FR 2485783 A1 19811231 FR 8112324 A 19810623 La présente invention se rapporte généralement à un dispositif pour reproduire l'information d'un support d'enregistrement, et plus particulièrement à des systèmes non-linéaires incorporés dans un dispositif reproducteur pour réduire la distorsion par intermodulation se produisant entre l'information vidéo et l'information audio restituées d'un disque. Dans certains systèmes de restitution de vidéodisque sont incorporés des disques o l'information enregistrée se présente sous forme de variations géométriques imposées sur des pistes de l'information ou des sillons à la surface d'un disque. Le disque, ou au moins une couche du disque proche de sa surfacelest conducteur. Une aiguille de lecture de signaux comprenant un élément de suppprt diélectrique ayant une électrode conductrice adhérant à l'une de ses faces, engage la piste d'information afin qu'une capacité mesurable soit formée entre le disque conducteur et l'électrode de l'aiguille. En provoquant une translation relative le long de la piste entre l'aiguille de lecture et le disque, cela produit une capacité temporai- rement variable selon les variations géométriques dans la piste. La capacité variable fait partie d'un circuit accordé pour moduler la fréquence de résonance d'un tel circuit, permettant la détection de différences extrêmement faibles de capacité. Un signal ayant une fréquence cons- tante proche de la fréquence nominale de résonance du circuit accordé est appliqué à celui-ci, dont l'amplitude est modulée par les changements de la fréquence de résonance. L'amplitude de ce signal à fréquence constante est alors détectée pour produire une manifestation électrique de l'information enregistrée. Pour des applications vidéo, le signal enregistré sur le disque contient typiquement la somme linéaire d'une porteuse image à haute fréquence, modulée en fréquence par un signal composé formé d'un signal vidéo sur bande de base et d'une porteuse de chrominance modulée en phase et d'au moins une porteuse son à plus basse fréquence, modulée en fréquence par un signal audio sur bande de base. On a observé qu'à la restitution, du disque, de signaux sous ce format, une distorsion se produisait, se manifestant sous forme de produits d'intermodulation des porteuses son et image ayant finalement pour résultat des battements visibles et perturbateurs dans l'image reproduite visualisée sur un téléviseur. On pense que la cause de la distorsion par intermodulation est due à la forme asymétrique de l'élément de support diélectrique de l'aiguille par rapport à l'électrode conductrice de cette aiguille, laquelle asymétrie est imposée par des contraintes de fabrication. Apparemment, le diélectrique de l'aiguilleest oblique par rapport à la coupe transversale effective du disque que l'électrode de l'aiguille "voit" lors de sa translation le long de la piste de l'information. Pour une explication plus compréhensive on peut se référer au brevet U.S. No 3 934 263 du 20 Janvier 1976 au nom de R. C. Palmer et intitulé "Video Disc Recording Apparatus and Methods", cédé à la même demanderesse que-la présente invention. La distorsion ou les battements visuels peuvent être réduits en produisant d'autres produits d'inter- modulation qui sont complémentaires (en phase) des signaux de distorsion et en additionnant linéairement le signal généré ou produit avec la porteuse image modulée pour effectuer une annulation des signaux non souhaités de distorsion. La production des signaux d'annulation est accomplie en faisant passer le signal restitué, comprenant les porteuses son et image, à travers un correcteur d'ouverture non-linéaire ou NLAC, comprenant des éléments de circuit non-linéaire agencés pour former un modulateur de produit. La performance d'un tel circuit dépend de la quantité de courant ou de tension de polarisation appliqué aux éléments de circuit non-linéaire, pour permettre une régulation de l'amplitude du signal d'annulation en faisant varier les paramètres de polarisation. Selon la présente invention, un moyen formant circuit est prévu pour échantillonner le signal non-souhaité d'intermodulation qui se présente dans le signal corrigé ou compensé sur bande de base et produire un paramètre approprié de polarisation pour conditionner le circuit non-linéaire pour réduire encore la distorsion non-souhaitée. Le signal vidéo sur bande de base est filtré pour extraire les composantes de distorsion de ce signal. Le signal dedistorsion est détecté en amplitude et appliqué à un circuit de traitement qui échantillonne le signal à des intervalles réguliers et compare l'amplitude des échantillons successifs. Le circuit de traitement produit un premier potentiel de sortie quand les échantillons successifs du signal déclinent en amplitude et un second potentiel de sortie quand les échantillons successifs du signal augmentent en amplitude. Le potentiel de sortie est intégré et additionné à un autre signal qui alternativement augmente et diminue le potentiel intégré d'un faible potentiel, en synchronisme avec les périodes d'échantil- lonnage. Cette variation du potentiel intégré est convertie en un.ô courant et est appliquée pour polariser le circuit de correction non-linéaire. En faisant varier la polarisa- tion du circuit NLAC,et en forçant la polarisation à se décaler dans la direction de la variation qui a tendance à réduire la distorsion, la polarisation maintient le fonctionnement du système relativement proche de son point optimum de fonctionnement pour l'élimination de la dis- torsion. L'invention sera mieux comprise,et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: - la figure 1 donne un schéma-bloc d'un système d'un tourne-vidéodisque o est incorporé un dispositif adaptif d'élimination de distorsion; - la figure 2 est un schéma d'un circuit de correction d'ouverture non-linéaire; - la figure 3 est une représentation graphique de la réponse du circuit de correction non-linéaire par rapport au courant appliqué de polarisation; - les figures 4 et 6 sont des schémas d'autres circuits pour produire un courant de polarisation pour le circuit de correction non-linéaire; et - la figure 5 est une représentation graphique de l'amplitude du potentiel en fonction du temps pour plusieurs noeuds du circuit de la figure 4. En se référant à la figure 1, un tourne-vidéodisque comporte une platine 22 pour supporter rotatif un disque 24 ayant des pistes de l'information contenant des composantes composées d'image et du son d'un signal vidéo. Le tourne-disque comprend une cartouche 23 de lecture de signaux montée amovible dans un ensemble formant chariot 25 qui est soumis à une translation radiale à travers le disque en corrélation avec la rotation de la platine. La cartouche 23 abrite une aiguille de lecture de signaux qui engage le disque et coopère avec le circuit de lecture 11 pour restituer l'information pré-enregistrée sur le disque. Le signal restitué, qui est la somme composée d'une porteuse image modulée en fréquence, d'une porteuse son modulée en fréquence et des produits d'intermodulation non-souhaités ci-dessus mentionnés, est disponible sous forme d'un signal électrique à la sortie du circuit de ecture il à la borne 2)et est appliqué au circuit NLAC 12. Le circuit NLAC 12 coopérant avec le générateur de polarisation 21 sert à réduire le battement visible apparaissant dans l'image visualisée. Le signal à la sortie du circuit NLAC est filtré par un circuit 16 pour extraire la porteuse image FM ou modulée en fréquence qui est démodulée en signal vidéo sur bande de base par le circuit , subit une séparation des signaux de chrominance et de luminance dans le circuit 14 et est remioeau-format d'un signal de télévision standard, comme le format NTSC dans le générateur de signaux vidéo composés 13. Le signal vidéo démodulé au noeud 27 est appliqué au générateur de polarisation 21 qui extrait sélectivement la composante de distorsion du signal vidéo et échantillonne ensuite l'amplitude de la composante de distorsion. Selon que la composante de distorsion a une amplitude qui diminue ou qui augmente, le générateur de polarisation 21 applique un courant approprié croissant ou décroissant de polarisa- tion au circuit NLAC 12 pour réduire encore la composante de distorsion. Un oscillateur 28 produit des signaux pour contrôler la fonction d'échantillonnage accomplie par le circuit générateur de polarisation, et applique un signal qui augmente et diminue alternativement le signal à la sortie du générateur de polarisation d'une faible quantité. Une variation du courant de polarisation appliquée au circuit NLAC en augmentant et en diminuant la sortie du générateur de polarisation force la boucle de contre-réaction de correction à chercher constamment le point optimum de fonctionnement. Selon la configuration particulière de circuit du générateur de polarisation 21, il peut être avantageux d'échantillonner la composante de distorsion du signal vidéo en synchronisme avec le signal vidéo sur bande de base, c'est-à-dire en synchronisme avec la fréquence d'image vidéo. Dans ce cas, l'oscillateur 28 sera relié pour recevoir le signal vidéo sur bande de base (par la connexion 30) et en produire des impulsions en synchronisme, par exemple à partir des impulsions de synchronisation verticale, ou si on le souhaite des impulsions de synchro- nisation verticale ou horizontale peuvent être utilisées pour synchroniser et autrement faire fonctionner l'oscillateur. Le signal restitué dont on dispose au circuit de lecture 11 est également appliqué à un filtre passe-bande 19 de la porteuse son qui extrait la porteuse son modulée en fréquence ou FM, la porteuse étant alors démodulée en signal audio sur bande de base dans le démodulateur 18. Les signaux audio et vidéo sur bande de base sont appliqués au transmetteur 17 qui forme un signal approprié pour application aux bornes d'antenne d'un téléviseur tradition- nel 20. Le correcteur d'ouverture non-linéaire de la figure 2 affecte l'enlèvement sensible des distorsions non-linéaires telles que celles manifestées sous forme d'une interférence de la porteuse son dans l'affichage vidéo de sortie. La distorsion par intermodulation apparatt dans le signal composé restitué sous forme de bandes latérales non souhaitables à la porteuse image FM, les- quelles bandes latérales contiennent une information de la porteuse son. Le circuit NLAC produit des signaux semblables aux bandés latérales nonsouhaitables, mais déphasés de 1800 par rapport à elles, et ajoute ces signaux produits au signal composé pour effectuer une annulation des bandes latérales non-souhaitables. La section d'entrée 205 du circuit écrête la porteuse son par rapport à la porteuse image et impartit un déphasage de 900 à la porteuse image. Le circuit 210 forme un filtre passe-haut du signal composé pour rejeter ou annuler le bruit électrique en-dessous des bandes spectrales de la porteuse son. Un transistor Tl opérant comme un émetteur-suiveur amortit le signal écrêté et filtré, le rendant disponible à son émetteur avec une faible impédance de source. Le signal est appliqué par un condensateur C7 à une diode Dl qui fonctionne comme un modulateur, ainsi la porteuse son module la porteuse image pour produire des bandes latérales à la porteuse image, semblables aux bandes latérales non-souhaitées de distorsion produites par le dispositif de restitution du signal, mais qui sont déphasées de 1800 par rapport à elles. Le signal modulé est appliqué par un condensateur C8 au collecteur d'un transistor T2. Le transistor T2, recevant le signal composé à sa base et ayant une résistance de charge d'émetteur nonlinéaire en vertu de la diode D2, produit un signal à son collecteur, qui, quand il est combiné au signal modulé à la sortie de la diode DI donne un autre signal contenant des produits de modulation mais avec les porteuses supprimées. Cet autre signal est appliqué au noeud Pi. Le signal restitué dont on dispose à l'émetteur du transistor Tl et qui contient les bandes latérales de distorsion non souhaitées est combiné à l'autre signal au noeud Pl par le condensateur C4, tendant à annuler les composantes non souhaitées. Le signal résultant est amplifié par des transistors T3 et T4 et est disponible à la borne de sortie 204 du circuit NLAC. La borne 204 est reliée au circuit de filtrage 16 de l'image. L'amplitude des signaux modulés produits par les diodes Dl et D2 dépend du courant continu de polarisation conduit dans les diodes. Si le courant de polarisation est trop faible en amplitude, les produits de modulation générés par les diodes sont insuffisants pour annuler le signal de distorsion dans le signal vidéo et ce signal de distorsion apparaît alors dans le signal vidéo sur bande de base à un angle relatif de phase de zéro degré. Alterna- tivement, si l'amplitude du courant de polarisation est trop importante, les produits de modulation générés par les diodes sont en excès de la quantité requise pour annuler le signal de distorsion et l'excès du signal de modulation apparaît dans le signal vidéo sur bande de base à un angle de phase de 1800 par rapport au signal de distorsion. On peut se référer à la figure 3 pour le niveau relatif de distorsion en fonction du courant de polarisation de diodes, le courant de polarisation étant indiqué sur l'axe des abscisses et l'amplitude de distorsion sur l'axe des ordonnées. Le courant de polarisation de diodesest établi par le potentiomètre R8, c'est-à-dire avec le commutateur SI reliant R8 à la cathode de la diode Dl, un courant continu s'écoulant successivement à travers la résistance R6, la diode D2, la résistance R7, la diode Dl, à travers le commutateur SI et enfin à travers le potentiomètre. R8. Cependant, il faut noter que des combinaisons différentes disque-aiguille produiront des niveaux différents de composantes de distorsion dans le signal restitué, nécessi- tant des signaux différents d'annulation d'amplitude à la sortie du circuit de diodes. Il est par conséquent avantageux d'appliquer, aux diodes, un niveau adaptif de polarisation, lequel courant adaptif de polarisation peut être appliqué à la borne 203. (Avec un courant adaptif de polarisation appliqué à la borne 203, le commutateur SI sera agencé pour relier la borne 203 à la cathode de la diode DI). Un courant adaptif de polarisation potrle circuit NLAC peut être obtenu dans une configuration d'alimentation directe o l'amplitude de polarisation est ajustée selon l'amplitude des composantes de distorsion du signal restitué à la borne de sortie du circuit de lecture 11. Ce mode de fonctionnement est sujet à des erreurs se rapportant au glissement des paramètres des éléments nominaux du circuit. Un circuit générateur de polarisation à rétro-action#par ailleurs, mesure l'amplitude de la distorsion résultante après correction pour générer le courant requis de polarisation pour réduire encore la distorsion et effectuer ainsi une auto-compensation du glissement des paramètres des éléments du circuit. La présente invention utilise cette dernière technique. En se référant au circuit de la figure 4 pour produire le courant de polarisation NLAC, un signal vidéo composé sur bande de base est appliqué à la borne 40 pour déterminer l'amplitude de la distorsion non souhaitée contenue dans le signal. Le signal vidéo sur bande de base appliqué peut être]e sqil vidéo composé, le signal de luminance au l sigl b chbromimâce etde détail vertical (voir la ligne en pointillés 26 sur la fgure 1) car chacun contient le signal non souhaité de distorsion. Cependant, le signal de chrominance et de détail vertical contient moins de composantes d'image dans la bande spectrale contenant le signal de distorsion et c'est par conséquent le signal préféré pour mesurer avec précision l'amplitude de la distorsion non souhaitée. Un filtre passe-bande 41 ayant une réponse centrée sur 716 kHz pour un système ayant une porteuse son à 716 kHz, laisse sélectivement passer le signal de distorsion vers le circuit 42 qui amplifie ce signal pour augmenter la sensibilité du systèmeLe signal amplifié de distorsion est alors appliqué au détecteur d'amplitude ou d'enveloppe 43 qui convertit la distorsion modulée en fréquence à une valeur sensiblement en courant continu proportionnelle à l'amplitude de la distorsion. Ce signal en courant continu est appliqué au circuit comparateur 50 qui prend des paires successives d'échan- tillons du signal détecté de distorsion et selon que le premier échantillon de la paire est supérieur ou inférieur au second, il émet respectivement un potentiel haut ou bas. Le potentiel à la sortie du comparateur est intégré par un circuit 47 pour produire un potentiel généralement croissant ou décroissant qui est appliqué à une première borne d'entrée 58 d'un circuit additionneur 48. Simultané- ment, un signal oscillant, V59, synchronisé sur l'échantil- lonnage du comparateur, est appliqué à une seconde borne d'entrée 59 de l'additionneur 48. Le signal V46 à la borne de sortie 46 de l'additionneur 48 est la somme linéaire du potentiel intégré à la sortie du comparateur, et du signal oscillant. Les signaux pour contrôler l'échantillonnage accompli par le comparateur 50 sont dérivés soit de l'oscillateur fonctionnant librement ou de façon autonome 53 ou du signal vidéo sur bande de base. Si le signal vidéo composé est appliqué à la borne d'entrée 40, le filtre 41 laisse passer l'information d'image se trouvant dans la bande spectrale du signal de distorsion. L'information d'image aura tendance à introduire des erreurs dans le courant de polarisation de NLAC dont on dispose à la borne de sortie 46. Cependant, pendant les intervalles d'effacement vertical, il n'y a pas d'information d'image; par conséquent, si le signal de distorsion est échantillons pendant cette période, les échantillons de distorsion ont tendance à être relativement plus précisément en rapport avec les composantes de distorsion. Le système peut être synchronisé pour échantillonner pendant les intervalles d'effacement vertical en dérivant les signaux d'échantil- lonnage directement des impulsions de synchronisation dans le signal vidéo. Pour facriter cette synchronisation, un circuit 52 est incorporé pour extraire les impulsions d'effacement vertical du signal vidéo composé qui est appliqué à la borne 54, et pour en produire les intervalles souhaités d'échantillonnage. Soit les signaux synchronisés du circuit 52 ou les oscillations du circuit 53 sont sélectivement appliqués au comparateur 50 par le moyen de commutation S5. Il faut noter qu'une troisième alternative consiste à synchroniser l'oscillateur 53 sur le signal dérivé du circuit 52. - Le circuit de la figure 4 sera mieux expliqué à l'aide de la figure 5 et de-la figure 3. Le détecteur 43 est une combinaison d'un détecteur d'enveloppe comprenant la jonction base-émetteur d'un transistor T5 et la combinaison résistance-capacité R10, C10, respectivement, et d'un détecteur de crête négative comprenant une diode D3 et une combinaison résistance-capacité R11, Cll. Le détecteur d'enveloppe suit les crêtes positives du signal appliqué à la base du transistor T5, le potentiel des crêtes étant maintenu à l'émetteur du transistor T5 par le condensateur C10. Typiquement, le signal appliqué à la base du transistor T5 du fait d'un filtrage imparfait du filtre passe-bande, contiendra les composantes des impulsions de synchronisation horizontale. Ces impulsions sont incorporées dans l'enveloppe détectée et se présentent sous forme de crêtes positives dans le signal détecté. Pour éliminer l'influence de ces crêtes, l'amplitude est détectée en crête négative par rapport à une tension d'alimentation positive, V+, pour produire un potentiel sensiblement continu proportionnel à l'amplitude de l'enveloppe se produisant entre les impulsions de il synchronisation horizontale. On dispose de ce potentiel à une borne 60. Le potentiel à la borne 60 est sélectivement appliqué par le commutateur S2 et le commutateur S4 ou le commutateur S3, à la borne d'entrée directe 57 ou à la borne d'entrée inverse 56 respectivement de l'amplifi- cateur 44. Entre les échantillons, lEspotenties appliqués aux bornes 56 et 57 sont temporairement stockés aux condensateurs C13 et C14 respectivement, c'est-à-dire que le condensateur C14 maintient le potentiel précédemment appliqué à la borne 57 quand le commutateur 54 est ouvert. La cadence de l'échantillonnage est illustrée sur la figure 5. Une impulsion répétitive ou oscillation est appliquée au multivibrateur monostable 51 qui produit un train d'impulsions, V55 sur la figure 5, chaque impulsion ayant une durée prescrite et étant synchrone avec l'oscillation. Ce train d'impulsions, dont on dispose à la connexion 55, ferme le commutateur S2 pendant les - intervalles indiqués par TII, T12, et autres,appliquant le potentiel de la borne 60 à la borne 70. Simultanément, l'impulsion est appliquée à la bascule 49 qui est déclenchée pour changer d'état au flanc négatif de l'impulsion appliquée. Pour des impulsions successives du train d'impulsions V55, les sorties Q et O de la bascule sont alternativement "haute " (dans le cas présent une sortie "haute", à titre d'exemple, fermera le commutateur respectif, c'est-à-dire mettra le transistor particulier de commutation en circuit). Par exemple, pendant le temps T2, la sortie Q est haute, fermant le commutateur S3 et la sortie Q est basse, maintenant le commutateur S4 ouvert. Au temps TII, quand les commutateurs S2 et S3 sont simultanément fermés, le potentiel à la borne 60 est appliqué à la borne 56 et au condensateur C13. Le flanc arrière de l'impulsion à TII déclenche un changement d'état de la bascule 49, forçant la sortie O à passer à un état haut pour fermer le commutateur S4 et Q passe à un état bas pour ouvrir le commutateur S3. Subséquemment, pendant le temps T12, les commutateurs S2 et S4 sont concurremment fermés pour appliquer le potentiel à la borne 60 à la borne d'entrée 57 et au condensateur C14. Typiquement, les impulsions de commutation, V55, ont une durée utile de moins de 50% et les impulsions de commutation à Q et 5 ont une durée utile de 50% et sont complémentaires. Immédiatement après le temps Tli, si l'amplitude du potentiel à la borne 57 dépasse l'amplitude du potentiel à la borne 56, le potentiel à la sortie de l'amplificateur (comparateur) 44 est à un niveau haut ou de saturation indiqué en V44 sur la figure 2. Le potentiel de sortie V44 est intégré par le condensateur C12 pour produire un potentiel généralement croissant, V58, à la borne 58, qui, à son tour, est translaté en une forme d'onde de courant généralement croissante ou en rampe à la borne 46 pour une application pour polariser le circuit NLAC. On considère la courbe de réponse de NLAC sur la figure 3. On suppose qu'aux temps T12, T13 et T14, le signal de distorsion correspond aux points indiqués par A0, A1 et A2, respectivement. La diminution de distorsion indiquée correspondra à une augmentation généralement monotone du courant de polarisation. Il faut cependant noter que des potentiels correspondant aux niveaux Ao et A1 seront respectivement appliqués aux bornes 57 et 56 pendant les intervalles T12 et T13 et que la sortie de l'amplificateur 44 restera haute avec une augmentation concomitante du courant de polarisation. Mais au temps T14, un potentiel correspondant au point A2 sera alors appliqué à la borne 57, lequel potentiel est inférieur au potentiel couramment stocké à la borne 56, pour forcer l'amplificateur 44 à passer à état bas de sortie et à diminuer ainsi le courant de polarisation de NLAC avec un glissement résultant du niveau de distorsion vers le point Al, empochant éven- tuellement bsystème d'acquérir une condition plus souhaitable de fonctionnement entre les points désignés *par CO, cl. Afin d'empêcher l'amplificateur de changer de façon non souhaitable d'état avant que le système n'ait atteint une condition presque optimale de fonctionnement, le courant de polarisation de sortie est forcé à osciller autour d'une valeur correspondant au courant en rampe ci-dessus. Un tel courant est le créneau en rampe indiqué en V46 sur la figure 5. Ce signal est obtenu en appliquant une partie du potentiel de commutation à Q à la borne 59 avec la nature différentielle de l'amplificateur 45 additionnant alors algébriquement ce signal au potentiel en rampe à la borne 58. En se référant de nouveau à la figure 3 et en supposant que le courant de polarisation au circuit NLAC ressemble à la forme d'onde V46 et de plus que les niveaux de distorsion aux temps T12, T13, T14 et T15 correspondent respectivement aux amplitudes de distorsion A0, A1, Bo et B1, on peut démontrer que l'amplificateur (comparateur) ne change pas d'état tandis que le système progresse vers le fonctionnement au minimum de distorsion, M. Pendant la période T12, Q est à l'état haut et les commutateurs S2 et S4 sont tous deux fermés pour appliquer le signal de distorsion correspondant au point Ao à la borne d'entrée directe 57 du comparateur. Le courant de polarisation qui est appliqué pendant cette période a subi une faible diminution négative comme on peut le voir par la forme d'onde V46 bien qu'elle soit généralement croissante. La diminution négative du courant de polarisa- tion force le système à fonctionner à un point supérieur sur la figure 3 que ce qui serait le cas si la diminution n'avait pas été appliquée au courant de polarisation généralement croissant. Subséquemment à la période T12, le commutateur S4 s'ouvre pour stocker le potentiel échantillonné au condensateur C14, et le courant de polarisation NLAC subit un faible incrément positif tendant à forcer le fonctionnement plus loin vers la droite le long de la courbe distorsion-courant que ce qui se serait produit simplement par suite du courant de polarisation généralement croissant. Au temps T13, les commutateurs S2 et S3 sont tous deux fermés et le potentiel correspondant au niveau de distorsion A1 est appliqué à la borne d'entrée inverse 56. Ce potentiel est inférieur à celui concurrem- ment stocké à la borne 57 et par suite, le comparateur 44 produit un potentiel de sortie à un niveau "haut". Subséquemment à la période T13, le courant de polarisation diminue de nouveau et le point de fonctionnement du système est translaté vers la gauche le long de la courbe distorsion-courant jusqu'au point BO. Alors, au temps T14 quand le potentiel d'entrée échantillonné est de nouveau appliqué à la borne d'entrée directe 57, le potentiel d'entrée a augmenté au-dessus du tout dernier échantillon et le potentiel appliqué à la borne d'entrée directe est supérieur à celui concurremment stocké à la borne d'entrée inverse. D'une façon contraire,pendant l'échantillon suivant, T1S, le courant de polarisation a de nouveau été légèrement accru pour forcer le système à fonctionner au pount B1 o le potentiel échantillonnécorrespondant est inférieur au potentiel B0 et inférieur au potentiel correspondant au point A1. Ce potentiel est appliqué à la borne d'entrée inverse 56, et étant inférieur au potentiel concurremment stocké à la borne 57, il maintient le signal à la sortie du comparateur à l'état "haut". En forçant le courant de polarisation à alternativement augmenter et diminuer d'une faible quantité tandis que la valeur moyenne du courant de polarisation maintient une caractéristique généralement croissante, le point de fonctionnement du système se transate le long de la courbe distorsion-courant parce que le premier échantillon dans une paire a une valeur supérieur au second échantillon de cette paire, et sa valeur est plus importante que celle du premier échantillon de la paire suivante d'échantillons, mais le second échantillon du premier groupe d'échantillons a une valeur inférieure à celle du premier échantillon du second groupe. La valeur moyenne du courant de polarisation continue à augmenter selon ce mode jusqu'à ce que le point de fonctionnement du système s'approche du minimum de distorsion, M, entre les points C0 et Ci. (Il faut noter sur la figure 5 que les formes d'onde V56 et V57 repré- sentent les potentiels échantillonnés aux bornes 56 et 57, respectivement) . D'une façon analogue, si le système fonctionne le long de la courbe de distorsion vers la droite du minimum, une légère augmentation et une légère diminution du courant de polarisation généralement décroissant trans- latera le point de fonctionnement du système vers la gauche le long de la courbe distorsion-courant en maintenant le potentiel à la sortie du comparateur à un état "bas". Quand le système fonctionne à proximité du minimum de distorsion, une diminution du courant moyen de polarisa- tion précédant l'intervalle d'échantillonnage décale le fonctionnement vers la gauche, vers C0 le long de la courbe pour augmenter le potentiel de distorsion. L'augmentation subséquente du courant moyen de polarisation précédant l'intervalle suivant d'échantillonnage décalera le point de fonctionnement vers la droite, vers C10Selon que le courant moyen de polarisation est vers la droite ou vers la gauche du point M, cela déterminera si le point C0 ou C représente la plus forte amplitude de distorsion. Si C1 a une valeur plus importante que C0, le comparateur présente un état "bas", diminuant le courant de polarisation et décalant le point de fonctionnement vers la gauche du point M. A la paire suivante d'échantillons, le point C0 aura tendance à être supérieur à C1 pour forcer le comparateur à présenter un potentiel haut de sortie avec pour résultat un glissement vers la droite du point de fonctionnement et le système continuera à itérer d'avant en arrière autour du minimum de distorsion. Sur la figure 5, les périodes d'échantillonnage T1i se présentent à la fin des périodes o le courant moyen de polarisation a subi une faible augmentation ou diminution L'échantillonnage est accompli à ce point pour permettre au système de s'établir plus près par rapport aux effets de cette augmentation ou diminution. La forme d'onde V59 est illustrée sous forme d'un créneau mais le signal oscillant appliqué pour augmenter et diminuer le courant de polarisation peut être sinusoïdal ou de toute autre forme d'onde. La figure 6 montre un autre circuit pour produire un courant variable de polarisation proportionnel à l'amplitude de la composante non souhaitée de distorsion contenue dans le signal vidéo sur bande de base. Dans cette configuration, le signal vidéo sur bande de base ou ses composantes de chrominance et de détail vertical sont appliqués à la borne 75. Ce signal est filtré en 61 pour extraire la composante de distorsion qui est subséquemment amplifiée par l'amplificateur 62 et dont l'enveloppe est détectée par le circuit 63. L'enveloppe du signal détecté passe par le filtre passe-bas-64 et est appliquée à un circuit multiplicateur ou détecteur synchrone 65. Un second signal ou signal de référence est appliqué au détecteur synchrone par la connexion 73, lequel signal de référence est produit dans l'oscillateur 72 ou produit à partir des signaux de synchronisation vidéo par le circuit 76 qui extrait et conditionne les impulsions de synchronisation verticale ou horizontale dans le signal vidéo appliqué à la borne 75. Ces impulsions conditionnées sont divisées pour produire la fréquence souhaitée, par le circuit 71. Le circuit 71 conditionne de plus le signal à l'amplitude et à la forme d'onde appropriées, c'est-à- dire créneau, onde sinusoïdale et autres. Le choix du signal à la sortie du circuit 71 ou de l'oscillateur 72 pour application en tant que signal de référence au détecteur synchrone 65, est accompli par le commutateur S5. (Dans la pratique, dans un système donné il ne sera incorporé qu'un moyen générateur de signaux de référence, l'autre est incorporé sur-le dessin pour le compléter). Le filtre passe-bas 64 est agencé pour laisser passer les fréquences dans la bande spectrale au moins jusqu'àetycompris la fréquence du signal de référence. Le détecteur synchrone 65 produira un signal de sortie à la borne 77, proportionnel à l'amplitude des composantes du signal appliqué à sa borne d'entrée 78 qui sont en corrélation avec le signal de référence appliqué par la connexion 73. Le potentiel à la sortie du détecteur 65 est filtré dans un filtre passebas 66 pour produire un potentiel généralement continu à la borne 79 qui est proportionnel à l'amplitude des composantes de distorsion du signal vidéo. Une partie du signal de référence appliqué par l'atténuateur 74 est superposée sur ce potentiel généralement continu dans l'additionneur 67 pour produire un signal à la borne 80 qui subit une faible oscillation. Le potentiel à la borne 80 est converti en 68 en un courant de polarisation dont on dispose à la borne 69 pour application, par exemple,àun circuit NLAC. Le fonctionnement du circuit de la figure 6 est très semblable à celui du circuit de la figure 4. Les circuit 61, 62 et 63 de la figure 6 sont semblables aux circuits 41, 42 et 43 de la figure 4. Le filtre passe-bas 6X accomplit une fonction semblable au commutateur S2; le détecteur synchrone 65 accomplit une fonction semblable au comparateur 50; le filtre passe-bas 66 fonctionne comme l'intégrateur 47; et l'atténuateur 74 plus l'addi- tionneur 67 accomplissent une fonction semblable à l'additionneur 48. Le détecteur synchrone 65 qui peut être un détecteur de produit doublement équilibré tel que le circuit intégré CA 2111 de RCA Corporation ( et voir brevet U. S. NI 3 548 326 du 15 Décembre 1970 au nom de A. Bilotti intitulé "Direct Coupled Limiter-Discriminator Circuit") , produit un potentiel de sortie à la borne 77, qui est proportionnel à l'amplitude des signaux appliqués à la borne d'entrée 78 qui sont en corrélation (à la même fréquence) avec le signal de référence appliqué à la connexion 73. Le potentiel-de sortie à la borne 77 augmente linéairement à partir d'un niveau de référence, proportion- nelemEt à l'amplitude du signal d'entrée quand les signaux d'entrée et de référence sont en phase. Le potentiel de sortie diminue linéairement à partir du niveau de référence proort1onemTbtà l'amplitude du signal d'entrée quand les signaux d'entrée et de référence sont déphasés de 1800. Comme le courant de polarisation appliqué au circuit NLAC ou circuit de compensation et modulé par la fréquence de référence appliquée au détecteur synchrone 65, l'amplitude des composantes de distorsion augmentera et diminuera selon la valeur instantanée du signal de référence. Du fait de la forme de la courbe distorsion-courant (figure 3), l'amplitude de distorsion est plus importante pendant l'alternance négative du courant modulant de polarisation pour le système fonctionnant à la gauche du minimum et plus importante pendant l'alternance positive du courant modulant de polarisation pour le système fonctionnant à la droite du minimum. Par suite, le signal à la sortie du détecteur synchrone diminuera de façon proportionnée par rapport à son niveau nominal ou de référence lorsque le système fonctionnera plus loin vers la gauche sur la courbe de réponse et augmentera de façon proportionnelle par rapport à son niveau nominal ou de référence lorsque le système fonctionnera plus loin vers la droite sur la courbe. Le signal à la sortie du détecteur synchrone est inversé par l'amplificateur inverseur 81 ainsi, une augmentation du potentiel à la sortie du détecteur provoquera une diminution du potentiel à la borne 80 et inversement. Le fonctionnement du système aura alors tendance à se déplacer le long de la courbe de distorsion jusqu'à atteindre le minimum, point auquel la distorsion produite par les alternances négatives et positives du courant modulant de polarisation seront sensiblement égales afin de stabOLiser ainsi le potentiel à la sortie du détecteur à un point correspondant à une valeur de courant de polarisation pour le système fonctionnant à proximité du minimum de distorsion. Il faut noter que l'amplificateur 81 peut en fait être incorporé dans le détecteur synchrone 65, le filtre passe-bas 66 ou l'additionneur 67. Alternativement, si le signal modulant appliqué à l'additionneur 67 est déphasé de 180 par rapport au signal de référence à la connexion 73, l'inversion du signal produit par l'amplificateur inverseur 81 est inutile. Le filtre passe-bas 66 a une fréquence de coupure inférieure à la fréquence de référence, pour empêcher le potentiel de polarisation produit par le détecteur 65 de concurrencer le signal de référence ajouté au signal par le circuit additionneur 67. Il est souhaitable que le filtre 66 ne laisse passer que les composantes à basse fréquence, c'est-à- dire à moins de plusieurs Hz, afin que la réponse du système soit relativement à long terme, empêchant la possibilité de l'introduction d'une réponse visuelle génante due à des changements rapides de la polarisation de NLAC. - R E V E N D I C A T I 0 N S 1.- Dispositif formant-burne-disque pour la restitution de signaux vidéo comprenant des impulsions de synchronisation et des signaux du son, caractérisé par un premier moyen (23, 11) pour restituer, d'un disque, des signaux d'information modulés contenant des signaux vidéo; un moyen de compensation non-linéaire (12) relié audit moyen de restitution et sensible à un signal appliqué de polarisation pour réduire les composantes de distorsion par intermodulation dans lesdits signaux restitués; un second moyen (15) relié audit moyen de compensa- tion, pour démoduler les signaux d'information, lesdits signaux démodulés contenant lesdites composantes de distorsion par intermodulation; un troisième moyen (16, 43, 50, 47) relié audit second moyen pour produire un autre signal en rapport avec l'amplitude desdites composantes de distorsion par intermodulation dans ledit signal démodulé; un quatrième moyen (48, 50) relié audit troisième moyen pour moduler ledit autre signal par un signal oscillant d'amplitude constante pour appliquer un signal modulé de polarisation audit moyen de compensation non- linéaire. 2.- Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le troisième moyen précité comprend un filtre passe-bande (16) relié au second moyen précité pour laisser sélectivement passer les composantes de distorsion du signal démodulé; un moyen de détection d'amplitude (43) pour détecter l'enveloppe du signal ayant passé par ledit filtre passe- bande; un moyen comparateur (50) sensible à des signaux de contrôle pour échantillonner en succession l'enveloppe du signal filtré, ledit moyen comparateur produisant, à une borne de sortie, un premier potentiel de sortie quand l'amplitude des composantes de distorsion diminue entre des paires prescrites d'échantillons de ladite enveloppe, et un second potentiel de sortie quand l'amplitude des composantes de distorsion augmente entre lesdites paires prescrites d'échantillons de ladite enveloppe; et un moyen intégrateur (47) pour faire la moyenne du potentiel à la borne de sortie dudit moyen comparateur, ledit signal dont la moyenne est faite étant disponible à une borne de sortie dudit troisième moyen. 3.- Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que le moyen comparateur précité comprend: un amplificateur (44) ayant une borne d'entrée inverse, une borne d'entrée directe et une borne de sortie; un premier moyen de commutation pour appliquer sélectivement l'enveloppe du signal filtré à un premier noeud du circuit; un second moyen de commutation agencé pour relier sélectivement ledit premier noeud à ladite borne d'entrée directe; et un troisième moyen de commutation agencé pour relier sélectivement ledit premier noeud du circuit à ladite borne d'entrée inverse, lesdits second et troisième commutateurs étant alternativement fermés et lesdits premier et second commutateurs étant concunemment fermés pendant des périodes prescrites et lesdits premier et troisième commutateurs étant concurremment fermés pendant d'autres périodes prescrites. 4.- Dispositif selon la revendication 3, caractérisé par un moyen pour produire des premier, second et troisième signaux de commande pour ouvrir et fermer les premier, second et troisième moyens de commutation précités, respectivement, ledit premier signal étant une série d'impulsions ayant une durée utile de moins de 50% et se présentant au double de la fréquence desdits second et troisième signaux de commande, lesdits second et troisième signaux de commande étant une série d'impulsions complémentaires les unes des autres. 5.- Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que les signaux de commande précités sont synchronisés sur les impulsions de synchronisation vidéo précitées. 6.- Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 ou 5, caractérisé en ce que le signal oscillant d'amplitude constante précité pour moduler l'autre signal précité est une partie du second signal de commande précité. 7.- Dispositif selon l'une quelconque des revendications 2, 3, 4 ou 5, caractérisé en ce que le moyen de détection d'amplitude précité comprend: un transistor ayant des première et seconde électrodes et un trajet conducteur de courant principal entre eles, une électrode de commande, le potentiel appliqué entre l'électrode de commande et la première électrode contrôlant le courant conduit par ledit trajet conducteur principal; une première résistance reliée entre ladite première électrode et un premier potentiel fixe; un premier condensateur relié entre ladite première électrode et l'un desdits premier et second potentiels fixes; une diode ayant une cathode reliée à ladite première électrode et une anode reliée à une borne de sortie; une seconde résistance reliée entre la borne de sortie et le second potentiel fixe; et un second condensateur relié entre la borne de sortie et l'un desdits premier et second potentiels fixes. 8.- Dispositif selon l'une quelconque des revendications 2, 3 ou 4, caractérisé en ce que le moyen intégrateur précité comprend: une résistance ayant une première borne agencée pour recevoir le potentiel à la sortie du comparateur précité et ayant une seconde borne formant la borne de sortie dudit moyen intégrateur; et un condensateur relié entre la seconde borne de ladite résistance et un point de potentiel fixe. 9.- Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le troisième moyen précité comprend un filtre passe-bande relié au second moyen précité pour sélectivement laisser passer les composantes du signal de distorsion par intermodulation du signal démodulé précité; un moyen de détection d'amplitude pour détecter l'enveloppe du signal ayant passé par ledit filtre passe-bande; un filtre passe-bas relié audit moyen de détection d'amplitude pour rejeter les fréquences du signal détecté audessus de la fréquence dudit signal oscillant d'amplitude constante; un détecteur synchrone ayant des première et seconde bornes d'entrée et une borne de sortie, l'une desdites première et seconde bornes d'entrée étant reliée audit filtre passe-bas, l'autre étant agencée pour recevoir ledit signal oscillant d'amplitude constante; et un autre filtre passe-bas ayant une borne d'entrée - reliée à la borne de sortie dudit détecteur synchrone et ayant une borne de sortie o est disponible le signal dudit troisième moyen, ledit autre filtre passe-bas ayant une fréquence de coupure inférieure à la fréquence dud t signal oscillant d'amplitude constante. 10.- Dispositif selon la revendication 9, caractérisé par un moyen pour produire le signal oscillant d'amplitude constante précité. 11.- Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que le moyen précité pour produire le signal oscillant d'amplitude constante comprend un oscillateur autonome ayant une fréquence sensiblement constante. 12.- Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que le moyen précité pour produire le 2-485783 signal oscillant d'amplitude constante comprend un moyen pour extraire des impulsions de synchronisation des signaux vidéo restitués; et un moyen pour conditionner les impulsions extraites à une amplitude, une forme d'onde et une fréquence souhaitées. 13.- Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1, 2, 3, 4, 5, 9 ou 10, caractérisé en ce que le quatrième moyen précité comprend: un amplificateur différentiel ayant une borne de sortie, une borne d'entrée directe et une borne d'entrée inverse, ladite borne d'entrée directe étant reliée au troisième moyen précité pour recevoir l'autre signal précité; un premier moyen formant résistance relié entre la borne de sortie et la borne d'entrée inverse dudit amplificateur différentiel; et une seconde résistance ayant une première borne reliée à la borne d'entrée directe dudit amplificateur différentiel et une seconde borne agencée pour lui appliquer le signal oscillant précité. 14.- Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 ou9, caractérisé en ce que le cinquième moyen précité est un convertisseur tension-courant. 15.- Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 ou 9, caractérisé en ce que le cinquième moyen précité est une résistance.