FR 2092860 A1 19720128 FR 7023592 A 19700625 70 23592 2092860 La présente invention concerne des perfectionnements aux aériens de adars du type à lobes croisés simultanés qui sont prévus pour émettre en polarisation rectiligne ou en polarisation circulaire et dans lesquels le tassage de la polarisation' rectiligne à la polarisation circulaire provoque un 5 décalage angulaire de l'axe de l'aérien. On rappellera brièvement qu'un radar du type à lobes croisés siraul-:anés ou radar monopulse permet de mesurer la grandeur et le sens de l'écart angulaire entre la position de l'axe de l'aérien et la direction de l'objectif. Dans un radar monopulse à comparaison d'amplitude, on dispose, pour 10 chaque coordonnée angulaire, de deux sources primaires illuminant simultanément un même réflecteur et qui sont placées physiquement de manière telle que leurs diagrammes de rayonnement se chevauchent. Les amplitudes des signaux reçus sur les deux sources primaires sont additionnées respectivement en phase et en opposition de phase de sorte que les signaux somme S et différence D ainsi 15 obtenus sont en phase pour un certain signe de l'erreur et en opposition de phase pour le signe contraire. Ces signaux sont amplifiés respectivement dans ane "voie de réception somme" et dans une "voie de réception différence" dont les signaux de sortie sont appliqués à un circuit démodulateur. Ce circuit démodulateur effectue l'opération^ et délivre un signal dont l'amplitude est o 20 pratiquement proportionnelle, pour de faibles écarts, à l'amplitude de l'écart et dont la polarité dépend du signe de l'erreur. Les deux sources primaires signalées précédemment peuvent être obtenues par un cornet de section rectangulaire comportant une cloison médiane ; les deux sorties dudit cornet sont connectées à une jonction hybride (Té magique 25 par exemple) délivrant des signaux égaux, respectivement, à la somme et à la différence des énergies recueillies sur les deux ouvertures. Dans les radars, il est connu que pour éliminer les échos de pluie, on émet une onde à polarisation circulaire. Cette onde à polarisation circulaire est par exemple obtenue à l'aide d'un dispositif à lames métalliques parallèles, 30 appelé polariseur, qui, dans le cas de l'aérien monopulse, est par exemple placé devant l'ouverture du cornet émettant une onde à polarisation rectiligne. Le polariseur est placé parallèlement au plan d'ouverture du cornet et orienté de manière que ses lames fassent un angle de 45° avec la direction de polarisation. La composante du champ rayonné qui est perpendiculaire aux lames n'est 35 pas affectée par la présence du polariseur ; par contre, la composante qui est parallèle auxdites lames subit une avance de phase de 90° et, en conséquence, l'onde sortant du polariseur est polarisée circulairement. 70 23592 " 2092860 Comme les coefficients de réflexion d'une goutte de pluie pour les deux composantes de l'onde circulaire sont égaux, l'onde réfléchie par les gouttes de pluie est polarisée circulairement. Lors du passage de cette onde réfléchie dans le polariseur, la composante qui est parallèle aux lames est à 5 nouveau avancée de 90* de sorte qu'en combinaison avec l'autre composante, ell« donne une onde à polarisation rectiligne dont la direction de polarisation est perpendiculaire à celle de l'onde émise. Comme le cornet constitue un filtre pour les ondes ayant une direction de polarisation perpendiculaire à celle pour laquelle il est prévu, l'onde réfléchie par les gouttes de pluie ne donne 10 naissance à aucun signal de sorte que l'écho de pluie est éliminé. D'autres objets réfléchissants peuvent présenter des coefficients de réflexion égaux pour les deux composantes de l'onde émise et ils seront égalèrent éliminés j aussi, il est prévu de ne pas émettre continuellement en polarisation circulaire, mais uniquement lorsqu'il y a des échos de pluie. Pour cela, 15 le polariseur est placé sur un dispositif mécanique qui permet de l'enlever ou de le mettre en place devant l'ouverture du cornet à la demande de l'opérateur radar. On remarquera que le polariseur peut être disposé soit à la sortie du cornet comme précédemment, soit sur le réflecteur lui-même, soit derrière 20 le cornet de manière à recevoir l'onde réfléchie par le réflecteur. Pour des raisons d'encombrement, de poids, de réalisation mécanique,de facilité de mise en place et de retrait, la solution la plus avantageuse est celle dans laquelle le polariseur est situé devant l'ouverture du cornet. Le réflecteur parabolique est constitué par la calotte d'un parabo-25 loîde de révolution dont le foyer est confondu avec la position du cornet. Par suite de la position du cornet, ce dernier a un effet de masque et il est connu que pour pallier cet inconvénient, on n'utilise que la moitié de la calotte et on oriente l'ouverture du cornet de manière à illuminer tout le réflecteur. Si un tel aérien avec polariseur escamotable placé entre le cornet et le 30 réflecteur est utilisé dans un radar monopulse, la théorie et l'expérience montrent que l'axe de l'aérien est dévié lorsqu'on passe de la polarisation rectiligne à la polarisation circulaire et il en résulte une erreur d'écarto-métrie. L'objet de la présente invention est un dispositif qui, associé au 35 polariseur, permet de déplacer l'axe du faisceau en polarisation circulaire de manière qu'il soit confondu avec l'axe du faisceau en polarisation rectiligne. 70 23592 2092860 Dans une antenne de radar monopulse comportant un réflecteur parabolique à découpe dissymétrique éclairé par un cornet fournissant une onde plane ât un polariseur escamotable disposé devant l'ouverture dudit cornet, le dispositif de l'invention prévu pour que l'axe de l'aérien en polarisation cir-5 ;ulaire soit confondu avec celui en polarisation rectiligne est un prisme issocié au polariseur, ledit prisme introduisant un déphasage qui varie linéairement de la valeur nulle à une valeur déterminée par les caractéristiques de l'antenne. D'autres objets, caractéristiques et avantages de la présente LO invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'un exemple particulier de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints dans lesquels : La figure 1 représente différentes décompositions du champ électrique sur la surface du réflecteur ; 15 La figure 2 représente deux distributions du champ électrique dans l'ouverture du cornet ; Les figures 3.a, 3,b et 3.c représentent des diagrammes de rayonnement qui permettent de comprendre la rotation de l'axe de l'antenne en polarisation circulaire; 20 La figure 4 représente un schéma en coupe de l'antenne présentant des caractéristiques de la présente invention. Avant de décrire le dispositif de l'invention, on expliquera en relation avec les figures 1, 2, 3.a, 3.b et 3.c pourquoi le passage de la polarisation rectiligne à la polarisation circulaire introduit un décalage de 2' l'axe de l'aérien. Dans la figure 1, on a représenté les lignes de force F du 2hamp électrique à la surface d'une calotte paraboloîdale éclairée par une source primaire à polarisation verticale ainsi qu'une ligne de force F' correspondant à la polarisation horizontale ; on a également représenté les vecteurs champ électrique E et E' ainsi que les vecteurs résultant de leur décomposition 30 suivant les axes horizontal X'OX et vertical Y'OY dans deux cas : l'un (indices p) lorsque la source primaire a un diagramme de rayonnement à symétrie paire, l'autre (indices i) lorsque la source primaire a un diagramme de rayonnement à symétrie impaire. La figure 2 donne à titre indicatif deux distributions du champ électrique dans l'ouverture du cornet qui donnent naissance 35 L'un à un diagramme à symétrie paire (courbe S) et l'autre à un diagramme à symétrie impaire (courbe D). 70 23592 2092860 Lorsque la calotte paraboloîdale est éclairée sur toute sa surface la décomposition vectorielle montre qu'il existe une composante parasite, horizontale dans le cas d'une polarisation verticale ou verticale dans le cas d'une polarisation horizontale,dont les effets se compensent dans le champ 5 électrique à grande distance ; cependant cette compensation n'a pas lieu lorsque, par exemple, seule la moitié supérieure de la calotte est éclairée (partie non hachurée). Ainsi, dans le cas d'un diagramme de rayonnement primaire à symétrie paire en polarisation verticale, les composantes horizontales dans les quadrants X'OY et XOY sont en opposition de phase et correspondent à un dia-10 gramme de rayonnement à symétrie impaire représenté par la courbe Sh de la figure 3.a ; le diagramme dû à la composante verticale majoritaire EpV est représenté par la courbe SV (figure 3.a) dont l'amplitude est environ vingt décibels au-dessus de celle de la courbe Sh. Si l'on suppose que la phase du diagramme SV est nulle, le diagramme 15 parasite Sh aura la phase - jjf- du côté gauche (gisements négatifs) de l'axe puisqu'il faut tourner d'un angle dans le sens inverse du sens trigono-métrique (signe -) pour passer de la composante verticale majoritaire EpV à la composante horizontale parasite Eph. Un raisonnement analogue pour le diagramme >arasite Sh situé du côté des gisements négatifs montre que sa phase est 20 Dans le cas d'un diagramme de rayonnement primaire à symétrie impaire en polarisation verticale éclairant la moitié supérieure de la calotte, la décomposition vectorielle montre que la composante verticale majoritaire EiV * une distribution impaire qui correspond au diagramme de rayonnement DV de la figure 3.a tandis que la composante horizontale parasite Eih a une symétrie paire 25 qui correspond au diagramme de rayonnement Dh de la figure 3.a. La phase du lobe Dh peut être déterminée par le même raisonnement expliqué ci-dessus : on obtient une phase nulle. Comme les diagrammes SV et DV d'une part et Sh et Dh d'autre part sont à polarisations croisées, ces derniers ne perturbent pas les diagrammes 30 principaux SV et DV. Un raisonnement identique au précédent dans le cas où la source primaire a une polarisation horizontale montrerait que les diagrammes dus à la composante verticale parasite (courbes Svd et Dvd de la figure 3.b) ne pertubent pas les diagrammes principaux en polarisation horizontale (courbes SHd et DHd 35 de la figure 3,b). Dans la figure 1, les composantes à utiliser pour le raisonnement sont référencées E'p, E'pH, E'pv pour le diagramme à symétrie paire et E'i, E'iH, E'iv pour le diagramme à symétrie impaire. 70 23592 5 2092860 Il n'en est plus de même lorsque la source primaire émet une onde à polarisation circulaire dont le vecteur représentatif peut se décomposer en des composantes verticale et horizontale déphasées de 90° l'une par rapport à l'autre. En effet, dans ce cas, cela revient à avoir simultanément les dia-5 grammes de rayonnement des figures 3.a et 3.b dont les amplitudes de même polarisation d'une même voie peuvent s'additionner ou se soustraire selon leurs phases relatives. A titre d'exemple, dans la figure 3.a, on a indiqué les phases rela-ives de chaque lobe. Si l'on suppose que l'onde émise est à polarisation cir-10 ;ulaire droite, la composante horizontale est en avance de 90° (signe +) sur la composante verticale et les phases relatives des lobes SHd et BRd dus à la composante horizontale majoritaire sont données dans la figure 3.b. A l'aide des composantes £' de la figure 1, on en déduit les phases des lobes parasites Dvd et Svd en polarisation verticale. La combinaison des diagrammes DV et Dvd 15 de la voie différence en polarisation verticale montre que les amplitudes s'additionnent pour les gisements positifs et se retranchent pour les gisements négatifs de sorte que l'axe du minimum est décalé vers les gisements négatifs, ce qui signifie que la valeur nulle du quotient ^ n'est plus obtenue pour g = o, mais pour une valeur négative de g définie par le gisement a du point A'. De 20 même, la combinaison des diagrammes DHd et Dh en polarisation horizontale montre que l'axe du minimum est également décalé vers les gisements négatifs . d'un même angle a. La combinaison des diagrammes de la voie somme à savoir SV et Svd d'une part, SHd et Sh d'autre part montre que les diagrammes résultants sont 25 dissymétriques, mais cette dissymétrie affecte très peu l'allure du rapport ^ u pour de faibles valeurs du gisement. La figure 3.c représente les diagrammes de rayonnement dus à la composante horizontale dans le cas où la polarisation est circulaire gauche, ce qui correspond à un retard de phase de 90° (signe -) de ladite composante par 30 rapport à la composante verticale. La combinaison des diagrammes DV et Dvg montre que les amplitudes se retranchent pour les gisements positifs et s'additionnent pour les gisements négatifs de sorte que l'axe du minimum est décalé vers les gisements positifs, c'est-à-dire en sens inverse de la polarisation circulaire droite. 35 Comme on l'a indiqué précédemment, la valeur angulaire de ce décalage est donnée par le gisement a du point À'. On peut également la déterminer par le calcul, ce qui donne la formule approchée suivante : a = —^ 2 » formule dans laquelle d désigne la longueur d'onde du 70 23592 6 2092860 système, f la distance locale du réflecteur, 2b l'écart angulaire entre les iiaxima des deux lobes primaires de la voie différence, k le rapport des amplitudes des composantes verticale majoritaire et parasite, a et b sont exprimés en radians. La formule ci-dessus a été établie en supposant que les diagrammes 5 de rayonnement à symétrie impaire associés aux composantes majoritaires sont fournis par deux sources ponctuelles S- et S+ (figure 4) en opposition de phase séparées par.une distance L ; ces diagrammes sont de la forme sin (-^-^ sin g) ; les diagrammes parasites correspondants sont à symétrie paire et s'expriment 7t L par k cos (—g— sin g), La valeur de l'angle a est alors déterminée par 10 l'équation sin ( ^ sin a) + k cos ( ^ ** sin a) » 0. Afin que les axes de l'aérien en polarisation rectiligne et en polarisation circulaire soient confondus, il est proposé, selon l'invention, d'intercaler une lentille diélectrique entre le polariseur et le réflecteur, ladite lentille étant solidaire du polariseur. La figure 4 donne alors une 15 coupe schématique de l'ensemble réflecteur 1, cornet 2, polariseur 3 et lentille 4 par un plan horizontal. La distribution du champ électrique dans l'ouverture du cornet pour la voie différence est par exemple celle représentée par la courbe D de la figure 2 ; pour simplifier, on peut considérer que le diagramme du rayonnement 20 primaire obtenu est équivalent à celui qui serait obtenu par deux sources ponctuelles s- et s+ en opposition de phase et situées chacune à égale distance du centre du cornet et de la paroi la plus proche. Pour le diagramme secondaire, les sources ponctuelles correspondantes sont référencées S- et S+ séparées par une distance L ; ces points S- et S+ ont été obtenus par construction géomé-25 trique sachant que l'écart angulaire entre les maxima des deux lobes du diagramme primaire est égale à 2b. On a montré précédemment que le passage de la polarisation rectiligne à la polarisation circulaire droite déviait l'axe de l'aérien d'un angle a vers les gisements négatifs, ce qui signifie, d'après la théorie des antennes, que 30 le déphasage entre les sources S+ et S- n'est plus égal à , On démontre que le champ électrique à grande distance d'une antenne comportant les sources ponctuelles S- et S+ est de la forme : j(c + 2| L sin g) 1 + e d (1) 2 j étant le terme complexe tel que j = -1. c le déphasage entre la source S+ 35 et la source S-, g le gisement qui peut être positif ou négatif. En l'absence du polariseur, l'axe de l'aérien, c'est-à-dire l'axe qui matérialise la valeur nulle du diagramme de rayonnement, correspond à g = 0, le déphasage c entre S+ et S- étant égal à H . En présence du polariseur 70 23592 «txe de l'aérien est dévié d'un angle a vers les gisements négatifs, ce qui signifie que dans la formule (1), c - —£ sin a = (signe - si l'on tient compte de la valeur négative de a), c'est-à-dire que le déphasage c est supérieur à . Pour recaler l'axe de l'aérien, il faut que le déphasage c soit 2 ir L égal à , ce qui est obtenu en introduisant un déphasage jj*— sin a de la source S+ par rapport à la source S-, c'est-à-dire un déphasage supplémen- 2 TT T, taire —?— sin a de la source S- par rapport à la source S+ ou de manière d équivalente de la source s- par rapport à la source s+. En fait les sources s+ et s- aussi bien que les sources S+ et S- sont fictives 10 et il n'est pas possible d'agir sur leur déphasage relatif j cependant on peut considérer, que, par des moyens connus par ailleurs, on ait obtenu une onde plane à la sortie du polariseur, c'est-à-dire un plan d'onde, pour faire tourner le faisceau ou le plan d'onde d'un angle a, il faut introduire un déphasage linéaire dans toute l'ouverture du diagramme, ledit déphasage variant de la 15 valeur nulle à l'extrémité 5 du polariseur à la valeur 4 lt L . 16 TT f .b 8tt f.b , —j sin a = — sin a.tg r- ^ sin a (2) a d l — a à l'extrémité 6 dudit polariseur ; on obtient ainsi le déphasage requis entre les sources s- et s+. On peut par exemple utiliser, comme le montre la figure 4, jn prisme 4 en matériau de constante diélectrique B et ayant une base h telle 20 que —~—— sin a — ^ ^ (^B - 1), soit h ^ ^ a pour de faibles valeurs de l'angle a. Afin que le prisme n'introduise pas de discontinuité importante, la aonstante diélectrique B devra être voisine de l'unité ; de bons résultats ont été obtenus avec un prisme en mousse de polyuréthane présentant une constante 25 diélectrique B m 1,10. Dans le cas d'une polarisation circulaire gauche (figure 3.c), l'axe est décalé d'une valeur a vers les gisements positifs et l'on doit inverser la position du prisme dont le sommet sera à l'extrémité 6 du polariseur et la base à l'extrémité 5. 30 L'invention s'applique aux antennes de radars monopulse dans lesquelles le passage de la polarisation rectiligne à la polarisation circulaire provoque un décalage de l'axe de référence. Bien que la présente invention ait été décrite en relation avec un exemple particulier de réalisation, il est clair qu'elle n'est pas limitée audit 35 exemple et qu'elle est susceptible d'autres variantes ou modifications sans sortir de son domaine. 70 23592 8 2092860 à£VEND 1CA j Antenne d'un radar monopulse constituée d'un réflecteur parabolique à découpe dissymétrique éclairé par une source primaire et comportant un polariseur escamotable disposé entre ladite source primaire et ledit réflecteur, caractérisée par un dispositif disposé entre le polariseur et le réflecteur et solidaire dudit polariseur qui introduit un déphasage variant linéairement sur toute la largeur du faisceau de la valeur nulle à la valeur donnée par l'une des formules (2),