FR 2477340 A1 19810904 FR 8103748 A 19810225 1. - "Circuit amplificateur dont l'amplification totale peut être commandée par une tension de commande" L'invention concerne un circuit amplificateur, dont l'amplification totale peut être commandée par une tension de commande variant la contre-réaction, et qui est muni d'une branche d'amplification et d'au moins une branche de contre-réaction intercalée entre une sortie et une entrée de la branche d'amplification, alors que la branche d'amplification comporte un étage à comporte- ment passe-bas, qui détermine la caractéristique fréquen- tielle de l'amplification en boucle. Un tel circuit est essentiellement connu du brevet allemand nO DE-PS 24 04 331. Le circuit amplifi- cateur connu comporte deux amplificateurs différentiels couplés en croix, c'est-à-dire un ensemble de quatre tran- sistors, dans lesquels les trois électrodes de chaque tran- sistor sont reliées à l'électrode correspondante des trois autres transistors, de manière que chaque transistor n'a qu'une seule électrode en commun avec chacun des autres transistors. A la sortie commune de cet étage, sortie qui est formée par l'un des deux conducteurs de connexion de collecteur (l'autre conducteur de connexion de collec- teur n'est pas utilisé pour cette amplification), on a raccordé un amplificateur opérationnel, depuis la sortie duquel deux branches de contre-réaction à taux de contre- réaction différents, conduisent aux deux entrées des deux amplificateurs différentiels couplés en croix, entrées qui sont formées par les deux bornes d'émetteur. La ten- sion de commande est alimentée entre les bornes de base communes. Si, dans ces conditions, la tension de comman- de est suffisamment élevée, deux des quatre transistors sont bloqués, de sorte que seulement l'un des deux signaux appliqués aux entrées des deux amplificateurs différentiels est disponible à la sortie commune, et que par conséquent, ce n'est que la branche de contre-réaction conduisant à cette entrée qui est active; cette branche a par exemple le taux de contre-réaction plus faible. Or, si l'on inver- se la polarité de la tension de commande, les deux autres transistors sont bloqués, et ce n'est que le signal appli- qué à l'autre entrée des deux amplificateurs différentiels qui est appliqué à la sortie commune. Dans ce cas, ce n'est plus que l'autre branche de contre-réaction (à taux de contre-réaction plus grand) qui est active. Bien qu'il soit également prévu des branches de contre-réaction ayant chacune un taux de contre-réaction constant, la contre- réaction qui dans ces conditions, est chaque fois active - ainsi que par conséquent l'amplification totale du cir- cuit amplificateur - sont commandées par la tension de commande. Si l'on choisit une valeur de tension de comman- de telle que le taux de contre-réaction est maximal et, par conséquent, l'amplification totale est minimale, il se produit une amplification en boucle relativement gran- de.- (L'amplification en boucle est le produit de l'ampli- fication se produisant dans la branche de contre-réaction et du taux de contre-réaction qui est chaque fois actif). Ainsi, le circuit amplificateur risque de devenir insta- ble, c'est-à-dire de rentrer en oscillation. Voilà pourquoi, dans toutes les applications de l'amplificateur connu, comme par exemple dans le circuit intégré TCA 740 du fabricant Valvo, la branche d'amplifica- tion est toujours munie d'un étage supplémentaire à carac- tèristique passe-bas. Il est connu (par exemple de la publication "Halbleiterschaltungstechnik" de Tietze/Schenk, 4ème édition 1978, Springer-Verlag, chapitre 7.4 ou de la publication IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vo- lume SC9, No 6, décembre 1974, pages 314 à 332), qu'une telle "correction de la caractéristique fréquentielle" provoque, pour une fréquence de signal croissante, une baisse de l'amplification en boucle telle que sa valeur est déjà égale à 1, avant que (dans un amplificateur in- verseur) la rotation de phase dans la branche d'amplifi- cation et la branche de contre-réaction ait atteint une valeur de 1800. Cette correction de la caractéristique fréquentielle doit être prévue pour le cas le plus défavo- rable, c'est-à-dire pour l'amplification en boucle maxi- male (respectivement pour une amplification totale mini- male et un taux de contre-réaction maximal). Or, l'inventeur a constaté que pour un tel cir- cuit, des difficultés peuvent surgir si d'une part il faut que la tension de commande puisse commander l'amplification totale dans une gamme très large (par exemple de 90 dB) et que d'autre part, on vise à des distorsions très fai- bles pour des signaux de sortie relativement grands. En effet, pour l'amplification totale maximale (= taux de contre-réaction minimal) et pour des fréquences élevées, la valeur de l'amplification en boucle est alors relati- vement faible, de sorte que dans ce cas, la contre-réac- tion n'est plus capable de supprimer entièrement les dis- torsions non linéaires déterminées par les non-linéarités inévitables des éléments de l'amplificateur. Or, l'inven- tion a pour but de réaliser un circuit amplificateur du genre décrit dans le préambule de façon à diminuer les distorsions non linéaires même pour un coefficient d'am- plification, des fréquences et un taux de modulation éle- vés - sans que cela donne lieu à des instabilités. Le but conforme à l'invention est atteint du fait que la branche d'amplification comporte un étage am- plificateur dont l'amplification peut être commandée par la tension de commande de façon que simultanément à l'aug- mentation de l'amplification totale, il y a également aug- mentation de l'amplification de l'étage amplificateur. L'amplification de l'étage amplificateur n'in- fluence que légèrement l'amplification totale - elle cor- respond à peu près à l'inverse du taux de contre-réaction qui est chaque fois actif -, mais elle influence notable- ment l'amplification en boucle du circuit amplificateur, amplification en boucle dont la valeur est décisive de la suppression des distorsions non linéaires. Conformé- ment à l'invention, pour une amplification totale impor- tante, l'amplification en boucle est amenée à une valeur plus grande qu'elle n'aurait dans un circuit amplificateur du genre précité dépourvu d'un étage amplificateur dont l'amplification est commandée de la sorte. Ceci fait que dans le circuit conforme à l'invention, il se produit des distorsions non linéaires plus faibles pour une amplifica- tion totale importante. Un autre mode de réalisation de l'invention, qui est basé sur le circuit amplificateur connu, et dont la branche d'amplification comporte deux amplificateurs différentiels à sortie commune couplés en croix et suivis d'un étage amplificateur à comportement passe-bas, dont la sortie est couplée aux entrées des deux amplificateurs différentiels à travers deux branches de contre-réaction à taux de contre-réaction différent, est remarquable en ce que l'amplification de l'étage amplificateur peut être commandée par la tension de commande. Ainsi, l'étage am- plificateur commun aux deux amplificateurs différentiels présente d'une partpncompqxtement passe-bas alors que d'au- tre part, son amplification peut être commandée par la tension de commande. Comme il est connu par exemple de la revue "IEEE Journal of Solid-State Circuits", figure 9, un étage ampli- ficateur à comportement passe-bas peut être constitué par une première partie amplificatrice qui fournit un courant alternatif intrinsèque proportionnel à sa tension d'entrée et qui est suivie d'une seconde partie amplificatrice cou- plée à contre-réaction à travers un condensateur. L'am- plification d'un tel étage amplificateur est proportion- nelle à la pente de la première partie amplificatrice et inversement proportionnelle à la capacité du condensateur. Ainsi, l'amplification peut varier par la modification de la capacité du condensateur ou par la variation de la pente. Il serait possible aussi de modifier la capacité au moyen d'une tension de commande, si au lieu d'un con- densateur, on utilisait une diode capacitive dont la ca- pacité peut être commandée par une tension continue. Ce- la donnerait lieu cependant à des non-linéarités addition- nelles. A cet effet, un autre mode de réalisation de l'in- vention vise à faire varier l'amplification par la varia- tion de la pente, en mettant à profit le fait que dans un circuit amplificateur à transistors, la pente est pro- portionnelle au courant continu qui le traverse. Ledit mode de réalisation est remarquable en ce que l'élément de réglage du courant continu consiste en un montage en parallèle d'une source de courant constant et d'une sour- ce de courant continu, dont le courant continu peut être commandé par la tension de commande. La description suivante, en regard du dessin annexé, le tout donné à titre d'exemple, fera bien com- prendre comment l'invention peut se réaliser. - la figure 1 représente le schéma de princi- pe du circuit amplificateur, - la figure 2 représente le schéma de l'étage amplificateur à amplification commandable; - la figure 3 représente le schéma de l'élément de réglage du courant continu. La figure 1 montre quatre transistors npn 1 à 4, dont les transistors 1, 2 d'une part et 3, 4 d'autre part sont interconnectés par leur émetteur, les transis- tors 1, 3 d'une part et 2, 4 d'autre part par leur col- lecteur et les transistors 1, 4 d'une part et 2, 3 d'autre part par leur base. Dans le conducteur de collecteur com- mun aux transistors 2 et 4, il est intercalé une résistan- ce 5, qui sert de sortie de la paire d'amplificateurs dif- férentiels formés par les transistors 1 à 4. La chute de tension se produisant aux bornes de celle-ci est ap- pliquée à l'entrée inverseuse d'un étage amplificateur 6, dont l'autre entrée est branchée sur la tension de réfé- rence. La sortie 7 de l'étage amplificateur 6 sert en même temps de sortie du circuit amplificateur entier. Elle est connectée à travers une résistance R2 à l'entrée (non inverseuse) d'un convertisseur d'impédance 8 (ampli- fication de tension 1), et à travers une résistance R4 à l'entrée correspondante d'un convertisseur d'impédance 9 de réalisation identique. Les entrées des convertisseurs d'impédance 8 et 9 sont connectées à travers une résistance Ri, R3 à une borne d'entrée commune 10, à laquelle est appliqué le signal à traiter par le circuit amplificateur (le cas échéant l'amplification de ce signal peut être notable- ment inférieure à 1). La sortie du convertisseur d'impédance 8, 9 est connectée à travers une résistance 11, 12 à la borne d'émetteur commune aux transistors 1, 2 et 3, 4; cette borne est mise aussi à la masse à travers une résistance 13, 14. Conjointement avec les résistances 11 à 14, les convertisseurs d'impédance 8 et 9 assurent que les con- ducteurs d'émetteur des transistors 1, 2 et 3, 4 sont par- courus par un courant de signal qui est proportionnel à la tension de signal appliquée à l'entrée des convertis- seurs d'impédance 8 et 9. Entre les bornes de bases com- munes d'une part aux transistors 2 et 3 et d'autre part aux transistors 1 et 4, on applique une tension de com- mande ust, qui sert en même temps à la commande de l'ampli- fication de l'étage amplificateur 6. On suppose d'une part que le quotient des va- leurs des résistances R2 et R1 est supérieur à 1, par exem- ple égal à 30 et le quotient des résistances R4 et R 3" 1, et d'autre part que la tension ust a une valeur èt une polarité telles que le potentiel aux bases des transistors 1 à 4 est plus positif d'environ 120 mV que celui aux ba- ses des transistors 2 et 3. Alors les transistors 2 et 3 sont pratiquement bloqués, de sorte qu'à peu près le courant de signal total traverse les transistors 1 et 4. Comme la résistance 5 raccordée à la borne de tension d'a- limentation positive +UB n'est parcourue que par le cou- rant collecteur du transistor 4, l'amplification totale n'est déterminée dans ces conditions de fonctionnement que par les éléments 4 à 7, R4/R3, 9, 12 et 14. Le taux de contre-réaction correspond alors à la valeur R3/(R3+RO) R4 et R3 étant les valeurs des résistances R4, R3; alors l'amplification en boucle est maximale et l'amplification totale R4/R3 est minimale. Le comportement passe-bas de l'étage amplificateur 6 a été dimensionné de façon que dans ces conditions de fonctionnement, pour une fréquence qui augmente, l'amplification en boucle ait diminué jus- qu'à une valeur inférieure à 1 avant que ne se produise le déphasage de 1800 du signal-.(déphasage additionnel au déphasage de 1800 réalisé par l'étage amplificateur 6). Lors de la diminution de la tension de comman- de ust, les transistors 2 et 3 sont parcourus par une par- tie croissante du courant d'émetteur, de sorte que dans ce cas, le comportement est déterminé en outre par les résistances R2 et R1, le convertisseur d'impédance 8, les résistances 11 et 13 et le transistor 2. Le degré de contre-réaction diminue alors. Simultanément, sous l'effet de la tension de commande décroissante ust, l'am- plification de l'étage amplificateur 6 est augmentée, mais seulement dans la mesure o c'est possible sans provoquer des instabilités. Si dans ces conditions, la tension de commande diminue par exemple à la valeur zéro,la résistan- ce 3 est parcourue par la moitié du courant de signal, qui préalablement n'a parcouru que le transistor 4. Dans ces conditions, l'amplification de l'étage amplificateur 6 peut être d'environ 2, supérieure à l'amplification obte- nue dans les conditions de fonctionnement préalablement décrites, et cela sans donner lieu à l'augmentation de la tendance à l'oscillation. Si, dans ce cas, la tension de commande inver- se la polarité, la portion de courant traversant le.tran- sistor 2 augmente progressivement jusqu'à ce que la résis- tance de collecteur 5 soit parcourue exclusivement par le courant de collecteur du transistor 2. Dans ces condi- tions de fonctionnement, le taux de contre-réaction (R1! (R1+R2)) est plus faible que dans les conditions de départ; il en résulte donc une amplification totale plus impor- tante. Plus l'amplification totale R2/Ri est-importante, plus l'amplification du circuit amplificateur 6 pourrait être importante à cause du taux de contre-réaction décrois- sant, ce qui diminuerait notablement les distorsions non linéaires sans augmenter la tendance à l'oscillation du circuit. Comme représenté sur la figure 2, l'étage ampli- ficateur 6 comporte un étage d'entrée muni d'une entrée non inverseuse 20 et d'une entrée inverseuse 21. Comme indiqué par des traits interrompus, l'entrée inverseuse 21 est connectée à la sortie de l'étage amplificateur 1, 2, 3, 4, tandis que l'entrée non inverseuse 20 est bran- chée sur une tension référentielle appropriée Uref* Les entrées sont formées par les bornes de base de deux tran- sistors npn 22 et 23, dont les bornes de collecteur sont branchées sur la tension d'alimentation positive +UB et dont les électrodes d'émetteur sont connectées respecti- vement aux émetteurs de deux autres transistors 24, 25 et 26, 27. Les bornes de base des quatre transistors pnp identiques 24 à 27 sont interconnectées. De même, les électrodes de collecteur des transistors 25 à 26 sont inter- connectées et sont mises à la masse à travers une source de courant continu commandable 28. La source de courant continu 28 fournit un courant continu intrinsèque, dont- la valeur peut être commandée par la tension de commande ust. Un transistor pnp 29 est connecté par son émetteur aux bornes de base des transistors 24 à 27, par sa borne de base aux bornes de collecteur des transistors 25 et 26, alors que par son collecteur, il est mis à la masse. Le courant continu fourni par la source de cou- rant continu commandable 28 est réparti sur les transistors et 26 dans un rapport qui est fonction de la tension appliquée entre les bornes 20 et 21. La portion de cou- rant traversant le transistor 26 est plus grande si le potentiel à la borne 21 est plus positive qu'à la borne 20, -2477340 alors qu'elle est plus faible si le potentiel à la borne 21 est plus négative qu'à la borne 20. Les transistors 24 et 27 sont parcourus par le même courant que les transistors 25 et-26, puisqu'ils ont la même tension de base-émetteur. Le courant de collec- teur du transistor 24 est fourni à un miroir de courant comportant un transistor npn 30, dont le collecteur est raccordé au collecteur du transistor 24 ainsi qu'à sa pro- pre base (et qui fonctionne par conséquent comme une diode) et dont l'émetteur est mis à la masse. La base du transis- tor 30 est raccordée à la base d'un autre transistor npn 31, dont l'émetteur est également mis à la masse, de sor- te que ce transistor 31 est parcouru par, pratiquement, le même courant que le transistor 30 ou l'un des transis- tors 24, 25.^ Le collecteur du transistor 31 est raccordé au collecteur du transistor 27. Ainsi, la différence entre les courants de collecteur de ces transistors est fournie à un étage de sortie. Cet étage de sortie comporte un transistor npn 32, dont la base est raccordée à la borne de collecteur commune aux transistors 27 et 31 et dont l'émetteur est. mis à la masse. A travers deux diodes 33 et 34 montées en série et polarisées dans le sens direct, et à travers une source de courant continu 35, le collecteur de ce transistor 32 est raccordé à la source de tension d'ali- mentation positive +UB; ce collecteur du transistor 32 est connecté, en outre, à la borne de base d'un transistor pnp 36 dont le collecteur est mis à la masse et dont l'é- metteur est raccordé à l'émetteur d'un transistor npn 37; le collecteur de ce transistor 37 est branché sur la ten- sion d'alimentation positive +UB et dont la base est rac- cordée au point commun à la source de courant continu 35 et à la chaine de diodes 33, 34. Les transistors 36 et 37 forment un étage de sortie push-pull, dont le courant de repos est déterminé par la source de courant continu 35 et les diodes 34 et 33. Les émetteurs interconnectés des transistors 36 et 37 forment la sortie 7. Pour des fréquences plus élevées ú0, la valeur de l'amplification en circuit ouvert v0 de l'étage ampli- ficateur 6 représenté sur la figure 2 (le rapport entre les tensions de signal aux bornes 7 et 21) est liée par la condition v0 = S/ijC. Dans ce cas S est la pente (le rapport entre le courant de signal de sortie et la tension de signal d'entrée de la partie de l'étage amplificateur qui est constituée par les composants 22 à 31) et C est la capacité du condensateur C. Cela permet de constater qu'on peut varier l'amplification soit par la variation de la capacité du condensateur C soit par la variation de la pente S. Il est vrai qu'une variation de la capaci- té par une tension de commande peut être effectuée à l'ai- de d'une diode de capacité, mais notamment pour des taux de modulation plus importants, il se produit alors des distorsions linéaires, que l'invention vise en effet à éviter. Par contre, il est possible de faire varier légè- -rement la pente de la partie d'amplificateur 23 à 31, par- ce qu'elle est proportionnelle au courant continu fourni par la source de courant continu commandée. Cela signifie que seul ce courant continu doit être,varié par la tension de commande ust, et cela de façon que le courant continu fourni par la source de courant continu commandée augmen- te au fur et à mesure de l'augmentation de l'amplification totale. La figure 3 représente une source de courant continu commandée appropriée. Elle comporte une source de courant constant Il, qui est intercalée entre la borne de tension d'alimentation positive +UB et les émetteurs interconnectés des transistors 40 et 41,et qui fournit un courant intrinsèque. Entre les électrodes de base des deux transistors 40 et 41, on applique la tension de com- mande ust pour déterminer ainsi la manière dont le courant continu fournit par la source de courant continu I1 est réparti entre les transistors 40 et 41. Le collecteur du transistor 40 est directement à la masse,- tandis que le collecteur du transistor 41 est mis à la masse à travers un miroir de courant. =Ce miroir de courant comporte un transistor npn 42, dont le collecteur est raccordé au col- lecteur du transistor 41 ainsi qu'à sa propre base (de sorte que ce transistor fonctionne comme une diode) et dont l'émetteur est à la masse. A la base du transistor 42, il est raccordé la base d'un transistor npn 43, dont l'émetteur est à la masse. Le collecteur du transistor 43 est raccordé à une source de courant continu I0 qui fournit un courant continu intrinsèque et qui est mis à la masse par son autre borne. - Les collecteurs des transistors 25 et 26 (fi- gure 2), qui sont raccordés au point commun au collecteur du transistor 43 et à la source de courant constant I0, reçoivent donc un courant continu qui est'constitué par la portion constante fournie par la source de courant cons- tant I0 et le courant continu de collecteur du transistor 43, qui dépend de la tension de commande ust. Si le potentiel de base du transistor 40 est positif par rapport au potentiel de base du transistor 41 (dans ce cas, le potentiel de base du transistor 4, lui aussi, est positif par rapport au potentiel de base du transistor 2), c'est-à peu près le courant continu to- tal fourni par la source de courant continu Il qui tra- verse le transistor 40. Dans-ces conditions, la sortie de la source de courant continu commandée 28 ne reçoit pratiquement que le courant continu fourni par la source de courant constant I10 Lorsque la différence de potentiel entre les électrodes de base des transistors 40 et 41 di- minue, la portion de courant continu fourni par la sour- * ce de courant continu Il, qui traverse le transistor 41, augmente progressivement jusqu'à ce que, pour la valeur 0 de la tension de commande ust, la moitié ducourant con- tinu traverse le transistor 41 et apparaît à la sortie de la source de courant continu commandée (pourvu que les transistors 42 et 43 soient identiques). Si le potentiel de base du transistor 41 devient plus positif que le po- - 47? 3 4 tentiel de base du transistor 40, la por- tion de courant continu traversant le transistor 41 aug- mente davantage, jusqu'à ce que finalement, le courant continu total de la source de courant Il apparaisse à la sortie de la source de courant continu commandée. Le cas échéant, la caractéristique du circuit représenté sur la figure 3 (c'est-à-dire le courant conti- nu de sortie en fonction de la tension de commande ust) peut être adaptée aux exigences spécifiques par le choix adéquat des rapports des jonctions d'émetteur des transis- tors 40 à 43, ou par l'insertion dans les conducteurs d'é- metteur (des transistors 40 et 41) de résistances de contre- réaction ayant des valeurs appropriées. REVENDICATIONS 1. Circuit amplificateur dont l'amplification totale peut être commandée par une tension de commande variant la contre-réaction, et qui est muni d'une branche d'amplification et d'au moins une branche de contre-réac- tion intercalée entre une sortie et une entrée de la bran- che d'amplification, alors que la branche d'amplification comporte un étage à comportement passe-bas, qui détermine la caractéristique fréquentielle de l'amplification en boucle, caractérisé en ce que la branche d'amplification comporte un étage amplificateur (6) dont l'amplification peut être commandée par la tension de commande (u st) de façon que simultanément à l'augmentation de l'amplification totale, il y a aussi augmentation de l'amplification (v0) de l'étage amplificateur (6). 2. Etage amplificateur selon la revendication 1, dans lequel la branche d'amplification comporte deux amplificateurs différentiels à sortie commune couplés en croix et suivis d'un étage amplificateur à comportement passe-bas, dont la sortie est couplée à contre-réaction aux entrées des deux amplificateurs différentiels à tra- vers deux branches de contre-réaction à taux de contre- réaction différents,caractérisé en ce que l'amplification de l'étage amplificateur (6) peut être commandée par la tension de commande (u st). 3. Circuit amplificateur selon la revendica- tion 2, caractérisé en ce que le courant continu détermi- nant la pente de l'étage amplificateur(6) est fourni par un élément de réglage du courant continu (28), qui est commandé par la tension de commande (ust) de façon que le courant continu fourni par celui-ci augmente simulta- nément à l'augmentation de l'amplification totale. 4. Circuit amplificateur selon la revendica- tion 3, caractérisé en ce que l'élément de réglage du cou- rant continu est constitué par le montage en parallèle d'une source de courant constant (I) et d'une source de courant continu (Il, 40 à 43), dont le courant continu peut être commandé par la tension de commande. 5. Circuit amplificateur selon la revendica- tion 4, caractérisé en ce que la source de courant conti- nu comporte deux transistors (40, 41), dans le conducteur d'émetteur commun desquels il est inséré une autre source de courant constant (Il), en ce que la tension de commande (ust) est disponible entre leurs électrodes de base et en ce que le courant continu pour l'étage amplificateur est dérivé du courant de collecteur de l'un (41) de ces transistors. 6. Etage amplificateur selon la revendication , caractérisé en ce que dans le conducteur de collecteur -de l'un (41) des deux transistors, il est intercalé un miroir de courant (42, 43), dont la borne de sortie est raccordée à l'étage amplificateur (6).