FR 2488999 A1 19820226 FR 7345741 A 19731220 L'invention concerne un radar dans lequel sont émis des mots de code en forme d'impulsions, constitués par des éléments de code dont chacun est formé par l'ensemble de deux mots de code partiels choisis de manière qu'après la compression d'impulsions, les fonctions d'autocorrélation des deux mots de code partiels fournisment des maxima principaux identiques en amplitude et en signe et des maxima secondaires d'amplitudes au moins approxima- tivement égales, mais de signes opposés. La demande de brevet allemand mise à l'Inspection Publique sous le n01.261.907 a fait connattre le fait d'utiliser la com- pression d'impulsions pour améliorer la résolution de distance d'une installation de radar. On réalise l'émission successive de deux suites d'impulsions sous la forme de modes de code dans lesquells les répartitions des éléments individuels sont accordées l'une sur l'autre d'une façon déterminée. Cette répartition est prévue de telle façon que, dans le cas d'une numérotation conti- nue des mots de code, les mots de code pairs fournissent une fonction d,'autocorrélation différente de la fonction d'autocor- rélation des mots de code impairs et dont le maximum principal est en opposition de phase avec le maximum principal de la fonction d'autocorrélation des dits mots de code impairs. Chaque seconde fonction d'autocorrélation formée lors de la réception subit en supplément une inversion de phase à laquelle fait suite une sommation des deux fonctions 'autocorrélation.De cette façon les maxima principaux sont superposés en phase. L'association des mots de code pairs aux mots de code impairs est réalisée de telle manière que les maxima secondaires se formant lors de la compression d'impulsions s'éliminent réciproquement. L'invention a pour but d'indiquer un moyen permettant de réduire l'influencenuisible de maxima secondaires lors de l'ex- ploitation des signaux d'écho dans des radars comportant des canaux de distance. Ce problème est résolu conformément à l'in- vention, qui est relative à un radar du type indiqué plus haut, grâce au fait qu'on utilise d'unefaçon connue en soi, comme radar, un radar comportant des canaux de distanceet dans lequel la compression d'impulsions est réalisée en avant des portes de distance, que la durée de raccordement d'un canal de distance à la partie réception est choisie approximativement égale à la durée du maximum principal obtenu lors de la compression d'impul- sionq et qu'il est prévu d'une façon connue en soi, dans chaque canal de distance un filtre passe-bas qui supprime au moins partiellement les composantes des signaux, produites par les maxima secondaires, dans des canaux de distance non occupés par des cibles, sur la base de leurs signes différents. Etant donné que les maxima secondaires arrivent au moins partiellement alternativement avec des signes positifs et néga- tifs dans les canaux de distance non occupés par le maximum principal et possèdent des amplitudes d'une valeur au moins partiellement semblable, ils s'affaiblissent par suite de l'in- fluence du filtre passe-bas. A ce sujet, l'avantage particulier est que la dépense nécessaire à l'invention est négli- geable étant donné qu'un filtre passe-bas (filtre d'intégration passe-bas) est la plupart du temps déjà présent aux portes de distance ou bien est maintenoeà une faible valeur. Seuls sont donc nécessaires pratiquement en supplément les dispositifs des- tinés à produire les impulsions codées et le dispositif de compression d' impulsions. Suivant une variante préférée de l'invention, la composition des mots de code partieli est choisie de manière que les maxima secondaires s'éliminent complètement réciproquement dans les canaux de distance non occupés par des cibles. Dans ce cas il apparaît non seulement un affaiblissement à répartition statis- tique dans le cas des maxima secondaires, mais également une suppression complète de ces derniers. Des maxima secondaires ne peuvent donc provoquer aucune indication erronée de cible dans un canal de distance. A titre d'exemple-cn a décrit ci-dessous et illustré schéma- tiquementau dessin annexé une forme de réalisation du disposez tif conforme à l'invention. La figure 1 représente les fonctions d'autocorrélation de deux mots de code partiels. La figure 2 représente la composition d'une impulsion émise et d'un signal d'écho démodulé. La figure 3 représente le schema-bloc d'un radar conforme à l'invention. La figure 4 représente l'occupation de différents canaux de distance pour des périodes différentes du radar. La figure 5 représente la variation du signal dans un canal de distance occupé par un maximum principal. La figure 6 représente la variation du signal dans un canal de distance occupé par des maxima secondaires. En figure 1 on a représenté un mot de code partiel A possédant la distribution _- ±_ + + ±--_ Le codage des éléments individuels "+" et "-" de ce mot de code partiel A peut être réalisé de façon connue par une modulation à saut de fréquence ou de phase. La fonction d'autocorrélation (AKF)A du mot de code partiel A est représentée à droite en fonction du temps et montre un maximum principal accusé et une série de maxima secondaires de signes différents. Le mot de code partiel B représenté sur la ligne b possède la composition _- + ±- + + + + et fournit une fonction d'autocorrélation (AKF)B qui présente également un maximum accusé et une suite de maxima secondaires de signes différents. La succession des éléments de code U+. et ".-" des deux mots de code partiels A et B est choisie avantageusement de manière que, comme représenté sur les lignes a et b,les maxima principal soint égaux en grandeur et en signe, tandis que les maxima secon- daires possèdent des signes opposés et des amplitudes égales. Si les signes devaient être différents dans le cas des maxima prin- cipaux et devaient être égaux dans le cas des maxima secondaires, il est possible d'obtenir également une suppression par inversioz de l'une des deux fonctions d'autocorrélation (AKF). L'existence et la constitution de tels mots de code partiel A et B sont décrites dans la littérature comme par exemple dans l'article IRE Transaction on Information Theory' 1961, pages 82-87. Lorsque les mots de code partiel sne sont pas constitués précisé- ment de façon telle qu'il se produise une suppression complète, on obtient cependant encore une amélioration car au moins une partie des maxima secondaires est compensée. En figure 2 on a représenté à titre d'exemple, sur la ligne a pour le mot de code partiel A, une modulation à saut de fréquer ce selon laquelle, la fréquence f 0 est associée à la valeur "-" tandis que la fréquence f 1 est associée à la valeur "+". Lorsque l'impulsion émise par un radar est constituée de cette façon par l'assemblage d'éléments de code selon la ligne a, cette impulsion possède la durée T J selon la ligne b et la durée d'un élément de code a pour valeurt=T, pour m éléments de code. Lors de la démodulation d'un signal d'écho réfléchi, selon la ligne b, dans le récepteur du radar, il faut à nouveau asso- cier de façon connue aux fréquences f O et f 1 les valeurs 11_n et t"+" afin de faire apparaître le signal d'écho démodulé repré- senté sur la ligne c. La répartition des éléments de ce signal correspond à la succession des "+" et "-"_ de la ligne a. En figure 3 on a représenté un radar qui fonctionne avec un codage en fréquence conforme à celui représenté en figure 2. Ce radar comporte une antenne RA constituée de préférence sous la forme d'une antenne de surveillance panoramique et qui est reliée à un commutateur émissionréception SE. Le côté émission est ici représenté d'une façon très simplifiée et on a supprimé toutes les parties non nécessaires pour la compréhension de l'invention. Le côté émission du radar comporte un modulateur de code CM au- quel sont envoyées les fréquences de deux oscillateurs GO (f 0) et G 1 (f 1). Le commutateur du modulateur de code CM est raccor- dé au choix à l'oscillateur GO ou à l'oscillateur G 1 par un dispositif CSS de commande et de mémoire de code. Les suites de fréquences du type représenté sur la ligne b de la figure 2 peu- vent être ainsi produites. La mémoire de code CSS contient les mots de code partielsA et B de la figure 1 ainsi que, éventuel- lement, d'autres couples de mots de code partiels qui présentent du point de vue des maxima principaux et secondaires, les carac- téristiques expliquées à ce sujet en référence à la figure 1. Le signal d'émission ainsi produit parvient, après réflexion sur un objet, par l'intermédiaire du commutateur émission-récep- tion SE à la partie de réception du radar qui comporte deux voies de transmission branchées en parallèle. Cette partie réception est réprésentée d'une façon très simplifiée et on a supprimé tou- tes les parties qui ne sont pas nécessaires pour la compréhen- sion de l'invention, et notamment la formation de la fréquence intermédiaire, etc.. Dans la voie de transmission supérieure sont traités des signaux d'écho ( la plupart du temps dans la position de fréquence intermédiaire), qui arrivent avec la fré- quence f 0 (il faut tenir compte d'éventuels décalages par effet Doppler à l'aide d'une largeur de bande correspondante). Pour ce- la on prévoit un filtre passe-bande BFO qui n'est passant qu'au voisinage de la fréquence f 0. Un redresseur GRO branché en série avec le filtre BFO a pour rôle de former des impulsions négatives unipolaires. Dans la voie de transmission inférieure, seules les fréquences voisines de la fréquence f 1 peuvent passer, ce qui est réalisé par le filtre passe- bande BF 1. Une redresseur GR 1 branché en série avec le filtre passe- bande BF 1 a pour rôle de former des impulsions positives unipolaires. Les deux voies d'acheminement des signaux sont réunies dans un dispositif d'interconnection ZS et ce de manière que la fréquence f 0 reçoive le signe "-" et que la fréquence f 1 reçoive le signe "+". Au lieu de redresseuisGRO et GR1 polarisés en sens opposés on peut éven- tuellement prévoir également un étage inverseur. Les signaux ainsi obtenus correspondent donc au signal représenté sur la ligne c de la figure 2. Les signaux démodulés parviennent à un dispositif PK de compression d'impulsions, dont le code de référence est prélevé dans le dispositif CSS de commande et de mémoire de code. Si une telle impulsion doit être comprimée conformément au mot de code partiel A, le mot de code partiel A est également utilisé comme code de référence. Il en va de même lorsqu'un mot de code partiel B doit être comprimé. Dans le cas de dispositifsde compression digitaux on peut normalement changer de façon correspondante de code de référence dans le cadre de la cadence du radar. Si ceci devait conduire à des difficultés, on pourrait également prévoir deux dispositifs séparés PK de compression d'impulsions, branchés en parallèle, dont l'un aurait un effet de compression uniquement pour le premier mot de code partiel A tandis que l'autre aurait un effet de compression pour le second mot de code partiel B, c'est à dire que les deux dispositifs formeraient donc respecti- vement les fonctions d'autocorrélation desdits mots de code partiels A et B. Les signaux obtenus à la sortie du dispositif PK de compres- sion d'impulsions possèdent la variation dans le temps qui est représentée sur les lignes a et b de la figure 1. Ils sont donc répartis successivement entre des canaux de distance K 1 à K n et ce en fonction de la durée de raccordement de chaque canal et du nombre de ses canaux. Les canaux de distance sont raccordés successivement à la partie réception par un dispositif de commu- tation ES par l'intermédiaire de commutateurs ES 1 à ES n. Les différents canaux de distance possèdent une constitution identi- que et contiennent -de façon connue différents composants, par exemple des filtres de Doppler, des amplificateurs, etc, qui sont représentés par le bloc DN. En outre on a prévu un filtre 6 2488999 passe-bas TP et un étage SW à valeur de seuil. Côté sortie, il est prévu un dispositif de commutation AS, qui permet de raccorder s successivement les sorties des canaux K 1 à K n à l'aide de commutateurs AS1 à ASn à un dispositif d'exploitation ou d'af- fichage BS, par exemple un écran.La-'commande des dispositifs de commutation ES et AS, du dispositif d'affichage ou d'exploitation BS ainsi que du commutateur émission-réception est réalisée par le dispositif de commande et de mémoire de code CSS qui consti- tue pratiquement simultanément le générateur de cadence du radar ou, dans le cas o ce générateur de cadence est présent en supplé- ment, est synchronisée par ce dernier. Dans le cas o, de temps en temps une modification des mots de code partiels A et B, par exemple en d'autres mots de code partiels C et D ou E et F, doit être réalisée, il est possible de prévoir un générateur de temps ( horloge) U qui provoque cette modification. Naturellement il faut réaliser ces mêmes variations simultanément aussi bien pour la modulation (étage de modulation CM) que pour le code de référence. En figure 4 on a représenté la variation des signaux pour un exemple de 20 canaux de distance K 1 à K 20 lorsqu'on émet alternativement, avec une fréquence de cadence restant constante, une fois le mot de code partiel A représenté sur la ligne a de la figure 1, puis le mot de code partiel B représenté sur la ligne b de la figure 1. Sur la ligne a de la figure 4 on a représenté la première période du radar, à savoir la fonction d'auto-corré- lation du mot de code partiel A reçu en tant que signal d'écho.El- le présente un maximum accusé qui est contenu pratiquement com- plètement dans le canal de distance 10 conformément à la distance de la cible et à la durée du raccordement du canal. En outre, il apparaît une série de maxima secondaires qui se présentent dans différents autres canaux de distance comme par exemple les canaux K 7 et K 13 qui sont occupés par des maxima secondaires (négatifs) relativement importants. Au cours de la seconde période du radar on reçoit en tant qu'impulsion d'écho la fonction d'autocorrélation du mot de code partiel B. Cette fonction fournit un maximum accusé dans le canal de distance K 10 contenant la cible proprement dite, tandis que des maxima secondaires positifs (importants) apparais- sent dans les canaux de distance K 7 et K 13. Au coursÈb la troisième période du radar représentée sur la ligne c on obtient à nouveau la même forme de signal que représe: tée sur la ligne a. Lors de la quatrième période du radar repré- sentée sur la ligne d, on obtient la môme forme de signal que représentée sur la ligne b. Lors de la comparaison des lignes a et b il s'avère que les maxima principaux des fonctions d'autocorrélation (AKF)A et (AKF B possèdent le même signe dans le canal 10 et y fournissent une indication de cible avec un niveau de signal élevé. Les maxima secondaires, qui apparaissent dans les autres canaux de distance possèdent des valeurs d'amplitude égalep mais de signes opposés et il est possible de compenser réciproquement ces maxima secon- daires à l'aide de dispositifs de commande appropriés. Lorsque la composition des mots de code partiels ne conduit pas à une compensation complète, il se produit au moins une suppression partielle. Pour expliquer ces phénomènes on va maintenant se référer aux figures 5 et 6. En figure 5, on a représenté la répartition d'amplitude pour le canal de distance K 10 dans le cas o une cible estrecouerte par le faisceau radar. La forme de l'enveloppe des impulsions individuelles dépend de la largeur du lobe de l'antenne et de la vitesse de rotation RA du radar, représentée en figure 3. Au cours de chaque durée T d'une période d'impulsion du radar, il apparaît une impulsion d'écho (alternativement du mot de code partiel A et du mot de code partiel B) dont la durée est égale approximativement àt. Ceci est obtenu grftce au fait que la durée de branchement des canaux de distance est choisie égale approximativement à l'ordre de grandeur de Z. Cela est approprié étant donné que dans le cas de l'autocorrélation, la durée du maximum principal est également de l'ordre derZ( Z7= durée d'une élément de code). Comme cela est visible à l'aide du dessin de la figure 4, toutes les impulsions individuelles se rapportant au maximum principal des fonctions d'autocorrélation (AKF) A et (AKF)B possèdent le même signe dans le canal de distance K 10. Le filtre passe-bas TP dans le canal de distance K 10 fournit donc, lors de I!utUisiman d'ut constante de temps corres- pondante (fréquence limite), l'enveloppe des maxima successifs de (AKF)A et (AKF)B. Ce signal est retransmis en tant que signal d'écho au dispositif d'affichage ou d'exploitation BS étant donné qu'il dépasse dans tous les cas la valeur de seuil de l'étage SW à valeur de seuil. 8 2488999 En figure 6 on a représenté la distribution d'amplitude pour un canal de distance différent du canal K 10. Si l'on suppose qu'il s'agit du canal de distance K 7, on voit que lorsque le faisceau radar recouvre une cible, il apparait alter- nativement des impulsions négatives et positives, et ce alter- nativement une fois de (AKF)A et de (AKF)B et dont la grandeur augmente jusqu'à un maximum et puis décroit. En raison des signes différents qu'elles présentent, les différentes composantes du signal s'éliminent réciproquement, en raison de l'action du filtre passe-bas TP représenté dans la figure 3 dans le canal de distance considéré, et la valeur de seuil de l'étage SW à valeur de seu4l n'est ici pas dépassée (valeur moyenne = zéro). On obtient donc dans le canal de distance occupé par une cible mobile vraie une indication avec un niveau utile très élevé tandis que des maxima secondaires ne conduisent dans d'autres canaux de distance à aucune indication. -9 2488999 R E V E N D I C A T I 0 N S 1. Radar dans lequel sont émis des mots de code en forme d'impulsions, constitués par des éléments de code et dont chacun est formé par l'ensemble de deux mots de code partiels choisis de manière qu'après la compression d'impulsions, les fonctions d' autocorrélation des deux mots de code partiels fournissent des maxima principaux identiques en amplitude et en signe et des ma- xima secondaires d'amplitudes au moins approximativement égales mais de signes opposés, caractérisé par le fait qu'on utilise d'une façon connue en soi, comme radar, un radar comportant des canaux de distance (K 1 à K n) et dans lequel la compression d'impulsions est réalisée en avant des portes de distance, que la durée de raccordement d'un canal de distance à la partie réception est choisie approximativement égale à la durée du maxi- mum principal obtenu lors de la compression d'impulsions, et qu'il est prévu d'une façon connue en soi, dans chaque canal de distance un filtre passe-bas (TP) qui supprime au moins partiellement les composantes des signaux, produites par les maxima secondaires, dans des canaux de distance non occupés par des cibles (par exem- ple K 7), sur la base-de leurs signes différents. 2. Radar suivant la revendication 1 caractérisé par le fait que la durée de branchement d'un canal de distance est choisie égale à la durée(Zr)d'un élément de code. 3. Radar suivant l'une des revendications 1 ou 2 caractérisé par le fait que la composition des mots de code partiel est choi- sie de manQre que les maxima secondairess'éliminent réciproquement complètement dans les canaux de distance non occupés par des ci- bles. 4. Radar suivant une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé par le fait que des mots de code partiels appariés modulent deux fréquences différentes (fO, fl), sont com- primés successivement du côté émission après filtrage et, après réunion dans une ligne commune, sont envoyés par cette dernière à des canaux de distance (Kl à Kn). 5. Radar suivant l'une quelconque des revendications 1 à 4 caractérisé par le fait qu'on prévoit un générateur de temps ou horloge (U) qui, à des intervales de temps déterminés, provoque une modification des mots de code partiels devant être émis et une modification simultanée dès code; de référence dans le 2488999 réseau (PK) de compression d'impulsions. 6. Radar suivant une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé par le fait qu'on prévoit un dispositif de commande et de mémoire de code (CSS) pour réaliser le codage du côté émission, le décodage du côté réception et la compression d'im- pulsions.