FR 2096855 A1 19720303 FR 7025145 A 19700707 70 25145 i. 2096855 ■ La présente invention concerne des perfectionnements aux radars Doppler cohérents à impulsions dont au moins l'antenne est disposée sur une plateforme mobile et/ou instable et, plus particulièrement, des moyens associés aux radars Db'ppler cohérents à impulsions aéroportés pour compenser le décalage en 5 fréquence provoqué par les mouvements de la plateforme. Les radars de surveillance du sol sont en général des radars D'dppler cohérents à impulsions auxquels est associé un dispositif d'élimination des échos fixes. Il est évident que la portée d'un tel radar dépend de l'altitude de l'antenne et il est connu de disposer ladite antenne sur un pylône. Cependant 10 l'altitude que l'on peut obtenir par l'intermédiaire d'un pylône est limitée ; en outre, un tel pylône est difficilement mobile. Une autre solution consiste à disposer l'antenne et, éventuellement, tout l'équipement radar, dans un hélicoptère en vol stationnaire. Or un hélicoptère en vol stationnaire constitue une plateforme instable (coup de vent par 15 exemple) dont les mouvements font apparaître de faux échos mobiles dont les vitesses radiales peuvent être de l'ordre de grandeur de celles des objets mobiles que l'on désire détecter. - Il existe également des radars Db'ppler cohérents à impulsions disposés à bord d'avions qui sont prévus pour détecter les avions qui volent à une 20 altitude inférieure. Par suite de la vitesse de l'avion par rapport au sol, le sol apparaît comme un écho mobile ; en outre, par suite de la rotation de l'antenne, cet écho de sol présente une fréquence Doppler variable. En ce qui concerne les échos réellement mobiles, pour connaître leur vitesse radiale vraie par rapport à l'antenne supposée fixe, il est nécessaire de corriger la vitesse 25 radiale relative mesurée de la valeur de la composante de la vitesse de l'avion porteur du radar dans la direction de l'écho mobile. Pour mesurer directement la vitesse radiale vraie d'un écho mobile, il est connu de déplacer la fréquence de l'oscillateur cohérent d'une valeur correspondant à la vitesse de la plateforme dans la direction de l'axe de l'antenne. 30 Ceci est obtenu en mélangeant le signal provenant de l'oscillateur cohérent avec le signal provenant d'un oscillateur dont la fréquence est proportionnelle à la vitesse de la plateforme, la fréquence dudit oscillateur étant modulée au rythme de la rotation de l'antenne. Cette solution implique que l'on connaisse par ail-. leurs la vitesse de la plateforme ; or cette vitesse est en général connue avec 35 une mauvaise précision, ce qui augmente d'autant l'erreur de mesure de la vitesse de l'écho. L'objet de la présente invention est donc un radar Doppler cohérent à impulsions aéroporté dans lequel on compense de manière automatique les effets . des mouvements de la plateforme. 70 25145 2 2096055 Dans un radar Doppler cohérent à impulsions dont l'antenne et: éventuellement tout l'équipement sont disposés sur une plateforme mobile et/ou instable, ledit radar comprenant une antenne utilisée à l'émission et à la réception, un circuit duplexeur, un émetteur d'impulsions haute fréquence, un récep-5 teur comportant un oscillateur local, un premier circuit changeur de fréquence recevant, d'une part, les signaux reçus par l'antenne et, d'autre part, le signal de l'oscillateur local, un amplificateur à moyenne fréquence auquel est appliqué le signal de sortie du premier circuit changeur de fréquence, un deuxième circuit changeur de fréquence recevant, d'une part, une partie de l'éner-10 gieênise et, d'autre part, le signal de l'oscillateur local, un oscillateur dit cohérent déclenché par le signal de sortie du deuxième circuit changeur de fréquence, les moyens mis en oeuvre de préférence pour réaliser l'invention comprennent des troisième et quatrième circuits changeurs de fréquence recevant, d'une part, le signal de sortie de l'oscillateur cohérent et, d'autre part, les 15 signaux fournis par un premier et un deuxième oscillateurs à fréquence réglable dont l'écart en fréquence est maintenu constamment égal à f par une boucle d'asservissement, des premier et deuxième filtres placés à la sortie des troisième et quatrième circuits changeurs de fréquence pour sélectionner la raie spectrale inférieure, des cinquième et sixième circuits changeurs de fréquence 20 recevant, d'une part, les signaux de sortie desdits premier et deuxième filtres et, d'autre part, le signal de sortie d'un troisième oscillateur à fréquence réglable, des troisième et quatrième filtres placés à la sortie des cinquième et sixième circuits changeurs de fréquence pour sélectionner la raie spectrale supérieure dont la fréquence est, pour le troisième filtre, voisine de la fré-25 quence de l'oscillateur cohérent et, pour le quatrième filtre, décalée d'une valeur f par rapport à la fréquence de l'oscillateur cohérent, un premier circuit discriminateur de phase recevant, d'une part, le signal de sortie de l'amplificateur à moyenne fréquence du récepteur du radar et, d'autre part, le signal de sortie du troisième filtre, un deuxième circuit discriminateur de phase rece-30 vant, d'une part, le signal de sortie de l'amplificateur à moyenne fréquence et, d'autre part, le signal de sortie du quatrième filtre, deux sélecteurs recevant, d'une part, le signal de sortie du deuxième circuit discriminateur de phase et, d'autre part, deux impulsions d'échantillonnage au cours de chaque période de répétition du radar, lesdites impulsions correspondant à des distances diffé-35 rentes et étant fournies par un générateur, deux circuits discriminateurs de fréquence centrés sur la fréquence f sont disposés chacun à la sortie d'un sélecteur, le signal de sortie de l'un des circuits discriminateurs de fréquence commandant la fréquence du troisième oscillateur à fréquence réglable de manière à annuler ledit signal de sortie, le signal de sortie de l'autre discriminateur de 40 fréquence commandant, s'il est supérieur à un certain seuil, le générateur des 70 25145 3 2096855 deux impulsions d'échantillonnage de tnanière à modifier les instants d'apparition desdites impulsions d'échantillonnage. D'autres objets, caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'un exemple par-5 ticulier de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints dans lesquels : La figure 1 représente le schéma d'un radar DîJppler cohérent à impulsions; La figure 2 représente un exemple préféré de réalisation du circuit 10 objet de la présente invention; La figure 3 représente le schéma d'un sélecteur en distance. • Avant de décrire lesdites figures, on rappellera brièvement le principe de détection des obstacles mobiles au milieu d'obstacles fixes en mettant à profit l'effet Doppler, Dans les systèmes de détection électromagnétique 15 fonctionnant par impulsions, on met à profit les variations du déphasage entre l'onde émise et l'onde reçue, d'une période de répétition à la suivante, qui affectent les ondes reçues après réflexion sur des obstacles mobiles. A cet effet, à chaque période de répétition, on conserve la mémoire de la phase de l'onde émise et on la compare avec celle de l'onde reçue. Ce déphasage est cons-20 tant d'une période de répétition à la suivante pour les ondes reçues après réflexion sur des obstacles fixes alors qu'il varie linéairement en fonction du temps dans le cas d'ondes reçues après réflexion sur un obstacle se déplaçant avec une vitesse radiale constante non nulle par rapport à l'antenne. Si on applique à un discriminateur de phase, d'une part, le signal de référence qui, à 25 chaque période de répétition, conserve la mémoire de la phase de l'onde émise et, d'autre part, le signal reçu après réflexion sur un obstacle fixe ou mobile, on obtient, pour des signaux reçus après réflexion sur des obstacles fixes, des impulsions d'amplitude constante et, pour des signaux reçus après réflexion sur des obstacles mobiles, des impulsions dont l'amplitude varie sinusoïdalement à 30 une fréquence fd, généralement appelée fréquence Doppler, et qui est liée à la 2v vitesse radiale v et à la longueur d'onde d du système par la formule fd = La figure 1 représente le schéma de principe d'un radar Doppler cohérent à impulsions. Il comporte une antenne 10 utilisée à l'émission et à la réception, un émetteur 2. fournissant des impulsions haute fréquence, lesdites 35 impulsions étant transmises à l'antenne commune d'émission et de réception 10 par l'intermédiaire d'un commutateur haute fréquence 1, plus connu sous le nom de circuit "duplexeur"; les signaux reçus en réponse aux impulsions émises sont aiguillés par le commutateur 1 vers un circuit changeur de fréquence 3 recevant le signal de sortie d'un oscillateur local 4. Les signame de sortie du circuit 3 f. 70 25145 t 2096855 sont appliqués à l'amplificateur à moyenne fréquence 6. Le signal de sortie de l'oscillateur local 4 est également appliqué à un deuxième circuit changeur de fréquence 5 qui reçoit également, pendant la durée dé l'impulsion radar émise, le signal haute fréquence fourni par l'émetteur 2. L'impulsion à moyenne fré-5 quence sortant du circuit changeur de fréquence 5 est, au début de chaque période de répétition du radar, utilisép pour mettre en marche l'oscillateur 8, ledit oscillateur fournissant alors un signal à moyenne fréquence qui possède une relation de phase fixe et prédéterminée avec la phase de 1'impulsion émise. A chaque période de répétition, cet oscillateur 8 est donc mis en marche de la 10 manière précédemment décrite, puis arrêté avant le début de la période de répétition suivante ; cet oscillateur est souvent appelé "oscillateur cohérent". Le signal de sortie de l'oscillateur cohérent 8 est appliqué à un circuit discriminateur de phase 7 qui reçoit par ailleurs les signaux de sortie de l'amplificateur à moyenne fréquence 6. Les signaux de sortie du circuit discriminateur 15 de phase 7 sont appliqués à un circuit de traitement 9 qui peut être de tous types connus. Ce circuit de-traitement 9 peut comporter un dispositif d'élimination des échos fixes consistant, par exemple, en une ligne à retard apportant un retard égal à la période de répétition T des impulsions d'émission et dont 20 les signaux de sortie sont soustraits aux signaux reçus au cours de la période de répétition en cours. On comprend alors, qu'à distance égale, les signaux de même amplitude, c'est-à-dire les signaux dus aux obstacles fixes, s'annuleront tandis que les signaux dont l'amplitude varie, c'est-à-dire les signaux correspondant aux obstacles mobiles, ne s'annuleront pas et donneront naissance 25 à un signal alternatif.résiduel. On comprend facilement que si l'antenne a une vitesse radiale non nulle vc par rapport à un obstacle fixe, cet obstacle apparaîtra comme un obstacle mobile de vitesse vc et ne sera pas éliminé par le dispositif d'élimination des échos fixes. Pour éviter cet inconvénient, il est connu de modifier 2vc 30 la fréquence de l'onde cohérente de référence d'une valeur fc = d ladite valeur fc variant d'ailleurs au rythme de la rotation de l'antenne. Cette modification peut être obtenue de différentes manières et l'une d'entre elles consiste, dans le cas où le radar est disposé à bord d'un avion, à obtenir un signal électrique d'amplitude proportionnelle à la vitesse de l'avion, ledit 35 signal étant ensuite modulé en amplitude au rythme de rotation de l'antenne avant d'être appliqué à un oscillateur à fréquence réglable dont le signal de sortie est mélangé avec le signal de l'oscillateur cohérent. La solution ci-dessus décrite présente l'inconvénient que sa précision dépend principalement de la précision de la mesure de la vitesse de l'avion; 70 25145 5 2096855 en outre, les effets des mouvements de l'avion suivant les deux autres axes du trièdre trirectangle dont le premier axe est parallèle au vecteur vitesse de l'avion ne sont pas compensés. Les vitesses de ces mouvements suivant ces deux autres axes sont en général, en vol de croisière, de faible amplitude vis-à-vis 5 de la vitesse de l'avion et de celle des obstacles mobiles à détecter et peuvent être négligées.Il n'en est pas de même lorsque le radar est disposé à bord d'un hélicoptère en vol stationnaire et est destiné à détecter les obstacles mobiles de faible vitesse (piétons, véhicules...). Dans ce cas, les vitesses des mouvements de l'hélicoptère suivant les trois axes d'un trièdre trirectangle sont du 10 même ordre de grandeur que la vitesse des obstacles mobiles à détecter. Selon l'invention, il est proposé d'examiner le signal Doppler provenant d'une tranche de distance au sol, d'élaborer un signal d'amplitude proportionnelle à la fréquence Doppler dudit signal, d'utiliser ce signal proportionnel pour modifier la fréquence de l'onde de référence appliquée au discri-15 minateur de phase. Le radar Doppler cohérent à impulsions auquel l'invention s'applique, plus particulièrement est porté par un hélicoptère "en vol stationnaire" à une altitude de quelques centaines de mètres; ce radar est destiné à détecter des objets mobiles se déplaçant sur le sol et/ou à faible altitude à une grande distance de l'antenne, par exemple plusieurs dizaines de kilomètres. 20 Pour détecter lesdits objets mobiles, le diagramme de rayonnement de l'antenne doit être prévu de telle manière que son lobe principal soit dirigé vers la zone à examiner. Pour élaborer le signal de modification de la fréquence de l'onde cohérente, on peut examiner une tranche de distance située dans la zone éclairée par le lobe principal. Cependant, il est possible que, par suite de la 25 configuration du terrain, la tranche de distance soit masquée et en conséquence le signal DcSppler correspondant à ladite tranche n'aura plus aucune signification. Pour éviter cet inconvénient, il est proposé d'examiner une tranche de distance proche de l'antenne, ladite tranche de distance étant alors éclairée par un lobe secondaire du diagramme de rayonnement. Cette tranche de distance s'éten-30 dra par exemple entre deux et cinq-kilomètres de l'antenne. Il est clair que, par suite de la différence d'inclinaison du lobe principal et du lobe secondaire, deux objets mobiles animés de la même vitesse en grandeur et en direction mais dont l'un est situé dans la zone à examiner (à cinquante kilomètres) et l'autre situé dans la zone à proximité de l'antenne 35 ne donneront pas des signaux ayant la même fréquence Doppler; en conséquence, la compensation sera entachée d'erreur. Cependant cette erreur est faible car la différence des fréquences O'dppler dépend de la différence des cosinus des angles du lobe principal et du lobe secondaire par rapport à l'horizontale, ladite différence des cosinus étant petite car le-cosinus d'un angle au voisinage de 0° 70 25145 6 2096855 varie peu. En fait, comme on le verra plus loin, on n'examinera pas toute la zone à proximité de l'antenne, mais une tranche élémentaire plus petite, par exemple cent cinquante mètres, ce qui correspond à un temps d'examen d'une microseconde. Selon le sens du mouvement de la plateforme par rapport à la tranche élémentaire examinée, la fréquence Doppler peut être "positive" ou "négative" et pour compenser le mouvement il faut connaître le signe; la solution proposée pour connaître le signe consiste à utiliser un discriminateur de fréquence centré sur une fréquence f et de déplacer d'autant la fréquence de l'onde cohérente qui servira de référence au discriminateur de phase utilisé dans la voie de compensation. Le choix de la fréquence f dépend de la fréquence de répétition Fr des impulsions d'émission. En effet, le fait de déplacer la fréquence de l'onde cohérente de la valeur f revient à déplacer d'autant le spectre des échos fixes; en outre, le circuit discriminateur de phase replie le spectre des signaux par rapport à la fréquence zéro. En conséquence, la première raie des échos fixes, celle qui a la fréquence la plus basse, aura une fréquence f et la deuxième raie aura une fréquence Fr - f. On comprend facilement que pour que l'ordre desdites raies ne soit pas inversé, la fréquence f devra être inférieure F T à — ; en outre, lorsque la plateforme bouge, ces raies sont déplacées d'une valeur fc qui peut être positive ou négative et, pour la même raison que précé- demment, f devra être inférieure à -r- . Par symétrie, on prendra f sensiblement Fr — Fr égale à , ce qui permet d'avoir des valeurs de fc égales au maximum à —^— . Dans le cas particulier décrit, Fr = 1875 Hertz et f = 500 Hertz. La bande passante du circuit discriminateur de fréquence centré sur la fréquence f dépend de la gamme des vitesses des mouvements de la plateforme que l'on désire compenser. Par exemple, si l'on désire compenser une vitesse maximum de quatre mètres par seqonde, la bande passante du circuit discriminateur de fréquence devra être voisine de cinq cents hertz si l'onde hyperfréquence émise par le radar a une longueur d'onde de trois centimètres. On remarquera que la bande passante Fr Fit maximum est y ; si la bande passante est inférieure à —, on peut diminuer ou augmenter la fréquence centrale f du circuit discriminateur de fréquence. La figure 2 donne un exemple préféré de réalisation du circuit qui permet de compenser les effets des mouvements de la plateforme sur laquelle l'antenne et, éventuellement, tout lléquipement radar sont disposés. Dans le radar décrit en relation avec la figure 1, le circuit de la figure 2 s'insère entre l'oscillateur cohérent 8 et le circuit discriminateur de phase 7, ces éléments 7 et 8 ainsi que le dispositif de traitement 9 et l'amplificateur à moyenne fréquence 6 étant d'ailleurs reproduits dans la figure 2. 70 25145 7 2096855 Le signal à la fréquence F de l'oscillateur cohérent 8 est appliqué simultanément à deux circuits changeurs de fréquence ïll et M2 qui reçoivent chacun par ailleurs le signal d'un oscillateur à fréquence réglable. L'oscillateur 0L1 qui est associé au circuit changeur de fréquence Ml a une fréquence Fl . 5 tandis que l'oscillateur 0L2 qui est associé au circuit changeur de fréquence M2 a une fréquence F2, les deux fréquences Fl et F2 étant telles que Fl - F2 = f. Pour fixer les idées, les fréquences FetF2 ont par exemple pour valeurs respectives trente mégahertz et onze mégahertz. Les deux fréquences Fl et F2 sont maintenues décalées de la valeur f par une boucle d'asservissement 10 qui comprend un circuit changeur de fréquence 12 recevant les signaux des deux oscillateurs OL1 et OL2, un filtre, non représenté dans la figure 2, qui ne laisse passer que le signal à la fréquence voisine de f, un circuit discriminateur de fréquence DF1 centré sur la fréquence f qui délivre un signal proportionnel à l'écart de fréquence Fl-F2-f, un amplificateur 13 pour amplifier le 15 signal de sortie du circuit discriminateur de fréquence DF1 de manière qu'il puisse modifier la fréquence de l'oscillateur 0L1, le sens de la modification étant tel que l'écart Fl-F2-f s'annule. On remarquera que le signal de sortie du circuit discriminateur DF1 peut être appliqué à l'oscillateur OL2 en prévoyant un amplificateur qui fournit un signal inversé en phase par rapport à ce-20 lui fourni par 1'amplificateur 13. Le circuit discriminateur de fréquence DFl, centré sur la fréquence f, est par exemple du type dans lequel la tension de sortie est toujours différente de zéro pour un signal ayant une fréquence différente de f. Un tel circuit discriminateur de fréquence disposé dans une boucle d'asservissement présente l'avantage de ne pas avoir de point de fonctionnement 25 instable. Un exemple préféré de réalisation d'un circuit discriminateur de fréquence de ce type a été décrit dans la demande de brevet français déposée dans le département de la Seine le 9 Mai 1969 sous le N° 6914926 et intitulée : "Perfectionnements aux circuits discriminateurs de fréquence". Les signaux de sortie des circuits changeurs de fréquence Ml et M2 30 sont appliqués respectivement à des filtres FL1 et FL2 prévus pour ne laisser passer que la bande latérale inférieure, c'est-à-dire F-Fl ou F-F2. Les signaux filtrés sont à nouveau appliqués à deux circuits changeurs de fréquence M3 et M4 recevant par ailleurs le signal d'un oscillateur 0L3 à fréquence réglable. La fréquence centrale F3 de cet oscillateur est sensiblement égale à Fl, soit 35 onze mégahertz; en fait, comme on le verra plus loin, la fréquence de cet oscillateur sera Fl-HEc, fc désignant la fréquence Doppler due aux mouvements de la plateforme. Les signaux de sortie des circuits changeurs de fréquence M3 et M4 sont appliqués respectivement à des filtres FL3 et FL4 qui ne laissent passer 70 25145 8 2096855 que la bande latérale supérieure, c'est-à-dire Fl+fc+F-Fl = F+fc en ce qui concerne le filtre FL3 et Fl+fc+F-F2 = Fl+fc+F - Fl+f = F+f+fc en ce qui concerne le filtre FL4. Le signal de sortie à la fréquence F+fc du filtre FL3 est appliqué au circuit discriminateur de phase 7 du radar qui reçoit par ailleurs le 5 signal de sortie de l'amplificateur à moyenne fréquence 6. Le signal de sortie à la fréquence F+f+fc du filtre FL4 est appliqué à un circuit discriminateur de phase 11 identique au circuit discriminateur de phase 7 du radar et qui reçoit également le signal de sortie de l'amplificateur à moyenne fréquence 6. Le signal de sortie du circuit discriminateur de phase 11 est appli-10 qué simultanément à deux sélecteurs identiques SI et S2 qui sont constitués, comme le montre la figure 3, par une porte en distance 18 qui est ouverte par des impulsions de durée e et de période égale à la période de répétition T des impulsions d'émission. Cette porte en distance est suivie d'un circuit 19 constitué principalement d'un condensateur qui se charge à une tension égale à celle 15 du signal et qui garde sa charge d'une impulsion à la suivante; l'ensemble des circuits 18 et 19 constituent un dispositif d'échantillonnage connu sous le nom de circuit "box-car". Le signal de sortie du circuit 19 est appliqué à un filtre 20 prévu pour détecter, dans le spectre du signal échantillonné, la raie à la fréquence f "t fc, c'est-à-dire la raie due aux mouvements de la plateforme. Ce 20 filtre devra donc éliminer toutes les raies d'ordre supérieur résultant de l'ambiguïté de mesure de la fréquence Diîppler, la première raie à éliminer étant celle provenant du repliement du spectre, c'est-à-dire la raie à la fréquence Fr-f-fc. Avec lés valeurs de Fr, f et fc maxima qui ont été choisies, la fréquence supérieure de coupure sera par exemple prise égale à sept cent cinquante 25 hertz. La fréquence inférieure de coupure du filtre 20 pourrait être la fréquence zéro, c'est-à-dire que le filtre serait un filtre passe-bas; cependant, pour obtenir les performances optima du discriminateur de fréquence qui suit ledit filtre, il est nécessaire de lui appliquer un signal dont le spectre de bruit est sensiblement symétrique par rapport à sa fréquence centrale; en conséquence, 30 le filtre 20 sera un filtre passe-bande présentant une fréquence inférieure de coupure égale à deux cent cinquante hertz. Le générateur 17 d'impulsions d'échantillonnage fournit, au cours de chaque période de répétition du radar, deux impulsions de durée e décalées dans le temps d'une valeur tl, l'une étant appliquée au sélecteur SI et l'autre 35 au sélecteur S2. L'impulsion appliquée au sélecteur SI définit une tranche élémentaire de distance Tri située dans la zone des deux à cinq kilomètres de l'antenne; de même, l'impulsion appliquée au sélecteur S2 définit une tranche élémentaire de distance Tr2 située dans la zone des deux à cinq kilomètres et à Ctl une distance dl = —y de la tranche Tri si C est la vitesse de la lumière. 70 25145 9 2096855 Les signaux de sortie des' sélecteurs SI et S2 sont appliqués respectivement à des circuits discriminateurs de fréquence DF2 et DF3 centrés sur la fréquence f et qui sont identiques au circuit discriminateur de fréquence DF1 utilisé dans la boucle d'asservissement des oscillateurs OLl et 0L2. Le signal 3 de sortie de l'un des deux discriminateurs de fréquence, par exemple celui référencé DF2, est, après amplification dans un circuit 14, appliqué par exemple à l'oscillateur 0L3 pour modifier sa fréquence. Le signal de sortie de l'autre cir cuit discriminateur de fréquence, à savoir celui référencé DF3, est, après amplification dans un circuit 15 et passage dans un circuit à seuil réglable 16, 10 appliqué au générateur 17 d'impulsions d'échantillonnage de manière à modifier les instants d'apparition des deux impulsions d'échantillonnage. Le circuit à seuil réglable 16 est un circuit de comparaison bipolaire qui fournit un signal lorsque le signal de sortie du circuit discriminateur DF3 est supérieur à une certaine valeur, c'est-à-dire en fait lorsque la 15 fréquence du signal de sortie du sélecteur est, en valeur absolue, supérieure à une certaine valeur que l'on appellera fs. Le générateur d'impulsions 17 est également prévu pour modifier les instants d'apparition des impulsions d'échantillonnage au cours d'une période de répétition. Pour des raisons de simplicité de réalisation du générateur 20 chaque modification consistera à déplacer les impulsions d'un intervalle de temps constant correspondant par exemple à un saut en distance d'un kilomètre. Ainsi, les impulsions appliquées au sélecteur Si correspondront aux distances deux, trois, quatre et cinq kilomètres et les impulsions appliquées au sélecteur S2 correspondront respectivement aux distances quatre, cinq, deux et trois 25 kilomètres. Pour le fonctionnement du circuit de la figure 2, on considérera les cas suivants : (1) Il n'y a pas d'obstacles mobiles dans les tranches de distance des sélecteurs SI et S2; 30 (2) Il y a un obstacle mobile uniquement dans la tranche de distance du sélecteur SI; (3) Il y a un obstacle mobile uniquement dans la tranche de distance du sélecteur S2; (4) Il y a un obstacle mobile dans chaque tranche de distance. 35 Dans le cas (1) où il n'y a pas d'obstacles mobiles dans les tran ches de distance des sélecteurs SI et S2, la tension qui apparaît à la sortie des circuits discriminateurs de fréquence DF2 et I)F3 est due uniquement au mouvement de la plateforme; la fréquence Doppler correspondante fc est compensée en modifiant la fréquence de l'oscillateur 0L3 d'une valeur fc de manière que la 70 25145 10 2096855 tension de. sortie du circuit discriminateur de fréquence DF2 soit nulle; la tension de sortie du circuit discriminateur de fréquence DF3 s'annulera également. Dans le cas (2) où il n'y a un obstacle mobile que dans la tranche de distance Tri, avant action de la boucle d'asservissement, la tension de sortie 5 de DF3 correspond au mouvement de la plateforme tandis que la tension de sortie de DF2 correspond à la combinaison des mouvements de la plateforme et de l'obstacle mobile et modifie la fréquence de l'oscillateur OL3. Après action de la boucle d'asservissement, la tension de sortie de DF2 devient nulle tandis que la tension de sortie de DF3 prend une valeur proportionnelle en valeur absolue à la 10 vitesse de l'obstacle mobile situé dans la tranche de distance Tri. Si cette tension devient supérieure au seuil du circuit 16, elle modifie les instants d'apparition des impulsions d'échantillonnage. Ces différentes modifications se poursuivent tant que l'on ne trouve pas une tranche de distance Tri sans obstaple mobile. Dans le cas (3) où il n'y a un obstacle mobile que dans la tranche 15 ie distance Tr2, avant action de la boucle d'asservissement, la tension de sortie de DF2 correspond au mouvement de la plateforme qui, par l'intermédiaire de la boucle, est compensé en modifiant la fréquence de l'oscillateur 0L3; par contre, la tension de sortie de DF3 correspond, avant action de la boucle, à la combinaison des mouvements de la plateforme et de l'obstacle mobile; après action de 20 la boucle, la tension de sortie de DF3 est proportionnelle à la vitesse de l'obstacle mobile et, si elle est supérieure au seuil, modifie les instants d'apparition des impulsions d'échantillonnage jusqu'à ce que la tranche de distance Tr2 ne comporte pas d'obstacle mobile. En fait, dans' les cas (2) et (3), les modifications se poursuivent 25 jusqu'à ce que les tranches de distance Tri et Tr2 ne comportent plus d'obstacle mobile . Dans le cas (4), il y a un obstacle mobile dans chaque tranche de distance, lesdits obstacles étant animés de vitesses radiales différentes, un raisonnement analogue aux précédents montre que l'on modifie les instants d'ap-30 parition des impulsions d'échantillonnage si la différence en valeur absolue des fréquences Doppler des obstacles mobiles est supérieure à fs. Les modifications se poursuivent jusqu'à ce que les tranches de distance ne comportent plus d'obstacle mobile . Ce dernier cas fait apparaître que le circuit ne fonctionne correc-35 ter.ient que s'il n'existe pas,dans toutes les tranches de distance qui peuvent être examinées dans la zone des deux à cinq kilomètres, deux obstacles mobiles dont la différence des fréquences Doppler est inférieure à fs. Le saut des tranches de distance cause des perturbations dar.s la boucle d'asservissement; aussi il est prévu d'ouvrir laditeboucle lorsqu'il y 40 a un saut de tranches de distance. Cette ouverture est obtenue en inséra.it dans COPY 70 25145 ii 2096655 la boucle une porte analogique avec condensateur mémoire, ladite porte étant commandée par le-signal d'un circuit monostable déclenché par le signal de sortie du circuit de seuil 16. La durée de l'état instable du circuit monostable est celle du temps de passage du faisceau d'antenne sur l'obstacle mobile de ma-5 nière que l'obstacle mobile qui a provoqué le saut ne soit plus dans le faisceau lorsqu'on referme la boucle. Pendant le temps d'ouverture de la boucle, le condensateur mémoire maintient la tension de commande de l'oscillateur 0L3 au niveau qu'elle avait avant l'ouverture de la boucle. Dans le circuit de la figure 2, le signal du circuit discriminateur 10 de fréquence DF2 est appliqué à l'oscillateur OL3 du deuxième changement de fréquence; cependant, on comprend facilement que ce signal peut être appliqué à l'oscillateur 0L2 du premier changement de fréquence et, plus généralement, à l'oscillateur du premier changement de fréquence qui n'est pas dans la boucle d'asservissement permettant de maintenir constant l'écart de fréquence entre les 15 deux oscillateurs OLl et 0L2. Le circuit objet de la présente invention a été décrit dans son application à un radar porté par un hélicoptère en vol stationnaire dont les mouvements sont à des vitesses faibles. Cependant, le circuit est également applicable à un radar porté par un avion; dans ce cas, il faut prévoir une compensa-20 tion grossière de la vitesse de l'avion et de la modulation due à la rotation de l'antenne par tous procédés connus et utiliser le circuit objet de la présente invention pour effectuer une compensation plus fine. Dans le circuit de la figure 2, l'une des solutions consisterait à moduler la fréquence de l'oscillateur 0L2 entre la valeur F2+fa lorsque l'axe de l'antenne est dans le sens 25 de déplacement de l'avion et la valeur F2-fa lorsque l'axe de l'antenne est en sens inverse du sens de déplacement de l'avion. Dans le cas où le signal de sortie du circuit discriminateur DF2 serait appliqué à l'un des oscillateurs OLl ou 0L2, l'oscillateur 0L3 sera alors modulé en fréquence entre les limites F3+fa et F3-fa. 30 La description a été faite en supposant que la durée d'ouverture . des portes en distance était d'une microseconde et en prévoyant un déplacement desdites portes, en fait des sauts, en fonction de certains critères. Par suite de cette faible durée d'ouverture et des sauts, il se peut qu'il y ait quelque difficulté à obtenir un bon fonctionnement de la boucle; aussi il est proposé, 35 comme variante à la présente invention, d'augmenter la durée d'ouverture desdites portes et de modifier le circuit "box-car" de manière que le condensateur réalise une intégration du signal pendant la durée d'ouverture. On a signalé précédemment que les tranches de distance devaient être situées à une distance suffisamment éloignée de l'antenne pour qu'il ne 40 soit pas nécessaire d'effectuer une correction qui dépend de l'inclinaison du COPV 70 25145 12 2096855 lobe secondaire par rapport au lobe principal. Cependant, lorsque le lobe secondaire couvre un terrain accidenté, les "trous" de détection seront d'autant plus étendus que le lobe secondaire est voisin de l'horizontale et il se pourrait que les tranches de distance soient situées dans ces trous, ce qui entraînerait un 5 fonctionnement incorrect du circuit» Il est alors proposé de prévoir un lobe secondaire qui couvre une zone très proche de l'antenne et d'effectuer une correction en fonction de l'inclinaison dudit lobe par rapport au lobe principal. Cette correction peut par exemple être effectuée par l'intermédiaire des circuits montrés en tirets sur la figure 2; ils comprennent un circuit 21, un amplificateur 10 22 et un oscillateur à fréquence variable 0L4 qui est connecté au circuit changeur de fréquence M3, l'oscillateur 0L3 étant alors déconnecté. Si a et b sont lès angles d'inclinaison respectifs du lobe secondaire et du lobe principal par rapport à l'horizontale, le circuit 21 réalise l'opération S = E ^ entre les tensions d'entrée E et de sortie S; E = Kfc,cos a étant le signal fourni 15 par le discriminateur de fréquence DF2. La présente invention est applicable à tous les radars DSppler cohérents à impulsions dont l'antenne est disposée sur une plateforme mobile et/ou instable. Bien que la présente invention ait été décrite en relation avec un 20 exemple particulier de réalisation, il est clair qu'elle n'est pas limitée audit exemple et qu'elle est susceptible d'autres variantes ou modifications sans sortir de son domaine. 70 25145 1-3 209&855 • REVENDICATIONS 1 - Radar Doppler cohérent à impulsions disposé sur une plateforme instable telle qu'un hélicoptère en vol stationnaire caractérisé en ce que l'on modifie la fréquence de l'onde cohérente de référence du circuit discriminateur de phase d'une quantité égale à la fréquence Doppler du signal provenant d'une 5 étroite tranche de distance au sol. 2 - Radar Doppler cohérent à impulsions disposé sur une plateforme mobile telle qu'un avion caractérisé en ce que l'on modifie une première fois la fréquence de l'onde cohérente de référence du circuit discriminateur de phase d'une quantité égale à la fréquence Doppler fl due à la vitesse de l'avion mesu-10 rée par des moyens connus, ladite fréquence Doppler étant modulée au rythme de la rotation de l'antenne, en ce que l'on modifie une deuxième fois la fréquence de l'onde cohérente modifiée en fréquence en fonction de la vitesse de l'avion et de la rotation de l'antenne d'une quantité égale à la fréquence Db'ppler f-2 du signal provenant d'une tranche de distance au sol, ladite fréquence Doppler 15 f2 étant mesurée en prenant l'onde cohérente modifiée comme référence. 3 - Radar Doppler cohérent à impulsions selon la revendication 1 ou la revendication 2 caractérisé en ce que le diagramme d'antenne comporte un lobe principal dirigé vers la zone dans laquelle on veut détecter les obstacles mobiles et un lobe secondaire dirigé vers une zone du sol proche de l'antenne 20 dans laquelle est située la tranche de distance à examiner. 4 - Radar DHppler cohérent à impulsions selon les revendications 1, 2 ou 3 caractérisé en ce que l'on change la distance de la tranche de distance examinée si la fréquence Doppler provenant d'une deuxième tranche de distance au sol est supérieure à une certaine valeur et en ce que l'on change également 25 la distance de cette deuxième tranche de distance. 5 - Radar Doppler cohérent à impulsions selon la revendication 4 caractérisé en ce que le signal de sortie de l'oscillateur cohérent est appliqué, d'une part, à un premier circuit changeur de fréquence recevant par ailleurs le signal de sortie d'un premier oscillateur à fréquence réglable et, d'autre part, 30 à un deuxième circuit changeur de fréquence recevant par ailleurs le signal de sortie d'un deuxième oscillateur à la fréquence F2, en ce que les fréquences des premier et deuxième oscillateurs sont maintenues écartées d'une valeur f voisine du quart de la fréquence de répétition des impulsions radar émises, en ce que les signaux de sortie des premier et deuxième circuits changeur de fréquence 35 sont appliqués respectivement à un premier et à un deuxième filtre prévus pour ne laisser passer que la bande latérale inférieure, en ce que le signal de sortie d'un troisième oscillateur à fréquence réglable centré sur la fréquence Fl est appliqué, d'une part, à un troisième circuit changeur de fréquence recevant 70 25145 14 2096655 par ailleurs le signal de sortie du premier filtre et, d'autre part, à un quatrième circuit changeur de fréquence recevant par ailleurs le signal de sortie du deuxième filtre, en ce que les signaux de sortie des troisième et quatrième circuits changeur de fréquence sont■appliqués respectivement à un troisième et 5 un quatrième filtre qui ne laissent passer que la bande latérale supérieure, en ce que le signal de sortie du troisième filtre est appliqué à un premier circuit discriminateur de phase dont le signal de sortie est appliqué au circuit de traitement des informations du radar, en ce que le signal de sortie du quatrième filtre est appliqué à un deuxième circuit discriminateur de phase dont le 10 signal de sortie est appliqué à deux sélecteurs en distance suivis chacun d'un circuit discriminateur de fréquence centré sur la fréquence f, en ce que le signal de sortie de l'un des circuits discriminateurs de fréquence est appliqué après amplification au troisième oscillateur de manière à modifier sa fréquence dans un sens tel que la tension de sortie dudit circuit discriminateur de fré-15 quence devienne nulle, en ce que le signal de sortie de l'autre circuit discriminateur de fréquence est appliqué à un circuit comparateur à seuil, en ce qu'un générateur d'impulsions fournit, au cours de chaque période de répétition du radar, une première impulsion appliquée à l'un des sélecteurs en distance et une deuxième impulsion appliquée à l'autre sélecteur en distance, en ce que le signal 20 de sortie du circuit comparateur à seuil est appliqué au générateur d'impulsions pour modifier les instants d'apparition des deux impulsions. 6 - Radar Doppler cohérent à impulsions selon la revendication 5 caractérisé en ce que le signal de sortie du discriminateur de fréquence qui est appliqué au troisième oscillateur est également appliqué à un quatrième oscilla- 25 teur à fréquence réglable centré sur la fréquence Fl par l'intermédiaire d'un circuit da correction qui tient compte des angles d'inclinaison du lobe secondaire et du lobe principal par rapport à l'horizontale, en ce que le signal de sortie du troisième oscillateur n'est plus appliqua au troisième circuit changeur de fréquence, an ce que le signal de sortie du quatrième oscillateur est ap-30 pliqué au troisième circuit changeur de fréquence. 7 - Radar Doppler cohérent à impulsions selon la revendication 6 caractérisé par une porte analogique avec condensateur mémoire disposée à la sortie du circuit détecteur de fréquence dont le signal de sortie est prévu pour modifier la fréquence des signaux appliqués aux troisième et quatrième circuits 35 changeur de fréquence, ladite porte étant ouverte pendant la durée de l'état instable d'un circuit monostable déclenché par le signal de sertie du circuit de comparaison à seuil. 8 - Radar Doppler cohérent à impulsions selon la revendication 5 caractérisé en ce que le signal de sortie du circuit discriminateur de fréquence 40 de la boucle d'asservissement n'est plus appliqué au troisième oscillateur, mais COPY 70 25145 15 2096855 est appliqué à l'oscillateur du premier changement de fréquence qui n'est pas dans la boucle d'asservissement prévu pour maintenir constant l'écart des fréquences des premier et deuxième oscillateurs. 9 - Radar Doppler cohérent à impulsions selon la revendication 5 ou 5 la revendication 8 caractérisé par une porte analogique avec condensateur mémoire disposée à la sortie du circuit discriminateur de fréquence dont le signal est prévu pour modifier la fréquence de l'onde de référence, ladite porte étant ouverte pendant la durée de l'état instable d'un circuit monostable déclenché par le signal de sortie du circuit de comparaison à seuil. 10 10 - Radar Doppler cohérent à impulsions selon la revendication 5 caractérisé en ce que la fréquence de l'oscillateur du premier changement de fréquence qui n'est pas dans la boucle d'asservissement prévue pour maintenir constant l'écart de fréquences des premier et deuxième oscillateurs est modulée sinusoïdalement au rythme de la rotation de l'antenne entre les valeurs F'+fa 15 et F'-fa, fa désignant la fréquence Doppler correspondant à la vitesse de l'avion porteur du radar et F' désignant la fréquence centrale de l'oscillateur que l'on module. 11 - Radar Doppler cohérent à impulsions selon la revendication 8 caractérisé en ce que la fréquence du troisième oscillateur est modulée sinus-20 oïdalement au rythme de la rotation de l'antenne entre les valeurs Fl+fa et Fl-fa, fa étant la fréquence Db'ppler correspondant à la vitesse de l'avion porteur du radar. 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