FR 2038368 A1 19710108 FR 7012945 A 19700410 70 12945 1 2038368 La présente invention se rapporte à des circuits de li-néarisation ; elle a trait, plus particulièrement» à un procédé et à un circuit pour linéariser le signal produit par une tête pyrométrique par application à un amplificateur pyrométrique» en vue de 5 produire des signaux de sortie, variant linéairement avec la température et devant être appliqués à d'autres composants, pour produire des signaux de compensation de température, qui sont renvoyés à la tête pyrométrique. La courbe caractéristique d'une tête pyrométrique s'écar— 10 te sensiblement du profil linéaire et elle varie généralement suivant ce qu'on appelle une loi de puissance ; l'allure générale de cette courbe se rapproche d'une fonction logarithmique, lorsque la sortie linéaire de l'amplificateur est représentée en fonction d'une entrée à échelle logarithmique, la courbe tracée se rappro— 15 chant d'une ligne droite. La linéarisation d'une courbe de cette forme fait intervenir un seul étage de conversion logarithmique et en conséquence, bien que la courbe s'écarte d'une ligne droite de plus de 40°Çadans la plage comprise entre 850° et 1000°C àùla précision est/meilleure, par comparaison à un écart de 10°C obte-20 nu lorsqu'on trace la courbe avec une entrée et une sortie représentées à échelle logarithmique, la linéarisation d'une courbe représentant une sortie linéaire en fonction d'une entrée à échelle logarithmique procure des avantages par comparaison a ce qu'on obtient, lorsque l'augmentation de l'écart avec la température 25 ne constitue pas un facteur de limitation. L'invention permet de linéariser une représentation graphique dans laquelle une valeur ou signal de sortie à échelle linéaire est représentée en fonction d'une valeur ou signal d'entrée à échelle logarithmique. 30 L'invention réalise, plus spécifiquement, un amplifica teur pyrométrique, qui reçoit des signaux d'entrée variant de façon non-linéaire avec la température à la sortie d'une tête pyrométrique, et qui linéarise les signaux de manière à produire des signaux de sortie variant linéairement avec la température; ces der-35 niers peuvent alors être renvoyés à la tête pyrométrique ou à d' autres composants associés à cette tête. L'invention apporte également un dispositif de linéarisation du signal, sortant d'un détecteur de rayonnement à semi-conducteurs, en un signal de température, par une transformation lo-40 garithmique, électronique. 70 12945 2038368 Une autre réalisation suivant l'invention est un dispositif permettant d'ajouter une petite proportion du signal d'entrée à la fonction logarithmique en vue d'établir une linéarisation optimale a haute température. 5 Le dispositif de l'invention est caractérisé en ce qu'il comprend s un étage amplificateur d'entrée, sensible à des signaux d'entrée variant de façon non-linéaire avec la température et sortant d'une tête pyrométrique ? un circuit de linéarisation, sensible à des signaux de sortie de l'étage amplificateur d'entrée, 10 pour produire des signaux de sortie variant linéairement avec la température î et un étage amplificateur de sortie, sensible aux signaux de sortie du circuit de linéarisation, de façon à produire des signaux de sortie amplifiés et conditionnés pour être transmis à un ou plusieurs composants associés à la tête pyrométrique, 15 ou pour être renvoyés à la tête pyrométrique. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description détaillée qui suit et à l'examen des dessin» annexés qui représentent, à titre d'exemple non-limitatif,, un mode de réalisation de l'invention . 20 Fig. 1 est un schéma synoptique d'un amplificateur pyro- métrique . Fig. 2 est un schéma du circuit fondamental de ifamplificateur d'entrée. Fig. 3 est un schéma du circuit de linéarisation de 1* 25 amplificateur pyrométrique. Fig. 4 est un schéma de l'amplificateur de sortie. Fig. 5 représente les alimentations en courant des différents composants. Fig. 6 est une représentation graphique donnant le signal 30 de sortie d'amplificateur à échelle logarithmique en fonction d* un signal d'entrée d'amplificateur, également à échelle logarithmique . Fig. 7 est une représentation graphique donnant le signal de sortie d'amplificateur à échelle linéaire, en fonction du signal 35 d'entrée d'amplificateur à échelle logarithmique. Fig. 8 est une représentation graphique, donnant les différences de tension obtenues à partir des graphiques des figures 6 et 7 et représentées en fonction de la tension de sortie. Fig. 9 est une représentation graphique donnant les va-40 riations des tensions différentielles obtenues par des méthodes de 70 12945 3 2038368 correction. Fig. 10 est une représentation graphique, donnant de* différences de fonctions linéarisées et corrigées. L'invention est applicable en particulier à des moteurs 5 à turbines à gaz, dans lesquels l'amplificateur pyrométrique reçoit des signaux d'entrée provenant de la tête pyrométrique et renvoie à la tête un signal de compensation de température, en produisant des signaux de sortie, variant linéairement avec la température ï ces signaux sont' transmis bu système de commande .du mo-tO teur, et également à un indicateur installé sur le tableau de bord (Fig. 4). En référence à la figure 1, les signaux d'entrée I/P+, en prévenance de la tête pyrométrique, sont emmagasinés et conditionné* dans un amplificateur d'entrée A1 (voir également Fig» 2}, 15 puis il# sont linéarisés dans un cireuit 1 (voir également Fig.3) et transmis par 1*intermédiaire d'amplificateurs de sortie À2, A3 aux composants spécifié* ci-dessus, tels que 1*indicateur de tableau de bord (Fig, 4)* Les signaux d'entré» I/P+ et I/P- sont appliqué# à l'entrée de l'amplificateur A1 et à une borne de cennec-20 tien d'appareil de contrôle par l'intermédiaire des contact# normalement ouverts RLA2 et RLA3 ; un autre contact RLAt est relié en série à des résistances RI, R2, dans la ligne à laquelle est appliqué Xe signal d'entrée, compensé en température TC. Les trois contact# «ont actionnés en réponse à l'excitation de l'enroulement 25 du relai RLA/3 et deux fonctions d'essai sont établies dans le système. En premier lieu, un interrupteur à bouton-poussoir PTTl assure 1*excitation de l'enroulement de relai RLA/3, de manière à débrancher la tête paramétrique du système, tandis qu'un enfonce** ment de l'interrupteur à bouton-poussoir PTT2 fait passer un petit 30 courant entre une source de tension de référence VR, par l'intermédiaire d'une résistance R7, de façon à fournir une tension de référence d'entrée au système. La sortie du système de commande du moteur comporte un circuit de maintien qui modifie, dans des proportions importantes, 35 son signal de sortie pendant une commutation d'urgence des barres omnibus d'alimentation principale, et lors d'une coupure momentanée de l'alimentation du système. Les alimentations en courant (Fig. 5) fournissent des tensions stabilisées et isolées à tous les circuits précités. Pour 40 rendre la précision du système indépendante des limitations de 70 12945 4 2038368 stabilité, imposées aux barres omnibus d'alimentation principale, tous les amplificateurs sont reliés à deux lignes particulières d'alimentation de référence. La possibilité d'auto-contrôle, indiquée plus haut, est mise en pratique par débranchement de la 5 tête pyrométrique et application d'un signal de contrôle à 1' amplificateur par l'intermédiaire de la résistance R7 (Fig. 3). Un accessoire extérieur de contrôle permet de débrancher la tête pyrométrique de l'amplificateur et d'établir des connexions entre ces deux éléments et la prise de contrôle. 10 Suivant la figure 2, deux transistors à effet de champ Q1t Q2, fonctionnant comme une paire à longue persistance, sont placés sur une pastille de silicium A, qui est chauffée par un transistor Q4, de manière à obtenir une température constante. Cette température est détectée par le troisième transistor Q3 pré* 15 vu sur la pastille A. Le transistor Q3 fournit un courant constant au transistor Q1, Q2 par maintien d'une tension constante aux bornes de la résistance R5 branchée entre l'émetteur du transistor Q3 et une source de tension négative -Vee. Le transistor Q3 sert également d'élément de détection de la température de pas-20 tille, et il remplit cette fonction de la manière suivante x la grille de Q3 est maintenue à une tension constante correspondant à la tension de référence -VR et la tension de source appliquée à la résistance R5 est comparée à une tension de référence -vr, à l'aide d'un amplificateur 3 ( -vr désigne wul teasion^de réfé— 25 rence dérivée de la tension d'alimentation de référence VR). L* amplificateur 3 commande à son tour la tensien et l'intensité du courant de grille dans le transistor Q4 de manière que toute la pastille soit maintenue à une température supérieure à la température ambiante maximale du système. En considérant les trois 30 transistors Q1, Q2, Q3, si la tension source-grille du transistor Q3 est maintenue constante dans la plage de variation garantie de l'amplificateur 3, les tensions grille-source des transistors Q1, Q2 sont maintenues dans la même plage du fait que les transistors sont placés sur la même pastille. Le transistor Q1 35 est branché de manière à amplifier le signal d'entrée I/P+ et l'amplificateur, formé par les transistors Q1, Q2, est agencé de manière à avoir un gain égal à 10. L'amplificateur 2 reçoit le signal amplifié sortant de Q1 et l'amplifie encore, avant de le transmettre à la sortie O/P. L'amplificateur 2 est soumis à des 40 variations de décalage ou de correction du signal d'entrée, qui 70 12945 5 2038368 sont retransmises à la paire de transistors d'entrée Q1,Q2, Pour maintenir ces variations dans les limites pré-déterminées, une compensation de température est effectuée par réglage du curseur d'un potentiomètre VR2 relié à l'entrée de l'amplificateur 2. Des 5 diodes D3 et D4, branchées en série avec le potentiomètre VR2, assurent une réduction de la chute de tension directe en fonction de la température et en conséquence le potentiel à la borne positive du potentiomètre VR2 augmente jusqu'à une valeur +VR tandis que le potentiel à la borne négative du potentiomètre VR2 diminue 10 jusqu'à une valeur -VR lorsque la température augmente. Le réglage correct du potentiomètre VR2 produit à l'entrée de l'amplificateur 2 une variation de tension qui compense la dérive ou glissement en fonction de la température du circuit à transistors X1 et de l'amplificateur 2. Le curseur du potentiomètre VR1 est relié 15 à l'entrée de 1*amplificateur 2 et il est positionné de manière à produire une tension différentielle nominale nulle dans l'amplificateur 2 et dans le circuit X1 comprenant les deux transistors Q1 et Q2. Les résistances R1, R2, sont nécessaires pour normali-20 ser le signal de pyromètre transmis par la ligne d'entrée I/P+ à la borne de sortie. Les diodes D1, D2, branchées entre la ligne I/P+ et la ligne 0 volts, protègent le circuit à transistors X1 contre des pointes de tension d'entrée, puisque des transistors =====T^ïfet~3e==:Cîîamp, tels que les transistors Q1 ; Q2, peuvent être 25 détruits par de faibles courants transitoires. Bien que ces diodes D1, D2 assurent en fait le shuntage de l'entrée à la masse, elles n'altèrent pas la caractéristique d'entrée comme le ferait un shunt similaire, placé entre les connexions grille-source du transistor Q1, parce qu'elles ne produisent qu'une très faible 30 chute de tension. Les connecteurs des transistors Q1, Q2 sont branchés dans le circuit par l'intermédiaire de résistances respectives R3, R4 et ils sont reliés à la source de tension positive +Vcc, tandis que la base du transistor Q2 est reliée à la ligne 0 volts. 35 La caractéristique d'entrée de 1 'amplificateur pyr©mé=> trique permet en fait d?élirainer 15amplificateur d'entrée de la figure 2» En conséquence, à des fins de contrôles 15amplificateur doit être étalonnés en supposant que la borne de sortie de signaux compensés en température TC (figure 2) reliée à la jonction des 40 résistances R1, R2 soit cour-circuitée et que des courants d'en 70 12945 2038368 trée d'une valeur pré-déterminée soient injectés dans le circuit. Bien que la pastille A du circuit à transistors X1 exige un certain courant de stabilisation et une certaine période d'é-chaufferoent, les dimensions d'une pastille de silicium sont suffi-5 samment petites, pour que l'échauffement puisse être poursuivi pendant une seconde, avec une consommation supplémentaire de puissance de un watt. En outre, l'élément est suffisamment petit pour que la dissipation locale de chaleur soit négligeable. Pour la simple linéarisation logarithmique, indiquée 10 précédemment, la représentation graphique d'une sortie a échelle linéaires en fonction d'une entrée à échelle logarithmique, donne une droits avec une approximation presque aussi bonne que celle qui est obtenue a partir d'une représentation graphique d'une sortie à échelle logarithmique en fonction d'une entrée également à 15 échelle logarithmique.Lorsqu'on représente graphiquement la différence entre la fonction requiee et la fonction y « log.x (1) où x désigne la tension d'entrée, on obtient la courbe convexe de la figure 8. 20 Le circuit de linéarisation de la figure 3 permet d'ef fectuer le calcul défini plus haut et la partie du calcul correspondant à la résolution de l'équation (.1 ) est exécutée par les résistances R6*,R7',R8',R9* et R10' ; par l'amplificateur 4, et par le circuit X2 contenant les transistors Q5, Q6 et Q7. On sait 25 que", pour un transistor, V" Is exp° (qVbeKT) ■••••(2) où I , l désignent les courants de collecteur et de saturation, q la charge d'un électron, K la constante de Boltzmann et T la température absolue. 30 Pour Vbe, on peut écrire : Vbe log* (Ic/ls) «• o o.«(3) Pour la paire adaptée de transistors Q5, Q6, on a d Vbe = Vbel ~ vbe2 " KT/q log ^W^l5 ~ log (Ic2 W * KT/q log (I^/l^) log (Ig^/"^g2 • •®•••(4) Pour des paires intégrées, le courant de saturation est constant et de l'ordre de 1/2 mV. On obtient ainsi avec une approximation étroite : d Vbe = KT/q log dc1/lc2) (5) En considérant le circuit à transistor X2 et l'amplifica 70 12945 7 2038368 teur 4, la réaction négative, exercée par la jonction de sommation du collecteur du transistor Q5 et de la résistance R7', fait en sorte que : " Vin/R7' " x/R7' * "(6) 5 Le courant du collecteur du second transistor est déter miné par by + vr et par la résistance Rg et il s'écrit : lc2 * Vr/R9 •• (7) En conséquence, on obtient à partir de l'équation 5, d Vbe - KT/q log (xRg/yr R7«) « KT/q log A x».(8) 10 Une variation de la température ambiante T des transis tors Q5, Q6 produit une modification de la pente de la courbe caractéristique de sortie. Pour réduire au minimum cet effet, on u-tili»e une paire de transistors à substrat stabilisé en température, dans le circuit à transistors X2. 15 Ce dispositif, qui constitue un circuit intégré monoli thique, comporte un élément détecteur séparé, un amplificateur et un élément de puissance qui maintient la pastille A.à une température constante, permettant d'obtenir le même effet que pour les transistors d'entrée précédemment décrits» Ainsi, la variation de 20 pente est limitée h 0,5% au maximum. En outre, la variation du logarithme s'effectue par rapport au point pour lequel la fonction Ax est égale à 1, puisque log 1 = O. En conséquent e : si Vp x R9 = Vr x R7«, la courbe est modifiée comme indiqué sur la figure 10 et les tolé-25 rances augmentent à un taux de 0,5% à partir de ce point, comme indiqué sur la figure. Pour la seconde partie de la courbe, on rend le transistor Q5 (et le transistor Q6) conducteur, en branchant la résistance RIO aux bornes de la résistance R9. Il en résulte une réduction de la valeur ohmique de la résistance RSt, et la variation 30 est réglée de manière que le nouveau point de travail soit celui qui est représenté à droite sur la figure 10» Il existe d'autres tolérances, dont on doit tenir compte dans ce circuit. Le signal d'entrée doit être suffisamment grand, par exemple compris entre O et 8V, pour que le décalage en fonction de la température de 1' 35 amplificateur 4 puisse être considéré comme négligeable. Le décalage statique de l'amplificateur 4 doit s'annuler à l'extrémité de la résistance R7*, et le petit décalage nécessaire est introduit comme précisé plus loin. Les tolérances de résistance de 0,04% sont négligeables par rapport à la tolérance de 0,5% correspondant 40 au générateur de signaux logarithmiques proprement dit» La résistan- 70 12945 2038368 ce R6f, branchée entre la borne d'entrée I/P+ et l'entrée de 1' amplificateur 4, équilibre les conditions d'entrée de l'amplificateur 4, tandis que la résistance R8, branchée entre la sortie de l'amplificateur 4 et les émetteurs couplés des transistors Q5, Q6, 5 améliore les conditions de fonctionnement de l'amplificateur 4. Si une petite constante est ajoutée au signal d'entrée, de façon à produire une fonction de transfert de la forme y » log (x + ») (9) il en résulte une tendance à l'augmentation de la valeur y pour 10 des valeurs de x pour lesquelles x n'est pas beaucoup supérieur à m* En considérant les valeurs réelles du signal de pyromètre et en admettant que m est égal à 2mV, il en résulte un doublage du signal d'entrée à 600*C mais on n'obtient qu'une variation de 0,2% de ce signal à 1100*C. Cela correspond à un écart de 0,3 15 (6°C) à 600*C, mais seulement de 0,00008 (Q,02#C) à 1100*C. L'effet réel de cette modification sur une courbe à l'allure générale, indiquée à l'extrémité de gauche de la figure 9. La correction est exercée par un petit réglage de la tension de décalage de 1* amplificateur logarithmique. L*instabilité de la valeur précise 20 de ce décalage n'est pas trop importante puisque son influence est presque entièrement limitée à des températures non-critiques et • inférieures à 750*C. Si une petite fraction du signal d'entrée est ajoutée au signal de sortie, produisant une fonction de transfert de la forme 25 y «s log x + x/n (10) oh n est de l'ordre des plus grandes tensions d'entrée, il en résulte une forte augmentation du signal de sertie, mais l'effet reste limité pour de faibles valeurs du signal de sortie. En prenant des exemples similaires à ceux qui sont indiqués plus haut, 30 on obtient pour n » 6 000 à 600*C un écart de seulement 0,0008 (0,08°C), tandis qu'à 1100°C le signal de sortie augmente de 0,19 (38®C). L'allure générale de cette correction correspond à ce qui est indiqué à droite de la courbe de la figure 9. La mécanisation de cette correction s'effectue par branchement d'une simple résis-35 tance aux bornes du cireuit logarithmique, dans l'amplificateur de sortie, de façon à introduire un coefficient de sommation. Bien que la correction soit importante aux températures critiques, de l'ordre de 6%$ la simplicité de cette correction est telle qu'elle peut être réalisée d'une façon extrêmement précise par un choix 40 approprié d'une résistance. 70 12945 9 2038368 La limitation de la méthode décrite plus haut est malheureusement atteinte en ce qui concerne la correction de la courbe caractéristique requise. Comme le montre la figure 9, la correction d'une courbe caractéristique avec le degré de courbure, obte-5 nu pour la fonction logarithmique définie par les valeurs caractéristiques d'entrée et de sortie de l'amplificateur, peut seulement être assurée, par combinaison des techniques décrites plus haut, à moins de 5°C, cette valeur étant bien inférieure aux limites de spécification. 10 Cependant, les courbes peuvent être linéariséês à moins d'une fraction de degré dans une demi-décade donnée du signal d* entrée. Si la constante n et le gain de l'amplificateur de sommation de sortie sont modifiés, une simple adaptation des téchniques comprenant le procédé de sommation de sortie, précédemment décrit, 15 permet d'obtenir la précision requise dans les 2/3 de la décade d'un signal d'entrée depuis 850° jusqu'à 1 000°C, en combinaison avec un autre réglage de précision effectué à l'extérieur de cette zone, pour permettre des améliorations futures exigées pour l'amplificateur. Le circuit de linéarisation de la figure 3 permet 20 d'effectuer ces modifications et une linéarisation de l'extrémité inférieure de la courbe caractéristique, qui est réalisée avec une approximation suffisamment étroite par la technique de décalage d'entrée précédemment décrite, Le circuit de linéarisation de la figure 3 sera décrit de façon plus détaillée dans la suite. 25 Pour l'instant, il suffit de supposer qu'il assure deux fonctions de transfert, à savoir ï y = 0,87 log (x + 2) + x/2000 - 0,034 ....(11) pour x inférieur à 236 (x étant exprimé en mV) y « 1,053 log (x + 2) + x/6500 - 0,39 ....(12) 30 pour x supérieur à 236 (x étant exprimé en mV). On obtient alors la courbe d'erreur résultante de la figure 10. Les points désignés par x ont été déterminés à partir de l'équation à basse température (11), tandis que ceux qui sont 3 5 désignés par le signe + ont été obtenus à partir de l'équation à haute température (12). Les traits pleins mettent en évidence 1' écart de température, auquel il faut s'attendre dans ce réseau de linéarisation et les définitions des limites seront précisées dans la suite. Les limites de spécification sont indiquées par la zone 40 hachurée et on voit que cette technique de linéarisation permet d' 70 12945 10 2038368 obtenir une précision correcte dans la plage requise des températures ambiantes. Cependant, les méthodes d'approximation, décrites plus haut, peuvent être utilisées pour obtenir des précisions similai-5 res pour n'importe quelle courbe caractéristique d'entrée/sortie de ces type et profil généraux, dans une plage pouvant couvrir jusqu'à une décade (200°C) et en tout point spécifié. L'autre circuit de la figure 3 permet d'exécuter les opérations de modification décrites plus haut. 10 Puisque la base du premier transistor Q5 du circuit X1 est maintenue à un potentiel de O volt, l'entrée de l'amplificateur 5 varie comme la tension de base du second transistor Q6, c'est-à-dire comme log Ax. L'amplificateur 5 produit alors les signaux de sortie suivants (en négligeant l'addition de 2mV à x). 15 Lorsque le transistor Q1 est bloqué, on a î Vo « R5* log Ax/R4* 8. R3* (R2' + R1 ' ) - (-x)R5' /(R3' & R2* 4R1*)) - R5' x vr/R4* Lorsque le transistor Q1 est conducteur, on a ; Vo 9 R5« log Ax/(R4« & R3* & R1») - (-x) R5'/R3» - vr R5'/R4» 20 - vr R5«/R1' R2' est simplement court-circuité sur vr par le transistor Q1 (le symbole & indique des résistances branchées en parallèle). On voit par conséquent que les variations de coefficients et de décalages des circuits se produisent dans le sens correct pour établir le 25 décalage nécessaire dans les équations, c'est-à-dire que lorsque le gain du signal logarithmique augmente, celui du signal x direct diminue lorsque le transistor Q1 est conducteur. Le décalage varie en concordance avec la valeur de vr. un L'amplificateur 6 est affecté par/décalage qui est éta-30 bli de manière que l'amplificateur oscille, avec un gain de boucle ouverte, pour une valeur définie de x. Ce potentiel est réglé à une valeur/nominale de 236 mV. Le décalage de l'amplificateur 6 est de 1 ,2 mV au maximum et par conséquent les courbes varient dans les limites indiquées sur la figure 10» 35 L'amplificateur 7 et lés résistances R11 et R12 servent à inverser la fraction directe du signal d'entrée dans l'amplificateur 5 dans les conditions imposées par les équations données ci—dessus . Les erreurs due§4 des tolérances sur les résistances sont 40 faibles î les tolérances concernant les résistances R4r, R5r qui sont 70 12945 n 2038368 les composants principaux de définition de gain de signal logarithmique, sont contrôlées à moins de 0,05%. Cependant, l'erreur de décalage de l'amplificateur 5, qui est de l'ordre de 0,6 mV, est ajoutée aux erreurs représentées sur la figure 10, ce qui corres-5 pond à une erreur supplémentaire de 0,2°C. La courbe de droite représente une autre erreur due à un décalage supplémentaire, cette erreur atteignant une valeur maximale de 0,05% correspondant à 0,39 volts (l'erreur de réglage des résistances) tandis qu'une valeur de 0,2 mV introduit une autre erreur maximale de 0,1°C. Les 10 tolérances concernant les autres coefficients sont négligeables du fait que l'influence des coefficients est inférieure à 5% du signal et que par conséquent même une erreur de 0,1% n'a qu'une influence finale de 0,005% sur la valeur définitive. Les amplificateurs de sortie ont été représentés sur la 15 figure 4. Le signal de sortie du circuit de linéarisation (figure 3) est appliqué au potentiomètre VR3 et l'amplificateur 8 est alimenté en courant à partir de la source commune et par l'intermédiaire de résistances limitatrices de façon à protéger la source commune contre une panne de l'amplificateur® Des résistances R12 20 et R14 définissent le gain de l'amplificateur et le condensateur C1 branché entre l'entrée et la sortie de l'amplificateur commande la réponse du système à un signal de sortie d'un conducteur 0/P1 relié à l'indicateur de tableau de bord. Le condensateur C1 peut être chargé de façon à permettre une modification des temps de ré-25 ponse. L'amplificateur 9 transmet le signal de sortie du conducteur 0/P2 au système de commande du moteur. Pour empêcher la transmission d'une information erronée par l'intermédiaire du conducteur de sortie 0/P2 après l'interruption de 500 ms des sources d* 30 alimentation qui pourrait se produire pendant la commutation des barres omnibus d'alimentation principale entre les générateurs et les inverseurs de secours, il est prévu que le conducteur de sortie 0/P2 maintienne son signal pendant une telle interruption. Bien que le système de commande proprement dit soit arrêté pendant cet-35 te opération de commutation, la réponse de l'amplificateur serait telle, si la sortie était laissée a une valeur réduite, que le système de commande détecterait l'information erronée après rétablissement de l'alimentation succédant à la génération du signal de sortie. Le circuit décrit plus haut fonctionne de la manière suivante. 40 Lors d*une interruption de l'alimentation, le transistor 70 12945 12 2038368 Q8, excité par les sources normales d'alimentation du système, est bloqué et l'amplificateur 9, au lieu d'amolifier le signal de pyrométre, maintient sa proore tension de sortie à une valeur constante aussi longtemps qu'il est alimenté en courant. Si le 5 signal de sortie a tendance à varier, cette variation est retransmise par l'intermédiaire du condensateur C2 et le signal d'entrée résultant a tendance à s'opposer à ladite variation. Le seul changement qui se produit est imputable aux courants de fuite passant dans le condensateur C2 et au courant de polarisation passant dans 10 l'amplificateur 9. Ces courants ont une intensité maximale totale de 6 uA et, pour une- capacité minimale de 270 uF pour le condensateur C2, la tension de décharge est égale à : V = it/c = 6 x 10~6 x 0,5/270 x 10~6 =11 mV, ce qui correspond à 2,2°C. 15 Comme indiqué plus haut, pour que cette action soit ef ficace, l'amplificateur 9 doit être excité. Ce résultat est obtenu en alimentant 1'amplificateur 9 à partir d'une source séparée comprenant un stabilisateur-série classique se composant des tran-t sistors Q9, Q10 et d'une diode Zener ZD1 agissant comme élément 20 de référence, le transistor Q10 constituant 1'élément-comoarateur et le transistor Q9 1'élément-série. Le condensateur C3 qui fournit du courant pendant l'interruption de l'alimentation est normalement chargé à 90 volts» L'amplificateur 9 consomme un courant d'une intensité maximale de 2,8 mA tandis que la charge consomme 25 0,6 mA et le stabilisateur 2 mA max, la capacité du compensateur C3 étant de 40 uF au minimum. La chute de tension est produite à partir de 90 volts pour une intensité totale de courant de 5,4 mA et jusqu'à une tension V = 90 - it/C = 90 - 5,4 x 10~3 x 0,5/40 x 10"6 « 22 volts. ' 30 Puisque la tension d'alimentation de l'amplificateur 9 est de 16 volts, ce dernier reste excité. Les résistances R19 et R20 permettent d'établir une référence entre le courant d'alimentation de 1'amplificateur 9 et les autres lignes d'alimentation» Lorsque le transistor Q8 est conducteur, l'amplificateur 9, les 35 résistances R15 et R16 et le condensateur C2 assurent le même ré- ,oui est glage de temps de reponse que celui/obtenu avec l'amplificateur 8. Cependant, puisque le condensateur C2 a une capacité fixe, les résistances R15 et R16 doivent être changées pour modifier le ternes de réponse. Il est à noter que les deux amplificateurs de 40 sortie 8 et 9 peuvent être réglés de façon a produire des temps de 70 12945 13 2038368 réponse différents si nécessaires. Chaque amplificateur de sortie introduit un décalage maximal pour une température de 0,2 Les alimentations en courant sont représentées sur la 5 figure 5; on supprime les parasites haute fréquence à l'entrée et à la sortie à l'aide d'un double filtre classique en L du type inductif-capacitif, désigné par RF1 (sur la Fig.1). Les courants d|alimentation sont ensuite transformés, redressés et filtrés dans TRI de manière à alimenter deux lignes indépendantes soumises à 10 des tensions continues nominales de 90 volts et 40 V. La première ligne d'alimentation est reliée aux amplificateurs de sortie, comme expliqué précédemment, tandis que la seconde ligné d'alimentation est reliée au stabilisateur principal Q11,A11, représenté en SS1 sur la figure 1. La base du transistor Q11 et la sor-15 tie de l'amplificateur A11 sont reliées à la ligne d'alimentation en courant continu à 40 volts par l'intermédiaire d'une résistance R21. Puisque très peu des circuits utilisent le courant en provenance de la ligne à 0 volt, il n'est pas nécessaire de prévoir deux alimentations complètes ; ^amplificateur A11 compa-20 re la tension de la diode Zener ZD2 avec la moitié de la tension stabilisée obtenue à la prise des résistances R22, R23. Il contrôle alors le transistor Q11 de manière à maintenir la tension totale d'alimentation respectivement à des valeurs de +15 et -15 volts» La ligne d'alimentation à 0 volt part de la diode Zener ZD2 25 et elle est par définition située à mi-distance entre les deux lignes principales. Ceci permet d'améliorer la stabilité par rapport à la disposition classique à deux alimentations du fat qu'un grand nombre des circuits du système ne sont pas sensibles à des variations identiques des deux alimentations. 30 Les tensions de référence sont transmises par la diode Zener ZD3 et par l'amplificateur A12. La diode Zener ZD3 est excitée par l'intermédiaire d'une résistance R27 et le point de jonction entre ces éléments fournit un courant de référence négatif et de faible intensité -VR. La diode Zener ZD3 est choisie 35 pour sa stabilité en température ; elle présente une dérive maximale de 3 mV dans 6 volts dans la plage de températures de fonctionnement du système. Ceci équivaut à une dérive à la sortie de 0,3°C au maximum. L'amplificateur A12 compare le potentiel du point de jonction des résistances R25 et R26 à la valeur 0 40 volt et, puisque les résistances R25 et R26 sont reliées entre 70 12945 14 2038368 les deux lignes de tension de référence +VR, -VR, l'amplificateur A12 fournit une tension positive de référence présentant les mêmes caractéristiques que la tension négative mais d'un niveau supérieur. Le circuit du système est agencé de manière que les 5 quantités du courant les plus fortes soient prises à la ligne de tension positive de référence. Comme décrit précédemment, deux fonctions de contrôle sont remplies dans le système,, En premier lieu, un interrupteur à bouton poussoir PTT1, représenté sur la figure 1, est actionné 10 pour exciter l'enroulement du relai RlA/3 en vue de débrancher la tête pyrométrique du système tandis que l'autre interrupteur PTT2 introduit un petit courant transmis à partir de la ligne de tension de référence +VR par l'intermédiaire de la résistance R7 (Fig. 1) ds manière à fournir un courant déterminé au système. En 15 conséquence, le signal de sortie doit également avoir une valeur déterminée. En second lieu, lors du branchement d'un connecteur de boîte de contrôle dans la prise de contrôle, l'enroulement du relais RLA/3 est a nouveau excité et, dans la tête pyrométrique, les 20 bornes du système sont séparément soumises à des essais de routine appropriés exécutés à l'aide de la boîte de contrôle. En référence, à la figure 1, un circuit de détection relié aux sorties des amplificateurs A2, A3 de façon à transmettre une indication positive au système de commande du moteur en cas de 25 défaillance de l'unité peut être incorporé au système, si nécessaire. Une autre fonction peut être facilement remplie par le système, à savoir un contrôle de la'Condition de moteur" par enregistrement d'une courbe température-temps. Puisque le signal de sortie de l'amplificateur d'entrée A1 (Fig.l)varie approximativement 30 exponentiellement avec la température, l'application d'une tension au convertisseur de fréquence, au circuit de commande à basse température et au compteur d'impulsions permet de contrôler addition-nellement les opérations d'entretien du moteur du fait qu'un enregistrement de cette forme peut être commodément lié au fluage des 35 aubes de la turbine. Bien entendu l'invention n'est nullement limitée aux modes de réalisation décrits et représentés, elle est susceptible de nombreuses variations accessibles à l'homme de l'art, suivant les applications envisagées et sans s'écarter pour cela de l'es-40 prit de l'invention. 70 12945 15 2038368 Ainsi l'amplificateur d'entrée peut être placé dans un environnement à température stabilisée. Cependant, des composants périphériques peuvent être soumis à un échauffement et on peut prévoir un amplificateur-moduleur de courant continu ou bien un 5 ensemble classique constitué par un amplificateur stabilisé et un moduleur de courant. Un amplificateur-moduleur constitue effectivement un amplificateur de courant alternatif qui amplifie une onde carrée obtenue par modulation du signal d'entrée à O volt. L'onde carrée 10 amplifiée résultante est détectée et rétablie en courant continu à la sortie de l'amplificateur. Le dispositif moduleur doit cependant opérer à une fréquence de modulation au moins inférieure à 1 KHz de manière à maintenir le courant d'entrée faible et, pour un gain de 60 000 avec 6 dB par octave et pour la stabilité de 15 Nyquist, on obtient un produit gain-largeur de bande de 100 Hz. Pour les niveaux de gain du circuit d'entrée, cela ne permet pas d'obtenir la valeur minimale nécessaire de temps de réponse. Un ensemble amplificateur stabilisé onduleur stabilise les conditions de marche en courant continu d'un amplificateur opérationnel à 2 0 courant alternatif et, en choisissant avec soin le réseau de commutation, l'ensemble présente un produit gain-largeur de bande de iacxçtfcwxxriaxbtaKdsxcte valeur correcte. Des ensembles amplificateurs stabilisés-modulateurs permettent d'obtenir une tension de décalage et un courant de polari-25 sation ultra-faible par modulation de la composante basse-fréquence du signal d'entrée, par amplification de ce signal modulé dans un amplificateur de courant alternatif puis par démodulation du signal de sortie de l'amplificateur. Ce signal de sortie est en outre amplifié dans un second étage d'un amplificateur à courant 30 continu et les signaux haute-fréquence, qui ont été séparés par filtrage à l'entrée du canal de modulation, sont transmis capaci-tivement au second étage de l'amplificateur. Des décalages du courant continu et la dérive dans le second amplificateur sont réduits d'un facteur équivalent au gain du canal de modulation et 35 1'amolificateur à courant alternatif ne crée aucun autre décalage. Les modulateurs d'entrée doivent être constitués par des transistors à effet de champ à grille isolée puisqu'un transistor à effet de champ à jonction consomme un courant de grille trop importent à 70°C tatidis qu'un modulateur mécanique n'est pas sûr et qu'un modu-40 lateur à transistor bipolaire présente un décalage important et 70 12945 16 2038368 variable. La fréquence de modulation doit être réglée de façon à être différente de tout multiple pair de 400 Hz en vue d'empêcher un phénomène de captage de signaux en phase dans le câblage. L'avantage de l'ensemble amplificateur stabilisé-modulateur consiste 5 dans son insensibilité à des variations des composants sous l'effet d'un vieillissement, d'une modification de la température, d* une variation de l'alimentation en courant ou d'autres facteurs d'environnement. 70 12945 17 2038368 REVENDICATIONS 1« Circuit de linéarisation comprenant un étage amplificateur df entrée, sensible à des signaux d'entrée variant non-linéaire-ment avec la température, et provenant d'une tête pyrométrique, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de linéarisation, sensible à des signaux de sortie de l'étage amplificateur d'entrée, pour produire des signaux de sortie variant linéairement avec la température, et un étage amplificateur de sortie sensible aux signaux de sortie du circuit de linéarisation, produisant des signaux de sortie amplifiés et destinés à être appliqués à un ou plusieurs composants associés à la tête pyrométrique et/ou à être renvoyés à la tête pyrométrique. 2. Circuit suivant la revendicationl, caractérisé en ce que l'étage amplificateur d'entrée comprend un amplificateur-modulateur sensible à un signal d'entrée variant non-linéairement avec la température, ledit amplificateur comprenant des composants agencés pour amplifier un signal de fcfme d*onde carrée, produit par modulation du signal d*entrée, et un détecteur pour redresser le signal amplifié de façon à produire un signal de courant continu à la sortie dudit étage. 3» Circuit suivant la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que l'étage amplificateur d'entrée comprend un amplificateur sta-bilisé-modulateur, comportant un modulateur d'entrée pour moduler la composante basse-fréquence du signal d*entrée, un amplificateur de courant alternatif pour amplifier le signal modulé» un démodulateur pour démoduler le signal de sortie de l'amplificateur de courant alternatif et un amplificateur de courant continu pour amplifier le signal de sortie du démodulateur. 4. Circuit suivant la revendication 1, 2 ou 3, caractérisé en ce que l'étage amplificateur d'entrée comprend deux transistors à effet de champ fonctionnant comme une paire à longue persistance et réagissant aux signaux d'entrée pour produire des signaux amplifiés de sortie présentant un gain prédéterminé, lesdits transistors étant placés dans une pastille de matière semi-conductrice agencée pour être chauffée par un troisième transistor, en vue d'établir dans la pastille une température constante, le troisième transistor étant relié par sa base à la sortie d'un amplificateur de courant continu, dont 70 12945 18 2038368 une entrée est reliée à une source de tension de référence, en ce que la température de la pastille est détectée par un quatrième transistor, dont le collecteur est relié aux émetteurs couplés de ladite paire de transistors, de façon à fournir un courant constant aux dits transistors, et en ce.que le signal d'entrée amplifié, sortant d'un des. transistors de la paire, est encore amplifié dans un autre amplificateur de courant continu relié au collecteur dudit transistor de la paire. 5. Circuit suivant la revendication 4, caractérisé en ce que le second amplificateur de courant continu est relié par sa sortie à la base d'un des transistors de la paire et est sujet à des variations de décalage ou de correction. 6. Circuit suivant la revendication 5, caractérisé en ce qu'une entrée du second amplificateur du courant continu est reliée à un circuit de compensation de température, pour maintenir les variations de décalage dans des limites prédéterminées. 7. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé en ce que la sortie de l'étage amplificateur d'entrée comprend un amplificateur de courant continu, dont la sortie est reliée à 1' entrée dudit étage et est soumise à des variations de décalage d'entrée qui sont renvoyées à l'entrée dudit étage. 8<> Circuit suivant la revendication 7, caractérisé en ce qu'une entrée de l'amplificateur de courant continu est reliée à un circuit de compensation de température comportant des composants réglables, de manière à maintenir les variations de décalage dans des limites prédéterminées. 9» Circuit suivant l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens pour produire des signaux représentant les logatithmes du signal d'entrée et des moyens de sommation pour ajouter aux dits signaux une partie du signal d'entrée en même temps qu'un signal de valeur fixe, de façon que le signal de sortie résultant varie^peu près linéairement en fonction de la température. 10. Circuit suivant la revendication 9, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de commutation agissant en réponse au signal d'entrée, agencés pour modifier l'échelle du signal représentant le logarithme du signal d'entrée, l'échelle de ladite partie du signal d'entrée, ou dudit signal de valeur fixe dans la phase de sommation, pour une valeur du signal d' entrée et d'une quantité telles que la plage des températures, 70 12945 19 2038368 dans laquelle le signal de sortie varie à peu près linéairement en fonction de la température, soit sensiblement élargie. 11. Circuit suivant l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens pour produire des signaux représentant le logarithme de la somme du signal cF entrée et d'un signal de valeur fixe prédéterminée, ainsi que des moyens de sommation, pour ajouter au signal logarithmique, ainsi produit, un signal de valeur fixe prédéterminée, de façon que le signal résultant de sortie varie à peu près 11- ■ néairement en fonction de la température. 12. Circuit suivant la revendication 11, caractérisé en ce qu*il comprend des moyens de commutation agissant en réponse au signal d'entrée, pour modifier l'échelle du signal logarithmique engendré ou bien du signal de valeur fixe dans la phase de sommation, pour une valeur du signal d'entrée et des quantités telles que la plage de température, dans laquelle le signal de sortie varie à peu près linéairement en fonction de la température, soit sensiblement élargie. 13. Circuit suivant la revendication 9 ou 10, caractérisé en ce que le signal d'entrée, appliqué au circuit de génération de signaux logarithmiques, est égal à la somme du signal dentrée et d'un signal de valeur fixe, de manière que la plage, dans laquelle le signal de sortie varie approximativement linéairement avec la température, soit sensiblement augmentée. 14. Circuit suivant une quelconque des revendications 9 à 13, caractérisé en ce que le circuit logarithmique comprend, comme élément logarithmique, un circuit intégré à deux transistors et à substrat chauffé. 15. Circuit suivant une quelconque des revendications 9 à 13, caractérisé en ce que le circuit logarithmique comprend, comme élément logarithmique, deux transistors reliés à un é-lément de définition de gain, sensible à la température, agencé de façon a réduire au minimum l'effet de la température ambiante sur les transistors. 16. Circuit suivant la revendication 15, caractérisé en ce que des effets résiduels de température, sur la paire de transistors, sont compensés par un circuit à pont sensible à la température et dont le signalcfe sortie est ajouté au signal d'entrée, appliqué à la paire de transistors. 70 12945 20 2038368 170 Circuit suivant la revendication 14, ou 15 ou 16, caractéri'-sé en ce qu'on choisit un courant de réféïence appliqué à la paire de transistors, de manière que la sensibilité du circuit à la température ambiante soit réduite au minimum. 18. Circuit suivant la revendication 14f 15 ou 16, caractérisé en ce qu'on choisit un courant de référence appliqué à la paire de transistors de manière que la paire soit équilibrée au point de fonctionnement du dispositif de commutation. 19. Circuit suivant la revendication 14, 15 ou 16, caractérisé en ce que le dispositif de comutation est agencé de manière à modifier la fourniture d'un courant de référence à la paire de transistors, de façon que la sensibilité du circuit à la température ambiant» soit réduite séparéœent au minimum, dans les plages d'entrée supérieures et inférieures au point de fonctionnement". 20,, Circuit de linéarisation suivant une quelconque des revendications 1 à 19, caractérisé en ce qu'il comprend un ampli» ficateur-tarapon de sortie, présentant 'une capacité d*efflmaga-sinage d'énergie telle que le signal de sortie puisse rester constant pendant des interruptions momentanées.