FR 2124461 A1 19720922 FR 7203698 A 19720203 72 03698 1 2124461 L'invention concerne un circuit de déviation verticale» Un grand nombre de circuits différents utilisés dans les récepteurs de télévision en noir et blanc et en couleur ont été réalisés sous forme de circuits intégrés, étant donné leurs avantages. Cependant, dans 5 certaines parties des récepteurs de télévision, il est difficile de remplacer les circuits séparés utilisés actuellement par des circuits intégrés. Ceci est vrai, par exemple, pour la partie de déviation verticale du récepteur, principalement car le circuit de sortie ou excitateur couplé généralement à la bobine de déviation verticale doit pouvoir supporter des tensions élevées 10 (généralement de l'ordre de 200 volts) pendant la partie de retour du spot du cycle de fonctionnement du circuit, appliquant les signaux de déviation à la bobine de déviation verticale. Etant donné cette condition, il est nécessaire d'utiliser des transistors ou des tubes séparés pour les applificateurs excitateurs de sortie du circuit vertical, car les circuits intégrés fabriqués 15 par les techniques actuellement connues ne peuvent pas supporter des tensions de cette amplitude sans que les transistors aux bornes desquels ces tensions apparaissent soient endommagés. Un autre inconvénient des circuits oscillants en dents de scie verticaux en télévision se présentant sous la forme de circuit intégré 20 consiste en ce que la plupart des circuits oscillants verticaux nécessitent de nombreux condensateurs. Par conséquent, un grand nombre d'atténuateurs de liaison sont nécessaires pour relier ces condensateurs, situés à l'extérieur de la plaquette de circuit intégré aux composants du circuit qui se trouvent sur la plaquette de circuit intégré, ou qui en constituent une partie. 25 L'invention propose donc un circuit oscillant en dents de scie perfectionné, nécessitant un nombre minimal de condensateurs, et pouvant être utilisé dans un récepteur de télévision comme circuit oscillant en. dents de scie vertical délivrant des impulsions de retour du spot imbriquées dans la forme d'onde en dents de scie. déviation perfectionné utilisable dans un récepteur de télévision, et permettant l'excitation d'une bobine de déviation d'un récepteur de télévision directement à partir d'un circuit intégré. v5 permet au circuit d'excitation de la bobine de déviation de fonctionner sans être soumis à des impulsions transitoires en haute tension pendant la partie de retour du spot du cycle de fonctionnement. 30 L'invention concerne également un circuit excitateur de Le circuit de commande d*-e déviation conforme à l'invention 72 036 78 2 2124461 Selon un mode préféré de réalisation de l'invention, un circuit oscillant en dents de scie comporte une première et une seconde source de courant reliées ensemble à un point de jonction, et en série entre deux bornes d'alimentation en courant continu. Un condensateur d'enregistrement 5 de charges est branché entre la jonction et la seconde borne d'alimentation. Une entrée de deux circuits de commande de commutation est reliée à la jonction, et ces circuits sont sensibles à l'amplitude de la charge enregistrée sur le condensateur pour délivrer des sorties correspondant à des niveaux différents de charges sur le condensateur. Les sorties des circuits de commande de commu-10 tation sont appliquées à un commutateur d'arrêt statique à deux états de fonctionnement, qui délivre une sortie pour la commande de la conductivité de la seconde source de courant. Dans l'un des états de fonctionnement du commutateur d'arrêt, la seconde source de courant est rendue non conductrice, et dans l'autre état, cette seconde source de courant est rendue conductrice. 15 Lorsque la seconde source de courant est non conductrice, la charge sur le condensateur est commandée uniquement par la première source de courant; mais lorsque la seconde source de courant est conductrice, elle commande la charge sur le condensateur. Lorsque le circuit est utilisé pour former la dent de 20 scie pour un circuit de déviation verticale d'un récepteur de télévision, la première source de courant applique un courant au condensateur, pour le charger; tandis que la seconde source de courant est conductrice et retire le courant du condensateur pour le décharger. Les intensités relatives du courant délivré ' par les sources sont telles que le courant retiré par la 25 seconde source de courant soit supérieur au courant appliqué par la première source, de manière que la seconde source fonctionne pendant l'intervalle de retour du spot du circuit de déviation verticale du récepteur de télévision. Selon un mode préféré de réalisation de l'invention, un circuit de commande de .déviation comporte un condensateur d'enregistrement 30 de charges, branché dans un circuit série entre deux bornes d'alimentation ew .fcensipn. La charge sur le condensateur s'emmagasine pendant l'intervalle de retour du spot du fonctionnement du circuit excitateur de déviation, â travers un trajet de charge se fermant par le premier et le second commutateur, le condensateur emmagasinant ainsi une charge égale à l'amplitude de 3~j la tension d'alimentation. Un troisième commutateur normalement ouvert est branché entre la première borne d'alimentation et la jonction entre le condensateur et le premier commutateur; et pendant l'intervalle de retour du spot 72 03518 3 2124461 du circuit de déviation, le premier commutateur est ouvert et le troisième est fermé pour inverser les connexions du condensateur avec la première borne d'alimentation. De cette façon, le potentiel d'un côté du condensateur branché avec le second commutateur s'élève jusqu'à une valeur approximativement égale 5 au double de la tension d'alimentation, et ce potentiel est appliqué au circuit excitateur pour constituer l'alimentation appliquée au circuit excitateur pendant l'intervalle de retour du spot, de manière à effectuer une inversion rapide du courant dans la bobine de déviation. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention 10 ressortiront de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple non limitatif, en référence au dessin annexé dans lequel : - la figure 1 est un schéma de circuit d'un mode préféré de réalisation de l'invention; - la figure 2 illustre des formes d'ondes utiles pour 15 expliquer le fonctionnement de la figure 1; et - la figure 3 est un circuit, partiellement sous forme svnoptiquej représentant le circuit de base de la figure 1 constituant une partie du circuit d'excitation de déviation verticale d'un récepteur de télévision. 20 La figure 1 représente un circuit oscillant en dents de scie comportant une première et une seconde source de courant 10 et 11 branchées en série entre un point de potentiel de référence (la masse) et une source de tension positive, appliquée à une borne d'entrée 12. Les sources de courant 10 et 11 sont reliées entre elles à un point de jonction ou borne de sortie 14, 25 et conduisent le courant dans le même sens entre la borne d'alimentation 12 et la masse. Un condensateur d'enregistrement de charges 15 est également branché entre la jonction 14 et la masse, et constitue le condensateur de formation des dents de scie du circuit, la forme d'onde de sortie du circuit étant obtenue à la jonction 14 comme indiqué en A sur la figure 2. 30 Pendant le fonctionnement de cette partie du circuit, si la source de courant 11 est non conductrice ou hors circuit, il apparaît que la source de courant 10 applique un courant de charge au condensateur 15 pour le charger à la valeur du potentiel appliqué à la borne d'alimentation 12. Si la source de courant 10 est retirée du circuit et que la source de 35 courant 11 est réinsérée dans le circuit ou rendue conductrice, le courant circulant à partir du condensateur 15 à travers la source de courant 11 décharge le condensateur 15 jusqu'au potentiel de la masse. Un résultat 72 03698 4 2124461 similaire est obtenu si la source de courant 11 retire un courant supérieur à celui qui est appliqué à la source de courant 10. Ainsi, même si la source de courant 10 est laissée en circuit, le courant retiré par la source 11 décharge le condensateur 15 à une vitesse qui dépend des intensités relatives du courant 5 appliqué par la source 10 et du courant retiré par la source 11. Ces courants sont indiqués sur la figure 1, en 1^ et Irespectivement. Pour la commande de la charge et de la décharge du condensateur 15 par les sources 10 et 11, deux circuits de commutation de commande à amplificateur différentiel 17 et 18 sont prévus. Le circuit de 10 commutation 17 comporte un premier et un second transistor NPN 20 et 21, le collecteur du transistor 21 étant relié directement à la borne 12, et le collecteur du transistor 20 étant relié à travers une résistance de charge 22 à la borne 12. De façon similaire, le circuit de commutation 18 comporte deux transistors PNP 23 et 24, le collecteur du transistor 24 étant relié direc-15 tement à la masse et le collecteur dû transistor 23 relié à la masse à travers une résistance de charge 26. Les émetteurs des transistors dans les circuits de commutation 17 et 18 sont reliés par une résistance de charge d'émetteur commune 27. L'état de fonctionnement ou la conductivité des transis-20 tors dans les circuits 17 et 18 est déterminé par la charge sur le condensateur 15 qui apparaît sur la borne 14. Cette borne est reliée aux bases des transistors 20 et 23, constituant une entrée commune pour les deux circuits de commutation ou commutateurs 17 et 18. Le niveau d'entrée pour lequel la conductivité des transistors dans les commutateurs différentiels 17 et 18 change en fonction 25 de la charge sur le condensateur 15 est déterminé par le potentiel appliqué aux bases des transistors 21 et 24. Ces potentiels sont illustrés sur la figure 1, comme obtenus à partir d'un diviseur de tension branché entre la borne 12 et la masse, et comportant une première résistance 29, un premier potentiomètre 30, un second potentiomètre 31, et une seconde résistance 32. 30 Une prise sur le potentiomètre 30 est reliée à la base du transistor 21, et une prise sur le potentiomètre 31 est reliée à la base du transistor 24, de manière que le transistor 21 soit alimenté par une tension de polarisation ou de référence supérieure à celle appliquée à la base du transistor 24. L'auto-oscillation du circuit représenté sur la figure 1 35 est obtenue en rendant périodiquement la source de courant 11 conductrice et non conductrice en fonction de la charge atteinte par le condensateur 15. Ceci est obtenu à l'aide d'un commutateur d'arrêt statique 35 mis en circuit 72 03698 5 2124461 lorsque le transistor 20 du commutateur différentiel 17 est tout d'abord rendu conducteur, et reste en circuit jusqu'à ce que le transistor 23 du commutateur différentiel 18 soit ensuite rendu conducteur après la conduction du transistor 20. La sortie du commutateur 35 est appliquée à la source 11, 5 et la met en circuit ou la rend conductrice lorsque le commutateur 35 est à l'état "conducteur", et la source de courant 11 est rendue non conductrice ou inactive lorsque le commutateur 35 est à l'état "nor. conducteur". Il est supposé que le condensateur 15 est initialement dans un état de fonctionnement déchargé, et que le •_-i!pmutateur 35 est "hors 10 circuit". Dans ce cas, la source de courant 11 est non conductrice; et par conséquent, le courant circule à travers la source de courant 10 et charge le condensateur 15 à une vitesse qui dépend des paramètres de la source de courant 10. Initialement, le potentiel appliqué à la base du transistor 20 esc inférieur à celui appliqué à la base du transistor NPN 21; et par cransé-15 quent, le'transistor 21 est rendu conducteur et le transistor 20 non conducteur. Lorsque la charge atteinte par le condensateur 1.5 et appliquée à base du transistor 20 à la jonction 14 excède la tension de référence appliquée à la base du transistor 21 d'une quantité déterminée par les caractéristiques de commutation du circuit de commutation 17, le transistor 20 20 e.;r rendu conducteur et le transistor 21 non conducteur. Lorsque le tr^>sistor 20 est rendu conducteur, le courant qui y circule entraîne une r.ute de tension aux bornes de la résistance de charge 22; et la tension négative sur le collecteur du transistor 20 est appliquée au commutateur d'arrêt statique 35 pour le mettre en circuit. 25 La sortie du commutateur d'arrêt qui est alors appliquée à la source de courant 11 rend cette source conductrice. Dans un circuit classique, le courant I^ retiré par la source 11 est choisi de manière à être très supérieur (10 ou 20 fois) au courant 1^ retiré par la source de courant 10i par conséquent, le courant I^ circulant alors dai.s la source 11 effectue 30 une décharge relativement rapide du condensateur 15. La vitesse de décharge est déterminée par les intensités relatives des courants 1^ et I des sources 10 et 11. Un peu après que le condensateur 15 commence à se décharger, l'état du commutateur différentiel 1/ retourne à sa condition 35 originale, le transistor 20 étant non conducteur et le transistor 21 conducteur. Le commutateur 35 étant un commutateur d'arrêt, statique, il reste en circuit lorsque le condensateur 15 continue de se décharger. Lorsque la charge 72 03698 2124461 sur le condensateur 15 atteint un niveau tel que le potentiel à la borne 14 soit inférieur au potentiel de référence appliqué à la base du transistor 24 d'une quantité déterminée par les caractéristiques de commutation du commutateur amplificateur différentiel 18, le transistor 23 est rendu conducteur 5 et le transistor 24 non conducteur. Il se produit par exemple une impulsion positive de transition aux bornes de la résistance 26, et cette transition est appliquée au commutateur d'arrêt statique 35 pour le mettre hors circuit. Le commutateur 35 reste alors hors circuit jusqu'à ce qu'une nouvelle impulsion de transition lui soit appliquée à partir du col-10 lecteur du transistor 20. Lorsque le commutateur d'arrêt statique 35 est hors circuit, la source de courant 11 est également hors circuit; et le condensateur 15 commence à nouveau à se charger à travers la source de courant 10 pour amorcer le cycle suivant,;de fonctionnement du circuit. La gamme de potentiel dans laquelle la forme d'onde en dents de scie oscille est déter-15 minée par les potentiels de polarisation ou de référence appliqués aux bases des transistors 21 et 24s et la pente dans les directions de charge et de décharge du condensateur 15 est déterminée par les paramètres des sources de courant 10 et 11. Ces sources de courant peuvent être réglables, si cela est souhaitable, pour obtenir une grande variété de formes d'ondes de sortie du 20 circuit. Les signaux de sortie apparaissant à la jonction 14, et indiqués à la sortie A sur la figure 1, sont illustrés par la forme d'onde A de la figure 2. La forme d'onde A est le résultat d'un circuit dans lequel la source de courant 11 retire un courant très supérieur à celui appliqué 25 par la source de courant 10, de manière que le temps de chute ou de retour du spot pour la décharge du condensateur 15 soit très inférieur à la partie d'augmentation de trace du spot du cycle de fonctionnement. La sortie du commutateur 35 apparaît à la sortie B sur la figure 1 et est représentée par la forme d'onde B de la figure 2. Les 30 temps "hors circuit" du commutateur sont indiqués dans la forme d'onde B par les intervalles t^ et, les temps "en circuit" du commutateur 35 sont indiqués par les intervalles t£. Une comparaison des formes d'ondes A et B montre que les temps "en circuit"du commutateur 35 coïncident avec les intervalles de temps de décharge ou de retour du spot pour le condensateur 15 35 (forme d'onde A). Les formes d'ondes A et B sont imbriquées et interdépendantes car la forme d onde B est utilisée pour la commande de la charge et de la décharge du condensateur 15 par détermination des intervalles de temps de conduction et de non-conduction de la source de courant 11. 72 03698 7 2124461 La figure 3 représente le circuit de la figure 1 constituant une partie du circuit de déviation verticale d'un récepteur de télévision. Le récepteur de télévision de la figure 3 comporte une antenne 40 qui applique un signal de télévision composite reçu à un étage de réception 41, qui peut 5 être d'un type classique et qui comporte des étages d'amplification des hautes fréquences et des fréquences intermédiaires du récepteur avec les circuits d'accord nécessaires. la sortie de l'étage récepteur 41 est appliquée à un étage amplificateur vidéo 42 qui, à son tour, applique les signaux vidéo à an tube à rayons cathodiques 43. L'étage amplificateur vidéo 42 peut comporter 10 les étages vidéo nécessaires d'un récepteur en noir et blanc ou les étages d'amplification de luminance et de chrominance d'un récepteur de télévision en couleur. Les détails de ces parties du récepteur n'étant pas importants pour la compréhension du circuit de déviation verticale n'ont pas été représentés sur la figure 3. 15 • Un circuit de séparation synchrone 44, qui peut être d'un type classique,est sensible aux signaux obtenus à partir de l'étage amplificateur vidéo 42, et délivre les impulsions de synchronisation horizontale et verticale du signal de télévision composite reçu. Les impulsions de synchronisation horizontale sont appliquées à un système dé balayage hori-20 zontal 46 qui délivre une sortie pour la commande des bobines de déviation horizontale 47 situées sur la bobine de déviation du tube à rayons cathodiques 44 entre les points X-X indiqués sur la figure 3. De façon similaire, les impulsions de déviation verticale sont obtenues à partir du circuit 44 et sont appliquées à travers un condensateur de couplage 48 et une résistance 25 isolante 49 à un atténuateur de liaison 50 d'un circuit de déviation verticale intégré, indiqué à l'intérieur des lignes en pointillé de la figure 3. Les composantes qui ne forment pas une partie du circuit intégré, de préférence sous forme intégrée monolithique, sont indiquées sur le dessin à l'extérieur des lignes en pointillé. 30 Sur le circuit de la figure 3, les composantes qui sont similaires à celles représentées sur la figure 1 portent les mêmes références. Ainsi, le circuit de déviation verticale intégré représenté sur la figure 3 comporte une première et une seconde source de courant 10 et 11, ainsi qu'un premier et un second commutateur de commande à amplificateur 35 différentiel 17 et 18 et un circuit de commutation d'arrêt statique 35. Les commutateurs 17 et 18 fonctionnent de la même manière que ceux indiqués sur la figure 1, mais la paire de transistors pour chacun des commutateurs dif 72 03698 8 2124461 férentiels 17 et 18 a été remplacée par une paire de Darlington. Le transistor supplémentaire de chaque paire de Darlington porte le même numéro de référence, mais avec un indice prime; ainsi, par exemple, le transistor 20 est remplacé par une paire de Darlington comportant deux transistors 20 et 20' pour le 5 commutateur amplificateur différentiel 17. Un circuit de Darlington comparable est prévu pour chacun des autres transistors 21, 23 et 24 de la figure 1. Pour obtenir un fonctionnement stabilisé en température et tension ou des polarisations de référence pour le circuit oscillant, un diviseur de tension se présentant sous la forme d'une résistance 52 et d'une 10 diode Zener 53 est branché en série entre l'alimentation B+ obtenue sur la borne 12 à un atténuateur de liaison d'entrée B+ 54, et un atténuateur de liaison à la masse 55. La diode Zener 53 produit une tension relativement constante, cette tension étant appliquée à la base d'un transistor de référence NPN 51, dont l'émetteur est relié à un autre diviseur de tension cons-15 titué de deux résistances 58 et 59, d'une diode 61, d'une autre résistance 62, et d'une autre diode 63 branchée en série dans l'ordre cité à partir de l'émetteur du transistor 51 à l'atténuateur de liaison à la masse 55. Les deux diodes 61 et 63 constituent un dispositif de compensation de la température pour la diode Zener 53, et la prise entre les résistances 58 et 20 59 est reliée à la base du transistor 24r pour obtenir un potentiel de référence stabilisé en tension et température pour le commutateur de commande différentiel 18. Ce potentiel de référence établit le niveau de commutation inférieur du commutateur 18 pour constituer le point le plus bas de la forme d'onde en dents de scie produite par le circuit. 25 Le potentiel de fonctionnement pour déterminer le courant retiré par la source 11 est obtenu à partir de la jonction de la diode 61 et de la résistance 62, et est appliqué à la base d'un transistor de source de courant NPN 66, dont le collecteur est relié à la jonction de sortie 14 et l'émetteur est relié à travers une résistance de charge 67 à l'atténuateur 30 de liaison à la masse 55. Non seulement la diode 63 constitue une partie de la compensation de température de la diode Zener 53, mais elle constitue également une compensation de température pour la jonction base-émetteur du transistor 66. La source de courant 10 comporte un transistor PNP 35 latéral 69, dent l'émetteur est relié à travers une résistance de charge 70 à l'atténuateur de liaison 54. La base du transistor 69 est alimentée par une pclarisation de fonctionnement à l'aide de deux transistors PNP compor- 72 03698 9 2124461 tant un transistor latéral PNP 71 et un transistor PNP de substrat 72, le collecteur du transistor 71 étant relié à la base du transistor 72 et au collecteur du transistor de référence 51. L'émetteur du transistor PNP substrat 72 est relié aux bases des deux transistors 69 et 71; et par consé-5 quent, lorsque le transistor 51 est conducteur, le transistor 72 conduit à son tour pour rendre les deux transistors 69 et 71 conducteurs. Le transistor 71 applique un courant à la chaîne de division de tension 58 à 63 qui applique un potentiel stabilisé à la base du transistor 72 pour que le transistor 69 fonctionne comme une source de courant constant stabilisée en tension et 10 température. Le fonctionnement du circuit décrit est identique au fonctionnement du circuit de la figure 1 pour la commande de l'état du commutateur d'arrêt statique 35. Ce commutateur comporte un transistor PNP latéral 73 et un transistor NPN 74, les collecteurs et les bases de ces 15 transistors étant reliés entre eux. L'émetteur du transistor 73 est relié à l'atténuateur de liaison 54 et sa base est reliée à la jonction du collecteur du transistor 20 et de la résistance de charge 22, pour constituer l'entrée de mise en circuit du commutateur d'arrêt statique 35. Pour terminer le circuit de fonctionnement du commutateur 35, l'émetteur du transistor 74 est relié à 20 travers deux résistance^ de charge d'émetteur 76 et 77 à l'atténuateur de liaison à la masse 55. L'autre entrée de mise hors circuit du commutateur 35 est effectuée à l'aide d'un transistor supplémentaire NPN 79, dont la base est reliée à la jonction du collecteur du transistor 23 avec la résistance 25 de charge 26, et dont le collecteur est relié à la base du transistor 74. L'émetteur du transistor 79 est relié à l'atténuateur de liaison à la masse 55. Lorsque le transistor 23 est non conducteur (dans le cas où une charge est constituée sur le condensateur 15), le transistor 79 est non conducteur. Par conséquent, lorsque le transistor 20 est rendu conducteur 30 initialement, le potentiel négatif apparaissant sur son collecteur fait conduire le transistor 73. Celui-ci à son tour met en circuit le transistor 74, et place le commutateur d'arrêt 35 à l'état"en circuit" Etant donné que le transistor 74 conduit le courant à travers la résistance de charge 22, le commutateur d'arrêt statique 35 reste dans son état"en circuit"quel que 35 soit le changement d'état de fonctionnement du commutateur différentiel 17 dans lequel le transistor 20 peut être rendu non conducteur. 72 03598 2124461 Cependant, lorsque la charge sur le condensateur 15 est réduite au point où le transistor 23 est rendu conducteur, comme décrit précédemment en référence à la figure 1, le courant circulant dans la résistance 26 devient suffisant pour polariser dans le sens direct le transistor 5 79 afin de le rendre conducteur. Le potentiel à la base du transistor 74 chute alors à un potentiel proche de celui de la masse, le transistor 74 étant rendu non conducteur. A l'instant où le transistor 23 est rendu conducteur, le transistor 20 du commutateur différentiel 17 est également non conducteur; et par conséquent, lorsque le transistor 74 devient non 10 conducteur, Le transistor 73 est rendu non conducteur. Ceci est l'état stable ''nors circuit" du commutateur d'arrêt 35. Lorsque le condensateur 15 commence à se recharger, le transistor 23 devient non conducteur, comme décrit précédemment, ce qui, à nouveau, retourne le transistor 79 à un état non conducteur Cependant, ceci n'affecte pas le fonctionnement des transistors 73 et 74, 15 qui restent non conducteurs jusqu'à ce que le transistor 20 du commutateur différentiel 17 soit rendu à nouveau conducteur. Ainsi, il apparaît que les transistors 73 et 74 fonctionnent à la manière d'un commutateur commandé au silicium ou d'un redresseur commandé au silicium en réponse aux variations d'état ou à la commutation des commutateurs de commande différentiels 17 et 18 20 La commande du fonctionnement du transistor source de courant 66 est effectuée en couplant la sortie du commutateur d'arrêt statique 35 obtenue à la jonction des résistances 76 et 77, à la base d'un transistor de commutation de commande NPN 80, dont l'émetteur est relié à l'atténuateur de liaison à la masse 55, et dont le collecteur est relié à l'atténuateur 54 25 à travers la résistance 52 et une résistance supplémentaire 81. La jonction entre le collecteur du transistor 80 et la résistance 81 est reliée à la base d'un transistor NPN supplémentaire 83, dont le collecteur est relié à l'atténuateur 54, et dont l'émetteur est relié à travers une résistance 85 à la jonction de l'émetteur du transistor source de courant 66 avec la 30 résistance 67. La jonction entre le collecteur du transistor 80 et la résistance 81 est en outre reliéeà l'émetteur d'un transistor PNP substrat 65 peur obtenir un potentiel de fonctionnement stabilisé en température à partir de l'émetteur d'un transistor NPN 64, tandis que le transistor 80 est rendu non conducteur. Ce résultat est obtenu car la base du transistor 64 est 35 alimentée par un potentiel stabilisé en température à partir de la jonction des résistances 58 et 59. 72 03698 11 2124461 Pendant l'état stable "hors circuit" du fonctionnement du commutateur d'arrêt statique 35, aucun courant ne circule depuis l'émetteur du transistor 74; par conséquent, le potentiel sur la base du transistor 80 est proche du potentiel de la masse, et est insuffisant pour polariser ce 5 transistor dans le sens direct. Par conséquent,^le transistor 80 est non conducteur, ce qui fait apparaître un potentiel relativement élevé sur son collecteur, polarisant le transistor 83 à la conduction. Les paramètres du circuit sont sélectionnés de manière que le courant circulant dans le transistor 83 soit suffisant pour inverser la polarisation du transistor source 10 de courant NPN 66, rendant ainsi le transistor 66 non conducteur. Lorsque le transistor 66 est non conducteur, le transistor 69 applique un potentiel de charge au condensateur 15 à une vitesse déterminée par les paramètres de la source de courant 10. Cependant, dès que le commutateur 35 est placé à l'état 15 "en circuit-'' avec les transistors 73 et 74 conducteurs, le potentiel à la jonction des résistances 76 et 77 s'élève jusqu'à un point suffisamment élevé pour polariser le transistor 80 dans le sens direct. Le transistor 83 est alors mis hors circuit, ce qui retire la polarisation inverse sur l'émetteur du transistor 66, lui permettant de conduire. Les paramètres des sources de 20 courant 10 et 11 sont sélectionnés de manière que la source 11 retire un courant supérieur à celui qui est appliqué par la source de courant 10. De préférence, le courant retiré par le transistor 66 est de l'ordre de 20 fois supérieur au courant appliqué par le transistor 69. Par conséquent, une décharge relativement rapide du.condensateur 15 se produit à travers le 25 transistor source de courant 66, et ceci constitue l'intervalle de retour du spot du cycle de balayage vertical comme indiqué sur la figure 2 pendant les intervalles t£- Les impulsions de synchronisation appliquées à l'atténuateur de liaison 50 à partir de la sortie du séparateur synchrone 44 assurent que le fonctionnement du circuit oscillant se produit en synchronisme 30 avec le signal de télévision reçu, et par conséquent, le transistor 21 est mis hors circuit lorsqu'une impulsion de synchronisation apparaît sur l'atténuateur 50. Le transistor 20 est par conséquent mis en circuit pour amorcer le cycle de retour du spot en synchronisme avec les impulsions de synchronisation reçues. 35 La sortie en dents de scie délivrée par le condensateur 15 et apparaissant à la jonction 14 est appliquée à travers un amplificateur de Darlington NPN 88 et une résistance de couplage 89 à un atténuateur de 72 03698 2124461 liaison de sertie 90. Les collecteurs de l'amplificateur de Darlington 88 sont reliés à l'atténuateur de liaison 54, et l'émetteur du transistor de sortie est couplé à l'atténuateur de liaison à la masse 55 à travers la jonction collecteur-émetteur d'un transistor NPN 92, dont la base est reliée 5 à la jonction de la résistance 62 avec la diode 63, mettant le transistor 92 en circuit. Les signaux de sortie en dents de scie apparaissant sur l'atténuateur de liaison de sortie 90 sont reliés à travers un condensateur de couplage extérieur 91 et une résistance de couplage 92 à un atténuateur 10 de liaison d'entrée de hauteur verticale 93, constituant l'entrée de la section amplificatrice de sortie verticale du circuit intégré représenté à l'intérieur des lignes en pointillé. Les signaux d'entrée apparaissant sur l'atténuateur de liaison 93 sont appliqués à la base d'un transistor d'entrée 96 d'un amplificateur de Darlington PNP 95, constitué de deux transistors 15 substrats PNP, 96 et 97. En outre, le point de fonctionnement en courant continu au repos de l'étage de sortie est également appliqué à la base du transistor 96 à l'aide d'un diviseur de tension de référence commandé par la sortie d'un amplificateur de Darlington NPN 98, dont les collecteurs sont reliés à l'atténuateur de liaison 54 et l'émetteur du transistor de sortie 20 étant relié à travers quatre résistances en série 100, 101, 102 et 103 à l'atténuateur de liaison à la masse 55. La jonction entre les résistances 101 et 102 est reliée à la base du transistor 96 à travers une résistance de couplage 104. Le niveau de courant continu nominal de repos est obtenu 25 à partir de la tension appliquée à la borne 12 à l'aide du diviseur constitué par lès résistances 106, 107 et 108 branchées entre les atténuateurs de liaison 54 et 55, la jonction entre les résistances 106 et 107 étant reliée à la base du transistor d'entrée de l'amplificateur 98. En l'absence de toute commande supplémentaire, il ressort du circuit qui vient d'être décrit 30 que le niveau en courant continu au repos de l'étage de sortie du circuit dépend des variations de la tension appliquée à l'atténuateur de liaison 54, entraînant des variations du potentiel apparaissant à la jonction des résistances 106 et 107, et qui pourraient se traduire par des variations correspondantes du potentiel à la jonction des résistances 101 et 102. 35 Pour obtenir un moyen de réglage du niveau de sortie en courant continu au repos à un point variant uniquement en fonction de la valeur du potentiel appliqué à l'atténuateur de liaison 54, un atténuateur k 72 03698 n 2124461 de liaison supplémentaire 110 est relié à la jonction des résistances 106 et 107. A l'aide de cet atténuateur de liaison supplémentaire, un diviseur de tension supplémentaire peut être relié pour faire varier le potentiel appliqué à la base du transistor d'entrée de la paire de Darlington 98. 5 L'atténuateur de liaison 110 pourrait être relié à la borne d'alimentation 12 à travers une résistance extérieure supplémentaire convenable, ou bien-être relié à travers une résistance supplémentaire à l'atténuateur de liaison 35 pour obtenir une large gamme de niveaux au repos du courant continu, quel que soit le potentiel de fonctionnement particulier appliqué à l'atténuateur 10 de liaison 54 de la plaquette. En outre, l'atténuateur de liaison 110 constitue un point où un condensateur de filtrage d'ondulation peut être relié poar fii-rer l&s variations du potentiel appliqué â l'atténuateur de liaison 54; par conséq'ie:'t. ces variations ne sont pas couplées à la sortie du circuit. 15 ' Le collecteur d'un transistor NPN de protection 112 est également relié au point de détermination du niveau de repos à la base du transistor d'entrée du dispositif de Darlington 98, et son émetteur est relié directement à l'atténuateur de liaison à la masse 55, et sa base est reliée à la jonction des résistances 107 et 108. Dans des conditions 20 normales de fonctionnement, un potentiel insuffisant est développé aux bornes de la résistance 108 pour mettre le transistor 112 en conduction; par conséquent, il reste non conducteur et n'a aucun effet sur le fonctionnement du circuit. Cependant, le transistor 112 est situé physiquement près du côté de sortie de la plaquette, constituée par la partie de plaquette manipulant les 25 courants les plus intenses, et par conséquent, soumise à des surcharges qui peuvent entraîner une surchauffe de la plaquette. Si le circuit est surchauffé suffisamment, il est possible que les transistors se détruisent, rendant la plaquette inutilisable. Le transistor 112 constitue un dispositif de protection 30 cintre les surchauffes lorsque la température de la plaquette s'élève, le potentiel nécessaire pour mettre le transistor 112 en conduction chutant étant donné le coefficient de température négatif de la jonction base-émetteur. Air.ii, le potentiel aux bornes de la résistance 108 nécessaire pour polariser le transistor dans le sens direct est réduit. Eventuellement, si la tempéra-i5 t.ure continue de s'élever, un point est atteint où le transistor 112 est mis en conduction. Le potentiel sur son collecteur est alors abaissé jusqu'au potentiel de la masse, réduisant le potentiel de la b*ase de la paire de 72 03698 14 2124461 Darlington 98. Lorsque ce potentiel est abaissé,, le potentiel de fonctionnement appliqué à la base du transistor d'entrée 96 est également réduit. Ceci réduit le courant de l'étage de sortie, ainsi que la dissipation de la puissance. Ceci entraîne également une réduction de la chaleur engendrée 5 par l'étage de sortie, et la température diminue en faisant décroître le courant de sortie. Par conséquent, le transistor 112 fonctionne pour protéger la plaquette contre les surcharges de température, que la plaquette ou non soit, utilisée avec une plaque de refroidissement. L'étage de cotmiiande de sortie de la bobine de déviation 10 verticale comporte généralement une paire d'étages de Darlington NPN 114 et 115. L'entrée de l'amplificateur 115 est reliée à l'émetteur du transistor 97. L'émetteur du transistor de sortie de la paire de Darlington. 114 est couplé à travers une résistance 117 à un atténuateur de liaiscn de sortie 118 qui est relié à l'extrémité supérieure d'un transistor de couplage 119 15 branché en série avec la bobine de déviation verticale 120, son autre extrémité étant reliée à la niasse. L'atténuateur de liaison de sortie 118 est également relié au collecteur du transistor de sortie de la paire de Darlington 115, et la bobine de déviation 120 est reliée à la bobine de déviation du tube à rayons cathodiques 43, comme indiqué par les bornes Y-Y sur la figure 3. 20 Lorsque la partie de balayage ou de trace du cycle de fonctionnement du circuit est amorcée, l'entrée appliquée à la base du ? transistor 96 est à son niveau le plus bas sur la partie ascendante des formes d'ondes représentées sur la figure 2. La paire de Darlington supérieure 114 de l'étage de sortie est alimentée par un niveau de polarisation en courant 25 continu initial obtenu à partir d'un condensateur 135, dont l'extrémité supérieure est branchée en série avec une résistance variable 122 à l'atténuateur de liaison 127, et dont l'extrémité inférieure est reliée à l'atténuateur de liaison de sortie 118. Le potejitiel sur le condensateur 135 est couplé à un atténuateur de liaison 124 qui est relié à son tour à une résistance 125 à 30 la base du transistor d'entrée de la paire de Darlington 114. Ce potentiel est suffisant pour polariser la paire de Darlington 114 à un état maximal de conduction, de manière que le courant soit appliqué depuis la borne 12 à travers le transistor de sortie de la paire de Darlington 114 et à travers ur.e diode de couplage 126 située à l'extérieur de la plaquette. L'anode de 3 5 la diode 126 est reliée à la borne 12 et sa cathode est reliée à un atténuateur de liaison 127 qui, à son tour, est couplé au collecteur du transistor de Darlington d'e sortie 114. Ainsi, le courant circule depuis la borne 72 03698 i5 2124461 d'alimentation positive 12, à travers la diode 126, le transistor de sortie de Darlington 114, la résistance 117 et le condensateur 119 à travers la bobine 120. Lorsque la pente de la forme d'onde en dents de scie 5 croît en amplitude, un potentiel positif croissant est appliqué à la base du transistor d'entrée de la paire de Darlington 115, faisant croître progressivement la conduction de la paire de Darlington 115 à partir d'un minimum (avec la paire de Darlington 115 non conductrice) jusqu'à une valeur maximale. Au début de l'intervalle de balayage ou de trace, la paire de 10 Darlington supérieure 114 délivre tout le courant dans l'atténuateur de liaison 118 et à travers la bobine de déviation 120. Lorsque la paire de i/arlington inférieure 115 est lendue progressivement conductrice, elle dévie une quantité croissante de ce courant depuis l'atténuateur de liaison 118 pour que le courant appliqué à la bobine de déviation 120 diminue de façon 15 continue à partir d'une valeur maximale. Simultanément, la conduction du transistor d'entrée de la paire 115 croît pour commander un transistor de commande 123 conducteur progressivement, de manière à réduire la polarisation à l'entrée de la paire de Darlington 114. Lorsque la paire de Darlington 115 retire la même quantité 20 de courant que celle appliquée par la paire de Darlington 114, tout le courant appliqué par la paire 114 circule dans la paire 115, et aucun courant ne peut circuler dans la bobine 120. Ceci correspond à un courant d'enroulement nul au centre de l'image affichée sur l'écran du tube à rayons cathodiques. Lorsque la conductivité de la paire de Darlington inférieure 115 continue de 25 croître, la conduction de la paire supérieure 114 continue de diminuer, et le courant circule à l'extérieur de la bobine 120 dans l'atténuateur de liaison 118 et à travers la paire de Darlington 115, pour que la déviation verticale du faisceau dans le tube à rayons cathodiques croisse'jusqu'au sommet de l'écran. A la fin du balayage, la paire de Darlington inférieure 30 115 capte tout le courant à l'extérieur de la bobine, la paire de Darlington supérieure 114 est polarisée pour être mise hors conduction par le transistor 123. Ce circuit est alors prêt pour l'intervalle de retour du spot. Pendant cet intervalle de balayage, un condensateur survolteur 134 est également chargé par un courant circulant depuis la borne 35 12 à travers la diode 126, le condensateur 134, une diode supplémentaire 136, et le transistor de sortie d'une paire de Darlington NPN 138, rendue conductrice pendant les intervalles de balayage par le potentiel positif apparaissant Â 72 03698 16 2124461 sur le collecteur du transistor 80 relié à la base du transistor d'entrée de la paire de Darlington 138 à travers une résistance de couplage 140. L'émetteur du transistor de sortie de la paire de Darlington 138 est relié à travers une résistance de charge 141 à l'atténuateur de liaison à la 5 masse 55. Lorsque l'impulsion de remise à zéro ou de retour du spot est obtenue à partir de la jonction des résistances 76 et 77, comme décrit précédemment, cette impulsion positive rend le transistor 80 conducteur. Ceci rend la paire de Darlington 138 non conductrice. Simultanément, 10 cette impulsion positive est appliquée à la base d'une paire supplémentaire de transistors de commande NPN 143 et 144 pour rendre ces transistors conducteurs. Le collecteur du transistor 143 est relié à la jonction de l'émetteur du transistor 97 et de la base du transistor d'entrée de la paire de Darlington 115, pour que cette jonction soit mise à un potentiel proche de la masse, 15 rendant ainsi la paire de Darlington 115 non conductrice et non sensible aux signaux d'entrée. Le potentiel de la masse est également appliqué par le collecteur du transistor 144 à la base du transistor 123, rendant celui-ci non conducteur. Lorsque ceci se produit, le potentiel à la base du transistor d'entrée de la paire de Darlington 114 croît jusqu'à une valeur maxi-20 maie, mettant alors la paire de Darlington 114 à l'état de pleine conduction. Simultanément, le trajet du courant existant pour le courant sortant de la bobine 120 juste avant la fin de l'impulsion de retour du spot continue de circuler à travers un trajet passant par la diode d'amortissement 146, l'atténuateur de liaison 127, le condensateur 134, la 25 diode 136 et le trajet base-collecteur du transistor d'entrée d'une paire de Darlington NPN 146, dont les collecteurs sont reliés à l'atténuateur de liaison positif 54. La paire de Darlington 146 est également rendueconduc-trice à cet instant, étant donné le potentiel positif apparaissant sur les collecteurs de la paire de Darlington 138 reliés à la base du transistor 30 d'entrée de la paire de Darlington 146. Ce circuit d'amortissement empêche l'application d'une haute tension inverse à la jonction émetteur-collecteur du transistor de sortie de la paire de Darlington 114, et permet la dissipation du courant circulant dans la bobine 120 due à l'affaissement continu du flux. Ceci constitue la première étape du cycle de retour du spot de 35 fonctionnement du circuit et le courant se dissipe rapidement à zéro. Le courant se reconstitue ensuite rapidement dans le sens opposé dans la bobine 120, car la paire de Darlington 146 est alors conductrice, chargeant ainsi le condensateur 134 pour l'élever à une tension 72 03^98 " 2124461 pratiquement égale au double de celle de la tension d'alimentation, ce potentiel effectuant un rapide retour du spot du faisceau dans le tube à rayons cathodiques 43. étant donné la rapide reconstitution du courant dans la bobine 120 à travers l'étage de Darlington 114. A la fin du retour du 5 spot, la paire de Darlington 146 redevient à nouveau non conductrice, la paire de Darlington 138 devenant conductrice; et le cycle de fonctionnement précédent se répète. Pour protéger la plaquette contre les courts-circuits dans l'éventualité où la borne de sortie 118 serait reliée à la masse, un 10 transistor de protection NPN 148 est prévu. La base du transistor 148 est reliée à la jonction entre une paire de résistances 130 et 131, et le trajet ; ollecteur -émetteur est relié entre la base du transistor de Darlington & d entrée 114 et l'atténuateur de liaison de sortie 118. Si l'atténuateur 118 est relié à la masse, le courant circule clans les résistances 125, 130 et 15 131 jusqu'à l'atténuateur de liaison à la masse 118. Ceci entraîne une chute de potentiel de polarisation dans le sens direct aux bornes de la résistance 131; par conséquent, le transistor 148 (qui est normalement non conducteur) conduit pour appliquer un potentiel proche de celui de la masse à la base de la paire de Darlington 114, la rendant non conductrice. Par conséquent, 20 le courant cesse d'être retiré par la paire de Darlington 114, et la protection contre les surcharges a été effectuée. Le circuit décrit jusqy-'ici constitue une commande linéaire pour la bobine de déviation 120; mais, comme il est bien connu, pendant le fonctionnement de la bobine de déviation verticale d'un récepteur 25 de télévision, un courant non linéaire doit être appliqué à la bobine de déviation pour compenser les différences de l'angle de déviation lorsque le faisceau balaye de haut en bas l'écran d'affichage du tube à rayons cathodiques. La correction utilisée est généralement appelée correction "S". Un circuit de correction "S" pour la pente linéaire de la forme d'onde en dents de scie 30 dans le circuit représenté sur la figure 3 est effectué en fermant un interrupteur 150 pour relier l'atténuateur de liaison d'entrée 93 à travers une résistance de couplage 151 à un atténuateur de liaison d'entrée de correction ''S" 152. L'atténuateur 152 est relié à la jonction entre une 35 paire de diodes en série 153 et 154 couplées par l'intermédiaire des jonctions émetteur-base d'un transistor NPN 155 et d'un transistor PNP substrat 156, aux jcr-ctions des résistances 100. 101 et 102, 103. Les transistors 155 et 72 03698 i8 2124461 156 sont placés dans le circuit principalement pour effectuer une compensation de la température pour les diodes. Ainsi, les diodes 153 et 154 sont branchées en parallèle entre la jonction des résistances 102 et 103 et la jonction des résistances 100 et 101. Pour le maximum et le minimum de la 5 forme d'onde d'entrée, l'une ou l'autre des diodes 153 et 154 est rendue conductrice pour modifier l'impédance vue par la forme d'onde à l'atténuateur 93 et pour obtenir la correction "S" souhaitée de la forme d'onde en dents de scie appliquée. Si cette correction n'est pas souhaitable, l'interrupteur 150 peut être ouvert et le circuit de correction "S" est inhibé. 10 II va de soi que l'invention décrite est susceptible de nombreuses modifications ou variantes sans pour autant sortir de son cadre. 72 03698 19 2124461 REVENDICATI 0 S 1. Circuit de déviation verticale pour un récepteur de télévision comportant un circuit oscillant en dents de scie et un circuit de commande de bobine de déviation, caractérisé en ce qu'il comporte une première et une seconde source de courant reliées entre elles à une première 5 jonction et en série entre la première et la seconde borne d'alimentation en courant continu; un dispositif d'enregistrement de charge couplé entre la première jonction et la seconde borne d'alimentation; un circuit de commutation ayant un premier et un second état de fonctionnement, couplé au dispositif d'enregistrement des charges et placé dans le premier et le 10 second état en réponse à une première et une seconde charge différentes prédéterminées enregistrées par ledit dispositif d'enregistrement de charges; un circuit couplant la sortie du circuit de commutation avec au moins l'une desdites sources de courant pour valider cette source'avec le circuit de commutation dans*son premier état de fonctionnement, et pour inhiber l'autre 15 source avec ledit circuit de commutation dans le second état de fonctionnement; et un circuit de commande de déviation comportant un circuit d'alimentation en courant branché entre la première et la seconde borne d'alimentation en courant continu, et pourvu d'une borne.de sortie pour la connexion avec une bobine de déviation, et pour appliquer et retirer le courant de 20 cette bobine de déviation, le circuit d'alimentation en courant étant couplé au dispositif d'enregistrement des charges pour une commande en fonction de la charge enregistrée. 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de commutation comporte un premier et un second dispositif 25 de commande ayant chacun une sortie, et sensibles à la charge enregistrée par le dispositif d'enregistrement de charges, le premier dispositif de commande constituant une sortie en réponse à une première charge prédéterminée et le second dispositif de commande constituant une sortie en réponse à une seconde charge prédéterminée, et un commutateur ayant un 30 premier et un second état de fonctionnement et sensible^ à la sortie du premier dispositif de commande pour exciter le premier état de fonctionnement j et sensible à la sortie du second dispositif de commande pour être placé dans le second état de fonctionnement. 3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce 35 que le commutateur est un commutateur d'arrêt statique qui reste dans 72 03698 20 2124461 l'état de fonctionnement auquel il a été placé par une sortie de l'un des dispositifs de commande jusqu'à ce qu'une sortie de l'autre dispositif de commande lui soit appliquée. 4. Circuit selon l'une quelconque des revendications 5 précédentes, caractérisé en ce que la première source de courant applique le courant au dispositif d'enregistrement des charges dans un sens tel que la charge enregistrée soit accrue, et la seconde source de courant conduit le courant dans un sens retirant la charge du dispositif d'enregistrement de charges. 10 5. Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que la seconde source de courant comporte un transistor source de courant, et le circuit couplant la sortie du commutateur avec l'une des sources de courant couple ladite sortie avec la base d'un transistor source de courant et rend un transistor source de courant dans la seconde source de courant 15 conducteur, avec le commutateur dans son premier état de fonctionnement, et rend ce transistor source de courant dans ladite source de courant non conducteur, avec le commutateur dans son second état de fonctionnement. 6. Circuit selon l'une quelconque des revendications 4 ou 5, caractérisé en ce que l'intensité du courant retiré par le second transistor 20 source de courant lorsqu'il est conducteur est supérieure à l'intensité du courant appliqué par le premier transistor source de courant au dispositif d'enregistrement de charges. 7. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de commande de déviation comporte un premier commutateur norma- 25 lement fermé, un condensateur d'enregistrement, et un second commutateur dans le circuit série, dans l'ordre cité entre la seconde et la première borne d'alimentation en courant continu, pour terminer un trajet de charge pour le condensateur de charges, un troisième interrupteur normalement ouvert couplé entre la première borne d'alimentation en courant continu et la jonc-30 tion du condensateur de charges et de l'interrupteur, une borne de sortie pour la connexion avec la bobine de déviation couplée avec la jonction du condensateur et du second interrupteur, et un circuit d'application d'impulsions de commande couplé avec le premier et le troisième interrupteur pour leur appliquer une impulsion de commande pendant les intervalles de 35 retour du spct, afin d'ouvrir le premier interrupteur et de fermer le troisième pour que la charge enregistrée dans le condensateur soit accrue. 72 03698 21 2124461 8. Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce que le premier et le second interrupteur comportent des dispositifs conducteurs unidirectionnels couplés de manière à conduire le courant dans le sens direct entre la première borne d'alimentation en tension et une première 5 borne d'extrémité du condensateur d'enregistrement, le premier interrupteur étant fermé pour terminer le trajet de charge du condensateur d'enregistrement. 9. Circuit selon la revendication 8, caractérisé en ce que le premier et le troisième interrupteur comportent un premier et un second transistor, le trajet collecteur-émetteur du premier transistor étant branché 10 dans le circuit série entre une seconde borne d'extrémité du condensateur et la seconde borne d'alimentation en tension, le trajet collecteur-émetteur du second transistor étant branché entre la première borne d'alimentation et la seconde borne d'extrémité du condensateur, l'impulsion de commande étant appliquée au moins à la base du premier transistor pour le rendre non 15 conducteur. 10. Circuit selon la revendication 9, caractérisé en ce que le premier et le second transistor sont d'un même type de conductivité et comportent une connexion de circuit entre le collecteur du premier transistor et la base du second transistor, ledit second dispositif conducteur unidirectionnel étant conducteur dans le sens direct et dans un sens opposé au sens direct de conductivité de la jonction base-émetteur du second transistor, 1'impulsion de commande étant appliquée uniquement à la base du premier transistor, le rendant non conducteur et rendant le second transistor conducteur.