FR 2465293 A1 19810320 FR 8019559 A 19800910 La présente invention se rapporte à des tourne-vidéodis- ques et plus particulièrement à des systèmes d'asservisse- ment à boucles embottées employés dans de tels tourne-disques. Un exemple d'un tourne-vidéodisque comportant un système d'asservissement à boucles emboîtées (c'est-à-dire un système d'asservissement employant une boucle dans une boucle) est décrit dans le brevet US n0 3 965 482 intitulé "Velocity Correction Circuit For Video Disca", au nom de T. W. Burrus, du 22 Juin 1976. Le tourne-disque de Burrus comporte une platine pour faire tourner un vidéodis- que, un transducteur de lecture pour capter des variations capacitives représentant l'information enregistrée sur le disque selon le format de "sous-porteuse enfouie" (BSC) et un oscillateur sensible aux variations capacitives pour produire un signal FP de sortie. Le signal FM est alors démodulé pour produire un signal vidéo composé qui est converti du format BSC en un format NTSC au moyen d'un convertisseur vidéo. Le tourne-disque de Burrus présente une caractéristique avantageuse parce que des erreurs de la vitesse relative disque-lecteur ou capteur et des erreurs de la fréquence restituée de chrominance sont corrigées au moyen d'un seul système d'asservissement à deux boucles. Il comprend un détecteur de phase verrouillé du signal de synchronisa- tion de la sous-porteuse de chrominance qui produit un signal composé d'erreur représentatif des erreurs de phase et de fréquence entre la sortie d'un oscillateur à quartz à la fréquence de référence NTSC et la composante de synchronisation de la sous-porteuse de chrominance du signal de chrominance produit par le convertisseur vidéo. Un filtre sépare le signal composé d'erreur en deux composantes d'erreur. L'une des composantes derreur est appliquée à un transducteur de réglage dela position tangentielle de l'aiguille (connu sous le nom de "extenseur de bras") pour former une boucle principale de contre-réaction afin de diminuer des erreurs de vitesse de l'aiguille de lecture par rapport à la surface du disque. Par ce moyendes erreurs de fréquence dans les composantes de chrominance et de luminance du signal vidéo composé de sortie (dues,par exemple, à un gauchissement ou une excentricité du disque) sont diminuées. L'autre des composantes d'erreur est appliquée à un oscillateur réglé en tension qui fait partie d'un circuit 4'hétérodynage dans le convertisseur vidéo. La boucle auxiliaire de contre-réaction ainsi formée (qui est embottée dans la boucle principale de contre- réaction) permet une diminution des erreurs de phase et de fréquence dans la composante de chrominance du signal vidéo composé de sortie. Le système de Burrus présente une autre caractéristique avantageuse parce que le filtre qui sépare le signal composé d'erreur en composantes d'erreur est un filtre actif, c'est-à-dire un filtre ayant un gain supérieur à l'unité. Cela offre le bénéfice de permettre au gain général des boucles d'être accru tout en conservant la capacité de rendre aussi bon que possible le -gain de chaque boucle individuelle afin de répondre aux nécessités spécifiques. Cela, bien entendu, ne peut être obtenu simplement en ajustant le gain du détecteur de phase car le signal composé d'erreur qu'il produit contient les deux composantes d'erreur. La forme spécifique du filtre actif est une connexion en cascade d'un filtre actif passe-bas ayant une fréquence en coin de 7,5 Hz suivi d'un filtre passif passe-bas ayant une fréquence en coin de 0,2 Hz. Comme le filtre passif (qui produit la tension de réglage de l'oscillateur réglé en tension ou VCO) suit le filtre actif (qui produit la tension de réglage de l'extenseur de bras) dans la connexion en cascade, il reçoit le bénéfice du gain du filtre actif ainsi les deux signaux dérivés de la connexion en cascade ont une plus forte amplitude (dans les bandes de fréquences respectives) que le signal composé d'erreur. La présente invention réside partiellement dans la reconnaissance de certains problèmes possibles en rapport avec des systèmes dela sorte cidessus décrite. Un problème réside dans le fat que dans des conditions de signaux transitoires(o le signal composé d'erreur est bien supérieur à sa valour normale à l'état stable), le filtre actif peut Qtre entraîné dans unmode de fonctionne- ment non linéaire ou "saturé". Cela peut fortement allonger le temps total d9acquisition ou de stabilisation du système et peut modifier de fa9on non souhaitable la fonction de traunsfert du filtreo Un autre problème réside dans le fait que, comme le filtre produit un gain, de fortes tensions transitoires à son entr.e so, encore amplifiées avec pour résultat que le transducteur de l'extenseur de bras peut etre trop sollicité et que l'oscillateur réglé en tension peut être entraîné à une fréquence bien éloignée de ma gamme normale de fonctionnoe ment. Ces possibilités ont également pour effet laugmen- tation du temps d'acquisition du systè&me d'a servissemento -Tousce; probl&èmes s'additioent si l'on tente de remplacer le filtre passif pasosbas de la connexion en cascade par un filtre actif passelbas pour obtenir un gain encore plus élevé des bouclOes et diminuer ainsi encore plus les erreurs du système d'asservissement - Un second aspect de l'invebntion reside dans la reconnaissance des inconvénients destechniques tradition- nelles pour résoudre les problèmes d'instabilité transitoire. Par exemple, on peut considérer simplement la limitation de l'une ou des deux sorties du filtre actif au moyen de diodea Tandis qu'une telle tentative pourrait empêcher un excès de solicitation du transducteur et l'entratnement de l'oscillateur à une fréquence éloignée de sagamme normale de fonctionnement, elle ne pourrait empêcher le filtre d'etre entraîné à la saturation pendant la durée d'une condition d'un signal transitoirn Une alternative qui, au premier coup d'oeil semblerait possible, consisterait à limiter simplement la sortie du détecteur de phase par un limiteur traditionnel à diodesà une gamme de valeursinférieure à celle pouvant entraîner trop loin le filtre actif. Une telle tentative cependant est difficile à mettre en ouvre parce que la gamme normale de tensions d'entrée (sans saturation) pour le filtre actif est plus faible que sa gamme de tensions normalesde sortie.d'un facteur égal à son gain. Par suite, la limita- tion de la sortie du détecteur de phase nécessiterait l'utilisation d'un limiteur de petits signaux de très haute précision. Ce qui est encore pire, tout changement du gain du filtre actif nécessiterait le rétablissement des seuils du limiteur, ceci compliquant les taches de fabrication d'un tourne-disque et de maintien ou d'entretien d'un tel tourne-disque. La présente invention est dirigée vers l'amélioration des caractéristiques de réponse transitoire d'un tourne- vidéodisque de la sorte comportant un détecteur d'erreur pour produire un signal composé d'erreur et un filtre actif pour séparer le signal composé d'erreur en deux parties, une partie pour application à une boucle de contre-réaction de correction d'erreur du signal vidéo composé et l'autre partie pour application à une boucle de contre-réaction de correction d'erreur du signal de chrominance. Selon un aspect de l'invention, le tourne-disque est pourvu d'un circuit de détection et de suppression de conditionstransitoiresayant une entrée reliée à un point choisi dans l'une des boucles de contre-réaction pour détecter des perturbations transitoires et ayant une - sortie reliée pour appliquer un signal de réduction du gain au filtre actif pendant la présence de la perturbation transitoire. Selon un autre aspect de l'invention, le circuit de détection et de protection contre les conditions transitoires comprend une troisième boucle de contre-réac- tion sensible, quand elle est fermée, pour appliquer le signal de réduction du gain à une entrée du filtre actif afin de contr8ler le circuit pour fermer la troisième boucle de contre-réaction dans des conditions transitoires et pour ouvrir la troisième boucle de contreréaction dans des conditions du signal à l'état stable et pour faire fonctionner un circuit limiteur afin de limiter la grandeur du signal de réduction du gain appliqué au filtre actif dans des conditions transitoires. L'invention sera mieux comprise et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaftront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'invention et dans lesquels: - la figure 1 donne un schéma bloc, partiellement sous forme schématique, d'un tourne- vidéodisque selon l'invention; - la figure 2 donne un schéma-bloc d'un circuit limiteur et de soustraction pouvant être utilisé dans le tourne- vidéodisque de la figure 1; et - la figure 3 est un schéma de deux filtres actifs passe-bas et d'un amplificateur d'attaque du transducteur à utiliser dans le tourne-vidéodisque de la figure 1. Le tourne-vid6odisque de la figure 1 comprend une platine 10 pour faire tourner le vidéodisque 12 et un transducteur de lecture 14 pour restituer l'information vidéo du disque. Par exemple, on peut supposer que le tourne-disque est destiné à être utilisé avec des supports d'enregistrement o l'information est stockée sous forme de variationstopologiqueset est restituée en détectant des variations capacitives entre le transducteur de lecture 14 et le disque 12. La sortie du transducteur 14 est reliée à l'entrée d'un circuit convertisseur 16 qui comprend un convertisseur capacité-tensionsensible aux variations capacitives entre une aiguille dans le transducteur 14 et le disque qui est restitué,jafin de produire une tension d'un signal FM de sortie représentant l'information enregistrée. De tels disques et les circuits appropriés pour la mise en oeuvre de la fonction de conversion capacité- tension du circuit de lecture 16 sont bien connus. On peut par exemple se référer au brevet US n 3 783 196 intitulé "HighDensity Capacitive Information Records And Playback Apparatus Therefor" au nom de T.0o.Stanley du 1er Janvier 1974, au brevet US n 3 972 064 intitulé "Apparatus And methods For Playback Of Color Pictures/SOund Records', au nom de E.O. Keizer du 27 Juillet 1976 et au brevet US n 3 711 641 intitulé "Velocity AdJusting System" au nom de R.C. Palmer du 16 Janvier 1973. Le circuit démodulateur video FM 18 convertit le signal FM produit par le circuit de lecture ou capteur 16 en un signal vidéo de sortie. Afin d'illustrer certaines caracté- ristiques de l'invention, on supposera que les signaux vidéo enregistrés sur le disque sont-selon le format précédemment mentionné de "sousporteuse enfouie" (BSC) plutôt que sous le format NTSC traditionnel aux Etats Unis d'Amérique. Comme on le sait (voir par exemple le brevet US n 3 872 498 intitulé 'Color Information Translation Systems" au nom de D.H. Pritchard du 18 Mars 1975), dans le format BSC, l'information de chrominance est représentée par une sous-porteuse couleur de la forme générale employée dans le format NTSC bien connu. Cependant, la composante de chrominance dans le format BSC n'est pas placée à l'extrémité haute de la bande vidéo de luminance comme dans le format NTSC,mais est plutôt enfouie dans une partie inférieure de la bande vidéo. On peut choisir, comme exemple d'une fréquence de sous-porteuse, la proximité de 1,53 MHz, avec les bandes latérales de sous-porteuse couleur s'étendant sur X 95D XHz autour, la bande de luminance s'étendant bien au- dessus de la plus haute fréquence de sous-porteuse couleur (Jusqu'à 3MHz, par exemple). Le démodulateur FM 18 peut-par exemple être du type comptant les impulsions ou du type à boucle verrouillée en phase (PLL). Un démodulateur FM approprié du type comptant les impulsions est révélé dans le brevet US n 4 038 686 intitulé "Defect Detection And Compensation" au nom de A.L. Baker, du 26 Juillet 1977. Un démodulateur FM du type à boucle verrouillée en phase est décrit dans la demande de brevet US n 984 013 au nom de T.J. Christopher et autres, intitulée "FM Signal Demodulator With Defect Detection', déposée le 2 Octobre 1978. Le signal vidéo composé produit par le démodulateur 18 est converti du format BSC à un format NTSC par un convertis- seur vidéo 20 (en tracé fantôme). Le signal vidéo BSC est appliqué à une entrée d'une ligne à retard 22 et est additionné au signal à la sortie de la ligne à retard 22 au moyen d'un circuit d'addition 24 pour former ainsi un filtre peigne qui sépare la composante de luminance du signal vidéo composé de couleur. Le retard de la ligne 22 est choisi de façon que le filtre en peigne de luminance ait une réponse en fréquence caractérisée par des pics multiples se trouvant à des multiples entiers et pairs à la moitié de la fréquence nominale de balayage horizontal et des encoches multiples de suppression se trouvant à des multiples entiers impairs de la moitié de la fréquence nominale de balayage horizontal. Par exemple, un retard approprié sera équivalent à un interval- le de balayage horizontal. Le signal à la sortie de la ligne àietard 22 est soustrait du signalvidéo BSC par un circuit de soustraction 26 pour former ainsi un autre filtre en peigne qui laisse passer la composante de chrominance du signal vidéo composé. Ce filtre en peigne de chrominance a une caracté- ristique de réponse en fréquence ayant des crêtes ou pics multiples se trouvant à des multiples entiers impairs de la moitié de la fréquence nominale de balayage horizontal et des encoches multiples de suppression à des multiples entiers pairs de la moitié de la fréquence nominale de balayage horizontal. La ligne 22 peut être une ligne à retard LC tradition- nelle, une ligne à retard acoustique ou peut être un dispositif à charge couplées (CCD). On peut par exemple se référer à l'article de J.Matob, intitulé "Charge CoupledDevice", paru dans l'édition de Janvier 1975 de Wireless World). On peut trouver d'autres avantages et exemples du filtrage en peigne et de la conversion du format vidéo dans le brevet US n0 3 872 498 intitulé "Color Information Translating System" au nom de D.H. Pritchard, du 18 Mars 1975, le brevet US n 3 996 610 intitulé "CombFilter Apparatus For Video Playback Systems" au nom de H. Kawamoto du 7 Décembre 1976 et le brevet US n 4 195 309 au nom de T.J. Christopher et L.LoTretter intitulé "Video Processing System Including Comb Filters" du 25 Mars 1980. Comme la gamme ou plage des fréquences de la composante de luminance dans le format BSC est sensiblement la même que dans le format NTSC, tout ce qui reste à faire pour obtenir un signal approprié de sortie de luminance en format NTSC consiste à compenser la pré-accentuation accomplie dans le processus d'enregistrement et à compléter le signal de l'information en rapport au détailvertical perdue dans le processus de filtrage en peigne de luminance. Cette action de compléter est accomplie en reliant la sortie du circuit d'addition 24 à une entrée d'un autre circuit d'addition 28 par une connexion en cascade d'un élément à retard 30 et d'un filtre passe-bas 32 et en reliant la sortie du circuit de soustraction 26 à l'autre entrée du circuit d'addition 28 par un filtre passe-bas 34. Les paramètres appropriés de conception des éléments d'accouplement peuvent être les suivants: un retard de l'ordre de 500 ns pour l'élément 30 (cela compense la différence de retard dans les filtres passe-bas 32 et 34); une bande passante de 0,5 MHz pour le filtre passe-bas 32; et une bande passante de 0,500 kHz pour le filtre passe-bas 34. La compensation de la pré-accentuation est obtenue en reliant la sortie du circuit d'addition 28 à l'entrée d'un circuit de désaccentuation 36 qui a de préférence une caractéristique de transfert complémen- taire de celle du circuit de pré-accentuation utilisé dans le processus d'enregistrement. La sortie du circuit de soustraction 26 contient à la fois une information à basse fréquence (passant par le filtre passe-bas 34 pour compléter le détail vertical du signal de luminance comme on l'a précédemment mentionné) et le signal de chrominance sous le format BSC. L'informa- tion à basse fréquence est rejetée ou supprimée en reliant la sortie du circuit de soustraction 26 à l'entrée d'un filtre passe-bande 38 qui a de préférence une bande passante de l'ordre de 1 MHz centrée sur la fréquence BSC nominalement de 1,53 MHz. Comme la gamme des fréquences du signal de chrominance dans le format BSC (nominalement 1,53 MHz) est inférieure à sa gamme dans le format NTSC (nominalement 3,58 MHz), une conversion vers le haut du signal à la sortie du filtre passe-bande 38 est nécessaire avant que les signaux de chrominance et de luminance puissent être ajoutés (dans le circuit d'addition 40) pour produire un signal vidéo composé NTSC. Cette translation de fréquence est produite par un oscillateur réglé en tension (VCO) 42, un multiplicateur 44 et un filtre passe-bande 46. La fréquence à la sortie de l'oscillateur 42 (au centre de sa gamme de réglage) est nominalement de 5,11 MHz. En consé- quence, le multiplicateur 44, qui mélange ou multiplie le signal de chrominance BSC produit à la sortie du filtre passe-bande 38 à la sortie de l'oscillateur 42, produit des signaux de sortie à nominalement 3,58 et 6,64MHz. Le filtre passe-bande 44 laisse passer le signal à fréquence inférieure (qui correspond à la norme du signal de chrominance NTSC) vers le circuit d'addition 40 o il est additionné au signal de luminance NTSC produit à la sortie du circuit de désaccentuation 36, afin de produire ainsi un signal vidéo composé de sortie sous le format NTSC à appliquerau tourne-vidéodisque. Le multiplicateur 44 et le filtre passe-bande 46 peuvent être d'une forme traditionnelle. Il est cependant souhaitable que l'oscillateur 42 ait une très bonne stabilité et soit capable de largesdéviationsde fréquence. Un oscillateur réglé en tension préféré ayant une large gamme de déviation est révélé dans la demande de brevet US au nom de T.J. Christopher et J.Wilber intitulée "Variable Frequency Oscillator" no 051 826 déposée le 25 Juin 1979. Les élémentsrestants de la figure 1 comprennent un système d'asservissement à boucles emboîtées o la sortie d'un détecteur d'erreur 50 est séparée en deux composantes, l'une étant appliquée à un premier trajet de contre-réaction (vers le transducteur 72) pour corriger des erreurs de vitesse et l'autre étant appliquée par un second trajet de contre-réaction (vers l'oscillateur 42) -amaoju1,u Op aes-d P- 1 iodui c aed aonIsp ittTn2TU1t ep ellaTuauelu uoTqTsod el lgaluoo ep UTJUB enbsTp eu.0no0 np eJnlsoe ap lit aneonpsuBJI nue TteJ %uemenbTueo9m %se ZL inaonpsusi. el eOSeTA ep.nea.aap uoTI.oesaoo aun aeTnpoJd inod seaq ep Jnesuex.ep ZL aneaonpstu'l ne OL enbe4u,p naesuoTTdmtum un ad aenbTIddu 4se (z9) sealT seo ep jeaTmead np eaFos e1 '99 qe zg suq-essed sjT%çoe se. %Tj xnep ep epuoseo ue uoçxeuuoo eunp esodmoo as Tnb 09 jToB eaj% t unp ueaom ne e.Tnpoid sa ZgS.e Ig Oú seouesodmoo ua S aneaiep,sodioo eugT9s np uo-çloa-edgs Wl 6 ueTiuTem ep anessuepuoo un,p uaeom ne TjuOZTaoq e2eleuq op eTlluA -JeuTl ep %te el %uepued e xoo.s'.se (uemessTsaresse8p ameIQss np S inaeLa,p qsodmoo TlugTs etl euesada SZ Tnb) aeTos op uoTsueB us 'eoueuimonqo op esneaod-snos el Sp uoTIsTuolqou.Ls ap etllteAeuTal uepued enb qpTteA %sau z5 esBqd ap insmoepp e ammoD *eoueuTmoJqo ep esnel..zod-snos el Sp uoçTqesTuo.lqoUL&s Sp eU2t9s el: e.nox. as lo eltuuozTloq uoTasTuoSqou6s Sp uoTslndmll e p oz uealaeT elTtedu ep fledde allstAieuSTl %uepued zg eseqd Sp inaeoelgp el seoTe apTIA gg e.jod el btluToUzTioq uoTisTuosouAs Sp uoTsTndmT- anbqo Sp uoT)T.jedduT ap saol eousuTmoatqo ep esnea.od-snos etl p uoTçesTu -ozqou&s ep xnuiuTs ep gg e.. zod eT q UoTepTTIe Op teUT9 un 51 enbTTdde a 9ú uoTunq.ueoouspp Sp I. TnoTo np eTilos ul T -DSN ti.%mao ue aouUuTmrn ep tedTs el suep elTUuozTJoq UoTesTuo.qouLs e p suoTs-tndmT selt eoe9p Tnb 9g UoT. -esTuo.qouLs op xnelai.zeds un jed I.Tnpoid %sa z5 eseqd ep nne2oea p np agellTnoijeA ae *i- eouage;,a op.zneellTosoto, o Bd STtnpo.z (ZHZ 579 6Wg4 ) plBpUBs DSIR GouSI9ZX Sp eouenb9a.; tBl 97 epueq-essed eil.TT np eTOS utl q I.Tnpoxd eoueuTmo.-qo p Teu2Ts np aoeouUTuoqo Sp asnal..od-snos el ep UOT:USTUOJqou9s Bp euesodmoo el ep estqd etl. eouenbg.z aT e eaudmoo.Tnb z5 eouaeumoaqo ep easnealod-snos ul ep uoT%. UsTuotqotusep Teut9s np 9,lTanojeA es sqId p nmea.oe.9p un,p esodmoo as OG zneqoegp eO 'gDS t.mwxo; ue eT%.os ap 9sodmoo OpPTA teuuTs np aoutUTmoJqO ep euesodmoo el ep aseqd op Ie eouanbg; apop slneLe sep zeSTzoo mnod O0 ú6ZS9g il tion vidéo enregistrée sur le vidéodisque 12. Si le disque est par exemple en faux rond, le transducteur 72 change la longueur effective du bras de lecture selon la rotation du disque dans un sens tendant à compenser cette excentrici- té. Des transducteurs d'extenseur de bras pouvant accomplir cette fonction sont décrits, par exemple, dans le brevet US n0 3 882 267 intitulé "Video Playback System Tracking Arm And Pickup Assembly",-au nom de M.A. Leedom du 6 Mai 1975 et le brevet US n0 3 983 318 intitulé "Velocity Correction System With Damping Means" au nom de M.E. Miller et J.G. Amery du 28 Septembre 1976. Le signal à la sortie du second filtre passe-bas 64 de la connexion en cascade est ajouté dans le circuit d'addition 66, au signal composé d'erreur S afin de pro- duire une composante d'erreur S2. Ce signal est appliqué à l'oscillateur 42 du convertisseur vidéo 20 dans un sens tendant à diminuer les erreurs de fréquence et de phase de la composante de chrominance du signal vidéo composé NTSC de sortie. La composante à plus basse fréquence du signal S2 (c'est-à-dire la composante passant par le filtre 64) produit une correction des erreurs à très basse fréquence pouvant être provoquées, par exemple, par dés fluctuationsde la fréquence de ligne influençant la vitesse de rotation de la platine. La composante sur bande large de S2 (c'est-à-dire la composante lion filtrée de S) permet la correction des erreurs à relativement haute fréquence dues, par exemple, à des variations parasites du signal vidéo restitué. La conception des filtres 62 et 64 dépend, entre autres, de la vitesse de rotation de la platine et de la stabilité de la fréquence de ligne. Burrus, dans le brevet ci-dessus indiquéia suggéré une fréquence de coin pour le premier des filtres (62) de 7,5 Hz (ce qui correspond à une vitesse de rotation de la platine de 450 t/mn) et une fréquence de coin pour le second des filtres de 0,27 Hz. La figure 3, que l'on décrira subséquemment, présente une conception préférée de filtres o les deux filtres 62 et 64 sont des filtres actifs plutôt qu'une combinaison d'un filtre actif et d'un filtre passif comme cela est indiqué dans le brevet de Burrus. Cela offre un gain bien supérieur dans la boucle "embottée" (c'est-à-dire la boucle contenant l'oscillateur 42), et par conséquent cela permet une réduction des erreurs. Le circuit détecteur-suppresseur de conditionstransi- toires80 se compose d'un amplificateur à zone morte 84 dont l'entrée est reliée à la sortie du filtre actif passe- bas 64 et dont la sortie est reliée par un limiteur 86 au circuit de soustraction 82. Un amplificateur à zone morte pouvant être utilisé pourl'amplificateur 84 est décrit dans le brevet US n 3 851 259 intitulé "Dead Zone Circuit", au nom de D.J. Parwaski, du 29 Novembre 1974. Un amplificateur à zone morte préféré est décrit par J.Wilber et B. Yorkanis dans la demande de brevet US intitul e"Amplifier Having Dead Zone Of Controllable Width And Position" n 058 022 déposée le 16 Juillet 1979. Le limiteur-86 et le circuit de soustraction 82 peuvent être mis en ouvre par des méthodes traditionnelles sous forme d'élemeats séparés ou de préférence par un agencement unitaire tel que représenté sur la figure 2et décrit ci-après. Le fonctionnement du tourne-disque de la figure 1 sera mieux compris en considérant d'abord le cas o un disque est restitué et o suffisamment de temps s'est écoulé pour que toutes les conditions transitoires aient pu s'affaiblir. Dans cette condition de fonctionnement à l'état stable, le signal vidéo composé BSC dérivé du transducteur 14 par le convertisseur 16 et le démodulateur 18 est converti en un signal NTSC de sortie par le conver- tisseur 20 comme on l'a précédemment expliqué. On suppose également que la fréquence de la composante de synchronisation de la sous-porteuse de chrominance du signal de chrominance NTSC est égale à celle de l'oscilla- teur 54 et est en quadrature de phase avec elle.Dans ce cas, il n'y a pas d'erreur et le condensateur 59 est chargé par le détecteur de phase 52 à une tension maintenant l'oscillateur réglé en tension 42 à sa valeur de fréquence centrale nominale (5,11 MHz) et plaçant le transducteur 72 au centre de sa plage de réglage. S'il y a un changement de la fréquence ou de la phase du signal de synchronisation de la sous-porteuse de chrominance, la tension au condensa- teur 59 change dans un sens forçant la fréquence de l'oscillateur 42 et/ou la position du transducteur 72 à varier dans un sens tendant à agir contre ce changement. Le filtre actif 60 a pour but de configurer la réponse en fréquence de la boucle principale de contre- réaction, qui contient le transducteur 72 et de la boucle emboîtée de contre-réaction, qui contientl'oscillateur 42 afin que le gain de la boucle principale soit supérieur à celui de la boucle emboîtée dans la région de l'ordre de 1 Hz à environ 250 Hz. Pour illustrer cela, on suppose maintenant que la composante de synchronisation de la sousporteuse de chrominance change de fréquence à raison de 7,5 Hz comme cela peut, par exemple, Otre provoqué par un disque gauchi ou excentrique. Dans ce cas, le filtre 60 permet au gain de la boucle principale d'être d'au moins 20 dB supérieur à celui de la boucle emboîtée et ainsi le signal agissant contre le changement au transducteur 72 effectue la majorité de la.correction, corrigeant des erreurs de vitesse (et ainsi des erreurs de fréquence) dans les signaux de chrominance et de luminance de sortie. Une certaine correction sera effectuée par l'oscillateur réglé en tension du fait des signaux à la fois du trajet direct et du filtre passe-bas 64. Pour des fréquences supérieures à environ 250 Hz, o les gains des boucles principale et emboîtée sont égaux, leoscillateur 42 produit la majorité de la correc- tion du signal de chrominance uniquement. Aux très basses fréquences (en dessous d'environ 1 Hz o les filtres 62 et 64 forcent de nouveau les gains des boucles principale et embottée à être égaux) le gala supplémentaire produit par le filtre 64 assure que l'oscillateur 42, reoevra la plus grande partie du signal d'erreur. Le circuit détecteur-protecteur des conditions tran- sitoires 80 n'a essentiellement pas d'effet sur le fonctionnement à l'état stable décrit ci-dessus parce que la largeur de la zone morte de l'amplificateur 84 est choisie pour être supérieure aux variations attendues ou normales crête-à-crête de la tension à la sortie du filtrepasse-bas 64. Par suite, dans des conditions à l'état stable, l'amplificateur 84 agit, en réalité, comme un circuit ouvert et la boucle de contre-réaction de protection contre les conditions transitoires formée de l'amplificateur 84, du limiteur 86 et du circuit de soustraction 82 est inopérative dans de telles condi- tions. C'est une caractéristique avantageuse de l'invention car cela assure que-dans des-conditions-à l'état stable, - il n'y aura pas de perte du gain de la boucle principale de contreréaction (correction de vitesse) ou de la boucle embottée de contreréaction (correction du signal de chrominance) du fait de la présence du circuit de détection et de protection. Dans des conditions de signaux transitoires, l'auplefi- cateur à zone morte 84 "ferme" la boucle de contre-réaction de protection ci-dessus et applique un signal (contre- réaction négative) à l'entrée du filtre 62 qui réduit le gain du filtre 62 et du filtre 64. Par exemple, on suppose qu'une perturbation transitoire se produit, ayant pour résultat une perte i porteuse au démodulateur FM 18, avec pour résultat une perte de synchronisation du séparateur synchrone 56 avec pour résultat un détecteur de phase n'ayant pas de sortie autre que sa tension de décalage. Comme les filtres passe- bas 62 et 64 ont un gain très élevé, tout décalage défini aura éventuellement pour résultat une tension importante à la sortie du filtre 64. Quand la sortie du filtre 64 dépasse la gamme de zone morte de l'amplificateur 84, tout signal en excès sera amplifié par l'amplificateur 84, et soustrait par le circuit de soustraction 62 du signal appliqué à l'entrée du filtre 62. Cela forcera la tension à la sortie du filtre 64 à diminuer Jusqu'à la limite de sa gamme normale de fonctionnement (c'es-à-dire le seuIL de zone morte) pendant le restant de la durée de la perturbation transi- toire. Comme le filtre 64 est dans sa gamme "normale"de fonctionnement et est le second filtre de la-connexion en cascade, il s'ensuit que le filtre 62 sera également maintenu dans sa gamme "normale" ou non saturée de fonctionnement. Le limiteur 86 a pour but de supprimer l'action de l'amplificateur à zone morte 84 quand il y a des conditions transitoires (tandis que le système est en verrouillage de phase) qui dépassent la gamme de zone morte de 1 'amplifica- teur 84 mais qui ont une amplitude et/ou une durée suffi- samment faiblespour que la boucle puisse suivre les conditions transitoires quand l'amplificateur à zone morte n'a plus d'action. Par exemple, on considère que la vitesse de rotation du disque 12 est une certaine vitesse supérieure à la vitesse nominale et que l'oscillateur 42 doit être à une fréquence supérieure à la fréquence nominale, ce qui force le signal à la sortie du filtre passe-bas 64 à être à une tension supérieure à la nominale et très proche d'une limite de l'amplificateur à zone morte 84. Par ailleurs, on suppose qu'une particule de poussière sur le transduc- teur 14 provoque uneperte de la bonne sous-porteuse couleur sur quelques lignes et que le signal à la sortie du filtre passe-bas 64 passe une limite de l'amplificateur à zone morte pendant ce temps. On suppose de plus que quand la bonne sous-porteuse couleur est restaurée, le système est toujours en verrouillage de phase (bien qu'il puisse exister une erreur sensible de phase). Le limiteur 86 limite le signal à la sortie de l'amplificateur 84 à une valeur considérablement plus faible que la-gamme dynamique du détecteur de phase 52 afin que l'amplificateur 84 ne puisse forcer le système verrouillé en phase à perdre le verrouillage. Les fonctions du limiteur 86 et du circuit de soustrac- tion 82 peuvent être mises en ouvre par un agencement unifié tel que celui représenté sur la figure 2 qui comprend un amplificateur différentiel 210 relié par son entrée directe, à une borne d'entrée 212 et par sa sortie, à une borne de sortie 214. Une autre borne d'entrée 216 est reliée par un trajet résistif linéaire 218, à l'entrée directe de l'amplificateur et par un trajet non linéaire 220, à la sortie de l'amplificateur. Un autre trajet résistif linéaire 222 est relié entre l'entrée inverse et la sortie de l'amplificateur pour compléter un trajet de contre-réaction. A titre d'exemple, les trajets résistifs linéaires peuvent se composer de résistances traditionnellesou d'autres éléments présentant une relation linéaire entre la tension et le courant. Le trajet non linéaire peut se composer, par exemple, de deux diodes pM reliées en parallèle et inverse oudedeuxdiodes Zéner reliées "dos-à-dosn en série. Dans le cas de la figure 1, la borne d'entrée 212 sera reliée à la sortie du détecteur d'erreur 50 pour recevoir le signal composé d'erreur S (c'est-à-dire la tension au condensateur 59). La borne d'entrée 216 sera reliée à la sortie de l'amplificateur à zone morte 84 pour recevoir son courant de sortie dans des conditions de signaux transitoires.(Si l'on utilise un type d'amplificateur à zone morte à tension de sortie alors, un certain moyen tel. qu'une résistance, doit être utilisé pour limiter le courant à la borne 216> La borne de sortie 214 sera reliée à l'entrée du filtre passe-bas 62 et au circuit d'addition 66 pour application d'une tension de sortie égale au signal composé d'erreur S moins une tension de grandeur limitée, proportionnelle au courant à la sortie de l'amplificateur 84. En fonctionnement, on considère d'abord la condition à l'état stable o la tension à la sortie du filtre 64 est dans la zone morte de l'amplificateur 84. Dans ce cas, aucun courant n'est fourni à la borne 216 et aucun ne s'écoule dans les éléments 218, 220 et 222. Du fait de la contre-réaction négative produite par le trajet résistif 222, l'amplificateur différentiel 210 fonctionne ainsi comme un suiveur de tension à gain unitaire non inverseur, pour appliquer le signal composé d'erreur S au filtre actif 60. Dans une condition transitoire, l'amplificateur à zone morte 84 applique un courant à la borne 216 et ce courant est conduit par les trajets résistifs linéaires 218 et 222 jusqu'à la sortie de l'amplificateur 210. Si la somme des tensions produites dans les trajets 218 et 222 est inférieure à la tension de seuil du trajet non linéaire 220, alors l'amplificateur 210 fonctionne comme un suiveur de tension non inverseur à-gain unitaire pour le signal composé d'erreur et comme un amplificateur inverseur et d'addition à8in fixe pour le courantfourni à la borne 216. La tension à la sortie de l'amplificateur 210 peut facilement être calculée en utilisant la formule: E0 = S - IR2 (1) o E. est la tension de sortie à la borne 214; S est la tension du signal composé d'erreur; R2 est la valeur de la résistance du trajet 222; et I est le courant à la sortie de l'amplificateur 84. Dans le cas oS la somme des tensions produites dans lestrajets218 et 222 dépasse latension de seuil du trajet 220, le courant en excès est conduit parle trajet 220 jusqu'à la sortie de l'amplificateur 210 afin de limiter ainsi toute autre augmentation de la composante incrémentée de la tension de sortie (c'est-à-dire le terme négatif de l'équation 1). En conséquence, dans cette condition, la tension de sortie prend une valeur de: E = S VtR2 (2) W- 2- I 2 o E0 et S sont tels que précédemment définiset Vt est la tension de seuil du trajet non linéaire 220 et R1 est la résistance du trajet 218. Sur la figure 3, le filtre actif 62 se compose d'une borne d'entrée 401 pour connexion à la sortie du circuit de soustraction 82 et d'une borne de sortie 402 pour appliquer un signal de sortie à l'amplificateur d'attaque et au filtre actif 64. La borne 401 est reliée à l'entrée directe d'un amplificateur différentiel 403 par une résistance Rl et à la masse par une connexion en série d'une résistance R2 et d'un condensateur Cl. L'amplificateur 403 peut être de conception traditionnelle mais il contient de préférence un étage de sortie formant amplificateur tampon (non représenté) pour produire un courant suffisant de sortie pour entrainer le transducteur 72 de l'extenseur de bras ainsi que les entrées des amplificateurs 405 et 408. L'entrée inverse de l'amplificateur 403 est reliée à une source de tension de référence, Vr (non représentée) par une résistance R3 et à la borne de sortie 402 par la combinaison en série d'une résistance R4 et d'un condensa- teur C2. La valeur de la tension de référence doit être égale à la tension nominale de sortie du détecteur d'erreur 50 dans des conditions de fonctionnement à l'état stable avec erreur nulle (c'est-à-dire la condition o la composan- te de synchronisation de la sous-porteuse de chrominance du signal de chrominance NTSC a une fréquence égale et est en quadrature de phase avec le signal à la sortie de l'oscillateur 54). Le filtre actif 64 se compose d'une borne d'entrée 404 pour recevoir le signal à la sortie du filtre 62 et d'une borne de sortie 406 pour appliquer son signal de sortie au circuit d'addition 66 et à l'entrée de l'amplificateur à zone morte 84. La borne 404 est reliée à l'entrée inverse d'un-amplificateur différentiel 405 par une résistance R5 et puis à la sortie de l'amplifica- teur 405 par une connexion en série d'une résistance R6 et d'un condensateur C3 mis en parallèle par une seconde connexion en série d'une résistance R7 et d'un condensateur C4. La sortie de l'amplificateur 405 est reliée à une borne de sortie 406 par une résistance R8 et à la masse par un condensateur C5. L'entrée directe est reliée à la source de tension de référence Vr, de préférence au moyen d'une résistance d'équilibrage ou d'égalisation de courant de polarisation (non représentée), dont la valeur est égale à celle de la résistance R5 (la résistance d'égalisation de courant de polarisation n'affecte pas les constantes de temps du filtre et peut être supprimée dans des cas o la chute de tension incrémentielle dans la résistance R5 due à l'écoulement de courant de polarisa- tion d'entrée de l'amplificateur 405 peut être négligée). On peut citer, comme valeurs représentatives des éléments des filtres 62 et 64 à utiliser dans un tourne- vidéodisque ayant une vitesse nominale de la platine de 450 t/mn et une fréquence de résonance de l'extenseur de bras de 70 Hz, les suivantes: Filtre 62 Filtre 64 R1 56 R5 3900 R2 6,8 R6 180 R3 56 R7 1300 R4 100 R8 47 C1 0,33 C3 0,12 C2 0,015 C4 0,15 C5 0,047 Les valeurs des résistances sont exprimées en milliers d'ohms et les valeurs des capacités sont exprimées en millionièmesde farad. En utilisant les valeurs ci-dessus, la fonction de transfert du filtre 62 présentera une pente de -6 dB/ octave jusqu'à ur première fréquence de rupture de l'ordre de 7,5 Hz (vitesse de rotation de la platine), de 12dB/octave jusqu'à une seconde fréquence de rupture de l'ordre de 70 Hz (la fréquence de résonance du transducteur de l'extenseur de bras) et de O dB/octave ensuite. Cette fonction de transfert combinée avec celle du transducteur de l'extenseur de bras (supposé présenter une pente de +6 dB/octave jusqu'à sa fréquence de résonance et de -6 dB/octave ensuite) produit une fonction nette de transfert en boucle fermée ayant une pente de O jusqu'à la fréquence "d'un tour" de la platine de 7,5 Hz et une pente négative de 6 dB/octave ensuite. 35.Le filtre actif 64 présente une fonction de transfert ayant une pente de -6 dB/octave jusqu'à une fréquence de l'ordre de 0,8Hz, une pente nulle jusqu'à une fréquence de l'ordre de 1,6 Hz, -6 dB/octave Jusqu'à une fréquence de l'ordre de 7,5 Hz, nulle jusqu'à une fréquence de l'ordre de 60 Hz-et -6 dB/octave ensuite. Comme le filtre 64 est relié en cascade avec le filtre 62 (pour recevoir le bénéfice du gain produit par l'amplificateur 403), la fonction résultante de transfert présente une pente de -12 dB/octave jusqu'à une fréquence de l'ordre de 0,8 Hz, de -6 dB/octave jusqu'à environ 1,6 Hz, de -12 dB/octave jusqu'à environ 60 Hz, de -18 dB/octave jusqu'à environ Hz et de -6 dB/Octave ensuite. L'amplificateur d'attaque 70 se compose d'une borne d'entrée 407 pour recevoir la composante d'erreur SI du filtre 62 et de deuxbornes de sortie 409 et 410 pour connexion au transducteur 72. La borne 409 est reliée à la borne 407 par une résistance R9 et à l'entrée inverse d'un amplificateur différentiel 408 par une résistance R10. L'entrée directe de l'amplificateur 408 est reliée au curseur d'un potentiomètre RM d'ajustement du gain dont le corps est relié, à une extrémité, à la borne 407 et à l'autre, à la source de tension de référence Vr. L'amplifi- cateur 408 peut être de conception traditionnelle mais il contient de préférence un étage-tampon de sortie pour donner, au transducteur 72, une capacité d'attaque de courant de sortie suffisante. En fonctionnement, le transducteur 72 (quand il est relié entre les bornes 409 et 410) forme un trajet de contre-réaction négative pour l'amplificateur 408 qui maintient la tension à la borne 409 (la jonction effective d'addition) égale à la tension à l'entrée directe de l'amplificateur 408. Cette tensionV p est à son tour égale à une fraction (déterminée par l'ajustement du curseur) de la différence de tension, SI, à la borne 407 et de la tension de référence Vr apparaissant au potentio- mètre R11. Par suite, le courant, IL' conduit par la résistance R9, est égal à la différence entre SI et V p divisée par la valeur de R9. Comme la demande en courant de polarisation à l'entrée inverse de l'amplificateur 408 est négligeable en comparaison avec IL' le courant au transducteur est nécessairement égal à IL et comme IL est indépendant de la tension au transducteur, le courant au transducteur ne dépend par conséquent que de Si, Vr, R9 et de l'ajustement de R11. Dans un tourne- disque donné, Vr R9 et R11 sont des paramètres constants. En conséquence, l'amplificateur 70 sert de convertisseur tension-courant (couramment appelé VIC) pour forcer un courant à s'écouler dans le transducteur 72, en relation linéaire avec la composante d'erireur SI et indépendant de la tension dans le transducteur 72. Les bénéfices de a présente invention s'appliquent généralement à des tourne-vidéodisquesrde la sorte employant des systèmes d'asservissement à boucles emboîtées et un filtre actif pour séparer les fonctions des boucles et on peut modifier le tourne-disque de la figure 1 de diverses façons tout en conservant ces bénéfices. Par exemple, la correction d'erreur de vitesse peut être accomplie en supprimant le transducteur 72 et l'amplificateur 70 et en utilisant la composante d'erreur Si pour régler la vitesse de la platine. Cela peut être effectué soit en fasant varier la puissance d'entratnement du moteur ou en appliquant une force de freinage à la platine en réponse au signal Si. Si l'on choisit d'utiliser la.forme préférée de l'oscillateur 42, on peut également supprimer le circuit d'addition 66. Cela est possible parce que l'oscillateur réglé en tension préféré a des entrées différentielles et peut ainsi être utilisé pour des signaux d'addition en inversant l'un des signaux à additionner. Bien entendu l'invention n'est nullement limitée au mode de réalisation décrit et représenté qui n'a été donné qu'à titre d'exemple. En particulier ellecomprend tous les moyens constituant des équivalents techniques des moyens décrits ainsi que leurs combinaisons si celles-ci sont exécutées suivant son esprit et mises en cùvre dans le cadre de la protection comme revendiquée. REVENDICATIONS- 1. Tourne-vidéodisque avec système d'asservissement à boucles emboîtées comprenant un détecteur d'erreur pour produire un signal composé d'erreur et un filtre actif pour séparer le signal composé d'erreur en deux parties, une partie pour application à une boucle principale de contreréaction produisant la correction d'erreur de vitesse, l'autre partie pour application à une boucle auxiliaire embo:tée de contre-réaction produisant la correction de fréquence du signal vidéo, caractérisé par un moyen de détection et de suppression de conditions transitoires(80) ayant une entrée reliée à un point choisi dans l'une desdites boucles de contreréaction pour détecter une perturbation transitoire et ayant une sortie reliée pour appliquer un signal de réduction de gain audit filtre actif (60)pendant le temps o est présente la perturbation transitoire. 2. Tourne-vidéodisque selon la revendication 1 du type o le filtre actif a une entrée pour recevoir le signal composé d'erreur, une première sortie pour appliquer la première partie à la boucle principale de contreréaction et une seconde sortie pour appliquer l'autre partie à la boucle auxiliaire de contre-réaction, caractérisé en ce que le moyen de détection et de suppression de conditions transitoires(80) comprend une troisième boucle de contre- réaction (82, 84, 86) reliée entre la seconde sortie et l'entrée du filtre actif pour la conduction du signal de réduction du gain entre elles quand elle est fermée et pour bloquer ledit signal de réduction du gain quand elle est ouverte; et un moyen de commande (84) pour fermer ladite troisième boucle de contre-réaction en réponse à la perturbation transitoire et l'ouvrir à la fin de la perturbation transitoire. 3. Tourne-vidéodisque selon la revendication 2, caractérisé en ce que le moyen de commande précité se compose d'un amplificateur à zcne morte 8S relié dans la troisième boucle de contre-réaction, l'entrée dudit amplificateur étant reliée à.la seconde sortie du filtre actif (60), la sortie dudit amplificateur étant reliée à l'entrée dudit filtre actif. 4. Tourne-vidéodisque selon la revendication 2, caractérisé par un moyen limiteur (86) dans la troisième boucle de contre-réaction pour limiter la grandeur du signal de réduction du gain. 5. Tourne-vidéodisque selon la revendication 1, du type o le filtre actif a une entrée pour recevoir le signal composé d'erreur, une première sortie pour appliquer la première partie à la boucle principale de contreréaction et une seconde sortie pour appliquer l'autre partie à la boucle auxiliaire de contre-réaction, caractérisé en ce que le moyen de détection et de suppression de conditions transitoirescomprend un amplificateur à zone morte (84) ayant une entrée reliée à la seconde sortie du filtre actif et une sortie pour produire le signal de réduction du gain; un moyen limiteur (86) potr limiter la grandeur du signal de réduction du gain; et un moyen (82) pour soustraire le signal de réduction du gain de grandeur limitéeproduit par le moyen limiteurvdu signal composé d'erreur produit par-le détecteur d'erreur (50) afin de produire une différence pour application à l'entrée du filtre actif.