FR 2114010 A1 19720630 FR 7141011 A 19711116 7141011 1 2114010 Dans la diffusion d'émissions stéréophoniques multiplex compatibles, le signal stéréophonique composite d'une station émettrice comprend un signal somme représentant l'addition des informations sonores des canaux gauche et droit (L + R) et un 5 signal différence des mêmes informations (L - R) modulé en amplitude sur une sous-porteuse supprimée, ainsi qu'un signal pilote en ondes entretenues dont la fréquence est actuellement de 19 kHz. Les signaux L + R sont compris entre 0 et 15 kHz et les signaux L - R sont compris entre 23 et 53 kHz, ces derniers étant 10 représentés par les bandes latérales d'une sous-porteuse supprimée à 3B kHz. Certaines stations diffusent en outre un canal musical d'arrière-plan qui s'étend sur environ 7 kHz de part et d'autre d'une sous-porteuse à 67 kHz. Ce canal musical d'arrière-plan est généralement appelé signal à diffusion restreinte et, comme son 15 nom l'indique, n'est pas reproduit par les récepteurs ordinaires. En général, le signal pilote à 19 kHz est utilisé par le récepteur pour dériver une sois-porteuse à 38 kHz qu'utilise un circuit de démodulation restituant les informations audibles des canaux stéréophoniques gauche et droit. Les récepteurs ordinaires 20 n'étant pas autorisés à recevoir les transmissions "à diffusion restreinte", il est indispensable de les équiper de filtres ou d'autres moyens de réjection dBS signaux correspondants. Etant donné que de nombreux récepteurs produisent des signaux à 57 et 75 kHz dans le processus de régénération, signaux qui bb mélangent 25 aux composantes du signal à diffusion restreinte st produisent des interférences audibles, il est nécessaire de les équiper de circuits spéciaux de filtrage des signaux à diffusion restreinte, ce qui a l'inconvénient d'augmenter le prix de revient des récepteurs» Il existe d'autres applications dans lesquelles il serait 30 avantageux de disposer de circuits multiplicateurs de fréquence facilement adaptables à la technologie des circuits intégrés pour produire des harmoniques pairs ou impairs d'une fréquence fondamentale avec un nombre minimal de circuits accordés. La présente invention a pour objet général un circuit 35 multiplicateur de fréquence perfectionné particulièrement destiné aux circuits démodulateurs pour transmission stéréophonique multiplex. Un tel circuit démodulateur n'utilise aucun doubleur de la fréquence du signal pilote. 7141011 2 2114010 La présente invention a donc pour objet un circuit multiplicateur de fréquence dont l'entrée est multipliée par un signal de commutation de fréquence donnéepour produire des signaux intermédiaires qui sont ensuite multipliés dans,un circuit de condi-5 tionnement recevant un signal de commutation à la même fréquence que le premier, mais avec une phase différente» pour produire un signal de sortie multiplié. Selon une caractéristique essentielle de l'invention, un signal d'entrée est appliqué à une première porte de temps pour être aiguillé vers au moins une sortie 10 sous contrôle d'un signal de commutation de fréquence prédéterminée. La sortie de la première porte est appliquée à l'entrée d'une seconde porte de temps pour être aiguillée vers au moins une sortie sous contrôle d'un autre signal de commutation dont la fréquence est la même que celle du signal de commutation de la première porte, 15 mais avec une phase différente. Dans une application particulière, le signal d'entrée peut être un signal stéréophonique composite, les première et seconde portes de temps ayant chacune deux sorties vers lesquelles le signal d'entrée est alternativement aiguillé. La première sortie de la 20 première porte est reliée à l'entrée de la seconde porte dont la seconde sortie est reliée à l'entrée d'une troisième porte de temps ayant également une entrée et deux sorties. Les signaux démodulés des canaux sonores gauche et droit sont obtenus en commandant les seconde et troisième portes au moyen de signaux de commutation 25 en quadrature de phase avec le signal de commutation qui commande la première porte. Le premier canal sonore du signal stéréophonique démodulé est obtenu par combinaison de l'une des sorties de chacune des seconde et troisième portes, et l'autre canal sonore est obtenu par combinaison de l'autre sortie de chacune des seconde et troisième 30 portes. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressor-tiront de la description détaillée qui suit et des dessins sur lesquels s La figure 1 est un schéma synoptique d'ensemble d'une forme 35 préférée de l'invention. La figure 2 représente les formes d'onde qui permettent d'expliquer le fonctionnement du circuit de la figure 1. 7141011 3 2114010 La figure 3 est un schéma synoptique d'unB autre forme de 1*invention. Les figures représentent un récepteur stéréophonique multiplex dont le circuit démodulateur peut avantageusement Stre réalisé par 5 la technologie des circuits intégrés. Un circuit récepteur 11 reçoit par une antenne 10 une onds porteuse modulée en fréquence qui contient le signal somme des canaux sonores gauche et droit (L + R) le signal différence des canaux sonores gauche et droit (L - R) modulés en amplitude sur une sous-porteuse supprimée, et un signal 10 pilote dont la fréquence est la moitié de celle de la sous-porteuse. Le circuit 11 représente schématiquement les circuits classiques de l'amplificateur HF, du convertisseur, de l'amplificateur FI et du limiteur. La sortie du circuit récepteur 11 est appliquée à un détecteur MF 12 et à un préampJif icateur 13 dans lesquels le signal 15 composite est respectivement détecté et amplifié. Les signaux stéréophoniques reçus détectés et amplifiés sont appliqués à un circuit séparateur 14 qui restitue le signal à 19 kHz et comprend en général un circuit oscillant accordé à 19 kHz. Le circuit séparateur 14 fournit deux sorties à 19 kHz en opposition 20 de phase sur deux lignes 15 et 16. Ainsi, lorsque le signal de la ligne 15 est positif, le signal de la ligne 16 est négatif, et vice versa. Le signal à 19 kHz de l'une ou l'autre des lignes 15 et 16 est illustré par la forme d'onde A sur la diagramme de la figure 2. 25 Dans la suite de la description du circuit de la figure 1, on désignera les formes d'onde qui apparaissent sur différentes lignes ou bornes du circuit de la figure 1 par la même lettre de référence que celle qui est utilisée sur le diagramme de la figure 2. Le signal de la ligne 15 est ainsi identifié par la lettre A sur les 30 figures 1 et 2. Au lieu d'utiliser un doubleur de fréquence classique pour restituer la sous-porteuse supprimée à 38 kHz, le circuit de l'invention applique les signaux des lignes 15 et 16 du circuit séparateur 14 à un déphaseur 23 qui introduit un déphasage de 902 35 dans chacun des signaux du circuit séparateur 14. Ces signaux en quadrature apparaissent sur les deux lignes de sortie du circuit 23 et sont représentés par la forme d'onde ti sur la figure 2. 7141011 4 2114010 Les signaux composites, y compris l'onde à sous-poiteuse supprimée modulée en amplitude, sont appliqués de la sortie du préamplificateur 13 à la base d'un premier transistor démodulateur 18 de type NPN et sont représentés par la forme d'onde C à 38 kHz 5 de la figure 2. L'émetteur du transistor 18 est mis à la masse à travers une résistance et son collecteur est relié en commun aux émetteurs d'une paire de transistors NPN 19 et 10 qui constituent ensemble une première porte synchrone du circuit démodulateur 17. Les signaux stéréophoniques d'entrée apparaissant sur le collecteur 10 du transistor 18 sont ainsi appliqués en même temps aux émetteurs des transistors de commutation 19 et 20. Les bases de ces transistors reçoivent des signaux de commutation des lignes respectives 15 et 16, c'est-à-dire qu'ils sont rendus conducteurs par les alternances successives du signal à 19 kHz. 15 A titre illustratif, on supposera que le transistor 19 est conducteur pendant les alternances positives de la forme d'onde A •(figure 2) et que le transistor 20 est conducteur pendant ses alternances négatives. Ainâ, pendant que le transistor 19 est conducteur, le signal stéréophonique qui est disponible au point de 20 jonction des émetteurs des transistors 19 et 20 est transmis au collecteur du, transistor 19 et constitue la forme d'onde D de la figure 2. On remarque en examinant les formes d'onde C et D de la figure 2 que les signaux de la forme d'onde D qui apparaissent sur le collecteur du transistor 19, contiennent la totalité des alter-25 nances impaires de l'information sonore gauche et droite. De la même manière, pendant les alternances du signalé 19 kHz qui rendent conducteur le transistor 20, la totalité des alternances paires de l'information sonore gauche et droite est disponible sur son collecteur et constitue la forme d'onde E. 30 Ces signaux sont tansmis des collecteurs des transistors 19 et 20 respectivement à une seconde et à une troisième portes synchrones comprenant l'une les transistors 21 et 22 et l'autre les transistors 23 et 24. Les émetteurs des transistors21 et 22 sont reliés en commun au collecteur du transistor 19 pour recevoir les 35 signaux D, alors que les émetteurs des transistors 23 et 24 sont reliés en commun au collecteur dit- transistor 20 pour recevoir les signaux E. 7141011 5 2114010 Les deux portes synchrones que forment les transistors 21 à 24 fonctionnent de la mSme manière que la première porte synchrone formée des transistors 19 et 20, mais elles sont commandées par des signaux de commutation à 19 kHz qui sont en quadrature de phase 5 avec les signaux de commutation à 19 kHz que reçoivent les bases des transistors 19 et 20. Les signaux de commutation en quadrature de phase comprennent des alternances d'une première polarité qui rendent simultanément conducteurs les transistors 21 et 24, et des alternances d'une seconde polarité qui rendent simultanément 10 conducteurs les transistors 22 et 23. Pour les formes d'onde A et B qui sont représentées sur la figure 2, les alternances positives de la forme d'onde B rendent conducteurs les transistors 22 et 23, alors que les alternances négativeB de la forme d'onde B rendent conducteurs les transistors 21 et 24. Du fait que les 15 signaux de commutation qui commandent les seconde et troisième portes synchrones sont en quadrature de phase avec les signaux de commutation qui commandent la première porte synchrone, les signaux qui apparaissent sur le collecteur du transistor 21 ne contiennent plus que les alternances impaires de l'information 20 sonore gauche, comme irdLqué par la forme d'onde F. De même, les signaux qui apparaissent sur le (Dllecteur du transistor 23 ne contiennent que les alternances paires de l'information gauche, comme indiqué par la forme d'onde G, les alternances impaires de l'information droite apparaissant sur le collecteur du transistor 25 22 et les alternances paires de l'information droite apparaissant sur le collecteur des transistors 24, ces signaux étant respectivement représentés par les formes d'onde H et I. L'information sonore gauche est ensuite restituée en totalité par l'interconnexion des collecteurs des transistors 21 st 23 qui 30 fournit toutes les alternances impaires et paires, comme indiqué sur la forme d'onde J, à un amplificateur 40 de fréquences acoustiques gauches dont la sortie est reproduite par un haut-parleur 41. De même, les signaux des collecteurs des transistors 22 et 24 sont rassemblés pour restituer la totalité des alternances impaires et 35 paires de l'information sonore droite, comme indiqué par la forme d'onde K, à un amplificateur de fréquences acoustiques droites 50 dont la sortie est reproduite par un haut-parleur 51. 7141011 6 2114010 Le déclenchement synchrone des trois portes formées par les transistors 19 et 20, 21 et 22 et 23 et 24 assure la démodulation complète des informations stéréophoniques gauche et droite sans nécessiter le signal classique à 38 kHz fourni par un circuit 5 doubleur de fréquence. Le déclenchement synchrone de portes symétriques par des signaux à 19 kHz en quadrature de phase n'engendre aucun harmonique, ce qui permet de se passer des filtres supplémentaires que l'on emploie généralement pour la réjection du signal à diffusion restreinte. L'échantillonnage à 38 kHz est en 10 fait réalisé par un double échantillonnage à 19 kHz. Le circuit décrit jusqu'ici fournit des signaux qui sont affectés d'une diaphonie connue en plus de l'information stéréophonique désirée issue du signal radiodiffusé'. Pour éliminer ou réduire sensiblement cette diaphonie, on utilise un second démo-15 dulateur 26 identique au démodulateur 17. Un second transistor d'entrée 25 de type NPN fournit des signaux d'entrée de phase opposée à une première porte synchrone comprenant deux transistors NPN 27 et 28 qui sont alternativement déclenchés par le signal à 19 kHz des lignes 15 et 16. 20 Les sorties des transistors 27 et 2B qui ont des amplitudes réduites et des phases opposées à celles des sorties des transistors 19 et 20, sont appliquées aux entrées d'une seconde et d'une troisième portes synchrones comprenant respectivement des paires de transistors 29, 30 et 31, 32. Les transistors 29 à 32 ont un 25 fonctionnement analogue à celui des transistors 21 à 24 et produisent des signaux de sortie démodulés de phases opposées et d'amplitude réduite de façon à éliminer la diaphonie. Pour obtenir ces signaux de sortie d'amplitude réduite du démodulateur 26, les signaux d'entrée de ce dernier doivent Stre 30 sensiblement affaiblis par rapport aux signaux d'entrée du démodulateur 17. Les signaux d'entrée prélevés sur l'émetteur du transistor 18 sont appliqués à l'émetteur du transistor 25 à travers une résistance atténuatrice. La valeur de la résistance 35 qui coopère avec les résistances d'émetteur des transistors 18 et 35 25, est calculée pour produire un affaiblissement rendant les signaux primaires des collecteurs des transistors 29, 30, 31 et 32 exactement égaux à l'amplitude des composantes de diaphonie qui 7141011 7 2114010 affecte les signaux de sortie des transistors de commutation 21, 22, 23 et 24 du démodulateur 17. Bien que dans le circuit de la figure 1, la résistance 35 soit connectée dans un réseau §n TT , an peut également utiliser un réseau en T, auquel cas la résistance 35 est 5 formée de deux résistances dont la jonction est mise à la masse par une résistance commune. Bien que les transistors de commutation 29 à 32 du démodulateur 26 soient déclenchés en même temps que les transistors 21 à 24, comme décrit plus haut, on notera que les connexions de sortiB 10 des transistors du démodulateur 26 sont inverses de celles du démodulateur 17. Ainsi, lorsque le transistor 21 est par exemple conducteur pour fournir le signal L désiré à l'amplificateur 40, en même temps qu'une composante de diaphonie relativement faible du signal R, le transistor 29 conduit également et fournit un 15 signal L affaibli plus une composante de diaphonie R beaucoup plus faible à l'amplificateur 50. Le signal L affaibli est en apposition de phase avec la composante de diaphonie L que reçoit l'amplificateur droit 50 du transistor 24, de sortie que le signal du transistor 29 se retranche du signal du transistor 24 dans l'amplifi-20 cateur 50. L'amplitude de la composante L affaiblie que fournit le transistor 29 doit être exactement égale à l'amplitude de la composante de diaphonie L que contient la sortie du transistor 24 lorsqu'elle est transmise à l'amplificateur 50. On peut raisonner de la même manière pour le rôle des 25 transistors 30, 31 et 32 du démodulateur 26 vis-à-vis des autres transistors du démodulateur 17. Le démodulateur 26 fournit ainsi des signaux affaiblis en apposition de phase pour supprimer les composantes de diaphonie que contiennent les signaux de sortie du démodulateur 17. Les composantes dB diaphonie affaiblies présentes 30 dans les sorties du démodulateur 26 se retranchent évidemment des signaux utiles du démodulateur 17, mais à cause du fart affaiblissement qu'introduit la résistance 35 avant l'émetteur du transistor 25, cette réduction des sorties utiles est tellement faible qu'il est impossible de la déceler dans le son que reproduisent les 35 haut-parleurs 41 et 51. Outre son rôle.dans la suppression de la diaphonie, le démodulateur 26 "bouche les trous" entre les sorties du démodulateur 7141011 ° 2114010 17 pour maintenir à un niveau continu constant le point de fonctionnement des amplificateurs 40 et 50. Cette constance du point de fonctionnement du circuit permet de passer des filtres classiques qui sont généralement nécessaires pour éliminer les composantes à 5 3B kHz et leurs harmoniques des signaux d'entrée des amplificateurs 40 et 50. Le fonctionnement symétrique et équilibré du circuit démodulateur facilite également la suppression des filtres séparés de réjection du signal à diffusion restreinte. Le circuit démodulateur de la figure 1 est plus particuliè-10 reœent destiné à être réalisé dans un circuit intégré où le nombre de transistors importe peu. L'élimination du 'circuit accordé qui est normalement associé au doubleur de fréquence à 38 kHz et du filtre de réjection du signal à diffusion restreinte permet de réaliser la majeure partie d'un récepteur stéréophonique sous la forme d'une 15 seule plaquette à circuit intégré associée à un minimum de composants externes. Bien que la description précédente concerne plus particulièrement un circuit qui. assure la démodulation et le doublage simultanés du signal pilote à 19 kHz, la même technique de multiplication 20 de fréquence peut également servir à produire directement un signal de référence de sous-porteuse à 38 kHz utilisable par un circuit démodulateur séparé de conception classique. Un tel circuit est illustré par le schéma synoptique de la figure 3 sur laquelle une source alternative 60 fournit une fréquence de référence de base 25 qui est multipliée par le reste du circuit. Les signaux dérivés de la source 60 peuvent ensuite constituer un signal de commutation du type utilisé pour la commande des transistors 19 et 20 de la première porte synchrone de la figure 1. Une porte synchrone similaire 61 est représentée schématiquement 30 sur la figure 3 car son circuit est sensiblement identique à celui des trois portes synchrones de la figure 1. La porte synchrone 61 constitue donc un circuit de commutation différentielle dont l'entrée commune est reliée à la masse à travers une source 62 de signal d'entrée. 35 Dans le cas où le circuit de la figure 3 est utilisé pour multiplier la fréquence de base de la source 60, la source 62 peut être une source de courant continu constant. Dans sa forme plus 7141011 9 2114010 simple, la source 62 peut comprendre une résistance connectée entre l'entrée de la porte 61 et la masse, étant entendu que le reste du circuit 61 est comparable aux portes synchrones de la figure 1. 5 Pour prendre un exemple précis, on supposera que le circuit 62 est une source de courant continu constant. Dans ces conditions, le signal d'entrée de la porte 61 est un courant constant qui est aiguillé tour à tour vers chacune de ses lignes de sortie 62 et 63 au rythme des alternances du signal de commutation de la source 60. 10 Les signaux obtenus sur les lignes 62 et 63 constituent les signaux d'entrée d'une seconde porte 65 et d'une troisième porte 66 qui sont du même type que la porte 61. Les signaux de commutation des portes 65 et 66 sont dérivés de la sortie cte la source de signal 60 après passage dans un circuit 15 déphaseur 67 qui fournit des signaux à la même fréquence que les signaux de commutation de la porte 61, mais avec une phase différente. Le circuit 67 introduit un déphasage de 902 Bt les sorties des portes 65 et 66 sont interconnectées de la même manière que les sorties des portes 21, 22 et 23, 24 de la figure 1, de façon à 20 fournir aux bornes de sortie 68 et 69 un signal de référence à 38 kHz avec des phases opposées. Ce signal de référence peut ensuite servir de sous-porteuse à 38 kHz reconstituée dans un démodulateur stéréophonique classique. Le circuit de la figure 3 a cependant d'autres usages que le 25 doublage de fréquence. En faisant varier le déphasage qu'introduit 1b circuit 67, on pBut obtenir différents harmoniques de la fréquence de base de la source 60 à la sortie des portes 65 et 6â«.Pour un déclenchement symétrique des portes 65 et 66 par rapport au déclenchement de la porte 61, les sorties 68 et 69 représentent des 30 harmoniques impairs du signal de fréquence de la source 60r Pour un déclenchement non symétrique du type décrit ci-dessua dans lequel le circuit 67 introduit un déphasage de 90*, les sorties 60 et 69 fournissent des harmoniques pairs. Les harmoniques obtenus peuvent être modifiés par d'autres 35 étages de portes synchrones reliés en cascade aux sorties des portes 65 et 66 de la même manière que les sorties 62 et 63 de la porte 61 fournissent les signaux d'entrée des portes 65 et 66. 7141011 2114010 Il va de soi que dans ce cas, on n'interconnecte pas les sorties des partes 65 et 66, mais on les relie individuellement à différentes partes synchrones en cascade. On remarquera qu'il n'est pas non plus nécessaire d'utiliser les deux sorties de chacune des portes. Dans certaines applications on peut prendre une seule sortie d'une ou plusieurs portes pour alimater en cascade d'autres portes ou pour fournir là sortie du système. Le nombre d'étages connectés en cascade n'est déterminé que par le choix de l'harmonique du signal de déclenchement que doit fournir le système. On peut obtenir n'imparte quel harmonique du signal de déclenchement en connectant en cascade un nombre suffisant de portes commandées par des signaux de déclenchement de phases convenables. On notera également que si la source 62 fournit un signal alternatif, le circuit de la figure 3 peut servir de modulateur, la fréquence du signal de la source 60 déterminant la fréquence de modulation de la source alternative 62. Il va de soi que la description qui précède n'est pas limitative et que l'on pourra y apporter toutes variantes ou modifications entrant dans le cadrB et dans l'esprit de l'invention 7141011 2114010 Revendications 1. Lircuit multiplicateur de fréquence caractérisé en ce qu'il comprend une première porte synchrone recevant un signal d'entrée et fournissant au moins une sortie, ladite porte étant 5 commandée par un premier signal de commutation de fréquence prédéterminée pour laisser passer le signal d'entrée vers sa sortie pendant une alternance sur deux du signal de commutation % une seconde porte synchrone dont l'entrée est reliée à la sortie de la première porte synchrone, ladite seconde porte ayant au moins 10 une sortie et étant commandée par un second signal de commutation de même fréquence que le premier, mais avec une phase différente, pour laisser passer les signaux de l'entrée à la sortie de la seconde porte pendant une alternance sur deux du second signal de commutation. 15 2. Circuit multiplicateur selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il comprend une troisième porte synchrone ayant une entrée et deux sorties et en ce que les première et seconde portes synchrones ont également deux sorties, la première sortie de la première porte étant reliée à l'entrée de la seconde porte et la seconde sortie 20 de la première porte étant reliée à l'entrée de la troisième porte, le second signal de commutation étant appliqué en même temps aux seconde et troisième portes pour laisser passer sélectivement leurs signaux d'entrée vers leurs sorties au cours des alternances successives' du second signai de commutation, la première pçjrte étant 25 commandée par le premier signal de commutation de façon à laisser passer son signal d'entrée alternativement vers sa première sortie et vers sa seconde sortie au cours des alternances successives du premier signal de commutation. 3. Circuit multiplicateur selon la revendication 2 caractérisé 30 en ce que le second signal de commutation est obtenu par application du premier signal de commutation à un circuit déphaseur. 4. Circuit^nodulateur pour un récepteur radioélectrique de signaux stéréophoniques multiplex composites comprenant une porteuse modulée en fréquence par un signal somme dB deux fréquences sonores, 35 un signal différence des mêmes fréquences sonores modulant en amplitude une sous-porteuse supprimée, et un signal pilote en ondes entretenues dont la fréquence est une sous-harmonique de celle de la 7141011 . 12 2114010 sous-porteuse, le circuit démodulateur fournissant une paire de signaux à fréquences acoustiques et étant caractérisé en ce qu'il comprend une première porte synchrone dont l'entrée reçoit au moins les composantes de sous-porteuse du signal composite, ladite 5 porte ayant deux sorties ; un premier circuit détectant la composante de signal pilote du signal composite pour commuter les signaux d'entrée de la première porte entre sa première et sa seconde sorties au cours des alternances successives de la fréquence du signal pilote f uns seconde et une troisième portes synchrones dont les entrée sont 10 respectivement fournies par les première et seconde sorties de la première porte synchrone, les seconde et troisième portes synchrones ayant chacune deux sorties | un second circuit appliquant un signal de commutation à la fréquence du signal pilote aux seconde et troisième portes synchrones pour laisser passer alternativement leurs 15 signaux d'entrée vers leurs première et seconde sorties au cours des alternances successives du signal de commutation qui est en quadrature de phase avec le signal de commutation de la première porte synchrone | les sorties des seconde et troisième partes étant combinées de manière à fournir les deux signaux à fréquences acaus-20 tiques sensiblement séparés l'un de l'autre* 5. Circuit démodulateur selon la revendication 4 caractérisé en ce que le signal de commutation des seconde et troisièmes portes synchrones est fourni par le troisième circuit qui déphasé la sortie du premier circuit. 2S 6.Circuit démodulateur selon la revendication 5 caractérisé en ce que le troisième circuit déphase la sortie du premier circuit de 90* pour fournir les seconds signaux de commutation.