FR 2503498 A1 19821008 FR 8205311 A 19820329 r3498 "Emetteur pour signaux à modulation angulaire" La présente invention concerne un émetteur pour signaux à modulation angulaire comportant une entrée pour des signaux binaires synchrones, qui est connectée à un filtre de prémodulation dont la sortie est connectée à l'entrée de signal d'un dispositif de modulation de fréquence servant à fournir, en réac- tion à une tension de signal d'entrée, un signal de sortie à une fréquence dépendant de manière linéaire de la tension de signal. lO Un tel émetteur est décrit dans les Procee- dings of the 29th IEEE Vehicular Technology Conferen- ce, Arlington, Illinois, Etats-Unis d'Amérique, 27à mars 1979, pages 13-9. Cet émetteur connu a l'avantage de fournir une bonne suppression du spectre de puissance se trouvant en dehors de la bande, ce qui permet d'uti- liser des distances de canaux plus petites ou des vi- tesses de transmission plus grandes ou une puissance d'émission plus élevée ou une combinaison de ces pos- sibilités. Pour cet émetteur connu, on utilise comme filtre de prémodulation un filtre passe-bas à carac- téristique de passage constituée par une courbe de Gauss, qualifié de filtre passe-bas de Gauss. Un système formé d'un émetteur et d'un ré- cepteur est normalement optimalisé pour un rapport si- gnal/bruit optimum par un filtre dit de postmodulation dans le récepteur. Dans la publication mentionre phs haut, il est element fitmnn d'un fitredemo pour le fiW de poetmcduolaticn, ce fitre &2atpac en avrtadu êecteur et dkxnn filtre de prédection. L'invention vise à procurer un émetteur du type indiqué dans lequel la suppression du spectre de puissance se trouvant en dehors de la bande soit au moins aussi bonne que celle de l'émetteur connu, qui puisse cependantdans le système d'émetteur et de récepteur,assurer une amélioration sensible du taux d' erreur en fonction du rapport signal / bruit. L'émetteur conforme à l'invention est carac- térisé en ce que le filtre de prémodulation présente une réponse d'impulsion h(t) conforme à l'expres- sion: N h(t) = g(t) - 2-- a(n) [ g (t-nT) + g (t+nT)] n = 1 o g(t) est la réponse d'impulsion d'un filtre passe- bas de Gauss, T est un retard égal à la durée d'un élément de signal binaire et n est un nombre entier. Dans une situation pratique, il n'est pas nécessaire de dépasser une valeur basse de n, par exemple n Le filtre de postmodulation dens le récepteur étant placé derrire le détecter ou le démodulateur (filtre de pastdModulaticn) aur, pxurcs résultats::,um,.ms, une réporse d'impu],of, de rae m farne rale avec évituellement une largeur de bmcde supérieure à d' au- tres valeurs pour les facteurs a(n), pour réaliser un rapport signal/bruit maximum. L'invention sera décrite ci-après plus en détail avec référence aux dessins annexés, dans les- quels: la Fig. 1 est le schéma synoptique d'un système de transmission radio connu, formé d'un émet- teur et d'un récepteur; la Fig. 2 est le schéma synoptique d'un filtre de prémodulation conforme à l'invention à uti- liser dans l'émetteur représenté à la Fig. 1; la Fig. 3 est le schéma synoptique d'un filtre de prémodulation simplifié conforme à l'in- vention; la Fig. g illustre la réponse d'impulsion d'un filtre passe-bas de Gauss (A) et la réponse d'impulsion d'un filtre de prémodulation (B) confor- me à l'invention; la Fig. 5 illustre le taux d'erreurs Pe en '- ' 4ó8 fonction du rapport signal/bruit dans le système re- présenté sur la Fig. 1, sans applicaticr (C, e avec a!rlicaticn '_ de l'invention, et la Fig. 6 est le schéma synoptique d'un filtre depotdémodulation à utiliser dans le récepteur du système représenté à la Fig. 1. Le système représenté à la Fig. 1 comporte un émetteur TR et un récepteur RC. L'émetteur TR comporte une entrée 1 pour des signaux de données binaires synchrones, qui est connectée à un filtre de prémodulation passe-bas 2. La sortie de ce filtre est connectée à l'entrée de signal d'un dispositif de modulation de fréquence 3. Ce dernier fournit un signal de sortie à une fréquen- ce qui est une fonction linéaire de la tension sur l'entrée de signal. Dans la forme la plus simple, le dispositif 3 peut être réalisé par un oscillateur réglé par variation de tension (VCO). Dans la prati- que, on peut prévoir d'une manière connue des moyens pour stabiliser la frécuence médiane et l'excursion de fréquence. Le signal de sortie du dispositif de modulation 3 est amené à la partie de sortie 4 de l'émetteur qui peut comporter d'une manière connue un ou plusieurs étages d'amplificateur et/ou de trans- lation de fréquence. Le récepteur RC comporte une partie d'entrée qui peut comprendre d'une manière connue un ou plu- sieurs étages d'amplificateur HF et MF et un ou plu- sieurs étages de modulation. La sortie de la partie d'entrée est connectée à un dispositif démodulateur en quadrature 6 dont les sorties sont connectées à un régénérateur de données 7. Le dispositif de démodulation 6 comporte les démodulateurs 6-1 et 6-2 qui sont commandés par deuxw signaux orthogonaux provenant de la source d'onde porteuse locale 6-, à une fréquence qui est égale à la frequence médiane du signal de sortie de la partie 2 523498 d'entrée 5. Les filtres de postdémodulation passe- bas 6-i et 6-5 sont connectés aux sorties des démo- dulateurs 6-1 et 6-2. Les sorties de ces filtres forment les sorties du dispositif de démodulation 6. Un émetteur et un récepteur de ce type sont, par exemple, décrits dans la publication mentionnée plus haut. Dans la dite publication, on considère le cas o l'excursion de fréquence t f du dispositif de modulation de fréquence 3 est d'un quart du débit binaire fb en hertz, c'est-à-dire que &if = fb/A. Ceci correspond, comme mentionné dans la publication, à la condition imposée pour la modulation MSK, selon laquelle,en une période de symbole T, la phase chan- ge dans une mesure égale à 7/2. Dans la dite publication, on considère en outre le cas o le filtre de prémodulation 2 est un filtre passe-bas de Gauss et on prend diverses va- leurs de sa largeur de bande normalisée Bb.T en con- sidération. En particulier, il est fait men-in de la valeur Bb.T = 0,19 pour laquelle on obtient une up- pression du spectre de puissance en dehors de la ban- de du signal de sortie du dispositif de modulation 3 qui est presque égale à celle réalisée pour la modula- tion TFM (tamed frequency modulation; référence 25 d- la dite publication). Un rapport signal/bruit optimum aux sor- ties du dispositif de démodulation 6 dépend de la formation du signal par le filtre de prémodula- tion 2 et le filtre de postdémodulation 6-4 (6-5) et de la formation du bruit par le filtre de postdé- modulation 6-4 (6-5). Une partie de la formation du signal dans le récepteur RC ou même la totalité de cette formation peut s'effectuer dans les éta- ges MF de la partie d'entrée 5. On fa-t ci-arrés :..-o>:h'se que la formation est concentrée dans I el'tre de rr c. 3t... tc. 6-4 r6-5. ?5_7498 Dans la dite publication, on considère le cas o la formation du signal dans le récepteur est effectuée par un filtre passe-bande de Gauss de prédétection, c'est-à-dire un filtre qui se trouve dans la partie d'entrée 5. La largeur de bande de ce filtre sera dans ce cas égale au double de celle d'un filtre de postdémodulation équivalent. Dans la publication, on considère en particulier un filtre passe-bande de Gauss présentant une largeur de bande relative B.T' = 0,75 pour réaliser un taux d'erreur minimum. Ceci correspond à une largeur de bande relative Bb.T = 0,375 pour le filtre de postdémodulation 6-4 (6-5). On a constaté que le taux d'erreur peut être notablement amélioré sans que la suppression du spectre de puissance en dehors de la bande soit al- térée, par réalisation du filtre de prémodulation 2 comme illustré sur la Fig. 2 et par utilisation d'un filtre de postdémodulation 6-4 (-6-5) réalisé de maniè- re correspondante. Le filtre de prémodulation 2 représenté sur la Fig. 2 comporte un filtre passe-bas de Gauss 2-1 et un filtre de correction 2-2. Ce dernier comporte une cascade de 2n sections de retardement Dn'... Dl', Dl... Dn, chacune avec un retard de T sec., o. T sec. représente la durée d'une période de sym- bole du signal d'entrée binaire sur l'entrée 1. Les signaux d'entrée des sections Dn'... D1 et les signaux de sortie des sections Dl,... Dn sont amenés par les multiplicateurs respectifs Mn'... MIl' et Ml... Mn,après multiplication par les facteurs po- sitifs respectifs a(n)... a(l) et a(l)... a(n), au dispositif sommateur de signaux 2-3. Dans ce dispo- sitif, ces signaux sont soustraits du signal qui est amené directement de la sortie de la section Dl' au dispositif 2-3. La réponse d'impulsion h(t) du filtre )3498 de prémodulation selon la Fig. 2 peut être représen- tée par: N h(t) = g(t) - -i a(n) [ g(t-nT) + g (t+nT)] (1) n = 1 n=l o g(t) est la réponse d'impulsion du filtre passe- bas de Gauss 2-1. Une forme d'exécution simplifiée du filtre 2 est représentée sur la Fig. 3. Cette forme d'exé- lO cution correspond au cas o a(n) j 0 pour n = 2 et a(n) = 0 pour n = 1 et pour n > 2. Sur la Fig. I, la courbe A illustre la ré- ponse d'impulsion du filtre passe-bas de Gauss 2-1 pour Bb.T = 0,19 et la courbe B illustre la réponse d'impulsion de la combinaison du même filtre 2-1 pour Bb.T = 0,19 et du filtre de correction 2-2 selon la Fig. 3 pour a(2) = 0,02. Sur la Fig. 5, la courbe C illustre le taux d'erreur Pe en fonction du rapport signal/bruit S/N du système connu avec un filtre de prémodulation de Gauss 2 pour lequel Bb.T = 0,19 dans l'Énetteuretavecunfil- tre de postdémodulation de Gauss 6-4 (6-5) pour lequel Bb.T = 0,375 dans le récepteur. Dans ce cas, il con- vient de noter que dans la publication, il est démon- tré que cette dernière valeur est une valeur optimum indépendante de la valeur de Bb.T du filtre dans l'émetteur. La courbe D illustre le taux d'erreur en fonction du rapport signal/bruit lors de l'utilisa- tion d'un filtre de prémodulation 2 selon la Fig. 3 pour lequel Bb.T = 0, 19 et ac(2) = 0,02, etd'un filtre de postdémodulation 6-4 (6-5) selon la Fig. 3 pour lequel Bb.T = 0,24 et a(2) = 0, 07. Le gain dans le rapport signal/bruit est d'environ 1,35 dB. Dans la pratique, on peut réaliser un filtre de prémodulatinr. 2 plus simple ën inversant l'ordre de succession des filtres 2-1 et 2-2 selon les Fig.2,3. Le filtre 2-2 peut alors, à cause de la na- ture binaire du signal d'entrée, être fomé de sec- tions de retardement numériques. Une forme de réalisation du filtre de la Fig. 3 à utiliser comme filtre de postdémodulation 6-i (6-5) dans le récepteur est illustrée sur la Fig. 6. Le filtre illustré sur la Fig. 6 comporte un réseau de phase minimum 8, par exemple un réseau représenté sous la forme d'un réseau en échelle, présentant une fonction de transfert G(jw)' qui est donnée par: G(jw)' = G(jw).exp (-a(2).e-j2wT) (2) o G(jw) représente la fonction de transfert du filtre passe-bas de Gauss 2-1 selon la Fig. 3. Pour de petites valeurs de a(2), la réponse d'impulsion g(t)' du réseau 8 est donnée par: g(t)' = g(t) - a(2) g(t-2T) (3) Les termes g(t) et -a(2) g(t-2T), qui sont nécessaires pour la réalisation du filtre représenté à la Fig. 3, peuvent être réalisés par le réseau 8 avec la fonction de transfert G(jw)' modifiée. Le terme -a(2) g(t+2) restant peut être réalisé par le branchement du réseau 8 en un point adéquat en avant de la sortie. Ceci s'effectue par application d'un branchement 9 à une impédance trans- versale 10. Le signal de sortie du réseau 8 est com- biné avec le signal sur le branchement 9 par le for- mateur de différence 11, dont la sortie forme la sor- tie du filtre de postdemodulation 6-4 (6-5). La réponse d'impulsion h(t) du filtre de la Fig. 6 est donnée par: h(t) = g(t) -î(2) g (t-2T) - OE(2) g(t+2T) (4) 3498 Cette expression (4) correspond à 1'expres- sion (1) lorsqu'cny c2e c(n) = O pour n = 1 et n > 2. ' 3498 R E V E N D I C A T I ON Emetteur pour signaux à modulation angulai- re comportant une entrée pour des signaux binaires synchrones, qui est connectée à un filtre de prémodu- lation dont la sortie est connectée à l'entrée de si- gnal d'un dispositif de modulation de fréquence ser- vant à fournir, en réaction à une tension de signal d'entrée, un signal de sortie à une fréquence dépen- dant de manière linéaire de la tension de signal, ca- ractérisé en ce que le filtre de prémodulation a une réponse d'impulsion h(t) conforme à l'expression: N h(t) = g(t) - Y-- a(n) [ g (t-nT) + g(t+ nT)] n =1 o g(t) est la réponse d'impulsion d'un filtre pas- se-bas de Gauss, T est un retard égal à la durée d'un élément de signal binaire et n est un nombre entier.