FR 2472306 A1 19810626 FR 8026565 A 19801215 La présente invention concerne des filtres élec- troniques et elle se rapporte plus particulièrement à un circuit de filtrage variable à état elliptique qui est susceptible d'être réalisé sous forme d'un dispositif à circuit intégré. Dans la demande de brevet des EUA nO 940.473 dé- posée le 8 Septembre 1978 au nom de l'inventeur, on a dé- crit un circuit de filtrage elliptique qui utilise des condensateurs commutés avec trois amplificateurs opéra- tionnels connectés en série. Ce circuit utilise une con- nexion de réaction entre la sortie du second amplifica- teur opérationnel et l'entrée du premier amplificateur opérationnel (qui est également l'entrée du circuit) et une connexion d'alimentation directe entre la source de tension d'entrée et la sortie du premier amplificateur opérationnel. Ces signaux d'alimentation directe sont combinés avec les signaux de sortie du second amplifica- teur opérationnel. Plusieurs condensateurs commutés mon- tés dans le circuit pour commander les signaux d'entrée appliqués aux divers amplificateurs opérationnels sont tous connectés à une horloge de pilotage biphasée, qui fonctionne à une fréquence préétablie. Dans la fonction de transfert d'un tel circuit de filtrage, il est essen- tiel que le zéro de transmission dans le domaine "z" soit sur le cercle unité de sorte qu'il y ait une atté- nuation infinie à cette fréquence zéro. Dans ce circuit antérieur, on a placé le zéro de transmission de la fonction de transfert sur le cercle unité en choisissant des rapports précis entre les capacités des condensateurs. Ainsi, si les capacités des condensa- teurs s'écartent des spécifications nominales calculées et si les rapports s'écartent des valeurs prévues, même d'u- ne faible quantité, le zéro de transmission n'est pas si- tué sur le cercle unité mais est situé soit à l'intérieur soit à l'extérieur de ce cercle. Ceci entraîne une répon- se de fréquence du filtre qui ne produit pas une atténua- tion infinie à la fréquence zéro et n'assure pas la cou- pure nette désirable de la courbe fréquence/perte. La présente invention résoud ce problème en fournissant un circuit de filtrage qui a une atténuation infinie à la fréquence zéro, quel que soit le rapport des capacités des condensateurs. Un autre problème posé par les filtres à conden- sateurs commutés de la technique antérieure, en particu- lier lorsqu'ils sont incorporés à des circuits intégrés plus grands, est qu'ils ont tendance à être sensibles aux capacités parasites. Des condensateurs dits "para- sites" ou "répartis" sont constitués par les capacités des jonctions des interrupteurs et par la capacité du substrat des lignes créées par la topologie typique des dispositifs. Etant donné que la réponse de fréquence présente une sensibilité relativement élevée aux erreurs de rapports des capacités des condensateurs, il était antérieurement nécessaire de donner aux condensateurs du circuit des capacités relativement importantes afin de supprimer ou de réduire l'effet de telles capacités pa- rasites. Etant donné que ces capacités parasites ou ré- parties sont essentiellement du type capacités de jonc- tion, elles sont fonction de la tension et non linéaires et par conséquent elles présentent l'inconvénient supplé- mentaire de provoquer une distorsion harmonique ou non linéaire dans le filtre. La présente invention résoud ces problèmes en supprimant les effets des condensateurs parasites et en permettant ainsi de donner aux condensa- teurs normaux du circuit des dimensions minimales et d'é- conomiser la surface d'importance essentielle de la micro- plaquette tout en améliorant également les performances du filtre grâce à une amélioration de sa linéarité harmo- nique. Un circuit de filtrage selon la présente invention comprend des premier, second, et troisième amplificateurs opérationnels qui sont connectés par l'intermédiaire d'une série des condensateurs commutés commandés par des signaux d'horloge alternés et comportant un condensateur dans un montage d'alimentation directe. Le signal d'entrée du circuit qui provient, par exemple, d'une source de ten- sion analogique, est appliqué, par l'intermédiaire d'un interrupteur MOS piloté par signaux d'horloge et d'un condensateur, au premier amplificateur opérationnel. Le signal de sortie du premier amplificateur opérationnel est transmis, par l'intermédiaire d'un condensateur, à l'entrée du second amplificateur opérationnel et, égale- ment, dans un montage d'alimentation directe, par l'in- termédiaire d'un autre condensateur, à l'entrée du troi- sième amplificateur opérationnel. Le signal de sortie du second amplificateur opérationnel est appliqué, par l'intermédiaire d'un condensateur, à l'entrée du troisiè- me amplificateur opérationnel, et, également, sous forme d'une boucle de réaction, par l'intermédiaire d'un conden- sateur, à l'entrée du premier amplificateur opérationnel. Cet agencement a pour effet que le zéro de transmission dans le numérateur de la fonction de transfert du circuit est toujours sur le cercle unité dans le domaine "z", quels que soient les rapports entre les divers condensa- teurs. Ainsi, une atténuation infinie est obtenue à la fréquence de transmission zéro, ce qui assure au circuit une réponse de fréquence extrêmement précise. Chaque condensateur commuté du circuit est comman- dé par un interrupteur MOS commandé par des signaux d'horlo- ge alternants et il est également connecté à la masse par l'intermédiaire d'un élément interrupteur supplémentaire afin d'éliminer les capacités parasites. Dans un mode de réalisation de cet interrupteur MOS, un condensateur est disposé entre les éléments interrupteurs commandés par les mêmes impulsions d'horloge et les plaques opposées du condensateur sont connectées, par l'intermédiaiie d'éléments interrupteurs supplémentaires, (commandés par l'autre pha- se de l'horloge), à la masse. Ainsi, lorsqu'une plaque du condensateur est chargée pendant une phase de l'horloge, la capacité parasite est également chargée, mais, lors- que l'autre phase ou phase suivante de l'horloge se pro- duit, la capacité parasite est déchargée à la masse au lieu de devenir une partie de la charge qui est intégrée Dans un second type d'interrupteur MOS, le condensateur est situé entre des éléments d'interrupteur connectés aux phases d'horloge opposées. Dans ce cas, la capacité pa- rasite acquiert temporairement une certaine charge du condensateur mais elle la décharge dans le condensateur de l'amplificateur lorsque l'élément interrupteur inté-- rieur devient conducteur. Dans ce cas également, le bref courant transitoire n'a pas d'effet sur le fonctionnement du circuit. Avec de telles sections à deux interrupteurs dans tout le circuit, les performances du filtre devien- nent totalement indépendantes de toutes ces capacités pa- rasites. En résumé, l'un des buts généraux de la présente invention est de réaliser un filtre elliptique du type à condensateurs commutés perfectionné. Plus précisément, les buts de la présente invention sont de réaliser un circuit de filtrage qui: (1) est insensible à tous les éléments parasites qui existent dans un dispositif à -circuit intégré monolithique; (2) a une réponse de fré- quence qui présente une sensibilité relativement faible aux erreurs des rapports entre les capacités des conden- sateurs; (3) a une fonction de transfert avec des zéros de transmission qui sont, par inhérence, sur le cercle unité, produisant ainsi une perte infinie à la fréquence zéro; (4) a une fonction de transfert avec des zéros de transmission qui sont réalisés indépendants des pôles; (5) peut être fabriqué sous la forme d'une partie d'un dispositif intégré qui nécessite l'emploi d'une plus pe- tite surface du silicium que les dispositifs de filtra- ge comparables antérieurement imaginés; et (6) utilise moins de condensateurs que les filtres de la technique antérieure du même type pour la même fonction de trans- fert. D'autres buts, caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui va suivre d'un mode de réalisation présenté en combinaison avec les dessins annexés dans lesquels: La figure 1 est un schéma de circuit d'un inté- grateur de la technique antérieure; La figure 2 est un schéma de circuit d'un montage d'intégrateur muni d'interrupteurs pour éliminer la capa- cité parasite; La figure 3 est un schéma de circuit d'un inté- grateur muni d'un autre agencement d'interrupteurs pour éliminer la capacité parasite; La figure 4 est un schéma de circuit d'un filtre mettant en oeuvre les principes de la présente invention; et La figure 4A est un diagramme des temps des impul- sions d'horloge 0 et ' qui commandent le fonctionnement du circuit de la figure 4. On se référera maintenant aux dessins et, notam- ment, à la figure 1 qui représente un intégrateur de base du type utilisé dans la technique antérieure pour les filtres en échelle simulés. Dans cet intégrateur, la tension d'entrée Ven est appliquée, par l'intermédiaire d'un premier interrupteur MOS dont la portée est connec- tée à une phase d'horloge alternante 0 et par l'intermé- diaire d'un second interrupteur dont la porte est connec- tée à la phase d'horloge opposée 7, à l'entrée négative d'un amplificateur opérationnel intégrateur. Unconduc- teur part de la jonction entre ces deux éléments interrup- teurs, ce conducteur contenant un condensateur o(. C et é- tant connecté à la masse. La ligne en traits interrom- pus indique une capacité parasite C j connectée à la masse et partant de la plaque supérieure du condensateur oh C. La fonction de transfert de cet intégrateur (pour Cp1 = O) est: Vsor (z) H(z) V-e - = -1 Equation (1) en Cette structure d'intégrateur est insensible à la plupart des effets de la capaciré parasite étant donné que les impédances entre la quasi- totalité des noeuds et la masse sont très faibles. Cependant, étant donné que la capacité parasite C entre la plaque supérieure du condensateur o4 C et la masse est en parallèle avec le condensateurÀ C, elle change la valeur de o harmonique du filtre. Pour éviter l'imprécision et la non linéarité provo- quée par la capacité CP1V on a réalisé deux variantes d'é- tage intégrateur, utilisant des agencements d'interrup- teurs MOS différents, qui sont insensibles aux effets de la capacité parasite Cp1. Le premier circuit a été repré- senté sur la figure 2. Dans ce circuit, la tension d'en- trée V., est appliquée, par l'intermédiaire d'un premier interrupteur MOS Qi, à une jonction raccordée à une pla- que d'un condensateur o tée à une seconde Jonction. Un conducteur partant de cette dernière jonction est connecté à la masse par l'in- termédiaire d'un interrupteur Q3 qui est commandé par la même phase d'horloge que le premier interrupteur QI et un autre conducteur partant de cette seconde jonction est connecté, par l'intermédiaire d'un autre interrupteur Q4, à l'entrée négative d'un amplificateur opérationnel in- tégrateur. Ce dernier interrupteur et un autre interrup- teur Q2 connecté à la première jonction sont commandés par les signaux de l'autre phase de l'horloge. En dehors de l'absence de signe négatif, cet étage a la même fonction de transfert que celui représenté sur la figure 1. Ce- pendant, dans ce mode de réalisation, aucune des capaci- tés parasites n'a d'effet sur le fonctionnement. En effet, la capacité CPI n'absorbe et ne décharge à la mas- se qu'à partir de la source de tension d'entrée. La ca- pacité parasite Cp2 acquiert temporairement une certaine charge du condensateur " C (lorsque l'interrupteur Q3 passe à l'état non conducteur) mais elle la pert en la transférant au condensateur C après que l'interrupteur Q4 est passé à l'état conducteur. Par conséquent, en dehors de ce bref courant transitoire, elle ne contribue pas au fonctionnement de l'étage. Un circuit de commutation différent pour suppri- mer les effets des capacités parasites a été représenté sur la figure 3 dans son application à un intégrateur in- verseur qui utilise un condensateur commuté monté en série (plutôt qu'en parallèle). Dans ce mode de réalisation, la tension d'entrée Ven est appliquée à un premier inter- rupteur MOS QI connecté à un côté d'un condensateur " C dont l'autre côté est connecté, par l'intermédiaire d'un autre interrupteur Q3, à l'entrée négative de l'amplifica- teur opérationnel intégrateur. Ces deux premiers interrup- teurs sont connectés à la même phase d'horloge 7. Deux interrupteurs Q2 et Q4, qui sont commandés par l'autre pha- se d'horloge 0 et qui sont connectés à la masse, sont connectés chacun respectivement à l'un des côtés opposés respectifs du condensateur c( C. Les capacités parasites CP1 Cp2 et Cen sont représentées par des lignes en traits interrompus. Le fonctionnement du circuit est le suivant: lorsque la phase d'horloge 0=1, ou est à un "haut niveau", les interrupteurs Q2 et Q4 déchargent le condensateur o( C et également les condensateurs parasites Cpi et Cp2. Lors- que la phase d'horloge 0 retombe à zéro, les condensateurs C et CP1 sont chargés à la tension Ven par l'intermé- diaire des interrupteurs QI et Q3 tandis que les condensa- teurs Cp2 et Cen sont maintenus à la tension de la masse virtuelle. Par conséquent, seul le condensateur CPl ab- sorbe une charge de la source de tension d'entrée mais la charge totale intégrée par le condensateur C de l'intégra- teur est fournie par le condensateurci C et les condensa- teurs parasites ne participent pas au fonctionnement du circuit. Sur la figure 4 à laquelle on se référera, on a représenté un filtre elliptique 10 qui comprend un premier amplificateur opérationnel 12 pour recevoir un signal d'entrée (Ven), un second amplificateur opérationnel in- termédiaire 14 et un troisième amplificateur opérationnel 16 qui produit le signal de sortie du filtre (V3). Dans ce schéma, les capacités de jonction et de ligne parasi- tes qui peuvent se-produire normalement dans le circuit réalisé ont été représentées en traits interrompus à leurs divers emplacements. La tension de signal d'entrée (Ven) qui doit être filtrée, telle qu'un signal vocal analogique, est appli- quée à un interrupteur 18 constitué par un dispositif MOS dont la porte est connectée à une tension d'horloge pério- dique 7. Comme représenté dans le diagramme des temps de la figure 4A, des signaux d'horloge alternants 0 et r sont fournis à une fréquence préétablie (par exemple, de 128 hKz) par une source externe ou par un oscillateur for- mé sur la microplaquette. Dans un agencement de commutation du type représen- té sur la-figure 2, l'interrupteur MOS 18 est connecté en série avec un interrupteur MOS 20 similaire dont la porte est connectée à l'autre tension d'horloge 0. Deux interrupteurs MOS 22 et 24 formant une paire semblable dont les portes sont connectées respectivement à la phase 7, et à la phase 0 de l'horloge sont connec- tés l'un à l'autre en série et à un conducteur 26 connec- té à l'entrée négative de l'amplificateur opérationnel 12. Les bornes positives des trois amplificateurs opérationnels sont toutes connectées à la masse. Un conducteur 28 est connecté, à une extrémité, entre les interrupteurs 18 et et, à son autre extrémité, entre les interrupteurs 18 et 20 et, à son autre extrémité, entre les interrupteurs 22 et 24, ce conducteur étant connecté aux côtés opposés d'un condensateur 30 désigné également condensateuro(3C1. Ainsi, pendant une impulsion d'horloge 7, le signal d'en- trée Ven est fourni au condensateur 30 dans lequel il est stocké et pendant l'impulsion d'horloge 0 suivante, la charge Ven stockée est appliquée à l'entrée négative de l'amplificateur opérationnel 12. L'amplificateur opérationnel 12 comporte un con- ducteur de sortie 32 sur lequel il produit un signal de sortie V1. Deux conducteurs 34 et 36 sont connectés res- pectivement au conducteur d'entrée 26 et au conducteur de sortie 32. Un condensateur de réaction 40 (C1) est monté dans un premier conducteur 38 qui s'étend entre les conducteurs 34 et 36 et un autre condensateur 44 (a tend entre les conducteurs 34 et 36. D'un côté du con- densateur 44 est monté, connecté au conducteur 42, un in- terrupteur MOS 46 dont l'autre borne de source ou de drain est connectée au conducteur de dérivation 34 et dont la porte est connectée à la phase 0 de l'horloge. L'inter- rupteur 46 fait partie d'un agencement de commutation du type représenté sur la figure 3. Ainsi, de l'autre côté du condensateur 44 est monté un autre interrupteur 48 dont les bornes de source et de drain sont connectées aux conducteurs 42 et 36 et dont la porte est également con- nectée à la phase 0.de l'horloge. Deux autres conducteurs de dérivation 50 et 52-sont connectés au conducteur 42 de part et d'autre du condensateur 44, chacun de ces conduc- teurs 50 et 52 étant connecté à une borne de source ou de drain respectivement d'un interrupteur MOS 54 et d'un in- terrupteur MOS 56. L'autre borne du drain ou de source de chacun de ces interrupteurs est connectée à la masse tandis que la porte de chacun de ces interrupteurs est connectée à la phase 7 de l'horloge. Ces interrup- teurs commandent l'élimination de la capacité parasite dans cette partie de circuit, comme on l'expliquera ci- dessous. Le signal de sortie V1 de l'amplificateur opéra- tionnel 12 produit sur le conducteur 32 est appliqué à un interrupteur MOS 58 dont la porte est connectée à la pha- se 7 de l'horloge. Ce dernier interrupteur fait partie d'un autre réseau de commutation du type représenté sur la figure 2 et il est connecté par un conducteur 60 à un autre interrupteur MOS 62 dont la porte est connectée à la phase 0 de l'horloge. Un conducteur 66, qui relie en- tre eux le conducteur 60 et un conducteur 64, est connec- té aux côtés opposés d'un condensateur 68 (" 2C2). Le conducteur 64 est connecté à deux interrupteurs MOS 70 et 72 dont les portes sont connectées respectivement à la phase 7 et à la phase 0 de l'horloge. L'interrupteur 72 est connecté à l'entrée néga- tive du second amplificateur opérationnel 14 par un con- ducteur 74. Le signal de sortie (V2) de l'amplificateur opérationnel 14 est produit sur un conducteur 76 connecté à une jonction 78. De cette jonction, part un conducteur de réaction 80 connecté à un côté d'un condensateur 82 (C2) dont l'autre côté est connecté au conducteur d'entrée 74. Un autre conducteur de réaction 84, partant de la jonction 78, est connecté à une borne d'un interrupteur MOS 86 dont l'autre côté est connecté à un côté d'un condensa- teur commuté 88 ( ti '1 C1) par un conducteur 90. L'autre côté de ce condensateur est connecté à une borne d'un interrupteur 92 dont l'autre borne est connectée, par un conducteur 94, au conducteur d'entrée 26 du premier ampli- ficateur opérationnel 12. Les portes des interrupteurs 86 et 92 sont toutes deux connectées à la phase 0 de la sour- ce de signaux d'horloge et font partie d'un agencement du type représenté sur la figure 3. Ainsi, deux conducteurs il de dérivation 96 et 98 sont raccordés au conducteur 90, de part et d'autre du condensateur 88, ces conducteurs étant connectés respectivement à un interrupteur MOS 100 et à un interrupteur MOS 102. Les portes de ces derniers interrupteurs sont connectées à la phase 7 de l'horloge et les autres bornes de source ou de drain de ces inter- rupteurs sont connectées à la masse, en tant que moyen pour éliminer la capacité parasite. Un agencement de commutation similaire est prévu pour le signal de sortie (V2) du second amplificateur o- pérationnel 14. Ainsi, un interrupteur MOS 104 est con- necté à la jonction 78 et à un conducteur 106 d'inter- connexion avec un côté d'un autre interrupteur 108 dont l'autre côté est connecté, par un conducteur 110, à l'en- trée négative de l'amplificateur opérationnel 16. Les portes des interrupteurs 014 et 108 sont toutes deux con- nectées à la phase 0 de l'horloge. Le conducteur 106 est connecté aux côtés opposés d'un condensateur 112 ( tendent à partir du conducteur 106, de part et d'autre de ce condensateur, ces conducteurs étant respectivement con- nectés à un interrupteur MOS 118 et à un interrupteur MOS 102; Les portes de ces derniers interrupteurs sont con- nectées à la phase 7 de l'horloge et leurs autres bornes sont connectées à la masse. Un conducteur d'alimentation directe 122 est rac- cordé à la sortie du premier amplificateur opérationnel 12 par le conducteur de dérivation 36 et est connecté à un côté d'un condensateur 124 (0(4C3) dont l'autre côté est connecté, par un conducteur 126 au conducteur d'en- trée 110 du troisième amplificateur opérationnel 16. Dans un agencement similaire à celui du premier amplificateur opérationnel, le troisième amplificateur opérationnel a un conducteur de sortie 128 et un conduc- teur de réaction 130 qui part de ce conducteur de sortie. Entre le conducteur 130 et le conducteur 126 est connecté un conducteur de réaction 132 connecté aux côtés opposés d'un condensateur 134 (C3). Entre les conducteurs 126 et 130 sont également connectés deux interrupteurs 136 et 138 qui sont eux-mêmes interconnectés par un conduc- teur 140 connecté aux côtés opposés d'un condensateur 142 (i4 6C3). Ces interrupteurs font partie d'un agencement de commutation du type représenté sur la figure 3 et les portes des interrupteurs 136 et 138 sont connectées à la phase 0 de l'horloge. Deux conducteurs 144 et 146 par- tent du conducteur 140, de part et d'autre du condensa- teur 142, et sont connectés respectivement à une borne d'un interrupteur MOS 148 et à une borne d'un interrup- teur MOS 150. Les portes de ces deux derniers inter- rupteurs sont connectées à la phase d'horloge 7 et leur autre borne est connectée à la masse. Comme représenté sur la figure 1, divers condensa- teurs parasites sont formés à différents emplacements du circuit 10 par des phénomènes de capacité de jonction in- * hérents et de capacité de ligne qui se produisent du fait de la topologie classique des circuits intégrés. Tous ces condensateurs parasites ont été représentés en traits in- terrompus aux emplacements approximatifs o ils sont sus- ceptibles de se produire et, dans chaque cas, leur effet sur le fonctionnement du circuit et sur l'intégration de l'amplificateur opérationnel est supprimé grâce à l'emploi de la paire supplémentaire d'interrupteurs pour chaque con- densateur commuté. Ainsi, par exemple, dans la section de commutation d'entrée, des condensateurs parasites seraient normalement présents au voisinage des bornes des interrup- teurs MOS 20 et 24 sur les côtés opposés du condensateur 30. Lorsque l'impulsion d'horloge 7 est à un haut niveau et que l'interrupteur 18 est fermé, le condensateur para- - site inférieur est chargé ainsi que le condensateur 30. Cependant lorsque l'autre phase d'horloge 0 se produit, le condensateur parasite inférieur est déchargé à la masse au lieu d'agir sur le condensateur 30 lors du cycle d'hor- loge 7 suivant. Le même phénomène se produit en ce qui concerne le condensateur parasite supérieur qui est déchar- gé à la masse lors du cycle d'horloge r par l'intermédiai- re de l'interrupteur 22, ce qui ne permet ainsi que la dé- charge de condensateur 30 dans le conducteur d'entrée de l'amplificateur opérationnel 12. Une mise à la masse simi- laire de tous les condensateurs parasites se produit dans le circuit à chaque changement du cycle d'horloge. On décrira maintenant le fonctionnement du circuit et on admettra, à cette fin, que l'horloge à deux phases non chevauchantesfournit continuellement les impulsions 0 et 7 aux transistors à effet de champ MOS de commutation à la fréquence préétablie. Admettons que V1(t), le signal de l'amplificateur opérationnel 12, à t = (n-1)t, est V1 (n-1), etc... A un temps (n-1)t, lorsque la phase d'hor- loge 0 est à un haut niveau, le condensateur 124 (o 4C3) monté dans le conducteur d'alimentation directe 122 est maintenu à la tension V1(n-1) et les condensateurs 68 (" 2C2) et 30 ( 3C1) sont chargés respectivement à la tension V1-n-1) et à la tension Ven (n-1) tandis que les condensateurs 44 (o( 1C1), 88 (Q4'1C1), 112 ( lorsque la phase d'horloge 0 retombe à zéro et que la pha- se passe à un baut niveau, les condensateurs 88 et 112 sont chargés à la tension V2(n) et les condensateurs 44 et 124 sont chargés à la tension V1(n) tandis que les charges des condensateurs 30 et 63 entrent respectivement dans le condensateur 44 (C1) et dans le condensateur 82 (C2). Les équations de conservation de la charge correspondante sont les suivantes: C1V1 (n) C1V1(n-1) - "lV1(n)- d'1V2(n) +"3Ven(n-1) C2V2 (n) = C2V2(n-1) + O 2C2V1(n-1) C3V3 (n) = C3V3(n-1) - " 4C3 E-Vl(n) - V1 (n-1)_7 ou, après retranché la transformation z des deux côtés des équations ci-dessus, on obtient: V1(z) E(1+ 41) - z-1_7 ='t V2(z) + 0 3Z1Ven (z) Equation 2 V2(z) -1-z-1_7 =" 2z-1V1 (z) Equation 3 V3(z) -(1++ " 4V1(z) (1-z-1) Equation 4 En combinant les équations 2 à 4 on obtient la fonction de transfert du circuit: /2 -z(2- 2 " 5)+17 3 4 (4 Ho(Z) - x (1+) 1(1+1+ 1+ 06 1+1 Equation 5 L'équation 5 ci-dessus représente la description mathématique d'une caractéristique de filtre elliptique du troisième ordre, avec deux pôles complexes conjugués, un pôle réel et deux zéros complexes conjugués, qui est pro- duite par l'agencement de circuit tel que décrit et repré- senté sur le dessin. Un facteur original et important de la fonction de transfert, qui constitue une caractéristique importante du circuit 10, est le fait que les grandeurs des zéros ne sont pas influencées par les valeurs 0" i des con- densateurs ("i" étant égal à 1,2,3,...) et qu'elles res- tent sur le cercle unité pour toutes les valeurs 0ci. Dans la fonction de transfert (équation 5), la grandeur du zéro de transmission est le terme constant du facteur du second degré dans le numérateur et est toujours "1", quelles que soient les valeurs des condensateurs. La construction effective d'un tel filtre avec la fonction de transfert ci-dessus, selon la présente inven- tion, nécessite le choix de valeurs "i appropriées de telle sorte que | H (z)lpour z = eji est approximative- ment égal à la caractéristique de fréquence du filtre dé- siré. On peut déterminer les valeurs Ki des divers con- densateurs en utilisant des méthodes bien connues des spécialistes de la technique. En admettant que les valeurs correctes détermi- nées pour les condensateurs ont été choisies, le cir- cuit 10 forme un filtre avec des zéros de transmission sur le cercle unité, et, ainsi, un zéro ayant une atténua- tion infinie à la fréquence zéro. En outre, du fait de l'élimination de tous les condensateurs parasites grâce à l'emploi des éléments interrupteurs de la manière dé- crite, la réponse de fréquence de ce filtre est très proche des caractéristiques nominales. En outre, la sensibilité du pôle Q est relativement faible vis à vis des imprécisions des rapports des condensateurs, ce qui accroît la précision et sa souplesse d'utilisation. De nombreuses modifications de construction et de nombreux modes de réalisation et applications diffé- rents qui ne sortent pas du cadre ni de l'esprit de l'in- vention viendront à l'esprit des spécialistes de la tech- nique. La description ci-dessus et les dessins annexés n'ont été donnés qu'à titre d'illustration et ne doivent pas être interprétés dans un sens limitatif quelconque. REVENDICATIONS 1) Filtre électronique elliptique caractérisé en ce qu'il comporte des moyens d'entrée conçus pour être connectés à une source de tension d'entrée qui doit être filtrée et comportant un premier condensateur commuté (30); un premier amplificateur opérationnel intégra- teur (12) ayant des moyens de réaction comportant un se- cond condensateur commuté (42) et une entrée connectée aux moyens d'entrée; un second amplificateur opérationnel intégrateur (14) et des moyens comportant un troisième condensateur commuté (68) connectant la sortie du premier amplifica- teur opérationnel à l'entrée négative du second amplifi- cateur opérationnel; un troisième amplificateur opérationnel intégra- teur (16) ayant des moyens de réaction comportant un quatrième condensateur commuté (142) et des moyens com- portant un cinquième condensateur commuté (112) connectant la sortie du second amplificateur opérationnel à l'en- trée négative du troisième amplificateur opérationnel; une connexion de réaction, comportant un sixième condensateur commuté (88), s'étendant entre la sortie du second amplificateur opérationnel et l'entrée négative du premier amplificateur opérationnel; une connexion d'alimentation directe, comportant un condensateur (124), s'étendant entre la sortie du pre- mier amplificateur opérationnel et l'entrée du troisième amplificateur opérationnel; des moyens de commutation pour-chacun des condensa- teurs commutés, chacun des moyens de commutation compor- tant au moins deux interrupteurs connectés aux côtés op- pos4s de chaque condensateur, ces interrupteurs étant com- mandéa par des signaux d'horloge alternants de sorte que chaque condensateur est continuellement chargé lors des cycles alternés successifs de l'horloge; de telle sorte qu'une tension analogique provenant de la source d'entrée est convertie en un signal de don- nées échantillonné et qu'un signal de sortie est produit par le troisième apllificateur opérationnel, ce signal ne comportant que des fréquences contenues dans une bande passante préalablement choisie. 2) Filtre selon la revendication 1 caractérisé en ce que les zéros de transmission de la fonction de transfert dans le domaine "z" sont tous sur le cercle unité produi- sant ainsi une perte infinie à la fréquence zéro préala- blement choisie. 3) Filtre selon la revendication 1 caractérisé en ce que la fonction de transfert du circuit de filtrage est fc -z(2-o2" 5) + 1_7 H0(z) = x 4 (1+ É) (1+0(6) 1f t z(+î(î" 1+0 4) Filtre selon la revendication 1 caractérisé en ce que chacun des moyens de commutation pour les condensateurs commutés comporte deux transistors à effet de champ MOS connectés à une phase d'une source de signaux d'horloge biphasée alternants et deux autres transistors à effet de champ MOS connectés à l'autre phase de l'horloge de telle sorte que les capacités parasites du circuit sont déchar- gées à la masse et n'influencent pas l'intégration par les amplificateurs opérationnels. ) Filtre selon la revendication 4 caractérisé en ce qu'un type de moyens de commutation comporte un transistor à effet de champ MOS d'entrée dont une borne est connec- tée à une jonction située d'un côté d'un condensateur et dont la porte est connectée à la première phase de l'horlo- ge et un second transistor à effet de champ MOS connecté à ladite jonction et à la masse et dont la porte est connec- tée à la seconde phase de l'horloge, et une seconde jonction située de l'autre côté du condensateur et connectée à deux transistors à effet de champ MOS, l'un de ces transistors étant connecté à la masse et à la première phase de l'hor- loge et l'autre étant connecté à l'élément de circuit sui- vant et à la seconde phase de l'horloge. 6) Filtre selon la revendication 4 caractérisé en ce que deux des quatre transistors à effet de champ MOS de chacun des moyens de commutation sont connectés à la masse et sont commandé par la même phase de l'horloge connectée à leur porte respective. 7) Filtre selon la revendication 4 caractérisé en ce que deux des quatre transistors à effet de champ MOS de chacun des moyens de commutation sont connectés à la masse et sont commandés par les signaux des phases opposées de l'horloge appliqués à leur porte respective.