FR 2088487 A1 19720107 FR 7116815 A 19710510 71 16815 1 2088487 L'invention se rapporte aux convertisseurs analogiques-numériques, , lesquels sont principalement utilisés comme voltmètres numériques. Une forme connue drun tel voltmètre comprend un convertisseur tension-fréquence (V - F) dont le signal de sortie est appliqué à un compteur pendant 5 un intervalle de temps déterminé de manière à fournir une valeur numérique. Un convertisseur tension-fréquence comporte habituellement un intégrateur qui intègre le signal analogique d'entrée et est déchargé à chaque fois que l'amplitude du signal de sortie obtenu "atteint un seuil de déclenchement déterminé, engendrant ainsi une impulsion de sortie. Un convertisseur (V - F) est en géné-10 ral un dispositif plus ou moins non-linéaire, et pour compenser cette non-linéarité et ainsi augmenter la précision du convertisseur analogique numérique, on a proposé de placer le convertisseur (V - F) dans une boucle de contre-réaction comprenant un convertisseur linéaire fréquence-tension (F - V). Le convertisseur (F - V) engendre une tension de contre-réaction filtrée proportionnelle à la 15 fréquence des impulsions fournies par le convertisseur (V - F), lequel reçoit ainsi la différence amplifiée entre la tension d'entrée et la tension de contre-réaction. Il est possible de cette manière de réaliser un convertisseur analogique numérique linéaire à très grande sensibilité et à très haute résolution, 20 c'est-à-dire qu'une très petite fraction de la valeur maximale correspondant à une plage de mesure donnée peut être effectivement mesurée. Evidemment une valeur aussi faible de la tension d'entrée ne peut être discriminée numériquement que si le compte maximal du convertisseur est suffisamment élevé. Il est également évident qu'il en est uniquement ainsi que dans le cas où l'inter-25 valle de temps déterminé alloué à la mesure est suffisamment long eu dans le cas où la fréquence du convertisseur (V - F) que l'on obtient dans le cas d'une entrée de valeur maximale est suffisamment élevée. r Un long intervalle de mesure est habituellement inacceptable. On-cherche en effet à réaliser les mesures aussi rapidement que possible par 30 exemple en 20 ms, ce qui est la période du secteur d'alimentation (50 hertz). Dans ce cas, les bruits à la fréquence du secteur sont intégrés et supprimés. Par ailleurs, à très haute fréquence, par exemple à 5MHz, le convertisseur (F - V) commence à perdre sa linéarité du fait de la vitesse de commutation limitée des transistors utilisés à cet effet, ce qui détruit la linéarité de 35 l'ensemble et rend la haute résolution de l'appareil sans signification réelle. Une caractéristique essentielle de la présente invention est d'utiliser ion diviseur de fréquence entre le convertisseur (V - F) et le convertisseur (F - V). Ceci surmonte le problème particulier qui vient d'être énoncé COPY 71 16815 2 2088487 .puisque line haute fréquence.à la sortie du convertisseur (V - F) peut être appliquée au compteur pour fournir une haute résolution numérique en sortie, cependant que la fréquenced'entrée appliquée au convertisseur (b' ~ V) demeure à une valeur acceptable, relativement basse. Cette caractéristique, toutefois, 5 est en elle-même insuffisante du fait qu'un autre problème est immédiatement créé. Pour des tensions d'entrée petites, les impulsions fournies par le convertisseur (F - V) se produisent si lentement que le filtre fournissant la tension de contre-réaction ne peut en fait, fonctionner correctement. La constante de temps de ce filtre ne peut en effet être rendue suffisamment longue, 10 sinon l'instrument ne pourrait pas fonctionner assez rapidement. L'objet de la présente invention est de résoudre ce problème. Selon la présente invention, un convertisseur analogique-numérique du genre comprenant un convertisseur tension-fréquence sensible à la différence entre la tension d'entrée et une tension de contre-réaction adapté à four-15 nir des impulsions à une fréquence proportionnelle à ladite tension d'entrée, un circuit de contre-réaction sensible auxdites impulsions pour fournir ladite tension de contre-réaction, caractérisé en ce que ledit circuit de contre-réaction comprend un compteur adapté à diviser lesdites impulsions par un nombre N pour fournir des impulsions secondaires, des moyens sensibles à cha-20 eune desdites impulsions secondaires pour appliquer une impulsion calibrée de charge à un circuit de filtrage dont la sortie fournit ladite tension de contre-réaction et un convertisseur numérique-analogique sensible aux étatsdudit compteur, adapté à fournir un signal analogique couplé en alternatif audit circuit de filtrage de manière à engendrer une onde périodique en marches 25 d'escalier qui supprime au moins partiellement la composante alternative des impulsions de charge appliquées audit circuit de filtrage. Les convertisseurs analogiques-numériques sont habituellement capables d'accepter des signaux d'entrée de l'une ou l'autre polarité. En pratique on a toutefois constaté qu'il était peu intéressant de réaliser un convertis-30 seur fréquence-tension de l'une et l'autre polarité, de sorte qu'il est préférable d'appliquer line tension de référence de décalage égale à la valeur maximale applicable à l'instrument, de telle sorte que le convertisseur tension-fréquence mesure effectivement une entrée dans la plage 0 à 2V^, (le terme désignant ladite valeur maximale), le compteur de sortie étant de préférence 35 agencé, d'une manière en soi connue, pour fournir des comptes dans les plages correspondantes à -D^ à (D^ étant la valeur numérique maximale). Une autre caractéristique de la présente invention concerne la manière d'appliquer la tension de référence de décalage. La tension de contre-réaction et la tension de référence de décalage sont appliquées aux deux entrées de 71 16815 3 2088487 l'amplificateur différentiel dont le signal de sortie constitue là tension opposée à la tension d'entrée. L'amplificateur différentiel peut participer à l'effet de filtrage de la tension de contre-réaction par l'inclusion d'un condensateur de contre-réaction en parallèle sur une résistance. 5 De préférence, la commutation de gammes de l'appareil est effectuée par un atténuateur placé à la suite de l'amplificateur différentiel, de manière à éviter qu'un atténuateur auquel serait appliquée la tension d'entrée ne réduise l'impédance d'entrée. Une autre caractéristique de l'invention concerne une manière amé-10 liorée de détecter les surcharges et en particulier toute surcharge instantanée importante et non seulement une surcharge moyenne répartie sur toute la durée d'un intervalle de mesure. On notera en effet que si une surcharge moyenne est seulement détectée et qu'une surcharge très brève apparaît, le convertisseur peut fournir une inforaiation numérique de sortie erronée sans 15 qu'aucune alarme n'apparaisse dans ce cas. C'est pourquoi en accord avec une autre caractéristique de l'invention, un convertisseur analogique-numérique du genre comportant un convertisseur tension-fréquence, comprend un compteur auxiliaire adapté à compter dans le sens direct les signaux de sortie du convertisseur tension-fréquence, des 20 moyens étant prévus pour amener ledit compteur auxiliaire à compter dans le sens opposé à des intervalles petits par rapport à un intervalle de mesure de manière qu'en l'absence de toute entrée de surcharge, le compte dans le sens opposé compense le compte dans le sens direct,une surcharge d'entrée amenant ledit compteur auxiliaire à prendre un état particulier signalant ladite 25 surcharge. De préférence, quand une surcharge est signalée, le convertisseur (V - F) est bloqué de façon à empêcher le compteur principal qui fournit les sorties numériques, de compter au-delà de sa vitesse maximale de comptage. L'invention concerne en outre ion dispositif de calibrage automatique 30 du convertisseur analogique-numérique. Il est connu d'effectuer un tel calibrage, en appliquant périodiquement une tension de référence à l'entrée du convertisseur de manière à engendrer des tensions de correction susceptibles de compenser toute erreur de calibrage. Une telle possibilité permet seulement la correction de l'erreur de zéro cependant que des erreurs de proportionnalité 35 peuvent demeurer. Selon une autre caractéristique de l'invention, un circuit de calibrage automatique est prévu pour effectuer le calibrage avec deux valeurs de référence différentes et pour obtenir deux tensions de calibrage correspondantes, des moyens étant prévus pour dériver de ces deux tensions de calibrage 71 16815 2088487 tout d'abord une tension de correction du décalage du zéro de l'appareil et ensuite une tension de correction de la pente du convertisseur (F - V). Une forme de réalisation de l'invention comportant les caractéristiques mentionnées ci-dessus sera maintenant décrite à titre d'exemple non 5 limitatif en référence aux dessins annexés dans lesquels : - la figure 1 est un diagramme général d'un convertisseur analogique-numérique selon l'invention, - la figure 2 représente des formes de signaux explicatifs, - la figure 3 représente en détail un compteur de détection de 10 surcharge, - la figure 4 représente en détail un convertisseur numérique-analogique utilisé dans le dispositif de la figure 1, - la figure 5 représente des formes de signaux explicatifs fournis par le dispositif selon la figure 4, 15 - et la figure 6 représente en détail un circuit de calibrage automatique. Selon la figure 1, deux bornes d'entrée 10 et 11 reçoivent une tension d'entrée flottante de 1'une et l'autre polarité. Un interrupteur double 12 est prévu pour isoler ces deux bornes d'entrée de l'appareil au 20 cours des opérations de calibrage automatique. Un arrangement potentiométrique est employé dans lequel la borne 10 est connectée à travers un amplificateur d'entrée 13 à un convertisseur (V - F) 14 dont la sortie est appliquée à travers un convertisseur (F - V) pour fournir une tension de contre-réaction appliquée à la borne 11. La tension de contre-25 réaction comporte une tension de référence de décalage, fournie par une source 18 et appliquée à l'amplificateur différentielle 19. Le convertisseur (F - V) comporte un générateur de charges calibrées 20 qui engendre une impulsion de durée et d'amplitude exactement définies, en réponse à chaque impulsion d'entrée à l'intention d'un circuit de filtrage 22. Un autre filtrage peut égale-30 ment être réalisé au moyen d'une capacité 24 et d'une résistance 25 placées en contre-réaction entre l'entrée et la sortie de l'amplificateur différentiel 19. Les impulsions calibrées sont engendrées sous forme d'impulsions rectangulaires de largeur et de hauteur exactement déterminées. La largeur est 35 déterminée, comme cela sera décrit ci-après en relation avec la figure 5> par un oscillateur à quartz à très grande stabilité 30 lequel en réponse à une impulsion reçus du circuit 20 sur une ligne d'entrée 33 ferme un interrupteur 71 16615 5 2088487 à transistors 96 (figure 4) pendant un intervalle de temps prédéterminé. Cet interrupteur applique une tension exactement déterminée, fournie par la source 18 à me résistance de liaison à travers laquelle la charge calibrée peut ainsi être appliquée au circuit de filtrage 22. 5 La sortie de l'amplificateur différentiel 19 est connectée à la borne 11 à travers un atténuateur commutable 23 prévu pour le changement de gammes. Ceci est illustré par les inscriptions 20V, 2V, 200mV et 20mV portées sur la figure. Les impulsion? de sortie du convertisseur (V - F) 14 sont appliquées 10 à travers un transformateur 26 et une porte 27 à un compteur réversible 28. L'oscillateur à quartz 30 est couplé par un transformateur 31 au compteur de cadencement 32, lequel commande le rythme de toutes les opérations de l'appareil. Ainsi le compteur de cadencement 32 remet périodiquement à zéro le compteur 28 et ouvre alors la porte 27 pendant l'intervalle de mesure, par exemple 15 20 ms. Les impulsions appliquées au compteur 28, fournissent la sortie numérique de 1'instrument, celle-ci étant affichée sur un dispositif d'affichage 34 comportant par exemple des tubes décimaux à cathodes froides. Il est prévu, de manière connue, que le compteur 28 et le dispositif d'affichage 34 présentait à la fois 1'amplitude et le signe de la tension d'entrée. 20 Les impulsions fournies par le convertisseur (V - F) 14 sont égale ment appliquée à l'entrée 33 du convertisseur (F - V) 20 mais pas directement. Au contraire, les impulsions sont divisées en fréquence par un nombre 32, en appliquant lesdites impulsions à un premier compteur auxiliaire 36, lequel est ion compteur binaire à 5 bits et également à travers un second compteur 25 auxiliaire 42 dont la fonction est décrite ci-après. Ceci permet une haute résolution dans le compteur de mesure 28, sans pour autant exiger soit une haute fréquence d'impulsions pour le convertisseur (V - F) 14 soit une trop longue période de mesure. Si maintenant on considère la situation qui se produit lorsqu'un 30 signal d'entrée de très faible amplitude est appliqué à l'appareil, les impulsions de sortie fournies par le compteur 36 étant à très basse fréquence, différents problèmes apparaissent. Dans ce cas, ces impulsions sont représentées en (a) sur la figure 2 et la sortie correspondante du filtre 22 en (b), ce qui montre un filtrage inadéquat de la tension de contre-réaction. Pour 35 surmonter ce défaut, les cinq étages du compteur binaire 36 sont connectés à un convertisseur numérique-analogique 37 lequel peut être simplement constitué par des résistances pondérées en binaire connectées entre les étages du compteur et m point de sommation. La sortie du convertisseur 37 est couplée au circuit de filtrage 22 à travers un condensateur 38 qui ainsi forme également 71 16815 2088487 partie ducLit signai de filtrage. Puisque le compteur 36 passe successivement à travers ses 32 états, la sortie du convertisseur 37 est une rampe en marches d'escalier telle que représentée à la figure 2 (c), un nombre lui trieur à 32 marches étant toutefois représenté pour des raisons de simplicité. C'est 5 un problème particulièrement banal que d'adapter la phase, la polarité et l'amplitude de la rampe en marches d'escalier pour que ladite rampe compense en pratique la composante alternative de la tension partiellement filtrée (b) afin de fournir un signal de contre-réaction convenablement filtré tel que représenté en (d). Du fait que la rampe en marches d'escalier est couplée à 10 travers le condensateur 38 son niveau continu est nul. En conséquence, le signal combiné (d) conservç la valeur continue correcte 40 du signal (b). De la sorte, un signal de contre-réaction convenablement filtré est engendré, qui permet à l'instrument de se stabiliser normalement au cours d'une lecture, pendant un intervalle de mesure, même lorsque le signal d'entrée possède une 15 très faible amplitude. On va maintenant traiter le problème de la détection des conditions de surcharge. Ceci est réalisé par le compteur réversible 42, connecté à la sortie de retenue 43 du diviseur de fréquence 36. En bref, le compteur 42 compte une fois en réponse à chaque impulsion fournie par le diviseur 36 et 20 ensuite décompte une fois quand un signal apparaît sur la connection 50 en réponse au fonctionnement du générateur de charges calibrées 20. Tant qu'aucune autre impulsion à compter n'est reçue avant qu'un signal de décomptage apparaisse, le compteur 42 se maintient dans un état d'équilibre dynamique. Toutefois dans tin cas de surcharge, même si ceci n'existe que pendant une petite 25 partie de l'intervalle de mesure, la fréquence des impulsions fournies par le convertisseur (V - F) devient si élevée que le compteur 42 reçoit une autre impulsion à compter avant qu'il en est décompté une. Il présente alors un état qui est détecté comme étant un état de surcharge. Un signal est alors fourni sur une ligne 44, qui peut être utilisé de toute manière convenable pour signa-30 1er qu'une surcharge s,'est produite et pour bloquer le fonctionnement du convertisseur (V - F) aussi longtemps qu'un tel signal existe. Un tel blocage peut être aisément réalisé,par exemple en verrouillant la sortie de l'intégrateur que comporte le convertisseur (V - F). Le circuit décrit se stabilise automatiquement pendant une surcharge, 35 du fait de la boucle de régulation fermée ainsi constituée. Dans ces conditions, la fréquence moyenne à laquelle les impulsions sont engendrées par le convertisseur (V - F) 14 égale au plus la fréquence maximale acceptable par le compteur. 7116615 7 2088487 Une forme de réalisation préférée pour constituer le compteur 42 est représentée à la figure 3• Elle présente l'avantage d'avoir un mode de fonctionnement cyclique. Le compteur 42 est constitué par un anneau de quatre bascules bistables 46, la sortie Q de chaque bascule, c'est-à-dire la sortie 5 correspondant à une entrée S est connectée à l'entrée S de la bascule suivante, à travers une porte ET 47, de même chaque sortie Q, est connectée à l'entrée R de la bascule suivante à travers une porte ET 48. Si donc les portes 47 sont armées, un "l" dans une bascule 46 quelconque se propage dans la bascule suivante et le nombre total de "l" est augmenté d'une unité. Les portes 47 sont 10 en fait armées par les impulsions fournies par le diviseur 36 sur la ligne 43 (figure l) et de cette manière chacune de ces impulsions amène le compteur 42 à compter un "l". D'une manière semblable si les portes 48 sont armées par un signal fourni par le générateur de charge 20 sur la ligne 50, un "0" dans une des 15 bascules se propage dans la suivante et diminue d'une unité le nombre de "l" présent dans lesdites bascules. Quand deux bascules quelconques sont dans l'état "l", le signal appliqué au générateur de charges calibrées 20 sur la ligne 33 est fourni par une porte à quatre entrées 51 respectivement couplées aux sorties Q des bas-20 cules 46, ladite porte 51 étant polarisée pour conduire lorsqu'au moins deux desdites sorties Q, sont à l'état "l". Il s'en suit qu'en l'absence d'une surcharge, le compteur progresse cycliquement suivant les états indiqués dans la table I. Table I 25 30 1 0 0 0 COMPTAGE 1 1 0 0 DECOMPTAGE 0 1 0 0 COMPTAGE 0 1 1 0 DECOMPTAGE 0 0 1 0 COMPTAGE 0 0 1 1 DECOMPTAGE 0 0 0 1 COMPTAGE 1 0 0 1 DECOMPTAGE 1 0 0 0 Si toutefois une surcharge existe, une autre impulsion sur la ligne 35 33 apparaît avant que l'impulsion de décomptage ne soit fournie sur la ligne 50. Dans ce cas, le compteur 42 prend un état dans lequel trois bascules sont à l'état "l", comme cela est représenté à la table II. 71 16815 2088487 Table II 1 0 0 0 COMPTAGE 1 1 0 0 COMPTAGE 1 1 1 0 5 Une autre porte à quatre entrées 52 est couplée à toutes les sorties Q des bascules et polarisée de manière à conduire quand trois sorties Q quelconques sont à l'état "l". La sortie de cette porte 52 fournit ainsi le signal de surcharge sur la ligne 44. Si une surcharge persiste, le compteur 42 comporte alternativement deux "l" et trois "l" et les temps moyens dans de tels 10 états prennent automatiquement un rapport tel que le convertisseur (V - F) 14 est bloqué pendant une partie de l'intervalle de mesure, de manière que la fréquence moyenne des impulsions engendrées durant la surcharge, égale la vitesse de comptage maximale permise. Quand la surcharge disparaît, le compteur reprend un état tel qu'il comporte un ionique "l" et alors il passe alter-15 nativement d'un unique "l" à deux "l". Le circuit 42 décrit est incapable de prendre uniquement des états "0" parce qu'une impulsion de décomptage ne peut pas être fournie lorsqu'il y a seulement un "l" dans le compteur. De même il ne peut prendre un état bloqué avec des "l" dans tous les étages, parce que le signal sur la ligne 20 44 empêche que de nouvelles impulsions soient fournies par le convertisseur (V - F) 14. La figure 4 représente en détail les compteurs 36 et 42, le convertisseur numérique-analogique 37 et le générateur de charges 20. Le convertisseur 37 comporte non seulement cinq résistances 90 respectivement commandées 25 par les cinq étages du compteur 36 mais en outre, quatre résistances 91 commandées par les quatre étages du compteur réversible 42. Quand l'un des étages du compteur 36 comporte un "l" un courant est appliqué à la jonction de sommation à l'entrée de l'amplificateur 92 avec un poids indiqué par le chiffre placé dans un cercle au voisinage de chaque résistance 90. Ces poids progressent 30 depuis 1 jusqu'à 16. Quand un étage quelconque du compteur 42 comporte un "1", un courant de poids 32 est appliqué à travers la résistance 91 correspondante. La figure 5 représente en trait plein le courant combiné fourni par les résistances 9° et en ligne brisée le courant combiné fourni par les résistances 91» Ie total de ces deux courants étant représenté par une ligne en 35 trait gras. A l'origine, il y a un "l" dans le compteur 42 de telle sorte qu'un courant correspondant à 32 bits s'écoule. Tous les étages du compteur 36 sont à zéro. Les impulsions fournies par le convertisseur (V —F) 14 amènent le compteur 36 à compter successivement, un, deux, trois, etc... engendrant ainsi une rampe en marches d'escalier 100 (figure 5) qui croît Il 16815 9 2088487 progressivement jusqu'à un courant correspondant à 31 bits. Le compteur 36 fournit alors line impulsion de retenue et repasse à zéro pour supprimer ce courant mais l'impulsion de retenue sur la ligne 43, amène alors le compteur 42 à comporter deux "l", de sorte qu'un courant correspondant à 64 bits 5 s'écoule à travers deux résistances 91• Le courant total 101 croît ainsi depuis 32 bits jusqu'à 64 et conserve cette valeur jusqu'à ce qu'un signal apparaisse sur la ligne 50 pour amener le compteur 42 à décompter. Les deux "l" dans le compteur 42 ouvrent la porte 51 et le signal résultant sur la ligne 33 arme la porte 94 du générateur de charges 20. 10 L'impulsion suivante fournie par l'oscillateur 30 sur la ligne 95 passe à travers la porte 94, apparaît sur la ligne 50 comme une impulsion de décomptage et également ferme l'interrupteur 96 pour laisser passer une impulsion de charge calibrée telle que représentée en (a) à la figure 2. Puisqu'en même temps, le compteur 42 a reçu une impulsion de décomp-15 tage, il est amené à ne plus comporter qu'un unique "l", le courant 101 tombe alors à une valeur correspondant à 32 bits et le cycle décrit recommence. Le courant de sortie fourni par le convertisseur numérique-analogique 36-37-42 croît à nouveau jusqu'à 64 bits puis chute rapidement à 32 bits, puis croît à nouveau jusqu'à 64 bits et ainsi de. suite. Le fait qu'il y a une importante 20 composante continue dans ce courant n'a guère d'importance. Celle-ci est simplement bloquée par le condensateur 38 fournissant le signal (c) de la figure 2, dont le niveau continu moyen est nul. On remarquera que la figure 2 (c) représente l'onde après filtrage, l'onde non-filtrée étant représentée à la figure 5. 25 Puisque l'impulsion qui passe à travers la porte 94 amène le comp teur 42 à décompter et en outre engendre l'impulsion de charge calibrée à travers l'interrupteur 96, la chute rapide 102 dans l'onde 101 de la figure 5 est en synchronisme avec le front avant de l'impulsion (a) de la figure 2. Ceci est essentiel si la résultante correctement filtrée (d) de la figure 2 30 doit être obtenue aux très faibles fréquences fournies par le convertisseur 14. On va maintenant revenir à la figure 1 pour décrire un circuit de calibrage automatique 56 lequel a pour effet de connecter périodiquement une pile de référence 57 à l'entrée de l'instrument et de vérifier l'exactitude du compte résultant obtenu dans le compteur 28. Si des erreurs existent deux 35 corrections doivent être produites. L'une concerne une correction de décalage de zéro appliquée à travers une connection 58 à l'amplificateur différentiel 19 de manière à réaliser un réglage fin du signal de référence de décalage fourni par la source 18. Une seconde correction consiste en des petites 71 16815 10 2088487 impulsions de charge appliquées au filtre 22 à travers une confection 59 en synchronisme avec la fourniture des charges calibrées délivrées par le générateur 20 du fait de la connection 60. On notera que la correction effectuée à travers la connection 59 5 équivaut à modifier la pente du convertisseur (F - V) 36-37, c'est-à-dire la constante qui relie la tension de sortie V à la fréquence d'entrée F. La linéarité de l'instrument est assurée du fait de la linéarité du convertisseur (F - V) 36-37 et de l'ensemble de contre-réaction potentiométrique. Dans ces conditions, les erreurs, sont corrigées à travers toute la plage de fonction-10 nement de l'appareil par le réglage du décalage de zéro et de la pente de conversion. Le circuit de calibrage est représenté plus en détail à la figure 6. Le fonctionnement de celui-ci est commandé par le compteur de cadencement 32 de la figure 1. Les détails relatifs à ce dernier ne sont pas représentés 15 pour des raisons de simplicité. Il est en effet bien connu dans les instruments de mesure de ce type, de réaliser le cadencement des différentes séquences de fonctionnement incluant celles impliquées par un calibrage automatique périodique . Rapidement cependant, lorsqu'un calibrage doit être effectué, le 20 compteur de cadencement 42 ouvre les interrupteurs 12 puis connecte la pile 57 à travers les interrupteurs 62 pour fournir à une entrée de référence positive et ensuite connecte la pile 57 à travers les interrupteurs 63 pour fournir à l'entrée une référence négative. De la sorte, les opérations appelées calibrage positif et calibrage négatif se produisent séquentiellement. Dans chaque 25 cas, un intervalle de mesure complet s'écoule et le compteur 28 fournit un nombre équivalent au signal de référence appliqué pendant ce temps à l'entrée. En se référant à la figure 6, à la fin d'un intervalle de mesure affecté au calibrage positif, le compteur de cadencement 32 fournit un signal sur une ligne 64 pour armer des portes 65 et 66 respectivement connectées aux 30 deux sorties 68 et 69 du compteur 28. Le compteur est arrangé d'une manière en soi connue pour fournir ion signal "trop bas" sur la ligne 68 quand il est en dessous d'un nombre de référence, par exemple 200.000 dans une forme particulière de réalisation, qui correspond à l'application à l'entrée d'une référence positive. Le compteur 28 fournit un signal "trop haut" sur une ligne 69 35 quand il est au-dessus du nombre de référence. Les deux signaux "trop haut" et"trop bas" disparaissent tous deux quand le compteur 28 contient le nombre de référence. En fait ils ne disparaissent tous les deux que lorsque le nombre de référence est approché depuis le bas. Mais, ceci n'amène aucune différence 71 16815 11 2088487 notable dans le fonctionnement. Si le nombre de référence est approché depuis le haut, le nombre de référence est dépassé et le signal "trop haut" est remplacé par un signal "trop bas" qui disparaît quand le compteur revient au nombre de référence. De la sorte, des signaux sur les lignes 68 et 69 indiquent 5 respectivement, pendant le calibrage positif, que l'instrument fait une lecture trop importante ou trop faible par rapport à la référence appliquée à l'entrée. Si un signal passe depuis la ligne 68 à travers une porte 65, il ouvre une porte 70 pour permettre à des impulsions fournies par une horloge supplémentaire 71 d'être appliquées à une entrée 72 qui amène le compteur 28 10 à décompter. De même si un signal venant de la ligne 69 passe à travers la porte 66, il ouvre une porte 75 qui permet aux impulsions fournies par la source 71 d'être appliquées à une entrée 74 qui amène le compteur 28 à compter. Dans l'un et l'autre cas, le compteur 28 corrige le nombre de référence de telle sorte qu'il n'y ait aucun signal sur l'une et l'autre des lignes 68 et 15 69. Toute impulsion qui passe à travers la porte 70 ou la porte 75 durant la phase de calibrage positif passe à travers me porte 76 ou 77, ces deux portes étant aimées par un signal sur la ligne 64. De telles impulsions passent à travers le primaire d'un transformateur 78 dans une direction déter-20 minée par celle des portes 70 à 75 à partir desquelles elles sont fournies. Le secondaire du transformateur 78 est couplé à travers un étage tampon 79 qui calibre la taille des impulsions puis les applique à l'amplificateur d'échantillonnage et de maintien 80, lequel est un amplificateur opérationnel comportant une capacité de contre-réaction 81. La tension à la sortie 82 de 25 l'amplificateur 80 sera appelée la tension de calibrage positif. Pour éviter toute confusion, on soulignera que cette tension est petite et qu'elle peut avoir l'une ou l'autre polarité, en fonction du sens des impulsions intégrées par l'amplificateur 80. Une tension de calibrage négatif est de même dérivée par un circuit 30 qui est en partie commun avec celui qui vient d'être décrit et qui, pour le reste, utilise des composants semblables auxquels on a donné les mêmes références avec me indication prime. Les différences à noter sont tout d'abord que les lignes 68 et 69 sont connectées d'une autre manière à travers les portes 65' et 66' respectivement puisque le nombre de référence est fourni 35 par la capacité maximale du compteur, lequel nombre correspond à la fois aux tensions de calibrage positif et négatif mais est approché au cours de la phase de calibrage négatif dans me direction opposée à celle utilisée au cours de 71 16815 12 2088487 la phase de calibrage positif. En.outre, les connections allant des portes 70 et 75 vers les portes 76' et 77* sont inversées par rapport à celles qui les relient aux portes 76 et 77» Il est nécessaire de tenir compte de l'interaction qui existe entre 5 les corrections de pente et de décalage de zéro. Pour cette raison, une première tension de correction est prélevée depuis la jonction 84- des résistances RI et R2 connectées entre les sorties 82 et 82' sur lesquelles apparaissent respectivement les tensionsde calibrage négatif et positif. Cette première tension de correction qui peut être positive ou négative amène un courant à 10 circuler dans une résistance 85 et donc dans la ligne 58 déjà présentée à la figure 1. Ce courant s'ajoute ou se soustrait du courant qui est appliqué à l'amplificateur 19 par la tension de référence de décalage et ceci règle le zéro de l'appareil. Une seconde tension de correction est de même prélevée depuis la 15 jonction 86 des résistances R3 et R4 et est appliquée à un circuit de découpage 87 dont la sortie est connectée à travers une résistance 88 à la ligne 59 reliée à l'entrée du filtre 22 (figure 1). Le circuit de découpage est piloté à travers la ligne 60, en synchronisme avec le générateur de charges calibrées 20 de manière que des petits incréments de correction de charge 20 s'écoulent à travers la résistance 88 pour s'ajouter ou se retrancher de ceux fournis par le circuit 20. Les valeurs relatives des résistances RI à R4 seront déterminées par les points sur la ligne de calibrage de l'instrument auquel les tensions de référence positive et négative correspondent. Quatre résistances ont été montrées pour couvrir le cas général mais dans le cas parti-25 culier où les deux tensions de référence sont égales et de signes opposés, les résistances R5 et R4 peuvent être égales ou encore la résistance RI ou R2 peut être omise laissant seulement celle qui fournit l'effet de correction d'erreur requis, obtenu grâce à la boucle complète établie par le circuit de calibrage 56. Evidemment l'utilisation d'une valeur erronée pour RI ou R2 50 engendrerait une boucle dégénérative. Les résistances 85 et 88 ont la valeur correcte soit par calcul soit par réglage, de manière à fournir une action de correction suffisante sans pour autant fournir une sur-correction. On notera que toutes les parties du circuit intéressées d'une manière quelconque par les signaux analogiques sont couplées aux parties 35 purement numériques de l'appareil par des transformateurs tels que 26, 31, 78 et 78'. Les premières parties mentionnées peuvent toutes être blindées dans une boîte de garde laquelle contient sa propre source de tension stabilisée, alimentée à travers un autre transformateur de couplage. ?1 i6815 13 2088487 REVMDICATIONS 1. Convertisseur analogique-numérique du type comprenant un convertisseur tension-fréquence auquel est appliquée la différence entre la tension d'entrée à convertir et une tension de contre-réaction de manière à fournir des 5 impulsions à une fréquence proportionnelle à ladite tension d'entrée, un circuit de contre-réaction recevant lesdites impulsions étant prévu pour fournir ladite tension de contre-réaction en appliquant des impulsions calibrées à un circuit de filtrage, caractérisé en ce que ledit circuit de contre-réaction comporte un compteur auxiliaire (36-42) adapté à diviser 10 les impulsions délivrées par ledit convertisseur tension-fréquence par un nombre N de manière à fournir des impulsions secondaires, un générateur de charge (20) produisant pour chacune desdites impulsions secondaires une impulsion de charge calibrée appliquée audit circuit de filtrage (22) et un convertisseur numérique-analogique (37) sensible aux états dudit compteur 15 auxiliaire (36-42) pour fournir un signal analogique couplé en alternatif audit circuit de filtrage (22) et se présentant sous forme d'une onde cyclique en marches d'escalier qui compense au moins partiellement la composante alternative des impulsions de charge filtrées. 2. Convertisseur analogique-numérique selon la revendication 1, caractérisé 20 en ce que le compteur auxiliaire (36-42) étant un compteur binaire, le générateur de charges calibrées (20) fonctionne en réponse à un bit de poids maximal dudit compteur prenant l'état "l" et remet un desdits bits du compteur à l'état "0" en synchronisme avec la fin de chaque impulsion calibrée de charge. 25 3' Convertisseur analogique-numérique selon la revendication 2, caractérisé en ce que le compteur auxiliaire comporte une section basse (36) et une section haute (42) laquelle est constituée par une pluralité d'étages de poids maximal, chacun desdits étages constituant me entrée pour le convertisseur numérique-analogique (37) $ ladite section haute possède un état de 30 référence dans lequel un étage au moins est à l'état "l", et reçoit de ladite section basse (36) une impulsion à compter à chaque fois que ladite section basse fournit un signal de retenue et du générateur de charges calibrées (20) une impulsion à décompter à la fin de chacune desdites impulsions de charges calibrées. 71 16815 14 2088487 4. Convertisseur analogique-numérique selon la revendication 3» caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (52) sensibles à la présence de trois "l" dans ladite section haute (42) et adaptés à signaler me condition de surcharge. 5 5. Convertisseur analogique-numérique selon la revendication 4, caractérisé en ce que les moyens (52) de signalisation d'une condition de surcharge ont pour effet de bloquer le convertisseur tension-fréquence (14) aussi longtemps que ladite condition de surcharge est signalée. Convertisseur analogiques-numérique selon l'une des revendications 1 à 5» caractérisé en ce que ledit signal analogique est couplé en alternatif au circuit de filtrage (22) à travers m condensateur (38) constituant me dérivation pour ledit circuit de filtrage. Convertisseur analogique-numérique selon l'me quelconque des revend!catiais 1 à 6, caractérisé en ce que la tension de contre-réaction est appliquée à me entrée d'm amplificateur différentiel (19) et me tension de décalage de référence (18) appliquée à l'autre entrée dudit amplificateur à la sortie duquel apparaît me tension appliquée en opposition avec la tension d'entrée à convertir. 8. Convertisseur analogique-numérique selon l'me quelconque des revendicaticns 1 à 7> caractérisé en outre en ce qu'il comporte m circuit de calibrage automatique (56) adapté à effectuer le calibrage avec deux entrées de référence différentes de façon à fournir deux tensions de calibrage correspondantes, des moyens constitués par des résistances R^ - R^ étant prévus pour fournir en réponse à ces deux tensions de calibrage, me tension de correction de décalage de zéro du convertisseur analogique-numérique et me tension de correction de réglage de la pente du convertisseur fréquence-tension utilisé. 9. Convertisseur analogique-numérique selon la revendication 8 caractérisé en ce que la tension de correction de décalage de zéro est combinée avec 30 la tension de contre-réaction. 7. 15 20 25 71 16815 2088487 Convertisseur analogique-numérique selon la revendication 8 ou 9 caractérisé en ce que la tension de correction de réglage de pente est appliquée à un circuit de découpage (87) adapté à fonctionner en synchronisme avec le générateur de charges calibrées (20), la sortie (59) dudit circuit de découpage étant appliquée audit circuit de filtrage (22\ Convertisseur analogique-numérique selon l'une des revendications 8, 9 ou 10, caractérisé en ce que les deux entrées de référence étant des tensions égales et de polarités opposées, la tension de correction de décalage de zéro est une des deux tensions de calibrage obtenues, et la tension de correction de réglage de pente est la moyenne desdites deux tensions de calibrage. Convertisseur analogique-numérique selon l'une des revendications 8 ou 11 caractérisé en ce que le circuit de calibrage est adapté, à la suite d'une mesure de chaque entrée de référence, à appliquer des impulsions de correction à un compteur de mesure (28) qui compte les Impulsions fournies par le convertisseur tension-fréquence (l4), ajustant par là le compte du compteur de mesure à une valeur de référence correspondant à l'entrée de référence, le circuit de calibrage (56) comprenant deux circuits intégrateurs (80-81, 80'-8l') respectivement adaptés à intégrer les impulsions de correction correspondant aux deux entrées de référence, de manière à fournir lesdites deux tensions de calibrage. Convertisseur analogique-numérique du genre comportant un convertisseur tension-fréquence sensible à la différence entre la tension d'entrée à convertir et une tension de contre-réaction pour fournir des impulsions à une fréquence proportionnelle à ladite tension d'entrée, un circuit de filtrage pour fournir une tension filtrée à partir desdites impulsions et une source de tension de décalage de référence caractérisé en ce qu'il comporte en outre un amplificateur différentiel (19) aux deux entrées duquel sont appliquées la tension filtrée et la tension de décalage de référence, la sortie dudit amplificateur différentiel fournissant ladite tension de contre-réaction. 71 16815 16 2088487 14. Convertisseur analogique-numérique selon l'une des revendications 7 ou 15 caractérisé en ce que l'amplificateur différentiel (19) est shunté par un condensateur de filtrage (24). 15. Convertisseur analogique-numérique selon l'une des revendications 7> 13 5 ou 14 caractérisé en ce qu'il comporte un atténuateur de commutation de gammes (23) connecté à la sortie de l'amplificateur différentiel (19). io. Convertisseur analogique-numérique du genre comportant un convertisseur tension-fréquence sensible à la tension d'entrée caractérisé en ce qu'il comprend en outre un Compteur (42) recevant le signal de sortie dudit 10 convertisseur tension-fréquence (l4) pour compter dans un premier sens et des moyens (20) pour amener ledit compteur à compter dans un second sens opposé au précédent à des intervalles de temps petits comparés à l'intervalle de mesure, de manière que, d'une part, en l'absence de toute entrée de surcharge, les comptes dans ledit second sens compensent ceux dans le 15 premier, et que d'autre part, en présence d'une entrée de surcharge, le compteur prenne un état particulier signalant ladite surcharge. 17. Convertisseur analogique-numérique selon la revendication 16, caractérisé en ce qu'il comporte un générateur de charges calibrées (20) adapté à fournir une impulsion calibrée à chaque fois que le compteur (42) compte 20 dans ledit premier sens, des moyens (22)pour filtrer lesdites unpulsions calibrées de charge, pour engendrer une tension de contre-réaction de polarité opposée à la tension d'entrée, ledit compteur (42) est adapté à compter dans ledit second sens à la fin de chacune desdites impulsions calibrées de charge. 25 18. Convertisseur analogique-numérique selon l'une des revendications 16 ou 17 caractérisé en ce que le convertisseur tension-fréquence (14) est bloqué quand taie surcharge est signalée. 19. Convertisseur analogique-numérique selon l'une des revendications 16, 17 ou 18, caractérisé en ce que le compteur (42) comporte une pluralité de 30 bascules bistables (46) connectées en anneau, tout d'abord à travers des premières portes (47) lesquelles, quand elles sont armées, amènent un bit "l" présent dans une bascule quelconque à se propager dans la bascule suivante et ensuite à travers des secondes portes (48) lesquelles, quand 71 16815 17 2088487 elles sont armées, amènent un bit "0" présent dans une bascule quelconque à se propager dans la bascule suivante, le compteur étant amené à compter dans 1'un et l'autre sens suivant que les premières et les secondes portes sont respectivement années. Convertisseur analogique-numérique du genre comportant un convertisseur tension-fréquence sensible à la différence entre la tension d'entrée à convertir et une tension de contre-réaction, pour fournir des impulsions à une fréquence proportionnelle à ladite tension d'entrée, un convertisseur fréquence-tension sensible auxdites impulsions pour fournir ladite tension de contre-réaction et ion circuit de calibrage automatique caractérisé en ce que ledit circuit de calibrage (56) reçoit deux tensions de référence différentes successivement appliquées à l'entrée de l'appareil et fournit en réponse deux tensions de calibrage respectivement appliquées à des moyens, comprenant des résistances R^—pour fournir à la fois une tension de correction de décalage de zéro et une tension de correction de réglage de la pente du convertisseur fréquence-tension (22). 21. Convertisseur analogique-numérique, selon la revendication 20 caractérisé en ce que la tension de correction de décalage est combinée avec la tension de contre-réaction. 5 20. 10 20 22. Convertisseur analogique-numérique selon la revendication 20 ou 21 caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de découpage (87)adapté à découper la tension de correction de pente en synchronisme avec lesdites impulsions, la sortie (59) du circuit de découpage étant appliquée au convertisseur fréquence-tension (22) en combinaison avec lesdites impulsions. 25 23. Convertisseur analogique-numérique selon l'une des revendications 20, 21 ou 22, caractérisé en ce que les deux entrées de référence sont de polarités opposées mais de même amplitude, la tension de correction de décalage étant une des deux tensionsde calibrage et la tension de correction de pente étant la valeur moyenne desdites deux tensions de calibrage. 30 24. Convertisseur analogique-numérique selon l'une des revendications 20 à 23, caractérisé en ce que le circuit de calibrage (56) est adapté à la suite d'une mesure de chaque entrée de référence à appliquer les impulsions 71 16815 2088487 de correction à un compteur de mesure (£A) qui compte les impulsions fournies par le convertisseur tension-fréquence (1.4) réglant par là le compte de mesure à \uie valeur de référence correspondant à ladite entrée de référence, le circuit de calibrage (56) comprenant deux circuits intégrateurs (80~8l et 80'-8l') respectivement adaptés à intégrer les impulsions de correction correspondant à deux entrées de référence, de manière à fournir les tensions de calibrage correspondantes.