FR 2077572 A1 19711029 FR 7046223 A 19701222 70 46223 2077572 La présente invention se rapporte en général s. uxsystème s récepteurs radio multiplex et concerne en particulier un circuit de décodage ou détecteur multiplex apte à être fabriqué par les techniques des circuits intégrés. 5 Dans le système actuellement utilisé aux Etats-Unis pour la radio-diffusion stéréophonique en modulation de fréquence, une onde porteuse principale est modulée en fréquence par la somme de deux signaux audio à gauche (L) et à droite (E) en relation ou correspondance stéréophonique, la porteuse étant apte à une 10 réception compatible par des récepteurs radio à modulation de fréquence soit monophiques ou stéréophoniques, la porteuse principale est en outre modulée avec l'information stéréophonique sous la forme d'une amplitude de sous-porteuse supprimée, modulée avec la différence de deux signaux audio (L-R) en correspondance 15 stéréophonique, d'un signal pilote continu pour être utilisé dans la démodulation de la sous-porteuse supprimée au niveau du récepteur et, dans quelques cas, d'une onde sous-porteuse supplémentaire de fond sonore à usage commercial (SCA), modulée en fréquence. Dans un r-écepteur à modulation de fréquence (ou MF) 20 stéréophonique classique, un signal composite est produit à la sortie d'un détecteur à modulation de fréquence,' le signal composite comprenant la somme de signaux audio :(L+R) utilisable par les récepteurs MF monophoniques ou stéréophoniques et s'étendant sur une gamme de fréquences de par exêmple 0 à 15.000 25 Hertz (Hz), un signal pilote à 19 Kilohertz. (KHz) et les bandes latérales d'une sous-porteuse supprimée à 38 KHz représentative de la différence des signaux (L-R) s'étendant sur une" gamme de fréquences de 23 à 53 KHz. Le signal composite peut également comprendre une sous-porteuse modulée de fond musical ou sonore 30 (SCA) à 67 KHz et ses bandes latérales comprises par exemple entre 59 et 75 KHz. Cette composante "d'ambiance" est généralement supprimée dans les récepteurs domestiques par des filtres accordés. Pour reproduire l'émission stéréophonique dans le récepteur domestique, le signal pilote à '9 KHz est habituellement séparé 35 du restant du signal composite par d'autres filtres accordés et une porteuse à 38 KHz est produite en correspondance dans le temps avec le signal rilo+e à "9KHz pour la recombinaison avec et la BAD ORIGINAL 70 46223 2 2077572 démodulation de l'information de bande latérale de la sous-porteuse supprimée, la pisâuction de la sous-porteuse de 38 KHz et sa recombinaison avec l'information du signal de différence impose habituellement l'utilisation de plusieurs composants inductifs 5 (c'est-à-dire des bobinages et/ou des transformateurs). Ceux-ci ainsi que d'autres composants inducteurs requis dans les filtres accordés susmentionnés sont relativement volumineux et coûteux. De tels composants augmentent la difficulté de construction des récepteurs, étant donné qu'ils doivent être habituellement réglés, 10 ce qui exige un équipement électronique de contrôle complexe pour la fabrication desdits récepteurs. Si une pluralité de composants inducteurs sont utilisés, ils doivent être localisés physiquement les uns par rapport aux autres," de façon à minimiser l'interaction indésirable entre les chemps qu'ils'produisent. 15 En_outre, les filtres passe-bande utilisés normalement pour la séparation du signal pilote et pour la restructuration du signal de différence de la sous-porteuse de 38 KHz sont des circuits à Q relativement élevé et sont par conséquent caractérisés par une sensibilité de' phase marquée. Autrement dit, un mauvais alignement 20 ou un décalage relativement petit de la fréquence de résonance du circuit accordé provoque un changement relativement important quant à la réponse en phase du filtre par rapport aux signaux à la fréquence accordée nominale (19 KHz ou 38 KHz). Dans le ca,'3 d'un décodeur stéréophonique à modulation de fréquènce, un tel 25 "changement en réponse de phase d'un filtre produit une dégradation de la séparation des signaux gauche et droite stéréophoniquement liés (c'est-à-dire qu'on introduit de la. diaphonie). Un défaut d'alignement ou un décalage de ce type est souvent" provoqué par-des changements dans les valeurs d'induction ou de capacité 30 produites par lés variations de la température de fonctionnement ou le vieillissement des composants. La présente invention a pour conséquent pour objet un appareil décodeur pour un récepteur radio multiplex, lequel appareil n'a besoin que d'un nombre relativement faible de composants 35 inducteurs. Des signaux d'intensité relativement faible du type décrit ci-dessus et qui sont rencontrés dans les circuits stéréophoniques bad original 70 46223 3 2077572 de décodage en modulation de fréquence peuvent avantageusement être traités en utilisant des plaquettes monolithes de circuits intégrés (c'est-à-dire des structures à l'état solide dans lesquelles une pluralité de semiconducteurs actifs, tels que 5 des transistors et des diodes, et des composants passifs, tels que des capacités et des résistances, sont réalisés et reliés simultanément sur un substrat commun en matériau semiconducteur). Ces techniques de circuits intégrés ont pour elles l'avantage du poids, des dimensions et de la fiabiité, et, dans beaucoup 10 de cas, présentent des avantages économiques si on les compare avec les circuits classiques utilisant des moyens discrets. Dans les circuits intégrés, si on les compare aux circuits utilisant des dispositifs discrets, différentes considérations économiques entrent en jeu. Par exemple, un circuit à composants 15 discrets procure un avantage de prix sur un nombre minimum de dispositifs ou composants actifs discrets relativement coûteux, mais de tels dispositifs ne sont pas relativement coûteux dans le domaine des circuits intégrés. Dans les circuits intégrés, on désire que les fonctions soient réalisées sur la plaquette portant 20 le circuit, en utilisant aussi peu de composants que possible situés à l'extérieur de la plaquette, l'utilisation des circuits intégrés n'est pas tellement attirante lorsque des bobinages et/ou des transformateurs doivent être utilisés avec la plaquette portant le circuit, les facteurs coût, dimensions, poids et sûreté d'emploi 25 ne sont pas seulement affectés désavantageusement. Une ou plusieurs des bornes en relativement petit nombre et disponibles sur une plaquette typique (par exemple 16 bornes) sont nécessaires pour la liaison avec chaque dispositif inductif. En outre, en raison des dimensions physiques relativement petites d'une 30 plaquette (par exemple de l'ordre de 2,5 mm x 0,1 mm carré au moins), et par conséquent l'espacement rapproché des conducteurs pour les composants extérieurs, il est désirable de minimiser le nombre de conducteurs extérieurs qui sont requis pour transporter des signaux de courant alternatifs, et de réduire par 35 conséquent les problèmes associés à la liaison non désirée entre les diverses parties de la plaquette. En particulier, dans une plaquette portant un décodeur stéréophonique MF il esvt désirable de traiter tous les signaux à T9 KHz et 38 KHz a BAD ORIGINAL 70 46223 4 2077572 l'intérieur de la plaquette de façon à empêcher le couplage des signaux qui ne sont pas convenablement en phase aux circuits de régénération de 38 KHz étant donné que, comme on l'a remarqué ci-dessus, des erreurs de phase dans la sous-porteuse de 38 KHz 5 procurent une diax>honie entre les canaux audio gauche et droite. Il est par conséquent désirable, lorsque l'on réalise une sélection de fréquence (c'est-à-dire passe-bande) avec un circuit intégré, d'utiliser des configurations actives dépourvues de composants .inductifs. De telles fonctions de sélection de 10 fréquence peuvent être réalisées en hétérodynant une composante de signal particulière avec un signal de porteuse correspondante engendrée localement de façon à produire un. signal de sortie de différence en fréquence comparé' ou rapporté à la fréquence zéro, le signal de différence en fréquence peut ensuite être filtré 15 par des filtres simples R-C. Ce type de sélection de fréquence peut être avantageusement réalisé avec des circuits intégrés au moyen d'amplificateurs disposés comme des détecteurs synchrones équilibrés. Suivant un aspect de la présente invention, un décodeur 20 de signal multiplex comprend un oscillateur unique accordé sur un harmonique d"*un s ignal pilote stéréo de 19 KHz. Un dispositif automatique de contrôle de phase et de fréquence (AFPC) associé à l'oscillateur comprend des moyens de gradation de fréquence reliés à l'oscillateur pour produire une onde de 25 référence en correspondance dans le temps avec et à un sous- harmonique (19 KHz nominal) de l'onde de sortie de l'oscillateur. Suivant un mode de réalisation préféré, les moyens de gradation ~ en fréquence sont dépourvus d'inducteurs, le système AFPC comprend en outre un circuit formant détecteur synchrone 30 auquel l'onde de référence et le signal composite détecté " comprenant le signal pilote reçu sont fournis pour produire une tension continue représentative de la différence de phase entre les ondes pilote et de référence. Des moyens de contrôle sont reliés au., détecteur' et répondent à 1a. tension continue représentative 35 d'erreurs pour faire varier la phase et/ou la fréquence de l'oscillateur afir d'obtenir. et de maintenir l'onde de sortie de 1' oscillateur à l'harmonique prédéterminé du et en correspondance 70 46223 5 2077572 prédéterminée dans le temps avec le signal pilote reçu. Suivant un autre aspect de la présente invention, des moyens sont reliés à l'oscillateur pour fournir une sous-porteuse à ime fréquence de 38 KHz et ce suivant une correspondance prédéterminée dans le temps avec l'orîde pilote de 19 KHz pour la démodulation des composantes stéréo du signal de différence (L-R). Un deuxième circuit formant détecteur synchrone auquel sont appliqués la sous-porteuse de 38 KHz et le signal composite détecté comprenant les bandes latérales reçues du signal de différence, procure des premier et second signaux de sortie représentatifs des composantes en opposition de phase du signal de différence audio (L-R) et - (L-R). Ces composantes en opposition de phase du signal de différence ainsi que Le signal composite détecté comprenant la somme (L+R), sont appliqués à des moyens matriciels pour produire des composantes de signal audio séparées gauche (L) et droite (R) pour assurer la reproduction par des moyens convenables. Par exemple, les signaux peuvent être en outre amplifiés et utilisés pour alimenter des haut -parleurs. Dans les récepteurs stéréophoniques à modulation de fréquence, il est également désirable de fournir une indication à l'auditeur du moment où l'émission stéréophonique va être reçue. Il est habituez, de fournir une telle indication en faisant s'allumer une lumière lorsqu'un signal pilote d'amplitude et de durée convenable est présent dans le signal reçu. Suivant encore un autre aspect de la présente invention, des moyens formant indicateur stéréo sont prévus, ces moyens comprenant des moyens couplés à l'oscillateur pour produire une autre onde de 19 KHz ei&uadrature de phase (déphasée de 90°) par rapport à l'onde de référence fournie au détecteur AFPC. Selon un mode de réalisation préféré, les moyens produisant l'onde en quadrature de phase sont exempts d'inducteurs. Un troisième détecteur synchrone est prévu avec l'onde en quadrature de phase de 19 KHz et avec le signal compr^ite comportant le signal pilote reçu pour produire ou réaliser une sortie en réponse à la pi'-ésence continue du signal pilote. Cette sortie est couplée aux moyens formant indicateur pour fournir une indication visuelle de la réception de l'émission stéréophonique. b*0 Original 70 46223 6 2077572 Il est également bien connu qu'afin de fournir un signal audio stéréophonique acceptable, le rapport signal sur bruit d'un signal radio-diffusé et reçu en modulation de fréquence doit être plus élevé que pour une écoute monophonique acceptable. Il peut être par conséquent préférable du point de vue de l'auditeur de repZbduire monophoniquement les signaux stéréophoniques reçus dans certaines conditions de réception. Selon encore un autre aspect de la présente invention, des moyens sont prévus poux mesurer le rapport signal sur bruit d'un signal composite reçu et pour mettre automatiquement en route la réception monophonique lorsque lë signal est trop bruyant pour une reproduction stéréophonique acceptable. Selcn un mode de réalisation, préféré, l'oscillateur unique du circuit de décodage est prévu pour fonctionner à une fréquence qui est un multiple pair du signal pilote reçu (19 KHz), le multiple pair étant choisi de sorte que la fréquence de l'oscillateur est plus grande ou a une valeur au-dessus de bande par rapport à la fréquence d'une composante de signal du signal stéréo composite (par exemple au sixième ou. douzième harmonique du signal pilote). Un quatrième détecteur .synchrone est prévu avec une onde de référence au-dessus de bande dérivant de la sortie de l'oscillateur et avec le signal composite détecté.comportant les composantes de bruit. La fréquence de:- sortie relativement basse du détecteur représentatif du bruit est comparée à un s.euil de bruit prédéterminé acceptable. Un signal stéréophonique inhibiteur ou bloqué représentatif de la présence de bruit au-dessus du seuil est fourni à un indicateur stéréo et/ou à un appareil automatique stéréo pour permettre le. fonctionnement ou l'alimentation du récepteur en monophonique lorsque le signal composite traité est trop bruyant pour une reproduction stéréophonique acceptable. Selcn un mode de réalisation préféré de l'invention, un oscillateur unique est prévu pour fonctionner à une fréquence qui est un harmonique pair du signal pilote, un harmonique pair de l'onde sous-porteuse stéréo de différence et au-dc-ssus ofe la composante la plus élevée de fréquence du signal-composite. Une pluralité de moyens diviseurs de fréquence non inductifs sont reliés à l'oscillateur pour fournir quatre signaux de référence BAD ORIGINAL 70 46223 7 2077572 correspondant sur le plan des harmoniques à quatre détecteurs synchrones. Les détecteurs synchrones sont également alimentés avec des signaux composites détectés et sont prévus respectivement, pour maintenir l'oscillateur en correspondance prédéterminée dans 5 le temps avec la composante de signal pilote du signal composite, pour fournir des indications de la présence de la composante de signal pilote, pour détecter la composante stéréophonique de signal de différence du signal composite et pour fournir une indication de la présence des composantes de bruit au-dessus de 10 bande dans le signal composite. D'autres buts, avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront plus clairement dans la description détaillée qui suit et se réfère aux dessins annexés dans lesquels : - la figure 1 est un schéma-bloc d'un récepteur radio à 15 modulation de fréquence utilisant un circuit décodeur stéréophonique à modulation de fréquence réalisé suivant les divers aspects de 1a. présente invention ; - la figure 2 est un schéma -électrique d'un module compteur bistable comprenant des circuits de porte logiques et typiques 20 appropriés pour être réalisés sous une forme de circuit intégré destiné à être utilisé comme un diviseur de fréquence dans le système représenté sur la figure 1 ; - la figure 3 est un schéma-bloc illustrant la manière suivant laquelle une pluralité de modules compteurs du type représenté sur 25 la figure 2 peuvent être reliés peur produire les ondes ou signaux de détection synchrone requis dans le système montré sur la figure 1 ; - la figure 4 représente une série de signaux ou ondes correspondant aux signaux ou ondes de commutation ou de 30 • dé.clenchement. produits par l'appareil représenté sur la figure 3 Î - la figure 5 est un schéma de circuit d'un amplificateur de signal stéréo composite pouvant être fabriqué sous forme d'un circuit intégré pour être utilisé dans le système représenté sur 35 la figure 1 ; - la figure 6 représente le circuit électrique d'un oscillateur commandé, en tension comprenant un détecteur équilibré BAD ORIGINAL 70 46225 2077572 AFPC apte à être réalisé sous forme de circuit intégré pour être utilisé dans le dispositif représenté sur la figure 1 ; - 1a. figure 7 montre un schéma de circuit d'un détecteur de différence, stéréophonique, synchrone équilibré, des moyens 5 automatiques et stéréo de commutation et des amplificateurs matriciels pour produire des signaux audio à gauche et à droite, aptesà être réalisés sous forme de circuit intégré pour être utilisés dans le système représenté sur la figure 1 ; - la figure 8 est un schéma du circuit électrique d'un 10 détecteur synchrone équilibré de bruit au-dessus de bande et d'une alimentation associée, pouvant être réalisés sous forme de circuit intégré afin d'être utilisés dans le dispositif représenté sur la figure 1 ; et - la figure 9 montre un schéma du circuit électrique d'un 15 détecteur synchrone équilibré de présence de signal pilote, et un indicateur associé de réception stéréophonique, ■ ainsi qu'un système de ' commutation- ou analogue aptes à être réalisé sous la forme d'un circuit intégré pour être utilisés dans le système représenté sur la figure 1. 20 En se reportant à la figure t, on voit qu'un récepteur radio-MF convenable pour la réception d'une émission monophonique ou stéréophonique est représenté; sous la forme simplifiée d'un schéma-bloc. Dans cette figure 1, les nombreux chemins des signaux sont illustrés au moyen d'une ligne unique démarrant d'un bloc et, 25 avant d'aboutir à un autre bloc, la ligne unique est séparée en deux lignes. Il convient de remarquer que ce symbole indique la liaison ou le couplage des signaux push-pull (c'est-à-dire deux signaux déphasés de 180° mais sensiblement identiques autrement) à partir du bloc d'origine jusqu'au bloc terminal. Le récepteur 30 radio représenté comprend un tuner MF 20 de type classique pour recevoir, amplifier et détecter sélectivement une émission MF. le tuner MB1 20 produit à la borne d'entrée d'un circuit de décodage stéréophonique MF 22 soit une somme de signaux audio (L-kR.) dans le cas d'une réception d'une émission radiodiffusée 35 monophonique, soit, dans le cas de la réception d'une émission radiodiffusée stéréophonique, un signal stéréophonique composite comprenant une somme de signaux (l+R), un signal pilote à 19 KHz, BAD ORIGINAL 70 46223 9 2077572 et une sous-porteuse supprimée de différence de signal (L-R). Dans l'un ou l'autre cas, des signaux de fond musical ou sonore (SCA) peuvent être présents à la borne d'entrée . Pour plus de commodité, le signal fourni à la borne T, 5 sera appelé signal composite dans tous les cas. Dans le décodeur stéréo 22, tous les éléments inclus à l'intérieur du trait en pointillé peuvent être et sont de préférence réalisés sous une forme de circuit intégré sur un substrat unique en matériau semiconducteur. Les bornes à sont prévues sur la plaquette 10 de circuit intégré pour la liaison aux composants extérieurs, sources de signaux et autres circuits. Le signal composite détecté fourni à la borne du décodeur 22 est accouplé à un amplificateur 24 de signal stéréo composite qui est prévu pour amplifier d'une manière linéaire 15 les signaux se trouvant dans la gamme d'approximativement 10 à 150 KHz, de façon à produire des premier et second signaux composites amplifiés sensiblement identiques mais déphasés de 180° (c'est-à- dire comme en push-pull), pour une application directe aux divers éléments de circuit à l'intérieur de la plaquette 22 formant 20 décodeur stéréo. Le décodeur 22 comprend en outre un oscillateur 26 commandé en tension prévu pour fonctionner à une fréquence de 228 KHz, harmonique pair du signal pilote à 19 KHz.et en même temps de la sous-proteuse de signal de différence à 38 KHz. La fréquence de fonctionnement de l'oscillateur 26 est d'abord 25 déterminée au moyen d'un circuit résonnant parallèle comprenant un inducteur 82 et une capacité 80 à l'extérieur de la plaquette du décodeur 22 et reliée à l'inducteur via les bornes et . 2 3 L'onde de sortie de 228 KHz produite par l'oscillateur 26 est mise en forme, comme il sera expliqué ci-dessous en se reportant à la 30 figure 6, de façon à réaliser une onde carrée sensiblement symétrique. La sortie de l'oscillateur 26 est maintenue en correspondance ou relation prédéterminée dans le temps avec l'onde pilote reçue à '9 KHz au moyen d'une boucle de contrôle automatique de fréquence et de phase (AFPC). La boucle AFPC 35 comprend des moyens diviseurs de fréquence reliés à la sortie de l'oscillateur 26 cour produire une onde de fréquence no.minale de 19 KHz qui est un sous multiple entier (un douzième) de la fréquence de sortie de l'oscillateur et est en correspondance prédéterminée BAD ORIGINAL 70 46223 0 2077572 dans le temps avec l'onde de sortie" de l'oscillateur. La division de fréquence désirée et la correspondance dans le temps sont obtenues au moyen d'un premier diviseur de fréquence 28 couplé à l'oscillateur 26, et prévu pour diviser par deux (sortie 5 nominale de 114 KHz), un deuxième diviseur de fréquence 30 couplé au diviseur 28 et prévu pour diviser par trois' (sortie nominale de 38 KHz), un sélecteur de phase 32 associé au diviseur 30 et prévu pour fournir l'une prédéterminée des phases opposées de l'onde à 38 KHz nominal à un troisième diviseur de fréquence 34. 10 le diviseur de fréquence 34 est' prévu pour diviser la sortie du sélecteur de phase 32 par un facteur deux afin de produire une onde de sortie de 19 KHz comme en push-pull à un détecteur synchrone équilibré 36 AFPC. Le détecteur AFPC 36 est également muni d'un signal composite push-pull, comprenant le- signal pilote 15 reçu à 19 KHz, fourni par l'amplificateur de signal composite 24. Une tension différentielle représentant la différence de phase entre le signal pilote reçu et l'onde de 19 KHz dérivant de la sortie de l'oscillateur 26, se développe par une capacité de filtrage 38 montée à l'extérieur de la plaquette 22 et couplée 20 au détecteur AFPC. 36 au moyen des bornes et T,-. La tension différentielle produite par la capacité 38 est reliée à l'oscillateur 26 de manière équilibrée pour corriger sa fréquence de travail et sa phase. Plus précisément,, la boucle AFPC maintient la fréquence 19 KHz du diviseur 34 sensiblement dans un état spécifique de 25 quadrature de phase par rapport au signal pilote reçu de 19 KHz. Le diviseur de fréquence 30 est apte à engendrer la sous-porteuse requise à 38 KHz pour la détection du signal audio de différence (L-R) depuis les bandes latérales reçues du signal de sous-porteuse supprimée à 38 KHz. Ces bandes latérales, à côté de 30 et en plus du restant du signal composite produit à la sortie de l'amplificateur 24, sont fournies de manière push-pull à un détecteur synchrone équilibré 40 de sous-porteuse, le signal de . sous-porteuse produit localement à 38 KHz et fourni par le diviseur 30, qui est maintenu à une phase et une fréquence convenables 35 grâce à la boucle AFPC décrite ci-dessus, est accouplé, d'une manière push-pull depuis la sortie du diviseur de fréquence 30 au détecteur de sous-porteuse 40. Le détecteur 40 est un détecteur BAD ORIGINAL 70 46223 2077572 synchrone "doublement équilibré", comme il sera précisé ci-dessous, et produit par conséquent des signaux de sortie push-pull comprenant les signaux audio désirés de différence, (I—R) et - (L-R). Les signaux audio de différence positifs et négatifs sont 5 respectivement appliqués aux amplificateurs matriciels 42 et 44 auxquels la somme des signaux audio (L+R), aussi bien que le restant du signal composite de sortie de l'amplificateur 24, sont également fournis. Les amplificateurs matriciels 44 et 42 produisent à leurs ^0 bornes de sortie respectives, ^ et , des signaux audio non compensés gauche (L) et droite (R). Ces signaux audio non compensés sont associés à des circuits standards de désaccentuation 46 et 48 et les signaux compensés résultant sont fournis aux amplificateurs audio respectifs 50 et 52. Les sorties des ^5 amplificateurs 50 et 52 sont couplées aux haut-parleurs 54 et 56 respectivement. Les circuits de désaccentuation 46, 48 servent en outre à enlever les reliquats ultra-sonores du processus de détection équilibrée aussi bien que le signal pilote et les composantes modulées de la sous-porteuse à 38 KHz qui sont 20 présentes dans les signaux composites de sortie de l'amplificateur 24. Des moyens sont également prévus à l'intérieur du décodeur stéréo 22 pour produire une indication de la présence, dans les signaux reçus par le tuner MF 20, de l'émission stéréophonique. 25 Plus précisément, des moyens sont prévus pour détecter la présence du signal pilote qui est présent pendant une émission radiodiffusée stéréophonique, mais non pendant une émission monophonique. Le détecteur stéréophonique de présence comprend tin quatrième diviseur de fréquence 58 couplé à la deuxième sortie d'un sélecteur 50 de phase 32 auquel on a fourni une oride de 38 KHz déphasée de 180° avec l'onde associée au diviseur de fréquence 34. La deuxième onde de sortie du sélecteur de phase 32 est divisée par deux dans le diviseur de fréquence 58 pour produire une onde de 19 KHz suivant une quadrature de phase sensiblement prédéterminée par 35 rapport à la sortie du diviseur de fréquence 34 et sensiblement en phase avec le signal pilote reçu. Le signal pilote, avec le restant de la sortie de l'amplificateur de signal composite 24, BAD ORIGINAL 70 46223 12 2077572 est accouplé de manière push-pull à un détecteur synchrone équilibré de présence du signal pilote 60. la sortie du diviseur de fréquence 58 est également couplée d'une manière push-pull au. détecteur 60 de telle, sorte que des tensionsde sortie différentielles soient produites par les capacités 62a, 62b qui sont respectivement couplées depuis les bornes et T0 ' à la masse.. la tension différentielle entre les bornes T„ et ï0 est I o amplifiée par des moyens associés au détecteur 60 de façon à produire, à la borne de sortie Tg, une tension continue par rapport à la masse, indicative de 1s. présence du signal pilote dans lrémission reçue. Un indicateur stéréo 64 comprenant typiquement une lampe à incandescence et un transistor d'alimentation, est couplée à la •-borne Tg et procure une indication visuelle de la réception stéréo. le décodeur stéréo 22 comprend en outre des moyens couplés au détecteur synchrone de sous-porteuse 40 pour inhiber ou bloquer le fonctionnement des circuits de détection de sous-porteuse lorsque l'absence prolongée d'un signal pilote sensible indique que l'émission non stéréophonique (monophonique) va être reçue, ou bien lorsque le rapport signal sur bruit du signal reçu est jugé trop faible pour une reproduction stéréo satisfaisante, les moyens inhibiteurs ou de blocage comprennent un circuit logique OR 66 ayant une entrée couplée à la borne Tg associée au détecteur de présence du signal pilote 60, et une deuxième borne associée à un détecteur synchrone équilibré de bruit 68, dont les fonctions seront décrites ci-après. En ce qui concerne la sortie du détecteur de présence du signal pilote 60, le circuit OR 66 procure un signal de sortie à un circuit stéréo inhibiteur ou de blocage 70 qui est couplé à son tour au détecteur synchrone de sous-porteuse 40 afin d'inhiber le détecteur 40 soit en l'absence d'un signal pilote acceptable ou bien si le signal composite détecté ne présente pas un rapport signal sur bruit adéquate pour une reproduction stéréophonique acceptable, lorsque le détecteur de sous-porteuse 40 est bloqué, une information monophonique seulement (L+R) est fournie aux amplificateurs matriciels 42 et 44. Comme on le BAD ORIGINAL " 70 13 2077572 remarquera ci-dessous en se reportant à la figure 8, si on désire fournir une indication de reproduction stéréo (plutôt qu'une réception stéréo comme décrit ci-dessus), l'indicateur stéréo 64 est couplé à la sortie du circuit OR 66 plutôt que directement 5 au détecteur 60. Le circuit stéréo inhibiteur 70 est associé à des moyens-retard comprenant une capacité 72 couplée entre la borne T et la masse^et une résistance associée (non représentée) quipeut par exemple être incorporée à la plaquette de circuit intégré 22. La résistance et la capacité 72 sont agencées de façon 1 o à présenter une constante de temps suffisamment grande pour nécessiter la présence continuelle d'une indication de signal pilote à la sortie du détecteur 60 pendant une période prolongée (par exemple une seconde) avant le blocage du détecteur de sous-porteuse 40. iç Le détecteur synchrone équilibré de: bruit 68 est alimenté avec les signaux de sortie composites push-pull provenant de l'amplificateur 24 et avec les signaux de sortie carrés push-pull présentant une fréquence fondamentale de 114 KHz depuis le diviseur de fréquence 28. Une capacité 76 est couplée depuis la borne 20 à la masse, la borne étant couplée à l'une des paires des sorties push-pull du détecteur de bruit 68 pour engendrer une tension représentative des composantes de bruit dans le signal composite à des fréquences plus élevées que la composante 1a. plus élevée. On a trouvé pratique de détecter un tel bruit au-dessus de 25 bande à une fréquence au voisinage de 100 KHz.' La fréquence particulière de 114 KHz est choisie ici pour plus de commodité étant donné sa provenance de l'oscillateur commandé en tension 26 qui est forcé de fonctionner à une fréquence qui est un harmonique de la fréquence du signal pilote '19 KHz et aussi de la fréquence 50 de sous-porteuse à 38 KHz. Le bruit au-dessus de bande détecté est comparé à un niveau de référence signal sur bruit permis par des moyens (voir figure 8 ci-dessous) associés au détecteur de bruit 68 qui fournit un signal inhibiteur au circuit OR 66 lorsque le rapport signal sur bruit détecté est en-dessous du seuil permis ou -35 du niveau de l'éférence. Gomme il a été remarqué ci-dessus, l'indicateur stéréo 64 peut être couplé à la sortie du circuit OR 66, de telle sorte eue la lumière ou lampe de 1'indicateur stéréo soit BAD ORIGINAL 70 46223 14 2077572 éteinte si le circuit inhibiteur 70 bloque le détecteur de sous-porteuse 40. Dans le schéma-bloc de la figure 1 , des bornes supplémentaires sont associées à la plaquette 22 pour la liaison aux composants 5 extérieurs. Par exemple-, une .liaison à la masse est représentée à la borne Ig, tandis qu'une alimentation extérieure B+ est représentée à la borne l*68 bornes ^ e"^ sont reliées au: moyen de nombreux conducteurs à -l'intérieur de la plaquette 22 (non représentés) aux divers composants à l'intérieur des 10 blocs représentés. De telles liaisons sont montrées en détail dans les figures suivantes des dessins. Des capacités extérieures 78a et 78b sont, couplées entre la masse, et les bornes et respectivement associées à l'amplificateur de signal composite 24- Comme il apparaîtra ci-15 après en se reportant à la figure 5? les capacités 78a et 78b ont une fonction de dérivation dans les circuits de polarisation associés, à l'amplificateur 24. En se reportant à la figure 2, un module compteur, comprenant des circuits d'entrée et de sortie, et approprié" pour être utilisé-20 avec les diviseurs de fréquence 28, 30, 32, 34 de la figure 1, est représenté. Comme il apparaît sur.la figure 1, tous les éléments des diviseurs de fréquence 28-34 sont à l'intérieur de la plaquette 22.- Par .conséquent, tous -les éléments ou composants représentés sur la figure 2 peuvent être réalisés sous une forme de circuit 25 intégré sur une plaquette unique. Dans le diviseur de fréquence ou module compteur, des transistors 201 et 203 en même temps que des résistances 205 et 207, constituent un circuit bistable ou de flip-flop en rai son de la liaison du collecteur du transistor 203 à la base du 30 transistor 201 , de la liaison du collecteur du transistor 201 à la base du transistor 203, de la liaison commune de l'émetteur des transistors 201 et 203 à une source de tension de polarisation (+3 Vg-g, c'est-à-dire trois fois la chute de tension de conduction base-émetteur d'un transistor ÎTPU sur la plaquette 22) et de la. 35 liaisoi^ommune des résistances 205 et 207 à une source de tension (par exemple+£>,2 vbit.^). Les tensions d'alimentation et de polarisation associées au module compteur sont présentement établies BAD ORIGINAL 70 46223 15 2077572 par rapport à un niveau de référence qui est la masse dans les circuits illustrés. Les transistors 209 et 211 en même temps que les résistances de charge 213 et 215 constituent un second flip-flop ou flip-flop 5 de commutation identique à celui décrit ci-dessus à l'exception du fait que les émetteurs des transistors 209 et 211 sont couplés en commun à un circuit de déclenchement comprenant une source d'impulsions de déclenchement (par exemple l'oscillateur commandé entension 26 de la figure 1) couplée via une résistance 217 à la 10 base d'un transistor de commutation 219- L'émetteur du transistor 219 est relié à un-potentiel de référence tel que la masse, tandis que le collecteur du transistor 219 est couplé via une résistance de limitation de courant 221 à la liaison commune des émetteurs des transistors 209 et 211. 15 Dans le flip-flop comprenant les transistors 201 et 203, une première et une deuxième diode 223 et 225 montées en série sont reliées entre la hase et He collecteur du transistor 203 et sont orientées dans la même direction que l'ensemble collecteur-base formant diode du transistor 203- De la même manière, une 20 troisième et une quatrième diode 227 et 229 montées en série sont reliées entre la base et le collecteur du transistor 201. La jonction entre les diodes 223 et 225 est directement reliée à la jonction du collecteur du transistor 211 et la base du transistor 209- De la même manière, la jonction entre les diodes 227 et 229 25 est directement reliée à la jonction du collecteur du transistor 209 et de la base du transistor 211. Un transistor de niveau de référence 231 est également prévu et a sa base couplée à la liaison commune des émetteurs du transistor 201, 203, son collecteur couplé à B+ et son émetteur couplé à la liaison 30 commune des émetteurs des transistors 209 et 211. En fonctionnement, chaque fois qu'une impulsion de déclenchement est appliquée à la base du transistor 219, l'un ou l'autre des transistors 209 et 211, comme il sera expliqué ci-après, est mis en état de conduction, et l'un des transistors correspondants 35 201 et 203 est mis en état de conduction pour changer l'état de ce dernier flip-flop. Les transistors 209 et 211 dans le flip-flop de commutation retournent ajors à leur état de repos pour attendre BAD ORIGINAL 70 46223 16 2077572 l'impulsion suivante de déclenchement. A l'arrivée de l'impulsion suivante de déclenchement celui des transistors 209, 211 qui demeurait s.u repos pendant l'impulsion de déc.lenchement/précéàente se met en état de conduction, pour changer de nouveau l'état 5 du flip-flop 201-203. - On supposera maintenant que le transistor 203 est conducteur tandis que le transistor 201 ne l'est pas. Selon les polarisations illustrées sur la figure 2, la base du transistor conducteur 203 se trouve à +4 Y^ (par exemple approximativement +2-, 8 volts) 10 au même titre que le collecteur du transistor non conducteur 201. Au même moment, le collecteur du transistor conducteur 201 se trouve à sensiblement +3 Y-^ plus la tension de saturation collecteur-émetteur du transistor 203 (par exemple une tension totale de +2,2 volts) au même titre que la base du transistor 15 non conducteur 201. On peut donc voir que les tensions de sortie au niveau du collecteur des transistors 201 et 203 varient entre sensiblement +3 Y^- et +4 Y^ (la tension de saturation collecteur- émetteur relativement petite et s'élevant à approximativement 0,1 volt sera par la suite négligée dans un but de simplification). 20 En considérant le flip-flop de commutation 209, 211, alors qu'aucune impulsion de déclenchement n'est'appliquée au transistor 219, ni le transistor 209 ni le transistor 211 sont conducteurs. Etant donné que le collecteur du transistor 201, comme il a été dit ci-dessus, se trouve à +4 Y^, et que la résistance 213 25 (associée au transistor 209) est couplée au moyen d'une diode 227 entre cette tension et la source de tension (+6,2 volts) qui est plus grande que la tension 5 Yg-g, la diode 227 est polarisée jusqu'à la conduction, de sorte que la base du transistor 211 est à une tension de +5 Y^. En raisonnant de la même manière, 30 on peut voir que la base du transistor 209, étant donné sa liaison à la base du transistor 201 via la diode 225, est à une tension de +4 Yg-g. lorsque le transistor 219 est alimenté (à saturation) par une impulsion de déclenchement positive, le courant de collecteur du transistor 219 se dirige dans le transistor 211 étant donné que 35 la base du transistor 211 est à une tension plus positive (+ Y™, JjIÎj plus élevée si on la compare à la base du transistor 209- le transistor 211 est par conséquent amené à saturation, de sorte que BAD ORIGINAL 70 46223 7 2077572 son collecteur-tend, à effectuer une chute de tension sensiblement égale à la somme des tensions de saturation collecteur-émetteur des transistors 211 et 219- Cependant, le transistor 231 est conducteur pour maintenir son émetteur à sensiblement +2 V™. ijh 5 Le collecteur du transistor 211 est par conséquent essentiellement et également à +2 Y^g, laquelle tension est associée depuis le collecteur du transistor 211 à la jonction des diodes 225 et 223. La base du transistor 203 qui, étant donné que ce transistor était conducteur, se trouvait à une tension de +4 Y g, diminue 1 o maintenant pour réaliser la somme de la tension de collecteur décrite ci-dessus du transistor 211 (+2 V,,-™) et de la tension J3JS passant par la diode 223 (Ygg). Etant donné que l'émetteur du transistor 203 se trouve à +3 V"-™,, le transistor 203 cesse brj d'être conducteur. Lorsque la tension du collecteur du transistor 15 203 augmente, le transistor 201 est amené à son état de conduction et le basculement du flip-flop 201, 203 est achevé. Lorsque l'impulsion de déclenchement suivante se produit, le transistor 209 devient conducteur et provoque à nouveau le changement d'état du flip-flop 201, 203. Les, transistors 20 émettodynes 233, 243, dont les collecteurs sont montrés, comme étant reliés à la tension de fonctionnement de +6,2 volts ont leurs bases reliées aux bases des transistors 201 et 203 respectivement. Les émetteurs des transistors 233, 243 fournissent des niveaux de tension logique de +2 et +3 Y^-,-,, appropriés JDHj .D-ft 25 pour être appliqués directement aux détecteurs synchrones montrés sur les figures 7, 3 et 9. L'émetteur du transistor 233 est relié à la masse par un diviseur de tension comprenant les résistances 235 et 237, le point milieu de ce diviseur étant relié à la base d'un autre 30 transistor émettodyne 239. La résistance 241 relie la sortie de l'émetteur du transistor émettodyne 239 à la masse. Le diviseur de tension réduit les tensions logiques d'un facteur 3/4, et chacun des transistors émettodyne 233 et 239 produit une chute d'un V„ au passage du signai. Les tensions logiques ^5 fournies par la résistance 241 sont alors, pour les deux états logiques, + 1 /4 et -r* /2 Vg-g, au-dessus de la masse. BAD ORIGINAL 70 46223 2077572 Ces tensions logiques sont particulièrement convenables pour des transistors de commutation dans lesquels les émetteurs sont sensiblement au potentiel de la masse. Un déplacement identique est réalisé par le montage en série des résistances 247 et 249 procurant une division de tension pour le transistor émettodyne 243. Le point milieu entre les résistances 247 et 249 est couplé à la base du transistor 245-Le transistor 243 est agencé comme un émetteur-follower avec son collecteur relié à la tension +6,2 volts et son émetteur relié à la masse par la résistance 25'1 , par l'intermédiaire de laquelle, des tensions logiques de sortie peuvent être prises ou prélevées. . . On peut voir en considérant le fonctionnement du module compteur représenté sur la figure 2 que ce compteur peut, être utilisé comme un diviseur de fréquence, tel que le diviseur de fréquence 28 décrit à propos de la figure 1. Si le■signal de déclenchement fourni au transistor 219 est un signal carré ayant une fréquence fondamentale de 228 KHz.comme engendré par l'oscillateur 26 de la figure 1, le compteur de la figure -2 produit des signaux de sortie carrés complémentaires par les résistances 241 et 249 à 114 KHz, comme il est requis pour le diviseur de fréquence 28. En outre, grâce à l'interconnexion convenable d'une pluralité de compteurs comme représentés sur la figure 2, les fonctions supplémentaires de sélection et de division de fréquence attribuées aux diviseurs de fréquence 30, 34, 58 et au sélecteur de phase 32 de la figure 1 peuvent être prévues. L'interconnexion de deux ou plus de tels compteurs est avantageusement réalisée par des.circuits réalisant les fonctions logiques AKD et OR. Par exemple, si on désire déclencher le compteur de la figure 2 au moyen de soit le signal de déclenchement illustré et fourni à la base du transistor 219 ou bien par un deuxième signal de déclenchement (tel que celui de la sortie d'un deuxième compteur), un transistor supplémentaire ayant sa base couplée à la sortie du deuxième compteur et son collecteur et son émetteur directement reliés aux électrodes correspondantes du transistor 219, peut être utilisé pour réaliser une telle fonction logique ÔR. Une telle fonction OR serait réalisée en utilisant la BÂD ORIGINAL 70 46223 19 2077572 convention logique positive (c'est-à-dire, logique "I" définie par une tension plus grande- qu'une logique"0"). Pour réaliser une fonction logique AND en utilisant une convention logique positive, il est commode dans 3e cas présent d'appliquer la 5 technique bien connue consistant à fournir une fonction OR dans une convention logique négative utilisant des compléments de données et inversant ensuite la sortie de la fonction OR. Dans le compteur représenté, les sorties logiques proviennent des transistors de sortie du compteur, tel que le transistor 239, 10 et les émetteurs de tous les transistors de sortie pour une fonction OR négative particulière sont couplés à une résistance unique telle que la résistance 241 . Un inverseur convenable comprend un transistor 253 qui est monté de la façon représentée. En fonctionnement, si une sortie logique passant par la 15 résistance telle que 241, est une logique "1" (1 1/4 "^gg) » alors, un "1" sera fournit via la résistance 155 à la base du transistor 253 pour le rendre conducteur, le signal de déclenchement vers le transistor 219 sera bloqué et le flip-flop 201, 203 ne changera pas d'état en réponse à une impulsion de déclenchement. Cependant., 20 si le signal d'entrée vers le transistor 253 est une logique "0" (V-pfiji/2 comme il a été décrit ci-dessus), le signal de déclenchement passera dans le transistor 219 pour changer l'état du flip-flop 201, 203. Une pluralité de signaux de sortie peuvent provenir 25 immédiatement de l'un ou l'autre côté du flip-flop 201, 203 par couplage, en parallèle avec le transistor 239, de transistors supplémentaires ybels que le transistor 257^, pouvant être reliés à un circuit de porte du type représenté par le transistor 253. En se reportant maintenant à la figure 3 des dessins, une 30 pluralité de compteurs et de circuits logiques d'interconnexion sont représentés sous forme de schémas-blocs. Chacun des compteurs peut être identique au compteur décrit à la figure 2, tandis que les fonctions logiques (AHD et OR) peuvent être réalisées de la manière et par les moyens décrits à propos cle ladite figure 2. 35 Une convention logique positive est supposée dans la discussion qui suit. Pour plus de simplicité, le schéma représenté sur la figure 3 illustre les interconnexions utilisant des circuits logiques BAD ORIGINAL, 70 46223 20 2077572 positifs AKD. Cependant, il convient de se rappeler, comme il a été dit à propos de la figure .2, que la fonction AND est particulièrement facilement réalisée dans le domaine présent en fournissant le complément d'un signal particulier à une certaine 5 disposition de circuit tel que la résistance 255 et le transistor 253 avec le transistor 219- En se reportant à la figure 3 et aussi à 'la figure 4, un oscillateur 228 KHz commandé en tension 26 fournit une onde de sortie continue sensiblement sinusoïdale à un circuit limiteur 10 310, la sortie duquel est constituée par une onde carrée continue présentant une fréquence fondamentale de 228 KHz (onde A sur la figure 4). l'onde carrée A de 2*28 KHz est fournie à l'entrée (T) d'un premier circuit bistable et diviseur de fréquence ou flip-flop 312 qui. produit à ses bornes de sortie("0", "1") des ondes 15 carrées complémantaires de 114 KHz (ondes B, B sur la figure 4) présentant des transitions positive^ et devenant négatives coïncidant avec les transitions devenant positives de l'onde A. l'onde carrée de .sortie de 228 KHz du limiteur 310 est également fournie à un circuit inverseur 314 qui produit à sa sortie une 20 onde carrée de 228-KHz (onde Â sur la figure 4) qui est complémentaire à ou inversée avec la sortie du limiteur 310. Autrement dit, chaque transition devenant négative de l'onde Â coïncide sensiblement avec une transition devenant positive de l'onde A et viee versa. 25 Un. deuxième flip-flop 316, prévu pour changer d'état en synchronisme avec seulement celles choisies parmi les transitions devenant positives de l'onde Â, produit à sa .borne de sortie ("1") une impulsion asymétrique (onde C sur la figure 4). les transitions devenant positives et devenant négatives-de l'o.nde C 30 se produisent sensiblement simultanément avec les transitions . choisies devenant positives de l'onde Â. La manière suivant laquelle l'onde C se développe, sera discutée ci-après. Un troisième flip-flop 318 prévu pour fournir des ondes de sortie carrées complémentaires présentant une fréquence fondamentale 35 de 38 KHz, est déclenché' à sa borne d'entrée (T) lors de la production simultanée d'une transition devenant positive dans l'onde A et d'un état ou d'une condition "élevée" ("1") de l'onde BAD ORIGINAL 70 46223 21 2077572 C. Le déclenchement du flip-flop 318 est réalisé en couplant la sortie de 228 KHz du liir.iteur 310 (onde A) et la sortie asymétrique du flip-flop 316 (onde C) à un circuit logique AÏÏD 320. La sortie du eircuit AND 320 est couplée à l'entrée de 5 déclenchement (T) du flip-flop 318 pour produire aux homes de sortie ("0", "1") du flip-flop 318 des ondes carrées complémentaires (ondes D, D) ayant une fréquence fondamentale de 38 Hz. Les ondes D, D produites à la sortie du flip-flop 318 sont convenables pour pouvoir être appliquées au détecteur synchrone de sous-10 porteuse 40 de la figure 1. La combinaison des flip-flops312, 316 et 318 peut être considérée comme l'équivalent des diviseurs de fréquence 28 et 30 de la figure 1 et sert à diviser en fréquence la sortie 228 KHz du limiteur 310 (onde A) par un facteur six. Il convient de .noter que chaque transition des ondes D et D 15 se produit en synchronisme avec une transition devenant positive de l'onde A 228 KHz. Ur_ quatrième flip-flop 322 prévu pour fournir des ondes de sorties carrées complémentaires (ondes E, E) présentant une fréquence fondamentale de 19 KHz, est également prévu . Le 20 déclenchement du flip-flop 322 est réalisé en couplant la sortie 228 KHz du limiteur 310 (onde A), la sortie asymétrique du flip-flop 316 (onde C) et l'une des sorties 38 KHz du flip-flop 318 . (onde B) à un circuit logique AED 324. La sortie du circuit AND 324 est reliée à l'entrée (T) du flip-flop 322 pour produire 25 les ondes de 1 9 KHz requises pour faire fonctionner le détecteur AFPC 36 de la figure 1 . Il convient de noter que chaque transition des ondes E, Ë se produit en relation dans le temps avec une transition devenant positive de l'onde A, comme c'était le cas pour les ondes de 38 KHz D, D. Les transitions de la sortie du 30 flip-flop 322 se produisent par conséquent sensiblement simultanément avec les transitions de la sortie du flip-flop 318. Il convient également de noter que les transitions devenant positives de l'onde E coïncident avec les transitions devenant négatives de l'onde D. Cette correspondance dans le temps, qui est constamment 35 maintenue en raison du fait que les flip-flop 318 et 322 sont déclenchés en parallèle par l'onde A, assure une détection synchrone précise de l'information stéréophonique du signal de différence, bad original 22 70 46223 2077572 . ce qui minimise la diaphonie comme il apparaîtra ci-après dans la discussion de la figure 7- Un cinquième flip-flop 328 prévu pour fo.urnir des ondes de sortie carrées complémentaires (ondes F,F) . ayant une fréquence fondamentale de 19 KHz, mais sensiblement en 5 quadrature par rapport aux ondes E, §, est également prévu. Le déclenchement du flip-flop 328 est réalisé par couplage de l'une des sorties 38 KHz du flip-flop 318 (onde D), de l'une des sorties 19 Eïz du flip-flop 322 (onde E) et de l'une des sorties 19 KHz du flip-flop 328 (onde F), à un circuit logique AED 330. En outre, 10 l'autre sortie du flip-flop 318 (onde D), l'autre sortie du flip-■ flop 322 (onde Ë) et l'autre sortie du flip-flop 328 (onde F) sont couplées à un autre circuit - logique AED 322. Les sorties des circuits AED 330, 332. sont combinées dans un circuit logique OR 334 et la sortie du circuit OR 334 est à son tour couplée à 15 l'entrée (T) du flip-flop 328. Tandis que chacun des flip-flops 312, 316, 318 et 322 est déclenché par l'une des ondes 228 KHz A , Â, le flip-flop 328 est alimenté seulement par l'information de ■ déclenchement provenant des autres flip-flops associé-s. Les ondes F, F sont par conséquent légèrement retardées par rapport aux ondes 20 initiales ou de base de temps A, A. 0e retard n'altère pas fondamentalement le-fonctionnement du détecteur de présence du signal pilote 60 dans lequel les ondes F, F sont utilisées, à l1exception.du fait qu'une tension de sortie légèrement réduite est obtenue du détecteur 60. Cependant, le retard est-utilisé d'une 25 manière avantageuse avec le fonctionnement d'un circuit d'extension ou d'allongement d'impulsion, comme il sera décrit- ci-après en se reportant. à la figure '8. La manière suivant laquelle la sortie asymétrique (onde C) du flip-flop 316 est produite, sera.maintenant expliquée. Le déclenchement du flip-flop 316 est réalisé en couplant la sortie 228 KHz de l'inverseur 314 (onde A), la sortie 114 KHz du flip-flop 312 (onde B) et la sortie 38 KHz du flip-flop 318 (onde D) à un circuit logique AED 336. En outre, la sortie 228 EHz de 35 l'inverseur 314 (onde A), l'autre sortie 114 kHz du flip-flop 312 (onde B) et l'autre sortie 38 KHz du flip-flop 318 (onde D) sont couplées à un circuit logique AED 338. En outre, la sortie 228 KHz de l'inverseur 314 (onde Â), la sortie 38 KHz mentionnée BAD ORIGINAL 70 46223 23 2077572 en premier lieu du flip-flop 318 (onde D) et la sortie du flip-flop 316 (onde C) sont couplées à un circuit logique AND 340. Les sorties des circuits AND 336, 338, 340 sont combinées dans un circuit logique OR 342, la sortie duquel est à son tour 5 reliée à l'entrée de déclenchement (T) du flip-flop 316. Etant donné que chacun des circuits AND 336, 338, 340 est alimenté par l'onde de déclenchement A de 228 KHz, et étant donné que, comme on l'a remarqué ci-dessus à propos de la figure 2, le flip-flop 316 (aussi bien que les autres flip-flops représentés) 10 changent d'état, si tant est le cas seulement en appliquant une impulsion de déclenchement devenant positive, il est apparent que le flip-flop 316 changera d'état lors de la production des transitions choisies parmi celles devenant positives de l'onde A. Ceci contraste avec les autres flip-flops 312, 318, 322, 328 15 qui changent d'état sensiblement lors de la production de transitions devenant positives de l'onde A, lesquelles sont déplacées d'une demi-période de l'onde 228 KHz à partir des transitions devenant positives de l'onde A. Une autre caractéristique de la sortie du flip-flop 316 est que ses parties 20 élevée ("1") et basse ("0") sont de durée inégale (c'est-à-dire que l'onde C est assymétrique). Une telle onde asymétrique est particulièrement avantageuse pour ce qui est de la production des ondes 38 KHz D, D, qui nécessitent la division de l'onde A 228 KHz par un facteur six (un nombre qui n'est pas une puissance 25 entière de deux). Dans le système diviseur de fréquence décrit ci-dessus, il convient de noter que l'oscillateur 26 est prévu pour fonctionner à un harmonique pair de la fréquence de sous-porteuse 38 KHz et également à un harmonique pair de la fréquence pilote 19 KHz. 30 La sélection de la fréquence de fonctionnement de l'oscillateur 26 facilite de cette façon la production (ou le pilotage de chacun des bords menant et de queue de l'onde engendrée de commutation 38 KHz depuis une polarité unique de l'onde de sortie à impulsions d'horloge de l'oscillateur. Les points moyens de passage au zéro 35 de l'onde de commutation de 38 KHz sont par conséquent précisément contrôlés pour fournir, comme il apparaîtra ci-dessous, une bonne séparation des signaux audio détectés et stéréophoniquement BAD ORIGINAL 70 46223 24 2077572 liés. D'autres correspondances de chronométrie sont possibles, mais le système décrit ci-dessus augmente la simplicité des circuits logiques et diviseurs de fréquence. 5 II est également possible de produire les séries requises d'ondes complémentaires et carrées de sorties en utilisant différentes fonctions logiques de celles utilisées dans l'appareil représenté sur la figure 3. Par exemple, en ce qui concerne la production d'un signal de sortie du flip-flop 316, le circuit AED 10 340 peut être alimenté avec les entrées Â, C et B plutôt que les entrées A, C et D représentées sur la figure 3» Dans l'un ou . l'autre cas, il en résultera des ondes identiques à celles représentées sur la figure 4. D'autres modifications sont également possibles. 15 II convient de noter que chacun des flip-flops,lors de la mise en route initiale du système, peut être dans l'un ou l'autre des états logiques ("1" ou "0"). Pour obtenir les correspondances désirées dans le temps entre les sorties des divers flip-flops, les circuits logiques précédent de tels flip-flojs sont prévus 20 pour tenir compte de l'existence de ces deux possibilités. Par exemple, le flip-flop 316 peut initialement être dans l'un ou l'autre état ("1" ou "0") lorsqu'une impulsion de déclenchement est fournie via le circuit OR 342. Le circuit AHD 340 est prévu de sorte que les transitions devenant positives et devenant 25 négatives de l'onde C, comme représentées sur la figure 4, ne sont pas transposées mais se produisent suivant la correspondance illustrée par rapport aux autres ondes. Les circuits logiques associés aux flip-flopsrestants sont également prévus pour fournir les ondes représentées sur la figure 4. 30 La manière suivant laquelle les ondes de sortie carrée B, B, D, D jE, Ë, E, ï sont utilisées dans la plaquette de décodage 22, sera expliquée ci-après en se reportant aux figures 6, 7, 8 et 9-En se reportant à la figure 5, on voit qu'on a représenté un schéma d'un amplificateur de signal composite stéréo prévu pour 35 fournir des signaux stéréo.composites équilibrés de la manière décrite à propos de l'amplificateur 24 de la figure 1. L'amplificateur stéréo représenté est particulièrement apte à être réalisé sous bad original 70 46223 25 2077572 10 forme de plaquette 22 de circuit intégré comme il apparaît sur la figure 1. Dans la figure 5, le signal composite produit par un tuner MF est couplé au moyen d'une capacité 501 extérieure à la plaquette 22 et d'une borne , de la plaquette 22 à un amplificateur différentiel équilibré. Chaque moitié de l'amplificateur différentiel peut être caractérisée comme un émetteur-follower dans lequel l'impédance de charge de l'émetteur comprend un régulateur-shunt. Plus précisément, une moitié de l'amplificateur différentiel comprend un transistor émettodyne 503 ayant une impédance de charge d'émetteur variable avec le signal, comprenant la jonction collecteur-émetteur d'un transistor régulateur-shunt 505, l'émetteur du transistor 505 étant couplé à la masse au moyen d'une résistance 50?. le collecteur du transistor 505 est directement relié à l'émetteur du transistor 503 et à une borne d'une résistance de charge de sortie différentielle 509. Le collecteur du transistor 503 est couplé à une source de tension (B+) (telle que +8,5 volts) au moyen d'une résistance 511. Les signaux d'entrée composites sont couplés depuis la 20 borne T ■ à la base du transistor 503 au moyen d'un transistor émettodyne à montage Darlington 513. Le courant de collecteur du transistor 503 est maintenu sensiblement constant lorsque le signal d'entrée composite varie en raison d'un système de réaction couplé depuis le collecteur du transistor 503 à la base du tran-25 sistor à impédance variable 505. Le système de réaction comprend un transistor émettodyne 5^5 et un circuit de déplacement de tension continue comprenant un transistor formant source de courant 517 ayant son émetteur couplé à la masse au moyen d'une résistance 519 et son collecteur couplé et l'émetteur du transistor 515 via une résistance chutrice 52;. Le collecteur du transistor 517 est couplé à la base du transistor à impédance variable 505 par une série de transistors émettcd.ynes en cascade 523, 525 et 527 qui sont munis de résistances respectives 529, 53' et 533 retournant à la masse. Une résistance 535 est couplée entre l'émetteur du transistor-suiveur 523 et la base du transistor-suiveur 525. Une tension de polarisation est fournie à la base du transistor 517 au moyen des transistors émettodyne s 53"? et 30 35 BAD ORfGfNAt 70 46223 26 2077572 539 ayant des résistances d'émetteur associées 541 et 543. Le transistor émettodynes 537 est directement couplé au transistor 523 en parallèle avec le transistor émettodyne 525 au moyen d'une résistance 545 égale à la résistance 535- Des signaux de courant 5 alternatif sont dérivés à 1'-entrée du transistor 537 au moyen d'une capacité 78a couplée à la borne et montée extérieurement à la plaquette formant décodeur 22 (voir figure 1). la capacité 78a est à la masse. Les configurations décrites ci-dessus assurent que la 10 - tension continue de polarisation de base appliquée au transistor .517 et la tension de polarisation de base appliquée autransistor 505, sont égales. Autrement dit, chacun des transistors 505 et 517 est alimenté par une tension continue de polarisation de base provenant de la même source (l'émetteur du transistor 523) au 15 moyen de composants qui sont sensiblement identiques. Les bases des transistors 505 et 517 peuvent être considérées, comme étant directement reliées l'une à l'autre pour autant quTil s'agisse d'une tension continue de polarisation. Il convient de noter que la résistance 507 du transistor 505 est deux fois aussi grande que 20 la résistance 519 du transistor 517- Cependant, la résistance 519 est également couplée à un transistor correspondant de source de courant 547 associé à l'autre moitié de l'amplificateur différentiel illustré et est par conséquent alimentée par deux or- fois le courant continu fourni à la résistance 507- Les chutes de tension continue par la résistance 507 et 519 sont par conséquent égales et les tensions continues de polarisation base-émetteur des transistors 505 et 517 seront sensiblement égales. Par conséquent, les courants continus de repos (aucun signal) aux 30 collecteurs des transistors 505 et 517 seront sensiblèment identiques pour des structures de transistor identiques comme dans le cas du circuit intégré. La deuxième moitié de l'amplificateur différentiel représenté est identique à la première moitié décrite ci-dessus 35 à l'exception du fait que la base du transistor émettodyne 549 à courant de collecteur constant, ne reçoit pas de signaux, mais est maintenu à une tension continue sensiblement fixe au moyen d'un diviseur de tension comprenant une résistance 551 et une diode BAD ORIGINAL 70 k6223 2077572 zener 553 reliées entre une source de tension (B+) et la masse, la jonction de la résistance 551 et de la diode 553 étant couplée par un transistor émettodyne 555 en montage Darlingtcn, à la base du transistor 549- La base du transistor 513 dans la moitié de 5 l'amplificateur différentiel qui a été décrit précédemment est également relié à la diode zener 553 au moyen d'une résistance 557. v De la même manière qui a été décrite ci-dessus a. propos des transistors 505 et 517, les courants de repos du collecteur des 10 transistors 547 et 559 sont sensiblement égaux l'un à 1*autre et, en raison de la liaison différentielle via la résistance 519, les quatre courants de repos des collecteurs (517, 505, 547, 559) sont tous sensiblement égaux. En outre, toutes les tensions de polarisation de base aux pointe identiques dans les deux moitiés 15 de l'amplificateur sont sensiblement égales (par exemple les tension aux bases des transistors 517 et 547 sont égales et les tensions aux bases des transistors 503 et 549 sont égales). L'amplificateur fournit par conséquent une bonne réjection en mode commun des tensions continues de polarisation. Une autre 20 conséquence de la liaison différentielle via la résistance 519 est que les tensions de polarisation de base d'une pluralité de transistors de sortie tels que les transistors 561 et 563, seront toutes égales. Au repos (aucun signal), un courant sensiblement nul s'écoule dans la résistance 509 qui est montée entre les 25 émetteurs des transistors 503 et 549. Autrement dit, ces émetteurs sont sensiblement à 'la même tension continue 2 en dessous de la tension passant dans la diode zener 553- En fonctionnement, les signaux composites appliqués à la borne via la capacité 501 tendent à moduler ou faire varier 30 le courant de collecteur des transistors 503 et 549 de manière différentielle. Cependant, les circuits respectifs de réaction reliés depuis les collecteurs des transistors 503 et 549- aux bases des transistors 505 et 559, font varier les impédances des transistors 505 et 559 de façon à maintenir sensiblement 35 constants les courants de collecteur des transistors 503 et 549. Par exemple, si le signal d'entrée composite augmente positivement, ce qui tend à augmenter la conduction du transistor 503, le circuit associé de réaction fournit un signal moins positif à la base du BAD ORIGINAL 70 46223 28 2077572 transistor 505, qui augmente l'impédance (fait décroître la conduction) du transistor 505. Au même moment, le signal d'entrée appliqué tend à diminuer la conduction du transistor 549 (signal couplé à l'émetteur du transistor 549 via les transistors 5*13, 503 5 et la résistance 509). Le circuit de réaction de la deuxième moitié de l'amplificateur amène le transistor 559 à accroître la conduction pour maintenir le courant de collecteur du transistor 549 sensiblement constant. Le courant passe depuis le transistor 503 via la résistance 509 au transistor 559. Le courant diminué de 10 collecteur du transistor 505 et le courant augmenté de collecteur du transistor 559 représentent le signal d'entrée composite amplifié. Des signaux de sortie composites en opposition de phase et amplifiés sont obtenus en reliant, par exemple, les circuits émetteur-base du l'un ou plusieurs des transistors,. tels que les 15 transistors 561 et 563 en parallèle avec les circuits base-émetteur des transistors 505 et 559 afin de réaliser des répéteurs ou amplificateurs de courant pour coupler ou relier les signaux de sortie, par exemple, aux détecteurs 36, 40, 60 et 68 de la figure 1 . 20 L'amplificateur de signal composite 24 est conçu de manière à fournir une amplification linéaire des signaux dans la gamme 10-150 KHz et pour fournir de tels signaux amplifiés à une pluralité de circuits de charge à impédance variable via les transistors 561 et 563, comme il sera décrit ci-après. 25 Afin d'assurer une mise en marche rapide de l'amplificateur 24 lorsqu'on alimente le récepteur, des moyens sont prévus pour charger rapidement les capacités de filtrage relativement grandes 78a et 78b. Les moyens de charge de la capacité 78a comprennent un transistor 55'5 dont le collecteur est couplé à la tension 30 principale (E+), dont l'émetteur est relié à la capacité 78a à la borne et dont la base est reliée à une source de signaux de commutation. La source de signaux de commutation est prévue peur commuter le transistor 565 dans un état de conduction ou de basse impédance à la mise en marche du récepteur et pour commuter 35 le transistor 565 dans un état de non conduction ou d'impédance élevée après qu'un intervalle de temps prédéterminé s'est écoulé. La source de signaux comprend un transistor 567 dont le collecteur BAD ORIGINAL 70 46223 29 2077572 est relié à la tension principale d'alimentation (B+) via les résistances montées en série 569 et 571, dont l'émetteur est mis à la masse via une résistance 573 et dont la base est couplée, par exemple, à la base d'un transistor 517- Le collecteur du 5 transistor 567 est directement relié à la base du transistor 565-Les moyens de charge de la capacité 78b comprennent deux transistors supplémentaires et une résistance d'émetteur (non représentée) qui sont reliés de la même manière que les transistors 565, 567 et la résistance 573 à la tension B+. La base du 10 transistor supplémentaire correspondant au transistor 567 est reliée à la base du transistor 547, tandis que l'émetteur du transistor supplémentaire correspondant au transistor 565 est relié à la borne T-jg- Le circuit représenté de mise en marche associé à la capacité 78a sera maintenant décrit- Le circuit identique 15 associé à la capacité 78b fonctionne de la même manière. En fonctionnement, lorsque la tension principale B+ du récepteur est fournie, le transistor 565 devient conducteur sensiblement immédiatement, étant donné que la tension B+ est appliquée directement à sa base. Le transistor 567 se trouve dans 20 un état d'impédance élevée à ce moment là. La capacité 78a se charge rapidement via le transistor 565 et une polarisation de fonctionnement s'établit aux bases des transistors 537, 539, 517 et 567- Lorsque le transistor 567 devient conducteur, la tension à la base du transistor 565 diminue pour tendre à mettre hors circuit 25 ou dans un état non conducteur le transistor 565- Lorsque la capacité 78a atteint une tension de repos désirée prédéterminée, le transistor 565 se ferme et demeure dans cet état jusqu'à ce que le récepteur soit à nouveau éteint et rallumé. En se reportant à la figure 6 des dessins, un oscillateur 30 contrôlable particulièrement adpaté pour être fabriqué suivant les techniques des circuit?intégrés et pouvant fonctionner à une fréquence de 228 KHz comme indiqué dans la plaquette 22 portant le circuit de décodage stéréo de la figure 1, est représenté. Dans cette figure 6, les éléments qui sont également représentés sur la f.igure 1; sont 35 désignés par les mêmes repères utilisés dans ladite figure 1 - L'oscillateur contrôlable est du type représenté dans le brevet américain (Sériai n° 862 705) ayant pour titre "oscillateur BAD ORIGINAL 70 46223 30 2077572 contrôlable" et dép.osé le 1 Octobre 1969 au nom de Steven Steckler. L'oscillateur 26 est prévu pour fournir des ondes ou signaux . de sortie sensiblement carrés (ondes A, Â de la figure 4) présentant 5 une fréquence fondamentale de 228 KHz et une relation temporelle prédéterminée par rapport au signal pilote de 19 KHz produit à la sortie de l'amplificateur 24 de signal composite afin de piloter le fonctionnement des circuits diviseurs de- fréquence représentés sur la figure 3. 10 L'oscillateur 26 comprend un système d'amplification comprenant un circuit réactif accordé relié"dans un circuit ou ■ montage, de réaction positif entre la sortie et l'entrée de l'amplificateur. L'amplificateur est prévu comme un amplificateur différentiel et comprend des transistors à émetteurs couplés 15 611 et 619 reliés à une résistance commune 613 qui retourne à la masse. Le circuit réactif accordé -comprenant l'inducteur 82 . et la capacité 80 est -monté entre un point du potentiel de référence (masse) et une borne commune entrée-s'ortie 607 de l'amplificateur différentiel,- la borne commune étant 1a-base d'un 20 transistor 609 disposé suivant une configuration ou un montage■ - Darlington avec 'le transistor 611. Le transistor 619 est également associé au transistoi" 617 suivant un second montage Darlington identique. Les collecteurs des transistors 609 et 611 sont directement reliés à la tension B+, tandis que les collecteurs 25 des transistors 617 et 619 sont reliés à B+ via une résistance de charge 615. Les collecteurs'couplés des transistors 617 et 619 'sont reliés à la borne entrée-sortie 607 via un système de déplacement'de tension continue comprenant un transistor PHP 603 ayant son émetteur relié à B+ via une résistance- 621, sa base 30 reliée à une résistance 615 et son collecteur relié à la jonction de l'anode d'une diode 623 et de la base d'un transistor 601. La cathode de la diode 623 est à la masse. Une résistance 605 est montée entre l'émetteur du transistor 601 et la masse, tandis que le collecteur du transistor 601 est directement relié à- la base Comme on l'a remarqué à propos de la figure 1, l'indueter / et la capacité 80 sont montés à l'extérieur de la plaquette r / BAD ORIGINAL 70 46223 31 2077572 circuit irtégré 22 et sont reliés à la plaquette 22 via les bornes et T^. La base du transistor 617 est reliée à la borne T^, point auquel la tension continue est sensiblement égale à celle qui se trouve à la borne cette dernière borne étant 5 reliée à la base du transistor 6C9. Les signaux de sortie produits par la résistance 615 sont envoyés via un transistor émettodyne 677 et des moyens appropriés 671 d'inversion et de déplacement de tension,aux bornes de sortie A et Â. Un système d'échantillonnage du courant est associé au 10 circuit résonant comprenant l'inducteur 82 et la capacité 80, et comprend un transistor émettodyne 625 à courant constant relié à un transistor 627 à charge variable ou régulateur-shunt. La base du transistor 625 est polarisée à une tension sensiblement fixe au moyen d'une alimentation de référence comprenant la 15 combinaison en série d'une résistance 629 et d'une diode zener 6J1 couplée par l'alimentation B+. Une réaction pour réaliser la régulation du courant dans le transistor émettodyne 625 est prévue à partir du collecteur du transistor 625 jusqu'à la base du transistor 627 grâce à un circuit de déplacement de 20 tension comprenant une diode polarisée dans le sens direct 635» une diode zener 637 et une résistance 639 à la masse. L'émetteur du transistor 625 est directement relié à la borne T, associée à l'inducteur 82. Le collecteur du transistor 627 est directement relié à la borne via la voie émetteur-collecteur d'un 25 transistor à conduction contrôlable 641. Le transistor 641, et avec lui le transistor 643 et la transistor 627 fonctionnant de la même manière, réalisent un système diviseur ou séparateur de courant pour fournir un courant de réaction contrôlable en parallèle avec l'inducteur 82, comme il est expliqué en détail 30 dans la demande de brevet américaine (Sériai n° 862 759), ayant pour titre "étage de déplacement de signaux", et déposée le 1 Octobre 1969 au nom de Steven Steckler. Des tensions continues différentielles contrôlables pour faire varier le courant de réaction fourni en parallèle avec l'inducteur 82, sont amenées vû- 35 aux transistors 641 et 643 via les transistors émettodynes 645 et 0 647 depuis un détecteur AFPC 36 de signal pilote, équilibré et 'à1' & synchrone. Le détecteur 36 comprend un premier détecteur différentiel f BAD QRtQÈNAL 70 46223 32 2077572 ayant un premier transistor 649 relié à l'une des sorties en opposition de phase de l'amplificateur de signal composite 24 représenté en détail sur la figure 5. Par exemple, le transistor 649 correspond au transistor 561 de la figure 5- le premier 5 détecteur-amplificateur différentiel de la figure 6 comprend en outre une paire de transistors de commutation 651 et 653 ayant leurs émetteurs reliés en commun au collecteur du transistor 649, leurs collecteurs reliés aux bornes respectives de sortie et Tp. et leurs bases couplées aux signaux carrés respectifs 10 complémentaires de sortie de 19 KHz (E, Ë) du flip-flop 322 de la figure 3. le détecteur 36 comprend également un second détecteur-amplificateur différentiel comprenant un deuxième^ transistor de signal composite 655 (correspondant au transistor 563 de la figure 15 5) dont le collecteur est couplé aux émetteurs d'une paire de transisto'rs de commutation 657 et 659. la base du transistor 655 est, par comparaison avec le transistor 649, reliée à la sortie opposée des sorties en oppostion de phase de l'amplificateur de signal composite 24 de la figure 5. les bases des transistors 20 657 et 659 sont respectivement couplées aux ondes de sortie carrées complémentaires B, E du flip-flop 322 de la figure 3. les collecteurs des transistors 657 et 659 sont relié aux bornes de sortie et respectivement. Autrement dit, les collecteurs des transistors 651, 653, 657 et 659 forment un montage croisé. 25 les collecteurs à montage croisé des transistors 653 et 657 sont reliés à une source de tension B+ au moyen d'une résistance de charge de collecteur 661 et, de la même façon, les collecteurs des transistors 655 et 659 sont reliés à la source de tension B+ au moyen d'une résistance de charge 663. Alternativement, afin 30 de minimiser les effets de mauvaise adaptation entre les résistances 661 et 663, des résistances de plus petite valeur peuvent être substituées ( par exemple 6K) et les extrémités de telles résistances éloignées des bornes et peuvent être reliées ensemble, la liaison nommée en dernier lieu étant à son tour reliée à la tension 35 de fonctionnement via une résistance commune supplémentaire (par exemple, également 6K, non représentée). Une capacité de filtrage de signal de sortie 38 est montée entre les bornes T. et TK à BAD ORIGINAL, 70 ^6223 33 2077572 l'extérieur de la plaquette. Des capacités supplémentaires de filtrage 673 et 675 sont reliées depuis chacune des cornes et Tr à la masse, à l'extérieur de la plaquette. Les capacités 673 et 5 675 sont prévues pour réduire la garnir.e dynamique des signaux détectés. Les émetteurs des transistors 649 et 655 sont à la masse au moyen des résistances 665 et 667 respectivement, et son reliés ou croisés par une résistance 669 afin d'augmenter le gain dans le détecteur. En fonctionnement, le circuit d'oscillateur représenté produit une onde sensiblement sinusoïdale à la borne ï- suivant une fréquence nominale de 228 KHz, la fréquence étant déterminée d'abord par l'inducteur 82 et la capacité 80. L'onde sinusoïdale produite par le circuit résonnant 82, 80 est limitée symétriquement par le fonctionnement de l'amplificateur différentiel 609, 611, 6'7, 619 et les composants associés, ce afin de produire une onde carrée sensiblement symétrique présentant une composante de fréquai ce fondamentale à 228 KHz dans la résistance 615. Cette onde carrée est couplée via le. transistor 677 et les moyens associés de déplacement de courant continu, à la borne A afin de produire une paire d'ondes de sortie carrées complémentaires à 228 KHz. La deuxième onde de sortie A à 22S KHz est fournie au moyen de moyens supplémentaires 671 d'inversion et de translation de tension. D'une manière-typique, les sytèmes de dépl aocmen t de tension produisent des ondes carrées ayant des niveaux de tension supérieur et inférieur de presque deux volts et nuls. Les ondes de sortie carrées A, A sont traitées par un diviseur de fréquence et des circuits logiques de la manière décrite ci-dessus à propos des figures 1, 3 et 4 afin de produire, entre autres ondes, une paire d'ondes carrées complémentaires de commutation à 19 KHz E, E, présentant une relation temporelle prédéterminée par rapport aux ondes carrées à 228 KHz A, A, comme représenté par les ondes correspondantes repérées et montrées sur la figure £. Toutes les tr&rsLtiQ-aall&nt au positif et allant au négatif de l'onde E coïncident avec les transitions allant au positif de l'onde A, les transitions allant au positif de l'onde E se produisant en coïncidence avec chaque douzième transition devenant r,csitive de l'onde A. BAD ORIGINAL 70 46223 34 2077572 La phase des ondes de commutation à 19 KHz E, E est comparée dans le détecteur AEPC 36 avec la phase du signal pilote à 19 KHz fournie par l'amplificateur 24. Des tensions continues différentielles sont produites aux bornes et T,_ lorsque le 5 signal pilote produit à la sortie de. 1'amplificateur 24' n'est pas en quadrature de phase (90°) par rapport aux ondes de commutation à 19 KHz E, E. La polarité de la tension continue aux bornes et î,- indique si le signal pilote rattrappe ou devance l'onde de commutation. Les tensions continues différentielles sont fournies 10 aux transistors diviseurs de courant 641 et 643 de.manière à produire un courant de réaction en parallèle avec le circuit accordé 82, 80 d'une grandeur suffisante pour changer la phase et/ou la fréquence de. 1.' oscillateur 26 afin de rétablir la relation requise de quadrature entre les ondes susmentionnées à 19 KHz. Les 15 nombreuses sorties des flip-flop représentés sur la figure 3 sont par conséquent maintenues en relation temporelle prédéterminée avec le signal pilote de sortie à 19 KHz. de l'amplificateur 24, ce qui permet d'utiliser des techniques de détection synchrone pour récupérer le signal pilote, le signal de différence stéréo 20 et l'information de bruit au-dessus de bande , comme il sera expliqué ci-^dessous en se reportant aux figures 7, 8 et 9. Les composantes non synchrones (c'est-à-dire toutes les composantes autres que le signal pilote à.19 KHz) du-signal composite stéréo appliqué, aussi bien que-les ondes- carrées de 25 commutation à 19 KHz E, E fournies aux bases des transistors. 651 * 653, 657, 659 ne produisent pas" de composantes de tension continue aux bornes de sortie T,, Tr en raison de la nature 4 5 synchrone du détecteur 36. D'autres composantes de fréquence plus élevée engendrées par le détecteur 36 sont supprimées à 30 la sortie du détecteur 36 par le filtrage passe-bas de la capacité 38 et des résistances associées. Il convient de noter qu'initialement, la fréquence de fonctionnement de l'oscillateur 26 peut être alignée ou accordée en mesurant les tensions continues aux bornes T. et IL en l'absence 4 5 35 d'un signal stéréo reçu, en accordant le récepteur sur un signal stéréo et ensuite en faisant varier l'inductance (telle que par uiyÉioyau d'accord) de l'inducteur 82 afin de rétablir les tensions BAD ORIGINAL 70 46223 35 2077572 précédemment mesurées. L'oscillateur 26 fonctionne alors à sa fréquence nominale de 228 KHz suivant une correspondance désirée dans le temps par rapport au signal pilote à 19 KHz reçu . Ce processus d'alignement est normalement réalisé en usine, mais, 5 étant donné sa simplicité et la non nécessité d'un appareillage complexe de contrôle, il peut être facilement réalisé par un technicien chez l'utilisateur. Ce processus constitue le seul alignement de fréquence qu'il est nécessiare de réaliser vis-à-vis de la plaquette entière 22 représentée sur la figure 1 et dans 10 les figures suivantes des dessins annexés. En se reportant à la figure 7 des dessins, on a représenté des moyens pour détecter le signal de différence (l-R) du signal composite stéréo et pour combiner un tel signal avec le signal audio de somme (L+R), de façon à produire de^éigiaux audio de 15 gauche et de droite en relation stéréophonique. Le détecteur de signal de différence illustré ainsi que les moyens associés (amplificateur matriciel) sont particulièrement aptes à être fabriqués en utilisant les techniques des circuits intégrés et sont prévus pour être tous reliés à l'amplificateur de signal 20 composite 24 (figures 1 et 5) et au flip-flop 318 (figure 3) à l'intérieur de la plaquette 22. Le détecteur de signal de différence représenté comprend un détecteur synchrone doublement équilibré ayant un premier et un deuxième transistors 701 et 703 qui correspondent aux transistors 25 561 et 563 de la figure 5. Les bases des/transistors 70"1 et 703 sont directement reliées à des sorties séparées des sorties de signaux composites en opposition de phase de l'amplificateur de signal composite 24 de la figure 5. Les émetteurs des transistors 701 et 703 sont individuellement mis à la masse par l'intermédiaire 30 des résistances 705 et 707 respectivement. Le collecteur du transistor 701 est directement relié ara émetteurs couplés d'une première paire de transistors de commutation 709, 711, tandis que le collecteur du transistor 703 est directement relié aux émetteurs couplés d'une deuxième paire de transistors de commutation 713, 715. 35 Les bases des transistors 709 et 713 sont reliées à l'une des sorties (D) d'ondes carrées complémentaires de 38 KHz du flip-flop 318 (figure 3), tandis que les bases des transistors 711 et 715 sont BAD ORIGINAL 70-46223 36 2077572 reliées à l'autre deg&orties (D) de l'onde carrée complémantaire à 38 KHz. Une source de tension (B+) est reliée aux collecteurs de chacun des transistors 709 et 715 au moyen d'une résistance de sortie 717 et aux collecteurs de chacun des transistors 711 et 713 5 au moyen d'une résistance de sortie 719 sensiblement égale à la résistance' 717. Des signaux de sortie en opposition de phase comprenant les composantes démodulées de signal de différence Ql-R) et -(1- H)] sont produits par les résistances 717 et 719 et sont 10 couplés respectivement aux transistors émettodynes 721 et 723- Les transistors 721 et 723 sont utilisés comme sources de tensions pour produire les composantes désirées en opposition de phase du signal de différence en passant par les résistances 725 et 727 respectivement. L'information (L+R) est également produite, avec 15 lé- restant du signal composite, au travers des résistances 725 et 727 -exemple R) est couplée via la borne , uri>eircuit de désaccentua-tion 46 et un amplificateur audio^ aux moyens audio- de reproduction 25 tels qu'un haut-parleur. Les transistors 721 et 729 comprennent un amplificateur■matriciel 44 (figure 1), dont la sortie (par exemple L) est-couplée via la borne T^q, un circuit de désaccentuation 48 et un deuxième amplificateur audio^à des moyens audio de reproduction tel qu'un deuxième haut-parleur. 30 Afin de réduire la modulation des tensions base-émetteur des transistors 721 et 723 lorsque les courants de collecteur des transistors 729 et 731 varient, des signaux composites complémentaires vis-à-vis des signaux appliqués aux transistors 729 et 731, sont fournis depuis l'amplificateur 24 aux bases des transistors 35 de compensation 737 et 739. Les collecteurs des transistors 737 et 739 sont directement et respectivement reliés aux émetteurs des transistors suiveurs 721 et 723. Les émetteurs des transistors 737 BÀD ORIGINAL 70 46223 37 2077572 et 739 sont mis à la masse au moyen de résistances séparées 74' et 743. Lorsque les signaux de sertie produits par l'amplificateur de signal composite 24 varient, la conduction des transistors 731 et 739 varie également et en opposition (signaux d'entrée en opposition de phase). Par conséquent, la somme des courants (de collecteur des transistors 731 et 739 (qui chargent le transistor 723) demeure sensiblement constante. De la même façon, des variations dans la sortie de l'amplificateur 24 de signal composite ne produisent pas des variations dans la charge du transistor 721, étant donne que la somme des courants de collecteur des transistors 729 et 737 demeure sensiblement constante lorsque la sortie de l'amplificateur 24 de signal composite varie. Une composition précise des composantes du signal de somere et de différence n'est par conséquent pas compromise. Dans le fonctionnement du détecteur de signal -je différence de la figure 7, les ondes carrées de sortie complémentaires à 38 KHz du flip-flop 31 & (D, D) sont mainter^gg gn relation temporelle prédeterminee et appropriée 'par rapport au signai pilote reçu, comme il a ete expliqué cir'uessus à propos des figures 3 et 6 ce afin de réaliser une détection synchrone du signal de différence. Le détecteur synchrone équilibré comprenant les transistors 7CH,~ 709, 711 et les transistors 703, 713, 715 fournit des composantes complémentaires de signal comprenant des composante de tensions représentatives de (L-R) et -(L-R), respectivement par les résistances 717 et 719. Les composantes de tension du signal de différence sont associées via les transistors 721 et 723 et sont combinées, avant désaccentuaticn, aux résistances 725 et 727, aves des courants représentatifs de la composante du signal de somme (L+R) fournie par l'amplificateur 24. Les composantes de courant du signal de somme sont fournies par les transistors de source de courant 729 et 73' à leurs résistances respectives de charge "25 et 727. La superposition des sources de tensions du signal de différence et aes sources de courant du signal de somme fournit la composition désirée oui est sensiblement indépendante de la charge aux bornes de sortie et T,,. Les circuits i l 1 ■ de désaccentuaticn 46 et 4e couplés aux BAD ORIGINAL 70 46223 38 2077572 bornes T^q et modifient les signaux composés pour produire les composantes désirées de signal audio de gauche (L) et de droite (R). En raison de la nature doublement équilibrée du détecteur synchrone représenté et des caractéristiques passe-bande des 5 circuits de désaccentuation 46? 48, les composantes autres que les signaux désirés audio de gauche et de droite ne sont pas présentes au niveau des capacités de filtrage des circuits 46 et 48. La composition correcte des_-composante s de -signal--de--somme" et de. différence dépend en partie de l'adaptation des"~ cuurants 10 fournis par les transistors 701, 703, 729 et 731- Dans 1'environnement.du circuit intégré, une telle adaptation est réalisée relativement facilement en mettant les transistors sensiblement identiques 701, 703,729 , 731 et les résistances sensiblement'identiques d'émetteur 705, 707, 733 et 735, proches 15 les uns'des autres--gur_T^r^Tiquêttè 22. La composition correcte dépend également des rapports des résistances 717 et 719 sur les résistances 725 et 727 respective-. ment. Dans le système formant détecteur synchrone doublement équilibré et représenté, les transistors de commutation 709, 711, 713 et 715 reço'ivent. des ondes carrées symétriques à 38 KHz présentant une- phase correcte, .de sorte .qu'une détection complète de la sous-porte-use--du signal, de différence à 3.8 KHz est obtenue. Le pic résultant ou la valeur pic des composantes audio de fréquence du signal de différence détecté est en relation avec 25 , ' ~ l'onde porteuse à pic rectifié, à la sortie du détecteur, suivant un facteur 2/j7. L'onde porteuse de différence de pic pour le signal composite est donnée par des normes pour une émission stéréophonique, et égale à la cmmposante de somme de pics pour un signal de gauche seulement ou pour un signal de droite seulement. 30 - En conséquence, afin d.'obtenir.-une position convenable des signaux de somme et de différence, les résistances 717 et 719 sont choisies Tf!2 fois aussi fortes que les résistances 725 et 727 par lesquelles les composantes de- signal de somme sont produises. Le détecteur synchrone de signal de différence illustré dans 35 la figure 7 comprend en outre des moyens pour inhiber eu bloquer automatiquement le fonctionnement des circuits de détection du signal de différence, soit lorsque l'absence prolongée d'un signal bad original 70 39 2077572 pilote plus grand qu'une amplitude prédéterminée indique au'une émission non-stéréophonique (monophonique) va être reçue, soit lorsque le rapport signal sur bruit du signal reçu est jugé trop faible pour assurer une ^rfepçoduction stéréo satisfaisante. 5 la manière suivant laquelle un signai-^stéréo inhibiteur est obtenu, sexa^décrite ci-après en se reportant aux figures 8 et 9. Dans la discussion -qui va suivre, il est sltffisant de reconnaître qu'un tel signal inhibiteur ou de hlocîb^e est produit pour l'une quelconque des conditions susmentionnées. 10 Dans l'appareil représenté sur la figure 7, des signàa^ % stéréo inhibiteurs sont fournis à un amplificateur comprenant uî^-premier transistor 741 dont le collecteur est relié à une source daJension (B+), dont la base est reliée à une source de signaux stéréo inhibiteurs, et dont l'émetteur est relié via une résistance 15 743 à la base d'un transistor de commutation 745- l'émetteur du transistor 745 est relié à la masse et un signal de commutation est obtenu au collecteur de ce transistor par une résistance 747 couplée à la source de tension. La sortie du transistor de commutation 745 est couplée à une alimentation multiple de 20 polarisation du type décrit dans la demande de brevet américain (Sériai n° 680 483), déposée le 3 Novembre 1967» au nom de Allen LeRoy Limberg, et ayant pour titre "circuits électriques". Tel qu'utilisé présentement, le terme est défini comme étant la chute de tension au travers de la jonction base-émetteur d'un 25 transistor normalement conducteur (par exemple approximativement 0,65-0,7 volt pour les transistors au silicium tels qu'ils sont fabriqués dans les circuits intégrés). Les alimentations en tension de référence (habituellement intérieures au circuit intégré) qui fournissent un ou plusieurs multiples entiers de la tension 30 par rapport à la masse suivant une faible impédance,- sont appelées "alimentations à multiples de . Dans le cas présent, l'alimentation à multiple de comprend un transistor 749 et un transistor 751 couplés ensemble suivant un circuit de réaction négative. Le collecteur du transistor 749 est couplé à la source 35 de tension tandis qu'une pluralité de résistances 753, 755, 757 sont montées en série entre l'émetteur du transistor 749 et la masse. La jonction des résistances 755 et 757 est reliée à la base du BAD ORIGINAL 70 46223 40 2077572 transistor 751. L'émetteur du transistor 751 est relié à la masse, tandis que le collecteur du transistor 751 est directement relié à la "base du transistor 749. Comme, il a été expliqué dans la demande de brevet susmentionnée(Sériai n° 680 483), lorsque les transistors 5 749 et 751 sont conducteurs, . une tension égale à Ygg existe à la. résistance 757. La résistance 757 est choisie plus petite que . l' impédance, base-émetteur du transistor 751 et les. résistances supplémentaires 753, 755 sont choisies plus petites que.les impédances d'entrée des circuits respectifs auxquels elles sont 10 couplées. Dans ce cas, des tensions sont produites à chacune des résistances en .série 753, et 755, égales au produit de Y^ et âu rapport entre la résistance particulière (753 ou 755) et la résistance 757. Plus précisément., dans le circuit représenté sur la figure 7, des tensions de 7 Yp^ et .4 Ygg sont obtenues à 15 l'émetteur du transistor 749 et à la jonction de^ésistances 753 et 755 respectivèment . . ....... La jonction des résistances 753 et 755 est reliée aux hases d'une paire de. transistors stéréo suppresseurs bu inhibiteurs 759 et 761. Les émetteurs des transistors 759 et 761 20 sont respectivement reliés aux émetteurs couplés des transistors de commutation. 709, 71,1 et aux émetteurs couplés des transistors de commutation 713, 715. Les collecteurs des transistors 759 et 761 sont directement reliés.ensemble et cette jonction de collecteur, est reliée ..aux émetteurs, des transistors diviseurs de 25 courant 763 et 765 via des résistances séparées 767 et 769. Les bases des transistors 763 et 765 sont directement reliées à l'émîetteur. du transistor 749 (7 Y^ lorsque l'alimentation à multiples, de fonctionne). Les collecteurs des transistors 763 et 765 sont respectivement reliés aux résistances 717 et 719-30 Un circuit de réaction est monté entre l'entrée et la. sortie de. l'alimentation de déclenchement à multiples de Y^-g pour augmenter la vitesse à laquelle le système se déclenche ou passe du mode de fonctionnement stéréophonique au mode de fonctionnement monophonique. Ce circuit comprend un transistor 771 dont le 35 collecteur est relié via une résistance 773 à la base du transistor 745, dont la base est reliée via une résistance 775 à l'émetteur du transistor 749 et dont l'émetteur est mis à la masse. BAD ORIGINAL 70 46223 41 2077572 En fonctionnement, lors de la perte d'une information stéréophonique convenable pour pouvoir être reproduite comme indiqué par l'appareil qui sera décrit ci-dessous en se reportant aux figures 8 et 9, la tension à la base du transistor 741 tombe 5 en-dessous d'un niveau prédéterminé (par exemple 1 volt ) et les transistors 741 et 745 commencent à passer à l'état non conducteur. La tension à la base du transistor 749 augmente positivement pour amener le transistor 749 et ensuite le transistor 751 à devenir conducteurs, de sorte que la tension 10 à multiples de Y^ est mise en route. Cette action de commutation ou de déclenchement est aidée par la présence du transistor 771 qui débute la conduction avec les transistors 749 et 751 • Le transistor 771 sert à commuter ou mettre rapidement à l'état non conducteur le transistor 745 lorsque l'opération de commutation 15 débute. Une tension positive (4 Y^g) fournie à la jonction des résistances 753 et 755 fait que les transistors suppresseurs 759 et 761 deviennent conducteurs. De la même manière, ur,e tension positive (7 Y^) fournie à l'émetteur du transistor 749 fait que les transistors diviseurs 763 et 765 20 deviennent conducteurs. Lorsque les transistors 759 et 761 sont conducteurs, une tension suffisamment positive (3 V-p-g) est envoyée aux émetteurs couplés des transistors de commutation 709 et 711 et aux émetteurs couplés des transistors de commutation 713, 715 pour inverser la 25 polarisation de tels transistors de commutation et inhiber ou bloquer par conséquent le détecteur de signal de différence. Les signaux composites en opposition de phase fournis via les transistors 701 et 703 sont alors déviés par l'intermédiaire des transistors 759 et 761 et s'annulent l'un l'autre aux collecteurs 30 couplés des transistors 759, 761. Les collecteurs couplés des transistors 759 et 761 servent également à combiner les composantes de courant continu des sorties des transistors à source de courant 701 et 703- Les composantes combinées de courant continu sont ensuite séparées ou divisées en composantes 35 égales au moyen des résistances 767, 769 et des transistors 763, 765, et les composantes égales sont couplées ou associées aux résistances de charge 717 et 719. La tension continue associée aux BAD ORIGINAL 70 46223 42 2077572 transistors matriciels 721 et 723 est par conséquent maintenue sensiblement égale pour l'un ou l'autre des modes de reproduction stéréophonique ou monophonique. SI une telle tension continue polarisée pouvait changer lorsque le mode de fonctionnement du 5 - système change, un bruit résultant des interférences, tel qu'un bruit de télégraphe, serait alors- entendu dans les haut-parlaurs associés. Les dispositions décrites ci-dessus évitent la production d'un tel son indésirable. Le détecteur de signal de différence est maintenu dans un 10 état/inopérant ou dérivé jusqu'à ce qu'un signal d'entrée au transistor 741 représentatif de la présence d'un signal pilote adéquate, soit fourni afin de commuter les transistors 741 et 745 à lrétat conducteur et commuté" par conséquent l'alimentation à multiples-de Y-^, et désexciter ou mettre à l'état de non 15 conduction les étages diviseurs et suppresseurs. Comme il a été dit ci-dessus, un signal d'entrée supérieur à environ 1 volt (Ygg faible du transistor 741 plus Ygg modéré du transistor-745} est suffisant pour maintenir- la conduction des transistors 741 et 745 (et par conséquent maintenir le fonctionne-20 . • ment en. stéréophonique)-. Cependant, lorsque les transistors 741 et 745 sont.non conducteurs et lorsque le transistor 771 est conducteur .ou excité (e'"est-à-dire, le mode de fonctionnement mcnophonique), une-tension positive supérieure à 1'volt est requise .à la base du transistor 741" pour ré-initier le fonctionnement 25 ' stéréophonique étant donné que les résistances 743 et 773 sont alors couplées via le transistor 771 comme un diviseur de tension passant par les bornes d'entrée (base-émetteur) du transistor 745-Une tension d'entrée d*approximativement 3 Y^ (approximativement 2 volts) est ainsi requise à la base du transistor 741 pour 30 .assurer la commutation en stéréophonique, la différence entre les niveaux requis à la base du transistor 741 pour initier et rester en stéréophonique, fournit une caractéristique d'hystérésis désirable, tandis que, lorsque la reproduction stéréophonique débute, elle sera maintenue même si des fluctuations momentanées 35 se produisent soit dans le signal pilote reçu, soit dans le rapport signal sur bruit du signal détecté. \ BAD ORIGINAL, 70 46223 43 2077572 lorsqu'une information stéréophonique convenable pour être reproduite est reçue et traitée par le récepteur associé (comme indiqué par l'appareil qui sera décrit ci-dessous en se reportant aux figures 8 et 9), une tension dVentrée suffisamment positive 5 est appliquée à la base du transistor 741 pour le rendre conducteur. Le transistor 745 est également conducteur, de sorte que l'entrée vers le transistor 749 n'est pas suffisamment positive pour produire une conduction dans le transistor 749-l'alimentation à multiples de comprenant les transistors 749 10 et 75\ est par conséquent éteinte, et chacun des transistors 759, 761, 763 et 765 est désexcité ou non conducteur. Dans ces conditions, les circuits de détection du signal de différence fonctionnent pour produire des signaux (l-R) et - (l-R) de la manière décrite précédemment. Il convient également de noter que 15 le transistor 77"t est désexcité eu non conducteur dans ces conditions. En se reportant à la figure.8, on aperçoit des moyens pour détecter le rapport signal sur bruit du signal composite reçu et pour fournir un signal stéréo inhibiteur, lorsqu'un tel rapport 20 est inférieur à une limite prédéterminée convenable pour une reproduction stéréophonique acceptable d'un programme radiodiffusé. Le détecteur signal sur bruit,représenté et les circuits associés sont particulièrement adaptés à être fabriqués suivant les techniques de circuits intégrés et sont prévus pour être reliés à l'amplificateur 25 de. signal composite 24 (figures 1 et 5), et les flip-flops312, 318, 322, 328 (figure 3), tous ces éléments étant à l'intérieur de la plaquette 22. Le détecteur, signal sur bruit représenté comprend un détecteur de bruit synchrone équilibré 68 ayant un premier et un second 30 transistor formant source de courant 801 et 803. Les bases des transistors 801 et 803 sont directement reliées aux sorties séparées des sorties de signal composite en opposition de phase de l'amplificateur 24 de la figure 5- Les. émetteurs des transistors 801 et 803 sont à la masse par l'intermédiaire d'une résistance 35 unique 805. Le collecteur du transistor 801 est directement relié aux émetteurs couplés d'une première paire de transistors de commutation 807, 809, tandis que le collecteur du transistor 803 BAD ORIGINAL 70 ^6223 2077572 est directement relié aux émetteurs couplés d'une deuxième paire de transistors de commutation 811, 813. les bases des transistors 807 et 811 sont reliées à l'une des sorties d'onde carrée complémentaires à 114 KHz B, B du flip-flop 312 (figure 3), tandis ^ que les bases des/6ransistors 809 et 813 sont reliées à l'autre des sorties d'onde carrée complémentaire^B, Ë. Une source de tension (B+) est directement reliée aux collecteurs des transistors 807 et 813 et est reliée via le montage en série d'une diode chutrice de tension à polarisation avant ou directe 815 et une résistance 10 817; aux collecteurs couplés des~transistors 809 et 811. Les collecteurs couplés des transistors 809 et 811 sont également couplés à la borne de la plaquette de circuit intégré et via une diode zener 819 à la source de tension (B+). Une capacité 76, qui détermine la largeur de bande du détecteur de bruit 68, est 1 5 couplée extérieurement aux circuits intégrés entre la borne et la masse. Un_système de contrôle du seuil de bruit comprenant une résistance ajustable 821 entre la source de tension et une résistance en série 823 reliées entre la borne et le bras de frottement de la résistance 821, peut être prévu à l'extérieur de 20 la plaquette de circuit intégré 22 pour ajuster le niveau du rapport' signal sur bruitpour lequel cfessignaux stéréophoniques inhibiteurs sont produits. Un rapport signal sur bruit acceptable et fixé peut aussi être produit seulement par décomposants à l'intérieur de la plaquette 22, de telle sorte que les éléments 25 de circuit 821 et 823 peuvent être omis. Un amplificateur différentiel de détection du bruit est prévu et comprend'un transistor 825 et une combinaison de transistors 827 et 829 associés suivant un montage Darlington. La base du transistor 829 est rëliée à la borne La base du 30 transistor 825 est reliée à une alimentation en tension continue de référence indiquée d'une manière générale par le repère 831. L'alimentation 831 provient d'un dispositif d'équilibrage de tension continue comprenant des transistors 567 et 835 connectés d'une manière différentielle et qui sont associés avec 35 l'amplificateur de signal composite 24. Les bases des transistors 567 et 835 sont directement reliées aux bases des transistors 517 et"547 décrits ci-dessus à propos de la figure 5. Les collecteurs BAD ORIGINAL 70 46223 45 2077572 des transistors 567 et 835 sent reliés à la source de tension 3+ au moyen d'un montage en série de résistances 569 et 571- Une tension continue de référence provenant de la jonction des résistances 569 et 57" est directement associée à la base du 5 transistor 825. Cette alimentation en tension continue de référence est une réplique du courant continu des éléments du détecteur de bruit 801-817 et fournit un courant continu qui varie de la même manière que le courant de repos fourni à la base du transistor 829 par le détecteur de bruit. 10 La. sortie de l'amplificateur différentiel, de détection de bruit comprenant les transistors 825, 827, 829 se développe par une résistance 843 montée entre la source de tension de fonctionnement B+ et les collecteurs couplés des transistors 827 et 829. Un détecteur de valeurs moyennes comprenant des moyens pour augmenter 15 la durée des impulsions représentatives du bruit est relié à la résistance 843- Ce détecteur comprend un transistor 845 dont l'émetteur est relié à la masse via une résistance 847, dont le collecteur est relié à la source de tension B+ via une résistance de charge 849 et dont la base est reliée à ton circuit d'allongement 20 des impulsions indiquées d'une manière générale par le repère 851; ce circuit sera expliqué ci-après. Le collecteur du transistor 845 est relié à la borne Tg de la plaquette de circuit intégré (figure 1) et à un circuit OR 66 associé au circuit stéréo inhibiteur 70 (figure 1). La capacité 62b (voir figure 1) est 25 également reliée à la borne Tg et réalise un filtrage de la sortie du transistor 845- Le circuit d'allongement d'impulsions 85t comprend un circuit bistable avec un premier et un second transistors 853 et 855 ainsi disposés qu'ils réalisent un flip-flop à positions d'armement 30 et de retour au repos. Les impulsions de bruit produites par la résistance 843 sont associées à la berne "d'armement" du flip-flop (c'est-à-dire la base dv, transistor 853: au moyen d'un, circuit d'amplification et de déplacement de tension comprenant un transistor 857, une diode zener 859, une résistance 861, une 35 résistance 563 et un transistor 865. Les éléments 857, 859, 661 et 863 sont reliés dans cet ordre à l'alimentation E+. La résistance 843 est reliée à la base du transistor 657 (qui est d'une bad original 70 46223 46 2077572 conductivité de type opposé par comparaison avec la plus grande majorité des transistors sur la plaquette de circuit intégré), tandis que la base du transistor 865 est reliée à la jonction des résistances 861 et 863. le collecteur du transistor 865 est relié 5 à la base du transistor 853 et au collecteur du transistor 855. La base du transistor 855 ( l'entrée d'-armement du flip-flop) est reliée à une source d'impulsions récurrentes et régulières fournies par la combinaison des sorties des flip-flop 3^8, 322 et 328. Plus précisément, lrune des sorties carrées à 19 KHz 10 : (Ê) du flip-flop 322, l'une des sorties à 19 KHz (F) du flip-flop 328 et l'une.des sorties à 38 KHz (D) du flip-flop 318.sont combinées dans une fonction OE et inversées deux fois au moyen , d'un amplificateur comprenant les transistors 867 et 869. Le collecteur du transistor 869 est relié à la base des transistors 15 855 et 871 (aussi bien qur-au collecteur du transistor 853). L'impulsion de sortie allongée du flip-flop 853, 855, qui. se .produit au collecteur du transistor 853, comne il apparaîtra ci-dessous, est associée via un étage de dépiaeeuient de tension comprenant le .transistor 871, les résistances 873 et 875, le 20 transistor 877 et la résistance 879 à la base du transistor-détecteur 845- Selon le fonctionnement de l'appareil illustré dans la figure 8, la tension continue de référence produite par le circuit indiqué d'une manière générale par le repère 831, correspond à la tension 25 continue de repos fournie à la base du transistor 829 depuis le détecteur de bruit 68- Autrement dit,-les transistors 801 et 803 sont polarisés de la même manière que les transistors 567 et 835., et étant donné que seulement la moitié du courant continu fourni par les transistors 801 et 803 atteint la résistance de charge 817, 30 la résistance de charge correspondante 569 dans l'alimentation en tension de référence 831 est choisie de manière à correspondre à la moitié de la résistance de charge 817. La résistance 571 simule l'effet des transistors de comnutation 809, 811 dans le détecteur 68. La di.ode 815 fournit une partie d.u décalage désiré de seuil 35 entre les entrées des transistors 825 et 827, comme le seuil de conduction base-émetteur du transistor 829. Etant donné que l'alimentation en tension de référence 831 ainsi que le détecteur BAD ORIGINAL 70 46223 47 2077572 68 sont alimentés depuis une alimentation commune B+ et sont dans le même environnement sur la plaquette 22, des variations pour une tension continue apparaissent également dans l'autre et l'effet de telles variations sur le fonctionnement du détecteur de bruit 68 5 est évité. Comme il est bien connu dans la technique des récepteurs radio MF, l'amplitude maximum ou de pic des signaux audio (et de fréquence plus élevée) fournis à la sortie du d étecteur MF 20, sera sensiblement constante indépendamment des conditions 10 particulières de réception (c'est-à-dire le niveau du signal r-f et le bruit de tuner). Autrement dit, l'amplitude maxiuum du signal détecté est établie par l'écart de fréquence établi au transmetteur de signal et les caractéristiques de transfert du détecteur, et non par l'amplitude du signal reçu. L'amplificateur 24 n'est pas 15 prévu pour donner une caractéristique de gain stable. En conséquence, il est possible d'utiliser une tension continue sensiblement constante comme mesure du signal à la sortie de l'amplificateur 24. Cette tension continue, fournie par le circuit 831, peut alors être comparée avec les composantes détectées de bruit pour mesurer le rapport signal sur bruit. Si la résistance variable 821 est prévue, elle est ajustée manuellement (par exemple en usine) de manière à fournir une tension de polarisation destinée à maintenir coupés les transistors 827 et 829 pour tous les signaux de sortie du détecteur à la borne T, et cela moins que le niveau de bruit 25 14 acceptable hors bande établi par un tel réglage. Les sorties de signal composite en-opposition de phase de l'amplificateur 24 vont aux transistors 801 et 803- Les transistors de commutation 809 et 811 sont alternativement commutés entre la ^ saturation et le point de coupure au moyen de leurs signaux respectifs d'entrée carrés à 114 KHz B et B fournis par le flip-flop 312. Le bruit dans le signal de sortie composite de l'amplificateur 24 à ou près de la fréquence de commutation à 114 KHz est déplacé par action hétérodyne du détecteur 68 sur une bande de fréquences s'élevant depuis la fréquence zéro, tandis que 35 les autres composantes du signal composite sont déplacées en dehors des caractéristiques passe-bas du filtre comprenant la capacité 76 et les résistances associées (par exemple les résistances BAD ORIGINAL 48 70 46223 2077572 821 et 823)- La capacité 76 est choisie conjointement avec de telles résistances pour fournir la réponse désirée.en fréquence du détecteur de bruit, le bruit à l'intérieur de la largeur de bande prédéterminée autour de 114 KHz produit des impulsions à la 5 borne les transistors 827 et 829 répondent aux impulsions allant vers le positif, et présentant une amplitude qui, conjointement avéc la tension de polarisation fournie via la résistance 821 par la capacité 76, est suffisante pour vaincre la tension de polarisation fournie via le transistor 825- Ainsi, 10 chaque impulsion devenant positive, et représentative de la présence d'un bruit hors bande excessif, est translatée et inversée au moyen du circuit comprenant les transistors 827, 829, 857, 865 et les composants associés, les impulsions résultantes allant vers le négatif sont associées à la base du transistor 853 pour mettre le 15 flip-flop 853, 855 dans son état armé (c'est-à-dire que le transistor • 853 n'est plus conducteur, le transistor 855 est excité ou conducteur, et la sortie fournie au transistor 871 se trouve à une tension élevée ou état "1"). le flip-flop 853, 855 demeure dans l'état "1" jusqu'à ce que la transition suivante allant vers le 20 négatif se produise dans l'entrée "retour au repos" fournie à la base du transistor 855 depuis le transistor 869- la production d'impulsions de retour au repos est illustrée dans la figure 4 au moyen des trois ondes,appelées "E+E", "E+E+D", et E+E+B. la production de telles impulsions tire avantage du fait que, comme 25 il a- été dit ci-dessus à propos de la figure 3, la sortie du' flip-flop 328 se trouve retardée d'un petit intervalle (par exemple de l'ordre de cinq microsecondes) par comparaison avec les transitions des ondes principales de déclenchement fournies par l'oscillateur 26. L'impulsion de retour au repos est produite 30 pendant ce petit intervalle de temps. Lorsque le multivibrateur 853, 855 se trouve dans l'état - "1" (présence de bruit excessive), les transistors 871, 877 et 845 sont tous conducteurs et la capacité 62b se décharge.. Si le bruit excessif est présent pendant une durée suffisante, la capacité 62b 35 se décharge suffisamment pour activer ou exciter le circuit OR 66 et par conséquent activer le circuit stéréo inhibiteur 70, comme il sera décrit de façon plus détaillée ci-après en se reportant à la BAD ORIGINAL 70 tt6223 2077572 figure 9 qui sera décrite. En l'absence des impulsions de bruit à l'entrée d'armement di fljp-flop 853, 855, les impulsions fournies à la base du transistor 855 maintiennent le flip-flop 853-855 dans l'état de retour au 5 repos, de sorte que les transistors 871, 877 et 845 sont tous coupés ou non conducteurs. La tension passant dans la capacité 62b est alors représentative seulement de la présence ou de l'absence du signal pilote (voir figure 9) et il srensuit un fonctionnement approprié du circuit stéréo inhibiteur 70. 10 L'appareil comprenant le flip-flop 853, 855 et le flip-flop 322 sert a allonger les impulsions détectées de bruit de façon à fournir une augmentation efficace du gain de détection de telles impulsions de bruit sans nécessiter un accroissement de l'amplitude des signaux (gamme dynamique) se trouvant dans le transistor 845 15 et dans les étages précédents. Plus précisément, on peut voir que les impulsions de bruit se produisant au hasard, et qui sont, d'une manière caractéristique, de courte durée et d'amplitude variable, lorsqu'elles sont traitées par le multivibrateur 853-855, sont converties en impulsions de durée 20 variable (dépendant du pilotage relatif de l'impulsion de retour au repos et des impulsions détectées de bruit) et d'amplitude fixée (déterminée par la tension de sortie à l'état "1" de 8-53, 855). La sortie du multivibrateur 853, 855, dépendant du pilotage relatif des impulsions dé retour au repcs et des impulsions détectées et 25 représentatives de bruit, peut être dans l'état "1" aussi longtemps que la période à 19 KHz ou aussi brièvement que le temps zéro. En conséquence, la durée moyenne des/mp.ulsions traitées fournies par le multivibrateur 853, 855 correspond à la moitié de la période de l'onde appliquée de retour au repcs (c'est-à-dire approximativement 30 25 millisecondes). La tension continue de bruit produite à la sortie (collecteur) du transistor 845 est par conséquent renforcée eu augmentée par 1'allongement des impulsions du flip-flop 853, 855 et des circuits associés. 35 Le détecteur de bruit à allongement d'impulsions qui a été décrit ci-dessus, contrairement à un simple intégrateur de bruit ou à un amplifjcateur de bruit à gain élevé, fait une discrimination BAD ORIGINAL 70 46223 50 2077572 entre la présence entretenue du bruit à niveau'relativement bas plus grand que le seuil pré-établi de bruit (condition où la commutation en réception mciiophonique est désirée) et la présence momentanée de surimpulsions de courte durée et à niveau élevé de 5 bruit statique (condition qui est temporaire, et par conséquent la . commutation en réception monophonique n'est pas désirée). Autrement dit, tandis que le circuit de seuil de bruit 825, 827, 829 fournit une sortie qui comprend les caractéristiques d'amplitude du bruit détecté, le flip-flop 853, 855 normalise 10 les amplitudes des impulsions de bruit au-dessus de seuil, le flip-flop 853, 855 sert efficacement à amplifier les impulsions brèves par rapport aux impulsions de longue durée en allongeant chacune de cesimpulsions en moyenne sur une étendue égale déterminée par la fréquence de retour au repos du flip-flop 853, 15 85-5 (19 KHz dans le cas présent).- les .amplitudes des impulsions de bruit qui déclenchent le. flip-flop 853, 855 ne peuvent, pas être distinguées l'une de l'autre à la sortie du flip-flop 853, 855. la sortie normalisée du flip-flop 853-855 est alors fournie à des moyens d'intégration de signal (capacité 62b) qui servent à 20 convertir les durées allongées des impulsions détectées en amplitudes de tension, le circuit suivant de commutation des modes stéréophonique, monophonique.(figures 7 et 9) est prévu pour répondre à une tension relativement élevée passant par la capacité 62b qui est représentative de'la présence entretenue 25 'du bruit en. excès du seuil pré-établi de bruit, la présence . momentanée d'un bruit de forte amplitude en excès du seuil de .bruit permis procure seulement une tension comparativement basse . au niveau de la capacité 62b et n'active pas l'appareillage de commutation. 30 Dans la figure-8, on a montré une alimentation en tension qui est convenable pour fournir des niveaux de tension de par exemple +6,2 volts à +3 V-gg volts, qui sont utile.s dans d'autres parties de la plaquette. 22 (par exemple les flip-flop représentés sur les figures 2 et 8). les nombreuses configurations de tension 35 peuvent être utilisées et celle qui. est représentée a seulement pour but de montrer une configuration complète pour les parties différentes de la plaquette 22. BAD ORIGINAL 70-46223 51 2077572 Dans l'alimentation représentée sur la figure 8, une source extérieure de tension B+ (par exemple 8,5 volts) est couplée via la borne de la plaquette au collecteur d'un premier transistor émettodyne 802. L'émetteur du transistor 802 va à la masse via le 5 montagë en série d'une résistance 804 et d'une pluralité de transistors 806, 808, 810 et 812. Chacun des transistors 806 et 810 est relié comme une diode avec son collecteur directement relié à sa basé. Lés émetteurs des transistors 806 et 810 sont respectivement reliés aux bases des transistors 808 et 812. Les 1o collecteurs des transistors 806 et 808 sont directement reliés ensemble ainsi qu'à l'extrémité de la résistance 804 éloignée de l'émetteur du transistor 802. Les collecteurs des transistors 810 et 812 sont directement reliés ensemble ainsi qu'à l'émetteur du transistor 808. L'émetteur du transistor 812 est relié à la 15 masse. Une tension de polarisation est fournie à la base du transistor 802 au moyen d'un .diviseur de tension monté entre la borne e"t la masse, ce diviseur- comprenant le montage ou la combinaison en série d'une résistance 814, d'une diode zener 816 (présentant une tension nominale de 5,5 volts) et de la 20 combinaison des transistors 810 et 812. Un amplificateur présentant une impédance de sortie faible est relié à la jonction de la résistance 804 et aux collecteurs couplés des transistors 806 et 808. L'amplificateur comprend une résistance de charge de collecteur 818 montée entre la borne et le collecteur d'un 25 transistor 820, un autre transistor 822 ayant son collecteur directement relié à l'émetteur du transistor 820, une résistance d'émetteur 824 montée entre l'émetteur du transistor 822 et la masse, et une liaison de réaction comprenant une diode zener 826 reliée depuis le collecteur du transistor 820 à la base du 30 transistor 822 et une résistance 828 reliée depuis la base du transistor 822 à la masse. En fonctionnement, le transistor 802 est polarisé jusqu'à conduction au moyen du circuit de polarisation de base comprenant les éléments 814, 816, 810 et 812. Les transistors 810 et 812 35 sont conducteurs et fournissent une tension continue nominale de +2 à la base du transistor 810 (l'appellation étant définie comme une gamme de valeurs de tension qui existe au niveau BAD ORIGINAL 70 46223 52 2077572 de la jonction base-émetteur d'un transistor lorsque cette jonction est conductrice). Il doit être compris et reconnu que dans le dispositif illustré, le transistor 812 est plus conducteur que le transistor 810, et que par conséquent la tension base-5 émetteur du premier est présentement un peu.plus grande que celle du dernier. Cependant, cette différence n'est pas importante dans le cas présent et sera ignorée. Etant donné que le transistor 802 est conducteur, une chute de tension de 17"^ se produit à sa jonction base-émetteur. Par 10 conséquent, la tension à l'émetteur du transistor 802 est égale à la somme de la tension passant dans la diode zener 816 plus la -tension (par exemple approximativement +6,2 volts). les transistors 820 et 822 sont également polarisés jusqu'à conduction, la base du transistor 820 étant à une tension de 1 5 +4 V-gg en raison du f onctionnement de la combinaison des transistors 806, 808, 810 et 812. l'émetteur du transistor 820 est par conséquent maintenu à +3 V-gg (par exemple approximativement 2 volts) et fournit une source de tension d'impédance faible destinée à être utilisée dans les nombreux flip-flop de la 20 plaquette 22 "comme il a été décrit ci-dessus. En se reportant à la figure 9 des dessins, des moyens sont prévus pour donner des indications de "la réception d'une émission radiodiffusée stéréophonique qui est convenable pour être reproduite, l'appareil représenté, qui comprend un détecteur 25 de présence du signal pilote et des moyens pour fournir des signaux automatiques stéréo de commutation, est particulièrement adapté pour être réalisé en utilisant les techniques de circuits intégrés, et est prévu pour être relié à l'amplificateur du signal composite 24 (figures 1 et 5), au flip-flop 328 (figure 3), 30 à l'appareil stéréo inhibiteur (figure 7) et à l'appareil de détection de bruit (figure 8) à l'intérieur de la plaquette de circuit Intégré 22. le détecteur illustré de présence du signal pilote comprend un détecteur synchrone doublement équilibré possédant un premier 35 et un second transistors 901 et 903. les bases des transistors 901 et 903 sont reliées aux sorties séparées du signal composite en opposition de phase de l'amplificateur 24 de la figure 5. BAD ORIGINAL 70 46223 " 2077572 les émetteurs des transistors 901 et 903 sont reliés ensemble au moyen d'une résistance 905 et vent individuellement à la masse par les résistances 907 et 909 respectivement. le collecteur du transistor 901 est directement relié aux émetteurs couplés d'une ^ première paire de transistors 911» 913 de commutation, tandis que le collecteur du transistor 903 est directement relié aux émetteurs couplés d'une deuxième paire de transistors de commutation 915 et 917. les bases des transistors 911 et 915 sont reliées à l'une des sorties carrées complémentaires F, F du ■j 0 flip-flop 328 de la figure 3, tandis que les bases des transistors 913 et 917 sont reliées à l'autre des sorties complémentaires F, F. Les collecteurs des transistors 911 et 917 sont reliés à une borne de sortie Tg, tandis que les collecteurs des transistors 913 et 915 sont reliés à une berne de sortie T^. les capacités ■je de filtrage 62a et 62b montées à l'extérieur de la plaquette 22 sont reliéeg-Ûepuis les bornes et Tg à la masse. La jonction base-émetteur d'un transistor de niveau, de référence 921 est reliée entre les bornes T„ et Tc. Une source de tension, de 7 8 fonctionnement (B+) est directement reliée au collecteur du 2o transistor 921, aux collecteurs des transistors 911- et 917 au moyen d'une résistance 849 (voir également figure 8) et aux collecteurs des transistors 913 et 915 au moyen des'résistances 923 et 925 montées en série. Un amplificateur différen iel de détection comprenant les transistors 927 et. 929' est monté aux 25 bornes T^ et Tg. Les émetteurs des transistors 927 et 929 sont reliés au moyen d'une résistance commune 931 à la masse. La base du transistor 927 reçoit les signaux de sortie produits" aux collecteurs des transistors 911 et 917 grâce au couplage de cette base à la borne Tg. La sortie indiquant la présence de bruit, du 30 transistor 845 (figure 8} est également reliée à la borne Tg. La base du transistor 929 est alimentée avec les signaux de sortie produits au collecteur des transistors 913 et 915 par couplage de cette base à la jonction des résistances diviseuses 923 et 925. Les résistances 923 et 925 sont choisies de manière à maintenir 35 conducteur le transistor 929 en l'absence d'une tension différentielle (c'est-à-dire en l'absence d'une indication de présence du signal pilote) aux bornes T^ et Tg. Le collecteur du transistor 929 BAD ORjQ INal 70 46223 54 2077572 est directement relié à l'alimentation (B+), tandis que le collecteur du transistor 927 est relié via une résistance de charge de sortie 933 à l'alimentation en tension (B+). Les signaux produits par la résistance 933, et représentant la combinaison 5 de la présence d'une composante de signal pilote à 19 KHz et de lrabsence de "bruit excessif à la sortie de l'amplificateur 24 (comme il sera expliqué ci-après), sont associés à un étage de déplacement de tension comprenant un transistor émettodyne 935, une résistance de charge d'émetteur 941 et une diode zener 939 10 montée entre la résistance 941 et l'émetteur du transistor 935- Le collecteur du transistor 935 est relié à l'alimentation. La jonction de la résistance 941 et de la diode 939 est reliée en parallèle aux bases d'un premier transistor à émetteur commun 937 et d'un-autre transistor à émetteur commun 947 via les résistances 15 identiques 945 et 943 respectivement. Le collecteur du transistor 947 est relié.à une tension de fonctionnement (+6,2 volts) par une . résistance de charge 971• Les signaux passant, par la résistance 971 -sont associés via.un transistor émettodyne 973 et un circuit 975 à l'entrée inhibitrice du transistor 741 (figure 7)• Le 20 circuit a temps, constant 975 comprend une résistance d'émetteur 977 montée entre l'émetteur du transistor 973 et la masse* un montage en série relativement important permettant de relier la résistance 979 depuis, l'émetteur du transistor 973 à la base du transistor 741 et une capacité de filtrage 72 reliée depuis la base du transistor ^ 741 à la masse. La capacité 72 est montée à l'extérieur de la plaquette 22 et est associée via la borne à la plaquette 22^ En revenant au deuxième circuit- de charge passant par la résistance 941, le collecteur du transistor 937 et couplé via le montage en série d'une résistance 949 et d'une diode 951 à la "50 source d'une tension de fonctionnonsnt (B+) . Le collecteur du transistor 937 est également relié à un transistor émettodyne 955- Les-transistors 937 et 955 et les composants associés sont disposés comme un circuit régénérateur de commutation ou "verrou" présentant deux états stables, ce circuit 35 étant indiqué d'une manière générale par le repère 917- Pour réaliser ce circuit, le montage en série d'une diode zener 963 BAD ORIGINAL 70 46223 55 2077572 et d'une résistance 957 est relié entre l'émetteur du transistor 955 et la masse. Une résistance 959 est reliée entre l'émetteur du transistor 937 et la masse. Une diode 961 est couplée entre les extrémités des résistances 957 et 959 éloignées de la masse 4 Une 5 sortie est produite par,ou provient du transistor 955 au moyen d'une résistance 965 reliée depuis la jonction de la résistance 957 et de la diode zener 963 à la borne de sortie T^ de la plaquette 22. La sortie produite à la borne Tg est associée à la base d'un transistor 967 qui alimente une lampe et est disposé 10 selon une configuration d'émetteur à la masse (à l'extérieur de la plaquette 22). Une lampe indicatrice du signal pilote 969 est montée entre le collecteur du transistor 967 et une alimentation en tension continue extérieure et appropriée, capable d'allumer la lampe 969. 15 Lorsque le détecteur de présence du signal pilote fonctionne, les signaux composites en opposition de phase fournis par l'amplificateur 24 aux transistors 901 et 903 sont démodulés de manière synchrone au moyen des ondes carrées complémentaires à 19 KHz F, F fournies aux transistors de commutation 911, 917, 915 20 et 913. Lorsque le signal composite comprend une composante continue du signal pilote à 19 KHz indiquant la réception d'une émission stéréo, des composantes différentielles de tension continue sont produites par le détecteur et par des capacités 62a et 62b. Le système (particulièrement la position de phase du 25 flip-flop 328) est prévu, de telle sorte que lors d'un fonctionnement convenable de l'oscillateur 26, la composante produite de tension continue par la capacité 62b est plus positive que la composante de tension continue produite par la capacité 62a. Le transistor 927 est par conséquent rendu conducteur lorsque le 30 signal pilote est présent. Lorsque le transistor 927 est conducteur, les transistors 935 et 937 présentent une conduction décroissante. Lorsque la conduction du transistor 937 décroit, la conduction du transistor 955 augmente. La tension à l'émetteur du transistor 955 devient plus positive et, lorsqu'elle dépasse la somme de la 35 tension disruptive de la diode 963 plus la tension de sens direct de la diode 961, une tension positive est associée à l'émetteur du transistor 937 pour couper ou stopper la conduction du transistor BAD ORîGfNAt 70 46223 2077572 937 et le. maintenir ainsi. Au même moment, lorsque la tension d'émetteur du transistor 955 est suffisamment positive, le transistor 967 est désexcité, la lampe indicatrice 969 ou d'autres moyens d'indication (tels que par exemple un-.indicateur 5 à palette. ou aiguille métallique ou de fer déviée de manière électromagnétique) est par conséquent excitée pour indiquer la réception d'une émission stéréo à l'auditeur. Dans ces conditions, (présence stéréo indiquée par la . conduction du transistor 927),-le transistor 947 est rendu 10 également non conducteur et le transistor 973 est conducteur. la capacité 72 commence à se charger à une tension positive via le transistor 973 et la résistance 979 suivant une vitesse prédéterminée. Après un intervalle continu prédéterminé de réception stéréophonique (par exemple, une seconde), la capacité 15 72 se charge suffisamment pour rendre le transistor 741 (figure 7) conducteur, ce qui initie le cycle de fonctionnement décrit ci-dessus à propos de la figure 7 pour exciter le détecteur stéréo de signal'de différence. Le retard fourni par la combinaison de la résistance 979 et de la capacité 72 est choisi de manière 20 à assurer une reproduction stéréo continue et raisonnaïle une fois qu'elle a commencé . - - En l'absence d'une composante de signal pilote sensiblement continue à 19 KEz, à la sortie de l'amplificateur 24, la composante différentielle de tension continue entre les bornes T0 et n'est O I 25 pas suffisamment positive pour maintenir conducteur le transistor 927 et, en raison de la liaison différentielle des transistors 927 et 929, le transistor 929 tend à être conducteur. Les résistances 923 et 925 sont choisies de manière à maintenir le transistor 929 polarisé pour assurer la conduction dans cet état 30 (c'est-à-dire, en l'absence du signal pilote à 19-EHz). Lorsque le transistor 927 cesse de devenir conducteur, le transistor 935 devient conducteur et fournit, une entrée au transistor 937 dans un sens convenable de manière à rendre conducteur le transistor 937. Le transistor 937 demeure non conducteur jusqu'à ce que le 35 transistor 935 soit suffisamment conducteur pour vaincre la polarisation inverse associée à l'émetteur du transistor 937 par le transistor 955. Lorsque cette tension de polarisation est BAD ORIGINAL 70 46223 57 2077572 vaincue et que le transistor S37 est conducteur, les transistors 955 et 96? sont arrêtés ou désexcités. La lampe indicatrice 969 est par conséquent éteinte. Au même moment, étant donné que le transistor 935 est conducteur, le transistor 947 devient conducteur. 5 Le transistor 947 est disposé suivant une configuration d'émetteur à la masse qui sert à inverser le signal appliqué et rend par-conséquent non conducteur le transistor 973. La capacité 72 se décharge suivant une vitesse relativement lente et déterminée parles résistances 977 et 979, de telle sorte qu'après un intervalle 10 de temps prédéterminé pendant lequel aucun signal pilote n'est détecté, la capacité 72 se décharge suffisamment, de sorte que le. transistor 741 (figure 7) est également rendu non conducteur. Le circuit stéréo inhibiteur ou de blocage décrit ci-dessus à propos de la figure 7 fonctionne donc de manière à commuter 15 l'appareil de la figure 7 sur le mode de reproduction moncphonique. On peut donc voir que le retard en tension associé au transistor 937 devenant conducteur et le retard constant en temps associé à la décharge de la capacité 72,servent respectivement ✓ à maintenir la. lampe 969 allumée et la transistor 741 de 20 commutation désexcité pendant un intervalle après que le niveau du signal pilote décroît en-dessous du niveau initialement requis pour commuter le système dans le mode de reproduction stéréophonique. De cette manière, une atténuation ou un arrêt brefs du signal pilote ne peuvent pas interrompre la 25 reproduction stéréophonique. Dans le cas où un signai pilote suffisant e si/présent pour la reproduction stéréophonique mais où un rapport inacceptable signal sur bruit est présent, le fonctionnement suivant se produit : comme il a été expliqué ci-dessus à propos de l'appareil représenté 30 sur- la figure 8, un état inacceptable du rapport signal sur bruit est indiqué par la conduction du transistor 84-5. Lorsque le transistor 845 devient conducteur, la tension à la borne Tg (la base du transistor 927" diminue jusqu'à une valeur relativement faible. Le transistor de niveau de référence 921 assure que la 35 corne Tp s'abaisse seulement jusqu'à une valeur correspondant sensiblement à un V~_, et inférieure è la borne T^, de manière à empêcher toute interférence avec la tension de polarisation BAD ORIGINAL 70 46223 58 2077572 convenable du détecteur synchrone de présence de signal pilote, dans ces conditions. Le transistor 929 est maintenu conducteur en raison de la polarisation fixe de sa base , fournie via les résistances 923 et 925? et le transistor 927 est désexcité. La 5 présence du signal pilote à la sortie de l'amplificateur 24 est inefficace pour changer la tension dans la capacité 626 dans ces ■ conditions- » La lampe indicatrice 969 est par conséquent éteinte et un signal inhibiteur est fourni au transistor 74t de façon à mettre le système dans le mode de reproduction monophonique. 10 Certains aspects du système de décodage stéréophonique décrit ci-dessus et appartenant aux rapports ou correspondances entre' plusieurs de ses sous-ensembles, sera maintenant décrit. La.plaquette du décodeur stéréophonique 22 et les composants extérieurs associés sont prévus, à plusieurs égards, pour donner 15 une performance élevée lorsque des composantes de bruit sont .présentes dans le signal composite traité et pour faire des discriminations à 1*encontre de telles composantes de bruit à la faveur des composantes de signal transmises. La manière suivant laquelle le système exclut le fonctionnement dans le mode 20 stéréophonique, lorsqu'un bruit excessif est présent, a été décrite en détail à propos des figures 7, 8 et 9. L'arrangement formant détecteur signal sur bruit représenté sur la figure 8 et l'appareillage" supplémentaire montré sur les figures 7 et 9 pour .effectuer une commutation entre les modes de "reproduction 25 monophonique et stéréophonique, sont aussi prévus pour faire une discrimination entre les conditions actuelles inacceptables du rapport signal sur bruit et certaines conditions acceptables désignai qui peuvent être mal interprétées comme contenant un bruit excessif. 30 Par exemple, lorsque le signal composite fourni par .l'amplificateur 24 comprend des signaux de niveau particulièrement élevé (par exemple des claquements répétitifs de cymbales dans une partition d'orchestre) tels que les signaux peuvent également s'accompagner de composantes ultrasonores et mauvaises qui sont 35. produites- comme résultat d'une sur-modulation et de la production résultante de composantes à distorsion d'harmonique au niveau de l'émetteur de radiodiffusion. Il y a des chances pour que de telles BAD ORIGINAL 70 46223 2077572 composantes mauvaises d'harmonique tombent dans la bande de fréquences auxquelles le détecteur de bruit (figure 8) est sensible. Ce détecteur de bruit est par conséquent prévu pour changer automatiquement le niveau acceptable des composantes ultrasonores (par exemple au voisinage de 114 KHz)., et par conséquent maintenir une- reproduction stéréophonique continue de tels signaux de niveau élevé même si un niveau relativement élevé de composantes ultrasonores est présent. Un détecteur de bruit présentant un seuil qui demeure déterminé dans de telles conditions de signal pourrait indésirablement provoquer la commutation dans le mode monophonioue. En se reportant à la figure 8, le réglage automatique du seuil de bruit est réalisé de la manière suivant laquelle les transistors 801, 803, 807, 809, 811 et 813 sont disposés. Plus précisément, lorsque les signaux composites de niveau normal ou relativement faible sont fournis par l'amplificateur 24 aux transistors 801 et 803, les transistors de commutation 807, 809, 811 et 813 fonctionnent comme un détecteur synchrone pour produire par la résistance 817 un signal de sortie qui est en correspondance relativement linéaire avec les composantes à 114 KHz du signal composite. Un courant continu de repos et relativement constant s'écoule dans la résistance 817. Cependant, pour les signaux composites d'amplitude élevée, l'un des transistors 801 et 803 est amené à son point de coupure lorsque l'autre est amené à une conduction élevée. Ceci provient de la liaison commune des émetteurs des transistors 801 et 803 à la résistance 805. Dans ces conditions, une composante de courant continu plus grande que la composante de courant continu normal de repos est produite dans la résistance 817- Pour des signaux composites entretenus à niveau élevé, la tension continue dans la résistance 817 augmente par conséquent et la tension résultante de référence dans la capacité 76 diminue. En conséquence, le niveau du bruit détecté et requis pour dépasser le seuil de fonctionnement des transistors 829 et 827, augmente. Ainsi, pour des signaux composites de niveau élevé, le niveau acceptable des composantes autour de 114 KHz est automatiquement augmenté. Le fonctionnement ci-dessus du d étecteur de bruit peut également être considéré comme fournissant la caractéristique BAD ORIGINAL 70 46223 2077572 désirable d'un détecteur de bruit qui est plus sensible au bruit pendant des périodes de modulation faible de signal que pendant des périodes de modulation de signal élevée. Il est possible, étant donné cette caractéristique d'autc-5 ajustage du détecteur de bruit pour les signaux à niveau faible et élevé et étant donné les caractéristiques de compression en amplitude du bruit de l'ensemble utilisé pour allonger les impulsions de bruit et décrit à propos de la figure 8, d'utiliser une largeur de bande de détection plus grande pour le détecteur de 10 bru-it que cela serait possible ou pratique en l'absence de telles caractéristiques. Plus précisément, une largeur de bande (déterminée essentiellement par la capacité 76, la résistance 817 et les résistances 821 et 823 si on les utilise) de l'ordre de 20 KHz 15 peut être utilisée, et il en résulte une caractéristique de sensibilité de bruit acceptable pour le détecteur de bruit. Cette caractéristique d'auto-réglage permet également d'éliminer les composants d'ajustage du seuil 821, 823 sans restriction indue sur les tolérances des autres composants du détecteur. 20 Certains autres aspects de ce système contribuent à'sa capacité de réaliser une reproduction stéréophonique douce et dépourvue de bruit. En particulier, la sous-porteuse du canal de différence à 38 KHz est régénérée dans le système décrit ci-dessus et essentiellement dépourvue de composantes mauvaises 25 de modulation rencontrées dans les circuits classiques de régénération dans lesquels des signaux sur une largeur de bande d'au moins 1-2 KHz sont ou constituent un passage permis par le circuit de régénération de sous-porteuse. Plus précisément, les dispositions formant doubleur de signal 30 pilote comprennent -un circuit accordé passe-bande à 19 KHz, deux ou plusieurs redresseurs de doubleur de fréquence et un circuit accordé passe-bande à 38 KHz. la sous-porteuse à 38 KHz régénérée par un tel système est contaminée par les composantes de bruit à modulation d'amplitude qui, si le bruit se trouve dans ou près de 35 la gamme de fréquences audio, produisent, après détection^des sorties audibles dans l'appareil associé de reproduction des sons. En outre, la sous-porteuse régénérée dans un tel système est BAD OBlGiNAU 70 46223 61 2077572 contaminée avec le? composantes de bruit eu meiulation de fréquence et de phase qui affectent dés avantageus enent la séparation stéréophonique des signaux détectés audio. Tandis qu'une partie des composantes indésirables le bruit peut être éliminée dans le canal de régénération de sous-porteuse par rétrécissement de la largeur de bande des circuits accordés passe-bande, une limite pratique inférieure de cette largeur de bande existe en raison de la sensibilité"de phase drun filtre à bande étroite. Autrement dit, lorsque la largeur de bande du canal diminue, la rapidité de changement de l'erreur de phase en fonction de la déviation à partir de la fréquence centrale du circuit passe-bande, augmente. En conséquence, un désaccord relativement léger du canal à largeur de bande étroite produit une erreur relativement importante dans la phase de la sous-porteuse régénérée et affecte par conséquent- dés avantageusement qa séparation stéréophonique. En outre, 1?? circuits de régénération de sous-porteuse a largeur de bande étroite présentent généralement une caractéristique passe-bande asymétrique■qui produit également des variations de la phase de la scus-pcrteuse"et une -perte dépendante de séparation en présence de bruit. Les oscillateurs qui sont bloqués par injection d'un signal pilote séparé sont également propices à la modulation de bruit de leur sortie, parce que l'injection sensible du signal est nécessaire pour ssurer un blocage de phase assez étroit. L'oscillateur ne peut pas être suffisamment découplé des composantes modulées de bruit du signal pilote afin de les empêcher de provoquer une modulation de phase et d'amplidude de son signal de sortie. - Dans le système présentement décrit, une onde de commutation à 38 KHz ou sous-porteuse régénérée est produite par la gradation de fréquence de la sertie de l'oscillateur 26, laquelle sortie est maintenue en correspondance dans le temps avec le signal pilote re;u au moyen du circuit synchrone AFPC 36 (voir figure 6^. Une caractéristique de settç disposition de l'oscillateur 26 et du circuit AFPC 36 est rue l'oscillateur 26 est sensiblement insensible à la modulation en amplitude, en phase eu en fréquence du signal pilote par les composantes de bruit dans et près de spectre audible. Ainsi, la sous-porteuse de commutation à 38 EEz oui provient de la BAD ORIGINAL 70 46223 62 2077572 sortie de l'oscillateur 26 est -également dépourvue de telles composantes indésirables de bruit. Plus précisément, en raison de la correspondance synchrone et en quadrature entre le: signai pilote reçu et l'onde de commutation 5' et de référence à 19 KHz, fournie au détecteur AFPC 36, la tension de sortie et de commande du détecteur 36 est sensiblement dépourvue de variations d'amplitude dues au bruit du signal pilote. En conséquence, les phases (aussi bien que les amplitudes.) de la sortie de l'oscillateur 26 et des ondes engendrées de commutation à 10 38 KHz sont chacune dépourvues de l'effet de telles composantes de bruit. En ce qui- concerne les composantes à modulation de fréquence et de phase et dues au bruit, du signal pilote, la largeur de bande du détecteur 3-6 AFPC, qui est déterminée par les éléments associés 15 de filtrage résistance-capacité plutôt que par les circuits accordés, peut être extrêmement petite (de l'ordre de 10-20 KHz), tandis que le gain de la boucle du système AFPC e-st choisi- de façon à être suffisant pour acquérir et maintenir le blocage en phase et en fréquence de l'oscillateur 26. Dans ce cas là,, les 20 composantes dues au- bruit et à modulation de phase et de fréquence, du signal pilote, passent par les transistors de commutation du détecteur- 36 AFPC^mais sont presque entièrement supprimées du signal de commande AFPC au moyen du filtre R-C à bande étroite à la sortie du détecteur AFPC 36. Ce processus de filtrage découple 25 l'oscillateur 26 (et par conséquent l'onde de commutation produite à 38 KEz) des composantes audio à modulation de phase et de fréquence qui accompagnent le signal pilote pendant la réception de bruit ou parasite. Des variations existent dans le schéma consistant à utiliser 30 un détecteur AFPC à bande étroite synchronisant un oscillateur pour obtenir un système de régénération de sous-porteuse à bande étroite. Un système de régénération de sous-porteuse à bande étroite réduit le bruit dans les signaux stéréophoniques récupérés pendant la récpetion de signaux faibles. Un oscillateur avec une fréquence 35 centrale à 19 KHz peut être automatiquement contrôlé en phase et en fréquence avec la sortie du détecteur de phase synchrone à la fréquence 19 KH2; et sa sortie étant doublée pour fournir une BAD ORIGINAL 70 46223 63 2077572 sous-porteuse de 38 KHz au détecteur synchrone stéréophonique. Dans un tel cas, le ' doubleur fait office de moyens de gradation en fréquence reliant l'entrée de sous-porteuse du détecteur synchrone stéréophonique à l'oscillateur de 19 KHz, et l'entrée de 5 sous-porteuse du détecteur synchrone AFPC sera fournie depuis l'oscillateur à 19 KHz lui-même. Dans les revendications qui suivent, le terme "moyensde gradation de fréquence" définit soit un multiplicateur de fréquences soit un diviseur de fréquence^ et ces moyens peuvent comporter une sortie fournissant un signal qui 10 n'est pas déplacé en fréquence à partir du signal appliqué à 1'entrée. Egalement, bien que la présente invention a été décrite ci-dessus en termes de dispositifs de décodage stéréophoniques complets, différents sous-ensembles peuvent être utilisés 15 séparément et avantageusement. En outre, des modifications peuvent être réalisées dans ces sous-ensembles sans sortie du cadre des divers aspects de la présente invention (par exemple, tous les inducteurs peuvent être éliminés en utilisant un oscillateur de type différent). 20 Au cours de la description qui précède, on s'est référé à un certain nombre de demandes de brevet américaines. On peut citer en outre les demandes suivantes qui ont été déposées simultanément et se rapportent respectivement à l'amplificateur de signal composite 24, à l'appareil de détection de bruit et 25 à la disposition formant amplificateur matriciel : - la demande de brevet américaine (Sériai n° 888 391) ayant pour titre "amplificateur différentiel à gain élevé" et déposée au nom de Steven Alan Steckler ; - la demande américaine (Sériai n° 888 365) ayant pour titre 30 "appareil électronique de traitement " et déposée au nom d'Allen LeRoy Limberg ; et - la demande américaine (Sériai n° 888 390) ayant pour titre "amplificateur" et déposée au nom d'Allen LeRoy Limberg. Bien entendu, l'invention n'est nullement limitée aux modes de 35 réalisation décrits et représentés qui n'ont été donnés qu'à titre d'exemples. En particulier, elle comprend tous les moyens constituant des équivalents techniques des moyens décrits ainsi que leurs combinaisons si celles-ajéont exécutées selon l'esprit de l'invention. 66 2077572 cateur sur chaque demi-cycle de la première onde de référence précitée afin de produire lesdits signaux électriques de contrôle. 3.- Appareil suivant la revendication 1 ou 2, caractéris 5 en ce que Heait premier détecteur synchrone comprend des moyens pour restreindre la largeur de "bande de sa sortie aux basses fréquences audio. " 4.- Appareil suivant l'une des revendications précédente caractérisé P&r lesdits moyens de gradation pour produire 10 ladite deuxième onde de référence et une partis formant coupleur pour coupler lesdits signaux pilotés dans le temps sans déplacement de fréquence pour produire ladite première onde de référence . 5V- Appareil suivant l'une des revendications 1, 2 ou 5» 15 caractérisé en ce que lesdits moyens de gradation de fréquence comprennent une partie formant diviseur de fréquence pour produire ladite première onde de référence et une partie formant coupleur pour coupler lesdits signaux pilotés dans le temps sans déplacement de fréquence pour produire ladite deuxième onde de 20 référence. ■ • 6.- Appareil suivant l'une des revendications 1,2 ou 3» caractérisé en ce que lesdits moyens de gradation de fréquence comprennent un premier diviseur de fréquence pour produire ladite première onde de référence et vin deuxième diviseur 4e fré- 25 quence pour produire ladite deuxième onde de référence. 7.- Appareil de décodage suivant la revendication 6, caractérisé en ce que lesdits moyens de gradation de fréquence comprennent un troisième diviseur de fréquence pour fournir une troisième onde de référence ayant sa composante de fréquence l'on 30 damentale en quadrature de phase avec la composante de fréquence fondamentale de l'une desdites première et seconde ondes de référence ; et un troisième détecteur synchrone répondant à ladite troisième onde de référence et relié aux moyens de couplage précités pour produire les composantes détectées dudit signai com-35 posite synchrone à la fréquence de ladite troisième cnde de référence. • 8.- Appareil suivant la revendication 5, 6 pu 7, caractérisé en ce que lesdits moyens de gradation de fréquencè prc'scn tent une sortie fournissant une onde de référence au-dessus de 67 2077572 bande avec une composante fondamentale au-dessus de la bande de fréquence occupée par des composantes notablement importantes desdits signaux composites multiplex, un détecteur synchrone au-» dessus de bande couplé à ladite sortie pour fournir une onde de 5 référence au-dessus de bande et étant également couplé auxdits moyens de couplage précités pour produire des composantes détectées au-dessus de bande accompagnant ledit signal composite syn-^ chrone à la fréquence de ladite onde de référence au-dessus de bande. 10 9.- Appareil suivant la revendication 7 et/ou la revendi cation 8, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de commutation contrôlables, des moyens d'indication du mode de réception et une source de potentiel d'excitation en boucle, et au moins l'un desdits détecteurs synchrones autre que ledit premier et le-15 dit second détecteur synchrones fournissant des signaux d'indication pour lesdits moyens de commutation contrôlables. 10.- Appareil suivant l'une des revendications 7, 8 et 9 ou les revendications 7 et 8, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens contrôlables pour, inhiber ou bloquer ledit second dé- 20 tecteur synchrone en réponse aux signaux inhibiteurs de commande, au moins l'un desdits détecteurs synchrones autre que ledit premier et ledit second détecteurs synchrones fournissant lesdits signaux inhibiteurs. \ 11.- Appareil suivant les revendications 9 et 10, carac-25 térisé en ce que ledit détecteur synchrone qui fournit lesdits signaux inhibiteurs comprend des moyens pour restreindre la largeur de bande desdits signaux inhibiteurs, ledit détecteur synchrone qui fournit lesdits signaux indicateurs comprenant des moyens pour restreindre la largeur de bande desdits signaux in-30 dicateurs, et lesdits moyens pour restreindre la largeur de bande desdits signaux inhibiteurs réduisant ceux-ci à une largeur de bande plus étrAite que lesdits moyens pour réduire la largeur de bande desdits signaux indicateurs réduisent ou limitent leur largeur de bande.