FR 2485856 A1 19811231 FR 8115707 A 19810813 La présente invention concerne un système d'acquisi- tion de données contr8lant et commandant un ensemble d'entrées de données analogiques, à distance, à partir d'un poste central, pour les utiliser sous forme numérique dans un ordinateur. Le brevet U.S 3.530.458 concerne une installation comportant un oscillateur central et un compteur pour fournir un état de comptage lié aux entrées analogiques mutiplexées pour des mesures ponctuelles, des réductions de bruit, un gain numérique et un calibrage à 0, le tout étant commandé par un ordinateur. Le brevet U.S 4.068.306 décrit une installation de commande à calculateur consistant à appliquer les signaux de référence locale pour le calibrage ainsi qu'une entrée analogi- que à l'intégrateur local pour dériver un état de comptage utilisé par un calculateur en combinaison avec d'autres états de comptage obtenus par multiplexage d'un ensemble de points de mesure distincts. Il est également connu selon le brevet U.S 3.916.173 de faire des corrections d'échelle et de zéro (tarage) à l'aide d'un calculateur sur plusieurs canaux de mesure de signaux d'entrée analogique pour assurer une mise à zéro passive. Les trois documents mentionnés ci-dessus montrent qu'il est avantageux de faire un traitement numérique à l'aide d'un ordinateur pour assurer le contrôle et la commande de plu- sieurs canaux de mesure d'entrée analogique, distincts, réglés en particulier pour corriger le décalage et le calibrage (tarage) ainsi que les mesures. Néanmoins, les solutions proposées par l'art antérieur ne permettent pas d'utiliser au maximum, l'avantage d'un tel calculateur centralisé. La présente invention a pour but de centraliser les fonctions de commande et de temps à l'aide d'un ordinateur dans un système d'acquisition de données multiplexées, par calcul, de façon à réduire considérablement les besoins en équipements locaux. Ainsi, en effectuant le maximum du traitement des mesu- res à la sortie des canaux de mesure, on réduit les conditions de fabrication des circuits et des composants au niveau des canaux. Cela permet d'utiliser des équipements moins coûteux installés aux multiples points de mesure sans diminuer en aucun cas la qualité des mesures. A cet effet, l'invention concerne une installation 2 2485856 du type ci-dessus, dans laquelle plusieurs canaux de mesure sont reliés à une horloge centrale par des transformateurs d'isolation distincts. L'horloge centrale fournit un signal de commande à chacun des convertisseurs continu-alternatif asso- ciés à chaque canal, les signaux de commande réglant le cycle de conversion au niveau du transformateur d'isolation corres- pondant. Le primaire fournit au secondaire un courant alternatif qui est redressé pour assurer l'alimentation en courant continu de l'unité de mesure associée à ce canal particulier. Pour convertir les données d'entrée analogique en un point de mesure, on utilise un convertisseur à équilibrage de charge tension- fréquence (V/F) qui est synchronisé par l'horloge centrale. Cette caractéristique est importante dans le contexte de la présente invention, car au niveau du secondaire du transformateur d'iso- lation, on peut commander avec précision l'instant du cycle de conversion à partir de l'horloge centrale; cela se fait de façon centrale et en parallèle pour tous les canaux. On utilise des composants CMOS formant des flip-flop (bascules bistables) pour la traduction des signaux logiques du cycle de conversion du convertisseur V/F. Ces composants en technique état solide sont commandés en cadence pour chaque demi-cycle de la tension alter- native. La transmission des données logiques par impulsions se fait en chargeant le secondaire du transformateur d'isolation par un condensateur de décharge. Une telle transition abrupte provoque une poussée de courant du c8té du primaire; cette poussée est détectée et amplifiée par un transistor qui génère une impulsion qui indique que l'état de comptage du convertis- seur V/F correspond à l'instant exact du cycle et ainsi à l'horloge centrale. Ce chargement du secondaire du transformateur d'isolation n'interfère pas avec l'alimentation alternative du primaire du transformateur. Suivant une autre caractéristique importante de l'invention, on a au moins trois entrées de données analogiques, possibles, à l'extrémité de mesure de l'unité- de mesure du canal. Une donnée d'entrée analogique est constituée par une tension de polarisation stable permettant de mesurer des grandeurs positives et négatives avec une grandeur mesurée, connue. La seconde donnée d'entrée analogique est une autre tension stable utilisée avec la tension de polarisation comme seconde grandeur mesurée, connue. La troisième donnéed'entrée analogique est le 248 856 s3idéal au point de mesure. Le multipleXeur constitué par les compcsants CHOS est associé à un compteur en anneaux à trois étages pour la sélection successive dans le tempsc des trois données d'entrée analogique. Le signal de cadence de l'unité S centrale est utilisé par l'intermédiaire du transformateur d'isolation pour que le multiplexeur passe à l'étage suivant. Cette cadence se fait en interrompant l'alimentation alternative du primaire, essentiellement en arrêtant la commande en cadence du, convertisseur de puissance continue-alternativee c'est-à-dire de l'interrupteur qui lui correspond. Cette interruption est traduite à la sortie de l'étage redresseur de l'alimentation de puissance continue, au ni-veau du secondaire du transformateur d'isolation en un signal de transition logique équivalent à une impulsion de cadence fournie au multiplexeur. Ainsi, pour chaque étage multiplexeur le système, d'acquisition de données selon l'invention transmet par le transformateur d'isolation du canal choisi, une série d'impul- sions reçues et enregistrées dans un compteur correspondant. Les états de comptage sont traités comme des données numériques par le calculateur central qui effectue la correction de décalages le calibrage, le réglage de l'échelle et le traitement des données mesurées. De façon préférentielle, tous les canaux et les transformateurs correspondants, ainsi que les unités d'alimen- tation de puissance continue sont montés sur une plaquette commune à l'horloge centrale et à l'unité de traitement des données numériques sous la forme d'un microcalculateur. Cette plaquette globale présente toutes les caractéristiques avanta- geuses de l'invention. Elle est compacte et légère; les compo- sants peu coûteux sont prévus dans les différents canaux. Les conditions relatives à la précision et la sophistication con- cernent uniquement l'horloge centrale et le microcalculateur. Un tel système d'acquisition de données peut se brancher facile- ment comme tout système dans un système général de commande et de calcul pour la commande générale du procédé, avec autant de points de mesure que de canaux et générant des signaux d'ordre liés à la commande du procédé. De façon gériérale, l'invention concerne un système d'acquisition de données à multiplexage pour dériver des don- nées numériques d'un processeur central en liaison avec plusieurs 4 2485856 points de mesure de données analogiques à distance, dans des canaux en parallèle, le système comportant plusieurs convertis- seurs tension/fréquence (V/F) analogues, chacun étant associé localement à un point de mesure, une horloge centrale associée au calculateur donnant un signal de cadence et un ensemble de transformateurs d'isolation, identiques, assurant la liaison entre le calculateur et chacun des convertisseurs et le point de mesure correspondant, chacun des convertisseurs V/F ayant un cycle de conversion et pouvant travailler suivant plusieurs modes de fonctionnement au choix, le calculateur choisissant l'un des points de mesure et le convertisseur V/F correspondant pour commander le cycle de conversion de ce convertisseur à l'aide du signal de cadence par l'intermédiaire du transforma- teur d'isolation. La présente invention sera décrite plus en détail à l'aide des dessins annexés, dans lesquels: - la figure 1 est un schéma d'un convertisseur analogique/numérique correspondant à un mode de réalisation de l'invention, et qui est monté dans l'un des différents canaux de mesure d'un système d'acquisition de données indiqué à titre d'exemple. - la figure 2 montre les courbes des cycles de conversion du convertisseur A/D de la figure 1. - la figure 3 représente un circuit caractéristique d'un convertisseur A/D de la figure 1 selon un mode de réalisa-+ tion préférentiel de l'invention. - la figure 4 montre les courbes de fonctionnement du flip-flop de la figure 3. - la figure 5 montre deux fonctions de transfert linéaire utilisées par le microcalculateur du système d'acquisi- tion de données de la figure 1, pour calculer de façon récur- rente la donnée numérique correcte représentant la donnée analogique d'entrée, après calibrage et mise à l'échelle dans chacun des différents canaux de mesure en parallèle. Selon la figure 1, une unité centrale 200 comprend un microcalculateur 49, un ensemble de compteurs 48 et une hor- loge centrale 45 pour contrôler et commander N canaux de mesure, branchés en parallèle. Chaque canal de mesure se compose comme cela est représenté pour le canal O 1, une unité de mesure 100 et une alimentation de puissance 101 couplées par un transforma- 2485856 teur d'isolation T. Une source de tension de courant continu Vp est reliée à un onduleur (ou convertisseur continu/alternatif) 42 sous la commande d'un signal de cadence fourni par l'horloge de l'unité centrale 200 par l'intermédiaire de la ligne 43. Il en résulte que le primaire P du transformateur T est excité par un courant alternatif à la fréquence du signal de cadence. Le secondaire S du transformateur T de l'unité de mesure-100 est redressé par le redresseur R1 de façon à fournir aux lignes 41, 41' des tensions continues respectivement égales à V+ et V-. Dans l'unité de mesure 100, il y a un multiplexeur 50 qui répond par la ligne d'entrée 1 au signal d'entrée analogique Vx fourni par le transducteur TD1 du point de mesure, ce transducteur peut être un thermocouple ou tout autre capteur analogique. Une tension de polarisation VB est appliquée à la ligne 2; une tension de référence V," est appliquée à la ligne REF 3; cette tension est fournie par une source de tension stable SVS. Le multiplexeur 50 est commandé par la ligne 51, comme cela sera décrit, pour fonctionner progressivement comme un compteur en anneau et arriver dans l'un des trois états successifs défi- nis par les lignes 1, 2, 3. Il en résulte qu'à la sortie 10 on dérive une tension représentant l'unedes trois tensions possi- bles Vx, VB, VREF suivant la phase de fonctionnement du multi- plexeur 50. La tension de la ligne 10 est appliquée à l'entrée non inversée d'un amplificateur opérationnel OA1 dont l'entrée inversée est à la masse. La sortie de la ligne 8 est un signal préamplifié, Vi. Le signal Vi est appliqué comme signal d'entrée par la résistance Ri à un convertisseur tension/fréquence V/F 60. Le convertisseur 60 fournit en sortie sur la ligne 36 une série d'impulsions qui sont comptées par l'unité centrale 200 pendant l'intervalle de temps de mesure, prédéterminé, T de façon à donner une caractéristique de comptage correspondant en amplitude au signal analogique Vi. Le convertisseur V/F 60 se compose d'un circuit d'équilibrage de charge comprenant une source de courant cons- tant CCS, un commutateur SW1 pour mettre en circuit la source CCS, un intégrateur INT répondant au noeud J1 et une ligne 32 pour le signal d'intensité Ii, et un courant constant Icc de la source de courant CCS ainsi qu'un interrupteur SW1 lorsque ce dernier est fermé. L'intégrateur INT donne une rampe qui descend en-dessous d'un seuil pendant la charge sous le signal Ii, puis 6 2485856 remonte de l'intensité ICc+Ii lorsque l'interrupteur SW1 est fermé par l'intermédiaire d'un flip-flop FF. La montée de la rampe est déterminée par le signal de cadence qui ouvre de nou- veau l'interrupteur SW1 par l'intermédiaire du flip-flop FF. Le cycle se répète avec une rampe qui descend d'abord. Le fonctionnement du convertisseur V/F 60 découle le plus clairement de l'interaction du flip-flop FF, de l'inté- grateur INT, de l'interrupteur SW1 en examinait les courbes de la figure 2. Selon la figure 2, les courbes (a)... (f) repré- sentent respectivement: 1) La fonction de rampe de l'intégrateur INT en fonction de la tension V1 lorsque l'interrupteur SW1 est ouvert (parties de droite QA, BC, DE, FG de la courbe (a), et en fonc- tion de l'intensité I +I lorsque l'interrupteur SW est fermé cc i i (partie linéaire AB, CD, EF, GH de là courbe (a). 2) La courbe (b) est le signal de l'interruption qui commande le multiplexeur 50. 3) La courbe (c) indique la remise à l'état initial du multiplexeur après un certain temps. 4) La courbe (d) est le signal de cadence appliqué par l'intermédiaire de la ligne 23 à la broche de cadence du flip-flop FF. ) Le comptage de tous les compteurs 48 en parallèle est autorisé pendant l'intervalle de temps fixe T défini par la courbe (e). 6) La courbe (f) indique l'état de comptage obtenu par un train d'impulsions dérivé de la broche Q du flip-flop FF ce-. -la ligne 36. Ces impulsions correspondent aux pics inférieurs A, C, F de la courbe (a). Suivant la technique d'équilibrage de charge d'un convertisseur tension/fréquence, on charge progressivement un condensateur de l'intégrateur=NT à l'aide du signal Ii. L'in- tégrateur se développe suivant une rampe dont la pente est une fonction du signal Vi jusqu'au passage d'un seuil. Ce passage est reconnu seulement par le circuit, lorsqu'il reçoit un signal de cadence (courbe d) . Lorsque cela se produit (au point A sur la courbe (a)) pour la ligne 23, la cadence fait apparaître la donnée sur les broches Q et Q du flip-flop. Il en résulte que, dans la ligne 36, l'état Q apparait comme l'une des impulsions de la courbe (d) et par la ligne 34 la broche Q -me% t! era!'in'errupteur SWl3 c'est-àdire que lUintensiti 1CC est appliquée au noeud J1 et a la ligne 32 C'est pourquoi lint&grateur a une courbe qui part du point A et dont la pente est défini.e par ii-.-Ce en eétant toutefois dominéee par o C Le point de fonctionnement traverse de nouveau le seuil. Lorsque le signal de cadence suivant se produit sur la ligne 230 lDin- terrupteur 'W1 est ouert. La courbeSsse autour du point B0 puis commence un nouveau cycle. Dans l'exemple de la figure 2. et pour la durée de l'intervalle Tp on dérive trois impulsions sur la ligne 36 à partir du flip-flop FF pour les enregistrer dans les compteurs 48. L'état de comptage égal à 3 est proportionnel à l'amplitude de la tension Vi appliquée pendant l'intervalle T. Dans le premier état du multiplexeur 50, on applique un signal d'entrée analogique d'amplitude V - le nombre des impulsions caractérise l'amplitude V X. Lorsque le signal d'entrée analogique varie pendant les intervalles de temps de mesures successives T, le convertisseur V/F donne sur la ligne 36 un nombre variable correspondant d'impulsionso Il sera expliqué ultérieu- rement à l'aide de la figure 3 comment on génère le signal de déclenchement de la ligne 51 vers le multiplexeur 50 et le signal de cadence 23 vers le flip-flop FF et comment on syn- chronise ces signaux à l'aide de l'horloge centrale 45 en four- nissant en sortie un signal de cadence sur la ligne 430 Il sera également expliqué à l'aide de la figure 3 comment on fournit sur la ligne 36 et à l'aide du flip-flop FF un train d'impul- sions pour le transmettre à travers le transformateur d-'isola- tion T pour l'appliquer à la ligne 46 et dériver un état de comptage de l'un des compteurs autorisés 48 de l'uniré centrale 200. Dans un but de simplification, la figure 1 montre schéma- tiquement les fonctions précédentes représentées par des blocs de la manière suivante: Le signal d'horloge de la ligne 43 provenant de l'horloge centrale 45 commande l'onduleur 42 pour générer un courant alternatif passant par le primaire P du transformateur T. Un redresseur R1 branché entre les lignes L1, L2 aux bornes du secondaire S, transforme le courant alternatif en un courant continu, sous les potentiels V+ et Vappliqués aux lignes L' et LI2 pour l'unité de mesure lOOo De façon caractéristique, les tensions V+ et V- sont respectivement égales à +12v et -12v. La ligne L2 de courant alternatif au noeud J2 est reliée par la ligne L3 à un second redresseur R3 pour appliquer à la ligne 51 un signal de sortie, redressé, qui est normalement appliqué à la porte de commande du multiplexeur 50. Pour déclen- cher le multiplexeur 50 à partir de l'unité centrale et le faire passer à l'état suivant le microprocesseur 49 crée une interrup- tion dans le signal d'horloge (non représentée). Lorsque-cette interruption se produit, l'onduleur 42 n'est plus commandé et la tension redressée de la ligne 51 chute. On suppose toutefois que la constante de temps du circuit R1 par opposition à la constante de temps du circuit R2 est suffisamment plus grande pour qu'il n'y ait pas d'influence sur les lignes L'1, L'2, car cela couperait l'alimentation de l'unité de mesure 100. Dans cette hypothèse, la courte interruption du signal de cadence de la ligne 43 provoque une brusque transition dans la ligne 51; cette variation est utilisée par le multiplexeur 50 pour passer à l'étape suivante. De cette façon, par des interruptions suc- cessives du signal de cadence de la ligne 43, interruptions qui sont successives et qui sont choisis dans le temps, le micro- calculateur peut faire travailler le multiplexeur à la manière d'un compteur en anneaux en passant par des étages successifs, c'est-à-dire pour faire passer dans la ligne 10 les tensions Vx, VB et VREF En tenant compte de la cadence du flip- flop FF au noeud J3 sur la ligne L1 du secondaire S du transformateur, on dérive un signal synchrone sur le courant alternatif induit par le primaire puis par le signal de commande, de' l'ondulateur sur la ligne 43. C'est pourquoi, le flip-flop FF est en fait mis à l'état et remis à l'état initial en synchronisant le signal de cadence 43 par l'horloge centrale 45. Le train d'impulsions émis par le flip-flop FF et passant par la ligne 36 est appliqué à la porte de l'interrupteur SW2 en parallèle sur le condensateur C Le condensateur C est en série sur la diode D2 entre le noeud J4 de la ligne L2 du secondaire S et la masse. Lorsque l'interrupteur SW2 est ouvert, le condensateur C2 est chargé par le secondaire S par l'inter- médiaire de la diode D2. Lorsque l'interrupteur SW2 est fermé, le condensateur C2 se décharge rapidement. C'est pourquoi chaque fois qu'une impulsion de la ligne 36 ferme l'interrup- teur SW2, ce qui se produit à une alternance du signal de a 9 2485856 cadence, à l'alternance suivante le condensateur C2 se charge par diode D2, ce qui charge brusquement le secondaire S du transformateur d'isolation T. Il en résulte une poussée de courant qui apparait sur le 2rimaire. Le détecteur DT couplé sur le primaire P transforme cette poussée d'intensité en une impulsion qui est appliquée à la ligne de comptage 46 du comp- teur correspondant 48. La description ci-dessus de la structure et du fonctionnement du canal # 1, faite en relation avec l'unité centrale 200 montre que lorsque le multiplexeur 50 est dans un état donné, par exemple l'état # 1, en général lorsque la ten- sion Vx de la ligne 1 apparaît comme Vi sur la ligne 8, l'inté- grateur INT assure le comptage sur la ligne 33 d'un nombre d'impulsions correspondant à l'amplitude du signal V x pendant l'intervalle de temps de mesure du convertisseur V/F 60. Lors- qu'une telle impulsion est générée, le flip-flop FF provoque l'apparition d'un nombre correspondant de poussée d'intensité- dans le primaire par l'intermédiaire de la ligne 36 et l'inter- rupteur SW2 par l'intermédiaire du transformateur T. Ces pous- sées de courant sont détectées par le circuit 46 et sont stabi- lisées pendant l'intervalle de temps de mesure T à l'aide du - compteur correspondant 48 de façon à donner un état de comptage CX. De même lorsque le multiplexeur est dans son second état, c'est-à-dire lorsque la tension VB est appliquée à la ligne 2 et apparaît comme tension Vi sur la ligne 8, le m9me compteur 48 correspondant totalise l'état de comptage CB. Cet état de comptage C correspond à la tension connue V. La m9me opéra- B B tion se fait avec la tension connue VREF donnant l'état de a REF Lorsqu'on fait une mise à zéro automatique pour calibrer un convertisseur A/D, en pratique on règle l'entrée analogique à la tension nulle pendant la durée de l'opération de test. Etant donné les erreurs propres au circuit, on a une valeur de décalage comme état de comptage; cette grandeur doit être prise comme décalage de toute mesure dérivée du signal d'entrée analogique réel. Or comme on veut pouvoir mesurer un signal négatif aussi bien qu'un signal positif, il est intéres- sant d'utiliser une tension de polarisation. Le circuit de la figure l, qui sera décrit ci-après à l'aide de la figure 3, donne une tension de polarisation positive VB sur la ligne 2 appliquée à l'amplificateur opérationnel GAî. C'est pourquoi, lorsque le multiplexeur est dans son premier état ou état de mesure sur la ligne l, l'amplificateur opérationnel OA1 voit la tension V X VB. Lorsque le multiplexeur 50 est déclenché et se trouve dans son troisième état, c'est-à-dire pour traduire la tension VREF de la ligne 3 à la ligne 10 et qu'un courant CREF est dérivé, comme la tension VREF est fournie par une source de tension stable SVS, l'état de comptage CREF constitue une gran- deur fiable que l'on peut utiliser de façon répétée sous la forme de l'état de comptage CB pour chaque cycle d'essai. Ainsi, après avoir faire les essais, le multiple- xeur 50 étant dans son second et dans son troisième état, les tensions VB et VR transformées comme tension Vi sur la ligne 8 ont entraîné des états de comptage CB et CREF qui sont reçus successivement par le transformateur d'isolation T sur l'un des compteurs 48. Les états constants C. et CREF sont utilisés pour calibrer directement et assurer la concordance d'échelle de toute mesure de la tension V en donnant un état de comptage CX, réglé à ce qui serait une grandeur absolue. De façon plus générale, chaque impulsion dans la ligne 36 est transmise par le transformateur d'isolation T et est reçue par l'un des compteurs 48 lorsque celui-ci est auto- risé à accumuler un état de comptage représentatif de la ten- sion Vi. Il est clair que le convertisseur tension/fréquence du bloc 100 forme avec le compteur 48 correspondant de l'unité centrale 200 un convertisseur analogique/numérique (A/D). On a en parallèle un nombre N de tels convertisseurs A/D suivant le nombre N de canaux; les différents compteurs 48 de l'unité centrale accumulent en parallèle les états de comptage respectifs représentant les grandeurs de mesure ou d'essai Vi sur la ligne 8 des canaux respectifs. Tous les compteurs sont remis à l'état initial et sont autorisés, par une commande de porte fournie par le microcalculateur, au début d'un cycle de conversion. Lorsque les compteurs sont autorisés, ils comptent la grandeur V. dans les différents canaux en parallèle. A la fin de la période de mesure T, les portes des compteurs sont fermées pour que le microcalculateur puisse récupérer, enregis- trer et combiner les différents états de comptage. Comme indiqué précédemment, la grandeur Vi peut soit représenter Vx lorsque le multiplexeur est à l'état # 1, ou VB lorsque le multiplexeur est à l'état y" 2 ou encore VREF lorsque le multiplexeur est 11i 2485856 dans son troisième état. La caractéristique de comptage de ' peut 9tre dérivée par le convertisseur A/D de façon récurrente pour contr ler la variation V correspondant à un procédé indus- -triel auquel est associé un' canal particulier, pour en faire la correction de décalage et la mise à l'échelle, de temps à autres pour confirmer les grandeurs et supprimer d'éventuelles erreurs d es à la température, au décalage, etc, du circuit du canal particulier. Pendant de telles opérations d'essai, on obtient les états de comptage CB CEF par le compteur correspondant 48a à savoir l'état # 2 et a lêtat, 3 du multiplexeur 500 Ces résultats sont enregistres dans la mémoire REM du microcalcula- teur et sont conservés jusqu'à ce que ces informations soient rafra chies par une opération d'essai suivante, demandée par le microcalculateur en fonction du programme. Ces états de comptage CB et CREF sont utilisés pour confirmer que la grandeur CC est correcte pour l'état de comptage correspondant à létat Cy# dérivé par le compteur 48 pour la grandeur VO La figure 3 montre un mode de réalisation préféren- tiel d'un convertisseur A/D selon l'invention. Le multiplexeur 50 comporte un compteur diviseur à décades CT1 qui est un com- posant CMOS, réalisé en technique état solide g ce composant constitue un sélecteur d'état et un compteur en anneau, a savoir un compteur Johnson CMOS, comprenant trois composants J-FET 11, 12, 13 pour les trois états successifs. Le composant 11, réalise en technique état solide reçoit le signal d'entrée de la ligne 1 fourni par le transducteur, le thermocouple ou autre dispositif de mesure placé au point de mesure. Le compo- sant 13 en technique état solide, reçoit par la ligne 3 la tension de référence VREF dérivée d'une source de-tension stable SVS (2,5 volts). La tension de polarisation VB est appliquée par la ligne 2 à l'entrée S du composant 12, réalisé en technique état solide. La source de tension stable SVS est reliée par l'intermédiaire de la résistance R à un 4oeud JB commun aux entrées de canal en mode commun; ce point est relié à une extrémité de la résistance d'entrée R de la ligne 2 allant à l'entrée S du dispositif 12, ainsi qu'à une extrémte de la résistance RB. La source de tension stable SVS fournit ainsi une tension connue VB au noeud JB; une autre tension connue VREF est appliquée à l'autre extrémité de la résistance RB qui 12 2485856 constitue le noeud JREF; ce noeud JREF est commun à la résis- tance RE reliée à la masse par l'intermédiaire du conducteur 102 et à la résistance RC, reliée à la ligne 3 ainsi qu'à l'entrée S du composant 13. Ainsi au noeud JF', la source de tension SVS donne la tension connue VRE. Le potentiel négatif de la source de tension SVS est relié à la masse par les con- ducteurs 105 et 102. De façon caractéristique, la source-de tension stable SVS fournit +2,5 volts; les tensions VB et VRF sont de l'ordre de plusieurs millivolts. Lorsqu'on mesure VB, on ferme l'interrupteur 12 et une tension de polarisation positive VB est appliquée par les lignes 2 et 4 à l'entrée non inversée de l'amplificateur opéra- tionnel OA1. Pour mesurer le signal d'entrée Vx, inconnu, on ferme l'interrupteur 11 pour que le préamplificateur OA1 voit la tension appliquée entre l'entrée inversée et l'entrée non inversée, c'est-à-dire Vx = VB. Lorsque le multiplexeur 50 se trouve dans son troisième état, la tension VRF de la tension 3 est appliquée par l'intermédiaire de l'interrupteur 13, fermé, de la ligne 5 à l'amplificateur opérationnel OAk. Ces trois états aboutissentr comme cela a été indiqué, à des états de comptage distincts CBa &' CREF a la sortie du convertisseur A/D, c'est-à-dire du compteur 48 correspondant de l'unité cen- trale qui contient les états de comptage et les traits de façon numérique dans le microcalculateur 49. La commande du sélecteur 25. CT1 est effectuée à partir de la jonction J6 par la ligne %, la diode D1, la jonction J7 et la ligne 51 sur la broche de cadence du composant CT.l A chaque impulsion de déclenchement reçue par la ligne de communication, CT1 donne un signal de sortie déterminé séquentiellement par les broches Qo0 Q11 Q2 suivant une permutation circulaire. Ces broches sont reliées aux entrées G respectives des composants 11, 12, 13 qui à leur tour mettent en oeuvre les entrées correspondantes (par les lignes 1, 2, 3) pour recevoir les données et les fournir par les lignes 4, 5, 6 sous forme de données analogiques (figure 3). Le noeud J6 et la ligne CD sont reliés à l'anode de chacune des diodes R2 dont les cathodes sont reliées aux extrémités A et B du secondaire S du transformateur d'isolation dont la prise médiane M est à la masse. Les extrémités A et B sont également reliées aux anodes des diodes R qui ont en commun un noeud J5 relié à chacune des cathodes. Entre les noeuds J5(,) et J6, 13 2485856 on a une alimentation continue classique (L'1 à +12v, L'2 à -12v) avec un filtre passe-bas symétrique par rapport à la prise médiane M et des diodes Zener entre les lignes L',, L'2 respec- tives et la masse. Le transformateur d'isolation T est alimenté par le primaire P en courant alternatif généré par la commutation périodique de la masse de la source de tension Vp faisant partie de l'unité d'alimentation de puissance 101 La commutation est assurée par le dispositif 42 branché entre l'enroulement P et la masse par l'intermédiaire des résistances en parallèle R7, R8. Le noeud J13 entre le dispositif 42 et les résistances R7, Ra est relié à la base du transistor T2' Le collecteur du tran- sistor T2 est relié au compteur 48 (par la ligne 46) associé à l'unité centrale 200 par un canal particulier. L'émetteur T2 est relié à la masse. De façon caractéristique, le dispositif 42 est un composant FET de puissance V-MOS en technique état solide portant la référence 2N6660. Le dispositif 42 fonctionne comme commutateur ouvert et fermé périodiquement par le signal de cadence PSD de la ligne 43. Le multiplexeur 50 de l'unité de mesure 100 et la ligne de déclenchement 51 fonctionnent sur l'ordre du micro- calculateur pour interrompre le signal de cadence de la ligne 43 pour une durée courte et définie. Cette interruption sur la ligne 43 du commutateur 42 provoque dans le secondaire du trans- formateur T une chute de la tension redressée sur le noeud J6 et de la ligne CD. Toutefois, sur le noeud J5, comme la cons- tante de temps de l'alimentation de puissance des lignes L'1, L'2 est beaucoup plus grande que la constante de temps au niveau du noeud J7 de l'anode de la diode D1, il n'y a pas de dérange- ment de l'alimentation générale de l'unité de mesure 100 et l'interruption du signal de cadence de la ligne 43 entraîne une transition brutale sur la ligne CD qui passe la diode D1 et apparaît au noeud J7. Une telle transition du niveau de tension dans la ligne 51 entraîne que le composant CT1 fait passer son signal de sortie de l'état Q donné à l'état suivant et branche ainsi l'un des composants 11, 12, 13 correspondants. Toutes les trois sorties de données 4, 5, 6 sont branchées par la ligne 10 sur l'entrée non inversée d'un amplificateur opérationnel QA1 qui constitue un préamplificateur. La sortie 8 du préamplificateur QA1 passe sur le noeud J1 et par la ligne 32 à l'entrée de l'intégrateur INT construit autour de l'amplificateur opération- nel OA2; cet amplificateur comporte un condensateur-Cl branché dans la boucle de réaction reliant la sortie à l'entrée. L'in- tégrateur INT est associé à un interrupteur SW1 formé de deux composants J-FET 7, 8 constituant des interrupteurs de courant. Une telle source de courant constant CCS fournit un courant Icc au noeud J1 chaque fois que l'interrupteur SW1 est fermé. Un flip-flop (bascule bistable) FF formé de deux doubles flip- flop D, 15, 16 en technique CMOS termine le convertisseur tensionfréquence 60 selon la figure 1. Il s'agit là d'une application originale d'une technique bien connue. On consultera avec intérêt la documentation "The Charge-Balancing A/D Conver- ter: An Alternative to Dual-Slope Integration" par R.C. Kime dans Electronics du 24 Mai 1973, pages 97-100. Lorsqu'il fohc- tionne, le calculateur contr8le et commande le convertisseur tensionfréquence 60 de chaque canal en fonction d'une horloge centrale donnant un signal de cadence précis entretenu par un oscillateur à quartz. De façon caractéristique, l'oscillateur à quartz fournit une fréquence fondamentale de 6 MgHz, qui donne * un signal de 250 KHz PSD de la ligne 43 commandant l'interrup- teur 42. Le fonctionnement du convertisseur V.F 60 de l'unité de mesure 100 est le suivant; On suppose qu'un signal d'entrée analogique V. charge le condensateur C1 par un courant I. appliqué par la ligne 32 à l'entrée non inversée de l'amplificateur opération- nel QA1, si bien que l'intégrateur se charge de façon négative et qu'il s'établit une courbe descendante proportionnelle à Vi. La technique d'équilibrage des charges consiste à fournir à partir d'une source de courant constant CCS, par l'intermédiaire d'un interrupteur SW1, un courant Icc qui remet la rampe (courbe en pente) au-dessus d'un seuil et dérive une impulsion chaque fois que cela se produit. Cela rrive à une vitesse caractéris- tique de l'amplitude de Vi. La sortie de l'amplificateur OA2 est reliée par l'intermédiaire d'une diode Zener ZD au noeud Ji9 Le noeud J9 est relié par une résistance à la tension -12 volts et par la ligne 14 à lentrée de données D d'un compo- sant CMOS 15 dont la propre sortie Q est reliée à l'entrée de données D d'un second composant CMOS 16. Selon la figure 4, les courbes représentent le cycle de 2onction-nemen;t des fli.p-flop 15, 16 de la figure 3. La courbe D de la figure 2 est reproduite pour le signal de synchronisa- tion de la:ligne 23 de la figure 1. La courbe g correspond à l 'état de la broche Q du dispositif 15 lorsque celui-ci est remis à l'état initial, tel que cela appara.t sur la ligne 36 à la figure 3. La courbe h représente l'état de la broche Q du dispositif 16 lorsqu'il est; mis à l'état par le dispositif 15. La courbe i représente le signal appliqué à la base du transis- tor T1 par la ligne 36 pour le brancher. La courbe j représente la décharge du condensateur C lorsque le transistor T1 est con- ducteur. La courbe k représente le signal 'appliqué a la base du transistor T2; ce signal résulte de la poussée de courant dans le primaire P du transformateur T lorsque le condensateur C est chargé après une décharge. A la figure 3, le flip-flop FF (les composants 15, 16) est commandé en cadence par le courant alternatif du noeud J3 associé à l'extrémité A du secondaire S. Le courant pulsé traverse le condensateur C 4 pour passer par la jonction J8 commune à la résistance reliée à la tension de -12 volts et à la ligne 23 allant à la broche de cadence du composant 15. La broche Q du composant 15 est reliée à la broche D du dispositif 16 et par l'intermédiaire de la jonction J10 et de la ligne 36 à un condensateur de couplage C3 sur la base du transistor Tl- L'émetteur du transistor T1 est relié-à la masse. La base est reliée à la masse par la résistance R6. Par ailleurs, la jonc- tion J4 associée à la borne B de l'enroulement S des cathodes de l'un des redresseurs R et l'anode du redresseur correspon- dant R1 est relié au collecteur du transistor T1 par l'inter- médiaire d'un réseau en série composé de la diode D 2 et de la résistance R5* Le condensateur C; est en parallèle sur le transistor T et la résistance R5 Dans ce montage, lorsque le point A est à un potentiel positif, le point B est a un poten- tiel négatif polarisant en opposition la diode D Ainsi, chaque fois que dans ces conditions le -transistor T est rendu conducteur par la tension de commande appli- quée à sa base (courbe i, figure 4) par la ligne 36 et le condensateur C3 le transistor T est eri fait coupé de lMali- mentation. Dans ces conditions9 le transistor conducteur T1 décharge le condensateur (courbe j, figure 4). Le condensateur C2 est initialement chargé par l'alimentation appliquée au noeud J4 par l'intermédiaire de la diode D2, c'est-à-dire pen- dant l'autre alternance du signal de cadence de la ligne 43, en général lorsque A est à un potentiel négatif, B étant à un potentiel positif. En examinant le cycle simultané des compo- sants 15 et 16, on voit, que sur le noeud J9, la tension passe en-dessous du seuil du dispositif 15 du fait de la diode Zener ZD sur la sortie de l'intégrateur OA2. Si la ligne 14 est en- dessous du seuil et que le dispositif 15 est commandé en cadence, il est remis à l'état initial (courbe g, figure 4). Pour l'im- pulsion de cadence suivante, le dispositif 16 est mis à l'état (courbe h, figure 4) et il en est de même du dispositif 15. En même temps, l'interrupteur 9 est fermé et la tension sur l'am- plificateur opérationnel OA2 augmente suivant une rampe du fait du noeud J1. A ce moment, le dispositif 15 mis à l'état par sa- borne Q et le noeud Ji0 fournit un zéro à la broche D du dispo- sitif 16. Ainsi, lorsque l'impulsion de cadence suivante appa- rait, le dispositif 16 est remis à l'état initial. Il en résulte que l'interrupteur 7 s'ouvre et l'interrupteur 9 se ferme, ce qui termine le signal en forme de rampe de l'amplificateur opérationnel 0a2. Il est rappelé que lorsque le transistor T est ouvert, le condensateur C2 peut se charger à travers la diode D2. Lorsque le composant 15 passe de la position "mise à l'état" à la position "remise à l'état initial" (courbe g, figure 4), l'impulsion qui en résulte sur la ligne 36 traverse le condensateur C3 pour attaquer la base du transistor T1 qui devient conducteur (courbe i, figure 4). C'est pourquoi, le condensateur C2 se décharge (courbe j, figure 4), la résistance R. limitant le courant de décharge. Au cours de l'alternance suivante, la diode D2 n'est plus polarisée en opposition et le condensateur C2 se charge. Cela provoque une charge dans le secondaire S du transformateur d'isolation T. En conséquence, le primaire P du transformateur reçoit une poussée de courant, Cette charge est détectée (courbe k, figure 4) par le transis- tor T2, c'est-à-dire lorsque les résistances R7, R8 impliquent, sur la jonction J13 et sur la base du transistor T2, une tension qui rend le transistor conducteur. La ligne 46 qui relie le collecteur de l'unité centrale 200 transmet une impulsion appli- quée au compteur 48 (courbe f, figure 2). Pendant que le dispositif 15 est remis à l'état initial, lors de l'alternance positive du signal de cadence sur la jonction J3 (ou point A du secondaire S) l'impulsion est détectée par la broche Q à la jonction J10 et est transmise par la ligne 36. Lors de l'alternance suivante, cette impulsion est détectée par le primaire comme entrée de courant fournie par le transistor T Cela se produit lorsque A est négatif et que B est positif. Il apparaît que la technique d'équilibrage des charges de l'art antérieur est synchronisée de façon appro- priée pour traduire le cycle de conversion V/F en un train d'impulsions parfaitement synchronisées, sur le signal de com- mande de cadence de la ligne 43. En même temps, les impulsions sont comptées en synchronisme de la ligne 46 au compteur 48. Selon la figure 5, en vérifiant le second et le troisième état du multiplexeur 50, on dérive les états de comp- tage CB et CRE, par le convertisseur A/D et ces états sont accumulés dans le compteur correspondant 48 pour être stockés dans la mémoire vive RAM du microcalculateur 49. La figure 5 montre la fonction de transfert qui, si l'on suppose un trans- fert linéaire, correspond à la ligne(CL)passant par les deux points A et B dont les coordonnées sont respectivement VB et CB)et(VREF, CREF Etant donné le décalage et la nature du signal d'entrée, les états de comptage Cx que l'on obtient en abscisse ne permettent pas une lecture directe du signal de tension inconnu Vx. La figure 5 montre une fonction de transfert linéaire DR utilisée pour la lecture directe. Lorsque l'état de comptage est nul, c'est-à-dire à l'origine des états de comptage, la tension d'entrée réelle est la-valeur minimale prévue (V1) fournie par la sortie du transducteur TD1. A l'état de comptage maximum disponible(CRES)on associe la valeur maximale(V2) dérivée du transducteur. Ainsi la ligne passant par le point D dont les coordonnées sont (0, V1), et par le point E dont les coordon- nées sont (CRES V2y) est définie par la "plage" R qui est R = V2-V1 et par la résolution qui correspond à l'état de comptage CREs. Lorsque la sortie dérivée du transducteur TD1 est nulle, le convertisseur A/D reçoit V2-V En d'autres termes, VB définit la plage moyenne 18 2485856 entre V1 et V2 sur l'axe des ordonnées, les entrées analogiques négatives étant dérivées en-dessous de VB et les entrées analo- giques positives étant au-dessus de VB. De façon caractéristi- que pour une résolution à 12 bits, l'échelle complète corres- pond à 212 sur le compteur pour une différence de 20 millivolts. Comme on tient compte des deux polarités, la possibilité du dispositif est double, c'est-'-dire 2. Ainsi, la plage R cor- respond à 40 millivolts pour une résolution double 4096. Pendant le calibrage, lorsque le multiplexeur 50 est dans le second état (c'est-à-dire lorsque le dispositif 12 est fermé), l'amplificateur opérationnel OA1 mesure la polari- sation V comme si- le signal d'entrée du transducteur TD1 était nul. Lorsque le multiplexeur 50 se trouve dans un tel état, l'état de comptage obtenu est (CB). Dans le troisième état, la tension de référence (VREF) est appliquée à l'entrée et on obtient l'état de comptage correspondant (C REF). Les constantes peuvent se calculer à l'aide du microprocesseur en utilisant l'algorithme suivant: C = RESOLUTION x7REF (1) CS PLAGE x C C REF- B C = RESOLUTION B REF- B REF + VB) + R ( Cos PLAGE CREF-CBRslto 2 Dans ces formules, l'expression "plage" correspond à l'amplitude de variation du signal d'entrée: l'expression "résolution" correspond à C; Cs est la pente constante; RES COS est la constante de décalage. Les équations (1) et (2) s'obtiennent en analysant les deux fonctions linéaires de la figure 4. La caractéristique de transfert CL définie aux points de coordonnée A et B montre que V -V V C -V C V= B REF + REF B B REF (3> X CB-CREF X CB -CREF De même, pour la caractéristique de transfert DR et les coordonnées des points D et E, on obtient plage i 1 Vx = Rèsolution % C + VB 2 Plage (4) Dans cette formule CC est l'état de comptage corrigé de CXo Cc qui est dérivé de l'équation (4) est donné par la formule suivante: RS VB + 2 Plage (5) CXC Plage X B 2 En substituant VX de l'équation ((3) dans léquation (5), on obtient: C - RES VB VREFx (6 +) CXC i (Cx-CB)+ 2- XC Plage CB-CRE(F C B L'équation (6) montre que la plage est définie par la sortie particulière du transducteur au point de mesure pour lequel la résolution est imposée au svstèmeo Par ailleurs, la différence (VB-VREF) dépend de la source de tension stable SVS et des résistances Rgt RB, REO La plage et la résolution étant connues avec précision, il reste à déterminer de façon précise ce que représente en fait (VB-VRE) puisque cette expression est le paramètre clef de la fiabilité de la précision du fonction- nement du convertisseur A/D comme le montre l'équation (6) Pour cela, les résistances R 2 RB, R ainsi que la source RVS per- mettent la connaissance initiale ou l'estimation de (Vv- VREF)=ki. Partant de cette information initiales on fait une mesure réelle pour un signal d'entrée analogique correspondant à l'en- semble de l'échelle VX = VFS, ce qui doit normalement aboutir à un demi état de comptage CRES = CFS. Toutefois la mesure donne 1/2 CRES et non pas 1/2 CRES Il scagit de la dérivée de RES RES, ce que l'on attend sur la ligne (DR) de la figure 3 pour (V2-VB) ou (VB-Vl) qui, en valeur absolue, est égal à VFSo Cette diffé- rence est due aux différences physiques dans l'estimation (VB V EF). Selon l'invention, ki = (Vv-VREF) est réglé propor- tionnelement à: CRES CRES Par dérivation, on obtient: 1 CRES =- ki x CRES Puis, dans l'équation (6), on utilise l'algorithme pour calculer CXC, qui a en avant une constante bien définie k =-ARES x kIi. C'est pourquoi on peut dériver à ce moment PLAGE i les paramètres CB, CREF, Cx selon le convertisseur A/D en fonc- tion des trois états respectifs du multiplexeur 50, qui, en combinaison, déterminent de façon précise le coefficient CXC de l'équation (6). Ainsi, après avoir déterminé la constante réglée k = S x k., à l'aide de l'essai ci-dessus fait sur PLAGE i l'échelle complète, on enregistre cette grandeur dans le micro- calculateur. On obtient les grandeurs CB, CREF et Cx et on utilise l'algorithme pour calculer CXC selon l'équation (6) à l'aide de la constante réglée k. De façon plus particulière CB et CREF sont dérivés de temps à autre des grandeurs VB et VREF appliquées à l'entrée pour être -enregistrées avec la cons- tante réglée k pour les utilisations répétées, lorsqu'on dérive Cx et que l'on calcule la valeur correcte de C XC. En d'autres termes, on rafraîchit les constantes CB et CREF de temps à autre pour augmenter la fiabilité et la précision. Partant de ce qui précède,- on constante que l'in- vention découle de l'art antérieur pour les points suivants Les convertisseurs analogiques-numériques utilisent en général des éléments de circuits variables tels que des potentiomètres, des condensateurs variables etc, pour calibrer -les résultats des mesures. Ce calibrage se fait en général pour la valeur "O" et pour la grandeur correspondant à l'ensemble de l'échelle, ou encore pour les valeurs les plus négatives et les valeurs les plus positives pour une échelle complète. Il est gênant d'utiliser des éléments de calibrage, car ceux-ci sont coûteux, encombrants et imposent des condi- tions de réalisation aux plaquettes des circuits imprimés. Cela aboutit également à un circuit dont la résolution est limitée. En outre, les coefficients de température provoquent des erreurs. Les éléments de circuit sont sensibles aux vibrations, ont une durée de vie mécanique limitée, et peuvent être facilement remplacés par un personnel noh autorisé. Contrairement à cela, l'invention donne des constantes 21 2485856 de calibrage qui sont enregistrées et ces constantes sont cal- culées au moment du calibrage. Ces constantes sont traduites en des mots numériques et sont enregistrées dans une mémoire non destructibles, à savoir la mémoire PROM du microcalculateur.- Cette mémoire PROM comporte suffisamment de positions pour enregistrer des constantes supplémentaires. L'identification, telle que le numéro de série, est comprise dans le champ du mot numérique. Alors que les conversions analogiques-numériques sont effectuées par le circuit 60, les grandeurs converties son traitées par le microcalculateur utilisant les constantes de calibrage pour donner la valeur finale. Le procédé selon l'invention consiste à dériver des données numériques d'un ensemble de canaux en parallèle, présente les multiples avantages dont on note les suivants: Les constantes de calibrage ne changent pas avec la température, la tension, les vibrations ou les conditions ambiantes. Il n'y a pas d'erreurs dues au coefficient de tem- pérature; la réalisation du circuit est peu coûteuse et peu encombrante. De plus,les constantes enregistrées peuvent être combinées à d'autres facteurs pour assurer des mises à l'échelle etc. On peut augmenter la résolution ou choisir la longueur du mot utilisé pour représenter numériquement la constante. Enfin, les constantes enregistrées donnent des enregistrements inté- ressants pour les caractéristiques du système quant au décalage a long terme, au vieillissement et à la fiabilité. REVENDICATIONS ) Procédé pour dériver par l'intermédiaire d'un canal de communication comprenant un convertisseur analogique- numérique (A/D), une grandeur corrigée C0 applicable à tout état de comptage CX dérivé du convertisseur A/D par le canal de communication en relation avec le signal d'entrée analogique d'amplitude Vx fourni par le point de mesure, procédé caracté- risé: 1) en ce qu'on applique une tension de polarisation VB à l'entrée du canal de communication et on dérive l'état de comptage CB à la sortie du convertisseur A/D. 2) on applique une tension de référence VREF, connue, à l'entrée du canal de communication et on dérive un état de comptage CREF à la sortie du convertisseur A/D. 3) on calcule une constante CS à partir de la formule C RESOLUTION xVREF S PLAGE REF B 4) on calcule une constante Cos à partir de la formule RESOLUTION VBCREF -CB (REF+ VB OS PLAGE C -C ) on applique le signal d'entrée inconnu d'amplitude Vx ainsi que la tension de polarisation VB et on dérive par le canal de communication et par le convertisseur A/D un état de comptage CX correspondant, 6) on calcule l'état corrigé C& du signal d'entrée inconnu d'amplitude Vx par la formule cc = C C -C C S X os- formule dans laquelle l'expression "plage" est la plage des amplitudes que l'on peut obtenir pour Vx au point de mesure, l'expression "résolution" est l'état de comptage total que peut fournir le convertisseur A/D en liaison avec le canal de com- munication et pour la plage et la résolution. 20) Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que la-phase initiale de compensation de l'erreur dans l'expression (VB - VREF) par une mesure à échelle complète en liaison avec la déviation dans la dérivation de C