FR 2481540 A1 19811030 FR 8108018 A 19810422 La présente invention se rapporte à un amplificateur à gain réglé utilisant un dispositif à semi-conducteur qui présente une résistance en courant alternatif réglable. Quand un signal en courant alternatif doit être traité, il est souvent souhaitable de l'amplifier d'une façon réglable. Par exemple, l'amplificateur à fréquence inter- médiaire (IF) dans un téléviseur est généralement conçu pour produire un signal de sortie à un niveau constant (par rapport à un signal de référence) pour une utilisa- tion par un démodulateur subséquent. Cela est accompli en utilisant un signal de réglage automatique du gain pour faire varier le gain de l'amplificateur en fonction du niveau du signal reçu. Le gain de l'amplificateur peut être réglé selon un grand nombre de façons qui peuvent généralement être réparties en modulation de tbnsccorntce ou variation d'impédance. La modulation de traEconductance comporte la technique courante de régler le gain par polarisation inver- se, o l'on utilise avantageusement la caractéristique d'un transistor pour faire varier la tansccnductance, ou gmldu dispositif. La variation d'impédance comporte des techniques telles qu'un réglage automatique du gain direct une modulation de la charge du collecteur ou le réglage de contre-réaction d'émetteur d'un transistor amplificateur 25. monté en émetteur commun, ot les impédances d'entrée et de sortie du transistor varient l'une par rapport à l'autre. Dans ce dernier cas de modulation d'impédance, il est souhaitable d'utiliser un dispositif, dont l'impédance peut être facilement réglée et, pour des nombreuses applications, un dispositif qui se prête facilement à une fabrication sous forme de circuit intégré. Un tel dispositif est décrit dans IEEE Transactions on Broadcast and Television Receivers, Août 1972, pages 158-162, o une résistance variable est formée par deux transistors du type NPN. Les transistors sont reliés entre les émetteurs de transistors couplés en amplificateur différentiel Un courant de réglage variable est appliqué aux bases des transistors du type NPN pour faire varier la résistance en courant alternatif de ces transistors, qui sont attaqués à des degrés variables de saturation selon le gain requis pour l'amplificateur différentiel. Cependant, quand on réduit le courant de réglage pour dimi'nuer le gain del'amplificateur en présence de signaux d'entrée à un niveau haut, les courants de signaux sont élevés tandis que le courant de réglage est réduit. La résistance en courant alternatif des transistors du type NPN n'est alors plus simplement fonction du courant de réglage, mais est modulépar le courant des signaux. Les transistors du type NPN peuvent alors produire une distor- sion des signaux et une modulation croisée des signaux aux émetteurs des transistors de l'amplificateur différentiel. Par ailleurs, le courantde saturation des transistors du type NPN est appliqué aux émetteurs des transistors de l'amplificateur différentiel, faisant varier la polarisa- tion en courant continu de l'amplificateur tandis que son gain varie. Une configuration améliorée de l'agencement ci-dessus décrit est indiquée dans le brevet U.S. No. 4 131 809 au nom de Baars, o une échelle équilibrée de diodes et résistances distribuées est reliée entre les émetteurs des transistors couplés en amplificateur différentiel. La résistance en courant alternatif du réseau en échelle est modifiée par commutation de diverses diodes distribuées en et hors de conduction, ce qui change le nombre de résistances shuntées par les diodes conductrices. Cependant, on a trouvé que cette configuration permettait le développe- ment d'une intermodulation en divers points pendant le réglage du gain tandis que diverses diodes étaient décommulies, en particulier si deux amplificateurs ou plus sont montés en cascade et que leur gain est réglé en séquence. Par ailleurs, le réseau en échelle nécessite à la fois un courant de polarisation et un courant de réglage tandis que le courant de réglage varie, la différence de courant qui change entre les courants de polarisation et - 2481540 de réglage est appliqué auxtransistors de l'amplificateur différentiel, ce qui change la polarisation en courant continu de cet amplificateur. Ces changements de polarisa- tion en courant continu ne peuvent êetre neutralisés que par un schéma de réglage plus complexe pour le réseau en échelle, o à la fois les courants de polarisation et de réglage de l'échelle sont simultanément réglés de façon à s'annuler ou à se compenser. Selon les principes de l'invention, un amplificateur à gain réglé est prévu, employant un dispositif à résistance réglable en courant alternatif0 Le dispositif est construit d'une façon analogue à un transistor du type PNP vertical, ayant une région d'émetteur en matériau du type P+ de forte conductivité, une région de collecteur du type P et une région intermédiaire en matériau de base du type N de forte résistivité (intrinsèque)0 Une région de contact de base du type N+ est séparée de la région d'émetteur du type P+ par une extension du matériau intrinsèque qui établit une séparation plus grande que la longueur de diffusion des porteurs injectés dans la région intrinsèque, La jonction base-émetteur du dispositif formé par la région de contact de base du type N+, la région intrinsèque et la région d'émetteur du type P+ présente ainsi les caractéristiques d'une diode PIN, avec une longue durée de vie des porteurs injectés. Aux fréquences supérieures des signaux, comme les fréquences des signaux à fréquence intermédiaire de télévision, la jonction PIN base-émetteur cesse d'agir comme une jonction de redressement normale de transistor et devient une résistance en courant alterna- tif qui varie en fonction du nombre de porteurs injectés0 La résistance en courant alternatif de la jonction PIN base-émetteur est réglée par un courant de réglage qui est appliqué à l'émetteur du dispositif. Les porteurs sont in- jectés dans la région intrinsèque par la région d'émetteur du type P+, et varient en fonction de la grandeur du courant de réglage émetteurcollecteur. Seule une très faible composante de courant de base du courant de réglage appliqué s'écoule dans la'jonction base-émetteur, et par conséquent seule cette faible composante est appliquée à l'amplifica- teur qui est relié à la base du dispositif. Avec la longue durée de vie des porteurs et le fonctionnement à des fréquences élevées des signaux, la résistance en courant alternatif de la jonction base-émetteur est virtuellement totalement une fonction de la grandeur du courantÈe réglage. On a trouvé que le dispositif ci-dessus mentionné. pouvait présenter une capacité parasite à l'électrode de base, pouvant diminuer l'impédance maximum en courant alter- natif que le dispositif peut atteindre. Selon un autre aspect de l'invention, la région d'émetteur du type P+ est centrée entre deux régions de contact de base du type N+. Les régions de contact du type N+ sont électriquement reliées l'une à l'autre. Dans cette configuration, des régions intrinsèques de résistivité variable séparent chaque région du type N+ de la région centrée du type P+, et la configura- tion s'est révélée augmenter la gamme de résistance en courant alternatif réglée sans augmenter la capacité parasite du dispositif. L'invention sera mieux comprise et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'invention et dans lesquels: - la figure 1 illustre, partiellement sous forme schématique et partiellement sous forme de schéma bloc, un amplificateur différentiel à gain réglé utilisant des impédances variables de collecteur et d'émetteur; - la figure 2 montre une vue en plan d'un dispositif à résistance réglée et d'un transistor amplificateur construits sous forme de circuit intégré; - la figure 3 montre une vue en coupe transversale du dispositif de la figure 2; - la figure 4 est une représentation schématique d'un montage d'essai pour le dispositif des figures 2 et 3;et - la figure 5 montre une forme d'onde du courant du montage d'essai de la figure 4. En se référant à la figure 1, elle montre un amplifica- teur différentiel, qui comporte des transistors amplifica- teurs Q1 et Q110 Des signaux d'entrée sont appliqués entre les bases des transistors amplificateurs aux bornes 32 et 34, et les signaux amplifiés de sortie sont dérivés entre les collecteurs des deux transistors aux bornes 36 et 38. La polarisation de base des transistors Q1 et Q11. est fournie par des résistances 14 et 16, qui sont reliées entre les bases respectives et une source de tension de polarisation (+V). Les émetteurs des deux transistors amplificateurs sont reliés ensemble par deux résistances d'émetteur RE et R'I. Une résistance 18 est reliée entre la jonction des résistances RE et R'E et un point de potentiel de référence (masse). Les émetteurs des transistors Q1 et Q11 sont également reliés aux bases de dispositifs à résistance réglée Q3 et Q13, respectivement. Les dispositifs à résistance réglée ont des collecteurs réglés à la masse et des émetteurs joints. Un système de réglage automatique du gain 12 est relié aux émetteurs joints des dispositifs à résistance réglée et il leur applique un courant de réglage I2e Des résistances de charge RL et R'L sont reliées entre les collecteurs respectifs des transistors Q1 et Q11 et une source de tension d'alimentation (B+). Les collecteurs des transistors Q1 et Q11 sont également reliés aux bases 3 làde dispositifs à résistance réglée Q2 et Q12, respective- ment. Les dispositifs à résistance réglée ont des collec- \teurs reliés à la masse et des émetteurs joints. Un système de réglage automatique et du gain est relié aux émetteurs oints des dispositifs à résistance réglée, et il leur a plique un courant de réglage I1. La configuration d'amplificateur différentiel de la fig e 1 est équilibrée pour des signaux d'entrée complé- NiX, N 248 1540 1 mentaires autour de la connexion du système 10 de réglage automatique du gain aux émetteurs joints Ès dispositifs Q2 et Q12' la connexion du système de réglage automatique du gain 12 aux émetteurs joints des dispositifs Q3 et Q13 et la jonction des résistances RE et R'E. Ces points de jonction seront par conséquent des points nuls de signal pour les signaux appliqués et amplifiés. Cette configura- tion équilibrée a pour résultat une impédance effective de collecteur en courant alternatif qui se compose de la combinaison en parallèle d'une résistance de charge (RL ou R'L)et de la résistance base-émetteur d'un dispositif à résistance réglée (Q2 ou Q12) pour chaque transistor amplificateur. Chaque combinaison en parallèle est reliée entre le collecteur d'un transistor amplificateur et le potentiel de référence des signaux. De même, la configura- tion équilibrée a pour résultat une impédance effective d'émetteur en couirant alternatif consistant en la combinai- son en parallèle d'une résistance d'émetteur (RE ou RIE) et la résistance base-émetteur d'un dispositif à résistance réglée (Q3 ou Q13). Chacune de ces combinaisons en parallèle est reliée entre l'émetteur d'un transistor amplificateur et le potentiel de référence des signaux. On peut trouver une description plus détaillée de la construction et du fonctionnement de l'agencement de la figure 1 dans la demande de brevet U.S. No. 143 034 intitulée "Gain-Controlled Amplifier Utilizing Variable Emitter Degeneration and Collector Load Impedance" déposée le 23 Avril 1980. En bref, l'augmentation du courant de réglage Il réduit la résistance base-émetteur en courant alternatif des dispositifs Q2 et Q12, ce qui réduit les impédances de charge. de collecteur des transistors Q1 et Q11-' Cela réduit le gain de l'amplificateur différentiel, comme cela est décrit en plus de détail dans la demande de brevet U.S. No. 143 023 intitulée "Varial5le Load Impedance Gain-Controlled Amplifier" déposée le 23 Avril 1980. L'augmentation du courant de réglage I2 réduit la résistance baseémetteur en courant alternatif des dispositifs Q3 et Q13Y 2481540- ce qui réduit les impédances dans le circuit d'émetteur des transistors Q1 et Q11. Cela augmente le gain de l'amplificateur comme cela est expliqué en plus de détail dans la demande de brevet U.S. No. 143 035 intitulée "Variable Emitter Degeneration Gain-Controlled Amplifier,' déposée le 23 Avril 1980. Les variations opposées des courants de réglage I1 et I2 auront des effets opposés sur le gain de l'amplificateur, respectivement. L'agencement de la-figure 1 peut être construit en utilisant des composants distincts ou discrets, ou peut avantageusement être fabriqué sous forme de circuit intégré, à l'exception des systèmes 10 et 12 de réglage automatique du gain,' qui nécessitent généralement des condensateurs. Les dispositifs à résistance réglée sont tous construits de la même façon, comme on peut le voir sur la figure 2, o la construction du transistor Q1 et du dispositif à résistance réglée Q2 sous forme de circuit intégré es-t illustrée. La figure 2 montre une vue en plan d'une région épitaxiée 102, qui est isolée des régions voisines sur une pastille de circuit intégré par une diffusion d'isolement 104 qui l'entoure, Le transistor Q1 comporte une région d'émetteur 110, une région de base 106, et une région de collecteur comprenant le matériau épitaxié de la région 102e Des conducteurs métallisés 140 et 142 sont placés sur la surface du circuit intégré, et ils forment un contact électrique avec la région d'émetteur 110 et la région de base 106 respectivement, par des ouvertures dans une couche intermédiaire de matériau isolant, typique-' ment du bioxyde de silicium (pour la facilité de l'illustra- tion, la couche de bioxyde de silicium n'est pas représentée sur la figure 2 pour mieux illustrer les emplacements des régions.sous-jacentes de diffusion)0 Une région diffusée 112 forme une région de contact par o un conducteur métallisé 144 a un contact électrique avec le collecteur du transistor0 Le dispositif à résistance réglée Q2 comporte une A 2481540 s région d'émetteur 116 et une région de base qui comprend le matériau épitaxié de la région 102. Le substrat semi- conducteur sous-jacent (100 sur la figure 3) forme le collecteur du dispositif. Un conducteur métallisé 146 produit un contact électrique avec la région d'émetteur 116, et le conducteur métallisé 144 relie les régions de contact de base 112 et 114. On peut voir que la r?égion de contact 112 produit le contact à la fois au collecteur de Q1et la base de Q2, car les régions de collecteur et de base des deux dispositifs sont toutes deux composées du matériau épitaxié de la région 102. Les régions de contact de base 112 et 114 du dispositif Q2 sont disposées de chaque coté de la-région d'émetteur 116, en étant séparées par l'extension W du matériau épitaxié. C'est cette sépara- tion W en matériau épitaxié relativement intrinsèque (forte résistivité), qui donne au dispositif Q2 sa caractéristique de diode PIN base-émetteur. La gamme de résistance réglée de la jonction base- émetteur est fonction des propriétés de conductivité des régions 112, 114, 116 et de la propriété intrinsèque de la région 102. Quand ces propriétés ont été fixées selon les contraintes d'un processus particulier de fabrication d'un circuit intégré, la gamme de résistance réglée peut ttre étendue ou réduite uniquement en changeant les dimensions et l'espace entre les régions. Par exemple, la jonction formée par les régions 112, 102 et 116 est suffisante pour donner au dispositif Q2 sa caractéristique de diode PIN sans utiliser la région 114. Cependant, - la gamme de résistance réglable de cette configuration est inférieure à la gamme du dispositif qui contient la région 114. Pour étendre la gamme du dispositif o est exclue la région 114il est nécessaire, par exemple, d'augmenter les dimensions longitudinales des régions 112 et 116. Cependant, cette augmentation de longueur force la jonction base-émetteur à avoir une capacité parasite accrue, qui limite l'extrémité à haute impédance de la gamme de résistance variable. L'addition de la région 114 a pour effet d'augmenter la zone du matériau intrinsèque entre la région d'émetteur 116 et les régions de contact de base 112 et 114, et par conséquent, la gamme de résistance réglée, de la jonction base-émetteur, mais sans lacapacité parasite supplémentaire pouvant résulter d'un allongement de là région d'émetteur 116 et de la région de contact 112. Comme la région de base épitaxiée du dispositif Q2 et la région de collecteur épitaxiée du transistor Q1 sont reliées l'une à l'autre, les dispositifs peuvent tous deux être placés dans la région de coupelle de collecteur du transitor Q1. Comme is parbaent la même coupelle, Q1 et Q2 peuvent être placés immédiatement adjacents l'un à l'autre et on peut voir qu'ils partagent la même région de contact 112 pour le collecteur de Q1 et la base de Q2. La grande proximité des deux dispositifs dans la même région de coupelle réduit la capacité parasite collecteur- substrat au collecteur de Q1, qui pourrait autrement résulter de l'utilisation de régions séparées et connectées pour Q1 et Q2. Une forte capacité parasite au collecteur du transistor aurait tendance à limiter la largeur de bande de l'amplificateur; la grande proximité des disposi- tifs Q1 et Q2 donne ainsi une caractéristique de largeur de bande de gain améliorée, à l'amplificateur, car une résistance de charge de collecteur de valeur supérieure RL peut alors être utilisée sans présenter la réduction de largeur de bande résultant d'une capacité parasite plus importante shuntant la résistance. La valeur de la résis- tance de charge et de la capacité parasite détermine l'étendue de l'extrémité supérieure de la gamme de réglage du gain de l'amplificateur; plus l'impédance de charge de collecteur est importante, plus le gain est important et plus la gamme de réglage possible du gain est importante. La capacité parasite réduite de l'amplificateur permet ainsi une plus large gamme de réglage du gain pour le transistor amplificateur. Les -raisons pour lesquelles on souhaite une capacité 248 1540 parasite réduite à la jonction des collecteurs de Q1 et Q2 ne s'appliquent pas à un poids égal à la jonction de l'émetteur de Q1 et de la base de Q3 sur la figure 1. Cela est dû au fait que l'impédance d'émetteur de Q1 est habituellement plus faible que l'impédance de collecteur. En particulier, RE a généralement une valeur inférieure à celle de RL. L'impédance de la capacité parasite à l'émet- teur de Q1 a moins d'effet sur l'impédance d'émetteur de plus faible valeur, et est moins importante à 1' émetteur de Q1. Cela est avantageux dans l'agencement illustré, car il est nécessaire de localiser Q3 dans une coupe épitaxiée séparée du transistor Q1. La connexion entre la base de Q3 et la région d'émetteur 110 du transistor Q1 est alors formée en étendant le conducteur métallisé 140 jusqu'à la région de contact de base du dispositif Q3. La figure 3 montre une vue en coupe transversale du circuit intégré de la figure 2, o des régions identiques de semi-conducteur portent les mêmes repères. Un substrat en matériau du type P. contient des couches de surface 102', 102, 102" en matériau épitaxié de forte résistivité et du type N. La couche épitaxiée est divisée en régions séparées de coupe ou coupelle 102', 102 et 102" par des diffusions d'isolement 104 du type P4. Une poche enfouie 108 en matériau du type N+ est placée en dessous du transis- tor Q1 à l'interface entre la couche épitaxiée et le substrat. La région de base 106 du type P du transistor Q1 est placée à la surface de la couche épitaxiée, et une région d'émetteur 110 du type N+ est placée dans la région de base 106. Le conducteur métallisé 140 contacte la surface de la région d'émetteur 110 par un trou dans une couche isolante 130 en bioxyde de silicium, et des conduc- teurs métallisés 142a et 142b contactent la surface de la région de base 106. Une région de contact du type N+ 112 est également placée sur la poche enfouie 108 à la surface de la couche épitaxiée, pour former un contact électrique avec le matériau épitaxiée 102, qui forme le collecteur du transis- tor Q1 et la base du dispositif Q2. Une seconde région de contact du type N+ 114 est placée latéralement par rapport à la première région de contact pour produire un contact électrique avec la région de base épitaxiée du dispositif Q2. Des conducteurs métallisés 144a et 144b forment un contact avec les régions 112 et 114, respectivement, à la surface de la couche épitaxiée. La région d'émetteur du type P+ du dispositif Q2 est centrée entre les régions de contact de base 112 et 114. Un conducteur métallisé 146 forme un contact avec la région d'émetteur 116 à la surface de la couche épitaxiée. Le substrat 100 du type P forme le collecteur du dispositif Q2 La poche enfouie du type N+ sous-jacente au transis- tor Q1 améliore la conductivité de ce transistor en rédui- sant la résistance du trajet de courant de collecteur entre les régions d'émetteur et de base 110 et 106 et la région de contact de collecteur 112 du transistor. Il n'y a cependant aucune poche en dessous du dispositif Q2, car la conductivité de la couche épitaxiée doit être maintenue aussi faible que possible, et ne doit être augmentée de façon réglable que par la modulation de résistivité résul- tant de l'écoulement de porteurs injectés dans la couche épitaxiée de la région d'émetteur 116 du type P+ et des régions de contact de base du type N+ 112 et 1140 Le courant de réglage du dispositif Q2 est appliqué au conducteur métallisé 146, et il établit un écoulement de courant émetteur-collecteur dans le dispositif, de la région d' émetteur du type P+ au collecteur du substrat comme cela est indiqué par les flèches 120. Le courant de réglage qui est appliqué à la région d émetteur du type Pu- établit une polarisation directe dans la région émetteur- base de Q2, contenant la région d'émetteur 116 du type P+, la région de base épitaxiée 102 et les régions de contact de base 112 et 114 du type N+ . La polarisation directe pro-voqu.e une injection de porteurs dans la région épitaxiée 102. Les électrons sont injectés dans la couche épitaxiée 102 des régions 112 et 114 du type N+ et des trous sont injectés de la région 116 du type P+. Ces porteurs se diffusent dans la couche épitaxiée comme cela est indiqué par les flèches 122 et 124, leur concentration diminuant avec la profondeur dans lacouche épitaxiée du fait d'une recombi- naison. Les porteurs injectés modifient la conductivité de la région du matériau épitaxié qui sépare les régions du type P+ et du type NT+; de cette façon, la densité des porteurs est utilisée pour régler la résistivité de la couche épitaxiée de la jonction émetteur-base, et la résistivité chute tandis que la polarisation directe et la densité des porteurs injectés augmentent. Inversement, tandis que la polarisation directe est réduite vers zéro, la densité de charge stockée décline et la résistance de la jonction émetteur-base augmente. A une polarisation nulle, l'impédance de la jonction émetteur-base atteint sa valeur maximum, qui est limitée par la capacité de jonction du dispositif. Par conséquent, à une polarisation nulle, la jonction base- émetteur devient un condensateur. Iavaleur de lacapacité est faible, du fait de la grande séparation des régions du type P+ et du type N+ par la couche épitaxiée intermédiaire. Quand une polarisation directe donnée a été établie dans la jonction base-émetteur de Q2, une condition stable est déterminée. A l'état stable, le courant continu émetteur-base est sensiblement uniquement le courant nécessaire pour remplacer les porteurs perdus par recombinai- son. Il y a trois mécanismes majeurs de recombinaison dans la jonction émetteur-base: une recombinaison en masse des porteurs avec des impuretés dans la couche épitaxiée, une recombinaison de surface aux limites supérieure et inférieure de lc: couche épitaxiée, et une recombinaison d'interface à l'interface de la région épitaxiée-et des régions du type N+ . Le temps moyen requis pour que les porteurs se recombinent est défini comme durée de vie des porteurs t. L'équation de continuité de charge pour la jonction émetteur-base peut ainsi être exprimée par dQ Q I = nt- + (1) o I est le courant de polarisation directe, dQ/dt est la charge stockée résultant des porteurs injectés qui n'ont pas encore été recombinés, et Q/T est le taux de recombi- naison. Le courant de polarisation directe I de l'équation (I) se compose à la fois d'un terme en courant continu et d'un terme en courant alternatif, ce dernier terme étant fonction du signal en courant alternatif qui est appliqué à Q2', tel que celui qui est appliqué par Q1 sur la figure 1o Le courant total I est alors exprimé par: I = IC.C. + IC. A. coswt (2) oCO est la fréquence du signal appliqué en radians par seconde. Par la définition de la conductance G et les mobilités des électrons et des trous- Me et uh, on peut trouver, de l'équation (2),que la conductance de la couche épitaxiée du dispositif est donnée par l'expression: 0 IC. AC (Fe + h) IC+ A(1e + Ph)Tcos(wt+) G = IC.Co(e + =h) 2 w2 [(î+(CrT)2 1/2 (3) o W est la longueur de la couche épitaxiée qui sépare les régions du type N+ et du type P+ de Q2. Il est souhaitable que la résistivité ( qui est l'inverse de la conductance G) du dispositif Q2.dépende principalement du courant continu de polarisation et soit relativement indépendante du courant alternatif. Au côté droit de l'équation (3), le premier terme est le terme en courant continu et le second terme est le terme en courant alternatif. Si le termeen courant alternatif contribue de façon importante à la conductance totale (c'est-à-dire s'il est supérieur à 20 % du terme en courant continu), la résistivité du dispositif Q2 est modulée en courant alternatif, variant en fonction de la fréquence du cos (W t+;) du signal en courant alternatif qui est appliqué au dispositif. Cette modulation en courant alternatif de la résistivité provoque une distorsion harmonique non souhaitable des signaux en courant alternatif qui sont appliqués à Q2. Quand le terme en courant continu prédomine, la conductance du dispositif, et par conséquent sa résistance, dépendent principalement du courant ontinu, et ne peuvent varier de façon importante avec le temps en fonction du signal en courant alternatif appliqué. On peut voir que le terme en courant alternatif de l'équation (3) sera réduit de façon importante quandot dans le dénominateur du terme en courant alternatif sera bien supérieur à 1. Si l'on a St bien supérieur à 1, le dénominateur du terme en courant alternatif est réduit à V2 0 r (4) On peut voir maintenant que le dénominateur du terme en courant alternatif est supérieur au dénominateur du terme en courant continu (w) par le facteur W T, et l'impor- tance du termeen courant alternatif est réduite en augmentant le facteur Q t. Une autre façon d'analyser l'équation (3)consiste à indiquer l'inégalité souhaitée Terme C.C. > Terme C.A. (5) Cette inégalité peut être simplifiée pour l'équation (3) en utilisant l'expression (4) comme dénominateur du terme en courant alternatif, en annulant lestermes t qui apparaissent à la fois au numérateur et au dénomi- nateur du terme en courant alternatif et en omettant les termes (y e + h) et W2 qui apparaissent dans les mêmes positions respectives des deux termes. Avec ICA représentant un courant alternatif variant dans le temps, la fonction cos (Wt + 3) variant dans le temps peut également être négligée, et l'inégalité (5) peut être exprimée par IC.t7 'C.A. (6) 2 Tf o f est la fréquence du signal appliqué en courant alternatif et 2,rf = M. L'inégalité (6) sera en général satisfaite avec T bien supérieur à 1/2Âf. De plus, si IC C est supérieur à I'CA _l'inégalité est encore mieux matérialiséeo On IC.A. t.. notera que quand r est bien supérieur à 1/2 Af, 0,C est nécessairement bien supérieur à 1, ce qui est le même résultat que celui obtenu cidessuso La durée de vie ds porteursr des expressions ci-dessus peut facilement être trouvée à partir d'une mesure empirique du temps de stockage de récupération inverse, ts, de tout dispositif du type Q20 Un circuit d'essai pour obtenir cette mesure est illutré sur la figure 4o En faisant cette mesure, la jonction émetteur-base de Q2 est polarisée en direct par un courant IF jusqu'à ce qu'il existe une condition stable. Le courant est alors rapidement inversé à une valeur IR' Immédiatement après inversion, le courant IR est maintenu à l'émetteur de Q2 par un écoulement de charge stockée retournant à la région d'émetteurde la région épitaxiéeo Cependant, pendant cette période initiale, la densité des porteurs à la jonction de et ds couche épitaxie chute, et continue à chuter pendant un temps défini par le temps de stockage ts S 2481,540 Quand la densité des porteurs à l'interface de la région P+ et de la couche épitaxiée atteint zéro au temps ts, une couche d'épuisement polarisée en inverse commence à se former. Avec la densité des porteurs à la jonction égale à zéro, le courant inverse IR ne peut plus être supporté, et la tension à la jonction s'accu- mule rapidement vers une condition d'état stable en polarisation inverse. L'accumulation de tension est retardée par le temps requis pour charger la capacité d'épuisement et extraire le restant des porteurs précécbmment injectés dans la couche épitaxiée sous une polarisation dàrecte. Le temps requis pour que la tension s'accumule jusqu'à % de sa condition à l'état stable en polarisation - inverse est défini par le temps de récupération tr. Le courant dans Q2 est représenté par la forme d'onde sur la figure 5. La relation entre le temps de stockage t et la durée d.e vie des porteurs T est ts/, = in [1 + (I'F/IR), (7) quand IF est égal à IR, cette équation se réduit à t = 1,44 t5 (8) Un dispositif du type Q2 a été construit comme indiqué sur les figures 2 et 3 ayant un espace W de 20/. et une résistivité de couche épitaxiée de 1, 50Q2 -cm. La durée de vie desporteurs T du dispositif a été mesurée en utilisant la technique de récupération inverse ci-dessus décrite. Pour des courants égaux de polarisation directe et inverse de 3mA, on a obtenu un temps de stockage ts de 45 ns. En utilisant l'équation (8), on a trouvé que la durée de vie des porteurs c était de 65 ns. On peut voir que la valeur de 56 ns pour t satis- fait à la condition *nécessaire pour réduire l'importance du terme en courant alternatif de l'équation (3) pour les fréquences intermédiaires typiques de télévisions NTSC de l'ordre de 45 MHz. A cette réfréquence = (2,83 x 108 rad./s.) ( 65 x 10-9 s:) = 18,4 qui est considérablement supérieur à 1. L'inégalité (6) est de même satisfaite car - 65 x 10-9 s: ce qui est supérieur à 1/2, f = 3,5 x 10 9 s. Par ces résultats, on peut voir que la conductivité et par conséquent la résistivité du dispositif construit sont presque totalement fonction du courant continu de polarisation. La contribution minimale du terme en courant alternatif assure qu'il n'y aura sensiblement pas de distorsion harmonique créeepar la modulation en courant alternatif de la résistivité du dispositif. L'espace W de la couche épitaxiée de 20 y dans l'exemple illustré a été obtenu en équilibrant les considérations de gamme de réglage d'impédance et de nécessités de courant alternatif et continu. L'augmentation de la séparation W augmentera la résistance du dispositif pour un courant continu donné de polarisation. Afin de polariser le dispositif pDur cb feUesvaleurs de résistance, il faut un courant continu de polarisation plus importante que dans le cas d'un espace W plus étroit, ce qui n'est généralement pas souhaitable. Par ailleurs, une séparation W diminuée aura pour résultat une plus faible résistance pour un courant continu donné de polarisation. Cela forcera le dispositif à présenter une plus faible résistance aux signaux appliqués en courant alternatif, et par conséquent il sera conducteur d'un courant alter- natif plus élevé, ce qui n'est généralement pas souhaitable non plus. L'espace de 20 p a été choisi pour permettre un ordre de grandeur de variation d'impédance pour une gamme de courant continu de polarisation relativement faible de zéro à 2 mA. Les impédances de la gamme sont suffisamment élevées pour provoquer une conduction de faible courant alternatif afin que l'expression de l'inégalité (6) soit encore mieux matérialisée par une valeur de IC.A réduite en comparaison au courant de polarisation Ic.c., comme on l'a décrit ci-dessus. De eus, il est souhaitable de maintenir l'espace W -au moins égal ou supérieur à la longueur de diffusion des porteurs de la région épitaxiée. La longueur de diffusion des porteurs estla distance moyenne parcourue par les porteurs injectés avant qu'ils ne se recombinent, et elle est donnée par l'expression LD| - Min. o D est la constante de diffusion ambipolaire pour le matériau épitaxié. Pour le silicium, D est de l'ordre de 26 cm /s. Pour une valeur 'r de 65 ns, la longueur de diffusion desporteurs LD est par conséquent de l'ordre de 13 x 10-4cm. Cela peut être comparé favorablement à l'espace de 20 p, qui est de 20 x 10-4 cm. Quand la valeur de W est inférieure à celle de LD, les trous injectés de la région P+ ont une durée de vie suffisante pendant laquelle ils se dépacent à travers la région épitaxiée et se recombinent à l'interface de la couche épitaxiée etbcb région du type N+. De même, les électrons injectés de la région N+ traverseront la séparation de couche épitaxiée et se recombineront à l'interface de la couche épitaxiée et de la région du type P+. Cette recombinaison accrue diminue la quantité de charge stockée dans la couche épitaxiée, ce qui réduit la durée de vie des porteurs, Ir Avec une valeur réduite de v le terme uX dans le terme en courant alternatif diminue, ce qui augmente la contribution du terme en courant alternatif à la conductance totale de la couche épitaxiée. Ainsi, une modulation en courant alternatif de la résistance de la couche épitaxiée augmente, provoquant des effets accrus de distorsions harmoniques dans les signaux appliqués en en courant alternatif. De plus, l'accumulation de la concentration des trous à l'interface de la région du type N+ et de la région épitaxiée donne des porteurs de trous accrus disponibles pour une recombinaison avec des électrons dans la région du type N+ en réponse aux signaux appliqués en courant alternatif. Une recombinaison accrue provoque un écoulement accru du courant de base et l'interface agit de plus en plus comme une jonction p-n de redressement, provoquant une distorsion harmonique dans les signaux appliqués. Ainsi, en maintenant la valeur de W supérieur à LD, la recombinaison à l'interface est réduite, et la performance de distorsions harmoniques du dispositif est en conséquence améliorée. Bien entendu, l'invention n'est nullement limitée au mode de réalisation décrit et représenté qui n'a été donné qu'à titre d'exemple. En particulier, elle comprend tous les moyens constituant des équivalents techniques, des moyens décrits, ainsi que leurs combinaisons, si celles- ci sont exécutées suivant son esprit et mises en oeuvre dans le cadre de la protection comme revendiquée. R E V E N D I C A T I 0 N S 1. Système à résistance réglée à utiliser avec un amplificateur de signaux,du type comprenant: une source de courant variable de réglage; et un transistor vertical du type PNP ayant une jonction base-émetteur qui présente une résistance, dont la grandeur est réglée' par ledit courant de réglage, caractérisé par un substrat semi-conducteur (100) en matériau semi-conducteur de conductivité du type P ayant une surface sensiblement plane; une première région localisée (102) en un matériau semi-conducteur de forte résistivité et de conductivité du type N ayant une faible concentration de modificateurs de conductivité dans-ledit substrat à proximité de sa surface et présentant une durée de vie donnée des porteurs; une seconde région localisée (116) en matériau semi- conducteur de conductivité du type P contenant desmodi- ficateurs de conductivité du type P ayant une concentra- tion supérieure à ladite faible concentration dans la région de forte résistivité à proximité de ladite surface, et reliée-pour recevoir le courant de réglage-de ladite source, ainsi un écoulement du courant de réglage dans ladite seconde région localisée injecte un écoulement de porteurs dans ladite région de forte résistivité (102); une troisième régbn localisée (112) en matériau semi- conducteur de conductivité du type N contenant des modificateurs de conductivité du type N ayant une concen- tration qui est supérieure à ladite faible concentration, et se trouvant dans ladite région de forte résistivité: (102), et séparée de ladite seconde région localisée (116) par une extension intermédiaire dudit matériau semi- conducteur de forte résistivité et du type N (102)-pour établir une distance de séparation entre lesdites troisième et seconde régions localisées qui est au moins aussi importante que la profondeur de pénétration-desdits porteurs injectés à ladite durée de vie donnée des porteurs, et o ladite jonction base-émetteur contient ladite troisième 4 8 1 54 0 région localisée (112), ladite extension intermédiaire de matériau du type N (102) et ladite seconde région localisée (116) et la résistance de ladite jonction base- émetteur est fonction de la densité desdits porteurs injectés dans ladite région de forte résistivité; et un moyen pour rendre le gain dudit amplificateur-(QI) sensible à des variations de résistance présentées par ladite jonction base-émetteur (112, 102, 116). 2. Système selon la revendication 1,caractérisé en ce que l'amplificateur précité comprend un transistor amplificateur ayant des électrodes de base, d'émetteur et de collecteur pour amplifier des signaux en courant alternatif occupant une gamme donnée de fréquences; en ce que la durée de vie précitée donnée des porteurs est supérieure à la période de toute fréquence de ladite gamme et en ce que la troisième région localisée précitée est reliée à l'une desdites électrodes dudit transistor amplificateur (Q1) et comprend une région de contact de base pour le transistor du type PNP (Q2) précité. 3. Système selon la revendication 2,caractérisé de plus par une quatrième région localisée (114) de conductivité du type N placée dans la première région localisée (102) précitée et séparée de la seconde région localisée (116) précitée par une extension de ladite première région localisée (102) , ladite quatrième région (114) contenant des modificateurs de conductivité du type N ayant une concentration supérieure à la faible concentration précitée, et en ce que la seconde région localisée (116) est placée entre les troisième (112) et quatrième (114) régions. 4. Système selon la revendication 3,caractérisé de plus par un conducteur à faible impédance (144) relié entre les troisième (112) et quatrième(114) régions localisées précitées, ledit conducteur comprenant une électrode de base du transistor vertical du type PNP précité (Q2). 5. Système selon la revendication 2,caractérisé en ce que la première région localisée précitée (102) fait partie d'une couche épitaxiée de conductivité du type N qui forme Z481540 une interface avec le sbstrat semi-conducteur précité, la couche épitaxiée précité ayant une surface sensible- ment plane; et en ce qu' une quatrième région localisée (108) de conductivité du type N est placée dans ledit substrat à proximité de l'interface et contient des modificateurs de conductivité du type N; une cinquième région localisée (106) de conductivité du type P est placée dans la couche épitaxiée entre ladite surface plane et ladit quatrième région localisée (108); une sixième région localisée (110) de conductivité du type N est placée dans ladite cinquième région localisée à proximité de la surface plane et contient des modificateurs de conductivité du type N; ladite troisième région localisée (112) étant placée dans la couche épitaxiée entre ladite surface plane et ladite quatrième région localisée, ladite sixième région localisée (110), ladite cinquième région localisée (106) et ladite couche épitaxiée (102) formant des régions d'émetteur, dé base et de collecteur du transistor amplificateur, et ladite troisième région (112) formant également une région de contact de collecteur du transis- tor amplificateur; et en ce que les signaux en courant alternatif apparaissent amplifiés à la région de contact de collecteur (112), le degré d'amplification étant- réglé par un courant continu de réglage provenant de la source de courant variable (10) précitée pour provoquer une injection de porteurs dans l'extension de la couche épitaxiée à partir de ladite seconde région (116) pour régler de façon variable l'impédance de l'extension de la couche épitaxiée et le degré d'amplification du signal en courant alternatif. 6. Système selon la revendication 5, caractérisé par une septième région localisée (114) de conductivité du type N qui est placée dans la couche épitaxiée (102) entre la surface plane et le substrat, et qui est reliée à ladite troisième région localisée par un conducteur de faible impédance (144), ainsi ladite seconde région localisée (116) est placée entre les troisième (112) et septième (114) régions localisées. 7. Système selon l'une quelconque des revendications ou 6,caractérisé en ce que la quatrième région localisée (108)précitée est placée entre le substrat et les cinquième (106), sixième (110) et troisième (112) régions localisées précitées à l'exclusion de la seconde région localisée (116) précitée. 8. Système selon la revendication 5, caractérisé en ce que le produit de la durée de vie donnée des porteurs précités et de la plus faible fréquence de la gamme donnée de fréquencesest supérieur à 1. 9. Système selon la revendication 5, caractérisé en ce que le signal en courant alternatif amplifié provoque un écoulement de courant alternatif dans l'extension de la couche épitaxiée précitée qui a une valeur de crête qui est fonction de la grandeur de la résistance réglée, et en ce que le courant continu de réglage à une grandeur qui est supérieure à ladite valeur de crête du courant alternatif.