FR 2486338 A1 19820108 FR 8113258 A 19810706 La présente invention se rapporte à la correction de la distorsion de la trame, comme une correction de distorsion en coussinet latéral, pour des circuits déflecteurs. Dans un téléviseur, les faisceaux d'électrons se déplaçant à l'intérieur du tube-image du téléviseur sont déviés par les champs magnétiques produits par des courants de déviation en dents de scie qui s'écoulent dans des enroulements de déviation horizontale et verticale. Les faisceaux d'électrons déviés explorent un motif de trame sur l'écran de phosphors du tube-image. Le motif de la trame, sans correction, peut présenter diverses distorsions géométriques, comme une distorsion en coussinet latéral ou est-ouest, et une distorsion en coussinet supérieur ou inférieur ou nord-sud. Pour corriger une distorsion en coussinet latéral, le courant de déviation horizontale crête à crête est modulé à la fréquence verticale de façon parabolique. Dans certains circuits de correction de distorsion latérale, une réactance saturable est placée en série avec l'enroule- ment de déviation horizontale. On fait varier l'inductance de la réactance saturable à la fréquence verticale de façon parabolique pour produire une correction de coussinet latéral. Dans de tels circuits, la réactance saturable est un composant relativement coûteux et peut ne pas être appropriée pour produire les quantités relativement importantes de correction en coussinet latéral requises pour des angles de déviation de 100 ou 1100. Des circuits modulateurs à diodespeuvent également être utilisés pour produire une correction de coussinet latéral, en particulier pour des tubes-images à angle de déviation relativement important. Les circuits modulateurs à diodesfonctionnent typiquement en faisant varier, à la fréquence verticale, d'une façon parabolique, la tension produite dans un condensateur de modulateur en utilisant un circuit shunt réglable relié aux bornes du condensateur. Le circuit shunt réglable dissipe soit du courant dans l'élément en shunt ou, s'il est agencé en configuration de shunt de commutation, il nécessite un circuit relativement complexe pour obtenir l'action de commutation. Dans d'autres circuits de correction de coussinet latéral, on utilise un élément passant en série entre l'alimentation en courant continu B+ et le circuit de déviation horizontale. On fait varier l'impédance de cet élément à la fréquence verticale de façon parabolique pour faire varier de même la tension continue effective appliquée au circuit de déviation horizontale. Un tel agencement dissipe de la puissance dans l'élément passant en série et il faut un dispositif relativement robuste. La présente invention a pour caractéristique un circuit de correction pourune distorsion de la trame telle qu'une distorsion en coussinet latéral, qui a une dissipa- tion relativement faible et-qui peut être utilisé avec des tubes-images à grand angle de déviation. Selon un-mode de réalisation préféré de l'invention, un circuit déflecteur avec correction de distorsion de la trame comprend une source de première tension comprenant une composante de tension de polarité alterrant et un enroulement de déviation horizontale. Un générateur de déviation horizontale est relié à la source de première tension pour en produire une tension d'aller. Le générateur de déviation comprend un commutateur d'aller qui est relié à l'enroulement de déviation horizontale pour appliquer périodiquement la tension d'aller à l'enroulement déflecteur afin de produire, dans cet enroulement déflecteur, un courant de balayage horizontal. Des moyens sont prévus pour produire un signal de correction de distorsion de la trame. Des moyens sont sensibles à ce signal de correction de distorsion de la trame pour relier une source de seconde tension au généra- teur de déviation horizontale, seulement pendant une partie de chaque cycle de la composante de tension de polarité alternaxitepour faire varier la tension d'aller de façon à corriger la distorsion de la trame. Dans un mode de réalisation spécifique, un inverseur applique une tension en créneau à l'enroulement primaire d'un transformateur de courant. La tension produite dans un enroulement secondaire du transformateur est redressée à simple alternance pour produire la première tension à une borne de sortie du redresseur simple alternance. Une self d'entrée est reliée entre la borne de sortie du redresseur simple alternance et l'agencement en série de l'enroulement de déviation horizontale et du condensateur d'aller. Un élément de commutation applique la seconde tension à la self d'entrée en un moment réglé pendant l'intervalle de nonconduction du redresseur simple alternance. La valeur moyenne de la tension appliquée à la self d'entrée est contrôlée en contrôlant le moment de passage à la fermeture de l'élément de commutation. Cette valeur moyenne est égale à la valeur moyenne de la tension développée dans le condensateur d'aller. En faisant varier le moment de passage à la fermeture de l'élément de commutation à la fréquence verticale d'une façon parabolique, la valeur moyenne de la tension au condensateur d'aller varie de même pour moduler le courant crête à crête de balayage horizontal de façon à produire une correction de coussinet latéral. Dans un autre mode de réalisation de l'invention, le transformateur comprend un transformateur ferro- résonnant ayant des tensions régulées développées dans ses enroulements secondaires comprenant l'enroulement secondaire relié au redresseur simple alternance ci-dessus mentionné. Un enroulement secondaire à haute tension est relié à un circuit à haute tension pour appliquer un potentiel continu d'accélération régulé pour l'électrode finale du tube-image. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparattront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant uh mode de réalisation de l'invention et dans lesquels: - la figure 1 montre un circuit d'alimentation en courant et de déviation selon l'invention, produisant une correction de coussinet latéral; - les figures 2 et 3 montrent des formes d'ondes associées au circuit de la figure 1; et - la figure 4 illustre une partie du circuit de la figure 1 comprenant un mode de réalisation spécifique du circuit de contrôle de coussinet par modulation de la largeur des impulsions. Dans un circuit d'alimentation en courant et de déviation horizontale 10 pour un téléviseur, qui est représenté sur la figure 1, une source de tension continue non-régulée, Vi, est développée à une borne 20. La tension d'alimentation peut être obtenue de l'alimentation redressée et filtrée du réseau qui n'est pas représenté La tension d'alimentation Vi est appliquée à une prise centrale 21 d'un enroulement primaire 23a d'un transforma- teur d'entrée 23. L'enroulement primaire 23a est relié à un inverseur 22, qui peut être de forme traditionnelle. L'inverseur 22 est excité par la tension d'alimentation Vi, et il fonctionne comme un générateur de créneau pour produire une tension d'excitation d'entrée 123a qui est appliquée à l'enroulement primaire 23a du transformateur. Un enroulement secondaire-23b du transformateur 23 fonctionne comme une source de tension alternative pour exciter un générateur de déviation horizontale ou étage de sortie 37. Une tension de sortie de polarité alternant 123b, se répétant à la fréquence de la tension d'excitation, est développée à une borne A reliée à l'enroulement secondaire 23b. Pour un inverseur 22 ayant une durée utile de fonctionnement de l'ordre de 50%, une excursion crête -à crête de la tension-de sortie 123b, par exemple, de 250 volts, donne une excursion de la tension de crête de sortie de 125 volts. La tension produite dans un autre enroulement secondaire 23d du transformateur 23 est redressée à simple alternance par une diode 38 et filtrée par un condensateur 39 pour produire une tension continue Vc à une borne C, qui est par exemple de +24 volts en courant continu. La tension Vc est par conséquent de plus faible grandeur que la grandeur d'une excursion de crête de la tension en créneau 123b. Un enroulement tertiaire 23c à haute tension du transformateur 23 est relié à un circuit à haute tension 45 pour produire un potentiel d'accélération à une borne U, qui est appliqué à l'électrode finale d'un tube-image de téléviseur, non représenté. Pour régler les tensions de sortie dans les enrou- lements secondaires 231 et 23d et la tension de sortie dans l'enroulement à haute tension 23c, le transformateur 23 peut être formé d'un transformateur ferrorésonnant. Le noyau magnétisable 123 du transformateur 23, qui n'est illustré que sous forme schématique électrique sur la figure 1, peut comprendre, par exemple, un noyau rectangu- laire avec l'enroulement primaire 23a enroulé sur une branche du noyau rectangulaire. Les enroulements de sortie 23b-23d seraient enroulés sur le noyau 123 de façon à être reliés magnétiquement de façon lâche à l'enroulement primaire 23a pour produire une quantité-prédéterminée de flux de fuite, requis pour un fonctionnement ferro- résonnant. Pour produire des tensions régulées dans les enroulements de sortie, la partie de noyau en-dessous des enroulements de sortie est magnétiquement saturée à chaque alternance de la tension d'excitation 123a. Pour obtenir une saturation magnétique, l'aire en coupe transversale du noyau sous les enroulements de sortie peut être plus faible que celle sous l'enroulement primaire et un condensateur résonnant 24 ou un condensateur résonnant 44 peut être relié à l'enroulement 23b ou 23c, respectivement. La conception et la construction d'un transformateur ferro- résonnant peuvent être semblables à cellesdécrita dans la demande de brevet U.S. NO 144 150 intitulée "HIGH FREQUENCY FERRORESONANT POWER SUPPLY FOR A DEFLECTION AND HIGH VOLTAGE CIRCUIT " de F. W. Wendt, déposée le 28 Avril 1980, qui correspond au brevet britannique N0 2 041 668A, ou peuvent être semblables à cellesdécritesdans la demande de brevet U.S. NI 007 814 de F. W. Wendt intitulée "HIGH FREQUENCY FERRORESONANT TRANSFORMER " déposée le 30 Janvier 1979 et publiée sous le NI de brevet U.S. 4 262 245 le 14 Avril 1981. Avec une tension d'excitation 123a en créneau de polarité alternée ayant une durée utile de 50% appliquée à l'enroulement primaire 23a du transformateur ferro- résonnant, les excursions positive de crête et négative de crête de la tension régulée en créneau 123b de sortie resteront relativement inchangées avec les variations de la tension continue d'alimentation nonrégulée Vi, si l'on néglige toute tension ondulatoire à plus haute fréquence superposée sur la tension de sortie 123b. Le générateur de déviation horizontale 37 comprend un étage oscillateur horizontal et d'attaque 35, un commutateur d'aller 36, comprenant un transistor de sortie horizontale 29 et une diode d'amortissement 30, une capacité de retour formée des condensateurs de retour 31 et 32 en série et l'agencement en série d'un enroulement de déviation horizontale 33 et d'un condensateur d'aller ou de mise en forme de S 34, l'agencement en série étant à travers le commutateur d'aller et la capacité de retour. L'étage oscillateur horizontal et d'attaque 35 met en circuit le transistor de sortie horizontale 29 pendant l'intervalle d'aller horizontal de chaque cycle de déviation et met le transistor hors circuit ou le fait passer à l'ouverture pour amorcer l'intervalle de retour horizontal. Pendant le retour horizontal, la capacité de retour développe une tension impulsionnelle de retour dans l'enroulement de déviation horizontale 33, et développe une tension impulsionnelle de retour Vr au collecteur du transistor de sortie horizontale 29, comme le montre la forme d'onde en trait plein de la figure 2a entre les temps to et t1 et t6 et t7 Pendant l'intervalle d'aller horizontal tl-t6 des figures 2a et 2b, le commutateur d'aller 36 est conducteur et applique la tension d'aller développée dans le condensateur d'aller 34, à l'enroulement de déviation horizontale 33 pour y produire un courant positif de balayage horizontal de mise en forme de S, iy, comme le montre la forme d'onde en trait plein de la figure 2b entre les temps t1 et t6. Le centre de l'aller horizontal se produit à proximité du temps t3. Pour synchroniser le balayage horizontal sur l'information d'image à visualiser sur l'écran du tube-image du téléviseur, une tension impulsiornelle de retour développée dans le condensateur de retour 32 est appliquée à l'étage oscilla- teur horizontal et d'attaque 35 le long d'une ligne 47 et une impulsion de synchronisation horizontale 50- est- appliquée par une ligne 48. Pour obtenir un fonctionnement synchronisé de l'inverseur 22 avec le balayage horizontal, une ligne 49 applique, à l'inverseur 22, un signal de synchronisation 51 obtenu de l'étage oscillateur horizontal et d'attaque 35. Ainsi, la tension d'excitation d'entrée en créneau 123a et les tensions de sortie régulées, comme la tension de sortie 123b se présentent à la fréquence de déviation horizontale 1/TH pendant un fonctionnement synchronisé de l'inverseur. La tension de sortie produite par l'enroule- ment secondaire 23b à la borne A est illustrée sur la figure 2c en tant que tension VA, et sa phase est telle que l'instant final de la partie positive de la tension VA se produise à proximité de l'instant final de l'intervalle de retour, à proximité des temps t1 et t7. La tension VA a généralement une forme d'onde semblable à la tension idéalisée en créneau 123b de la figure 1, mais diffère de cette forme d'onde de tension parce que, par exemple, la tension VA de la figure 2c n'a pas de flanc menant et arrière verticaux et a une composante d'ondulations multiples superposée en courant alternatif d'une grandeur relativement faible. Le courant pour compenser la perte de charge dans le condensateur d'aller 34 à chaque cycle de déviation, du fait de la dissipation dans le générateur de déviation horizontale 37, est obtenu de la borne B et s'écoule en tant que courant d'entrée i0 dans une inductance ou self d'entrée 28 reliée entre la borne B et une borne D reliée.à l'enroulement de déviation horizontale 33 et au collecteur du transistor de sortie horizontale 29. La dissipation se produit par suite des pertes résistives dans.des éléments tels que 1 'enroulement de déviation horizontale 33, la self d'entrée 28 et le condensateur, d'aller 36. La valeur moyenne ou en courant continu, VT, de la tension d'aller développée dans le condensateur d'aller 34, quand on fait sa moyenne sur un nombre sensible de cycles de déviation horizontale, détermine la valeur crête à crête du courant de balayage horizontal iy. Comme aucune tension continue ne peut être entretenue dans une bobine d'inductance, la valeur moyenne VT de la tension d'aller est égale à la valeur moyenne de la tension VB produite à la borne B et appliquée à la self d'entrée 28. -Selon une caractéristique de l'invention, un circuit 52 de correction de coussinet fait varier la valeur moyenne de la tension VB à la fréquence verticale, d'une façon parabolique, pour faire de même varier la valeur moyenne VT de la tension d'aller, comme le montre la figure 3. Comme on peut le voir sur la figure 3, pendant les parties supérieure et inférieure du balayage vertical, à proximité des temps T1 et T3, la tension moyenne d'aller VT est de faible valeur, et pendant la partie centrale du balayage vertical, à proximité du temps T2, la tension moyenne d'aller VT est de forte valeur, afin de produire ainsi la modulation parabolique requise du courant crête à crête de balayage horizontal pour obtenir une correction de coussinet latéral. La valeur moyenne IL du courant d'entrée io dans la self 23, quand on fait sa moyenne sur un nombre sensible de cycles de déviation horizontale, est illustrée sur la figure 3. Le courant moyen d'entrée IL varie sensiblement à la fréquence verticale. Le courant moyen de charge IL contient une composante, sensiblement en phase avec la tension VT, et représente le courant requis pour compenser les pertes résistives dans le générateur de déviation horizontale 37. Le courant moyen de charge IL contient également une composante de courant déphasée de 900, maximum au temps T1 et minimum au temps T3, qui représente la charge et la décharge à une fréquence verticale, du condensateur d'aller 34 selon la modulation de la tension VB produite par le circuit de correction de coussinet 52. Si le condensateur d'aller 34 a une valeur relativement faible, comme cela peut être le cas dans des circuits de déviation horizontale pour des tubes- images à 1101ouà grand angle, la composante en phase du courant IL peut typiquement être bien plus importante que la composante déphasée de 900. La forme d'onde de courant IL présentera une forme généralement parabolique avec une valeur de crête se produisant à proximité du temps T2 sur la figure 3. Le circuit de correction de coussinet 52 comprend un transistor réglable de commutation 41, et un circuit de réglage de coussinet 43 à modulateur de la largeur des impulsions, sensible à un signal 53 à la fréquence verticale 1/TV, obtenu dans le circuit de déviation verticale 42. L'émetteur du transistor de commutation 41 est relié à la borne C et son collecteur est relié à la borne B par une diode 27. Une résistance 46 est reliée entre la base et l'émetteur du transistor 41. Quand le transistor de commutation 41 est conduc- teur, la tension continue VC est appliquée à la borne B et un courant i1 s'écoule de la borne C à la borne B. La conduction du transistor 41 est commandée par une tension de commutation 54 dont la largeur d'impulsion est modulée, qui est appliquée à la base du transistor par le circuit 43. Le circuit 43 fait varier dans le temps le flanc arrière ou négatif de la tension de commutation 54, à la fréquence verticale, d'une façon parabolique, pour produire une correction de coussinet latéral. Sur les figures 2a-2e, les formes d'onde en trait plein illustrent divers tensions et courants dans le circuit de la figure 1 sur un cycle de déviation horizontale à proximité de la partie centrale du balayage vertical, à proximité du temps T2 sur la figure 3. Les formes d'onde en pointillésdes figures 2a-2e représentent les mêmes- tensions et courants à proximité de la partie inférieure du balayage vertical, près du temps T3 sur la figure 3. On considCre le fonctionnement du circuit de déviation horizontale et d'alimentation en courant corrigé contre une déformation en coussinet latéral, sur un cycle de déviation horizontale à proximité du centre dubalayage vertical, comme cela est illustré par les formes d'onde en trait plein des figures 2a-2e. Une diode 25 de la figure 1 redresse à simple alternance la tension de sortie de polarité alternée et en créneau VA, pendant l'intervalle de tension de polarité positive t5-t7, et applique cette tension redressée à simple alternance à la borne B, comme le montre la figure 2d par la tension VB produite à la borne B entre les temps t5 et t7. Pendant l'intervalle t5-t6, la borne D de la self d'entrée 28 est mise à la masse par le commutateur d'aller 36. La tension vo développée dans la self d'entrée 28 entre les temps t5 et t6 est ainsi égale à la tension VB produite à la borne B. Le courant i0 pendant cet intervalle est égal à un courant positif en dents de scie comme le montre la figure 2e. Pendant l'intervalle de retour horizontal t6 -t7 et to-t1, la tension impulsionnelle de retour horizontal Vr est appliquée à la self d'entrée 28. La tension vo développée dans la self d'entrée 28 devient négative et le courant d'entrée io diminue comme le montre la figure 2e. Pendant l'intervalle t5-t7, l'intervalle de polarité positive de la tension en créneau VA, le courant d'entrée i0 est obtenu de l'enroulement secondaire 23b du transformateur, et il s'écoule sous la forme d'un courant i2 dans l'enroulement et la diode formant redresseur simple alternance 25. L'intervalle à tension négative ou de polarité alternée de la tension en créneau VA commence à proximité du temps t1, début de l'intervalle d'aller horizontal et continue jusqu'au temps t5. La diode 25 se trouve polarisée en inverse à proximité du temps t1. Pour maintenir l'écoulement de courant dans la self d'entrée 28, une diode formant volant 26 est reliée à la borne B. La diode 26 devient conductrice quand la diode 25 est polarisée en inverse, c'est-à-dire à proximité du temps t1 comme le montre la figure 2d par la tension VB de valeur nulle qui commence à proximité du temps t1. La diode 26 continue à être conductrice jusqu'à un instant contrôlé, t2. Sans tension développée dans la self d'entrée 28 entre les temps t1 et t2, le courant i0 reste un courant de pente nulle et relativement constant comme le montre la figure 2e. Entre les temps t1 et t2, le courant i0, s'écoule sous forme de courant i3 dans la diode 26. A l'instant contrôlé- t2, qui coïncide avec le flanc négatif de la tension de commutation dont la largeur d'impulsion est modulée 54, le transistor 41 de commuta- tion devient conducteur, polarisant la diode 27 en direct et appliquant la tension continue Vc à la self d'entrée 28 par la borne d'entrée B. La diode 26 se trouve polarisée en inverse et la tension VB à la borne B entre les temps t2 et t5 est égale à la tension continue V. La tension vo développée dans la self d'entrée 28 entre les temps t2 et t5, l'intervalle de conduction du transistor 41, est ainsi égale à la tension continue d'alimentation VC. Un courant d'entrée en dents de scie de pente positive i0 s'écoule dans la self d'entrée 28 entre les temps t2 et t5. Le courant d'entrée i o entre les temps t2 et t5 est obtenu de l'alimentation en tension V et il s'écoule sous forme d'un courant i1 à travers le transistor 41 et la diode 27. Au temps t5, la tension VA devient une tension positive, supérieure à la tension VC, polarisant la diode 25 en direct, et la diode 27 en inverse. En même temps, le flanc menant ou positif de la tension de commutation 54 polarise le transistor 41 en inverse. Comme on l'a précédemment mentionné, la valeur moyenne de la tension à la borne B est sensiblement égale à la valeur moyenne VT de la tension d'aller dans le condensateur 34. En contrôlant la durée de conduction du transistor de commutation 41 par le contrôle du moment du passage à la fermeture du transistor, la durée pendant laquelle la tension Vc est appliquée à la borne B est contrôlée, afin de contrôler ainsi les valeurs moyennes des tensions VB et VT. Comme on l'a précédemment mentionné, la forme d'onde en trait plein de la figure 2d illustre la tension VB pendant un cycle de déviation horizontale à proximité du centre du balayage vertical. Le moment du passage à la fermeture du transistor de commutation 41 est avancé jusqu'à proximité du temps t2 pour produire une tension moyenne d'aller maximum VT. La forme d'onde en pointillés de la figure 2d montre la tension VB pendant un cycle de déviation horizontale à proximité du bas du balayage vertical, o le moment de passage à la fermeture du transistor est retardé jusqu'à un temps proche du temps t4 pour produire une tension moyenne minimum d'aller VT. La tension VB pendant un cycle de déviation horizontale à proximité du sommet du balayage vertical a une forme d'onde semblable à celle illustrée par la forme d'onde en pointillésde la figure 2d, avec le moment du passage à la fermeture du transistor 41 également à proximité du temps t4. Comme les valeurs moyennes de la tension VB et de la tension d'aller sont sensiblement les mêmes, il existe une relation sensiblement linéaire entre l'instant contrôlé de passage à la fermeture du transistor 41 et la tension moyenne d'aller. Le circuit de contrôle ou de réglage 43 peut fonctionner en boucle ouverte avec seul le signal 53 appliqué à l'entrée de ce circuit. Une contre-réaction négative de la tension d'aller au circuit 43 n'est pas requise, ce qui donne, à ce circuit, une conception simplifiée. En utilisant un agencement de commutation pour appliquer de façon réglable une tension Vc à la borne d'entrée B, la tension moyenne à la borne peut être forcée à varier sans produire de dissipation sensible dans le circuit de correction de distorsion en coussinet. Par ailleurs, en appliquant la tension continue V. à la borne B pendant l'intervalle de non-conduction de la diode 25, quand la tension à la borne B est nulle, on peut utiliser une alimentation à relativement basse tension pour produire la tension continue VC, afin de réduire ainsi l'effort appliqué au transistor de commutation 41. De plus encore, avec le transformateur de puissance ferrorésonnant 23 qui développe le potentiel final d'accélération à la borne U à partir de la tension développée dans l'enroulement tertiaire à haute tension 23c, la modulation de l'amplitude de l'impulsion de retour du fait de la correction de distorsion en coussinet latéral, que l'on peut-voir sur la figure 2a, n'a pas dtffetnon souhaitable sur la largeur de la trame. La figure 4 montre une partie du circuit de la figure 1 avec un mode de réalisation détaillé du circuit de correction de coussinet 52. Le signal d'entrée 53 à la fréquence verticale est obtenu de la tension développée dans le condensateur de mise en forme de S de l'étage de sortie verticale 56 du circuit de déviation verticale 42. Le signal d'entrée 53 à la fréquence verticale est appliqué à la base d'un transistor comparateur 57 du circuit 43 par une résistance 58. Une tension en rampe à la fréquence horizontale 59, développée à une borne 60, est également appliquée à la base du transistor 57 par une résistance 63. Une tension de référence est appliquée à l'émetteur du transistor comparateur 57. Cette tension de référence est développée par un transistor tampon 67 relié au curseur 70 d'un potentiomètre 68. Les bornes extrêmes du potentiomètre 68 sont reliées à la tension d'alimentation de +24 volts. Le collecteur du transistor 57 est relié à la base du transistor de commutation 41 par une résistance 69. En un instant contrôlé ou réglé pendant chaque cycle de déviation horizontale, la tension en rampe 59 a suffisamment augmenté pour faire passer à la fermeture le transistor comparateur 57, afin de faire ainsi passer à la fermeture le transistor de commutation 41 et d'appliquer la tension V0 à la borne d'entrée B. L'instant contrôlé de passage à la fermeture du transistor 57 et du transistor 41 est modifié à la fréquence verticale d'une façon parabolique par le signal à la fréquence verticale 53. Le moment de passage à la fermeture pendant un cycle de déviation horizontale des figures 2a-2e varie entre l'instant t2 à proximité du centre du balayage vertical et l'instant t4 à proximité du sommet et du bas du balayage vertical. Pour garantir que la gamme des instants réglés de passage à la fermeture t2-t4 du transistor de commutation 41 se produira quand la tension à laborne B est nulle, pendant l'intervalle de non-conduction de la diode redres- seuse simple alternance 25, c'est-à-dire pendant l'intervalle de tension de polarité négative de la tension VA, un transistor de décharge 64 est relié à la borne 60. La tension en créneau de polarité alternée VA, idéalisée par la tension 123b, est appliquée à la base du transistor 64 par une résistance 65. Une diode de blocage 66 est reliée à la base du transistor 64. Pendant l'intervalle de polarité positive de la tension VA, le transistor 64 est conducteur et maintient la tension à la borne 60 au potentiel de la masse. Pendant l'intervalle de polarité négative de la tension en créneau VA, le transistor 64 est non-conducteur, permettant à la tension en rampe 59 de se développer à la borne 60 au moyen d'un réseau d'intégration comprenant une résis- tance 61 et un condensateur 62, reliés ensemble à la borne 60. La largeur de la trame peut être facilement réglée en ajustant la position du curseur 70 du potentiomètre 68, afin de faire ainsi varier la grandeur de la tension de référence développée à l'émetteur du transistor comparateur 57. L'ajustement du bras 70 du curseur décale l'emplacement de la gamme des instants de passage à la fermeture t2-t4 du transistor de commutation 41 ( figures 2a-2e) pendant l'intervalle de non-conduction t1-t5 de la diode 25. L'ajustement de l'emplacement de la gamme t2-t4 ajuste la hauteur de la tension moyenne d'aller VT de forme parabolique au-dessus de la ligne de tension à zéro volt de la figure 3, afin de produire le réglage requis de largeur. D'une façon semblable à la correction de coussinet latéral, une compensation peut être produite pour d'autres types de distorsion ou modulation non-souhaitable de la trame, par exemple due à des changements dérivés de la charge dans le potentiel final d'accélération. Un signal représentatif de la charge finale, ou de la quantité de production de distorsion de la trame, est produit à une borne E et est appliqué à la base du transistor compara- teur 57 par une résistance 71. La phase du signal représentatif de la charge finale est telle que cela fasse varier l'instant de passage à la fermeture du transistor de commutation 41 d'une façon s'opposant à la modulation non-souhaitable de trame induite par la charge finale. R E V E N D I C A T I 0 N S 1. Circuit déflecteur avec correction de distorsion de la trame, caractérisé par: une source (23b) de première tension comprenant une composante de tension de polarité alternant; un enroulement de déviation horizontale (33) un générateur de déviation horizontale (37) relié à ladite source (23b) de première tension pour en produire une tension d'aller, ledit générateur ayant un commutateur d'aller (36) relié audit enroulement de déviation horizon- tale pour appliquer périodiquement ladite tension d'aller audit enroulement de déviation horizontale (33) afin de produire un courant de balayage horizontal dans ledit enroulement de déviation; une source (Vc) de seconde tension un moyen (43) pour développer un signal de correction de distorsion de la trame; et un moyen (41) sensible audit signal de correction de distorsion de la trame pour relier ladite source (Vd) de seconde tension audit générateur de déviation horizontale (37) seulement pendant une partie de chaque cycle de la composante de tension de polarité alternée pour faire varier ladite tension d'aller de façon à corriger la distorsion de latrame. 2.-Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la distorsion de la trame précitée comprend une distorsion en coussinet latéral. 3. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que la source de première tension précitée comprend une source de tension alternative (23b) et un moyen redresseur (25) relié à ladite source pour produire la première tension à une borne de sortie (B) dudit moyen de redressement. 4.- Circuit selon la revendication 3, caractérisé par une self d'entrée (28) reliée à la borne de sortie (B) du moyen de redressement (25) précité et au générateur de déviation (37) précité. 5.- Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que le moyen précité couplant la seconde source de tension comprend un moyen de commutation (41) ayant une borne de sortie reliée à la self d'entrée (28) précitée pour appliquer ladite seconde tension à ladite self d'entrée pendant la durée réglée précitée. 6.- Circuit selon l'une quelconque des revendica- tions 4 ou 5, caractérisé par une diode (26) reliée à la self d'entrée (28) précitée pour conduire le courant de self quand le moyen de redressement (25) précité est non-conducteur. 7.- Circuit selon l'une quelconque des revendica- tions 4 à 6, caractérisé en ce que le générateur de déviation horizontale (37) précité comprend une capacité de retour (31, 32) qui produit une tension impulsionnelle de retour dans l'enroulement de déviation horizontale (33) précité, ladite tension impulsionnelle de retour étant appliquée à la self d'entrée (28) précitée. 8.- Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que la source de tension alternative précitée comprend une source (22) de tension d'excitation, un transformateur de puissance (23) ayant un enroulement primaire (23a) relié à ladite source de tension d'excita- tion, et un premier enroulement secondaire (23b) relié au moyen de redressement (25) précité. 9.- Circuit selon la revendication 8, caractérisé en ce que la source précitée de seconde tension comprend un second moyen de redressement (38) relié à un autre enroulement secondaire (23d) du transformateur (23) précité, et un moyen de filtrage (39) relié audit second moyen de redressement (38) pour produire la seconde tension sous forme d'une tension sensiblement continue d'une grandeur plus faible que la grandeur de crête de la première tension précitée. 10.- Circuit selon la revendication 9, caractérisé par une inductance (28) reliée au moyen de redressement (25) relié à la source de tension alternativeet au générateur de déviation horizontale (37), et en ce que le moyen couplant la seconde source de tension comprend un commuta- teur réglable (41) pour appliquer ladite seconde tension sensiblement continue à ladite inductance (28). 11.- Circuit selon la revendication 10, caractérisé en ce que le moyen de redressement précité relié à la source de tension alternative comprend un redresseur simple alternance (25), le commutateur réglable (41) précité appliquant la seconde tension sensiblement continue pendant un instant réglé pendant chaque intervalle non- conducteur dudit redresseur simple alternance (25). 12.- Circuit selon la revendication 11, caractérisé par une diode (26) formant volant reliée à l'inductance (28) précitée. 13.- Circuit selon la revendication 12, caractérisé en ce que la source précitée de tension d'excitation comprend une source de tension d'alimentation continue (+150 volts), un inverseur (22) excité par ladite tension d'alimentation continue, et un moyen (49) relié audit inverseur (22) et au générateur de déviation (37) précité pour appliquer un signal audit inverseur afin de synchroniser le fonctionnement dudit inverseur sur le balayage horizontal. 14.- Circuit selon la revendication 13, caractérisé par un enroulement tertiaire (23c) du transformateur de puissance précité, et un moyen à haute tension (45) pour produire un potentiel final d'accélération pour le tube-image.