FR 2107914 A1 19720512 FR 7124123 A 19710701 71 24123 1 2107914 Cette invention concerne un radar à onde entretenue et à multifréquences pour utilisation dans la mesure de la distance et de la vitesse relative entre deux véhicules. L*augmentation rapide du nombre des véhicules automobiles 5 sur les routes engendre la nécessité de systèmes automatiques de contrôle des véhicules destinés à améliorer la sécurité et à aider à l'écoulement du trafic et àla commodité des conducteurs, tout en permettant au conducteur de se charger, lorsqu'il le désire, du plein contrôle de son véhicule. 10 II existe actuellement différents types de systèmes automatiques de contrôle des véhicules, et divers autres types ont été proposés.l'un des types de système de contrôle des véhicules qui existent actuellement est uniquement un système destiné à faciliter les choses au conducteur, en assurant le contrôle automatique de la vitesse du vé-15 hicule. le véhicule est maintenu à une vitesse pré-sélectionnée qui est choisie par le conducteur en tenant compte des conditions du trafic. Ce type de système maintient automatiquement les véhicules à la vitesse pré-sélectionnée, quelle que soit la pente de la route, et sans aucune attention de la part du conducteur. Cependant, le conduc-20 teur peut prendre le contrôle de la vitesse du véhicule en freinant ou en accélérant, à son choix. Ce type de système est très commode pour le conducteur, spécialement pour la conduite sur les autoroutes et sur de longues distances, où une vitesse constante peut être maintenue pendant des périodes de temps relativement longues. Cependant, 25 un tel système a peu ou pas de valeur en ce qui concerne la sécurité, et n'aide pas à maintenir une circulation fluide dans des zones encombrées. Différents types de systèmes destinés à éviter les collisions ont également été proposés. Ces systèmes sont destinés à sur-30 veiller la route qui apparaît à l'avant d'un véhicule en marche, de manière que des conditions dangereuses de dépassement ou de conduite puissent être évitées. En conséquence, un conducteur essayant de dépasser un véhicule serait mis en garde ou empêché de le dépasser s'il existait une possibilité de collision de plein fouet avec un véhicule 35arrivant en sens inverse. Ou encore, un véhicule roulant dans la même direction que le véhicule portant un radar, qui participe à une collision ou ralentit brusquement pour une raison quelconque, constitue un danger qui serait automatiquement évité par le freinage ou le braquage instantané du véhicule portant le radar. Par conséquent, le 40 système destiné à éviter les collisions doit être capable de prendre 71 24123 2 2107914 le pas sur le conducteur et doit être un système automatique de contrôle de3a vitesse. Il a également été proposé d'adapter un système destiné à éviter les collisions pour maintenir automatiquement un intervalle 5 sûr entre des véhicules roulant dans la même direction. En conséquence, ce dernier type de système présente un ensemble complet de contrôle automatique puisqu'il permettrait un maintien commode de la vitesse et surveillerait en même temps la route pour déceler de possibles conditions dangereuses. Bien que de tels systèmes soient théo-10 riquement réalisables, ils ne le sont pas du point de vue économique, et, en conséquence, n'ont pas été adoptés jusqu'à ce jour. En raison de l'impossibilité économique d'adopter un système complet destiné à éviter les collisions, il existe plusieurs propositions relatives à un système adaptatif de contrôle de la vitesse. 15 Ce type de système se situe entre le type de système automatique de contrôle de la vitesse, qui est seulement une commodité, et le système entièrement automatique destiné à éviter les collisions, qui assure aine totale sécurité sur la route. En conséquence, le système adaptatif de contrôle de la vitesse est destiné à maintenir un in-20 tervalle sûr entre des véhicules roulant dans la même direction. u'est pourquoi ce système surveille la distance, et la vitesse de rapprochement ou d'éloignement entre deux véhicules roulant dans la même direction, et freine ou accélère automatiquement le véhicule suivant l'autre, afin de maintenir un intervalle optimum entre les 25 deux véhicules se suivant, conformément à leurs vitesses. Par conséquent, le système adaptatif de contrôle de la vitesse offre la commodité du système automatique de contrôle de la vitesse, mais constitue une amélioration par rapport à ce type de système, en maintenant un intervalle optimum entre les véhicules pour améliorer 30 ainsi l'écoulement de la circulation dans les zones encombrées, le conducteur peut prendre le pas sur le système adaptatif de contrôle de la vitesse, par des interventions manuelles telles que le freinage ou l'accélération, pour éviter ainsi une collision possible par un moyen manuel plutôt que par un moyen automatique. 35 le système de radar constituant l'invention décrite dans cette demande est principalement destiné à être utilisé dans un système adaptatif de contrôle de la vitesse pour maintenir un intervalle constant et sûr entre des véhicules roulant dans la même direction. Cependant, bien qu'il soit fondamentalement décrit dans ce cadre, il 40 ne doit pas lui être limité, car il peut manifestement être utilisé 71 24123 3 2107914 i^awa de nombreux types de systèmes nécessitant la mesure de la distance ou de la vitesse de modification de la distance entre deux véhicules présentant un déplacement relatif, ou entre un véhicule se déplaçant et un.objet immobile. 5 Le système faisant l'objet de l'invention peut également être utilisé comme un instrument d'aviation. La connaissance de l'altitude d'un avion est une information importante à de nombreux égards. C'est pourquoi de nombreux systèmes compliqués de mesure de la portée ou de la distance ont été mis au point. Un système bien connu est 10 celui d'un radar puisé, dans lequel le temps nécessaire à une impulsion émise pour retourner à l'avion émétteur constitue une mesure de la portée ou distance. Ce type de système est très précis à des altitudes relativement élevées. Cependant, à des altitudes plus basses, l'impulsion reçue peut être revenue si rapidement qu'il n'est pas 15 possible de la distinguer de l'impulsion émise. Par conséquent, la possibilité d'obtenir des informations utiles concernant l'altitude ou la distance ou portée, avec un type de système à impulsions, dépend de la possibilité de maintenir la résolution entre les impulsions émises et les impulsions reçues. C'est pourquoi la distance à 20 laquelle des informations exactes concernant la distance sont obtenues diminue proportionnellement avec la diminution de la largeur des impulsions. Cependant, ceci impose une limite aux systèmes, en raison de l'impossibilité de réduire la largeur des impulsions à une valeur qui soit capable de fournir des informations exactes concer-25 nant la distance, pour des distances inférieures à environ 15 mètres. Bn outre, seuls les systèmes les plus coûteux et les plus compliqués sont utiles à l'intérieur d'une distance-limite de 45 mètres. Le système faisant l'objet de l'invention n'a pas une puissance suffisante pour mesurer des distances allant au-delà d'en-30 viron 90 mètres. Cependant, il fournit des informations exactes à une distance de 15 mètres. Ce système est par conséquent utile en tant qu'addition aux systèmes existants comportant des radars à impulsions. Bn raison de l'économie présentée par le système faisant 35 l'objet de l'invention, il peut également être utilisé à bord d'avions qui, d'ordinaire, ne comporteraient pas de systèmes de radar en raison du coût élevé des systèmes existants. En conséquence, un avion privé ou un avion destiné à l'aviation en général pourrait être équipé avec le système faisant l'objet de l'invention et être 40 ainsi capable d'une mesure exacte de la distance ou portée à l'aide 71 24123 4 2107914 du radar, dans les limites des possibilités maximum du système. En dépit du fait que le système présenterait uae limite de distance, ou portée, il constituerait néanmoins une nette amélioration par rapport à l'absence totale de radar. 5 Le système de radar faisant l'objet de l'invention, et qui est décrit ici, est utile dans un système adaptatif de contrôle de la vitesse ou comme système de l'un des types décrits ci-dessus, pour la mesure de la distance ou de la portée, à bord des avions. Le système de radar est un radar doppler à onde entretenue diplexé à multi-10 fréquences, qui est capable de mesurer la distance et la vitesse relative entre deux véhicules ou entre un véhicule et une cible immobile. La vitesse relative est déterminée d'après la fréquence du décalage doppler entre les signaux émis et les signaux réfléchis. La-distance ou portée est proportionnelle à l'angle de phase entre les 15 sons doppler composites associés à chacun des deux canaux doppler. La coupure de la distance ou portée est assurée par l'utilisation d'une modulation complexe du signal émis. JtSn conséquence, quatre fréquences sont émises. Le signal doppler composite pour chaque canal peut être représenté comme l'addition vectorielle de deux signaux 20 composants. Les deux signaux doppler composites définissent ensemble l'angle de phase qui détermine la distance ou portée entre la cible et l'antenne émettrice. Par conséquent, bien qu'il subsiste une relation de phase entre les deux signaux doppler pour toutes les distances ou portées, le vecteur composite disparaît à la distance ou 25 portée pré-sélectionnée. Ceci donne une coupure de la distance qui est définie par la distance maximum prévue pour le système faisant l'objet de l'invention. Bien que le vecteur composite réapparaisse au-delà de la distance maximum, il est grandement atténué par le facteur distance et, par conséquent, il se situe bien au-dessous du 30 niveau de seuil du système de radar. Une fréquence exemplaire est celle de 16 GHz pour le fonctionnement du système dans un système adaptatif de contrôle de la vitesse. Une ouverture d'antenne proposée pour cette fréquence est de 280 x 355 mm, de manière que la largeur du faisceau de l'antenne 35 soit de l'ordre de 3»8 x 2,8 degrés à la fréquence exemplaire. Cette étroite largeur du faisceau est préférable pour l'élimination de signaux d'écho provenant de véhicules se trouvant sur la bande de roulement adjacente, d'échos depuis la route, et de réflexions depuis des objets immobiles se trouvant sur le côté de la route, par exemple 40 des lampadaires et des panonceaux. Une fréquence plus élevée du radar, 71 24123 5 2107914 Hgwa in bande de 35 à 40 GHz, permettrait une réduction de l'ouverture de l'antenne à environ 150 mm, tout en maintenant une étroitè largeur du faisceau. L'antenne est tin arrangement planar, à fentes, résonnant, uniformément excité. Les fentes de guides d'ondes sont 5 découpées dans la paroi étroite des éléments de guides d'ondes,avec un espace entre les éléments, aux fins de refroidissement. Les fentes sont recouvertes par un mince revêtement de téflon pour empêcher la détérioration par les conditions météorologiques et par des accumulations de crasse et de goudron, etc. 10 Sur les dessins : La figure 1 est un schéma synoptique d'une réalisation préférée du système faisant l'objet de l'invention. Le figure 2 est un schéma simplifié d'un système de radar doppler à diode ffunn comportant le générateur de modulation et les 15 portes utiles avec le système faisant l'objet de l'invention. La figure 3 représente une forme d'onde composite à deux fréquences, qui peut être émise par le système de la figure 1. Les figures 3a et 3b représentent les signaux doppler individuels qui constituent le signal composite représenté sur la fi-20 gure 3. La.figure 4 représente la variation selon quatre fréquences du signal/utilisé pour réaliser la coupure de la distance ou portée. La figure 5 représente une série de relations vectorielles entre les fréquences émises qui sont utiles dans la description du 25 dispositif de coupure de la distance ou portée que comporte le système faisant l'objet de l'invention. Les figures 6a et 6b représentent les formes d'ondes individuelles qui peuvent être utilisées pour former la fréquence modulante composite de manière que l'émission des fréquences représen-30 tées sur la figure 4 soit réalisée. La figure 7 représente le signal modulant complexe résultant de l'addition des formes d'ondes représentées sur les figures 6a et 6b. La forme de réalisation préférée représentée à la figure 1 35 comporte une antenne émettrice-réceptrice 12, qui est couplée à l'émetteur 17 par l'intermédiaire d'un dispositif de circulation à trois orifices 14 et d'un dispositif d'accord à vis capacitif 13. Le circulateur 14 sert à isoler l'émetteur et le récepteur. Une isolation supplémentaire est assurée par le dispositif d'accord 13 40 qui réfléchit une petite quantité de l'énergie émise de phase 71 24123 6 2107914 appropriée pour annuler la fuite de l'émetteur. le signal reçu est couplé à un mélangeur équilibré 21, via le circulateur 14. Une partie de la puissance émise est injectée dans le mélangeur 21 via un coupleur directionnel 16. Par conséquent, la 5 sortie du mélangeur contient les sons doppler qui sont la différence entre la fréquence émise et la fréquence reçue. Du fait que la fréquence émise est commutée en mouvement de va-et-vient entre deux fréquences F-j_ et l'information doppler est contenue dans de courtes impulsions alternées d'énergie qui apparaissent à la ca-10 dence de commutation de l'émetteur. La commutation de la fréquence de l'émetteur entre les fréquences F-^ et Fg es"^ assurée par un modulateur 18. Celui-ci sert également à actionner le générateur de porte 19, qui est utilisé pour commander les circuits de porte 24 et 26 de manière synchronie 15 avec la commutation de l'émetteur, de manière que le signal reçu soit correctement dirigé vers des canaux séparés prévus pour les deux fréquences doppler distinctes. La sortie du mélangeur équilibré 21 est amplifiée dans un pré-amplificateur linéaire à faible bruit 22, qui a un filtre passe-20 bande égal à au moins cinq fois la fréquence de commutation de l'émetteur. Un filtre passe-haut est nécessaire afin de préserver l'information doppler contenue dans les demi-cycles alternés de la commutation de l'émetteur. En se reportant aux figures 3, 3a et 3b, on comprendra 25 mieux les signaux reçus. La forme d'onde composite représentée à la figure 3 comprend une première fréquence émise F-^ et une seconde fréquence émise Fg« L'information doppler relative aux fréquences F-^ et Fg est contenue dans les enveloppes de la forme d'onde. En conséquence, la fréquence doppler Fd-^, qui est associée à la fréquence 30 émise F-^est définie par l'enveloppe avant de la forme d'onde. De manière analogue, la seconde fréquence doppler Fdg> associée avec l'autre fréquence émise Fg, est définie par l'enveloppe arrière de la forme d'onde de la figure 3. La forme d'onde de la figure 3, qui est la sortie du pré-35 amplificateur 22, est couplée via le transistor à émetteur asservi 23 aux circuits de porte 24 et 26. La forme d'onde composite représentée à la figure 3 est appliquée aux deux portes 24 et 26. Cependant, du fait que le générateur de porte 19 actionne les portes 24 et 26 de manière synchrone avec la commutation de l'émetteur, les 40 forines d'ondes représentées sur les figures 3a et 3b sont indivi 71 24123 7 2107914 duellement Injectées dans les deux canaux récepteurs. 2a conséquence, le signal doppler Fd^ est dirigé vers un canal tandis que le signkl doppler Fd2 est dirigé vers l'autre canal. Le oanal doppler associé à la porte 24 comprend un filtre 5 passe-baB actif 27 et un amplificateur-limiteur 29. Le filtre passe-bas 27 est utilisé pour limiter le traitement des signaux doppler à ceux qui se situent à l'intérieur de la bande correspondant aux vitesses de rapprochement ou d'éloignôment qui sont les plus susceptibles d'être rencontrées dans le contrôle de la distance ou inter-10 valle. Bn conséquence, un rejet considérable de signaux doppler provenant d'objets immobiles, tels que des ponts, des panonceaux de signalisation routière et des arbres, est assuré par le système. D'une manière similaire, le canal doppler associé à la porte 26 comprend un filtre passe-bas actif 28 et un amplificateur-15 limiteur 31. Ces éléments servent à opérer de la même manière que ceux associés à là porte 24. A titre d'exemple, le filtre passe-bande doppler peut être d'environ 1.000 Hz, ce qui, à une fréquence du radar de 16 GHz, représente des vitesses relatives allant de zéro à 9 mètres par 20 seconde. Il faut noter que ces valeurs ne sont pas représentées comme étant optimum. Un filtre passe-bande plus large permettrait le fonctionnement sur une gamme plus large de vitesses relatives aux dépens du rejet de certaines cibles fixes. Un autre moyen de rejet de cibles fixes comprend le traitement par portes de vitesse à bande 25 étroite. Cette technique pourrait être employée si le filtre passe-bande était élargi à un degré qui annulerait les bénéfices du rejet des cibles fixes. Les circuits amplificateurs-limiteurs 29 et 31 contenus à l'intérieur des deux canaux doppler amplifient les sorties des fil-30 très doppler à un niveau grâce auquel une mesure de phase insensible à l'amplitude peut être effectuée. Par conséquent, les sorties des deux canaux doppler sont injectées dans un détecteur de phase 34 qui mesure l'angle de phase existant entre les fréquences doppler Fd-^ et Fd2 représentées aux figures 3a et 3b respectivement. La sortie 35 du détecteur de phase 34 est une tension à courant continu qui est proportionnelle au décalage de phase entre les deux signaux doppler et, par conséquent, indique la distance entre la cible et l'antenne émettrice. La proportionnalité directe entre la sortie du détecteur de phase 34 et la distance subsiste sur une distance de la cible 40 représentée par une phase de 0 à 180®. Au delà de 180°, la tension 71 24123 8 2107914 de sortie du détecteur de phase diminue et est ainsi ambiguë. La distance maximum, ou la distance au-delà de laquelle l'angle de phase devient ambigu, est fonction des deux fréquences émises F^ ^*2* «--lle-ci est définie par l'équation : 5 = 4TT RAF (1) c dans laquelle : c = vitesse de la lumière R = distance ou portée AF = F2 -10 Aj^ = angle de phase L'équation 1 montre qu'une augmentation de la distance à laquelle l'ambiguité intervient peut être obtenue simplement en diminuant la valeur AF. Comme alternative, une diminution de la distance à laquelle l'ambiguité intervient peut être réalisée en aug-15 mentant la valeur AF. Quelle que soit la distance critique désirée, certains signaux, dans la gamme ambiguë, peuvent être acceptés depuis de grandes cibles qui sont présentes dans l'aspect favorable. Cette difficulté peut être grandement réduite en prévoyant un seuil au-20 dessus duquel des cibles sont acceptées et au-dessous duquel des s.ignaux reçus sont rejetés. Jusqu'à maintenant, la description a concerné la forme de réalisation représentée à la figure 1, qui comprend le coupleur directionnel 16, le mélangeur équilibré 21 et le circulateur 14. Un 25 système de radar comportant ces éléments est parfaitement efficace dans le type de système désiré. Cependant, des considérations économiques exigent une simplification dans la plus large mesure possible. Une forme de réalisation compatible avec cette considération d'ordre économique est représentée à la figure 2. 30 A la figure 2, un émetteur indiqué d'une manière générale par le numéro de référence 10 comprend une diode G-unn 11. La diode Crunn 11 sert à la fois d'oscillateur d'émetteur pour engendrer les fréquences émises F^ et Fg et de convertisseur de fréquence, ou mélangeur, pour extraire les deux fréquences doppler Fd-|_ et Fd2. 35 Pour réaliser l'émission de deux fréquences discrètes, il est nécessaire d'accorder la diode G-unn 11. Ceci s'effectue en utilisant un varactor 43, qui est placé à l'intérieur de la cavité résonnante 44 de l'émetteur à diode Gunn. Comme on le sait, un varactor est un élément capacitif dont l'impédance varie en réponse à une tension 40 variable qui lui est appliquée. En conséquence, on fait varier 71 24123 9 2107914 l'Impédance "vue" par la diode Gunn 11 suivant la variation de l'impédance du varactor 43. Ce changement d'impédance a pour résultat l'émission de deux fréquences discrètes Fj et Fg. Les changements d'impédance nécessaires du varactor 43 5 peuvent être obtenues en utilisant un générateur de modulation 18. Bn utilisant un générateur d'ondes en créneaux, la fréquence émise change entre les fréquences F^ et Fg à la fréquence du générateur d'ondes en créneaux. La cadence de changement de la modulation est choisie de manière à être plus élevée que la fréquence doppler la 10 plus élevée présentant de l'intérêt. La modulation nécessaire peut également être réalisée en couplant le générateur de modulation 18 à la diode Gunn 11 et en accordant la tension de la diode Gunn de cette manière. C'est là une méthode acceptable, mais cependant, il est possible qu'une 15 certaine modulation d'amplitude indésirable se produise. L'énergie pour l'oscillation de la diode Gunn 11 est fournie par une source de tension 47 qui est couplée à la diode 11 par l'intermédiaire d'une résistance 46. L'énergie réfléchie est reçue par l'antenne 12 et est mélangée avec l'énergie émise par la 20 diode Gunn 11, de sorte que les signaux doppler sont présents à la diode Gunn 11. Ces signaux sont couplés aux portes 24 et 26 pour séparation dans les deux canaux doppler d'une manière similaire à celle associée à la forme de réalisation représentée à la figure 1. Bn conséquence, le générateur de modulation 18 est également couplé 25 aux portes 24 et 26 de sorte qu'il se produit une commutation synchrone des portes 24 et 26. Comme mentionné ci-dessus, le fonctionnement désiré peut être obtenu par une modulation en ondes à créneaux de la diode Gunn 11 ou de l'émetteur 17 représenté dans la forme de réalisation de la 30 figure 1. Dans les cas en question, la coupure de la distance peut être obtenue en réglant correctement les différences entre les deux fréquences émises pour augmenter la distance à laquelle l'ambiguité intervient. Bien que ce soit là une-possibilité, elle présente des inconvénients parce que des erreurs dans la mesure de la phase 35 sont plus critiques et ont une plus grande influence sur la mesure de la distance. Un moyen préférable d'obtenir la coupure de la distance implique le décalage de fréquence du signal émis de sorte qu'un signal composite est obtenu pour chacun des deux canaux doppler. ttoe combinaison de modulation qui est simple à réaliser et qui 40 fonctionne de cette manière est décrite pour la forme d'onde repré 71 24123 10 2107914 sentée à la figure 4. Une coupure effective de la distance ou portée peut être réalisée en émettant quatre fréquences F]_> F2> -^3 ^4> dans la séquence de temps illustrée à la figure 4. les quatre fréquences 5 émises sont choisies de la manière suivante : ?2 = Fi + AF P4 = p3 + AP p-,_ _ p3 = _AP 2 La distribution dans le temps de l'émission des quatre fréquences est illustrée à la figure 4. Les deux fréquences F]_ et F^ sont émises à un moment pour lequel la porte du canal doppler Pd^_ est ouverte, tandis que les deux fréquences F2 et F4 sont émises lOre-15 que la porte du canal doppler Pd2 est ouverte. En conséquence, les deux canaux doppler reçoivent chacun deux signaux doppler qui forment un signal doppler composite. L'un des signaux composites est composé des signaux doppler Fd]_ et Fd^, et l'autre signal composite est composé des deux signaux doppler Fd2 20 et Fd^j.. Les signaux doppler appliqués aux deux canaux sont, par conséquent, la somme vectorielle des deux signaux doppler pour chaque canal. Ceci est illustré en liaison avec la figure 5, où l'addition vectorielle pour plusieurs distances typiques est représentée. La figure 5a représente les deux signaux doppler Fdri et 25 Fdr2 qui seraient reçus à une distance de par exemple 45 mètres. Les deux fréquences doppler Fd]_ et Fd^ se combinent pour former le signal doppler composite résultant Fdrl. D'une manière analogue, les deux signaux doppler Fdg et Fd^ ont pour résultat le signal doppler composite Fdr2. La figure 5b montre une situation similaire pour une dis-30tance de 90 mètres. Cependant, il faut noter que dans ce dernier cas le signal doppler résultant Fdrl a une amplitude inférieure à celle de la fréquence doppler résultante Fdrl pour la distance de 45 mètres. Un exemple de la diminution du vecteur résultant est donné par la figure 5c, qui correspond à une distance de 135 mètres 35 pour laquelle Fdrl est encore plus petit qu'il ne l'est sur la figure 5b. Sur la figure 5d, qui correspond à une distance de 180 mètres, les signaux doppler résultants ont été réduits à zéro,comme on pouvait s'y attendre puisque les deux signaux composants sont déphasés de 180°. 40 Bien que l'amplitude des deux signaux doppler résultants 71 24123 h 2107914 Pdy-^ et Fdr2 soit réduite à zéro pour une distance maximum de 180 mètres choisie pour l'illustration, une relation de phase est maintenue entre les vecteurs composants. Bn conséquence, la relation de phase entre Fdr^ et Fdr2 à la figure 5a, est de 90°. Elle est la 5 même que la relation de phase entre les deux vecteurs composants Fd]_ et Pd2 et les deux vecteurs composants Fd^ et Fd^. En se reportant aux figures 5b, 5c et 5d, on voit que la relation de phase entre les fréquences doppler résultant de fréquences émises alternativement est valable pour toutes les distances. 10 Jja réduction a zéro des vecteurs doppler résultants pour une distance donnée fournit une coupure adéquate de distance pour le système de radar. Cependant, il faut noter qu'au-delà de la distance maT-irmim choisie, les vecteurs résultants commencent à nouveau à apparaître avec la relation de phase correcte. Mais des signaux 15 réfléchis depuis des cibles au-delà de la distance maximum seront largement au-dessous du seuil du système et, par conséquent, le système sera insensible à ces signaux. Pour émettre les quatre fréquences discrètes F^, F2, F 3 et F4, il est nécessaire de moduler l'émetteur en conformité avec une 20 forme d'onde permettant d'engendrer ces fréquences. Ceci est illustré à la figure 7 qui représente une forme d'onde complexe donnée à titre d'exemple, capable de réaliser la modulation nécessaire. A la figure 7, les quatre niveaux 1, 2, 3 et 4, représentent respectivement les quatre fréquences F^, Fg, F 3 et P^. En conséquence, le générateur de 25 modulation 18 représenté à la figure 2 doit être capable d'engendrer ce type de forme d'onde. Bien qu'il existe diverses méthodes de génération de la forme d'onde complexe représentée à la figure 7, il faut noter que les deux former d'onde simples représentées aux figures 6a et 6b peuvent 30 être additionnées pour produire la forme d'onde représentée à la figure 7. Par conséquent, le générateur de modulation 18 peut comprendre deux générateurs simples qui sont individuellement capables d'engendrer les deux formes d'onde simples représentées aux figures 6a et 6b. Il faut noter que la forme d'onde de la figure 6b est ob-35 tenue par la division de la fréquence de la forme d'onde de la figure 6a de manière que la forme d'onde de la figure 6b ait exactement la moitié de l'amplitude et de la fréquence de la forme d'onde de la figure 6a. Il faut également noter que le fonctionnement des portes 40 24 et 26 se produit entre chacune des quatre fréquences émises. En 71 24123 12 2107914 conséquence, une porte est ouverte lorsque les fréquences ^3 sont émises, et l'autre porte est ouverte lorsque les fréquences Fg et sont émises. Du fait que le fonctionnement requis des portes 24 et 26 rend nécessaire de commuter les portes entre chacune des 5 quatre fréquences, la forme d'onde représentée à la figure 6a peut être utilisée comme signal de commande des portes. En se reportant à nouveau aux deux canaux doppler associés à l'émetteur de la forme de réalisation représentée à la figure 1, on voit (comme précédemment mentionné) que les sorties des deux 0 canaux sont injectées dans le détecteur de phase 34 dont la sortie excite un filtre passe-bas 32 qui rejette les composantes à haute fréquence, de sorte que la sortie du filtre passe-bas 32 est une tension à courant continu qui est représentative de la distance entre une cible et l'antenne émettrice 12. Il faut comprendre que 5 les canaux doppler représentés à la figure 1 pourraient être également associés à la forme de réalisation représentée à la figure 2, La sortie de l'un ou l'autre des canaux doppler est aussi injectée dans tin convertisseur de fréquence 36 dont la sortie excite un filtre passe-bas 33, de sorte que la sortie du filtre passe-bas 0 33 est une tension à courant continu représentative de la distance entre la cible et l'antenne émettrice 12. Un circuit de détection "rapprochement-éloignement" 37 reçoit également la sortie des deux canaux doppler. la sortie de ce circuit indique la relation de rapprochement ou d'éloignement entre 5 la cible et l'antenne 12, et, en conséquence, cette tension est une tension à courant continu dont la polarité indique le sens de la vitesse relative entre les deux véhicules. Il faut noter que la sortie du détecteur de phase 34 peut également être utilisée pour donner cette indication. 0 Apres être passée par le filtre actif 27, la sortie du circuit de porte 24 est injectée dans un discriminâteur de fréquence 41 par l'intermédiaire d'un amplificateur 38 et d'un détecteur de seuil 39. La sortie du discriminâteur de fréquence 41 est utilisée pour indiquer si une cible est présente ou absente conformément à 35 la valeur de seuil réglée dans le détecteur 39. En conséquence, des cibles se trouvant au-delà de la distance maximum pré-sélectionnée seront au-dessous de ce seuil et une indication d'absence de cible sera donnée. Au contraire, si une cible se trouve dans les limites de la distance maximum pré-sélectionnée, une indication de présence 40 de cible est donnée. 71 24123 13 2107914 Un signal de présence de cible est nécessaire en raison d'erreurs dans la mesure de la distance et du taux de variation de distance pour des signaux faibles. Des signaux faibles se présentent & de longues distances en raison de l'atténuation JL^ . Des signaux 5 présentant du fading se produisent également à courtes distances en raison de réflexions à trajets multiples qui peuvent ajouter un signal en opposition de phase au signal direct. Les systèmes de radar sont périodiquement auto-vérifiés au moyen d'un signal à basse fréquence qui est appliqué à l'émetteur. 10 Ce signal a pour résultat une certaine modulation d'amplitude et de fréquence qui apparaît à la sortie du mélangeur sous forme d'un unique son doppler à la fréquence de modulation. Le signal d'auto-vérification est appliqué au moyen d'un oscillateur 42, comme représenté à la figure 1. Le signal d'auto-vérification est envoyé à tra-15 vers les deux canaux doppler et apparaît à la sortie du capteur sous forme d'un signal de présence de cible. La distance est égale à zéro parce qu'il n'y a pas de décalage de phase entre les signaux doppler et que le taux de variation de distance correspond à la fréquence de modulation. A titre d'exemple, le système peut être auto-vérifié 20 pendant une période allant jusqu'à 1,5 seconde toutes les 34 secondes. Le système pourrait être de préférence auto-vérifié seulement pendant des périodes d'absence de cible, et en conséquence aucune autovérification ne serait commandée avant que ne se soient écoulées 34 secondes après qu'une cible ait été absente. En cas de panne d'un 25 élément critique, tel que la diode Gunn ou le pré-amplificateur, l'état d'absence de cible pendant l'auto-vérification aurait pour résultat une indication de panne sur le véhicule, et le système serait automatiquement déconnecté des éléments de contrôle du véhicule. 71 24123 14 2107914 REVENDICATIONS 1. Système de radar doppler à onde entretenue destiné à fournir des informations de distance, de taux de variation de distance et de rapprochement-éloignement par rapport à me cible, ce 5 système comprenant un émetteur pour transmettre les signaux, un récepteur pour recevoir les signaux réfléchis et un moyen destiné à mélanger les signaux transmis avec les signaux réfléchis pour produire des signaux doppler, caractérisé en ce que ce système comprend en outre : un moyen pour moduler l'émetteur de manière qu'au moins 10 deux fréquences discrètes soient transmises et qu'au moins deux signaux doppler soient produits par le moyen mélangeur ; tua canal doppler pour recevoir chacun des signaux doppler ; des moyens individuels de porte associés respectivement à chacun des canaux doppler pour que ces derniers soient sensibles au moyen mélangeur, les moyens 15 de porte étant sensibles au moyen de modulation de manière que les canaux doppler soient commutés successivement lorsque les fréquences discrètes sont successivement transmises ; un moyen de comparaison de phase doppler recevant les signaux doppler et produisant une sortie indicative de la distance entre la cible et le système ; un 20 moyen d'indication de taux de variation de distance destiné à recevoir l'un ou l'autre des signaux doppler et à produire une sortie indicative de la vitesse relative de la cible et du système ; at un moyen d'indication de rapprochement-éloignement destiné à recevoir les signaux doppler et à engendrer une sortie indicative de la rela-25 tion d'éloignement' ou de rapprochement de la cible et du système. 2. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que des signaux à quatre fréquences discrètes sont transmis successivement, deux de ces fréquences coopérant pour former l'un des signaux doppler et les deux autres fréquences coopérant pour former l'autre 30 des signaux doppler. 3. Système selon la revendication 2, caractérisé en ce que la première et la seconde des fréquences actionnent alternativement le premier et le second des canaux doppler respectivement, et la troisième et la quatrième des fréquences actionnent alternativement 35 le premier et le second des canaux doppler respectivement, de sorte que la première et la troisième des fréquences actionnent successivement le premier canal doppler et que la seconde et la quatrième des fréquences actionnent successivement le second canal doppler, la première et la troisième des fréquences coopérant pour former 40 un premier signal doppler composite et la seconde et la quatrième 71 24123 15 2107914 des fréquences coopérant pour former un second signal doppler composite. 4. Système selon les revendications 1 et 3- caractérisé en ce que le moyen de comparaison de phase doppler reçoit le premier 5 et le second signal composite, de sorte que la sortie indicative de la distance est proportionnelle à la différence de phase entre les signaux composites, une différence de phase existant pour toutes les distances entre le système et la cible cependant que les amplitudes des signaux composites deviennent graduellement nulles pour 10 une distance pré-sélectionnée afin de procurer une distance maximale de coupure pour le système. 5. Système selon la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que les quatre fréquences discrètes F-j_, F2, F3 et F4 sont définies par les relations suivantes : 15 F2 = Fx + ^ F F4 = F3 + AF Fr - F3 = AF/2 Fg - F4 = ZNF/2 6. Système selon les revendications 1 et 3 caractérisé en 20 ce que l'émetteur comprend un élément sensible à la tension, et en ce que le moyen de modulation produit une forme d'onde destinée à moduler l'élément sensible à la tension afin de provoquer la transmission des quatre fréquences discrètes. 7. Système selon la revendication 6, caractérisé en ce que 25 l'élément sensible à la tension est un varactor et en ce que l'émetteur comprend une diode Gunn. 8. Système selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il est prévu un moyen générateur de signal d'auto-vérification, ce signal étant couplé aux canaux doppler de manière que le foncHœ- 30 nement convenable du système soit vérifié périodiquement. 9. Système selon la revendication 8 caractérisé en ce que le signal d'auto-vérification est couplé aux canaux doppler par l'intermédiaire de l'émetteur. 10. Système selon la revendication 1 caractérisé en ce 35 qu'il est prévu un moyen à seuil qui reçoit un signal d'entrée depuis l'un des moyens de porte, le moyen à seuil délivrant une indication de présence de cible lorsque ce moyen de porte procure un signal d'entrée supérieur à un niveau pré-sélectionné et délivrant une indication d'absence de cible lorsque ce moyen de porte procure un 40 signal d'entrée inférieur au niveau pré-sélectionné.