FR 2070654 A1 19710917 FR 7011473 A 19700331 70 11473 070654 La présente invention concerne un circuit pour hyperfréauence et des montures pour composants semi-conducteurs à deux bornes. L'emploi de composants semi-conducteurs dans la production d'énergie en hyperfréquences se développe rapidement. Des eompo-5 sants à effet massique des diodes à avalanche, des varactors et des dispositifs semblables trouvent de nombreuses applications. Pour fonctionner, chacune de ces pièces doit être montée dans un certain circuit qui assure une dissipation adéquate de la chaleur, un réglage d'accord et une polarisation en courant continu. Puis-10 que la plupart des sources de tension de polarisation courante ont des impédances très basses en hyperfréquences, elles doivent être découplées vis-à-vis des signaux en hyperfréquences engendrés dans le dispositif. Un inconvénient de dispositifs connus est que les différents 15 moyens de découplage existants des sources de tension de polarisation ont une influence sur le signal de sortie en hyperfréquen-ce. Plus particulièrement, il est reconnu qu'un filtre passe-bas monté en parallèle entre la source de tension de polarisation et le circuit à composant semi-conducteur agit sur le facteur de sur-20 tension global Q et peut provoquer l'apparition de fréquences parasites à des fréquences indésirables à la sortie de l'hyperfré-quence. Bien que le premier effet puisse être souhaitable dans certaines applications, il ne l'est, pas dans toutes et le dernier effet est toujours nuisible. 25 L'invention fournit un système de montage et un circuit d'alimentation en tension de polarisation qui éliminent les effets mentionnés précédemment et qui constituent un circuit à très bas facteur de surtension Q dans lequel la source.de tension de polarisation n'a aucune influence sur le signal en hyperfréquence en-30 gendré. Le composant semi-conducteur est connecté entre la couche semi-conductrice inférieure d'un grand condensateur plan qui entoure le composant et un étrier conducteur surjacent. Les deux extrémités de l'étrier sont jointes à la couche conductrice supérieure du condensateur et chacune des deux bornes de la source de 35 tension continue de polarisation est reliée à une des deux couches conductrices. Cette configuration a plusieurs avantages originaux sur les dispositifs connus. La grande capacité plane conduit le courant continu et, en même, temps, découple en haute fréquence la source 40 de tension de polarisation vis-à-vis de la partie restante du cir- 70 1147J ZU/U03^ cuit tout en n'augmentant ou ne modifiant pratiquement pas le facteur de surtension Q, et établit aussi un plan de masse mixte pour le signal en hyperfréquence engendré. La cavité formée par l'étrier conducteur sur la couche supérieure du condensateur se comporte en 5 self réglable en série avec le composant par rapport à la source de tension de polarisation, et 1'étrier en combinaison avec le condensateur, complète le circuit de polarisation en courant continu à travers le dispositif. Cette structure fondamentale peut être utilisée en combinai-10 son avec d'autres éléments, tels que des dissipateurs de chaleur, et des arrangements de couplage de sortie, avec plusieurs éléments semi-conducteurs divers. Une diode varactor est installée, par exemple, dans un moj3e d'exécution de l'invention, produisant un circuit à self et capacité ayant une réactance variable. Une se-15 conde variante particulièrement utile utilise une diode IMPATT comme composant semi-conducteur et constitue un oscillateur à hy-perfréquence, à résistance négative ayant des caractéristiques nouvelles importantes. D'autres caractéristiques et avantages ressortiront de la 20 description qui va suivre, faite en regard des dessins annexés et donnant, à titre explicatif mais nullement limitatif-, plusieurs formes de réalisation'conformes à l'invention. Sur ces dessins : - la figure 1 est une représentation schématique d'un oscil-25 lateur à résistance négative selon l'invention utilisant une diode IMPATT comme élément à résistance négative ; - la figure 2 est une vue en perspective -d'un mode d'exécution pratique du circuit représenté par. la figure 1 ; - la figure 3 est une vue en coupe avec arrachement suivant 30 . 3-3 de la figure 2 ; et - la figure 4 est une vue en coupe, avec arrachement, d'une variante. La figure 1 représente schématiquement un oscillateur à diode IMPATT selon les principes de l'invention. Une diode IMPATT 35 il» quand elle est polarisée dans sa région à résistance négative peut se comprendre comme une capacité C-,, en parallèle avec une .L _i_ résistance négative - R-, ^ non représentées'». Si une self 8 et une résistance de charge 10 (ayant une valeur égale à la valeur absolue de - R-q) sont branchées en parallèle l'une avec l'autre 40 et avec la diode 11, on forme un oscillateur ayant une fréquence BAD ORIGINAL COPY f 70 114/3 3 1\] /U0D4 caractéristique égale à l/2rt \fL PC11" r®sis^ance ^e charge 10 n'a pas, par inhérence., la valeur appropriée, une capacité de couplage 9 variable peut être ajoutée pour transformer la résistance de charge en présence de la diode de façon à produire un effet né-5 gligeable sur la fréquence d'oscillation. La réalisation de.ce circuit exige qu'une source de tension continue de polarisation J soit ajoutée de telle sorte que la diode soit polarisée convenablement. Toutefois, l'installation de la source de tension continue 10 complique la structure du circuit. L'impédance interne en courant alternatif de la plupart des sources de courant continu est relativement basse et, par conséquent, à moins qu'elle ne soit découplée vis-à-vis des siknaux en hyperfréquences lancés dans le résonateur parallèle, la source de courant continu court-circuite le 15 résonateur et empêche l'amorçage d'oscillations. On résout ce problème dans des dispositifs connus en branchant un filtre passe-bas V -en parallèle entre la source de tension continue de polarisation et le circuit résonnant. Ainsi le courant continu de polarisation est transmis de la source de tension de polarisation au circuit 20 résonnant, mais l'énergie en hyperfréquence engendrée est détournée du filtre. Toutefois, ce moyen de découplage comporte deux inconvénients reconnus. Le premier de ces inconvénients est que le filtre passe-bas connu peut provoquer, dans certaines circonstances, l'appari-25 tion de signaux parasites hyperfréquences à la sortie. Un tel filtre représente une charge réactive vis-à-vis du résonateur parallèle. Si la réactance de cette charge, en combinaison avec la réactance du circuit résonnant parallèle, produit une résonance du circuit à une fréquence pour laquelle la résistance de la diode 30 devient négative, des oscillations indésirables peuvent se produire. L'élimination de ces oscillations exige que le filtre passe-bas lui-même soit découplé du circuit résonnant parallèle par un affaiblisseur, et ceci accroît la complexité du circuit et diminue le gain. 35 Deuxièmement, ce moyen de découplage pose des problèmes gra ves dans le cas d'oscillateurs asservis en phase destinés à avoir une large bande d'asservissement. Plus particulièrement, la largeur de bande d'asservissement, pour un rapport donné de la puissance de sortie à la puissance injectée, varie en fonction inverse 40 du facteur de surtension global Q du circuit. Un moyen de décou- bad original COPY 70 11473 4 2070654 plage comprenant un filtre passe-bas augmente ce facteur de surtension Q, parce que de l'énergie est emmagasinée dans l'élément inductif du filtre. Ainsi, l'emploi d'un filtre passe-bas pour découpler la source de tension continue vis-à-vis du signal en 5 hyperfréquence engendré contraint le réalisateur à sacrifier la largeur de bande d'asservissement. L'invention résout ce problème à l'aide d'un moyen pour relier la source de tension continue au circuit résonnant en vue de la polarisation et pour la découpler vis-à-vis du signal en 10 hyperfréquence engendré, sans perturber ou augmenter le facteur de surtension et sans qu'elle constitue une source d'oscillations parasites pour le circuit. Le schéma électrique, équivalent au circuit de la figure 1 ne comporte qu'un nouvel élément, à savoir la capacité 15 connectée en série entre la diode 11 et la 15 self résonnante 2 du circuit résonnant. Cette capacité est suffisamment grande pour qu'elle constitue un court-circuit vis-à-vis du signal en hyperfréquence et de la tension continue de polarisation appliquée à la diode, en parallèle sur cette capacité. Dans le circuit représenté, si la capacité de l'élément 15 est 20 très grande dans la gamme de fréquences intéressante, sa présence ne provoque qu'un emmagasinage d'énergie supplémentaire négligeable vis-à-vis du circuit et ne réduit donc pas la largeur de bande d'asservissement en fréquence. La self 8, qui est l'élément résonnant du résonateur parallèle empêche aussi, par inhérence, la ca-25 pacité 15 de court-circuiter la résistance de charge 10 en hyperfréquence. La structure pratique qui atteint ce résultat est illustrée par les figures 2 et 3. Une diode IMPATT 11 est montée dans une cavité construite conformément aux principes de l'invention. Les 30 parois de la cavité sont formées par un étrier conducteur 17 et par des éléments 12, 13 et 14. Ensemble, ces trois derniers éléments constituent la forme de.réalisation matérielle du composant représenté schématiquement sur la figure 1 par le condensateur 15. Ce condensateur à fonctions multiples est constitué par des 35 plaques électriquement conductrices 12 et 14, séparées par une mince couche diélectrique 13 de telle sorte que ces plaques 12 et 14 sont séparées par une distance ne dépassant pas une petite fraction de la longueur d'onde du signal à haute fréquence. L'espacement minimum est déterminé par la nécessité d'éviter l'amor- 40 çage d'un arc entre les plaques. Une diode 11 est introduite à " - BAD original 70 11473 5 2070654 travers une ouverture percée dans la plaque supérieure 14 et le diélectrique 13 de telle sorte que sa borne inférieure soit en contact avec la plaque 12. L'étrier 17 est joint, à ses deux extrémités, à la plaque conductrice supérieure 14, et une tension 5 continue de polarisation est appliquée à la diode 11 par l'intermédiaire des plaques 14. Le circuit en courant continu développé entre les bornes de la source 7 passe par la plaque 14, l'étrier 17, la diode 11 et la plaque 12. Le dissipateur de chaleur 16 peut être constitué par un conducteur électrique, tel que du cuivre, ou 10 un diélectrique à grande conductibilité thermique, tel que l'oxyde de béryllium. Si le dissipateur de chaleur est électriquement conducteur, la plaque 12 peut être omise et la borne inférieure du composant est reliée directement au dissipateur de chaleur 16. Dans cette construction, le dissipateur de chaleur 16 constitue la 15 moitié inférieure du condensateur 15 et est relié convenablement à une borne de la source de tension de polarisation 7. Si le dissipateur de chaleur 16 est constitué par une matière diélectrique, la plaque inférieure 12 est un élément nécessaire au condensateur 15. On peut considérer que le dissipateur de cha-20 leur 16 des figures 2 et 3 est constitué par un tel diélectrique. L'élément 15 a, sous forme d'un condensateur plan, quelle que soit sa structure présente une capacité beaucoup plus grande que le condensateur de découplage d'hyperfréquences classique utilisé dans des guides d'ondes, des lignes coaxiales et des circuits à micro-25 bandes. Chaque moitié de la cavité, par rapport à la diode 11, peut être considérée comme une ligne de transmission bifilaire court-circuitée à une extrémité. Avec une telle configuration, on peut voir que si la longueur & de la ligne reste nettement plus petite qu'un quart de la longueur d'onde du signal en hyperfréquence en-30 gendrée, la réactance de la cavité par rapport à un élément (tel que la diode) monté en travers de l'extrémité ouverte, est induc-tive et directement proportionnelle à t . Cette caractéristique a été vérifiée expérimentalement : le produit de la fréquence d'oscillation du système par VT est constant. Ceci signifie que l'on 35 peut commander la fréquence d'oscillation en faisant varier un seul paramètre extérieur du circuit. Le fonctionnement du dispositif de l'invention est le suivant. Une connexion à courant continu allant d'une borne de l'élément 15 à son autre borne en passant par l'étrier et la diode polarise la 40 diode dans sa région à résistance négative. Puisque la réactance bad original / U l 1 M / o t \J \J —! \ équivalente à la diode est alors capacitive, si la partie restante du circuit résonne en parallèle à une réactance inductive, des oscillations entretenues en hyperfréquence se produisent. Cette condition est satisfaite par les deux moitiés de la cavité qui 5 sont vues par la source de tension de polarisation sous forme d'une paire, en parallèle, d'inductances en série avec la diode. La réactance de l'élément 15, qui est en série avec la diode et la self, est capacitive, mais cette capacité est si grande qu'en hyperfréquence cette réactance est négligeable. Par conséquent, des 10 oscillations en hyperfréquence se produisent, provoquant le passage d'un courant alternatif relativement intense dans le circuit résonnant parallèle entre la diode 11 et la self 8. Ainsi qu'on l'a remarqué, l'impédance de la cavité est liée à ses dimensions physiques. Par conséquent, si une résistance pure 15 est souhaitée au lieu d'une self pour une application particulièreJ. longueur & doit être égale au quart de la longueur d'onde. De même, si l'on souhaite que la réactance de la cavité soit capacitive, on doit rendre t supérieur au quart de la longueur d'onde. La commande de l'impédance de la cavité est exercée simplement 20 dans n'importe quel cas. Le signal en hyperfréquence engendré est transmis par couplage capacitif, au circuit de sortie, branché aux bornes de la diode 11, par la capacité réglable 9 qui comprend matériellement un tronçon d'extrémité 18 d'une ligne de sortie 19 à microbandes, et le tronçon sous-jacent de l'étrier 17. Les deux 25 plaques 12 et 14 du condensateur 15 se comportent en plan de masse mixte pour le signal de sortie engendré dans la ligne 19, puisque la valeur de la capacité est suffisamment grande pour constituer un court-circuit pour le signal en hyperfréquence. La capacité de sortie et l'impédance de la ligne sont réglées en vue d'une puis-30 s'ance de sortie maximale et, si on le souhaite, un couplage supplémentaire à une ligne coaxiale ou un guide d'ondes peut être ajouté. Ainsi, l'élément capacitif comprenant les plaques 12 et 14 et le diélectrique 13 qui les sépare accomplit des fonctions à la 35 fois dans la partie de polarisation du montage et dans la partie à hyperfréquence de ce montage. De même, l'étrier conducteur 17 complète matériellement le circuit de transmission de la tension de polarisation et accomplit en même temps une fonction de résonance qui produit le signal en hyperfréquence. 40 Etant donné la faible énergie en hyperfréquence emmagasinée bad original COPY 1 70 11473 7 2070654 dans je ^iriîuiv. -btie-11: un facteur de surtension Q minimal et une largeur de; bande d ' as servis ser.ent en fréquence maximale. Par -xcTipIe, dans des expériences effectuées à 32 gigacycles par seconde, on a obtenu une largeur de bande d'asservissement en fré-5 quence de 2 gigacycles par seconde avec un gain de 22 décibels et un facteur de mérite aussi élevé que 0,8. Une variante représentée par la figure 4 présente certains avantages sur la forme de réalisation précédente. et on peut considérer cette variante de la figure 4 comme une ligne à microban-10 des standard à diélectrique constituée par de l'air. Cette structure utilise des lignes à microbandes inversées ou à trois plaques, et une diode 11 montée entre le dissipateur de chaleur 16, î électriquement conducteur, et la partie centrale de l'étrier 17. Une plaque 14 et un diélectrique 13 sont placés sur le plan de 15 masse et la cavité est complétée par deux entretoises ou tiges en , métal 20 et 21- maintenues entre la plaque 14 et l'étrier 17. Le \ tronçon 18 est la partie d'extrémité du ruban de la ligne à microbandes inversées et est donc placée directement sur le substrat 22. Une couche de matière isolante 23 est ajoutée pour constituer 20 une capacité entre le tronçon 18 et l'étrier 17. Cette structure, bien qu'elle ne soit pas différente, en principe, de la variante discutée précédemment, est moins fragile et plus compatible avec d'autres circuits semi-conducteurs. Quand on utilise une ligne à -microbandes inversées ou "à trois plaques", des circuits hybrides 25 supplémentaires peuvent être déposés sur le même substrat que l'étrier, de façon à accomplir d'autres fonctions comme par exemple une conversion de fréquence avec démultiplication ou multiplication ou un fonctionnement avec un asservissement en phase de l' oscillateur. 30 II faut remarquer finalement que les modes d'exécution de l'invention exposés ici n'ont été donnés qu'à titre d'exemple. Par exemple, il n'est pas nécessaire que la cavité ait une forme rectangulaire. La forme rectangulaire simplifie beaucoup les équations d'impédances et donne la relation utile entra la fréquence 35 d'oscillation et la longueur de la cavité, mais elle n'est pas essentielle au fonctionnement du dispositif de l'invention. On peut obtenir des impédances de cavité inducrives, résistantes et capacitives avec ou sans une section rectangulaires. Dans certaines applications, la cavité peut avoir une seule partie au lieu 40 de deux, auquel cas l'étrier 17 est remplacé par un seul raccord BAD CT3INAL COPY 70 11473 2070654 conducteur approprie entre la plaque 14 ef la borne supérieure j la diode 11. Pour diverses applications, de? composants senii-conducteurs autres que la diode IMPATT peuvent l.d être substitut;, à titre d'élément actif. Il va de soi que la présente.- i,~.-'-_-r'tior. a été a/-critc a litr d'exemple préférentiel indicatif .nai^ nullement lirr.itatif et l'on pourra introduire toute équivalence aans ses éléments constitutifs sans sortir de son cadre défini par les revendications annexées. bad original 70 11473 9 2070654 REVENDICATIONS 1. Système de montage et de polarisation d'un composant semiconducteur à deux bornes comportant deux éléments conducteurs dont au moins l'un est mince et dont l'autre est relié à l'une des 5 bornes du composant, ledit système étant caractérisé par le fait que les deux éléments conducteurs sont au même potentiel hyperfréquence, un circuit connectant une source de polarisation continue entre les deux éléments, un circuit reliant l'élément mince à l'autre "borne du composant et coopérant avec les deux 10 éléments conducteurs espacés pour constituer une cavité hyperfréquence connectée entre les bornes du composant. 2. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une partie du conducteur central d'une ligne de transmission disposé dans un. plan perpendiculaire à celui 15 des prolongements des éléments conducteurs dont l'espacement est réglé de manière qu'ils soient au même potentiel hyperfréquence et constituent un plan composite de masse hyperfréquence par rapport audit conducteur central, un circuit de couplage d'énergie hyperfréquence au composant étant maintenu entre le conducteur central 20 et le plan de masse composite. 3. Système selon la revendication 1 ou la revendication 2, caractérisé en ce que la réactance du composant est capacitive lorsque la polarisation continue est appliquée, le circuit de liaison et au moins l'un des éléments espacés constituent au 25 moins une ligne de transmission à deux conducteurs en court-circuit, dont une dimension -£ mesurée perpendiculairement de l'axe du composant au court-circuit est notablement inférieure à un quart de longueur d'onde du signal de l'oscillateur désiré, la fréquence des oscillations étant inversement proportionnelle 30 à \l bad original simonnot, rinuv, santarelli