FR 2478933 A1 19810925 FR 8105279 A 19810317 1 2478933 Bien que l'histoire des lampes d'éclairage soit presque aussi ancienne que celle de l'électricité et qu'on en ait déjà mis au point diverses sortes, on n'a pas encore inventé de lampes d'éclairage à rendement élevé. Parmi les autres, les lampes ou tubes à fluorescence occupent une position privilégiée en raison de leur rendement relativement convenable, et elles sont de ce fait largement uti- lisées à l'heure actuelle. Toutefois, de même que les autres tubes à décharge, elles nécessitent l'application de tensions élevées à l'instant d'allumage et leurs tensions de régime demeurent presque constantes pendant leur intervalle d'éclairage, ce qui rend difficile de les alimenter avec un bon rendement. Depuis l'invention des lampes à fluorescence, de nom- breuses solutions ont été mises au point pour alimenter ces lampes avec un bon rendement. Cependant, les blocs d'alimentation ou ballasts à bobine d'inductance mis au point dans les débuts sont encore considérés aujourd'hui comme les plus courants, en dépit de leurs nombreux inconvénients, ceci en raison des difficultés d'ordre technique et économique des autres solutions. Comme les transistors à haute tension et à grande rapidité sont devenus peu onéreux, on peut aujourd'hui envisager de réaliser des blocs d'alimentation électroniques à rendement et fiabilité élevés en faisant appel à des dispositifs à semiconducteurs. En outre, le coût de jour en jour croissant de l'énergie a rendu de plus en plus pressante la nécessité de disposer d'un bloc d'alimentation électronique à rendement amélioré. En se consacrant à l'étude d'un bloc d'alimentation propre à répondre à ces besoins, la présente Demanderesse a inventé un bloc d'alimentation électronique nouveau à transistors qui offre des résultats expérimentaux satisfaisants. La présente invention a pour objet un circuit conver- tisseur simple alternance à haute fréquence., caractérisé par le fait qu'il comprend principalement deux transistors et un circuit résonnant série, et que les transistors sont montés en série aux bornes d'une source d'alimentation à courant continu et reliés par leur point de réunion en série au circuit résonnant de façon à alimenter une charge montée en parallèle avec le condensateur (ou l'inductance) du circuit résonnant série en vue d'utiliser la tension élevée développée aux bornes du condensateur (ou de l'in- ductance) par commutation alternée des transistors en syn- 2 2478933 chronisme avec la fréquence propre du circuit résonnant. De manière avantageuse, le circuit comprend un trans- formateur d'intensité destiné à synchroniser lesdits transistors sur la fréquence propre dudit circuit résonnant, l'enroulement primaire dudit transformateur étant monté en série avec le circuit résonnant série tandis que son enroulement secondaire est relié à la base de chacun desdits transistors. De préférence il met en oeuvre l'effet de magnétisa- tion dudit transformateur d'intensité à l'effet d'auto-entretenir les oscillations du convertisseur et de réduire les pertes d'éner- gie en réduisant au minimum le courant de dérivation traversant lesdits transistrors montés en série lors de chaque transition de commutation du fait du retard à la coupure du transistor en conduction. Avantageusement le circuit est agencé de façon à per- mettre de régler la magnétisation dudit transformateur d'inten- sité par ajustement du nombre de tours du primaire dudit trans- formateur et par insertion et réglage d'une résistance entre chaque enroulement secondaire et la base de chacun desdits transis- tors.et comporte une résistance montée entre deux bornes de chaque enroulement secondaire dudit transformateur d'intensité à l'effet de régler le point de passage en conduc-Cion du transistor non conduc- teur par réduction de l'effet de magnétisation dudit transformateur qui est indispensable pour compenser le retard à la coupure du tran- sistor en conduction et pour entretenir l'auto-oscillation dudit convertisseur. De préférence dans le circuit selon l'invention, un transistor auxiliaire PNP (ou NPN) est monté entre la base et l'émetteur de chacun des transistors précités à l'effet d'assister les commutations conduction/coupure desdits transistors. L'invention a également pour objet un circuit convertis- seur à double alternance formé par interconnexion appropriée de deux circuits convertisseurs tels que décrits. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de la description détaillée qui est donnée ci-après à titre non limitatif en référence aux dessins annexés, sur lesquels: 3 2478933 la figure 1 représente le circuit de base du bloc d'alimentation électronique pour lampe à fluorescence selon l'invention; la figure 2 est un schéma électrique détaillé d'un bloc d'ali- mentation électronique selon l'invention comportant un transistor NPN auxiliaire associé à la base de chaque transistor principal; la figure 3 est une forme modifiée du schéma électrique de la figure 2 qui fait appel à un transistor auxiliaire PNP au lieu d'un transistor NPN; - la figure4 est un chronogramme représentant les profils de varia- tion des tensions et de collecteur et de base rapportées à l'émetteur d'un transistor principal pour différents régimes de fonctionnement; et la figure 5 est un chronogramme représentant les profils de varia- tion du courant de collecteur et du courant de magnétisation du transformateur d'intensité comparativement aux tensions de col- lecteur et de base rapportées à l'émetteur dans la mise en oeuvre de l'invention. La figure 1 représente un circuit de base du bloc d'alimentation pour lampe ou tube à fluorescence selon l'invention. Le bloc d'alimentation selon l'invention est un conver- tisseur à haute fréquence nouveau qui comprend principalement deux transistors montés en série aux bornes de la source d'alimen- tation à courant continu, une inductance, un transformateur d'in- tensité et quelques condensateurs. Dans ce cas, si l'on suppose que la charge A n'est pas conductrice avant allumage du fait de la valeur élevée de la ten- sion de décharge initiale ou tension d'amorçage de la lampe, un circuit formé par l'inductance Lo, les deux condensateurs C1 et les transistors Q1 et Q2 se trouve formé. Si les transistors Q1 et Q2 subissent des changements d'état passant/bloqué forcés et alternés en synchronisme avec la fréquence de résonnance - (f = 1/27r2JLCf1) du circuit, il apparaît aux bornes des conden- sateurs C1 une tension élevée d'amplitude Q fois plus grande que la tension d'alimentation (Q étant le coefficient de surtension du circuit) vu que le circuit en cause est un circuit résonnant série. Par conséquent, il est possible d'allumer une lampe à fluorescence à forte tension initiale de décharge même avec une tension d'alimentation relativement basse. En raison du rôle du transformateur d'intensité, seul l'un des transistors Q1 et Q2 est passant, tandis que l'autre est bloqué, selon le sens du courant traversant l'inductance L o De plus, ce courant, dont l'intensité est N IN fois celle tran- versant l'inductance L0 (N1/N2 étant le rapport de transfor- mation du transformateur d'intensité), traverse le circuit de base de celui des transistors qui est dans l'état passant. Dans ce cas, les commutations conduction/blocage des transistors Q1 et Q2 ont lieu de façon ininterrompue et automatiquement en synchronisme'avec la fréquence de résonnance en raison des effets de la magnétisation du transformateur d'intensité T et de la tension de surtensiop...du condensateur C1 par intervention de la résonnance série. Il en résulte que les oscillations du convertis- seur sont auto-entretenues. Il est à noter ici que les transistors Q1 et Q2 ne sont pas des commutateurs parfaits. Plus précisément, la transition d'entrée en conduction est très rapide, mais le retard à la coupure est relativement long, et il dépend des caractéristiques des transistors ainsi que des courants qui traversent les transis- tors à l'état passant. De ce fait, il peut y avoir passage d'un courant de dérivation à travers les transistors pendant le régime transitoire de commutation car le transistor se trouvant à l'état bloqué est susceptible de passer en conduction avant que le transistor se trouvant à l'état conducteur se bloque, en raison des effets de la magnétisation du transformateur d'intensité et du retard à la coupure du transistor, ce qui conduit à un faible rendement du convertisseur ou, dans le plus mauvais cas, entraîne secondairement un claquage thermique des transistors. L'invention résout les problèmes ci-dessus par la mise en oeuvre de dispositionstelles que celles des figures 2 et 3, permettant ainsi d'obtenir un rendement élevé. Aux transistors Q1 et Q2 représentés sur le figure 1 correspondent respectivement des transistors 1 et 7 sur les figures 2 et 3, o l'agencement du circuit de base des transis- tors est représenté en détail. On va décrire ci-après les principes de fonctionnement du circuit de base des transistors principaux en considérant les dispositions de la figure 2. Deux profils de variation de tension, à savoir celui de la tension collecteur-émetteur et celui de la tension base- émetteur des transistors, que l'on fait varier en fonction des va- leurs des paramètres du circuit, sont représentés en (i) -et (ii) sur la figure 4. La figure 5 représente en particulier les 2478933 profils de tension de la figure 4 (i) en conjugaison avec le courant iLo traversant l'inductance L0 et le courant de magné- tisation iTom du transformateur T0. Les transistors auxiliaires respectifs 2a et 8a qui sont montés entre la base et l'émetteur des transistors 1 et 7 ont pour rôle d'assister l'opération de commutation des transistors principaux, la base de chaque transistor auxiliaire étant reliée à l'autre borne de l'enroulement secondaire, dont la polarité est la même que celle de la base du transistor principal opposé, et agissant de ce fait en synchronisme avec celle du ttansis- tor principal opposé pour raccourcir le délai de coupure. En conséquence, la commutation conduction/blocage du transistor 1 s'effectue en synchronisme avec celle du transistor 8a, et il en va de même pour les transistors 7 et 2a. Par conséquent, comme représenté par le profil de tension de base de la figure 4 (i), la tension de base des transistors 1 et 7 varie entre 0 et 0,6 volt. La magnétisation du transfor- mateur d'intensité T0 donne lieu à l'intervention d'un intervalle de tempsT, ce qui dénote que le courant traverse la base du transis- tor 7 cependant que le transistor 1 est encore dans l'état conduc- teur. Ceci signifie donc que le courant traverse simultanément les deux transistors 1 et 7 pendant cet intervalle. On va décrire ci-après en détail ce phénomène en consi- dérant la figure 5. Le transistor 1 est dans l'état conducteur pendant l'intervalle de temps s'écoulant entre les instants t et t4. Le courant iLo traversant l'inductance L0 coïncide très sensiblement avec le courant de collecteur du transistor 1, dont le profil de variation décrit approximativement une sinusoïde. D'autre part, comme le courant iLo de l'inductance L traverse l'enroulement primaire N1 du transformateur T0, ce courant comprend également le courant de magnétisation, qui s'ajoute au courant traversait le circuit de base du transistor 1, relié à l'enroulement secondaire N2. Par conséquent, si l'on désigne par is le courant tra- versant l'enroulement secondaire (N2) du transformateur T0, c'est-à- dire le courant circulant côté base du transistor principal, et par iTom le courant de magnétisation de l'enroulement primaire (N1), le courant iLo traversant l'inductance peut être représenté par l'expression: 6 2478933 iLo T + i (1) N1 Et on obtient également is B +R (2) avec iB = courant de base du transistor principal 1 (ou 7) iR = courant de dérivation traversant la résistance 5 (ou 11) Comme représenté par la figure 5, le courant de magné- tisation iTom varie globalement de façon sinusoïdale, et l'inter- valle temps to-t4 pendant lequel le circuit de base du transistor principal est traversé par un courant est voisin de l'intervalle to -t3Vu que, d'après les équations (1) et (2), l'on a _ N. B 92 ('Lo -Tom) - iR (3) l'instant de passage par zéro de iB est antérieur à l'instant t3 o l'on a iLo = iTom' Cependant, dans ce cas, le courant de collecteur du transistor principal est retardé, et il s'annule par valeurs décroissantes en t5, comme représenté en trait interrompu sur la figure 5. Un tel phénomène est dû au fait que les transistors travaillent à fréquence élevée et que ce ne sont pas des commu- tateurs parfaits, c'est-à-dire qu'ils présentent un délai de commu- tation qui est principalement fonction de leurs caractéristiques et du taux de saturation de l'état de conduction antérieur. Si l'instant auquel les transistors 1 et 7 passent de l'état non conducteur à l'état conducteur est t4, la condition suivante doit être satigfaite: iC. (tA) = t1 11l i (t) V - i. (t) (4) ci4 RqiN T.om 4) -BE Lo 4 q N2 o $ est le gain en courant des transistors principaux. Si, afin de simplifier la description du fonctionnement, on suppose en l'espèce que la charge est soit en court-circuit, soit en circuit ouvert, le courant iLo traversant l'inductance peut être représenté sous une autre forme: 7 2478933 V ILo 2-sin (t - to) (5) LoZ o avec Z ="Lo/C = i L (C = 2 C1 en l'absence de charge ( (C = 2 (C1 + C2) avec charge en court-circuit V = tension de crête aux bornes du condensateur C. Par conséquent, le courant de magnétisation iTom de l'en- roulement primaire peut être donné par l'expression: iTom =Io + m VTm dt (6) 1Tom o +LM to o: Lm = inductance primaire du transformateur To lorsque tous les enroulements secondaires (N2) sont en circuit ouvert Io = courant initial en t = O VTm= tension instantanée aux bornes de l'enroulement primaire. De plus, VTm peut être exprimée approximativement sous la forme: N1 VTm = (R9//Rll) is(7) o Rx représente la valeur de la résistance X. En conséquence, VTm peut être modifié par réglage de R9 et de Rll (ou de R3 et de R5) d'après l'équation (7) ci-dessus, et iTom peut donc également être modifié, d'après les équations (6) et (7). Il ressort par conséquent des équations (3) et (5) ci- dessus que pour des tensions données et des valeurs données de Lo et de C, l'instant auquel le courant de base iB s'annule peut être convenablement réglé. II est à noter que, comme le montre l'équa- 8 2478933 tion (6) ci-dessus, on peut obtenir un effet plus grand en modifiant Lm plutôt qu'en modifiant la valeur de la résistance, -ce qui signifie que l'ajustement du nombre de tours N1 du pri- maire du transformateur d'intensité T0 est plus efficace. Si ce nombre de tours est bien choisi en considération des conditions de charge, le retard du courant de collecteur dû à la lenteur de commutation du transistor peut être réduit à la même valeur, ou même à une valeur plus faible, que celui du courant iLo traversant la charge. A noter au passage que d'une part, on peut agir sur le- retard à la coupure des transistors en conduction en jouant sur l'effet de magnétisation, mais que d'autre part le transistor à l'état non conducteur peut aussi être amené en conduction de façon anticipée du fait de l'effet de magnétisation précité. En d'autres termes, si le courant de magnétisation dépasse le courant traversant la charge, la base du transistor non conducteur devient positive. De tels effets peuvent être maîtrisés et supprimés en agissant sur les valeurs des résistances. En procédant ainsi, il est possible d'éviter que le transistor non conducteur passe pré- maturément à l'état conducteur. La magnétisation du transformateur I0 et l'élimination des effets néfastes ci-dessus mentionnés sont des problèmes difficiles. Mais ces problèmes peuvent être simultanément résolus par quelques ajustements appropriés des valeurs de Lm et des résistances. Le profil de variation intervenant dans un tel cas est représenté par la figure 4 (ii). La pointe négative apparaissant sur le profil de la tension de base est due au fait que &e courant traversant l'inductance L0 subit une réduction l'amenant à tra- verser dans le sens de polarisation en inverse la jonction base- collecteur du transistor principal 7 (ou 1)-et une diode 28 (ou 27). Dans ce cas, le transistor principal est exd:dité dans le mode inverse, dans lequel le collecteur et l'émetteur sont intervertis, et le transistor reste en conduction même lorsque le courant traversant l'inductance (L0) est ramené à zéro et que sa polarité change de nouveau. Ceci est dû au courant important qui traverse la jonction base-émetteur pendant le fonctionnement en mode inverse. Ceci établit une nouvelle condition du transistor opposé du fait du rôle du transformateur T0. En conséquence, il peut y avoir maintien-:permanent d'une auto-oscillation stable. 9 2478933 Les transistors auxiliaires 2a et 8a ont pour rôle d'ab- sorber rapidement le courant de base de façon à assurer un blocage rapide des transistors principaux. Dans les dispositions de la figure 3, les transistors auxiliares NPN de la figure 2 sont remplacés par des transistors PNP qui sont reliés aux bases des transistors principaux. Les émetteurs des transistors PNP sont reliés aux bases des transistors principaux dans le sens voulu pour absorber rapidement les charges de bases des transistors principaux 1 et 7 lors du régime de transition. En conséquence, le fonctionnement global du circuit représenté par la figure 3 est le même en principe que celui du circuit de la figure 2, à ceci près que le nombre total de tours des enroulements secondaires est réduit de moitié. Des essais ont prouvé que l'alimentation de lampes à fuorescence par le convertisseur selon l'invention permet d'obtenir un allumage instantané, un rendement élevé et une grande fiabilité. REVENDICATIONS 1. Circuit convertisseur simple alternance à haute fréquence, caractérisé par le fait qu'il comprend principalement deux transistors (Qi, Q2; 1,7) et un circuit résonnant série, et que les transistors sont montés en série aux bornes d'une source d'alimentation (Vs; 25) à courant continu et reliés par leur point de réunion en série au circuit résonnant de façon à alimen- ter une charge (A; 26) montée en parallèle avec le condensateur (Ci; 15, 16) (ou l'inductance) (Lo; 14) du circuit résonnant série en vue d'utiliser la tension élevée développée aux bornes du condensateur (ou de l'inductance) par commutation alternée des transistors en synchronisme avec la fréquence propre du circuit résonnant. 2. Circuit convertisseur selon la revendication 1, caractérisé par le fait qu'il comprend un transformateur d'inten- sité (To; 13) destiné à synchroniser lesdits transistors sur la fréquence propre dudit circuit résonnant, l'enroulement primaire (Ni) dudit transformateur étant monté en série avec le circuit résonnant série tandis que son enroulement secondaire (N2) est relié à la base de chacun desdits transistors (Qi, Q2; 1,7). 3. Circuit convertisseur selon la revendication 2, caractérisé par le fait qu'il-met en oeuvre l'effet de magné- O tisation dudit transformateur d'intensité (To; 13) à l'effet d'autoentretenir les oscillations du convertisseur et de réduire les pertes d'énergie en réduisant au minimum le courant de dérivation traversant lesdits transistors montés en série lors de chaque transition de commutation du fait du retard à la coupure du transistor en conduction. 4. Circuit convertisseur selon l'une quelconque des revendications 2 et 3, caractérisé par le fait qu'il est agencé de façon à permettre de régler la magnétisation dudit transfor- mateur d'intensité (13) par ajustement du nombre de tours du primaire (Ni) dudit transformateur et par insection et réglage d'une résistance (3,9) entre chaque enroulement secondaire (N2) et la.base de chacun desdits transistors (1,7). 5. Circuit convertisseur selon l'une quelconque des re- vendications 2 à 4, caractérisé par le fait qu'il comporte une résistance (5,11) montée entre deux bornes de chaque enroulement secondaire (N2) dudit transformateur d'intensité (13) à l'effet de régler le point de passage en conduction du transistor non conducteur par réduction de l'effet de magnétisation dudit 11 2478933 transformateur qui est indispensable pour compenser le retard à la coupure du transistor en conduction et pour entretenir l'auto- oscillation dudit convertisseur. 6. Circuit convertisseur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé par le fait qu'un transis- tor auxiliaire (2a; 8a) PNP (ou NPN) est monté entre la base et l'émetteur de chacun des transistors (1; 7) précités à l'effet d'assister les commutations conduction/coupure desdits transistors. 7. Circuit convertisseur à double alternance, carac- térisé par le fait qu'il est formé par interconnexion appropriée de deux circuits convertisseurs à simple alternance selon l'une quelconque des revendications précédentes.