FR 2496364 A1 19820618 FR 8026808 A 19801217 ANNULEUR D'ECHO POUR TRANSMISSION TELEPHONIQUE PAR VOIES NUMERIQUES METTANT EN OEUVRE UNE LOI DE CODAGE PSEUDO- LOGARITHMIQUE. L'invention concerne un annuleur d'écho inséré dans une liaison téléphonique à voies numériques à proximité d'une unité de raccordement aux fins d'annuler pratiquement, dans la voie numérique (que l'on appellera "voie d'émission") qui ache- mine les mots numériques de codage d'échantillons de parole proche délivrés par l'unité de raccordement, l'effet de l'écho des mots numériques de codage d'échantillons de parole loin- taine délivrés à ladite unité de raccordement par l'autre voie numérique (que l'on appellera "voie de réception"). L'unité de raccordement dessert une ligne d'abonné ou un circuit d'abon- nés comprenant une pluralité de lignes d'abonnés. Elle inclut évidemment dans ce dernier cas les moyens nécessaires de multi- plexage et de démultiplexage. L'annuleur d'écho de l'invention est plus particuliè- rement destiné aux transmissions numériques MIC (ou PCM) qui mettent en oeuvre une loi de codage pseudo-logarithmique (com- panding) telle que la loi A de l'avis G711 du CCITT (Comité Consultatif International Télégraphique ou Téléphonique) ou que la loi Mu 255. On symbolisera dans ce qui suit par: X: un mot quelconque de codage pseudo-logarithmique d'échan- tillon de parole lointaine acheminé par la voie de récep- tion vers l'unité de raccordement, -2- S: un mot quelconque de codage pseudo-logarithmique d'échan- tillon de parole proche délivré par l'unité de raccorde- ment. On sait d'une façon générale que la présence dans l'unité de raccordement d'un ou d'une pluralité d'hybrides ana- logiques provoque une discontinuité d'impédance qui donne lieu au retour par la voie d'émission d'un écho Y des mots de codage X délivrés par la voie de réception à ladite unité de raccor- dement. Les mots de codage S délivrés par ladite unité à la voie d'émission comprennent donc en fait une composante de parole proche Z et une composante d'écho de parole lointaine Y. On sait aussi que l'écho devient gênant lorsque le temps de parcours des signaux atteint quelques dixièmes de seconde, quelle que soit la nature du support de transmission (conduc- teurs électriques ou fréquence hertzienne). On sait enfin que, pour supprimer pratiquement l'écho, le procédé le plus efficace actuellement connu consiste à syn- thétiser, à partir de la réponse impulsionnelle du "chemin d'écho" (c'est-à-dire des constituants de l'unité de raccorde- ment qui sont la source principale de l'écho), un signal compen- sateur d'écho constitué de mots Y dont chacun est combiné avec un mot S pour restituer un mot de codage R pratiquement iden- tique au mot correspondant de parole proche Z. On remarque que l'on utilise ici l'expression "combiné avec" et non pas "retran- ché de". Cette dernière expression serait exacte si les mots d'échantillons étaient des mots de codage linéaire. Lorsque la transmission met en oeuvre une loi de codage non linéaire, l'opération à réaliser est plus complexe qu'une simple sous- traction. L'annuleur d'écho de l'invention utilise ce procédé. L'annuleur d'écho de l'invention, destiné comme on l'a dit aux liaisons MIC à loi de codage pseudo-logarithmique, est du genre comprenant à la manière connue: - un premier registre à décalage d'une capacité de (k+1) mots de codage, bouclé sur lui-même et dont l'entrée est connec- tée à la voie d'émission dont elle reçoit à chaque instant (n.T) un mot de codage pseudo-logarithmique X (T étant la pé- riode d'échantillonnage des signaux de parole et n un facteur -3caractérisant l'ordre de l'instant), la vitesse de circulation des mots dans ce registre étant telle qu'il délivre dans l'in- tervalle de temps T séparant deux instants consécutifs une séquence des k plus récents mots X, - un deuxième registre à décalage d'une capacité de k mots, bouclé sur lui-même, fonctionnant en phase avec le premier registre et dans lequel circule en permanence une séquence de k mots C de codage de coefficients, - des moyens de calcul numérique dits "de corrélation", munis d'entrées respectivement connectées à la sortie du pre- mier registre à décalage et à la voie d'émission et dont la sortie est connectée à l'entrée du deuxième registre à déca- lage pour modifier la valeur des mots C qui y circulent en fonction de critères de comparaison des mots respectivement délivrés par ledit registre et par ladite voie d'émission, - des moyens de calcul numérique dits "de convolution", munis d'entrées respectivement connectées à la sortie du pre- mier registre à décalage et à la sortie du deuxième registre à décalage et d'une sortie délivrant à chaque instant (n.T) un mot de compensation d'écho obtenu par sommation de k mots dont chacun résulte d'une opération combinant un mot C et un mot X délivrés simultanément par les deux registres à décalage, - enfin des moyens de calcul numérique dits "de soustrac- tion" inséré.s entre l'unité de raccordement et la voie d'émis- sion et munis d'une entrée de correction connectée à la sortie des moyens de convolution, lesdits moyens de soustraction res- tituant à la voie d'émission une succession de mots de codage pseudologarithmique R dont chacun résulte d'une opération combinant un mot 5 délivré par l'unité de raccordement et un mot de compensation d'écho délivré par les moyens de convo- lution. Les termes de "corrélation", "convolution", et "soustraction" sont ici employés par analogie. Ils ne seraient rigoureusement exacts que si les opérations qu'ils désignent s'appliquaient à des mots de codage linéaire. Les moyens de convolution délivreraient alors des mots y de compensation d'écho tels que: = = k (x(n-i)-. c(i)) i= O cette relation représentant le produit de convolution de deux polynômes de k termes, à savoir: i 0 x(n-i) et i 0 cki), les mots x étant des mots de codage linéaire résultant de la transcription des mots de codage pseudologaritimique X et les mots c résultant d'une transcription analogue des mots C. Un annuleur d'écho de ce genre connu opérant sur des mots de codage pseudo-logarithmique est décrit dans l'article de Donald L. Duttweiler intitulé "A Twelve-Channel Digital Echo Canceller" publié dans IIEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICA- TIONS" Vol.-Com.26, NO5, May 1978, pages 647 à 653. D'après la figure 7 de cet article et d'après la description correspon- dante, les moyens de corrélation et de convolution opèrent en fait sur des mots de codage linéaire à virgule flottante, le premier registre opère sur les mots de codage pseudo-logarith- mique acheminés par la voie de réception, le deuxième registre opère sur des mots de codage linéaire à virgule fixe et les moyens de soustraction opèrent sur des mots de codage linéaire -- à virgule fixe. Il en résulte que cet annuleur d'écho comporte non seulement un transcodeur pseudologarithmique/linéaire et -un transcodeur linéaire/pseudo-logarithmique, mais aussi des transcodeurs intermédiaires assurant la transcription des mots de codage pseudo-logarithmique en mots de codage linéaire à virgule flottante, des mots de codage linéaire à virgule flot- tante en mots de codage linéaire à virgule fixe et des mots de codage linéaire à virgule fixe en mots de codage linéaire à virgule flottante. Cet annuleur d'écho de l'art antérieur destiné comme celui de l'invention aux transmissions MIC mettant en oeuvre une loi de codage pseudo-logarithmique, comporte donc un nom- bre important de transcodeurs intermédiaires qui accroissent sa complexité et son coût et contribuent à l'augmentation du niveau de bruit global qu'il impose. - L'objet de l'invention Est un annuleur d'écho du genre précité qui n'est pas affecté par ces inconvénients. Il est à cet effet essentiellement caractérisé en ce que les moyens de convolutionl comprennent: - un calculateur muni d'entrées respectivement connectées aux sorties du premier registre à décalage et du deuxième registre à décalage et élaborant une succession de mots de codage pseudologarithmique U dont chacun combine un mot d'échantillon X et un mot de coefficient C, - un premier transcodeur pseudo-logarithmique/linéaire dont l'entrée est connectée à la sortie dudit calculateur et qui transcrit chaque mot U en un mot de codage linéaire u et - un accumulateur-additionneur dont l'entrée est connectée à la sortie dudit transcodeur et qui délivre à chaque instant (n.T) un mot de codage linéaire de compensation d'écho dont chacun est la somme des k plus récents mots u. Avantageusement, l'annuleur d'écho de l'invention est en outre caractérisé en ce que, les moyens de soustraction comprennent: - un deuxième transcodeur pseudo-logarithmique/linéaire dont l'entrée est connectée à la sortie de l'unité de raccorde- ment délivrant les mots S, ledit transcodeur transcrivant ceux- ci en mots de codage linéaire s, - un soustracteur dont l'entrée (+) est connectée à la sor- tie dudit transcodeur et l'entrée (-) à la sortie de l'accumu- lateur-additionneur et dont la sortie délivre en succession des mots r de codage linéaire dont chacun représente la diffé- rence entre la valeur d'un mot s et celle d'un mot y, - enfin un transcodeur linéaire/pseudo-logarithmique dont l'entrée est connectée à la sortie dudit soustracteur et qui transcrit chaque mot r en un mot R délivré à la voie d'émission les moyens de corrélation comprennent: - un troisième transcodeur pseudo-logarithmique/linéaire transcrivant chaque mot X délivré par le premier registre à décalage en un mot de codage linéaire x, - un calculateur de comparaison ayant une entrée connectée à la sortie dudit transcodeur et une entrée connectée à la -6- sortie du soustracteur, formant le rapport (Irl /;x) de la valeur absolue de chaque mot r à la moyenne (calculée sur un nombre k de mots x) de la valeur absolue des mots x et déli- vrant un signal de validation de correction lorsque ledit rapport est compris entre des limites prédéterminées, - enfin, des moyens d'ajouter aux mots C circulant dans le deuxième registre à décalage un terme de correction t C de valeur prédéterminée et de signe convenable lorsque le calcu- lateur de comparaison délivre le signal de validation de cor- rection. On constate, d'après cette définition générale, que l'annuleur d'écho de l'invention ne comporte que quatre trans- codeurs. D'autres dispositions de l'invention, relatives notamment: - - à l'application de l'invention aux liaisons téléphoniques mettant en oeuvre la loi A de codage, - au fonctionnement de l'annuleur d'écho dans le cas de double parole, - à l'initialisation de l'annuleur d'écho dès l'établisse- ment d'une communication, - etc... apparaitront dans la description d'un exemple de réalisation qui suit et qui se réfère aux dessins annexés dans lesquels - la figure 1 est un schéma sommaire montrant la position de l'annuleur d'écho dans une liaison numérique ne desservant qu'un seul abonné, - la figure 2 est un schéma sommaire montrant la position de l'annuleur d'écho dans une liaison numérique desservant une pluralité d'abonnés, - la figure 3 est un diagramme rappelant les caractéristi- ques de la loi A de codage pseudo-logarithmique, - la figure 4 est un tableau complétant le diagramme de la figure 3, - la figure 5 est un tableau relatif à l'écriture des mots de codage linéaire délivrés par le transcodeur pseudo-logarith--- mique/linéaire des moyens de convolution, 14 - 7 - - la figure 6 est un schéma général, sous la forme d'un diagramme de blocs, dudit exemple de réalisation de l'annuleur d'écho de l'invention, la figure 7 est un schéma, sous la forme d'un diagramme de blocs, des moyens de convolution et de soustraction dudit exemple de réalisation, la figure 8 est un schéma, sous la forme d'un diagramme de blocs, des moyens de corrélation du dit exemple de réali- sation. On considère d'abord la figure 1. L'unité de raccor- dement, destinée à connecter à la voie numérique d'émission VE et à la voie numérique de réception VR une installation d'a- bonné symbolisée par un combiné téléphonique CT comprend comme à l'accoutumée: - un transformateur hybride TH assurant la connexion de la ligne analogique deux fils F2 (liaison de l'installation d'abonné CT) à la ligne analogique quatre fils F4 et - un codec (codeur-décodeur) CD dont il est inutile de rappeler la constitution; ce codec est connecté à la sortie de l'hybride TH par les fils "aller" (FA) de la-liaison F4 et par l'intermédiaire d'un filtre passe-bas PB1; il est connecté à l'entrée de l'hybride TH par les fils "retour" (FR) de la liaison F4 et par l'intermédiaire d'un filtre passe-bas PB2. La liaison numérique est représentée par la voie numérique dite "d'émission" VE à laquelle le codec CD délivre le signal numérique 5 résultant du codage pseudo-logarithmique du signal analogique délivré par les fils FA et par la voie numérique dite "de réception" VR qui achemine le signal numé- rique de codage pseudo-logarithmique X que le codec CD trans- forme en signal analogique x délivré aux fils FB. L'unité de raccordement retransmet par la voie numé- rique d'émission le signal 5 qui résulte de la combinaison du signal de parole proche Z en provenance de l'installation CT et du signal d'écho Y. A proprement parler, cette combinaison n'est pas une addition puisque le signal 5 résulte de la transcription en mots de codage pseudologarithmique du signal analogique s' délivré par l'hybride TH. C'est en fait ce _- 8 _- signal s' qui est la somme d'un signal analogique de parole z' et d'un signal analogique d'écho y'. L'annuleur d'écho AE de l'invention agit comme les autres annuleurs d'écho du genre connu précité. Son rôle est d'élaborer à partir des signaux Numériques X et S un signal numérique R qui est délivré à la voie d'émission VE et qui est une transcription aussi fidèle que possible du signal analogique de parole z' non affecté par le signal analogique d'écho y'. Il peut donc être considéré comme constitué par un filtre numérique transversal NT élaborant à partir des signaux numériques R et X un signal Y de compensation d'écho et par un soustracteur numérique ST retranchant ce signal Y du signal S. On répète que, dans la réalité, le "soustracteur" ST ne soustrait pas à proprement parler le signal Y du si- gnal S en raison -du mode de codage adopté. On a considéré jusqu'ici le cas du raccordement d'une installation d'abonné CT à-la liaison numérique. La fi- gure 2-concerne le cas du raccordement d'une pluralité d'ins- tallations telles que CT. On y retrouve tous les éléments de la figure 1. Mais la voie numérique d'émission VE est connec- tée au codec CD au moyen d'un multiplexeur MX qui assure éga- - lement la connexion aux codeurs-décodeurs d'autres installa- tions d'abonnés non représentées, tandis que la connexion de la voie numérique de réception VR est assurée par un démulti- plexeur DX dont les sorties sont connectées au codec CD et aux autres codeurs-décodeurs. L'annuleur d'écho AE est alors connecté d'une part entre la voie VR et l'entrée du démulti- plexeur DX et d'autre part entre la sortie du multiplexeur MX et la voie VE. - Qu'il assure le traitement de signaux numériques simples (cas de la fig. 1) ou de signaux numériques multiplex (cas de la fig. 2), on verra que le schéma général de l'annu- leur d'écho de l'invention demeure inchangé. Les différences résident seulement dans les caractéristiques fonctionnelles des composants et notamment dans leur vitesse de fonctionne- ment. 24 6364 -9- En prenant à titre d'exemple l'application à des liaisons numériques aux normes européennes: - dans le premier cas, le débit des signaux numériques à traiter sera de 64 kilobauds (8 kilo-octets), - dans le second cas, le débit maximal sera de 2,048 mega- bauds (32 canaux de 8 kilo-octets chacun). On considère maintenant la figure 3 qui donne pour mémoire le diagramme de codage des amplitudes selon la loi A des recommandations du CCITT. L'exemple de réalisation de l'annuleur d'écho que l'on décrira plus loin s'applique en effet au traitement de mots de codage pseudo-logarithmique selon cette loi A. On rappelle cependant que l'invention s'ap- plique également si la loi de codage est différente, à condi- tion évidemment qu'il s'agisse d'un codage pseudo-logarith- mique. Dans la figure 3, l'amplitude analogique à coder est portée en abscisses et le résultat du codage (companding) en ordonnées. La courbe de codage résulte, au-dessus et au-dessous de l'axe des abscisses, de l'assemblage de deux portions de courbes, à savoir, ix| étant la valeur absolue de l'amplitude x à coder, Sgn(x) le signe et A une constante (A=87,6): - pour 1/A_|xlj1, l'approximation linéaire (au moyen de six segments) de la fonction logarithmique: F(x) = Sgn(x). (1+log (A. IxI)) / (1+log A), pour 0 jxI I/A, la fonction linéaire: F(x) = Sgn(x). A.Jxf / (1+log A). On constate que le diagramme est symétrique par rap- port à l'origine et que les points de raccordement entre les deux portions de courbes ont pour coordonnées, en valeur absolue: |x| = 1/A et IF(x)I = 1 Le diagramme de la figure 3 montre en outre deux tableaux partiels qui donnent, pour chaque segment, le codage du signe (bit de fort poids BO) et le codage du numéro de segment (bits B1, B2 et B3). Les mots de codage pseudo-loga- rithmique étant des octets (bytes) il reste quatre bits pour le codage de la position du point-image dans un segment déterminé. - 10 - Le tableau de la figure 4 précise le mode de co- dage en ce qui concerne la représentation binaire de cette position (dite "mantisse" par analogie avec un codage réel- lement logarithmique). La partie de droite de ce tableau (représentation selon loi A) donne le codage du numéro de segment (bits Bl, B2 et B3) et de la mantisse (bits B4, B5, B6 et B7). Le bit BO est réservé au signe. La partie de gauche dudit tableau (représentation linéaire), indique l'écriture binaire qui serait nécessaire en l'absence de compression(companding) pseudo-logarithmique. Ce sont les bits-de valeur X, Y, Z et T de la partie gauche du tableau qui constituent les bits de mantisse de la partie droite. On voit que le codage pseudo-logarithmique permet de repré- senter avec seulement 8 bits un domaine de niveaux dont l'expression exigerait 13 bits en codage linéaire. On considère maintenant la figure 6 dont on rappelle qu'elle est un schéma général, sous la forme d'un diagramme de blocs, d'un exemple de réalisation de l'annuleur d'écho de l'invention. Par mesure de simplification, on ne précisera pas, ni dans ce schéma, ni dans les schémas des figures sui- vantes, si les liaisons internes sont des liaisons "parallè- les" ou des liaisons "séries". Cependant, quel que soit le type de la liaison, si le nombre de bits des mots numériques que celle-ci achemine est supérieur à 1, elle est entourée d'un petit cercle accompagné de son nombre de bits. On retrouve dans la figure 6 les moyens de calcul numérique, registres et liaisons déjà évoqués dans la défini- tion générale de l'annuleur d'écho de l'invention, à savoir - la liaison de voie de réception 10, acheminant les mots de codage pseudologarithmique de parole lointaine X, - la liaison de voie d'émission 20, transmettant les mots de codage pseudo-logarithmique de parole proche R, - la liaison 25 de sortie.de l'installation de raccorde- ment (sortie de codec ou sortie de multiplexeur) qui délivre les signaux numériques de parole proche affectés de l'écho à éliminer, - le premier registre à décalage 30 (circulation des mots d'échantillon X) et le deuxième registre à décalage 40 - 11 - (circulation des mots de coefficients C), - les moyens de calcul numérique de corrélation 50, - les moyens de calcul numérique de convolution 60, les moyens de calcul numérique de soustraction 70 et - une unité de commande BO dont le r8le sera spécifié plus loin. Avant de poursuivre la description du schéma de la figure 6, on va préciser la nature des opérations mises en oeuvre dans l'annuleur d'écho de l'invention. A tout instant (n.T) quelconque (T étant la période d'échantillonnage des signaux à transmettre et n l'ordre d'ap- parition de cet instant), et en raison de la réponse impul- sionnelle du chemin d'écho, on pourrait écrire, si la trans- mission mettait en oeuvre une loi de codage linéaire: s(n) = z(n) + x(n) * c(n) = z(n) + y(n), relation dans laquelle s(n) est le signal de parole délivré à la liaison par l'unité de raccordement et affecté de l'effet d'écho, z(n) est le signal pur de parole proche, x(n) le si- gnal de parole lointaine, c(n) la réponse impulsionnelle du chemin d'écho, * le symbole représentant une convolution et y(n) l'écho. La fonction de l'annuleur d'écho serait alors, à la manière connue: a) d'élaborer un signal 7(n) de compensation d'écho tel que (une parenthèse représente toujours un indice et non pas un produit): 7(n) = x(n-k). c(k) + x(n-k-1). c(k-1) +...x(n-1).c(1) b) de calculer r(n) tel que: r(n) = s(n) - y(n) Dans ces relations, k est un nombre de termes suffisant pour simuler l'écho y(n) avec une précision suffisante, x(n-k) est le signal de parole lointaine à l'instant ((n-k).T et c(k) est le poids affecté à ce signal dans le polynôme de calcul de y(n). On pourrait aussi écrire, d'une manière plus conden- sée: 7(n) = k (x (n-j) c(j)) j=l - 12 - Du fait que le codage mis en oeuvre n'esst pas liné- aire, on sera amené, dans l'annuleur d'écho de l'invention, à calculer les correspondances -y s, Z -> z, X -y x, etc... dans lesquelles les majuscules représentent un mot de codage pseudo-iogarithmique (débarrassé de son indice) et les minus- cules un mot de codage linéaire. L'invention permet de calculer ces correspondances avec un maximum de simplicité et un minimum de moyens. On verra qu'elle tire notamment parti de la constatation qu'il est inu- tile de calculer la correspondance: O -> c, dans laquelle C est un poids exprimé par un mot de codage pseudo-logarithmique et c le mot de codage linéaire correspondant. On reprend maintenant la description du schéma de la figure 6. On précise ou on rappelle - que les mots de transmission sont codés selon la loi A, - que la cadence d'échantillonnage est de 8 kHz, c'est-à- dire que l'unité de raccordement dessert une seule installa- tion d'abonné. On remarque dans la figure 6, ainsi que dans les figu- res 7 et a,: la présence de bascules de type D qui symbolisent en fait des ensembles de bascules si les liaisons qui les des- servent sont-des liaisons parallèles. Les valeurs des fré- quences de synchronisation sont symbolisées par Hi Qu H2. La fréquence Hl qui règle la synchronisation des mots traités par les organes de calcul est de 8 kHz. La fréquence H2 règle la vitesse de circulation des mots pour le calcul de sommes ou de moyennes d'échantillons. Les calculs et les essais de simulation ayant montré que 32 échantillons suffisent (k=32) pour obtenir une reconstitution du signal d'écho, la valeur de cette fréquence est: H2 = Hi. k = 256 kHz. On ne traitera pas, sauf exception, des conditions de convergence des termes du polynôme de calcul du signal de compensation d'écho. La détermination est en effet l la our- tée d'un spécialiste. - _ 13 - *La capacité du registre 30 est donc de (k+1)4 33 mots de 8 bits. L'entrée de ce registre est connectée à la sortie d'un multiplexeur 31. Les entrées de celui-ci sont con- nectées d'une part à la liaison 10 et d'autre part à la sortie du registre 30. Cette dernière connexion est réalisée par l'in- termédiaire de la bascule 32 synchronisée à la fréquence H2. A chaque période d'échantillonnage (c'est-à-dire toutes les microsecondes) le multiplexeur 31 introduit dans le regis- tre 30 le nouveau mot d'échantillon X acheminé par la liaison 10. Ce nouveau mot prend place dans la séquence qui circule dans le registre 30 à la cadence de 256 kilo-octets par seconde et remplace le plus ancien. Chaque mot de sortie X du registre 30 est acheminé par une liaison à a bits, d'une part vers l'entrée des moyens de corrélation 50, d'autre part vers les moyens de convolution 60. Les moyens de corrélation 50 sont décrits plus en dé- tail en référence à la figure 7. On précise cependant dès main- tenant qu'ils comprennent: - un transcodeur pseudo-logarithmique linéaire 51 dont l'en- trée est connectée à la sortie de la bascule 32 et dont la sor- tie restitue des mots de codage linéaire x dont chacun résulte de la transcription d'un mot de codage pseudo-logarithmique X; - un calculateur-compensateur 52 ayant une entrée connec- tée à la sortie du transcodeur 51 et une-entrée connectée à la sortie du soustracteur 72 des moyens de soustraction 70 (voir plus loin); il reçoit par cette dernière entrée les bits les plus significatifs des mots r de codage linéaire délivrés par ledit soustracteur et calcule, en fonction de critères qui seront définis plus loin, des termes de correction AC positifs, négatifs ou nuls; - enfin un additionneur 53 dont les entrées sont connec- tées à la sortie du registre 40 et à la sortie du calculateur- comparateur 52; sa sortie est connectée-à l'entrée de ce re- gistre 40 par l'intermédiaire d'un multiplexeur 41. Le registre 40 est un registre à décalage d'une capa- cité de k=32 mots. Il y circule donc en permanence une séquence de 32 termes C dont chacun est, s'il y a lieu, corrigé à son - 14 - passage dans l'additionneur 53. Le multiplexeur 41 est utilisé * pour l'initialisation lors de l'établissement d'une communica- tion. On précisera sonfonctionnement plus loin. Les moyens de convolution 60 comprennent - un calculateur 61 à deux entrées connectées respective- ment à la sortie du multiplexeur 31 (mots X) et à la sortie du registre 40 (mots C) et délivrant une succession de mots de codage pseudo-logarithmique U dont chacun résulte de la combi- naison du mot X et du mot C reçus simultanément; - un transcodeur pseudologarithmique/linéaire 62 dont l'entrée est connectée à la sortie du calculateur 61 et dont la sortie délivre des mots de codage linéaire u dont chacun résulte de la transcription d'un mot U et - un accumulateur-additionneur 63 dont l'entrée est connec- tée à la sortie du transcodeur 62 et dont la sortie délivre des mots de codage linéaire 7 dont chacun résulte de la sommation des k plus récents mots u délivrés par ce transcodeur. Quant aux moyens de soustraction 70, ils comprennent: - un transcodeur pseudo-logarithmique/linéaire dont l'en- trée est connectée à la sortie de l'unité de raccordement (liai- son 25) et qui transcrit chaque mot de codage pseudo-logarith- mique S délivré par ladite sortie en un mot de codage lindaire s; - un soustracteur 72 dont l'entrée (+) est connectée à la sortie du transcodeur 71 et dont l'entrée (-) est connectée à la sortie de l'accumulateur-additionneur 63 par l'intermédiaire de la bascule 64 synchronisée à la fréquence HI; - enfin un transcodeur.linéaire/pseudologarithmique 73 connecté à la sortie du soustracteur 72 et qui transcrit les mots r de codage linéaire délivrés par celui-ci en mots R de codage pseudo-logarithmique délivrés à la voie d'émission 20. L'unité de commence 80 comporte entre autre: - une entrée connectée àu poste d'abonné (non représenté) par une liaison 81, - une sortie connectée par une liaison 82 à l'entrée de commande 411 du multiplexeur 41 qui comporte,outre l'entrée de signal connectée à la. sortie de l'additionneur 53, une autre entrée de signal connectée à la liaison 25 (mo-s S), _ 1 5 - - une sortie connectée par une liaison 83 à une entrée de signal d'un multiplexeur 11 et - une sortie connectée par une liaison 84 à l'entrée de commande du même multiplexeur. Avant d'aborder, en référence aux figures 7 et 8, une description plus détaillée des circuits des moyens de cor- rélation 50, de convolution 60 et de soustraction 70, il est utile de donner quelques indications complémentaires sur les fonctions de ces moyens. Le multipleur 40 met normalement en communication la sortie de l'additionneur 53 et le registre à décalage 40. Le multiplexeur 11 met normalement en communication la voie de réception 10 avec l'unité de raccordement. Lorsque l'unité de commande 80 est informée par la liaison 81 de l'établisse- ment d'une communication impliquant l'unité de raccordement (signal binaire provenant de la détection de la boucle de 1.' abonné), elle délivre momentanément et simultanément - par la liaison 82, à l'entrée de commande 411 du multi- plexeur 41, l'ordre de connecter la liaison 25 (sortie de l'unité de raccordement) à l'entrée du registre 40, - par la liaison 84, à l'entrée de commande du multiplexeur 11, l'ordre de connecter la liaison 83 à l'entrée de l'unité de raccordement, - enfin, par la liaison 83, une impulsion de valeur unité. A ce moment précis les premiers échantillons 5 déli- vrés au multiplexeur 41 et par conséquent au registre 40 René présentent la réponse impulsionnelle -du chemin d'écho et cons- tituent les premiers mots de coefficient C qui circulent dans le registre 40 et que les moyens de convolution 60 combinent deux a deux avec les premiers mots d'échantillons X délivrés par le registre 30 pour élaborer les premiers mots 7 de com- pensation d'écho. Les mots de coefficients C sont des mots de codage pseudo-logarithmique qui comprennent, tout comme les mots -35 d'échantillons X, un bit de signe, trois bits de codage de numéro de segment et quatre bits de codage de mantisse. - 16 - 11 1 Le multiplexeur ayant rétabli la connexion de la ligne 10 avec l'entrée de l'unité de raccordement et le multi- plexeur 41 ayant rétabli la connexion de la sortie de l'addi- tionneur 53 avec l'entrée du registre 40, le calculateur 61 réalise pour chaque couple de mots C et X l'opération: U = C * X que l'on définira avec précision plus loin. Chaque mot U délivré par le calculateur 61 est un mot de codage pseudo-logarithmique que le transcodeur 62 trans- crit en un mot u de codage linéaire. Quant à l'accumulateur- additionneur 63, il délivre à tout instant (n.T) un mot de codage linéaire y qui est la somme des k plus récents mots u. En ce qui concerne les moyens de soustraction 70: - le transcodeur 71 transcrit chaque mot de codage pseudo- logarithmique S délivré par la liaison 25 en un mot de codage linéaire s, - le soustracteur 72 soustrait'du mot s le mot y délivré au même Instant, - -chaque mot -de codage linéaire.r = s - y:délivré par le 'soustracteur 72 est transcrit:par le transcodeur 73 en un mot de codage.pbeudologarithmique R délivré à la voie d'émission :20. - Chaque mot r est délivré aussi par la liaison 721, au calculateurcomparateur 52:. Celui-ci, que l'on décrira plus 25.loin, et qui'-reçoit aussi les'mots x, réalise des comparaisons selon les résultats. desquelles il peut ajouter ou retrancher au moyen de l'additionneur 53 un mot de correction AC aux mots C qui.c:irculent dans le registre 40,'ou encore ne rien changer à la valeur desdits mots C. A l'issue de.chaque correc -- ' tion, le nouveau coefficient C obtenu remplace à l'entrée du multiplexeur.41 l'ancien mot C qui était délivré par le regis- tre 40-.. Les mots C et C sont des mots de codage pseudo-loga- rithmique. -Avant de cohnsidérer la figure 7 relative à'la consti- - 35 tutionii des moyens de convolutio'n 60 et des moyens. de soustrac- tion 70, on va donner quelques indications sur ies calculs effectués par le calculateur 61 qui combine deux à deux, au fur -17- et à mesure de leur apparition à ses entrées, un mot C et un mot X pour élaborer un mot U. On convient d'appeler: A(X), A(C) et A(U) les amplitudes représentées par les mots X, C et U; E(X), E(C) et E(U) les numéros de segments de codage corres- pondants; M(X), M(C) et M(U) les valeurs de mantisses correspondantes Si l'on confère par convention la valeur unité au bit de rang 8 de la représentation linéaire des amplitudes (fig. 4), on peut écrire: si E(C) 0: A(C) = 2exp(E(C)). (1+M(C)) si E(C) = O: A(C) = 2. M(C) si E(X) 0: A(X) = 2exp(E(X)). (1+M(X)) si E(X) = 0: A(X) = 2. M(X) Pour que chaque mot U délivré par le calculateur 61 soit tel que A(U) = A(C). A(X), ce calculateur doit distin- guer quatre cas puisque le calcul montre que l'on a: a) si E(C) = E(X) = O, M(U) = M(C). M(X) et E(U) = 2 avec O M(U) = (1+M(C) + M(X) + M(C). M(X)) et E(U) = E(C) + E(X) avec 0 Il faut donc en principe, pour écrire M(U) en réser- vant 4 bits à la partie fractionnaire:.4 bits dans le cas a), 5 bits dans les cas b) et c) et 6 bits dans le cas d). _ 18 - On considère maintenant la figure 7. Le calcula- teur 61 des moyens de convolution 60 (fig. 6) comprend deux détecteurs de seuil 610 et 611, un additionneur 612, une porte NON#(OU exclusif) 613, deux multiplexeurs 614 et 615, une porte ET 616, un multiplieur.618 et deux autres addition- neurs 61-7 et 619. Les connexions de ces différents éléments et leurs fonctions sont organisées ainsi: - détecteur de seuil 610: une entrée à 3 bits recevant les bits de numéro de segment E(X) acheminés par la liaison à 8 bits 303 (sortie du registre 30 de la fig. 6) , une sortie à 1 bit délivrant un signal de validation si E(X) est plus grand que 0; - détecteur de seuil 611: une entrée à 3 bits recevant les bits de numéro de segments E(C) acheminés par la liaison à 8 bits 402 (sortie du registre 40), une sortie à 1 bit dé- livrant un signal de validation si E(C) est plus grand que 0; additionneur 612: deux entrées à 3 bits respectivement connectées de la même façon que les entrées des détecteurs de seuil 610 et 611; une sortie à 4 bits délivrant le numéro de segment E(U)_= E(C) + E(X); - porte 613: deux entrées à 1 bit recevant respective- ment les bits de signe Sgn(X) et Sgn(C) acheminés par les liai- sons 303 et 402, une sortie à 1 bit délivrant la valeur 1 si Sgn(X) = Sgn(C) = 1, c'est-à-dire si Sgn(U) = 1 et la valeur 0 si Sgn(X) ou Sgn(C) = 0; - multiplexeur 614: une entrée de signal à 4 bits connec- tée à la liaison 303 pour en recevoir les bits de mantisse M(X), une entrée de validation connectée à la sortie du détec- teur 611, une sortie à 4 bits retransmettant la valeur M(X) seulement si le détecteur 611 délivre son signal de validation et retransmettant la valeur O dans le cas contraire; - multiplexeur 615: une entrée de signal à 4 bits connec- tée à la liaison 402 pour en recevoir les bits de mantisse M(C), une entrée de validation connectée à la sortie du détecteur 610, une sortie à 4 bits retransmettant la valeur M(C) seule- ment si le détecteur 610 délivre son signal de validation et retransmettant la valeur O dans le cas contraire; - 19 - - porte ET 616: deux entrées à 1 bit respectivement connectées aux sorties des détecteurs 610 et 611, une srtie à 1 bit délivrant la valeur logique 1 si les deux détecteurs délivrent simultanément leur signal de validation; - additionneur 617: trois entrées respectivement connec- tées aux sorties du multiplexeur 614, du multiplexeur 615 et de la porte 616, une sortie à 6 bits délivrant la somme des valeurs respectivement délivrées par ces trois éléments; - multiplieur 61i: deux entrées à 4 bits respectivement connectées aux liaisons 303 -'t 402 pour en recevoir les va- leurs de mantisses M(X) et M(C), une sortie à 6 bits délivrant la valeur du produit M(C). M(X); enfin - additionneur 619: deux- entrées à 6 bits connectées respectivement à la sortie du mulitiplieur 618 (valeur de M(C). M(X)) et à la sortie de l'additionneur 617 (S. 'il y a '; lieu, valeur de M(C) + M(X)), une sortie à 6-bits délivrant la valeur M(U). Le multiplieur 618 peut être constitué par une sim-' ple table- de correspondance (mémoire à lecture seule).' La description ci-dessus du calculateur'61 permet de vérifier qu'il réalise'effectivement les calculs des cas'. a), b), c) et d) précités. Outre le calculateur '61, les moyens de convolution." comprennent - le transcodeur pseudo-logarithmique/linéaire 62 et l'accumulateur-additionneur 63. ' Le transcodeur 62 a les entrées suivantesi - entrée 621 à 6 bits connectée à la sortie de l'addition- neur 619 (valeur de mantisse M(U));. - entrée 622 à 4 bits connectée à la sortie de l'addition- neur 612 (numéro de segment E(T)'); - entrée 623 connectée à la sortie de la porte 613 (valeur du signe Sgn(U)). Il restitue par sa sortie 62'4.à 16 bits la valeur. du produit u = x. c, x 'étant le mot de codage linéaire ré- sultant de la transcription de chaque mot X délivré par le registre 30 (fig.6) et c étant le mot de codage linéaire ré- sultant de la transcription de chaque. mot C délivré par le registre 40. - 20 - Ce transcodeur 62 peut être constitué Dar une table de correspondance (mémoire à lecture seule ou réseau logique programmable du genre connu par exemple sous le sigle FPLA)'. Le tableau partiel de la figure 5 illustre le code des mots u. Il s'agit d'un code linéaire de 16 bits avec com- plément à 2. Les bits A,B,C,D,E,F sont les bits de mantisses reçus de l'additionneur 619. Le bit de signe n'est pas reporté. La première colonne indique le numéro de segment E(U) codé au moyen des 4 bits qui précèdent le bit A et qui sont tous fixés à la valeur 0 dans le tableau. Pour obtenir des nombres signés, il suffit de complémenter à 2 les nombres binaires figurant dans le tableau lorsque le bit de signe (non représenté) dé- signe un nombre négatif. Quant à l'accumulateur-additionneur 63 dont l'entrée à 16 bits est connectée à la sortie du transcodeur 62, il dé- :livre à l'entrée (-) du soustracteur 72, par l'intermédiaire de la'bascule -63 rythmée à la cadence H1 (cadence d'échantil- lonnage), une succession de mots y dont chacun résulte de la -sommation des k plus récents mots u délivrés par ledit trans- codeur. Autrement dit, à tout instant (n.T): y(n): ' (x(n-i)'. c(i)). -.-. '. i=O -. - Ces mots y étant des.'mots de codage linéaire- peuvent- - tre soustraits par le soustracteur 72 des mots de cod e li- néaire s qui résultent de la transcription par le transcodeur 25. 71' des. mots de codage-pseudo-logarithmique S transmis par lintermédiaire de la bascule-74 rythmée elle aussi à la ca- -dence HI.- Le-résult.at, comme on l'a déjà dit, est une succes- sion de mots de codage linéaire r.que le transcodeur 73 traanscrit et mots de codage pseudo-logarithmique R délivrés à la voie d'émission 20. Les mots 7 délivrés par l'accumulateur-additionneur 63 sont arrondis à 12 bits (voir au tableau n 5 le bit n 12). * Les mots s délivrés par le transcodeur 71 ont également 12 bits.ainsi que les mots r délivrés par le soGustracteur 72. Le transcodeur 73 qui dé'vre les mo+s R rétablit le codage MIC loi A à 8 bits. - 21 - On considère maintenant la figure B dont on rappelle qu'elle est relative aux moyens de corrélation 50 (fig.6) et notamment au correcteur 52 qui délivre éventuellement des ter- mes de correction A C de signe convenable que l'additionneur 53 ajoute ou retranche s'il y a lieu aux mots de coefficients C qui circulent dans le multiplexeur 41 et dans le registre à décalage 80. La figure 8 montre également un circuit détecteur de double parole 90 que l'on décrira plus loin. On verra qu'il peut être supprimé. C'est pourquoi il est signalé par un asté- risque ainsi que les liaisons qui sont inutiles en son absence. On précise d'abord que l'entrée du transcodeur 51 qui reçoit de la sortie du registre 30 les mots de codage pseu- do-logarithmique X ne reçoit pas le bit de signe. C'est donc uen entrée à 7 bits. Les mots de codage linéaire lxJ que déli- vre ce transcodeur sont des mots de valeur absolue arrondie. à 8 bits. Les circuits qui constituent le correcteur 52 (fig.6) sont un accumulateur-additionneur 54, trois compara- teurs détecteurs de niveau 55, 56 et 57, une porte ET 51 et un multiplexeur 59. Leurs connexions sont organisées ainsi - accumulateur-additionneur 54: une entrée à B bits connec- tée à la sortie du transcodeur 51, une entrée à 13 bits bou- clée sur une sortie à 13 bits par l'intermédiaire d'une bascule 541 de type D synchronisée à la cadence H2 d'arrivée des mots lxi; sa sortie est également connectée à une liaison 543 à 8 bits par l'intermédiaire d'une bascule 542 de type D syn- chronisée à la cadence H2; - détecteur-comparateur de niveau 56, doté d'une entrée à 8 bits connectée à la liaison 543; - détecteur-comparateur de niveau 55, doté d'une entrée à a bits connectée à la sortie du transcodeur 51 et d'une entrée à 8 bits connectée à la liaison 543; détecteur-comparateur de niveau 57,.doté d'une entrée à 8 bits, connectée à la sortie du soustracteur 72 (fig.6) et d'une entrée à 8 bits connectée à la liaison 543; - 22 - - porte ET 58, à trois entrées respectivement connectées aux trois sorties des détecteurs-comparateurs 55, 56 et 57; - multiplexeur 59 à deux entrées de validation ou de comman- de, respectivement connectées à la sortie de la porte ET 58 et à la sortie du détecteur de double parole 90; sa sortie est connectée à l'une des entrées de l'additionneur 53. On rappelle que les mots C sont des mots de codage pseudo-logarithmique. Bien qu'ils ne comportent que 8 bits lorsqu'ils sont délivrés au calculateur 61 (fig.6), la capa- cité du registre à décalage 40 est de 32 mots (k=32) de 12 bits afin que les corrections puissent être effectuées avec une précision suffisante. Ces 12 bits comprennent, dans l'or- dre des poids décroissants, un bit de signe Sgn, trois bits de numéro de segment El, E2 et E3 et huit bits de numéro de mantisse' Ml à Ma. Les études préliminaires ayant montré que l'algorithme de calcul précité converge de façon satisfaisante si les corrections ne portent que sur le bit M5 de la mantisse (bit qui n'est pas retenu dans la formation des produits par- tiels X. C), le rôle du multiplexeur 59 est seulement, en cas de besoin, de délivrer un bit de valeur convenable dont l'additionneur 53 opère l'addition algébrique audit bit M5. Ce bit de correction est égal à (+1) ou (-1) selon que le signe du produit C. X. R est positif ou négatif. L'entrée 591 du multiplexeur 59 est connectée à cet effet, par des liai- sons non représentées, aux liaisons 402 (sortie du registre 40) 312 (entrée du registre 30) et à la voie 20, pour recueillir en permanence les bits de. signe correspondants. La sortie 595 du multiplexeur 59 est donc une sortie à trois états, à savoir: - état zéro si la porte ET 58 ne délivre pas de signal de commande à l'entrée de commande 593, - état (+1) ou (-1) si la porte 58 délivre un signal de com- mande. Ce signal de commande n'est délivré que si les condi- tions suivantes sont simultanément respectées: a) le niveau de l'échantillon de parole lointaine (mot X) doit être différent du niveau moyen des k échantillons, sinon la correction est inutile; - 23 - b) ce niveau doit être suffisant afin que la correction per- mette une adaptation correcte; c) ce niveau ne doit pas dépasser la capacité de charge de la transmission MIC, faute de quoi l'échantillon est écrêté et les non-linéarités qui en résultent ne sont pas reproduites par l'annuleur d'écho; d) le niveau de l'échantillon de parole proche restituée R ne doit pas être trop élevé; dans le cas contraire, il s' agirait d'un bruit proche accidentel (intervenant notam- ment immédiatement après le début de l'initialisation) dont la prise en compte nuirait à la qualité de l'ajuste- ment des coefficients C; e) les échantillons de parole lointaine (mots X) doivent être '. suffisamment décorrelés entre eux, faut de quoi l'algo- rithme de calcul du signal de compensation d'écho risque de devenir divergent. Le comparateur-détecteur 55 impose le respect de la condition a). Il ne délivre un signal de validation à la porte 58 que si la valeur absolue IxI du mot de codage linéaire x délivré par le transcodeur 51 est supérieure à la valeur moyenne absolue!XI délivrée par l'accumulateur-additionneur'54. Le comparateur-détecteur 56-impose le respect des conditions b) et c). Il ne délivre un signal de validation à la porte 58 -que si la valeur moyenne absolue de Ia. est su- périeure. à 2exp(-T) et inférieure à 2exp(-2). Enfin, le comparateur-détecteur 57 impose le respect des conditions d) et e). Il ne délivre un signal de-validation à la porte 58 que si la valeur absolue du rapport Ir/I de la valeur des mots de codage linéaire r restituée par le sous- tracteur 72 (fig.6) à la valeur moyenne x est inférieure à 2exp(-1) et supérieure à 2exp(-6). Cependant, l'adaptation des mots de coefficients C risque de se détériorer dans le cas d'une situation de double parole qui se traduit par le fait que les échantillons-de parole proche (mots de codage pseudologarithmique S) ont un niveau non négligeable par rapport aux échantillons de parole lointaine (mots de codage pseudo-logarithmique X). La solution adoptée - 24 - par l'invention consiste à diminuer sensiblement le niveau des termes de correction AC pendant tout le temps que dure cette situation. Le multiplexeur 59 est pourvu à cet effet d'une deuxième entrée de signaux 591 et d'une deuxième entrée de commande 594. Lorsque cette entrée est validée, l'entrée 592 transmet à la sortie 595 un signal de correction positif ou négatif que l'additionneur 53 ajoute au bit MB de la man- tisse. Le niveau du signal de correction ainsi engendré est donc inférieur de 24 dB à celui du signal engendré par la validation de l'entrée de commande 593. L'entrée de commande 594 est validée au moyen du détecteur de parole 90 qui comprend un comparateur-détecteur 91 et un circuit de temporisation 92. Le comparateur 91 est muni de deux entrées dont l'une, à T bits, est connectée à la liaison de sortie-302 du registre 30 pour prélever les bits de la valeur absolue |Xi des mots de codage pseudo-logarith- mique X et dont l'autre, également à T bits, est connectée à la liaison 20 pour prélever les bits de la valeur absolue IRI des mots de codage pseudo-logarithmique R. Ce comparateur 91 compare en permanence chaque mot IRI au mot de valeur abso- lue maximale IX(max)j de la séquence des 32 mots lXi les plus récents. Lorsqu'il constate que le niveau correspondant à R est supérieur au quart du niveau correspondant à I[X(max)l c'est-à-dire lorsque le rapport ( IX(mnax)l / R) est inférieur à 12 dB, il délivre un signal logique au circuit de temporisa- tion 92. Si la durée de ce signal logique est supérieure à millisecondes, le circuit 92 délivre, tant que ledit si- gnal logique persiste, un signal de validation à l'entrée 594 du multiplexeur 59. Cependant, la présence d'un dispositif de pré-ajus- tement des mots de coefficients C (unité 81, fig.6) amène à reconsidérer l'utilité du détecteur de double parole 90 (fig.8). En fonctionnement normal, ce dispositif permet d'annuler quasi- instantanément l'écho apparaissant dès la mise en communication. Il devient donc possible de réduire la valeur absolue des ter- mes correcteurs à C délivrés par le multiplexeur 59 afin d'a- juster plus finement la valeur des mots de coefficients C. - 25 - La stabilité de l'annuleur d'écho en présence de double parole devient telle que ledit détecteur 90 devient alors inutile. Cette réduction de valeur s'obtient en connectant le multi- plexeur 59 à l'additionneur 53 de telle sorte que la correc- tion aC porte sur le bit de mantisse M7 des mots de codage C et non plus sur le bit M5 (affaiblissement de 12 dB). Le détecteur de double parole est alors supprimé ainsi que les entrées 592 et 594 du multiplexeur 59. Des essais réalisés au moyen d'une maquette de fai- sabilité ont permis de comparer les performances des deux formes de réalisation d'annuleur d'écho que l'on vient de dé- crire, à savoir: - annuleur A: muni d'un détecteur de double parole et dans lequel la correction AC porte sur le bit M5 des mots C en l'absence de double parole et sur le bit MS en situation de double parole; annuleur B: non muni d'un détecteur de double parole et dans lequel la correction àC porte en toute occurrence sur le bit M7 des mots C. On appelle F l'affaiblissement d'adaptation totale, c'est-àdire le rapport P(X) / P(E) de la puissance moyenne P(X) des signaux acheminés par la voie de réception (voie VR des figures 1 et 2) à la puissance moyenne P(E) de l'écho engendré sur la voie d'émission VE. Avec l'annuleur A, F est supérieur à 37 dB pour tout chemin d'écho rencontré ordinairement en exploitation et tant que P(X) demeure supérieur ou égal à -27 dBmo. En des- sous de cette limite, F décroît linéairement jusqu'a ce que l'écho devienne noyé dans le bruit engendré par le codec. Avec l'annuleur B, F est supérieur à 40 dB tant que P(X) demeure supérieur ou égal à -20 dfmo. En dessous de cette limite, F décroît de façon quasi-linéaire. La vitesse de convergence des coefficients C est dans les deux cas tout à fait satisfaisante. - 26 - REVENDICATIONS. 1.- Annuleur d'écho pour liaison téléphonique à voies nu- mériques MIC mettant en oeuvre une loi de codage pseudo-loga- rithmique, inséré dans ladite liaison à proximité d'une unité de raccordement d'au moins un abonné dans le but d'annuler substantiellement, dans la voie numérique ( dite "d'émission") acheminant les mots de codage pseudo-logarithmique S de pa- role proche délivrés par cette unité de raccordement, l'effet de l'écho des mots de codage pseudo-logarithmique X de parole lointaine délivrés à ladite unité par l'autre voie numérique (dite "voie de réception"), du genre comportant à la manière connue: - un premier registre à décalage d'une capacité de (k+1) mots de codage, bouclé sur lui-même et dont l'entrée est con- nectée à la voie d'émission dont elle reçoit à chaque instant (n.T) un mot de codage pseudo-logarithmique X (T étant la pé- riode d'échantillonnage des mots de codage et n un facteur caractérisant l'ordre de l'instant), la vitesse de circula- tion des mots dans ce registre étant telle qu'il délivre dans l'intervalle de temps séparant deux instants consécutifs la séquence des k plus récents mots X, - un deuxième registre à décalage d'une capacité de k mots de codage, bouclé sur lui-même, fonctionnant en phase avec le premier registre et dans lequel circule en permanence une séquence de k mots C de codage de coefficients, - des moyens de calcul numérique dits "de corrélation" munis d'entrées respectivement connectées à la sortie du premier registre à décalage et à la voie d'émission et dont la sortie est connectée à l'entrée du deuxième registre à décala- ge pour modifier la valeur des mots C circulant dans ce re- gistre en fonction de critères de comparaison des mots res- pectivement délivrés par ledit registre et par ladite voie d'émission, des moyens de calcul numérique dits "de convolution" munis d'entrées respectivement connectées à la sortie du pre- mier registre à décalage et à la sortie du deuxième registre à décalage et d'une sortie délivrant à chaque instant (n.T) - 27 - un mot de compensation d'écho obtenu par sommation de k mots dont chacun résulte d'une opération combinant un mot C et un mot X délivrés simultanément par les deux registres à dé- calage, - enfin des moyens de calcul numérique dits "de sous- traction" insérés entre l'unité de raccordement et la voie d'émission munis d'une entrée de correction connectée à la sortie des moyens de convolution, lesdits moyens de soustrac- tion restituant à la voie d'émission une succession de mots de codage pseudo-logarithmique R dont chacun résulte d'une opération combinant un mot S délivré par l'unité de raccorde- ment et un mot de compensation d'écho délivré par les moyens de convolution, caractérisé en ce que les moyens de convolution (60) comprennent: - un calculateur (61) muni d'entrées respectivement connec- tées à la sortie du premier registre à décalage (30) et du deuxième registre à décalage (40) et élaborant une succession de mots de codage pseudo-logarithmique U dont chacun résulte d'une opération combinant un mot X et un mot C, - un premier transcodeur pseudo-logarithmique/linéaire (62) dont l'entrée est connectée à la sortie du calculateur (61) et qui transcrit chaque mot U en un mot de codage linéaire u et, - un accumulateur-additionneur (63) dont l'entrée est con- nectée à la sortie du transcodeur (62) et qui délivre à chaque instant (n. T) aux moyens de soustraction (70) un mot de codage linéaire de compensation d'écho y dont chacun est la somme des k plus récents mots u. 2.- Annuleur d'écho selon la revendication 1, dans lequel les moyens de soustraction (70) comprennent: - un deuxième transcodeur pseudologarithmique/linéaire (71) dont l'entrée est connectée à la sortie de l'unité de raccorde- ment délivrant les mots de codage pseudo-logarithmique S et qui transcrit ceux-ci en mots de codage linéaire s, - 28 - - un soustracteur (72) dont l'entrée (+) est connectée à la sortie dudit transcodeur (71) et l'entrée (-) à la sortie de l'accumulateur-additionneur (63) et dont la sortie déli- vre en succession des mots r de codage linéaire dont chacun représente la différence entre la valeur d'un mot s et la valeur d'un mot 7, - enfin un transcodeur linéaire/pseudo-logarithmique (73) transcrivant chaque mot r en un mot de codage pseudo-loga- rithmique R délivré à la voie d'émission, caractérisé en ce que lesmoyens de corrélation (50) comprennent: - un troisième transcodeur pseudologarithmique/linéaire (51) transcrivant chaque mot X délivré par le premier registre à décalage (30) en un mot de codage linéaire x, - un calculateur de comparaison (52) ayant une entrée con- nectée à la sortie dudit transcodeur (51), comprenant des moyens (54, 541, 542, 55) de former la moyenne des valeurs absolues l11 des k plus récents mots x délivrés par ledit transcodeur et de délivrer un signal de validation de correc- tion lorsque la valeur absolue d'un mot x diffère de ladite moyenne, enfin des moyens (53, 59) d'ajouter aux mots C circulant dans la liaison de bouclage du deuxième registre à décalage (40) un terme de correction AC de valeur absolue prédéterminée et de signe convenable lorsque le calculateur de comparaison (52) délivre son signal de validation de correction. 3.- Annuleur d'écho selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit calculateur de comparaison (52) comprend en outre des moyens (56, 58) d'interdire la délivrance du signal de validation de correction lorsque ladite moyenne Ixi n'est pas comprise entre des limites prédéterminées. 4.- Annuleur d'écho selon la revendication 2 ou la revendi- cation 3, caractérisé en ce que ledit calculateur de comparai- son (52) comprend en outre des moyens (57, 58) d'interdire la délivrance dudit signal de validation de correction lorsque le - 29 - rapport de la valeur absolue d'un mot r de sortie du sous- tracteur (72) à la valeur de ladite moyenne 1I1 n'est pas compris entre des limites prédéterminées. 5.- Annuleur d'écho selon l'une quelconque des revendica- tions 2, 3 ou 4, caractérisé en ce qu'il comporte en outre d'une part un détecteur de double parole (90) qui délivre un signal de détection lorsque le rapport de la valeur des mots R délivrés à la voie d'émission à la valeur des mots X ache- minés par la voie de réception dépasse une valeur prédéter- minée, d'autre part des moyens (594, 592) de réduire la va- leur des termes de correction aC dans une proportion déter- minée lorsque ledit signal de détection est délivré. 6.- Annuleur d'écho selon l'une quelconque des revendica- tions 1 à 5, caractérisé en ce qu'il comporte en outre des moyens (11, 80) d'injecter dans la voie de réception un signal impulsionnel de niveau prédéterminé lors de l'établissement d'une communication impliquant l'unité de raccordement.