FR 2481500 A1 19811030 FR 8101637 A 19810128 2 2481500 La présente invention concerne un circuit de réduction de bruit et notamment un circuit utilisable comme codeur de compression de niveau pour des signaux à enregistrer ainsi que comme décodeur d'expansion de niveau pour les signaux à reproduire à partir du support d'enregistrement. Les circuits de réduction de bruit sont utilisés dans les systèmes de transfert de signaux tels que les appareils d'enregistrement de signaux ou analogues pour réduire le bruit et les distorsions qui seraient accentuées par le système; le but du circuit de réduction de bruit est de développer la plage dynamique apparente du système. Un circuit de réduction de bruit, caractéristique comporte un codeur pour les signaux à enregistrer et un décodeur complémentaire pour les signaux à reproduire. Le codeur se compose généralement d'un circuit de compression de niveau et d'un circuit de pré-accentuation haute fréquence; dans ce circuit, on accentue les composantes heute fréquence du signal d'information, le niveau d'accentua- tion étant lié à l'inverse du niveau du signal d'information. Le décodeur comporte en général un circuit d'expansion de niveau et un circuit de désaccentuation haute fréquence pour effectuer une opération complémentaire sur les signaux d'information reproduits. Dans le système de réduction de bruit Dolby (marque enregistrée) on amplifie un signal d'entrée de niveau faible avec un gain pratiquement constant jusqu'à ce que le signal atteigne un niveau prédéterminé. Puis on réduit l'amplification du signal d'entrée jusqu'à ce que l'on atteigne un autre niveau élevé; à la suite de cela, on fait une amplification avec un gain pratiquement constant. En plus de cette amplification du signal d'entrée avant son enregistrement, on utilise un circuit d'accentuation pour préaccentuer les composantes des fréquences supérieures du signal d'entrée. Cette opération est généralement appelée "compression de signal". Après avoir comprimé correctement le signal d'entrée, on l'enregistre. On effectue une opération d'expansion complé- mentaire du signal lors de la reproduction du signal mentionné ci-dessus. Les composantes haute fréquence pré-accentuées sont désaccentuées et le signal ainsi désaccentué est amplifié avec un gain inférieur à l'unité. Ce gain est pratiquement constant dans une plage prédéterminée de niveau de signaux relativement 2 2481500 bas; lorsque le signal reproduit dépasse un niveau prédé- terminé, le gain augmente jusqu'à ce que l'on atteigne un niveau encore supérieur. Le système de réduction de bruit Dolby décrit ci- dessus est d'une réalisation relativement simple; ce système a été très largement utilisé pour les installations domestiques telles que les magnétophones à bande ou analogues. Toutefois bien que le système Dolby améliore la plage dynamique du magnétophone, cette amélioration est en général limitée à environ 10 dB; cette amélioration apparaît d'abord dans la région des fréquences dépassant 1 KHz. De plus les variations du gain des amplificateurs de compression et d'expansion de niveau ne sont pas linéaires. Etant donné cette absence de linéarité des gains, il est difficile d'adapter le niveau de codage et le niveau de décodage. Certaines distorsions apparais- sent de ce fait pour les signaux de niveaux intermédiaires. On connaît un autre système de réduction de bruit appelé système DBX (marque déposée). Ce système est décrit au brevet 3.789.143. L'un des avantages du système DBX par rapport au système Dolby décrit ci-dessus est que les gains des ampli- ficateurs effectuant--. la compression et l'expansion du signal, ainsi queles rapports de compression et d'expansion sont pratique- ment constants quel que soit le niveau du signal d'information d'entrée. Par exemple pour l'enregistrement, on comprime le signal d'information d'entrée avec un rapport de compression constant k. La reproduction du signal comprimé est expansée suivant un rapport constant l/k c'est-à-dire un rapport d'expan- sion qui est l'inverse du rapport de compression. Comme les rapports de compression et d'expansion sont utilisés sur toute la plage du niveau du signal, on évite l'écueil de la non- linéarité du système Dolby et on réalise facilement l'adaptation de niveau entre les signaux enregistrés et reproduits. De plus dans le système DBX, l'amélioration apparente de la plage dyna- mique du magnétophone est de l'ordre d'environ 40 dB. De même, on arrive à une réduction de bruit intéressante pratiquement dans toute la plage des fréquences audio comprises entre 20 Hz et 20 KHz. Toutefois les caractéristiques de compression et d'expansion particulières des systèmes de réduction de bruit ci-dessus s'obtiennent en général pour des niveaux de signaux d'entrée constants c'est-à-dire des niveaux de signaux qui ne subissent pas des transitoires abruptes. En d'autres termes, les avantages de ce systèmes de réduction de bruit dépendent principalement de leurs caractéristiques statiques. On rencontre des difficultés dans les caractéristiques transi- toires dynamiques de ces systèmes. Par exemple, si le signal d'information enregistré présente un niveau de signal relative- ment bas, le gain ou rapport de compression de l'amplificateur de codage peut être relativement élevé. Si le signal'd'informa- tion subit une augmentation brusque de son niveau c'est-à-dire une transitoire importante, le gain de l'amplificateur ou rap- port de compression sera réduit aussi rapidement que le niveau du signal augmente. Ainsi bien que le gain ou le rapport de compression doivent être réduits pour le traitement d'un signal d'information de niveau élevé, eni fait on reste au niveau élevé précédent. En conséquence, la forte transitoire est amplifiée avec un gain relativement élevé, si bien que le signal comprimé présente un dépassement. En d'autres termes, le niveau du signal comprimé est trop fort. Ce signal de niveau élevé provoque à l'enregistrement la saturation du support magnétique et par suite la distorsion du signal enregistré et ainsi la déformation de l'information reproduite. Un autre inconvénient des systèmes de réduction de bruit.mentionnés ci-dessus est qu'ils peuvent subir une modula- tion de bruit. Dans la modulation de bruit, les composantes de bruit varient en fonction des variations du niveau du signal d'entrée. Ces variations des composantes de bruit ou modulation de bruit sont très perceptibles et relativement gênantes lors- qu'elles accompagnent le signal audio reproduit. Ce phénomène est accentué lorsque les composantes de fréquence du signal d'entrée ne sont pas différentes de façon perceptible de la composante de fréquence de bruit. Par exemple si le signal d'information est un signal audio qui représente le son d'un piano, on entend séparément et de façon distincte la modulation de bruit qui n'est pas masquée même si l'on augmente le niveau du volume du signal d'information. Une solution pour réduire la modulation de bruit dans un circuit de réduction de bruit selon l'art antérieur est décrite au brevet U.S 4 162 462. Dans cette solution, les composantes de fréquences supérieures du signal d'information 248 1500 sont pré-accentuées avant l'enregistrement, lorsque le signal d'information présente des niveaux de signal bas et moyen et ce signal est pré-accentué de façon relativement faible lors- que le signal d'information présente des niveaux élevés. A la reproduction du signal d'information traité comme indiqué ci- dessus, les composantes de fréquence d'ordre supérieur sont soumises à une désaccentuation relativement importante lorsque le signal présente des niveaux bas et moyen; les composantes de fréquence supérieure sont soumises à une désaccentuation relativement faible lorsque le signal reproduit est de niveau élevé. Bien que cette solution réduise l'effet gênant de la modulation de bruit, on a néanmoins l'inconvénient de la satu- ration du support d'enregistrement magnétique par suite du dépassement que présente le signal comprimé. Pour remédier à l'inconvénient du dépassement, on a déjà proposé d'augmenter la vitesse de réponse du circuit de compression de- niveau. Toutefois si 1 'on augmente cette vitesse de réponse, l'amélioration correspondant à la suppression du dépassement est détruite par la caractéristique de modulation de bruit. Une autre solution de circuit de réduction de bruit qui réduit au minimum le dépassement, utilise plusieurs circuits de réduction de bruit, pratiquement identiques et qui sont branchés en parallèle. Chaque circuit de réduction de bruit travaille sur une partie choisie du spectre des fréquences du signal d'information d'entrée. Les signaux de sortie fournis par ces différents circuits de réduction de bruit sont combinés ou mélangés et donnent un signal d'information global à com- pression de niveau qui convient pour l'enregistrement. Toute- fois l'utilisation de plusieurs circuits de réduction de bruit branchés en parallèle est une solution relativement complexe et coûteuse. Par exemple si l'on utilise n circuits de réduction de bruit, le coût total du système est égal à n fois le coût d'un système de réduction de bruit dans lequel on utilise un seul circuit de réduction de bruit. La présente invention a pour but de créer un cir- cuit de réduction de bruit remédiant aux inconvénients et aux difficultés mentionnés ci-dessus, qui soit de construction relativement simple et peu coûteuse, et qui puisse s'appliquer à un système d'enregistrement et de reproduction d'information 248 1500 s'appliquant à un codeur pour comprimer le niveau d'un signal d'information avant son enregistrement, ainsi qu'un décodeur pour assurer l'expansion du niveau du signal reproduit pour développer la plage dynamique apparente du système d'enregis- trement/reproduction d'un facteur de l'ordre de 20 à 30 dB. L'invention a également pour but de créer un cir- cuit de réduction de bruit donnant une accentuation et une désaccentuation variables sans nécessiter de réglages manuels extérieurs, un circuit de compression de niveau de réduction de bruit utilisable avec un limiteur sans influencer de façon gênante le fonctionnement du circuit pour éviter la saturation transitoire du support d'enregistrement magnétique par suite du dépassement du signal. L'invention a également pour but de créer un cir- cuit de compression de niveau dont la caractéristique de trans- fert soit plus sensible à la fréquence pour les signaux d'entrée de niveau bas que pour les signaux d'entrée de niveau haut pour assurer une plus grande pré-accentuation des signaux d'entrée de niveau relativement bas et inversement, à la reproduction, pour avoir une désaccentuation plus grande pour les signaux de niveau relativement bas qui sont reproduits du support d'en- registrement. L'invention a également pour but de créer un cir- cuit de compression/expansion qui puisse se commuter pour as- surer la compression de niveau lorsque ce circuit est utilisé pour l'enregistrement d'un signal et l'expansion du niveau lors- qu'il est utilisé pour la lecture d'un signal. A cet effet, l'invention concerne un circuit de réduction de bruit qui comporte un premier chemin de signal recevant le signal d'entrée et comportant un filtre passe-haut qui assure une désaccentuation notable des composantes de fréquence inférieure par rapport aux composantes de fréquence supérieure du signal d'entrée ainsi qu'un amplificateur à gain variable pour amplifier la sortie du filtre passe-haut selon un gain réglable. Un second chemin de signal reçoit le signal d'entrée et assure une désaccentuation relativement faible ou pratiquement nulle des composantes de fréquence supérieure par rapport aux composantes de fréquence inférieure. Le signal de sortie des chemins de signaux est supposé donner un signal de sortie. Lorsque ce circuit est utilisé pour la compression du 6 2481500 niveau, le signal de sortie a un niveau comprimé. Lorsqu'il est utilisé pour l'expansion du niveau, le signal de sortie a un niveau expansé. Le gain de l'amplificateur à gain variable est commandé pour qu'il soit supérieur lorsque le gain du signal d'entrée est relativement bas et qu'il soit inférieur lorsque le signal d'entrée est relativement élevé. Dans un mode de réalisation, le premier chemin de signal comporte également un limiteur pour limiter le dépasse- ment transitoire du signal amplifié dans le cas d'une augmenta- tion brusque du niveau du signal d'entrée. La présente invention sera décrite plus en détail à l'aide des dessins annexés, dans lesquels: - les figures 1 et 2 sont des graphiques montrant les caractéristiques de compression/expansion de deux circuits de réduction de bruit selon l'art antérieur. - la figure 3 est un schéma-bloc d'un mode de réali- sation de base de l'invention. - la figure 4 est un schéma-bloc d'un mode de réali- sation pratique de l'invention. la figure 5- êst un graphique des caractéristiques de compression de niveau du mode de réalisation de la figure 5. - la figure 6 est un graphique des caractéristiques de compression de niveau du mode de réalisation de la figure 4 pour les composantes de fréquence particulières. - la figure 7 est un graphique du fonctionnement de l'amplificateur à gain variable selon l'invention. - les figures 8 et 9 sont des graphiques des caractéristiques de compression de niveau du mode de réalisation de la figure 4 pour des signaux d'entrée particulier. - la figure 10 est un schéma du mode de réalisation de la figure 4. - la figure ll est un schéma montrant l'utilisation du mode de réalisation de la figure 4 comme codeur ou décodeur d'un système de réduction de bruit. DESCRIPTION DETAILLEE DE DIFFERENTS MODES DE REALISATION PREFE- RENTIELS La figure 1 est un graphique des caractéristiques de compression/expansion du système de réduc- tion de bruit Dolby. La courbe R représente la caractéristique de compression de niveau, les niveaux des signaux d'entrée et de sortie étant exprimés en décibels (dB). La courbe P représente la caractéristique d'expansion de niveau. On voit que pour des signaux d'entrée de niveau relativement bas, on a un gain essentiellement uniforme jusqu'à ce que l'on atteigne un niveau intermédiaire pour lequel il n'y a plus de caracté- ristique de compression de niveau. Cette absence de linéarité rend difficile l'adaptation des niveaux. La courbe en traits mixtes à la figure 1 représente la "basse plate" pour laquelle les niveaux des signaux d'entrée et de sortie sont constants à la fois pour la compression de niveau et pour l'expansion de niveau. La figure 2 est un graphique de la caractéristique de compression de niveau R et de la caractéristique d'expansion de niveau P du système de réduction de bruit DBX. Dans ce sys- tème DBX, les rapports de compression et d'expansion sont prati- quement constants dans toute la plage du niveau du signal d'entrée. Dans ce cas également la courbe en traits mixtes représente la réponse "basse plate". La solution de la présente invention remédie aux inconvénients des systèmes Dolby et DBX. Le mode de réalisation de base du circuit de réduction de bruit selon l'invention est représenté à la figure 3; il s'agit du circuit 10 ayant une borne d'entrée 1 à laquelle sont reliés deux chemins de signaux. Le premier chemin de signal se compose d'un filtre passe-haut 2 d'un amplificateur à gain variable 3 en série. La sottie de l'amplificateur 3 est couplée à l'additionneur 5; l'autre entrée du circuit 5 est reliée au second chemin de signal qui comporte un filtre passe-bas 4. La sortie de l'additionneur 5 est appliquée à la borne de sortie 6.. Le filtre passe-haut 2 assure une désaccentuation importante des composantes basse fréquence contenues dans le signal d'information fourni à la borne d'entrée 1. En d'autres termes, le filtre passe-haut 2 assure une désaccentuation im- portante des composantes haute fréquence du signal d'informa- tion. Par exemple, les composantes haute fréquence sont pré- Accentuées par rapport aux composantes basse fréquence d'un coefficient de l'ordre d'environ 20 dB. L'amplificateur à gain variable 3 amplifie la sortie du filtre passe-haut2 selon un gain variable. Comme cela sera décrit, le gain de l'amplifica- teur 3 est lié inversement au niveau du signal d'information 2 4 8 1 5 0 0 d'entrée de façon que le gain soit relativement élevé lorsque le signal d'entrée est relativement bas et que inversement le gain soit relativement bas lorsque le niveau du signal d'entrée est relativement élevé. Dans le mode de réalisation de la figure 3, le gain de l'amplificateur à gain variable 3 est -dé- terminé par un signal de commande de gain dérivé de la sortie de l'additionneur 5. Il est à remarquer qu'en variante le signal de commande de gain fourni à l'amplificateur de gain variable 3 peut se dériver du signal d'information fourni à la borne d'entrée 1. Comme décrit ci-après le gain du signal de commande dérivé de la sortie de l'additionneur 5 peut s'obtenir par la combinaison d'un circuit de pondération présentant des caracté- ristiques de filtre passe-haut et d'un circuit de redressement et de lissage de façon à fournir une fréquence basse ou un signal de commande de gain,- continu à l'amplificateur à gain variable. L'amplificateur 3 assure ainsi la compression du niveau des signaux d'entrée qu'il reçoit. Le filtre passe-bas 4 assure une désaccentuation relativement faible des composantes de fréquence supérieure par rapport aux composantes de fréquence inférieure contenues dans le signal d'information appliqué à la borne d'entrée 1. Par exemple, on peut réduire les composantes de fréquence d'ordre supérieur ou les attenuer par rapport aux composantes de fré- quence inférieure d'un coefficient de l'ordre de 6 dB environ. En variante, le filtre passe-bas 4 peut fonctionner principale- ment comme atténuateur pour assurer une désaccentuation uniforme à la fois des composantes de fréquence supérieure et inférieure pour attenuer le signal d'information d'entrée suivant environ 3 dB. -En variante, on voit que l'additionneur 5 reçoit des signaux du premier et du second chemins suivant une proportion déterminée par l'amplificateur à gain variable 3. Pour des signaux d'entrée dniîveau inférieur, le gain de l'amplificateur 3 est relativement élevé si bien que le signal de sortie de l'additionneur 5 est principalement déterminé par les signaux qui lui sont fournis par l'amplificateur. Le niveau. des signaux fournis au circuit 5 suivant le premier chemin de signal dépasse le niveau des signaux qui lui sont fournis par le second chemin de signal. Ainsi les caractéristiques du circuit 10 sont prin- cipalement déterminées par les caractéristiques du premier 9 2481500 chemin de signal pour les signaux de niveaux inférieurs. Lors- que le niveau du signal d'entrée augmente, la dominance du pre- mier chemin de signal par rapport au second chemin pour déter- miner la caractéristique globale du circuit diminue. Pour des niveaux de signaux d'entrée relativement élevés, comme le gain de l'amplificateur 3 est diminué,le gain des signaux fournis à l'additionneur 5 suivant le second chemin de signal dépasse le niveau des signaux fournis par le premier chemin. Comme le premier chemin donne une pré-accentuation des fréquences supé- rieures pour les signaux d'entrée de niveau bas, le circuit 10 présente une plus forte pré-accentuation pour les composantes de fréquence supérieure pour les niveaux de signaux d'entrée inférieurs; cette préaccentuation diminue progressivement à mesure que le niveau du signal d'entrée augmente et au niveau d'entrée élevé, le circuit 10 présente une désaccentuation pratiquement uniforme dans la plage des fréquences du signal d'entrée ou au plus une désaccentuation relativement faible des fréquences supérieures. La figure 4 montre un modes de réalisation pratique d'un circuit de réduction de bruit 'l00 dans ce circuit, les éléments correspondant à ceux de la figure 3 portent les mêmes références. L'amplificateur à gain variable 3 représenté à la figure 4 se compose d'un amplificateur commandé en tension (VCA) 32 dont la sortie est appliquée en retour par l'intermé- diaire de la résistance de réaction 33 pour être soustraite dans le soustracteur 31 par rapport aux composantes de fréquence supérieure, préaccentuées fournies au soustracteur par le filtre basse-haut 2. La résistance 33 fonctionne ainsi comme résistance de réaction négative. Si l'amplificateur commandé en tension 32 présente un gain négatif c'est-àdire s'il inverse le signal amplifié, le soustracteur 31 peut être un additionneur dans lequel le signal amplifié inversé est ajouté à la sortie pré- accentuée du filtre passe-haut 2 pour effectuer une soustraction. Comme précédemment le filtre passe-haut 2, pré-accentué les composantes de fréquence supérieure par rapport aux composantes de fréquence inférieure du signal d'entrée selon un facteur de l'ordre d'environ 20 dB. L'amplificateur commandé en tension 32 peut se saturer si le signal qu'il reçoit à amplifier dépasse une valeur prédéterminée. Un mode de réalisation de l'amplificateur commandé en tension est décrit de façon plus détaillée ci-après en relation avec la figure 10. Le signal de sortie de l'amplificateur 32 est fourni à l'additionneur 5 par l'intermédiaire d'un limiteur 34. Le but du limiteur est d'éviter ou de limiter le dépassement transi- toire lors d'une augmentation brusque du niveau du signal fourni à l'amplificateur commandé en tension 32. La figure 10 montre un mode de réalisation d'un limiteur 34. En variante, le limiteur peut être un limiteur à diodes. Comme précédemment, le filtre passe-bas 4 donne une désaccentuation relativement faible pour les composantes de fréquence supérieure par rapport- aux composantes de fréquence inférieure contenues dans le signal d'entrée qui lui- est fourni par l'intermédiaire de la borne d'entrée 1. Selon un mode de réalisation d'un filtre passe-bas 4, on a une désaccentuation ou une atténuation des composantes de fréquence inférieure de l'ordre de 3 dB et une désaccentuation des composantes de fréquence supérieure d'environ 6 dB. On a par exemple une désaccentuation de 3 dB pour des signaux dont les fréquences sont inférieures à 1 KHz et une désaccentuation de 6 dB pour les signaux dont les fréquences sont supérieures à 1 KHz. En variante, le filtre passe-bas 4 se compose d'un simple atténua- teur assurant une atténuation uniforme de 3 dB dans toute la plage des fréquences du signal d'entrée. Le circuit 10O0comporte une commande de gain 7 formée d'un circuit de pondération 71 couplé à la sortie de l'addi- tionneur 5 et d'un circuit de redressement et de lissage 72 redressant et lissant le signal de sortie du circuit de pondé- ration pour l'appliquer à l'amplificateur commandé en tension 32 comme tension de commande de gain. Le circuit de pondération 71 présente des caractéristiques de filtre passe-haut qui selon un exemple peuvent être très semblables aux caractéristi- ques de filtre passe-haut du filtre 2. Comme décrit ci-après pour la figure 10, le circuit de pondération 71 présente un gain prédéterminé. Si le circuit de pondération reçoit par exemple directement le signal d'information d'entrée, son gain doit être réglé pour compenser ce changement. La figure 5 est un graphique des caractéristiques de compression de niveau du circuit 100. Les abscisses à la figure 5 représentent la fréquence du signal d'entrée et les il 248 1500 ordonnées le niveau du signal de sortie sur la borne de sortie 6 (les unités sont les dB). Chaque courbe de la figure 5 repré- sente un niveau de signal d'entrée particulier. On voit que lorsque le niveau du signal d'information d'entrée est relati- vement faible, les caractéristiques de pré-accentuation de fré- quence du premier chemin de signal domine par rapport à celle du second chemin de signal. Pour les fréquences inférieures c'est-à-dire des fréquences endessous de 1 KHz, le gain en tension commandé par l'amplificateur 32 reste pratiquement constant. Toutefois lorsque la fréquence de ce signal d'entrée de niveau inférieur augmente, les composantes de fréquence supé- rieure fournies à l'amplificateur commandé en tension 32 dominent et l'additionneur 5 reçoXt les composantes de fréquence supérieure qui ont été notablement amplifiées. Ainsi pour des signaux d'entrée de niveau bas, le niveau du signal de sortie sur la bornE de sortie 6 augmente lorsque la fréquence du signal d'entrée augmente. On voit également que lorsque le niveau du signal d'entrée augmente, le gain de l'amplificateur commandé en ten- sion 32 est diminué si bien que le niveau du signal appliqué au circuit 5 par l'intermédiaire du premier chemin de signal ne domine plus le niveau du signal appliqué à l'additionneur en provenance du second chemin. En fait, on voit que lorsque le niveau du signal d'entrée augmente, le niveau correspondant au second chemin de signal devient voisin, puis dépasse le niveau du premier chemin. Ainsi pour des niveaux de signaux d'entrée, élevés, les caractéristiques globales du circuit 100 deviennent voisines de celles du filtre passe-bas 4. Les courbes de la figure 5 représentent la compression de niveau assurée d'abord par le fonctionnement de l'amplificateur com- mandé en tension 32. En cas d'augmentation brusque du niveau du signal d'entrée, le limiteur 34 limite ou évite le dépasse- ment transitoire du signal de sortie de l'amplificateur. Selon la figure 5, pour des niveaux de signaux d'entrée, élevés, tels qu'un niveau de l'ordre de +20dB, les composantes de fréquence supérieure c'est-à-dire les fréquences qui dépassent 1 KHz sont atténuées à un degré relativement moindre que les composantes de fréquence inférieure. LoE niveaux du signal d'entrée compris entre -80dB et +20dB apparaissent comme comprimés dans une plage comprise entre environ -75dB 12 2481500 et +15 dB. Les caractéristiques de compression de niveau du circuit 100 pour des signaux d'entrée de fréquence de 100 Hz, 1 KHz et 10 KHz sont représentées par les courbes respectives de la figure 6. On obtient la compression de niveau sur une plage étendue et suivant un degré important pour des compo- santes de fréquence élevées (en général 10 KHz) que pour des composantes de fréquence basse (en général 100 Hz et 1 KHz). La ligne en traits mixtes à la figure 6 représente la réponse de "basse plate" habituelle. La figure 6 montre également le niveau du limiteur c'est-à-dire le niveau limite assuré par le limiteur 34. La courbe en pointillé superposé à ce niveau de limiteur à la figure 6 représente la façon d'éviter le dépassement transi- toire. Par exemple si le niveau du signal d'entrée pour 10 KHz dépasse - 5dB, le limiteur 34 évite le dépassement transitoire de sorte que le signal de sortie de 10 KHz est limité à un niveau de signal d'environ -5 dB. On suppose que le gain G de l'amplificateur com- mandé en tension 32 soit lié. -à une tension de commande de gain vc selon un facteur constant k comme cela est exprimé par la formule suivante: G = k/vc (1) L'équation (1) montre que le gain G est inversement lié à la tension de commande de gain v si bien que ce gain est bas c lorsque la tension de commande de gain est élevée; inverse- ment ce gain est élevé lorsque la tension de commande de gain est basse. En variante, l'amplificateur à commande de tension 32 peut présenter un gain exponentiel représenté par la formule suivante G = e-ki vc On suppose maintenant que le filtre passe-bas 4 présente une fonction de-transfert FL et que le filtre passe- haut 2 présente une fonction de transfert FH. Si gL est le gain en basse fréquence du filtre passe-bas 4 et si gH est le gain en basse fréquence du filtre passe-haut 2, les fonctions de transfert sont données par les formules suivantes: 13 2481500 1 + sTL2 FL gL (2) 1 + ST L1 1 + sT1 H FH = g ' 3 1 + sTH2 Dn e Dans ces formules TL1, TL2, TH1 et TH2 sont des constantes déterminées par les paramètres particuliers du circuit et les caractéristiques des filtres 4 et 2. On suppose que le signal d'information appliqué à la borne d'entrée 1 soit représenté par x. On suppose également que le signal de sortie fourni par le circuit 100 sur la borne de sortie 6 soit égal à y et que le signal amplifié recueilli à la sortie de l'amplificateur à commande de tension 32 soit représenté par Z. Si la partie du signal Z qui est appliqué en retour au soustracteur 31 par la résistance de réaction 33 correspond à N, la sortie de l'amplificateur commandé en tension 32 est donnée par les formules suivantes: G ( x FH Z. N) = Z (4) GxFH - GNZ = Z (5) En modifiant l'arrangement des termes, on écrit l'équation (5) comme suit: Z (1 + GN) = GFH x (6) La sortie Z de l'amplificateur commandé en tension 32 est donnée par la formule suivante FHm G Z= ' x (7) 1 + GN La sortie y de l'additionneur 5 est égale à la somme de la sortie du filtre passe-bas 4 et de la sortie Z en supposant que la sortie Z ne dépasse pas le niveau de limite prédéterminé fixé par le limiteur 34. Ainsi la sortie y fournie à la borne de sortie 6 se représente par les formules suivantes: y = Z + FL x L (8) FH * G Y 1 x + F x (9) 1 +GN L - FL + G 5F + FL N) y =L H L x (10) 1 + GN Comme indiqué ci-dessus, le circuit de pondération 71 présente les caractéristiques d'un filtre passe-haut très semblable aux caractéristiques de filtre passe-haut du filtre passe-haut 2. Ces caractéristiques de filtre peuvent se repré- senter comme fonctions de transfert FH. Comme le circuit de redressement et de lissage 72 effectue le redressement pour donner une tension de commande de gain vc, cette tension de commande de gain se représente par la formule suivante VC y *FE (11) Si l'on substitue l'équation (11) dans l'équation (1), on obtient le gain G de l'amplificateur commandé en tension (32) selon la formule suivante: G = K y * FH| (12) On substituant l'équation (12) dans l'équation (10), on obtient le signal de sortie à compression de niveau y sur la borne de sortie 6 comme suit FL Y' FHf (F FLN) (13) 1 + K N |y.-FHI Les calculs faits à l'aide de l'équiation (13) donnent des courbes qui sont très voisines des caractéristiques de compression de niveau en fonction de la fréquence, représentée à la figure 5. Dans la description précédente, la sortie Z corres- pond à la sortie obtenue par l'amplificateur commandé en ten- sion 32. Il est à remarquer que cette sortie Z est également obtenue à la sortie de l'amplificateur à gain variable 3 dans le mode de réalisation de la figure 3. Cette sortie Z présente des caractéristiques dépendant de la fréquence comme dans l'exem- ple de la figure 7. Chaque courbe de la figure 7 représente un niveau de signal d'entrée respectif et la sortie Z fournie par l'amplificateur à gain variable 3 augmente lorsque la 2481500 fréquence du signal d'entrée augmente à condition que le niveau du signal d'entrée soit relativement bas. Lorsque le niveau du signal d'entrée augmente, le gain de l'amplificateur à gain variable 3 diminue et augmente ainsi le rapport de compression. En conséquence le limiteur 34 peut se monter à la sortie de l'amplificateur à gain variable sans détériorer le fonctionnement du circuit 10 ou circuit 100. Les graphiques des figures 5 à 7 représentent des signaux d'entrée uniques, distincte appliqués à la borne d'en- trée 1. Selon la figure 8, le fonctionnement par compression de niveau du circuit réducteur de bruit 100 est représenté graphiquement pour deux signaux distincts un premier signal de'400 Hz dont le niveau passe de +20 dB à -70 dB et un second signal dont le niveau d'entrée est constant à 100 dB et dont la fréquence varie de 100 Hz à 25 Hz. La comparaison des figures 5 et 8 montre que le signal de niveau bas (-100 dB) des fréquences supérieures influence les caractéristiques glo- bales de compression de niveau du circuit 100 même si le signal de fréquence inférieure (400,Hz) est à un niveau élevé (+20dB). La figure 9 montre les caractéristiques de compres- sion de niveau de la figure 4 pour deux signaux d'entrée un premier signal d'entrée de fréquence constante égale à KHz et dont le niveau varie de +20 dB à -70 dB et un second- * signal de niveau constant égal à -100 dB dont la fréquence varie de 100 Hz à 25 KHz. Les courbes de la figure 9 ressemblent plus étroitement à celles de la figure 8 qu'à celles de la figure 5. La description précédente montre que le circuit de réduction de bruit selon l'invention assure une pré-accentuation variable. On obtient différentes courbes de pré-accentuation pour différents niveaux du signal d'entrée. Etant donné cette pré-accentuation variable, on arrive à une pré-accentuation notablement plus élevée sur une plage de fréquences étendues lorsque le niveau du signal d'entrée est relativement bas; par contre on obtient une caractéristique de pré-accentuation relativement plate lorsque le niveau du signal d'entrée est relativement élevé. Cela est préférable car si-le niveau du signal d'entrée est relativement élevé, on-peut l'enregistrer sur un support magnétique sans nécessiter aucune pré-accentuà- tion. 248 1500 La présente invention décrite selon les modes de réalisation ci-dessus est d'une construction relativement simple et par suite peu coûteuse. Néanmoins l'invention permet une pré-accentuation variable sans nécessiter aucun réglage externe manuel. Grâce à une pré-accentuation importante dans une plage de fréquences élevées lorsque le signal d'entrée est bas, on réduit considérablement le phénomène de modulation de bruit mentionné ci-dessus et dans beaucoup de cas, ce phéno- mène est'%totalement supprimé. De plus l'invention permet faci- lement d'utiliser un limiteur tel que le limiteur 34 pour éviter la saturation transitoire du support d'enregistrement magnétique par suite du dépassement provoqué par une augmenta- tion brusque du niveau du signal, ce qui ne pouvait jusqu'à présent être compensé suffisamment rapidement. Le schéma du mode de réalisation de la figure 4 sera décrit ci-après à l'aide de la figure 10. A la figure 10, les mêmes composants que ceux de la figure 4 portent les mêmes références. Le filtre passe-haut 2 du premier chemin de signal relié à la borne d'entrée 1 se compose d'un circuit RC fbrmé d'une résistance 21 branchée en série sur le condensateur 22. Ce circuit en série est lui-même branché en par-allèle sur la résistance 23 et cette combinaison est reliée à l'entrée de l'amplificateur 35 qui fait partie de l'amplificateur à gain variable 3. De préférence, l'amplificateur 35 est un amplifi- cateur opérationnel à gain négatif élevé. La résistance de réaction 33 de la figure 4 est également représentée à la figure 10 comme étant branchée entre la sortie et l'entrée de l'amplificateur 35. Comme le gain atteint un amplificateur constitué par un amplificateur opérationnel et dépend de l'impédance de réaction, c'est-à-dire de l'impédance branchée entre la sortie et l'entrée de l'amplificateur opérationnel, divisée par l'im- pédance d'entrée c'est-à-dire l'impédance reliée à l'entrée de cet amplificateur, on peut ainsi régler le gain en modifiant soit l'impédance de réaction soit l'impédance d'entrée. Dans le mode de réalisation de la figure 10, la résistance de réaction 36 branchée en parallèle sur la résistance de réac- tion 33 se règle en fonction d'un signal de commande qui lui est fourni pour modifier le gain de l'amplificateur à gain 17 2 481500 variable 3. Lorsque la valeur de la résistance réglable 36 augmente, le gain de l'amplificateur à gain variable augmente de façon correspondante. Inversement lorsque la valeur de la résistance réglable diminue, le gain de l'amplificateur opérationnel diminue également. A titre d'exemple, la résistance réglable 36 peut être par exemple un composant photosensible tel qu'une cellule CdS photoconductrice, une photorésistance ou analogue ayant une impédance ou une résistance variable en fonction de l'intensité de la lumière que reçoit ce composant. Par exemple l'élément photosensible peut être couplé de façon optique à une diode photo- émissive ou à toute autre source de lumière permettant d'envoyer de la lumière sur l'élément photosensible en fonction d'une tension de commande. Cette tension de com- mande est fournie par un circuit de commande 7 formé du circuit de pondération 71 et du circuit de redressement et de lissage 72. Lorsque la tension de commande augmente, l'intensité de la lumière émise par l'élément photo-émetteur augmente de la même manière de façon à réduire la résistance ou l'impédance de l'élément photosensible et réduire ainsi le gain de l'amplifi- cateur 3. Inversement lorsque la tension de commande diminue, l'intensité de la lumière émise par l'élément photo-émetteur diminue et augmente l'impédance de-l'élément photosensible de façon à augmenter le gain de l'amplificateur 3. Comme variante de l'élément photosensible ci-dessus, on peut utiliser une résistance réglable 36 formée d'un tran- sistor à effet de champ FET, d'un transistor bipolaire ou ana- logue dont l'impédance se régle en fonction de la tension de commande qui lui est appliquée par le circuit de commande 7. Ainsi lorsque l'impédance du transistor FET ou du transistor bipolaire varie, le gain de l'amplificateur à gain variable 30 varie de la même manière. Dans le mode de réalisation de la figure 4, le limiteur 34 est représenté comme étant en série entre la sortie de l'amplificateur à gain variable 3 et l'entrée de l'addition- nneur 5. A la figure 10, le limiteur 34 est formé d'une paire de circuits à diodes en parallèle, branchés en opposition dans le circuit de réaction de l'amplificateur opérationnel 35. Dans cet exemple, chaque circuit à diodes se compose de deux diodes en série. Ce limiteur à diodes est branché en série sur 18 2481500 une résistance supplémentaire. Il est à remarquer que si la différence des signaux d'entrée et de sortie de l'amplificateur est inférieure à la tension de claquage efficace de la diode (si l'on suppose que cette tension de claquage de la diode soit égale à Vbe, et dans le cas de l'exemple, cette tension est égale à 2Vbe, avec Vbe = O,7 V pour des diodes au silicium) alors la résistance reliée à ce limiteur à diodes est coupée du circuit de réaction de l'amplificateur. Toute- fois dès que cette différence dépasse la tension de claquage des diodes, la résistance représentée, est branchée dans le circuit de réaction de l'amplificateur et se trouve ainsi en parallèle à la résistance réglable 36 et à la résistance de réaction 33 de façon à réduire la résistance de réaction efficace pour diminuer le gain de l'amplificateur. On réduit ainsi les dépassements transitoires. La sortie de l'amplificateur 35 est couplée à l'additionneur 5 par l'intermédiaire de la résistance 51. L'additionneur comporte une autre résistance 52 qui relie la sortie du filtre passe-bas 4 à l'additionneur. Le filtre passe- bas se compose d'un filtre actif formé des résistances d'en- trée 41, 43 en série et dont la jonction est reliée à la masse par l'intermédiaire d'un condensateur 44. L'amplificateur 42 qui peut par exemple être un amplificateur opérationnel, a de préférence un gain négatif et son entrée est reliée à la résistance 43. La résistance de réaction est branchée entrera sortie et l'entrée de cet amplificateur. L'amplificateur 42 assure l'adaptation de phase du signal qui traverse le filtre passe- bas 4 avec le signal transmis par l'amplificateur à gain variable 3. La sortie du filtre passe-bas et plus particu- lièrement la sortie de l'amplificateur 42-est appliquée a la résistance 52 de l'additionneur 5. L'additionneur se-compose des résistances d'addi- tion 51, 52 reliées à l'entrée de l'amplificateur 53. De pré- férence l'amplificateur 53 présente un gain négatif; il peut s'agir d'un amplificateur opérationnel muni d'une résistance de réaction comme cela est représenté. La sortie de l'addi- tionneur c'est-à-dire la sortie de l'amplificateur 53 est couplée à la borne de sortie 6. Le circuit de commande 7 couplé à la borne de sortie 6 et qui se compose du circuit de pondération 71 et du 19 2481500 circuit de redressement et de lissage 72 donne la tension de commande mentionnée ci-dessus qui est réglée pour définir la valeur de la résistance variable 36 et'régler ainsi le gain de l'amplificateur à gain variable 3.. Le circuit de pondération 71 se compose d'un filtre passehaut formé du montage en série -de la résistance 73 et du condensateur 74 eux-mêmes en paral- lèle avec la résistance 75 et le condensateur 76 qui sont en série. La sortie des circuits RC couplés en parallèle est reliée à un amplificateur 77 qui est de préférence un amplificateur opérationnel à gain négatif et à résistance de réaction comme cela est représenté. Le circuit de pondération 71 présente la caractéristique d'un filtre passe-haut qui est analogue à celle du filtre passe-haut 2. La sortie de l'amplificateur 77 est couplée au redresseur et au circuit de lissage 72, ce dernier se composant par exemple d'une diode reliée à un filtre capa- citif. Le circuit de redressement et de lissage 72 donne un signal de commande continue qui est une fonction du niveau des composantes de fréquence supérieure traversant le circuit de pondération 71. Ainsi lorsque le niveau du signal d'entrée augmente, le gain de l'amplificateur 35 diminue pour réduire l'accentua- tion des composantes haute fréquence contenues dans le signal d'entrée. Le circuit du schéma de la figure 10 donne ainsi les caractéristiques de compression de niveau de la figure 5. Dans les modes de réalisation de l'invention, le réducteur de btuit est utilisé comme circuit de compression de niveau dans un codeur pour les signaux d'information pour un enregistrement magnétique. Un circuit d'expansion de niveau du décodeur doit présenter des caractéristiques d'expansion de niveau complémentaires aux caractéristiques de la figure 5 pour ramener le signal reproduit du support magnétique à sa forme initiale. Le circuit de réduction de bruit de la figure 4 peut s'utiliser pour un tel décodeur (voir figure 11). En par- ticulier, le réducteur de bruit 100 est branché dans le chemin de réaction négative d'un amplificateur opérationnel 210 ayant une entrée non inversée couplée à l'entrée 201 pour recevoir le signal d'information reproduit et une entrée inversée couplée à la borne de sortie 6 du circuit 100. La sortie de l'amplifi- cateur 210 est couplée à la borne d'entrée 1 du réducteur de bruit 100, Le réducteur de bruit est branché comme circuit de 2481500 réaction négative; la sortie du décodeur est dérivée de la borne de sortie 202 couplée à la borne de sortie de l'amplifi- cateur 210. De façon préférentielle, le circuit réducteur de bruit 100 est monté sélectivement pour fonctionner comme codeur, soit comme décodeur. A cet effet, l'amplificateur 210 comporte un commutateur 211 représenté schématiquement par un commutateur mécanique à deux états de commutation. Lorsque le commutateur 211 touche le contact d, le circuit de réduction de bruit 100 est branché comme circuit de réaction négative entre la sortie et l'entrée inversée de l'amplificateur 210 comme cela a été mentionné. Lorsque le commutateur 211 touche le contact e, la réaction négative 212 se trouve branchée entre la sortie et l'entrée inversées de l'amplificateur 210, définissant ainsi le gain de l'amplificateur; la sortie de l'amplificateur 210 est en outre branchée pour fournir les signaux d'information amplifiés au circuit de réduction de bruit 100. Lorsque le commutateur 211 est relié -au contact d, le circuit 200 fonctionne comme décodeur pour donner des signaux d'information à niveau expansé sur la borne de sortie 202. Toutefois lorsque le commutateur 211 est couplé sur le contact e, le circuit 200 fonctionne comme codeur pour donner des signaux à niveau comprimé sur la borne de sortie 6. Comme représenté, la borne de sortie 6 est couplée sur une autre borne de sortie 203 qui est elle-même couplée à un transducteur d'enregistrement magnétique. Lorsqu'on utilise le circuit de réduction de bruit dans ces deux modes de commutation, le même circuit peut servir de codeur et de décodeur en utilisant les mêmes élé- ments. Dans un magnétophone habituel tel qu'un magnétophone audio, les signaux d'information ne sont pas enregistrés et reproduits simultanément. Dans ces conditions, plutôt que d'avoir des circuits de codage et de décodage distincts, il est avantageux d'utiliser le même circuit de réduction de bruit 100 pour effectuer séparément le codage et le décodage. De plus, en utilisant le même circuit de réduction de bruit pour les deux modes de fonctionnement, il n'est pas difficile d'adapter les caractéristiques du décodeur et du codeur. Les caractéristiques du circuit de réduction de bruit 100 ont été décrites de façon détaillée ci-après et dans 2 1 2 2481500 un but de simplification, cette description ne sera pas reprise. On remarque pour cela que lorsque le commutateur 211 touche le contact fixe e, le circuit 200 fonctionne pratiquement de la même manière que celle indiquée ci-dessus pour les modes de réalisation des figures 4 et 10. Ainsi le signal d'information d'entrée est amplifié par l'amplificateur 210 et son niveau est comprimé de façon appropriée avec une pré-accentuation variable assurée par le circuit 100. Lorsque le commutateur 211 touche le contaqct d, on utilise les caractéristiques de transfert du circuit 100 comme gain de réaction négatif B du circuit 200. Si le gain en boucle ouverte de l'amplificateur 210 est égal à A, le gain total caractéristique de transfert du circuit 200 est alors égal à AB il s'agit là du gain d'un amplificateur à réaction négative. Si le gain en boucle ouverte A de l'ampli- ficateur 210 est suffisamment-grand c'est-à-dire A" 1, alors le gain ou la caractéristique de transfert du circuit 200 monté en décodeur est égal à 1/B. Ainsi lorsque le circuit 100 est branché comme circuit de réaction négative sur l'amplifica- teur 210, les caractéristiques globales du circuit 200 sont inverses ou complémentaires à la caractéristique de transfert de codage B. On voit ainsi que lorsque le circuit 100 est utilisé comme décodeur, le signal pré-accentué à niveau comprimé est alors reproduit du support d'enregistrement sous sa forme d'origine. 2 48 1 50 0 REVENDICATIONS 1) Circuit de réduction de bruit caractérisé en ce qu'il comporte un moyen pour appliquer un signal d'entrée relié à un premier chemin de signal comprenant un filtre passe-haut donnant des composantes basse fréquence essentiellement désaccen- tuées du signal d'entrée par rapport- aux composantes haute fréquence de ce signal, ce filtre étant relié à un amplificateur à gain variable pour amplifier le signal de sortie du filtre selon un gain réglable, ainsi qu'un second chemin de signal couplé aux moyersdonnant au plus une faible désaccentuation des composantes de fréquence supérieure du signal d'entrée par rapport aux composantes de fréquence inférieure, un additionneur pour addi- tionner les signaux de sortie du premier et du second chemins de signal et donner un signal de sortie ainsi qu'un moyen pour commander le gain de l'amplificateur à gain variable pour que celui-ci présente un gain supérieur lorsque le niveau du signal d'entrée est relativement faible et un gain inférieur lorsque le niveau du signal d'entrée est relativement élevé. 2) Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce-que le second chemin comporte un filtre passe-bas. 3) Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le second chemin comporte un atténuateur assurant une désaccentuation à la fois des composantes de fréquence supérieure et inférieure du signal d'entrée. 4) Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier chemin de signal comporte un limiteur qui limite le dépassement transitoire du signal lors d'une augmenta- tion brusque du niveau du signal d'entrée. ) Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que le limiteur est branché en série sur la sortie de l'amplificateur à gain variable. 6) Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'amplificateur à gain variable comporte un ampli- ficateur à circuit de réaction négatif et le limiteur comporte des diodes branchées dans la boucle de réaction négative. 7) Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de commande du gain de l'amplificateur à gain variable se compose d'un circuit de pondération couplé à l'additionneur pour dériver un signal de commande de gain à partir des composantes de fréquence supérieure du signal de 248 1500 sortie et un moyen pour appliquer le signal de commande de gain à l'amplificateur à gain variable pour que le gain de ce dernier soit lié inversement au niveau du signal' de commande de gain. 8) Circuit selon la revendication 7 caractérisé en ce que l'amplificateur à gain variable se compose d'un amplifi- cateur commandé en tension et le moyen pour appliquer le signal de commande de gain se compose d'un redresseur donnant une tension de commande de gain en fonction du signal de commande de gain. 9) Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce que le circuit de pondération se compose d'un filtre passe-haut. ) Circuit selon la revendication 9, caractérisé en ce que les filtres passe-haut ont sensiblement les mêmes caractéristiques de filtre. 11) Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'amplificateur à gain variable est un amplificateur a commande de tension, avec un moyen de réaction pour appliquer en retour une fraction prédéterminée du signal de sortie de cet amplificateur et un moyen pour soustraire la fraction du signal de retour par rapport à la sortie dufiltre passe-haut pour donner un signal de différence attaquant l'amplificateur commandé en tension. 12) Circuit de compression de niveau à caractéris- tique de transfert plus sensible à la fréquence des signaux d'entrée de niveau inférieur que ceux des signaux d'entrée de niveau supérieur, de façon à traiter les composantes de fréquence supérieure avec un gain plus élevé pour les signaux d'entrée de niveau inférieur, circuit caractérisé par un premier chemin de signal recevant un signal d'entrée et comportant un filtre passe-haut pour accentuer les composantes de fréquence supérieure par rapport aux composantes de fréquence inférieure du signal d'entrée ainsi qu'un amplificateur à gain variable pour amplifier le signal de sortie du filtre passe-haut, et un second chemin de signal recevant le signal d'entrée pour donner au plus une accen- tuation relativement faible des composantes de fréquence infé- rieure par rapport aux composantes de fréquence supérieure du signal d'entrée, et un additionneur pour additionner le signal de sortie du premier et du second chemins de signal et donner un signal de sortie à compression de niveau ainsi qu'un moyen de commande pour régler le gain de l'amplificateur à gain variable pour que le gain diminue lorsque le niveau du signal d'entrée augmente. 13) Circuit selon la revendication 12, caractérisé en ce que le premier chemin de signal comporte un limiteur pour limiter le dépassement transitoire du signal amplifié par l'amplificateur a gain variable dans le cas d'une augmentation brusque du niveau du signal d'entrée.- 14) Circuit selon la revendication 13, caractérisé en ce que le moyen de commande du gain de l'amplificateur à gain variable se compose d'un filtre passe-haut pour filtrer le signal de sortie dont le niveau a été comprimé et un moyen de lissage pour lisser le signal de sortie filtré après compression de niveau et donner un signal de commande de gain qui attaque l'amplificateur à gain variable. ) Circuit d'expansion de niveau ayant une caractéristique de transfert plus sensible à la fréquence des signaux de -niveau d'entrée inférieur qu'aux signaux d'entrée de niveau supérieur de façon que- les composantes de fréquence supé- rieure soient soumises à un réglage- de niveau plus important pour les signaux d'entrée de niveau bas, circuit comportant un amplificateur recevant le signal d'entrée et ayant une borne de sortie pour donner un signal de niveau expansé, ainsi qu'un circuit de réaction négative couplé à la borne de sortie, circuit caractérisé par un premier chemin de signal recevant le signal de sortie de l'amplificateur et comportant un filtre passe-bas pour accentuer les composantes de fréquence supérieure par rapport aux composantes de fréquence inférieure de la sortie de l'amplificateur ainsi qu'un amplificateur à gain variable pour amplifier la sortie du filtre passe-haut, un second chemin de signal recevant la sortie amplifiée pour donner au plus une faible accentuation aux composantes de fréquence inférieure par rapport aux composantes de fréquence supérieure du signal de sortie amplifié, un additionneur pour additionner les signaux de sortie du premier et du second chemins de signal, la sortie de l'additionneur étant appliquée en reteour à l'amplificateur et un moyen de commande pour le gain de l'amplificateur à gain variable, pour diminuer ce gain lorsque le niveau du signal d'entrée augmente. 16) Circuit selon la revendication 15, caractérisé 248 1500 en ce que le second chemin de signal comporte un filtre passe-bas. 17) Circuit selon la revendication 16, caractérisé en ce que le premier chemin de signal comporte un limiteur pour limiter le dépassement transitoire du signal amplifié par l'am- plificateur à gain variable dans le cas d'une augmentation brusque du niveau du signal d'entrée. 18) Circuit selon la revendication 17, caractérisé en ce que le moyen de commande comporte un circuit de pondération relié à la sortie de l'additionneur et un circuit de redressement et de lissage couplé au circuit de pondération pour fournir le signal de commande de gain à l'amplificateur à gain variable en fonction des composantes de fréquence supérieure contenues dans le signal de sortie de l'additionneur. 19) Circuit de réduction de bruit par compression/ expansion de niveau, circuit caractérisé en ce qu'il comporte un amplificateur recevant un signal d'entrée, une borne &'entrée couplée à la sortie de l'amplificateur, un premier chemin de signal couplé à la borne d'entrée comportant un filtre passe-haut pour accentuer les composantes de fréquence supérieure par rapport aux composantes de fréquence inférieure de la sortie de l'amplificateur, un amplificateur à gain variable pour amplifier la sortie du filtre passe-haut, un second chemin de signal couplé à la borne d'entrée pour donner une accentuation relativement faible aux composantes basse fréquence par rapport aux composantes haute fréquence de la sortie de l'amplificateur, un additionneur pour additionner le signal de sortie du premier et du second chemins de signal, un moyen de commande du gain de l'amplificateur à gain variable, fonctionnant de façon inverse par rapport au niveau du signal d'entrée et un moyen de commutation ayant un premier état dans lequel le circuit de compression/expansion de niveau fonctionne comme circuit de compression de niveau pour donner un signal de niveau comprimé à la sortie de l'additionneur et ayant un second état dans lequel la sortie de l'additionneur est appliquée en retour à l'amplificateur suivant une réaction négative de façon que le circuit compression/expansion de niveau fonctionne comme circuit d'expansion de niveau pour donner un signal de niveau développé à la sortie de l'amplificateur.