FR 2490351 A1 19820319 FR 8117718 A 19810915 L'invention concerne un appareil pour l'étalonnage d'un con- vertisseur analogique-numérique, lequel convient tout particulière- ment pour un appareil d'observation et d'analyse de formes d'ondes utilisant un convertisseur analogique-numérique (qui sera désigné ciaprès par le sigle ADC dans un but de simplification), et que l'on appelle également "enregistreur transitoire" (transient.recorder). Un instrument pour mesurer des formes d'ondes de signaux élec- triques, tel qu'un oscilloscope ou appareil similaire, produit le plus souvent une erreur globale de mesure de l'ordre de plusieurs unités pour cent. Or, la précision est conditionnée avant tout par une tolé- rance acceptable pour des applications particulières, le degré admis- sible de complexité des circuits et aussi par le prix de revient de l'instrument. On a récemment mis au point un appareil pour l'obser- vation des formes d'ondes, appelé enregistreur transitoire, qui uti- lise un ADC, dans le but de stocker un signal analogique à observer, après l'avoir converti en signal numérique ou digital pour reproduire la forme d'onde de la totalité ou d'une partie des données numéri- ques stockées. Dans un appareilde ce genre, on peut convertir un si- gnal analogique en un signal numérique avec un pourcentage d'erreur de l'ordre de - 0,4 - 0,05%, en utilisant un ADC à forte résolution de 7 à 10 bits. L'appareil précité pour l'observation ou l'analyse de formes d'ondes est pourvu d'étages d'affaiblissement et d'amplification des signaux, afin de pouvoir accepter une gamme étendue de signaux ana- logiques. Si l'étage d'entrée comprenant un tel étage affaiblisseur et amplificateur est constitué par des circuits ayant essentiellement le même degré de précision que celui d'un oscilloscope classique, la précision globale de l'ensemble du convertisseur ADC sera aussi mé- diocre, c'est-à-dire de plusieurs unités pour cent, malgré la très grande précision de la section numérique. Autrement dit, la précision d'ensemble est très éloignée des fractions de 1% que l'on peut obte- nir par le convertisseur ADC proprement dit. Or, des circuits affai- blisseurs et amplificateurs sont non seulement très compliqués mais aussi très onéreux. La présente invention prévoit un dispositif qui réduit auto- matiquement l'erreur du circuit d'entrée et aussi l'erreur du conver- tisseur analogique-numérique proprement dits, jusqu'à une valeur sen- siblement égale à celle du convertisseur ADC, et cela uniquement en ajoutant un circuit relativement simple, même si l'on peut utiliser -2 un circuit d'entrée dont le degré de précision est analogue à celui d'un circuit classique. Sur les dessins annexés La FIGURE 1 représente un schéma synoptique, donné à titre d'exemple, d'un appareil d'étalonnage pour convertisseur analogique- numérique suivant la présente invention; Les FIGURES 2 et 3 sont des diagrammes destinés à expliquer le fonctionnement du système de la Figure 1; La FIGURE 4 est un diagramme de forme d'onde du signal pro- venant de la partie génératrice de signaux d'étalonnage de l'appareil de la Figure 1; La FIGURE 5 est un schéma détaillé montrant un circuit géné- rateur de signaux d'étalonnage, et Les FIGURES 6 et 7 sont des variantes de réalisation qui conviennent pour remplacer l'amplificateur 7 de la Figure 1. L'invention sera maintenant décrite en détail en se référant aux dessins. Sur ceux-ci, la Figure 1 montre un schéma synoptique de l'appareil d'étalonnage suivant la présente invention. On applique un signal analogique à analyser ou observer à une borne d'entrée 1 reliée par un circuit de couplage 2 à un circuit de commutation 3 qui permet de sélectionner soit la connexion courant-alternatif, soit le couplage courant-continu,selon la nature du signal d'entrée. La sortie du circuit de couplage 2 est amplifiée vers le circuit ampli- ficateur 8 que forment les premier, second et troisième amplifica- teurs 5, 6 et 7 reliés en cascade à l'étage de sortie de l'atténua- teur ou affaiblisseur 4. Chacun de ces amplificateurs 5, 6, 7 est un amplificateur couplé en courant continu et les deux premiers sont des amplificateurs compensés ou push-pull. Le premier amplificateur est en outre du type à gain commutable permettant de sélectionner un gain soit xl (unité), soit x2 (double). Le second amplificateur 6 est destiné à fournir sélectivement soit un gain xl, soit un gain x5. Le troisième amplificateur 7 est enfin du type dont le niveau de courant continu (composante c. c. du signal de sortie) et le gain peuvent être modifiés pour leur donner une valeur pré-établie. L'af- faiblisseur précité 4 et le circuit amplificateur 8 constituent le circuit de l'étage d'entrée 9. Le signal de sortie du troisième ampli 7 est appliqué au cir- cuit d'échantillonnage et de maintien (S & H) 10, destiné à échantil- lonner ce signal sous contrôle du signal d'horloge provenant du géné- -3 - rateur 11 de signaux d'horloge. La donnée échantillonnée est ensuite appliquée au convertisseur ADC 12. Ce dernier convertit le signal ana- logique appliqué à sa borne d'entrée par exemple en un signal numé- rique de 10 bits qui sera ultérieurement stocké dans la mémoire 13. Bien que non représenté sur la Figure 1, le signal de sortie de cette mémoire 13 est converti en un signal analogique par un con- vertisseur numérique-analogique (DAC) avant d'ôtre appliqué à un os- cilloscope (pour reproduire la forme d'onde du signal) et aussi au circuit de commande 14. Le circuit de commande 14 comprend l'ordina- teur central CPU bien connu 15, la mémoire morte (ROM) 16 et la mé- moire vive (RAM) 17. Le circuit de commande 14 est actionné par un clavier 18. Un commutateur 19, par exemple du type électronique, est interposé dans le circuit d'entrée 9 et permet de déconnecter une ligne de transmission de signaux qui aboutit au premier ampli 5. Dans le mode de réalisation représenté ce commutateur 19 est disposé à la borne d'entrée du premier ampli 5 afin de remettre cette borne à la masse à travers la résistance 20. Toutefois, la présente inven- tion ne doit pas être considérée comme étant limitée à ce seul mode de réalisation, car l'extrémité d'entrée de l'affaiblisseur 4, le circuit de commutation 3, ou autre composant du circuit, pourraient être choisis selon plusieurs variantes. Les signaux en provenance du circuit de commande 14 contrô- lent le circuit de couplage 2 pour choisir un couplage soit en courant alternatif, soit en courant continu, le circuit 21 générateur de si- gnaux d'étalonnage, le circuit de commutation 3 et le degré d'affai- blissement du circuit d'affaiblissement 4. Ces signaux de commande sont également appliqués au commutateur 19 pour en assurer la commande Marche/Arrêt, ainsi qu'aux premier, second et troisième convertisseurs numériques-analogiques DAC 22, 23 et 24 pour contrôler le niveau de courant continu de l'ampli 8 d'après les signaux de sortie des pre- mier et second convertisseurs DAC 22 et 12, et aussi pour contrôler le gain du troisième ampli 7 par la sortie du troisième convertis- seur DAC 24. Le premier DAC 22 est utilisé pour contrôler la position de l'axe vertical sous la commande du clavier 18, en passant par le circuit de commande 14. Le gain des premier et second amplis 5 et 6 est également commuté ou contrôlé par le circuit de commande 14. En outre, le circuit de commande 14 fournit d'une part un signal de com- mande au circuit Il générateur de signaux d'horloge, et d'autre part un signal de commande à la mémoire 13. Bien que la Figure 1 ne le -4 - montre pas, il est bien entendu que ce signal d'horloge est appliqué à différents circuits, On décrira maintenant le mode de fonctionnement du circuit re- présenté Figure 1. Tout d'abord, on examinera le fonctionnement de l'ampli 8 qui sert à corriger le niveau du courant alternatif, en se référant au diagramme d'écoulement de la Figure 2. L'instruction d'étalonnage en provenance du clavier 18 est reçue par le circuit de commande 14 qui assure la commutation du contact mobile du commuta- teur 19 vers la résistance 20 et renvoie à la masse l'extrémité d'en- trée de l'ampli 8 pour assurer la correction du niveau de courant continu. Le niveau de la masse est choisi de manière à constituer le premier niveau de référence dans ce mode particulier de réalisation; toutefois, on peut utiliser n'importe quelle tension continue désirée pour constituer ce premier niveau de référence. Ensuite, le circuit de commande 14 délivre un signal numérique au premier convertisseur numérique-analogique DAC 22 afin que la tension de suppression du premier ampli 5, ou la position de l'axe vertical, soit nulle. L'am- pli 8 fonctionne dans ces conditions de manière à assurer l'échantil- lonnage du signal en courant continu grâce au circuit d'échantillon- nage et de maintien (S & H) 10, sous le contrôle du signal d'horloge fourni par le circuit il générateur de signaux d'horloge. Les échan- tillons sont ensuite transformés dans l'étage suivant en un signal numérique (qui représente le signal de courant continu) par le con- vertisseur ADC analogique-numérique 12. La sortie de ce convertisseur ADC 12 est supposée fournir une première valeur de référence (par exemple 1 000 000 000 si l'on uti- lise un ADC de 10 bits), lorsque l'extrémité d'entrée du circuit am- plificateur 8 est reliée au premier niveau de référence (ou niveau de masse dans ce mode particulier de réalisation). Le réglage peut être stocké dans la mémoire morte ROM 16 du circuit de commande 14. Le signal numérique dérivé du convertisseur ADC 12 est ins- crit dans la mémoire 13 et stocké temporairement dans le circuit de commande 14 aux fins de comparaison avec la première valeur de ré- férence stockée, par exemple, dans la mémoire ROM 16. Ce signal nu- mérique transmis au second convertisseur DAC 23 par le circuit de commande 14 est modifié s'il diffère de la première valeur de référen- ce stockée dans la mémoire ROM 16. L'opération que l'on vient de dé- crire est répétée jusqu'à ce que le signal de sortie du convertisseur ADC 12 soit conforme à la première valeur de référence précitée. Le -5- signal numérique provenant du convertisseur ADC 12 est donc contrôlé automatiquement en fonction de la première valeur de référence. Autre- ment dit, le convertisseur ADC 12 fournit à sa borne de sortie le signal numérique représentant le premier niveau de référence lorsque ce dernier est appliqué à l'extrémité d'entrée du circuit amplifica- teur 8, ce qui effectue un étalonnage automatique du gain en courant continu. On décrira maintenant l'étalonnage du gain du circuit ampli- ficateur 8 en se référant au diagramme d'écoulement de la Figure 3. Au terme de l'étalonnage du niveau de courant continu, le circuit de commutation 3 est mis sur la position indiquée en trait plein par suite de la réception du signal de commande émis par le circuit de commande 14, et en mame temps le contact mobile 19 du commutateur 19 est relié à l'affaiblisseur 4, de manière à commander le circuit 21 générateur de signaux d'étalonnage et de produire un signal d'étalon- nage S qui peut être, par exemple un signal à onde rectangulaire. Comme le montre la Figure 4, ce signal d'étalonnage S possède un se- cond niveau de référence +V2 supérieur au premier niveau de référence V1 (par exemple le potentiel de terre dans ce mode particulier de réalisation), ainsi qu'un troisième niveau de référence -V3 inférieur au premier niveau V1. Le signal d'étalonnage S est appliqué à l'affaiblisseur 4 à travers le circuit de commutation 3 aux fins précisément d'affai- blissement, et aussi au circuit amplificateur 8 aux fins d'amplifi- cation. Ce signal S est ensuite échantillonné dans le circuit d'eé- chantillonnage 10 avant d'être appliqué au convertisseur ADC 12 dont la sortie numérique est reliée au circuit de commande 14. En premier lieu, une instruction est envoyée par le circuit de commande 14 pour effectuer la lecture du second niveau de référence +V2, lequel est ensuite échantillonné pour stocker le signal numé- rique correspondant dans la mémoire 13, et aussi dans la partie mé- moire du circuit de commande 14. Ce dernier envoie alors une ins- truction pour assurer la lecture du troisième niveau de référence -V3 du signal d'étalonnage S. De même, le troisième niveau de réfé- rence -V3 est échantillonné avant de stocker le signal numérique correspondant dans la mémoire 13 ainsi que dans la partie mémoire du circuit dé commande 14. Ensuite, on effectue le calcul dans ce circuit de commande 14 pour déterminer la différence entre les niveaux de référence V2 -6 - et -V 3. On compare le résultat avec une valeur de référence, par exem- ple une valeur préalablement stockée dans la mémoire ROM 16. S'il n'y a pas concordance, on modifie le réglage du troisième convertis- seur DAC 24 pour répéter l'opération exposée ci-dessus jusqu'à ob- tenir la concordance entre les deux niveaux. Les niveaux de référence +V2 et -V3 sont réglés par le circuit de commande 14 en fonction des réglages respectifs de l'atténuateur ou affaiblisseur 4 et des amplis et 6, afin qu'ils correspondent sensiblement aux niveaux maximal et minimal de la gamme de conversion du convertisseur ADC 12. Dans le contrôle du gain, tout d'abord le convertisseur DAC 22 maintient la position verticale de l'ampli 8 à zéro et le second con- vertisseur DAC 23 fournit le signal précité de correction de niveau. Avec l'appareil mentionné ci-dessus, l'instruction d'étalon- nage en provenance du clavier 18 règle automatiquement le niveau de is courant continu et le gain du circuit de l'étage de sortie 9 à une valeur désirée, et il corrige de m9me toute erreur pouvant se produire dans toutes les sections qui se trouvent entre la borne à laquelle on a appliqué les premier, second et troisième niveaux de référence V1, +V2, V3 et la borne de sortie du convertisseur ADC 12, ce qui corrige toute erreur pouvant éventuellement se produire dans l'en- semble du système. En d'autres termes, la présente invention corrige les erreurs d'affaiblissement du circuit d'affaiblissement 4, les erreurs de décalage et de gain du circuit amplificateur 8, les er- reurs de décalage et de gain dûs à des glissements à long terme et aux variations de température dans le circuit amplificateur 8, ainsi que les erreurs de conversion du convertisseur ADC 12. On obtient une correction plus efficace en répétant à tour de r8le les opérations décrites ci-dessus relatives à l'étalonnage du niveau de courant continu et du gain. L'invention, telle qu'elle a été décrite jusqu'à présent, élimine toute erreur dans le système de circuit des signaux analogiques dans un appareil d'observation ou d'analyse des formes d'ondes qui utilisent un convertisseur ADC 12, ce qui réduit la possibilité d'erreur dans l'ensemble du système jusqu'à ce qu'elle se situe sensiblement au même degré que l'erreur de numération du convertisseur ADC 12. De tels convertisseurs ADC sont devenus relativement bon marché, ce qui permet l'application de la technique de la présente invention à un appareil conventionnel ne comportant pas d'ADC en utilisant un tel convertisseur économi- que ADC pour obtenir un degré élevé de précision dans un appareil _7 d'affichage. La FIGURE 5 montre un schéma détaillé des connexions d'un circuit 21 générateur de signaux d'étalonnage, destiné à être incor- poré à la présente invention. Le circuit générateur 25 à tension constante comprend un élé- ment 27 à tension constante, par exemple une diode Zener ou similaire, branchée à travers une résistance 26 entre une source de tension posi- tive et la masse. Un élément chauffant 28 maintient à une valeur cons- tante la température de la diode Zener 27 en délivrant un courant ré- glable en réponse à la sortie d'un capteur de température (non repré- senté), ce qui développe une tension constante à travers la diode 27. Le point de jonction entre la résistance 26 et la diode Zener 27 est relié à la borne de sortie d'un ampli opérationnel 32 à travers une résistance 29, un potentiomètre 30 et une résistance 31, à la borne négative de sortie de cet ampli opérationnel 32 à travers le curseur du potentiomètre 30 et enfin à la borne positive de ce même ampli en passant par le contact mobile 33C d'un commutateur 33. Ce dernier peut être du type CMOS (ou COS/MOS) bien connu, qui fonctionne à la réception du signal d'horloge précité (ayant une fréquence déterminée, par exemple d'un kHz) en provenance du circuit générateur de signaux d'horloge 11, appliqué à la borne d'entrée 34. Un contact fixe 33a est relié au point de jonction précitée de la résistance 26 et de la diode Zener 27, tandis que l'autre contact fixe 33b est mis à la mas- se à travers la résistance 36. Au circuit 37 de commutation de tension on applique le signal de sortie de l'ampli 32. Ce circuit 37 comprend plusieurs résistances 38 reliées en série et un multiplexeur (MUX) 39 relié aux points de jonctions des résistances 38. Le circuit de commande 14 fournit un signal numérique au multiplexeur 40 et au multiplexeur MUX 39 pour contrôler l'état de commutation de ce dernier. Le signal de sortie du circuit de commutation de tension 37 est appliqué à la borne + de l'ampli opérationnel 41 dont la sortie est amplifiée par l'amplificateur de tension 42 pour produire le si- gnal d'étalonnage S ayant les niveaux désirés de référence +V2 et -V3 sur sa borne de sortie 43. L'ampli de tension 42 est constitué par des transistors 44a, 44b et 45a, 45b, ainsi que par les composants de circuit y associés. La borne de sortie 43 est reliée à la borne fixe 47a du com- mutateur 47 par l'intermédiaire d'une résistance 46 et revient égale- 249O35 1 - a - ment à la masse à travers un circuit formé d'une série de résistances 48, d'un potentiomètre 49 et d'une résistance 50. Le contact mobile du potentiomètre 49 est relié à l'autre borne fixe 47b du commutateur 47 dont le contact mobile 47c est relié à la borne négative d'entrée de l'ampli 41. Le signal de sortie du MUX 40 est appliqué à la base du transistor 51 dont le collecteur est relié à la bobine du relais 52 prévu pour actionner le commutateur 47. Ce dernier est constitué par un contact de relais. Cette dernière partie du circuit constitue un circuit de réaction et sert à modifier le facteur de multiplica- tion des amplis 41 et 42, selon la position du commutateur 47. La disposition de circuit que montre la Figure 5 engendre une tension continue stable grâce à l'usage de la diode Zener 27. Cette tension continue est appliquée à l'ampli 32 à travers le commutateur 33. Un choix adéquat des résistances 29 à 31 et 35 permet à l'ampli 32 de fonctionner alternativement comme ampli inverseur ou non-inver- seur de gain d'unités, ce qui engendre un signal rectangulaire à sa borne de sortie. Les tensions maximale et minimale du signal rectan- gulaire sont constamment très stables. Le potentiomètre 30 est destiné à corriger toute erreur survenant du fait des résistances y associées. Le signal stable de sortie de l'ampli 32 est appliqué au cir- cuit commutateur de tension 37 afin d'assurer la commutation de la tension conformément aux instructions fournies par le circuit de commande 14, et d'engendrer un signal d'étalonnement S d'amplitude appropriée à-la borne de sortie 43, après amplification dans les am- plis 41 et 42. Pour corriger le gain de l'ampli 7 de la Figure 1, on commande le MUX 39 et le commutateur 47 selon les instructions prove- nant du circuit de commande 14 et en fonction des réglages respectifs de l'affaiblisseur 4 et des amplificateurs 5 et 6, ce qui commute ou règle les tensions +V et -V du signal S d'étalonnage appliqué à la 2 3 borne de sortie 43.- La Figure 6 montre un schéma des connexionx d'un ampli-type 7 (Figure 1). Le signal de sortie en push-pull de l'ampli 6 du premier étage est appliqué aux bornes de sortie 53a - 53b. Un tel signal est ensuite amplifié par l'ampli différentiel 56 comprenant les transistors 54a, 54b et 55a, 55b. Le transistor FET 57 à effet de champ est bran- ché en série entre les émetteurs des transistors 54a et 54b. Le si- gnal analogique provenant du troisième convertisseur DAC 24 décrit plus haut en se référant à la Figure 1 est appliqué à la grille du transistor FET 57 pour contrôler l'impédance drain-source en fonction de la tension de grille. Par conséquent, le gain de l'ampli différen- tiel 56 se contrôle en modifiant l'impédance du transistor FET 57. L'extrémité de sortie du transistor 55a est commandée par la source de tension positive à travers le transistor 58a, la diode 59a, le transistor 60a, la résistance 61b et la résistance 69. D'une maniè- re analogue, l'extrémité de sortie du transistor 55b est contrôlée par la source de tension positive +B à travers le transistor 58b, la diode 59b, le transistor 60b, la résistance 61b et la résistance 69. Un noeud P est relié à la borne de sortie 62. Le système comprend en outre des premier et second circuits "clamp" (circuits à valve dans lesquels on règle et maintient une forme d'onde à un niveau déterminé lorsqu'elle se répète après un intervalle). Le premier circuit clamp 63a comprend un transistor 64a, une diode 65a pour régler le potentiel de base du transistor 64a, et une diode 66a et une résistance reliée à la borne de sortie (c'est- à-dire l'émetteur dans ce cas particulier) du transistor 64a. Le se- cond circuit clamp 63b est essentiellement analogue au premier 63a, sauf qu'il a une polarité inverse; par conséquent, les composants de ce circuit sont désignés par des symboles semblables mais en rempla- çant le suffixe a par b; il est donc inutile d'en faire la descrip- tion détaillée. Les extrémités de sortie des diodes 66a et 66b sont branchées sur le noeud précité P. Il est prévu que le courant de sortie du second convertisseur DAC 23 décrit plus haut en se référant à la Figure 1 alimente le noeud P à travers un transistor 67. Apparemment, le circuit que montre la Figure 6 modifie le gain de l'ampli différentiel 56 en faisant varier le signal analogique de sortie du convertisseur DAC 24 en fonction des instructions reçues du circuit de commande 14. Le niveau de courant continu de l'ampli 7 au point nodal P est contrôlé par superposition du courant continu de sortie (courant de commande) en provenance du second convertisseur DAC 23 conformément aux instructions reçues du circuit de commande 14. La Figure 7 montre le schéma des connexions d'une autre va- riante de réalisation du troisième ampli 7. Les bornes d'entrée 70a - 70b sont reliées aux bornes de sortie du second ampli 6. Le signal reçu par les deux bornes d'entrée 70a et 70b est appliqué aux bases de deux transistors 72a, 72b qui constituent un ampli différentiel 71. La sortie des transistors 72a, 72b est ensuite appliquée aux émetteurs des transistors 75a, 75b et 77a, 77b, qui constituent les - 10 - amplis différentiels 74 et 76. L'ampli différentiel 71 comporte une source 73 de courant continu. Une sortie push-pull du troisième convertisseur DAC 24 con- trôlé par le signal d'instructions en provenance du circuit de com- mande 14 est alimentée en parallèle avec des amplis différentiels 74 et 76 agencés de manière à fournir des signaux de sortie de polarités contraires, par rapport l'un à l'autre. On contr8le le gain de ces amplis différentiels 74 et 76 en faisant varier le signal de sortie du troisième convertisseur DAC 24, et le gain du signal amplifié par les transistors 72a, 72b est contrôlé par les amplis 74 et 76. Par conséquent, cette partie du circuit constitue le circuit de contrôle du gain du troisième ampli 7 de la Figure 1. Le signal push-pull de sortie du circuit décrit ci-dessus est également appliqué aux bases de deux transistors 79a et 79b qui constituent un ampli différentiel 78 comprenant une source de courant continu 80 et une borne de sortie 81 reliée à l'un ou l'autre de ces deux transistors 79a et 79b (soit le transistor 79b dans ce mode par- ticulier de réalisation). Le signal push-pull de sortie en provenance du second convertisseur DAC 23 est appliqué aux émetteurs des tran- sistors 79a et 79b. Par conséquent, le signal reçu de la section de circuit qui assure le contr8le du gain est bien entendu amplifié par ces transistors 79a et 79b, mais il est également modifié en courant continu de sortie ou quant à la polarité de celui-ci, grace au signal de commande émis par le circuit de commande i4, du fait que le signal de sortie en courant continu provenant du convertisseur DAC 23 est appliqué aux émetteurs des deux transistors 79a et 79b, ce qui mo- difie le niveau de courant continu au collecteur ou à la borne de sortie 81 du transistor 79b. Cette partie du circuit constitue par conséquent une section destinée à assurer la correction du niveau de courant continu. Des circuits concernant l'ampli 7 et le système 21 de géné- ration de signaux d'étalonnage ont été décrits en détail dans ce qui précède. Toutefois, il convient de souligner que cette description n'est donnée qu'à titre d'illustration, non de limitation, attendu que l'on peut apporter de nombreuses variantes et modifications aux circuits et dispositifs représentés et décrits sans s'écarter des principes de base de l'invention. 249035 1 - il - REVENDICATIONS 1. Appareil d'étalonnage pour convertisseur analogique- numérique, ou enregistreur transitoire, comprenant des sections ana- logique et numérique, caractérisé en ce qu'il comprend: a) un générateur (21) de signaux de référence, capable d'en- gendrer trois niveaux différents de référence destinés à être appli- qués à l'extrémité avant dudit enregistreur transitoire; b) un circuit (9) destiné à contrôler l'amplitude et le ni- veau de courant continu du signal de sortie dudit enregistreur, et c) un moyen (14) de contr8le destiné à contrôler ledit cir- cuit de manière que l'amplitude du signal de sortie soit sensible à la différence des données numériques maximale et minimale provenant de ladite section numérique et que le niveau de courant continu du signal de sortie soit sensible à la donnée numérique moyenne en provenance de ladite section numérique. 2. Un appareil d'étalonnage selon la Revendication 1, carac- térisé en ce que les trois niveaux de référence (V1, +V2 et -V3) produits par ledit circuit (21) générateur de signaux de référence sont choisis de façon qu'ils soient sensiblement égaux aux niveaux respectivement maximal, moyen et minimal du convertisseur analogique- numérique de ladite section numérique. 3. Appareil d'étalonnage selon la Revendication 2, carac- térisé en ce que ladite section analogique comprend un affaiblissement (4) d'au moins deux facteurs d'affaiblissement sélectionnables, et que le générateur de signaux de référence (21) comprend également un circuit sélecteur (3) de manière à pouvoir commuter les niveaux de sortie en réponse au facteur d'affaiblissement sélectionné dudit affaiblisseur (4). 4. Appareil d'étalonnage selon la Revendication 1, carac- térisé en ce que ledit moyen de contrôle (14) comprend un micro- processeur (15, 16, 17). 5. Appareil d'étalonnage selon la Revendication 1, carac- térisé en ce que les trois niveaux obtenus dudit générateur de si- gnaux de référence utilisent le niveau masse et la sortie d'un géné- rateur (21) de signaux à onde carrée pour engendrer alternativement des niveaux positifs et négatifs. 6. Appareil d'étalonnage selon la Revendication 1, caracté- risé en ce que le générateur (21> de signaux de référence est actionné chaque fois qu'un étalonnage est nécessaire. - 12 - 7. Un enregistreur transitoire caractérisé en ce qu'il com- prend: a) un. système d'amplificateurs (8) dont le gain et le niveau de courant continu sont contralables pour amplifier la sortie d'un système analogique; b) un dispositif de numération (18) comprenant un convertis- seur analogique-numérique (12) et une mémoire (13) pour la numération du signal de sortie du second amplificateur (6) dudit système d'am- plificateurs; c) un étalonneur (21) pour engendrer trois niveaux différents de référence (V1, +V2 et -V3) destinés à être appliqués sélectivement à l'entrée du premier amplificateur (5), et d) un circuit de commande (14) sensible aux sorties numériques dudit dispositif numérateur (18) qui transforme en signaux numériques les niveaux de référence provenant dudit étalonneur (21) pour con- tr8ler le gain du second ampli (6) par la différence entre les valeurs maximale et minimale des sorties numériques et pour contr8ler le ni- veau de courant continu de cet ampli par la valeur moyenne desdites sorties numériques. 8. Un enregistreur transitoire selon la Revendication 7, ca- ractérisé en ce que ledit étalonneur (21) engendre un premier niveau de référence (V1) et des second et troisième niveaux de référence (+V2, -V3) qui sont respectivement supérieur et inférieur au premier niveau de référence (V1). 9. Un enregistreur transitoire selon la Revendication 8, ca- ractérisé en ce que les second et troisième niveaux de référence (+V2, V3) sont sensiblement égaux à la fenêtre d'amplitude dudit convertisseur analogique-numérique (12). 10. Un enregistreur transitoire selon la Revendication 8, caractérisé en ce que le premier niveau de référence (V1) est le potentiel de masse. 11. Un enregistreur transitoire selon la Revendication 7, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un affaiblisseur variable (4) et un ampli d'entrée (5) dans l'étage avant dudit amplificateur (8). 12. Un enregistreur transitoire selon la Revendication 11, caractérisé en ce que ledit étalonneur (21) engendre des signaux variables de référence en réponse au facteur d'affaiblissement du- dit affaiblisseur (4). - 13 - 13. Un enregistreur transitoire selon la Revendication 7, caractérisé en ce que le moyen de contr8le comprend un microproces- seur (15, 16, 17). 14. Un enregistreur transitoire selon la Revendication 13, caractérisé en ce que ledit moyen de contr8le (14) comprend un com- parateur (39, 40) destiné à comparer les sorties numériques avec des valeurs déterminées de référence avant de contrôler ledit amplifi- cateur. 15. Un enregistreur transitoire selon la Revendication 7, caractérisé en ce que ledit étalonneur est actionné par des moyens soit manuels, soit automatiques avant de transformer le signal analogique d'entrée en un signal numérique. 4,