FR 2485828 A1 19811231 FR 8112674 A 19810626 "Circuit comportant deux amplificateurs différentiels couplés en croix". L'invention concerne un circuit muni d'un premier circuit amplificateur comportant deux amplifica- teurs différentiels couplés en croix, chacun compor- tant, deux transistors dont le circuit d'émetteur commun reçoit des signaux d'entrée, l'un des deux transistors de chacun de ces amplificateurs différentiels étant relié par son collecteur à la sortie du circuit amplifi- cateur. Un circuit comportant deux amplificateurs différentiels couplés en croix est constitué par quatre. transistors, dont chacun a une seule électrode (l'émetteur, le collecteur ou la base) en commun avec chacun des trois autres transistors.De tels amplificateurs différentiels couplés en croix de ce genre trouvent notamment un grand emploi dans la technique des circuits intégrés. Toutefois, il est connu qu'ils peuvent donner lieu à des distortions non linéaires, qui ne sont plus acceptables dans quelques applications. Il est connu qu'on peut réduire des distortions non linéaires par contre-réaction. Toutefois, dans un circuit de réglage du volume sonore ou de la tonalité comportant deux amplificateurs différentiels couplés en croix, tel que connu de la de- mande de brevet allemande No. 22 62 089, la contre- réaction est fonction du volume sonore voulu - ou de l'ex- cursion de fréquence voulue, et peut alors devenir faible au point qu'il est impossible d'éliminer suffisamment des distortions non linéaires. De plus, il est connu que les distortions sont provoquées par les résistances de trajet d'émetteur des transistors des amplificateurs différentiels couplés en croix et qu'il est possible de maintenir ces non-linéari- tés faibles si l'on fait en sorte que les résistances de trajet d'émetteur soient faibles (demande de brevet allemande No. 24 18 455). Toutefois, à l'application dans la technique des circuits intégrés, cette solution est très encombrante. L'invention se base sur 1'id6e que les non- linéarités se produisant dans des circuits du genre décrit dans le préambule sont provoquées par les harmo- niques pairs, notamment l'harmonique deux (c'est-à-dire une oscillation au double de la fréquence de l'oscillation fondamentale), et elle vise à fournir un circuit du genre décrit dans le préambule, dans lequel les distortions non linéaires sont réduites par compensation des harmoniques pairs. Le but conforme à l'invention est atteint du fait qu'il a été prévu un second circuit amplificateur de structure identique, qu'il a été prévu deux circuits inverseurs envoyant le même courant de repos vers les circuits d'émetteur des amplificateurs différentiels du second circuit amplificateur que vers les circuits d'émetteur correspondants du premier circuit amplificateur, tandis qu'ils leur envoient le signal d'entrée à la phase opposée à celle à laquelle ils envoient ce signal vers lesdits circuits d'émetteur correspondants du premier cir- cuit amplificateur, et qu'il a été prévu un circuit de soustraction qui établit la différence d'au moins les composantes de signal disponibles aux sorties du premier et du second circuit amplificateur, et sur la sortie duquel peut être prélevé le signal de sortie de l'ensemble du circuit. Comme les circuits d'émetteur des deux amplifi- cateurs différentiels du second circuit amplificateur re- çoivent le signal d'entrée à la phase opposée à celle à laquelle ce signal est appliqué au circuit d'émetteur des deux amplificateurs différentiels du premier circuit amplificateur, alors que le point de fonctionnement du courant de repos est égal pour tous les circuits d'émetteur, l'oscillation fondamentale et tous les harmoniques im- pairs (clest-à-dire toutes les oscillations au triple, au quintuple, au septuple, etc. de la fréquence de l'oscillation fondamentale) présentent à la sortie du second circuit amplificateur la phase opposée à celle qu'elles présentent à la sortie du premier circuit amplificateur. Le circuit de soustraction, qui établit la différence des signaux de sortie des deux circuits amplificateurs, additionne les composantes de signal lu ayant la fréquence de l'oscillation fondamentale. Les harmoniques pairs, dont Ilharmonique deux (c'est-à-dire une oscillation au double de la fréquence de l'oscilla- tion fondamentale) est particulièrement prononcé,présentent la même phase aux sorties des deux amplificateurs, de. sorte qu'ils sont éliminés par le circuit de soustraction. Ceci fait que les distortions non linéaires sont fortement réduites. Un autre avantage du circuit conforme à l'in- vention réside dans le fait que la tension continue de sortie est indépendante des tensions de base des tran- sistors des deux amplificateurs différentiels. Dans des amplificateurs différentiels couplés en croix, le courant continu circulant dans des circuits d'émetteur et, par conséquent, la tension continue de sortie peuvent varier lorsqu'on fait varier la tension de polarisation de base des transistors amplificateurs différentiels et que les circuits d'émetteur, au lieu de sources de courant continu, comportant par exemple des combinaisons de résistances. Dans le circuit conforme à l'invention, ce décalage du point de fonctionnement se produit de la même façon pour les deux circuits amplificateurs, mais ces deux décalages s'annulent sous l'effet du circuit de soustraction. La description qui va suivre en regard du dessin annexé, donné à titre d'exemple non limitatif, permettra de mieux comprendre comment l'invention est réalisée. La figure 1 représente l'un des deux circuits amplificateurs en soi connus, La figure 2 représente un circuit amplificateur conforme à l'invention. Le circuit selon la figure 1 comporte deux amplificateurs différentiels munis des transistors npn 1, 2, 3 et 4. Chaque électrode de chacun des quatre transistors est reliée à l'électrode correspondante d'un des trois autres transistors. Les électrodes de collec- teur des transistors 2 et 4 sont branchées à travers une résistance commune 9 sur une tension d'alimentation po- sitive, et les électrodes de collecteur des transistors 1 et 3 sont également interconnectées et branchées sur la tension d'alimentation positive +UB. La borne d'émetteur commune des transistors 1 et 2 est mise à la masse à tra- vers une première résistance 6 et reliée à la sortie d'un suiveur de tension OP1 à travers une seconde résistance 5; de même, la borne d'émetteur commune des transistors 3 et 4 est mise à la masse à travers une résistance 7 et reliée à la sortie d'un suiveur de tension OP2 à travers une résistance 8. La valeur ohmique de la résistance 6 est exactement égale à celle de la résistance 7, alors que la résistance 5 a la même valeur ohmique que la résistance 8. Les deux suiveurs de tension OP1 et OP2 ont la même caractéristique. Le point commun A aux collecteurs des transistors 2 et 4 et à la résistance 9 est relié à l'entrée in- verseuse d'un amplificateur OP3 à taux d'amplification élevé, dont la sortie est contre-couplée à l'entrée du suiveur de tension OP1 à travers uneimpédance Z2 et à l'entrée du suiveur de tension OP2 à travers une impédance Z4. Le signal d'entrée ue est envoyé sur l'en- trée du suiveur de tension OP1 à travers une impédance Z1 et sur l'entrée du suiveur de tension OP2 à travers une impédance Z3. Selon que le circuit doit être utilisé pour le réglage du volume sonore ou pour le réglage de la tonalité, les impédances Zl...Z4 ont des valeurs diffé- rentes et/ou présentent une dépendance de fréquence différente. Le réglage de la tonalité ou du volume sonore s'obtient par la variation de la tension ustp qui est appliquée entre les points communs aux bases des transistors 2 et 3 d'une part et aux bases des transistors 4 et 5 d'autre part. L'un de ces deux points communs présente la même tension ur par rapport à la masse que l'entrée non inverseuse de l'amplificateur OP3, tension qui peut être avantageusement égale à la moitié de la tension d'alimentation UB. Jusqu'ici, le circuit est essentiellement connu de la demande de brevet allemande No. DE-OS 22.62.089 de la demande de brevet allemande No. DE-OS 24.04.331; par ailleurs, on a intercalé ici dans le conducteur d'émetteur des sources de courant à transistors fournissant aux émetteurs des transistors de l'amplificateur différen- tiel un courant qui est indépendant de la tension de commande ust. En effet, une telle source de courant con- stant à transistors provoque un bruit plus fort que le montage à résistances 5, 6 et 7, 8 intercalé dans le con- ducteur d'émetteur, montage qui présente cependant l'in- convénient que le courant fourni par lui est fonction de la tension de commande ust, de sorte que le potentiel au point A et, par conséquent, la tension de sortie ua varient également avec la tension de commande. Le circuit représenté sur la figure 2 comporte le circuit amplificateur 10 décrit en référence à la figure 1 et constitué par les composantes 1... 9, ainsi qu'un second circuit amplificateur 10' muni des composants 1'... 9'. Les bases des transistors correspondants 1, 1'; 2, 21 etc. sont interconnectées. Les signaux u e et ue2 déduits de la tension d'entrée ue (à travers les impé- dances Z1 et Z3 - selon la figure 1) et de la tension de sortie ua de l'amplificateur OP3 (à travers les impédances Z2 et Z4 - selon la figure 1) sont envoyés - comme dans le circuit de la figure 1 - sur les circuits d'émetteur du circuit amplificateur 10 à travers les suiveurs de tension OP1 et OP2, alors que chacun de ces signaux est envoyé aux circuits d'émetteur du second circuit amplificateur ' à travers un circuit inverseur. Ces circuits inverseurs assurent que la tension du signal appliquée aux bornes des résistances 51 et 81 qui sont reliées à ceux-ci, présente la phase opposée à celle de la tension de signal appliquée aux bornes correspondantes des résistances 5 et 8, tandis que les points de fonctionnement sont identiques pour les cir- cuits d'émetteur correspondants. Chacun des circuits in- verseurs est constitué par un amplificateur opérationnel OP4 ou OP5, qui, à partir de la sortie, est contre-couplé à son entrée inverseuse à travers une résistance Ri. De plus, l'entrée inverseuse est reliée à la sortie du sui- veur de tension OP1 ou OP2 à travers une résistance R1, qui a la même valeur ohmique que la résistance de contre- réaction. L'entrée non inverseuse est le siège d'une tension constante ur, qui est également appliquée aux bases des transistors 1, 4; 1', 41. Les sorties A et A' des deux circuits amplifi- cateurs 10 et 10' sont interconnectées à travers un cir- cuit de soustraction, par lequel la composante de signal de la tension ou du courant à la sortie AI, est super- posée à la phase inversée à la tension ou au courant à la sortie A. Le circuit de soustraction comporte un ampli- ficateur opérationnel OP6, dont l'entrée non inverseuse est branchée sur la tension de référence constante u. La r sortie de l'amplificateur opérationnel OP6 est reliée à travers une résistance R2 à la sortie A du circuit ampli- ficateur 10 ou, à travers une autre résistance de même valeur ohmique à la sortie A' du circuit amplificateur 10' ou à l'entrée non inverseuse de l'amplificateur OP6. L'amplificateur OP6 assure en coopération avec la résistan- ce de contre-réaction R2 qu'une variation de la somme des courants de collecteur des transistors 2' et 4' soit convertie à la sortie du circuit OP6 en une variation de tension en opposition de phase qui est proportionnelle à celle-ci (à faible résistance). A l'aide de la résistance R2, cette variation de tension en opposition de phase est convertie en une variation de courant en opposition de phase qui est superposée à la variation de la somme des courants de collecteur 2 et 4 au point A. Au repos (signal d'entrée ue = O), la tension disponible aux sorties A, AI ainsi que la tension dis- ponible aux entrées des suiveurs de tension OP1 et OP2 et aux bornes des résistances 5, 5' ou 8, 8' qui sont situées à l'opposé des émetteurs, correspondent à la tension de référence constante ur. S'il est appliqué un signal d'entrée sinusoïdal u, il ne se produit pas seulement, dans les circuits amplificateurs 10 et 10', des composantes de signal ayant l'oscillation fondamentale, mais aussi, à cause des non-linéarités, des harmoniques plus élevés de l'oscillation fondamentale, notamment des harmoniques ayant le double de la fréquence. Toutefois, si dans les deux circuits amplificateurs 10 et 10t, les composantes d'oscillation fondamentale (et tous les har- moniques impairs) présentent la phase opposée et si, par conséquent, elles sont superposées à la même phase par le circuit de soustraction aux sorties des deux circuits amplificateurs, les harmoniques pairs, notamment l'harmo- nique deux prononcé (ayant le double de la fréquence de l'oscillation fondamentale), ont la même phase dans l'un et l'autre circuit amplificateur, de sorte qu'ils se compensent à la sortie du circuit de soustraction qui, dans le circuit de la figure 2, coïncide avec la sortie A du premier circuit amplificateur 10. Pour cette compensation, il est nécessaire que les deux circuits inverseurs et le circuit de sous- traction ne provoquent pas de distortions non linéaires additionnelles. Toutefois, cette condition peut être facilement remplie du fait que les circuits inverseurs et le circuit de soustraction sont contre-couplés aux ampli- ficateurs OP4... OP6 au point de ne pas produire de distortions sensibles. Le circuit conforme à l'invention ne compense pas seulement les harmoniques pairs produits dans le circuit amplificateur 10, mais encore les variations de tension continue se produisant à la sortie A et provoquées par des fluctuations de température ou par d'autres facteurs. Si on varie par exemple la tension de commande ust entre les bases des transistors 1... 4,-les courants continus dtémetteur et, par conséquent., les courants con- tinus de collecteur varient légèrement, eux aussi. Toute- fois, la même variation de courant continu survient égale- ment dans le circuit amplificateur 10t, et cette variation de courant continu est convertie par le circuit de soustraction en une variation de courant en opposition de phase aux sorties A et AI, et est superposée à la variation de courant continu se produisant à la sortie A du circuit amplificateur 10, de sorte que les variations de courant continu opposées se compensent alors. REVENDICATIONS: 1, Circuit muni d'un premier circuit amplifica- teur comportant deux amplificateurs différentiels couplés en croix, chacun comportant deux transistors dont le circuit d'émetteur commun reçoit des signaux d'entrée, l'un des deux transistors de chacun de ces amplificateurs différentiels étant relié par son col- lecteur à la sortie du circuit amplificateur, caractérisé en ce qu'il a été prévu un second circuit amplificateur (10') de structure identique, en ce qu'il a été prévu deux circuits inverseurs (R1, OP4, 0P5) envoyant le même courant de repos vers les circuits d'émetteur ('51, 6'; 7', 8') des amplificateurs différentiels (1', 2'; 3', 41) du second circuit amplificateur (o10') que vers les cir- cuits d'émetteur correspondants du premier circuit ampli- ficateur, tandis qu'ils leur envoient le signal d'entrée à la phase opposée à celle à laquelle ils envoient ce signal vers lesdits circuits d'émetteur correspondants (5, 6; 7, 8) du premier circuit amplificateur (10), et en ce qu'il a été prévu un circuit de soustraction (R2, oP6) qui établit la différence d'au moins les composantes de signal disponibles aux sorties (A, A') du premier et du second circuits amplificateurs (10, 10'), et sur la sortie duquel (A) peut être prélevé le signal de sortie de l'ensemble du circuit. 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de soustraction (oP6, R2) a été con- çu de façon à inverser les composantes de signal dispo- nibles à la sortie (A') de l'un des circuits amplifica- teurs (10') et à les additionner à la tension ou au courant disponible à la sortie (A) de l'autre circuit am- plificateur (10). 3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de soustraction comporte un amplifica- teur (OP6), dont l'entrée inverseuse est reliée à la sortie (AI') de l'un (10') des circuits amplificateurs et à l'entrée non inverseuse duquel il est appliqué une ten- sion de référence (ur) correspondant au potentiel de re- pos disponible à la sortie du circuit amplificateur (10'O), en ce que la sortie de l'amplificateur (oP6) est reliée à travers une résistance (R2) à la sortie (A) de l'autre circuit ampiificateur (10), qui a la même valeur ohmique qu'une résistance (R2) intercalée entre l'entrée inver- seuse de l'amplificateur (oP6) et sa sortie, et en ce que la sortie de l'autre amplificateur (A) constitue la sortie du circuit de soustraction. 4. Circuit selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que la sortie (A) du cir- cuit de soustraction est reliée à travers un premier trajet de contreréaction (Z2) au circuit d'émetteur (5, 6) d'un amplificateur différentiel (1, 2) du premier cir- cuit amplificateur (10) et, à travers l'un des circuits inverseurs (R1, OP4), au circuit d'émetteur (5', 6') de l'amplificateur différentiel correspondant (1', 2') du second circuit amplificateur (o10t), et en ce que la sortie (A) du circuit de soustraction est reliée à travers un se- cond trajet de contre-réaction (Zu) au circuit d'émetteur (7, 8) de l'autre amplificateur différentiel (3, 4) du premier circuit amplificateur (10) et, à travers l'autre circuit inverseur (R1, OP5), au circuit d'émetteur (7', 8') de l'amplificateur différentiel correspondant (3', 4') du second circuit amplificateur (101'). 5. Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que la tension (ust) entre les bases des transistors de chaque amplificateur différentiel est variable.