FR 2480004 A1 19811009 FR 8024896 A 19801124 Source de tension de polarisation. La présente invention se rapporte d'une manière générale aux sour- ces de tension de polarisation, et elle concerne en particulier une source fournissant une tension de polarisation qui varie en fonction de la tempé- rature suivant une caractéristique prédéterminée tension-température. Le fonctionnement de nombreux circuits utilisés dans les systè- mes de transmission des informations,exige des tensions de polarisation. De nombreuses sources de polarisation, du fait de la conception particulière de leurs composants, créeront à leur sortie des signaux de polarisation qui varient avec les changements de température ambiante. Lorsque la relation entre les variations de la tension de polarisation à la sortie et les chan- gements de température est une fonction sensiblement linéaire, cette rela- tion peut être considérée comme définissant un coefficient de température de la source de tension de polarisation. Dans certains cas, les variations du signal de polarisation à la sortie, dues aux changements de température am- biante, peuvent n'influencer que faiblement le signal transmis par le cir- cuit avec lequel est utilisée cette source. D'autre part, cela peut avoir une influence significative sur des erreurs apparaissant à la sortie du circuit. La présente invention a donc pour objet principal de fournir une source de tension de polarisation dont la caractéristique tension-tempéra- ture peut âtre prédéterminée de telle sorte que la tension de polarisation à la sortie varie en fonction de la température d'une manière prévisible. Un autre objet plus précis de la présente invention se rapporte à une source de tension de polarisation dont la caractéristique tension- température peut facilement être prédéterminée au moyen du rapport prédé- terminé des valeurs de deux résistances. Dans certains cas, la charge du circuit auquel est connectée la source de tension qui fait l'objet de la présente invention, peut également présenter des variations caractéristiques en fonction des changements de température dus à la conception du circuit. Il peut être souhaitable d'adap- ter la caractéristique tension-température de la source de tension à la ca- ractéristique tension-température de la charge fournie par le circuit, de sorte que les variations de la tension de polarisation avec les changements de température ambiante seront compensées par les variations de charge du circuit dues aux mêmes changements de température. L'homme de l'art connait bien, par exemple, divers circuits dans lesquels des sources de tension de polarisation sont utilisées pour créer une tension de polarisation prédéterminée pour induire un courant de pola- risation dans le circuit et réaliser un mode de fonctionnement prédétermi- né. Un circuit de ce type constituerait un amplificateur de classe A, c'est- à-dire qui fonctionne suivant un mode de classe A. De même, un courant de polarisation peut être induit par une tension de polarisation de telle sorte qu'un amplificateur fonctionne suivant un mode de classe AB. D'autres types d'amplificateurs nécessitant des courants de polarisation induits par des tensions de polarisation, sont bien connus de l'homme de l'art. Dans tous ces amplificateurs, il peut être souhaitable d'adapter la caractéristi- que tension-température de la source de tension de polarisation, à la carac- téristique tension-température du circuit de l'amplificateur. Un autre exemple de circuit nécessitant un signal de polarisation, est constitué par un circuit opérationnel -redresseur s tel que celui qui est décrit dans le brevet américain n0 4 097 767. Dans ce circuit breveté, une tension de polarisation peut être utilisée pour induire un courant de pola- risation de manière à réduire la vitesse de variation d'un étage d'amplifi- cateur opérationnel du circuit de détection. L'application des principes de la présente invention permet de réaliser un circuit opérationnel perfec- tionné de redressement. En conséquence, un autre objet de la présente invention est de fournir une source perfectionnée de tension de polarisation dont la carac- téristique tension-température est adaptée à la caractéristique tension- température du circuit avec lequel est utilisée cette source. Un autre objet de la présente invention est de fournir un circuit opérationnel perfectionné redresseur du type décrit dans le brevet améri- cain no 4 097 767. Ces objets et d'autres encore de la présente invention sont réali- sés par une source perfectionnée de tension de polarisation fournissant une tension de polarisation à la sortie qui varie avec les changements de tem- pérature suivant une caractéristique prédéterminée tension-température. La présente invention sera bien comprise à-la-lecture de la description suivante faite en relation avec les dessins ci-joints, dans lesquels: - - la figure I représente un circuit du type décrit dans le brevet américain n0 4 097 767; et - la figure 2 représente un exemple préféré de réalisation de la source de tension de polarisation suivant la présente invention, prévue pour être utilisée avec le circuit de la figure i. Des références numériques et littérales identiques ont été utili- sées sur les figures pour désigner des composants identiques. Le circuit opérationnel redresseur - représenté à la figure 1 est du type décrit dans le brevet américain n0 4 097 767. Comme le décrit ce brevet, le circuit 1) peut être contruit facilement suivant les techniques des circuits intégrés car il peut n'utiliser que des transistors n-p-n, 2) ne nécessite pas de résistances adaptées ni de rapports précis de résis- tances, 3) n'utilise qu'un seul amplificateur opérationnel et, par consé- quent, aucune adaptation d'amplificateurs ou équilibrage n'est nécessaire, 4) n'est pas affecté par des écarts de tension qui peuvent exister entre les bornes d'entrée de l'amplificateur opérationnel, 5) fournit, sous sa forme préférée de réalisation, un redressement à large bande de l'ordre du nanoampère au milliampère, 6) a un fonctionnement plus proche du fonction- nement d'un dispositif de classe A pour des entrées basse tension et haute fréquence avec des exigences relativement peu sévères de vitesse de varia- tion de l'amplificateur opérationnel. Comme le montre la figure 1, le circuit opérationnel de redressement comprend un amplificateur inverseur 10 à haut gain. Cet amplificateur 10 a une borne d'entrée 12 de non-inversion mise à la terre, tandis que sa borne d'entrée 14 d'inversion est connectée à la borne d'entrée 16 du dispositif qui reçoit le signal d'entrée I en courant alternatif. L'amplificateur 10 n est utilisé comme un étage d'amplification dans une disposition en amplifi- cateur opérationnel. Une première chaîne de transmission est constituée par le transis- tor Q1 qui, dans l'exemple de réalisation illustré, est un transistor de type n-p-n dont la base 18 est connectée à la borne de sortie 20 de l'ampli- ficateur 10 par l'intermédiaire de la source 19 de tension-de polarisation; l'émetteur 22 du transistor Q1 est connecté directement à la borne d'entrée 16 du dispositif et son collecteur 24 est connecté à la borne de sortie 26 du dispositif. Des moyens sont prévus pour coupler la borne de sortie 26 à la terre virtuelle d'un amplificateur opérationnel désigné schématiquement par la référence 28 et réglé à un niveau prédéterminé de tension continue par rapport à la terre du système, de sorte que le courant I2 est fourni comme il est indiqué. Le niveau de tension continue est une valeur positive voisine de la terre. Par exemple, pour la terre virtuelle 28, une valeur de niveau de tension de + 0,5 volt en courant continu par rapport à la terre du système s'est avérée satisfaisante. Il est préférable que le tran- sistor Q1 soit un transistor à gain élevé pour des raisons qui apparaîtront mieux plus loin. Par exemple, un gain de 100 est satisfaisant, bien que des gains plus élevés allant jusqu'à 300 puissent être obtenus à l'aide des techniques des circuits intégrés. Une deuxième chaîne de transmission est constituée par les transis- *tors Q2 et Q3 qui, dans l'exemple illustré, sont des transistors n-p-n dont les bases respectives 30 et 32 sont mises à la terre du système et dont les émetteurs 34 et 36 sont connectés ensemble à la borne de sortie 20 de l'am- plificateur 10. Le collecteur 38 du transistor Q est connecté à-la borne 1 2 d'entrée d'inversion 14 de l'amplificateur 10. Le collecteur 40 du transis- tor Q3 est connecté à la borne de sortie 26. Il est préférable que les tran- sistors Q2 et Q3 soient bien appariés géométriquement en ce qui concerne le gain, les dimensions, etc..., de sorte que le maintien des deux transistors à la même tension base-émetteur permettra d'obtenir des courants collecteurs égaux. En fonctionnement, lorsque Iin a une polarité positive, la sortie de l'amplificateur 10 est une tension négative. La base du transistor Q2 étant alors positive par rapport à son émetteur, le transistor Q2 conduit le courant Ii (+) de la borne d'entrée 14 d'inversion de l'amplificateur à la borne de sortie 20 de cet amplificateur. Puisque l'émetteur du transistor Q2 est connecté à l'émetteur du transistor Q3 et puisque leurs bases sont également connectées ensemble (à la terre), la base 32 du tran- sistor Q3 est positive par rapport à l'émetteur 36, de sorte que le tran- sistor Q3 conduit également un courant I2A' Puisque les transistors Q2 et Q3 sont appariés et sont toujours à la même tension base-émetteur, le ni- veau instantané du courant Iin (+) est égal au niveau instantané du courant I2A. Le courant 12A est donc le signal de courant reflété du courant I. (+). Puisque, en vertu de la loi de Kirchhoff, les courants qui entrent dans une jonction sont égaux aux courants qui en sortent, le niveau instan- tané du courant arrivant à la sortie de l'amplificateur 10 sera égal à la somme des valeurs instantanées des courants I. (+ et I (+) e 2A' Puisque le niveau instantané du courant Ii (+) est égal au niveau instan- tané du courant I 2A le courant de sortie suit le courant d'entrée lorsque ce dernier a une polarité positive. Pendant ce temps, puisque le signal de sortie de l'amplificateur 10 appliqué à la base du transistor Q1 est néga- tif, le transistor Q1 ne sera pas conducteur. Lorsque le courant alternatif d'entrée I. a une polarité néga- in tive, l'amplificateur 10 fournit une tension positive de sortie. L'émetteur 34 du transistor Q2 est alors positif par rapport à sa base 30 et l'émetteur 36 du transistor Q3 est positif par rapport à sa base 32, de sorte que ni le transistor Q2 ni le transistor Q ne seront conducteurs. Cependant, le collecteur 24 du transistor Q1 est positif par rapport à son émetteur 22, de sorte qu'un courant collecteur-émetteur traversera le transistor Ql. Ce passage de courant est tel que le courant Ii (-) d'émetteur, allant de l'émetteur du transistor Ql à la borne d'entrée 14 d'inversion, sera égal au courant.Ib de base, allant de la borne de sortie 20 de l'amplificateur à la base du transistor Q1, plus le courant collecteur I venant de la 2B terre virtuelle 28. La valeur du courant I- de base dépend du gain du tran- b sistor Q1 et, si on choisit comme transistor Q1 un transistor à gain élevé, l'erreur introduite par le courant i sera négligeable. Par exemple, pour un gain de 100, le courant b sera égal à environ I % du courant I. (H)I c'est-à-dire que le courant I2B représentera 99 % du courant Ii (-). Ainsi, pour l'exemple donné, le niveau instantané du courant de sortie apparaissant à la borne 26 sera sensiblement égal au niveau instantané du courant d'en- trée Iin lorsque ce dernier est positif, et ce niveau représentera appro- ximativement 99 % du niveau instantané du courant Iin d'entrée (et il aura une polarité opposée lorsque le courant d'entrée sera négatif). Comme le décrit le brevet américain n0 4 097 767, on peut corriger, si on le désire, l'erreur introduite par le courant 'b en réglant la polarisation de la ten- sion de base des transistors Q2 et Q3. Sans le générateur 19 de signaux de polarisation, c'est-à-dire en connectant directement la base 18 du transistor Q1 à la borne de sortie de l'amplificateur 10, la vitesse de variation et le produit de la lar- geur de bande par le gain de l'amplificateur 10 déterminent le temps néces- saire pour qu'une chaîne de transmission cesse d'être conductrice et que l'autre chaîne de transmission commence à être conductrice en réponse à un changement de polarité de la sortie de l'amplificateur 10. La vitesse de variation peut être peu significative lorsque le signal d'entrée Iin oscille entre des niveaux positifs et négatifs relativement élevés. Cependant, lors- que le signal d'entrée Iin a une valeur relativement faible et qu'il appa- raît à des fréquences relativement élevées, le temps nécessaire pour que le signal de sortie à la borne 20 de l'amplificateur 10 passe d'une valeur suf- fisante, à une polarité donnée, pour qu'une chaîne de transmission soit con- ductrice, à une valeur suffisante, à la polarité opposée, pour que l'autre chaîne le transmission devienne conductrice, peut devenir significatif puis- que l'information contenue dans le signal d'entrée est perdue pendant ce temps-là. En conséquence, la source 19 de tension de polarisation est pré- vue entre la borne de sortie 20 ce l'amplificateur 10 et la base 18 du transistor Q1 afin de réduire les exigences de vitesse de variation. La source 19 de tension est décrite dans le brevet américain no 4 097 767 comme étant une batterie à courant continu ou un moyen pour faire circuler un courant dans une résistance fixe connectée à la base 18 du transistor Q. La base de ce dernier transistor est connectée à l'anode d'une diode dont la cathode est connectée à la borne de sortie 20 de l'amplificateur 10. Ce montage fournit, en effet, une tension positive de polarisation à la base du transistor Q1 et une tension négative de polarisation aux émet- teurs des transistors Q2 et Q3. La tension de polarisation crée dans la jonction base-émetteur du transistor Q1 un courant circulant I qui sera transmis par l'intermédiaire de la jonction collecteur-émetteur du transis- tor Q2. Ceci a pour résultat un courant circulant Icirc qui n'a aucun effet sur la valeur du signal appliqué à la borne d'entrée 16 du dispositif, mais qui produit à la borne de sortie 26 du circuit une erreur de courant qui est le double de la valeur du courant I ir. La source 19 de tension de polari- sation permet donc une variante. En fournissant une tension de polarisation passant par zéro, on obtiendra un fonctionnement du circuit qui est plus proche du fonctionnement d'un dispositif de classe A, lorsque le signal d'entrée passera d'une polarité à l'autre, ce qui permet un meilleur fonc- tionnement à haute fréquence puisque la conduction initiale par l'intermé- diaire du transistor Q1 ou des transistors Q2 et Q3 ne dépend pas du niveau de tension de la sortie de l'amplificateur 10. Cependant, l'induction du courant circulant Icirc a également pour résultat de produire un signal d'erreur à la borne de sortie 26 du circuit. L'élévation du niveau de la tension de po- larisation fournie par la source 19 fait baisser les exigences de vitesse de variation et de produit de la largeur de bande par le gain de l'amplifi- cateur 10 pour un fonctionnement donné du circuit, mais augmente également le signal d'erreur qui est créé à la borne 26 par le courant I ire Il est donc souhaitable d'augmenter la tension de polarisation fournie par la source 19 jusqu'à un point tel que l'erreur créée par le courant Icire à la borne 26 est à son niveau maximal acceptable. Ce niveau doit être cinq à dix fois plus bas que le signal le plus bas pour lequel un redressementprécis est souhaité. L'erreur créée par le courant I ire diminue au fur et à mesure qu'augmente le courant d'entrée. Ainsi, l'erreur créée par le courant Icirc est préoccupante aux niveaux bas de signal. L'utilisation de sources de tension de polarisation du type dé- crit dans le brevet américain n0 4 097 767 peut cependant soulever des dif- ficultés. Des changements de température ambiante peuvent affecter la sour- ce 19 de sorte que la tension de polarisation est modifiée, ce qui provo- que une variation de l'erreur créée par le courant-I i à la borne 26. Des changements de température peuvent donc provoquer des variations indé- sirables de l'erreur créée par le courant I cir à un point tel que le cou- rant Icirc peut devenir aussi important ou plus important que les niveaux bas intéressants de signal. En outre, même si la source 19 de tension de polarisation est rendue indépendante de la température, de sorte que la tension de polarisation à la sortie est indépendante de la température, le fait que les transistors Q1 et Q2, et en particulier la relation entre la tension base-émetteur et le courant collecteur de ces deux transistors, sont dépendants de la température, peut provoquer des variations sérieuses - du courant collecteur en fonction des changements de température (le fac- teur de variation peut atteindre plusieurs centaines pour un écart de tempé- rature de 500 C). Les considérations qui précèdent apparaîtront plus clairement dans la description suivante. Comme il est bien connu de l'homme de l'art, en l'absence de la source 19, la tension base-émetteur nécessaire pour ren- dre les transistors QI, Q2 et Q3 entièrement conducteurs à la température ambiante, est d'environ 0,6 volt. Ainsi, lorsque la sortie de l'amplifica- teur est à - 0,6 volt, la tension base-émetteur des transistors Q2 et Q3 est d'environ + 0,6 volt. De même, lorsque la sortie de l'amplificateur 10 est à + 0,6 volt, la tension base-émetteur du transistor Q1 est d'environ + 0,6 volt. Dans chacun de ces cas, une élévation importante du niveau du signal d'entrée de l'amplificateur opérationnel ne produira pas une grande variation des tensions base-émetteur des transistors correspondants. Il apparaît qu'au passage par zéro du signal d'entrée de l'amplificateur 10, entre les zones positive et négative, sans source 19 de tension, la sortie de l'amplificateur devra varier entre - 0,6 volt et + 0,6 volt, soit au total une variation de 1,2 volts. La tension de polarisation fournie par la source 19 vient cependant en déduction des 1, 2 volts, de sorte que la sortie de l'amplificateur ne doit pas varier d'autant. La valeur de la ten- sion de polarisation est déterminée généralement par la valeur maximale du courant Icir. Une valeur appropriée du courant I ire qui s'est avérée sa- tisfaisante pour le circuit représenté à la figure 1, est la valeur InA. Cette valeur du courant I cire permettra d'utiliser une tension de polarisa- tion d'environ 600 mV pour de nombreux transistors (bien que cette tension de polarisation puisse varier d'un transistor à l'autre), de manière à four- nir une tension base-émetteur de repos d'environ 0,3 volt à chaque base- émetteur des transistors QI, Q2 et Q3. On doit bien se rendre compte que d'autres valeurs du courant maximal acceptable I. peuvent être utilisées, circ bien qu'un courant de InA paraisse donner des résultats optimaux dans de nombreuses applications. Ainsi, avec une tension de polarisation de 0,6 volt, la sortie de l'amplificateur ne devra varier qu'entre - 0,3 volt et + 0,3 volt, ce qui donne une variation totale de 0,6 volt. Lorsque le ni- veau du courant de repos Icirc se situe à InA, l'erreur créée par le courant I. irc circulant dans le transistor Q1 ou le transistor Q2 qui est supposé se trouver à l'état ouvert, sera égale, par exemple, à 0,1 nA alors que le signal d'entrée est de 10 nA. En particulier, lorsque Iin = + 10 nA, le courant collecteur-émetteur dans le transistor Q2 est d'environ 10 nA (un facteur 10 au-dessus de son niveau de repos). Du fait de la relation expo- nentielle entre Vbe et Ic, l'erreur créée par le courant I. circulant circ dans le collecteur-émetteur du transistor Ql' est alors égale à un facteur en dessous de son courant de repos, c'est-à-dire 0,1 nA. Puisque, en vertu de la loi de Kirchhof, la somme des courants entrant dans une jonc- tion est égale à la somme des courants qui en sortent, le courant circu- lant dans le collecteur-émetteur du transistor Q2 sera alors,en fait, égal à 10,1 nA. Ces valeurs de courant créent, à la borne 20 de l'amplificateur , une tension de sortie qui s'écarte de - 60 mV du niveau de repos. De la même manière, lorsque le courant I. = - 10 nA, le courant collecteur- émetteur circulant dans le transistor Q1 est alors approximativement égal à ,1 nA et l'erreur créée par le courant Icirc circulant dans le transistor Q2 est approximativement égale à 0,1 nA. La tension de sortie à la borne de l'amplificateur 10 s'écarte alors de + 60 mV du niveau de repos. L'amplificateur ne varie donc que de 120 mV avec une variation du courant d'entrée de + 10 nA à - 10 nA. Ceci représente une réduction par rapport aux 900 mV environ dont doit varier l'amplificateur pour une variation du courant d'entrée de + 10 nA à - 10 nA lorsqu'aucune tension de polarisation n'est fournie. On doit bien noter que le niveau de 120 mV est fonction de la température et, plus précisément, qu'il passera de 120 mV à la tempéra- ture ambiante (300 K) à 375 x 120 mV à la température de 100 C (375 K). L'erreur attribuée au courant I. à la borne de sortie 26 sera le double clrc de l'erreur créée par le courant I ir. puisque le signal d'erreur sera pré- sent simultanément dans les deux chaînes de transmission. En particulier dans l'exemple donné ci-dessus, lorsque le courant d'entrée est égal à nA, le courant circulant dans le collecteur-émetteur du transistor Q2' est approximativement égal à 10,1 nA. Le courant I2A circulant dans le transistor Q3 est approximativement égal à 10,1 nA. En même temps, l'erreur créée par le courant I irc circulant dans le collecteur-émetteur du tran- sistor QI1 est égale à 0,1 nA&. En vertu de la loi de Kirchhoff, le courant à la borne de sortie 26 sera différent de 0,2 nA du courant d'entrée. Cette différence de 0,2 nA est donc l'erreur résultante créée par le courant I ric Lorsque Iin = 100 nA, le courant collecteur-émetteur du transis- tor Q2 est alors approximativement égal à 100 nA et le courant Icirc circu- lant dans le collecteur-émetteur du transistor Q1 est sensiblement égal à 0,01 nA. Lorsque Iin = - 100 nA, le courant collecteur-émetteur du transistor Q1 e alors approximativement égal à 100 nA et le courant I r circulant dans le collecteur-émetteur du transistor Q2 est égal à 0,01 nA. De même, les cou- rants 1in de + I mA et - 1 m@; créent un courant Icire de 1 pA. On peut donc dire d'une manière générale que, dans les conditions énoncées, une augmenta- tion de 1 dB du courant circulant dans la moitié conductrice du détecteur, correspondra à une chute de 1 dB du courant I ir circulant dans les tran- sistors qui sont supposés se trouver à l'état ouvert. Ainsi, l'erreur (deux fois l'erreur créée par le courant I ir) à la borne de sortie 26 devient de moins en moins importante au fur et à mesure qu'augmente le courant d'entrée, l'erreur maximale se produisant au passage par zéro ou pour des courants d'entrée très faibles. L'utilisation des sources de tension de polarisation décrites dans le brevet américain n' 4 097 767 n'a pas permis de réaliser un circuit fiablement reproductible dans lequel l'erreur attribuée au courant I i à la borne de sortie 26 est reproduite uniformément aux mêmes niveaux maxi- maux acceptables. Par exemple, lorsque le circuit est placé sous la forme d'un circuit intégré, l'erreur maximale admissible créée par le courant Icirc peut être, de manière caractéristique, égale à 100 picoampères. La tension de polarisation nécessaire pour produire cette erreur maximale ad- missible créée par le courant circulant, peut varier de 100 mV d'un circuit à l'autre, en particulier lorsque ces circuits sont montés sur des "puces". Cette variation de la tension de polarisation nécessaire pour fournir le niveau maximal souhaité de l'erreur créée par le courant Ir, i est due à la différence des caractéristiques des transistors utilisés d'une puce à l'autre. En conséquence, le générateur de signaux de polarisation repré- senté à la figure 2 et qui met en application les principes de la présente invention, peut être utilisé, au lieu de la source 19 de tension de pola- risation de la figure 1, pour fournir une tension appropriée de polarisa- tion, telle que l'erreur créée par le courant I. sera reproductible d'une puce à l'autre et sera indépendante de la température lorsque le circuit sera placé sous la forme d'un circuit intégré. Le générateur de la figure 2 comprend des bornes 100 et 102 pré- vues pour être connectées à la charge du circuit, c'est-à-dire respective- ment à la base 18 du transistor Q1 et à l'émetteur 34 du transistor Q2. Pour les besoins de l'illustration, le circuit base-émetteur du transistor Q1 et le circuit collecteur-émetteur du transistor Q2 sont représentés à la figure 2 sous forme de diode. La borne 100 est connectée à la base du transistor Q4. Le collecteur du transistor Q4 est connecté à la source 104 1o qui fournit un courant IB d'amplitude fixe, tandis que l'émetteur du tran- sistor Q4 est connecté à l'anode de la diode Q5. La cathode de la diode Q5 est connectée à un noeud de faible impédance, tel que la sortie d'un am- plificateur opérationnel ou, comme le représente la figure, elle est mise à la terre du système. La borne 100 est connectée également à l'anode de la diode Q6 qui est connectée, à son tour, à la fois à la base du transis- tor Q4 et à la sortie de la source 106 de courant qui fournit le courant A à un niveau fixe. La cathode de la diode Q6 est connectée à l'anode de la diode Q7 dont la cathode est connectée, à son tour, à la jonction 114 des deux résistances 110 et 112. La borne de la résistance 110 opposée à la jonction 114, est connectée à la borne d'entrée 102 tandis que l'autre bor- ne de la résistance 112 est mise à la terre du système. La jonction 114 est connectée également à l'entrée de la source 108 de courant afin de produire le courant IA, la sortie de cette source de courant étant mise à la terre. La sortie de la source de courant 104 est connectée également à un circuit Darlington formé par les transistors Q8 et Q9. Plus précisément, la sortie de la source 104 est connectée à la base du transistor Q8 dont l'émetteurest connecté à la base du transistor Q9. Les collecteurs des transistors Q8 et Q9 sont reliés ensemble et à une source de tension continue positive, tandis que l'émetteur du transistor Q est relié à la borne d'entrée 102 et donc à la résistance 110. Enfin, la base du transistor Q10 est connectée à l'émetteur du transistor Q9, son collecteur est connecté à la base du tran- sistor Q8 et son émetteur est mis à la terre par l'intermédiaire de la dio- de Q11. On doit bien se rendre compte que, dans l'exemple de réalisation représenté sur la figure, les diodes Q5, Q6 et Q7 sont des transistors np-n connectés chacun en diode, c'est-à-dire que le collecteur de chaque transistor est connecté à sa base. Le fonctionnement correct du générateur de la figure 2 dépend des transistors Q4, Q5 Q6 et Q7 dont les caractéris- tiques Vbe/Ic correspondent l'une avec l'autre, ainsi que des transistors QI> Q2 et Q3 du circuit opérationnel de détection représenté à la figure 1; ce fonctionnement, pour être correct, exige que tous les transistors soient soumis à la même température. Cette disposition est facilement réalisable à l'aide des techniques courantes des circuits intégrés. De même, les transis- tors Q8 Qg et Q1 sont des transistors n-p-nde sorte que l'ensemble du circuit peut être formé suivant les techniques des circuits intégrés. En fonctionnement, la source 104 fournit un courant I différent du courant IA provenant de chacune des sources 106 et 108. Grâce à un choix correct des valeurs des résistances et des sources de courant, c'est sensi- blement la totalité du courant venant de la source 104, qui traverse le transistor Q4 et la diode Q5. De même, le courant venant de la source 106 et entrant dans le circuit opérationnel de détection est négligeable (com- me cela apparaîtra clairement plus loin), de sorte que c'est sensiblement la totalité du courant venant de la source 106, qui traverse les diodes Q6 et Q7. D'une manière générale, à la température ambiante, pour chaque dB de différence entre les courants 1 B et IA, une différence de trois milli- volts de chute de tension dans la diode (c'est-à-dire de la tension base- émetteur du transistor connecté en diode) apparaît aux bornes de chaque diode Q6 et Q7, par rapport à la chute de tension dans la diode (c'est-à- dire de la tension base-émetteur du transistor connecté en diode) apparais- sant aux bornes du transistor Q4 et de la diode Q. Ainsi, par exemple, lorsque IB = 10 IA la différence de chute de tension aux bor4es de chaque diode Q6 et Q7 est d'environ - 60 millivolts, c'est-à-dire approximative- ment un total de - 120 millivolts pour les deux diodes, comparativement à la chute de tension aux bornes du transistor Q4 et de la diode Q.-En vertu de la loi de Kirchhoff, la chute de tension dans la résistance 112 est donc égale à la différence entre la chute de tension totale aux bornes des dio- des Q6 et Q7. et la chute de tension totale dans la jonction baseémetteur du transistor Q4 et la diode Q5. Ainsi, lorsque 11 = 10 IA, la chute de tension aux bornes de la résistance 112 est égale à 120 millivolts. Dans le présent exemple, la tension aux bornes de la résistance 112 correspond donc à la différence de décade du courant traversant les diodes doubles Q6 et Q7 et du courant traversant l'émetteur du transistor Q4 et la diode Q5. Ainsi, lorsque Il = 10 IA' la chute de tension aux bor- nes de la résistance 112, à la température ambiante, est de 120 millivolts. De même, lorsque IB = 100 IA, la chute de tension aux bornes de la résis- tance 112, à la température ambiante, est de 240 millivolts. Le courant traversant la résistance 112 est donc égal à la diffé- 2480004- rence entre la chute de tension dans les diodes Q6 et Q7, et la tension base-émetteur du transistor Q4 plus la chute de tension dans la diode Q5, divisée par la valeur de la résistance 112. En vertu de la loi de Kirchhoff, le courant traversant la résistance 11A sera égal au courant traversant la résistance 112 puisque le courant traversant les diodes Q6 et Q7, c'est-à- dire IA, est égal au courant tiré de la jonction 114 par la source 108, c'est-à-dire un courant également réglé à la valeur IA. La tension aux bornes de la résistance 110 est égale au courant traversant la résistance , multiplié par la valeur de cette résistance 110. * La tension de polarisation fournie aux bornes 100 et 102 est éga- le à la chute de tension dans la diode Q6' plus la chute de tension dans la diode Q7 et moins la chute de tension aux bornes de la résistance 110, cette dernière chute de tension étant suffisante pour faire baisser le courant dans les transistors Q1 et Q2' de k décades en dessous de IA, k étant une cons- tante (qui n'est pas nécessairement un nombre entier) égale au rapport de la valeur de la résistance 110 à la valeur de la résistance 112. En général, si IB = nIA, la tension aux bornes de la résistance 112 sera celle qui, lorsqu'elle est soustraite de la tension aux bornes de la chaîne de diodes, produira une diminution, d'un facteur n, du courant traversant cette chaîne. La tension aux bornes de la résistance 110 sera donc celle qui, lorsqu'elle est soustraite de la tension aux bornes de la chaîne de diodes, produira une diminution, d'un facteur n élevé à la keme puissance, du courant traversant cette chaîne. Puisque la tension aux bor- nes de sortie 100 et 102 est égale.à la chute de tension aux bornes de la chaîne de diodes composée des diodes Q6 et Q7, moins la chute de tension aux bornes de la résistance 110, et puisque les diodes Q6 et Q7 sont appariées aux transistors Q1 et Q2' le courant traversant cette dernière chaîne sera inférieur à IAd'un facteur n élevé à la keme puissance. Par exemple, si IA = 10 microamperes, IB = 50 microampères, la résistance 112 = 1 kohm et la résistance 110 = 6 kohms, la valeur du cou- rant I ir. sera de 640 picoampères; dans ce cas, n = 5, k = 6 et le courant I cire traversant les transistors Q1 et Q2 sera inférieur à 10 microampères d'un facteur égal à 56, c'est-à-dire 15,625. On doit facilement comprendre que la chute de tension aux bornes de la résistance 110 dépend de la température conformément à un coefficient prédéterminé de température, puisque la tension est proportionnelle au cou- rant traversant les résistances 110 et 112,1equel est proportionnel, à son tour, à la chute de tension aux bornes de la résistance 112. La chute de tension aux bornes de la résistance 112 est égale à la différence de la chute de tension aux bornes des diodes Q6 et Q7, et de la chute de tension aux bornes du transistor Q4 et de la diode Qo La tension différentielle appliquée aux bornes de la résistance 112 est linéairement liée à la tem- pérature puisque la différence de la chute de tension aux bornes des diodes Q6 et Q7, et de la chute de tension aux bornes du transistor Q4 et de la diode Q5' est linéairement liée à la température. On doit bien se rendre compte que, lorsque le transistor Q4 et les diodes Q6, Q7 et Q5, ces trois diodes étant des transistors connectés en diodes, sont appariés aux tran- sistors Q1 et Q2 en ce qui concerne leurs caractéristiques Vbe/Ic, et lors- qu'ils sont soumis à la même température ambiante, un changement de tem- pérature fera varier la tension de polarisation, aux bornes 100 et 102, d'une quantité égale à la variation de la chute de tension aux bornes des diodes Q6 et Q7 ainsi qu'à la variation de la chute de tension différen- 6.7 tielle apparaissant aux bornes de la résistance 110. Cependant, en ce qui concerne la variation de la chute de tension aux bornes des diodes Q6 et Q7s une variation identique de la chute de tension base-émetteur est né- cessaire dans les tensions base-émetteur des transistors Q1 et Q2, moins la variation de la chute de tension aux bornes de la résistance 112, pour obtenir un courant Icirc constant, puisqu'ils sont appariés en ce qui con- cerne leurs caractéristiques Vbe/Ico De cette façon, le coefficient de tem- perature de la source 19 est apparié avec le coefficient de température du circuit. Ainsi, lorsque la valeur de la résistance 110 est égale à la valeur de la résistance 112, les chutes de tension aux bornes des résistances se- ront les mêmes. Dans le cas o IB = 10 IA, la chute de tension aux bornes de chacune des résistances 110 et 112, à la température ambiante, sera égale à 120 millivolts. Lorsque la valeur de la résistance 110 est le double de la valeur de la résistance 112, la chute de tension aux bornes de la ré- sistance 110 sera le double de la chute de tension aux bornes de la résis- tance 112. Dans le cas o IB = 10IA, la chute de tension aux bornes de la résistance 110 sera de + 240 millivolts. Le courant I circ traversant les transistors Q1 et Q2 sera donc inférieur de n décades au courant IA, n étant égal au rapport (qui n'est pas nécessairement un nombre entier) de la valeur de la résistance 110 à la valeur de la résistance 112. Ainsi, le courant I ire est inférieur d'une décade au courant IA, c'est-à-dire est égal à IA/10, lorsque la résistance 112est égale à la résistance 110. De même, lorsque la résistance 110 est le double de la résistance 112, le courant I. est inférieur de deux décades au courant I,a c'est-à-dire est égal à IA/100, et ainsi de suite. De meme, le courant Icirc restera fonction du rapport des résis- tances 110 et 112 et de IA, et il ne variera pas avec la température. Par conséquent, la variation de la tension de polarisation en fonction de la température n'affectera pas le courant I irc qui est réglé au niveau maxi- mal admissible. Les transistors Q8 et Q9 fournissent du courant aux résistances et 112 pour réaliser la chute de tension nécessaire. En particulier, les transistors Q8 et Q9 fournissent une réaction négative et, en meme temps, ils servent de tampon entre la source de courant 104 et les résis- tances 110 et 112. Lorsque le courant qui traverse la résistance 112 est insuffisant pour fournir la chute de tension mesurée, du courant est dévié - de la source 104 vers la base du transistor Q8, rendant le transistor Q9 suffisamment conducteur pour fournir le courant nécessaire aux résistances et 112. Le transistor Q10 limite le courant tiré de la source 104 pour alimenter les transistors Q8 et Q9, de manière à pouvoir éviter un verrouil- lage qui peut se produire dans certaines conditions propres à la charge appliquée aux bornes 100 et 102, et à la forme du noeud de faible impédan- ce auquel est connectée la diode Q5 (représenté schématiquement à la figu- re 2 comme étant une terre). Bien que la source de tension de polarisation ait été décrite dans sa forme préférée de réalisation, de nombreuses modifications peuvent etre apportées à cette source sans s'écarter du domaine propre à la pré- sente invention. Par exemple, le nombre de diodes de référence connectées entre la source 106 et la jonction 114 et entre l'émetteur du transistor Q4 et le noeud de faible impédance représenté comme étant une terre, peut s'écarter du nombre de diodes respectivement représentées à la figure 2. En particulier, le nombre de diodes de référence utilisées entre la source 106 et la jonction 114 pour former une chaîne, est égal au nombre d'élé- ments semiconducteurs de la charge du circuit appliquée aux bornes 100 et 102. De m9me, le nombre de diodes prévues entre l'émetteur du transistor Q4 et le noeud de faible impédance, représenté comme étant une terre, pour former une deuxième chaîne, est inférieur d'une unité au nombre d'éléments onducteurs de la charge du circuit appliquée aux bornes 100 et 102 sque la jonction base-émetteur du transistor Q4 fonctionne comme une diode de référence. En outre, les diodes de référence de chaque chaîne sont du même genre que etappariées à celles de la charge du circuit appli- quée aux bornes 100 et 102. Ainsi, si la charge comprend deux transistors n-p-n comme le représente la figure, les diodes Q5, Q6, Q7 et le transis- tor Q4 seront alors des transistors n-p-n appariés, comme on l'a décrit précédemment. Cependant, si la charge devait comprendre un transistor n-pn et un transistor p-n-p, les diodes Q6 et Q7 seraient alors des transistors n-p-n et p-n-p, et la diode Q5 serait un transistor p-n-p, les transistors p-n-p étant appariés ainsi que les transistors n-p-n. A ce sujet, on doit bien noter que, lorsque la charge ne comprend que des transistors p-n-p, on peut modifier la source de tension de polarisation d'une manière évidente pour l'homme de l'art en choisissant des transistors p-n-p pour constituer les transistors Q4, Q8, Q9 et Q10 ainsi que pour toutes les diodes de cha- que chaîne, tous les transistors étant appariés avec des changements simi- laires de polarité des sources de courant 104, 106 et 108. Enfin, il n'est pas nécessaire que tous les transistors n-p-n soient appariés, ni tous les transistors p-n-p, pourvu que chaque élément semiconducteur de la charge soit apparié à un élément semiconducteur du même genre dans chaque chaîne. On doit bien se rendre compte, d'après ce qui précède, que le générateur de signaux de polarisation qui fait l'objet de la présente in- vention, se réglera suivant la température en fonction de la chute de ten- sion aux bornes de la jonction base-émetteur d'un ou de plusieurs transis- tors à semiconducteur, et du rapport des résistances 110 et 112; il four- nira le courant maximum admissible I cir en fonction des résistances 110 et 112, du niveau de courant fourni par la source 106, et du rapport des cou- rants fournis par les sources 106 et 104. L'utilisation du générateur de signaux de polarisation qui fait l'objet de la présente invention, dans le circuit opérationnel de détection du type décrit dans le brevet américain n0 4 097 767, permet de réaliser un -redresseur opérationnel perfectionné. La présente invention n'est pas limitée aux exemples de réalisa- tion qui viennent d'être décrits, elle est au contraire susceptible de va- riantes et de modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. *- R E V E N D I C A T I1O N S 1. Source de tension de polarisation d'un circuit, caracté- riséeen ce qu'elle comprend un mpyen générateur de signaux pour créer la tension de polarisation, ce moyen générateur de signaux comprenant un moyen pour régler le niveau de la tension de polari- sation de telle sorte que cette dernière tension varie en fonction de la température suivant une relation prédéterminée. 2. Source de tension suivant la revendication 1, caractéri- sée en ce que cette relation prédéterminée est une fonction de la variation de la chute de tension aux bornes de la jonction base - émetteur d'un transistor à semiconducteur par rapport aux change- ments de température ambiante. 3. Source de tension suivant la revendication 2, caractérisée en ce que le moyen pour régler le niveau de la tension de polarisa- tion comprend un moyen pour définir une première tension de réfé- rence; un moyen pour définir une deuxième tension de référence; et un moyen pour créer une tension différentielle en réponse à une com- paraison de la première tension de référence avec la deuxième ten- sion de référence, cette tension différentielle étant en relation avec la variation de la chute de tension aux bornes de la jonction base- émetteur d'au moins un transistor à semiconducteur en réponse aux changements de température. 4. Source de tension suivant la revendication 3, caractérisée en ce que le moyen pour régler le niveau de la tension de polarisa- tion comprend en outre un moyen pour créer un signal multiple égal au signal différentiel multiplié par une constante k; et un moyen pour ajouter ce signal multiple au premier signal de référence afin de former la tension de polarisation. 5. Source de tension -suivant la revendication 4, caractérisée en ce que le moyen pour définir la première tension de référence comprend une première source de courant I à un premier niveau A prédéterminé et un premier moyen à semiconducteur pour conduire ce courant IA de manière à créer une première chute de tension aux bornes de la jonction base-émetteur d'au moins un transistor à semi- conducteur; en ce que le moyen pour définir la deuxième tension de réfé- rence comprend une deuxième source de courant IB afin de créer une deu- xième chute de tension aux bornes de la jonction base-émetteur d'au moins un autre transistor à semiconducteur; et en ce que le moyen pour créer la tension différentielle comprend un moyen pour soustraire la première chute de tension de la deuxième afin de créer la tension différentielle. 6. Source de tension suivant la revendication 5, caractérisée en ce que le moyen pour soustraire la première chute de tension de la deuxième chute de tension comprend une première résistance; et en ce que le moyen pour créer le signal multiple comprend une deuxième résistance connectée à la première de sorte que le courant créé dans la première résistance passe dans la deuxième, la constante k étant déterminée par le rapport de la deuxième résistance à la première. 7. Source de tension suivant la revendication 6, caractérisée en ce que IB = n IA' n étant une constante différente de "un". 8. Source de tension suivant la revendication 7, caractérisée en ce qu'elle comprend en outre deux bornes de sortie pour la connecter aux bornes d'entrée de polarisation du circuit, de sorte que la charge du cir- cuit connecté à ces bornes d'entrée de polarisation détermine une caracté- ristique tension-température identique à la caractéristique tension-tempé- rature du premier moyen à semiconducteur. 9. Source de tension de polarisation prévue pour fournir une ten- sion de polarisation aux bornes duentrée de polarisation d'un circuit et faire circuler un courant de polarisation entre ces bornes, ce circuit étant du type formant entre les bornes d'entrée de polarisation une charge telle que les variations de la chute de tension aux bornes de cette charge du cir- cuit ont lieu en fonction des changements de température, cette source de tension étant caractérisée en ce qu'elle comprend un moyen pour fournir le courant de polarisation à un niveau prédéterminé; un moyen pour créer la tension de polarisation; et un moyen pour faire varier la tension de pola- risation en fonction des variations de la chute de tension aux bornes de la charge du circuit en réponse aux changements de température. 10. Source de tension suivant la revendication 9, caractérisée en ce que cette variation de la tension de polarisation se fait en fonction de la variation de la chute de tension aux bornes de la jonction base- émetteur d'au moins un transistor à semiconducteur en réponse aux change- ments de température. 1!. Source de tension suivant la revendication 10, caractérisée en ce que le moyen pour faire varier la tension de polarisation comprend un moyen pour définir une première tension de référence; un moyen pour définir une deuxième tension de référence; et un moyen pour créer une ten- sion différentielle en réponse à une comparaison de la première tension de référence avec la deuxième tension de référence, cette tension différen- tielle étant en relation avec la variation de la chute de tension aux bor- nes de la jonction base-émetteur d'un transistor à semiconducteur en ré- ponse aux changements de température. 12. Source de tension suivant la revendication 11, caractérisée en ce que le moyen pour faire varier la tension de polarisation comprend un moyen pour créer un signal multiple égal au signal différentiel multiplié par une constante k; et un moyen pour ajouter ce signal multiple au premier signal de référence afin de former la tension de polarisation. 13. Source de tension suivant la revendication 12, caractérisée en ce que le moyen pour définir le niveau de la première tension de réfé- rence comprend une première source de courant IA à un premier niveau prédé- terminé et un premier moyen à semiconducteur pour conduire ce courant IA de manière à créer une première chute de tension aux bornes de la jonction base-émetteur d'au moins un transistor à semiconducteur; en ce que le moyen pour définir le niveau de la deuxième tension de référence comprend une deuxième source de courant IB à un deuxième niveau prédéterminé, et un deu- xième moyen à semiconducteur pour conduire ce courant IB afin de créer une deuxième chute de tension aux bornes de la jonction base-émetteur d'au moins un autre transistor à semiconducteur; et en ce que le moyen pour créer la tension différentielle comprend un moyen pour soustraire la première chute de tension de la deuxième afin de créer la tension différentielle. 14. Source de tension suivant la revendication 13, caractérisée en ce que le moyen pour soustraire la première chute de tension de la deu- xième chute de tension comprend une première résistance; et en ce que le moyen pour créer le signal multiple comprend une deuxième résistance con- nectée à la première de sorte que-le courant créé.dàns-la première résis- tance passe dans la deuxième, la constante k étant déterminée par le rap- port de la deuxième résistance à la première. 15. Source de tension suivant la revendication 14, caractérisée 3 en ce que I = nIA, n étant une constante différente de "un". 16. Source de tension suivant la revendication 14, caractérisée en ce que le courant de polarisation est égal à la variation du courant IA d'un facteur n élevé à la kème puissance. 17. Source de tension suivant la revendication 15, caractérisée en ce qu'elle comprend en outre un moyen pour faire circuler un courant dans la première et dans la deuxième résistances. 18. Source de tension suivant la revendication 17, caractérisée en ce que le moyen pour fournir le courant comprend un moyen de réaction pour créer un courant dans la première et dans la deuxième résistan- ces lorsque le moyen pour soustraire la deuxième tension de référence de la première est insuffisant pour créer un courant dans ces résistances. 19. Source perfectionnée de tension de polarisation utilisable avec un dispositif pour redresser un signal d'entrée en courant alternatif appliqué à la borne d'entrée de ce dispositif dont la borne de sortie joue le rôle de source de courant continu, ce dispositif étant du type compre- nant 1) un amplificateur ayant une borne de sortie et une borne d'entrée connectée à la borne d'entrée du dispositif; 2) une première chaîne de transmission comprenant un premier moyen réglable de transport du courant couplé entre les bornes d'entrée et de sortie du dispositif et connecté de manière à pouvoir étre réglé par le signal de sortie de l'amplificateur de sorte qu'un courant circule entre les bornes d'entrée et de sortie du dis- positif le long de cette première chaîne de transmission uniquement lorsque le signal d'entrée a une première polarité; 3) une deuxième chaîne de trans- mission comprenant un deuxième moyen réglable de-transport du courant cou- plé entre les bornes d'entrée et de sortie du dispositif et connecté de ma- nière à pouvoir entre réglé par le signal de sortie de l'amplificateur de sorte qu'un deuxième courant circule entre les bornes d'entrée et de sortie de l'étage d'amplification le long de cette deuxième chaîne de transmission, et de sorte qu'un courant inversé d'amplitude sensiblement égale mais de po- larité opposée à ce deuxième courant circule simultanément entre la borne de sortie de -l'amplificateur et la borne de sortie du dispositif le long de cette deuxième chaîne de transmission uniquement lorsque le signal d'en- trée a une polarité opposée à la première polarité; et 4) un moyen de pola- risation de la tension pour créer une tension de polarisation afin de pola- - riser la borne de sortie de l'amplificateur pour réduire la vitesse de variation de l'étage d'amplification, ce moyen de polarisation de la tension créant un courant circulant dans la première et dans la deuxième chaînes de transmission et une erreur de courant à la borne de sortie du dispositif; cette source perfectionnée de tension de polarisation étant caractérisée en ce que le moyen de polarisation de la tension comprend un moyen pour créer un courant circulant ayant une valeur maximale prédéterminée, et une carac- téristique tension-température sensiblement identique à la caractéristique -tension-température du dispositif.