FR 2471686 A1 19810619 FR 8025639 A 19801203 La présente invention concerne le réglage de l'impédan- ce de compensation reliée pour fournir du courant réactif en avance ou en retard de phase, à un système d'énergie électri- que à courant alternatif pour la stabilisation de la tension dans une zone critique d'une ligne omnibus, et en particulier concerne un système de réglage sensible à des perturbations rapides du courant. Il est bien connu que des systèmes d'énergie électrique qui alimentent des charges réactives fortement erratiques, 1O par exemple, des fours à arc électrique, se caractérisent classiquement par une mauvaise régulation de la tension. En conséquence, ces systèmes présentent souvent une ondulation non souhaitable. Un type de système de régulation suggéré pour supprimer cette condition est décrit dans les brevets des Etats Unis d'Amérique No 3 936 727 et 3 968 432. Généralement, le système de régulation mentionné ci- dessus comprend l'utilisation de deux boucles de commande une boucle ouverte de commande de compensation;- et une boucle fermée de commande de régulation ou de supervision. La boucle de commande de compensation détecte la composante réactive du courant de la charge et essaie de la supprimer en fournis- sant la composante réactive de courant de compensation appro- priée au moyen d'un convertisseur réactif qui comporte des composantes capacitive et inductive. La boucle de commande de régulation ou de supervision utilise un détecteur de cosinus + pour détecter le facteur de puissance ou l'angle de phase en un endroit choisi de la ligne qui est habituellement situé dans une zone critique de la ligne o l'on souhaite une bonne régulation de la tension. Ces deux boucles coopèrent pour four-- nir généralement un degré satisfaisant de régulation de la tension lorsqu'une charge erratique est présente. Un problème associé à un- tel système de régulation pro- vient du fait que le convertisseur réactif dans le système comprend classiquement une commutation à thyristors pour commander le courant qui traverse les composants inductifs. Cette commutation par thyristor comporte l'amorçage du commu- tateur à thyristors à un angle d'amorçage approprié (a), c'ast- à-dire, l'angle de phase par rapport à l'onde de tension alternative appliquée auquel chaque thyristor est amorcé en conduction. L'intervalle pendant lequel le thyristor con- duit à la suite de chaque amorçage est désigné par angle de conduction (a). Lorsque l'angle de conduction (a) est prati- quement de 1800 pour chaque thyristor, le commutateur est considéré comme totalement conducteur ou fermé; lorsque l'angle de conduction (a) est pratiquement 00, le commutateur est considéré comme totalement non conducteur ou ouvert. Aux angles de conduction intermédiaire (a), et correspondant aux angles d'amorçage intermédiaire (a), le commutateur est partielle- ment fermé et partiellement ouvert pendant chaque alter- nance et règle la quantité de courant qui s'écoule par le rapport du temps de conduction au temps de non conduction. Une fois le courant amorcé par amorçage des thyristors, ce courant s'écoulera pendant toute l'alternance si la conduction est amorcée au sommet de l'onde de tension. On peut changer le courant à chaque alternance en commandant l'angle d'amorçage. La conduction du courant s'arrête à chaque annulation du courant et est réamorcée au niveau de courant nécessité par la réap- plication du signal d'amorçage. La correction fournie au système d'énergie par une variation dans la commutation de thyristor peut être visualisée comme une correction en deux parties. Par exemple, l'avance de l'angle d'amorçage (a) de ta degrésamorce la conduction de At degrés plus tôt dans le cycle d'onde et également retar- de la fin de la conduction de tua degrés, effectuant ainsi un changement de l'angle de conduction (a) de deux fois ta degrés. Le barycentre de la variation de l'angle- de conduction est retardé par rapport à l'événement d'amorçage par une moitié d'angle de conduction. Cette variation de l'angle de conduction est déterminée par l'information de com- mande à l'instant de l'amorçage du thyristor. Ainsi, si le signal de sortie du commutateur à-thyristor est modulé par la commande de déclenchement a une fréquence quelque peu in- férieure à la fréquence du système d'énergie, la modulation du signal de sortie retardera en phase la modulation de la commande d'amorçage d'environ un demi angle de conduction. Ce retard de phase se compose d'un déphasage négatif du plan de fréquence ce qui réduit l'efficacité du convertis- seur réactif pour la correction des effets dus aux perturba- tions de charge sur le système d'énergie. En conséquence, la présente invention a pour but, d'une manière générale, de fournir un système de régulation amélioré destiné à être utilisé dans un système d'énergie électrique à courant alternatif dans lequel le système de régulation comprend un convertisseur statique commuté par thyristors. L'invention a aussi pour but de fournir un système de régulation dans lequel l'efficacité du convertisseur réactif commuté par thyristors est améliorée grâce à des moyens de correction du déphasage négatif produit par le commutateur à thyristors. Enfin, la présente invention a pour objet de fournir un tel système de régulation dans lequel les moyens de correc- tion du déphasage négatif comprennent un moyen de déphasage positif. Dans la mise en oeuvre d'une forme de la présente inven- tion, un système d'énergie à courant alternatif comprend un système de régulation incluant la compensation du courant réactif soutiré par une charge grâce à l'utilisation d'un convertisseur réactif qui peut délivrer au système un courant de compensation en avance ou en retard de phase qui est essen- tiellement égal et opposé au courant réactif de la charge. La compensation du courant réactif de la charge inclut des moyens pour développer un signal représentatif de l'amplitude et de la polarité du coefficient de courant réactif de la charge et diriger ce signal vers des moyens de commande du convertisseur réactif qui répond au signal pour faire varier le courant de compensation en avance ou en retard de phase délivré par le - convertisseur réactif. On prévoit des moyens destinés à recevoir le signal représentatif du coefficient de courant réactif de charge et pour développer un signal intermédiaire qui est essentiellement de la même fréquence que le signal de coefficient de courant réactif de charge, mais a un déphasage positif prédéterminé par rapport à la relation de fréquence avec ce dernier. Le signal intermédiaire est envoyé aux moyens de commande et le convertisseur réactif répond à ceux-ci. La suite de la description se réfère auxdessins annexés qui représentent respectivement Figure 1, une représentation schématique d'une forme d'un réseau de système d'énergie électrique à courant alternatif de l'art antérieur auquel se rapporte la présente invention. Le réseau comporte un convertisseur réactif, statique; - Figures 2A à 2C, des schémas fonctionnels de réseaux de traitement de signaux convenant pour l'utilisation dans une forme de la présente invention. Les réseaux engendrent des signaux de sortie déphasés IJA 'IJB IiC respectivement repré- sentatifs de la relation de phase et de l'amplitude continues des courants de charge réactifs dans des phases distinctes d'un système d'énergie à courant alternatif triphasé Figures 3A à 3I, des représentations de formes d'onde que l'on peut associer avec les réseaux de traitement de signaux des. figures 2A à 2C; Figures 4A et 4B, des représentations schématiques for- tement simplifiées de la manière selon laquelle un système de convertisseur réactif peut être utilisé pour fournir un courant réactif de compensation.La figure 4A représente un convertis- seur réactif de l'art antérieur avec un déphasage négatif non corrigé tandis que la figure 4B représente un convertisseur réactif qui est pourvu d' une correction de déphasage posi- tive(+f); et Figure 5, un diagramme schématique fonctionnel montrant une manière selon laquelle les réseaux de traitement de signaux des figures 2A à 2C peuvent être couplés au moyen de com- mande d'angle de conduction de la figure 1. En se référant initialement à la figure 1, on a désigne d'une manière générale en 10 un système d'énergie électrique à courant alternatif de l'art antérieur, comprenant un convertisseur réactif 14, c'est-à-dire un système var statique, pour réduire les effets dûs aux perturbations de charge- réactive.Le système d'énergie 10 comprend des sources de tension du systèmedésignées V VSB et V qui-repré- sentent chacune la tension de la ligne par rapport au neutre d'une phase d'un système d'énergie triphasé. Chaque phase comprend en outre une zone critique de ligne omnibus qui requiert une bonne régulation de tension. Les tensions de ligne par rapport au neutre à la zone critique de la ligne omnibus sont désignées respectivement par VCA, VCB, YCC. Une réactance du système, désignée par ZS, sépare les sources de tension du système (VsA^ VSB' VSC) des tensions de ligne à neutre dans la zone critique du bus (VCA, VCB' VCC). Un trans- formeur classique 12 est disposé dans le système 10 et pro- lO duit les réactances désignées ZT. Le transformeur 12 relie les tensions critiques de bus VCA, VCB, Vcc à un bus de charge, avec des tensions désignées V1. V2, V3. Le bus de la charge (Vi, f2, V3) alimente le convertisseur réactif 14 et une charge 16. Le convertisseur réactif 14 comprend un convertisseur inductif commandé et au moins un banc de condensateursaccordés- désigné respectivement tarIR et CR. Le convertisseur- réactif 14, ainsi que les autres éléments de la figure 1 sont plus complè- tement décrits dans les brevets des Etats Unis mentionnés précédemment no 3.936.727 et 30968.432. Le système d'énergie électrique 10 comprend des moyens pour engendrer des signaux électriques représentatifs de diverses caractéristiques électriques, par exemple du cou- rant et de la tension. Un tel signal, désigné VIPl, Vu 2P V'P3 est représentatif de la tension projetée, c'est-à-dire, une tension représentatif de la tension ligne à neutre dans la zone critique du bus qui prend en compte la correction requise pour l'effet réactif du transformateur 12. Ces signaux peuvent être obtenus par un moyen de traitement 15 selon la description du brevet des Etats Unis no 3 936.727, en particulier colonne 7 lignes 14 à 37, figures 1 et 3. Le système d'énergie 10 comporte également des moyens pour engendrer des signaux électriques représentatifs de caractéristiques du courant. Des transformateurs de courant, désignés CTsont prévus dans ce but. Comme le montre la figure 1, on prévoit des transformateurs de courant CT en des en- droits du système 10 afin d'engendrer des signaux représentatifs du courant de ligne du transformateur, désignés respective- ment IlTl' I'T2' I'T3' aussi bien que du courant de charge, désigné respectivement I'LiL' 'L2' I'L3,.Pour des raisons de clarté de la description, on distingue les signaux repré- sentatifs de la valeur de la tension ou du éourant réel par l'inclusion d'un signe (') par exemple, Ll et-I Ll' En liaison aec ces transformateurs de courants (CT), on désigne le taux d'abaissement T de sorte que le signal repré- sentatif du courant L ou IlT soit lié au courant du transformateur IT ou au courant de charge IL par le rapport T Généralement, lors du fonctionnement du système d'éner- gie électrique de l'art antérieur 10 de la figure 1, on atténue les perturbations de la charge grâce au fonctionnement du convertisseur réactif 14. Le convertisseur réactif 14 est activé par l'intermédiaire d'un moyen de commande d'angle de conduction par des signaux d'entrée, désignés simplement ENTREE, représentatifs des coefficients des composantes réa- ctives des courants de charge. Une forme recommandée du moyen de commande d'angle de conduction est décrite dans le brevet des Etats Unis n0 3 936 726. Le convertisseur réactif 14 reçoit ces signaux d'entrée, désignés ENTREE, et par l'inter- médiaire du moyen de commande d'angle de conduction, produit un signal de sortie qui tend à négativer chacune des compo- santes du courant réactif de la charge en fournissant la com- posante de courant réactif de compensation appropriée par l'intermédiaire de ses réseaux IR et CR. Un système recommandé comprend des moyens pour développer ces signaux ENTREE vers le convertisseur réactif ou les signaux ENTREE sont représen- tatifs de la condition du courant réactif de charge à plus de deux fois chaque alternance de la fréquence de la source._ Un tel système recommandé est décrit dans le brevet des Etats Unis n0 4.135.128. Selon une forme recommandée de la présente invention, on utilise et on traite ultérieurement, les signaux ENTREE mentionnés précédemment qui correspondent à la condition continue des courants réactifs de charge. C'est-à-dire, les signaux ENTREE ont une amplitude et une polarité correspondant à la condition continue du courant réactif de charge avec la polarité des signaux qui dépend du fait que la composante réactive du ourant de charge est en retard (inductive) ou en avance (capacitive). Ces signaux ENTREE peuvent être dévelop- pés par le moyen de traitement de signaux décrit dans le brevet des Etats Unis n0 4 135 128. Pour des raisons de clarté, ces signaux ENTREE pour des phases A, B, C seront simplement identifiés comme IlJA' i'JB' I'JC' correspondant respective- ment à la désignation Il l, I'J2, I'J3 employés dans le brevet des Etats Unis no 4.135.128. (voir figures 2 et 3 de ce brevet). Si l'on se réfère maintenant aux figures 2A à 2C, on y a représenté des blocs fonctionnels de réseaux de traite- ment de signaux destinés à être utilisés dans une forme de la présente invention. Sur les figures 2A à 2C, ces réseaux de traitement de signaux, désignés généralement par 20, sont représentés pour chaque phase d'un système d'énergie électri- que à courant alternatif triphasé. Chaque réseau de traitement de signal 20 reçoit le signal ENTREE approprié décrit ci- dessus, I'JA' I'JB' IlJC' et développe un signal de sortie IJA' IJB, IJC, qui est essentiellement identique à son signal ENTREE respectif mais qui a une relation de déphasage positive du plan de fréquence par rapport à celuitci.L'expression relation de déphasage positif duplan de fréquence signifie l'avance de phase du signal de sortie par rapport au signal d'entrée qui apparait en régime permanent lorsqu'un signal d'entrée sinusoïdal engendre un signal de sortie de même fré- quence qui est en avance de phase par rapport au signal d'entrée sinusoïdal. Les réseaux 20 comportent de préférence chacun des cir- cuits d'atténuation 22 pour réduire la structure harmonique des signaux traités au-dessus d'une fréquence prédéterminée qui peut être de l'ordre de la fréquence de la source ou supérieure. De préférence, les signaux de sortie atténués produits par les circuits d'atténuation 22 sont dirigés res- pectivement vers les filtres éliminateurs de bandes à flancs t-411686 raides 24 pour l'atténuation des harmoniques qui résultent de la création d'harmoniques caractéristiques dans la charge ce qui peut avoir lieu dans certaines applications, par exemple les applications au four à arc. Les signaux de sortie maintenant atténués et maintenant filtrés issus des filtres 24, c'est-à-dire I'JA (filtré)' I JB (filtré)' I JC (filtré)' sont respectivement dirigés vers des réseaux d'avance 26 et des circuits de correction de gain-28 qui traitent les signaux pour développer des signaux de sortie IJA' IJB' IjC, qui sont substantiellement identiques aux signaux d'entrée respectifs iJA' i'JB' VJC' mais qui ont une relation de déphasage positif duplan de fréquence par rapport à ceux-ci. La caractéristique de déphasage positif du plan de fré- quence peut comprendre un léger accroissement du gain sur le spectre de fréquence jusqu'à la fréquence de réponse maxi- mum. En conséquence, les circuits de correction de gain 28 sont de préférence ajustés pour rendre le gain moyen sur le spectre de fréquence égal au gain-voulu. Ainsi, le gain peut être légèrement inférieur aux basses fréquences et légèrement supérieur à la fréquence de réponse maximale.. Cependant, à de telles fréquences basses, la boucle de régulation fournira une correction pour la légère déficience de gain de la boucle de compensation. Afin de mieux comprendre le fonctionnement du moyen de traitement de signal 20, des figures 2A à 2C, il est utile de se référer aux figures 3A à 3M. Les figures 3A à 3I sont des représentations de formes d'onde associées au moyen de traitement de signal 20 pour un signal d'entrée servant d'ex- emple IlJA représenté sur la figure 3H, qui est représen- tative de la condition continue du coefficient du courant réactif de charge de phase A. Le signal de sortie IJA est représenté sur la figure 3M. En comparant le signal de sortie IJA de la figure 3I au signal d'entrée I'JA de la figure 3H, on peut voir que ces deux signaux sont d'amplitude et de fréquence pratiquement identiques mais que, le signal de sortie 1JA de la figure 3I a une relation de déphasage positif désigné +p par rapport à son signal d'entrée I"JA de la figure 3H. Pour l'exemple représenté, l'intervalle de temps de la relation de déphasage positif (+) est égal à l'intervalle de temps d'un huitième de la période de la fré- quence de la source. Le but.du déphasage positif (+f) va maintenant être discuté en se référant aux figures 3A à 3G. Les figures 3A à 3G représentent la réponse d'un commutateur à thyristors inductivement chargéeà un signal d'entrée constitué d'une composante de courant continu plus une composante alternative qui, pour des raisons de simplicité, a été choisie comme étant un tiers de la fréquence de source. Dans un but d'illus- tration, on suppose que la relation de la composante fonda- mentale du courant du commutateur au signal d'entrée est linéaire comme décrit dans le brevet des Etats Unis No 3 936 726 mentionné précédemment. Sur la figure 3B la.-ligne en traits pleins représente la résultante d'une composante de courant continu de signal d'entrée plus une composante alternative deb signal d'entrée - et la ligne en tirets, la composante de courant continu du signal d'entrée seulement. La figure 3A représente la source de tension alternative (par exemple V1 - V2 sur la figure 1) et le courant du commutateur (par exemple is12 de la figure 1). Les figures 3C et 3D sont liées aux figures 3A et 33 pour le cas dans lequel la composante alternative du signal d'entrée a été éliminée. En soustrayant le train d'ondes du courant du commutateur de la figure 3C de celui de la figure 3A, on obtient la variation du train d'ondes du courant du commuta- teur due à la composante alternative du signal d'entrée et ceci est illustré à la figure 3E. Dans-le but d'évaluer la relation de la modulation du courant du commutateur au signal alternatif d'entrée, les variations du train d'onde du courant du commutateur associé avec le courant négatif du commuta- teur sont inversées comme représenté par la figure 3F. Les barycentres des impulsions du train d'ondes de la figure 3F coïncident avec les passages par zéro du train d'ondes de tension de sorte que, si les impulsions 1P et 2P sont identiques, et les impulsions IN et 2N sont identiques, la composante 247168-6 fondamentale (alternative) du train d'ondes de la figure 3F illustr& par la figure 3G, est déplacée par rapport à la composante alternative du signal d'entrée d' un demi intervalle de con- duction du commutateur lié à la composante de courant continu du signal d'entrée représentée aux figures 3C et 3D. Les différences de prises d'impulsions sont très petites de sorte que le déplacement d'un demi intervalle de conduction entre la composante alternative du signal d'entrée ou compo- sante du signal de modulation, et la composante alternative du signal de sortie ou composante modulée est une bonne appro- ximation. Pour la situation illustrée par la figure 3C, l'inter- valle de conduction du commutateur (a) est un quart de la pé- riode de la fréquence de la source. On notera que, si la donnée de modulation requise est telle qu'illustrée par la figure 3H, et le traitement dynamique résulte dans les formes d'onde des figures 3I, alors, la modulation du signal de sortie illustrée par la figure 3G est en phase avec la donnée de modulation requise de la figure 3H, effectuant ainsi une correction voulue. L'angle de déphasage négatif (-)pour une fréquence de modulation(fm) peut être exprimé approximativement en terme de fréquence de source (fs) et de la moitié de l'angle de conduction (a) associé a la composante de courant continu du signal d'entrée pour le commutateur à thyristoe chargé inductivement. Plus particulièrement,e f - x a. Les limites fs 2 de la variation de l'angle (a) sont o. a à thyristors se fait habituelle-ment à un angle de conduction pré- déterminé autre que 2 radians, on peut réaliser un ajustement approprié ce l'angle du réseau de traitement dynamique. 11. La signification du déplacement, ou, angle de déphasage négatif, ( figures 4A et 4B qui décrivent, sous forme fortement simpli- fiée, la manière selon laquelle le système de convertisseur réactif, désigné d'une manière générale par 30, et le réseau de traitement, désigné d'une manière générale par 20, sont utilisés pour fournir du courant de compensation; La figure 4B utilise le réseau de traitement à déphasage positif avec le convertisseur réactif tandis que dans la figure 4A, seule la compensation du convertisseur réactif est utilisée. Puis- que les déphasages n'affectent pas les composantes du courant réactif non modulé, la compensation pour ces composantes est correcte sur les deux figures et elles sont omises sur les figures 4A et 4B. Seules lacomposante modulée du coefficient de courant réactif de la charge Ij(charge)m-t l'amplitude de la composante modulée du coefficient réactif de ligne Ij(ligne) m' sont illustrées car ce sont ces paramètres qui sont intéressants et qui sont influencés par le déphasage de la boucle de compensation. Le système de convertisseur réac- tif illustré par la figure 4A représente l'art antérieur, tan- dis que le système illustré par la figure 4B incorpore une forme de la présente invention. EXEMPLES Considérons maintenant les exemples suivants en liaison avec les figures 4A et 4B pour le cas of = + fm x T radians Exemple 1 fs = 60 hz. fm = 20 hz. a = u/2 radians pour le système de la figure 4A-e= - 2 x 2x 2 = - I'j(ligne)m | | j(charge)mI pour le système de la figure 4B = + -; =+ 121 I j(ligne)m 0 - * j(charge)mI Exemple 2 fs = 50 hz fm = 15 hz = 2 w/3 radians pour le système de la figure 4A = 5-0 x x 3 = - 1 1jj(ligne)m l= 0,313 I j(charge)ml pour le système de la figure 4Be-= - 0, = + 0,075 n j(ligne)m 1= 0,079 1 j (charge) m Exemple 3 fs = 50 hz fm = 15 hz. a = n/4 radians pour le système de la figure 4A = - 25 x x = - 0,0375 n Ij (ligne)m I 01 8 | j(charge)mI pour le système de la figure 4B - = - 0, 0375 w, =O0,118 Ij (charge)ml En regardant les exemples, il apparait que si l'angle de conduction (a) est plus grand que w/4 radians, la relation de % choisie améliore la compensation d'un coefficient modulé de courant réactif de charge. Il faut noter que, pour un angle de conduction (a) égal à n/4 radians, la composante fonda- mentale du courant du commutateur à thyristos est inférieure à 2,5 % du courant du commutateur à. thyristcrstotalement fermé. En substance, le a(moyen) est substantiellement plus grand que w/4 radians et ainsi la caractéristique d'a- vance de phase "du plan de fréquence" des réseaux de traite- ment de la figure 2 engendrera une compensation moyenne nota- blement améliorée pour le coefficient de la composante du courant réactif qui varie dans le temps. 247 1686 i3 L'angle de conduction moyen c(moyen) est une variable ayant diverses applications. Dans certains cas, il peut être de ir/2 radians, et dans d'autres cas, il peut être de l'ordre de 5u/8 radians. Il s'ensuit, cependant, que, en mettant en oeuvre la présente invention, une correction précise de l'angle de conduction moyen n'est pas essentielle pour engendrer l'a- mélioration effective due à la caractéristique de déphasage positif. Par suite, une bande de déphasage positif existera par rapport à l'angle de conduction moyen qui est effective pour fournir l'amélioration importante par rapport au cas o il n'y a pas de correction de déphasage positif. Cette bande est décrite par la relation: fm n fm Su f fm 6 en radians, X 12 Cette relation suppose que l'angle de correction (p) peut varier de 33% de la valeur associée avec les angles de conduction moyensde u et de 5 n radians. On doit également noter que les réseaux d'atténuation et de filtrage 22, 24 des figures 2A à 2C présentent classi- quement certains déphasages négatifs du plan de fréquence dans le spectre de fréquence en-dessous de la fréquence de réponse maximum. En conséquence, le réseau d'avance de phase positif 26 inclut de préférence la correction de phase pour ces réseaux de sorte que l'angle d'avance (X) représente la caractéristique de phase composite des:'réseaux 22, 24 et 26. On doit également noter que ces réseaux d'atténuation et de fil- trage 22 et 24, bien que recommandés, ne sont pas essen- tiels pour la mise en pratique de la présente invention. En se référant maintenant à la figure 5, on a repré- senté sous forme d'un bloc fonctionnel schématique, un réseau de traitement de signal, définit d'une manière générale par , convenant pour être utilisé dans le couplage des réseaux de traitement de signal 20 des figures 2A à 2C à un moyen de commande d'angle de conduction de la figure 1. Plus parti- culièrement, les premiers dispositifs de sommation 42, 44, 46 247 1686 reçoivent des signaux déphasés positifs IJA IJB IJC. Des signaux de sortie des dispositifs de sommation 42, 44, 46, sont envoyés respectivement à des seconds dispositifs de sommation 48, 50, 52. Les dispositifs de sommation 48, 50, 52 reçoivent chacun des signaux d'entrée de polarisation par des entrées de sommation positives et des signaux de boucle de régulation qui sont liés au coefficient de courant réactif associé aux lignes 1, 2 et 3, par des entrées de sommation négatives. Les signaux de sortie des dispositifs de sommation 48, 50, 52 commandent respectivement.es commu- tateurs à thyristot SW12, SW23, SW31. Ces signaux de sortie seront présentés sur la figure 1 en temps que ENTREE du moyen de commande d'angle de conduction. En liaison avec la construction du moyen de traitement de signal discuté ci-dessus, des techniques bien connues sont disponibles. Un guide utile pour des moyens de traitement de signal est OPERATIONNAL AMPLIFIERS, Design and Applications, Tobey-Graeme-Huelsman, McGraw-Hill Book Company, 1971. On peut aussi se référer à NETWORK ANALYSIS AND FEEDBACK AMPLIFIER DESIGN, H. W. Bode, Van Nostrand, Princeton, N.J. 1945. R E V E N D I C ATI O N S 1. Appareil d'alimentation en courant réactif pour un système d'énergie électrique à courant alternatif comprenant un bus d'alimentation à tension critique et séparé électri- quement par une impédance série des bornes d'une charge qui sont adaptées pour être reliées àune charge soumiseà des variations oscillatoires rapides de demande de courant réactif, caracté- risé en ce qu'il comprend: - des condensateurs reliés aux bornes de la charge, - des inductances fixes reliées aux bornes de la charge suivant une relation de circuit série avec des moyens de commutation statiques, incluant des moyens d'amorçage pour la commande de phase de l'angle de conduction de ces moyens de commutation pour ainsi commander l'amplitude du courant réactif traversant les inductances, - des moyens pour développer un premier signal élec- trique représentatif de l'amplitude et de la polarité du coefficient du courant réactif de la charge aux bornes de la charge, - des seconds moyens sensibles au premier signal élec- trique pour ainsi commander les moyens d'amorçage pour déter- miner la somme du courant réactif traversant les condensateurs fixes et les inductances fixes, et comportant en outre: des moyens ('20) pour recevoir cepremier signal électrique et développer un premier signal électrique intermédiaire ayant essentiellement la même fréquence que le premier signal électrique mais ayant une relation de déphasage positif pré- déterminé avec celui-ci, -et lessecondsmoyensétant sensible au premier signal électrique intermédiaire. 2. Appareil d'alimentation en courant réactif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le déphasage posi- tif prédéterminé a une amplitude de fm x K en radians, o fm représente la fréquence de modulation en hertz et fs représente la fréquence de la source en hertz, et K est une valeur comprise entre u et 5. 3. Appareil selon la revendication 2, caractérisé en ce que K a une valeur comprise entre 5u et 9. 4. Appareil selon la revendication 3, caractérisé en *ce que K a une valeur d'environ - 4. 5. Appareil selon l'une quelconques des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que la somme du courant réactif traversant les condensateurs fixes et les inductances fixes est essentiellement égale et opposée à la composante réactive du courant de charge.