FR 2085955 A1 19711231 FR 7112488 A 19710408 71 12488 i 2085955 La présente invention concerne un amplificateur de courant A continu, destiné à des dispositifs de servo-commande. Les amplificateurs de servo-commande à contrôle de phase et à simple ou double alternance ont souvent été utilisés. Mai? ces am-5 plificateurs ont un délai de réponse qui leur est inhérent, et le courant est appliqué à l'induit du servo-ooteur boujs forne d'impulsions dont la largeur détermine la valeur moyenne du courant. Il en résulte une perte excessive dans l'induit du moteur, ce qui conduit à utiliser des moteurs surdimensionnés et, dans certains cas, un 10 refroidissement extérieur est nécessaire. Los accélérations élevées dues aux fronts raides des impulsions produites par la commande par contrôle de phase peuvent imposer l'utilisation de traina d'engrenage ou autres dispositifs de transiaission plus lourds qui ne seraient paa nécessaires autrement. 15 Des dispositifs de commande à contrôle de phase polyphasés ont été élaborés dans le but de pallier les inconvénients des amplificateurs de servo-commande monophasés. Mais les dispositifs polyphasés sont beaucoup plus complexes et plus coûteux que les dispositifs monophasés. Une autre solution consiste à utiliser des amplificateurs à 20 courant continu, mais leur emploi a été considérablement limité à cause de la perte excessive de puissance qu'ils introduisent. Le dispositif de commande selon l'invention permet d'éviter cet inconvénient par le fait que la perte d'énergie dans l'amplificateur est sérieusement réduite. 25 Ce dispositif est particulièrement utile dans le cas où. un servo-moteur commandé par un signal d'erreur entraîne une glissièr», une vis ou toute autre pièce vers une position déterminée. Lorsque la pièce mobile approche de la position voulue, la valeur du signal d'erreur diminue afin de ralentir le mouvement de la pièce, et une 30 énergie moindre est fournie par 1'amplificateur. Il est bien connu que la perte de puissance est maximale dans l'amplificateur lorsque sa résistance intérieure est égale à la résistance de la charge. Pour éviter un fonctionnement dans le voisinage de cette condition, la tension d'alimentation de l'amplificateur de servo-commande est 35 ramenée à une valeur plus faible, de sorte que la perte de puissance reste faible quand la valeur du signal d'erreur diminue. Contrairement à ce qui se produit avec les amplificateurs de servo-commande à contrôle de phase, l'amplificateur à courant conti 71 12488 2 2085955 nu selon l'invention n'introduit pas de retard notable à la réponse. L'amélioration du facteur de forme du courant d'alimentation du moteur entraîne une diminution de la perte de puissance dans l'Induit, par rapport à ce qu'elle est dans le cas d'alimentation par 5 amplificateur à contrôle de phase. De même, les accélérations élevées dues aux fronts raides des impulsions produites par un amplificateur à contrôle de phase sont éliminées par l'amplificateur selon l'invention, et ce, sans diminuer les performances. La présente invention concerne donc un dispositif de commande 10 d'amplificateur à courant continu destiné à alimenter un circuit de charge sous le contrôle d'un signal d'entrée qui, en fonction de sa valeur, commande la tension d'alimentation appliquée à l'amplificateur, et également un dispositif de servo-commande à amplificateur dans lequel le servo-moteur entraîne une charge soua le contrôle d'un 15 signal d'erreur qui, en fonction de sa valeur, commande la puissance de sortie de l'amplificateur en agissant de préférence sur sa tension d'alimentation. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressorti-ront de la description qui va suivre, faite en regard de plusieurs 20 modes de réalisation donnés à titre explicatif et non limitatif. Sur les dessins annexés : la figure 1 est le diagramme schématique d'un dispositif de servo-commande de machine-outil selon l'invention; la figure 2 est le schéma d'un amplificateur de servo-commande 25 utilisé dans le dispositif de la figure 1 ; la figure 3 est le schéma du circuit détecteur de niveau utilisé dans le dispositif de la figure 1 ; la figure 4 est le schéma d'un mode de réalisation du circuit de commutation de tension utilisé dans le dispositif de la figure 1 30 et comportant des redresseurs contrôlés; et la figure 5 est le schéma d'un autre mode de réalisation du circuit de commutation de tension utilisé dans le dispositif de la figure 1 et comportant des transistors. La figure 1 illustre un dispositif selon la présente invention 35 dans lequel un servo-moteur 10 est couplé par une vis-mère ou autre (indiquée par le trait pointillé 11) à une pièce mobile (non représentée) d'une machine-outil 12 qui effectue un certain travail. 71 12488 3 2085955 Suivant le sens dans lequel il tourne, ce servo-moteur 10 entraîne la pièce mobile dans un sens ou dans l'autre de manière à l'amener dans la position ou dans l'état voulu. Un dispositif classique de codage 18, couplé à la machine-outil 12, délivre des signaux numé-5 riques qui représentent la position de la pièce mobile. Ces signaux sont appliqués à un soustracteur numérique 14. Un signal numérique 15 de commande provenant d'un générateur de commande (non représenté) indique la position voulue pour la pièce mobile. Le soustracteur numérique 14 délivre sous forme numérique un signal 16 de différence ou 10 d'erreur qui est appliqué à un convertisseur numérique-analogique 22. Ce dernier produit on signal 17 analogique d'erreur. Le signal 17 analogique d'erreur délivré par le convertisseur numérique-analogique 22 est appliqué à un circuit 27 de commande d'amplificateur et k un circuit 24 de détection de niveau. Ce dernier 15 est relié à un circuit 26 de commutation de tension. Le circuit 27 de commande d'amplificateur délivre des signaux à l'amplificateur 29 de commande de servo-moteur auquel le circuit 26 de commutation de tension applique différentes tensions.d'alimentation en fonction de - l'amplitude dù"signal d'erreur provenant du convertisseur 22. 20 - 'Lorsque l'amplitude du signal analogique d'erreur atteint certains niveaux prédéterminés, le circuit 24 de détection de niveau délivre des signaux dè commutation qui correspondent aux plages de niveaux du signal analogique d'erreur. Les signaux de commutation provenant du circuit 24 de détection de niveau sont donc quantifiés par rapport à 25 l'amplitude du signal analogique d'erreur, et ce sont ces signaux quantifiés qui commandent le circuit 26 de commutation de tension. La figure 2 montre le schéma d'un amplificateur 29 de servocommande dans lequel les transistors 30 et 36, et les transistors 32 et 34 sont respectivement conducteurs par paire afin de commander 50 l'amplitude et le sens du courant d'alimentation du servo-moteur 10 et déterminer ainsi le sens de rotation et le couple du moteur. Selon la puissance à fournir, les transistors 30, 32, 34 et 36 peuvent être constitués chacun de plusieurs transistors couplés en parallèle. La tension d'alimentation de ces transistors est appli-35 quée entre le point 46 et la masse. Lorsque le moteur doit tourner dans un sens, le transistor PNP 34 et le transistor NPN 32 sont cofidnctsars, le transistor PNP 30 et le transistor NPN 36 sont 71 12488 4 2085955 bloqués. Si le moteur doit tourner dans l'autre sens, les transistors 30 et 36 sont débloqués et les transistors 32 et 34 sont bloqués. Les transistors 30, 32, 34 et 36 peuvent comporter n'importe quelle combinaison de transistors PNP et NPN. 5 Les résistances de base 38, 40, 42 et 44 sont respectivement connectées entre les bases des transistors 30, 32, 34 et 36 et les sorties 37, 39, 41 et 43 d'un préamplificateur 27 classique qui applique à ces transistors des polarisations de base qui dépendent de la nature des transistors ainsi que de la valeur et du 10 sens du signal analogique d'erreur. Le signal 17 analogique d'erreur provenant du convertisseur 22 est appliqué au préamplificateur 27 et aussi au circuit_ 24 détecteur de niveau dont le schéma est représenté sur la figure 3. Les signaux analogiques d'erreur de polarité positive sont appliqués, 15 à travers les diodes 50 et 52 et les résistances d'entrée .70 et 72 aux entrées directes d'amplificateurs opérationnels 58 et 62. Ces amplificateurs réagissent donc aux signaux analogiques d'erreur de polarité positive, et non à ceux de polarité négative..Les signaux analogiques d'erreur de polarité négative sont appliqués à 20 travers les diodes 54 et 56 et les résistances d'entrée 74 et 76, aux entrées inverses des amplificateurs opérationnels 60 et 64. Ces derniers réagissent donc aux signaux analogiques d'erreur de polarité négative et non à ceux de polarité positive. Les amplificateurs opérationnels 58, 60, 62 et 64 comportent 25 chacun une résistance de réaction connectée entre leur sortie ët leur entrée inverse, comme par exemple la résistance de réaction 66 associée à l'amplificateur opérationnel 58. Une source 47 de polarisation réglable est également reliée à l'entrée inverse de chacun des amplificateurs opérationnels 58, 60, 62 et 64 à 30 travers les résistances 48, sous forme de diviseurs de tension tels que par exemple le circuit diviseur 47a relié à l'amplificateur 58 par la résistance 48a. Les valeurs des résistances 66, 47 et 48 sont déterminées de manière qu'un faible signal d'entrée puisse provoquer la saturation 35 positive ou négative des sorties des amplificateurs 58, 60, 62 et 64. Les amplificateurs 58 et 62 délivrent donc un signal saturé 71 12488 5 2085955 positivement chaque fois que la polarité du signal analogique d'erreur est positive et que son amplitude dépasse leur tension de polarisation. Les sorties des amplificateurs 58 et 62 sont saturées négativement pour toutes les autres valeurs du signal analogique d'erreur. Le diviseur 5 de tension 47a associé avec l'amplificateur opérationnel 58 est par exemple réglé à un niveau plus faible que le diviseur de tension 47c associé avec l'amplificateur opérationnel 62. Par conséquent, lorsque l'amplitude d'un signal analogique d'erreur positif augmente, le premier niveau quantifié atteint est déterminé1 par le diviseur de 10 tension 47a relié à l'amplificateur opérationnel 58. Un second niveau quantifié pour un signal analogique d'erreur positif est déterminé par le diviseur de tension 47c relié à l'amplificateur 62. De môme, un signal de premier niveau correspondant à un signal analogique d'erreur de polarité négative est délivré à la sortie 15 de l'amplificateur opérationnel 60, et le niveau du signal d'erreur pour lequel il apparaît est déterminé par le réglage du diviseur de tension 47b. Le signal de second niveau quantifié correspondant à un signal analogique d'erreur rte polarité négative est délivré à la sortie de l'amplificateur opérationnel 64, et le niveau du signal 20 d'erreur pour lequel il apparaît est déterminé par le réglage du diviseur de tension 47d. Les sorties de3 amplificateurs 60 et 64 sont saturées négativement quand la polarité négative des signaux d'erreur est inférieure aux tensions de polarisation respectives, La sortie de l'amplificateur opérationnel 58 est assurée 25 positivement chaque fois que la polarité positive d'un signal analogique d'erreur dépasse le premier niveau quantifié car la résistance d'entrée 70 est reliée à l'entrée directe de l'amplificateur 58. Du fait que la résistance d'entrée 74 est reliée à l'entrée inverse de l'amplificateur opérationnel 60, la sortie de ce dernier est saturée 30 positivement chaque fois que la polarité positive d'un signal analogique d'erreur dépasse le premier niveau quantifié. Les sorties des amplificateurs 58 et 60 sont reliées au point de jonction 89 par les diodes 88 et 90 placées dans le même sens. Par conséquent, le signal qui apparaît au point 89 est positif chaque fois que l'ampli-35 tude du signal analogique d'erreur dépasse le premier niveau quantifié, et quelle que soit sa polarité. Les sorties des amplificateurs 62 et 64 sont de même reliées au point de jonction 91 par les diodes 71 12488 6 2085955 92 et 94. Le signal qui apparaît au point 91 est également positif chaque fois que l'amplitude d'un signal analogique d'erreur d'une polarité ou l'autre dépasse le second niveau quantifié. Le circuit situé à gauche de la ligne A-A de la figure 3 est donc en fait un 5 convertisseur analogique-numérique. Les signaux qui apparaissent aux points de jonction 89 et 91 constituent les signaux de commutation appliqués au circuit 26 de commutation de tension. La figure 4 montre le schéma d'un mode de réalisation du circuit de commutation 26 dans lequel des redresseurs contrôlés au silicium 10 sont utilisés pour commuter les tensions d'alimentation de l'amplificateur 29. La figure 5 montre un autre mode de réalisation dans lequel les transistors de puissance sont utilisés pour commuter les tensions d'alimentation. Dans la réalisation de la figure 4 plusieurs sources de tension 15 132, 134 et 136 fournissent à l'amplificateur 29 trois tensions d'alimentation différentes. Deux autres sources 138 et 140 sont destinées à commander les redresseurs contrôlés au silicium 174 et 190 dont le rôle est de connecter sélectivement les tensions d'alimentation de l'amplificateur 29 entre la borne 48 et la masse. 20 H est évident qu'un montage en parallèle peut être utilisé à la place d'un montage en série pour fournir les différentes'tensions voulues. Un autre redresseur contrôlé au silicium 202 sert à bloquer les redresseurs contrôlés 174 et 190. Lorsque le signal analogique d'erreur est inférieur au premier niveau quantifié, les redresseurs 25 contrôlés au silicium 202, 190 et 174 sont bloqués et la première source d'alimentation 132 ou source de plus faible tension est reliée à la borne 48 par la diode 142. Une résistance fixe 184 et un potentiomètre 187 sont branchés en parallèle entre la borne 48 et la masse. La résistance 184 constitue un ballast sur l'alimentation et le cur-30 seur du potentiomètre 187 produit un signal qui indique la tension appliquée à l'amplificateur en pont, entre la borne 48 et la masse. Si l'amplitude du signal analogique d'erreur dépasse le premier niveau quantifié mais tout en étant inférieur? au second niveau quantifié, un signal de commutation de polarité positive apparaît 35 au point de jonction 89 de la figure 3. Ce signal est appliqué à la base du transistor HPH 144 afin de le débloquer et ainsi rendre passant le transistor PHP 162. L'émetteur du transistor 162 est 71 12488 7 2085955 relié à la borne positive de la source 136 et son collecteur est relié k l'électrode de commande du redresseur contrôlé 174. Par conséquent, lorsque le transistor 162 est passant, Bon circuit collecteur-émetteur relie la source d'alimentation 136 k l'électrode 5 de commande du redresseur contrôlé 174 qui est alors débloqué. A ce moment, la tension de la source 134 eat reliée k la borne 48 par le circuit anode-cathode du redresseur contrôlé 174. La diode 142 est polarisée en opposition et la tension qui apparaît entre la borne 4 et la masse est la somme des tensions des sources 138 et 140. 10 De même, lorsque l'amplitude du signal analogique dépasse le second niveau quantifié, le transistor 146 est débloqué par le signal de commutation qui apparaît au point de jonction 91, de sort que le transistor 186 applique la tension de la source 138 k l'élec trode de commande du redresseur contrôlé 190 qui est débloqué. La 15 tension de la source 136 est alors appliquée k la borne 48 par le circuit anode-cathode du redresseur contrôlé 190. Le redresseur contrôlé 174 et la diode 142 sont polarisés en opposition et la tensio; qui apparaît entre la borne 48 et la masse eat la somme des tension; des alimentations 132, 134 et 136. 20 II est souhaitable de diminuer la tension appliquée entre la borne 48 et la masse lorsqu'elle dépasse d'une quantité prédétermina la tension qui est nécessaire pour que le courant qui passe dans le servo-moteur 10 fasse tourner ce dernier k la vitesse voulue. Mais, lorsqu'un redresseur contrôlé a été déclenché, l'électrode de commar 25 de n'a plus aucune action,et pour le bloquer il est nécessaire de ramener l'intensité du courant qui le traverse au-dessous d'une certaine valeur. Un moyen d'obtenir ce résultat consiste k inverser momentanément le sens de la polarisation anode-cathode du redresseur Dans le circuit de la figure 4, la polarisation des redresseurs 30 contrôlés 174 et 190 peut être inversée par le /déblocage momentané du transistor 196. Ce déblocage est provoqué par l'application d'une impulsion temporisée sur la base du transistor 196 qui, k son tour, débloque le transistor 198 de sorte que la tension positive de la source 140 est reliée par le transistor 198 k l'électrode de command 35 du redresseur contrôlé 202 qui est ainsi déclenché. Lorsque le redresseur contrôlé 202 est conducteur, il connecte par son circuit anode-cathode la tension positive de la source 138 au condensateur 71 12488 8 2085955 206. Ce condensateur était déchargé et il présente donc un court-circuit entre les cathodes des redresseurs contrôlés 202 et 190, ce qui ramène la tension de la borne 48 à une valeur égale à la somme des tensions des sources 132, 134. 136 et 138. Les redresseurs 5 contrôlés 190 et 174 ainsi que la diode 142 sont polarisés en opposition. Le courant qui les traversait est interrompu et ils sont donc bloqués. Lorsque le condensateur 206 est chargé à la tension de la source 134, une alimentation de tension plus faible peut alors être connectée entre la borne 48 et la masse en fonction 10 de l'amplitude du signal analogique d'erreur à ce moment. L'impulsion temporisée appliquée par le point 25 à la base du transistor 196 attaque également un vibrateur monostable 208 dont la sortie est reliée à la base d'un transistor NPN. 212. Le multivibrateur monostable 208 est réalisé de manière à être déclen-15 ché par le flan arrière de l'impulsion temporisée appliquée à la base du transistor 196 de sorte que le transistor 212 ne pourra être bloqué que si le redresseur contrôlé a été conducteur pendant un temps suffisant pour charger le condensateur 206. Le transistor 212 reste passant pendant un temps prédéterminé, défini.par la largeur 20 de l'impulsion provenant du multivibrateur monostable 208. Lé transistor PNP 222 dont la base est reliée au collecteur du transistor 212 est passant lorsque ce dernier est passant et à ce moment il décharge le condensateur 206 à travers lui-même et la résistance 228. Lorsque le multivibrateur monostable 208 revient à l'état de 25 repos, le circuit 26 de commutation de tension passe à nouveau sous le contrôle des signaux de commutation aux points de jonction 89 et 91• L'impulsion temporisée appliquée par le point 25 à la base du transistor 196 et au multivibrateur monostable 208 est produite 30 par un autre multivibrateur monostable 137 représenté sur la figure 3 et qui fonctionne de la manière décrite ci-après. Les signaux de commutation qui apparaissent aux points 89 et 91 sont inversés par les inverseurs 93 et 95 et appliqués aux bases des transistors 98 et 108 respectivement. Par conséquent, si le signal 35 au point 89 est négatif, la sortie de l'inverseur 93 est positive et le transistor 98 est passant. Si le signal au point 89 est positif, la sortie de l'inverseur 93 est négative et le transistor 98 est bloqué. 71 12488 9 2085955 L'entrée inverse d'un amplificateur opérationnel 134 est alimentée au point de jonction 131 par trois circuits connectés au point 130, relié lui-même à une source de tension positive. Le premier circuit comporte une résistance variable 112, une résistance 5 fixe 100 et une diode 122. Le second circuit comporte une résistance variable 116, une résistance fixe 102 et une diode 124. Le troisième circuit comporte une résistance variable 120, une résistance fixe 104 et une diode 126. Le collecteur du transistor 98 est connecté entre la résistance 102 et la diode 124. Le collecteur du transistor 10 108 est connecté entre la résistance 104 et la diode 126. Les émetteurs des deux transistors 98 et 108 sont reliés à la tuasse. Une résistance de réaction 140 est connectée entre la sortie et l'entrée inverse de l'amplificateur opérationnel 134. Une source de polarisation réglable 138 est également connectée à l'entrée inverse de 15 l'amplificateur 134. Les résistances des trois circuits connectés entre les bornes 130 et 131, ainsi que les résistances de la source de polarisation 138 et la résistance de réaction 140 sont déterminées de manière que l'amplificateur opérationnel 134 fonctionne en détecteur de niveau, c'est-à-dire de la même manière que les amplificateurs 20 opérationnels 58, 60, 62 et 64. Lorsque le signal analogique d'erreur est inférieur au premier niveau quantifié, les deux transistors 98 et 108 sont conducteurs et se comportent comme des contacts fermés qui empêchent la circulation d'un courant dans les diodes 124 et 126 vers le point de 25 jonction 131. Lorsque le niveau du signal d'erreur dépasse le premier niveau quantifié mais en restant inférieur au second niveau quantifié, le transistor 98 est bloqué et un courant peut passer par la diode 124 vers le point de jonction 131. Lorsque le niveau du signal d'erreur dépasse le second niveau quantifié, le transistor 108 est 30 bloqué et un courant peut passer par la diode 126 vers le point de jonction 131. Le signal à la sortie de l'amplificateur opérationnel 134 est fonction des courants à son entrée inverse et à son entrée directe. Comme décrit ci-dessus, le courant à l'entrée inverse dépend du niveau quantifié du signal analogique d'erreur. Le signal à l'entrée 35 directe est fonction de la tension d'alimentation réelle appliquée à l'amplificateur 29. Il est prélevé au curseur du potentiomètre 187 et connecté à l'amplificateur opérationnel par le point 141 et la 71 12488 .o 2085955 résistance 142. La source de polarisation 138 et le potentiomètre 187 sont réglés de manière que 1b sortie de l'amplificateur opérationnel 134 soit positive quand la tension réelle d'alimentation appliquée à l'amplificateur dépasse la tension nécessaire pour fournir 5 le courant d'entraînement au servo-moteur, et négative dans les autres cas. La sertie de l'amplificateur 134 est connectée à un multivibrateur monostable 137 qui fournit au point 25 l'impulsion temporisée appliquée au transistor 196 et au multivibrateur monostable 208. 10 Un autre moyen de bloquer les redresseurs contrôlés 174 et 190 consisterait à supprimer le multivibrateur monostable 208, les transistors 212 et 222 avec leurs résistances associées, la résistance 228 et le condensateur 206, les sources d'alimentation 138 et 140, le redresseur contrôlé 202 et la diode 204.Les circuits 15 collecteur-émetteur de deux transistors NPN seraient connectés aux bornes des jonctions base-émetteur des transistors 32 et 36 de la figure 2. Les bases de ces transistors seraient connectées à la sortie du multivibrateur monostable 137. Dans cette disposition, lorsque les transistors NTN sont débloqués par l'impulsion tempo-20 risée délivrée par le multivibrateur monostable 137, ils court-circuitent les jonctions base-émetteur des transistors 32 et 36 qui sont alors bloqués et qui interrompent momentanément le courant dans le moteur. Il en résulte que les redresseurs contrôlés 174 et 190 sont bloqués. 25 II est évident que d'autres moyens peuvent être utilisés dans le cadre de l'invention pour bloquer les redresseurs contrôlés du circuit de la figure 4 lorsqu'ils sont conducteurs. De môme, sur la figure 4 n'apparaissent que les redresseurs contrôlés 174 et 190, les sources d'alimentation 132, 134 et 136 mais il est bien évident 30 que n'importe quel nombre de redresseurs contrôlés et de sources de tension peuvent être connectés de la même manière pour obtenir à volonté un nombre plus important de niveaux quantifiés. Le fonctionnement du circuit de la figure 5 est similaire à celui du circuit de la figure 4. Dans ce circuit, les redresseurs 35 contrôlée sont remplacés par des transistors de puissance 242 at 244 pour effectuer la commutation de tension. Les diodes 182 et 192 empêchent les transistors 242 et 244 d'être polarisés à l'envers. Les 71 12488 2085955 transistors NPN 144 et 146, leurs résistances associées et les sources de tension 132, 134 et 136 correspondent aux mêmes éléments représentés sur la figure 4. Dans le circuit de la figure 5, lorsque le transistor 242 ou 5 le transistor 244 est passant, la tension de la borne positive de la source 134 ou de la borne positive de la source 136 est appliquée à la borne 48 par le circuit collecteur-émetteur du transistor de puissance correspondant 242 ou 244 et la diode associée 182 ou 192. la diode 142 est donc polarisée en opposition. Si le transistor 244 10 est passant, la diode 182 est également bloquée. Dans le cas où le circuit de la figure 5 est utilisé, la partie située à droite de la ligne A-A sur le schéma du détecteur de niveau de la figure 3 devient inutile. En effet, les transistors de puissance 242 et 244 peuvent être bloqués simplement en les polarisant. 15 Bien que la présente description se rapporte seulement à deux modes particuliers de réalisation, il est bien évident que différentes modifications et changements de détail peuvent être apportés sans sortir du cadre de la présente invention. 71 12488 i2 2085955 REVENDICATIONS 1. Dispositif de commande d'alimentation d1 une charge, dans lequel une charge est alimentée en puissance électrique en fonction d'un signal d'entrée, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif 5 d'alimentation électrique, dont la valeur de la puissance de sortie limite la puissance fournie à la charge, et un dispositif de commande qui modifie la valeur de la puissance de sortie dudit dispositif d'alimentation en fonction de l'amplitude du signal d'entrée. 2. Dispositif de commande selon la revendication 1. destiné à 10 un dispositif de commande de moteur dans lequel un moteur amène une charge dans un état voulu sous la commande d'un signal d'erreur qui représente la différence entre l'état voulu et l'état momentané de — la charge, caractérisé en ce que ledit dispositif d'alimentation électrique comporte une source de tension, un dispositif électrique 15 d'entraînement alimenté par ladite source de tension et commandé par ledit signal d'erreur pour entraîner ledit moteur, la puissance maximale que ledit dispositif d'entraînement peut fournir à ladite charge en réponse à un signal d'erreur étant limitée par la valeur de la tension de ladite source de tension et léd'it dispositif de 20 commande qui modifie la puissance de sortie dudit dispositif d'alimentation comportant un dispositif qui modifie là tension' de ladite source de' tension en fonction de l'amplitude de signal d'erreur. 3. Dispositif de commande selon la revendicàtion 2. caractérisé en ce que ladite source de tension est constituée d'un certain nom- 25 bre de sources de tension et que ledit dispositif de commande est constitué d'un certain nombre de dispositifs de commutation commandés, destinés chacun à établir un circuit entre l'une des sources de tension et ledit dispositif d'entraînement, chacun desdits dispositifs de commutation étant commandé en fonction d'un niveau prédéterminé dudii 50 signal d'erreur. 4. Dispositif de commande selon l'une des revendications 2 et 3» caractérisé en ce que le signal d'erreur est un signal analogique d'erreur et qu'un convertisseur analogique-numérique délivre un certain nombre de signaux numériques de commande qui représentent chacun 35 une plage prédéterminée d'amplitudes du signal analogique d'erreur pour commander le dispositif de commande,afin que ce dernier change la source de tansion dudit dispositif d'entraînement. 71 12488 13 2085955 5. Dispositif de commande selon la revendication 4. caractérisé en ce que ledit dispositif de commande destiné à changer la source de tension dudit dispositif d'entraînement comporte un certain nombre de diodes et de transistors, le circuit collecteur-émetteur de chaque 5 transistor étant connecté en série avec une diode entre une borne d'une source de tension associée et une borne d'alimentation dudit dispositif d'entraînement et chaque diode étant polarisée en opposition lorsqu'un transistor associé avec une source de tension plus élevée est conducteur. 10 6. Dispositif de commande selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit dispositif de commande destiné à changer la source de tension dudit dispositif d'entraînement comporte un certain nombre de redresseurs contrôlés, le circuit anode-cathode de chacun d'entre eux étant connecté entre une borne d'une source de tension 15 associée et une borne d'alimentation dudit dispositif d'entraînement, certains desdits redresseurs contrôlés étant polarisés en opposition lorsque l'un d'entre eux. associé à une source de tension plus élevée, est conducteur. 7. Dispositif de commande selon la revendication 6, caracté-20 risé en ce que ledit dispositif de commande comporte également un dispositif réalisé de manière à délivrer un signal de sortie, quand la différence entre un signal représentant la tension appliquée audit dispositif d'entraînement et un signal représentant le signal d'erreur dépasse une certaine valeur, ainsi qu'un dispositif commandé par le 25 signal de sortie pour interrompre le courant anode-cathode des redresseurs contrôlés conducteurs. 8. Dispositif de commande selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce qu'un courant est fourni à une charge en fonction d'un signal d'entrée, le courant étant limité par la 30 tension de la source de tension dudit dispositif d'entraînement.