FR 2063155 A1 19710709 FR 7032808 A 19700909 70 32808 i 20631S5 Cette invention concerne une méthode et un appareil de traitement des informations, et plus spécialement une méthode et un appareil permettant d'analyser les signaux reçus par un système radar et d'afficher les informations contenues dans 5 ces signaux sous une forme utilisable. Dans le procédé d1 analyse des informations reçues sous forme d*'échos radar, il est souhaitable de fournir un système qui assure une résolution élevée, une fiabilité et une stabilité élevées, une réponse rapide, un rejet des parasites sur une large ÎO gamme de fréquences, une possibilité de programmation et des essais de circuits incorporés. Dans un système qui est conçu pour détecter des cibles mobiles et pour alerter l'opérateur et lui faire connaître l'existence d'une cible mobile, il est également désirable que le taux de fauasea alertes soit contrôlable 15 et réduit au minimum. La présente invention fournit un appareil de traitement des informations représentées par des échos radar, comprenant : un moyen mémoire conçu pour emmagasiner les informations sous forme binaire selon l'ordre dans lequel elles sont reçues; un 20 moyen de lecture conçu pour extraire les informations dudit moyen mémoire par groupes selon les catégories de portée radar desdites informations; un moyen de filtrage conçu pour filtrer lesdites informations numériques; et un moyen de conversion numérique- analogique conçu pour convertir lesdites informations 25 sous une forme analogique en vue de l'affichage. La présente invention fournit également un appareil de traitement des signaux contenant des informations échos radar sovs> forme analogique, comprenant : un circuit d'échantillonage conçu pour décomposer en échantillons,lesdits signaux analogiques et 30 les retenir; un moyen de conversion linéaire conçu pour convertir les signaux échantillonnés sous une forme binaire linéaire; un moyen mémoire conçu pour stocker les signaux binaires linéaires, écho par écho; un moyen de lecture conçu pour lire les signaux stockés, portée par portée; un moyen de filtrage conçu pour filtrer 35 lesdits signaux numériques lus et pour rejeter tous les signaux à l'exception de ceux compris dans une bande prédéterminée de fréquences ; im moyen d ' ensnagaainage conçu pour emmagasiner les signaux d'information filtrés, et un moyen d'extraction conçu pour extraire les signaux emmagasinés et les convertir sous forme 40 analogique. 70 32808 2 2063155 La présente invention fournit en outre un filtre numérique comprenant le moyen de conversion logarithmique conçu pour accepter des signaux contenant des informations binaires linéaires et pour convertir lesdits signaux d1information en signaux sous 5 forme logarithmique binaire, lesdits signaux logarithmiques binaires étant transmis à un canal à filtre qui comprend un générateur de signaux capable de produire des signaux électriques représentant une fonction de coefficient, un circuit d'addition conçu pour additionner lesdits signaux de fonction de coefficient ÎO auxdits signaux d'information logarithmique binaires, un moyen de conversion binaire conçu pour convertir sous forme binaire linéaire la somme desdits signaux de fonction de coefficient et desdits signaux logarithmiques binaires, un générateur de signal de seuil capable de produire un signal représentatif du seuil, 15 et un circuit de comparaison conçu pour comparer ledit signal de somme audit signal de seuil et pour fournir, sous forme d'un signal de sortie du filtre, les seuls éléments dudit signal de somme qui dépassent ledit seuil. La présente invention fournit encore une méthode de traitement 20 des signaux contenant des informations d'échos radar successifs dus à l'effet Dôppler, comprenant les étapes suivantes : emmagasinai des signaux dans une unité mémoire, écho par écho, groupés selon la portée du radar, lecture selon un ordre préétabli des signaux venant de la mémoire, portée par portée, déter-25 mination du logarithme à base 2 des signaux d'information lus selon un ordre pré-établi, production de plusieurs signaux de coefficient de pondération logarithmique, addition séparée de chaque coefficient de pondération aux logarithmes des signaux d'information lus selon un ordre pré-établi, comparaison des sommes 30 obtenues dans l'étape d'addition et des seuils préchoisis, et affichage video des parties des sommes dépassant les signaux de seuil. Afin de bien pouvoir comprendre la façon dont les objets et avantages de cette invention sont réalisés selon l'invention, des 35 modes de réalisation particulièrement intéressants de cette invention vont être décrits avec référence aux dessins annexés qui font partie de cette description : La Figure 1 est un schéma simplifié d'un mode de réalisation d'un appareil selon l'invention; 40 La Figure 2 est un schéma plus détaillé d'un dispositif filtre 70 32808 3 2063155 numérique qu'on peut utiliser dans l'appareil de la Figure 1; La Figure 3 est un graphique de la relation spectacle de la cible et des parasites; Les Figures 4-6 sont des graphiques représentant les courbes 5 de réponse de filtre type; La Figure 7 est un schéma plus détaillé d'un appareil selon 1' inverition; La Figure 8 est un schéma de forme d'onde représentant des signaux d'entrée et de sortie typiques pour l'appareil de la 10 Figure 7; Les Figures 9 et 10 sont des schémas logiques pour des convertisseurs binaire-logarithmique et logarithmique-binaire qu'on peut utiliser dans l'appareil de la Figure 2; et Les Figures 11-13 sont des schémas de synchronisation de 15 forme d'onde représentant les impulsions de synchronisation utilisées pour synchroniser les différentes parties du système de la Figure 7. Si on la décrit grosso modo , l'invention comporte un moyen permettant d'échantillonner et de digitaliser les échos analogiques 20 d'entrée et de convertir les informations digitalisées en un code numérique approprié. On introduit alors les informations dans une mémoire temporaire, appelée mémoire de travail, d'où on les extrait et les injecte dans une mémoire principale, mot par mot ou écho par écho. . Lorsque suffisamment 25 d'informations ont été accumulées pour donner les informations nécessaires sur une cible, les informations sont lues sur la mémoire, portée par portée, et envoyées sur un filtre numérique. Les informations linéaires binaires sont converties sous une forme logarithmique binaire et traitées selon des critères prédé-30 terminés dans le filtre. Les informations sont alors reconverties sous forme analogique et passent par un registre tampon vers un équipement d'affichage approprié, la sortie étant une image synthétique représentative des indications de mouvement de la cible. 35 En se reportant maintenant aux Figures, on voit que la Figure 1 représente les éléments fondamentaux du système dans lequel les informations d1 entrée sous forme analogique sont fournies à une borne d'entrée 10 d'où elles sont acheminées vers un convertisseur analogique-numérique 11 afin d'etirs casr-yorrîviss sous 40 une forme numérique dans un code dommode tel que le code de Gray 70 32808 4 2063155 ou code binaire réfléchi .Elles peuvent ensuite être converties en un code binaire pour un nouveau traitement. Après conversion, les informations sont introduites dans une mémoire 12 qui, de façon générale, joue le rôle d'accumuler les données au fur et à 5 mesure qu'elles sont reçues, puis de les introduire dans un groupe de filtres numériques, en "temps non réel" ou temps raccourci. Il est reconnu qu'un des rôles principal de ce système est de déterminer d'après les données qui entrent s'il existe 10 une cible mobile dans le champ de vision de l'équipement radar. Il faut pour cela que l'énergie de l'émetteur du radar dirige son rayonnement à intervalles successifs sur la cible, de façon à ce que le radar reçoive .les signaux de retour de la cible à des intervalles de tenps successifs différents, et que les 15 indications de changement de position tirées des échos soient analysées pour déterminer s'il existe ou non une cible mobile. Dans un quelconque écho donné, les informations reçues proviennent de plusieurs objets à surface réfléchissante situés à des portées différentes, le terme "portée" étant utilisé ici pour indiquer 20 la distance entre l'équipement radar et un objet réflecteur. Lorsque les informations en provenance de chaque écho radar sont reçues, elles sont emmagasinées dans la mémoire principale, écho par écho, les informations véhiculées dans chaque écho constituant des données provenant de plusieurs objets. Les informations sont 25 alors extraites de la mémoire, portée par portée, les déphasages ou lee conversions phase-amplitude pour une seule cible donnée entre un écho et le suivant indiquant le mouvement de la cible. Les informations extraites de la mémoire principale sont alors , transférées à un ensemble de filtres numériques 13. L'ensemble 30 de filtres numériques comprend des filtres numériques de transformation de Fourier discrète modifiée et utilise la multiplication logarithmique binaire pour permettre un accroissement de la rapidité de fonctionnement. On effectue grosso modo la fonction de filtrage en multipliant les informat ions "portée par un ensemble 35 prédéterminé de facteurs; ceci étant réalisé dans le filtre par conversion des données binaires sous une forme logarithmique binaire, addition à un coefficient et conversion de la somme de la forma iooaritlY:a:Va.*a binaire à une forme binaire. On décrira ceci plus en détail plus loin. 40 Les informations filtrées sont alors transférées dans une 70 32808 5 2063155 mémoire de post- détection 14 où la grandeur des données filtrées os-i comparée à un seuil. Si les données filtrées dépassent le seuil, indiquant une cible mobile, ces informations sont emmagasinées, intégrées, puis transférées dans un convertisseur 5 numérique-analogique 15 qui met les données sous forme analogique afin de les transmettre à un moyen d'affichage 16. Lâ mémoire de post-détection permet d'emmagasiner les informations '^portée" traitées en vue de l'affichage et permet une intégration après la détection. 10 II sera maintenant utile d'examiner plus en détail la disposi tion et le fonctionnement du filtre numérique. Un mode de réalisation préféré de ce filtre est représenté sur la Figure 2 où le signal d'entrée venant de la mémoire principale est injecté dans un convertisseur binaire-logarithmique 20 qui a pour rôle la 15 détermination du logarithme à base 2, les données étant introduites sous forme binaire. Dans le mode de réalisation décrit ici, chaque signal d'entrée dans le filtre est un échantillon à 6 bits du signal de retour video pour une portée spécifique. Pour chaque portée, il existe 16 échantillons qui sont traités les uns à la 20 suite des autres. Chaque signal d'entrée est converti en un logarithme binaire à 10 bits et introduit dans un additionneur dans chacun de quatre filtres identiques en parallèle. Le processus de conversion logarithmique présente un gain de vitesse de 3 sur 2 et un gain "hardware" de 2 sur 1 par rapport à un multiplicateur multiplication, 25 conventionnel "cobweb array". Le résultat du processus go / ou de l'addition des logarithmes, est un nombre complexe si bien qu'on doit effectuer deux multiplications réelles. On réalise ceci en multiplexant les coefficients réels et imaginaires pour chaque filtre. Le signal de sortie du convertisseur binaire-30 logarithmique passe par un registre tampon 21 et est injecté dans 4 additionneurs 22, 23, 24 et 25. Chaque additionneur est associé à un générateur de coefficient, ces générateur?', étant identifiés par les repères 26, 27, 28 et 29 sur la Figure 2. Chaque générateur de coefficient produit un signal de sortie qui constitue 35 un coefficient de pondération qui est ajouté au signal logarithmique pour effectuer la fonction de multiplication nécessaire pour le filtrage. Le signal de sortie de l'additionneur 22 passe par un registre tazapon 30, puis est introduit dans un convertisseur logarithmique-binaire 31 qui reconvertit le signal -modifié par 40 le coefficient- sous une forme binaire linéaire. Les produits 70 32808 6 2063155 des canaux à filtre sont divisés à la sortie du convertisseur logarithmique-binaire en partie réelle et immaginaire, c'est-à-dire en composantes vectorielles orthogonales et sont additionnés dans deux registres accumulateurs. Après traitement de seize 5 échantillons, les sommes accumulées passent d'un écoulement de données en parallèle à un écoulement de données en série, et on calcule la grandeur de chacune des deux composantes. La grandeur résultante est alors comparée à un seuil programmable. On considère qu'on a détecté une cible chaque fois qu'il y a un franchissement 10 de seuil dans un des filtres. Le signal de sortie du convertisseur 31 passe par deux registres tampon 32 et 33 et est introduit dans les registres accumulateurs réel et immaginaire 34 et 35, dont les signaux de sortie sont comparés à un signal de seuil dans un circuit 36 de seuil et générateur de grandeur. 15 Chacun des filtres restants comporte des éléments non repré sentés qui sont identiques à ceux représentés pour le premier filtre, les sorties des circuits de seuil de tous les filtres passant par un circuit "OU" 37 qui fournit le signal de détection de cible résultant aux circuits suivants. 20 Etant donné le multiplexage, il ne faut qu'un seul registre accumulateur logarithmique et qu'un seul convertisseur logarithmique-binaire pour chaque filtre. En outre, l'unité filtre comprend des moyens pour établir les seuils en utilisant les signaux de portée tels qu'ils sont extraits de la mémoire principale. Les informations 25 "portée" sont introduites dans un registre accumulateur 110 et un registre 111 qui effectuent une intégration des données de portée "brutes" et envoient ces données intégrées à l'une des entrées d'un additionneur 112. Un générateur de signal de seuil fixe 113 fournit un signal de seuil fixe à l'autre entrée de l'additionneur 112. Les 30 signaux additionnés passent par un registre tampon 114 et arrivent aux unités seuil dans les canaux/filtre en vue de la comparaison avec les signaux accumulés venant des registres accumulateurs réel et imaginaire. Si les données de portée "brutes"venant de la mémoire princi-35 pale comportent une grande quantité de bruit et de parasites les signaux apparaissant à la sortie du registre 114 sont relativement élevés, établissant ainsi un seuil élevé et empêchant les fausses alertes dues à ce que les parasites prennent l'aspect d'une cible. De même, les niveaux bas de parasites produisent un 70 32808 7 2063155 seuil bas. Toutefois, il existe un niveau au-dessous duquel le seuil ne peut pas être réglé avec sécurité. Ainsi, le niveau fixe est introduit pour fournir un seuil "plancher" pour des circonstances de fonctionnement où les signaux parasites tendent 5 vers zéro. 70 32808 s 2063155 L'utilisation de filtres numériques pour assurer la sélectivité nécessaire pour séparer les fréquences des cibles Doppler des composantes bruit ou parasite est une caractéristique significative de l'invention. Un exemple du spectre cible et parasite pour une 5 portée spécifique est donné sur la Figure 3. On y voit également la relation de l'ensemble de filtres numériques dans lequel passe une bande encadrant la région de la cible. On observera que les parasites et les images cible parasite sont rejetées. Les filtres numériques présentent plusieurs avantages sur les filtres analogiques, 10 y compris un degré de précision plus élevé et une stabilité absolue d'une caractéristique de fréquence donnée vu qu'on peut maintenir le gain et les dimensions de la bande passante. Il est également plus facile de programmer les caractéristiques de fréquence d'un filtre numérique et on peut construire une plus grande variété de 15 filtres, étant donné que des problèmes tels que les éléments à impédance négative ne se posent pas. En outre, le signal de sortie d'un filtre numérique peut être soit une fonction du temps soit une fonction de la fréquence. Quand un signal de temps est échantillonné à une fréquence 20 f , le spectre du signal est décalé autour des multiples de f . Si s s le signal est tel qu'il se produit dans une bande connue ayant une fréquence très élevée F qui est inférieure à £s , il ne se produit 2 aucune erreur d'identification. Si le signal échantillonné est maintenu à sa valeur échantillonnée pendant un intervalle de temps 25 t^ de l'intervalle d'échantillonnage, le spectre échantillonné est multiplié par une fonction de type sin x . La transformation de Fourier d'un signal échantillonné et conservé, trouvéepar la méthode de différentiation successive est -iuJ Z\t 30 , . A, X ( vu ) = ZJtt sin LU t A*. MIX N-l X ^ -jtfkAtco k=0 où N est le nombre d'échantillons et x^ sont les valeurs des signaux 35 échantillonnés. On peut considérer X {vJ) comme le oroduit d'un s signal de modulation, 70 32803 2063155 Za F(^/\t) = t sin t-A,1 t uJ £\ (2) -j (3) et d'un signal modulé, N=1 G(u/ .t) = At £, x^f, k = O 10 Le signal de modulation est indépendant du signal échantillonné et est simplement un sous-produit du processus d'échantillonnage et de maintien. Le signal modulé est la transformation de Fourier discrète (DFT) de x.(t), ou signal de temps. Pour une entrée sinusoïdale, à savoir : 15 *k - C ~ j il** s\+ G? ) k (4) où t^ = £ .La grandeur de la DFT est donnée par l'équation (5) 20 s uur= Al. sxn 2 VJ A t r sin(uy +uUJ (N-l) At/2 sin ( uj + wj )/\ t/2 (5) La grandeur normalisée de chaque point dans la DFT avec K = 16 est représentée par la courbe en trait plein de la Figure 4. On peut voir que la DFT peut être considérée comme un ensemble de filtres passe-bande élémentaires.La transformation de Fourier d'une sinusoï-25 de de durée infinie peut être considérée comme un filtre passe-bande qui laisse passer une seule fréquence. De même, la DFT peut être considérée comme un filtre passe-bande qui laisse passer seulement les signaux voisins de sa fréquence centrale. On peut signaler que tous deux donnent une sortie qui est fonction de la fréquence. Un 30 inconvénient de la DFT est qu'on ne peut atteindre cae haute suppression en dehors de la bande passante, car les lobes secondaires ne sont qu'à environ 13dB plus bas. Une autre méthode pour obtenir un filtre à largeur de bande désirée avec une complexité et un retard do f&nsgz moyens consis-cs 35 à ajouter une fonction de pondération de temps à un calcul de la DFT. On peut appeler cette méthode la transformation de Fourier discrète modifiée (MDFT). Une réponse pondérée typique est représentée par la courbe en ligne en tirets de la Figure 4. La technique de la MDFT consiste à multiplier le signal 70 32808 10 2063155 échantillonné par une fonction de pondération. Etant donné que la multiplication dans le domaine du temps à la convolution dans le domaine de la fréquence, la convolution du spectre du signal avec le spectre de pondération correct peut réduire les lobes 5 secondaires. La conception du filtre MDFT consiste à choisir les coefficients de pondération correcte » Plusieurs bonnes fonctions de pondération ont été développées. Par exemple la fonction de pondération de Hamming W(t. ) = 0,54 - 0,46 cost2^1) , (6) x H 10 où i = 0,1,...N-l réduit le premier lobe secondaire à 37 dB plus bas. Il est également possible de choisir un spectre de puissance désirée, qui peut être exprimé comme une série trigonométrique, et n déduire la fonction de pondération. Ce processus exige quelques calculs ennuyeux, en 15 particulier lorsque N est grand. Une réponse de filtre typique pour N = 16 échantillons et une fonction de pondération de Hamming est représentée sur la Figure 5. Une réponse composite typique pour un ensemble de 4 de ces filtres est représentée sur la Figure 6. Les filtres sont centrés sur 500, 20 750, 1250 et 1750 Hz. La fréquence de répétition des impulsions (PRF) est de 4000 Hz. Etant donné que les sorties des 4 filtres sont caractérisées par un circuit "OU", la réponse composite est le maximum des réponses individuelles. Une technique supplémentaire pour le rejet des parasites est 25 l'annulation de fréquence, La technique consiste à calculer la réponse fréquentielle basse avec un seul filtre et à soustraire celle-ci des autres réponses de filtre. En choisissant correctement les fonctions de pondération des filtres passe-bas et passe-bande, on peut obtenir pratiquement n'importe quelle fréquence de coupure 3G «t ondulation décirée» Afin de réduire les besoins de matériel, on utilise plusieurs algorithmes dans la mise en application de l'équation de filtre. Chaque filtre calcule N-l 35 Y (r) = Z x±Cir, ^ (7) i=o -,i2 u/ ir où C±r = ut» irc N " » coefficient complexe ; r est- la fréquence normalisée, N est le nombre d'échantillons ; et ytf ^ 40 est un coefficient de pondération. 70 32808 ii 2063155 (log X + log C ) (8) Vu que X.C. = 2 ^ 1 ^ ir i ir pour Xi ï o et Cir ^ 0, on peut réduire la multiplication à une addition des logarithmes 5 des X^ et des coefficients. Un seul convertisseur binaire-logarithmique binaire suffit également puisque log^X^ est utilisé par chaque -filtre. L'opération de seuil consiste à comparer la valeur absolue de Y (r) avec T où T est la valeur du seuil. Pour mieux comprendre la conversion binaire-logarithmique, on 10 peut se reporter aux ouvrages suivants : J.N. Mitchell, Jr., "Computer Multiplication and Division Using Binary Logarithms", IEEE Transactions on Electronic Computers, Vol. EC-11, pp. 512-517, AoQt 1962 ? M. Combet, H. Van Zonneveld, and L. Verbeek, "Computation 15 of the Base Two Logarithm of Binary Numbers" , IEEE Transactions on Electronic Computers, Vol. EC-14, N° 6,pp. 863-867, Décember 1965. Une étude de la transformation de Fourier discrète et des techniques permettant son utilisation peut être trouvée dans G.D. Bergland, "A Guided Tour of the Fast Fourier Transform", IEEE 20 Spectrum, Juillet 1969, pp. 51-52, avec une bibliographie complètre. Une description des algorithmes utilisée dans les conversions binaire-logarithmique et logarithmique-binaire suit. On peut facilement coder un nombre binaire N sous la forme : N = 2K(1+x), (9) 25 où x est compris entre O et 1. Le logarithme binaire de N est donné par : log2N = K + log2(l+x) (10) Une approximation de premier ordre de log2Î5 est K+X. C'est une approximation linéaire discontinue entre les points où 30 log^N prend des valeurs entières. On peut obtenir une précision * nouvelles supérieure par de/ approximations linéaires discontinues de la portée de X. Avec 4 portées de correction de X, l'erreur absolue E,définie par E = log2(1+x)-(x+c(x)), (11) 35 peut être rendue inférieure à 0,013. On a également constaté grâce à un simulateur qu'une mantisse de 7 bits était suffisamment précise. On a trouvé un algorithme pour l'exponentiation binaire de la somme des logarithmes. Supposons que M = M^,soit un nombre binaire, on a alors : 40 2M = 2M1 'M2 = 2M1 2 °'M2 où 0^ 0,M2 70 32808 12 2063155 M Une première approximation de 2 en exposant est donnée par : M EXP(M) = 2 1(1+0, M-) (13) M Ceci constitue une approximation linéaire discontinue de 2 entre les points où M est un nombre entier. On peut obtenir une précision 5 accrue par de nouvelles approximations sur la portée. Une correction exponentielle est : EXP C(M) = 2M1(1+M2+C(M2) ) (14) où C(M2) est un terme correctif* A l'aide d'un simulateur, on a développé une fonction C(M2) et on l'a appliquée facilement avec 10 une erreur inférieure à O,5%. Le convertisseur binaire-logarithmique mis en oeuvre ici peut être divisé en quatre parties : l'essai au zéro et les portes des caractéristiques ; les portes de décalage des mantisses ; le circuit de contrôle de correction et l'additionneur de correction. 15 Le convertisseur est représenté sous forme schématique dans la Figure 8. L'essai au zéro sert à'effacer le registre "produit" pour une multiplication ou à régler le registre "totîOfcient" pour les opérations de division. Les portes des caractéristiques déterminent le l'emplacement du bit le plus significatif (MSB = 2 ) et produisent 20 le nombre binaire k. Ces portes sont décrites par des équations logiques données dans le Tableau 1. Les portes de décalage des mantisses décalent les bits à la droite du MSB dans la position correcte pour une action de correction. Les portes des mantisses sont décrites par les équations logiques du Tableau 1. 25 Etant donné que les régions de correction sont O, 1/4, 1/2, 3/4, il suffit de deux MSB pour commander l'addition de correction. L'additionneur de correction ajoute la correction correcte à la mantisse. La somme est alors envoyée par l'horloge dans le registre de mantisse. Un schéma simplifié du circuit convertis seur loga r itferoiqu e -30 binaiïe cto 1 ' antilTxfa'rithme pour deux régions de correction et de l'arithmétique en parallèle, utilisant des éléments logiques standard du circuit de logique transistor-transistor, se trouve représenté sur la Figure 9. Le registre d'entrée contient à la fois la caractéristique et la mantisse du logarithme à convertir. On 35 ajoute une correction en fonction du MSB de la mantisse approchée. On utilise alors la caractéristique pour décaler le nombre. Ceci k correspond à une multiplication par 2 . Les équations logiques sont données dans le Tableau 2. 70 32808 13 2063155 Tableau 1 : équations logiques des portes des caractéristiques. Co = A5+ A4 " (A3+ A2 Al} C1 = A5,54 * *A2 + A2^ C2 = A5 + A4 5 Remarque : Entrée = A_ A. A_ A„ A_ A„ 5 4 3 2 1 0 Sortie = C2 CQ + signifie addition logique, "OU" . signifie produit logique, "ET" Tableau 2 î équations logiques des portes décalage des 10 mantisses. M = 0 0 M, = A .A 1 o 5 _ M„ = A . A_ + A . A. .A 2 5 1 5 4 o M_ = A .A +2T .A ,A_ + ~K ZK . A . A 3 52541 54 3 o 15 M. = A_ . A, + A,_.A..A_ +TT_.'J^.(A--,A_ +~S"^.A_.A ) MS = V*4 + V*3 +ir5-A3'A2 + ^5 ^4 " \ * (*2 +Vo» Entrée = A_A A A A A 5 4 3 2 1 o Sortie = M_ M. M_ M0 M, M 5 4 3 2 1 o La somme dés produits pour les composantes réelle et imaginai-20 re de Y(r) s'accumule dans lesrcç-:'.,"±res aecasraulafceuî-.-s réeiL et imaginaire, Après 16 échantillons d'entrée, la grandeur est produite en utilisant l'algorithme s rr^—j Si Y = J R + I soit Y^ =Jr| ' si R ~~EZ. 21 ^2) 25 |IJ , si I 2R 3/4 (|r| + f ij ) , dans les autres cas. Quoique l'erreur définie par E = puisse être aussi importante que 10%, l'effet de cette erreur est réduit par l'opération de seuil. Il est également souhaitable d'incorporer dans un système de 30 ce type un circuit de réponse de fausse alerte contrôlée qui constitue une opération de seuil variable. Les seuil est produit en calculant le niveau de parasite moyen dans chaque élément de mémoire de portée. On ajoute alors le niveau moyen à une valeur de seuil fixe. On soustrait alors le seuil résultant de chaque 35 sortie de filtre proportionnellement à la sortie à pleine charge du filtre pour les parasites seuls. Ce procédé est également décrit avec référence à la Figure 2. La moyenne est facilement disponible et est la somme des amplitudes des signaux pour les 16 échantillons d'entrée,divisés par 16. L'incrément du multiplicateur qui est 40 choisi par l'opérateur permet à l'augmentation du seuil produite par 70 32808 14 2063155 un franchissement du seuil d'être proportionnée pour permettre un contrôle des taux de fausse alerte. La Figure 7 représente un schéma plus détaillé du système tout entier. Le signal video d'entrée qui contient les informations 5 dans un signal de retour de cible est fourni à l'entrée d'un amplificateur tampon 40» dont le gain peut être commandé par l'opérateur grSce au réglage d'un tableau avant classique 41. Le signal de sortie de l'amplificateur tampon passe par un interrupteur unipolaire à deux positions/repéré généralement par 42, qui 10 peut être connecté soit à la sortie de l'amplificateur tampon soit à une entrée de cible simulée qui est produite en vue d'effectuer des essais ; le générateur de signal d'essai sera étudié plus en détail ultérieurement. Le signalécible sort de l'interrupteur 42 et est introduit dans l'entrée d'un circuit d'échantillonnage et 15 de maintien 43 qui échantillonne le signal d'entrée à une fréquence pré-choiâie et délivre le signal échantillonné et maintenu à l'entrée d'un convertisseur analogique-numérique 44. Le convertisseur analogi que-numérique peut être d'un type conventionnel, mais il est intéressant qu'il soit du type décrit dans le brevet E.U.A. 20 K° 3.187.325 délivré à F.D. Waldhauer dans lequel un code de Gray est produit par un dispositif en cascade d'étages binaires. Le signal de sortie du convertisseur 44 est un code de Gray, si le convertisseur analogique-numérique est celui suggéré plus haut Pour un traitement ultérieur, le code est converti en un code 25 binaire par un convertisseur classique de code Gray 45, dont la registre sortie est connectée par un /tasapon 46 à l'entrée d'une mémoire de travail 47. La mémoire de travail sert à comprimer plusieurs mots échantillons en un seul mot pour la mémoire principale ainsi qu'à réduire le débit des données dans la mémoire principale. On 30 reconnaît que le débit de données instantané dans la mémoire de travail est sensiblement plus élevé que le débit de données moyen pendant une longue période de temps (par exemple plusieurs cycles d'échantillons) et que, en ralentissant le débit des données avec la mémoire de travail, on peut utiliser une mémoire principale qui 35 n'a besoin que d'une capacité d'entrée à faible débit. Ceci réduit la vitesse et le prix de revient de la mémoire principale. Les informations extraites de la mémoire de travail passent par un registre tampon 48 et parviennent dans la mémoire principale à transistors à double jonction sous forme d'une série de mots. 40 Les informations sont extraites orthogonalement, portée par portée, 70 32808 15 2063155 de la mémoire- 49 et sont introduites dans le filtre numérique 50 qui a été décrit précédemment avec référence à la Figure 2. Dans le filtre, le signal est converti sous forme logarithmique, combiné auxcoefficients, reconverti de la forme logarithmique à la forme 5 binaire, mis. au seuil, et sorti • du filtre pour être injecté dans un additionneur 60. La sortie de l'additionneur est connectée à l'entrée d'une mémoire de post -détection 61 à transistors à double jonction qui fournit des informations de réaction à un soustracteur 62, la sortie du soustracteur étant la seconde entrée 10 de l'additionneur 60. Les données emmagasinées dans la mémoire 61 sortent par une porte de sortie 62, traversent un convertisseur numérique-analogique 63, puis passent par un amplificateur tampon 64 jusqu'au dispositif d'utilisation sous forme d'un signal video synthétique. 70 32803 16 2063155 Pour synchroniser les différents éléments du système, l'impulsion émise sert de signal de synchronisation. L'impulsion émise est fournie à un amplificateur tampon 70, dont la sortie est connectée à un seul contact fixe d'un interrupteur unipolaire 5 à deux positions repéré généralement par 71. L'interrupteur 71 permet de choisir soit la sortie de l'amplificateur tampon soit un signal de synchronisation produit intérieurement identifié comme une fréquence d'impulsions interne PRF.Le signal choisi par l'interrupteur 71 est connecté à une horloge à retard de 10 portée 72 qui fournit des impulsions de temps à un compteur à retard de portée 73 ayant une portée variable qui peut être choisie sur le tableau avant grâce à un bouton sélecteur 74. La sortie du compteur est connectée à une horloge à programme 75 qui est l'horloge principale du système. L'opérateur choisit 15 la vitesse à laquelle le système se recycle dans l'horloge à programme en réglant la largeur d'un élément de mémoire 76, de ce qui permet de choisir le nombre de mots/porté* à traiter pour une portée particulière. La sortie de l'horloge à programme est connectée auxcompteurs à programme qui mettent en séquence 20 le système grâce aux programmes qui leur sont fournis selon les critères de réglage spécifiques établis pour le système. Les sorties de l'unité compteur à programme comprennent un moyen bascule pour extraire les informations de la mémoire principale 49= La sortie du compteur à programme fournit 25 également l'entrée de commande de synchronisation à l'unité principale de commande et de décodage 78. On a prévu des sorties de l'unité de commande sur le conducteur 79 pour synchroniser les opérations d'échantillonnage et de conversion des unités 43 et 44; des signaux de synchronisation sur le conduc-30 teur 80 pour le registre tampon de la mémoire de travail, le registre d'adresses de la mémoire de travail et le registre tampon de la mémoire principale; des moyens de synchronisation pour la mémoire principale sur le conducteur 81; des signaux permettant le fonctionnement de la porte pour la porte de 35 sortie 62 sur le conducteur 82 ; et des impulsions de synchronisation sur le conducteur 83 pour le convertisseur binaire-logarithmique et les additionneurs multiplex dans le filtre numérique. Le front d'une impulsion émise par l'émetteur radar, qui 40 est connecté à un tampon 70, permet la séquence de compte à rebours 70 32808 17 2063155 du retard de portée en démarrant un train d' impulsions entre l'horloge ;à retard de portée et le compteur à retard de portée 73. Lorsque l'opérateur a atteint sur le tableau avant le compte ou la portée fixés, l'horloge du système est 5 alors capable d'effectuer ses fonctions. Ceci démarre l'opération de commande qui déclenche le processus d'échantillonnage et de conversion dans les unités 43 et 44. Le signal d'entrée envoyé à l'amplificateur tampon 40 et au circuit d'échantillonnage et de maintien passe par un registre tampon et est converti en 10 un signal binaire, échantillonné et conservé, puis quantifié en 6 bits par le convertisseur 44. Le signal vidéo est échantillonné et quantifié selon la largeur d'impulsion émise, dans un mode de réalisation préféré de l'appareil, pour un compte de 288. Etant donné que le convertisseur analogique-15 numérique produit un code de Gray, les échantillons portée sont convertis en binaire par le convertisseur 45. Trois échantillons portée sont placés en un seul mot dans le registre tampon de la mémoire de travail, puis chargés dans la mémoire de travail. La mémoire de travail peut être lue à une vitesse qui 2o est la moitié de celle à laquelle elle est inscrite, afin de compenser le débit normalement plus faible de la mémoireprinci-pale, cette extraction d'informations étant commandée par les signaux de commande injectés dans le registre tampon de la mémoire. 25 Au fur et à mesure que la mémoire de travail est lue, la mémoire principale est inscrite. La mémoire principale comprend des plans de registre à décalage (^transistors à double jonction) de 18-1600 bits,•avec des prises à des intervalles de 100 bits vers un registre de sortie. La capacité de la mémoire permet seize 30 impulsions d'intégration Dopplep cohérente . Pour maintenir le débit d'entrée, 18 éléments portée sont traités durant chaque que intervalle entre deux impulsions, c'est-à-dire/le nombre d'éléments portée traités par fréquence d'impulsions (impulsion émise) est égal au nombre d'échantillons portée par fréquence d'impulsions 35 divisé par le nombre d'impulsions intégrées, qui est égal à 288 divisé par 16, soit 18 éléments portée. Etant donné que 3 échantillons portée sont classés dans chaque mot de mémoire, la mémoire est lue 6 fois pour chaque impulsion émise (fréquence d'impulsions) pour obtenir les informations requises. L'intervalle 40 de traitement est choisi de façon à ce que 18 éléments de mémoire 70 32803 18 2063155 uniformément répartis dans tout l'intervalle porté soient traités ensemble, c'est-à-dire que le bloc traité, pour la première fréquence PKF comprend les éléments 1, 2, 3, 49, 50, 51, ... 241, 242, 243. Lors de la fréquence PRF suivante, 5 les éléments 4, 5, 6, 52, 53, 54, etc., sont traités. La mémoire est lue par extraction des informations au niveau des prises dans le plan du registre à décalage et par chargement des informations dans le registre de sortie de la mémoire, c'est-à-dire que les 16 échantillons portée correspondant à une portée R 10- sont extraits simultanément. Les données extraites sont alors introduites dans le filtre numérique. La mémoire de post-détection 61 a deur, rôles. La mémoire emmagasine les éléments portée traités pour passage dans le registre tampon avant affichage et assure une intégrati^n^^ arrg^. 15 supplémentaire de post-détection si besoin est, dan3 la limite de la/ momentané de l'antenne. La recirculation de la mémoire est synchronisée avec l'entrée pour fournir un balayage d'affichage pour chaque fréquence PRP. Au fur et à mesure que la mémoire tourne, les anciens éléments de mémoire "portée", 20 correspondant à ceux qui viennent juste d'être traités, sont retirés de la mémoire, retardés, ajoutés aux éléments qui viennent d'être traités,et remis en mémoire. On réalise ceci à l'aide d'un circuit de soustraction 62 qui prend dans la mémoire 61 les informations traitées, les retarde et les 25 ajoute dans un additionneur 60 aux données qui viennent drêtre injectées. Le retard programmé fait correspondre approximativement le temps d'intégration total au temps d'arrêt momentané de l'antenne pour permettre un meilleur fonctionnement. L'effet tampon fourni par le poste.détecteur permet à la mémoire 30 de rëspecter l'ordre de traitement interne pour améliorer le rendement de la mémoire. La Figure 8 représente des signaux d'entrée et de sortie typiques pour l'appareil de la Figure 7. Sur la Figure 8, la forme d'onde 120 est un signal d'entrée typique présentant une 35 partie 'parasite" relativement importante près du commencement, des échos venant de plusieurs objets fixes, et une indication de cible mobile dans la région repérée par le nombre 121. Les échos dus à 1 ' effet Etôppler apparaissent sur un oscilloscope comme une région "herbeuse" occupée par des ondes d'amplitude 40 variable , représentant desdéphasagesde l'écho radar dû à l'effet 70 32808 19 2063155 Doppler au fur et à mesure que la cible se déplace, changeant le nombre de longueurs d'onde , (à la fréquence radar) entre l'émetteur et la cible. Ceci est typique de la sortie de signal fournie à l'amplificateur tampon 40 sur la Figure 7. 5 La forme d'onde inférieure représente un signal de sortie typique à la sortie du tampon 64, la cible étant repérée par le nombre 122. Afin d'effectuer des essais, un générateur de signal d'essai 90 est prévu et comprend un générateur de fréquence 10 d'impulsions interne 91 qui est conçu pour fournir une impulsion similaire par sa nature et sa fréquence de répétition à l'impulsion émise par l'équipement radar. La fréquence d'impulsions (PRF) est variable et peut être réglée au moyen d'une commande 92 dont dispose l'opérateur du système. La sortie du générateur 15 91 est connectée à un contact fixe de l'interrupteur 71 et peut être choisie par l'opérateur en vue des essais. Le signal de fréquence d'impulsions,appelé PRF interne, a pour rôle de démarrer les opérations du compteur et de l'horloge à retard de portée, comme précédemment décrit. 20 La sortie du générateur 91 est également connectée à un circuit 93 à multivibrateur -monostable à retard de portée qui fait partie d'un circuit conçu pour produire un signal de retour de cible simulé. Le circuit 93 est à retard variable, et on peut régler sa constante de temps en déplaçant un bouton de commande 25 de portée 94 qui se trouve à portée de la main de l'opérateur. En réglant le bouton 94, l'opérateur peut choisir la portée pour laquelle la cible simulée doit apparaître. La sortie du circuit 93 est connectée à un multivibrateur monostable produisant des impulsions ayant la largeur d'une cible, circuit qui 30 produit une impulsion dont la largeur est réglable pour simuler des cibles ayant des dimensions physiques variables. On peut régler la largeur en déplaçant une commande de largeur 96 qui est également portée de la main de 1'opérateur. La sortie du multivibrateur monostable 95 est connectée à la borne de 35 commande d'une porte analogique de commutation 97 permettant de commander la durée de temps pendant laquelle la porte est rendue conductrice. Un oscillateur Doppler 98 fournit un signal à la porte 97 qui, lorsque la porte est conductrice, est injecté à une des entrées d'un amplificateur totalisateur 100. 70 32803 20 2063155 On. règle la fréquence de l'oscillateur Doppler 98 en réglant une commande 99 de fréquence Doppler. Ceci modifie le degré de mobilité qui semble exister dans la cible simulée. Un générateur de bruit loi produit un signal de bruit, dont on peut 5régler la grandeur en réglant une commande 102, et ce signal est fourni à une seconde entrée de l'amplificateur totalisateur 100. Un signal de polarisation est envoyé à l'amplificateur par 70 32808 ZI 2063155 une commande -103 de décalage du signal vidéo. Les caractéristiques de la cible sont additionnées par l'amplificateur 100 et envoyées, par l'intermédiaire du conducteur 104, à un contact fixe de l'interrupteur 42 au niveau duquel une indication de cible 5 simulée peut être choisie afin d'être traitée dans les circuits d'échantillonnage et de maintien ainsi que dans les circuits restants du système en vue des essais. Les Figures 11, 12 et 13 représentent des signaux de synchronisation typiques qui peuvent être utilisés pour syn-10 chroniser et commander les opérations dans tout le système. On pense que les diagrammes de signaux de synchronisation,-s'expliquent d'eux-mêmes lorsqu'on les lit en se reportant à la "traduction"suivante des codes identifiant les trains d'impulsions individuels : 15 Samcom échantillonnage des ordres Thresh seuil LSPB1 chargement de la mémoire de travail, unité 1 LSPB2 chargement de la mémoire de travail, unité 2 LSPB3 chargement de la mémoire de% travail, unité 3 20 WSP inscription, mémoire de travail RSP lecture, mémoire de travail MEML chargement de la mémoire principale (p 2 chargement de la mémoire principale ^ 2 Cp 1 chargement de la mémoire principale 1 25 Read 1 lecture de la mémoire principale PRF 1 Read 2 lecture de la mémoire principale PRF 2 Read 16 lecture de la mémoire principale PRF 16 SH data 1 décalage des données dans le registre de sortie de la 30 mémoire principale, PRF 1 SH Data 2 décalage des données dans le registre de sortie de la mémoire principale, PRF 2 35 SH Data 16 LADD LL/B 40 LREACM décalage des données dans le registre de sortie de la mémoire principale, PRF 16 chargement de l'additionneur chargement du convertisseur log-binaire chargement du registre - accumulateur réel 70 32808 22 2063155 limacm lrmag limag cracm 5 cia cm. crc crim loath 10 clrth cbacm shmag shtr sh7 15 sh3 clst consp 20 lpdr1 lpdr2 shpdl shpd2 cp2read 25 cp1read lnpd rpddaa-f chargement du registre - accumulateur imaginaire chargement du générateur de grandeurs réelles chargement du générateur de grandeurs imaginaires effacement du registre accumulateur réel effacement du registrre accumulateur imaginaire effacement du compteur portée effacement des registres réel et imaginaire dans le générateur de grandeurs chargement des registres seuil effacement des registres seuil effacement du registre accumulateur binaire décalage des registres du générateur de grandeurs décalage des registres seuil décalage du registre pour comparaison des grandeurs supérieures à sept décalage du registre post-seuil, de trois places effacement du registre à décalage post-seuil envoi rythmé des données anciennes et nouvelles dans la mémoire de travail de post-détection chargement du registre posierdétection, prfI chargement du registre post-détection, prf2 décalage du registre post-détection 1 décalage du registre post-détection 2 lecture de la mémoire de post-détection lecture de la mémoire de post-détection cp2 chargement de la mémoire dè post-détection lecture des données de post-détection en n/a, cycles A-F Bien que certains modes de réalisation intéressants aient 30 été choisis pour illustrer l'invention, les hommes du métier comprendront que différents changements et modifications peuvent être apportés à ces modes de réalisation sans s'écarter du cadre de l'invention telle qu'elle etst décrite dans les revendications annexées. NOTE POUR LA FIGURE 11 (1) Les indices chiffrés des ordres désignent le cycle dans lequel ils interviennent. (2) Les ordres continuent le compte jusqu'au cycle suivant sauf indication. .... 70 32808 23 2063155 REVEHDICATIOHS 1. Appareil de traitement des informations représentées par des échos radar, caractérisé par : un moyen mémoire conçu pour emmagasiner les informations sous forme binaire selon l'ordre 5 dans lequel elles sont reçues; un moyen de lecture conçu pour extraire les informations dudit moyen mémoire par groupes selon les catégories de portée radar desdites informations, un moyen de filtrage conçu pour filtrer lesdites informations numériques, et un moyen de conversion numérique-analogique conçu pour 10 convertir lesdites informations sous une forme analogique en vue de l'affichage. 2. Appareil selon la revendication 1, caractérisé par le fait que ledit moyen mémoire comprend un circuit d'échantillonnage conçu pour échantillonner et retenir des signaux représentant 15 des segments desdites informations, et un moyen de conversion linéaire conçu pour convertir les signaux échantillonnés sous forme binaire linéaire, lesdits signaux binaires linéairesétant emmagasinés dans ledit moyen mémoire, écho par écho, et ledit moyen de lecture lisant les signaux emmagasinés, portée par 20 portée, ledit moyen de filtrage étant conçu pour filtrer lesdits signaux numériques lus et pour rejeter tous les signaux à l'exception de ceux compris dans une bande prédéterminée de fréquences, et ledit appareil étant en outre caractérisé par un moyen d'emmagasinage conçu pour emmagasiner les signaux d'infor-25 mation filtrés, ledit moyen de conversion numérique-analogique comprenant un moyen d'extraction conçu pour extraire les signaux filtrés emmagasinés. 3. Appareil selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que ledit moyen de filtrage comprend un moyen de conversion 30 logarithmique conçu pour convertir sous forme binaire logarithmique les informations extraites dudit moyen mémoire, un générateur de signaux de pondération capable de produire plusieurs signaux de coefficient de pondération logarithmique et un circuit d'addition conçu pour additionner séparément lesdits signaux de coeffi-35 cient de pondération aux informations extraites de ladite mémoire, un moyen de conversion binaire conçu pour convertir sous forme binaire linéaire les signaux additionnés, et un circuit de comparaison conçu pour comparer les signaux résultants à un signal de seuil prédéterminé. 40 4. Un filtre numérique caractérisé par un moyen de conversion 70 32808 24 2063155 logarithmique conçu pour accepter les signaux d'information binaire linéaire et pour convertir lesdits signaux d'information en signaux logarithmiques binaires, lesdits signaux logarithmiques binaires étant transrais à un canal à filtre qui comprend un généra-5 teur de signaux capable de produire des signaux électriques représentant une fonction de coefficient, un circuit d'addition conçu pour additionner lesdits signaux de fonction de coefficient auxdits signaux d'information logarithmique binaire, un moyen de conversion binaire conçu pour convertir la somme desdits signaux 10 de fonction de coefficient et desdits signaux logarithmiques binaires en signaux de forme binaire linéaire, un générateur de signal de seuil capable de produire un signal représentatif du seuil, et un circuit de comparaison conçu pour comparer ledit signal de somme audit signal de seuil et pour fournir, sous 15 forme d'un signal de sortie du filtre, les seuls éléments dudit signal de somme qui dépasse ledit seuil. 5. Un filtre numérique selon la revendication 4, caractérisé par le fait qu* il est prévu plusieurs desdits canaux à filtre et que lesdits signaux logarithmiques binaires sont transmis auxdits 20 plusieurs canaux à filtre, ledit signal de seuil étant calculé d'après les signaux d'information binaire, et ledit signal de somme étant comparé sous forme binaire linéaire audit signal de seuil, et ledit filtre étant en outre caractérisé par un moyen circuit "OU" connecté aux sorties de tous lesdits canaux, 25 6. Une méthode de traitement des signaux contenant des informations d'échos radar successifs dus à l'effet Doppler, caractérisée par les étapes suivantes : emmagasinage des signaux dans une unité mémoire écho par écho, groupés selon la portée du radar, lecture selon un ordre pré-établi des signaux venant de la 30 mémoire, portée par portée, détermination du logarithme à base 2 des signaux d'information lus selon un ordre pré-établi, production de plusieurs signaux de coefficient de pondération logarithmiques, addition séparée de chaque coefficient de pondération aux logarithmes des signaux d'information lus selon un ordre pré-35 établi, comparaison des sommes obtenues dans l'étape d'addition et des seuils pré-choisis, et affichage vidéo des parties des sommes dépassant les signaux de seuil. 7. Une méthode selon la revendication 6, selon laquelle les signaux d'écho radar sont sous forme analogique, caractérisée 40 par les étapes suivantes : échantillonnage des signaux analogiques 70 32808 25 2063155 et conversion-des parties échantillonnées sous forme binaire linéaire avant leur emmagasinage dans ledit dispositif mémoire, et conversion desdites parties des sommes -obtenues par l'étape d'addition - qui sont supérieures aux signaux de seuil, en 5 forme analogique pour affichage ultérieur-