FR 2509928 A1 19830121 FR 8212675 A 19820720 La présente invention concerne un réseau transformateur d'impédance connecté entre l'entrée d'un filtre d'ondes acoustiques de surface (OAS) et la sortie de son amplificateur d'attaque. Les filtres GAS comportent typiquement des transducteurs d'entrée et de sortie formés sur la surface d'un substrat Chaque transducteur comporte deux électrodes en dents de peigne dont les dents sont entrelacées En réponse à l'application d'une tension d'entrée au transducteur d'entrée, une onde acoustique est émise en provenance du transducteur d'entrée, est propagée le long de la surface du substrat et est reçue par le transducteur de sortie, qui la convertit en une tension de sortie La réponse de fréquence du filtre OAS est déterminée par le choix du nombre, de la distance d'écartement mutuel et de la longueur de chevauchement des paires de dents adjacentes Comme les filtres OAS peuvent être conçus par la technologie de circuits intégrés, ils sont considérablement plus simple et donc moins coûteux que les filtres analogues à composants discrets Par conséquent, ils ont été largement utilisés dans des produits de grande consommation tels que des récepteurs de télévision. Typiquement, ils trouvent application dans la section de fréquence intermédiaire (FI) et sont destinés à conférer à la section FI une caractéristique de réponse de fréquence de bande passante prédé- terminée. Alors que les filtres OAS présentent les avantages indi- qués ci-dessus, une partie des ondes de surface émises par le trans- ducteur d'entrée peuvent être réfléchies par le transducteur de sortie et ainsi produire une onde de "double parcours", tandis qu'une partie de l'onde de double parcours peut encore être réfléchie par le transducteur d'entrée pour produire une onde de "triple parcours". De plus, des réflections entre les transducteurs d'entrée et de sortie peuvent également se produire à des ordres supérieurs Chaque onde réfléchie est transformée en une tension correspondante par le transducteur de réception Dans un récepteur de télévision, les tensions retardées produites par le transducteur de sortie en réponse aux ondes réfléchies reçues peuvent apparaître dans le signal vidéo déduit du signal FI et se révéler sous forme d'images fant 8 mes de celle visualisée par le tube image Puisque chaque onde successive- ment réfléchie est atténuée par rapport à la précédente, la tension relative à l'onde de triple parcours est la plus importante. De nombreuses techniques permettant d'empêcher les réflections d'ondes et de réduire l'amplitude des tensions corres- pondantes sont connues La technique la plus souvent employée consiste à accroître volontairement les pertes associées au filtre OAS Ceci peut être obtenu par l'existence d'un défaut d'adaptation de l'impédance du circuit d'entrée ou de sortie associé au filtre OAS par rapport-aux impédances correspondantes du filtres OAS Bien que les amplitudes des tensions résultant de l'onde principale et des ondes réfléchies soient toutes deux atténuées, puisque les amplitudes des tensions résultant des ondes réfléchies sont typiquement beaucoup plus faibles que celle correspondant à l'onde principale, l'atténua- tion due aux pertes a un effet beaucoup plus important sur la réduction des effets visibles des ondes réfléchies que sur la pertur- bation de l'image résultant de l'onde principale Typiquement, l'atténuation du signal principal est compensée par un amplificateur précédent le filtre GAS. Dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique n' 4 271 433, il est décrit un=amplificateur d'attaque pour filtre OAS utilisé dans la'section FI d'un récepteur de télévision Un trajet de contre- réaction est établi entre la sortie et l'entrée de l'amplificateur afin de réduire son impédance de sortie et, par conséquent, augmenter l'atténuation des tensions résultant de l'onde à double parcours (et d'autres ordres supérieurs, correspondant à des ondes ayant effectuées un nombre pair de parcours) Plus spécialement, ce dispo- sitif comporte un transistor monté en amplificateur à émetteur commun comportant une résistance de réaction entre son collecteur et sa base Un inducteur est connecté entre le collecteur du transis- tor et un point de connexion de tension d'alimentation qui fait éga- lement fonction de terre pour les signaux de courant alternatif et est choisi de façon à être en résonance avec la capacité d'entrée du filtre OAS pour la fréquence centrale de la réponse de bande passante FI voulue, par exemple 44 M Hz, et, ainsi, l'annuler effica- cernent Une résistance de charge du transistor est connectée entre l'entrée du filtre OAS et la terre des signaux de courant alternatif. La sortie des-amplificateurs d'attaque OAS de ce type et de types analogues est typiquement couplée à l'entrée du filtre OAS par un condensateur d'arrêt de courant continu dont la capacité est choisie suffisamment grande pour que l'impédance soit négligeable dans la bande passante FI Typiquement, pour les récepteurs de télé- vision des Etats-Unis d'Amérique pour lesquels le centre de la bande passante FI est à 44 M Hz, on choisit la capacité du condensateur d'arrêt de courant continu à 1 000 picofarads (p F) ou au-dessus de cette valeur Egalement, un tel condensateur d'arrêt n'est pas nécessaire et pourrait théoriquement être remplacé par un conducteur puisque le dispositif OAS est capacifif En pratique toutefois, on utilise un condensateur d'arrêt de courant continu pour empêcher l'application de tensions continues entre les deux électrodes en dents de peigne du transducteur d'entrée, ceci pouvant entraîner des mécanismes de défaillance à long terme dans le dispositif OAS. Par conséquent, dans de tels dispositifs d'attaque, la résistance de charge et les possibilités d'alimentation électrique du transistor de sortie déterminent la tension fournie au transduc- teur d'entrée par le filtre OAS, tandis que l'impédance de charge en parallèle avec l'impédance de sortie de l'amplificateur déterminent l'impédance à laquelle le signal de double parcours est appliqué et, par conséquent, l'importance de son atténuation Puisque les filtres OAS typiques sont des dispositifs à réponse de tension, la résistance de charge doit avoir une valeur relativement grande afin de ne pas nécessiter l'utilisation d'un transducteur de sortie ayant des possibilités d'alimentation en courant exception- nelles, un tel transistor étant co teux En opposition avec la volonté de disposer d'une résistance de charge d'une valeur rela- tivement importante aux fins de l'alimentation du filtre OAS à l'aide d'une tension d'entrée voulue, se trouve la volonté de donner à cette résistance de charge une valeur relativement petite pour augmenter l'atténuation du signal de double parcours. Dans un dispositif d'attaque OAS du type décrit ci-dessus, les condensateurs d'arrêt de courant continu n'affectent en aucune manière le fonctionnement alternatif du circuit Toutefois, selon l'invention, dans un dispositif d'attaque pour filtre CAS, qui possède deux bornes d'entrée pour recevoir un signal d'entrée, l'une étant connectée à un point de potentiel de terre pour le courant alternatif, et deux bornes de sortie entre lesquelles est créé un signal de sortie, comportant un amplificateur possédant une borne d'entrée destinée à recevoir un signal d'entrée et une borne de sortie à laquelle est produit un signal de sortie, une inductance connectée entre la borne de sortie de l'amplificateur et un point de potentiel de terre pour le courant continu, un condensateur connecté entre la borne de sortie de l'amplificateur et la borne d'entrée du filtre GAS, et une résistance connectée entre la borne d'entrée du dispositif OAS et un point de potentiel de terre pour les signaux de courant alternatif, la capacité du condensateur est choisie suffisamment basse pour que celui-ci affecte notablement le fonctionnement de courant alternatif du dispositif d'attaque et, plus spécialement, en combinaison avec l'inductance et la résistance, forme un réseau de transformation d'impédance qui élève la valeur de l'impédance de charge effective de l'amplificateur et abaisse l'impédance de sortie effective du dispositif d'attaque Plus spécia- lement, on choisit de manière souhaitable la capacité du condensateur de façon qu'elle soit du même ordre de grandeur que la capacité d'entrée du filtre OAS et qu'elle soit de préférence inférieure à cinq fois la capacité d'entrée Par conséquent, dans le dispositif d'attaque selon l'invention, le condensateur affecte sensiblement la fréquence de résonance du circuit accordé parallèle comportant l'inductance et de la combinaison série du condensateur et de la capacité d'entrée du filtre OAS (Il faut noter que, puisque la capacité d'entrée d'un filtre OAS typique est inférieure à 50 p F, si le condensateur a la capacité d'un condensateur d'arrêt de courant continu typique, par exemple 1 000 p F environ, il n'affec- tera sensiblement pas la résonance parallèle) En pratique, on choisit les valeurs de la capacité et de l'inductance de façon que ( 1) l'inductance et la capacité forment un circuit résonnant série entre la borne d'entrée du filtre OAS et la terre du courant alter- natif, lequel circuit résonne à une fréquence suffisamment-proche de la bande passante voulue pour atténuer les signaux de double parcours de la bande passante qui lui sont appliqués; et ( 2) l'inductance, le condensateur et la capacité d'entrée du filtre OAS forment un circuit résonnant parallèle entre la borne de sortie de l'amplifica- teur et la terre des signaux de courant alternatif, lequel circuit résonne à une fréquence se trouvant à l'intérieur de la bande passante voulue afin d'accrottre l'impédance de charge effective de l'ampli- ficateur Le réseau transformateur d'impédance rend possible l'utili- sation d'un transistor de sortie qui offre des possibilités d'alimentation électrique comparativement inférieures et est donc moins coûteux tout en réduisant l'impédance shunt à laquelle est appliqué le signal de deuxième parcours, ce qui accroit donc son atténuation. Selon un autre aspect de l'invention, l'amplificateur peut être conçu de façon à comporter une connexion de contre-réaction entre les bornes de sortie et d'entrée de l'amplificateur, ainsi que cela est décrit dans le brevet cité N O 4 271 433 Alors, le réseau transformateur d'impédance de l'invention s'est révélé en mesure d'abaisser l'impédance de sortie du dispositif d'attaque entre la borne d'entrée du filtre OAS et la terre des signaux de courant alternatif, entre lesquels le signal de double parcours est appliqué, et cela d'une façon plus importante qu'on ne l'aurait attendu de la seule part du circuit résonnant série comportant l'inductance et la capacité. La description suivante, conçue à titre d'illustration de l'invention, vise à donner une meilleure compréhension de ses caractéristiques et avantages; elle s'appuie sur les dessins annexés, parmi lesquels: la figure 1 représente en partie un schéma simplifié et en partie un schéma de principe montrant un mode de réalisation de l'invention utilisé dans la section de fréquence intermédiaire d'un récepteur de télévision; et la figure 2 comporte des représentations graphiques de diverses caractéristiques de réponse de fréquence servant à faciliter la compréhension de l'invention. Des valeurs typiques sont présentées sur la figure 1. Plus spécialemenent,la résistance 37 vaut 100 et les résistances, RB: 1 E, R 2 et RL valent respectivement 2 000, 560, 8,2, 56 et 470 X 1; le condensateur 39 vaut 1 000 p F et les condensateurs CDC, C Bet CS valent respectivement 1 000 p F, 0,01 /u F et 16 p F; l'inductance L vaut 0,82 /u H. Dans le récepteur de télévision présenté sur la figure 1, un signal de fréquence intermédiaire (FI) fourni par un dispositif d'accord 1 est filtré par un filtre d'entrée 3 Le signal de sortie du filtre d'entrée 3 est couplé,via un condensateur d'arrêt de courant continu CDC, dont la capacité est choisie de façon qu'il existe une impédance négligeable dans la bande passante FI à une borne d'entrée 5 d'un amplificateur 7 Le signal de sortie de l'amplificateur 7 est obtenu à une borne de sortie 9 et appliqué, via un réseau transfor- mateur d'impédance 11, à une borne d'entrée 13 a d'un filtre OAS 15. Le signal de sortie du filtre OAS 15, produit à une borne de sortie 17 a, est appliqué à une section FI 19 La section FI 19 détecte les composantes vidéo, de chrominance, de son et de synchronisation du signal FI; lesquelles sont ensuite appliquées à des parties respec- tives d'une section 21 de traitement de signaux. Le filtre OAS 15 comprend un transducteur d'entrée 23 et un transducteur de sortie 25 formés à la surface d'un substrat piézoélectrique 27, constitué par exemple de tantalate de lithium (Li Ta O 3) Chacun des transducteur 23 et 25 comporte deux électrodes en forme de peignes dont les dents sont entrelacées L'une des élec- trode du transducteur d'entrée 23 est connectée à la borne d'entrée 13 a et l'autre des électrodes d'entrée du transducteur d'entrée 23 est connectée à la borne d'entrée 13 b, laquelle est connectée à la terre des signaux de courant alternatif Les deux électrodes du transducteur de sortie 25 sont connectées aux bornes de sortie 17 a et 17 b Le nombre, la distance d'écartement et la longueur de chevauchement des paires de dents de chacun des transducteur 23 et 25 sont choisis de façon à produire une caractéristique de bande passante voulue:adaptée à la conformation de la réponse de fréquence de la caractéristique de bande passante FI Le dispositif OAS fabriqué sous la référence "F 10 32 U" par la société Toshiba convient pour être utilisé comme filtre OAS 15 Le filtre d'entrée, sous forme de composant distinct, ainsi que les filtres, constitués de composants distincts, de la section FI 21 conforment également la réponse de la caractéristique de bande passante FI Par exemple, le filtre d'entrée 3 peut comporter un circuit accordé conçu pour éliminer la composante de son du canal adjacent (couramment désignée comme le signal de son du canal adjacent) qui se produit à 47,25 M Hz Un tel filtre d'entrée est décrit dans le brevet N O 4 271 433 cité ci-dessus La caractéristique de réponse de fréquence de la bande passante conférée aux récepteurs utilisés aux Etats-Unis d'Amérique est indiquée par la caractéris- tique A de la figure 2. Les-tensions créées entre les bornes d'entrée 13 a et 13 b du filtre OAS 15 sont transformées par le transducteur 23 en une onde acoustique qui se propage le long de la surface du substrat 27 jusqu'au transducteur de sortie 25 L'onde reçue est transformée en une tension qui apparatt entre les bornes de sortie 17 a et 17 b. Malheureusement, ainsi que cela a été indiqué ci-dessus, une partie de l'onde reçue par le transducteur 25 est réfléchie par ce dernier et reçue par le transducteur d'entrée 23 Cette onde réfléchie est transformée en une tension correspondante qui est appelée ci-après signal de double parcours Une partie de l'onde réfléchie venant du transducteur de sortie 25 et reçue par le transducteur d'entrée 23 est réfléchie par le transducteur d'entrée et est reçue par le trans- ducteur de sortie 25, qui la convertit en une tension appelée ci-après signal de triple parcours Puisque ce signal de triple parcours est retardé dans le temps par rapport au signal principal déduit de l'onde du premier parcours qui s'est propagée du transducteur d'entrée 23 au transducteur de sortie 25, le signal de triple parcours peut produire une image fantôme dans l'image produite par le tube image du récepteur de télévision. L'amplificateur 7 comporte un transistor NPN 31 monté en amplificateur à émetteur commun L'émetteur du transistor il est connecté à la terre des signaux par l'intermédiaire de résistances R et R 2 connectées en-série La base du transistor 31 est connectée à la borne d'entrée 5 de façon à recevoir le signal de sortie du filtre 3 Une résistance R est connectée entre la base et la terre B des signaux Le collecteur du transistor 31 est connecté à la borne de sortie 9, laquelle est connectée au réseau transformateur d'impé- dance 11 La sortie de l'amplificateur 7, au niveau du collecteur du transis'tor 31, est connectée à l'entrée de l'amplificateur 7, au niveau de la base du transistor 31, par l'intermédiaire d'une résis- tance RF. Les résistances RB et RF établissent la tension de polari- sation de l'électrode de base du transistor 31 Les résistances R 1 et RE 2 établissent la tension de polarisation 'de l'électrode d'émetteur du transistor 31 La résistance RE 2 est dérivée à la terre des signaux par l'intermédiaire d'un condensateur de dérivation CB choisi de façon à avoir une impédance négligeable dans la bande passante FI. La résistance R qui établit une contre-réaction entre la base et l'émetteur du transistor 31, est choisie de façon à comimander le gain de l'amplificateur 11 pour empêcher la surcharge de celui-ci La résistance RF établit une contre-réaction entre la sortie et l'entrée de l'amplificateur 7 Cette contre-réaction abaisse l'impédance d'entrée de l'amplificateur 7 de façon à adapter plus étroitement l'impédance, par exemple de l'ordre de 50 si, sur la sortie du filtre d'entrée 3 La contre- réaction produite par la résistance RF abaisse également l'impédance de sortie de l'amplificateur 7 s'établissant sur la borne de sortie 9 Puisque le signal de double parcours est appliqué aux bornes de cette impédance de sortie, il subit une atté- nuation plus importante que celle qui existerait en l'absence de la résistance de réaction RF - Le réseau transformateur d'impédance 11 produit une impédance de charge relativement élevée pour l'amplificateur 7 et produit également une impédance de sortie relativement basse entre la borne d'entrée 13 a du filtre OAS 15 et la terre des signaux de courant alternatif En résultat> la demande d'alimentation en courant du transistor 31 subit une diminution et l'atténuation du signal de double parcours s'accrolt, par comparaison avec un circuit analogue ne possédant pas le réseau transformateur d'impédance 11, ainsi que cela va être expliqué ci-dessous. Le réseau transformateur d'impédance Il comporte une inductance L connectée entre la borne de sortie 9 et une borne 33 à laquelle est appliquée une tension d'alimentation B+ Un réseau de filtrage 35 comprend une résistance 37 connectée en série avec l'inductance L,et un condensateur de dérivation 39 connecté entre le point de jonction de l'inductance L avec la résistance 37 et la terre des signaux de courant alternatif élimine de la tension d'ali- mentation B+ les composantes de courant alternatif On choisit la valeur du condensateur 39 de façon qu'il ait une capacité relativement grande et que, ainsi, il présente une impédance négligeable dans la bande passante FI En effet, l'inductance L est connectée entre le collecteur du transistor 31 et la terre des signaux de courant alter- natif La partie restante du réseau transformateur d'impédance Il comporte un condensateur C connecté entre la borne de sortie 9 et la borne d'entrée 13 a du filtre OAS 15, et une résistance RL connectée entre la borne d'entrée 13 a du filtre OAS 15 et la terre des signaux de courant alternatif. La structure du circuit constitué de l'amplificateur 7, de l'inductance 11, du condensateur C, de la résistance RL et du filtre OAS 15 est sensiblement identique à celle présentée dans le brevet N O 4 271 433 cité ci-dessus Toutefois, comme noté ci-dessus, dans le brevet cité, il est indiqué que la valeur du condensateur correspondant C doit être celle d'un condensateur d'arrêt, ayant une valeur relativement grande, par exemple 1 000 p F ou plus, de façon à présenter une impédance négligeable dans la bande passante FI Ainsi, si ce n'était pour la raison pratique d'empêcher l'application de tensions continues au filtre OAS 15, on pourrait, selon le brevet cité ci-dessus, remplacer le condensateur C par un conducteur. Dans le circuit du brevet cité ci-dessus, on choisit l'inductance L de façon à former un circuit résonnant parallèle avec la capacité effective C présenté entre la borne d'entrée 13 a du filtre o AS 15 et la terre des signaux de courant alternatif, qui résonne sensiblement à la fréquence centrale de la bande passante FI, par exemple 44 M Hz pour les Etats-Unis d'Amérique La raison de ce choix de l'inductance L est d'annuler efficacement l'effet du conden- sateur d'entrée C du filtre OAS 15. Dans le circuit selon l'invention, on choisit le conden- sateur C de façon qu'il présente une capacité pour laquelle son impé- dance est apte à produire une transformation d'impédance bilatérale entre la borne de sortie 9 de l'amplificateur 7 et la borne d'entrée 13 a du filtre QAS 15 dans la bande passante FI Plus spécialement, on choisit la capacité du condensateur C du même ordre de grandeur que la capacité d'entrée C du filtre OAS 15 de manière qu'elle s exerce un effet sur la résonance du circuit résonnant parallèle consti- tué de l'inductance L et de la combinaison en série des condensateurs C et CS On choisit les valeurs particulières de C et L de façon que ( 1) le circuit résonnant parallèle comprenant L et la combinaison en série de C et Cs résonne dans la bande passant FI et, de façon souhai- table, à sa fréquence centrale, par exemple 44 l Ez; et ( 2) le condensateur C et l'inductance L forment un circuit résonnant série qui résonne à une fréquence suffisamment proche de la bande passante FI pour réduire l'impédance de sortie existant entre la borne d'entrée 13 a et la terre des signaux de courant alternatif sur laquelle est appliqué le signal de double parcours produit par le filtre OAS 15. Il s'est révélé que le choix de la capacité du condensateur C A environ cinq fois au moins la capacité du condensateur CS produisait des résultats convenables En termes de fréquence résonnante ou de zéro produit par le circuit résonnant série, il est souhaitable qu'elle soit égale ou supérieure à 2-1 C 5 LCS En ce qui concerne le fonctionnement, le signal de double parcours produit par le filtre OAS 15 entre la borne d'entrée 13 a et la terre des signaux de courant alternatif est appliqué à l'impé- dance de sortie du circuit d'attaque constitué de la combinaison parallèle de la résistance RL> du circuit accordé série comprenant le condensateur C et l'inductance L et l'impédance de sortie de l'amplificateur 7 présentée à la borne de sortie 9 de cet amplifica- teur 7 Ainsi, on notera que, pour le point de résonance du circuit accordé série constitué du condensateur C et de l'inductance L, le signal de double parcours sera dérivé, via une impédance négligeable, sur la terre des signaux de courant alternatif La réduction de l'impé- dance de sortie du circuit d'attaque dans la bande passante sera d'autant plus prononcé que la fréquence de résonance (ou "zéro") de L et C sera plus proche de la bande passante FI, ainsi que cela est indiqué par les caractéristiques B et C-de la figure 2 Ainsi, en choisissant les valeur de L et C de façon qu'une résonance circuit se produise à 39 M Hz, juste au-dessous de la bande passante FI, il sera obtenu un résultat notable Toutefois, si l'on choisit les valeurs de L et C de façon qu'il existe une résonance quelque peu écartée de la bande passante, par exemple à 18 Miz, -par comparaison avec la fréquence centrale de 44 M Hz, on obtiendra également, et de manière surprenante, un résultat effectif Ceci est dû à l'autre aspect du réseau transformateur d'impédance décrit ci-dessous. Non seulement le réseau transformateur d'impédance 11 diminue l'impédance de sortie présentée sur la borne 13 a, mais il augmente également l'impédance de charge effective de l'amplifica- teur 7 La caractéristique D de la figure 2 indique la réponse de fréquence de l'impédance de charge Ceci est souhaitable de deux pointsde vue Tout d'abord, par comparaison avec le circuit dans lequel le condensateur C est un simple condensateur d'arrêt de courant continu présentant une impédance négligeable dans la bande passante FI, le fait augmenter la charge effective que le transistor 31 doit commander réduit le courant que ce transistor 31 doit fournir pour produire une même tension d'attaque aux bornes du filtre OAS 15 et de la terre des signaux de courant alternatif pour une valeur donnée de la résistance RL' En résultat, le transistor 31 peut être un transistor moins coûteux que celui utilisé dans le dispositif d'attaque pour lequel C est simplement un condensateur d'arrêt. Alors que l'on peut penser obtenir un même résultat avec un circuit d'attaque dans lequel le condensateur C sert simplement de condensateur d'arrêt du courant continu et présente une impédance négligeable dans la bande passante FI, il s'avère que, en augmentant simplement la valeur de RL ou, éventuellement, en l'omettant, ce choix accroit de manière nuisible l'amplitude du signal de double parcours Ainsi, avec le circuit selon l'invention, il est possible de choisir un transistor ne pouvant transporter que des faibles puissances d'une manière cohérente avec le but consistant à maintenir faible l'amplitude du signal de triple parcours. La présence de la résistance R se révèle également L souhaitable puisque cette résistance applatit la réponse de fréquence de l'impédance de charge effective de l'amplificateur 7 dans la bande passante FI par le fait qu'elle réduit le c 8 té pointu de la résonance (c'est-à-dire le facteur Q) du circuit résonnant parallèle comportant les composants L, C et CS De plus, puisque l'impédance d'entrée des dispositifs OAS tend à être relativement élevée, par exemple de l'ordre de plusieurs milliers d'ohms, l'absence de la résistance RL peut avoir pour effet de rendre l'impédance de charge effective si élevée que l'amplificateur 7 présente des possibilités d'oscillation. En outre, la résistance R tend à réduire les effets des variations L de l'impédance d'entrée du filtre OAS 15. En deuxième lieu, et-d'une manière qui est peut être encore plus frappante que l'effet consistant à abaisser la puissance et; par conséquent, abaisser le coût du transistor à utiliser, le fait de diminuer la valeur du condensateur C jusqu'à un même ordre d'amplitude que le condensateur Cs pour produire le réseau transfor- mateur d'impédance Il tend également à faire diminuer l'amplitude du signal de double parcours même lorsque le zéro dû à la résonance série de L et C est quelque peu écarté de la bande passante FI, par exemple 18 M Hz, comme cela a été décrit ci-dessus, par comparaison avec une fréquence centrale de 44 Mz On pense que ceci se produit par le fait que, comme noté ci-dessus, la charge effective que l'ampli- ficateur 7 délivre s'accroit Ceci à pour effet d'accroître le gain en sens passant de l'amplificateur 7 D'après une équation de réaction bien connue permettant de déterminer l'impédance de sortie d'un amplificateur montéavec réaction, soit zz _ OUT OUT l-j 1 o Z'OUT est l'impédance de sortie avec réaction, ZOUT est l'impé- dance de sortie sans réaction, fi est le facteur de réaction et A est le gain de sens passant, on voit que, lorsque A augmente, l'impé- dance de sortie diminue Ainsi, la transformation d'impédance effec- tuée par le réseau 11 a pour effet d'augmenter l'atténuation du signal de double parcours suivant deux mécanismes: ( 1) par la création, à la borne d'entre 13 du filtre OAS 15, d'un circuit résonnant série dont la résonance est suffisamment proche de la bande passante FI pour efficacement dériver le signal de double parcours; et ( 2) par l'augmentation du gain de sens passant de l'amplificateur 7, entraînant donc la diminution de son impédance de sortie. On note que la position de la résistance RL est impor- tante Si R est directement connectée à la bande de sortie 9 de l'amplificateur 7, au niveau du collecteur de transistor 31, ainsi que cela est suggéré dans "Surface Acoustic Wave Filter Manual for TV Application" publié par la société japonaise Murata Manufacturinc Co, Ltd, (en particulier pages 14 et 15), au lieu que se soit au niveau de la borne d'entrée 13 a du filtre OAS , après le condensateur C, toute transformation d'impédance réalisée par L et C sera perturbée par RL En particulier, dans la première configuration, RL abaisse l'impédance de charge effective de l'amplificateur 7 et élève l'impédance de sortie présentée entre la borne d'entrée 13 du filtre OAS 15 et la terre des signaux à laquelle le signal de double parcours est appliqué, par compa- raison avec le circuit selon l'invention Ceci se produit également si l'on omet RLà ainsi que cela est suggéré par le Manuel Murata (voir en particulier les pages 21 et 22). Le tableau suivant est une liste de valeurs d'impédance de sortie mesurées pour le circuit présenté sur la figure 1, les valeurs étant indiquées pour différentes capacités du condensateur C, lesquelles comprennent 1 000 p F et des valeurs de l'ordre de grandeur de la capacité de CS Dans ce circuit, il a été utilisé un filtre OAS fabriqué par la société Toshiba sous la référence "F 10 32 U" possédant une capacité d'environ 16 p F pour le condensateur CS. IMPEDANCE DE SORTIE (ohms) Fréquence C = 1 OOO p F C = 82 p F C = 68 p F C = 56 p F (Mz) 290 225 209 190 42 280 236 225 209 44 264 238 224 213 46 245 224 226 212 48 248 231 227 219 240 230 220 220 On notera que, même à 82 p F (la capacité la plus facilement dispo- nible qui est proche de 80 p F = 5 CS), laquelle capacité produit une résonance série avec L à 18 M Hz environ, l'impédance de sortie est plus faible que celle attendue simplement de la contribution du zéro a 18 M Hz Tandis que, à 44 M Hz, la réduction de l'impédance de sortie entre 1 000 p F et 82 p F est d'environ 10 %, il a été découvert que cette réduction pouvait efficacement diminuer l'amplitude du signal de double parcours, par comparaison avec le circuit comportant 1 000 p F. Il est naturellement souhaitable que l'atténuation maxi- male du signal de double parcours se produise à la fréquence image, ou au moins au centre de la bande passante FI, par exemple à 44 M Hz. Toutefois, on notera qu'il est impossible de faire figurer au centre de la bande passante FI la fréquence de résonance du circuit résonnant série constitué de L et C (c'est-à-dire 1/( 2 i\LC) et la fréquence de résonance du circuit résonnant parallèle constitué de la combi- c C naison série de C et CS (c'est-à-dire 1/( 21) Toutefois, c + cs le fait de choisir C approximativement égal ou inférieur à 5 CS réduit le signal de double parcours dans la bande passante I Fi Ceci est souhaitable puisque ceci entraîne au moins une réduction des composantes du signal de double parcours apparaissant A la fréquence porteuse couleur, laquelle se trouve, par exemple aux Etats-Unis d'Amérique, à 42,17 l Ez. Bien entendu, l'homme de l'art sera en mesure d'imaginer, à partir de l'appareil dont la description vient d'être donnée ci- dessus à titre simplement illustratif et nullement limitatif, diverses variantes et modifications ne sortant pas du cadre de l'invention. pe R E V E N D I C A T I O N S 1 Appareil comprenant: un amplificateur ( 7) possédant une borne d'entrée ( 5) destinée à recevoir un signal d'entrée et une borne de sortie ( 9) à laquelle est produit un signal de sortie; un dispositif à ondesde surface ( 15) possédant une première et une deuxième borne d'entrée ( 13 a, 13 b) destinées à recevoir entre elles un signal d'entrée, ladite deuxième borne ( 13 b) étant connectée à un point de potentiel de terre pour le courant alternatif, et possédant une borne de sortie ( 7 lia; 17 b) à laquelle est un produit un signal de sortie, ledit dispositif à ondes de surface ( 15) présentant une caractéristique de filtre à bande passante prédéterminée permettant de filtrer le signal d'entrée de façon a produire le signal de sortie, le dispositif à ondesde surface présentant une capacité CS entre ses bornes d'entrée ( 13 a, 13 b); caractérisé par un moyen transformateur d'impédance ( 11) couplé entre la bande de sortie ( 9) dudit amplificateur ( 31) et ladite première borne d'entrée ( 13 a) du dispositif à ondesde surface, ledit moyen comportant une inductance (L) de valeur L connectée entre la borne de sortie ( 9) de l'amplificateur et ledit point ( 7) de potentiel de terre du courant alternatif; un condensateur (C) dont la capacité C est choisie de façon que la capacité effective C de la combinaison-série dudit condensateur (C) et dudit condensateur (Cs)it sensiblement diffé-. rente de la capacité CS existant entre ladite borne de sortie ( 9) de 'l'amplificateur et ladite borne d'entrée ( 13 a) du dispositif à ondes desurface; et une résistance connectée directement entre la borne d'entrée du dispositif à ondesde surface et le point de potentiel de terre du courant alternatif sans aucun élément intermédiaire ladite capacité effective CE et ladite inductance L formant un circuit résonnant parallèle entre la borne de sortie de l'amplificateur et le point de terre des signaux de courant alter- natif, lequel circuit résonnant parallèle possède une fréquence de résonance se trouvant à l'intérieur de ladite bande passante. 2 Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que la valeur de capacité C est du même ordre que la valeur de capacité Cs 3 Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'amplificateur ( 7) comporte un moyen de réaction (R, R) connecté entre les bornes de sortie et d'entrée ( 9, 5) dudit amplificateur de façon à appliquer au moins une partie dudit signal de sortie de l'amplificateur à ladite borne d'entrée de l'amplificateur. 4 Appareil selon la revendication 3, caractérisé en ce que l'amplificateur comporte un transistor ( 31) dont l'électrode de base est connectée à ladite borne d'entrée ( 5) de l'amplificateur; dont l'électrode d'émetteur est connectée audit point de terre des signaux de courant alternatif; et dont l'électrode de collecteur est connectée à ladite borne de sortie de l'amplificateur; et une résistance (R F) connectée entre l'lectrode de collecteur et l'électrode de base. Appareil selon la revendication 2, caractérisé en ce que ladite valeur de capacité C est sensiblement égale ou inférieure à 5 CS. 6 Appareil selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'amplificateur comporte une résistance (R) connectée entre son électrode d'émetteur et le point de terre des signaux de courant alternatif.