FR 2464610 A1 19810306 FR 8018601 A 19800827 La présente invention concerne des détecteurs synchrones et des circuits d'accord précis automatique et, en particulier, un réseau de sélectivité commun comprenant un circuit accordé qui simultanément réduit la distorsion harmonique dans un détecteur synchrone et améliore l'insensibilité au bruit et la propriété d'accord de la porteuse de déviation d'un circuit d'accord précis automatique. Le processus de détection synchrone a occupé depuis de nombreuses années des hommes de métier dans la matière des récepteurs de télévision, en raison des avantages que présentent de tels détecteurs par rapport aux détecteurs d'enveloppe communément utilisés, tels qu'une linéarité améliorée, qu'un fonctionnement à des plus faibles niveaux de signal et la détection simultanée des signaux video et des sons à porteuse intermédiaire. Malheureusement, la réalisation de la détection synchrone est difficile et coûteuse due à sa précision et sa complexité. Cependant, avec la technologie descircuii intégrée pour la télévision, la détection synchrone est devenue compétitive avec la détection par enveloppe, du point de vue des frais à engager et des performances. Le démodulateur synchrone est généralement configuré en détecteur de produit doublement équilibré, dans lequel le signal de fréquence intermédiaire (I.F.) est multiplié par une référence ou un signal de commutation. Lorsque le signal de référence est un signal sinusoïdal à spectre pur et exactement de la même fréquence et de la mime phase que la porteuse d'image I.F., ou une version à amplitude limitée de celle-ci, les avan- tages susmentionnés de la détection synchrone se trouvent réalisés. Si le signal de référence est produit par une porteuse d'image non modulée ou par une porteuse d'image avec deux bandes latérales équilibrées, un signal de commutation à amplitude limitée et ayant un spectre pur e6obtEu. Cependant, le signal de référence est typiquement développé à partir du signal I.F. qui est appliqué au détecteur de produit pour maintenir une adaptation de phase correcte du signal de référence à la porteuse d'image I.F. Le signal I.F. est appliqué à un circuit canal de référence présentant une sélectivité dans la proximité de la porteuse d'image pour le développement du signal de référence. Le signal I.F. à l'entrée du canal de référence n'est donc ni une porteuse non modulée ni un signal à deux bandes latérales, mais, en raison de la sélectivité I. F. et de la nature vestigiaire du signal transmis, un signal à bandoelatérale asymétriques, avec la basse fréquence video apparaissant comme un signal à deux bandes latérales non équilibrées et avec les compo- santes de fréquence plus élevées apparaissant comme un signal à bande latérale unique. La porteuse image I.F., avec ses bandes latérales asymétriques, provoquera la production d'une composante en phase et en quadrature dans le signal de canal de référence qui, lorsqu'appliqué au détecteur de produit, engendre des signaux détectés video et sonores à porteuse intermédiaire, pourvus d'une distorsion harmonique. Les harmoniques de certains signaux video apparaîtront à la fréquence de 4,5 MHz du signal sonore à porteuse intermédiaire et produisent un bourdonne- ment dans le canal sonore. Par exemple un signal video de 2,25 MHz (la seconde sous-harmonique du signal sonore à porteuse intermédiaire) et un signal video de 1,5 MHz (la troisième sous-harmonique du signal sonore à porteuse intermédiaire) peuvent avoir des harmoniques significatives apparaissant à la fréquence de signal sonore à porteuse intermédiaire (4,5 MHz). Le signal de référence formé dans le canal de référence peut également être utilisé avantageusement en rapport avec un comparateur de phasesdoublement équilibré, pour engendrer un signal d'accord précis automatique. Le signal de référence est appliqué au comparateur de phases par l'intermédiaire d'un premier trajet direct, et par un second trajet qui comprend le circuit accordé. Ce dernier impose au signal de référence un décalage de phase dépen- dant de la fréquence, si bien que les deux signaux qui sont appliqués au comparateur de phasesseront en quadrature, lorsque la porteuse image I.F. est de la fréquence correcte. Si la porteuse image varie en s'éloignant de sa fréquence désirée, les signaux appliqués ne seront plus en quadrature et les sorties du comparateur de phaseschangeront et donneront lieu au développement d'une tension de correction pour le dispositif d'accord. Plusieurs facteurs doivent être considérés dans le domaine de la construction des circuits d'accord précis automatique (AFT). Le filtre passe-bande asymétrique du type Nyquist du filtre I.F. mentionné plus haut peut conduire & la production d'une caractéristique de réponse AFT, qui présente une plus grande plage d'entraînement en accord vers la bande intermédiaire. Cette caractéristique de réponse non équilibrée provoquera la tension AFT à se déplacer vers un accord de bande intermédiaire en raison du bruit, étant donné que le bruit I.F. possède un spectre de fréquence centré autour de la bande intermédiaire. Ainsi, il est souhaitable de réaliser le circuit AFT de façon à pouvoir obtenir une caractéristique de réponse équilibrée. Il est également souhaitable de configurer le système AFT de telle façon que le récepteur de télévision est en mesure d'acquérir et maintenir des signaux reçus des systèmes de télévision à antenne principale (MATV) et à cible (CATV). Ces systèmes sont en général non réglés à l'égard des déviations de fréquence et on sait qu'ils produisent des modulations de phase incidentes et des écarts ou déviations de fréquence conduisant à des varia- tions de porteuse des fréquences normales de radiodiffusion, de valeurs importantes telles que de + 2 MHz. Un signal de télévision présentant-un écart de 2 MHz peut être reçu par un système d'accord à synthétiseur de fréquence (FS), tel que celui montré dans le brevet-US N 4 031 549, lorsqu'il est utilisé en combinaison avec un système AFT correctement conçu. Le système d'accord FS comprend une boucle de verrouillage de phase (PLL) comportant un oscillateur local contrôlé par tension. La fréquence du signal produit par l'oscillateur local accorde le récepteur sur le canal désiré. L'oscillateur local accordera tout d'abord le récepteur à la fréquence de radiodiffusion standard pour le canal sélectionné. La boucle à verrouillage de phase fonctionnera ensuite sous le contrôle du signal AFT et le dispositif d'accord recherchera la porteuse image du canal désiré dans la gamme de fréquence centrée autour de l'endroit de fréquence standard ou étalon. Si aucun signal n'est saisi, le système d'accord augmentera de 1 MHz la fréquence de l'oscillateur local et ensuite diminuera de 1 MHz cette fréquence et explorera des gammes de fréquence autour de ces fréquences de l'oscillateur local. On comprend, que pour capter un signal d'écart ou de déviation- de 2 MHz, le circuit AFT doit être en mesure de diriger le dispositif d'accord à une porteuse qui est éloignée de 1 MHz de la fréquence augmentée ou diminuée de l'oscillateur local. Par conséquent le système AFT doit avoir une gamme de + 1 MHz qui, en combinaison avec la gamme ou plage de + 1 MHz du système d'accord FS, est capable de capter des décalages de signaux de + 2 MHz depuis des fréquences de radiodiffusion standards. La gamme pu plage d'entraînement de tout système AFT est obligatoirement limitée dans la direction du canal adjacent inférieur par le piège de son ou élément de filtrage ou rejeteur de sonadjacent inférieur et la pente Nyquist du réseau de sélectivité I.F. Au cas de déviation de fréquence vers le canal adjacent inférieur, l'amplitude de la porteuse image I.F. se décrochera rapidement et la porteuse son du canal approprié augmentera en amplitude du fait qu'elle se trouve dans la bande passante I.F. et non pas dans le piège de son ou rejeteur de son,du canal associé. Lorsque la porteuse image I.F. du canal désiré présente un décalage de fréquence de 1 MHz, la porteuse image réduite et La porteuse son de canal approprié excitée peuvent - toutes les deux se trouver aux extrêmes extérieures de la plage d'entraînement en accord AFT et produire ainsi des tensions de correction d'accord égales mais opposées dans le système AFT. Les tensions d'accord ainsi produites s'équilibrerontl'une l'autre et le système AFT fournira une tension d'accord au dispositif d'accord qui ne modifiera pas l'accord du récepteur. Le système d'accord sera par conséquent verrouillé à une condition dans laquelle il est incapable de capter le signal de déviation ou d'écart. Ainsi il est souhaitable de concevoir le circuit AFT de telle façon qu'il soit capable de capter et maintenir des signaux, si l'oscillateur local du dispositif d'accord s'était décalé ou ne se trouve pas à la fréquence exacte, pour des erreurs allant jusqu'à 1 MHz Un système AFT devrait nécessiter un nombre de circuits accordés simples le plus faible possible, et ceci du fait que le système AFT fait partie d'un système de boucle fermée comprenant le dispositif d'accord, des amplificateurs I.F., le détecteur AFT et des amplificateurs. Dans des conditions de gain élevé, les pôles et zones zéro des éléments réactifs de la boucle comprenant le réseau de sélectivité I.F. et le détecteur AFT peuvent se combiner pour former des points de résonance auxquels la boucle devient instable. Ce problème est plus important dans un système d'accord FS, étant donné que le dispositif d'accord FS comprend un intégrateur dans la boucle à verrouillage de phase qui possède plusieurs constantes de temps. Ces problèmes d'instabilité peuvent être diminués par réduction du nombre de pôles et de zéros dans la boucle AFT, grâce à l'utilisation de circuits accordés simples, chaque fois que des circuits accordés sont nécessaires. Selon la présente invention, un réseau de sélectivi- té est prévu pour un canal de référence de détecteur synchrone et un circuit AFT, qui comprend un piège ou un élément de filtrage dans le circuit accordé de référence, pour produire une atténuation dans la zone d'une fréquence de piégeage située entre la fréquence d'une porteuse son et de la fréquence de bande latérale du signal image qui, à la détection, constitue un signal video correspondant à la fréquence de seconde sousharmonique de porteuse son intermédiaire. Le réseau de sélectivité comprend un premier circuit accordé relié au circuit de canal de référence et accordé à la fréquence de la porteuse image I.F. Un second circuit accordé est faiblement relié au premier circuit accordé et est monté entre les bornes d'entrée du circuit AFT pour fournir un signal de référence déphasé et dépendant de la fréquence, au circuit AFT. Le premier circuit accordé comprend un circuit de piégeage accordé à la fréquence de piégeage susmentionnée. Le piège dans le circuit accordé de canal de référence atténue les fréquen- ces de bande latérale du signal image dans le canal de référence, qui, à la détection, deviennent les signaux vidéo situés aux fréquences de la seconde et de la troisième sous-harmoniques du signal son à porteuse intermédiaire, pour rendre minimale la distorsion en quadrature du canal de référence et la distorsion harmonique résultante dans les signaux video, qui produisent des bourdonnements. Le signal de canal de référence à intervalles de fréquence est appliqué au circuit accordé AFT qui provoque un équilibrage de la plage ou gamme d'entraînement du circuit AFT autour de la fréquence porteuse image, pour rendre ainsi insensible le circuit AFT à l'effet d'entraînement par du bruit. L'intervalle de fréquence dans le circuit AFT à la fréquence indiquée minimise également les effets AFT d'une porteuse son à fréquence déviée d'un canal corres- pondant et permet le captage automatique de signaux qui sont décalés en fréquence vers le canal adjacent inférieur. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaItront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant deux modes de réalisation de l'invention et dans lesquels - la figure 1 donne le schéma des phases d'un signal de référence porteur; - la figure 2 donne le schéma des phases d'un signal de référence porteur avec modulation des bandes latérales; - la figure 3 illustre la bande passante d'un circuit de signal de référence typique; - la figure 4 illustre la caractéristique de réponse d'un circuit AFT typique; - la figure 5 illustre les endroits de porteuses son et image normale et décalée dans une bande passante I.F. typique; - la figure 6 représente, partiellement sous forme d'un schémabloc et partiellement sous forme d'un schéma de montage un détecteur synchrone et un circuit AFT.conçus conformément à la présente invention; la figure 7 représente une caractéristique de réponse de signal de référence typique du circuit suivant la figure 6; - la figure 8 représente la caractéristique de réponse AFT typique du circuit suivant la figure 6, et - la figure 9 montre sous forme d'un schéma de montage un autre mode de réalisation du réseau de sélecti- vité suivant la figure 6. La figure 1 montre un schéma de phases qui repré- sente des signaux considérés par rapport à une porteuse image 20 ayant une fréquence de >o radians par seconde ou fréquence angulaire aice La porteuse image peut être exprimée mathématiquement de la façon suivante: AO cos w Ot Si le circuit de signal de référence du détecteur synchrone ne contient que ce signal porteur, on obtient une détection synchrone parfaite, avec le signal video détecté étant une reproduction exacte du signal video composé d'origine, exempte de toute distorsion dequadabxre. De façon similaire, si le circuit de référence comprend également deux bandes latérales équilibrées 12 et 14, le résultat 16 sera situé dans l'axe de la phase de la porteuse. Le signal résultant peut alors être limité en amplitude pour produire de nouveau un signal de référence parfait pour le détascw synchre 50. CeEndat,étant donné que le signal vidéo est un signal à bande résiduelle, de telles bandes latérales n'apparaissent pas. Une modulation de bande résiduelle provoquera la production d'un signal de référence montré sur le schéma de phases suivant la figure 2. La porteuse image 20 a la même forme que sur la figure 1. Une bande latérale video est représentée qui peut être exprimée par l'équation suivante: A ej f(cv1-co)t+#3 dans laquelle col est la fréquence de signal et # est un décalage de phase statique provenant du circuit oscillant de référence. Pour des fréquences au-delà de la pente Nyquist de la bande passante I.F., la bande latérale video sera une bande latérale unique telle qu'illustrée par le vecteur 22. Cette bande latérale peut être décomposée en deux composants: un vecteur en phase 24 de la forme A cos [(w1-w0)t+$] et un vecteur en quadrature 26 pouvant être défini par la formule A sin {(c31-Li00)t+$J Le signal de commutation résultant est un vecteur 2B qui occasionnera une distorsion de quadrature dans le détecteur, en raison de la composante en quadrature orthogonale. Quand le signal I.F. est démodulé par ce signal de référence résultant 28, le signal video sera déformé à la manière d'un signal video démodulé par un détecteur d'enveloppe. Un des avantages principaux d'un détecteur synchrone, c'est-à-dire une bonne linéarité, est ainsi perdu. Si le circuit de référence utilise un circuit accordé ayant une bande passante très étroite, la distorsion de quadrature sera un peu diminée. La pente de Nyquist de la bande passante I.F. produira toujours des bandes laté- rales inégales de chaque côté de la porteuse image, comme l'illustrent les vecteurs 22 et 30. Le signal de commutation résultant aura par conséquent une composante en quadrature plus faible qui produira moins de distorsion dans le signal vidéo détecté. Une diminution de la largeur de la bande passante du circuit accordé de référence est généralement obtenue par augmentation du coefficient Q du circuit, ce qui cependant cause d'autres problèmes. La biade passarse étroite rend critique l'accord. Si la fréquence de signal se déplace, la porteuse image peut sortir complètement de la bande passante et la détection video s'arrêtera. De plus, le circuit accordé de référence produira un décalage de phase statique sur toute sa bande passante, égal à approxi- mativement + 45 degrés aux points d'amortissement de 3 db du circuit. Les circuits de signal de référence doivent par conséquent chercher un compromis entre la distorsion de quadrature produite par la pente de Nyquist de la bande passante I.F. et des problèmes d'inexactitudes de l'accord et du décalage de phase statique. Ce compromis amène à l'utilisation d'un circuit de signal de référence d'une largeur de bande relativement importante. La figure 3 illustre une courbe de réponse typique d'un circuit de signal de référence. Le circuit accordé est accordé à la fréquence de 45,75 MHz de la porteuse image pour l'utilisation dans un système de télévision du type NTSC. La partie 50 de pente de Nyquist de la bande passante I.F. est superposée sur la courbe de réponse 40 et occasionne une déviation brusque des fréquences de signal au-dessus de 45,75 MHz. La présence d'une distorsion de quadrature dans le signal de référence provoquera une distorsion harmonique dans le signal video détecté. De façon spécifique, une distorsion de quadrature résultant de bandes latérales de 43,5 MHz dans le signal de référence produira des secondes harmoniques du signal video de bande de base résultant de 2,25 MHz. La seconde harmonique de ce signal fera tomber à 4,5 MHz, la fréquence du signal sonore détecté à porteuse intermédiaire. Bien que ces secondes harmoniques auront une amplitude qui représente seulement 14% de celle de l'onde fondamentale, ces faibles signaux sont cependant suffisants pour produire un bourdonnement dans le signal sonore. Un effet similaire mais moins prononcé proviendra des bandes latérales ayant une fréquence I.F. de 44,25 MHz, qui aura des troisièmes harmoniques apparaissant dans le signal sonore à porteuse intermédiaire. Pour être parfait, il serait souhaitable d'atténuer ces fréquences dans le circuit de référence, comme cela est illustré par les zones plus sombres 42, 44 dans la courbe de réponse suivant la figure 3. Mais, la présente invention propose une solution à ce problème qui résout simultanément des problèmes qui existent dans d'autres domaines du récepteur de télévision. Une courbe caractéristique de réponse AFT typique 46 est représentée sur la figure 4. La caractéristique de réponse est conformée pour manifester une réponse brusque pour des variations de fréquence de la porteuse image à proximité de son endroit de fréquence desré de 45,75 MHz. Le palier supérieur 46a de cette courbe tombera rapidement du fait de la position du piège de son du canal adjacent de 47,25 MHz dans le réseau filtre I.F. En-dessous de la fréquence porteuse image et vers le milieu de la bande I.F., la caractéristique de réponse présente une chute moins prononcée. Cette caractéristique de réponse occasionnera ce que l'on appelle "entraînement par du bruit". Dans des conditions d'un faible signal ou de l'absence d'un signal, le circuit AFT corrigera le dispositif d'accord vers la bande intermédiaire, parce que la fréquence moyenne du bruit I.F. est située approximativement à 43,5 MHz et la zone sous la courbe 46 est plus grande en-dessous de 45,75 MHz qu'elle ne l'est au-dessus de cette fréquence. Il est alors souhaitable que la caractéritique de réponse AFT soit équilibrée ou compensée autour de la fréquence porteuse image, de façon à ce que le circuit AFT produise une tension d'accord de 45,75 MHz dans des conditions d'un faible signal ou de l'absence d'un signal. La figure 5 montre une caractéristique de réponse de bande passante I.F. typique 60. Quand le récepteur de télévision est correctement accordé, la porteuse image sera située à 45,75 MHz comme indiqué en 62, à une distance de 6 db en-dessous du palier droite de la bande passante 60 de la pente supérieure Nyquist de la bande passante. La porteuse son à 41,25 MHz sera ensuite située à l'endroit 64, à une distance approximative de 20 db en-dessous de l'amplitude de la bande intermédiaire. Quand ces porteuses sont appliquées à un circuit AFT ayant la réponse illustrée sur la figure 4, la porteuse image sera accordée de façon précise à 45,75 MHz et la porteuse son sera située à une fréquence qui est trop faible pour affecter la tension de sortie AFT. Par contre, quand le signal video est décalé en fréquence de 2 MHz vers le haut, comme cela pourrait arriver lorsque le signal est fourni par un système du type MATV ou du type CATV, seulement 1 MHz du décalage sera corrigé par le système d'accord lors de sa recherche de la porteuse image. Les signaux appliqués au circuit AFT présenteront toujours un décalage de 1 MHz, comme cela est illustré par les emplacements en 66 et 68 sur la figure 5 des porteuses image et son. Située de cette façon, la porteuse son de 42,25 MHz se trouvera seulement à une distance d'environ 6 db endessous du niveau de bande intermédiaire, tandis que la porteuse image de 46,75 MHz se trouvera à une distance d'environ 30 db en-dessousde ce niveau, étant donné que sa fréquence est proche de celle du piège de sons du canal adjacent. Lorsque ces porteuses sont appliquées au circuit AFT présentant la réponse suivant la figure 4, la porteuse image atténuée ne produira qu'une tension d'accord positif faible telle que représenté par la flèche 52. La porteuse son décalée en fréquence sera située à l'endroit indiqué par la flèche 54, o elle occasionnera une faible contribution négative à la tension d'accord, d'une valeur similaire à celle fournie par la porteuse image. Ces deux tensions d'accord s'annuleront mutuellement et le circuit AFT manquera par conséquent d'entraîner le signal de télévision décalé. Si le signal d'accord produit une correction de moins de 1 MHz lors de sa recherche du signal, les deux porteuses augmenteront en fréquence et la composante de tension d'accord fournie par la porteuse son dominera la contribution de la porteuse image. Le circuit AFT tentera alors de régler l'accord de telle façon que le récepteur se verrouillera sur la porteuse son accordée à la fréquence porteuse image de 45,75 MHz. Une manière d'éviter ce problème est d'insérer un l'intervalle ou un creux dans la caractéristique de réponse AFT là o la porteuse son décalée sera située, comme cela est illustré par la zone plus sombre 56 sur la figure 4. Cependant, suivant la présente invention, on résout le problème de captage de la porteuse décalée d'une manière qui améliore également l'insensibilité à l'entraine- ment par du bruit du circuit AFT en même temps qu'elle résout le problème de bourdonnement sonore susmentionné. Un circuit conçu conformément aux principes de la présente invention est illustré sur la figure 6. Le montage représenté peut être avantageusement réalisé sous forme d'une plaquette de circuit intégré monolithique unique, à l'exception des éléments de circuit accordé 160- 184, qui sont externes à la plaquette et reliés à celle-ci à des bornes de plaquette externes 7-10. Un signal I.F. à deux extrémités est relié aux bornes internes 102 et 104 par l'amplificateur I.F. 100. Le signal I.F. est appliqué aux transistors 132 et 134 du détecteur de produit 130 en vue de sa démodulation synchrone. Le signal I.F. est en outre transmis à un circuit de signal de référence 110, par l'intermédiaire de transistors 106 et 108 agencés en émetteurscathodynes, pour la production d'un signal de commutation pour le détecteur de produit 130 et un comparateur de phasesAFT 150. Le signal I.F. attaque un amplificateur différentiel comprenant les transistors 112 et 114 situés dans le circuit de signal de référence 110. Un premier circuit accordé 160 est monté entre les collecteurs des transistors 112 et 114 de l'amplificateur différentiel. Ce circuit 160 est relié aux bornes de plaquette externes 8 et 9 et est accordé à la fréquence de porteuse image, c'est-à-dire dans l'exemple présent,à la fréquence de 45,75 MHz. Des diodes 116 et 118 sont également montées entre les collecteurs destransistors 112 et 114 pour limiter ou bloquer le signal de référence, produisant un signal de commutation en forme d'une onde rectangulaire dans des conditions de signal sévères. Le signal de commutation en forme d'une onde rectangulaire aura la même fréquence et la même phase que la porteuse image I.F. dans des conditions de signal optimum, grâce à l'opération de limitation de l'amplificateur différentiel et des diodes, en combinaison avec le circuit accordé 160. Le signal de commutation limité en amplitude est appliqué aux électrodes de base de quatre transistors qui sont agencés pour former une double configuration d'ampli- ficateurs différentiels 136 et 138 dans le détecteur de produit 130, par les transistors 122 et 124 agencés en émetteurscathodynes Les amplificateurs différentiels 136 et 138 sont commandés par un signal d'attaque I.F. appliqué au moyen de transistors 132 et 134. Les transistors comprenant les amplificateurs différentiels 136 et 138 sont commutés par le signal de référence pour accomplir la détection de produit du signal I.F. arrivant. Ces transis- tors amplificateurs différentiels qui reçoivent des signaux de commutation de polarité complémentaire par des amplifi- cateurs différentiels respectifs sont agencés par leurs collecteurs pour former deux sorties complémentaires entre lesquelles les signaux composés video et sonores à porteuse intermédiaire sont engendrés. Ces deux sorties peuvent être combinées, si cela est souhaité, d'une façon connue pour produire une sortie à extrémité unique pour les signaux détectés video et sonores à porteuse intermédiaire. Le signal de référence aux collecteurs des transis- tors 112 et 114 est en outre appliqué aux bases de deux transistors 142 et 144. Les émetteurs de ces deux transis- tors sont connectés ensemble et à la masse par un réseau résistif 143 pour produire ainsi à leurs émetteurs des signaux d'attaque de référence complémentaires. Ce signal de référence de double extrémité est appliqué aux amplificateurs différentiels 156 et 158 du comparateur de phase 150. Les bases des transistors des amplificateurs différentiels sont attaquées suivant le mode de push-pull par le signal de référence qui présente la même phase et la même fréquence que la porteuse image I.F. Le signal de référence formé dans le circuit accordé 160 est faiblement appliqué, par des condensateurs 172 et 174,à un deuxième circuit accordé 180 qui impose au signal de référence un décalage de phase dépendant de la fréquence. Quand la porteuse image est à la fréquence désirée, dans le présent exemple à 45,75 MHz, le signal de référence est décalé en phasesuivant 90 par le second circuit accordé qui comprend un condensateur 182et une inductance 184. Lorsque la fréquence de la porteuse image (et ainsi le signal de référence) dévie de la fréquence désirée, le deuxième circuit accordé déplace la phase du signal de référence suivant un angle de plus ou moins de 90 degrés. Le deuxième circuit accordé 180 est faiblement relié au premier circuit accordé, par des condensateurs 172 et 174 de faible valeur. Bien qu'il semble être avantageux de relier par un couplage plus serré le circuit accordé AFT au circuit accordé de référence, pour, par exemple, obtenir un signal de décalage plus important pour le comparateur de phases 150, ceci provoquera cependant une dégradation ou déformation du signal de référence. Le circuit accordé de référence est conçu pour avoir une seule fréquence de résonance dans la proximité de la fréquence porteuse image. Quand les deux circuits accordés sont reliés par un couplage serré, le circuit accordé de référence produira la réponse d'un réseau surcouplé, doublement accordé. Cette réponse à deux bosses produira une distorsion de quadrature et des non-linéarités de phase dans le circuit de référence, ce qui se traduit en une réponse de transition faible dans les signaux de luminance de basse fréquence détectés. Etant donné que l'un des avantages du détecteur synchrone réside dans des transitions video ayant des montées et temps de chute plus rapides que des signaux obtenus par détection de l'enveloppe, avec, comme avantage supplémentaire, une préoscillation et suroscillation symétriques, il faut prendre soin d'assurer que les deux circuits accordés ne sont pas surcouplés. Dans certains cas, le faible couplage peut être obtenu en plaçant les deux circuits accordés proches l'un de l'autre pour éviter ainsi des condensateurs physiques 172 et 174. Le signal décalé en phase formé dans le deuxième circuit accordé 180 est accouplé au détecteur de phase150 par l'intermédiaire de bornes 7 et 10 externes de plaquette et par des transistors 146 et 148 agencés en émetteurs cathodynes. Les bases de ces derniers sont polarisées par un diviseur de tension 147, monté entre la masse et la source de la tension d'alimentation. Un trajet continu - depuis le diviseur de tension 137 au transistor 148 est établi par l'inductance 184. Le signal décalé en phase est appliquéaux bases de transistors 152 et 154 agencés de façon différentielle, par les émetteurs cathodynes 146 et 148. Les transistors 152 et 154 sont reliés l'un à 2 4 6 4 6 1 0 l'autre par leurs émetteurs qui sont en outre accouplés à une source de courant constant 153. Les collecteurs des transistors 152 et 154 sont également ccff rcw1ezrscciUect-uzs pour attaquer les deux amplificateurs différentiels 156 et 158 à leurs électrodes d'émetteur. Les transistors des amplifi- cateurs différentiels qui sont commandés à leurs bases par des signaux complémentaires provenant des transistors 142 et 144 sont connectés par leurs collecteurs pour établir deux sorties complémentaires entre lesquelles le signal AFT est formé. Ces sorties peuvent être reliées à un autre amplificateur différentiel, d'une manière connue, pour produire deux signaux de sortie AFT variant dans des sens opposés, d'une plage ou gamme d'impédance et tension désirées. Le circuit accordé de référence 160 comprend un circuit de résonance parallèle qui comporte une inductance 162 et un condensateur 164. Ce circuit est accordé à la fréquence porteuse image, dans le cas présent, à la fréquence de 45,75 MHz. Une résistance d'amortissement 168 est montée sur le circuit accordé 160 pour empêcher la formation d'oscillations dans le circuit accordé non blindé 160 lorsque l'amplificateur I.F. 100 et le circuit de référence 110 fonctionnent suivant un mode de gain élevé. Une bobine de choc ou de blocage 169 est montée en parallèle sur la résistance d'amortissement 168, pour établir un trajet de faible impédance pour les signaux de fréquence de balayage horizontal entre les collecteurs des transis- tors 112 et 114. Cette bobine de blocage empêche le circuit de référence 110 de produire des oscillations parasites à la fréquence de balayage horizontal, ce qui donnerait naissance à des harmoniques apparaissant sous forme de barres verticales dans l'image reproduite sur le tube- image. Conformément à la présente invention, le circuit accordé de référence comprend un circuit de piégeage comportant l'inductance effective du circuit de résonance parallèle 162, 164, et un condensateur 166 dans l'exemple représenté. Le condensateur 166 est monté entre un point de jonction de l'inductance 162 et du condensateur 164 et la borne 8, tandis que l'autre point de jonction de l'inductance 162 et du condensateur 164 est accouplé à la borne 9. Le circuit de piégeage est accordé de façon à pouvoir produire un creux dans la réponse du circuit de référence à une fréquence qui est intermédiaire entre la fréquence d'une porteuse son (42,25 MHz) ayant un décalage de 1 MHz et la fréquence de bande latérale de signal image qui, après détection, devient un signal video correspondant à la fréquence de deuxième sous-harmonique sonore à porteuse intermédiaire (43,5 MHz). Le creux ou l'intervalle est suffisamment large pour procurer à ces deux fréquences une atténuation significative. Le signal de référence produit par ce circuit accordé possédera une distorsion de quadrature diminuée, notamment à la fréquence qui produit les secondes harmoniques accasionnant le problème du bourdonnement sonore. Le signal de référence sera également atténué à la fréquence de la sous-porteuse couleur (42,17 MHz), ce qui réduira au minimum le problème des battements chrominance-son dans le signal video détecté. Le signal de référence qui est appliqué au deuxième circuit accordé 180, depuis le circuit accordé 160, pro- duira également le creux ou intervalle de fréquence, ce qui réduira la largeur de la portion de bande intermédiaire de la caractéristique de réponse AFT. Cette dernière sera ainsi équilibrée ou compensée et présentera deux plages d'entraînement en accord sensiblement égales et situées aurcôtés opposés de la fréquence porteuse image désirée, rendant ainsi le circuit AFT plus insensible à l'entraînement par du bruit. Le creux éliminera également toute contribution de tension AFT d'une porteuse son décalée à 42,25 MHz, permettant de cette façon au circuit AFT de capter la porteuse image décalée en fréquence, à la fréquence de 46,75 MHz. Le circuit suivant la figure 6 a été conçu et testé et les courbes de réponse représentées sur les figures 7 et 8 ont été enregistrées. La caractéristique de réponse du circuit accordé de référence 200 est illustré sur la figure 7, superposé à la pente Nyquist 50 de la bande passante I.F. Le creux ou intervalle produit par le piège de référence est situé à approximativement 42,9 MHz. De cette manière on obtient une atténuation d'environ 32 db par rapport au niveau de 16 db d'atténuation de la même fréquence suivant la figure 3, de la fréquence de bande latérale de signal image correspondant à la fréquence de 43,5 MHz de la seconde sous-harmonique sonore à porteuse intermédiaire. La fréquence de bande-latérale de signal large qui, lors de la détection, devient un signal video qui correspond à la fréquence de 44,25 MHz de la troisième sous-harmonique sonore à porteuse intermédiaire est atténuée de 25 db sur la figure 7, par rapport aux 14 db d'atténua- tion suivant la figure 3. On reconnaît en outre sur la figure 7, que, lorsque la courbe de réponse du circuit accordé de référence est combinée avec la pente de Nyquist de la bande passante I.F., la réponse composée est sensible- ment symétrique autour de la fréquence porteuse image I.F. de 45,75 MHz, ce qui diminue encore la distorsion de quadrature dans le circuit de référence par l'équilibrage d'amplitude des bandes latérales video. Les effets du piège de circuit accordé de référence sur la réponse AFT sont illustrés par la figure 8. On reconnaît sur cette figure que la courbe de réponse AFT 210 est équilibrée et présente deux zones 212 et 214 d'entraînement en accord positive et négative sensiblement égales entre la courbe de réponse 210 et l'axe de référence. Les zones d'entratnement en accord sensiblement égales de chaque côté de la fréquence porteuse image améliorent l'insensibilité du circuit AFT à l'entraînement par du bruit. En outre, le creux relativement large élimine toute contribution de tension à 42,-25 MHz, de la fréquence d'une porteuse son décalée de 1 MHz. Ceci s'explique par le fait que le creux du piège du circuit accordé de référence affecte aussi bien le signal de référence qui est appliqué 24646 10 aux amplificateurs différentiels 156, 158 dans le détecteur de phases 150 que le signal de référence décalé en phase, qui est appliqué au détecteur de phases 150 par l'intermé- diaire du deuxième circuit accordé 180. Ainsi, la porteuse son est éliminée des deux signaux appliqués au détecteur de phases 150 en vue de la formation d'un signal de réglage de fréquence automatique. Ceci est particulièrement important quand le circuit AFT est utilisé en combinaison avec un système d'accord FS. La stabilité du système FS dépend de la linéarité de la courbe de fréquence AFT 210 dans la proximité de la fréquence porteuse image souhaitée, montrée à titre d'exemple sur la figure 8 comme fréquence de 45,75 MHz. Lorsque la porteuse son est éliminée des signaux d'entrée du détecteur AFT, le signal de réglage ou de commande produit est sensible exclusivement à la porteuse image, ce qui donnera une réponse linéaire conforme à la courbe de réponse 210. Si la porteuse son n'était pas éliminée des signaux d'entrée du détecteur AFT, cette porteuse son provoquerait une contribution de tension au signal de réglage, contribution qui perturberait la linéarité du signal de réglage dans le voisinage de la fréquence de 45,75 MHz. La stabilité du dispositif d'accord FS serait par conséquent affectée de façon nuisible. Il apparaît ainsi clairement que le circuit AFT selon la présente invention sera réglé ou contrôlé par une porteuse image décalée de 1 MHz de 46,75 MHz et amènera le dispositif d'accord à capter avec succès ce signal décalé. Un autre mode de réalisation des circuits accordés -suivant la présente invention est représenté sur la figure 9. Ce mode de réalisation se distingue du montage selon la figure 6 par le fait que le condensateur 164 est monté en parallèle avec la combinaison en série du condensateur 166 et de l'inductancel62 entre les bornes 8 et 9. La combinaison du condensateur 164 et de l'inductance effective de la bobine d'inductance 162 et du condensateur 166 forme un système ayant comme fréquence de résonance la fréquence porteuse image, tandis que la combinaison de l'inductance 162 et du condensateur 166 constitue un piège à la fréquence intermédiaire susmentionnée. Les éléments restants sont arrangés de la même manière que suivant la figure 6 et portent les mêmes chiffres de référence. La présente invention peut être facilement mise en oeuvre pour être utilisable dans le système de télévision du type PAL, par ajustement des fréquences d'accord en conformité avec les standards PAL. Le circuit de référence accordé possède une fréquence de résonance qui est égale à la fréquence porteuse image I.F. PAL de 38,9 MHz. La porteuse son PAL est située à 33,4 MHzet le signal son à porteuse intermédiaire a donc une fréquence fondamentale de 5,5 MHz et une fréquence de seconde sous- harmonique de 36,15 MHz dans la bande I.F. Le creux ou intervalle de circuit accordé de référence est ainsi situé entre le décalage de porteuse son de 1 MHz, c'est-à-dire à la fréquence de 34,4 MHz, et la fréquence I.F. correspon- dant aux signaux video ayant des deuxièmes harmoniques à la fréquence son à porteuse intermédiaire, c'est-à-dire à la fréquence de 36,15 MHz. Le deuxième circuit accordé doit également être réaccordé pour produire un décalage de phase de 90 degrés à la fréquence porteuse image I.F. du type PAL. Dans le mode de réalisation de l'invention repré- senté sur la figure 6, le détecteur de produit 130 détecte les signaux video et les signaux sonores à porteuse intermédiaire. Il pourrait être souhaitable dans un mode particulier de traiter l'information sonore dans un canal séparé avant la détection video. Dans un tel mode de réalisation, la porteuse son pourrait être éliminée du signal I.F. avant la production du signal de référence et la détection video AFT. Les problèmes de bourdonnement sonore et de l'acquisition ou captage de la porteuse son par le détecteur AFT n'apparatraiint donc pas. Cependant, le nouveau réseau de sélectivité proposé par l'invention sera tout de même souhaitable dans le récepteur de télévision pour équilibrer les bandes latérales video autour de la porteuse image dans le signal de référence. Le signal de référence à creux permettrait également un équilibrage de la caractéristique de réponse AFT autour de la fréquence porteuse image désirée, comme cela a été discuté plus haut. Le réseau de sélectivité apporterait ainsi simultanément les avantages d'une distorsion de quadrature réduite dans le détecteur video et d'une plus grande insensibilité au bruit AFT, pour le récepteur de télévision. Etant donné qu'il n'est pas nécessaire d'atté- nuer la fréquence porteuse son dans le canal de référence, le piège du circuit accordé 160 peut être accordé à une fréquence de 43,5 MHz ou une fréquence même supérieure, dans un système NTSC, fréquence qui est équidistante des fréquences porteuse son et porteuse image. La valeur Q du circuit de piégeage pourrait être supérieure à celle qui est souhaitable dans le mode -de réalisation suivant la figure 6. Bien entendu, l'invention n'est nullement limitée aux modes de réalisation décrits et représentés qui n'ont été donnés qu'à titre d'exemple. En particulier, elle comprend tous les moyens constituant des équivalents techniques des moyens décrits ainsi que leurs combinaisons si celles-ci sont exécutées suivant son esprit et mises en oeuvre dans le cadre de la protection comme revendiquée. 24646 10 R E V E N D I C A T I 0 N S 1.- Système de traitement de signaux, pour récepteur de télévision, pour traiter un signal de télé- vision de fréquence intermédiaire, qui occupe une bande passante comprenant une fréquence porteuse image et une fréquence porteuse son, caractérisé par un détecteur de phases ayant une première et une deuxième entrée, et une troisième et une quatrième entrée, des moyens montés entre lesdites troisième et quatrième entrées pour imposer aux signaux appliqués un décalage de phase dépendant de la fréquence, et une sortie pour produire un signal de correction d'accord, indicateur de la déviation ou de l'écart de ladite porteuse image de sa fréquence désirée; et un détecteur de produit ayant des première et deuxième entrées agencées pour recevoir ledit signal de fréquence intermédiaire, des troisième et quatrième entrées et des première et deuxième sorties pour produire un signal vidéo détecté; et un circuit de référence ayant des première et deuxième entrées agencées pwrrecevoir le signal de télévision de fréquence intermédiaire et des première et deuxième bornes de sortie respectivement reliées auxdites première et deuxième entrées dudit détecteur de phases, auxdites troisième et quatrième entrées du détecteur de phases et auxdites troisième et quatrième entrées dudit détecteur de produit et comportant des moyens de sélecti- vité pour donner une réponse caractéristique auxdits signaux de sortie, qui (1')équilibre sensiblement les première et deuxième courbes de réponse de pola ité opposée dudit détecteur de phases autour de la fréquence désirée de la porteuse image, (20)réduit la contribution au signal de correction d'accord fourni par des signaux à ladite fréquence porteuse son, (30)sensiblement équilibre la réponse amplitude à fréquence auxdites première et seconde bornes de sortie autour de ladite fréquence porteuse image désirée, et (4 )procure une atténuation sensible à la fréquence de bande latérale de signal image qui à la détectiondevient un signal video correspondant à la fréquence de seconde sous-harmonique sonore à porteuse intermédiaire, lesdits moyens de sélecti- vité comprenant un circuit unique doublement accordé qui produit un pôle de réponse à ladite fréquence porteuse image désirée et un zéro de réponse à une fréquence donnée située entre ladite fréquence porteuse son et une fréquence équidistante entre les fréquences porteusEs son et image. 2.- Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de sélectivité précités comprennent une première inductance, un premier condensateur monté en parallèle avec ladite première inductance pour former une première combinaison en parallèle; un deuxième condensateur monté en série avec ladite combinaison en parallèle entre des première et deuxième bornes de sortie du circuit de référence précité, ladite première combinaison en parallèle étant accordée pour appointer la réponse auxdites bornes de sortie à la fréquence désirée de la porteuse image et ledit deuxième condensateur étant accordé en coopération avec ladite première combinaison en parallèle pour procurer une atténuation auxdites bornes de sortie, par rapport au niveau de la porteuse image et supplémen- tairement à celle produite par ladite première combinaison en parallèle,à ladite fréquence porteuse son et autour- d'une fréquence située à distance égale entre les porteuses son et image; une seconde inductance; un troisième condensateur monté en parallèle avec ladite seconde inductance pour former une seconde combinaison en parallèle montée entre lesdites troisième et quatrième entrées dudit détecteur de phases et accordée de façon à pouvoir imposer au signal appliqué un décalage de phase dépendant de la fréquence; et des moyens pour coupler de façon capacitive les signaux provenant desdites première et deuxième bornes de sortie à ladite seconde combinaison en parallèle. 3.- Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de sélectivité comprennent une première inductance, un premier condensateur monté en série avec la première inductance, entre lesdites première et deuxième bornes de sortie du circuit de référence précité et accordé en conformité avec celui-ci pour atténuer les bandes latérales video auxdites bornes de sortie qui sont situées à distance égale entre les fréquences porteuses image et son; un deuxième condensateur monté en parallèle avec ledit premier condensateur et la première inductance et accordé en coopération avec ceux-ci pour appointer la réponse auxdites bornes de sortie au voisinage de l'endroit désiré de ladite porteuse image; une seconde inductance; un troisième condensateur monté en parallèle avec ladite deuxième inductance entre lesdites troisième et quatrième entrées dudit détecteur de phases et accordé en coopération avec celle-ci de façon à pouvoir imposer aux signaux appliqués un décalage de phase dépendant de la fréquence; et des moyens pour relier de façon capaci- tive les signaux provenant desdites première et deuxième bornes de sortie à ladite seconde inductance et audit troisième condensateur. 4.- Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le récepteur de télévision comprend un dispositif d'accord pour convertir un signal de télévision de basse fréquence axlit signal de télévision de fréquence intermé- diaire, ledit dispositif d'accord comprend des moyens ayant une plage ou gamme de fréquence de recherche donnée pour capter ou acquérir la porteuse image, le circuit de référence et le détecteur de produit forment un circuit détecteur synchrone pour produire un signal video détecté et un signal sonore à porteuse intermédiaire, le circuit de référence comprend un amplificateur différentiel ayant des première et deuxième entrées arrangées de façon à recevoir le signal de télévision de fréquence intermédiaire, et des première et deuxième bornes de sortie pour produire un signal de référence, les troisième et quatrième en-trées précitées du détecteur de produit sont reliées auxdites première et deuxième bornes de sortie dudit amplificateur différentiel, les première et deuxième sorties dudit détecteur de produit produisent les signaux vidéo et son à porteuse intermédiaire détectés, les première et deuxième entrées du détecteur de phases -sont reliées auxdites première et deuxième bornes de sortie dudit amplificateur différentiel, les troisième et quatrième entrées reçoivent un signal de référence décalé en phase, ladite sortie est reliée aux moyens de captage de dispositif d'accord pour produire un signal de correction d'accord indicateur de la différence de phase entre le signal de référence et le signal de référence décalé en phase; et les moyens de sélectivité comprennent un premier circuit accordé monté entre lesdites première et deuxième bornes de sortie dudit amplificateur différentiel, qui présente une résonance parallèle à la fréquence désirée de la porteuse image et une résonance en série à une fréquence intermédiaire entre une troisième fréquence située entre ladite fréquence porteuse son et ladite fréquence porteuse image et décalé de la fréquence porteuse son suivant une fréquence sensiblement égale à la moitié de ladite gamme de recherche donnée et entre la fréquence debande latérale de signal image qui, à la détection, devient un signal video correspondant à la fréquence de la deuxième sous- harmonique sonore à porteuse intermédiaire. 5.- Système selon l'une des revendications 1 ou 4, caractérisé en ce que le circuit de référence précité comprend un dispositif de limitation. 6.- Système selon la revendication 5, caractérisé par des premier et deuxième condensateurs pour accoupler d'une façon non serrée lesdites première et deuxième bornes de sortie aux troisième et quatrième entrées précitées du détecteur de phases précité.