FR 2099464 A1 19720317 FR 7116983 A 19710511 71 16983 1 2099464 La présente invention se rapporte, d'une manière générale aux convertisseurs analogique-numérique et concerne plus particulièrement un convertisseur analogique-numérique à éléments semiconducteurs qui est spécialement bien adapté à être utilisé avec des signaux de sortie analogiques produits par des 5 dispositifs répondant à l'orientation spatiale d'un organe, tel que les synchro-mécanismes, les résolvers et les dispositifs analogues. On utilise des transducteurs électro-mécaniques, tels que des synchro-mécanismes et des résolvers, dans un grand nombre de systèmes de navigation, de guidage et de commande pour obtenir des informations de position, par exem-10 pie des informations sur la position d'un arbre ou sur la valeur d'un angle, sous la forme de signaux de sortie analogiques. En raison du succès croissant des systèmes de traitement d'informations numériques, on a cru que les synchro-mécanismes et les résolvers seraient supplantés par des transducteurs numériques, par exemple par des codeurs de position dJarbre du type magnétique, 15 optique ou mécanique, qui produisent directement des signaux de sortie sous une forme numérique, au lieu d'une forme analogique, de sorte que ces signaux peuvent être directement appliqués aux systèmes de traitement d'informations numériques.- Or, les prédictions concernant le remplacement des synchro-méca-nismes et des résolvers par des codeurs numériques ne se sont pas réalisées 20 dans la mesure prévue, notamment en raison de la robustesse mécanique Comme l'on sait, les systèmes de conversion analogique-numérique pour synchro-mécanismes et résolvers de la technique antérieure utilisent un système d'asservissement électromécanique dans lequel le signal.de sortie du synchro-mécanisme ou du résolver est transmis à un transformateur de contrôle. 30 Ce transformateur produit un signal d'erreur alternatif qui représente la différence entre la position de son rotor et celle de l'arbre du synchro-mécanisme. Ce signal d'erreur est ensuite amplifié avant d'être appliqué à un servo-moteur biphasé qui est accouplé mécaniquement au rotor du transformateur de contrôle. Quand le transformateur a été entraîné par le servo-moteur 35 à une position de zéro, dans laquelle le signal d'erreur alternatif est annulé, la position de l'arbre du transformateur représente la position ou l'angle de l'arbre du synchro-transmetteur. Un dispositif de codage numérique est aussi entraîné par le servo-moteur afin de produire le signal de sortie numérique nécessaire représentant la position angulaire 71 16983 2 2099464 son poids, sa précision limitée et son temps de réponse relativement lent, il offre, néanmoins, le grand avantage que les harmoniques ou les signaux de quadrature engendrés par le transformateur de contrôle ou par le synchro-transmetteur sont éliminés par le servo-moteur biphasé. Ceci est dû au fait 5 que le couple et la vitesse de ce moteur sont presque proportionnels au produit des tensions à phases fixe et variable. En conséquence, la multiplication d'une onde sinusoïdale de la fréquence fondamentale représentant l'excitation à phase fixe par un harmonique quelconque de la phase variable, ne produit aucun couple continu résultant, mais seulement des composantes ondulées. 10 Dans d'autres systèmes de conversion analogique-numérique de la technique antérieure, on remplace le servo-mécanisme électromécanique par un groupe de transformateurs qui sont commutés soit par des transistors, soit par des relais. Toutefois, ce type de système ne se prête pas facilement à des opérations en multiplex, à quoi s'ajoute que les transformateurs eux-mêmes sont 15 relativement encombrants. Dans un agencement antérieur largement utilisé, les tensions de sortie de sinus et de cosinus d'un résolver ou d'un autre dispositif à quatre conducteurs sont redressées pendant environ une alternance de la fréquence porteuse et les tensions continues résultantes sont ensuite appliquées à un convertisseur courant continu-numérique. C'est ainsi, par exemple, que 20 dans l'un des agencements, on utilise la tension de cosinus comme tension de référence d'un convertisseur à approximations successives et la tension de sinus est codée pour obtenir la tangente numérique. Bien que ces agencements à courant continu permettent de construire des convertisseurs analogique-numérique ne comportant pas de pièces mobiles et qui sont relativement compacts, 25 ils ont le défaut d'exiger que les produits résistance-capacité utilisés dans la conversion du signal alternatif en signal continu doivent être très étroitement surveillés. De plus, ces systèmes souffrent des limitations résultant des erreurs de dérive des amplificateurs à courant continu utilisés. Ce problème des amplificateurs à courant continu est particulièrement ardu dans ce successives 30 qu'il est convenu d'appeler les "convertisseurs à approximations/rapides" à cause de la nécessité d'une remise extrêmement rapide après chaque comparaison, exigence qui est en conflit avec celle d'une faible dérive. Enfin, dans d'autres agencements de conversion connus à semiconducteurs, les fonctions de sinus et de cosinus d'un angle numérique sont engendrées au moyen de techni-35 ques linéaires ou d'interpolations quadratiques complexes. L'angle de sinus du résolver est généralement multip par une fonction cosinusoïdale engendrée artificiellement et le signal de cosinus du résolver est multiplié par une fonction sinusoïdale engendrée aussi artificiellement, de sorte que la différence entre les deux signaux représente un signal d'erreur proportionnel à 40 l'angle d'entrée dans le résolver. Toutefois, dans ces systèmes, les montages 71 16983 3 2099464 nécessaires pour engendrer les fonctions de sinus et de cosinus de l'angle numérique sont relativement complexes. La présente invention a pour but de réaliser un convertisseur analogique-numérique pour des signaux de position analogiques biphasés : 5 - qui ne comporte aucune pièce mobile et qui préserve la particularité de multiplier un signal d'erreur alternatif par une tension de référence alternative afin d'éliminer ainsi les erreurs résultant de la présence d'harmoniques et de signaux de quadrature dans l'entrée; - qui opère comme un système alternatif, et non comme un système à courant 10 continu, pour éliminerjbinsi les erreurs significatives résultant de la dérive des amplificateurs à courant continu, de l'instabilité des condensateurs, ou du décalage des commutateurs; - qui est particulièrement bien adapté à opérer en multiplex, ce qui exige un temps de réponse extrêmement rapide du convertisseur, pour éviter que les 15 informations soient "périmées"; - dont le fonctionnement est extrêmement précis et dont la construction est néanmoins relativement simple. Pour éviter toute ambiguïté, il convient de préciser que dans le présent mémoire descriptif, l'expression "signaux analogiques biphasés" se rapporte 20 à des signaux analogiques de position jumelés dont l'un a une amplitude proportionnelle au sinus de l'angle défini par ces signaux et dont l'autre a une amplitude proportionnelle au cosinus de cet angle, La relation de phases dans le temps est soit 0°, soit 180°. En bref, un convertisseur analogique-numérique conforme à l'invention opère 25 à la manière d'un système d'asservissement proportionnel, à composants solides ou semiconducteurs, pour convertir des signaux d'entrée analogiques biphasés représentant un angle en signaux de sortie numériques binaires représentant cet angle. Les signaux de sortie numériques binaires représentant la valeur estimée de l'angle sont produits par un compteur bidirectionnel (additif et 30 soustractif) et sont appliqués à un circuit à commande numérique. Ce circuit à commande numérique qui peut prendre la forme d'un réseau d'atténuation, est adapté à recevoir les signaux d'entrée analogiques biphasés et à les modifier en réponse aux signaux de sortie numériques binaires du compteur bidirectionnel de manière à produire un signal d'erreur analogique alternatif dont l'ampli-35 tude et la phase représentent respectivement la grandeur et le sens de la différence entre la valeur estimée de l'angle contenie dans le compteur et la valeur vraie de cet angle, telle qu'elle est représentée par les signaux d'entrée analogiques. Le signal d'erreur alternatif résultant est appliqué à un démodulateur de phase qui multiplie le signal alternatif d'erreur par un 40 signal alternatif de référence pour produire des signaux de sortie continus 71 16983 4 2099464 dont la grandeur et la polarité représentent respectivement l'amplitude et la phase du signal d'erreur alternatif. Un convertisseur tension-fréquence bipolaire est interposé entre la sortie du démodulateur et l'entrée du compteur pour convertir les signaux de sortie continus en une série 'd'impulsions nu-5 mériques ayant une cadence de répétition représentant la grandeur des signaux de sortie continus, de sorte que les impulsions de sortie numériques du convertisseur tension-fréquence opèrent pour amener le compteur à une position de zéro dans laquelle le signal de sortie numérique binaire de celui-ci représente la valeur vraie de l'angle. 10 Le circuit à commande numérique peut comprendre un amplificateur d'addi tion et plusieurs réseaux d'atténuation à commande numérique qui peuvent être sélectivement actionnés en réponse à des bits sélectionnés des signaux de sortie numériques binaires du compteur. Dans un mode de réalisation préféré de l'invention, l'un des réseaux d'atténuation à commande numérique opère comme 15 un réseau de sélection qui répond à un premier groupe composé des bits les plus significatifs des signaux de sortie numériques binaires du compteur. Des second et troisième réseaux d'atténuation à commande numérique servent à engendrer des fonctions de tangente de la partie de l'angle contenue dans le compteur représentée par un second groupe des bits les plus significatifs et un quatrième 20 réseau d'atténuation à commande numérique est conçu pour multiplier certains des signaux analogiques engendrés par un angle proportionnel à un troisième groupe de bits comprenant les bits restants de l'angle contenus dans le compteur. Ces réseaux d'atténuation à commande numérique modifient sélectivement les signaux d'entrée analogiques biphasés afin de produire les fonctions précédentes 25 de l'angle numérique inscrit dans le compteur, et les signaux de sortie de ces réseaux sont combinés dans l'amplificateur d'addition pour produire un signal d'erreur alternatif ayant la forme sin 0e-T- ^i) ( ptg où © est l'angle représenté par les signaux d'entrée analogiques biphasés, 30 p est proportionnel à la partie de l'angle du compteur représentée par le premier groupe de bits, est proportionnel à la partie de l'angle du compteur représentée par le second groupe de bits et {? est proportionnel à la partie de l'angle du compteur représentée par le troisième groupe de bits. Ce procédé de génération du signal d'erreur alternatif permet de simplifier considérablement 35 les réseaux d'atténuation utilisés et de produire un résultat numérique extrêmement précis de l'angle défini par les signaux d'entrée analogiques biphasés au moyen du compteur. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple non limitatif, 40 en référence au dessin annexé, dans lequel : 71 16963 5 2099464 - la figure 1 est un schéma synoptique d'un convertisseur analogique-numérique adapté à être utilisé avec des signaux d'entrée analogiques biphasés et qui est construit selon les principes de l'invention; - la figure 2 est un schéma de principe montrant plus en détail la cons-5 truction du réseau de sélection d'octant du convertisseur; - la figure 3 est un schéma de principe montrant plus en détail le montage des réseaux d'atténuation de la tangente CC et leur interconnexion avec le réseau d'atténuation de p du convertisseur; - la figure 4 est un schéma montrant plus en détail le montage du réseau 10 d'atténuation p du convertisseur; - la figure 5 est un schéma d'un convertisseur bipolaire tension-fréquence adapté à être utilisé avec le convertisseur analogique-numérique de l'invention; - la figure 6 montre une partie du circuit logique utilisée pour commander 15 le réseau d'atténuation p ; et, - la figure 7 montre la partie restante du circuit logique du convertisseur utilisée pour commander le réseau de sélection d'octant et les deux réseaux d'atténuation de tangente oL . En se référant maintenant à la figure 1, on voit un convertisseur analo-20 gique-numérique construit selon les principes de la présente invention et qui est adapté à être utilisé pour convertir des signaux d'entrée analogiques biphasés provenant d'un résolver ou d'un dispositif analogue, en signaux de sortie numériques binaires représentant l'angle de celui-ci. Un résolver 10 a été représenté qui comporte un enroulemeat de rotor 11 et des enroulements 25 de stator interconnectés 12 et 13. L'enroulement 11 est alimenté par une source électrique alternative 14 et il est positionné mécaniquement par un arbre 15 qui a été tourné à un angle 0^. Dans la pratique, la fréquence de la source d'alimentation utilisée dans un grand nombre de systèmes de navigation et de guidage d'avions est de 400 Hz. Comme l'on sait, le résolver produit deux 30 signaux d'entrée analogiques de forme sinusoïdale qui représentent le sinus et le cosinus de l'angle 0 Ces signaux, qui sont indiqués sur le dessin sous la forme de cosinus 0^ apparaissant sur un conducteur de sortie 16 du résolver et comme sinus 0^ apparaissant sur un conducteur de sortie 17, définissent complètement l'angle auquel l'arbre 15 du résolver est placé . Comme il a 35 été expliqué ci-dessus, le problème consiste à convertir ces signaux d'entrée analogiques biphasés en signaux de sortie numériques binaires représentant cet angle 0^ du résolver. A cette fin, est prévu un compteur 18, du type bidirectionnel, c'est-à-dire additif et soustractif, qui produit un signal de sortie numérique binaire à quatorze bits représentant la valeur estimée 0 de l'angle iîr 40 d'entrée du résolver. Comme on le voit sur le dessin, la valeur estimée ©„ 71 16983 6 2099464 de l'angle du résolver est représentée par le signal de sortie binaire à 14 bits du compteur 18, dont les bits Ml, M2 et M3 sont les bits les plus significatifs et représentent une partie yu de l'angle 0^ inscrit dans le compteur. Les bits A4, A5 et A6 sont les bits les plus significatifs suivants et représentent une 5 partie cX.de l'angle du compteur. Enfin, les bits B7 à B14 du signal de sortie numérique binaire représentent la partie la moins significative P de l'angle du compteur. Le signal de sortie numérique binaire à 14 bits du compteur 18 est appliqué à un circuit logique 19 servant à commander un réseau de sélection d'octant 10 20, un premier réseau d'atténuation de tangente 0(21, un second réseau d'atténuation de tangente OC 22 et un réseau d'atténuation de ^23. Les réseaux 20-23 modifient les signaux d'entrée analogiques pour produire un signal d'erreur alternatif dont l'amplitude et la phase représentent respectivement la grandeur et le sens de la différence entre la valeur estimée 0 de l'angle inscrit dans 15 le compteur 18, et la valeur vraie 0^ de l'angle de l'arbre 15 du résolver. Le réseau de sélection d'octant 20 atténue sélectivement les signaux de cos 0,^ et sin ©^ apparaissant sur les conducteurs 16 et 17 en accord avec les trois bits les plus significatifs Ml, M2 et M3 de l'angle numérique inscrit dans le compteur 18 afin de produire un premier signal de sortie 24 représentant cos (©^-yu) 20 et un second signal de sortie 25 représentant sin (©^ - p.). Le signal représentant cos (0^ - ^i) est appliqué au premier réseau d'atténuation de tangenteo(21 dans lequel il est multiplié par la tangente de la partie de l'angle du compteur représentée par les bits A4, A5 et A6. On fait la différence entre le signal résultant cos (0-^ - ji) tg d et le signal sin (©^ - p) au point 26 pour obtenir 25 un signal de sortie 27 de la forme : sin (0^ - )i) + cos (©^ - ji) tg d.. Le signal sin (0 - Ji) apparaissant à la sortie 25 du réseau de sélection d'octant est aussi multiplié par la tangente de o( dans le second réseau d'atténuation de tg oL. 22 et le produit résultant est additionné au signal de cos (©^ -au point 28 pour produire en 29 un signal de sortie de la forme : 30 sin (&T - jj) tg «. + cos (6^ - p.). Ce signal de sortie est appliqué au réseau d'atténuation p 23, afin de produire, à la sortie 30 un signal de la forme : p sin (©T - ji) tg ol + p cos (0,^ - ^i) . On fait la somme des signaux de sortie 27 et 30 en 31 pour produire en 32 un signal d'erreur alternatif de la forme : sin (0T - p.) ( p tg ot-1) + cos (0T - ji) (tgc(+ £) . 35 On peut démontrer mathématiquement que l'amplitude et la phase de ce si gnal d'erreur représentent respectivement la grandeur et le sens de l'écart entre la valeur estimée 0^ de l'angle numérique inscrit dans le compteur et la valeur vraie 0^ de la position de l'arbre du résolver. En effet, pour des incréments appropriés de o( et de ^ , le terme ( £ tg et. - 1) du signal d'erreur 40 est une très étroite approximation de cos ( + £ ) tandis que le terme 71 16983 7 2099464 (tg ai. + p ) est une très proche approximation de sin ( cC + ^ ) de sorte que le signal d'entrée analogique représentant le sinus de l'angle du résolver est multiplié par une fonction cosinusoïdale de l'angle numérique, tandis que le signal cosinusoïdal analogique est multiplié par une fonction sinusoïdale de 5 l'angle numérique. Le signal d'erreur alternatif apparaissant en 32 est appliqué à un démodulateur de phase et à un filtre 33 dans lequel il est multiplié par une porteuse alternative de référence provenant d'une source 34, puis est filtré pour produire un signal de sortie continu dont la grandeur et la polarité représentent respectivement l'amplitude et la phase du signal d'erreur 10 alternatif. Le filtre sert à éliminer les seconds harmoniques engendrés pendant la démodulation, de sorte que seul le signal continu est appliqué à un convertisseur tension-fréquence bipolaire 35. Le convertisseur 35 transforme le signal continu du démodulateur 33 en une première série d'impulsions 36 et en une seconde série d'impulsions 37 qui servent à commander le compteur bidirec-15 tionnel 18. La cadence de répétition des impulsions de chaque série d'impulsions de sortie représente la grandeur de l'écart entre la valeur de l'angle numérique inscrit dans le compteur 18 et la valeur vraie de la position de l'arbre du résolver dans la direction particulière représentée par cette série. Grâce à cet agencement, le compteur 18 peut être entraîné dans une 20 direction ou dans l'autre, vers une position de zéro dans laquelle le signal de sortie binaire à 14 bits de celui-ci représente, de façon précise , l'angle défini par les signaux d'entrée analogiques correspondant à cos 9^ et à sin 0T. Le schéma détaillé du montage du réseau de sélection d'octant 20 est re-25 présenté sur la figure 2 qui montre que le signal de cosinus 0^ du résolver est appliqué à un amplificateur opérationnel 38 qui peut, par exemple, être un amplificateur opérationnel du type loi. Le signal de sortie de l'amplificateur 38 est appliqué à travers trois résistances en série 39, 40 et 41 à l'entrée d'inversion 42 d'un amplificateur opérationnel 43. La jonction entre 30 les résistances 39 et 40 est reliée à la masse à travers un transistor de commutation 44 ayant une borne de commande SI, tandis que la jonction entre les résistances 40 et 41 est également reliée à la masse à travers un transistor de commutation 45 relié à la même borne de commande SI. Le signal de sortie de l'amplificateur 38 est aussi appliqué, au moyen d'un conducteur 46, à trois 35 résistances en série 47, 48 et 49 qui sont connectées à une borne d'entrée non-inversante 50 de l'amplificateur opérationnel 43. La jonction entre les résistances 47 et 48 est reliée à la masse, à travers un transistor de commutation 51 qui est commandé par une borne S4, tandis que la jonction entre les résistances 48 et 49 est reliée à la masse, à travers des transistors de commutation 40 52 et 53 qui sont, eux aussi, commandés par la borne S4. D'une manière analogue, 71 16983 8 2099464 la sortie de l'amplificateur 38 est reliée à travers les résistances en série 54, 55 et 56 à l'entrée d'inversion 57 d'un amplificateur opérationnel 58, tandis que les résistances en série 59, 60 et 61 aboutissent à l'entrée non-inversante 62 de cet amplificateur. Un agencement analogue de transistors de 5 commutation comprenant les transistors 63 et 64 est prévu pour relier les jonctions des résistances 54, 55 et 55, 56 à la masse, conformément aux signaux appliqués à une borne de commande S5. Les transistors de commutation 65, 66 et 67 sont prévus pour relier les jonctions des résistances 59, 60 et 60, 61 à la masse en réponse aux signaux appliqués à une borne de commande S8. 10 Le signal d'entrée analogique sin 9^ apparaissant à la sortie 17 du ré solver 10 est appliqué à un amplificateur opérationnel 68 et, de là, à l'entrée d'inversion 57 d'un amplificateur opérationnel 58, à travers les résistances en série 69, 70 et 71. Ce même signal est aussi appliqué à l'entrée non-inversante 62 de l'amplificateur 58, à travers les résistances en série 72,73 15 et 74. Les résistances 69, 70 et 71 sont mises à la masse par des transistors de commutation 75 et 76 qui sont commandés par une borne S6, tandis que les résistances 72, 73 et 74 sont mises à la mas.se par un agencement de commutation comprenant les transistors 77, 78 et 79 qui sont commandés par une borne S7. De la même manière, le signal sin 9^ est aussi appliqué à l'entrée non-inver-20 santé 42 de l'amplificateur opérationnel 43 à travers les résistances en série 80, 81 et 82 et à l'entrée non-inversante 50 de ce même amplificateur à travers les résistances 83, 84 et 85. Les résistances 80, 81 et 82 sont mises à la masse par des transistors de commutation 86 et 87 qui sont commandés par une borne S2, tandis que les résistances 83, 84 et 85 sont mises à la masse par 25 des transistors de commutation 88 et 89 commandés par une borne S3. Dans la pratique, les amplificateurs 43, 58 et 68 peuvent aussi être des amplificateurs opérationnels du type 101. Comme il est expliqué dans le brevet américain Naydan n° 3 480 947, les bornes de commande SI à S8 des transistors de commutation peuvent être sous la 30 commande d'un circuit logique approprié conçu pour atténuer et combiner sélectivement les signaux de cos 9^, et sin 9^ provenant de la sortie du résolver de manière à produire à la borne de sortie de l'amplificateur 43 une tension qui est proportionnelle à cos (9^ - fi) et à la sortie 91 de l'amplificateur opérationnel 58 une tension qui est proportionnelle à sin (9^, — ji). Dans le pré-35 sent montage, les bornes SI à S8 sont commandées par les trois bits les plus significatifs Ml, M2 et M3 du signal de sortie numérique binaire du compteur bidirectionnel L8. Ces trois bits déterminent l'octant ou la partie du signal analogique engendré représentant la valeur estimée de l'angle inscrit dans le compteur. Le circuit logique 19 capable de commander les bornes Si à S8 des 40 commutateurs est représenté sur les figures 6 et 7 du dessin qui montrent que 7i i6m 9 2099464 le compteur 18 peut avantageusement comprendre quatre modules 100, 200, 300 et 400. Chaque module se compose de quatre circuits de bascule qui sont réunis sous la forme d'un module pour plus de commodité. Les quatre modules séparés 100 à 400 sont interconnectés par des conducteurs 92, 93, 94, 95, 96 et 97 5 afin de former un compteur bidirectionnel qui est actionné par les entrées 36 et 37 du convertisseur tension-fréquence bipolaire 35. Les trois bits Ml, M2 et M3 qui commandent le réseau de sélection d'octant 20 sont associés avec les modules 300 et 400 représentés sur la figure 7. On voit que les bits Ml et M2 sont produits par le module 400, tandis que le bit M3 est produit par 10 le module 300. Le bit Ml est appliqué, par un conducteur 401, aux deux entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 402, à la sortie de laquelle est produit le bit Ml. La sortie de la porte 402 est reliée à l'une des entrées de chacune des portes ET-NON à quatre entrées 403, 404, 405 et 406. Le bit Ml est aussi appliqué, par un conducteur 407, à l'une des entrées des portes ET-NON 15 à quatre entrées 408, 409, 410 et 411. Deux des quatre entrées des portes 403, 404, 405, 406, 408, 409, 410 et 411 sont reliées ensemble afin de produire une porte à trois entrées. La sortie de la porte 403 est reliée à l'une des entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 412 dont la sortie commande la borne de commutateur S4. La sortie de la porte 403 est aussi reliée à l'une des 20 entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 413 dont la sortie est reliée à la borne de commutateur S7. De la même façon, la sortie de la porte 408 est reliée à l'une des entrées de chacune des portes ET-NON à deux entrées 413 et 414 dont les sorties respectives sont reliées aux bornes de commutateur S7 et SI, La sortie de la porte 409 est reliée à l'une des entrées de chacune des 25 portes ET-NON à deux entrées 415 et 416 dont les sorties sont respectivement connectées à la borne S3 et à la borne S5 des commutateurs. La porte 410 commande de la même façon l'une des entrées des portes ET-NON 416 et 417 qui commandent respectivement les bornes S5 et S2 des commutateurs. La sortie de la porte 404 est reliée à l'une des entrées de chacune des portes ET-NON 417 30 et 418, lesquelles commandent respectivement les bornes S2 et S8. La sortie de la porte 405 est connectée à l'une des entrées de chacune des portes 415 et 418, tandis que la porte 406 est reliée à l'une des entrées de chacune des portes 419 et 412. La sortie de la porte 419 commande la borne de commutateur S6. Enfin, la porte 411 est reliée à l'une des entrées de chacune des portes 35 419 et 414. Le bit M2 est appliqué par un conducteur 420 aux deux entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 421 à la sortie de laquelle apparaît le bit M2. Le bit M2 est engendré de façon à être appliqué à l'une des entrées de chacune des portes 408, 409, 404 et 406. Le bit M2 du compteur est aussi appliqué, par 40 un compteur 422, à l'une des entrées de chacune des portes 403, 410, 405 et 411. 71 16983 10 2099464 Le bit M3 du module 300 est appliqué, par des conducteurs 423 et 424, aux deux entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 425 à la sortie de laquelle est produit le bit M3. Le bit M3 est appliqué à l'une des entrées de chacune des portes 408, 410, 405 et 406. Le bit M3 du compteur est aussi appliqué, par des 5 conducteurs 423 et 426, à l'une des entrées de chacune des portes 403, 409, 404 et 411. Grâce à ce montage, chacune des bornes de commande est commandée par les bits Ml, M2 et M3 et par leurs compléments. Comme il est expliqué dans le brevet américain précité, la conduction du courant, à travers les diverses voies résistives du réseau de sélection 10 d'octant 20, représenté sur la figure 2, est commandée par le codage binaire des bits Ml, M2 et M3 qui commandent effectivement les transistors de commutation de chacune des branches du réseau. La valeur ohmique totale des trois résistances de chaque branche du réseau est la même, de sorte que le réseau agit comme un certain nombre de commutateurs pour présenter des combinaisons 15 sélectionnées des signaux cos 0,^ et sin ©^ aux amplificateurs 43 et 58. Etant donné que le signe et la grandeur relative des fonctions de sinus et de cosinus correspondent à une combinaison unique dans chaque octant, les huit combinaisons des bits Ml, M2 et M3 définissent l'octant de l'angle numérique inscrit dans le compteur. Le tableau I ci-après montre le mode de décodage 20 des octants utilisé dans un mode de réalisation préféré de l'invention. TABLEAU 1 Angle d'entrée Ml M2 M3 Commutateurs ouverts 0° - 44,98° 0 0 0 S4 et S6 45° - 89,98° 0 0 1 S2 et S8 90° - 134,98° 0 1 0 S3 et S8 135° - 179,98° 0 1 1 S4 et S7 180° - 224,98° 1 0 0 SI et S7 225° - 269,98° 1 0 1 S3 et S5 270° - 314,98° 1 1 0 S2 et S5 315° - 359,98° 1 1 1 SI et S6 Dans le tableau ci-dessus, un "0" représente un bas niveau de sortie du compteur et un "1" un niveau de sortie élevé. Il ressort du tableau précédent que chacun des huit octants du signal analogique engendré qui représente l'angle numérique inscrit dans le compteur est déterminé par l'ouverture de paires différentes des transistors de commutation, de sorte que chaque octant est défini de façon unique par une combinaison des trois bits Ml, M2 et M3. C'est ainsi, par exemple, que pour un angle de 10,00°, Ml, M2 et M3 produisent tous trois un bas signal de sortie au compteur. Cette combinaison provoque 71 16983 11 2099464 l'ouverture des commutateurs S4 et S6, permettant ainsi à un courant de circuler à travers une première voie formée par les résistances 47, 48 et 49, et à travers une seconde voie formée par les résistances 69, 70 et 71. Le courant traverse la branche formée par les résistances 47, 48 et 49 et applique le 5 signal cos 9^, de l'amplificateur 38 à l'entrée non-inversante 50 de l'amplificateur 43, tandis que le courant traversant les résistances 69, 70 et 71 applique le signal sin 9^, de l'amplificateur 68 à l'entrée d'inversion 57 de l'amplificateur 58. Pour cette combinaison de bits d'octant, tous les autres commutateurs sont fermés, empêchant ainsi le courant de circuler à travers les 10 voies à résistances qu'ils commandent. En se reportant à la figure 1, on voit/que les signaux de cos (9^ - p) et de sin (9^ - ji) ajçaraissant respectivement aux sorties 24 et 25 du réseau de sélection d'octant sont ensuite appliqués aux réseaux d'atténuation de tangente ot 21 et 22 où ils sont multipliés par la fonction de tangente de la 15 partie de l'angle du compteur représentée par les bits A4, A5 et A6. Le montage de chacun des réseaux d'atténuation de la tangente d. et les moyens pour combiner sélectivement ces signaux afin de former le signal d'erreur alternatif sont représentés sur la figure 3. En considérant cette figure, on voit que la sortie 90 de l'amplificateur opérationnel 43 du réseau de sélection 20 d'octant 20 est reliée directement au réseau d'atténuation de la tangente CX 21 et que le produit résuliant est appliqué à l'entrée d'inversion d'un amplificateur opérationnel 500. Le réseau d'atténuation de la tangente 21 se compose de sept branches parallèles 501 à 507. Chaque branche comprend trois résistances en série. En conséquence, la branche 501 se compose des trois 25 résistances 501A, 501B et 501C, tandis que la branche 502 se compose des résistances 502A, 502B et 502C. Chacune des cinq branches restantes se compose, de même, de trois résistances. La jonction entre les résistances B et C de chaque branche est reliée à la masse à travers un transistor de commutation D, tandis que la jonction entre les résistances A et B de la même branche est aussi 30 reliée à la masse, à travers un transistor de commutation E. Les deux transistors de commutation de chaque branche sont reliés à une borne de commande commune et sont commandés par la même sortie du circuit logique. C'est ainsi, par exemple, que la jonction entre les résistances 501B et 501C de la branche 501 est reliée à la masse, à travers le transistor de commutation 501 D, 35 tandis que la jonction entre les résistances 501A et 501B est reliée à la masse à travers le transistor de commutation 501E. Les deux transistors 501D et 501E sont reliés à une borne de commande commune S9 et sont commandés par la même sortie du circuit logique 19. Il est à noter que les transistors de commutation de chacune des sept branches du circuit sont connectés à des 40 bornes de commande différentes, de sorte que la borne S10 commande la branche H ÏIB&l 12 2099464 502, la borne SU la branche 503, la borne S12 la branche 504, la borne S13 la branche 505, la borne S14 la branche 506 et la borne S15 la branche 507. La valeur ohmique des résistances de chaque branche du réseau d'atténuation de la tangente oC 21 correspond à une échelle numérique binaire par rapport aux 5 autres résistances du réseau afin de produire à la sortie de celui-ci, un courant qui est proportionnel à la tangente de la partie de l'angle numérique du compteur représentée par les bits A4, A5 et A6. La circulation du courant dans chaque branche est commandée par la borne commandant les transistors de commutation de cette branche, de sorte que les branches voulues peuvent être 10 rendues conductrices en même temps afin de produire un courant de sortie dont la valeur correspond aux différentes combinaisons des bits A4, A5 et A6. Le réseau d'atténuation de la tangente o( 22, qui multiplie le signal de sin (0T - ji) par la tangente de 0C se compose de même, de sept branches 508 à 514. Toutefois, chaque branche ne se compose que de deux résistances en 15 série dont la jonction est reliée à la masse, à travers un seul transistor de commutation qui est relié à l'une des différentes bornes de commande S9 à S15. C'est ainsi, par exemple, que la branche 508 se compose des résistances 508A et 508B et que la jonction entre ces deux résistances est reliée à la masse à travers un transistor de commutation 508 C qui est connecté à la borne de 20 commande S9. De même, la branche 509 se compose de deux résistances 509A et 509B dont la jonction est reliée à la masse, à travers un transistor de commutation 509C qui est connecté à la borne de commande S10. Ici également, la valeur ohmique de chacune des résistances des branches 508 à 514 correspond à une échelle numérique binaire, par rapport aux autres branches, de sorte que 25 le réseau produit un courant de sortie qui est égal au produit du courant d'entrée par la tangente Le circuit logique qui commande les bornes S9 à S15 des transistors de 40 commutation des réseaux 21 et 22 est représenté sur la figure 7 qui montre que 71 16983 13 2099464 celui-ci répond aux bits M3, A4, A5 et A6. Le bit A4 est appliqué par un conducteur 301 aux deux entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 302 et par un conducteur 303 à l'une des entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 304. Le bit A5 est appliqué au moyen d'un conducteur 305 aux deux entrées d'une porte 5 ET-NON à deux entrées 306 et au moyen d'un conducteur 307 à l'une des entrées d'une porte à deux entrées ET-NON 308. De même, le bit A6 est appliqué par un conducteur 309 aux deux entrées d'une porte ET-NON 310 et par un conducteur 311 à l'une des entrées d'une porte ET-NON 312A la sortie de la porte 302 apparaît le bit A4 qui est appliqué à l'une des entrées d'une porte ET-NON à 10 deux entrées 313. A la sortie de la porte 306 apparaît un signal Â5 qui est appliqué directement à l'uneldes entrées d'une porte ET-NON 314, tandis qu'à la sortie de la porte 310 apparaît un signal A6 qui est appliqué directement à l'une des entrées d'une porte ET-NON 315. Il est à noter que le bit M3 est appliqué au moyen du conducteur 316 à l'autre entrée de chacune des portes 15 ET-NON 304, 308, 312, tandis que le bit M3 est appliqué au moyen d'un conducteur 317 à l'autre entrée de chacune des portes ET-NON à deux entrées 313, 314 et 315. Grâce à ce montage, chacune des portes 304, 308, 312, 313, 314, 315 est commandée par deux bits différents du groupe comprenant les bits M3, M3, A4, A4, A5, A5, A6 et A6. Le signal de sortie des portes 313 et 304 est appli-20 qué, par des conducteurs 316A et 317A, aux deux entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 318 et au moyen d'un conducteur 319 à l'une des entrées de chacune des portes ET-NON à deux entrées 320, 321 et 322. Ce même signal de sortie est aussi appliqué à la porte ET-NON à quatre entrées 323. Le signal de sortie des portes 308 et 314 est appliqué par un conducteur 324 et par un conducteur 25 325 aux deux entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 326 et au moyen d'un conducteur 327 à l'une des entrées de chacune des portes ET-NON 328, 321, 322 et 323. Les sorties des portes 312 et 315 sont reliées par des conducteurs 329 et 330 aux deux entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 331 et au moyen d'un conducteur 332 à l'une des entrées de chacune des portes ET-NON 328, 320 30 et 323. La sortie de la porte 318 est reliée par un conducteur 333 à l'une des entrées d'une porte ET-NON à quatre entrées 334 et à l'une des entrées de chacune des portes ET-NON à deux entrées 335, 336 et 337, tandis que la sortie de la porte 326 est reliée par un conducteur 338 à l'une des entrées de la porte 334 et à l'une des entrées de la porte 335. La sortie de la porte 331 35 est reliée directement à l'une des entrées de la porte 334 et la sortie de la porte 334 est reliée par un conducteur 339 aux entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 340 dont la sortie est reliée aux deux entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 341. La sortie de la porte 341 est reliée directement à la borne de commande S9, tandis que la sortie de la porte 335 est 40 reliée directement à la borne S10. La sortie de la porte 328 est reliée à 71 16983 14 2099464 l'une des entrées de la porte 336, tandis que la sortie de cette porte est reliée directement à la borne de commande SU. La sortie de la porte 337 est connectée à la borne S12. Les sorties des portes 320 et 321 sont reliées aux deux bornes d'entrée de la porte ET-NON à deux entrées 342 dont la sortie 5 est connectée directement à la borne de commande S13. La sortie de la porte 322 est reliée aux deux entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 343 dont la sortie est connectée à la borne de commande S14. Enfin, la sortie de la porte 323 est reliée aux deux bornes d'entrée d'une porte ET-NON à deux entrées 344 dont la sortie est connectée à la borne de commande S15. 10 Grâce à ce montage, chacune des bornes de commande S9 à S15 est commandée par une combinaison bien déterminée de bits A4, A5 et A6, ainsi que par le bit M3 qui est le bit le moins significatif du groupe de commande d'octants. La logiquefcjrésidant au codage de la tangente tX est représentée sur le tableau II ci-après : 15 TABLEAU II Angle A4 A5 A6 Commutateurs fermés 0° - 5,603° 0 0 0 Aucun 5,625° - 11,228° 0 0 1 S9 20 11,250° - 16,853° 0 1 0 S9, SIO 16,875° - 22,478° 0 1 1 S9, SIO et SU 22,500° - 28,103° 1 0 0 S9-S12 28,125° - 33,728° 1 0 1 S9-S13 33,750° - 39,353° 1 1 0 S9-S14 25 39,375° - 44,978° 1 1 1 Tous En se reportant à la figure 3, il est à remarquer que quand les bornes S9 à S15 sont activées par les signaux de sortie du circuit logique 19, chaque transistor de commutation ainsi activé shunte vers la masse le signal de la 30 voie à résistance à laquelle il est associé, de sorte que les branches sélectionnées des réseaux en échelle 21 et 22 ne conduisent aucun signal vers leurs conducteurs de sortie respectifs 515 et 516. Ces bornes sont sélectivement commandées par les bits A4, A5 et A6 selon la logique du tableau II. C'est ainsi, par exemple, que pour un angle de 10,00°, les bits A4, A5 et A6 35 sont respectivement 0,0 et 1 et seul le commutateur commandé par la borne S9 est fermé. En conséquence, à ce moment, aucun courant ne traverse les branches 501 et 508 des réseaux d'atténuation de la tangente x . Par contre, les branches restantes de chaque réseau sont conductrices et la somme des courants ainsi produits constitue, pour chaque réseau, un signal de sortie correspondant à la 40 tangente de l'angle (10,00°) représenté par cette combinaison de bits. Comme on 71 16983 2099464 le voit sur le tableau II, le réseau de tangente oCexerce une commande par incréments de 5,625°. Les valeurs ohmiques relatives des branches de chacun des réseaux d'atténuation de la tangente ot. sont proportionnés pour que la conductivité relative de ces branches augmente, dans chaque réseau, propor-5 tionnellement à la tangente & . La précédente opération a pour effet de faire apparaître le signal cos (9,j - ^i) à l'entrée du réseau 21 pour qu'il soit multiplié par tgo^ , produisant le signal cos (9,^ - p) tg cX au conducteur de sortie 515nde ce réseau. De même, le réseau 22 a pour effet de multiplier le signal/(9^ - p) 10 apparaissant sur le conducteur 91 par tg o(. pour produire le signal sin (9^, - p) à sa sortie 516. Il est à noter qu'un conducteur 517 sert à appliquer le signal sin (9^, - p.) a l'entrée du réseau de tg o( 22 par deux résistances en parallèle 518 et 519 aboutissant au point de jonction 26, ce. qui a effectivement pour effet que le signal sin (9^, - p) est soustrait du signal cos (9^-^a) tg«( 15 apparaissant à la sortie du réseau 21. Ce signal de différence, indiqué sché-matiquement au conducteur de sortie 27 de la figure 1 est appliqué par un conducteur 520 sur la figure 3 à l'entrée d'inversion de l'amplificateur opérationnel 500. En même temps, un conducteur 521 et une résistance 522 servent à appliquer le signal cos (9,^ - ^i) apparaissant à l'entrée 90 du réseau 21 à 20 l'entrée d'inversion d'un amplificateur opérationnel 523. L'entrée non-inver-sante de l'amplificateur 523 est reliée à la masse, à travers une résistance 524, de sorte que cet amplificateur inverse effectivement la polarité du signal qui le traverse. Le signal inversé sortant de cet amplificateur est appliqué, par un conducteur 525 et une résistance 5?6, à l'entrée d'inversion d'un am-25 plificateur opérationnel. Le signal de sortie du réseau 22 est aussi appliqué par un conducteur 516, à la même entrée d'inversion de l'amplificateur 527, de sorte que le signal apparaissant au conducteur de sortie 528 de cet amplificateur représente sin (9^, - y.) tg oc + cos (9^, - p). Ce signal est appliqué au réseau d'atténuation f»23 où il est multiplié par p avant d'être appliqué, 30 par un conducteur 529 à l'entrée d'inversion de l'amplificateur d'addition 500. Le schéma du réseau d'atténuation p est représenté sur la figure 4 qui montre que celui-ci comprend huit branches parallèles 601 à 608. La branche 601 se compose de deux résistances en série 601A et 601B dont le point de jonction est relié à la masse à travers un transistor de commutation 601C 35 relié à la borne de commande S16. La branche 602 se compose des résistances 602A et 602B qui sont, de même, reliées à la masse par l'action d'un transistor de commutation 602C et d'une borne de commande S17, le point de jonction des résistances 602A et 602B étant aussi relié à la masse par une résistance 602D. La branche 603 comprend les résistances 603A et 603B et un transistor 40 de commutation 603C qui est commandé par une borne S18. Ici aussi, une 71 16983 16 2099464 résistance 603B est branchée entre la masse et la jonction des deux résistances 603A et 603B. Les branches restantes 604 à 608 sont identiques à la branche 603 et sont commandées respectivement par des bornes S19 à S23. Ici également, les valeurs ohmiques des résistances des différentes branches du réseau d'atténua-5 tion 23 sont calculées pour produire une échelle numérique binaire, ce réseau pouvant ainsi développer des signaux analogiques représentant la partie p de l'angle numérique contenu dans le compteur, partie représentée par les bits B7 à B14. Le réseau d'atténuation p 23 produit effectivement un réglage fin et dans un mode de réalisation préféré de l'invention, les bits B7 à B14 10 de la sortie du compteur exercent une commande par incréments de 0,022°. Dans la pratique, chaque branche du réseau en échelle 23 peut avoir une valeur ohmique approximativement double de celle de la branche inférieure suivante en allant du sommet vers la base du réseau. Les résistances de dérivation D de chacune des branches 602 à 608 pourraient être supprimées le cas échéant, 15 puisqu'elles n'ont été utilisées, dans le montage décrit, pour que toutes les résistances A et B puissent avoir la même valeur. Le circuit logique qui commande les bornes S16 à S23 est représenté sur la figure 6 qui montre que le module de bascules 200 produit les bits de sortie B7 à B10, tandis que le module 100 produit les bits Bll à B14. Le bit B7 est 20 appliqué, par un conducteur 201, aux deux entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 202 qui produit le bit B7 à sa sortie. Le bit B7 est aussi appliqué à l'une des entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 203 dont la sortie est reliée à la borne de commande S16. De même, le bit B8 est appliqué, par un conducteur 204, aux deux entrées de la porte ET-NON à deux entrées 205 qui 25 produit à sa sortie le bit B8. Le bit B8 est aussi appliqué à l'une des entrées de la porte ET-NON à deux entrées 206 dont la sortie est reliée à la borne de commande S17. Le bit B9 est appliqué, par un conducteur 207, aux deux entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 208, de sorte que le bit B9 apparaît à la sortie dé celle-ci. Le bit B9 est aussi appliqué à l'une des entrées d'une 30 porte ET-NON à deux entrées 209 dont la sortie est directement reliée à la borne de commande S18. Le bit B10 est appliqué, par un conducteur 210, aux deux entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 2ll qui produit, à sa sortie, le bit BlO. Le bit B10 est aussi appliqué à l'une des entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 212 dont la sortie est connectée à la borne de commande 35 S19. Il est à noter que le bit M3 qui apparaît sur le conducteur 423 et qui est engendré par le module 300 est appliqué aux deux entrées d'une porte ET-NON 213, de sorte qu'on obtient à son conducteur de sortie 214 le bit M3. Ce bit est appliqué,par un conducteur 215, à l'une des entrées de chacune des portes ET-NON à deux entrées 216, 217, 218 et 219 dont les sorties sont reliées aux 40 bornes de commande S16, S17, S18 et S19. De même, le bit M3 qui apparaît sur le 71 16983 17 2099464 conducteur 427 est appliqué aux deux entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 220 pour produire le bit M3 à son conducteur de sortie 221. Ce bit M3 est appliqué, par un conducteur 222, à l'une des entrées de chacune des portes ET-NON 203, 206, 209 et 212. En conséquence, on voit que les bornes de commande S16 à 5 S19 sont effectivement commandées par les bits B7 a B10 et qu'elles sont liées au fonctionnement général du compteur bidirectionnel 18 par l'addition des bits M3 et M3. D'une manière analogue, le bit Bll produit par le module 100 est appliqué, par un conducteur 223, aux deux entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 224 10 à la sortie duquel apparaît le bit Bll, le bit Bll étant aussi appliqué à l'une des entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 225 dont la sortie est reliée à la borne S20. Le bit B12 est appliqué, par un conducteur 226, aux deux entrées d'une porte ET-NON 227 et à l'une des entrées d'une porte ET-NON 228, la sortie de cette dernière étant reliée à la borne de commande S21. Le bit B13 est appli-15 que, par un conducteur 229, aux deux entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 230 et est aussi appliqué à l'une des entrées d'une porte ET-NON 231 dont la sortie est connectée à la borne de commande S22. Enfin, le bit B14 est appliqué, par un conducteur 232, aux deux entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 233 et à l'une des entrées d'une porte ET-NON à deux entrées 234 dont la 20 sortie est connectée à la borne de commande S23. En-fait, chacune des portes 224, 227, 230 et 233 produit l'inverse logique de son bit d'entrée. La sortie de la porte 224 est reliée à l'une des entrées d'une porte ET-NON 235, tandis que la sortie de la porte 227 est reliée à l'une des entrées d'une porte ET-NON 236. La sortie de la porte 230 est reliée à une porte ET-NON 237 dont 25 la sortie est connectée à la borne de commande S22. De même, la sortie de la porte 233 est connectée à l'une des entrées d'une porte ET-NON 238 dont la sortie est reliée à la borne de commande S23. Le bit M3 apparaissant sur le conducteur 214 est appliqué à l'une des entrées de chacun des circuits ET-NON 235, 236, 237 et 238, tandis que le bit M3 est appliqué, par le conducteur 221, à 30 l'une des entrées de chacune des bornes 225, 228, 231 et 234. Grâce à ce montage, les bits B7 à B14 commandent effectivement les bornes S16 à S23, afin que le réseau d'atténuation P 23 engendre un signal dont l'intensité représente la valeur de la partie P de l'angle numérique du compteur bidirectionnel. La logique de codage de la partie P est indiquée dans le tableau III ci-après. 71 16983 18 2099464 TABLEAU III Angle B7 B8 B9 BlO Bll B12 B13 B14 Transistors de commutation fermés 0° -0,02197° 0 0 0 0 0 0 0 0 aucun 02197° -0,044° 0 0 0 0 0 0 0 1 S16 0,044° -0,066° 0 0 0 0 0 0 1 0 S17 0,066° -0,088° • • 0 0 0 0 0 0 1 1 S16, S17 • • 5,621° • • • - 5,623° 1 1 1 1 1 1 1 0 m m S23, S17 5,623° - 5,625° 1 1 1 1 1 1 1 1 tous Le tableau III ci-dessus a été abrégé pour des raisons de commodité. Toutefois, les données restantes sont faciles à calculer, en remarquant que la 20 commande exercée par le réseau 0 s'effectue par incréments de 0,022° et que chacun des bits B7 à B14 commande une borne de commande S16 à S23 différente. En se reportant à la figure 3, on voit que le réseau d'atténuation ^23 multiplie le signal de sortie de l'amplificateur 527 par £ pour produire le signal P sin (S^-^u) tan et + P cos (0^,-^u) à sa sortie 529, signal qui est ensuite 25 appliqué à l'entrée d'inversion de l'amplificateur d'addition 500. En conséquence, le signal d'erreur apparaissant à la sortie de l'amplificateur d'addition 500 a la forme indiquée à la sortie 32 de la figure 1. Ce signal qui est un signal d'erreur alternatif ayant une amplitude et une phase représentant respectivement la grandeur et le sens de l'écart entre la valeur vraie de 30 l'angle dans le résolver et la valeur estimée de cet angle inscrite dans le compteur, est appliqué, à travers un réseau de liaison R-C comprenant une capacité 530 et une résistance 531 à l'entrée du démodulateur de phase 33 de la figure 1. Le réseau de liaison élimine effectivement les composantes continues du signal d'erreur, supprimant ainsi les erreurs dues à la dérive des 35 amplificateurs à courant continu, aux décalages de commutation, etc. En conséquence, le signal qui contient l'information d'erreur est un signal alternatif et non pas un signal continu. Ceci évite effectivement les difficultés rencontrées par les montages de la technique antérieure utilisant des signaux d'erreur à courant continu. Le signal d'erreur alternatif est appliqué au 40 démodulateur de phase 33 dans lequel il est multiplié par une porteuse de 71 16983 19 2099464 référence provenant de la source 34 qui a la même fréquence que la source de signaux 14 de l'enroulement du rotor du résolver. Le signal d'erreur alternatif est ainsi multiplié par la tension de la porteuse de référence de façon à produire un signal de sortie à courant continu dont la grandeur et la 5 polarité représentent respectivement l'amplitude et la phase du signal d'erreur alternatif appliqué à l'entrée du démodulateur. A cause de la multiplication du signal d'erreur alternatif par la tension de la porteuse de référence, le démodulateur de phase agit sensiblement de la même manière qu'un servo-moteur biphasé pour éliminer pratiquement toutes les erreurs dues à des signaux de 10 quadrature et à des harmoniques. En conséquence, le convertisseur analogique-numérique de la présente invention jouit de la même immunité à l'égard des signaux de quadrature et des harmoniques qu'un système de position électromécanique utilisant un servo-moteur biphasé, sans être affecté par les limitations de précision et de temps de réponse inhérentes à ces systèmes. Dans la 15 pratique, le démodulateur de phase 33 peut avantageusement être un modulateur-démodulateur équilibré Motorola type MC1596G. Comme le montre la figure 5, des signaux de sortie équilibrés du démodulateur de phase 33 sont appliqués à l'entrée d'un convertisseur tension-fréquence bipolaire 35. Les sorties du démodulateur sont reliées par des 20 conducteurs 701 et 702 et des résistances d'entrée 703 et 705 aux entrées d'inversion et non-inversantes d'un amplificateur opérationnel 704. Un filtre comprenant deux capacités en série 706 et 707 dont la jonction est mise à la masse, est branché entre les entrées de l'amplificateur 704 et a pour fonction d'éliminer les harmoniques seconds engendrés pendant la démodulation. La sortie 25 de l'amplificateur opérationnel 704 est ramenée à son entrée d'inversion par une résistance de rétroaction 708 et aussi, à son entrée non-inversante par deux résistances en série 709 et 710. La jonction des résistances 709 et 710 est reliée à la masse, à travers un condensateur 711 et est aussi reliée, à travers une diode 712 et des résistances d'entrée 714 et 721, à l'entrée non-30 inversante d'un comparateur 715. La sortie du comparateur 715 est connectée, par un conducteur 716, à l'entrée "addition" du compteur bidirectionnel 18. La sortie du comparateur 715 est ramenée à son entrée non-inversante par une résistance de rétroaction 717 et est connectée à une source électrique négative (non-représentée) par une résistance chutrice 718. L'entrée d'inversion du 35 comparateur 715 est reliée à la masse par une résistance 719 et à une source électrique positive (non-représentée) par une résistance 720. La jonction de la diode 712 et de la résistance d'entrée 714 est reliée à la masse, à travers un transistor 713 et un conducteur 722. Ce transistor fait fonction d'interrupteur du fait que sa base est reliée à une source d'impulsions de remise à 40 zéro positives au moyen d'une résistance 723 et d'un conducteur 724. La sortie 71 16983 20 2099464 de l'amplificateur opérationnel 704 est aussi reliée par une diode 725 et des résistances d'entrée 727 et 729 à l'entrée d'inversion d'un comparateur 728. La sortie du comparateur 728 est reliée à la borne de "soustraction" ou de "compte à rebours" du compteur bidirectionnel 18 au moyen d'un conducteur 730 5 et est ramenée à son entrée non-inversante par une résistance 731. La sortie de ce comparateur est reliée à une source électrique négative (non représentée) par une résistance 732, tandis que son entrée non-inversante est reliée à cette même source électrique à travers une résistance 733. Un transistor 726 relie la jonction entre la diode 725 et la résistance 727 à la masse, à travers son 10 circuit collecteur-émetteur et par un conducteur 735. La base de ce transistor est reliée à une source d'impulsions de remise à zéro négatives (non-représentée) par une résistance 736 et un conducteur 737. En fonctionnement, quand une tension de sortie continue du démodulateur 33 est appliquée entre les bornes d'entrée du convertisseur tension-fréquence 35, 15 elle est reproduite aux bornes de la résistance de sortie 709 où elle engendre un courant servant à charger le condensateur 711. La majeure partie du courant ainsi engendré est utilisée pour charger le condensateur 711, puisque l'impédance de celui-ci est petite comparativement à la grandeur des résistances de rétroaction 708 et 710. Quand la tension développée aux bornes du condensateur 20 711 est appliquée au comparateur 715, à travers la diode 712, il en résulte une élévation du potentiel de la borne d'entrée non-inversante de ce comparateur au-dessus du potentiel de sa borne d'entrée d'inversion, faisant ainsi passer le signal de sortie du comparateur, au conducteur 716, d'une valeur basse à une valeur élevée. Une impulsion de remise positive, qui peut être engendrée par 25 un circuit logique (non-représenté) à partir du signal de sortie du comparateur, est ensuite appliquée par le conducteur 724 à la base du transistor 713, de sorte que le circuit collecteur-émetteur de ce transistor opère comme un interrupteur pour écouler la tension présente aux bornes du condensateur 711 vers la masse, déchargeant ainsi ce dernier. Quand le potentiel de l'entrée non-30 inversante du comparateur tombe au-dessous du potentiel de sa borne d'entrée d'inversion, son signal de sortie redevient bas, de sorte que quand un signal continu est appliqué en permanence à l'entrée de l'amplificateur 704, le comparateur 715 produit une série d'impulsions de sortie ayant une cadence de répétition qui est fonction de la grandeur du signal continu provenant du 35 démodulateur de phase 35. D'une manière analogue, le comparateur 728 produit une série d'impulsions de sortie, au conducteur 730, en réponse à des signaux continus ayant la polarité opposée provenant du démodulateur 33. Cette série d'impulsions est utilisée pour diminuer et augmenter le total du compteur 18, la cadence de répétition des impulsions étant dépendante de la grandeur du 40 signal continu provenant du démodulateur. 71 16983 21 2099464 En conséquence, quand le compteur 18 produit un signal de sortie binaire qui représente un angle différent de l'angle de l'arbre d'entrée du résolver, le signal d'erreur alternatif qui est produit par l'action des réseaux d'atténuation représente, par son amplitude et sa phase, respectivement la grandeur 5 et le sens de l'écart entre le contenu du compteur et la valeur vraie de l'angle d'entrée. Ce signal d'erreur est alors utilisé à la manière d'un signal d'avertissement pour ramener le compteur vers sa position de zéro, où son signal de sortie représente la valeur vraie de l'angle d'entrée du résolver. Grâce à cet agencement, le convertisseur analogique-numérique de l'invention assure une 10 précision de treize bits avec une résolution de 14 bits et opère, effectivement, comme un système asservi proportionnel à semiconducteurs. Un convertisseur de ce type s'adapte facilement à un fonctionnement en multiplex avec un certain nombre de signaux d'entrée de résolver à cause de son temps de réponse extrêmement rapide. Le temps de réponse rapide du convertisseur élimine pratiquement 15 le problème de la "non-actualité" des données numériques qui se présentent parfois dans les systèmes de conversion à semiconducteurs de la technique antérieure. On comprend aisément que le convertisseur analogique-numérique, de la présente invention peut être utilisé avec des signaux d'entrée analogiques provenant de dispositifs à trois conducteurs, par exemple, de synchro-mécanismes, 20 notamment en utilisant un réseau de conversion approprié, tel qu'un transformateur "Scott" qui convertit effectivement le signal analogique à. trois conducteur des synchro-machines en un signal analogique à quatre conducteurs du type de celui fourni par les résolvers. Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées à 25 l'exemple représenté et décrit, sans sortir pour autant du cadre de l'invention. 71 16983 22 2099464 REVENDICATIONS 1.- Convertisseur analogique-numérique pour convertir des signaux d'entrée analogiques biphasés représentant un angle en signaux de sortie numérique binaires représentant ledit angle, caractérisé en ce qu'il comprend un compteur 5 adapté à produire des signaux de sortie numériques binaires représentant la valeur estimée dudit angle, des circuits à commande numériques couplés à la sortie du compteur afin d'être commandés par lui et ayant une entrée adaptée à recevoir lesdits signaux analogiques biphasés, ces circuits étant adaptés à modifier les signaux d'entrée analogiques en réponse aux signaux de sortie nu-10 mériques du compteur afin de produire un signal d'erreur analogique alternatif dont l'amplitude et la phase représentent respectivement la grandeur et le sens de la différence entre les valeurs estimée et vraie de l'angle, un démodulateur de phase couplé à la sortie desdits circuits pour multiplier le signal alternatif d'erreur par un signal de référence alternatif afin de produire des 15 signaux de sortie continus dont la grandeur et la polarité représentent respectivement l'amplitude et la phase du signal d'erreur alternatif, et un convertisseur tension-fréquence bipolaire interposé entre la sortie du démodulateur et l'entrée du compteur pour convertir lesdits signaux de sortie continus en impulsions de sortie numériques ayant une cadence de répétition représentant la 20 grandeur de ces signaux continus, de manière que les impluisions de sortie numériques entraînent le compteur vers une position où son signal de sortie numérique binaire représente la valeur vraie de l'angle. 2.- Convertisseur analogique-numérique selon la revendication 1, caractérisé en ce que les signaux d'entrée analogiques biphasés comprennent des premiers 25 et des seconds signaux alternatifs représentant respectivement le cosinus et le sinus de l'angle défini par lesdits signaux d'entrée, et en ce que les circuits à commande numérique comprennent des moyens de sélection d'octant opérant en réponse à un premier groupe composé des bits les plus significatifs des signaux de sortie numériques binaires afin de combiner sélectivement les premiers et 30 les seconds signaux d'entrée pour produire des troisièmes et des quatrièmes signaux représentant respectivement le cosinus et le sinus de l'écart entre la valeur vraie de l'angle et la partie de l'angle estimé inscrite dans le compteur, représentée par le premier groupe de bits. 3.- Convertisseur analogique-numérique selon la revendication 2, caracté-35 risé en ce que les circuits à commande numériques comprennent en outre un premier et un second réseaux d'atténuation opérant en réponse à un second groupe composé des bits suivants les plus significatifs des signaux de sortie numériques binaires afin de multiplier les troisièmes et quatrièmes signaux provenant des moyens de sélection d'octant par la tangente de la partie de l'angle estimé 40 inscrite dans le compteur représentée par ledit second groupe de bits, afin de 71 16903 23 2099464 produire respectivement des cinquièmes et des sixièmes signaux. 4.- Convertisseur analogique-numérique selon la revendication 3, caractérisé en ce que les circuits à commande numériques comprennent en outre un troisième réseau d'atténuation opérant en réponse à un troisième groupe com- 5 posé des bits restants des signaux de sortie numériques binaires afin de multiplier la somme des troisièmes et des sixièmes signaux par la partie de l'angle estimé inscrite dans le compteur représentée par ce troisième groupe de bits afin de produire ainsi un septième signal. 5.- Convertisseur analogique-numérique selon la revendication 4, caracté-10 risé en ce que les circuits à commande numériques comprennent en outre des moyens pour additionner le septième signal avec un huitième signal représentant la différence entre les quatrièmes et cinquièmes signaux afin de produire ainsi le signal d'erreur alternatif. 6.- Convertisseur analogique-numérique selon la revendication 5, caracté-15 risé en ce que le premier, le second et le troisième réseaux d'atténuation comprennent des réseaux en échelle à commande numérique formés par des embranchements de circuit en parallèle commandés par des commutateurs. 7.- Convertisseur analogique-numérique selon la revendication 6, caractérisé en ce que le premier groupe de bits comprend les trois bits les plus 20 significatifs du signal de sortie à 14 bits du compteur, tandis que le second groupe de bits comprend les trois bits suivants les plus significatifs de ce signal de sortie à 14 bits. 8.- Convertisseur analogique-numérique selon la revendication 1, caractérisé en ce que les signaux d'entrée analogiques biphasés comprennent un premier 25 signal alternatif de la forme cos 6^ et un second signal alternatif de la forme sin 9^, ledit signal d'erreur ayant la forme (9^,-^u) ( £ tg OC-1) + cos (9^-^u) (tg ex + £), dans laquelle 9T est la valeur vraie dudit angle, ^u est proportionnel à un groupe comprenant les bits les plus significatifs des signaux de sortie numériques binaires, o