FR 2483086 A1 19811127 FR 8011443 A 19800522 La présente invention a pour objet un procédé de traitement de signal pour radar à visée latérale et à synthese d'ouverture et un circuit pour la mise en oeuvre de ce pr6càde El!e trouve, une application en télédétection, *n cartographie par radar ete0.... et plus particuliàrement dans lUobservation de l ftat des oceans o elle permet la détermination en t1emps réel du spectre directionnel de la houleo La t- echnique du radar à visée latérale à synthèse d)ouverture est utilisée en télédétection active pour obtenir une cartographie d un signal hyperfréquences rétro- diffusé pEtune surfaceo Une très bonne résolution spatale peut être obtenue par une démodulation cohérente du signal reçu puis par un filtrage adapté de ce signal-. La carto- graphie ainsi obtenue est appelée image radaro Une des- cription de cette technique figure dans de normbreux ouvrages ou articles, parmi lesquelson peut citer: 1) R.O. HARGER 2"Synthetic Aperture Radar Systems"l New-York, Academic Press, 1970 2) A.W. RIHACZEK "Principles of High Resolution Radar"' New-York, Mac Graw Hill, 1969 - 3) K. TOMIYASU "Tutorial Review of Synthetic- Aperture Radar (SAR) with Applications to Imaging of the Ocean Surface" Proceedings of the IEEE, vol. 66, N 5, May 1978, p. 563- 583. 4) W.J. VAiN DE LINDT "Digital Technique for Generating Synthetic Aperture Radar Images"', IBM J. Res. Develop. september 1977, p. 415- 432 ) HOMER JENSEN et al "Cartographie par Radar" Pour la Science, Décembre 1977, p. 80-92. L'image engendrée par un radar à synthèse d'ou- verture embarqué à bord d'un satellite et orienté vers la surface de l'océan permet d'estimer l'état de surface de celui-ci. Cette estimation est fournie par le calcul de la transformée de Fourier bidimen- sionnelle de l'image radar. Cetrte transformée de Fourier permet la détermination du spectre directionnel de la houle. L'information ainsi obtenue peut être appliquée à la surveillance -de l'état de la mer (détec- tion des tempêtes, aide à la navigation) ou à la - recherche océanographique. Les spécifications d'un tel -système imposent de nombreuses contraintes: couverture globale, capacité tous temps, périodicité de quelques heures et diffusion très rapide de l'information. Ces contraintes ne peuvent être satisfaites que par un radar embarqué à bord d'un satellite et associé a un système capable de calculer rapidement la transformée de Fourier bidimensionnelle de l'image radar. Les procédés.utilisés actuellement pour calculer la transformée de Fourier d'une image radar procèdent en deux étapes: - génération de l'image calcul de la transformée de Fourier de cette image. La génération de l'image peut s'effectuer par des méthodes de traitement optique ou de traitement numérique. L'image obtenue se présente sur un support photographique dans le premier cas et sous forme d'image rr. tmerisée sur bande magnétique d'ordinateur dans le second cas. La transformée de Fourier de l'image radar est alors déterminée par un traitement optique pour les photographies ou par un calculateur pour les images numérisées. Ces procédés connus se prêtent mal à une détermination en temps réel et à bord d'unsatellite de la transformée de Fourier de l'image radar. En effet, si la compression d'impulsion, première étape dans la génération de l'image, peut s'effectuer en temps réel par des techniques hybrides utilisant des dispositifs à ondes acoustiques de surface, la deuxième étape, qui constitue la synthèse d'ouverture, requiert des temps de traitement très longs incompatibles avec une contrainte de traitement en temps réel. De plus, la génération de l'image doit être terminée avant que puisse commencer le calcul de sa transformée de Fourier. Pour ce qui est des méthodes de traitement optique, elles peuvent difficilement être employées de manière automatique à bord d'un satellite, en raison du matériel et du personnel requis pour leur mise en oeuvre. Le but de la présente invention est justement de réduire la complexité et la durée du traitement nécessaire pour obtenir, directement à partir du signal reçu par le radar et après démodulation cohérente et compression d'impulsion, la transformée de Fourier en. azimut de l'image radar. Naturellement, il est toujours possible, ensuite, par transformation de Fourier inverse, d'obtenir une estimation de l'image radar. Pour mieux préciser ces questions,il est utile de rappeler brièvement la structure schématique d'un équipement de radar à visée latérale et à synthèse d'ou- verture. Cette structure est illustrée sur la figure 1. Le détail de structure et de fonctionnement deg différents organes représentés pourra être trouvé dans les références citées plus haut. Telle qu'illustrée, cette structure comprend un générateur 10 d'onde hyperfréquence. associé à une horloge 12 fixant la fréquence de répétition Fr de l'émission, un moyen 14 de modulation de la fréquence de l'onde émise par le générateur 10, un amplificateur 16, un circulateur 18 et une antenne 20. Ce sous-ensemble corres- pond aux moyens d'émission de l'équipement. La structure représentée comprend encore un amplificateur à faible bruit 22, un circuit de compression d'impulsion 24 et un circuit 26 de détection cohérente relié par ailleurs au générateur 10. Cette détection s'effectue sur les composantes du signal en phase et en quadrature de phase. Ce sous-ensemble correspond aux moyens de réception de l'équipement. La structure représentée comprend encore des circuits à retard 30/1, 30/2, . 30/p reliés à l'horloge d'émission 12 et des portes 32/1, 32/2,.... 32/p aptes à sélectionner dans le signal délivré par le-circuit de 1 2 détection des échantillons s', s,... sP situés dans les-portes correspondantes. L'ensemble du circuit apte à..DTD: délivrer ces échantillons porte la référence 33. La structure comprend enfin un moyen 34 apte à former l'image radar à partir des signaux sl, s2..- SPt puis un moyen 36 pour calculer, à partir de cette image, la transformée de Fourier de celle-ci. Cet équipement est en général embarqué à bord d'un mobile (satellite, avion...) de sorte que des moyens drémis- sion 40 sont prévus à bord de ce mobile pour transmettre vers le sol les informations souhaitées. Celles-ci peuvent être constituées par les composantes de Fourier obtenues à la sortie du circuit 36 (liaison 42 entre 36 et 40), ou par l'image engendrée par les moyens 34, auquel cas la sortie de ces moyens est directement reliée aux moyens d'émission 40 (liaison 44) et le transformateur de Fourier est situé au sol. Ces informations peuvent encore être constituées par des signaux prélevés plus en amont comme par exemple à la sortie du circuit de détection cohérente 26 et de l'horloge d'émission 12 (liaison 46). Le principe de fonctionnement de cet ensemble résulte directement de celui du radar à synthèse d'ouver- ture. L'émission radar est discontinue et s'effectue à la frequence de Zrpétition Fr La amoualetion de fr6quence puis L.a compression imiUsion permetrteint d namliorer la gs olu-ion dEans le esr-ad iac l La déteti:o L cohéren@te permet la syntMse 6d uverture par laquelle! Uantenne l e.te ddaians son;tendueL ou.,-, des2$é- a un certain retard par raÉppo auti instants dd 7 D"3 e!Donde radar et les signaux qui e f' achisent c rresaondhens des échos pr:ovenant mtoac;es situés à d es distances déterminées de l antenne0 Ces zignau son'- rcnc des hanti2lon asociés & dife rentes porets en distanceo La 'o ratio de l'image & partir de oes échantillons s effectue par des moyens o tiques ou électroniques ncome indiqué plus haut0 La présenEite inventtio5n porte sur un procédé et un ircui. de traitement de signal applicable à un tel équipement et qui permetD notamment, duobtenir directement et en temps réel. les composantes de Fourier à partir des signaux radar sans qu'il soit nécessaire de former au préalable une image radar L'invention découle de travaux du demandeur qui ont permis de montrer, qu'au prix de certaines approximations en general justifiéese on pouvrait obtenir une estimation des composanties azimutales de Fourier par un traitement simple des échantillons relatifs a chaque porte en distance. Ce traitement est une auto- corrélation d'un signal égal au produit du signal radar par un terme de phase variant quadratiquement avec le rang de l'échantillon. Analytiquement, ce traitement s'exprime de la manière suivante. Dans une porte en distance quel- conque, les échantillons sont notes sm, m étant un entier qui fixe le rang des échantillons. Selon l'in- vention, on forme un signal Z(f) donné par: Z(f) = 22 [(sm exp (ir 2c m2)] *S(m exp(ir 2 M2) 1;2 N 2 N (1) o le signe * indique une convolution, la barre indiquant un complexe conjugué (c'est-à-dire, pour des signaux définis en amplitude et en phase, un signal de phase opposée et ou a et N sont deux constantes définies par les conditions opératoires du radar, et i est le symbole habituel de l'imaginaire avec i2 = -1. La fréquence f est égale à -2 n, n étant un entier allant de O à N/2. N Pour former les composantes Z(f), on peut donc procéder comme suit: Tout d'abord, on forme un signal produit (P.) m de chaque échantillon regu sm par un terme de phase égal à exp (iuT 2 m). D.e la même manière, on forme N2 le signal produit (P n) retardé de n positions, soit m-n2 Sgmn exp Lis 2 (m-n)2]. On prend le conjugué du premier produit soit P- et on forme le produit P--Pmn n - soit: 2a m2 2a mn 2] smexp(i 22 m2). smn exp [iw- ( N M-1 Z (f) = 2 [ SmeXp i 2L m2)-]. sexp[i 2r(mn)2] N 2 M.iN2 m-n N2 N N= 2]s Nepl.(mn2) m=o (2) expression qui traduit bien la fonction d'autocorrélation exprimée par (1). On peut procéder de manière légèrement diffé- rente en écrivant (2) sous la forme: Z (f) =2 sSin exp[iw 22 (-2nm + n2)] N 2 m m-n N2 m=o soit M-1 Z = pic 2x n -sm smexp (-i2wfm) (3) -(fe=.p(iÂ T m mn2 NN m=o On reconnaît, dans cette relation, au coeffi- cient multiplicatif près, une fonction d'autoambiguité ou si l'on veut, une double fonction d'autocorrélation et de Fourier. Un procédé légèrement différent consiste donc a calculer Sm à retarder sm de n rangs, puis à effec- tuer le produit de sm par smn, puis à multiplier le pro- duit obtenu par exp(-i2ifm), puis à faire la somme de tous les termes obtenus en donnant à m, M valeurs allant de 0 à M-1 et enfin à multiplier la somme obtenue par 22 exp (iw --- n2) 1 N N 2 D'autres procédés dérivés pourraient être imaginés par l'homme de l'art, et qui ne sortiraient pas du cadre de la présente invention dès lors qu'ils seraient équivalents à l'autocorrélation définie plus haut. C'est ainsi qu'on pourrait effectuer une analyse spectrale du signal produit (Pm) suivie d'une transformation de Fourier inverse. L'invention a également pour objet un circuit qui permet de mettre en oeuvre le procédé qui vient d'être défini et qui comprend essentiellement un moyen _pour effectuer l'équivalent d'une autocorrélation sur - des signaux égaux aux échantillons délivrés par le radar multipliés par un terme de phase qui varie quadrati- quement avec le rang de l'échantillon. Ce circuit peut comprendre soit un autocorrélateur au sens strict (pour le calcul des composantes selon la relation (2)) soit un ambigulmètre (pour un calcul selon la relation (3)), soit tout autre système équivalent. De toutes façons, les caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront mieux après la description qui suit, faite en référence aux figures annexées, sur lesquelles - la figure 2 est un schéma permettant de préciser quelques notations et définitions, - la figure 3 est un schéma d'un équipement utilisant le circuit de l'invention, - la figure 4 illustre un premier mode de réalisation d'un circuit de traitement selon l'invention, - la figure 5 illustre un second mode de réalisation d'un circuit de traitement selon l'invention, - la figure 6 illustre un exemple de circuit permettant de calculer les composantes de Fourier par la variante utilisant une fonction d'ambigulté. Avant de décrire les moyens permettant de mettre en oeuvre l'invention, les opérations qui sont l'essence de celle-ci et qui ont été définies plus haut (autocorrélation, autoambigulté etc...) vont être main- tenant justifiées. Toutefois, l'aspect mathématique du problème étant manifestement en dehors du cadre de l'invention, on se bornera aux grandes lignes de la démonstration, les étapes intermédiaires pouvant être aisément retrouvées par l'homme de l'art. L'invention se propose donc de calculer en temps réel les composantes de Fourier d'une image radar. Cette image est définie par la section efficace de la surface analysée, laquelle est balayée par une onde hyperfréquence rayonnée par une antenne de radar. Comme cette onde est de nature impulsionnelle, les signaux rétrodiffusés sont des signaux discrets (et non continus). On notera donc la section efficace de la surface sous la forme zm o m est un entier, et non z(t) ou t serait le temps. Pour les mêmes raisons, la transformation de 2ouwiez qnil fau't réaliser est une transformatiOn dis- Cre&e et non continue et les composantes de Fourier ont la fore suivante o esp 2f -r-? ! 3a zr'r-iriJ-descoz.osnte Z ft ip - @, G S. Zm D =/2 .ba L 23 ') exp (ra > Cette scUion efficace est égalev pal aun:a-rrë du imodule du coefzficierit de rtrodiffu zm m f m oS 'm dcésigne le complexe conjugué de s e2-,rpma (-U * l-fs LsiQfl LU invention se propose de calculer les compo- santes de Fourier Z(f) an traitant directement les échantillons fournis par le circuit de détection du radar et non en passant par 1 intermédiaire d'une image radar préalablement formée. Avant de préciser la forme prise par les différents signaux envisages dans 1 'in- vention, quelques notations vont âetre définies en réf 6- rence à la figure 2. Le radar est embarqué à bord d'un mobile M se déplaçant dans une direction D à une vitesse V. I1 émet, en direction d'une surface S à analyser, une onde hyper- fréquence de longueur d'onde X à une fréquence de répé- tition Fr. Sur la surface S, la ligne Lo analysée se trouve à la distance Ro de la trajectoire du mobile à bord duquel le radar est embarqué. Le point courant sur cette ligne possède une abscisse x à l'instant t et sa distance au mobile est R(t). A l'instant to, l'abscisse du point courant est xOet sa distance au mobile est égale à R0. On note Ax la longueur de la trace sur la surface S et le long de Lo du faisceau radar et N le nombre d'impulsions reçues par un point de Lo pendant la durée o il est situé dans cette trace. Inversement, dans un repère qui est lié au mobile, N est le nombre d'impulsions émises par le radar pendant le temps o ledit point traverse la trace au sol. Comme le temps mis par un obstacle pour traverser la trace radar au sol est T = Ax/v, on a: N = (Ax/V)Fr. Ax2 On posera a = àR. Les coefficients N et a sont alors des caractéristiques du radar définies par ses conditions opératoires. Le coefficient a est encore égal à la moitié du produit du temps T par l'élargissement doppler B du signal. C'est donc un nombre sans dimension. La constante N est également un nombre sans dimension. Ces deux constantes a et N sont classiques en théorie du radar à synthèse d'ouvert- ure. Par ailleurs, la fréquence f, qui définit les différentes composantes de Fourier recherchées, prend N/2 valeurs entre 0 et a/N et peut être notée: f = 2c n N2 N o n varie de 0 à + 2 On peut aussi écrire: f = 2a n N2 ce qui introduit des "fréquences négatives", artifice utile si l'on veut effectuer une transformée de Fourier inverse; on a en effet Z(f) = (-f). Enfin, on appellera direction azimutale une direction parallèle à D (c'est-à-dire parallèle à la direction de déplacement du mobile) et direction radiale une direction perpendiculaire à D. Une composante de Fourier azimutale est donc une composante de Fourier d'une image linéaire dans la direction D. Une composante de Fourier radiale est une composante de Fourier d'une image c6nsidérée dans la direction perpendiculaire. Ces notations étant précisées, on peut indiquer tout d'abord la forme prise par le signal radar en sortie du récepteur, pour une porte en distance déterminée. Si l'émission radar était continue, le signal radar. s(xO) obtenu à l'instant o x = x serait donné par une intégrale de la forme ax se(x0) 2 f(x - x6). h(x)dx (3) - Ax o h est un terme de phase. Comme'l'émission radar s'ef- fectue de manière impulsionnelle à la fréquence de répé- tition Fr, l'intégrale (3) doit être remplacée par une sommation sur un indice k et le signal radar est un échan- tillon sn donné par N Sn = fn hk (4) fn-k hk N k 2 Le terme de phase hk va maintenant être précisé. La phase O(t) de l'onde provenant d'un obstacle rtrodiffuseur situé à la distance R(t) du radar est donnée par: 4dt) - 7 4ir ú2 22 4t =- R(t)= + (t - to)2} Si l'on suppose que la distance V(t - to) est très inférieure à Ro, une approximation de +(t) est: V2 2 %(t4)f = xt- o (Ro) Si l'on néglige le terme constant, le facteur de phase est alors de la forme: h(t) = exp _{ i 2V (t- to)} o% soit encore: exp { i2( xo>2} o (x - xo) ÀRO2 Toujours en raison de ce que l'émission du radar n'est pas continue mais s'effectue sous forme d'impulsions à la fréquence de répétition Fr, le terme de phase hk varie donc avec le rang k comme: R2 () 2k2V - exp Fr soit encore:k2 hk = exp (-i2Nt 2) (5) Le signal radar est donc finalement de la forme: N/2 t _ k2 fn-k exp(-i2wa e 2) (6) k 2 Le problème que se propose de résoudre l'in- vention est de trouver les composantes Z(f) telles que définies par (1) directement à partir des signaux s tels que définis par (6). Pour résoudre ce problème, quelques hypothèses préalables doivent être posées,qui sont d'ailleurs classiques dans ce genre de calcul: - l'ordre M de la transforméede Fourier discrète, qui correspond à la dimension azimutale de la zone analysée, est supposé prédéterminé, - les séquences d'échantillons sont artificielle- ment prolongées par un nombre approprié de zéros de telle oorte que!cornolution circulaire et la convolution linéaire de ces séquences sont équivalentes s le thiorème de convolution discrete eut alorEs être appliqué (cg i otrugeC de 3 EME LC.Io and GOLD B. intitulê 1 Theory i:! ion of Digital Sig n al Proceasingcu [eyw6o3rk l '/es séue ncee tamorellea es en fréquence sont Consic&rées COemme présentant une période M., ce qui p er-et d'u._lises les lorpriéts ls.e décalage de a trnsormice de Fourzier cf l ouvrage précédent et celui de Schi3artz M_ et Shaw L! 975 uSignatL P2rocessing Discrete Spectral Anatis Detection and Estimation" NeiYork, Xc GP-% Hil} oI Dans ces conditionsa on a les relations (7) à (10>) M-i kL 2k = Z fj e xpp =i2f 2w - (7) j=o M 1 k 1 Mexp (i27r - (8) k =o o sk exp (-i2 - (9) k j: o * X - 1 Hk = _ h] exp (=i2Tr ik)(10) j =o expression dans lesquelles les fonctions notées en lettres majuscules sont les transformées de Fourier des fonctions notées par la même lettre mais en minuscule. Si l'on revient à la relation (5), on voit que hk a la forme d'un signal modulé linéairement en fréquence à cause de la présence d'un terme en k2. On sait, dans ces conditions (cf l'ouvrage de A.W. RIHACZE.K déjà cité, pages 231 et suivantes) qu'une expression approximative de la transformée de Fourier Hk de ce terme de phase hk> est N x (2 Kk_2 wK = 2 exp (i2w + i I) si k K aveó K=2 -- 2 Tk Selon le théorème de convolution, l'équation (4) exprimant le signal reçu est équivalente: Sk = Fk Hk (12) En remplaçant Hk par sa valeur (11), on obtient: 2 N k2wK Sk = 2 Fkexp (i2ua k2 + i ---) si k K D'o l'on peut tirer Fk:2 F3 = 2 Sk exp (-i2TcK2 - i) (14) Quant à la section efficace zm = fm. fm, elle peut s'exprimer, conformément à l'équ tion (8) par M- 1M- 1 Zm _ F1 exp (i2r km) Fk exp(-i2rr km) M M Je- (15) Les propriétés circulaires de la transformée de Fourier discrète entrainent la relation suivante entre Zk et Fk: M - 1 a 1 Fj Fjk (6 i F Fo(16) Zk ='M F jk j=0 l'on a: I 2a Zk M N2 La fonction Fj est calculable par (14) et M-1 j=o 3=0 Sj j-k exp i2w -i?2 (-k)+ 2 S.-22-. -4(173 - (17,1 K Cette équation étant valable pour tjil zk 2 exp (i2) Sj. j=o Les Sj et Sjk peuvent j-k sommes, selon 1' équation (9). On une expression de la forme: M-1 M-1 M-1 Si exp(-i2i. _) _ j=o.-n=o m=o exp(-i2wa 2_k) K2 jk exp (-i2-k) (18) être exprimés par des est donc amené à calcule sm exp (i21Tm(!-k)) x (19) Soit encore, avec B = N, une expression de la forme: M-1 M-11 Z >f s s. exp(-i2,mk) -n-o- m=o M-1 E exp j=o [i2- j (-ek+m-n)] (20] Soit encore, en utilisant le fait que l'expres: entre- accolades est la soeme des ternes-d'une- progression.géomeétriqi M-1 L Sk+m o S exp (-i2 Mk) (21 m=o si et seulement si ek est un entier. On obtient finalement,par une transposition imédiate des notations, une expression de la forme: M-1 Z(f) = 2 exp(i1f2 N) Sm ' Sm nexp(-i2wfm) (22) m=o soit encore: M-1 2 ar 2a2] Z(f) 2 2 - sm sinn exp iw 2 [-2nm + n2] (23) soit. finalement: M-1 Z(f) 2=2 smexp(i 2 m2) smn exp4 22 (m-n] 2 N2 _n exNN m=o (24) La relation (24) exprime bien que les composantes de Fourier peuvent être obtenues par une autocorrélation discrète effectuée sur le signal smexp (i 22 m2), c'est- à-dire sur un signal égal au produit d'un éhantillon, de rang m par un terme de phase qui dépend quadratiquement de ce rang. La relation intermédiaire (22) montre que ces composantes peuvent aussi s'obtenir par une fonction d'autoambiguité discrète portant sur les échantillons sm. Les moyens permettant de mettre en oeuvre le procédé qui vient d'être défini sont illustrés de manière synoptique sur les figures 3 à 5. La:-figure 3, tout d'abord, illustre la place occupée par ces moyens et permet d'effectuer une compa- raison aisée avec l'art antérieur tel que représenté sur la figure 1. Le moyen de calcul selon l'invention porte la référence 50. Il reçoit les échantillons s1, s2...Sp délivrés par le circuit 33, pour les p portes en distance considérées. Pour chaque porte en distance, on trouve un circuit de calcul des composantes de Fourier, soit 60/1 ur la premire po.E... 60/2 pour la seconde etco0 60/p ou:r la pl m e Ces pi circuits délivrent p groupes de tosateSZ (f). Z gf o 2ZP(f) pour les différentes -!Drtes9 D eSt-à-dire Dour les diffre ntes lignes analysées0 aque groupe comprend: composantes obtees lorsque pread les valeure z n, n prenant + p aleurs de 0 a. La fequequnce:f 4yari rî o aO dv c -a O Ces roupes de coeposantes peuvent être transmis ig mobile, 7ers une s oatîon de réception située au sol. C Xt'he statioL comprend des orgacnes de réception- 52 et des iûoyens de traitement ul'éi: reurs 54o -Ce traitemont peut consister par exemple en un calcul des composantes de Fourier radiales9 à partir des uroupes de composantes de Fourier azimutales, ce qui permet dAobtenir la transformée de Fourier a deux dimensions Il1 peut consister êgalement en une transformation de Fourier inv erse dornnant une image estimée de la surface analysée le long d'une ligne correspondant à une porte, l'ensemble des différentes images estimées pour différentes lignes fournissant une image radar estimée à deux dimensions0 La figure 4 représente un premier mode de réali- sation d'un circuit pouvant constituer l'un des circuits /1, 60/2... 60/pc Ce circuit porte la référence 60, les indices supérieurs marquant le numéro de la porte étant maintenant omis puisque le circuit représenté est valable quelle que soit la porte en distance considérée (le coef- ficient a, qui dépend de cette porte par l'intermédiaire de o étant ajusté en conséquence). Ce circuit reçoit une suite d'échantillons sm pour différentes valeurs de m allant de 0 à M-1 et cela pour une porte en distance déterminée et il délivre la suite des composantes Z(f) pour les N + 1 valeurs de f définissant la transformée de Fourier azimutale pour cette distance. Dans le mode de réalisation illustré, le circuit 60 comprend un générateur 62 délivrant un signal de phase égal à exp (i2r-2 m2), un multiplieur 64 recevant ce signal N et la suite des échantillons smet délivrant un signal produit Pm' un autocorrélateur 66 relié au multiplieur 64, un générateur 67 délivrant un terme constant 2a/N2 et enfin un multiplieur 68 relié à ce générateur et à l'auto- corrélateur. I1 est clair qu'un tel circuit est apte à déli- vrer des signaux Z(f) tels que définis par la relation (24). Le générateur 62 peu-c recevoir un signal d'hor- loge provenant de l'horloge d'émission 12 qui rythme la suite des échantillons. Ce générateur peut être cons- titué par une table de déphasages associée à une mémoire d'adresses lue à chaque réception d'un-échanltillon. L'autocorrélateur 66 peut être de tout type connu et il n'est pas nécessaire de le décrire ici. On sait qu'il s'agit d'un appareil comprenant en général un registre à décalage, des multiplieurs et un addi- tionneur, ces moyens étant aptes à réaliser la multipli- cation entre eux d'échantillons décalés dans le temps, puis à faire la somme des produits obtenus. Un exemple d'un circuit de ce genre sera illustré sur la figure 6. Le circuit de la figure 5 permet de mettre en oeuvre une autre variante du procédé de l'invention. Il s'agit de la variante fondée sur la relation (22) exprimant une fonction d'autoambiguité. A cette fin, le circuit comprend un autoambiguimètre 70, un g-né- rateur 72 délivrant un terme de phase exp (if2a)r un multiplieur 74 relié à l'ambiguimètre 70 et au géné- rateur 72, un générateur 75 délivrant un signal constant 2a 22 et un multiplieur 76 relié à ce générateur et au N multiplieur 74. Il est clair qu'un tel circuit permet bien le calcul de coefficients tels que définis par la relation (22). Naturellement, les générateurs 72 et 75 peuvent être confondus en un seul générateur, auquel cas les multiplieurs 74 et 76 sont également confondus. L'ambigu1mêtre peut être de tout type connu. Il peut notamment fonctionner en faisant usage de signaux aléatoires auxquels on ajoute les échantillons à traiter, le signe de la somme étant seul pris 'en compte pour effectuer les calculs. Un tel appareil est décrit par exemple dans la demande de brevet français 2.172.858 publiée le 5-octobre 1973 sous le titre: "Procédé d'estimation de la fonction d'ambiguïté et dispositifmettant en oeuvre ce procédé". Pour illustrer le type de circuit mis en oeuvre dans.l'invention, la figure 6 illustre une variante de réalisation qui correspond au schéma de la figure 5. Le circuit représenté comprend: un aiguilleur 80 à deux entrées et une sortie, l'une des entrées recevant les échantillons sm, cet aiguilleur étant commandé par des impulsions d'horloge appliqués sur une entree de commande 81 et provenant de l'horloge 12 d'émission; un registre à décalage 82 à N/2 cellules, dont la sortie est rebouclée sur l'autre entrée de l'aiguilleur 80 une horloge 84 qui commande le décalage dans le registre 82, le rythme de cette.horloge étant N/2 fois plus rapide que le rythme de l'horloge d'émission 12; un circuit 86 recevant les échantillons s et délivrant des échantillons Sm conjugués, soit sm; un multiplieur 88 relié à la sortie du registre 82 et au circuit 86; un générateur 90 délivrant un si- gnal de phase exp(-i2rfm), ce générateur étant rythmé par l'hor- loge d'émission 12 (pour fixer le coefficient m) et par l'horloge 84 (pour fixer le terme f, autrement dit n); un multiplieur 92 relié au multiplieur 88 et au généra- teur 90; un.additionneur 94 à deux entrées, dont l'une est reliée au multiplieur 92; un registre à décalage 96 à N/2 + 1 cellules, ayant une entrée 97 reliée à la sortie de l'additionneur 94 et une sortie 98 rebouclée sur l'autre entrée de ce même additionneur; un circuit 2a n apte à engendrer un signal exp (i2wf) et N enfin, un multiplieur 102 relié à ce circuit et à la sortie 98 du registre 96. Le fonctionnement de ce circuit-est le:suivant. Les échantillons contenus dans le registre 82 se décalent - de cellule en cellule à un rythme rapide défini par l'horloge 84; le multiplieur 88 délivre des signaux sm.smn pour toutes les valeurs de n a m fixe. A chaque arrivée d'un nouvel échantillon sm, c'est-à-dire à un-rythme lent fixé par l'horloge d'émission 12r ce nouvel échantillon prend place dans le registre 82 grâce au basculement de l'aiguilleur 80 et l'échantillon le plus ancien est perdu. Par ailleurs, le circuit 90 délivre, au rythme lent, le terme de phase exp(-2wfm), de sorte que l'on obtient, pour chaque m, à la sortie du multiplieur 92, une suite de signaux de la forme Sm.Smn-exp(-i2wfm). Ces signaux circulent entre le registre 96 et l'additionneur 94, de sorte que sont ajoutés, à chaque nouvel m, les termes relatifs à un même rang n. Il se forme ainsi des signaux somme égaux à: m Sm 5mnsmexp (-i2irfm). Lorsque le rang m a pris ses M valeurs de 0 à M-1, on trouve dans le registre 96, à un coefficient près, les N/2 + 1 composantes de Fourier recherchées. Le circuit 100 engendre le coefficient en question et le multiplieur 102, qui travaille, délivre les composantes définitives Z(f). Un tel circuit est transformé aisément en auto- corrélateur par suppression du circuit 90. Pour retrouver le circuit de la figure 4, il suffit alors d'ajouter à l'ertes un g&nerateur 62 apte L délivrer un signal de phase exp(i2 N'2 m2}) m 2,483086 REVENDICATIONS 1. Procédé de traitement de signal en temps réel pour radar à visée latérale et à synthèse d'ouverture, ce signal'consistant en des suites d'échantillons correspon- dant à des portes en distance déterminées, caractérisé en ce que, pour chaque porte en distance, on effectue directement sur le signal radar une opération correspondant à une autocorrelation portant sur un-signal produit -d'un écantillon par un terme de phase variant quadratiquement avec le rang de l'échantillon, ce qui fournit une estimation des composantes de Fourier de l'image radar pour-chaque porte. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que: - pour chaque échantillon sm de rang m, on forme un signal produit P = s exp 2a(i2 m2) o a et N sont m m e i-sNo des constantes définies par les conditions opératoires du radar, \ - on mémorise le signal produit retardé de n rangs, soit Pmn, - on prend le conjugué du premier signal produit soit Pm, - on forme le signal produitPmo Pmn, Pm - m-n - pour n fixé, on fait la somme de ces produits obtenus, m prenant toutes les valeurs entières de 0 à M-1, M étant un nombre prédéterminé, ce qui donne à un coefficient 2 près, une composante de Fourier Z(f) N2 pour la fréquence f liée à n avec f = n, les diffé- N rentes composantes étant obtenues en donnant à n toutes les valeurs entières allant de 0 à N/2. 3. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que: pour chaque échantillon s de rang m, on forme l'échantillon conjugués et un échantillon retardé de n rangs, soit 5mn, -on forme le produit*s. S exp [i2wfm] on frmele rodit-m.s_n ep[im o fest lié à npar f = 2 n ou a et N sont deux N constantes définies par les conditions opératoires du radar, on fait la somme de tous ces produits obtenus lorsque m prend toutes les valeurs.entières allant de 0 à M-1, M étant un nombre prédéterminé, ce qui donne, à un coefficient 2- exp (ir 2n2 pr2 s une composante N2 N de Fourier à la fréquence f, les différentes composantes étant obtenues en donnant à-n toutes les valeurs entières allant de 0 à N/2. 4. Procédé selon l'une quelconque des reven- dications i à 3, caractérisé en ce que le radar étant embarqué à bord d'un mobile (avion, satellite etc... ledit traitement est effectué à bord dudit mobile, les composantes de Fourier obtenues étant ensuite transmises du mobile vers le sol pour traitement ultérieur. 5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que, au sol, on groupe toutes les composantes de Fourier azimutales pour différentes portes en distance, ce qui permet de calculer ensuite la transformée de Fourier radiale de l'image radar. - - 6. Procédé selon l'une quelconque des revendi- cations 1 à 4, caractérisé en ce qu'on effectue en outre, sur chaque groupe de composantes de Fourier correspondant une porte en distance déterminée, une transformation de Fourier inverse, ce qui fournit une image estimée de la surface analysée le long d'une ligne correspondant à ladite porte, et en ce qu'on groupe les différentes images estimées ainsi obtenues pour différentes lignes, ce qui fournit une image radar estimée à deux dimensions. 7. Circuit de traitement de signal radar en temps réel pour la mise en oeuvre du procédé selon la revendi- cation 1, ce radar étant du type à visée latérale et à synthèse d'ouverture et délivrant des suites d'échantillons correspondant à des portes en distance déterminées, carac- térisé en ce qu'il comprend à la sortie de chaque porte en distance, des moyens (60/1, 60/2,... 60/p) pour effectuer l'équivalent d'une autocorrelation portant sur le signal produit d'un échantillon par un terme de phase qui varie quadratiquement avec le rang de l'échantillon. 8. Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comprend: un générateur (62) d'un signal de phase égal à exp(irrà m2) o a et N sont deux constantes définies N2 par les conditions opératoires du radar et m est le rang d'un échantillon reçu, - un multiplieur (64) à deux entrées, l'une recevant les échantillons s et l'autre étant reliée audit générateur, et à une sortie délivrant un signal produit P, - un autocorrélateur (66) relié audit multiplieur, 2a - un multiplieur (68) par 22 relié à la sortie de l'autocorrélateur. N 9. Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comprend: - un autoambigulmètre (70) recevant les échan- tllons sm du radar, -. - -un générateur (72) d'un signal de phase égal 302a2a à 2exp [i2-an2]o a et N sont deux constantes-définies N N2 par les conditions opératoires du radar,-et n un retard prenant toutes les valeurs entières de 0 à N/2, - un multiplieur (76) relié au générateur et à l'ambigulmètre.