FR 2471103 A1 19810612 FR 8025174 A 19801127 I La présente invention se rapporte à des circuits déflecteurs régulés pour des téléviseurs. Dans des circuits typiques de déviation horizontale pour téléviseur, un commutateur d'aller du générateur de déviation est relié aux bornes de l'agencement en série d'un enroulement de déviation horizontale et d'un conden- sateur d'aller. Quand le commutateur d'aller est conducteur, la tension d'aller du condensateur est appliquée à l'enroulement de déviation pour produire un courant de déviation d'aller ou de balayage en dents de scie dans 1 1enroulement défie teuvr Quand le conducteur d9 aller devient non conducteur, l'enroulement de déviation horizontale et un condensateur de retour forment un circuit résonnant de retour pour produire une tension impulsionnelle de retour et un courant de déviation de retour dans l'enroulement de déviation horizontale. La tension impulsionnelle de retour développée dans l'enroulement de déviation horizontale est appliquée à un enroulement d'un transformateur de sortie horizontale ou de retour à utiliser pour produire des tensions auxiliaires d'alimentation pour le téléviseur. Par exemple, une haute tension ou un potentiel final d'accélération est produit à partir de la tension impulsionnelle de retour dans un enroulement à haute tension du transforma- teur de retour. Des tensions redressées et plus faibles d'aller et de retour peuvent être utilisées pour alimenter d'autres circuits comme les circuits vidéo, vertical et audio. L'énergie pour alimenter le circuits auxiliaires de charge et pour compenser les pertes se produisant dans le générateur de déviation est typiquement obtenue du courant alternatif de ligne ou de l'alimentation du réseau relié à un enroulement du transformateur de retour, ce transformateur de retour servant de mécanisme de transfert d'énergie du réseau aux circuits de charge. Pour contrôler la quantité d'énergie transférée, dans certains circuits d'alimentation en courant de téléviseur est interposé un circuit régulateur de commutation entre la borne d'entrée de tension non régulée du réseau et le transformateur de retour. Le circuit régulateur comprend un commutateur réglable qui peut fonctionner à la fréquence de déviation horizontale de 15,75 kHz. Un circuit de contrôle modulateur d'impulsionsapplique des signaux dont les impulsions sont modulées au commutateur réglable pour faire varier le temps passant du commutateur. Un tel circuit de contrôle est de conception relativement compliquée et s'il est construit avec des composants électriques discrets, il peut ttre-reltivement coûteux à construire. Certains circuits de contrôle de modulation d'impul- siors peuvent ftre étudiés pour être fabriqués sous forme d'un circuit intégré. Un tel circuit intégré peut également contenir l'oscillateur horizontal et les circuits de réglgge automatique de phase et de fréquence. En combi- -nant la fonction du contrôle ou du réglage du commutateur du régulateur et du fonctionnement d'oscillateur horizontal en un circuit intégré, il y a réduction de la flexibilité de conception du circuit complet d'alimentation de déviation et de puissance, parce qu'un étage différent de sortie du régulateur de commutateur ou un étage d'attaque de transis- tor de sortie horizontale différent peut être requis pour chaque circuit intégré o est incorporé un circuit oscilla- teur horizontal différent ou un circuit de contrôle de régulateur différent. Selon l'invention, l'énergie d'une source de tension est d'abord stockée dans une inductance telle qu'un transformateur de retour. Le stockage et le transfert d'énergie sont régulés en faisant varier le moment de coupure du commutateur d'aller ou du transistor de sortie horizontale. Dans un mode de réalisation spécifique, un commutateur réglable est incorporé entre la source et l'inductance. Le commutateur amorce le stockage d'énergie 3.5dans l'inductance quand il devient conducteur. Une autre caractéristique de l'invention provient du fait qu'en contrôlant le moment de passage à l'ouverture ?471103 du transistor de sortie horizontale plutôt que le moment du passage à la fermeture du commutateur réglable, la complexité du circuit régulateur peut etre réduite parce que le circuit d'attaque de base du transistor de sortie horizontale peut alors être combiné au commutateur réglable et au circuit de contrôle de régulateur. La régulation peut être obtenue en utilisant un circuit de contrôle relativement simple qui ne doit pas être formé de façon monolithique et qui peut être utilisé avec de nombreux types différents de circuits d'oscillateur horizontal. Selon une autre caractéristique de l'invention, les tensions impulsionnelles pour contrôler les états conductiurs du commutateur réglable et du transistor de sortie horizontale peuvent être obtenues d'enroulements d'un seul transformateur plutôt qu'en utilisant des transformateurs séparés pour chacun des deux dispositifs. Selon un mode de réalisation préféré de l'invention, un circuit d'alimentation en courant de déviation et en énergie comprend un enroulement déflecteur et une capacité de retour reliée à l'enroulement déflecteur. Un commutateur d'aller comprend un moyen de commutation à transistor relié à l'enroulement déflecteur pour produire un courant de déviation d'aller dans l'enroulement déflecteur quand le commutateur d'a] Ler est conducteur. Une inductance est reliée à une charge pour transférer l'énergie stockée dans l'inductance à la charge. Un commutateur réglable est-relé à une source de tension d'entrée et à l'induc- tance pour lui appliquer la tension d'entrée et y stocker de l'énergie. La quantité d'énergie stockée dans l'induc- tance est contrôlée par la durée de conduction du commuta- teur réglable avant amorce du transfert de l'énergie stockée à la charge. Des moyens sont reliés au moyen de commutation à transistor et sont sensibles à un signal à la fréquence de déviation pour produire un signal d'attaque de base pour contrôler le courant de base du moyen de commutation à transistor. Le moyen générateur d'attaque de base produit une partie de polarisation en direct du signal d'attaque de base pendant un premier intervalle pendant chaque cycle du signal à la fréquence de déviation. Le moyen générateur d'attaque de base produit également une partie en polarisa- tion inverse pendant un second intervalle pendant chaque cycle du signal à la fréquence de déviation pour interrompre l'écoulement du courant de collecteur dans le moyen de commutation à transistor après l'écoulement d'un délai de passage à l'ouverture à partir de l'amorce de la partie de polarisation en inverse. La capacité de retour et 1 'enroulement déflecteur forment un circuit résonnant de reour lors de la coupure du courant de collecteur après l'écoule- ment du délai de passage à l'ouverture, pour appliquer ainsi une tension impulsionnelle de retour à l'inductance afin d'amorcer le transfert de l'énergie stockée à la charge. Des moyens sont sensibles au signal à la fréquence de déviation pour faire passer le commutateur réglable à la fermeture pendant chaque cycle de déviation. Des moyens sont reliés au moyen générateur d'attaque de base et sont sensibles à des vanations d'une quantité de circuit de déviation pour faire varier le délai de passage à l'ouvertu- re en réponse à des variations de la quantité de circuit de déviation afin de modifier le transfert de l'énergie stockée tandis que la quantité du circuit de déviation varie. L'invention sera mieux comprise et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels - la figure 1 illustre un circuit d'alimentation en courant de déviation et en énergie selon l'invention; - la figure 2 montre des formes d'ondes associées au circuit de la figure 1; et - la figure 3 illustre un autre mode de réalisation d'un circuit d'alimentation en courant de déviation et en énergie selon l'invention. Dans le circuit 10 d'alimentation en courant de déviation horizontale et en énergie illustré sur la figure 1, une source de tension alternative est reliée par un commutateur marche/arrOt 14a aux bornes d'entrée 21 et 22 d'un pont redresseur 25 d'une alimentation non régulée d'entrée 90. La source de tension alternative peut comprendre, par exemple, le courant alternatif de ligne ou du réseau. La tension alternative aux bornes 21 et 22 est redressée à double alternance par le pont redresseur et est filtrée par un condensateur 28 pour produire une tension continue d'entrée non régulée Vi à une borne 27. Le courant s'écoule d'une borne d'entrée 23 du pont redresseur 25 à la borne 27 par e:rL de circuit électroni- que traditionnel 26 qui met en circuit ouvert le trajet de courant entre les bornes 23 et 27 dans des conditions de surcharge. Le trajet de retour pour le courant sortant de la borne 27 est effectué le long d'u ligne conductrice 29 jusqu'à une borne de retour 24 du pont redresseur 25. Une borne d'un enroulement primaire 30a de trans- formateur de sortie horizontale ou de retour 30 est reliée à la borne 27. L'autre borne de l'enroulement primaire 30a est reliée à la ligne conductrice de retour 29par un commutateur réglable et bidirectionnellement conducteur 65. Le commutateur 65 se compose d'un thyristor 65a et d'une diode en parallèle et polarisée de façon opposé 65b, la cathode du thyristor 65a et l'anode de la diode 65b étant reliées à la ligne conductrice de retour 29. Le transformateur de retour 30 est de construction traditionnelle, son enroulement primaire 30a étant enroulé sur une branche d'un noyau rectangulaire 230. Autour de la branche opposée du noyau rectangulaire 230 sont enroulés cinq enroulements 30b, 30c, 30d, 30e et 30f. Les enroule- ments 30b-30f peuvent ttre enroulés concentriquement et sont ainsi magnétiquement couplés de façon très serrée. 2471 1' 3 L'enroulement 30b du transformateur de retour est relié à un enroulement de déviation horizontale 31 d'un générateur de déviation horizontale 36. Le générateur 36 se compose de l'agencement en série de l'enroulement de déviation horizontale 31 et d'un condensateur d'aller 32 avec un commutateur d'aller 68 et un condensateur de retour 33. Le commutateur d'aller 68 se composed'untransistor de sortie horizontale 35 et d'une diode d'amortissement 34 en parallèle,polarisée de façon opposée. Une borne de l'enroulement 30b du transformateur de retour qui est éloignée de l'enroulement de déviation horizontale 31 est réiée à une borne de référence ou à la masse 61 par un condensateur de blocage en courant continu 37. La borne de référence ou à la masse 61 est isolée du conducteur de retour 29 de la source de tension alter- native d'entrée reliée au pont redresseur 25. Un tel agencement offre une protection comme les dangers d'électro- cution pour tous les circuits, comme le générateur de déviation horizontale 36 qui utilisa la borne 61 comme borne de référence. Le transistor de sortie horizontale 35 est mis en conduction et hors de conduction à chaque cycle de dévia- tion horizontale par une tension en créneau appliquée à sa base au moyen d'une bobine d'inductance 50 par un circuit synchronisé oscillateur horizontal et d'attaque 12. Le circuit 12 contient un circuit traditionnel 54 de réglage automatique de phase et de fréquence, un circuit oscilla- teur horizontal traditionnel 55 et un transistor d'attaque 51.Pour obtenir une déviation horizontale synchronisée, le circuit 54 est rendu sensible aux impulsions de retour horizontal 130d développées dans l'enroulement 30b du transformateur de retour et appliquées au circuit à une borne A. Le circuit 54 est également rendu sensible aux impulsions de synchronisation horizontale 56 appliquées à une borne C et qui se répètent à une fréquence horizontale de 1/TH. Les impulsions de synchronisation horizontale 56 sont ?471103 obtenues d'un séparateur traditionnel de synchronisation, non représenté, qui sépare l'information de synchronisation de l'information d'image du Egnal vidéo composé. Le circuit 54 applique une tension de contrôle à l'oscillateur horizontal 55 pour contrôler la phase et la fréquence de l'oscillateur d'une façon qui synchronise la déviation horizontale sur l'information d'image et de synchronisation L'oscillateur horizontal 55 produit une tension en créneau à la fréquence de déviation horizontale V55, illustrée sur les figures 1 et 2a, qui est alors appliquée à la base du transistor d'attaque 51. Le collecteur du transistor 51 est relié à une borne d'un enroulement primaire Wl d'un transformateur d'attaque Tl. L'autre borne de l'enroulement primaire Wl est reliée à une borne d'alimentation en basse tension d'alimentation B+ par une résistance 52. Un condensateur de filtrage 53 est relié à la jonction de l'enroulement Wl et de la résistance 52. La faible tension d'alimentation B+ peut être traditionnellement développée par une alimentation 13. La source de tension alternative est reliée à un transformateur 58 de l'alimentation 13 par un commutateur marche/arrêt 14b, solidaire du commutateur marche/arrtt 14a puis elle est redressée par un pont redresseur 59 et est filtrée par un condensateur 60 pour produire, à la borne B, la basse tension d'alimentation B+. L'alimentation 13 applique une basse tension B+ à l'oscillateur horizontal 55 et au collecteur du transistor d'attaque 51 pendant l'intervalle initial après fermeture des commutateurs marche/arrêt 14a et 14b. Quand des impulsions de retour d'une amplitude suffisamment importante sont produites dans l'enroulement 30c du transformateur de retour pour produire une basse tension d'alimentation B+ à une borne Bi, quand elle est redressée par une diode 66 etflltrée par un condensateur 91, la tension d'alimenta- tion développée à la borne BI peut alors remplacer, au moyen d'un circuit traditionnel, non représenté, la tension développée à la borne B à utiliser par l'oscillateur horizontal 55 et le transistor d'attaque 51. La tension à la fréquence de déviation V55 est amplifiée es, inversée par le transistor d'attaque 51 et est appliquée à l'enroulement Wl du transformateur d'attaque Tl pour développer une tension alternative en créneau V2 dans un enroulement W2, comme cela est illustré sur la figure 2b. Une borne 15 de l'enroulement W2 est reliée à la bobine d'inductance 50. Une borne 16 de l'enroulement W2 est reliée à la masse par un condensateur 45. Une résistance 46 est reliée aux bornes du condensateur 45. Pendant la partie positive de la tension V2 en créneau - en courant alternatif, entre les temps t et tg de la figure 2b, la jonction base-émetteur du transistor de sor- tie horizontale 35 devient polarisée en direct. La jonction fonctionne comme une diode pour redresser la partie posi- tive de la tension V2 afin de produire une tension continue de grandeur Vc dans le condensateur 45, l'armature du condensateur 45 reliée à la borne 16 étant à une tension négative par rapport à la masse. Ainsi, la tension appliquée à la combinaison en série de la bobine d'inductance 50 et de la jonction base-émetteur du transistor de sortie horizontale 35 est illustrée sur la figure 2 comme étant la meme forme d'onde V2, référencée, cependant, à une ligne zéro en courant alternatif 18 pluttt que la ligne zéro en courant alternatif 17 de la forme d'onde V2, ces deux lignes étant décalées de la tension Vc dans le condensateur. Pendant la partie positive Vb+ de la tension d'attaque de base Vb, illustrée sur la figure 2b par la tension V2 référencée sur la ligne zéro en courant continu 18, le courant ib s'écoulant par la jonction baseémetteur du transistor de sortie horizontale 35 est illustré sur la figure 2c par la partie positive 80 de la forme d'onde en traits pleins entre les temps t7 et tu L'amplitude de la partie positive du courant de base ib est fonction de la tension Vc dans le condensateur 45. Une plus faible grandeur de la tension Vc produira par exemple une plus forte grandeur de la partie de tension Vb+ et ainsi une 2 4 71 1 03 plus forte amplitude pour la partie de courant d'attaque de base directe 80 du courant de base ib. Pour amorcer le retour horizontal, la tension d'attaque de base Vb devient négative au temps t1 sur la figure 2b, La partie négative ou en polarisation inverse Vb de la tension d'attaque de base Vb s'v étend entre ti et t70 Après application de la partie négative d'attaque de base à la base du transistor de sortie horizontale 359 une partie inverse 81 du courant de base ib s9 écoule dans le trajet en série de la bobine d'inductance 50 et de la jonction base-émetteur du transistor de sortie horizontale 35, comme cela est illustré par la forme dtide en traits pleins 81 sur la figure 2c entre les temps t1 et t2o Le transistor de sortie horizontale 35 reste conduc- teur et le courant de collecteur du transistor continue à s'écouler pendant l'intervalle t1-t27 la partie initiale de la partie négative de la tension d'attaque de base Vb. Comme cela est illustré sur la figure 2d, la tension au collecteur du transistor de sortie horizontale 35 ou la tension Vr dans le condensateur de retour 33 est à peu près zéro pendant cet intervalle de dai de passage à l'ouvaetue Le délai de passage a l'ouvertuiedu transistor provient partiellement de la présence d'une charge stockée de porteurs minoritaire dans la région de base du transistor de sortie horizontale 35; Le transistor 35 ne peutêtre coupé jusqu'à ce que cette charge de base soit retirée de la région de base. La durée du délai de passage à l'ouverture est fonction de facteurs tels que la géométrie et la construction du transistr, la grandeur de la partie directe du courant de base ib et la grandeur de la partie de tension négative Vb de la tension Vb appliquée à la base du transistor de sortie horizontale 35e Par exemple, l'augmentation de la grandeur de la partie directe 80 du courant de base s'écoulant avant l'application de la tension négative à la base du transistor de sortie horizontale 35 augmente le délai de passage à l'ouverture. De même, une diminution de la grandeur de la partie négative de la tension Vb appliquée à la base du transistor de sortie horizontale après le temps t1 des figures 2b et 2c augmente le délai de passage à l'ouverture. Au temps t2, après écoulement du délai de passage à l'ouverture, c'est-àdire quand la charge stockée a été retirée de la région de base et qu'une nouvelle distribu- tion de charge dans les régions de jonction du transistor de sortie horizontale 35 a été établie, le courant de collecteurcoesedés'écouler dans le transistor. L'enroule- ment de déviation horizontale 31 et le cndensateur de retour 33 formEnt un circuit résonnant de retour pour produire une tension impulsionnelle de retour dans l'enroulement déflecteur, comme cela est illustré sur la figure 2d entre les temps t2 et t4. L'intervalle subséquent d'aller hori- zontal commence au temps t4, quand la diode d'amortissement 34 commence à être conductrice. Pour transférer l'énergie de l'alimentation non régulée d'entrée 90 aux divers circuits de charge reliés aux enroulements 30b-30f du transformateur de retour, l'énergie est d'abord stockée dans l'inductance de fuite 67 du transformateur de retour 30 pendant la dernière partie de l'intervalle d'aller horizontal puis elle est transférée aux divers circuits de charge pendant l'inter- valle de retour horizontal. Une borne d'un enroulement W3 du transformateur d'attaque Tl est reliée à la cathode du thyristor 65a du commutateur réglable et bidirectionnellement conducteur 65. L'autre borne de l'enroulement W3 est reliée à la gàchette du thyristor 65a par une diode 62 et un condensa- teur 63. Une résistance 64 est reliée aux bornes de la diode 62. La tension V3 produite dans l'enroulement W3 est semblable, par sa forme, à la tension à la fréquence de déviation V55, produitipar l'oscillateur horizontal 55, et elle est en phase avec elle. Au temps t1, le flanc menant ou positif de la tension en créneau V3 est différencié par la diode 62 et le condensateur 63 pour produire une impulsion de déclenchement 82, schématiquement illustrée sur la figure 2e, pour mettre le thyristor 65a en conduction. A cause des effets de retard de temps de stockage, le transistor de sortie horizontale 35 fonctionne toujours comme un commutateur fermé entre les temps t1 et t2, l'intervalle de retour horizontal ne commençant pas jusqu'au temps t2, la fin du délai de passage à l'ouverture précédemment décrit. Avec le thyristor 65a du commutateur réglable et bidirectionnellement conducteur 65 mis en conduction au temps t1, la tension d'entrée non régulée Vi est appliquée à l'enroulement primaire 30a du transformateur de retour à ce moment. Comme cela est illustré sur la figure 2f, le courant primaire ip s'écoulant dans l'enroule- ment 30a se compose d'un courant positif en dents de scie entre les temps t1 et t2. Pendant cette dernière partie de l'intervalle d'aller, de l'énergie est stockée sensible- ment dans l'inductance de fuite 67 du transformateur de retour 30, l'énergie stockée atteignant une valeur maximum au temps t2, déterminée par le courant de crête I., du courant ip dans l'enroulement primaire. Au temps t2, la fin du délai de passage à l'ouverture du transistor de sortie horizontale 35, le transistor est coupé et empêche le courant de collecteur de s'y écouler. Une tension impulsionnelle de retour horizontal est alors développée dans l'enroulement de déviation horizontale 31 pendant l'intervalle de retour horizontal t2-t4. Cette tension impulsionnelle de retour est appliquée à l'enroulement 30b du transformateur de retour et elle force le courant primaire ip à subir une oscillation sinusoïdale, comme cela est illustré sur la figure 2f entre les temps t2 et t4. A proximité du centre de l'intervalle de retour horizontal, le courant positif ip a diminué à zéro, point auquel le thyristor 65a est mis hors de conduc- tion. La partie négative du courant sinusoïdal ip s'écoule alors dans la diode 65b, atteignant une valeur négative de grandeur de crête IP2 au temps t4. 24711 03 Comme l'énergie estiransférée pendant l'intervalle de retour aux circuits de charge comme la charge finale appliquée à la borne Ulpar une diode 69, la grandeur de crête du courant primaire ip à la fin de l'intervalle de retour est inférieure à la grandeur de crête du courant au début de cet intervalle de retour. Pendant l'intervalle subséquent d'aller entre les temps t4 et t5, l'énergie restante stockée dans le transformateur de retour 30 est ramenée à l'alimentation non régulée d'entrée 90, tandis que le courant ip diminue jusqu'à zéro en dent de scie. Au temps t5e tandis que.le courant primaire ip tente de devenir positif, la diode 65 se trouve commutée hors de conduction, mettant ainsi en circuit ouvert le commutateur bidirectionnellement conducteur et réglable 65 jusqu'à ce qu'une autre impulsion de déclenchement 82 soit appliquée au thyristor 65a au temps t9. Une résistance 38 et une diode 39 sont reliées entre la borne d'alimentation de mise en marche B et le condensateur 37 pour charger les condensateurs 37 et 32 pendant l'intervalle de mise en marche après fermeture des commutateurs marche/arrêt 14a et 14b. Avec un tel agencement, des tensions impulsionneLcs de retour sont immédiatement développées dans l'enroulement 30b du transformateur de retour et provoquent une mise hors cir- cuit du thyristor 65a du commutateur réglable et bidi- rectionnellement conducteur 65 pendant l'intervalle de mise en marche. Pendant un fonctionnement à l'état stable, la tension continue dans le condensateur 37 polarise en inverse la diode 39 et découple le générateur de déviation 36 de l'alimentation de mise en marche 13. Pour réguler le transfert d'énergie au circuits de charge couplés au transformateur de retour pour diverses valeurs de la tension d'entrée Vi, et pour diverses conditions de charge, la conduction du commutateur réglable et bidirectionnellement conducteur 65 est contrôlée au moyen d'un circuit de contrôle de régulateur 83 qui contrtle le délai de passage à l'ouverture du transistor de sortie ?471103 horizontale 35. En contrblant ce délai du transistor 55, et en contrZlant ainsi l'amorce de l'intervalle de retour horizontal, la quantité d'énergie stockée dans l'inductance de fuite 67 immédiatement avant amorce de l'intervalle de retour horizontal peut être contrôlée7 afin de réguier ainsi le transfert d'énergie0 Le degré de couplage magnétique entre l'enroulement primaire 30a et les enroulements secondaires 30b-30f est tel qu'une inductance de fuite suffisante soit créa pour stocker une quantité sensible de l'énergie qu'il faut transférer de l'alimentation d'entrée non réguléeo Pour un téléviseur ayant une consommation de puissance de l'ordre de 100 watts, l'inductance de fuite 67 sera typiquement de 1 ordre de 1 à 5 millihenrys Le circuit de contrôle de régulateur 83 comporte deux transistors 47 et 48 agencés en configuration Darlington, le collecteur du transistor 48 étant relié à la masse et son émetteur étant relié à la borne 16. Une résistance 49 est reliée entre la base du transistor 47 et la borne 16. Les transistors 47 et 48 servent de shunt aux bornes du condensateur 45, pour décharger le condensateur d'une quantité déterminée par la conduction des deux transistors. La conduction des transistors 47 et 48 est contrôlée par une tension appliquée à la base du transistor 47. La tension de contrele peut, par exemples être représentative d'une quantité d'un circuit de déviation comme le niveau d'énergie du circuit d'alimentation en courant de déviation et en énergie 10 comme cela est déterminé par l'amplitude de l'impulsion de retour dans l'enroulement 30f du transformateur de retour. La tension impulsionnelle de retour dans l'enroulement 30f est redressée par une diode 40 et filtrée par un condensateur 41. Une résistance 42 est prévue pour décharger légèrement le condensateur 41. La tension impulsionnelle redressée de retour) développée dans le condensateur 41 est appliquée, comme tension de contrôle, à la base du transistor 47 par une diode Zéner 43 et une résistance 44. En contrôlant la grandeur de la tension V0 dans le condensateur 45, le circuit de contrtle de régulateur 83 contrôle la tension d'attaque de base Vb appliquée au transistor 35 et contrtle ainsi le délai de passage à l'ouverture du transistor afin de produire la régulation requise de transfert d'énergie. Par exemple, si la tension d'entrée Vi diminue à une valeur V'i, l'amplitude de l'impulsion de retour dans l'enroulement 30f a également tendance à diminuer. Les transistors 47 et 48 ducircuit de contrôle de régulateur 83 répondent en devenant plus conducteurs,diminuant ainsi la grandeur de la tension Vc dans le condensateur 45. Comme cela est illustré sur la figure 2b, comme la tension d'attaque de base Vb se compose de la somme algébrique de la tension alternative de grandeur fixe crête à crête et à durée fixe des impulsions par cycle V2 et de la tension Vc au condensateur, une diminution de la grandeur de la tension Vc à une gran- deur V'C a pour résultat l'établissement d'un nouveau niveau zéro 19 en courant continu pour les conditions d'une tension d'entrée diminuée VI.. La partie positive de la tension Vb augmentera en grandeur jusqu'à une valeur V'b+, et la partie négative de la tension Vb diminuera jusqu'à une nouvelle valeur V'b-. Un tel changement de aitension d'attaque de base Vb provoquera un changement correspondant du courant de base ib s'écoulant par la jonction base-émetteur du transistor de sortie horizontale comme cela est illustré par la forme d'onde en pointillés sur la figure 2c. La partie positive accrue V'b+ de l'attaque de base Vb a pour résultat une partie de courant de base directe accrue 80' du courant de base ib et la diminution de la grandeur de la partie négative V'b de la tension d'attaque de base Vb a pour résultat une évacuation plus lente de la charge stockée dans la région de base du transistor de sortie horizontale 35 après amorce de la partie négative de l'attaque de base Vb au temps t1. Les effets du courant de base direct accru dans le ?471 1 03 transistor 35 au moment t1 et de la grandeur réduite - de la tension négative appliquée à la base du transistor après le temps t1 contribuent à une augmentation de la durée de la partie de courant inverse du courant de base ib, comme cela est illustré sur la figure 2c par la partie de forme d'onde en pointillés 81'. Le délai du passage à l'ouverture est ainsi retardé jusqu'au temps tY, comme cela est illustré sur la figure 2d, ce qui permet à l'énergie stockée dans l'inductance de fuite 67 à la fin de l'aller d'être à peu près la même, même à la tension d'entrée réduite V'i, comme cela est illustré sur la figure 2f. L'intervalle de retour horizontal se produit alors entre les temps t3 et t6, et le commutateur réglable et bidirectionnellement conducteur 65 devient décommuté au temps t8. Le moment de passage à la fermeture du commutateur réglable et bidirectionnellement conducteur 65 se produit au même instant fixe t1 pendant chaque cycle de la tension alternative V55, sensiblement indépendamment de l'activité du circuit de contrZle de régulateur 83 ou de la quantité de circuit de déviation à contrôler, comme cela est illustré sur la figure 2e par la coïncidence d'emplacement de l'impulsion de déclenchement 82 et de l'impulsion de déclenchement 82' produite sur la ligne plus basse. La régulation de l'énergie est obtenue en contrblant l'amorce de l'intervalle de retour horizontal en faisant varier le délai de passage à l'ouverture du transâstor de sortie horizontale 35. Pour empêcher une distorsion de l'image, le circuit 54, d'une façon traditionnelle, remet en phase la tension V55 à la fréquence de déviation par rapport à la présence des impulsions de synchronisa- tion 56 afin que la déviation horizontale soit maintenue en synchronisme avec l'informationcdimage et de synchroni- sation du signal vidéo composé. En maintenant uninstant fixe de passage à l'ouver- ture du commutateur réglable et bidirectionnellement conducteur 65, la tension à la fréquence de déviation V55 produite par l'oscillateur horizontal 55 peut ttre utilisée pour attaquer à la fois le commutateur 65 et le transistor de sortie horizontale 35.. Un seul transformateur Tl peut alors ttre utilisé pour appliquer les formes d'ondes d'entraInement ou d'attaque aux éléments appropriés. En contrôlant le délai de passage à l'ouverture du transis- tor de sortie horizontale 35, il ne faut aucune modulation du flanc avant de la tension en créneau V 55. Tout circuit oscillateur horizontal traditionnel peut alors être typiquement utilisé comme bloc oscillateur horizontal 55 de la figure 1, même un circuit étudié pour ttre fabriqué sous forme de circuit intégré ou un circuit étudié pour être construit avec des composants distincts. En contrôlant le délai de passage à l'ouverture du transistor de sortie horizontale 35, on peut utiliser un circuit de contrtle de régulateur actif 83 relativement simple, par exemple un seul étage à transistor shuntant le condensateur 45. La figure 3 illustre un autre circuit 310 d'alimenta- tion en courant de déviation et en énergie, selon l'invention, o la borne de référence ou à la masse 61 pour les divers circuits de charge reliés au transfor- mateur de retour est reliée de façon conductrice, au conducteur de retour 29 de l'alimentation d'entrée non régulée. Les articles des figures 1 et 3 qui sont identifiés par les mêmes repères fonctionnent de façon semblable ou représentent des quantités semblables. La fonction de l'inductance de fuite 67 de la figure 1 est accomplie par l'inductance d'une bobine d'inductance d'entrée 367 reliée entre la cathode du thyristor 65a et le collecteur du transistor de sortie-horizontale 35. Le transformateur de retour 30 de la figure 3 peut alors ttre construit de façon que tous ses enroulements soient magnétiquement couplés de façon très serrée La tension d'alimentation de mise en marche pour l'oscillateur horizontal 55 et la tension d'alimentation de collecteur pour le transistor d'attaque 51 sont obtenues, sur la figure 3, à une borne B3 reliée ?471103 à la borne d'alimentation non régulée 27. Le fonctionnement du circuit de la figure 3 est semblable à celui du circuit de la figure 1 des formes d'ondes smbla&1sà celles de la figure 2 s'appliquant également au circuit de la figure 3O Pendant l'intervalle d'aller horizontal, le commutateur d'aller 68 étant conducteur, le collecteur du transistor de sortie horizontale 35 est sensiblement à la masse. Au temps t1 des figures 2a-2f, lors de la présence du flanc menant de la forme d'onde V55 à là fréquence de déviation, une impulsion de déclenche- ment 82 est appliquée à la gâchette du thyristor 65a, le mettant en conduction. Un courant primaire ip en dents de scie commence à s'écouler de la borne 27 à travers le thyristor 65a, la bobine d'inductance 367 et le transis- tor de sortie horizontale 35 jusqu'à la masse, stockant de l'énergie dans le champ magnétique de la bobine d'induc- tance 367. Après l'écoulement d'un intervalle de délai réglable de passage à l'ouverture t1-t2, le transistor de sortie horizontale 35 est coupé, amorçant l'intervalle de retour horizontal, entre t2 et t4. L'énergie est transférée aux divers circuits de charge couplés au transformateur de retour pendant l'intervalle de retour. La tension impulsionnelle de retour produite dans l'enroulement déflecteur 31 est appliquée à la bobine d'inductance 367, forçant le courant primaire ip à subir un demi-cycle ou-une alternance d'oscillation. Le thyristor 65a est mis hors de conduction à proximité du centre de l'intervalle de retour horizontal et la diode 65b est conductrice ensuite jusqu'au temps t5, moment auquel la diode est également mise hors de conduction. Le transfert d'énergie est contrtlé en contrôlant l'amorce de l'intervalle de retour horizontal en faisant varier le délai.de passage à l'ouverture. Le délai de passage à l'ouverture est modifié en faisant varier la tension Vc dans le condensateur 45 en réponse aux varia- tions d'une tension de contre-réaction appliquée à la base ?-471103 du transistor 47 du circuit de contrtIle de régulateur 83. Bien entendu, l'invention n'est nullement limitée aux modes de réalisation décrits et représentés qui n'ont été donnés qu'à titre d'exemple. En particulier, elle comprend tous les moyens constituant des équivaints techniques des moyens décrits, ainsi que leurs combinaisons si celles-ci sont exécutées suivant son esprit et mises en oeuvre dans le cadre de la protection comme revendiquée. R E V E N D I C A T I 0 N S 1. Circuit d'alimentation en courant de déviation et en énergie, du type comprenant: un enroulement déflecteur; une capacité de retour reliéaaudit enroule- ment déflecteur; un commutateur d'aller comprenant un moyen de commutation à transistor relié audit enroulement déflecteur pour produire un courant de déviation d'aller dans ledit enroulement déflecteur quand ledit commutateur d'aller est conducteur; une source de tension d'entrée une charge; une inductance reliée à ladite charge pour transférer l'énergie stockée dans ladite inductance -à ladite charge; un commutateur réglable relié à ladite source et à ladite inductance pour appliquer ladite tension d'entrée à ladite inductance afin d'y stocker de l'énergie, la quantité d'énergie stockée dans ladite inductance étant contrôlée par la durée de conduction dudit commutateur réglable avant l'amorce du transfert de ladite énergie stockée dans ladite charge, caractérisé par un moyen (Tl, 83) relié audit moyen de commutation à transistor (68) et sensible à un signal à la fréquence de déviation (V55) pour produire un signal d'attaque de base (Vb) pour contrôler le courant de base dans ledit moyen de commutation à transistor (68), ledit moyen générateur d'attaque de base (Tl, 83) produisant une partie en polarisation directe dudit signal d'attaque de base (Vb) pendant un premier intervalle pendant chaque cycle du signal à la fréquence de déviation et produisant une partie en polari- sation inverse pendant un second intervalle pendant chaque cycle dudit signal à la fréquence de déviation pour interrompre l'écoulement de courant de collecteur dans ledit moyen de commutation à transistor (68) après l'écou- lement d'un délai de passage à l'ouverture.à partir de l'amorce de ladite partie en polarisation inverse, ladite capacité de retour (33) et ledit enroulement déflecteur (31) formant un circuit résonnant de retour lors de la ?471103 coupure dudit courant de collecteur après l'écoulement dudit délai de passage à l'ouverture, appliquant une tension impulsionnelle de retour à ladite inductance (67; 367) pour amorcer le transfert de ladite énergie stockée à ladite charge; un moyen (W3) sensible audit signal à la fréquence de déviation pour mettre ledit commutateur réglable (65) en conduction pendant chaque cycle de déviation; et un moyen (45-49) relié audit moyen généra- teur d'attaque de base (Tl, 83) et sensible à des varia- tions d'une quantité d'un circuit de déviation pour faire varier ledit délai de passage à l'ouverture en réponse à des variations-de I quantité du circuit de déviation afin de modifier le transfert de l'énergie stockée tandis que la quantité du circuit de déviation vaxi-. 2. Circuit selon la revendication 1,caractérisé en ce que le moyen générateur-d'attaque de base précité comporte un transformateur d'attaque (Tl) avec des-premier (Wl) et second (W2) enroulements, le signal précité à la fréquence de déviation étant appliqué audit premier enroulement, une composante en courant alternatif du signal d'attaque de base précité se développant dans ledit second enroulement. 3. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que le moyen précité de passage à la fermeture du commutateur réglable précité comprend un troisième enroulement (W3) du transformateur d'attaque précité qui est relié à une borne de contrble dudit commutateur réglable (65) pour lui appliquer un signal de passage à la fermeture amorcé en même temps que l'amorce de la partie en polarisation directe du signal d'attaque de base précité. 4. Circuit selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le moyen précité faisant varier le retard de passage à l'ouverture comporte un moyen (45-49) relié au second enroulement (W2) du transformateur d'attaque précité pour développer une composante en courant continu du signal d'attaque de ?471103 base précité, représentative des variations de quantité du circuit de déviation. 5. Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que le moyen précité développant une composante en courant continu comprend un condensateur (45) relié en série avec le second enroulement (W2) du transformateur d'attaque précité et une diode base-émetteur du moyen de commutation à transistor (68) précité, ladite diode redressant une polarité de la composante en courant alternatif du signal d'attaque de base précité. 6. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'inductance (67) précitée comprend un transformateur de retour (30) avec des premier (30a) et second (30e) enroulements, ledit premier enroulement (30a) étant relié au commutateur réglable (65) précité, ledit second enroulement (30e) étant relié au circuit de charge précité. 7. Circuit selon la revendication 6, caractérisé en ce que le premier enroulement (30a) du transformateur de retour précité est magnétiquement relié de façon lâche au second enroulement (30e) dudit transformateur de retour, afin de créer une inductance de fuite suffisante (67) pour stocker au moins une quantité sensible de l'énergie transférée dans ladite inductance de fuite. 8. Circuit selon l'une quelconque des revendications 6 ou 7, caractérisé en ce que le commutateur réglable (65) précité est bidirectionnellement conducteur, compre- nant un semi-conducteur réglable (65a) polarisé pour être conducteur d'un courant direct de la source de tension d'entrée précitée et-un second commutateur (65b) polarisé pour être conducteur d'uncourant de retour vers ladite source de tension d'entrée. 9. Circuit selon la revendication 8, caractérisé en ce que le semiconducteur réglable (65a) précité est mis en conduction à chaque cycle de déviation quand le commutateur d'aller (68) précité est conducteur, la tension impulsionnelle de retour précitée faisant passer ledit semi- conducteur réglable à l'ouverture.