FR 2118090 A1 19720728 FR 7144971 A 19711209 1 ' 2118090 La présente invention concerne l'analyse ds signaux et un aspect plus particulier de celle-ci, la détection de signaux composés de plusieurs fréquences vocales ou signaux multifréquances. Dans la signalisation par multifréquences, deux fréquences ou plus sont 5 transmises simultanément sur un canal vocal, généralement une ligne téléphonique, comprenant une fréquence d'une série A et une fréquence d'une série B. Les téléphones à numérotation par multifréquences à boutons poussoirs et les sytèmes de transmission de données utilisent la transmission de signaux multifréquences sur des éléments de transmision de qualité téléphonique. 10 Le type de système à multifréquences considéré dans cette réalisation consiste dans la transmission simultanée de deux fréquences, chacune d'une série de quatre fréquences. Les séries de fréquences concernées sont identifiées A-1{ 697 hertz, A-2,770 hertzj A-3, 052 hertz? A-4, 941 hertzj B-1, 1209 hertzj B-2, 1336 hertzj B-3, 1477 hertz et B-4, 1633 hertz. Le signal composé à deux 15 fréquences permet 16 combinaisons de codes possibles de l'une de chaque série en même temps. Un problème lors de la réception d'un tel signal composé contenant deux fréquences A-m, B-n, (dans lesquelles m et n * 1, 2, 3 ou 4 respectivement) consista à déterminer laquelle des fréquences dans chaque série a été transmi- > 20 se. La méthode utilisée par l'industrie téléphonique consiste à utiliser un circuit accordé séparé pour chaque fréquence. Lin tel détecteur est onéreux. Les fréquences possibles du signal composé à deux fréquences inconnu sont connues à priori. Un objet de la présente invention est d'utiliser cette information pour réaliser un moyen plus simple et plus économique d'identification 25 des composants du signal composé inconnu. Un autre objet de la présente invention est d'éviter autant que possible l'utilisation de circuits analogiques tels que des circuits accordés et d'utiliser à la place des portes ET et OU logiques digitales lorsque cela est possible. 30 Un autre objet de la présente invention est de partager l'équipement afin de réaliser un système économique. On désire également limiter la quantité des dispositifs de précision nécessaires à la détection de combinaisons de fréquences ou de signaux sinusoïdaux prédéterminés. 35 Selon la présente invention, un procédé, un système et un appareil sont réalisés pour la détection de fréquences A et B transmises simultanément, de préférence pour un grand nombre de récepteurs en partageant l'équipement. Premièrement, un signal A - B de fréquence vocale inconnu est amplifié et écrêté pour produire un signal carré. Un signal carré est défini ici comme représenté 40 par la sortie dans la figure 3, vue l'entrée représentée. De plus, des 1\ M9?l 2 2118090 oscillateurs séparés à quatre fois les fréquences de plusieurs fréquences, de préférence les fréquences du code multifréquence A^, A^, A^, A^ et , B2 et Bg et B^ alimentent un dispositif de mise en créneaux qui écrête les signaux et les envoie alors à unB logique'digitale qui produit les "sinus", "cosinus" 5 et "sinus" et "cosinus" négatifs [inversés) des créneaux afin de produire 32 signaux locaux ou d'essais en créneaux différents aux huit fréquences ci-dessus En d'autres termes, les créneaux d'essai ou locaux sont décalés de 90e, 180° et 270°, afin de réaliser quatre signaux à chaque fréquence comprenant le créneau original ou Cf.-En fait, n'importe quel nombre de signaux d'essai peut être 1Q délivré pour chaque fréquence à identifier. Chacun des 32 signaux locaux d'essai est raccordé à un câté de sa propre porte ET et les autres cotés de toutes les 32 portes ET sont tous couplés au signal carré inconnu qui consiste en un signal A et en un signal B, de préférence par des filtres passe-bas et passe-haut, respectivement. Chaque sortie est raccordée au travers d'un filtre passais bas à un circuit OU analogique associé à la fréquence à détecter telle que A.j, A^ • • • B^. D'autres objets caractéristiques et avantages de la présente invention rassortiront mieux de l'exposé qui suit fait en référence aux dessins annexés à ce texte et qui représentent des modesdB réalisation préférés de celle-ci. 20 La figure 1 est un diagramme d'un système incorporant la présente invention. La figure 2 représente l'arrangement des figures 2A-2F, présentant le système de la figure 1 d'une manière plus détaillée. La figure 3 représente un signal d'entrée en fonction du temps avant appli 25 cation à un amplificateur de saturation qui délivre une sortie en créneaux, comme représentée par le signal inférieur. La figure 4 représente plusieurs signaux sinosoîdaux délivrés aux sorties de plusieurs filtres passe-bas représentés à la figure 2B. La figure 5 représente une amplitude de créneau □ tS) en fonction de 30 l'amplitude d'entrée du signal S. La figure 6 représente le rapport de phase des sorties de plusieurs éléments de la figure 2A. La figure 7A représente une parte ET et un filtre passe-bas de la figure 2B et la figure 7B présente des signaux représentant le rapport entre quelques 35 unes des entrées et sorties passibles du circuit de la figure 7A. Cette figure présente le cas où la fréquence inconnue est égale aux fréquences de l'oscillateur local. Dans toutes les figures les portes logiques ET et OU sont représentées par des carrés Cou des rectangles) contenant les mentions A et DR, respecti-40 vement. ?1 44971 3 211809Û En se reportant à la figure 1, on voit qu'un signal multifréquence à identifier peut être raccordé au terminal 1. Le signal est alors, amplifié par un amplificateur à courant alternatif 16 et est filtré en parallèle par le filtre passe-bas 17 et le filtre passe-haut 16 qui ont des sorties séparées 170 et 180 5 raccordées» au travers des amplificateurs de saturation 19 et 20 respectivement, aux circuits ET, 22, 24, 46 et 58. Les "amplificateurs de saturation" sont considérés ici comme des amplificateurs qui délivrent un front avant très aigu jusqu'à une amplitude maximum pour des signaux d'entrée positifs et une transition algue jusqu'à une amplitude maximum négative ou nulle pour des signaux •jO d'entrée négatifs. En d'autres termes, ces amplificateurs de saturation convertissent le signal multifréquence à identifier en un signal à identifier ou carré. Une série d'oscillateurs de fréquence A 10 et d'oscillateurs de fréquence B 11 délivrent des sorties à des fréquences 4 fois les fréquences A et B à dé-15 tecter. Ces signaux sinusoïdaux ou de courant alternatif sont couplés par l'intermédiaire de circuits de mise en créneaux 79 et 79' qui convertissent les signaux sinusoïdaux en signaux carrés de la même fréquence aux diviseurs 12 et 13 respectivement afin de délivrer deux signaux déphasés de 180° pour chaque tonalité à la moitié de la fréquence. Puis, chacun de ces signaux carrés est 20 à nouveau divisé par les diviseurs 14 et 15 respectivement afin de délivrer une série de 4 signaux carrés de test présentant un rapport de phase de 0°, 90°, 180° et 270° pour chaque tonalité. Chacun de ces diviseurs a une sortie raccordée par câbles, 80 et 21 respectivement, aux autres entrées des circuits ET 22 et 24 avec un circuit ET pour chaque phase de chaque signal carré, pour 25 chaque tonalité. Ces fréquences sont les valeurs réelles de A et B. La sortie de chacun des circuits ET 22 et 24 est raccordée à l'un des filtres passe-bas 25 et 26 qui sont raccordés en groupes pour chaque fréquence à un circuit OU analogique 27 ou 32 respectivement. Les circuits OU 27 et 32 sont raccordés à des circuits de sélection maximum 54 et 57 pour les fréquences 30 A et les f'équences B respectivement, qui fonctionnent pour déterminer lequel des circuits OU 27 et lequel des circuits OU 32 délivrent la sortie la plus importante au-dessus d'un niveau minimum délivré par les sorties des filtres passe-bas ou d'intégration 78 et 77 respectivement. Ces filtres 78 et 77 sont raccordés aux sorties des circuits ET 46, 58 respectivement et délivrent des 35 entrées à des circuits de sélection 54 et 57 respectivement pour afficher un niveau minimum pour la détection d'un signal reçu depuis les circuits OU analogiques 27 et 32. Les premières entrées des circuits ET 46 et 58 sont les lignes 190 et les lignes 200. Les autres entrées sont issues du circuit de mise en créneau 48 et de la ligne 59. Un oscillateur à haute fréquence 47 délivre une 40 entrée au dispositif de mise en créneaux 48. Le signal de sortie issu du dis fl 44971 4 2118090 positif de mise en créneaux 48 est alors combiné avec des signaux d'entrée de haute fréquence et de basse fréquence qui délivrent un signal de référence par rapport auquel une comparaison peut être effectuée pour déterminer si les circuits OU analogiques 27, 32 délivrent des signaux suffisamment importants 5 ou non. Afin de faciliter la description de la présente invention, la thérorie concernant la multiplication analogique d'un signal multifréquence reçu par un signal local sera maintenant traitée. Supposons qu'un signal multifréquence reçu est de la -Forme suivante: 1Q S * P cos CA t + a) + Q cas (B t + g) où t est le temps a et 8 sont des constantes de phase P et Q sont des amplitudes et où A est l'une d'une série de quatre fréquences de tonalité A, et B 15 est l'une d'une série de quatre fréquences de tonalité B. Il est possible de déterminer si une fréquence donnée C est présente ou non en effectuant d'abord l'opération d'inter-corrélation de T = R cos [C t + if) où R * amplitude et y " constante de phase 2£j avec S. Le produit de T et S donne PR ST « — C cos CCA-C) t + a - y) + cos CCA+C) t + a + y)J OR r + — [cos CCB-C) t + 8 - y) + cos CCB+C) t + 8 + y)J 25 Si C n'est ni voisin d'aucune des fréquences de signaux A ou B, ST sera alors grandement atténué par un filtre passe-bas. Si, d'autre part, par exemple, e = A - C « A Ce est très petit) est inférieur à la fréquence de coupure du filtre passe-bas, le terme, PR — cos C et + a - y) 3Q traversera alors le filtre et indiquera la présence de la fréquence A dans le signal reçu. Si e est nul et que a - y = v/2, ce terme disparaît. Lorsque la phase de l'oscillateur local varie par rapport à celle de la fréquence correspondante dans le signal, la sortie varie sinusoïdalement à la fréquence de battement du maximum au minimum autour d'un niveau "pas de signal" 35 quelconque. Afin d'assurer la présence d'une sortie au-dessus du niveau "pas de signal", lorsque la correspondance de fréquence est très bonne, quatre phases de l'oscillateur local ont été utilisées avec la sortie la plus importante des quatre délivrant le signal désiré. Ainsi, indépendamment du fait que le signal local ou d'essai et le signal inconnu sont ou non en phase, l'un des 40 quatre signaux ou plus sera suffisamment voisin pour être en phase afin de ?1 449?1 5 2118090 délivrer un signal de sortie suffisant pour indiquer la présence d'un signal mi voisinage de la fréquence désirée. Cependant, en général, si le signal de fréquence A et de tonalité B "S" est multiplié analogiquement par les huit fréquences possibles dans huit multiplica-5 teurs analogiques séparés, puis filtrés par un filtre passe-bas, deux des sorties devront être sinusoïdales de fréquence relativement faible et d'amplitude substantielle tandis que les six autres devront être d'une fréquence beaucoup plus élevée et donc, d'une amplitude très faible en raison du filtre passe-bas. Ainsi, il est possible d'identifier les composants du signal composé reçu. 10 La méthode ci-dessus d'identification des composants inconnus du signal composé reçu utilise ainsi la connaissance à priori de la série passible de fréquences qui peut être utilisée. Dans la méthode décrite ci-dessus, huit signaux "T" devront être délivrés localement. Le schéma ci-dessus de comparaison du signal d'entrée par rapport à une série de fréquences générées localement, 15 forme le fond de la présente invention. Les multiplicateurs analogiques peuvent être remplacés par une logique digitale de la manière expliquée ci-dessous. Si le signal ST est à redresser en simple alternance, amplifié et écrêté pour délivrer D (ST] avec les propriétés suivantes: D (ST) * 1 lorsque ST > 0 2Q D (STÎ - 0 lorsque ST D (ST) aura alors, en supplément aux termes de ST, un composant continu et les termes issus de la combinaison des fréquences de ST, 3 à la fois, 5 à la fois, etc... Ainsi, après passage dans un filtre passe-bas, D (ST) et ST contiendront q peu près la même information - principalement le terme (PR/2) cos 25 [et + a - y) et ses harmoniques impairs. En se reportant à la figure 5, on y voit représentés la fonction concernée D(S) comme une fonction de S de façon que lorsque S est supérieur à zéro, D (S) égale 1. Il existe également une fonction associée D(T) qui peut être Q au 1. D (ST) est l'unité si à la fois S et T sont positifs ou si tous deux sont 30 négatifs. Ainsi, nous avons D(ST) = CD (S) ET D(T) 2 OU C D(-S) ET D(-T)J □n peut également noter que D(S) ET D(T) aura approximativement la même moyenne que D(-S) ET D(-T). ET et OU, tels qu'utilisés ici, sont des opérateurs logiques. 35 il est à noter que D(S) ET D(T) est l'unité lorsque S et T sont tous les deux positifs. Il est également à noter que le passage dans un filtre passe-bas délivre une sortie dont l'amplitude correspond à l'évaluation de la fraction de temps où ceci est vrai. D'une manière similaire, l'autre terme D(—S) ET D(-T), après passage dans le filtre passe-bas délivre une sortie qui carres-40 pond à la fraction de temps où les deux signaux sont simultanément négatifs. Il 44971 2118090 Si les signaux sont approximativement symétriques» chacun des termes aura la même moyenne. Que la moyenne de D(ST) soit la somme de ces deux moyennes provient du fait que les deux termes ne peuvent pas être vrais simultanément. Donc, on 5 peut se limiter à l'un de ces termes seulement et ignorer l'autre» qui ne délivre qu'une information redondante. Ce que nous avons montré ci-dessus est que, à l'exception d'une distorsion du signal à la fréquence de battement, l'équivalent de détection à inter-corrélation analogique peut être obtenu par des circuits .Logiques (en mettant 10 en créneaux des signaux et en utilisant des portes ET à la place des multiplicateurs), plus un circuit de moyenne (tel qu'un simple filtre passe-bas ) . En résumé, pour trouver si une fréquence C est présente dans un signal S, on peut évaluer la valeur moyenne de 0 (S) ET D(T) (les passer au travers d'un filtre passe-bas) et vérifier la présence d'un signal à la fréquence de batte-15 ment. Afin d'incorporer ce système de détection à intBr-corrélation, les huit fréquences passibles doivent être disponibles au récepteur. Ces fréquences sont délivrées par huit oscillateurs locaux 100, 101, 102, 103 et 110, 111, 112, 113 dans des oscillateurs de tonalité A1Q et des oscillateurs de tonalité 20 B11, respectivement. Comme on l'a indiqué brièvement précédemment, chacun des oscillateurs locaux doit délivrer quatre phases. La figure 7B montre quelques uns des résultats de la combinaison (au lieu de la multiplication) des quatre phases d'un oscillateur avec D (.Sig) qui est le signal inconnu carré sur la ligne 190. Les sorties des portes ET 22' sont filtrées au travers d'un filtre 25 passe-bas par un simple circuit de filtre 25. Ceci est adapté pour être appliqué comme représenté à la figure 2B à un circuit OU à quatre entrées 27, tel que le circuit 28. La sortie de l'un des circuits de filtrage 25 est la fréquence de battement représentée à la figure 4 tandis que la sortie 280, 290, 300 ou 301 d'un circuit DU correspondant 27 a un niveau continu élevé uniquement dans 30 le cas où le signal d'entrée contient la fréquence particulière de l'oscillateur local correspondant 10 comme représenté à la figure 7. La figure 2B représente le même système logique appliqué à la série des fréquences A complètes. Le niveau continu à la sortie d'un circuit OU 27 dans la figure 2B sera plus élevé pour l'une des quatre sorties, et plus bas pour les trais autres. Une série de 35 circuits similaire est utilisée pour les fréquences"B" afin d'identifier la tonalité B particulière dans un signal composé. On notera que les dispositifs nécessaires pour générer les huit fréquences locales et les quatre phases de chaque fréquences peut être partagée par autant de récepteurs de signaux multifréquences que nécessaire à une position donnée. 40 Chaque récepteur supplémentaire est simplement raccordé aux 32 sources de si 11 44971 7 2118090 gnaux A et B locales ayant des lignes de sortie 80 et 21 respectivement. De plus, les seuls composants de précision nécessaires sont les huit oscillateurs de base 10 et 11 dont les fréquences doivent être précises avec une tolérance de ± 0,1%. La précision nécessaire est une fonction des fréquences inconnues 5 reçues. L'imprécision combinée des fréquences inconnues reçues et des oscillateurs locaux doit être inférieure ou égale à 2%. Etant donné qu'il y a partage par tous les récepteurs, le coût des composants de précision par récepteur est maintenu très bas. Un avantage de ce système consiste dans le fait qu'aucun amplificateur a commande automatique de gain n' est nécessaire. Le signal analogique d'entrée est converti à D Csig.) qui est essentiellement un signal binaire. L'amplitude réelle du signal analogique d'entrée est donc sans importance à condition qu'elle soit au moins suffisante pour actionner les amplificateurs de saturation 19 et 20. En se reportant aux figures 1 et 2A à 2F, on y voit représentés plusieurs oscillateurs de fréquence A10 comprenant un oscillateur 100 à 2788 Hz C4 fois la fréquence A-1Ï, un oscillateur 101 à 3080 Hz C4 fois la fréquence A-2), un oscillateur 102 à 3408 Hz (4 fois la fréquence de A-3), et finalement un oscillateur 103 à 3.764 Hz C4 fois la fréquence A-4), qui délivrent les quatre fré-2Q quences A à une fréquence égale à quatre fois la fréquence A d'un système de signalisation téléphonique à multifréquences classiques. Ces entrées sont mises en crénaux dans des circuits de mise en créneaux respectifs 79 qui sont couplés à des diviseurs individuels Cou compteurs de division par 2] 12 comprenant des circuits 120 à 123, chacun d'eux étant raccordé par ces deux sorties apposées 25 à deux diviseurs tel que le diviseur 120 raccordé aux diviseurs 140 et 141. Le diviseur 121 est raccordé aux diviseurs 142 et 43. Le diviseur 122 est raccordé aux diviseurs 144 et 145 et le diviseur 123 est raccordé aux diviseurs 146 et 147. On notera qu'aux sorties, les sinus et les cosinus et les inverses des 3Q sinus et des cosinus sont représentées sur les lignes de sortie 210, 211, 212 et 213 respectivement des diviseurs 140 et 141. En fait, les signaux de sortie délivrés sont des signaux carrés comme représenté par d, d', e et e* à la figure 6. Lesssignaux c et c' à la figure 6 sont les deux signaux de sortie opposés du diviseur 120. Le signal a est la sortie de l'oscillateur 100 raccor-35 dée au dispositif de mise en créneaux 79 et b est le signal de sortie des figures 2A et 2B, issu du dispositif de mise en créneaux 79. Les références aux sinus et cosinus, etc... dans les figures 2A et 2B sont simplement utilisées comme indications des rapports de phase relatifs de 90°, 180° et 270° entre les signaux, ce que l'on peut voir en se reportant à la figure 6, dans laquelle d, 40 qui est le sinus, est décalé en phase de 180° par rapport àd'i et e, qui est 7l 44971 8 2118090 la cosinus, est en retard de phase de 270° par rapport à d. Le signal e' est déphasé de 160° par rapport à e et en retard de 90° par rapport à d. Les lignes 80 sont raccordées aux portes ET 22 qui comprennent une porte ET pour chacune des 16 sorties des diviseurs-à double sortie 14. Ainsi, dans 5 les diviseurs 140 et 141 on a prévu les portes ET 221-224. Chacune des portes ET 22 présente une deuxième entrée qui est raccordée à une ligne 190 issue d'un amplificateur de saturation 19. L'amplificateur de saturation 19 a son entrée raccordée par la ligne 170 à la sortie d'un filtre passe-bas facultatif 17 qui est raccordé à un amplificateur de courant continu 16 qui est destiné à 1q recevoir un signal multifréquence à sa ligne d'entrée 1. La sortie de l'amplificateur 16 est également raccordée au travers d'un filtre passe-haut facultatif 18 et d'une ligne 180 à l'amplificateur de saturation 20 qui est raccordé à 16 portes ET 24, qui sont prévues pour les fréquences D, B-1, B-2, B-3, E-4, qui seront traités plus en 15 détails par la suite. Si le filtre passe-bas 17 délivre une sortie à l'amplificateur de saturation 19, l'amplificateur 19 mettra en créneaux le signal délivré et produira des signaux positifs à l'entrée des portes ET 22 changeant le signal d'entrée comme représenté à la figure 3, qui présente les signaux d'entrée et de sortie typiques pour l'amplificateur de saturation. 20 Lorsque l'amplificateur 19 et l'inverseur correspondant 14 délivrent chacun une entrée positive à n'importe laquelle des portes ET 22, une sortie est alors délivrée depuis cette porte ET 22 au filtre passe-bas correspondant 25. Chacune des portes ET 22 comporte un filtre passe-bas 25 qui lui est raccordé. Un filtre passe-bas 25 est utilisé pour assurer l'intégration ou l'obten-25 tion d'un signal continu ou à état permanent indiquant le laps de temps pendant lequel la porte ET 22 correspondante est enclenchée. Ceci variera en fonction de la similarité des fréquences dessignaux locaux et inconnus et est une fonction d'amplitude triangulaire selon le décalage de phase entre ces signaux. Le signal délivré depuis la sortie du filtre 25 sera un signal sinusoïdal dont 30 la fréquence sera la fréquence de battement entre le signal inconnu d'entrée et le signal issu de l'oscillateur local avec son passage inférieur au potentiel 0 par rapport à la masse comme dans la figure 7A. Ainsi, si la porte ET est enclenchée pendant un temps substantiel, un signal sinusoïdal avec une tension d'amplitude proportionnellement plus élevée sera délivré à la sortie du filtre 35 25. La figure 4 montre la sortie du circuit OU analogique 28 sur la figure 2B dans le cas où la fréquence d'entrée est très voiàine de l'oscillateur local. Dans ce cas, un signal continu comme dans la figure 4 sera produit par le circuit OU analogique. Ce signal sera délivré sur l'une des lignes de sortie 280, 290, 300 ou 310 au circuit de sélection maximum 54. Le circuit de sélection 40 maximum 54 déterminera laquelle des quatre différentes sorties est la plus ?1 44971 9 211809Û importante et ceci indiquera laquelle des fréquences A a été sélectionnés dans les circuits de sortie 55. Avant de décrire le circuit de détection maximum 54, on se référera aux oscillateurs 11 et aux circuits qui leur sont raccordés. Les oscillateurs 11 comprennent un oscillateur délivrant une fréquence 5 de 4836 Ha [4 fois la fréquence A-1 à l'oscillateur 110), un oscillateur 111 à 5344 Hz, (4 fois la -fréquence de la tonalité B-2), un oscillateur 112 à 5908 Hz, C4 fois la fréquence de la tonalité B-3), et un quatrième oscillateur 113 à 6532 Hz,- CquatrB fois la fréquence de la tonalité B 4). Chacun de ces oscillateurs est raccordé à un circuit de mise en créneaux 79, qui transforme 10 les signaux sinusoïdaux en un signal carré présentant la même fréquence fondamentale. D'une manière similaire, les diviseurs de tonalité B13, qui comprennent les circuits 130, 131, 132 et 133 sont raccordés par leurs deux sorties chacun à deux diviseurs 15, tels que les diviseurs 150 et 151 qui sont raccordés au diviseur 130, les diviseurs 152 et 153 étant raccordés au diviseur 131, les 15 diviseurs 154 et 155 étant raccordés au diviseur 132 et enfin, les diviseurs 156 et 157 étant raccordés au diviseur 133. Les seize sorties des diviseurs 15 sont raccordées par les lignes 21 à un circuit de porte ET correspondant 24j qui comprend les portes ET 240 à 255, chacun d'elles étant raccordée par son filtre passe-bas correspondant 26 aux quatre circuits OU analogiques 32 qui 20 comprennent le circuit OU 33, pour la fréquence B-1, le circuit OU 34 pour la fréquence B-2, le circuit OU 35 pour la fréquence B-3 et le circuit OU 36 pour la fréquence B-4. Chacun des circuits OU 32 est raccordé à sa ligne de sortie correspondante avec le circuit OU 33 qui est raccordé par la ligne 330, le circuit OU 34 étant raccordé par la ligne 340, le circuit OU 35 étant raccordé 25 par la ligne 350 et le circuit OU 36 étant raccordé par la ligne 360 aux entrées aux circuits de sélection maximum 57 qui sont raccordés à un circuit de sortie 56. Les circuits de sélection maximum 57 déterminent lequel des signaux sur les lignes 330, 340, 350 et 360 est le plus important ou excède tout signal standard délivré depuis la porte ET 58. 30 En se reportant aux circuits de sélection maximum 54 de la figure 2C, on voit que les lignes 280, 290, 300 et 310 issues des circuits OU 27, sont raccordées aux bases des transistors 37, 41, 46 et 50 par l'intermédiaire de petites résistances. La base d'un transistor de référence 45 est raccordée à la sortie d'une porte ET 46 au travers d'un circuit de filtre 78. La porte ET 46 compare 35 la sortie en créneaucd'un oscillateur à haute fréquence 47 passant dans un dispositif de mise en créneaux 48, avec la sortie du filtre passe-bas 170 et l'amplificateur de saturation 19 par la ligne 190. La sortie du filtre 78 issue de la porte ET 46 est utilisée pour délivrer un potentiel de polarisation au point 81 au moyen de la résistance d'émetteur suiveur 82. Si le potentiel à la base du 4D transistor de référence 45 excède le potentiel sur les bases des autres transis 11 bk$1l 2118090 tors 37, 41» 4B et 5Q, tous ces transistors seront alors polarisés en inverse par la résistance de l'émetteur suiveur 82. Cependant» lorsque le potentiel de l'un des transistors 37» 41» 46 et 50 excède un potentiel suffisant pour le rendre conducteur» il commence alors à être conducteur, enclenchant ainsi son tran-5 sistor correspondant parmi les transistors 38» 42, 47 et 51 auquel il est raccordé. Chacun des transistors 38, 42, 47 et 51 est raccordé à une résistance de sortie 39» 43, 48 et 52 respectivement et aux lignes de sortie respectives 40, 44, 49 et 53 de l'unité de sortie 55. Le fonctionnement du circuit de sélection maximum 57 est entièrement ana-10 logue au fonctionnement des circuits 54. Les transistors 60, 64, 68, 69 et 73 correspondent aux transistors 37, 41, 54, 46 et 50. La porte ET 58 est raccordée à la ligne 59 depuis le dispositif de mise en créneaux 48, à la sortie du filtre passe-haut 18, par la ligne 180, passant au travers de l'amplificateur de saturation 20 et la ligne 200. Ceci délivre le standard de référence pour les cir-15 cuits de sélection de fréquence B. Les sorties des transistors 60, 64, 69 et 73 sont dans leurs circuits collecteurs qui sont raccordés respectivement aux bases des transistors 61, 65, 70 et 74 dont les collecteurs sont raccordés aux résistances de charge et aux sorties 62, 63} 66, 67j 71, 72j et 75,76 respectivement à la sortie 56. 20 Bien que l'on ait décrit dans ce qui précède et représenté sur les dessins les caractéristiques essentielles de l'invention appliquées à des modes de réalisation préférés de celle-ci, il est évident que l'homme de l'art peut y apporter toutes modifications de forme ou de détail qu'il juge utiles sans pour autant sortir du cadre de ladite invention. 71 44971 11 2118090 REVENDICATIONS 1.- Méthode de détection d'un signal à identifier, sinusoïdal, de fréquence donnée , caractérisée par: une étape de génération d'un signal d'essai dont la fréquence fondamentale 5 est proche de la fréquence donnée, une étape permettant de mesurer le laps de temps pendant lequel le signal d'essai et le signal à identifier ont tous deux simultanément des polarités prédéterminées l'un par rapport à l'autre, et une étape de comparaison du laps de temps avec une valeur de référence. 1q 2.- Méthode selon la revendication 1, caractérisée par: une étape de conversion du signal à identifier en un signal à identifier carré, une étape de génération d'un signal d'essai carré dont la fréquence fondamentale est proche de la fréquence donnée, une étape permettant de mesurer le laps de temps pendant lequel le signal 15 d'essai et le signal à identifier carré sont en phase, et une étape de comparaison du laps de temps avec une valeur de référence. 3.- Méthode selon la revendication ou 2, caractérisée en ce que l'étape de mesure du laps de temps comporte une étape de contrôle de la présence simultanée de deux conditions, lequel contrôle est effectué digitalement, en fonction 20 du temps , les première et seconde conditions étant la présence du signa 1 à identifier carré et celle du signal d'essai. 4.- Méthode selon la revendication 3, caractérisée en ce que l'étape de mesure comporte en outre une étape d'intégration des résultats de l'étape de contrôle. 25 5.- Méthode de détection d'un signal à identifier sinusoïdal dont la fré quence appartient à un groupe de fréquences données, caractérisée par: une étape de conversion du signal à identifier en un signal à identifier carré, une étape de génération de signaux d'essai carrés dont les fréquences fon-30 damentales de chacun sont proches des fréquences données, une étape permettant de mesurer le laps de temps pendant lequel les signaux d'essai et le signal à identifier carré sont en phase, et une étape de comparaison du laps de temps avec une valeur de référence. 71 t4y/l 12 2118090 B.- Méthode selon la revendication 5, caractérisée en ce que l'étape de mesure du laps de temps comporte une étape de contrôle de la présence simultanée de deux conditions* lequel contrôle est effectué digitalement en fonction du temps, les première et seconde conditions étant la présence du signal à iden-5 tifier carré et celle du signal d'essai. 7.- Méthode selon la revendication 6, caractérisée en ce que l'étape de mesure comporte en outre une étape d'intégration des résultats de l'étape de contrôle. 8.- Méthode selon la revendication 5, caractérisée en ce que : l'étape de génération de signaux d'essai carrés consiste en une étape de génération de quatre signaux d'essai pour chaque fréquence possible inconnue que peut prendre le signal à identifier» les signaux d'essai associés à une même fréquence étant répartis en une première et une seconde paires de deux fréquences chacune, les deux fréquences d'une même étant en quadrature de phase» l'une par rapport à l'autre» et les deux fréquences de la seconde paire étant en opposition de phase avec les deux fréquences de la première paire, l'étape permettant de mesurer le laps de temps consiste à mesurer le laps de temps pendant lequel tous les signaux d'essai associés à une même fréquence sont en phase avec le signal à identifier carré. 9.- Méthode de détection d'une pluralité de signaux à identifier sinusoïdaux dont la fréquence de chacun appartient à un groupe de fréquences données, caractérisée par: une étape de conversion des signaux à identifier en signaux à identifier carrés, une étape de génération de signaux d'essai carrés dont les fréquences fondamentales sont proches des fréquences données, une étape permettant de mesurer le laps de temps pendant lequel les signaux d'essai et le signal à identifier carré sont en phase, et une étape de comparaison du laps de temps avec une valeur de référence. 30 10.- Méthode selon la revendication 9» caractérisée en ce que : l'étape de génération de signaux d'essai carrés consiste en une étape de génération de quatre signaux d'essai pour chaque fréquence possible inconnue que peut prendre le signal à identifier, les signaux d'essai associés à une même fréquence étant répartis en une première et une seconde paires de deux 35 fréquences chacune, les deux fréquences d'une même paire étant en quadrature 10 15 2Q 25 71 44971 2118090 de phase, l'une par rapport à l'autre, les deux fréquences de la seconde paire étant en opposition de phase avec les deux fréquences de la première paire, l'étape permettant de mesurer le laps de temps consiste à mesurer le laps de temps pendant lequel tous les signaux d'essai associés à une même fréquence 5 sont en phase avec le signal à identifier carré.