FR 2500245 A1 19820820 FR 8201560 A 19820201 1 2500245 La présente invention se rapporte à un système numérique de télévision compatible avec les standards de télévision les plus largement utilisés dans le monde, ainsi qu'à des agencements pour un transcodage facile entre des signaux vidéo échantillonnés à diverses fréquences. Diverses caractéristiques d'un standard mondial pour une télévision numérique compatible ont été considérées. On a suggéré, de diverses manières, qu'il devait y avoir un nombre égal d'échantillons pendant la durée totale d'une ligne horizontale dans les systèmes 525 lignes-60 hertz (NTSC) et 625 lignes-50 hertz (PAL/SECAM), ou éventuellement un nombre égal d'échantillons pendant la partie active de chaque ligne. De même, parmi les points se rapportant à une telle norme ou à un tel standard mondial, il y a la fréquence d' échantillonnage appropriée à des systèmes à largeur de bande limitée et ayant cependant une résolution appropriée, et il faut savoir si la norme doit être un système composé luminance-chrominance s'ooposant à des systèmes composants tels que RGB ou YIQ. Il est également souhaitable d'avoir une norme de télévision numéraie qt iest hiérarchique. Un système hiérarc1ique est un système o divers degrés ou niveaux de détail ou d'entretien peuvent être simplement transmis, par exemple en filtrant et en rejetant des échantillons. Ainsi, un système numérique peut permettre la production de signaux à une très haute fréquence d'échantillonnage en produisant une résolu- tion adaptée à un usage du type cinéma. Une telle résolu- tion peut être de 2.000 lignes par trame verticalement et de 2.000 lignes de télévision horizontalement. Les maisons de production de télévision peuvent souhaiter, pour des raisons d'édition, utiliser une résolution supérieure à la résolution de télévision standard mais peuvent souhaiter utiliser un équipement moins coûteux que celui capable de fonctionner à des fréquences de données en mesure avec une trame à 2.000 lignes. Ainsi, une maison de production de télévision peut utiliser un équipement capable d'utiliser le second niveau de la hiérarchie, qui est une résolution 2 2500245 de 1.000 lignes. Si un enregistrement sur bande fait à l'origine au niveau de résolution de 2.000 lignes était disponible pour la maison de production, un filtrage et un abandon d'un échantillon sur deux de chaque ligne réduirait la résolution au niveau de 1.000 lignes. Le niveau suivant dans la hiérarcbie peut être une résolution de 500 lignes, que l'on peut utiliser dans une station de diffusion de télévision pour produire des signaux vidéo analogiques pour transmission aux maisons. Une bande préparée ou éditée par une maison de production de télévision pourrait être utilisée par le di2fuseur dans un équipement capable d'une résolution de 500 lignes en rejetant un échantillon sur deux. Alternativemerit, la station de télé- vision pourrait utiliser une bamde à 'une résolution de 2.000 lignes en laissant 3 échantillons sur 4. L'étape suivante dans la hiérarchie peut être applicable à des caméras électroniques de rassemblement de l'information ou de l'actualité à une résolution de 250 lignes, at le niveau inférieur suivant de résolution pourrait etre utilisé dans des buts de surveillance. On pense couramment qu aux Etats Unis d'Amérique et dans d:autres pays utilisant l1es normes NTSC, cet équipement sera couramment disps.ible pour- le traitement de signaux de tél1vision sus ume -forme composite, Il est très avantageux, dans un tel éqi pemnt, que la fréquence d'éc?.. rtillcrmage soit -cu nombre etier tel que 3 ou 4 fois la fréquence de sous-porteuse couleur (3x3C, 4xSC). Il semble très probable qse le stadd mondial pour une té1évisi-on n îrique qusnd X a finalement adopté, ne sera pas ba.s sur une fréquee do ntillormage solidaire d'une sous- pcrteuse couleur e G es; trérs sotuhaitable q s: giAeC video composite 6chstllonné soli- daire de lae $ous-porteuse i failement trans codable pour aSo..... oartandard ouand ce standard ou cete Eoim 5aa n troute probabilité ce tra oda e r s ziera une i2terpolafion des valeurs des 'n b- o s le _sàtandard àdiartr des valeurs des échantillons adjacents les plus proches du signal vidéo composite NTSC. Naturellement, si les fréquences d'horloge étaient identiques, les échantillons seraient identiques et aucune interpolation ne serait nécessaire. Une interpolation exacte est complexe et nécessite des multiplications et des additions pour chaque échantillon interpolé. Les multiplicateurs, particulièrement, ont tendance à avoir un fonctionnement lent et afin d'obtenir un fonctionnement aux hautes fréquences de données vidéo, on peut s'attendre à ce qu'ils soient coûteux. Il serait très souhaitable d'avoir un standard mondial de télévision pour la vidéo numérique, compatible entre les standards 625/ 0 et 525/60 en ce qui concerne la fréquence d'échantil- lonnage,qils-cthiérarchique et également facilement trans- codable à partir d'un signal vidéo composite NTSC échantillonné à un multiple de la fréquence de la sous- porteuse sans utiliser de multiplicateurs. La fréquence de ligne selon le standard NTSC d'origine pour une télévision monochrome était de 15.750 Hz. En adoptant les systèmes en couleur, la fréquence de ligne a été changée pour être en rapport avec la fréquence de sous-porteuse son de 4,5 MHz. La fréquence de ligne horizontale exacte est de 1/286 x 4,5 MHz, que le CCIR a standardisée pour 15.734,264 + 0,0003% Hz. Plus récemment, le FCC a défini la fréquence de sous-porteuse couleur en mégahertz comme étant le quotient de 315/88 et la fréquence de ligne est de 2,'455 fois cette fréquence de sous-porteuse ce qui est à peu près 15.734, 266. Dans le standard 625/50, la fréquence de ligne horizontale est de 15.625 Hz. On sait qu'une fréquence d'horloge commune précisé- ment de 13,5 MHz donne exactement 864 échantillons par ligne horizontale dans le système 625/50 et donne exactement 858 échantillon par ligne dans le système 525/60. Ainsi, des fréquences d'échantillonnage de 13,5 MHz (et autres fréquences d'échantillonnage en rapport avec elles selon des multiples de 2,255MHz) donnent des nombres entiers d' échantillons par ligne dans les deux systèmes. La durée de la ligne horizontale dans un système 625/50 est de 64,00 p s, et dans le système 525/60 elle est de l'ordre de 63,56 p s. Les normes CCIR pour le système 625/50 donnent une durée de ligne active de l'ordre de 52 microsecondes avec une durée d'effacement de 12 microsecondes. La durée d'effacement selon les standards couleur NTSC actuels est de 10,9 + 0,2)es, mais des propositions ont été faites pour un changement de cette norme. Ainsi, la durée d'effacement en NTSC n'est pas clairement définie. Si l'on suppose que la durée d'une ligne active en 525/60 est également de 52 es, la fréquence d'échantillonnage de 13,5 MHz donne 702 échan- tillons pour la partie active de chaque ligne. Le nombre d'échantillons se présentant pendant la partie d'effacement varie cependant de 162 dans le système 625/50 à 156 dans le système 525/60. - Selon l'invention, un agencement de transcodage transcode des signaux échantillonnés à une première fréquence en seconds signaux à une seconde fréquence. Les première et seconde fréquences sont choisies de façon que leur quotient soit le rapport de nombres entiers. Cela donne des blocs récurrents d'échantillons ayant des nombres entiers d'échantillons d'entrée et de nouveaux échantillons de sortie. Un transcodeur utilise des éléments à retard pour former des échantillons retardés en succes- sion du signal d'entrée. Des moyens de soustraction forment des signaux de différence représentant la différence d'amplitude entre des échantillons successifs retardés. Des multiplicateurs couplés aux moyens de soustraction multiplient les signaux de différence par un multiplicande continuellement variable pour former des signaux pondérés de différence. La variable continue est en rapport avec la position effective du nouvel échantillon qui est formé dans un bloc d'échantillons de transcodage. Les signaux pondérés de différence sont additionnés dans un addition- neur pour former les nouvelles valeurs d'échantillon. 2500245 Dans un mode de réalisation préféré de l'invention, le rapport des première et seconde fréquences est choisi pour être le rapport d'un nombre entier M et d'une puissance de deux (2r),ce qui donne des blocs d'échantillons o le nombre de nouveaux échantillons est de 2 r, avec pour résultat que les multiplicateurs peuvent avantageusement être du type à décalage et addition. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaltront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: - la figure 1 donne un schéma-bloc d'un système de télévision contenant une partie numérique selon un aspect de l'invention; - la figure 2 illustre des signaux des temps utiles à la compréhension de certains aspects de l'agencement de la figure 1; - la figure 3 donne un schéma des temps utile à la compréhension des temps relatifs d'échantillonnage lors d'un transcodage de signaux composites de télévision en couleur NTSC en signaux selon les standards de l'agencement de la figure 1; - la figure 4 montre une forme d'onde généralisée aidant à comprendre les erreurs produites lors d'un trans- codage par interpolation aux nouveaux points d'échantillon des valeurs du signal tel qu'échantilloLnné à l'origine; - la figure 5 donne un schémabloc d'un mode de réalisation de la présente invention comprenant un transcodage; - la figure 6 est un schéma des temps utile à la compréhension des temps relatifs d'échantillonnage lors d'un transcodage de signaux PAL à des signaux selon les standards de l'agencement de la figure 1; - la figure 7 est une liste des facteurs de 6 2500245 pondération d'interpolation pour un transcodage PAL; - les figures 8,9 et 10 donnent des formes d'onde généralisées aidant à la compréhension des erreurs produites lors d'un transcodage par interpolation d'une façon générale; - la figure 11 donne unL schéma-bloc illustrant un interpolateur généralisé semblable à l'interpolation de la figure 5; - - la figure 12 donne un schéma-bloc plus détaillé d'un interpolateur généralisé adapté à une interpolation améliorée des signaux dans un transcodage PAL-13,5 MHz; - la figure 13 donne un schéma-bloc d'un agencement numérique pour diviser un signal d'entrée x par un nombre de la forme 2r et pour multiplier le résultat par une variable continue p; - la igeure 114 donne un schéma-bloc d'un interpola- teur généralisé selorn u aspect de l'invention; - la figure 15 donne la liste de la translation n à n' pour un transcodage partiualier; et la figure 16 donrne un.zch,.ma-bloc d'un autre mode de réalisation d'un translateur de n à n'. La figure I Ontre Ln agencement selon l'invention. Sur la figurs 1, les sinau - arnalog.ques du rouge (R, dui vert (Gj et du tbleu (B), avec des signeuax de synclronisa tion horizontale (H) sont produits i-ar -le source (non representée) telle qu'une caméra de t.lsiori Le signal H est appliqué à l'enrtri-e de val.iaton d'un compteva 150 tandis que les signaux R, G et B sur- leurs ieigne séparées, sont appliqués è uri plf-ilt.e: urti-alias 10 oủ la largeur de bande est limitée por empchler l'apparition d'alias dans le signal de sortie. Les sina.tâ: E., G et B à bande limitée sont appliqués un convertisseur 7almgiquej numeri q.ue.12 (AL. dans le-quel les signaux séparés R, G et B î:crî4...bantiilloesm et -.uan':fitis a e u--nee de 13,5f Az ous- la contrJ!e d'dun I -. r 3ihorICg- appl!iué -un gur;,r..-i.eur d. - * I eiLe ccrnvertisseur 12 p rtira le, -.=gna. 8 lignes en parallèle sont illustrées pour chaque signal. Les signaux sont appliqués du convertisseur 12 à une porte 16 qui peut être validée par une bascule ou flip-flop 18 afin de permettre aux échantillons de passer ou qui peut empêcher le passage des échantillons vers un plus ample traitement de signaux numériques illustré par un bloc 20. Le dispositif de traitement 20 ne fait pas partie de l'invention et c'est une fonction qu'il est souhaitable d'accomplir en mode numérique. Par exemple, le traitement de signaux numériques peut contenir un enregistrement sur bande, un montage de la bande, un contrôle ou mélange de la couleur ou autres effets spéciaux. De mème, le traitement de signaux numériques pourrait simplement être un canal de transmission par lequel les signaux numériques sont émis vers un emplacement distant. Après traitement des signaux, les signaux ne doivent plus nécessairement être sous forme numérique et ils sont par conséquent appliqués à un convertisseur numérique-analogique (DAC) 22 o sont produits des échantillons quasi-analogi- ques. Les signaux quasi-analogiques ainsi produits sont appliqués à un filtre d'égalisation 24 pour filtrer afin de produire un signal vidéo analogique approprié. Selon un aspect de l'invention, la porte 16 est validée pour définir la ligne active et oetcontrôlée afin de permettre précisément à 704 échantillons de s'écouler à travers le dispositif de traitement de signaux numériques pendant chaque ligne active. Le contrôle des temps qui est requis est produit par la bascule 18, le compteur 150 et un compteur 704. Les signaux de synchronisation horizontale 204 définissant le début de chaque ligne horizontale sont appliqués à l'entrée de validation du compteur 150, à une autre entrée duquel sont appliqués des signaux d'horloge à 13,50 MHz produits par le générateur 14. La compteur 150 compte 150 impulsions d'boe!ioge ou d'échantillon et produit à la fin de cet intervalle de 8 2500245 temps, une impulsion de sortie qui est appliquée à l'entrée de rétablissement ou de remise à zéro du compteur 150, à la borne d'entrée de validation du compteur 704 et à la borne d'entrée d'établissement de la bascule 18 pour forcer la sortie Q de cette bascule à passer à l'état haut afin de valider la porte 16 pour qu'elle commence à laisser passer les échantillons. Le compteur 704 commence à compter en synchronisme avec les échantillons qui s'écoulent par la porte 16 et quand précisément 704 échantillons ont été comptés, le compteur 704 produit un signal de sortie qui le remet à zéro et qui est également appliqué à l'entrée de rétablissement de la bascule 18 pour rétablir sa sortie Q à zéro afin d'inhiber ainsi la porte 16 et d'empocher le passage d'autre échantillons, définissant ainsi la fin de l'intervalle actif. Le fonctionnement de l'agencement de temporisation de la figure 1 et les différences entre le fonctionnement à 525/60 et à 625/50 sont plus clairement représentés sur la figure 2. Sur la figure 2a, des échantillons d'horloge 202 sont illustrés, non à l'échelle. Sur la figure 2b sont illustrées des impulsions de synchronisation horizon- tale 204 qui sont à la fréquence nominale de 15.734, 266. Débutant au temps t O qui correspond au début d'une ligne horizontale, le compteur 150 compte jusqu'au temps t150 comme le montre la figure 2c et il produit une impulsion de sortie au temps t150 qui débute le passage des échan- tillons à travers la porte 16 et valide le compteur 704 qui compte jusqu'au temps t854 comme le montre la figure 2d. La figure 2e illustre le temps restant jusqu'au signal de synchronisation horizontale suivant qui commence au temps t858. La seconde partie de l'intervalle d'effacement, définie par la durée illustrée sur la figure 2e est de 4 échantillons. La figure 2f illustre les signaux de synchronisation horizontale qui se présentent à une fréquence nominale de 15.625 Hz. La durée du compte du compteur 150 est illustrée sur la figure 2g et la durée du compte du compteur 704 est illustrée sur la figure 2h et 9 2500245 se termine comme dans le premier cas, au temps t854. Cependant, l'intervalle d'effacement est plus long et s'étend du temps t854 au temps t864, moment auquel se présente le signal de synchronisation horizontale qui suit pour recommencer le cycle. Comme l'intervalle actif dans le système décrit est défini par 704échantillons, le restant de l'intervalle est,par définition, d'effacement. Le compte de 150 du compteur 150 définit sensiblement tout l'intervalle d'effacement qui se produira quand l'entrée du système est d'une source à 525/60. Avec une telle source, la partie de l'intervalle d'effacement qui est définie par le compteur 150 est plus importante que la partie de l'inter- valle d'effacement qui se présente après le temps t854 de la remise à zéro du compteur 704 et du rétablissement de la bascule 18 et le temps tO de l'impulsion de synchroni- sation horizontale qui suit. Ainsi, la première partie de l'intervalle d'effacement se produit après chaque impulsion de synchronisation H ou horizontale, et est définie par le compteur 150. La seconde partie de l'intervalle d'efface- ment commence après la ligne active et s'étend jusqu'à l'impulsion de synchronisation horizontale H qui suit. En conséquence, la durée de la seconde partie de l'inter- valle d'effacement qui se produit pendant chaque ligne variera selon la durée d'une ligne horizontale définie par les standards ou normes de la source. L'importance du nombre 704 est dérivée du fait que 704 est riche en puissancesde 2 (704 = 2 x 11), et en conséquence il peut supporter 6 niveaux de hiérarchie. Par ailleurs, 704 échantillons par ligne permettent d'obtenir les intervalles d'effacement pour le système 625/50, et c'est extrêmement proche des limites spécifiées de l'intervalle d'effacement NTSC, L'agencement de la figure 1 illustre un système numérique de traitement de signaux selon l'invention. o la synchronisation de la source peut correspondre à un standard 625/50 ou 525/60, et o le signal d'entrée est analogique. Cependant, dans de nombreux cas, il peut être souhaitable de transcoder d'uJn.uaitre système numérique aux standards décrits en conjonction avec l'agencement de la figure 1. Par exemple, on a mentiorné qu'aux Etats Unis d'Amérique et éventuellement dans d'autres pays, il peut être souhaitable d'avoir un système de vidéo numérique o lafréquence d'horloge standard est basée sur un multiple de la fréquence de sous-porteuse, comme 4xSC. Comme on le décrira, le nombre 704 est égalemernt avantageux parcs qu'il permet un transcodage facile entre -un tel standard numérique NTSC composi-Le et le standard général ou mondial décrit avec la figure 1. Dans un signal de télévision NTSC composite échantillonné à 4xSC. il y a 910 échantillons pendant chaque ligne horizontale complète. Cependant, 754 des échantillons se présentent pendant la peartie active tandis que les 156 restants se présentent pendant les intervalles d'effacement. Afin d'accomplir u! transcodage selon un autre aspect de 1T invention, il fauit 748 échantillons par partie active de chaque lgr o Le noimbre 748 est choisi parce qu'il a ua facteur commrua de 24 (748 = 17 x 44) avec le nomblir dcîhitilloris dans le système mondi-S (704 = 16 x 4J4). 1 ela si. nifie que chaque ligne horizontale de chacue système peut ttre divisêS e n 44 blocs de trans- codage, dsnt un contierdra 17 écthitillons par bloc tandis que 1'autre ccntiendra 16 échant-illons par bloc. La figure 3 aide à visualîseir c schéma. L'axe horizontal sur la figure 3 reprEsente le temps, La lornguetur de la ligne sur la figure 3b est de 16 uiits de ong-ueur, chaque marque reprsenrtant un temps d&échantillon Les seize echart-il on., eprusentés ds le b-loc de la 'figure 3b corresponder' à.ll'J:a des + 4 blocs semblables qui peuvent se presenter q.ue i!mentd-ndt la partie active d ''z.e i.-;rlzcntaiS%. d s is st'ndard rique mendial t 1 a l-z er-z -2i aS l e r;' nul>.zlvl3r i mllÉ 3 Le L.o-.::-g:'.-?-u:.L!c- s il 'tr sur L -a f igre _a occupe enlvioiL ',:r.=e du- rke dms i e '-:_iaps u le bl-oc.-lusrtré sur a (7cb--"z;nd, -. i d' -lchanti!ions de la 1i 2500245 figure 3a a 17 échantillons au lieu de 16. Néanmoins, on comprendra que 44 blocs d'échantillons tels que représentés sur la figure 3a se produiront pendant le mime temps que les 44 blocs de ceux de la figure 3b. En choisissant le nombre total d'échantillons afin de pouvoir le diviser en blocs relativement petits, la quantité de traitement de signaux nécessaire pour le transcodage peut être bien réduite. En supposant que des signaux numériques sont disponibles, qui sont échantillonnés à la fréquence illus- trée sur la figure 3a, il est apparent que pour produire un signal selon le système d'horloge de la figure 3b, une certaine interpolation sera requise. Par exemple, le septième échantillon de la figure 3b se trouve à peu près à mi-chemin entre les septième et huitième échantillons de la figure 3a. En conséquence, la valeur du septième échantillon de la figure 3b peut être obtenueapproximative- ment par la moyenne des valeurs du signal aux septième et huitième points d'échantillon du signal reçu ayant la fréquence telle que sur 3a. De même, le second échantillon (échantillon N01) de la figure 3b se trouve très proche du second échantillon (échantillon NOl) de la figure 3a, et sa valeur peut être estimée comme étant égale à la valeur du signal à l'échantillon 1 de la figure 3a plus 1/16 de la différence entre lesvalems aux échantilloreN s1 et 2. En général, la valeur gA du nème échantillon linéaire interpolé de sortie est déterminée par + A (f,1 _ fn) (1) o n peut être compris entre O et 16 et représente le nombre d'échantillons des nouveaux échantillons produits. L'aspect de transcodage de l'invention utilise le fait que le facteur 17/16 est le rapport de petits nombres entiers et que le dénominateur du rapport est une puissance de 2. Selon la forme d'onde f(t) de la figure 4, on suppose que fn est la séquence des valeurs des échantillons à la fréquence de 4 SC qui est la fréquence Fi a Les lignes droites reliant des valeurs successives d'échantillon représentent une approximation linéaire à la forme d'onde analogique f(t) et les échantillons marqués par gn repré- sentent des échantillons interpolés à la fréquence d'horloge de 13,5 MHz (F2). L'opération définie par l'équation 1 se compose de deux additions et d'une multiplication. L'un des facteurs dans la multiplication est la fraction n/16 o n est un petit nombre entier. Bien qu'une multiplica- tion électronique de nombres binaires soit une opération complexe et prenant du temps, la division par 2 est facilement accomplie en déplaçant un bit dans un registre à décalage. Tout nombre binaire, comme 234.10= 111010102 peut être divisé par 2, simplement en ajoutant un zéro à la gauche du bit le plus important et en délaissant le bit le moins important. Le résultat devient 011101012= 1171o, qui est la moitié du nombre précédent à une précision de 7 bits pour une précision d'origine de 8 bits. Ainsi, la multiplication d'une valeur d'échantillon par un facteur, disons de 7/16, peut être accomplie en divisant la valeur de l'échantillon d'origine S quatre fois successive par le nombre entier 2 pour obtenir respectivement 8/16 S, 4/16S, 2/16s et 1/16S de la valeur de l'échantillon d'origine. Alors, on obtient 7/16 fois la valeur en ajoutant les valeurs obtenues pour 4/16S + 2/16S + 1/16S en deux additions successives. Ainsi, tout nombre sous forme numérique peut être multiplié par le facteur de n/16, par quatre décalages successifs et jusqu'à trois additions successives. Cette technique peut être généralisée à tout facteur de multiplication n/2r pour tout nombre entier r. Une approximation linéaire par la technique qui précède peut créer des erreurs dans le processus d'inter- polation. L'erreur sur la figure 4 est équivalente à la différence entre la valeur de la forme d'onde courbée f(t) au temps n du point d'échantillon g'n et le point sur la ligne droite 410 entre fn+1 et fn. Cette erreur peut être faibleen particulier si le résultat interpolé est quantifié au mime nombre de niveaux que la forme d'onde 13 2500245 d'entrée. Les erreurs ont tendance à être plus importantes auxpointsde concavité maximum de la forme d'onde reçue et sont dans la direction vers l'intérieur de la concavité. De telles erreurs ne se présentent pas dans des régions plates (niveau constant) de l'image ou dans des régions changeant linéairement mais se présentent uniquement à proximité de la pente changeante (concave vers le bas ou concave vers le haut). Ainsi, des erreurs d'interpolation se produiront uniquement dans les régions de forte définition ou à des bords changeant rapidement. L'erreur a pour effet subjectif de réduire la concavité ou d'adoucir les bords de l'image. L'erreur d'interpolation résultant de concavités dans l'approximation analogique f(t) d'o les valeurs d'échantillon d'origine fn ont été dérivées peut ttre réduite de façon importante en utilisant l'information tirée de plusieurs des points environnants, par exemple en utilisant 3 ou 4 échantillons au lieu de 2. Cela est accompli en utilisant les extensions 412 et 414 dcz approximations en ligne droite entreles points d'échantillon fn-1 et fn et entre fn+l et fn+2 ' respectivement. En réalisant que le moment de la présence n de nouveaux échantillons gA à la fréquence d'horloge F2 peut se produire très près du moment de l'échantillon f. au début d'un bloc d'échantillons, ou très près du moment de l'échantillon fn+l à proximité de la fin d'un bloc d'échantillons, il est apparent que le poids à donner aux approximations gj ou gn' pour déterminer la valeur réelle gn du nouvel échantillon au moment n, dépendra de la proximité, dans le temps, de l'échantillon gn par rapport à chaque échantillon f n ou fn+1î Il faut noter, Sur les figures 3 et 4 que chaque nouvelle valeur d'échantillon gn dans un bloc d'échantillons est en rapport de 1 à 1 avec un échantillon existant,n et qu'en conséquence, la numérotation de nouveaux échantillons gn que l'on peut voir sur la figure 4 correspond à la numérotation d'anciens échantillons ou échantillons reçus fn n 14 2500245 La valeur de gn est égaie à i' valeur connue d'échantillons reçus fn plus une partie incrémentielle de la différence entre les échantillons fn et n parce que n n-1 ' cette partie incrémentielle est la même que ce soit entre n-1 et n ou entre n et n+1. Ainsi g"n = fn + n (fn f (2) De même, la valeur de g'n sur l'entension 414 peut être déterminée en ajoutant, à la valeur connue de fn+l' la différence des valeurs d'échantillon entre fn+l et fn+2 multipliée par un moins la partie incrémentielle utilisée pour déterminer g"n, et par conséquent on a g"1, =f + 16-n nf -- \ n nfn+ l + n+l - fn+2) (5) Il sera apparentà que quand un nouvel échantillon gn est proche du temps de nl, la valeur de g"n peut être ajoutée avec une certaine pondération, à la valeur déter- minée pour g' afin de former -me approximation, et quand gn est proche du temps de fn+l' la valeur de gl'' peut être ajoutée avec une pondération a la valeur de gln. Une bonne approximation pour la nouvelle valeur d'échantillon gn quand g, est plus proche de fn (quand n = O, 1,.. 7) est =16-n g, (4) gn = r- n7 11 et quand gn est plus proche de fn+l (quand n = 9, 10, 1i,._.15) n gl + n 16- () gn= 1- + --- gn) Pour n=8, cOn fait la moyenne des valeurs de gn obtenues aux équations (4) et ( 5) pu obtenir 28 = 22 L 8 '--g 8) (6) On peut noter que les équa-tons (4, (5) et (6) sont ses commes de produits, o- les produits on-t la forme K _ r. c wimèqguen-e, on peut.oomplir des approximations par-aooliq es ou par la i-D io carrés g de la fonction (ti) -ar p '-- spérations sucies-iecs de division par deux *, v t7.0; * coEm sm J] d.e irrdoiuatno Anede ai r.us dune .t.a,_ de ' a C;Xr,.,e.-,----- d1 '4:'-:' desnousSu dlune ligne droite tangente à f(t) au point fn * la valeur interpolée de gn entre 9'n et g" à proximité du centre de l'intervalle entre n et n+1 sera probablement légèrement plus importante que la valeur réelle de f(t) avant de l'échantillonner pour produire les valeurs fn. Ainsi, les erreurs faites dans le processus décrit d'interpolation par la loi des carrés sont dans une direction tendant à accentuer les changements, ce qui aura pour effet subjectif d'accentuer les transitions ou bords de l'image de télé- vision. La figure 5 illustre un agencement pour accomplir une interpolation par la loi des carrés selon le processus décrit. Sur la figure 5, les fréquences d'horloge F1 et F2 produites par le générateur 502 ont la relation qui suit F = 2 + 1 (7) F2 2r ce qui, comme on l'a décrit, donne la capacité souhaitable de diviser les temps d'échantillon de chaque ligne en blocs d'interpolation ou groupes avec des échantillons coïncidant à chaque extrémité. Des signaux analogiques composites de télévision en couleur f(t) sont appliqués à un échantillon- neur 504 qui échantillonne de façon récurrente le signal analogique reçu et maintient les échantillons pendant une durée suffisante pour que le convertisseur analogique- numérique 506 quantifie les échantillons en M bits par échantillon. Comme on le sait, les M bits peuvent se produire simultanément sur des lignes parallèles ou en série sur une seule ligne. Chaque échantillon de M bits représente une valeur d'échantillon fn. Les divers échantillons f n (comme fn1 fn' fn+i' n+2) en succession dans un registre 508 o ils sont disponibles afin que les diverses approximations g, g"n, g"'n et finalement gn puissent être calculées. La synchronisation des divers calculs avec les blocs d'échantillons est accomplie par les signaux de synchronisation horizontale dérivés par le séparateur 512 16 2500245 du signal d'entrée analogique f(t). Les signaux séparés de synchronisation contiennent la synchronisation horizontale H, l'effacement et la sous-porteuse couleur reconstituée et analogue. Les signaux de synchronisation sont appliqués à un synchroniseur illustré par le bloc 526, qui transmet un signal en rapport avec la sous-porteuse couleur au généra- teur 502 de signaux d'horloge pour bloquer la fréquence de l'horloge d'échantillonnage F1 à 4xSC. Le bloc de synchro- nisation 526 reçoit également un signal indiquant un compte complet de N, d'un compteur 510 à r étages pour remettre le compteur à zéro. Le bloc 526 retarde également la validation du compteur 510 jusqu'au début de la partie active de chaque ligne horizontale. Dans l'agencement de la figure 5, on a supposé que les fréquences d'échantillon avaient été choisies comme on l'a décrit précédemment en conjonction avec le standard numérique mondial pour la facilité du transcodage par interpolation à partir d'une fréquence d'échantillon en rapport avec 4xSC, donc le nombre r dans l'équation (7) est connu et peut être par exemple une valeur telle que r=4 qui donne des blocs récurrents d'interpolation d'une longueur de 16 nouveaux échantillons gn et 17 anciens échantillons fn. Le compteur 510 est couplé pour recevoir les signaux de début de bloc du synchroniseur 526 et il compte de façon récurrente les impulsions d'horloge F1 et produit sur une ligne 514 un signal numérique en parallèle représentant la valeur courante de n, qui dans l'exemple, peut être comprise entre une valeur de O et une valeur de 15. Le compteur 510 est également remis à zéro comme on l'a mentionné par le synchroniseur 526 après chaque compte complet cyclique de n=N. La valeur courante de n au conducteur 514 est appliquée à une table 516 qui est adressée par le signal sur la ligne 514. A chaque emplacement de mémoire, une information est stockée indiquant quels échantillons proches de fn doivent être utilisés pour le calcul pour la valeur particulière de n. Cette information est couplée à un processeur de calcul 518 o sont calculées les valeurs g'n, 17 2500245 gIt et g"' n déterminées par les instructions stockées à la table 516 pour la valeur de n selon les équations (1), (2) et (3). Ces calculs sont accomplis, comme on l'a décrit, par une division successive par deux des diverses valeurs de fn et en additionnant les résultats des diverses divisions selon les instructions stockées. Des erreurs dues à l'arrondissement peuvent être diminuées en accomplissant le décalage pour accomplir la division par deux et les additions dans des registres à décalage ayant (M+r) bits. Les valeurs de g'n, g1n et g9tn calculées en 518 sont introduites en succession dans un registre de stockage 520 et sont disponibles pour un autre circuit de calcul 522 o la valeur de gn est calculée selon les instructions du registre 516 pour la valeur particulière de n pour la mise en oeuvre des équations (4), (5) et (6). Après calcul de gn 1 les bits les moins importants sont laissés pour retourner à une sortie à M bits et la valeur de gn est introduite dans un tampon 524. Les signaux interpolés sont extraits du tampon 524 à la fréquence F2 pour former le signal transcodé. Il seraapparent à ceux qui sont compétents en la matière que dans le système pour un standard mondial, on peut utiliser YIQ; Y, (B-Y), (R-Y) ou d'autres composantes plutôt que RGB comme cela est illustré. De même, il sera apparent que la durée de l'intervalle d'effacement défini par le compteur 150 peut être ajustée à la durée souhaitée et à la position par rapport à la synchronisation. L'agencement d'interpolation qui vient d'être décrit se rapporte au transcodage par interpolation de signaux ayant un rapport des fréquences d'échantillonnage F1/F2 M/2r o M=(2 r+1), et les échantillons à F2 augmentent progressivement dans la séparation de temps entre des échantillons successifs Fl comme cela est illustré sur la figure 3, sur la durée d'un bloc d'échantillons. Dans l'exemple spécifique décrit, un rapport des fréquences F1/F2 est déterminé par le rapport de 4xSC/13,5 IHz, qui est en réalité égal au rapport de 35/33, et dont la valeur approximative est donnée par le rapport de 17/16 afin de correspondre à l'équation (7) pour une valeur de r=4. Cela offre l'avantage d'une interpolation par décalage et addition successifs. Les avantages de l'interpolation par décalage et addition ne sont pas limités au cas o le numérateur diffère du dénominateur d'un nombre égal à l'unité, mais on peut la réaliser pour tous les entiers positifs M et r, tant que M et 2r n'ont pas de facteur commun. Le transcodage entre les signaux PAL à 625 lignes par trame, une fréquence de trame de 50 Hz et le standard mondial proposé à 13,5 MHz peut être accompli par inter- polation par ce procédé supplémentaire et peut presenter une erreur réduite d'interpolation. Comme le montre la figure 4, la valeur interDoiée pour un nouvel échantillon gr à la moitié gauche de l'intervalle entre les temps n et n+ i est déterminée à la façon qui suit. D'abord, les échantillons reçus fn et fn+l se présentent aux temps n et n+1 respectivement. Deuxièmement,-l les différences d'amplitude svnt déterminées entre fn-1 et fr; et entre X et f1. Troisièmement, les différences d'aplitude sont pond#rêes selon la posi- tion relative, dans le tremps, des é,hactillons en question dans -u. bloc d'échantilor.s. Quatrièmement, chacune des différences pondérées est ao-. ut.e àt la 'valeur de fri pour forme- lmn échaz-..ilorn linaeirement interpolé entre f et -n fn+l et un autre 'chantil-i.en limairement extrapolé de la région entreF fli1 ei;, i. es etchantllois linéairement inter -= et ext-,-é.rapolé: s ot aio s p-npdéreés s eolo n la proximité de f et additiernts pour produire une valeur interpolée. li selae moitié ou m2iti droite de l'intervalle in à +1 +, u sohma;orPsspondant est appliqué au1 points n fn+1 et -n+Si dans le Sl sch6m dinepola.ti0n -' d cri,-t a -.iz figure 4; on ut-lise sch-antzi'ict u.: a --,6 recta.3o nombre entier positif M et r, comme on l'a mentionné. Un schéma généralisé de transcodage employant tout nombre entier positif M et r trouve son utilisation, par exemple, lors du transcodage de 625/50 PAL aux signaux échantillonnés à 13,5 MHz selon le standard mondial proposé ci-dessus mentionné. Pour ce transcodage, le signal PAL peut être échantillonné à 4xSC, pour donner 1135,0064 échantillons pour chaqueligne horizontale complète. On sait que ces échantillons peuvent être justifiés ou réduits à exactement 1135 échantillons par trame, et que l'erreur résultante est une simple oblicité de 0,16% dans la géométrie de l'image. Le rapport de 1135 échantillons par ligne PAL à 864 échantillons par ligne du standard mondial est le rapport 1135/864 = 1,3136574. Ce chiffre est très proche du quotient de 21/16 = 1,3125. En conséquence, la ligne active de 704 échantillons au standard mondial de 13,50 MHz peut être remplie d'échantillons de 4xSC PAL en convertis- sant 21 échantillons d'entrée à 4xSC en 16 échantillons de sortie à 13,5 MHz dans chaque bloc d'échantillons avec précisément 44 blocs sur l'image active. Le résultat des approximations mises en cause dans un tel transcodage est une précision géométrique de (12/16)(864/1135) = o, 9991186 ce qui représente une distorsion géométrique sous la forme d'un étirement de moins de 0,1%. Des manipulations de l'image résultant de distorsions verticales ou horizontales de moins de 1% sont généralement considérées comme étant acceptables, car c'est proche de la limite de la tolérance avec laquelle les caméras et les tubes-images peuvent être alignés. La distorsion introduite par les approximations mises en cause dans le transcodage est bien plus faible que cette limite et est acceptable. Dans chaque bloc d'échantillons pour le transcodage mis en cause pour convertir le système NTSC au standard mondial, comme on l'a précédemment décrit, la position de 2500245 chaque nouvel échantillon gn augmentait de façon échelonnée à travers la séparation 4%ans le temps entre les échantillons reçus selon une progression régulière; au début de chaque bloc, gn se présente simultanément à fn et avec l'augmenta- tion du temps, se déplace partiellement à travers ou entre des échantillons successifs fn et fn-i jusqu'à ce qu'à la fin du bloc d'échantillons de transcodage, gn se présente simultanément avec fn+l. Cette progression régulière résulte du 1 supplémentaire dans le numérateur de l'équation (7). Ce numérateur est appelé M. Dans le cas du signal PAL, M diffère du dénominateur de plus de l'unité. En particulier, dans le cas du transcodage du système PAL au standard mondial, le quotient peut être formé comme suit Fl = M = 2r+5 = 21 (8) FZ 2r (8)l o le numérateur M est égal à 21 et diffère, de 5, de la valeur 16 du dénominateur. La signification physique de cette différence est que, dans chaque bloc de transcodage, 21 échantillons du signal reçu se présentent pendant l'intervalle o 16 nouveaux échantillons transcodés sont produits. Cet agencement est illustré sur la figure 6. Comme dans le cas de la figure 3, la longueur de la ligne b représente la durée d'un bloc d'interpolation, et elle est divisée en 16 positions qui reprsetaft les temps d'échan- tillon. Les points a représentent les temps -d'échantillon du signal reçu. La différence M-2r a une seconde significa- tion physique concomitante avec la première. Cette seconde signification peut être expliquée en conjonction avec la figure 6, en notant que chaque nouvel échantillon (les points sur la ligne b de la figure 6) se trouve, entre des échantillons d'entrée (a) en une position dans le temps qui est à (M-2r)/16 ou 5/16 d'un intervalle entre échantillons par rapport à la position précédente. Par exemple, les points d'échantillon O se présentent simultanément, le nouveau point 1 d'échantillon (b) se présente à 5/16 du trajet entre les points 1 et 2 d'échantillon reçu (a), le nouveau point 2 se présente à /16 + 5/16 = 10/16 du trajet entre les points 2 et 3 d'échantillon (a). De même, le nouveau point 3 se produit à 15/16 du trajet entre les points 3 et 4 d'échantillon reçu, le nouveau point 4 se présente en un temps qui est (15/16 + 5/16)-i = 20/16 - 16/16 = 4/16 le long de la durée entre les temps des échantillons reçus 5 et 6. Le nouvel échantillon ou échantillon de sortie 5 se présente à 4/16 + 5/16 = 9/16 entre les échantillons reçus 6 et 7, et le nouvel échantillon 6 se présente en un temps 9/16 + 5/16 = 14/16 entre les échantillons reçus 7 et 8. La figure 7 donne la liste de toutes les positions se présentant sur la figure 6 avec dans la colonne a le nouvel échantillon, dans la colonne b "n/16 se trouve entre et dans la colonne c les échantillons reçus. Aucun nouvel échantillon ne se trouve dans le temps entre les échantil- lons reçus 4-5; 8-9; 12-13; et 16-17. La figure 15 donne la liste d'une information équivalente pour un transcodage o r=4, M=25. Dans les interpolations décrites en conjonction avec la figure 4, quand on forme une approximation de gn (la nouvelle valeur étant estimée), on utilise g" n pondéré par un premier groupe de fonctions à la première moitié de l'intervalle entre des échantillons successifs d'entrée fn et une seconde fonction de pondération à la seconde moitié de l'intervalle. Cela donne une interpolation qui peut être acceptable dans certaines conditions, mais une meilleure approximation (erreur plus faible) peut être obtenue en prenant la moyenne des estimations pondérées g'n' g"n et g"' sur la totalité de chaque intervalle entre échantillons. Une telle moyenne est gn = 1/2(g' n + r n + r n) 9 n n 2 2 o nt = [(M-2r)xnj (modulo 2r) (10) La signification physique de n' se rapporte à la position des nouveaux échantillons b par rapport aux échantillons reçus a. Sur la figure 6, 22 2500245 n' = (21-16)n modulo 16 = 5n modulo 16 (11) ce qui signifie que pour chaque nouvel échantillon n, la valeur de n' augmente de 5 parties sur 16, comme on l'a mentionné. L'approximation de gn de l'équation 12 comme cela est illustré sur la figure 8, représente une parabole qui passe par les points fn' fn+l Comme cela est illustré, la parabole est plus pointue que ne le serait une courbe de troisième ordre passant par les quatre points fn-1 fn ' fn+l ' fn+2 Un autreschéma d'interpolation est illustré sur la figure 9. Une première parabole 900 passe par les points fn-1 ' fn et fn+! et une seconde parabole 902 passe par les points fn' fn+l et fn+2 - On peut les définir par les équations qui suivent: (900) gn = 1/2(2r+n' g'n + 2r-n' g"n) (12) 2r 2r (902) gn = 1/2(2r+1-n' g'n + n' g"'n) (13) 2r 2 r Pour l'interpolation d'un nouvel échantillon g entre le temps n de l'échantillon fn et le temps n n+1 de l'échantillon fn+l ' on pourrait, comme on l'a précédemment décrit, utiliser l'équation (12)àla première moitié de l'intervalle et l'équation (13) à la seconde moitié, avec la moyenne des deux au point intermédiaire. La moyenne sur tout l'intervalle, par ailleurs, donne 1 'équation gn = 1/4(3 g'n + 2n g"n = n_' g"' n) (14) - 2r 2r Une autre approximation de la valeur du nouvel échantillon gn interpolé entre des échantillons successifs fn peut être faite en pondérant l'équation (12) plus fortement à proximité du début de l'intervalle et l'équation (13) plus fortement à proximité de la fin de i'intervalle, l'équation en étant gn = 2r-n (équation 12) + n' (équation 13) (i5) 2r 2r La figure 10 illustre généralement les différences entre les valeurs des nouveaux échantillons gn déterminées par les approximations d'interpolation décrites dans l'équation (9) et l'équation (14). La courbe 1009 en trait plein a la forme d'une parabole selon l'équation 9 et la courbe 1014 en pointillé à la forme d'une parabole selon l'équation 14. La courbe 1009 est relativement fortement courbée, tombant en dessous des points fn-1 et fn+ 2 tandis que la courbe 1014 est moins fortement courbée et se trouve audessus de ces points. On a mentionné le fait qu'une interpolation pouvait être agencée pour accentuer les transitions et ainsi donner une image ayant un aspect moins "doux" ou plus "tranchant". Il est clair, sur la figure 10, que l'interpolation en utilisant l'équation 9 donnera de nouveaux échantillons accentuant l'état cassant dans des régions de forte concavité en comparaison à ceux établis selon l'équation 14. Les équations 4-6 et 9-14 représentent des inter- polations selon la loi des carrés (ou ordre supérieur) qui ont les caractéristiques communes de passer par les points fn et fn+1 et qui représentent les sommes des multiplications ou produits de quatre points d'échantillon fn 1 ' fn ' fn+1 et f, et o les multiplicateurs ont en-1 'n ' n-1 fn+2 la forme de p/2r o p est un nombre entier compris entre les valeurs de zéro et de 2. Le mode de réalisa- tion de l'invention permet par conséquent de mettre en oeuvre ces algorithmes par une succession de décalages et d'additions, facilement mis en oeuvre sous une forme rapide. On peut utiliser un agencement de circuit tel que celui de la figure 11 pour la mise en oeuvre d'un trans- codage du type général ci-dessus décrit. Sur la figure 11, des éléments correspondant à ceux de la figure 5 sont désignés par les mêmes repères. Les impulsions d'horloge à la fréquence F2 sont accumulées dans un compteur de n 510 à r étages qui est remis à zéro par la commande de temporisation 1104 quand le compte final de 2r-1 est atteint - 24 (dans l'exemple PAL, remis à zéro à 15). Pour chaque valeur de n du compteur 510, le registre d'instructions à ROM 516 choisit les instructions appropriées pour le calcul des valeurs g'n - g"n et g"'n à partir des valeurs couramment stockées de fn dans le registre de stockage 508. La figure 12 donne un schéma-bloc plus détaillé d'un mode de réalisation d'un transcodeur généralisé adapté au transcodage de signaux PAL échantillonnés à 4xSC (environ 17,7 MHz) à une fréquence de 13,5 MHz. Le signal analogique composite PAL f(t) est appliqué, par la borne d'entrée 1210, à un échantillonneur de préfiltrage de 17,7 MHz et convertisseur-analogique-numérique illustrés par un bloc 1212. L'échantillonnage dans le bloc 1212 est contrôlé par l'horloge Fl. La sortie du bloc 1212 est composée d'un certain nombre (dans ce cas 8) de canaux ou lignes portant les signaux en parallèle, dont un représente le bit le moins important (LSB) et un autre le bit le plus important (NSB). Les signaux sur ces lignes sont appliqués en parallèle ou simultanément à une quantité identique de registres à décalage dans un bloc 1214. Seuls les regitres à décalage pour les signaux LSB et MSB sont illustrés dans le bloc 1214. Le déclenchement ou fonction- nement des registres à décalage 1214 est contrôlé par des signaux de temporisation produits par un circuit de contrôle de temporisation illustré par un bloc 1216. Le circuit de temporisation 1216 reçoit, en plus des impulsions d'horloge Fl, certaines informations de synchronisation se rapportant au signal PAL reçu afin que le traitement des signaux reçus puisse être synchronisé pour se présenter dans des blocs de transcodage commençant avec le signal vidéo actif. Les signaux les plus nouveaux dans les registres à décalage correspondent à fn+2 et les plus vieux à fn-1, avec fn et fn+l en des emplacements intermédiaires. Ces signaux à 8 bits sont couplés des registres à décalage 1214 et appliqués par paires aux entrées de circuits de différen- ciation 1218, 1220 et 1222. Ainsi, fn et fn-1 sont appliqués à 1218; fn+l et fn sont appliqués à 1220 et fn+l et fn+2 sont appliqués à 1222. Les circuits de différenciation reçoivent également des entrées de tempori- sation (T) du contrôle de temporisation 1216 pour synchroni- ser leur fonctionnement avec les échantillons. Les sorties des circuis de différenciation 1218 et 1220 sont appliquées aux entrées de multiplicateurs 1224 et 1226, respectivement, qui multiplient par n'/16 comme on l'a décrit, par une succession de divisions par deux et d'additions, selon les valeurs de la variable courante n' qui est appliquée par la table 1228 à ROM. Comme on l'a mentionné, n' repré- sente la position, dans le temps, du nouvel échantillon qui est produit par rapport au temps des échantillons reçus adjacents. Pour un transcodage donné, par exemple de PAL à 13,5 MHz, le rapport des fréquences est connu et par conséquent la correspondance de 1 à 1 de n' au numéro de l'échantillon est connue, comme cela est donné par 1' exemple au tableau de la figure 7. La mémoire ROM 1228 est adressée par l'information se rapportant à la fréquence d'horloge F2 du nouvel échantillon qui est comptée par un compteur 1230 en blocs n. Chaque emplace- ment de mémoire ainsi adressé avait été précédemment chargé de l'information se rapportant à la valeur de n' correspondant au numéro d'adresse n pour ce transcodage particulier. Ainsi, pour chaque nouvel échantillon qui est produit dans un bloc de transcodage, les multiplica- teurs 1224 et 1226 reçoivent, de la mémoire ROM 1228, une valeur appropriée de n' indiquant les additions qui doivent être faites des signaux de différence divisés par deux. Le signal à la sortie du multiplicateur 1226 est appliqué à un additionneur 1232 o il est additionné à la valeur courante de fn pour produire un échantillon inter- polé linéairement g'n comme décrit par l'équation (1). De même, le signal à la sortie du multiplicateur 1224 est appliqué à un circuit additionneur à déclenchement d'horloge 1234 o il est additionné à fn pour produire 26 2500245 un échantillon linéairement extrapolé g"n selon l'équation (2). La valeur courante de n' est appliquée de la mémoire 1228 à un circuit de différenciation 1236 de (16-n'), et le signal de différence est appliqué à une entrée d'un multiplicateur 1238. Le signal de diffé- rence (fn+l fn+2) produit par le circuit de différence 1222 est appliqué à une seconde entrée du multiplicateur 1238. Le multiplicateur 1238 forme un produit en successi- vement divisant par deux et ajoutant selon la valeur de (16-n') pour former un signal de produit qui est appliqué à un additionneur 1240 pour addition à la valeur de fn+l pour former g"'n selon l'équation (3). La valeur de g'n est appliquée par un autre multiplicateur 1242, à un circuit d'addition 1244. Le multiplicateur 1242 multiplie par une valeur constante 11/16 qui a la forme de n/16 et qui par conséquent peut être mise en oeuvre par les circuits diviseurs par deux et d'addition. Les valeurs de g"n et g"'n sont * pondéréespar les multiplicateurs 1246 et 1248 respective- ment, selon la position du nouvel échantillon gn par rapport aux échantillons reçus adjacents. Le multiplicateur 1248 multiplie par n'/16 et reçoit, de la mémoire 1228, la variable courante n' dans ce but. Le multiplicateur 1246 multiplie par (16-n) /16 et reçoit comme variable courante le signal de différence (16n) du circuit de différenciation 1236. Ces deux multiplicateurs sont des types souhaités rapides et à décalage et addition ci-après décrits. Ces signaux pondérés g"n et g"''n sont ajoutés dans un circuit d'addition 1250. A la sortie de l'additionneur 1250, le signal est la somme d'une petite partie de g"n et d'une grande partie de g"'n, quand n' est faible, c'est -à-dire quand le nouvel échantillon gn est proche de l'échantillon n. Quand le nouvel échantillon u est proche de fn+l c'est-à-dire quand n' est proche de 16, par ailleurs, le signal produit par l'additionneur 1250 est formé d'une grande proportion de g"n et un peu de g"'n. Cette pondération crée une valeur estimée de f(t), le signal d'entrée analogique qui est très accentué dans des zones de courbure. Afin de diminuer l'accentuation, le signal additionnel à la sortie de l'additionneur 1250 est multiplié par un facteur fixe de 15/16 dans un circuit multiplicateur 1252, afin de réduire ainsi le poids accordé à l'estimation accentuée en comparaison à l'estima- tion linéaire g'n. Les signaux g'n pondérés par 11/16 g"n pondérés par 5/16 et g"'n sont additionnés dans l'additionneur 1244 et la sortie est arrondie pour produire la nouvelle valeur estimée de gn. Il sera apparent que la valeur de la pondération des signaux par les multiplicateurs 1242 et 1252 peut être modifiée à volonté, afin d'obtenir le degré souhaité d'accentuation. L'effet d'accentuation peut être incorporé dans l'algorithme par lequel les nouveaux échantillons sont formés: gn = 2r-k g'n + k (2r-n g"n + n' g'''n) (16) 2r 2 2 2r o k est une constante de dureté ou de netteté qui peut être zéro ou une valeur positive pouvant atteindre sa valeur maximum de 2r. Quandon a k=0, le second terme de- vient zéro et la valeur interpolée de gn est simplement l'interpolation linéaire g'n de l'équation (1). La partie du terme à droite de l'équation (16) ent rePaenthèses reprsente une parabole qui correspond aux valeurs de fn et fn+1, mais qui a une courbure bien plus aiguë que celle à laquelle on pourrait s'attendre du signal d'entrée f(t). Comme k est compris entre zéro et 2r, l'équation (16) peut être représentée par toutes les paraboles possibles qui passent par les valeurs de fn et fn+1 et se trouvent entre la ligne droite g'n et la parabole très aiguë entre les parenthèses de l'équation (16). Une valeur de k=8 par exemple donne l'équation (9) et une valeur de k=4 donne l'équation (14). Sur la figure 12, la valeur de k est incorporée par les multiplicateurs à constante fixe 1242 et 1252. Le multiplicateur 1242 multiplie par 16-k et le 1252. Le multiplicateur 1242 multiplie par -- et le multiplicateur 1252 multiplie par k/16 avec k=5, et le transcodeur fonctionne généralement selon l'équation (16). Les multiplicateurs 1224, 1226, 1238, 1246 et 1248 multiplient par le quotient d'une variable courante divisée r..r par 2, o r=4 et 2 =16. Les multiplicateurs 1242 et 1252 ont la même forme et ils ont un numérateur de valeur fixe. La figure 13 illustre, sous forme de schéma-bloc, un agencement numérique pour diviser un signal d'entrée X par un nombre ayant la forme de 2 et pour multiplier le résultat par une variable courante désignée par p.- Sur]a figure 13, le multiplicateur p est appliqué à une borne d'entrée 1310 et le multiplicande X est appliqué à une borne d'entrée 1320. Le multiplicande X est appliqué (en série ou en parallèle) à un registre 1322 qui, comme illustré, contient un mot numérique à 8 bits 10000001, représentant la valeur 129. Le MSB du registre 1322 repré- sente une valeur de 128. La division par deux est accomplie en introduisant le contenu du registre 1322 dans les 8 derniers étages d'un second registre 1324 à 9 bits. Le MSB du registre 1324 représente également la valeur 128 et il est préchargé de la valeur 0. En conséquence, le transfert de 10000001, du registre 1322 au registre 1324 représente une division par deux. La valeur stockée dans le registre 1324 à 9 bits est transférée aux 9 derniers étages du registre 1326 à 10 bits, dont le MSB est préchargé de la valeur de 128. En conséquence, le transfert de la donnée du regitre 1324 au registre 1325 représente une autre division par deux. La donnée étant encore divisée par transfert successif au registre 1328 à 11 bits et au registre 1330 à 12 bits. A la fin des transferts, les registres 1324, 1326, 1328 et 1330 sont chargés respective- ment de X/2, X/4, X/8 et X/16. Il faut noter que ces composants représentent 8/16X, 4/16X, 2/16X et 1/16X, respectivement, et il est apparent que toute valeur fractionnée de X entre 1/16 et 15/16 peut être obtenue en tant que la somme des diverses combinaisons des valeurs divisées stockées dans les registres. Dans l'exemple 29 2500245 illustré, p a une valeur de 7 (en numérique 0111) et par conséquent les contenus des registres 1326, 1328 et 1330 doivent être additionnés pour produire une somme de 7/16X. La valeur de p est introduite dans un registre 1332. Le contenu de chaque étage du registre 1332 est utilisé pour contrôler le déclenchement des registres 1324-1330 représenté par les portes 1334-1340. Une valeur de 1 dans un étage du registre 1332 permet au registre correspondant 1324-1330 d'être relié à d'autres circuits d'addition.Les registres 1324 et 1326 sont couplés aux entrées d'un circuit d'addition 1342, et les registres 1328 et 1330 sont couplés aux entrées d'un circuit d'addition 1344. Les sorties des circuits d'addition 1342 et 1344 sont couplées à l'entrée d'un autre circuit d'addition 1346 o le signal final de sortie (p/16X) est formé. Les blocs illustrés à proximité des additionneurs 1342, 1344 et 1346 illustrent les valeurs numériques en ces points. Tandis que dans les modes de réalisation qui viennent d'être décrits, on utilise les avantages de la multiplication par décalage et addition, des interpolateurs de la forme plus générale de la figure 14 sont possibles. Les fréquences d'échantillon des signaux d'entrée et de sortie sont choisies de façon qu'il y ait un nombre entier de blocs de transcodage pendant chaque ligne active, avec des temps simultanés d'entrée et de sortie des échantillons -au début et à la fin de chaque bloc de transcodage. De tels interpolateurs sont avantageux en comparaison à l'art antérieur, même si des multiplicateurs standards sont utilisés, parce qu'il faut peu de ces multiplicateurs pour obtenir une précision donnée. Par exemple, l'inter- polateur de la figure 4 ayant 4 multiplicateurs correspond à un agencement de l'art antérieur ayant 15 multiplicateurs. Sur la figure 14, un signal d'entrée est appliqué par la borne d'entrée 1410 aux entrées d'un élément à retard 1412, d'un circuit de synchronisation et de temporisation 1424. L'élément à retard 1412 retarde le signal d'une quantité connue pour produire un signal 2500245 retardé fn qui définit le signal d'entrée par fn-1 ' Le signal retardé fn est appliqué à d'autres éléments à retard 1414 et 1416 pour produire d'autres signaux retardés fn+ et fn+2. Les signaux fn-1 f fn+ et f sont n+ 1 n+2 n-1 nfn+ n+ 2 appliqués à des multiplicateurs qui peuvent être des multiplicateurs standards de 8 x 8 pour multiplier les signaux par,une fonction connue (obtenue de la table 1420 à ROM) de la variable courante n qui est produite par un circuit de synchronisation ou de temporisation 1424. Les signaux multipliés sont additionnés dans un addition- neur 1432 pour produire le signal interpolé de sortie souhaité à la borne de sortie 1422. Plutôt que d'utiliser une table à ROM comme la ROM 1228 de la figure 12 pour produire la valeur de n' à partir de la valeur de n selon le motif connu de l'emplacement dans le temps des nouveaux échantillons gn entre les temps d'échantillons adjacents reçus fn pour un transcodage général donné, il est possible d'utiliser un circuit logique pour calculer n' à partir de n selon l'équation: n' = (M-2r) x n(modulo 2r) La figure 16 montre un tel circuit logique. Sur la figure 16, des signaux d'entrée d'horloge à la sor+tie awàla nouvelle fréquence d'horloge F2 sont appliqués à mun compteur de n à r otages 1230 correspon- dant à celui de la figure 12. Les signatL d'horloge à F2 sont également appliqués à un circuit de contrôle de temporisation illustré par un bloc 1616 qui produit des impulsions de rétablissement ou remise à zéro pou.r un compteur 1230 et pour un compteur 1618 de n' à la fin d'un compte de 2r impulsions d'horloge F2 par le compteur 1230. Cela remet les compteurs 1230 et 1618 à zéro au début de chaque bloc récurrent d'échantillons. Le compteur 1230 compte les impulsions d'h.orloge F2 pour déterLiiner les valeurs courantes de n le numéro de l'échantillon de sortie dans chaque bloc d'izntsrpolation. Le comnde couramment stocké dans le rs re 1230 comme cela est illustré est de 13 31 2500245 (1101). A chaque impulsion d'horloge F2 successive, le contrôle de temporisation 1616 attaque un additionneur 1620 qui ajoute, à la valeur de n' couramment stockée dans le registre 1618 de n' (comme cela est illustré la dernière -ou valeur précédente de n' était de 13 ou 1101) un nombre fixe (M-2r) qui, comme illustré, est 5 (0101). La somme des deux est stockée dans un registre 1622 ayant r+1 étages dont l'étage gauche est le plus important. La somme de 5 et de la valeur précédente 13 de n' est 18 ou 10010, montrée comme étant couramment stockée dans le registre 1622. Les r étages moins importants du registre 1622 sont couplés à des étages correspondants du registre 1618 pour la remise au point de la valeur de n' à la valeur courante. Cependant, comme seuls les LSB du registre 1622 sont couplés, seules ces valeurs sont stockées dans le registre 1618 en tant que nouvelles valeurs de n'. Cet agencement force la valeur de n' à progresser par unitésde 5 (M-2r) pour chaque compte de n jusqu'à ce que la somme dépasse la valeur de (2ri), moment auquel le MSB dans l'étage (r+l) du registre 1622 est basculé à un état logique 1. Le transfert des r LSB r permet la progression par échelons de 5 en mode modulo 2 Tandis que les modes de réalisation qui viennent d'être décrits s'appliquent à une interpolation entre des échantillons de signaux le long des lignes horizontales de balayage dans un système de télévision numérique, il sera apparent à ceux qui sont compétents en la matière que les mêmes procédés d'interpolation peuvent s'appliquer verti- calement à des échantillons adjacents dans des lignes successives pour une interpolation entre des signaux à des fréquences différentes de balayage horizontal, ou dans le temps entre des échantillons au même emplacement dans des trames successives pour une interpolation entre des signaux à des fréquences de trame différentes. 32 2500245 REVENDICATI ONS 1.- Système de traitement de signaux échantillonnés de télévision caractérisé par: un moyen (10, 12, 14) pour faire fonctionner ledit système à 13,5 MHz afin d'obtenir 858 échantillons par ligne horizontale quand on traite des signaux nominaux à 525 lignes pargriles, 30 grdles par seconde et 864 échantillons par ligne horizontale quand on traite des signaux nominaux à 625 lignes par gril2l 25 grillespar seconde; et un moyen (16, 18, 150, 704) pour établir à 704 le nombre d'échantillons dans la partie de chaque ligne horizontale qui contient l'information d'image active. 2.- Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen précité pour établir comprend une porte (18). 3.- Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen nrécité pour établir le nombre d'échan- tillons à 704 comprend un moyen (14, 150) pour établir un intervalle d'effacement. 4.- Système selon la revendication 3, caractérisé en ce que le moyen précité pour établir un intervalle d'effacement comprend un compteur (150). 5.- Système selon la revendication 4, caractérisé en ce que le compteur (150) précité est validé par la synchronisation horizontale. 6.- Système selon la revendication 5, caractérisé en ce que le compteur (150) précité compte à un nombre prédéterminé choisi pour centrer les 704 échantillons précités. 7.- Système selon l'une quelconque des revendica- tions précédentes, caractérisé en ce que le signal échantillonné de télévision précité est numériquement codé. 8.- Système de transmission de signaux numériques 33 2500245 de télévision en couleur adapté à un transcodage pratique d'un signal vidéo composite échantillonné du type NTSC, caractérisé par un premier moyen (512, 526, 502, 504) pour produir.e M échantillons pendant la partie active de chaque ligne horizontale dudit signal NTSC pour échantillonner ledit signal NTSC, o M est le produit de la multiplication d'un nombre entier R par Q, ledit système comprenant un moyen d'échantillonnage (512, 526, 502, 524) pour produire des signaux d'échantillonnage pour ledit système à une fréquence telle qu'il y a un nombre pair N d' échantillons pendant la partie active de chaque ligne horizontale, N étant le produit de la multiplication de P par Q, P étant une puissance entière de 2 et Q étant un nombre entier, et la différence D entre P et R est un petit nombre entier. 9.- Système selon la revendication 8, caractérisé en ce que D est l'unité. 10.- Système selon la revendication 8, caractérisé en ce que P est égal à 16, R à 17, la différence D est égale à l'unité, Q égale 44, M égale 748 et N égale 704. 11.- Système selon la revendication 8, caractérisé en ce que la fréquence des M échantillons précités est égale à quatre fois la fréquence de la sous-porteuse couleur du signal vidéo NTSC. 12.- Système selon la revendication 11, caractérisé en ce que le premier moyen précité pour produire M échantillons comprend un moyen pour délass.er les échantil- lons se produisant pendant la partie active de chaque ligne horizontale du signal NTSC précité afin d'obtenir lesdits M échantillons. 13.- Procédé de transcodage d'un premier sipal échan- tillonné à une première fréquence F1 en un second signal échantillonné, caractérisé par les étapes de: choisir une seconde fréquence d'horloge F2 pour ledit second signal échantillonné de façon que le rapport F2/F1 desdites première et seconde fréquences d'horloge 34 2500245 soit sensiblement égal au quotient d'une somme et d'une puissance prédéterminée r de deux, ladite somme étant la somme de + 1 et de ladite puissance prédéterminée r de deux; lesdits premierset secondc points d'échantillon étant récurrents en blocs et en ce que les échantillons terminaux se présentent sensiblement simultanément, le nombre d'échantillons dans un groupe d'échantillons dépassant celui de l'autre groupe ainsi les temps de présence desdits seconds échantillons se décalent progres- sivement entre des points adjacents des premiers échantillons sur toute la durée d'un bloc; déterminer la valeur d'un premier échantillon (n) dudit premier signal et déterminer la valeur d'un second échantillon adjacent (n+1) dudit premier signal; former un signal de différence entre lesdites valeurs desdits premier et second échantillors (n) et (n+1); pondérer ledit signal de différence selon les positions relatives dans le temps desdits échantillons (n) et (n+1) avec ladite progression; et additionner ledit signal pondéré de différence avec la valeur dudit premier échantillon (n) dudit premier signal pour former un échantillon interpolé. 14.- Récepteur de signaux numériques pour la télévision, caractérisé par: une source (10, 12, 14) de signaux numériques échantillonnés a 13,5 Eiz et ayant un nombre pair N d'échantillons actifs par ligne horizontale, N étant le produit de la multiplication de P par Q, P étant une puissance entière de 2 et Q étant un nombre entier ayant une valeur proche de 44; un moyen de traitement de signaux numériques (20) couplé à ladite source de signaux pour traiter lesdits signaux; et un moyen de conversion numérique-analogique (22) couplé à La sortie- dudit moyen de traitement de signaux numé,ri2quea peur produire un signal analogique pour la téleVs ic: 15.- Récepteur selon la revendication 14, caractérisé en ce que P a une valeur de 16. 16.- Récepteur selon l'une quelconque des revendications 14 ou 15, caractérisé en ce que le nombre N d'échantillons actifs précités est choisi pour un trans- codage pratique d'un signal composite en système NTSC échantillonné M fois pendant la partie active de chaque ligne horizontale dudit signal NTSC, M étant le produit de la multiplication de R par Q, et en ce que la différence D entre P et R est un petit nombre entier. 17.- Récepteur selon la revendication 16, caractérisé en ce que la valeur de D est égale à l'unité.