateur (figure 2) et transformes en signaux retangu!alres et ensuite transmis aux bascules 63, 64 du dispositif logique de la figure 4. Après tl tomps de comptaCe de périodes du signal d'interruption de 6,144 msec envoyé par le circuit d'entrées-sortes 51 au micro- processeur 50 à travers le bus 59, donc après un temps d'environ 123 msec après l'établissement des fréquences de réception, on d6clenche àl'instant de temps T1 l'opération de mesure de la valeur de phase P1. A cette fin, le circuit d'entrées-sacrtes51 engendre à sa borne 67 l'impulsion de remise à zéro des deux bascules 63 et 64. Simultanément, suivant son programme, le dispositif 3u logique commence une période de comptage de temps rythméepar la fréquence d'horloge de 1 MHz produit par le micro-processeur 50. La première transition positive d'un signal de basse fréquence appliquée par le conducteur correspondant 31, 32 à la bascule 63 ou 64, qui suit la mise à zéro, replace à un la sortie de cette bascule. L'information est transmise à la borne 65 ou 66 du circuit 51 et envoyée au bus de données DO-7. Le comptage concernant cette bascule est arrêté et la durée enregistrée rapportée par calcul à la valeur de la période présumée du signal mesuré pour fournir une valeur de phase exprimée en centième de tour d'un phase-mètre rotatif, relatif à la phase de l'impulsion de remise à zéro. Pendant cette même période de commutation on effectuer à l'instant T2 une deuxième opération de mesure identique à celle qui vient d'être décrite. Le temps qui sépare les deux instants Tl et T2 est avantageusement choisi égal à la moitié du temps précédent, c'est-à-dire l'intervalle T4-Tl. Les valeurs de mesure Pl et P2, toutes deux faites sur Fl servent à établir la période exacte de chacun des deux signaux basse fréquence mesurés. Ensuite on commute le canal de réception sur la bande de fréquence F2 contenant les fréquences de référence. Après traitement approprié de ces signaux, l'étage séparateur transmet deux signaux basse fréquence de référence aux bascules 63 et 64. Comme précédemment, après un temps d'environ 123 msec après la commutationon mesure à l'instant de temps T3 la valeur de phase P3. Enfin le canal de réception est commuté sur les fréquences de levée d'ambiguïté F3. A l'instant T4, après un même temps d'attente d'environ 123 msecon mesure la valeur P4. Il est connu que pour l'établissement des déphasages des couples de fréquences fondamentales et du déphasage des fréquences de levée d'ambiguité, il est nécessaire de mettre les valeurs correspondantes en rapport avec les valeurs de référence. Or, les opérations de mise en rapport ou de comparaison nécessitent une correction des valeurs mesurées pour éliminer leur décalage dans le temps provenant du multiplexage. Cette correction est faite dans le micro-processeur suivant un programme prédéterminé. En établissant la différence des valeurs de phase P1-P2 et en moyennant les différences obtenues à chaque cycle suivant des équations correspondants au comportement d'un filtre de premier ordre de 20 secondes de constante de temps, le micro-processeur détermine l'écart de période Ep. A partir des valeurs de phase mesurées P1 à P4 et l'écart de période Ep, le micro-processeur obtient la phase fondamentale instantanée Pmf en effectuant la différence P2 - P3 et en corrigeant par deux lois la valeur de l'écart Ep. Il détermine la phase de levée d'ambiguité Pm. LA en effectuant P4 - P2 corrigé de trois fois Ep. Pmf = P2-P3 + 2EP Pm. LA = P4-P2 + 3EP Cette méthode de correction permet de définir les phases relatives exactes des trois types de signaux reçus à des instants distincts. Cette méthode est très avantageusecar elle ne nécessite aucune horloge synchrone ou rendue synchrone par asservissement aux signaux à mesurer. Les valeurs de phase actualisées sont ensuite soumises dans le microprocesseur 50 à un traitement correspondant à celui d'un filtre des phases qui engendre pour chacune des données la phase moyenne filtrée Ps, la vltesse de phase-V et la moyenne des écarts e établie en filtrant la valeur absolue des écarts entre phase filtrée et phase mesurée. Ce traitement analogue à celui d'un filtre des phases répond aux équations d'un filtre du deuxième ordre bien connu dans la technique: V(t+) = V(t)+ K1 (Pm-Ps(t)) Ps(t+l)= Ps(t)+ K2 (Pm-Ps(t)) + -V(t) e(t+l) = e(t)+ K3 ((Val. Abs.(Pm-Ps(t))) - e(t) Ces équations assurent que les valeurs moyennes soient toujours suivies et actualisées, Dans ces équations, K1, K2 et K3 sont des constantes. Ki et K2 sont choisis pour obtenir le filtrage le plus serré tout en permettant de suivre les accélérations de phases entrainées par les modifications de route d'un mobile se déplaçant à une vitesse maximum de 30 km/h. La donnée filtrée è caractérise la dispersion des mesures successives Pm. Chaque écart est représentatif de la qualité de réception du signal filtré. Comparé à un seuil, e est utilisé dans la suite du programme pour valider les informations de position présentées sur le bloc d'affichage 53 (figure 4). Le dispositif logique produit des valeurs de phase moyenne filtrée Psf et Ps.LA et des données filtrées è et e. Le traitement effectué sur les deux phases filtrées relatives à un couple d'émetteur foyer Psf et Ps.LA est représenté par le schéma fonctionnel de la figure 5 à laquelle on se reportera à présent. La phase fondamentale P.sf est appliquée à un indicateur phasemétrique 70 sous forme de deux chiffres décimaux qui déterminent la partie fractionnaire de la phase estimée. Le signal Psf parvient en outre à un détecteur de rapport 71. Celui-ci est relié à un compteur incrémentale à quatre décades 72 pour l'avancer d'une unité à chaque fois que P Sf effectue un tour entier dans le sens croissant ou le reculer d'une unité lorsque le sens est décroissant. Le décodeur 72 a une entrée de calage CAL. Le contenu du compteur 72 est appliqué à l'indicateur 70 sous forme de quatre chiffres décimaux qui déterminent la partie entière de la phase estimée Psf. L'indicateur 70 agit sur un dispositif d'affichage 73 à deux séries de six chiffres, une série pour afficher la phase Psf relative au couple- CA et l'autre série pour l'affichage de Psf relative à l'autre couple CB. Pour le calage de la phase estimée on positionne le compteur 72 par action sur deux touches avance/recul du clavier de commande 55 (figure 4). Il est à noter que la phase estimée Psf appliquée à l'indicateur 70 est validée par la comparation du signal eF fourni par le dispositif logique dans un circuit à seuil 74 à un seuil prédéterminé au dessus duquel eF déclenche un signal de défaut de la réception. L'exploitation de la phase de levée d'ambiguité Ps.LA se fait conformément au principe bien connu défini par le brevet français n 1010811 de 1948. La fréquence de levée d'ambiguité et la fréquence fondamentale d'un couple émetteur de station foyer sont liées par un rapport n appelé rapport de levée d'ambiguité: fréquence de levée d'ambiguité = I +1 x fréquence fondamentale. n Le rapport n peut être fractionnaire compris entre 3 et 9 et est défini par la cartographie relative à chaque couple de foyer. Le principe général indique que lorsque la phase fondamentale effectue n tour du fait du déplacement du récepteur, la phase différentielle, phase de la fréquence de levée d'ambiguité moins phase de la fréquence fondamentale, qu'on appelle ici phase de levée d'ambiguité Ps.LA effectue exactement un tour. Le rapport n est spécifique d'un réseau. Le bloc d'affichage comprend un comparateur- soustracteur 75. A une entrée de celui-ci est appliquée la valeur Ps.LA fournie par le dispositif logique. Le comparateur reçoit à une autre entrée une valeur obtenue à partir de la phase fondamentale-Psf prélevée à la sortie de l'indicateur 70, par division par n dans un diviseur 76. Le rapport n a été préalablement transmis à ce diviseur par un dispositif mémoire 84 dans lequel les rapports n sont inscrits en mémoire en face des données de fréquence de chacun des réseaux. Le quotient Psf/n formé par le diviseur 76 est égal à Ps.LA,mais peut être incorrect en raison du calage du compteur 72. Il est encore à noter qu'on a retenu en 77 la partie fractionnaire en se limitant à deux chiffres après la virgule. Le comparateur-soustracteur 75 permet, en comparant ces deux valeurs d'entrée, d'obtenir l'écart de calage brut qui existe entre les phases compte tenu de la valeur d'estime entrée dans le compteur 72. Cet écart brut peut être corrigé par un dispositif symbolisé sous forme d'une mémoire 78, à l'aide d'un autre comparateur- soustrateur 79. La sortie de ce dernier est reliée à un multiplicateur parle rapport n 80, pour obtenir une valeur de phase de la même sensibilité que celle présentée par l'affichage de phase du réseau fondamental. La donnée numérique, centrée autour de zéro, peut attein- dre * n/2 tours de phase. Le signal de sortie du multiplicateur 80 est transmis à un indicateur de la phase Ps.LA 81. L'affichage est conditionné dans l'indica- teur 81 par des valeurs éLA et éfg à l'aide d'une porte ET 82 qui reçoit à une entrée la sortie du circuit à seuil 74 à laquelle est appliquée le signal éf. A son autre entrée est reliée un deuxième circuit à seuil 83 qui est relié à la borne d'entrée du signal éLA. Le mode de représentation choisi permet une interprétation facile du résultat de traitement. Sur demande de l'opérateur, la donnée de l'indicateur 81 se substitue à l'affichage de la phase fondamentale estimée au lieuxet placesdes digits concernés par l'information. Les chiffres non significatifs s'éteignent pour ne faire apparaltre que les chiffres d'unité et le dixième de tour. Le calage idéal est indiqué par l'affichage de 0,0 en admettant une fluctuation de 0,3 tour sous l'effet des bruits de réception. Un décalage d'avance est signalé par l'affichage de 1,0 + 0,3, un décalage arrière par 9,0 + 0,3 ainsi de suite jusqu'à n/2 en écarts positifs et 10-n/2 en écart négatifs. Le calage initial consiste à annuler l'écart par la mémoire de correction 78. L'opération s'effectue une fois pour toute en un repère géographique connu o les données entrées dans le compteur 72 sont jugées sOres. La commande s'effectue par le clavier d'entrée en appuyant simultanément sur une touche prévue pour le couple et sur une touche désignée par le sigle LA/iyAv. L'écart brut de levée d'ambiguïté est alors entré dans la mémoire 78 qui en fournissant sa dorna6e annule l'écart de sortie. La touche LA/NAV uti1iséo seule sert à commander l'affichage des données de levée d'ambiguité sur les deux couples de foyer. L'agencement décrit pour l'acquisition des phases et le traitement est conçu pour permettre au dispositif récepteur selon l'invention de se positionner dans toutes chaînes de radio localisation répondant aux caractéristiques définies précédemment. On entend par chaîne de façon générale un système à deux coordonnées hyperboliques couvrant une zone géographique déterminée et pouvant être équipée d'une fréquence de levée d'ambiguité. La mémoire de l'unité centrale contenue dans le dispositif logique à micro-processeur contient à cet effet la liste des fréquences d'émissions de chaque chaîne écrite dans un ordre convenable qui permet le traitement selon le processus décrit. Chaque chalne numérotée de O à 7 peut être choisie par le clavier de commande 55 en appuyant sur la touche réseau symbolisée dans la figure 5 par R et en inorement:ant le nmu6ro de réseau qui apparaît alors surle bloc d'affichage. Un program- me clavier sollicité périodiquement par le programme moniteur gère les taches d'initialisation et de commande de mode de représentation. Le bloc d'affichage du type à commande multiplexée est contrôlé par le programme d'interruption. Bien que le dispositif récepteur qui vient d'être décrit soit notamment conçu pour l'usage maritime, il est à noter que l'invention n'est pas limitée à cette application. Bien entendu l'invention n'est nullement limitée au mode de réalisation décrit et représenté qui n'a été donné qu'à titre d'exemple. En particulier elle comprend tous les moyens constituant des équivalents techniques des moyens décrits ainsi que leurs combinaisons si celles-ci sont exécutées suivant son esprit et mises en oeuvre dans le cadre de la protection comme revendiquée. R E V E N D I C A T I O N S 1. Procédé de radio-localisation, notamment à l'usage maritime, à l'aide de couẻsle cas échéant cartographié, d'iso-déphasage de deux ondes de radio- fréquences écartées par une basse fréquence et émises par un groupe de stationrfoyer émettant en outre une onde de référence associée auxdites deux ondes de la radio fréquence formant un couple et modulée par ladite basse fréquence et, le cas échéant, des fréquences de levée d'ambiguité, procédé selon lequel on détermine dans un poste récepteur la basse fréquence à partir des fréquences fondamentales reçues et, comme valeur de référence, la basse fréquence qui est modulée sur l'onde de référence et définit par comparaison des valeurs ainsi obtenues le déphasage relatif des deux ondes fbndamentales et déterminede a même manière le déphasage des ondes fondamentales émises par un autre groupe de stations foyers, caractérisé en ce que l'on utilise un seul canal de réception (1), effectue, pendant des périodes de temps successives, la détermination des basses fréquences à partir des ondes fondamentales et la détermi- nation des basses fréquences de référence, corrige par calcul les valeurs ainsi obtenues pour éliminer le décalage dans le temps et compare ensuite les valeurs correspondant après leur correction aux mêmes instants de temps, pour obtenir les déphasages. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la détermination des phases relatives entre signaux de même basse fréquence reçus successivement consiste à établir des premières valeurs de différences de phases déterminées en soustrayant les mesures de déphasage faites relativement à une impulsion répétitive engendrée par un oscillateur local pour chacun des signaux basse fréquence, à établir un écart de période filtrée en moyennant les différences de déphasage mesurées à chaque cycle sur le même signal en deux instants séparés d'une valeur programmée et à corriger les premières valeurs de différence par une valeur proportionnelle à l'écart moyenné, afin d'obtenir des phases relatives indépendantes de la fréquence et de la phase de l'oscillateur local. 3. Dispositif récepteur pour la mise en cavre du procédé selon l'une des revendicaticns précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend ul seul canal de réception (I) dont la fréquence d'accord est commutable sur les différentes bandes de fréquence dans lesquelles se trouvent les ondes de radio-fréquence à exploiter, pendant lesdites périodes de temps successives, et un système logique à micro-processeur (II) pour la commandede la commutation du canal de réception (I) et la correction par calcul des valeurs déterminées pendant les périodes de temps successives, pour l'élimination des décalages dans le temps. 4. Dispositif récepteur selon la rovend!cation 3. caractérisé en ce que le canal de réception (1) est un canal à démodulation d'amplitude et accordable successivement sur lesdites différentes ondes de friquence sous la commande du dispositif logique à mirco-processeur (III) et est adapté pour produire deux basses fréquences à partir de deux couples de fréquences fondamentales écartées d'une basse fréquence, un dispositif séparateur (II) des basses fréquences étant monté en aval dludit canal de réception (I), et en ce que le dispositif logique (III) comprend un oscillateur générateur de signaux d'horloge, des moyens compteurs pour mesurer des phases des signaux basse fréquence par rapport à la phase des signaux d'horloge et une unité centrale de calcul pour produire les phases représentatives des lieux de position hyperbolique par correction des valeurs mesurées décalées dans le temps. 5. Dispositif récepteur selon l'une des revendica- tions 3 ou 4, caractérisé en ce qu'il comprend un indicateur numérique (70, 73, 81), à deux nombres de six chiffres pour représenter alternativement, d'une part, les valeurs des lieux de position hyperbolique des deux couples fondamentaux d'une chaîne de positionnement, et, d'autre part, pour chacun des couples, l'écart de coincidence de la phase fondamentale et de la phase de levée d'ambiguïté par deux chiffres d'unité et de dixième de tour, l'affichage de l'écart se substituant momentané- ment à l'affichage de la phase fondamentale. 6. Dispositif récepteur selon l'une des revendications 3 à 5, caractérisé en ce que le canal de réception (1) comprend un montage en série d'un amplificateur d'entrée (2), d'un mélangeur (3), d'un amplificateur de fréquence intermédiaire (5) et d'un détecteur d'amplitude (6) et un oscillateur local (4) associé au mélangeur (3), l'amplificateur d'entrée (2) et l'oscillateur local (4) étant accordables sous la commande du dispositif logique à micro-processeur (Il) par l'intermédiaire d'un bus de données (11) à neufconducteurs définissant à chaque instant de manière numérique binaire la fréquence centrale en cours d'amplification, et en ce qu'il comprenddeux dispositifs multiplexeurs (12, 14) pourvus chacun d'une série de condensateurs, pour la commande automatique des gains des amplificateurs (2 et 5) sous l'effet simultané de deux signaux logiques (A et B) provenant du dispositif logique à micro-processeur (IIt. 7. Dispositif récepteur selon la revendication 6, caractérisé en ce que le canal d'entrée (I) est adapté pour acquérir cycliquement en un temps court inférieur à 0,6 secondes un maximum de quatre bandes de fréquence situées dans la gamme maritime comprise entre 1,6 et 2,6 MHz en réponse audit bus de données (11). 8. Récepteur selon l'une des revendications 4 à 7, caractérisé en ce que l'étage séparateur (II) comprend dans chaque voie de séparation (22, 23) plusieurs cellules formant filtre actif (24, 25), un interrupteur (21) situé en amont des deux voies (22, 23) et susceptible d'être ouvert sous l'effet d'un signal logique C transmis par le dispositif logique (IïI) à des instants prédéterminés du cycle de multiplexage des fréquences radio pour éliminer le transfert des impulsions de transition engendré par la commutation des fréquences radio et maintenir les signaux à leur valeur finale pendant une durée qui permet les mesures de phases, et des interrupteurid'initialisation (28) destinésà placer les cellules au départ de chaque période de commutation dans l'état qui correspond à l'application de signaux d'amplitude nulle, lorsqu'ils sont fermés sous l'effet d'un signal logique (D) provenant du dispositif logique (III). 9. Dispositif récepteur selon l'une des revendica- tions 3 à 8,caractérisé en ce que, pour les mesures des déphasages des signaux basse fréquence- effectuées sous le contrôle d'un programme microprocesseur, le dispositif logique (III) comprend à son entrée deux bascules (63, 64) destinées à recevoir les signaux basse fréquence et agen- cées pour être remises à zéro à un instant de temps prédéterminé et pour être mis à l'état (1) à la réception d'un signal basse fréquenceet des moyens compteurs du temps entre la mise à zéro et la mise à l'état (1) et des moyens de calcul adaptés pour rapporter par calcul de proportionnalité le temps mesuré à la période présumée du signal afin d'obtenir une valeur de déphasage instantanée exprimée en fraction de tours. 10. Dispositif récepteur selon une des revendications 3 à 9, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif de traitement et d'affichage (53), qui comprend pour le traitement de chaque phase de levée d'ambiguité des moyens diviseurs (76) destinés à effectuer par programme la division de la phase fondamentale (Psf) estimée par un rapport de levée d'ambiguité (n) reconnu dans le programme par le réseau dans lequel se trouve le récepteur, des moyens (77) destines à retenir la partie fractionnaire du résultat de la division, des moyens comparateurs (75) destinés à soustraire de ce résultat la phase de levée d'ambiguité (es.LA),des moyens correcteurs (79, 78) pour corriger éventuellement cet écart de coincidence brute, des moyens (80) pour multiplier le résultat par le rapport (n) pour obtenir une donnée de même sensibilité que celle de la phase fondamentale (Psf) centrée autour d'une valeur nulle et apte à représenter (n/2) tours pour les écarts positifs et 10-(n/2) tours pour les écarts négatifs.