FR 2460520 A1 19810123 FR 8014016 A 19800624 La présente invention concerne des amplificateurs et, plus particulièrement, des pré-amplificateurs pour signaux créés dans une tête de lecture. Les bandes magnétiques porteuses d'ECG ou d'autres don- nées biologiques sont lues à des vitesses accélérées au cours de la phase d'analyse/contrôle de la forme d'onde, y compris l'exploration de Holter. Il est c ourant de lire les bandes à des vitesses de 60 fois et 120 fois (ce qu'on exprimera, dans la suite, par 60X etl20X) la vitesse d'enregistrement. Dans la forme d'onde de 1'ECG humain, la gamme de fréquence en temps réel intéressante est généralement comprise entre en- viron 0,03 Hz et 130-140 Hz; cependant, l'extrémité inférieu- re de cette gamme de fréquences à 60X est d'environ 1,8 Hz et l'extrémité supérieure de cette gamme à 120X est d'environ 16 kHz. Les signaux de tension créés dans une tête de lec- ture de bande, tandis que passe la bande magnétique, sont plutôt faibles, la tension réelle de signal étant de l'ordre de microvolts et, ce qui est plus important, étant fonction de la fréquence à laquelle change le signal lorsqu'il passe la tete de lecture. En d'autres termes, du fait de la gamme relativement vaste (c'est-à-dire de 1,8 Hz à 16 Hz) de fré- quences rencontrées par la tête de lecture, le gain de ten- sion du signal résultant sera très différent selon que l'on se trouve à l'extrémité inférieure ou à l'extrémité supérieu- re de la gamme de fréquence, le plus faible gain en tension de signal se produisant à l'extrémité inférieure de la gamme et le plus fort gain à l'extrémité supérieure. Il est préférable que le gain d'un signal développé et ultérieurement appliqué à divers circuits d'analyse et/ou de contrôle, ait une amplitude relativement uniforme sur toute la gamme de fréquence. Les petits signaux provenant de la tête de lecture pourraient, certes, être appliqués à un ampli- ficateur ou une série d'amplificateurs fournissant le gain nécessaire à l'extrémité inférieure de la gamme de fréquence, mais on introduirait ainsi une complication supplémentaire en raison des effets de bruits dont l'existence est inhérente à n'importe quel circuit d'amplification de ce type. Plus précisément, il y a un type de bruit connu sous l'appellation de bruit 1/F dont la densité augmente au fur et à mesure que décroît la fréquence du signal, alors que l'on doit se souve- nir qu'à de telles faibles fréquences, la tension de signal développé dans la tête de lecture est ordinairement la plus faible. Cela conduit donc à une situation dans laquelle le rapport signal/bruit, en particulier à l'extrémité basse fréquence du large spectre de bande, est intolérable. Pour obtenir une réponse plane d'un bouta l'autre de la gamme, les systèmes antérieurement connus ont utilisés une série de réseaux d'intégration sélectionnables réunis à la sortie d'un préamplificateur à son tour relié à la sortie de la tête de lecture de la bande. L'amplificateur est néces- sairement composé de plusieurs unités d'amplification stabi- lisées montées en cascade pour donner le gain et la largeur de bande voulue, suivies du réseau d'intégration choisi pour | une gamme de fréquences particulière qui atténue la sortie de l'amplificateur au fur et à mesure que la fréquence aug- mente. Cependant, ce dispositif est coûteux, ne compense pas totalement les effets de bruit 1/F présents dans le circuit d'amplification, peut être lent à se rétablir après une sur- charge passagère, et ne compense pas la ca p a c it a n c e dispersée de la tete et du montage. La présente invention a donc pour but d'apporter, pour des signaux créés dans une tête de lecture, un circuit d'am- plification comprenant la tête de lecture et capable de four- nir une réponse relativement plane sur une large gamme defré- quences,réonse relativement non affectée par le bruit 1/F dans la partie inférieure de la largeur de la bande de signaux. Selon la présente invention, on utilise un préamplifica- teur pour les petites tensions de signal crééesdans une tete de lecture inductrice par un mouvement relatif d'un milieu d'enregistrement magnétique, tel qu'une bande magnétique, porteur de signaux enregistrésequi passent au voisinage de la tête de lecture. Le préamplificateur est constitué de moyens amplificateurs dont le sortie est inversée par rapport à l'entrée, et d'un circuit de rétroaction réuni depuis la sortie à l'entrée de l'amplificateur de manière à former un intégrateur parfait qui supprime les variations d'amplitude provenant de variations dans la vitesse de la bande. Plus précisément, l'impédance du circuit de rétroaction et l'impé- dance de la source de signaux étendues à l'amplificateur sont telles que la sortie de l'amplificateur est l'intégrale de la ------ -- tension créée dans la tête inductrice sur une bande large de fréquences. D'ordinaire, le circuit de rétroaction comprend la capacitance et la résistanceet le circuit de source de signaux comprend l'inductance et la résistance de la tête de lecture. En outre, le préamplificateur comprend un transformateur intermédiaire entre la tête de lecture et la sortie de l'am- plificateur pour mettre en accord la puissance du signal et celle du bruit. De plus, des moyens formant circuit, réunis opérativement au transformateur, servent à étendre la gamme de réponse de fréquence audelà de celle qui est normalement inhérente à un tel transformateur. Plus particulièrement, une capacitance en by-pass étend la gamme de ré- ponse aux fréquences supérieures du système de transmission de signaux. En outre, le transformateur est de préférence un autotransformateur afin de réduire la taille totale du transformateur et, de plus, de permettre l'extension des si- gnaux de faible et haute fréquencesà l'amplificateur. Un réseau derétâbljsenient de la ligne zéro, utilisant des moyens interrupteurs polarisés pour commander un atténuateur non-linéaire, sert à réduire au minimum le décalage de la ligne zéro et/ou au retour rapide des niveaux de signaux "hors échelle" à un niveau acceptable. L'invention est décrite en référence aux dessins annexés dans lesquels - la figure 1 est une illustration schématique générali- sée d'un préamplificateur de lecture selon la technique an- térieure; - la figure 2 est une courbe de l'amplitude du signal de la tête de lecture et de l'amplitude du bruit du circuit d'amplificateur, en fonction de la fréquence déterminée par la vitesse de la lecture; - - la figure 3 est une illustration schématique générali- sée d'un préamplificateur de lecture selon l'invention; - la figure 4 est une autre illustration schématique gé- néralisée du préamplificateur de lecture selon l'invention; et, - la figure 5 est un circuit détaillé du préamplifica- teur de lecture selon l'invention. La figure 1 montre, dans une forme schématique générali- _4 _ sée, un type antérieurement connu de préamplificateur associé à une tête de lecture pour milieux d'enregistrement magnétique, tel qu'une bande magnétique ordinairement employée pour la lec- ture d'enregistrements électrocardiographiques (ECG) de type Holter. Habituellement, ces enregistrements de type Holter sont faits à une très faible vitesse, une cassette unique con- tenant normalement 24 heures de signaux ECG du patient. En ou- tre, la bande est d'ordinaire lue aux fins de son application à l'entrée d'un déchiffreur à tube à rayons cathodiques et/ou d'un autre dispositif d'affichage, d'analyse et/ou d'enregis- trement, à une vitesse sensiblement plus grande que celle de l'enregistrement. Des vitesses de lecture de 60 fois et 120 fois la vitesse d'enregistrement sont classiques. Une tete de lecture est représentée, d'une manière généra- le, par la boite 10 à la figure 1; elle comprend un bobinage à multispires inducteur L ayant une résistance rh interne en série. Lorsque la bande portant des signaux ECG enregistrés se déplace par rapport à la tête de lecture 10, elle induit dans le circuit de la tete de lecture une tension de signal re- présentée par e à la figure 1. On comprendra qu'un signal en- registré particulier passant au niveau de la tête de lecture 10, à une vitesse particulière induira, dans la tête de lecture, -une tension de signal e d'une amplitude particulière, tandis que si la bande passe au niveau de la tête 10 à une vitesse plus grande, la tension de signal e développée dans la tête 10 sera d'une amplitude plus grande mais de plus courte durée que lors de l'utilisation d'une vitesse plus faible. Cela signifie que la tension de signal développée dans la tete de lecture 10 est la dérivée du signal enregistré sur la bande, laquelle dé- rivée est une fonction de la vitesse de la bande au niveau de la tete. La figure 2 montre cette relation, la tension de signal qui a été enregistré à un niveau constant sur la bande, aug- mentant, comme on le voit, alors que sa fréquence et/ou la vi- tesse à laquelle la bande passe au niveau de la tête 10 aug- mentent. Une capacitance Ch associée à la tete de lecture 10 et au montage est disposée d'un côté à l'autre de L, rh et e, et charge l'entrée de l'amplificateur à une fréquence élevée. Selon la technique antérieure, on a habituellement uti- lisé un ou plusieurs étages d'amplification 12 pour amplifier le signal reçu de la tête de lecture 10 de manière à donner le degré nécessaire d'amplification au signal. En outre, du fait que l'amplitude du signal augmente lorsque la vitesse de lecture augmente et du fait qu'il est souhaitable que la sortie du préamplificateur soit aussi plate que possible sur toute la gamme de fréquences intéressantes, cette sortie d'amplificateur 12 est relativement atténuée par un circuit d'intégration 14 lorsque la fréquence augmente. Si cette tech- nique peut donner une réponse qui est statistiquement satis- faisante, elle nécessite une série d'amplificateurs en cas- cade et/ou une série de circuits d'intégrateur séparés qui sont individuellement adaptés uniquement aux gammes de fré- quences inférieures à la gamme de fréquence globale présen- tant un intérêt et qui demandent une sélection reposant sur la vitesse de la lecture de la bande. Pour l'analyse de signaux d'ECG humains dans un système ayant des facteurs de vitesse élevée de lecture de 60X et 120X, l'extrémité inférieure de la gamme de fréquencesintéres- santes à des vitesses élevées de lecture sera représentée par 60 fois 0, 03 Hz, soit 1,8 Hz et l'extrémité supérieure de la gamme de fréquencessera représentée par 120 fois envi- ron 130-140 Hz, soit environ 16 kHz. Une telle gamme est au moins 10 fois supérieure à celle que possède normalement un audio-amplificateur, d'o le besoin en étages d'amplifi- cations multiples 12 selon l'art antérieur. Tel qu'utilisé dans la présente description, le terme "large gamme" désigne la gamme de fréquencescommençant à une valeur légèrement inférieure à 2 Hz et allant jusqu'à ou au-delà de 16 kHz. Selon la présente invention, au lieu des étages multi- ples d'amplification et de la pluralité d'integrateurs sélec- tionnables y faisant suite selon la technique antérieure, on utilise un circuit de préamplification représentée par le schéma de la figure 3 dans lequel un amplificateur 16 est réuni par son entrée à la sortie de la tête de lecture, une ré ac tion négative particulière étant prévue entre la sor- tie de l'amplificateur 16 et son entrée. Plus particulièrement, l'impédance du circuit de rétroaction et l'impédance de la source de signaux représentée par la tête de lecture 10 sont choisies de telle sorte que la sortie de l'amplificateur soit l'intégrale de la tension créédans la tête inductrice sur une large bande de fréquences. L'amplificateur 16 illustré à la figure 3 peut représenter une série d'étages d'amplifica- tion,.actifset/ou passifs, la sortie étant inversée par rap- port à l'entrée. Dans un circuit d'amplification utilisant une ré- action négative et dans lequel la résistance d'entrée est représentée par Z1 et une impédance de réaction négative est représentée par Z2, il est classique de représenter la tension de sortie par le négatif de la tension d'entrée multi- plié par le rapport de Z2 à Zi. Si l'on étend cette notion au circuit simplifié de la figure 3, pour des fréquences de si- gnaux d'entrée inférieures à environ 200 Hz, l'impédance de r-é action ne sera sensiblement représentée que,par la capacitance et l'impédance d'entrée que par le résis- tance de la tete de lecture rh. Donc, le signal de sortie est représenté par l'expression (-i), qui peut encore Os -ein Z1=rh être exprimé par -'C (S)ein- On comprendra que cela constitue rC S in' l'expression d'un hintégrateur parfait multipliée par une constante -lC Pour des fréquences supérieures à environ Hz, l'impédance de réactio n sera principalement repré- sentée uniquement par la résistance R et l'impédance d'entrée sera représentée par l'inductance L, de sorte que la tension de sortie e. = e_ R qui à son tour est égale à îRn)e o in égale L --)e ' On comprendra que cette expression représente également un intégrateur parfait, avec le coefficient multiplicateur L- qui est une constante. Les effets d'intégration de ce circuit se- ront sensiblement les mêmes que ci-dessus, au niveau de, et au-dessous de, la zone de 200 Hz si r est égal à a Ainsi le préamplificateur sera désigné par préamplifica- teur intégrant, l'intégration étant fournie par un circuit de rétroaction résistif-capacitif et un circuit d'entrée résistif-inductif. L'effet d'intégration voulu sur toute la gamme 2 Hz-16kHz est atteint au mieux, comme indiqué ci-dessus, en faisant de telle sorte que rhC soit égal, ou sensiblement égal à a!. Dans la plupart des cas, les valeurs de capacitance C et de résistance R seront déterminées par l'inductance L et la résistance interne rh de la tête de lecture particulière choisie pour l'usage voulu. Un autre avantage réside dans le fait que la capacitance Ch associée à la tête de lecture 10 n'affecte plus la charge de la tête aux fréquences élevées-, car maintenant elle consi- -dère comme une masse virtuelle la jonction d'addition à l'entréeede l'amplificateur 16 et, donc, ne prend qu'un cou- rant négligeable à la tète 10. Si l'on se réfère à un autre aspect de l'invention, la figure 2 montre l'effet du bruit 1/F en fonction de la fré- quence. Un tel bruit se produit normalement dans le circuit d'amplification lui-même, plutôt que dans le signal d'entrée, avant son application au circuit d'amplification. On observe- ra que l'amplitude d'un tel bruit peut être si grande dans les gammes de faibles fréquences qu'elle excède la force du signal d'entrée lui-même, créant une situation intolérable. Il est normalement souhaitable d'avoir des rapports signaux! bruit aussi grands que possible, l'amplitude du signal étant au moins supérieure à celle du bruit. En conséquence, on utilise un transformateur 18 dans le circuit de la figure 4 pour augmenter la tension de signal sans induire une augmen- tation proportionnelle du bruit de tension, comme cela serait le cas avec un amplificateur actif. Cependant, l'utilisation d'un transformateur 18 se traduit tout de même par une aug- mentation du bruit de courant introduit par l'amplificateur actif 20 nécessairement présent dans le circuit à des fins de gain de puissance. On doit comprendre que, dans le circuit idéal de la figure 4, le transformateur 18 et l'amplificateur 20forment ensemble l'amplificateur 16 de la figure 3 et que l'impédan- ce Z de la tête de lecture 10 forme l'inductance L et la résistance rh de la figure 3, le réseau de rétroaction de la figure 3 ayant été omis à la figure 4. Dans le circuit de la figure 4, le transformateur 18 possède un rapport de spires d'élévation de N:1, autrement dit de N. L'amplificateur 20 constitue la source d'un composant de bruit de tension en et d'un composant de bruit de courant in comprenant le bruit de type 1/F. Le signal créé par la tête de lecture 10 est représenté par e et, donc, le rapport signal/bruit (S/B) peut être exprimé par e e z. Le composant inZ représente la tension de bruit n n causée par le bruit de courant i n passant au travers de l'impédance Z comme s'il n'y avait pas de transformateur 18 présent. Cependant, la présence du trans- formateur élévateur 18 ayant un rapport d'élévation de N fait que la tension de signal est vue dans le côté secondaire com- me ayant une valeur de Ne et le composant de tension résul- tant du bruit de courant in passant au travers de l'impédance Z réfléchi vers le secondaire comme ayant une valeur de N Zi. Cette dernière expression résulte du fait que l'impé- n dance Z, telle que vue du côté secondaire du transformateur 18, est accrue du carré du rapport de spires N. En conséquen- ce, le rapport signal/bruit exprimé plus haut peut être main- tenant exprimé par S/B Ne + NZZi e.1I ressort de n n n- + Ni Z N n cette expression que, lorsque le rapport de spires du trans- formateur 18 augmente, le rapport signal/bruit uniquement basé sur le bruit de tension en s'améliore; cependant, on comprendra également qu'une telle augmentation dans le rapport de spires provoque une augmentation correspondante de la ten- sion de bruit occasionnée par le bruit de courant in, ce qui décale le gain signal/bruit. Compte tenu de cette analyse et conformément à l'un des aspects de l'invention, les éléments du circuit actif de l'amplificateur 20 sont choisis de telle sorte qu'ils aient un bruit de courant in aussi faible que possible. Plus précisément, l'amplificateur actif 20 emploiera de préférence des transistors à effet de champ à jonction (JFET) qui ont des caractéristiques de bruit de courant par- ticulièrement faibles, ainsi qu'un amplificateur opération- nel à faible bruit. Selon un autre aspect de l'invention illustré dans le montage détaillé de la figure 5, qui sera décrit ci-après, le transformateur généralisé 18 de la figure 4 est constitué, de préférence, par un autotransformateur aux fins de réduire l'encombrement et d'économiser les matériaux, ainsi qu'en vue de fournir une connexion de basse et haute fréquences entre la tête de lecture 10 et le circuit d'amplification qui lui fait suite. Pour du courant continu ou presque, le primaire et le secondaire de l'autotransformateur deviennent des résis- tances réunies. Aux fréquences élevées pour lesquelles la ré- ponse d'un transformateur classique serait grandement détério- rée, l'autotransformateur a au moins un gain d'une unité. Si l'on se réfère maintenant au circuit de la Figure 5, on voit ive forme d'exécution détaillée et spécifique du pré- amplificateur intégrant selon l'invention et l'application des caractéristiques et principes des circuits équivalents idéalisés discutés plus haut. La tête de lecture 10 et le préamplificateur global 16 de la figure 5 correspondent exac- tement aux éléments portant les mêmes références à la figure 3. L'autotransformateur 18' de la figure 5 correspond généra- lement au transformateur 18 de la figure 4. En outre, les résistances R et R2 et les capacités C et C2 de la figure correspondent généralement à la résistance R et à la capa- citance C de la figure 3. Lorsqu 'une bande magnétique (non représentée) portant les signaux ECG d'un patient est déplacée rapidement au ni- veau de la tête de lecture 10, c'est-à-dire à une vitesse égale à 60 fois ou 120 fois la vitesse à laquelle l'enregis- trement a été fait, une tension de signal ECG e est induite dans les bobinages L de la tête de lecture et elle est con- duite à l'entrée inversante du préamplificateur 16 via le conducteur d'entrée 20. L'autre extrémité de la tête de lec- ture 10 est à la masse, tout comme l'entrée non inversante du préamplificateur 16. La tension de signal e est appliquée au primaire P du transformateur élévateur de tension 18' ayant un rapport de spires entre le primaire P et le secon- daire S, d'une part, et le primaire P, d'autre part, c'est- à-dire P + S: P, de 13:1 environ. La tension élevée du signal e est appliquée à l'entrée ou à la porte d'un transistor à effet de champ à jonction (JFET) 30 via une résistance 32 de compensation de décalage réunie au secondaire du transformateur S. Le JFET 30 est choisi pour sa caractéristique d'amplificateur à faible gain (c'est-à-dire, multiplié par 10-15) qui n'introduit qu'un très petit composant de bruit de courant (i n) dans le circuit. L'électrode source du JFET 30 est réunie à une alimentation 33 hautement régulée, non inversante négative, via une résis- tance d'équilibrage 34. La sortie de l'électrode drain duJlFE passe audelà de. la résistance de charge 38 et s'étend jusqu'à l'entrée non inversante d'un amplificateur opération- nel à faible bruit 36. Le JFET 30 est un amplificateur inversant. L'amplificateur opérationnel 36 reçoit des tensions d'alimentation positive et négative provenant de sources hautement régulée de tension positive et puissance négative, respectivement, 38 et 33. L'amplificateur opérationnel 36 a un facteur de gain s'étageant d'environ 30 000 pour le courant: continu à 60 pour une fréquence de 15 kHz. La sortie de l'amplificateur 36 se fait a la jonction 4È ou elle est étendue, via un conducteur 42, jusqu'à une ampli- fication supplémentaire et un circuit de traitement de signaux (non représenté), comme c'est le cas dans le traitement des signaux de type Holter. La sortie de l'amplificateur opérationnel 36, et-donc du préamplificateur 16, est également étendue, via un conduc- teur de rétr o action 44 au travers des résistances Ri et R2 et des capacitances C1 et C2' à la jonction d'addition de l'entrée inversante du préamplificateur 16. Les résistances Ri et R2 sont montées en série, R1 ayant une valeur-de 34,8 kohm et R2 ayant une résistance variable de 100 kohm. Une capacité 46 shunte les résistances en série R1 et R2 pour donner une stabilité à haute fréquence. Les capacités C et C sont montées en parallèle l'une par rapport à l'autre, et en série par rapport aux résistances Ri et R2. La capacitance C2 a une valeur de 13,7 nF et la capacitance C1 est choisie en fonction de l'inductance L et de la résistance rh de la tête 10, comme l'est le réglage de la résistance de R2, ce, de manière à satisfaire à la 1 R relation r C = L' avec C = C1 + C2 et R = R1 + R2. Une gran- de résistance 48 est également montée en parallèle avec les capacitances C1 et C2pour maUtriser le décalage en courant continu. Le réseau de rétroaction résistif et capacitif fait que le préamplificateur 16 est un préamplificateur intégrant tel que le signal de sortie sur le conducteur 42 subit un gain relativement constant sur la large de gamme de fréquences voulues et que le rapport signal/bruit est adéquat. Cette réponse est obtenue sans qu'il soit besoin d'utiliser des amplificateurs stabilisés multiples montés en cascade, suivis d'un réseau intégrant sélectivement variable. Selon un autre aspect de l'invention, il est prévu un circuit de rétablissementdelalic[ne zéro, désigné dans son il ensemble par 50, qui est réuni à une voie de rétroaction allant de la sortie 40 du préamplificateurl6 à l'électrode porte d'un second JFET 54. Le JFET 54 est également réuni à la masse au travers d'une résistance d'atténuation et de compensation de décalage 56. L'électrode source du JFET 54 est reliée à l'alimentation négative 33 via la partie res- tante de larésistance d'équilibrage 34 et la sortie de l'é- lectrode draini est reliée, par delà la résistance de char- ge 58, à l'entrée inversante de l'amplificateur opérationnel 36. A des fins d'équilibrage, on préfère que les résistances 38 et 58 soient identiques. Le circuit derétablissementdelaliqneé,ro 50 comprend un amplificateur 61 ayant une résistance en série 60 réunie à l'entrée inversante de ce dernier et à la sortie 40 du pré- amplificateur 16. L'entrée non inversante de l'amplificateur inversant 61 est mise à la masse au travers de la résistance 90. La sortie de l'amplificateur inversant 61 fournit une rétroaction vers la porte du JFET 54 du préamplificateur 16 via un atténuateur non-linéaire résistif, en cascade. L'at- ténuateur comprend, normalement, un premier atténuateur formé de résistances divisant la tension et désignées par 62 (274 kohm) et 63 (1 kohm), et un second atténuateur en cascade avec le premier et formé de résistances divisant la tension et désignées par 64 ( 274 kohm) et 56 (1 kohm), une- extrémité de la résistance 64 étant réunie à la jonction des résistances 62 et 63 et l'autre extrémité étant réunie à la porte du JFET 54. On a recours à un réseau de rétablissement de la liane O résistif plutôt qu'à un réseau plus classique de rétablissement intégrant, du fait que, dans le cas présent, le préamplifi- cateur 16 est déjà un préamplificateur intégrant. Pour des décalages ou déviations de signaux de faibles vitesseetampli- tude de la ligne zéro, l'inverseur 61 inverse la sortie du préamplificateur et réinjecte en rétroaction une partie atté- nuée fortement de cette sortie à la porte du JFET 54 (inver- sante), dont la sortie est réunie à l'entrée inversante de l'amplificateur opérationnel 36. On obtient ainsi le signal de correction normalement requis. Cependant, le réseau 50 comprend également un réseau interrupteur polarisé pour rétablir plus rapidement la ligne zéro pour des décalages de grande échelle, habituellement rapides, excédant quelques tensions de seuil. Plus particu- lièrement, la sortie de l'amplificateur inversant 61 s'étend jusqu'à un pont à diodes formé des diodes D1, D, D-3 et D lequel pont est enjambé par une diode Zener Z. La valeur de la diode Zener est choisie aux alentours de 3,5 volts, de telle sorte que la conduction se fait au travers d'un couple approprié de deux des diodes D1-D4, la diode Zener Z et la jonction base-émetteur de l'un ou de l'autre de deux transis- tors complémentairesà faible fuite 66 et 67, lorsque la ten- sion de l'inverseur excède - 5 volts. Les émetteurs des tran- sistors 66 et 67 sont également réunis à ume résistance de récupération de fuite 65 dont l'autre extrémité est à la masse. Lorsque l'un ou l'autre des transistors66 et 67 conduit, * son circuit de base fournit du courant à une jonction d'addi- tion à l'entrée inversante de l'amplificateur inversant 61 de. manière à pincer la sortie 42 de l'amplificateur 61 tout affichage ou déchiffrage analogue demeurant ainsi à l'échelle. Il y a également une capacité compensatrice 68 et une résis- tance de gain 69 montées en parallèle et s'étendant de la sortie de l'inverseur 61 à la jonction d'addition à son entrée inversante, d'une manière connue en soi. Il est également important de noter que la conduction de l'un ou l'autre des transistors 66 ou 67 sert, via son cir- cuit collecteur-émetteur, à court-circuiter efficacement la grande résistance 62 (274 kohm) du premier atténuateur, de sorte que seul demeure le second atténuateur des résis- tances 64 et 56. Dans un tel cas, au lieu d'être égal à seu- lement (274)2 fois la sortie de l'amplificateur, le signal (274 1 de -rétablissement en réactionlest de 74.fois, ce qui rétablit beaucoup plus rapidement la ligne zéro. De cette manière, l'atténuateuriésistif est dit "non-linéaire", ayant une valeur d'atténuation pour les sorties comprises dans la gam- me seuil de - 5 V du réseau interrupteur polarisé, et une autre valeur pour les sorties à l'extérieur de cette gamme. On comprendra également que l'amplificateur d'inversion 61 fou rni t encore un nouveau gain au préamplificateur 16, dont la sortie apparaît finalement en 42. Un réseau stabilisateur formé d'une capacité 70 en série avec une résistance 72, toutes deux réunies d'un côté à l'au- I tre des entrées de l'amplificateur opérationnel 36, sert à empêcher l'oscillation du préamplificateur 16 aux hautes fréquences. Pour obtenir une réponse plate de l'autotransformateur 18, une résistance 78 et une capacité 74, montées en série, shuntent le secondaire du transformateur S. La résistance 78 termine le secondaire S du transformateur pour les valeurs supérieures à environ 700 Hz, telles que déterminées par la capacité 74. La capacité 76, en dérivation avec la résis- tance 78, by-passe le transformateur aux hautes fréquences pour conserver sa stabilité au système. Il est bien entendu que les formes d'exécution décrites et représentées ne l'ont été qu'à titre d'exemples non limita- tifs et que diverses variantes et modifications peuvent y être apportées par l'homme de l'art, sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS - Préamplificateur 16 pour petits signaux créés dans une tête de lecture inductrice 10 par le mouvement relatif en- tre la tête de lecture 10 et un milieu d'enregistrement magné- tique porteur de signaux, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens amplificateurs 16 présentant une entrée et une sortie, des moyens de prolongation du petit signal depuis la tête de lecture jusqu'à l'entrée desdits moyens amplificateurs, et des moyens rétroagissants C, R réunis entre ladite sortie et ladi- te entrée desdits moyens amplificateurs 16 pour fournir la contre-réaction d'une partie du signal appliqué à ladite en- trée, lesdits moyens rétroagissants C, R étant opérationnels pour fournir à ladite sortie des moyens amplificateurs 16 l'in- téqrale du signal, dans la tete de lecture 10. 2 - Préamplificateur selon la revendication 1, caractéri- sé en ce que lesdits moyens rétroaqissants comprennent une im- pédance de réaction Z2, ladite tête de lecture 10 comprenant une inductance L et une résistance rh formant au moins partie d'une impédance d'entrée Z1 auxdits moyens amplificateurs 16, et lesdites impédance de réaction Z2 et impédance d'entrée Z1 étant opérationnelles pour intégrer la tension créée dans la tête de lecture 10 sur une bande large de fréquence. 3 - Préamplificateur selon la revendication 2, caractéri- sé en ce que la bande large de fréquence va d'environ 1,8Hz à environ 16kHz. 4 - Préamplificateur selon la revendication 1, caractéri- sé en ce que lesdits moyens rétroagissants comprennent une im- pédance de réaction Z2,ladite tête de lecture 10 comprenant une inductance L et une résistance rh formant au moins partie d'une impédance d'entrée Z auxdits moyens amplificateurs 16, et lesdites impédance de réaction Z2 et impédance d'entrée Z étant établies de telle sorte que la sortie desdits moyens am- plificateurs 16 soit l'intégrale de la tension créée dans la tête de lecture 10 sur une large bande de fréquence. 5 - Préamplificateur selon la revendication 2, caractéri- se en ce que les moyens amplificateurs 16 comprennent un auto- transformateur 18' 6 - Préamplificateur selon la revendication 5, caractéri- sé en ce que les moyens amplificateurs 16 comprennent, en ou- 4O tre, des moyens amplificateurs actifs 20 dont l'entrée est re- liée opérativement au secondaire S dudit autotransformateur 183 7 - Préamplificateur selon la revendication 6, caractéri- sé en ce que l'autotransformateur 18' est un transformateur élevateur de tension. 8 - Préamplificateur selon la revendication 5, caractéri- sé en ce que lesdits moyens amplificateurs 16 comprennent en outre un transistor à effet de champ à jonction 30 dont l'élec- trode porte est opérativement réunie au secondaire S dudit au- totransformateur 18', réduisant ainsi le bruit de courant dans ledit circuit. 9 - Préamplificateur selon la revendication 4, caractéri- sé en ce que l'impédance de réaction Z2 comprend une capacitan- ce C et une résistance R. - Préamplificateur selon la revendication 9, caractéri- sé en ce que rhC est approximativement égal à L, rh étant la R résistance interne en ohms de la tête de lecture, C la capaci- tance en microfarads dans lesdits moyens rétroagissants, L l'in- ductance en henrys de la tête de lecture et R la résistance en ohms dans lesdits moyens rétroagissants. 11 - Préamplificateur selon la revendication 1, caractéri- sé en ce que le milieu d'enregistrement magnétique est une ban- de magnétique. 12 - Préamplificateur selon la revendication 1, caractéri- sé en ce qu'il comprend, en outre, des moyens de rétablissement de la ligne zéro 50 réunis opérativement, en relation de contre- réaction, avec lesdits moyens amplificateurs 16, lesdits moyens de rétablissement de la ligne zéro 50 comprenant un atténuateur résistif non-linéaire 62-64. 13 - Préamplificateur selon la revendication 12, caracté- risé en ce que l'atténuateur résistif non-linéaire est formé d'une série d'étages de résistance atténuatrices 62-64 montées en cascade et de moyens interrupteurs polarisés D1-D4, Z réunis à l'un au moins ds étages de résistances atténuatrices 62-64 pour bypasser efficacement au moins cet étage de résistances atténuatrices de ladite série, en fonction de l'amplitude du signal de sortie desdits moyens amplificateurs. 14 - Préamplificateur selon la revendication 13, caract- risé en ce que lesdits moyens interrupteurs polarisés D1-D,Z comprennent des moyens interrupteurs semi-conducteurs à-seuil D1-D,, sensibles à la tension du signal apparaissant à la sor- 1 4 tie desdits moyens amplificateurs lorsqu'elle excède une valeur de seuil de tension particulière pour court-circuiter efficace- ment au moins cet étage de résistances atténuatrices. - Préamplificateur selon la revendication 14, caracté- risé en ce que lesdits moyens interrupteurs semi-conducteurs à seuil D1-D4,Z comprennent un pont à diodes D1-D4 réuni opérati- vement à ladite sortie des moyens amplificateurs, une diode Zener Z enjambant ledit pont et une paire complémentaire de transistors réunis opérativement à ce pont 66,67, les circuits émetteurs-collecteurs desdits transistors 66,67 étant montés en série avec ledit pont D1,D4, et chacun desdits circuits émetteurs-collecteurs de transistor 66,67 étant réuni en paral- lèle avec l'un au moins des étages de résistance d'atténuation 62-64, à des fins de conduction, lorsque ledit seuil de tension particulier est dépassé. 16 - Préamplificateur selon la revendication 6, caractéri- sé en ce qu'il comporte, en outre, des moyens de rétablissement de la ligne zéro 50 réunis opérativement, en relation de contre- réaction, avec lesdits moyens amplificateurs actifs 16, lesdits moyens de rétablissement de la ligne zérà comprenant un atténu- ateur résistif.non-linéaire 62-64. 17 - Préamplificateur selon la revendication 1, caractéri- sé en ce qu'il comprend des moyens de pincement pour survoltage réunis opérativement à la sortie desdits moyens amplificateurs 16, lesdits moyens de pincement pour survoltage comprenant un amplificateur inversant 61 réuni opérativement à la sortie des- dits moyens amplificateurs 16, des seconds moyens de contre-ré- action 68,69 réunis depuis la sortie vers la jonction d'addi- tion inversante dudit amplificateur inversant 61 et desdits moyens interrupteurs polarisés D1-D4,Z réunis opérativement à la sortie de l'amplificateur inversant 61 et en dérivation par rapport auxdits seconds moyens de contre-réaction 68,69 pour bypasser efficacement lesdits moyens de contre-réaction 68,69 lorsque la tension du signal apparaissant à la sortie dudit amplificateur inversant 61 excède une valeur de seuil particu- lière, réduisant ainsi le gain supplémentaire dudit amplifica- teur inversant 61. 18 - Préamplificateur selon la revendication 17, caracté- risé en ce que lesdits moyens interrupteurs polarisés compren- nent un pont à diodes D1-D4 réuni opérativement à la sortie 19 quesjaAUT JnaeDTjofIdLe qipnp eaues$eAUT uoq4!ppe,p uoTqouoC eI quamaATleado saTu nai Ruera sJoissueVq sTpsap saAiTDadsa sasuq saI a ' >-li quod FIpai DoAe aLxaes ua sTuna,2 que2 L9'99 s2oOsTsue=g sITpsap saseq-sanaqaiul sfnoDJTD seI 'euod!pne quawaA!qeado sTun -9J ú9'99 s.os!sueT a aaP eOruaUelidUoo aJTed aun qa 'euod FTp --ai;uequefCua z auaz apoip aun 'gueSjaAUT anaTeaT; TTdue qTpnP LT OZS09Z