FR 2473232 A1 19810710 FR 8027388 A 19801217 L 47323 - - 1 - L'invention a trait aux circuits amplificateurs de puissance, et plus particulièrement à un amplificateur linéaire qui permet de réduire au minimum les pertes de puissance dans ses dispositifs de sortie. Bien que conçue à l'origine pour rechercher la formule optimale de commande d'une charge inductive, à savoir une bobine de déviation inductive, la présente invention permet de réaliser un amplificateur opérationnel à puissance ef- ficace qui convient pour commander des charges soit récistives, soit ré- actives. Il est bien connu dans l'art que la source d'alimentation en courant d'un amplificateur qui commande directement une charge doit avoir une ten- sion d'alimentation au moins légèrement supérieure à la tension maximale de sortie requise pour cette charge. La différence entre la tension d'ali- mentation et la tension momentanée de charge se mesure aux bornes des dis- positifs de sortie de l'amplificateur. Attendu que le courant de charge circule également à travers les dispositifs de sortie, il existe une perte appréciable de puissance à travers ces dispositifs. Si, dans un premier cas, le courant d'alimentation est sensiblement égal au courant de charge, l'efficacité de l'amplificateur, pendant la commande d'une charge résis- tive, est fournie par la formule suivante: V Efficacité - Puissance dépensée par la résistance de charge _ ch Puissance fournie par la source d'alimentation Val D'après la relation ci-dessus, il est clair que l'efficacité aug- mente à mesure que la charge, ou la sortie, se rapproche de la tension d'alimentation. Toutefois, dans la plupart des applications d'amplifica- teurs, la tension de charge varie et habituellement elle est inférieure au maximum. Par conséquent, l'efficacité subit également cet inconvénient dans la plupart des cas. La technique classique d'utilisation d'un ampli- ficateur de la classe A, excité par une tension d'alimentation suffisam- ment élevée pour pouvoir accepter la plus haute tension à laquelle on peut s'attendre, prouve l'exactitude de cette caractéristique. Il a été reconnu dans l'art antérieur que, pour qu'un amplifica- teur puisse commander efficacement une charge aussi bien aux tensions éle- vées qu'aux tensions relativement basses, cet amplificateur doit être ca- pable de fournir du courant de charge en provenance d'une source de tension relativement basse pour de faibles tensions de sortie, et en provenance d'une source de tension relativement élevée pour des tensions de sortie plus élevées. Cela réduit la chute de tension à travers les dispositifs c d 7323^ -2- de sortie de l'amplificateur, et par conséquent améliore l'efficacité de celui-ci. Les solutions techniques proposées par l'art antérieur dans le domaine du fonctionnement avec des sources multiples d'alimentation com- portent des circuits analogues à ceux représentés sur la Figure 1 du dessin annexé. Ces circuits utilisent des dispositifs à sorties multiples bran- chés de telle sorte que leurs entrées soient effectivement-en parallèle, bien que le courant de charge les traverse en série. Par exemple, le cou- rant de charge circule seulement à travers un dispositif de sortie à par- tir de la source d'énergie V1 lorsque Vout CVi à travers deux dispositifs de sortie à partir de la source d'énergie V lorsque V - V1, et ainsi 2 out de suite. Lorsque ces circuits fonctionnent à partir d'une source de cou- rant supérieure à la plus faible, la valeur du courant d'entrée de ces amplificateurs doit d'une manière caractéristique augmenter dans la pro- portion quantique nécessaire pour supporter la conduction d'un dispositif de sortie supplémentaire. Un accroissement quantique ultérieur doit se produire lorsqu'on opère à partir d'une troisième source d'alimentation dont la tension est supérieure à celle de la seconde source, et ainsi de suite. Chaque accroissement du courant d'entrée se traduit par de plus fortes demandes sur le circuit qui commande les dispositifs de sortie et peut déterminer une déformation du signal de sortie pendant lé passage d'une source d'alimentation à une autre. Pour obtenir un meilleur rendement de puissance, la présente in- vention fait fonctionner ses dispositifs de sortie, qui alimentent la charge, à partir de plusieurs alimentations qui fournissent des tensions différentes, de telle sorte que chaque dispositif de sortie soit constam- ment alimenté de façon à opérer à son débit maximal. En outre, la présente invention permet de diminuer la variation de son gain de courant selon celle parmi ses sources d'alimentation qui fournit le courant de charge, en comparaison des circuits de l'art antérieur. La présente invention utilise plusieurs étages de sortie à charge d'émetteur effectivement parallèles, ayant chacun une tension d'alimenta- tion différente, ainsi que des circuits de commande pour commuter le cou- rant d'autorisation d'un étage à charge d'émetteur à un autre. Les circuits de commande donnent la certitude que c'est l'alimentation utilisable la plus basse qui fournit le courant de sortie. Pour réduire au minimum la distorsion que pourrait déterminer la commutation d'un étage de sortie à un autre, la présente invention permet ú47323P -3 - de réaliser cette commutation sans à-coup en la répartissant sur une gamme acceptable de tensions de sortie. En passant par une gamme de transition, l'étage de sortie qui fournissait initialement la totalité du courant de charge diminue sa "part" de charge, et cela graduellement de 100% à zéro, à mesure que la part de tension maximale de l'étage de sortie suivant augmente, en passant de zéro à 100%. Un étage classique de gain précède l'étage de sortie et présente une excursion de tension de commande, qui est égale à celle de l'ensemble de l'amplificateur. Par conséquent, l'un des buts de la présente invention consiste à prévoir un circuit amplificateur de puissance qui possède un degré élevé d'efficacité ou de rendement. Un autre but de la présente invention consiste à prévoir un étage de sortie d'amplificateur dont le gain de courant présente le minimum de variation selon celle parmi ses alimentations de puissance qui fournit le courant de charge. Par ailleurs, la présente invention a pour but de prévoir un étage de sortie d'amplificateur qui possède un gain très élevé de courant. De plus, la présente invention a pour but de prévoir un amplifi- cateur opérationnel de puissance, du type universel et à puissance ef- ficace, qui possède une grande largeur de bande à puissance maximale et ne nécessite aucune compensation de fréquence pour obtenir un fonctionne- ment stable dans la plupart des applications pratiques. Différents avantages et caractéristiques de la présente invention ressortiront plus clairement au cours de la description qui suit, faite avec référence au dessin annexé,sur lequel La FIGURE 1 est un schéma de circuit relatif à l'art antérieur;- La FIGURE 2 est un schéma de circuit de sortie d'amplificateur de base qui utilise la présente invention; La FIGURE 3 est un diagramme relatif au courant d'entrée dans le circuit de la Figure 1; La FIGURE 4 est un diagramme relatif au courant d'entrée dans le circuit de la Figure 2; La FIGURE 5 montre une variante de réalisation de la présente in- vention; La FIGURE 6 montre les circuits de commande que l'on peut utiliser pour remplacer le commutateur 25 des Figures '2 et 5; -L473232 -4 - La FIGURE 7 est un autre diagramme indiquant la tension obtenue en différents points du circuit de la Figure 6; La FIGURE 8 est un schéma d'amplificateur push-pull utilisant la présente invention, et La FIGURE 9 est un schéma complet d'amplificateur opérationnel utilisant la présente invention. - La présente invention utilise des dispositifs de sortie qui sont effectivement en parallèle et sélectivement autorisés, de manière que ce soit la source de puissance utilisable la plus basse qui fournisse le cou- rant de charge. Cela a pour effet de réduire au minimum le gain de courant déterminé par un fonctionnement effectué à partir de plusieurs sources de courant d'alimentation. La Figure 2 montre un circuit de base conforme à la présente invention. Des transistors à charge d'émetteur 30 et 35 sont effectivement reliés en parallèle et leur sortie commune peut suivre l'en- trée seulement lorsque la base de l'un d'eux reçoit du courant en prove- nance de la résistance 20. Le signal d'entrée vin est appliqué à la base du transistor 35 en passant par la diode 10 et à la base du transistor 30 en passant par la diode 15. Les bases de ces transistors 30 et 35 sont reliées de façon commutable à la source de courant d'alimentation V qui est une source de courant non reliée à la masse, en passant par ladite résistance 20. Le commutateur 25 fournira du courant d'alimentation seulement à la base du transistor 35 pour des tensions de sortie inférieures à celle de la source d'alimentation V1 (dans une mesure fixe) et seulement à la base du transis- tor 30 pour des tensions de sortie supérieures. L'émetteur du transistor est relié à l'émetteur du transistor 35. Cette jonction est reliée au c8té négatif de la source d'alimentation V ainsi qu'à une borne de la résistance de charge 40. Le collecteur du transistor 30 est relié au c8té positif de la source d'alimentation V2 tandis que le collecteur du transis- tor 35 est relié à travers une diode 45 au c8té positif de la source d'a- limentation V1. La tension de sortie de la source d'alimentation V est l' 2 plus élevée que la tension de sortie de la source d'alimentation V1. Les c8tés négatifs de V1 et V2 et une borne de la résistance de charge 40 sont reliés à l'entrée afin de compléter le circuit. Pour pouvoir mieux comprendre le fonctionnement du circuit de la Figure 2, on supposera que la tension d'entrée vin est telle que le com- mutateur 25 fournit du courant à la base du transistor 35, comme indiqué t 47323? - en il. Ce courant a pour effet d'augmenter la tension à la base du tran- sistor 35 au-dessus de la valeur v. dans une mesure égale à la chute de tension qui se produit aux bornes de la diode 10. La source de tension v. doit Otre à même d'évacuer le courant qui circule à travers la diode 10. La tension à l'émetteur du transistor 35, c'est-à-dire v out sera inférieure à la tension obtenue à sa base, dans une mesure égale à sa tension (dans le sens conducteur) mesurée à la jonction base-émetteur de ce tran- sistor. Ces deux décalages de tension s'annulent, de telle sorte que vout est très proche d'égaler vin. La tension de sortie suit vin et le courant de charge, provenant de la source d'alimentation V1, traverse la diode aussi longtemps que i1 est présent. Lorsque vout est supérieur au seuil précité du commutateur 25, i devient nul et i circule vers la base du 1 2 transistor 30. Dans ces conditions, la diode 15 et le transistor 30 se comportent d'une manière semblable à celle décrite pour la diode 10 et le transistor 35. La diode 45 prend une polarité inverse, de telle sorte que la tension du transistor 35 peut être élevée à une valeur supérieure à celle de la source d'alimentation V1. Attendu que les courants i et i l' 1 2 sont fournis par V au lieu de V1 ou V2, ils sont indépendants de la ten- sion de sortie VOut' Par conséquent, l'amplificateur peut accepter une tension de sortie de n'importe quelle source d'alimentation jusqu'à une chute par saturation au-dessous de cette tension d'alimentation. Pour ob- tenir une tension maximale de sortie, la résistance 20 et la tension de sortie de la source d'alimentation de puissance V doivent 9tre choisies de façon à fournir suffisamment de courant pour saturer le transistor 30. On peut constater d'après la Figure 2 que seul le transistor 30 doit être mis en condition d'autorisation à fournir du courant de charge en provenance de la source V2 et que seul le transistor 35 doit être mis en condition d'autorisation à fournir du courant de charge en provenance de la source d'alimentation V1. Toutefois, dans le circuit selon l'art antérieur que montre la Figure 1 les deux transistors doivent recevoir du courant de base pour fournir du courant de charge en provenance de l'ali- mentation V2, alors que seul le transistor 4 exige du courant de base pour fournir du courant de charge provenant de la source d'alimentation V1. L'on se référera maintenant à la Figure 3 qui montre le courant d'entrée pour le circuit selon l'art antérieur que montre la Figure 1 en fonction de la tension de sortie dans une résistance, c'est-à-dire le courant de sortie. aA7323e -6- La ligne 110 indique les conditions qui résultent lorsque,- 7 sle gain de courant, du transistor 2 est égal à la moitié de 6 du trasàslr,4 la ligne 120 montre les conditions qui résultent lorsque les de sart égaux, et enfin la ligne 130 montre les conditions qui mzsulEmt asèm le f du transistor 2 est égal à deux fois le 1 du transeis 4-. la eI- gure 4 montre en revanche les mêmes conditions mais dans le cas se Ja présente invention, o le transistor 30 correspond au tra"istb 2 et Ue transistor 35 au transistor 4. On peut constater que, dans le cassi 3Ms deux b sont égaux, il n'y a pas de discontinuité dans le cmamt d'entre. A moins d'utiliser des composants adaptés les uns aux autres, Les transis- tors auront des valeurs de 3 différentes et des discontinuités 'se Eym- duiront dans l'un et l'autre de ces circuits. Cependant, le dimImiit du circuit de la Figure 2 ne sera pas plus mauvaise, et elle serde m lae- ment moins abrupte, que celle du circuit de l'art antérieur qe monte la Figure 1, si l'on utilise le même type de transistors dans les deux cas. Un second mode de réalisation de la présente inventât est ZEé-- senté sur la Figure 5. Les spécialistes dans l'art pourront' str que ce circuit a un gain de courant sensiblement supérieur à celi de a - gure 2. Du fait que le premier follower comprenant les transist:os 215 et 220 et le second follower comprenant les transistors 205 et 210smnt branchés selon le système Darlington, dont la caractéristique est Spe le gain de courant dans ce système est égal au produit des gains de cunam Figures 2 et 5 est le même. Les sources d'alimentation -V et VP sont des sources non-gzrEs5e qui se rapportent à la connexion de sortie. En raison de cette connexion, la tension base-collecteur du transistor 200 ne change que très modérément par rapport à la totalité de la gamme de changement. Ainsi, il faut très peu de courant de base du transistor 200 pour charger sa capacité collec- teur-base (multipliée par l'effet Miller bien connu), ce qui a pour ré- sultat de réduire au minimum la capacité relevée à l'entrée de l'amplifi- cateur. Cette réduction de la capacité d'entrée augmente singulièrement L473232 -7- la vitesse et la fréquence de réponse de l'ensemble de l'amplificateur par rapport à celle d'un amplificateur identique à celui de la Figure 5, sauf que le collecteur du transistor 200 est relié à la masse au lieu d'être branché sur -V. L'allure brusque des discontinuités que montre le diagramme de la Figure 4 peut être réduite en remplaçant le commutateur 25 d'autorisation du courant (Figures 2 et 5) par un circuit conçu pour répartir le courant d'autorisation entre i et i2 d'une façon directement proportionnelle à la tension de sortie sur une faible gamme de tensions. Un tel circuit est il- lustré dans l'amplificateur 250 de la Figure 6, et sera désigné ci-après par l'expression "circuit de commande". Les blocs désignés par les inscrip- tions: "1er Follower" et "2me Follower" contiennent des éléments de circuit que l'on trouve, désignés par les mêmes références, dans les rec- tangles en traits interrompus de la Figure 5. Le signal d'entrée est intro- duit dans le circuit par la base du transistor NPN 200 qui agit en tant que tampon. L'émetteur de ce transistor 200 est relié à l'entrée du pre- mier étage follower à la connexion A en passant par la diode 201 et à la partie correspondante du second follower à travers la diode 214. L'émet- teur du transistor PNP 206, désigné par la connexion B de la Figure 6, est relié à la base du transistor 206 en passant par la résistance 217. La connexion B est reliée à la connexion A par l'intermédiaire d'une ré- sistance 209 etA ne diode 207, et aussi à une source d'alimentation VX à travers une résistance 211. Le collecteur du transistor 206 -est relié à l'entrée du second étage à charge d'émetteur. Le collecteur du transis- tor 206 est relié à l'entrée du second étage à charge d'émetteur. La base du transistor 206 est reliée au collecteur du transistor NPN 204 par une diode 214. La base de ce transistor 204 est reliée à la source d'alimen- tation V1. Les collecteurs du premier follower émetteur sont reliés à la source d'alimentation V1 à travers une diode 212. Le circuit de commande représenté Figure 6 fonctionne de manière à commuter le courant d'autorisation d'un étage à charge d'émetteur au suivant, selon l'amplitude de la tension de sortie. Cette transition ou variation est répartie sur une gamme de tensions de sortie. Pendant que la tension de sortie passe par une gamme de variations, l'étage à charge d'émetteur qui supportait initialement la totalité du courant de charge réduit graduellement sa part de charge de 100% à zéro, pendant que la part de l'étage à charge d'émetteur suivant passe de zéro à 100%. La Figure 7 montre le diagramme des tensions relevées aux points de connexion respectivement A et B du circuit de la Figure 6 en fonction de la tension d'entrée. Le fonctionnement du circuit de commande peut être mis en corrélation avec différentes gammes de tensions de sortie, désignées de 1 à 5 sur cette Figure 7. Une tension de sortie ayant la pente indiquée sur la Figure 7 détermine les conditions de circuit ex- posées ci-après à mesure que la tension parcourt ces gammes de tensions. Gamme de tensions de sortie 1 Cette gamme comprend les tensions de sortie comprises entre zéro et la tension de sortie pour laquelle la tension mesurée à la connexion B est juste suffisante pour rendre la diode 213 conductrice. En pratique, cette tension est sensiblement égale à la tension de sortie V1 de l'ali- mentation (à condition que le transistor 204 et la diode 213 soient tous deux soit au germanium, soit au silicium). Avant que la diode 213 soit rendue conductrice, la connexion B est davantage positive que la connexion de sortie, et cela d'une quantité fixe égale à la chute de tension pro- duite aux bornes de la résistance 209, plus la chute de tension produite aux bornes de la diode 207, plus encore la somme des tensions de la jonc- tion base-émetteur des transistors 215 et 220. Par conséquent, les conditions suivantes existent dans cette gam- me: VB= Vout + la tension fixe définie ci-dessus; la diode 213 est pola- risée à l'envers; le transistor 206 est coupé; et le transistor 204 est saturé. Par conséquent, i2 = 0 il > et seul le premier émetteur follower est mis en condition de fonctionner. Ainsi, le courant de charge ne pro- vient que de la source d'alimentation V1. Gamme de tensions de sortie 2 L'étendue de cette gamme est égale à celle des tensions de la con- nexion base-émetteur du transistor 206. Lorsque la diode 213 est excitée, le courant circule à travers la résistance 217 et affecte la tension à la connexion B. Attendu que le r8le de cette résistance 217 consiste à maintenir le transistor 206 hors- circuit pendant que la diode 213 l'est également, sa valeur de résistance peut 9tre prévue à un niveau sensiblement plus élevé que celui de la ré- sistance 211, de manière que l'effet produit sur la connexion B soit né- gligeable. Dans cette gamme de tensions on observe les conditions suivantes: VB = Vot + la tension fixe décrite au sujet de la gamme 1; la diode 213 t47323v _ est sous tension; le transistor 204 est saturé, et la tension aux bornes de la résistance 217 s'est élevée pour passer de zéro à la tension de la connexion base-émetteur du transistor 206. Sur toute cette gamme le tran- sistor 206 reste coupé, i2 est à la valeur zéro, et seul le premier émet- teur follower est autorisé à fonctionner. Ainsi, c'est toujours la source d'alimentation V1 qui fournit la totalité du courant de charge. Gamme de tensions de sortie 3 C'est dans cette gamme que la commutation se produit entre une source d'alimentation et l'autre. L'étendue de cette gamme est égale à environ la chute de tension sensiblement fixe qui se produit aux bornes de la résistance 209 dont il est fait état dans l'examem des deux gammes précédentes. Dans cette gamme 3, on constate qu'il existe les conditions suivantes; VB est fixé, par l'état conducteur du transistor 206, à sensi- blement une chute de diode au-dessus de la tension de sortie de la source d'alimentation V1; le transistor 204 est saturé, et la tension aux bornes de la résistance 209 et par conséquent i1 diminuent jusqu'à approcher sensiblement la valeur zéro à mesure qu'augmente la tension de sortie. A l'exception du courant fixe qui traverse la diode 213, le courant qui s'éloigne de la connexion B se répartit entre i1 et i2. Par conséquent, a mesure que la tension aux bornes de la résistance 209 décroît, i1 dimi- nue et i2 augmente proportionnellement. Le premier émetteur follower est ainsi graduellement mis hors-circuit, pendant que le second émetteur follower est graduellement mis en circuit. L'alimentation en courant de charge est assurée par les deux sources en proportions variables. Attendu que, dans cette gamme, la tension mesurée à la connexion B reste fixe, tandis que la tension de sortie augmente, la tension aux bornes de la résistance 211 et le courant (intensité) dans celle-ci aug- mentent également. Si la somme de i + i n'est pas constante, le courant 1 2 d'émetteur du transistor 200 ne le sera pas non plus. Ainsi, les exigences d'entrée de l'étage de sortie de l'amplificateur varieront d'une gamme de tensions à l'autre. Pour contraindre la somme de i + i à rester 1 2 constante, on peut choisir le courant d'émetteur du transistor 204 de façon qu'il soit égal à l'accroissement précité du courant dans la ré- sistance 211. Aussi longtemps que la somme i + i2 est maintenue constante, des fluctuations dans le courant d'entrée seront dues à une inadaptation des gains de courant des transistors dans les premier et second étages 47323? - 10 - follower, et/ou à des variations dans le courant de charge. Gamme de tensions de sortie 4 La limite supérieure de cette gamme se vérifie lorsque le transis- tor 206 devient saturé. Les conditions ci-après se réalisent dans cette gamme: VB est fixé au même niveau que dans la Gamme 3; la tension aux bornes de la résistance 227 (Figure 5) chute entre la tension base-émetteur du transistor 220 et une valeur proche de zéro; le transistor 204 est saturé; la diode 213 est conductrice, et le transistor 206 est actif. Le courant i zreste lnche de zéro de telle sorte que seul le second émetteur follower est mis en cir- cuit et la source d'alimentation V2 fournit la totalité du courant.e charge. Gamme de tensions de sortie 5 Dans cette gamme, on constate les conditions suivantes: la Idiode 213 est conductrice; le transistor 204 est actif et le transistor 20D6 est saturé. Par conséquent, le second émetteur follower est toujours autoriesé. La diode 212 permet au premier étage follower de fonctionner au-dessus de la tension de sortie de la source d'alimentation V1. La sourne de tenusion V2 fournit la totalité du courant de charge. La Figure 8 est un schéma simplifié montrant un amplificateur push- pull suivant la présente invention. Ce mode de réalisationcomprend deux circuits du genre représenté Figure 6, désignés respectivement en 250 et 250', l'un de ces circuits étant la réplique exacte du circuit de la Figure 6 tandis que l'autre est ce qu'on appelle un circuit complmentaire. Dans ce circuit complémentaire, les polarités de la diode et de l'alimentation en courant sont inversées et les transistors NPN et PNP sont intervertis. La Figure 9 montre un mode de réalisation de la présente invention dans lequel l'amplificateur est élargi pour permettre son fonctionnement à partir de trois niveaux de tensions d'alimentation. En outre, un étage classique à conductance de transfert est incorporé pour réaliser un am- plificateur opérationnel complet. Dans tous les modes proposés de réalisation de la présente in- vention, les tensions de sortie des sources d'alimentation V1, V2, V3, -Vi, -V2 et -V3 peuvent être choisies de façon à obtenir un rendement ma- ximal de puissance pour des applications particulières ou spécifiques. Cela s'obtient par une étude précise des caractéristiques de la charge à commander et du caractère de la tension de sortie envisagée. a 473232 - 11 - En bref, on a décrit un amplificateur qui réduit au minimum les pertes de puissance dans son circuit-tampon de sortie par l'usage de.,plu- sieurs étages de sortie qui fonctionnent à partir de sources distinctes d'alimentation opérant à des niveaux étagés ou décalés de tension. Les étages de sortie, qui possèdent des trajectoires parallèles de signaux, sont constitués par des circuits à charge d'émetteur à gain idéal, orga- nisés de telle sorte que c'est toujours le follower relié à la source d'alimentation utilisable à la plus basse tension qui fournit le courant de charge. Ainsi, la différence entre la tension d'alimentation et la tension de sortie est réduite au minimum et l'on conserve ou épargne de l'énergie. On peut souligner que la description qui précède n'a pas été en- combrée par l'inclusion de quantités excessives de détails concernant des sujets tels que la polarisation et similaires, attendu que de tels ren- seignements sont bien connus des spécialistes dans l'art. Par conséquent, il appara tra clairement à ceux-ci que de nombreux changements et modifi- cations pourront être apportés dans la mise en oeuvre pratique des dif- férents modes de réalisation décrits ici, sans s'écarter pour autant des principes de base de l'invention. 47323"' - 12 R E V E N D I C A T I 0 N S 1. Circuit amplificateur caractérisé en ce qu'il comprend a) un étage d'entrée sensible à un signal différentiel d'entrée pour produire un courant proportionnel audit signal d'entrée; b) plusieurs sources d'alimentation qui peuvent fournir chacune une tension de niveau différent; c) plusieurs étages de sortie couplés audit étage d'en- trée afin de fournir du courant de sortie à une char- ge, ces étages de sortie étant branchés en parallèle et reliés chacun et respectivement à une source dis- tincte de tension parmi celles citées en b), et d) des moyens associés aux différents étages de sortie pour commuter le courant de sortie d'un étage de sor- - tie à un autre en fonction de la relation momentanée qui existe entre ledit niveau de tension d'alimenta- tion et une tension de sortie engendrée aux bornes de ladite charge. 2. L'amplificateur selon la Revendication 1, caractérisé en ce que les différents étages de sortie comprennent un circuit à charge d'émetteur, à gain d'unité. 3. L'amplificateur selon la Revendication 2, caractérisé en ce que lesdits circuits à charge d'émetteur à gain d'unité comprennent des transistors disposés par paires et reliés se- lon le système Darlington. 4. Un circuit amplificateur caractérisé en ce qu'il comprend: a) un dispositif d'entrée sensible à un signal d'entrée différentiel de manière à engendrer un courant propor- tionnel à ce signal; b) des moyens pour fournir plusieurs niveaux de tension différents; c) plusieurs moyens de sortie reliés audit dispositif d'en- trée pour fournir du courant de sortie à une charge, ces moyens de sortie étant branchés en parallèles et chacun d'eux est relié à l'un des moyens selon b) pour fournir des niveaux distincts de tension, et d) des moyens de commande accouplés auxdits moyens de sor- tie afin de commuter le courant de sortie d'un moyen 7 73 23 7 - 13- de sortie à. un autre en fonction de la relation momen- tanée qui existe entre ledit niveau de-tension d'ali- mentation et une tension de sortie produite aux bornes de ladite charge. 5. Amplificateur selon la R-'vendication 4, caractérisé en ce que lesdits moyens de sortie comprennent un circuit à. charge d'émetteur et à. gain d'unité. 6. Amplificateur selon la Revendication 5, caractérisé en ce que lesdits circuits à. charge d'émetteur et à. gain d'unité comprennent des transistors branchés par paires selon le sys- tême Darlington. 7. Un étage de sortie d'amplificateur, caractérisé en ce qu'il comprend a) plusieurs moyens d'alimentation pour fournir plusieurs niveaux différents de tension, et plusieurs moyens de sortie branchés de façon à. recevoir un signal de sortie pour fournir une tension de sortie à. une charge, ces moyens de sortie étant branchés en parallèle, chacun d'eux étant relié à. un moyen d'alimentation distinct parmi ceux précités, et b) des moyens de commande reliés aux moyens de sortie pré- cités pour assurer la commutation dudit courant de sor- tie entre un des moyens de sortie et un autre moyen de sortie en fonction de la relation momentanée qui existe entre le niveau de tension d'alimentation et une ten- sion de sortie produite aux bornes de ladite charge. 8. Amplificateur selon la Revendication 7, caractérisé en ce lesdits moyens de sortie comprennent chacun un circuit à. charge d'émetteur et à. gain d'unité. 9. Amplificateur selon la Revendication 8, caractérisé en ce que lesdits circuits à. charge d'émetteur et à. gain d'unité comprennent des transistors branchés par paires selon le sys- tême Darlington. 10. Circuit de sortie d'amplificateur, caractérisé en ce qu'il comprend a) plusieurs sources d'alimentation qui fournissent cha- cune un niveau différent de tension; b) plusieurs étages de sortie reliés à. un étage d'entrée L 473237 - 14 - commun afin de fournir un courant de sortie a une char- ge, ces étages de sortie étant branchés en apzrallle et reliés chacun à une source distincte parmi lesdites plusieurs sources d'alimentation, et c) des moyens de commande reli6s auxdits plusieurs étages de sortie, afin de commuter ledit courant de sortie d'un étage de sortie à un autre en fonction de la rela- tion momentanée qui existe entre ledit niveau de tnsann d'alimentation et une tension de sortie produite aux bornes de ladite charge. 11,Amplificateur selon la Revendication 10, carîactfrisé en ce que lesdits plusieurs étages de sortie comprennent chacun un circuit à charge d'émetteur et à gain d'unité. 12, Amplificateur selon la Revendication 11, caractârisï on ce que lesdits circuits à charge d'émetteur et ga-in d"unïit- comprennent des transistors branchés par paires selon le sys- tème Darlington,