FR 2473241 A1 19810710 FR 8027114 A 19801219 La présente invention se rapporte à des transcodeurs et plus particulièrement-à un transcodeur pour inverser la phase de l'une des deux composantes d'un signal modulé en amplitude en quadrature. La modulation d'amplitude à porteuse supprimée sur bandes latérales doubles en quadrature (QDSSC-AM, ci- après QAM) est utilisée pour la transmission des signaux de différence de couleurs R-Y et B-Y dans les systèmes de télévision en couleur NTSC et PAL, et a également été proposée pour la transmission de signaux de différence de position L-R (gauche - droite) et F-B (avant - arrière) dans des systèmes stéréo en quadriphonie (voir, en général, IEEE Transaction on Broadcast and Television Receivers, Vol. BTR-19, N 4, Novembre 1973). Comme la porteuse est supprimée dans la QAM, il est nécessaire qu'elle soit régénérée dans un récepteur pour permettre la détection et la restitution, en synchronisme, des signaux de diff6- rence de couleurs(ou de position) d'origine. Pour faciliter cette régénération, le signal QAN dans les systèmes de télévision en couleur du type NTSC et du type PAL contient une composante de synchronisation de sous-porteuse de chrominance de quelques cycles de la fréquence de sous- porteuse transmise pendant l'intervalle de "palier arrière" de la période de synchronisation horizontale. Dans les syst&mes proposes de transmission en quadriphonie, la régénération de la porteuse peut être obtenue au moyen d'un signal pilote à un bas niveau transmis continuellement, ayant une relation prédéterminée de phase et de fréquence avec la sous-porteuse. On sait que l'on peut utiliser une sous-porteuse régénérée pour le traitement d'un signal QAM du type analogique, de façon à inverser la phase de l'une des deux composantes de différence. Une façon de faire cela consiste à multiplier le signal QAM avec un signal de référence à la fréquence de sous-porteuse doubleàla phase appropriée comme cela est indiqué, par exemple, dans le brevet U.S. N 3 968 514 au nom de Narahara et autres, du 6 Juillet 1976. Cependant, cette tentative a pour râsmulat la production de produits au triple de la fréquence de la sous-porteuse dans le signal de sortie, aui sont reLatime- ment difficiles à retirer par filtrage. Une alternative à la tentative du amultip2=dhtrn est la technique du "démodulateur-remodulate" révlie dans le brevet U.S. N 4 200 881 de Peter Cant et amtrm du 29 Avril 1980. là, "les composantes du signal 'Q analogique sont démodulées en synchronisme st la Imde de base, la polarité d'une composante sur bamde de bae est inversée et ensuite (après filtrage lnr d.e asleI les deux composantes sont remodul6es sur des s respectives en rapport en quadrature. La M ficlté aAeI cette tentative est que le filtrage sur bande de se nécessite l'utilisation d'éléments de circuit ayamt des valeurs relativement élevées, ce qui augmate laDé-mm et le prix du transcodeur et rend sa construactîea ms forme de circuit intégré relativement diffitcie. La présente invention a pour but de ir zsre - la nécessité d'un transcodeur évitant les lpoeblmes associés au filtrage sur bande de base et en les Tro-bâs principaux non-souhaités du processus de trns e se produisent à une fréquence supérieure à trois Soi$ la fréquence de sous-porteuse. Selon un aspect de l'invention, un =ma pour inverser la phase de l'une des deux compmosantes dtm signal modulé en amplitude en quadrature comporte mn myen pour produire des échantillons de 1 'amplitude de la smzs- porteuse en des temps correspondant à chaque:mmtde2l'e de chacune des composantes du signal, un moyen pour Inerser sélectivement un des échantillons sur deux et Q acmm pour reconstruire la sous-porteuse à partir des &n= 1tlois inversés et non-inversés. La présente invention a par ailleurs poer but de répondre à la nécessité d'un transcodeur pour convertir un signal de chrominance d'une première forme à un signal d'une seconde forme, l'une de ces formes se conformant aux hases standards de chrominance et de synchronisation de 3ous-porteuse de chrominance PAL, l'autre se conformant m une norme telle que NTSC ou la norme "comme NTSC" rosee par Carnt et autres, dans la demande ci-dessus : Ientionnze. alon un autre aspect de l'invention, une conversion entre des signamu de chrominance des formes ci-dessus notes peut 3tre facilitée en inhibant periodi- qument l'inversion de polarité d'un des échantillons sur ? Odeux. Ltinvention sera îieux comprise, et d'autres bouts, caract6rîstiques, détails et avantages de celle-ci apparaitront plus clairement au cours de la description 2plicative qui va suivre faite en référence aux dessins 3Chmatiquos nzne43 donnés uniquement à titre d'exemple il!ustromt plusiurs modes de réalisation de l'invention et dns lesquels: - is fieures 1, 2 et 3 montrent des schgmas- blocs de transcodeurs selon l'invention; - la fi-ure 4 est un schéma de formesd'onde illustrent certains aspects du fonctionnement des trans- codeurs des figures 1 à 3; la fi2gur 5 don un schéma-bloc d'un tourne- viî6edioquu mplo7y=t un tr cdeur selon l'invention znódifid pour permettre une conversion du signal de chromin.xce; et - les figures 6, 7 et 8 donnent des mhémas-blocs de tr% scodours de chrominance selon l'invention. Sur la figure 1 9un circuit 10 d'4chantillonnage et de maintien, un circuit inverseur d'échantillon 12 et un filtre passe-bas 14 sont reliés en cascade dans cet ordre, entre une borne d'entrée 16 QAM et une borne de sortie 18 du transcodeur. Une borne d'entrée de sous- porteuse de référence 20 est reliée A l'entrée d'un circuit d'ajustement de phase 22 qui est relié, à sa sortie, à une Entrée de commande ou de validation du circuit d'échantillonnage et de maintien et également, par un diviseur 24, à une entrée de commande ou de validation du circuit inverseur d'échantillon. Dans des applications de transcodage o le signal Q:4I est de forme analogique, le circuit d'échantil- lonnage et de maintien 10 peut atre d'une conception traditioelle. *Dans une mise en oeuvre appropriée, on Deut prévoir une porte de transmission a.gence pour charger un condensateur de maintien du signal Q.I quand la porte ast validée. la charge étant retenue quand la porte est inhibée. Il n'est cependant pas necessaire que le temps de maintien soit égal à toute la période o la porte est ihib'e. Z d'autres termes, le circuit d'échantillonnage et de maïntien peut, si on le souhaite, 3tre rétabli à un certain niveau de réf4rence avant de prendre un nouvel 1 5 échantillon. D!autres circuits appropriés d' chantillonnage et de aintien presentant =e meilleure prlcision, -un uomps reduit d'ouverture et un temps diminué de stabilisa- ion sont dicrits, par exempe, a dans pplicatis o Operational Amplifiers Third Generation Tachniquesa page 3 lignes 36-37, de J. G. Graemepu7oli6 ar cGraw-Hill Book Company en 1973, pages 132-139. Le circuit 10 d'échantillonnage et de maintien a pour but de produire des échantillons de l'amplitude du signai QAI appliqué à la borne 16 en des temps corres- pondant à chaque croisement de l'axe de chacune des deux composantes en relaticnen quadrature du signal QAM. Les échantillons sont pris au croisement de l'axe des signaux compnosants parce que c'est à ce moment que l'amplitude du sinal QM4 est exactement égale à celle de l'une de ses deux composantes individuelles. L'importance de celaà sera mieux comprise en considerant la forme d'onde B de la figure 4. Là, la forme d'onde R représente le signal QAM à la borne 16 qui est la somme vectorielle résultante des deux composantes U et V. La composante U est illustrée comme une onde sinusoldale d'amplitude unitaire et la composante V est illustrée comme une onde sinuso!dale en quadrature ayant une amplitude égale à la moitié de l 'unité, en retard sur U de 90 . Comme en modulation en quadrature, les composantes U et V diffèrent toujours en phase de 90 , tout échantillon pris de R quand U est nulh représentera la polarité et la grandeur de la composante V seule. De même, tout échantillon pris de R quand V passe par zéro, représentera la polarité et la grandeur de la composante U seule de R. Le circuit d'ajustement de phase 22 a pour but de contrôler avec précision le moment o le circuit 0 d'échantillonnage et de maintien 10 sera validé afin que les Échantillons produits alternativement représentent les composantes U et V de R. L'entrée du circuit 22 est une sous-porteuse régénérée de référence de quatre lois la fr6quence de la sous-porteuse du signal QGAM. Si le signal QAID est un signal de chrominance de télévision, le signal de référence sera bloqué en phase à la façon traditionnelle sur la composante de synchronisation de sous-porteuse de chrominance du signal de chrominance. Si le signal QuM est utilisé pour une transmission de signaux de différence de position comme on l'a précédemment mentionné, la sous- porteuse de référence sera bloquée en phase à un multiple de la fréquence du signal pilote afin d'avoir ainsi une relation fixe de phase avec la sous- porteuse et une fréquence égale à quatre fois la fréquence de la sous-porteuse. Le circuit d'ajustement de phase 22 (qui peut âtre un réseau traditionnel à retard ou à avance) doit Gtre ajusté d'une quantité telle que des transitions (ou crâtes) de la sous-porteuse de référence à fréquence quadruple déphasée (4f c) coïncide avec les passages par se l'axe des composantes du signal QAM. Si la sous-porteuse régénérée présente cette propriété après multiplication de fréquence, alors le circuit d'ajustement de phase 22 peut être omis. Les formes d'onde A et B de la figure 4 illustrent la relation préférée de phase entre les composantes U et V de R et la sortie du circuit d'ajustement de phase 22. On notera que pour des transitions positives de numéro pair (tO, t2, t4, etc) de la soes-p.rteuse de référence ajustée en phase (forme d'onde A., 1a coeLpnssmte U de R est zéro et la composante V est ale à R.. toutes les transitions positives de numéro msir i 'y t5 et autres), la composante V est zéro et UaPosnte U de R est égale à R. Comme le montre la forme d'onde Cy le C mmzIt in d'échantillonnage et de maintien produit des main de la composante U de largeur Wu et des échanti2ons de la composante V de largeur W. o Il n'est 7pss messie que Wu soit êga- àWv. En fait, dans les cams o l peut souhaiter modifier les amplitudes (eLativs'O e t V on peut le faire en modulant séparément la 2aUeur des impulsions des échantillons, par exemple en 1aiSant Vari.1r le temps de maintien du circuit 10. C'est samsl mn, caractéristique de l'invention que, en plp$s Mier 3a phase de 1 'une des composantes du signal QM wms mas od l'autre, on peut également faire varier 1"mmtc de l'une des composantes du signal QAM indp CIe l'autre. Dans les cas o 1 'on souhaite conserr a mm très bonne précision les grandeurs relatives des cun=- santes U-et V, il est préférable d'é tablir.f:è, plutôt que de déterminer les amplitudes des uti-illms proportionnellement aux différences de Wu etvWv. En d'autres termes, une relation donnée entre.U at V peat être maintenue en contrôlant deux paramètres des échant-- lons, c 'est-à-dire la hauteur et la largeur.]En matemant le produit de ces paramètres constant pour U et V. Il est possible, lors de la reconstruction du signal Q, de conserver avec précision les relations d'amptidmade d'origine entre U et V tout en inversant en m2me temys la phase de l'une des composantes. Cela peut être obtenu selon un autre aspect de 1 'invention, en maintenat des gains égaux dans la connexion en cascade (1 , 12, 1i) pour les échantillons U et Vet si Wu = Wv. Dans le cas o le contrôle ou réglage de l'amplitude par modulation de la 12473241. largeur de! 'chantillon n'est pas necessaire et si l'on souhaite un gain.amPximum de conversion lors de la recons- cton du sipal cnu-ztil1oneè, il est preéeérable que lm l-rgeur de i cnhaillon pour U et V soit sensiblement gial -f un uart de la fréquence de sous-porteuse du siegnal D.( ui '. u st la ïâême chose qu'une période complète de a:ârquencr de - outsporteuse de référence 4fc Si l'on ait ausi, alors il: j aura pas de residence au niveau -éro a.nte l s c htltLons co-me dans la forme d'onde C $ maij au ontraire une forme d'onde du type en escalier era proouiteS '.pliude do chaque échantillon restant ons'tean j3uu as 7u moment du prél&vement de 1 'échantillon La fore d'onde D ilistre le fonctionnement de i - er 3é '-2erur12 ui, commande par le circuit diviseur 249 iuverm la pilarit6 d'un 4chntillon Smur deux produit par le c'cui xactement Jgnlj à la -oitié de la lfrquence de 1 'lchantil- - Los Jchantillons intermédiaires (U) mae seront pas inversés. AiZin d'assurer que l'échantillon souhaite sera inversé (dans ce cas V), il ast préférable que le diviseur 24 soit initialise ou amorcé de façon appropriée pendant n0 le début de l'opération de transcodage, ou alternativement, qu'u moyen soit prévu pour inverser la phase de sa sortie par rapport à la forme d'onde A. Il serait pratique, dans le as o le signal QMI est un signal de chrominance de tél6vision, d'accomplir cette initialisation (c ' est-à-dire rétablissement, prê-établissement, et autres) du diviseur 24 pendant l'intervalle de synchronisation de sousporteuse de chrominance, car à ce moment on connaît les relations vectorielles précises. Alternativement, ltinitialisation peut être effectuée une lois pour chaque période du signal QAM comme cela, sera décrit et ilustré subséquemment. Le filtre passe-bas 14 forme le moyen par lequel la sous-porteuse QAM peut être reconstruire à partir des échantillons inversés (V) et non-inversés (U) produits à la sortie du circuit inverseur 12. En se référant maintenant à la forme d'onde E de la figure 4, les composantes U et V sont illustrées comme étant des ondes sinusoldales séparées et filtrées que l'on obtiendrait si les composantes U et V étaient filtrées par des filtres passe-bas séparés. Si les échantillons U et V étaient ainsi séparés et séparément filtrés, on pourrait alors additionner les sorties filtrées pour obtenir le vecteur résultant R qui, comme on la reconnaîtra, en comparaison avec la forme d'onde B, corres- pond au signal 0AM d'origine avec la phase d'une compo- sante (V) inversée. Il y a trois problèmes importants posés par la tentative de filtrage séparé des composantes pour recons- truire le signal QAM. D'abord, il serait nécessaire de prévoir un moyen pour guider des échantillons à tour de rôle vers les filtres respectifs, et cela en plus de la nécessité de prêvoir deux filtres, ajoute à la complexité du traenscodeuro Deuxièmement, des gains ou pertes diffé6rents dans les filtres pourraient avoir pour résultat un déséquilibre de la relation Initiale d'amplitude entre U et V. Troisièmement, les fréquences de coupure des filtres requises seraient inférieures au double de la fréquence de sous-porteuse (2fsc), compliquant encore le problème du filtrage. Il est inutile de dire que les produits de transcodage nonsouhaités A fréquence double sont encore plus difficiles à supprimer par filtrage que les produits non-souhaités à la fréquence triple de sousporteuse du type ci-dessus décrit de multiplicateur" ou "modificateur" du transcodeur CAM sans bande de base. Toutes les difficultés ci-dessus mentionnées peuvent tre surmontées en utilisant un seul filtre passe- bas 14 pour reconstruire le signal QAM. Comme seul un filtre est mis en cause, les composantes U et V seront traitées îgalement en termes d ' amplitude et de phase. Par ailleurs, la fréquence de coupure du filtre peut être le double de celle de la tentative avec deux filtres et la fréquence de coupure peut être supérieure à celle requise pour retirer les produits au triple de la fréquence du transcodeur du type modificateur. Dans la pratique, le produit dominant le plus bas non- souhaité de transcodage se produit à la fréquence ou allure d'échantillonnage de quatre lois la fréquence de sous-porteuse et ainsi, il y a r6duction concernant la dimension du filtre, la fréquence de courpure et la précision. La figure 2 illustre une façon dont le circuit inverseur 12 de la figure 1 peut Otre mis en oeuvre et mis en interface avec le diviseur 24, le circuit 10 du'chntillon.age et de maintien et le filtre passe-bas 14. Plus particulîirenent, le signal à la sortie du diviseur 24 est aopliquè pour commander un interrupteur unipolaire à deux positions 30. Par exemple, l'interrupteur 30 peut se composer de deux portes de transmission commandées par les sorties l et U du diviseur 24o En position N (normale ou sans inversion), l'interrupteur 30 relie la sortie du circuit 10 d'échantillonnage et de maintien à l'entrée du filtre passe- bas 14. En position R (polarité inversée ou avec inversion), l'interrupteur 30 relie le signal à la sortie du circuit 10 à l'entrée du filtre passe-bas 14 par un amplificateur inverseur 32. Le fonctionnement général du transcodeur de la figure 2 est sensiblement le même que celui décrit pour la figure 1, l'interrupteur 30 et l'amplificateur inverseur 32 accomplissant la fonction du circuit inverseur 12. L'agencement de la figure 2 présente une difficulté parce que des changements abrupts de tension peuvent se produire à la sortie du circuit 10 d'échantillonnage et de maintien (voir forme d'onde C de la figure 4). Pour tenir compte de 2 247324 1 ces changements de tension en fonction échelonnée, il est préférable que l'amplificateur 32 présente un taux de pivotemit et un temps de stabilisation négligeables en comparaison avec la largeur de l'échantillon, autrement, les échantillons V passant par l'amplificateur 32 pourraient Otre déformés. L'agencement de la figure 3 permet une réduction du taux de pivotement et du temps de stabilisation sur 1 'amplificateur 32 en le mettant dans une partie du transcodeur o les signaux sont continus plutôt que distincts. Plus particulièrement, l'amplificateur inverseur 32 est relié, à son entrée, à la borne d'entrée 16 et à sa sortie, à l'entrée d'un second circuit 34 d'échantillo- nage et de maintien. L'entrée de commande ou de validation du circuit 34 est reliée à la sortie du circuit d'ajuste- ment de phase 22, ainsi les deux circuits d'échantillonnage et de maintien fonctionnent simultanément, la seule différence étant que l'un (10) prend des échantillons non inverses du signal QAML tandis que l'autre (34) prend les échantillons inversés. L'interrupteur 30 fonctionne alors alternativement pour choisir les échantillons normaux (N) ou inverses (R) qui sont alors reconstruits par le filtre passe-bas 14 comme on l'a précédemment décrit, afin de produire le signal Qa4 transcodé de sortie. Pour assurer un traitement sensiblement égal- des composantes U et V, il est souhaitable que le produit du gain et de la largeur d'échantillon du circuit 10 soit égal à celui du circuit 34. Sur la figure 3, comme illustré, seul le gain du circuit doit être équilibré car les deux circuits reçoivent la même largeur d'impulsion d'échantillon. Cependant, cela n'est pas essentiel pour obtenir un traitement équilibré des composantes U et V et, si on le souhaite, les impulsions de l'échantillon peuvent avoir des largeurs différentes et les gains des circuits d'échantillonnage et de maintien peuvent également différer. Un équilibrage peut être effectué, comme on la précédemment expliqué, en établissant le produit de la largeur -J 247324 1 d'éohantillon et du gain par un trajet égal à celui de l'autre trajet. Il est de plus souhaitable que des moyens {'qui-ibrage de retard) soient prévus pour équilibrer le déphasage ou le retard dans les deux trajets de signaux 3 afin d'assurer une précision maximum dans la production des échantillons réels et inverses. La figure 5 illustre la façon dont le transcodeur ie1On l'invention peut etre modifié pour convertir un signal de chrominince du type o la phase des composantes de sous-porteuse de diffS'rence de couleuzs U et V est constanta d'une ligne à l'autre à un signai du type o la huasa dc la compesante V alterne d'une ligne à l'autreo La....r 5 illustre également un procédé souhaitable pour :Iattre on interface le transcodeur avec un tourne-vidéo- disque 'afin de produire des signaux vidéo de sortie selon la norme PAL à partir d'oaregiatrements de vidéodisques ael1n la norme proposée par Carnt et autres dans le brevet JU o. N 4 200 8819 intitulé uVIDEO DISC SYSTES0 du 29 Avril 1980. Il y a trois caractéristiques importantes du standard d'enregistrement PL de Carnt et autres en rapport avec le tourne-vid.odisque de la figure 5. D'abord, la a;ous-porteuse P-UL est "dêcommutéeu c'est-à-dire que 1'. alorn.co normalo de phrase par ligne de la composante V z5 de la sous-3 rtouse de chrominance est inhibée dans des bu'is d'onregistrezaent. Deuxièmement, la fréquence de - sous-porteuse de chrominance est dcalée à une fréquence plus basse d'une valeur nouinale de 4,43 àHz à environ 1,52 Dlz at, este en réalité, 'enfouie"l dans la bande de luminance. Troisi&èmement, le signal de synchronisation de sous-porteuse de chrominance est enregistré à un angle constant de phase de 450 par rapport aux sous-porteuses U et V, ainsi la sous-porteuse de chrominance présente des composantes U et V sensiblement égales. Sur la figure 5, le transcodeur est agencê pour produire une inversion ligne par ligne de la composante V de chrominance à la fréquence de sous-porteuse enfouie. Cela est effectué avant une correction en base des temps et '-ne conversion de la sous-porteuse aux normes PAL. Comme la comnposante e synroisaton de sois-pteuse de chrominance contient des composantes U et V 'gales, la sous-porteuse de s ',chronisation de chrominance 9oscillante" du type PAL e-st automa7iiquement formée par le transcodeur avec inversion périodique de la composante V. On notera que si la composante de synchronisation de sous-Dorteuse de chr-ominance n'a pas de composante V, 410 coejme dans le norme 1\TSC9 alors linversion de la phase de la composante V n 1va. pas d'effet zur la phase de la ccmposante de ybmistd es-pcrteuse de -nchrominance En co2su. ice. Osi l on souhaite appliquer les principes de -a Vrésente ànvention a la conversion d'n si.3al de t'2rcinnce avec une phase composante de synchronisation de Geus-porteuse de chrominmsce NTSC pour i foraat 2-L, il ara nécessaire de changer de faon aproprie ie mde de fonctioniement du transcodeur pendat i'imtarvaile de aynchronîsation de sous-porteuse de chrominance Cela oarr-ial -;tre fait, par exeiple, 2n prévoyant = moyen pour dinaser le signal de chrominance de 450 pendt l'inatervalle de synchronisation de sousporteuse de chrominance, avec pour esultat ainsi une pase de synchro- nisation do oous-porteuse de chrominance du type Carnt -,',t autros Cii4i come on l'a précédeent explicqu, ast -auto3atiqment convertie à la forme de composante de inchronisatiuon de sous-porteuse de chrominance oscillante QL tandis que la phase de la composante V est alternée. Cela sera décrit en plus de détail an se référant à _0 l7 7xmple de la figure 8. Le tourne-vidéodisque de la figure 5 comprend une platine 50 pour faire tourner un vidéodisque 52 et un transducteur de lecture 54 pour restituer V'information vidéo du disque. Par exemple, on peut supposer que le tourne-disque est destiné à être utilisé avec un disque ou support de l'information o l'information est stockée sous forme de variations topologiques et restituée en détectant des variations capacitives entre le transducteur 54 et le disque 52. On notera cependant que le transcodeur selon l'invention peut Otre utilisé avec d'autres types de tourne-disques, des magnétophones, des équipements de caméra, des unités de stockage d'images, des systèmes de transmission et autres. Pour l'exemple, on supposera aque le disque 52 est enregistré d'une information vidéo selon le format de Carnt et autres ci-dessus mentionné. Le signal à la sortie du transducteur 54 est apDpliqué à un circuit convertisseur 56 qui comprend un convertisseur capacité-tension sensible aux variations capacitives entre une aiguille dans le transducteur 54 et le disque qui est restitués afin de produire une tension E'M de sortie représentative de l'information enregistrée. Des circuits appropriés pour la mise en oeuvre de la fonction de conversion capacitY-tension du circuit 56 sont bien connus. On peut, par exemple, se référer au brevet U.S. H10 3 783 196 intitulé "HIGH-DE3SITY CAPACITIVE INFORMATION RECORDS AND PLAYBACK APPARATUS THEREFOR", du 1er Janvier 1974 au nom de T.O. Stanley, au brevet U.S. N 3 972 064 intitulé "APPARATUS AND IETHODS FOR PLAYBACK OF COLOR PICTURES/SOUND RECORDS" du 27 Juillet 1976 au nom de E. O. Xeizer et au brevet U.S. N 3711 641 intitulé "VELOCITY ADJUSTING SYSTEMI", du 16 Janvier 1973 au nom de R. C. Palmer. Un circuit démodulateur E4 vidéo 58 convertit le signal U4 produit par le circuit convertisseur capteur 56 en un signal vidéo de sortie. Les signaux vidéo enregistrés sur le disque sont sous un format de "sous- porteuse enfouie" (BSC) plutôt que sous le format NTSC traditionnel. Comme cela est expliqué dans le brevet de Carnt et autres (voir également le brevet U.S. N 3 872 498 du 18 Mars 1975 au nom de D. H. Pritchard), dans le format BSC, l'information de chrominance est représentée par une sous-porteuse couleur de la forme générale employée dans le format NTSC bien connu. Cependant, la composante de chrominance dans le format BSC n'est pas placée à l'extrémité haute de la bande vidéo du sigal de lumiuame, comme en NTSC, mais elle est plutôt enfouie dans une partie inférieure de la bande vidéo. On peut par exemple choisir comme fréquence de sous-porteuse, ia proximité de 1,52 MfHz, les bandes latérales de la sous-porteuse comleur s'étendant sur + 500 kHz autour de cette valsr, la bande du signal de luminance s'étendant bien au-dessus 'de la plus haute fréquence de sous-porteuse couleur {-usqu'à 3 MHz, par exemple). Le démodulateur FM 58 peut, par exmple, me du type comptant les impulsions ou du type àboutcle verrouillée en phase (PLL). Un démodulateur FMapr2 du type comptant les impulsions est révélé das le eiht U.S. NO 4 058 686 intitulé nDefect Detection AndC Cmpeuea- tion", du 26 Juillet 1977 au nom de A. I. Baker. fn démodulateur FN du type à boucle verrouillée en phase -t décrit dans le brevet U.S. NO 4 203 134 au nom de T. J. Christopher et autres, intitulé "FN SIGNAL ATM WITH DEFECT DETECTION", du 13 Mai 1980. Le signal vidéo composé produit par le teur FNM 58 est séparé en composantes de tmim=ce et de chrominance au moyen d'un filtre en peigne, 60 à ' centrale-variable. Des exemples de filtres de ce type sunt donnés dans le brevet U.S. NO 3 966 610 du 7 Décembre 1976 au nom de H. Kawamotoet le brevet U.S. NO 4 195 309 au nom de T. J. C:iJstopher et L. L. Tretter et intitulé "VIDEO PROCESSING SYSTEM INCLUDING COMB FILTMS9, du Mars 1980. L'utilisation d'un filtre en peigne vatrable (plutôt qu'un filtre à une fréquence fixe) a pour raison de rendre maximum l'efficacité de filtrage en ch2ngeant la fréquence centrale du filtre selon des errer oen 'base des temps pouvant'ôtre présentes dans le signal vldéo. Cela nécessite l'application d'un signal de càumande relativement haute fréquence au filtre 60 pour faire fonctionner des étages d'attaque d'horloge commaneant le taux de transfert de charge dans une ligne A retard CCD d.lu lo filtre@ Ce signal à haute frequence est ltun des i-':-. euzx d o s'- ie roaduits par un gneérateur 62 de -:- e-062 a des bornes d- enre 64 et 66 i os >;- se;:--seum,. -z -- n siona pîe3 éfésrence -x, l_ srn0ai -lee i!?_,anoe et appiiSLxue des i mput#sio doS é v"=...........-' na|f f--g.;; m "1ut54u-nc/e> deC bai.:ayage hriz.ontard;l E, ' 3.2 n d1. aas,- i-- e s1a 0ouis-'oorteuse 4fo-e,; m- C u,.,e 82 Le era huit i foîit la friauloen de sousie d. -5G est 'aié à l'nté dlun- . 9i{ pen d an!5intervalie de clren ischronisation 80 o seus-ozennSe Cashron tinne. d;ahorizontalde dp schroé ' s îO oignlze net aCplIrte muso des errouillage es t _.! i-uae! 3.:ntre de vbalayage 'horizontalet e pse84to re t l l ontr d.eonéiu 70.de r.noLa 2 'orte g enérateur 832 produit une iepulsion de sortie oo,.exio s3n o.scado d'n vfl"q tr-çF pass2e-ba.s 86i ff'u e irmo37toXur.end.. t, i'ter alle de synchroniisatron 90 ed' > yo di'oi-r 09g ei c@e de seem n de la ntr Odes e d comaraisonhro dle 'oase, dent l'eultre est reliee a la lbore 64 afin de ooz-.er ainsi dnte ioucle verrouillage estn phase multiplae JLo u.. ee slr dc Dompos nte de vas datnchronsation de rs-ur pnortlse de t hrominalcre de pusieurs sortes Le sortis70 asorte u détecteur 34 est reliée par une cqzica 2n -,scac e d 'u- fitr asse-bas 86, d 2un de 1l'ooscillateur 8 8, d'u diviseur 90 et du di'seur snt 3;. n r 92,!'-man de ses deux entrées de comparaison %.o zDa-se, dont l'lxutre est reliée à la borne 64 afin de o rair-si une boucle verrouillée en phase multipliante rcuilêesur la ccmpcsexmte de synchronisation de sous- porteusa de chrominance à plusieurs sorties. Les sorties de l'oscillateur 38, du diviseur 90 et du diviseur 92 sont reliées respectivement aux bornes 76, 74 et 72. ' Le détecteur de phase 84 compare la phase de la -. ocomposante de synchronisation de sous-porteuse de 8 c:romrinance du signal de chrominance appliqué à la borne 64 = & la so rtis divisée de l'osclateur 88 et produit un signal * dîerreur qui est filtré par le filtre 86 (qui peut -tre sim.iement umn condensateur de maintien de tension d'erreur) ;13Det appliqug sous foeMe de signal de contre-réaction ga±ive à. l'oscillateur 88 pour rendre minimale toute erreur de Dhase. Comme la sortie de loscillateur 88 est divisée par deux par Le diviseur 90 et div-isée ar quatre ar l e diviseur 92, s' osc llateur 88 fonctionne ainsi *,cuanad il est verrouillé en phase) à une irequence de h.uit 'ois la fréquence de synchronisation de sous-porteuse - de chrominànce et ce signal à haute fréquence est appliqué par la borne 76 à l'entrée de réglage de freéquence centrale du filtre en peigne 60. Comme l'oscillateur 88 est toujours bloque an phase sur rmn multiple (x 8) de la composante de synchronisation de sous-porteuse de chrominance de la sous-porteuse enfouie, toute erreur en base des tamps dans la composante de synchronisation de À 0 sous-porteuse de chrominance est presente dans la sortie "; de l'oscillateur 88. La contre-réaction appliquée au filtre 60 est dans un sens pour changer sa fréquence -* -.lcentral!e d'une quantité telle que ses bandes passantes de luminaice et-de chrominance restent centrées sur les 25.-pectr-es de l-uminance et de chrominance quand de. erTeurs en base d's temps se produisent, afin de rendre maximale I 'efficacité de filtrage. Les bornes 74 et 72 étant reliées aux sorties des diviseurs 90 et 92 respectivement, recoiv ent des frequences de référence de sous-porteuse 3o enfouie régénéree de 4BsfC t fSc respectivement. Le tourne-vidéodisque de la figure 5 a pour caracteristique que le générateur 62 de signaux de temporisation offre, dans un agencement unifié, une source de cinq signaux de temporisation utilisés pour contrôler trois fonctions du tourne-disque. Un signal est appliqué au filtre 60 comme on l'a noté ci-dessus pour rendre maximale son efficacité de filtrage. Comme on le décrira F 2473241 Y maintenant en plus de détail, trois des signaux sont appliques au transcodeur 91 pour contrôler la conversion de phase de chrominance et un autre signal est appliqué a un correcteur de base des temps 100 pour contrôler à la fois la correction de base des temps et la conversion. de fréquence du signal de chrominance. [ Le transcodeur 91 est semblable au transcodeur de la figure 5, mais a été modifié à deux points de vue. [ L'une des modifications concerne l'addition d'un moyen. pour inhiber périodiquement le fonctionnement de l'inter- t rupteur 30. L'autre concerne un moyen pour initialiser le diviseur 24. L'interrupteur 30 est inhibé périodiquement par une porte ET 35 qui a été interposée entre la sortie du diviseur 24 et l'entrée de commandecuidevalidation de l'interrupteur 30, et qui reçoit des signaux de commande à la moitié de la fréquence horizontale ou de ligne fH/2 de la sortie d'un autre diviseur 36. L'entrée du diviseur r 26 tst reliée à une autre borne d'entrée 38 du transcodeur I qui est reliée à la borne de sortie 68 o est produit le signal à la fréquence de ligne f. L'initialisation (ou pré- établissement périodique) du diviseur 24 est obtenue I au moyen d'un formeur d'impulsions 37 (comme un multi- vibrateur monostable) qui est aJouté, et qui est relié, à son entrée, (par la borne ajoutée 40)9 à la borne de sortie 72 du générateur 62 et à sa sortie à une entrée de- pré-conditionnement (comme une entrée J, R ou S) du diviseur 24. De préférence, le diviseur 24 est du type pouvant être pré-conditionné (c'est-à-dire directement établi ou rétabli) sans considérer l'état du signal à son entree d'horloge. Dans le fonctionnement de la partie du tourne- - disque que l'on vient de décrire, le filtre en peigne 60 et le générateur 62 de signaux de temporisation produisent des signaux de sortie comme on l'a précédemment décrit. Le signal de chrominance est appliqué à l'entrée 16 du transcodeur 91 et le signal de sous-porteuse enfouie de référence régénérée et quadruplée (4fBsc) est appliqué à [ J. z473z4', f la borne 20. L'amplificateur inverseur 32, es deux È. circuits d'échantillonnage et de maintien 10 et 34, et Ie circuit d'ajustement de phase 22 foncti nnent cmme. n I 'a jf précédemment décrit avec le circuit 10 p.i.isant des J. 5 échantillons non-inverses du signal de c et le [1 circuit 34 produisant des échantillons incss dm z.gna. jô de chrominance, chaque instant d' ch antilern te ≤t f( pris en un temps équivalent aux passages:ar "m:,d'u et W, 1' ainsi un échantillon sur deux représente -mgt '1 ofi 10 (ou - U) et les échantillons intermédiaires IV ( (ou - V). ( (.ou t-Le signal à la fréquence de balayage wnmta L TSfH est divisé par deux dans le diviseur 36.qi,pl-nâ À m..Lnl signal à la moitié de la fréquence horlz=ale -/2 là 15 la porte ET 35. Pendant des lignes alternées de t.2,émnvIm, la porte ET est amorcée pour appliquer le signa m cau e rDû- de la fréquence de référence de sous-porteuse 2f. a l 'interrupteur 30 et pendant des lignes intJoeîe,_ elle bloque le signal à 2lBSC et maintient l"Tter&Ft 30 en position normale (N). En conséquence, pendmnt les lignes intermédiaires, seuls les échantillons du clrrixt 1D sont appliqués au filtre 14 et comme leur po/azit' est i(L inchangée, le filtre 14 produit, à la sortie 18, Emslmm -l- reconstruit de chrominance qui est identique à ce,.. appliqué à l'entrée 16. Pendant les autres lignhes. ep t, I. quand la porte 35 est validée, l'interrupteur 30 c'iLaLt | alternativement des échantillons inversés et nom-=ems l du signal de chrominance et ainsi, pour les raisons précédemment expliquées, la phase de l'une des c-, manates de chrominance U ou V à la sortie du filtre 14 est inversée par rapport à sa phase à la borne d'entrée 16. i Le choix de la composante U ou V dont la ?a'se !f est inversée sur une ligne sur deux est important Or la ",z bonne reproduction d'un signal de sortie en format PAL. : 35 Comme on l'a précédemment mentionné dans la description de la figure 1, on peut s'assurer qu'une composante souhaitée sera inversée en phase par une bonne q.' iniitiais ation d.u i-viaseur 24 Parmi les deux procédés -{f.7 t>:.- li-pr ' L itialt sation pricédemment eiotnnie i -.-,;,er le de l. =ars priodiquement. Une allure t3z:t;r,:i' :' eao:f ditio eMent périodique est mne fois j :. -cemaau%':.,a..... cvcd. a ds ous-porteuseo D-ns le transcodeur 1:9.,.... est obtenue par- le fo= ard'impulsions -.-'a e:,oiDe _eut 'tra iun diîrlenciateur ou un i'utei;i "," cu n:-onostab!e. l f-aut rappeier Tue le signal à SC à la * ' b 'co est * 'rrolle en!pase sar la composante de - r i.monozanciom de dous= orteus de chrominance du sinal ,rinazncea i- ct tteta résrenc eat continuellement ...e:or;eur dîi pulsonsj57 produit ainsi L en.t d'aes impuls ions ayanGt une relation:2xe }:2veo;, cpante de smchroieiation de sous-porteuse de :-X">'- 3s i. pulsions sont appliquées comme siignaux -;,.'o=::ba i-aemr,%t au d3iviseur 24 afîn q 7ue tat 4. -i i,,,!e ur '4 force l inter.apteur 30 à choisir *TL...... cu i...onag et de 3maintrin 10 O0;:uaud 'iz ó1. oane V est à u passa=ge Sar l'axe. A insi, -revnier sig-nal d horloge appzliqué au diviseur 24 après Lstaien ftorm9r3a ilinterrmpteur 0.Oà choaisir la c-. o $'anY ' Vlu la comUosante i sera nulle. S3i le I r uauumoe do basculer our 'n nozbre impair de _,ia do le d f o-rme ur d'impulsions 37 le re- qs,.ho 'ed:iai5te.ent quand son fonctionement -"oaz à - a:ocrmai (s"il ne bascule pas sur zn nombre palr comoosé de format PAL à la sortie du circuit 110. On se rappellerade la lecture de la description |f ui nrécède, que le signal à la sortie du tourne-vidéodisqz I0 contient des erreursenbase des temps et que l'une des ï-rois 1fonctions du génerat eur de signa!x de temporisation 62 ast dl-ppliquer m signal 8 C contenant cs gerreursen base des temps au filtre en peigne 60 pour faire varier sa 6q'1auence centrale proportionnellement aux 315 srreurs afin de rendre ainsi maximale 1 'fic4ecit6 de f ltrage. aC procédé n'a bien entendu pas d'efflet du tout j} sur les erreurs en base des temps et elles sont Drésentes aux cinq sorties du genérateur 62 ainsi que dans le signal dé chrominance produit par le filtre 60. Conmme-les erreurs I 20 de chrominance et les erreurs de signaux de temporisation v-.arient ensemble cependant, il n'a pas d'interference ou ft d'effet néfaste sur le fonctionnement du transcodeur 91. Cela est important parce que si le tronscodeur selon 1 'invention est utilisé dans un dispositiz vidéo de tout tpe (bande, disque, studio, transnission), eui contient u moyen de correction en base des temps, on a deux options c La première est que, si le transcodeur précède I 'le correcteur de base des temps dans la chalne de traite- -ient vidéo, il doit recevoir des signaux de temporisation ayant des erreurs en base des temps proportionnelles aux | erreurs de synchronisation de sous-porteuse de chrominance i dans le signal de chrominance. Dans l'autre option, si le signal de chrominance est corrigé en base des temps (ou :' s-autrement stabilisé ouresynchronisé)avant application au transcodeur de chrominance, les signaux de temporisation appliaués au transcodeur doivent être dérivés du signal de synchronisation de sous-porteuse de chrominance corrigé. Si l'on observe ces deux principes, alors le transcodeur introduira des erreurs minimum de différence de phase dans la chaîne de traitement video, donnant ainsi une pureté maximum de couleur. Cela est particulièrement important pour le transcodage NTSC car dans le système NTSC des erreurs de différence de phase de sous-porteuse de chrominance représentent des changements de teinte qui ne peuvent tre supprimes en faisant la moyenne optiquement ou électroniquement comme dans le système de transmission !0 PLAL. Des errours de différence d'amplitude, une source de i'effot de "banede Hanovre" ou de "store vénitien" dans le système PAL, peuvent être diminuées si l'on prend bien soin d'équilibrer le gain des trajets de signaux U et V dans le transcodeur comme on l'a précédemment mentionne. , En se référant maintenant aux détails du circuit , le détecteur de phase 103, quand il est validé par le signal BK, compare le signal à la sortie d'un oscilla- tour standard PAL 104 (environ 4,43 Liez) à un produit filtré sur bande passante de la composante de synchronisatn Odess-prorLuse du ch=inade dmis r transcodé de chrominance à la borne 102 multipliéepar le signal à la sortie d'un oscillateur réglé en tension 105 ayant une fréquence centrale nominale égale à la somme de la fréquence de sous-porteuse enfouie (1,52 IHz) et de la fréquence PAL (4,43 IHz). S'il existe une erreur en base des temps, le détecteur 103 applique un signal de correction par un filtre passe-bas 106, à l'oscillateur 105 dans un sens tendant à la corriger. Le multiplicateur 108 peut être un modulateur équilibré traditionnel ou mélangeur, et la bande passante du filtre 107 sur bande passante doit être centrée arla fréquence standard de sousporteuse PAL de 4,43 21Hz. Le transcodeur de la figure 6 est semblable à celui de la figure 1 mais il comporte trois modifications pour permettre la conversion d'un signal de chrominance reçu ayant une phase de composante de synchronisation de sous-porteuse de chrominance NTSC. Deux des modifications sont les mêmes que dans le transcodeur 91 de la figure 5, c'est-à-dire l'addition d'une porte ET 35 et d'un div;lsour 36 pour inhiber périodiquement les inversions de polazItm des échantillons sur. une ligne horizontale sur deux et J5 l'addition d'un circuit formeur d'impulsions à la frî9ne de sous-porteuse 37 pour périodiquement pré-établir nu initialiser le diviseur 24 afin d'assurer que l '4nveraemr 12 sera bien synchronisé afin de n'inverser que la CCM oeant V du signal de chrominance reçu. La tr oisième modification comprend Mna =MUtt 601 et un circuit de déphasage 602 interposésentre la borne d'entrée de chrominance 16 et l'entrée du cir:nXiu d'échantillonnage et de maintien 10 et commandé par m signal de verrouillage de composante de synchrSnisacOmn i15 _de sousporteuse de chrominance appliqué -à ne amn-ze b-eoe d'entrée 603 afin de déphaser le signal de chromde 450 pendant l'intervalle de synchronisation de sous- porteuse de chrominance (mais non pas pendant l'IlutexmaiJ.e de balayage vidéo actif). De préférence, le QgfiEe de I20 450 est dans un sens pour remettre en phase la t de synchronisation de sous-porteuse de chromnanne âm angle de 1350 parrapport à l'axe du signal de difmmume de couleurs B-Y comme cela est indiqué par Carnt et:autr s. De cette façon, le signal de chrominance NTSC, en oe qui concerne la phase de la composante de synchronismatin de sous-porteuse de chrominance, est converti en un type de signal Carnt et autres avant conversion de chromse au format PAL. A l'exception de ce déphasage pério miUq pendant l'intervalle de synchronisation de sous-portemme de chrominance, le fonctionnement du circuit est le amm qu'on l'a décrit pour la figure 5. Le circuit de déphasage dans cet exeMle est mis en oeuvre en reliant un pôle A du commutateur 651 directement à la borne d'entrée de chrominance 16. L'autre pôle B est relié à la borne 16 par le réseau de dêlhasage 602 sur 450. Le commutateur 601 reçoit des signmmx de verrouillage de composante de synchronisation de r, sousporzteuse de chrominance appliqués à la borne 603 d:'ue sCurce (non représentée), et quand le signal de m;', estb présent, il relie ae pôle B l'entrée u oel.ruit '10- Od 2:catillon]age et de maintien. En znice dun di3 al de ^verrouillage, le conmmutateur 601 -... ple:, 3' 'u circui.t lu q ainsi la composante de sn rnia'ion..de sous-porteuse de chrominance du signal IT'NC eui ua nomalement pas de composante V) est convertie à. 3. u!L Stadard 'amt ct autres (ayant des composantes 0 U 5gales) qui, à son tour, est taitée par le restant dtu irouiz.,n for e PAL ooe on lia précédemment d&écrit Z7 o. et pas nacesesaire que le signal de r ou e dge JP a c-mosante de scronisation de sous- :ord dSe e hroianen appliqu à la borne 603 ne ou c e. L itezrvalle. de compvosante de s1ychronisation d dous-Dorteue s e chromin e. il put, par exemple, 2'tndre - sur -out l ?intervallz de synchronisation horizon- Se1@i an l z 3ouhaite, car! ino.ration n '$st oas - 4ohe de fagon visible sur m moniteur de télévision jendoat ctte tpériode de temps. Le réseau dq déphasage 602 put% âtre lm réseau à avance ou à retard traditionnel ou il pout Qtro tune ligne à retard d 'une longueur égale à %1m huîtime d'zume période de sous-portense D-s chaque cas, ljé i;,Das.g st nécessairement Fonction de la : fr r5uanco e dous-pofeus et des changements ou ajustements a2ppropriJs d-vront atre faits pour tenir compte de dizffé- reotes -r..Vquences de sous-porteuses. La conversion de fréquence de sous-porteuse peut 'ce acc0emDlie sar des circuits traditionnels d'hé!téro- 3O Z17nage avmnt application du signal de chrominance à la borne 16, ou entre la sortie du commutateur 601 et l'entrée du circuit 10, ou cela peut être effectué après conversion de chrominance (c est-à-dire à la bornede sortie 18 comme sur la figure 5). Pour chacune de ces trois options, les paramètres des éléments 602, 22, 37 et 14 doivent être choisis pour se conformer à la fréquence de sous-porteuse pour que tous les déphasages et les bandes passantes se t conforment aux nécessités précédemment décrites. t La figure 7 illustre la façon dont le transcodeu de la figre 6 peut âtre modifié pour convertir un signal $} d'entrée de chrominance en format PAL an un signal de I e5 sortie de chrominace du type NTSC. Comme on l'a précédem- | ment exoliîcué, le choix réel de la fréquence de sous- porteuse est arbitraire, c'est-à-dire que cela peut être 4,43 ?Ez ePALJ), 3,58 Mz (NTSC) ou toute autre valeur appropriée (comme 1 52 MHz selon Carnt et autres). La modification consiste à relier l'entrée du pôle Aetle j c.êephaseur 502 à la sortie 18 et à appliquer le signal t$ 1?d:entrée de chrominance PAL à l'entrée du circuit 10 d'échantl]lonnage et de maintien. I n fonctionnement, les éléments du transcodeur 1 entre les bornes 16 et 18 fonctionnent comme on l'a pr&cédemment décrit pour inverser la phase de la composante de chrominance V sur une ligne sur deux. Comme la compo- saente V elle-même alterne d'une ligne à l'autre dans le système PAL, le signal produit à la borne de sortie 18 est ainsi converti à l'une des phases de composante de synchronisation de sous-porteuse de chrominance du type Carnt et autres. Le réarrangement du commutateur 601 et du circuit 602 déphase la composante de synchronisation de sous-porteuse de chrominance de 450 en alignement avec l'axe - (B - Y) (norme NTSC) sans modifier la phase de chrominance 'décommutée"'pendant 1 'intervalle de balayage actif. Les principes de l'invention, tandis qu'ils sont illustrés avec le traitement de signaux QAM analogiques, s'appliquent également au transcodage de signaux QAM sous forme numérique. Sur la figure 1, par exemple, la fonction du circuit 10 d'échantillonnage et de maintien peut âtre accomplie avec un moyen numérique tel qu'un verrouillage de donnée, un registre, un convertisseur analogique- numérique ou analogue. L'inversion du signal t QAM numérique échantillonné peut facilement être accomplie, par exemple, par le complément du bit du signe de r. l'échantillon (si la donnée est sous forme de grandeur de signe) et alors l'inverseur 12 pourrait être mis en oeuvre au moyen d'une porte OU exclusif. D'autres changements et modifications peuvent être apportés, comme un remplacement du circuit 10 d'échantillonnage et de maintien par un convertisseur analogique-numêrique agencé pour échantillon- ner le signal QAM au moment indiqué et décrit en se référant à la figure 4 m îinversant les échantillons numériques au moyen d'un moyen arithmétique approprié (comme la porte X-OR précédemment mentionnée) puis en appliquant le signal à un convertisseur analogique- numérique (plutôt qu'au filtre 14), afin de reconstruire le signal Q4. La figure 8 montre la façon dont le transcedeur de la figure 1 peut être modifié comme on l'a décrit ci- dessus. Comme on peut le voir, les éléments 10, 12 et 14 sont remplaces par un convertisseur analogique/numérique 810, un inverseur du bit du signe 812 et un convertisseur numérique/analogique 814 qui accomplissent des fonctions analogiques pour les éléments remplacés. Si le signal QAM4 est un signal de chrominance de télévision.un moyen (comme une porte ET et un diviseur et autres) doit Atre prévu pour inhiber périodiquement le fonctionnement de l'inverseur de bit de signe comme dans les exemples précédemment décrits de l'invention. Bien entendu, l'invention n'est nullement limitée aux modes de réalisation décrits et représentés qui n'ont été donnés qu'à titre d'exemple. En particulier, elle comprend tous les moyens constituant des équivalents techniques des moyens décrits ainsi que leurs combinaisons si celles-ci sont exécutées suivant son esprit et mises en oeuvre dans le cadre de la protection comme revendiquée. 2 - -. - -..-- _ --- - R E V E N D I C A T I O B $ REVENDICATI0NS 1.- Transcodeur pour inverser a Thase de l'mme de deux composantes d'une sous-porteuse m lée ms amplitude en quadrature, caractérisé par: un premier moyen (10) pour lsrcdmre des ='mn- tillons de 1 'amplitude de ladite sous-ortmse em dès eamps correspondant à chaque passage par l'x de de em d is composantes; un second moyen (30) pour inverser la Nar d'un échantillon sur deux; un troisième moyen (14) pour e-= ZMfr=s e 2Z l sous-porteuse à partir desdits échantillms Imess elt non-inversés; et un quatrième moyen (35) relië audit se-*cod pour produire un signal de commande pour.!hber le fonctionnement dudit second moyen quand ledIt AL a de commande est à un premier niveau et valider le mcoSam- ment dudit second moyen quand ledit signal de m de est à un second niveau. 2.- Transcodeur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le quatrième moyen (35) lpeur msd3 le signal de commande précité comporte un moyen our- changer son niveau périodiquement, la période de se -a de commande entre chaque changement de niveau dmt sensiblement supérieure à la période entre des sges successifs par l'axe. 3.- Transcodeur selon la revendicaticm 1, caractérisé en ce que le premier moyen précité ecm un moyen d'échantillonnage et de maintien (1:) ajat Mme première entrée pour recevoir le signal modulé en 1mDl- tude en quadrature précité, une seconde entrée!xmr recevoir un signal d' échantillonnage et une sortie paxr produire les échantillons précités; et un moyen (22) pour appliquer ledit signal d'échantillonnage audit Disen d'échantillonnage et de maintien à une fréquence égale à quatre lois la fréquence de la sous-porteuse précitée. - Transcodeur selon la revendication 3, oaractéri3é en ce que le quatrième moyen (35) précité comprend un moyen pour diviser le signal d'échantillonnage Pr6cit, oar,n acteur de deux et pour appliquer le signal résultat à la demi-fréquence au second moyen (30) précité afin de contrôler 1'itnversion de polarité d'un échantillon sur deux. - Transcodeur selon la revendication 1l caractérisé en ce que le second moyen (30) précité comprend un cir (7:2) uduisant des ochantillons uinversés; un moyen de conm=utation (30) sensible dans ume première condition pour app!iquer lesdits echantillons produits par le premier moyen (10) preci-'té au troisième moyen (14) et sensible dans inme seconde condition pour appliquer les échantillons i vers(9 entre ledit moyen formant circuit et ledit troisième moyen; et en ce que le quatrième moyen (35) mrécité chamne la condition dudit moyen de commutation à une frêquence égale à la moitié de la fréquence d'échan- tillonnage. 6.- Transcodeur selon la revendication 5, caractâris6 en ce que le moyen foimant circuit (32) précite comprend un amplificateur inverseur relié entre une sortie du premier moyen précité et une entree du 3 ioyon de coMutaîion précité. 7.- Tr4nscodeur selon la revendication 5, caractérisé en ce que le premier moyen précité comprend un premier circuit d'échantillonnage et de maintien (10) at en ce que le moyen formant circuit précité comprend un 0 amplificateur inverseur (32) pour inverser la sous-porteuse modulée en amplitude en quadrature précitée; et un second circuit d'échantillonnage et de maintien (34) synchronisé sur ledit premier circuit d'échantillonnage et de maintien pour produire des échantillons inversés de la sortie dudit amplificateur inverseur pour application audit moyen de commutation. 8.- Transcodeur selon la revendication 1, du r=- type o le signal modulé en amplitude en quadrature précité forme la composante de chrominance d'un signal de télévision en couleur, caractérisé en ce que le quatrième moyen (35) précité comprend un moyen sensible a une composante de synchronisation horizontale du signal de télévision pour inhiber le fonctionnement du second moyen précité pendant un intervalle horizontal sur deux. 9.- Transcodeur selon la revendication 1,pour un dispositif de reproduction vidéo du type comprenant une source de signaux vidéo composés, un filtre pour séparer ledit signal composé en une composante de luminance et une composante de chrominance, ladite composante de chrominance comprenant deux composantes de différence de couleum (U) et (V) en relation de. quadraturede phase non- alternée et une composante de synchronisation de sous- porteuse de chrominance ayant un angle de phase sensible- ment de 45 par rapport à l'une desdites composantes, ledit transcodeur convertissant ledit signal de chrominance sous une forme PAL et comprenant un moyen formant circuit pour combiner les signaux de luminance et de chrominance convertis afin de produire un signal de sortie du type PFAL, ladite conversion étant obtenue sans démodulation sur la bande de base, caractérisé en ce que le premier moyen (10) precite comporte un moyen pour échantillonner le signal de chrominance reçu à une fréquence égale à quatre fois une fréquence de sous-porteuse donnée, les moments d'échantillonnage étant pris en des temps correspondant aux passages par l'axe des composantes (U) et (V); le second moyen (50)prdt ir-vse.alarité d'un échantillon 3o sur deux pendant un intervalle de balayage horizontal sur deux; et le troisième moyen (14) précité reconstruit un signal de chrominance à partir des échantillons inversés et non-inversés.