FR 2106535 A1 19720505 FR 7133118 A 19710914 71 331.10 1 2106535 De nombreux types de circuits d'alimentation régulée ont déjà été proposés et utilisés. Un type courant de ces circuits comporte un redresseur à deux alternances qui redresse une tension alternative et applique une tension continue aux bornes 5 d'une charge. La valeur moyenne de la tension appliquée à la charge peut être modifiée en introduisant un retard variable au début de chaque demi-alternance du courant redressé. Ce retard variable est introduit par un circuit de commande à décalage de phase ou par un circuit de commande de polarisation con-10 tinue. Dans un cas comme dans l'autre, le courant circule à chaque demi-alternance jusqu'au moment où la tension s'annule, ou devient négative à l'anode de l'élément redresseur. Ces dispositifs présentent des inconvénients car, en raison du fait que le courant circule entre des moments variables 15 du début et de la fin de chaque demi-alternance, le courant fourni contient un taux élevé d'harmoniques, et un filtrage important est nécessaire pour les éliminer. Dans les dispositifs comportant des composants semi-conducteurs, une puissance importante est perdue sous forme de chaleur développée dans ces composants. 20 Un second type de régulateur très répandu comporte un transformateur à tension constante. Ce sont des dispositifs statiques appelés souvent transformateurs ferro-résonnants à réac-tance de fuite. Le transformateur comporte un noyau magnétique sur lequel sont bobinés un enroulement primaire et un enroule-25 ment secondaire, séparés par une dérivation et un entrefer. Ces transformateurs à réactance de fuite sont efficaces, mais leur plage de régulation est limitée à plus ou moins 10 #, ou éventuellement plus ou moins 15 $ de la tension nominale à laquelle la tension constante de sortie doit être maintenue. La régula-30 tion en fonction de la fréquence est mauvaise et la distorsion à la sortie est importante, de l'ordre de 20 Les fuites magnétiques importantes autour du dispositif peuvent perturber sérieusement son environnement. En outre, le niveau de sortie varie avec le facteur de puissance. Ces transformateurs à ten-35 sion constante comportent un enroulement connecté à un condensateur à, courant alternatif dont le volume est important, comparé à celui du noyau magnétique et à celui d'un condensateur à courant continu de même capacité. Au surplus, ces régulateurs à 71 33119 2106535 transformateur à tension constante fonctionnent aux environs de la saturation et doivent donc être réalisés avec des tôles de nuance et de laminage spéciaux afin que les pertes restent dan3 des limites raisonnables» 5 La présente invention concerne donc un circuit d'alimen tation régulée qui élimine les inconvénients précités et qui peut fonctionner dans les modes alternatif-continu, continu-continu, alternatif-alternatif et continu-alternatif. Ce circuit comporte un organe qui emmagasine de l'énergie sous forme de 10 tension continue et qui fait apparaître, à l'entrée d'un commutateur, une tension alternative de forme d'onde carrée, dont le déphasage par rapport à la tension alternative d'entrée peut être , lç. valeur commandé pour faire varier/de la tension de sortie. Le circuit selon l'invention peut servir à corriger le facteur de puissance 15 d'une charge, il peut être réglé dans une large plage de tensions ou d'intensités de sortie, il ne comporte aucun condensateur à courant alternatif et il régule automatiquement la tension de sortie en faisant varier, sous le contrôle d'un signal de réaction prélevé k la charge, le déphasage de composants semi-conduc-20 teurs de commutation. Le circuit de régulation selon l'invention, alimenté en courant alternatif, comporte un circuit capacitif, un dispositif de commutation, un dispositif qui charge le circuit capacitif à une polarité, à partir de l'alimentation en courant alternatif, 25 et par l'intermédiaire du dispositif de commutation commandé à une fréquence proportionnelle à la fréquence du courant alternatif d'alimentation, et un dispositif qui maintient le dispositif de commutation à l'état conducteur pendant une période représentant 180® de chaque demi-alternance du courant alternatif d'ali-30 mentation. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention res-sortiront de la description qui va suivre faite en regard de plusieurs modes de réalisation donnés à titre explicatif et non limitatif. 35 Sur les dessins annexés : la figure 1 représente le schéma simplifié d'un mode de réalisation selon ^invention j 71 33119 i 3 2106535 la figure 2 représente le schéma d'une version simplifiée de l'invention ; la figure 3 représente le diagramme vectoriel des tensions et courants dans le circuit ; 5 la figure 4 représente la courbe de la tension en fonc tion de l'intensité ; les figures 5A à 5C sont des courbes représentant les tensions et les intensités dans le circuit ; la figure 6 représente le schéma d'un autre mode de réa-10 lisation simplifiée du circuit ; la figure 7 représente le schéma d'une autre variante j la figure 8 représente le schéma d'une autre variante ; les figures 9A à 9C représentent les courbes de tensions et d'intensités en fonction du temps ; 15 les figures 10A et 10B sont des diagrammes vectoriels des intensités et des tensions dans le circuit ; les figures 11 à 17 représentent des schémas d'autres modes de réalisation ; et la figure 18 représente le schéma complet d'un mode de 20 réalisation. La figure 1 représente le schéma d'un mode simplifié de réalisation d'un circuit régulateur 16, alimenté par une source 17 de tension alternative, et qui fournit un courant redressé à un organe 18 d'emmagasinage d'énergie, par l'intermédiaire d'un 25 dispositif de commutation 19 représenté par des redresseurs. Selon ce mode de réalisation, la source 17 de courant alternatif est reliée aux bornes d'entrée 20 et auxquelles est connecté l'enroulement primaire 22 d'un transformateur 23 à réac-tance de fuite. Ce transformateur comporte un enroulement se-30 condaire 24 avec des bornes dfextrémité 25 et 26 et un point milieu 27. Le dispositif de commutation 19 comporte des diodes 30 et 31 connectées entre les bornes d'extrémité 25 et 26 de l'enroulement secondaire et un fil central 32. L'organe 18 d'emmagasinage d'énergie constitué, dans le présent mode de réalisa-35 tion, par un condensateur, est connecté entre le point milieu 27 et ce fil central 32. Le dispositif de commutation 19 comporte également des organes à conduction unidirectionnelle commandée, 71 33118 4 2106 53 S constitués de transistors 34 et 35. Une tension de sortie est délivrée en fonction de la tension continue aux bornes du condensateur 18, ou en fonction de la tension alternative entre les bornes 25 et 26 de l'enroulement secondaire, et dans ce cas, 5 elle est prélevée sous forme de tension de sortie continue aux bornes du condensateur 18. Une résistance de charge 36 est connectée aux bornes du condensateur 18 et une tension de réaction est prélevée par le fil central 32 et un fil de réaction 37, à un circuit de commande 38. Le circuit de commande 38 est con-10 necté aux bases des transistors 34 et 35 de manière à commander leur conductivité. L'organe 18 d'emmagasinage d'énergie est représenté par un condensateur et, dans la plupart des circuits, il est connecté en parallèle avec la charge 36. Si le circuit régulateur est 15 destiné à charger une batterie, l'organe d'emmagasinage d'énergie peut être simplement constitué par la batterie elle-même, et le condensateur 18 peut être éliminé grâce à la réactance capacitive suffisante de la batterie. D'une manière générale, le condensateur 18 peut être supprimé lorsque la réactance ca-20 pacitive de la charge est suffisante. La figure 2 est un schéma simplifié qui permet de mieux comprendre le fonctionnement du circuit de la figure 1 . Sur la figure 2, (t) représente la tension alternative de la source 17 qui peut être une source à 50 Hz. Le commutateur S^ est re-25 présenté par un commutateur mécanique à deux circuits et deux positions, qui remplace le dispositif de commutation 19 de la figure 1. Ce commutateur fonctionne de manière synchrone, c'est-à-dire à la fréquence de la source de tension V^(t). Il est supposé que le commutateur passe d'un contact à l'autre en un temps 30 minimal et qu'il se trouve pendant sensiblement 1802 SUr le premier contact et pendant 1802 sur le second contact. Le commutateur applique au condensateur 18 et a la résistance de charge 36, une tension résultante V . Le condensateur est un condensa-* c teur de filtrage en courant continu qui peut être du type élec-35 trolytique, de sorte que son prix et son volume sont relativement réduits malgré une grande capacité. Une valeur importante de la capacité doit être associéè à une faible valeur de réactance 71 33118 5 21.06535 capacitive et, à cause de la faible réactance capacitive, l'ondulation de la tension aux bornes du condensateur doit être faible, de l'ordre" de 1/2 % à 1 % par exemple. Ainsi que le montre la figure 3, le commutateur synchrone S fonctionne avec 5 un angle de retard a sur la tension appliquée (t). La puissance de sortie peut être modifiée en faisant varier la valeur t de cet angle a . Les circuits des figures 1 et 2 représentent un circuit alternatif-continu, avec une sortie continue régulée. Ainsi qu'il sera décrit par la suite, des circuits du même genre 10 peuvent fonctionner dans les modes alternatif-alternatif, conti-nu-alternatif ou continu-continu. Le fonctionnement du commutateur S^ ne sert pas seulement à produire une tension continue constante aux bornes du condensateur 18, mais également à produire à son entrée, une tension 15 y2 ("t) ^orme d'onde sensiblement carrée qui, sur le schéma de la figure 1, est représentée par la tension aux bornes 25 et 26 de l'enroulement secondaire. La tension de crête de cette tension (t) de forme d'onde carrée est égale à V . Cette m c tension (t) peut être représentée par une série de Pourier, 20 représentée par l'équation (1 ). Dans cette équation ia représente la pulsation de (t) : 4V 4V V.(t) = —- sin ( u) t+a ) + -z-S sin 3 ( eu t+a ) + . . . (1) i % o J * o Sur le schéma de la figure 2, la bobine d'inductance L^ 25 est représentée par un élément d'inductance 39 séparé, tandis que sur la figure 1, elle fait partie du transformateur 23 à réactance de fuite. En pratique, il est plus commode que cette bobine d'inductance linéaire L^ fasse partie du transformateur à réactance de fuite afin d'économiser un noyau, mais sur 1*. 30 figure 2 elle a été représentée par une bobine d'inductance séparée à l'entrée du dispositif de commutation S^ de manière à illustrer le fonctionnement du circuit. Du fait que la bobine d'inductance L^ des figures 1 et 2 consiste en un élément linéaire, ^("t) Peu^ être déterminé par superposition. Si (t) 35 est court-circuité de manière à être ramené à zéro, et si V^(t) est appliqué à L , l'intensité IL (t) du courant qui circule ' O 71 33118 2106535 dans est représentée^par l'équation (2) ci-après s 4V 4V IU(t) = Wlr cos ( wot+a } + ymT; cos 3( V+a) + • • • (2) 2 o 1 o' Si es^ court-circuité de manière à être ramené à 5 zéro et si (t). est appliqué aux bornes de la bobine d'inductance , l'intensité 1^ du courant qui circule dans L^ est représentés, par l'équation ^3) ci-après : V (t) h ■ = ~ihr 1 o 10 L'intensité résultante IT du courant est la différence en- JL tre les courants I. et IT représentée par l'équation (4) : 12 V crête 4V 4V IL(t) = u> L« cos "o"1 "«TV cos ( Wot+a> -OHM L cos 3(w0t+a > 0 1 o 1 J o 1 + ... (4) 15 II y a lieu de noter deux éléments importants à propos de Ijj(t) : la fréquence fondamentale et toutes les harmoniques impaires sont présentes, et les harmoniques de Ijj(t) qui sont produites par Ij^ (t) décroissent comme le carré de.leur valeur, ce qui revient à dire que l'amplitude de la troisième harmonique est 20 le 1/9 de l'amplitude de la fondamentale. La raison en est que, pour cette troisième harmonique, l'impédance est trois fois plus importante alors que la tension n'est que le tiers de la fondamentale. Cela constitue un avantage important du présent circuit. La puissance transférée par le circuit est l'intégrale 25 par rapport au temps du produit V (t) x IT (t). Le calcul peut 1 -U être simplifié en tenant compte que l'intégrale par rapport au temps du produit de (t) par les harmoniques est égale à zéro. Si (t) est purement sinusoïdal il suffit de considérer la fondamentale de Ij^t) pour déterminer la puissance transmise. 30 La figure 3 représente 1-e diagramme vectoriel des ten sions fondamentales (t) j V^'(t) 5 Vg'Ct)» les notations"prime" indiquant que seules sont considérées les fondamentales de ces 71 33118 2106535 10 tensions. Sur la figure 3, la tension Vg'CtJest représentée avec un angle de retard a par rapport à V^(t). La tension VL\(t) est donc représentée par la somme vectorielle (t) - V^' (t). La figure 3 montre que cette tension précède la tension appliquée V^(t). Du fait que L^ représente une impédance inductive pratiquement pure, le courant I^*(t) est donc en quadrature avec la tension V * (t). L'intensité du courant prélevé à la source (t) est donc égale à 1^' (t), avec un déphasage 0 par rapport à V (t). Le courant I^« (t) peut être séparé en deux composantes : la composante réelle en phase avec V^(t), et la composante imaginaire en quadrature avec Vy (t). La partie réelle de 1^» (t) constitue la composante qui délivre la puissance à la charge R^. Sur la figure 3, le courant I «(t) prélevé à la source V.(t) ij 1 est construit par la superposition des tensions (t) et V^Mt). 15 Du fait que le courant produit par (t) est représenté par le vecteur I^(t), en quadrature avec V^(t), aucun courant de composante réelle/en est produit par cette tension de commande (t) . Le transfert de puissance doit donc être produit par la partie réelle de IT ' (t), en quadrature avec la tension V » (t). j-i 2 i 20 Le diagramme vectoriel de la figure 3 montre que la par tie réelle de 1^' (t) est égale à 1^'(t) .cosinus 0 et qu'elle est aussi égale à -IT «(t).sinus a , a étant l'angle entre V5*(t) etyt). 2 La puissance transférée à la résistance de charge R^ est 25 donc représentée par les équations 5 et 6 ci-après î P = M "ÏL2,(t)] 8in " - V *L ° P = Lr-S- sin a = I. 2 RT (6) il) L» de u o 30 Dans l'équation (5), le symbole est utilisé en place de (t) car il représente la valeur efficace de la tension d'entrée plutôt que la valeur instantanée par rapport au temps. L'équation (6) est tirée de l'équation (5) en remplaçant IT par 2 la valeur de la fondamentale dans l'équation (4), et elle montre 35 que ^'^c représente la valeur efficace du courant de forme b) L o 71 33119 2106535 d'onde carrée appliquée k l'entrée du dispositif de commutation. L'équation (6) montre que lorsque RT varie, a peut être modifié de manière à maintenir constante la tension continue de sortie. II est donc possible de réguler la tension de sortie 5 pour des charges variables en commandant correctement la valeur de a • Le diagramme vectoriel de la figure 3 montre également que le circuit comporte une limite inhérente de courant à pleine charge. Lorsque la charge est connectée, le courant 1^ (t) qui 10 circule dans la bobine d'inductance L\j est représenté par le lieu géométrique des points A à B. La puissance maximale est fournie lorsque a est égal à 902. Dans ce cas, si une charge additionnelle est connectée, la tension de sortie décroît le long de la ligne CB. 15 L'équation (6) montre que lorsque la tension de la sortie diminue, la puissance maximale disponible diminue également car elle varie linéairement avec la tension continue, l'intensité maximale du courant dans la résistance R^ devant être constante. La figure 4 représente les caractéristiques tension/intensité 20 inhérentes k ce type de régulateur. Un transformateur k réactance de fuite peut être considéré comme équivalent à un transformateur ordinaire auquel a été ajoutée une inductance de choc. Cela résulte de sa réalisation. Il comporte des dérivations et des entrefers entre les enroule-25 ments primaire et secondaire. L'examen du fonctionnement d'un transformateur k réactance de fuite avec différentes charges fait apparaître la similitude avec un transformateur ordinaire comportant une inductance de choc connectée en série avec son enroulement primaire. Si le transformateur k réactance de fuite n'est 30 pas chargé, le rapport du nombre de spires entre les enroulements primaire et secondaire est égal au rapport de transformation comme dans un transformateur ordinaire. Si le secondaire est chargé par une résistance, et que le déphasage de l'intensité par rapport k la tension est mesuré, il apparaît que le courant dans 35 l'enroulement secondaire est déphasé en arrière d'un angle défini. Ce déphasage arrière est analogue k celui produit par une charge résistive connectée k un transformateur normal dont le primaire 71 35118 2106535 est connecté en série avec une inductance de choc. Si l'enroulement secondaire du transformateur à réactance de fuite est chargé au maximum, c'est-à-dire par un court-circuit, le courant dans l'enroulement secondaire est déphasé en arrière de 5 près de 902 par rapport au courant dans l'enroulement primaire. Le même résultat est obtenu avec un transformateur normal, dont l'enroulement primaire est connecté en série avec une bobine d'inductance. Dans un transformateur normal, la réductance du circuit 10 magnétique est faible et l'enroulement secondaire est couplé k l'enroulement primaire par le flux total. Dans un transformateur k réactance de fuite, une partie du flux passe dans un circuit de dérivation de sorte que l'enroulement secondaire n'est pas couplé k l'enroulement primaire par le flux total. La force 15 magnéto-motrice représente de l'énergie et celle qui n'est pas absorbée par l'enroulement secondaire est emmagasinée dans l'entrefer et elle est restituée k l'enroulement secondaire k un moment ultérieur par exemple entre 452 et 902. L'analogie ci-dessus montre bien qu'un transformateur k réactance de fuite est prati-20 quement équivalent k une bobine d'inductance en série avec un transformateur normal. Cependant, la présente invention offre une solution plus pratique et plus économique car, si une bobine d'inductance séparée est utilisée, elle doit être bobinée avec un fil de forte section de manière que 1^ soit déphasé sensi-25 blement de 902 en arrière sur comme le montre la figure 3. L'utilisation d'un transformateur k réactance de fuite permet d'obtenir facilement un déphasage de 882 k 89fi en n'utilisant un fil de forte section que pour l'enroulement primaire. En outre, les tôles servant k réaliser le transformateur et les déri-30 vations se trouvent facilement dans le commerce et n'ont pas k être fabriquées spécialement. En résumé, le circuit illustré par les figures 1 et 2 présente les avantages indiqués ci-après. Le réglage de la tension de sortie s'effectue par une 35 commande convenable de l'angle a . La commande de l'angle a permet de réguler la tension de sortie pour les résistances de charge variables. En comparaison avec d'autres circuits tels que 71 33118 io 2106535 les redresseurs assurant la même fonction, le courant prélevé à la source 17 de courant alternatif contient peu d'harmoniques. Le circuit comporte une protection inhérente contre les courts-circuits : S'il est réalisé correctement, il peut supporter un 5 court-circuit permanent. Le circuit représenté sur la figure 1 est plus complet et plus pratique que le circuit simplifié représenté à titre explicatif sur la figure 2. Le circuit de la figure 1 présente plusieurs avantages sur celui de la figure 2. Le commutateur Sj 10 est un commutateur unipolaire et non bipolaire. Le transformateur 23 isole électriquement la tension appliquée (t) de la tension de sortie V . Le rapport du nombre de spires du transformateur 23 peut être différent de l'unité, ce qui permet de délivrer les tensions de sortie supérieures ou inférieures it 15 V^(t). L'inductance linéaire Lj fait partie du transformateur 23, qui devient un transformateur à réactance de fuite comportant une dérivation entre les enroulements primaire et secondaire. Les dimensions du dispositif en sont réduites et il est relativement facile d'obtenir un déphasage arrière du courant sur 20 la tension de 88 à 89e sans qu'il soit nécessaire d'utiliser un fil de forte section pour bobiner une inductance séparée, le fil de forte section utilisé dans les transformateurs remplissant une double fonction. Les figures 5A à 5.C représentent les courbes, en fonction 25 du temps, des tensions et intensités dans les circuits des figures 1 et 2. La tension d'entrée (t) est représentée sur la figure 5A sous la forme d'une courbe 40 sinusoïdale. La courbe 41 représente l'intensité du courant qui circule à cause de cette tension d'entrée. L'intensité est représentée déphasée 30 en arrière d'un angle 0, de 459 par exemple, comme sur la figure 3. Sur la figure 5B, la courbe 42 représente la forme d'onde sensiblement carrée de la tension V^Ct) et la courbe 43 représente la partie imaginaire du courant IT '(t) en quadrature avec Jj 2 Y2 (t). Sur la figure 5C, la courbe 44 représente la tension ins-35 tantanée V^(t) et montre que cette tension est la différence instantanée de tensions entre Y^(t) et . Ces figures aident à comprendre que l'inductance, constituée soit par une bobine àinductance 39 séparée sur la figure 2 ou faisant partie du 71 33118 11 2106535 transformateur 23 à réactance de fuite représenté sur la figure 1, absorbe la différence instantanée entre la tension d'entrée Vy(t) et la tension ^(t) de forme d'onde sensiblement carrée à l'entrée du dispositif de commutation 19. 5 Dans le circuit de la figure 1, le commutateur de la figure 2 est remplacé par les diodes 30, 31 et des transistors 34 et 35. Dans ce schéma, les transistors 34 et 35 assurent les fonctions de commutation de . Les diodes 30 et 31 constituent un circuit bilatéral pour le courant qui circule dans la charge, 10 au moins pendant une partie de chaque demi-alternance. Il sera supposé que, dans le circuit représenté sur la figure 1, la prise intermédiaire 27 est positive par rapport à la borne 26 de l'enroulement secondaire. Fendant cette demi-alternance, le courant passe dans le condensateur de charge 18, 15 la diode 31, et revient à la borne 26 de l'enroulement secondaire. Ainsi que le montrent les figures 5A et 5B, cela est évident lorsque V (t) et V^(t) sont toutes deux positives. Au point 46, à 1802 de l'instant initial, la tension d'entrée devient négative. Ainsi que le montre la courbe 41, le courant est 20 encore positif et il continue à circuler dans le circuit qui vient d'être décrit. Au point 47, le courant d'entrée Ij^t) ^e~ vient négatif et le courant dans les enroulements primaire et secondaire du transformateur s'inversent. Jusqu'au point 48 auquel la tension V^t) devient néga-25 tive, ce courant inverse circule de l'armature positive du condensateur 18, tendant à le décharger, par la moitié inférieure de l'enroulement secondaire 24, le transistor 35, et le condensateur 18. A cet effet, le circuit de commande 38 fait passer le transistor 35 dans son état conducteur pendant une demi-alter-30 nance complète lorsque V£(t) est paitif et fait passer le transistor 34 dans son état conducteur pendant la demi-alternance complète lorsque V^(t) est négatif. Le circuit de commande de la figure 1 mesure la tension de sortie V et la compare à une tension de référence. La différence entre la tension de sortie V c 35 et la tension de référence détermine l'angle a de déphasage de manière à maintenir V constant. c 71 33118 2106535 Il est important de noter que les transistors 34 et 35 peuvent être remplacés par n'importe quel type de dispositif de commutation. Par exemple, les transistors 34 et 35 pourraient être remplacés par des thyristors. 5 La figure 6 représente le schéma d'un circuit régulateur 54 qui est une variante du circuit de la figure 1. Dans le circuit de la figure 6, le courant de sortie est un courant de forme d'onde carrée et de tension régulée de même fréquence que la tension d'entrée V^(t). Le circuit de la figure 6 comporte un 10 transformateur normal 55 au lieu d'un transformateur à réactance de fuite. De même que dans la figure 2, le circuit de la figure 6 comporte une bobine d'inductance 56 séparée. Le circuit redresseur qui charge le condensateur 18 est le même que celui de la figure! , mais le transformateur 55 comporte un second enroule-15 ment secondaire ou tertiaire 57 aux bornes duquel la résistance de charge 36 est connectée. Des fils de réaction 58 et 59 appliquent la tension de charge au circuit de commande 38. Le dispositif de commutation 19 joue le rôle d'un redresseur à deux alternances qui développe, aux bornes du condensateur 18 une ten-20 sion continue sensiblement constante. Cette tension se répercute à l'entrée du dispositif de commutation sous forme d'une tension alternative de forme d'onde sensiblement carrée. Cette tension d'entrée au dispositif de commutation 19 se retrouve aux bornes de l'enroulement secondaire 24 et elle est induite dans 25 l'enroulement primaire 60 du transformateur qui fait apparaître également une tension alternative de forme d'onde carrée à l'enroulement tertiaire 57. Dans cette disposition, la tension de sortie VQ(t) est comparée à une tension de référence par le circuit de commande. La différence de tension apparaissant entre 30 ^0(^) "tension de référence sert également à commander l'angle de déphasage a ; V (t) est donc maintenu à une valeur constante. Le circuit de la figure 6 représente donc une application en mode alternatif-alternatif du circuit régulateur de la figure 1. 35 La figure 7 représente un circuit régulateur 64 fonction nant dans le mode continu-continu. Il faut noter que le transformateur 65 de la figure 7 est un transformateur à réactance de 71 33118 13 2106535 fuite de même que dans le circuit de la figure 1. Dans ce circuit, l'inductance de la figure 2 fait partie du transformateur 65. Cela pourrait être réalisé dans le circuit de la figure 2, éliminant ainsi la bobine d'inductance . La tension 5 V.| (t) appliquée à l'enroulement primaire 66 du transformateur 65 a une forme d'onde carrée dont la valeur de crête est égale à V^ç1 ; cette tension de forme d'onde carrée est produite par un circuit inverseur constitué de transistors 67 et 68 et de diodes 69 et 70 commandés par un circuit de commande d'inversion 71. 10 Le circuit secondaire est le même dans la figure 7 que dans la figure 1 ; ce circuit secondaire produit une tension de sortie régulée V . Le circuit de la figure 7 délivre donc une tension de sortie continue régulée dans le cas de variations de charge^, ou de variations de la tension continue d'entrée. 15 La figure 8 représente un circuit régulateur 74 fonction nant dans le mode continu-alternatif. Le circuit de la figure 8 est le même que celui de la figure 7, avec en plus, un enroulement tertiaire 75 sur le transformateur à réactance de fuite. Cet enroulement supplémentaire 75 applique à la résistance de charge 20 Rt une tension de sortie régulée de forme d'onde carrée. Le cir- JLi cuit de commande détecte la tension de sortie V (t) et la compare à une tension de référence. La différence de tension est utilisée pour commander l'angle de déphasage a , donc pour réguler la tension de sortie V (t). Le circuit délivre donc une tension o 25 alternative de sortie constante quelles que soient les variations de charge et les variations de la tension continue d'entrée. Il y a lieu de noter, en résumé, les points importants ci-après. Les différents circuits décrits peuvent être alimentés soit par une tensior>4,lternative, soit par une tension continue 30 et peuvent délivrer une tension de sortie alternative ou continue. Le dispositif de commutation n'est pas obligatoirement constitué de transistors. N'importe quel dispositif de commutation comportant un circuit bilatéral peut être utilisé dans ces circuits. La réactance L^ représentée sur la figure 2, peut consis-35 ter ou non en un élément séparé. Dans certaines des figures, cette réactance est incorporée dans le transformateur. Dans les circuits qui délivrent une tension de sortie continue, cette 71 33118 2106535 tension de sortie peut être prélevée à un enroulement séparé. Dans les figures 1 et 7, la tension continue de sortie est prélevée au même enroulement que celui utilisé pour le circuit régulateur 16 qui transforme la capacité en courant continu du 5 condensateur 18 en une capacité en courant alternatif. La tension continue peut être prélevée à un enroulement séparé, avec un groupe séparé de redresseurs. La figure 13 représente un circuit régulateur 78 réalisé avec cette modification. Le transformateur 79 comporte deux en-10 roulements secondaires 80 et 81. L'enroulement secondaire 81 fournit le courant redressé au condensateur 18 de la même manière que dans le circuit de la figure 1. L'enroulement secondaire 80 est connecté à un groupe séparé de diodes 82 et 83 qui fournissent un courant redressé à une résistance de charge 36. Cette 15 disposition présente un avantage important dans les applications de haute tension car le commutateur n'a pas à supporter la tension élevée de sortie. Il y a lieu de noter que le rendement de tous les circuits décrits jusqu'ici est très élevé. La régulation est produite par 20 des dispositifs de commutation, et les circuits ne comportent aucun composant fonctionnant dans un état variable de conduc-tance. Il y a également lieu de noter que la tension d'entrée (t) des circuits des figures 7 et 8 n'est pas purement sinusoï-25 dale. Ainsi qu'il a été noté précédemment, l'intégrale par rapport au temps du produit de (t) par les intensités des harmoniques est égale à zéro, mais cela ne reste pas vrai dans ce cas. Ainsi que noté précédemment, les intensités et les harmoniques présentes dans le primaire du transformateur des figures 30 7 et 8 contribuent à fournir de l'énergie à la charge. Si, dans le circuit de la figure 2, la tension V(t) a une forme d'onde carrée, le fonctionnement est le même que celui de la figure 7. Dans la figure 9A, la courbe 86 représente une tension (t) de forme d'onde carrée et d'amplitude .V^Ct) est également repré-35 senté par une forme d'onde carrée 87 d'amplitude et déphasée d'un angle a par rapport à V^(t). Comme dans le cas de la figure 2, l'intensité I^(t) peut être déterminée par superposition. La 71 33118 15 2106535 figure 9B représente en 88 et 89, les intensités IT (t) et L (t) L1 2 des courants produits par V.,(t) et V0(t). La figure 9C représente aoi*t I^Ct),/^ (t) -1^ (t). Il y a lieu de noter à propos de la figure 9B que L (t) n'apporte aucune puissance à la sortie, car l'intégrale ■h 5 par rapport au temps de 1^ (t) et V.j(t) est égale à zéro. La puissance développée dans la charge doit donc être une fonction de V^(t) et de IT (t). La puissance appliquée à la charge est égale à l'inté-2 grale par rapport au temps du produit de V1(t) par 1^ (t). Les figures 9A et 9B montrent que la puissance maximale est produite pour 10 a =s 90°. La puissance développée dans la charge, et la régulation de sortie peuvent être obtenues dans les circuits des figures 7 et 8. La figure 12 représente un circuit de régulateur 94 qui ne comporte pas de transformateur et dans lequel le commutateur bipolaire à deux positions de la figure 2 est simplifié sous la forme 15 d'un commutateur unipolaire à deux positions, un courant à deux alternances étant appliqué à l'entrée. Dans ce cas, le commutateur fonctionne avec un circuit redresseur 95 comportant des redresseurs 98 et 99. La source de tension 17 est appliquée à l'entrée du circuit redresseur 95 par l'intermédiaire d'une bobine d'inductance 20 séparée 39. La sortie du pont redresseur 95 est connectée à l'organe d'emmagasinage d'énergie constitué par les condensateurs 18A et 18B aux bornes desquels la résistance de charge 36 est connectée. Un circuit 38 commande également les périodes alternées de conductivité des transistors 34 et 35 connectés en parallèle sur les diodes 98 25 et 99. Si le circuit de base décrit dans la figure 2 fonctionne à vide, l'angle a est presque nul car la puissance absorbée par le circuit ne sert qu'à compenser les pertes. Si la tension "V2'(i0 est égale à (t) à ce moment, l'intensité du courant d'entrée 30 est voisine de zéro. La figure 10A représente le cas de fonctionnement à vide ob. V2'(t) est inférieur à V1(t). Il y a lieu de noter que le courant résultant IT(t) est déphasé en arrière d'environ 90°. Sur la fi- 11 gure 10B, V2'.(t) est supérieur à V1 (t) ; dans ce cas, le courant 35 résultant ^(t) est décalé en arrière de V1 (t) d'un angle très proche de 90°. Lorsqu'il fonctionne à vide, le circuit 71 33118 2106535 10 régulateur présente un facteur de puissance décalé en avant de ou en arrière en fonction de la valeuï/V^' (t). Il a été noté en regard de la figure 2, que (t) est directement proportionnelle à la tension de sortie V . Grâce à une commande convenable c à la tension continue de sortie, le circuit régulateur peut présenter un facteur de puissance avant ou arrière sur une source d'entrée. La figure 11 représente une application de ce principe k un circuit régulateur 104. Le circuit de commande 105 de la figure 11 détecte la tension d'alimentation (t) par des fils de réaction 106 et 107 et-le courant d'alimentation résultant, I(t) par une dérivation 108. Ces deux valeurs sont comparées par le circuit de commande 105 de manière k obtenir le facteur de puissance résultant©«Ce facteur©représente le facteur de puis-15 sance combiné du circuit régulateur 104 et de la charge réactive 110 représentée en haut de la figure 11. Le circuit de commande règle l'angle de déphasage a du commutateur synchrone de manière à maintenir proche de l'unité le facteur de puissance résultante 9 . Si la charge réactive 110 provoque un déphasage 20 arrière, le circuit de commande 105 règle la valeur Y^'Ct) k une valeur supérieure k celle de la tension appliquée V^(t). La va-leurde V2'(t) doit être telle que I^(t) soit déphasée en avant d'un angle égal k celui du déphasage arrière de la charge réactive, de manière k corriger automatiquement le facteur de puis-25 sance. La figure 14 représente un circuit régulateur 112 comportant un transformateur normal 55 avec un enroulement secondaire 24 qui alimente un condensateur de charge 18 et une résistance de charge 36. Sous cet aspect, ce circuit est similaire k celui 30 de la figure 6, mais il ne comporte pas de bobine d'inductance dans le primaire du transformateur, mais k la place, une bobine d'inductance dans l'enroulement secondaire, cette inductance étant formée par des enroulements 113 et 114 bobinés sur un noyau commun. Cette disposition permet d'appliquer un courant 35 continu pratiquement pur aux bornes du condensateur 18 et une tension de forme d'onde sensiblement carrée k l'entrée du dispositif de commutation. Une tension continue régulée est alors 71 33118 2106535 appliquée à la résistance de charge 36. Les inductances 113-114 ont pour rôle d'absorber les différences de tensions instantanées entre la tension de forme d'onde carrée à l'entrée du commutateur et la tension alternative sinusoïdale à l'entrée 17. En 5 variante, un condensateur 115 peut être connecté aux bornes de l'enroulement secondaire 24 afin d'améliorer le filtrage. Ce circuit permet donc une meilleure approximation de la tension sinusoïdalo4ui apparaît sur le transformateur 55. La figure 15 représente un circuit 111 simple comportant 10 des transistors 34 et 35. Le dispositif de commande 38A consiste en un transformateur saturé de petite dimension dont l'enroulement primaire est connecté aux bornes de l'enroulement secondaire 24 du transformateur 23 à réactance de fuite. Ce transformateur saturé 38A ne sert qu'à appliquer un courant de commande 15 aux bases des deux transistors 34 et 35. Il ne représente donc qu'une faible partie de la puissance absorbée par le dispositif. Bien que ce transformateur saturé soit représenté schématiquement comme un transformateur à noyau à cycle d'hystérésis rectangulaire, cela n'est pas une nécessité absolue. Le transformateur 20 saturé 38A débloque chacun des transistors 34 et 35 pendant une demi-alternance. Lorsque la tension continue augmente aux bornes du condensateur 18, il en est de même de la tension aux bornes de l'enroulement secondaire 24 et de l'enroulement primaire du transformateur saturé 38A. Le noyau du transformateur se sature 25 plus rapidement et débloque plus rapidement les transistors correspondants 34 ou 35, ce qui revient à dire que l'angle a dimi- diminue nue, et que la tension/aux bornes du condensateur 18. Ce circuit simple est donc susceptible de réguler la tension de sortie qui apparaît aux bornes du condensateur 18 en courant continu et de 30 la résistance de charge 36. Afin de régler la tension, l'enroulement secondaire 24 ou l'enroulement primaire 22A peuvent comporter des prises intermédiaires. La présente invention concerne donc un dispositif qui met à profit les petites dimensions d'un transformateur à réac-35 tance de fuite et le rendement élevé d'un régulateur à commutateur. Ces deux types de circuits sont combinés en un seul qui permet aussi de profiter pleinement de la capacité volumétrique 71 33118 2106535 élevée des condensateurs électrolytiques. Le dispositif selon l'invention permet d'utiliser des condensateurs électrolytiques à un niveau de tension donné et de répercuter cette capacité par un transformateur sur d'autres niveaux de tension. 5 Du fait que le volume d'un condensateur électrolytique est proportionnel au produit de sa capacité par la tension et que l'énergie qu'il emmagasine est proportionnelle au produit de la capacité par le carré de la tension, il est évident que les condensateurs de filtrage sont plus efficaces aux tensions 10 élevées qu'aux tensions basses. Il sera supposé par exemple, qu'une tension de 5 volts doit être filtrée. L'énergie qui doit être emmagasinée est proportionnelle à k 5 volts. Si la même énergie est emmagasinée sous une tension de 50 volts, la réduction de volume des condensateurs de filtrage serait théo-15 riquement dans le rapport de 10:1 car le volume est directement proportionnel au rapport des tensions de 50:5 mais l'énergie emmagasinée est proportionnelle au rapport des carrés des tensions, 2500:25. Ce type de circuit est illustré par la figure 16 sous la 20 forme d'un circuit régulateur 116. Le transformateur 23 à réactance de fuite comporte un enroulement secondaire 117 à tension élevée, 50 volts par exemple entre les extrémités et le point milieu, pour charger le condensateur 18 en courant continu. L'enroulement secondaire 117 comporte également des prises à 25 basse tension connectées aux diodes 118 et 119 qui redressent les deux alternances pour charger un condensateur de charge 120. En variante, une bobine d'inductance 121 de filtrage peut éliminer les ondulations de la tension de sortie apparaissant aux bornes du condensateur 120. La tension aux bornes du condensa-30 teur de charge 120 n'est que de 5 volts par exemple, et le condensateur 18 en courant continu, alimenté en tension élevée semble être effectivement en parallèle avec le condensateur de sortie 120. Cette disposition peut être utilisée dans les applications en basse tension avec des intensités élevées* 35 Le dispositif qui vient d'être décrit offre le moyen de réfléchir une: capacité en. courant continu à, toute tension voulue. Le circuit de commande peut être utilisé avec des condensa- 71 33118 19 2106535 teurs économiques de 50 volts et les réfléchir à 2 ou 3 volts par exemple, ce qui permet de tirer profit du gain en volume. Le même dispositif de commande à 50 volts pourrait être utilisé pour réfléchir une capacité à une tension élevée pour laquelle 5 le prix du filtrage devient prohibitif. Il est également possible d'introduire une bobine d'inductance de filtrage au niveau où la capacité est réfléchie, de manière à obtenir économiquement une tension de sortie à faible ondulation. La figure 17 illustre un tel circuit régulateur 122 10 comportant également un transformateur 23 à réactance de fuite et le circuit 38 de commande des transistors 34, 35 qui, avec les diodes 30 et 31 appliquent une tension continue aux bornes d'un condensateur 18 en courant continu. Ce circuit de commande attaque le noyau du transformateur 23 pouiyia régulation à vide. 15 Les enroulements secondaires 123 et 124 peuvent avoir des tensions de sortie différentes connectées à des condensateurs de charge en courant continu 125 et 126 par l'intermédiaire de circuits redresseurs à double alternance. En variante, une bobine d'inductance 127 peut être connectée dans l'un ou l'autre des 20 enroulements secondaires 123 et 124 de manière à. obtenir économiquement une tension de sortie à faible ondulation. A volonté, la chute de tension en courant continu dans la bobine d'inductance, dans les diodes, etc., peut être compensée par un circuit extérieur de réaction représenté par les fils 128. Grâce k ce 25 circuit extérieur de réaction, le dispositif peut être incorporé dans une source d'énergie programmée à grande puissance de manière k alimenter avec précision des transistors de régulation en série ou en dérivation. L'alimentation de grande puissance peut maintenir une chute de tension fixe aux bornes d'un nombre 30 quelconque de transistors en série. La figure 18 représente le schéma complet d'un circuit régulateur 130 selon l'invention qui, lorsqu'il est alimenté par la source de tension 17, applique une tension continue sur les fils de sortie 131 et 132. Un transformateur 65 à réactance de 35 fuite comporte un enroulement primaire 66 connecté à la source de tension 17 et des enroulements secondaires 133 et 134. L'enroulement secondaire 133 est bobiné sur le côté primaire ou non 71 33118 20 2106535 régulé du transformateur et il alimente un circuit de commande 135 destiné à déclencher les thyristors 136 et 137. Ces thyris-tors remplacent des transistors 34 et 35 du circuit régulateur 16 de la figure 1. Des transistors de puissance pourraient être 5 utilisés en place des thyristors 136 et 137 et en fait, le circuit de commande 135 a donné toute satisfaction dans son utilisation aussi bien avec des thyristors que des transistors sans aucune modification. Les diodes 30 et 31 sont connectées en parallèle-opposition avec les thyristors 136 et 137 aux deux extré-10 mités de l'enroulement secondaire 134. Le fil 131 est connecté à la prise médiane de l'enroulement secondaire 134 et le condensateur de sortie 18 en courant continu est connecté aux fils de sortie 131 et 132. Les anodes des diodes 30 et 31 sont connectées au fil de 15 sortie 132. Le circuit de commande des thyristors 136 et 137 comporte des diodes de protection 138 et 139 et deux enroulements 140 et 141 d'une bobine de réactance. Le circuit de commande comporte également un condensateur 142 et une bobine d'inductance 143 qui limite la vitesse d'établissement du courant 20 dans le circuit des deux thyristors. L'inductance des enroulements 140 et 141 est très faible ; pour cette raison il peut être posé que les thyristors 136 et 137 sont effectivement en parallèle-opposition avec les diodes 30 et 31 . Le circuit de commande 135 introduit un angle a de dé-25 phasage variable au déclenchement des thyristors 136 et 137 et, ainsi qu'il a été expliqué précédemment, les variations de l'angle a provoquent des variations de la tension de sortie aux bornes du condensateur 18, c'est-à-dire de la tension de sortie sur fes fils 131 et 132. Dans un redresseur cour,ant à commande par 30 déphasage, l'augmentation du retard au déclenchement par rapport à la tension d'anode provoque la diminution de la tension de sortie. Dans le présent circuit, l'augmentation du retard au déclenchement des thyristors 136 et 137 provoque l'augmentation de la tension de sortie. 35 Le circuit de commande est alimenté par l'enroulement secondaire 133 dont l'a prise médiane est connectée au fil de sortie 132 qui peut être considéré comme un fil de masse. Les 71 33118 21 2106535 deux extrémités opposées de l'enroulement secondaire 133 alimentent le circuit de commande 135 en courant continu, par l'intermédiaire des diodes redresseuses 146 et 147. Ces dernières appliquent sur le fil 148 une tension redressée à deux alter-5 nances qui, par l'intermédiaire de la diode 149, est connectée à la borne d'alimentation 150. Ce circuit redresseur à deux alternances n'est utilisé que pendant la période de démarrage, car il faut remarquer qu'une diode 151 applique à la borne d'alimentation 150 la tension de sortie du fil 131 lorsqu'elle a atteint 10 une valeur régulée. La tension de la borne d'alimentation 150 est appliquée, par l'intermédiaire d'une résistance 152 et une diode à avalanche 153 qui maintient à la borne 154 une tension continue régulée et filtrée. Cette tension régulée est appliquée à un transistor unijonction 156. La tension de sortie du fil 131 15 charge le condensateur 159 par l'intermédiaire d'un rhéostat 157 de réglage de sortie et d'une résistance 158. Le condensateur est connecté, par l'intermédiaire d'une diode 160, à l'émetteur du transistor unijonction 156. Lorsque le condensateur 159 est chargé à une tension suffisante, le transistor unijonction 156 20 est déclenché et il applique une impulsion sur le fil 161 qui débloque le transistor 162. Les transistors 156 et 162 fonctionnent en doubleur de fréquence, c'est-à-dire que si une tension de 50 Hz est appliquée à l'enroulement primaire 66, les transistors 156 et 162 fonctionnent à 100 Hz. 25 Le transistor 162 commande un circuit basculeur constitué des transistors 162 et 164, tel que lorsque l'un des transistors est débloqué, il bloque l'autre. Les éléments associés représentés au-dessus de ces transistors sur la figure 18 constituent le circuit basculeur. Chaque fois que le transistor 164 est bloqué, 30 un courant circule du fil 131, par l'intermédiaire d'une diode 166 et décharge le condensateur 168. De même, lorsque le transistor 163 est bloqué, un courant circule depuis le fil 131, à travers la diode 165, et charge le condensateur 167. Lorsque les condensateurs 167 et 168 sont suffisamment chargés, ils dé-35 bloquent les commutateurs 169 et 170 au silicium, ces derniers étant connectés aux électrodes de commande des thyristors 137 et 136. Le courant résultant déclenche les thyristors. Il y a lieu 71 33118 2106535 de noter à propos du transistor unijonction 156 et du condensateur 159 que, si la charge décroît et que la tension de sortie tend à augmenter, le condensateur 159 se charge à une fréquence plus élevée et les transistors 156 et 162 deviennent con-5 ducteurs plus tôt dans le cycle. Cela signifie que l'angle a de déphasage diminue. Les thyristors 136 et 137 sont donc déclenchés avec un angle a de déphasage plus faible et, ainsi qu'il a été expliqué ci-dessus, la tension de sortie sur les fils 131 et 132 diminue. 10 Le circuit de commande 135 comporte également un circuit de synchronisation. Un transistor 173 est bloqué au commencement de chaque demi-alternance. Cela permet au condensateur 174, connecté à la sortie du condensateur 173, de commencer à se charger au début de chaque demi-alternance. Un rhéostat réglable 175 est 15 connecté dans le circuit de charge de ce condensateur 174 et il est réglé de manière que la tension aux bornes de ce condensateur atteigne la tension de déclenchement du transistor unijonction 156 avec un retard de 902. Cela assure que l'angle a de déphasage ne peut être augmenté au-delà de 902 et établit une 20 limite automatique d'intensité. Sur la figure 3, le vecteur -1^preste décalé d'un angle de 902 et décroît le long de la ligne CB. Une partie du circuit de synchronisation comporte une porte UI constituée des diodes 178 et 179 et une autre porte NI constituée des diodes 180 et 181. La diode 178 détecte 25 la tension d'une demi-alternance à l'enroulement secondaire 133 et la diode 180 détecte la tension de l'autre demi-alternance à cet enroulement secondaire. Les diodes 179 et 181 détectent la tension à la sortie du circuit basculeur 163-164. La porte UI 178-179 compare donc- la tension d'une demi-alternance de 30 l'enroulement secondaire, avec la tension d'une demi-alternance au circuit basculeur. Cette comparaison est faite à la borne 182 ; si cette dernière est positive, la diode 184 est passante et provoque le déblocage du transistor 173 et par conséquent, la décharge du condensateur 174. De même les diodes 180 et 181 comparent la tension de l'autre demi-alternance à l'enroulement 35 secondaire 133 avec l'autre demi-alternance au circuit basculeur 153 -164. Si la tension à la borne 183 est positive, la diode 185 71 33118 23 2106535 est passante et débloque le transistor 173 qui décharge à nouveau le condensateur 174 pendant l'autre demi-alternance. Quel que soit l'angle a de déphasage, chaque fois que le circuit basculeur 163-164 est commandé, ou chaque fois que la polarité 5 de la tension à l'enroulement secondaire 133 s'inverse, le transistor 173 devient conducteur et décharge le condensateur 174 qui recommence ensuite à se charger à nouveau. L'enroulement secondaire 133 délivre une tension sinusoïdale de môme forme que celle de la source 17 mais qui n'est pas régulée puisque cet 10 enroulement est bobiné sur le même côté que le primaire. Au début de chaque demi-alternance, la tension slnverse donc aux bornes de l'enroulement secondaire 133 et rend conductrice l'une ou l'autre des diodes 178 ou 180, assurant ainsi que le transistor 173 est bloqué au début de chaque demi-alternance. Il est égale-15 ment bloqué chaque fois que le circuit basculeur change d'état ce qui se produit avec un retard égal à l'angle o . La description des nombreuses variantes de l'invention fait ressortir les nombreux avantages qui sont inhérents au circuit régulateur décrit. 20 Les seuls condensateurs utilisés sont ceux qui servent à filtrer le circuit de charge en courant continu. Du fait que ces condensateurs ne fonctionnent qu'en courant continu, ils peuvent être du type électrolytique. Aucune tension supérieure à celle appliquée à la charge n'est nécessaire pour le fonctionnement 25 correct. Si un circuit de charge à prise médiane est utilisé, une tension double de celle appliquée à la charge est nécessaire. La tension aux bornes de la charge, l'intensité, la puissance ou tout autre paramètre peuvent être contrôlés ou régulés par un circuit de commande convenable. Le réglage de la tension 30 de sortie ou de l'intensité de sortie peut s'effectuer dans une large plage. Des valeurs normales sont + 25 tfo. Le circuit peut fonctionner sans charge, à pleine charge et même au-delà jusqu'au court-circuit. Aucun ballast n'est nécessaire pour maintenir la régula-35 tion lorsque la charge est constituée de lampes. La comparaison du circuit régulateur selon l'invention avec le circuit ferro-résonnant courant fait apparaître des avantages certains dont quelques uns sont indiqués ci-après. 71 33118 2106535 Aucun enroulement accordé par un condensateur n'est nécessaire ce qui élimine un facteur d'encombrement et de coût du circuit magnétique. Le dispositif ne comporte aucun condensateur en courant alternatif. Si les éléments de commutation 5 sont constitués de redresseurs au silicium commandés ou d'autres composantq&e puissance, le circuit de commutation peut comporter un petit condensateur en courant alternatif. Même dans ce cas, le condensateur en courant alternatif ne représente qu'une fraction de celui nécessaire dans un régulateur ferro-résonnant cou-10 rant. Aucune partie du circuit magnétique ne fonctionne aux environs de la saturation ce qui réduit dans de très fortes proportions les pertes dans les.noyaux et élimine la nécessité d'utiliser des têles de nuances et de laminages spéciaux. Le dispositif peut fonctionner à des fréquences plus élevées que 50 Hz, par 15 exemple à 400 Hz. Il est possible de réaliser des unités de très haute ou de très faible puissance, les limitations étant dues plutôt aux semi-conducteurs disponibles qu'aux circuits magnétiques. Le champ magnétique de fuite extérieur apparaissant autour du transformateur ou de la bobine d'inductance est beaucoup plus 20 faible que celui qui apparaît autour d'un régulateur ferro-résonnant. Ce point est très important dans les équipements de forte densité qui comportent des éléments sensibles au flux tels que des amplificateurs, dispositifs magritëtiques, tubes à rayons cathodiques, etc. Dans le présent régulateur, la presque totalité 25 du flux reste dans le noyau. Il .est possible de réaliser des dispositifs alimentés en courant polyphasé et dans ce cas un avantage particulier réside dans le fait que le taux d'ondulation de la tension de sortie est plus faible. 30 Les avantages incontestables du transformateur à réactance de fuite peuvent être incorporés au circuit magnétique du dispositif selon l'invention. Le rendement est très élevé et il est également possible d'utiliser des tôles standard faciles à trouver dans le commerce. 35 La présente invention a été décrite en regard d'un certain nombre de modes de réalisation, mais il est bien entendu que de nombreuses modifications peuvent être apportées aux détails de réalisation, sans sortir pour autant de l'esprit et du cadre de 1•invention. 71 33118 25 2106535 REVENDICATIONS 1. Circuit régulateur, caractérisé en ce qu'il comporte des bornes d'entrée destinées à être connectées à une source de courant alternatif, un dispositif d'emmagasinage de courant 5 continu, un commutateur à deux positions>6onnecté auxdites bornes d'entrée et audit dispositif d'emmagasinage, un dispositif qui commande ledit commutateur à la même fréquence que la source de courant alternatif de manière qu'il conduise alternativement pendant une demi-alternance de la source de tension alternative 10 et qu'il applique une tension continue audit dispositif d'emmagasinage, ladite tension continue aux bornes du dispositif d'emmagasinage étant réfléchie à l'entrée dudit commutateur sous ✓ forme d'une tension alternative de forme d'onde en creneaux, un dispositif à réactance connecté entre lesdites bornes d'entrée 15 et ledit commutateur étant destiné à absorber toute différence de tension instantanée entre ladite tension alternative de forme d'onde en créneaux et ladite tension alternative auxdites bornes d'entrée, et une sortie connectée de manière à recevoir une tension qui varie avec la tension continue aux bornes dudit dispo- 20 sitif d'emmagasinage ou de la tension alternative de forme d'onde en créneaux aux bornes du commutateur. 2. Circuit régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit dispositif de commande applique une tension continue sensiblement constante audit dispositif d'emmagasinage. 25 3. Circuit régulateur selon la revendication 1, caracté risé en ce que ledit commutateur conduit un courant bidirectionnel au moins pendant une partie de chaque demi-alternance. 4. Circuit régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit commutateur conduit un courant bidirection- 30 nel sur chacune de ses positions pendant au moins une partie de chaque demi-alternance. 5. Circuit régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif qui modifie l'angle de déphasage du flanc avant de la-tension de forme d'onde en cré- 35 neaux appliquée à l'entrée dudit commutateur, par rapport à la tension alternative d'entrée, de manière à faire varier la valeur de la tension de ladite sortie. 71 33118 26 2106535 6. Circuit régulateur selon la revendication 1, caractérisé en cè qu'il comporte un dispositif qui fait varier entre zéro et 909 l'angle de déphasage du flanc avant de ladite tension de forme d'onde en créneaux à l'entrée dudit commuta- 5 teur par rapport à la tension alternative d'entrée, de manière à faire varier la valeur de la tension à ladite sortie. 7. Circuit régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit dispositif à réactance est une bobine d'inductance. 10 8. Circuit régulateur selon la revendication 1, caracté risé en ce que ladite sortie est connectée de manière à recevoir une tension alternative en fonction de la tension alternative aux bornes dudit commutateur. 9. Circuit régulateur selon la revendication 1, caracté- 15 risé en ce que ledit dispositif d'emmagasinage consiste en un condensateur. 10. Circuit régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte un transformateur avec un enroulement primaire et un enroulement secondaire, un dispositif qui connecte 20 ledit enroulement secondaire à l'entrée dudit commutateur et un dispositif qui connecte ledit enroulement primaire auxdites bornes d'entrée. 11. Circuit régulateur selon la revendication 10, caractérisé en ce que ledit dispositif à réactance consiste en une 25 inductance incorporée dans ledit transformateur. 12. Circuit régulateur selon la revendication 10, caractérisé en ce que ledit transformateur est à réactance de fuite et dont le circuit primaire présente une réactance inductive. 13. Circuit régulateur selon la revendication 1, caracté- 30 risé en ce que ladite sortie consiste en bornes d%4ortie connectées en parallèle sur l'entrée dudit commutateur et en ce qu'il comporte un dispositif qui détecte l'état d'une charge connectée auxdites bornes de sortie et un dispositif qui commande l'angle de déphasage du flanc arrière de la tension de forme 35 d'onde en créneaux à l'entrée du commutateur par rapport à la tension alternative d'entrée, de manière à commander le facteur de puissance de la charge et du circuit régulateur combinés. 71 33118 27 2106535 14. Circuit régulateur selon la revendication 13, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif qui commande la valeur de la tension aux bornes dudit dispositif d'emmagasinage d'énergie de manière à commander le facteur de puissance de la charge 5 et du circuit régulateur combinés. 15. Circuit régulateur selon la revendication 13, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif à réactance commandé par la tension et l'intensité dans la charge, de manière à déterminer le facteur de puissance de la charge. 10 16. Circuit régulateur selon la revendication 1, carac térisé en ce que ledit commutateur comporte des composants à semi-conducteurs. 17. Circuit régulateur selon la revendication 16, caractérisé en ce qu'il comporte des composants à semi-conducteurs 15 connectés en parallèle-opposition. 18. Circuit régulateur selon la revendication 16, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif qui connecte ledit commutateur de manière qu'il redresse les deux alternances desdites bornes d'entrée envoyées sur ledit dispositif d'emmagasi- 20 nage, et des composants à semi-conducteurs connectés en parallèle-opposition dans chaque moitié du circuit à deux alternances. 19. Circuit régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite sortie est connectée de manière à recevoir une tension continue qui varie en fonction de la tension 25 continue aux bornes dudit dispositif d'emmagasinage. 20. Circuit régulateur selon la revendication 19, caractérisé en ce qu'il comporte un transformateur comportant un enroulement primaire et alimentant l'entrée dudit commutateur, et une bobine d'inductance séparée, constituant ledit dispositif à. 30 réactance connecté en série entre lesdites bornes d'entrée et ledit enroulement primaire. 21. Circuit régulateur selon la revendication 19, caractérisé en ce qu'il comporte une entrée de tension continue et un inverseur qui transforme ladite tension continue d'entrée en 35 tension alternative appliquée auxdites bornes d'entrée. 22. Circuit régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite sortie est une sortie de tension alternative 71 33118 28 2106535 qui varie en fonction de la tension aux bornes de l'entrée dudit commutateur. 23. Circuit régulateur selon la revendication 22, caractérisé en ce qu'il comporte un transformateur avec un enroulement 5 primaire et un enroulement secondaire, ledit enroulement secondaire étant connecté à l'entrée dudit commutateur, et un dispositif qui connecte ledit enroulement primaire audit circuit d'entrée. 24. Circuit régulateur selon la revendication 23, carac- 10 térisé en ce qu'il comporte un enroulement tertiaire sur ledit transformateur et un dispositif qui connecte ladite sortie audit enroulement tertiaire. 25. Circuit régulateur selon la revendication 24, caractérisé en ce qu'il comporte une bobine d'inductance séparée, 15 constituant ledit dispositif de réactance et connectée entre les-dites bornes d'entrée et ledit enroulement primaire. 26. Circuit régulateur selon la revendication 24, caractérisé en ce que ledit transformateur est à réactance de fuite, et en ce qu'il comporte des bornes d'entrée en courant continu 20 et un inverseur connecté entre ladite entrée en courant continu et ledit enroulement primaire du transformateur de manière que celui-ci reçoive une tension alternative d'entrée. 27. Circuit régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit commutateur comporte des thyristors. 25 28. Circuit régulateur selon la revendication 1 , carac térisé en ce que ledit commutateur comporte des thyristors et un circuit basculeur connecté de manière à commander alternativement lesdits thyristors.