FR 2028488 A1 19701009 FR 6934642 A 19691009 • - . . y lu te? 69 34642 -i- 2028488 Un appareil de synthèse de fréquence est un dispositif destiné à produire un signal électrique périodique à une fréquence qui est sélectionnée numériquement. La forme préférée d'appareil de synthèse de fréquence produit un signal qui est cohérent en phase 5 avec un signal périodique de référence, à fréquence fixe. Le signal est considéré comme étant cohérent en phase s'il produit N cycles pendant l'intervalle de temps où le signal de référence compte M cycles. M et N doivent être des nombres entiers, nais peuvent avoir des valeurs élevées. ' 10 La fréquence du signal de référence, fref efc nombre entier M. sont habituellement fixes et sont sélectionnés de façon à permettre une lecture directe de N en hertz (cycles par seconde), à l'exception d'un simple facteur de proportionnalité. Par exemple, si fref est l.OOO.OOO de Hertz et M est 1.000, N pourra.être lu direc-15 tement en kilohertz (milliers de hertz). Le nombre N peut être fixe, mais il est habituellement variable dans une très large gamme. Une fréquence sélectionnée peut être synthétisée par des manipulations répétées de signaux périodiques. Ceci est dénommé 20 "synthèse directe". Les manipulations de base sont l'addition de la soustraction des fréquences'd'une paire de signaux périodiques et la multiplication ou la division d'une seule fréquence par un petit nombre entier. Chacune de ces manipulations produit-un signal périodique à la fréquence désirée, mais produit aussi des signaux pé-25 riodiques à des fréquences indésirables ou parasites. Il est nécessaire de favoriser l'amplitude du signal désiré par rapport aux signaux indésirables, grâce à un filtrage. Si N est variable, une synthèse de fréquence directe exige une moyenne d'environ 80 manipulations et quatre filtres par 30 chiffre décimal de résolution. Pour synthétiser directement des fréquences jusqu'à 9.999.999 hertz par accroissements de 1.000 hertzj. il faut faire appel à 4 x 4 = 16 manipulations et environ 16 filtres. • Pour synthétiser des fréquences jusqu'à 9.999.999 hertz par accroissement d'un hertz, il faut environ 7x4= 28 manipulations et en— 35 viron 28 filtres. Chaque manipulation et filtre exige un équipement comparable en complexité et en prix de revient à un récepteur radio-phonique superhétérodyne. A cause.de la grande complexité et du prix de revient 69 34642 - 2 - 2028488 élevé en conséquence d'un appareil de synthèse de fréquence faisant appel exclusivement à une synthèse directe, un petit nombre des applications possibles seulement/peut justifier ce type d'appareil. Une fréquence peut également être synthétisée indirec-5 tement. En synthèse indirecte, une source accordée électroniquement . de signal périodique en._gendre le signal désiré. La fréquence et la phase du signal produit sont commandées automatiquement. Dans les types décrits précédemment d'appareils de synthèse de fréquence, le signal périodique était bloqué en phase 10 avec un harmonique entier de la fréquence (fref/M.) . Dans ce cas, 1' accroissement de fréquence minimum est égal à (fref/M) et le temps requis pour que la fréquence de sortie fou^- se fixe à une nouvelle valeur est de l'ordre de (100 M/fref) • si l'accroissement de fréquence minimum est de 1.000 hertz, le temps nécessaire pour le passage à 15 une nouvelle fréquence serait de l'ordre de 0,1 seconde. Si la modification de fréquence est de forte valeur, la boucle d'accrochage de phase perdra sa synchronisation. Dans, ce cas, des moyens auxiliaires quelconques sont nécessaires pour "capturer" le signal de référence et le temps requis pour achever la modifica-20 tion peut être plusieurs fois le temps de stabilisation normal pour une petite variation. Dans les types décrits précédemment d'appareils de synthèse de fréquence indirecte, la sortie effectue N cycles pendant 1' intervalle de temps au cours duquel le signal périodique de référen-2 5 ce achève M cycles. La fréquence, en moyenne sur M cycles du signal de référence, est correcte mais la fréquence ^instantanée varie autour de cette moyenne. L'amplitude de ces variations augmente lorsque l'accroissement de fréquence minimum est réduit. Pour de nombreuses applications, ces variations sont excessives si l'accroissement 30 de fréquence minimum n'est pas de 1.000 hertz ou plus. Dans un appareil de synthèse de fréquence suivant l'invention, la synthèse est indirecte. Toutefois, le temps requis pour la stabilisation à une nouvelle fréquence, après modification de N, est indépendant de l'accroissement de fréquence minimum. Ce temps 35 peut être réduit et par conséquent les variations de fréquence erratique peuvent être -faibles, même si l'accroissement de fréquence minimum est une minuscule fraction d'un hertz. En outre, toute fréquence dans la bande nominale de la source de signal périodique peut 69 34642 - 3 - 2028488 être sélectionnée en un temps réduit. Le blocagé de phase n'est jamais rompu et aucun moyen de "capture" auxiliaire n'est nécessaire. Dans un appareil de synthèse de fréquence suivant l'in-.vention, on peut synthétiser à la fois une fréquence sélectionnée 5 et;, line phase sélectionnée. De même, avec le présent appareil de synthèse de fréquence, la. fréquence synthétisée ne doit pas être constante mais peut être'modifiée continuellement dans le temps comme avec une source de signal.de fréquence balayée. „ . . Dans un appareil de synthèse de fréquence suivant l'in- ne : .0• - ' • 10 ventionj une source de signal accordée électroniquement est utilisée r pour produire un signal périodique. La fréquence f& de ce signal périodique est variable sous la commande du signal d'accord. L'angle . de phase produit par ce signal périodique est mesuré., en cycles , par _ .. un compteur numérique électronique. Les moments où. cet angle de pha-15_se jatteint certaines valeurs sont comparés à un plan calculé numériquement. Si l'angle de phase est en retard par rapport au plan., la fréquence est augmentée, tandis que s'il est en avance par rapport au plan, la fréquence est réduite. ' - Plus précisément, le noinbre entier C produit par le 20 compteur et conservé par celui-ci est comparé numériquement à un nombre entier (D + E). Le résultat de cette comparaison constitue un signal binaire. Ce signal binaire est un zéro si C n'est pas su-périeur à (D + E)., tandis que ce signal est un 1 si C est supérieur . à . (D + E). La transition de ce signal, alors que C augmente, de 0 à 25 .1 est synchronisés avec précision avec le signal périodique à la fréquence fs. Cette transition est dénommée flanc d'impulsion de réaction. Le petit nombre entier E est utilisé uniquement pour augmenter la précision dans le temps du flanc d'impulsion de réac-30 tion. La valeur de E est fixe. La valeur du nombre entier D est augmentée à raison d' une fois toutes les (m/fref) secondes, m étant un nombre entier. A l'équilibre, ces augmentations périodiques amèneront le signal de comparaison binaire à alterner entre 0 et 1. Ceci produit un train 35 de flancs d'impulsion de réaction. Un train de flancs d'impulsion de réaction est également produit à la cadence d'un flanc toutes les (m/fref) secondes. L'intervalle de temps entre un flanc d'impulsion de référence donné 69 34642 - 4 - 2028488 et son flanc d'impulsion de réaction complémentaire a une valeur prédéterminée. La différence entre l'intervalle de temps prédéterminé et l'intervalle de temps observé est trans formée en une tension.. Cette tension est discriminée, maintenue, traitée accessoirement et a-5 joutée au signal de commande. Le sens de ce signal d'accroissement ■'.and à modifier la fréquence dans le sens réduisant l'erreur au cours de corrections ultérieures. 1 ,y Le traitement supplémentaire peut comprendre un filtra ge, une amplification et d'autres traitements classiques de signaux. 10 Lès écarts normaux du flanc d'impulsion de réaction sont inférieurs à (1/2) m/fref 7 secondes. Si l'écart est supérieur à la valeur normale, la comparaison entre C et (D + E) produit un signal qui prendra momentanément le pas sur la commande normale de phase et de fréquence. Cette commande d'asservissement réduira 1' 15 écart jusqu'aux limites normales, puis cessera de fonctionner. Si le compteur, le nombre D et les moyens de comparaison numériques avaient une capacité illimitée, la phase se bloquerait à un rapport particulier. Toutefois, il n'est pas nécessaire qie le compteur ait une capacité illimitée. Le compteur peut avoir u-20 ne capacité limitée pour autant que chaque report à partir du comp^ teur est associé à une variation équivalente de (D + E). Lorsque ce report est ainsi associé, la'commande est continue malgré que le compteur "déborde" périodiquement. L'appareil de synthèse peut fonctionner sans interruption pendant une période de temps de longueur 2 5 indé finie. ' Le compteur devrait avoir une capacité presque égale à la valeur maximum de la fréquence fg multipliée par le temps maximum requis pour arriver à l'équilibre. Si le compteur a une capacité de cet ordre de grandeur, la phase restera accrochée lorsque la fré-30 quence est commutée d'une valeur quelconque à n'importe quelle autre valeur qui se trouve dans la bande nominale de la source du signal périodique. Si la capacité de ce compteur est trop faible, un dispositif auxiliaire quelconque pour "capturer" le signal de référence sera nécessaire, comme dans la technique antérieure. 35 Les valeurs successives du nombre entier D sont calcu lées numériquement. Un nombre entier Pn~l est conservé dans un registre. de phase numérique. A un moment sélectionné, le nombre entier N qui indique la fréquence désirée, est ajouté à P -1. La somme 69 34642 2028488 (P -1 + N) devient la nouvelle valeur de P ou P et remplace la va- n dans n leur précédente/le registre de phase. L'emplacement de la virgule décimale (ou de tout autre point de base si une autre base est utilisée) dans le registre de 5 phase découle implicitement. Par conséquent, Pr peut être lu sous la forme (Dn + dn), lorsque (Dn + dn) est égal à (mPn/M), pour autant que (M/m) soit une puissance entière de dix (ou une puissance entière de la base utilisée). Le nombre D est un nombre entier et est la n Nième valeur de D et est utilisé pour la Nième comparaison de C avec 10 (D + E) ou, plus précisément avec (Dn + E). Si le nombre (mN/M) est un nombre entier, l'intervalle de temps prédéterminé entre le flanc d'impulsion de référence et son flanc d'impulsion de réaction complémentaire est constant. La source de signal à accord électronique parvient à l'équilibre pour la fré- 15 quence f pour laquelle la phase exécutera N cycles au cours de 1" S intervalle de temps pendant lequel le signal périodique de référence achève M cycles. Si (mN/M) n'est pas un nombre entier, le signal périodique à la fréquence f exécutera également N cycles tandis que le si- S 20 gnal de référence effectue M cycles. Toutefois, dans ce cas, l'intervalle de temps peut être déterminé de façon à varier pendant la période d'un cycle du signal à là fréquence de référence fs« Si (mN/M) n'est pas un nombre entier et si l'intervalle de temps prédéterminé était maintenu constant, il y aurait une erreur 25 de phase périodique. Cette erreur peut être considérée comme étant le résultat de signaux parasites qui sont des bandes latérales des signaux désirés. L'amplitude de ces bandes latérales est limitée et peut être tolérée dans certaines applications d'appareils de synthèse de fréquence. 30 . S'il est nécessaire de réduire l'amplitude de ces ban des latérales à fréquence parasite, on doit alors utiliser la fraction d^ convenable pour prédéterminer ou programmer les flancs d' impulsion de réaction. Un ou plusieurs des chiffres les plus significatifs de 35 la fraction convenable d^ sont utilisés pour commander un convertisseur numérique-analogique. Le signal de sortie de ce convertisseur numérique-analogique est superposé à la tension qui possède une composante proportionnelle à l'intervalle de temps cfes flancsd'impulsion 69 34642 - 6 - 2028488 • de référence et de réaction. La détection de ce signal de sortie du convertisseur tendra à retarder le flanc d'impulsion de réaction lorsque d^ augmente en amplitude. La grandeur de ce signal de sortie du convertisseur numérique-analogique est étalonnée de façon à 5 être équivalente à d^ fois un cycle du signal périodique. Le nombre de chiffres dans le convertisseur est mis en rapport avec la grandeur des bandes latérales que l'on peut tolérer et est indépendant de la grandeur de l'accroissement de fréquence minimum. Par exemple, si fref est de 1.000.000 hertz, m est 10, M 10 est 100.000.000, l'accroissement de fréquence est 0,01 hertz et (M/m) a sept chiffres ; toutefois, le convertisseur numérique-analogique peut n'avoir que 4, 3, 2 ou 1 chiffre ou même on peut ne pas avoir besoin du tout d'un convertisseur. De nombreux types différents de convertisseurs numéri-, 15 ques-analogiques sont connus des techniciens en la matière. Plusieurs de ces types seraient convenables pour la présente application. Les détails du convertisseur ne rentrent pas dans le cadre de la présente invention. Dans un appareil de synthèse de fréquence qui incorpo-20 re un convertisseur numérique-analogique, on peut programmer non seulement la fréquence, mais aussi l'angle de phase. Ceci exige des moyens pour fixer P à une valeur sélectionnée à un moment sélectionné. Pour illustrer cette capacité, on admettra que l'on désire synthétiser un signal pendant un intervalle de temps t - à , qui ne 25 pourra pas être distingué du signal qui aurait été synthétisé si la fréquence avait été constante à partir d'un £emps antérieur quelconque, tQ. Cette capacité permet à l'appareil de synthèse d'être -partagé dans le temps parmi plusieurs fréquences, dans lesquelles les segments dès signaux doivent représenter des signaux continus. 30 Dans un appareil de synthèse de fréquence suivant l'in vention, une fréquence qui varie- continuellement dans le temps peut être synthétisée. Pour synthétiser une fréquence variant avec le • temps, le nombre entier fixe (pour une période) N est remplacé par une séquence de nombres entiers M . Dans ce cas (P , + N ) devient n n-1 n 35 Pn; (P^ + + 1) devient Pn + , etkinsi de suite. Le résultat n1 est pas une succession de gradins de fréquence, mais une variation uniforme et continue de la fréquence. De même, il n'y a pas de discontinuité dans la phase ni l'amplitude du signal périodique. Cette 69 34642 - 7 - 2028488 continuité est due à la nature propre du signal de sortie de la source de signal accordée électroniquement et est également due au traitement du signal de réaction vers cette source. •- La séquence des valeurs Nn peut être lue à partir d' 5 une mémoire numérique ou peut être, engendrée totalement ou partiel-; lement par un moyen d'information quelconque, tel qu'un signal dérivé d'une voix. . La séquence des valeurs de peut être calculée numériquement de façon à produire une fonction précise ou de façon à 10 produire une approximation tolérable d'une certaine fonction. Par exemple, si Nn + est calculé de façon à être (N^ + F) et que F est . fixe, la fréquence sera balayée linéairement à la cadence de (mF/M) hertz par seconde (cycles par seconde par seconde). Cette fonction peut être calculée avec précision. D'une autre façon, si (N^ + ^) 15 est calculé comme étant (1 a le balayage sera approximative ment exponentiel avec le temps. Ce balayage sera approximatif, parce que la valeur (1 ± a)Nn sera quelque fois arrondie ou tronquée. Toutefois, l'approximation peut n'offrir qu'une erreur d'une petite quantité arbitraire. 20 Le nombre toujours croissant des ensembles de radio communication utilisés a fortement augmenté la demande pour l'attri-. bution de fréquences. Toutefois, malgré cette grande demande, on continue à effectuer des attributions qui accepteront un certain é-cart par rapport aux fréquences attribuées avec précision. Il n'a 25 pas été pratique d'attribuer les fréquences avec précision, à cause de, la difficulté de commander avec précision la fréquence de fonctionnement des installations de radio-communication. Cependant, ê-tant donné que le spectre des fréquences est limité, si la demande croissant continuellement pour des fréquences doit être satisfaite, 30 .les attributions doivent être faites avec plus de précision et ceci né peut être réalisé qu'en utilisant des systèmes capables de maintenir une commande de fréquence précise. Comme indiqué, un appareil de synthèse de fréquence est un générateur de signal qui peut être commandé de façon à offrir 35 des signaux précis avec des fréquences différentes. Dans le passé, une classe d'appareils de synthèse de fréquence a utilisé'des oscillateurs à cristaux (limités à une seule fréquence) en tant que normes de fréquence à partir desqueltesdiverses fréquences sélectionnées 34642 - 8 - 2028488 pouvaient être produites. Toutefois, ces installations ont en général été très complexes ou étaient limitées à la production de quelques fréquences distinctes. Diverses formes d'appareils de synthèse de fréquence 5 antérieurs ont également utilisé des techniques de boucle de blocage de phase dans lesquelles on sélectionne un signal ou un harmonique déterminé, par exemple à partir d'un multiplicateur ou diviseur de fréquence. L'une des difficultés de ces installations antérieures est celle de sélectionner efficacement l'harmonique désiré du signal. 10 En outre, certains systèmes de ce type impliquent un compromis de conception entre la vitesse de commutation et la résolution. En outre, au cours du fonctionnement des installations, il est quelque fois difficile d'éviter l'introduction de signaux parasites, par exemple pendant des périodes de modification de fréquence. 15 Bien que diverses formes d'appareils de synthèse de fréquence aient été proposées dans le passé et seront probablement utilisées pendant quelque temps encore, il existe un besoin pour un appareil de synthèse perfectionné qui n'offre pas le désavantage inhérent considéré précédemment et qui peut être utilisé en tant 20 qu'étalon ou norme pour diverses installations antérieures. Par conséquent, unÇsut de l'invention est d'offrir une structure capable de produire un signal électrique périodique, dans lequel la phase est cohérente avec un signal de référence périodique. A ce sujet, comme mentionné, le signal de sortie d'une source de signaux périodi- -25 ques est considéré comme étant cohérent en phase avec le signal de 1. référence lorsqu'un rapport de phase sélectionné est maintenu entre eux pendant une période de temps indéfinie. Suivant la présente invention, un tel rapport est maintenu sur la base de la phase plutôt que sur la base classique d'une fonction trigonométrique de la phase 30 En général, la.structure suivant l'invention comprend un compteur destiné à enregistrer l'erreur ou l'écart dans une boucle de blocage de phase, en maintenant ainsi une phase cohérente. • En considérant le système plus en détail, on doit se' rendre compte que la phase précise d'un signal ne peut pas être connue continuel-35 lement et avec précision. Toutefois, la phase peut être connue avec une grande précision à des instants de discrimination individuel s, tels qu'ils peuvent être définis par des flancs d'impulsion. Par conséquent, dans une structure suivant la présente invention, la va 69 34642 - 9 - 2028488 leur numérique de la phase désirée est calculée sur la base des flancs d'impulsion., qui désignent des instants particuliers dans le temps. Par conséquent, les discriminations peuvent être précises, même si le nombre de discriminations ou leurs valeurs numériques 5 deviennent excessivement grandes. Un exemple d'une réalisation d'une structure sui\rant l'invention peut comprendre un simple registre de commutation destiné à contenir un nombre dénommé "fréquence" qui spécifie un accroissement de phase, par exemple le nombre de cycles pour la fréquence désirée f (cycles par unité de temps) du signal 10 synthétisé. On prévoit en outre des moyens grâce auxquels le nombre "fréquence" est ajouté (cycliquement) à un nombre qui est conservé dans un registre de phase ou accumulateur, indiquant une valeur de phase accumulée. Un compteur de phase est associé au registrer de ' commutation et à-la structure de registre de phase et reçoit le si-15 gnal synthétisé afin de manifester la phase de ce signal en comptant des cycles (ou des parties de ceux-ci). Bien que le registre de phase puisse avancer par bonds relativement grands, comme indiqué précédemment, le compteur de phase progressera par des bonds plus petits mais plus fréquents, par exemple des cycles du signal à fré-20 quence synthétisée. Par exemple, pour la synthèse d'un signal avec une fréquence de "401" cycles (par unité de temps) dans des conditions de fonctionnement précises, le nombre dans le registre de phase progressera par accroissements de "401", tandis que le compteur progressera par accroissements de "1" mais avec une vitesse 401 fois 25 plus élevée que celle à laquelle le registre de phase progresse. Des comparaisons (des contenus du registre de phase et du compteur) à des intervalles sélectionnés fournissent alors un signal de commande pour la source de signal périodique, par exemple un oscillateur commandé par une tension, qui fournit le signal synthétisé. Ainsi, une 30 erreur ou un écart de phase est calculé numériquement, puis utilisé pour maintenir la capture du signal désiré. La valeur numérique calculée des échantillons ou discriminations de phase ne doit pas être limitée à des valeurs entières. Le nombre ajouté au contenu du registre dê phase peut être un 35 nombre entier, mais la virgule décimale peut être désignée de façon variable dans le registre. Ceci revient à dire que si le nombre "fréquence" est un nomBre entier "401" et si la phase du signal est considérée à 1'origine comme"zéro, les valeurs ultérieures pourraient 69 34642 - 10 - 2028488 être : 401 ; 802 y 1604 ; 2005 ; et ainsi de suite. Toutefois, la fréquence du registre de commutation peut être modifiée afin de faire varier les accroissements de phase. A ce sujet, il n'existeras de limite théorique au plus petit accroissement qui pourrait être u-5 tilisé, l'accroissement étant indépendant de la période de discrimination. Dans le.système tel que décrit en premier lieu, seule la partie de 'nombre entier de l'écart calculé est offerte à la boucle de réaction. Ëa partie fractionnaire de la valeur peut être i-10 gnorée, mais n'est pas perdue. Plus précisément, la partie fractionnaire de la valeur peut être enregistrée de façon à réaliser la fréquence moyennne correcte produite par l'oscillateur. D'une autre façon, par exemple, les chiffres fractionnaires peuvent être transfor- .. pour mes en une valeur analogique/une utilisation dans la boucle de coxmnan- 15 de. . D'autres détails et particularités de l'invention res-sortiront de la description ci-après, donnée à titre d'exemple non limitatif et en se référant aux dessins annexés, dans lesquels î La figure 1 est un schéma sous forme de blocs d'un sys-20 tème incorporant les principes de la présente invention. La figure 2 est un graphique illustrant un aspect du fonctionnement du système de la figure 1. La figure 3 est un graphique visant un fragment à grande échelle du graphique, de la figure 2. 25 La figure 4 est un schéma sous forme de blocs d'une partie du système de la figure 1. ^ La figure 5 est un schéma sous formé de blocs d'une variante du système incorporant les principes suivant la présente invention. 30 La figure 6 est un graphique illustrant aspect du fonctionnement du système de la figure 5. En se référant tout d'abord à la figure 1, on y a représenté une boucle L comprenant une source de signal périodique (sous la forme d'un oscillateur commandé par une tension 10), un sys-35 tème de commande 12 et un groupe de phase 14. D'une façon très générale, lors du fonctionnement du système, la phase d'un signal offert à partir.de l'oscillateur ÎO commandé par une tension est préservée conformément à une valeur d'accroissement de phase qui est enregis 69 34642 - ii - 2028488 trée dans le groupe de phase 14. Essentiellement, le groupe 14 offre un signal (par l'intermédiaire d'un conducteur 16) au système de commande 12 pour préserver la phase désirée. Le fonctionnement du système de commande 12 est également affecté par un système de 5 chronoréglage 18 qui est également, couplé au groupe de phase 14. Le système de commande 12 peut incorporer une structure de filtrage, de discrimination et.de conservation, etc., comme décrit plus en détail ci-après. Lors du fonctionnement de la boucle L, le signal pério-10 dique provenant de l'oscillateur 10 commandé par une tension est préservé à la phase désirée qui est enregistrée (par accroissement) dans le groupe de phase 14. La phase désirée (et la fréquence associée) est alors réalisée et conservée en utilisant un signal de commande qui est fourni à partir du groupe 14 à l'oscillateur 10 15 commandé par une tension, par l'intermédiaire du système de commande 12. Certains aspects du fonctionnement de boucles de ce genre général sont considérés plus en détail dans un livre de Floyd M. Gard-ner "PHASE LOCK TECHNIQUES", publié en 1966 par John Wylie & Sons, Inc. 20 En considérant le groupe de commande de phase 14 de fa çon plus détaillée, la valeur numérique indiquant l'accroissement de phase désiré (fréquence) est enregistrée dans un registre de fréquence 20. Le contenu du registre 20 est ajouté périodiquement (enfant qu'accroissement) à la valeur numérique accumulée dans un 25 registre de phase ou accumulateur 22, sous la commande du système de chronoréglage 18, afin d'arriver à une valeur de phase ou;de déphasage total. Pour produire un signal de commande, le contenu de 1' accumulateur 22 est comparé périodiquement au contenu d'un compteur 30 24 (également dans lé groupe de phase 14), compteur qui indique la phase totale en comptant des cycles (unités, fractions ou multiples) de l'oscillateur 10 commandé par une tension. Sur le plan structural, comme indiqué à la figure 1, la comparaison entre la phase enregistrée dans le compteur 24 et celle de l'accumulateur 22 35 est réalisœ par un comparateur 26, qui offre cycliquement un flanc d'impulsion par l'intermédiaire du conducteur 16 au système de commande 12, au moment de la coïncidence numérique entre les deux valeurs. Par conséquent, le moment où le flanc d'impulsion survient 69 34642 - 12 - 2028488 (sur une base de temps) donne une information indiquant l'écart par rapport à la phase désirée. Un signal de commande est ainsi formé pour l'application à l'oscillateur 10. Sur le plan structural, les ensembles tels qu'illustres 5 dans leurs grandes lignes à la figure 1 peuvent prendre l'une quelconque d'une large variété de formes particulières. Bien évidemment, diverses sources de signal périodique peuvent être utilisées en tant qu'oscillateur 10 commandé par une tension.' Le compteur 24 qui compte chaque cycle de l'oscillateur 10 peut comprendre un circuit 10 de seuil sous la forme d'une bascule de Schmidt, par exemple, ou un détecteur à passage par zéro, couplé à un compteur numérique à accroissement comme il est bien connu dans la technique antérieure. Le registre de fréquence 20 peut comprendre un registre actionné ma-. nuellement à commutateur multiple, dans lequel on peut fixer une va-15 leur de "fréquence" sélectionnée. D'une autre façon, la valeur de "fréquence" peut être offerte à partir de sources extérieures telles qu'un ordinateur ou un système de traitement de données. Les contenus du registre de fréquence 20 tels que représentés à la figure 1,sont transférés sous la forme de signaux pa-20 rallèles dans un câble 29 et accumulés (en tant qu'accroissements de valeur numérique) par 1-.'accumulateur 22 qui peut être constitué par un registre numérique couplé activement à un additionneur numérique, comme il est bien cinnu dans la technique antérieure. Des formes de telles structures sont décrites dans un livre "ARITHMETI-25 CAL OPERATIONS AND DIGITAL COMPUTERS" par Richards, publié en 1955 par D. Van Ostrand Company, Inc. L'accumulateur 22 et le compteur 24 sont couplés au comparateur 2 6 par des câbles 28 et 30, respectivement. Ceci revient à dire que chacun des étages numériques dans l'accumulateur 22 et 30 le compteur 24 sont couplés individuellement au comparateur 26. Lors de l'apparition de coïncidences numériques dans les valeurs présentées, un flanc d'impulsion est formé par le comparateur 26 afin d'être appliqué par l'intermédiaire du conducteur 16 au système de commande 12. Diverses formes de détecteurs de coïncidence nu-35 mérique sont bien connus dans la technique antérieure et elles offrent un signal (flanc d'impulsion) lors de l'identité numérique de deux jeux de signaux numériques reçus. Par exemple, on peut utiliser une forme de réalisation de groupe de soustraction numérique. 69 34642 - 13 - 2028488 Les moments où le signal de flanc d'impulsion provenant du comparateur 26 survient indiquent si l'oscillateur 10 commandé par une tension est en avance, en retard ou en coïncidence avec la phase désirée. Cette information est utilisée par le système de com-5 mande 12 pour fournir un signal de correction par l'intermédiaire d' un conducteur 32 à l'oscillateur 10, de façon à obtenir le signal désijré (commandé en phase) à une borne 34. • Pour revenir à une description plus détaillée du groupe de phase 14, le compteur 24 compte chaque cycle de l'oscillateur 10 10 commandé par une tension en tant qu'apparition unique individuelle. Bien entendu, dansla plupart des formes pratiques du sytème, la capacité du compteur 34 est limitée, de telle sorte que les chiffres les plus significatifs du comptage peuvent être perdus. Toutefois, la perte de ceux-ci (par les chiffres de report) conjointement avec 15 la'perte de chiffres semblables de la valeur accumulée par l'accumulateur 22, permet toujours de préserver l'équivalence aussi longtemps que les capacités de l'accumulateur et du compteur dépassent l'écart qui peut survenir entre leurs contenus. Alors que le compteur 24 compte les cycles de l'oscil-20 lateur ÎO, une valeur toujours croissante est enregistrée. Graphiquement, comme illustré à "la figure 2 (dans laquelle la valeur numériqua est indiquée en ordonnée par rapport au temps en abscisse), le contenu du compteur 24 est représenté par la ligne 38 qui est en fait une fonction en gradin ; toutefois, dans l'échelle indiquée, les gradins 25 sont tellement petits que la fonction apparaît sous la forme d'une courbe rectiligne uniforme. Alors que le compteur 24 compte des cycles individuels pour accroître son contenu, l'accumulateur 2.2 est amené à augmenter de façon répétée (au'tempsde signal t ) par la valeur numérique con-30 tenue dans le registre de "fréquence" 20." Par conséquent, la valeur numérique produite dans l'accumulateur 22 peut être illustrée par la fonction en,gradins 40, comme illustré à la figure 2, chaque gradin représentant un accroissement du déphasage. Lors du fonctionnement du système, la valeur numérique 35 moyenne dansJscompteur 24aciïncide avec la valeur numérique moyenne dans l'accumulateur 22. ceci revient à dire que l'oscillateur 10 commande par une tension est asservi à une "fréquence" (accroissements de phase) contenue dans le registre 20, grâce au comparateur 69 34642 - 14 - 2028488 26 détectant les écarts de façon à établir une commande par l'intermédiaire du système de commande 12 pour l'oscillateur 10. I En analysant de façon plus détaillée le graphique de la figure 2, on admettra que le niveau 42 désigne une valeur de phase 5 numérique d'un multiple de "401". En supposant qu'une valeur de "fréquence" de "401" est contenue dans le registre de fréquence 20, au cours d'un passage de chaque intervalle T, comme indiqué, le con-. " tenu de l'accumulateur 22 est alors accru en valeur de la quantité "401". D'une façon coïncidante, au cours d'un intervalle T, le comp-10 teur 24 (en synchronisme) comptera "401" cycles individuels de l'oscillateur 10. Ainsi, les courbes devraient coïncider à la fin de 1' intervalle T (centre exact entre les moments t ). Des écarts à n à partir Le fonctionnement du comparateur 26 en coopération avec le système de commande 12 et le système de chronoréglage 18 pour commander l'oscillateur 10 est représenté plus graphiquement à la figure 3, dont la partie supérieure est une vue partielle à grande 20 échelle du graphique de la figure 2, représentant un seul gradin 48 de la fonction en gradins 40 (figure 2) par rapport à trois courbes différentes-50, 52 et 54 dont chacune représente un état de fonctionnement de l'oscillateur, se manifestant sous la forme d'un rapport de position de la ligne. 38 (figure.2). Une courbe en relation mu-2 5 tuelle est représentée en dessous de la fonction en gradins 40, avec une association en échelle de temps. En analysant les courbes, la ligne- 52 (section supérieure) passe pratiquement par le centre 56 du plateau du gradin 48. Ceci représente avec précision le rapport de phase désiré, dans le-30 quel la valeur de phase contenue dans le compteur 24 (figure 1) coïncide exactement avec la valeur dans l'accumulateur 22 précisément au point central de l'intervalle de temps offert par le système de chronoréglage 18. Ceci revient à dire que quand le système de chronoréglage 18 offre des flancs d'impulsion t qui définissent les 35 états de transition vers le gradin 48 et à partir de celui-ci, un rapport de phase précis est indiqué comme étant survenu lorsque le compteur 24 (courbe 52) atteint une valeur numérique coïncidant a-vec celle dans l'accumulateur 22 exactement au point médian entre 69 34642 - 15 - 2028488 les flancs du gradin, par exemple au centre 56 du gradin 48. Dans le cas où l'oscillateur 10 fonctionne trop rapidement, la valeur de phase dans le compteur 24 sera en avance par rapport aù contenu numérique de l'accumulateur 22. Cette situation est 5 illustrée par la courbe 50 (figure 3), dans laquelle le compteur 24 est représenté comme ayant atteint une valeur qui est supérieure à la; valeur dans l'accumulateur 22 au moment indiqué par le centre 56 du gradin. En rapport direct avec ceci, on peut se rendre compte 10 que le moment (indiqué par une intersection 55) de coïncidence numé- • rique survient bien avant le centre 56 du gradin 48. A ce sujet, il • est évident que le degré de déplacement dans le temps par rapport au centre (décalage en base temps) est en relation directe avec le rapport entre les courbes ou le rapport des deux comptages et indique 15 également la correction qui-est requise pour établir l'identité de phase. menante Au contraire de la situation ./ illustrée par la courbe 50? la courbe 54 représente une situation de retard dans laquelle 1' oscillateur 10 fonctionne trop lentement, c'est-à-dire qu'il est en 20 retard de phase par rapport à 1'accumulateur 22. Le rapport dans 1' échelle de temps est à nouveau évident en ce sens que l'intervalle indiqué sur la base du temps entre le centre 56 et l'intersection 57 représente l'écart de phase et par conséquent la correction requise. Une- large variété de structures différentes peut être 25 utilisée dans le système de commande 12 (figure 1) pour commander 1' oscillateur 10 conformément aux informations telj^u' illustr^, par la figure 3. Un exemple de réalisation d'une telle structure est représenté à la figure 4 et sera à présent considéré plus en détail. Un signal d'horloge ou de chronoréglage (provenant du système de chro-30 noréglage 18, figure 1) est fourni par l'intermédiaire d'un conducteur 58 à un univibrateur 60 (figure 4) qui reçoit également les flancs d'impulsion indiquant le moment de la coïncidence numérique, par exemple les intersections 55 et 57 (figure 3), provenant du comparateur 26 (figure 1). 35 L'univibrateur 60 est réglé par un signal de chronoré glage t survenant sur le conducteur 58 au moment désigné par le flanc 64 (figure 3). Ensuite, un flanc d'impulsion sur le conducteur 16 (figure 4) qui indique la coïncidence, modifiera l'état de l'uni- 69 34642 - 16 - 2028488 vibrateur 60 au moment indiqué par exemple par les flancs en traits mixtes 66, 68 et 70 (figure 3). L'identité de phase, comme mentionné précédemment, survient lorsque le contenu du compteur 24 coïncide avec celui de l'ac-5 cumulateur 22 à un moment représenté comme coïncidant exactement; a-vec le centre 56 du gradin 48 (figure 3), comme indiqué par la courbe 52. Le moment où la courbe 52 recoupe le gradin.,48 est manifesté par un flanc d'impulsion provenant du comparateur 26 (figure 1) et remet à zéro 1'univibrateur 60 (figure 4). En reportant la courbe 10 52 à la partie inférieure de la figure 3, on peut se rendre compte que dans ces circonstances la durée 74 coïncide avec la durée 76. L'identité de ces intervalles de temps indique un état d'équilibre pour lequel aucune correction ne doit être appliquée à l'oscillateur 10 (figure 1). 15 Comme représenté dans les parties combinées de la figu re 3, si une situation menante survient, 1'univibrateur 60 est ramené à zéro à un moment plus précoce (indiqué par le flanc 66) grâce au signal sur le conducteur 16 survenant lorsque la courbe 50 recoupe le gradin 48 à l'intersection 55. Inversément, dans le .cas d'une 20 situation de retard, le flanc d'impulsion sur le conducteur 16 est retardé jusqu'au temps de l'intersection 57, où la courbe 54 recoupe le gradin 48, avec pour résultat que 1'univibrateur est ramené à zéro à un temps jplus tardif comme indiqué par le flanc 70. Ainsi, pour résumer, le rapport dans le temps des deux états (réglage et 25 remise à zéro) de 1'univibrateur 60 indique soit une situation d'avance de phase, soit une situation de retard de phase. S'il existe un équilibre de temps, il n'y a pas d'écart. Une durée plus courte-pour l'état de réglage indique une situation menante, tandis qu'une durée plus longue indique le contraire. 30 Comme représenté à la figure 4, 1?univibrateur 60 com mande une paire de portes 78 et 80 qui sont connectées de façon à fournir des courants positifs et négatifs, respectivement, à un intégrateur 82, dont le signal de sortie est envoyé à un circuit de discrimination et de retenue 84. En comparant le fonctionnement de 35 la structure illustrée à la figure 4 avec le graphique de la figure 3, on peut se rendre compte que chaque état de 1'univibrateur 60 qualifie.» respectivement, l'une des portes 78 et 80. La porte 80 est qualifiée à l'origine pour la durée 74 (figure 3), tandis que la 69 34642 2028488 - 17 - la porte 78 est qualifiée pour la durée 76. Dans un état d'équilibra, le courant fourni à l'intégrateur 82 pendant la durée 74 coïncide a-vec précision avec le -courant traversant la porte 78 pendant la durée 76. Il en résulte que l'intégrateur 82 ne reçoit aucune modifica-5 tion totale du niveau de signal, de telle sorte qu'ultérieurement lorsque le signal de sortie de l'intégrateur 82 est discriminé au flanc de gradin suivant par le circuit de discrimination et de retenue 84, aucune variation ne survient pour modifier la vitesse de 1' oscillateur 10. 10 En considérant la situation menante, lorsque l'oscilla teur 10 fonctionne trop rapidement, la durée de qualification pour la porte 80 est supérieure à la période pendant laquelle la porte 78 est qualifiée. Il en résulte qu'une augmentation totale du niveau de signal est réalisée pour l'intégrateur 82 qui, lorsqu'il est ulté-15 rieurement discriminé par le circuit de discrimination et de retenue 84 (comme il est bien connu dans la technique antérieure), fournira un signal de commande VCO qui réduira la vitesse de l'oscillateur 10. La situation de retard opposée (pour laquelle l'oscillateur 10 fonctionne trop lentement) a pour résultat une durée inférieure de l'é-20 tat de remise à zéro de 11univibrateur 60, avec pour résultat une modification totale négative du niveau d'intégrateur 82, en produisant par conséquent un signal vers le circuit de discrimination et de maintien 84 destiné à augmenter la vitesse de l'ocillateur 10. La structure de la figure 4 peut être réalisée de di-25 verses façons, l'intégrateur 82 pouvant comprendre un filtre ainsi qu'éventuellement des circuits d'inversion de phase. Le circuit de discrimination et de retenue 84 établit le rapport de temps désiré entre l'application d'un signal de commande à l'oscillateur 10 (figure 1) et le moment de la discrimination (immédiatement après t ). n 30 En outre, en ce qui concerne les rapports de temps, les signaux de chronoréglage t sont fournis par le système 18 de façon à conditionner 1'accumulateur. 22 pour l'acceptation de l'accroissement de phase provenant du registre 20. Les signaux de chronoréglage t amorcent • également l'intervalle de comparaison suivant entre les contenus du 35 compteur 24 et de l'accumulateur 22. Si on le désire, des signaux de chronoréglage extérieurs distincts peuvent être offerts pour définir l'intervalle d'accumulation avant l'intervalle de comparaison, comme il est bien connu dans la technique antérieure. 69 34642 - 18 - 2028488 L'explication qui précède du système de la figure 1 a pris pour base l'existence d'une "fréquence" entière ou nombre d'accroissements de phase entier dans le registre de fréquence 20. Bien entendu, un te.l nombre entier est en rapport avec la périodicité 5 des signaux provenant du système de chronoréglage 18, pour la transformation en hertz. Plus précisément, à titre d'exemple, une valeur numérique de "401" dans le registre 20 indiquerait une fréquence de 401.000 hertz, pour autant que le système de chronoréglage 18 produise des impulsion t" avec des flancs menants espacés d'une.milli-10 seconde. Toutefois, il peut être désirable d'offrir des valeurs fractionnaires du nombre "fréquence" dans le registre 20 par rapport à l'intervalle de temps de fonctionnement. Plus précisément, pour continuer l'exemple précédent, il peut être désirable d'offrir une valeur de "401,240" dans le registre 20. Toutefois, étant donné que 15 le compteur 24 ne compte pas des cycles fractionnaires, le fonctionnement du comparateur 26 est limité à des nombres entiers. Dans le cas où une valeur fractionnaire de "0,240" est contenue dans le registre 20, l'accumulation répétée d'une telle valeur de fraction reporte périodiquement un chiffre de report dans la partie de nombre 20 entier de la valeur. Plus précisément, lors de l'accumulation de cinq valeurs fractionnaires de "0,240", un report surviendra vers le chiffre des "un" de la valeur accumulée. Par conséquent, lors de 1' accumulation de valeurs fractionnaires, une erreur ou un écart résiduel est engendré, qui n'est corrigé que lors de .l'apparition d'un 2 5 report vers la partie entière du nombre. Il en résulte que des é-carts de phase sont tolérés, accompangés de corrections soudaines. Un tel mode de fonctionnement tend à engendrer des composantes parasites dans le signal de sortie. Une forme de réalisation de la présente invention utilise une caractéristique de compensation en bou-30 cle ouverte pour éviter l'écart répétitif résultant de l'accumulation d'un résidu fractionnaire. Une réalisation détaillée est représentée à la figure 5 et sera à présent considérée. Une boucle de commande de base L est représentée comme fonctionnant d'une façon assez semblable à celle décrite précédemment. 35 Ceci revient à dire qu'un oscillateur 100 ou une autre source de signal périodique fournit un signal de sortie à une borne 102 et de façon coïncidente à un registre numérique 104 illustré comme comprenant six étages numériques (V^ - v^) pour compter les cycles de 69 34642 - 19 - 2028488 l'oscillateur 100. Le registre 104 peut comprendre un circuit de seuil.et il est connecté, étage par étage, à un comparateur 106 conjointement avec les étages cj>^ g d'un accumulateur 108. Il convient de remarquer que l'accumulateur 108 comprend une section de • 5 nombre entier 110 (étages - cj>g) et une section fractionnaire ou de résidu 112 ). Les positions de chiffre du comparateur 106 A 1/ ' _sont désignées par C1-C6, en coïncidence avec les étages à du . registre 104 et à de l'accumulateur ,108. Les chiffres résiduels ou fractionnaires contenus dans la section d'.accumulateur 112, 10 comme indiqué, sont désignés par B, c et . . L'accroissement de phase ou nombre de "fréquence" est contenu dans un registre 114 comportant des étages numériques entiers I^-I^ et des étages numériques résiduels ou fractionnaires I , Ifî, -I et I0. Le registre 114 reçoit des valeurs d'accroissement à partir 15 d'un système de données 115J à l'aide de câbles 117 et 118. Le système de données peut prendre de nombreuses formes, y compris celle d'un ordinateur à usage général destiné à fournir des signaux en rapport de phase et afin de modifier les signaux d'un registre-114 pour représenter l'accroissement de phase instantané désiré. Le registre 20 114 possède des sorties connectées à l'accumulateur 108 par un câble 116, qui maintient un transfert ordonné des signaux des étages numériques individuels vers l'accumulateur. L'accumulateur 108 fait croître son contenu du nombre contenu dans le registre 114 lors de chaque apparition d'un signal de chronoréglage P^ (figure 6) provenant d'un 25 générateur d'impulsions de chronoréglage 118. Lors de l'apparition de-1'impulsion de chronoréglage suivante la comparaison est amor cée puis, ultérieurement lors de l'impulsion P^, le signal de commande engendré est discriminé pour être appliqué à la source de signal périodique 100. 30 Dans le système de la figure 5, le fonctionnement du comparateur 106 pour établir une indication de coïncidence entre les valeurs enregistrées dans le registre 104 et l'accumulateur 106 peut être semblable au fonctionnement tel que décrit pour le système précédent. Le signal provenant du comparateur 106 est appliqué à un sys-35 tème de commande 120, comme décrit précédemment, afin de produire un signal de sortie indiquant l'écart, signal qui est appliqué à. un circuit de combinaison de signaux 122 pour l'application ultérieure à un circuit de filtrage et de discrimination et de retenue 124 à 69 34642 - 20 - 2028488 partir duquel lbscillateur 100 reçoit le signal de commande par 1' iriermédiaire d'un conducteur 126. Le fonctionnement de ces circuits est réglé par rapport au temps. D'une façon générale, le système de la figure 5 accep-5 te des valeurs^ fractionnaires du nombre de "fréquence" (valeurs d' accroissement de phase), fractions qui sont accumulées dans la section d'accumulateur 112. La valeur résiduelle indiquée par les chiffres $ - agit par l'intermédiaire d'un convertisseur numérique- A U 9 analogique 126 de façon à fournir un .signal de sortie au circuit 10 de combinaison de signaux 122 (par l'intermédiaire d'un conducteur 128 ). Le fonctionnement de la boucle de base est illustré graphiquement à la partie supérieure de la figure 6, dans laquelle la fonction en gradins 134 représente le fonctionnement de l'accumu-^ 1S lateur 108 tandis que la ligne pratiquement rectiligne 136 illustre l'accumulation par accroissements du registre 104. A nouveau, la grandeur relative des gradins individuels donnée par le registre 104 est telle que ces gradins n'apparaissent, pas dans la présentation de la figure 6. 20 En considérant un nombre de "fréquence" avec une valeur fractionnaire de "O,240", les fractions sont accumulées dans la section d'accumulation de reste 112 (figure 5), jusqu'à ce qu'un chiffre de report soit propagé par l'intermédiaire du conducteur 132" vers l'étage des "un" de l'accumulateur 108. Au cours de l'interval-25 le pendant lequel une valeur est accumulée dans la section fractionnaire 112, là boucle de base L tolère un certain écart. Ceci revient à dire que la valeur résiduelle ou fractionnaire qui est accumulée-dans la section d'intégrateur 112 n'agit pas dans la boucle de base L qui, par conséquent, tolère un écart proportionnel ou reste accu-30 mulé. En mettant cette situation en rapport avec la représentation graphique de la figure 6, une indication de l'écart résiduel est donnée dans la partie inférieure du graphique avec une é-chelle verticale multipliée. Plus précisément, par rapport à un ni-35 veau zéro, une courbe 138 représente l'erreur ou l'écart résiduel provenant d'une valeur fractionnaire de "0,240" dans le nombre de "fréquence". Il convient de remarquer particulièrement que la courbe 138 est portée uniquement en rapport de temps avec la partie su- 69 34642 - 21 - 2028488 pêrieure des courbes 134 et 136. A ce sujet, les échelles de grandeur sont totalement différentes, la partie supérieure du graphique étant calculée par rapport à une échelle entière N et la partie inférieure par rapport à une échelle fractionnaire n. 5 En poursuivant 1 * examen du graphique'et en admettant que la valeur fractionnaire de "0,240" se trouve dans les étages de chiffre c^ia3ue- gradin de la fonction 134 a pour résultat 1' accumulation d'une fraction "0,240" dans la section de reste 112 { A X/ 10 que cinq accumulations sont requises pour propager un report à partir de l'étage numérique de la section fractionnaire 112 (figure 5) par l'intermédiaire du conducteur 132 vers la section de nombre entier 108. La valeur accumulée dans les étages de chiffre comme indiqué, représente effectivement un écart par rapport à la phase 15 désirée tel que compté dans, les étages de nombre entier L' écart est indiqué par la courbe 138. Le reste, accumulé dans la section de reste 112, comme indiqué précédemment, a pour résultat un écart proportionnel dans la boucle L. Pour compenser cet écart, la section de reste 112 est ex-20 plorée par.le convertisseur numérique-analogique 126 afin de fournir une valeur analogique telle que représentée par la courbe 142 dans la partie inférieure de la figure 6. Ceci revient à dire qu'alors qœ l'écart ou l'erreur intéressée est manifestée par la section de reste 112, cette section peut fournir un signal analogique pour une com-25 binaison avec le signal de sortie du système de commande 120, afin de corriger lrécart résiduel ou fractionnaire. Ainsi, des accumulations résiduelles résultant d'une valeur fractionnaire dans le nombre de "fréquence" sont anticipées avant le moment où un chiffre est propagé vers l'étage des "un" ^ de l'accumulateur 108 et elles sont 30 utilisées pour fournir un signal de commande de compensation. En se référant à la figure 5, on remarquera que quand un chiffre "un" est propagé à partir de l'étage 69 34642 - 22 - 2028488 en résulte que la compensation se fait progressivement. En considérant les formes de réalisation décrites précéderaient, il sera évident pour les techniciens en la matière que le système peut être réalisé sous de nombreuses formes structurales 5 en tant qu'appareil de synthèse de fréquence relativement simple tout en étant cependant très précis et capable de fonctionner de façon à réaliser une commande de cycle fractionnaire. Ceci revient à dire que le système est capable de fonctionner pour commander la phase • \ grâce à la sortie d'un ordinateur par exemple, 10 dans lequel le programme spécifie des cycles de phase fractionnaire. Une telle capacité couplée avec la stabilité et l'économie du système apporte une amélioration appréciable par rapport aux systèmes antérieurs. Le système tel que défini dans le présent brevet possè-15 de certains aspects fonctionnels d'une importance considérable. Plus précisément, l'aspect de la phase de comptage telle que décrite pour la comparaison avec une norme désirée de façon à calculer une correction est très important. Les capacités du système d'accepter des fractions, de maintenir la capture et d'offrir une précision nu-20 mérique doivent également être remarquées. Il doit être entendu que la présente invention n'est en aucune façon limitée aux formes de réalisation ci-avant et que bien des modifications peuvent y être apportées sans sortir du cadre du présent brevet. 69 34642 2028488 23 - REVENDICATIONS 1. Système de synthèse de fréquence, dans lequel une source fournit un signal périodique qui est contrôlé par rapport à une phase prédéterminée, caractérisé en ce qu'il .comprend des moyens 5 pour compter numériquement des cycles dudit signal périodique à partir de la source, des moyens pour fournir des signaux numériques in-- diquant des accroissements de phase pour ledit signal périodique a-fin de réaliser ia phase prédéterminée, des moyens d'accumulation numérique destinés à accumuler lesdits signaux indiquant des accrois-10 sements de phase et des moyens destinés à comparer les contenus desdits moyens de comptage numérique et desdits moyens d'accumulation pour offrir un signal de commande àtladite source de signal périodique. 2. Système suivant la revendication,1, caractérisé en 15 ce que ladite source de signal périodique comprend un oscillateur commandé par un signal et en ce que le signal de commande règle la fréquence de cet oscillateur. . - 3. Système suivant la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens de commande de chronoréglage 20 afin de définir cycliquement des intervalles de fonctionnement pour les moyens d'accumulation et les moyens de comparaison. 4. Système suivant la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de comparaison comprennent un détecteur destiné à offrir un flanc d'impulsion modulé en fonction du temps. 25 5. Système suivant la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens destinés à retenir un signal * indiquant ledit flanc d'impulsion pour une utilisation dans la commande de ladite source de signal périodique. 6. Système suivant la revendication 5, caractérisé en 30 ce que lesdits moyens de conservation comprennent un circuit de discrimination et de retenue. 7. Système suivant la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens d'accumulation et lesdits moyens fournissant des signaux numériques indiquant des accroissements de phase compren- 35 nent des étages numériques pour des nombres entiers et des étages numériques pour des fractions. 8. Système suivant la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens destinés à fournir un signal 69 34642 - 24 - 2028488 de commande supplémentaire pour ladite source de signal périodique à partir d'au moins l'un desdits étages numériques pour des fractiora. 9. Système suivant la revendication 8/ caractérisé en ce que lesdits moyens destinés à fournir un signal de commande sup- 5 plémentaire comprennent un convertisseur numérique-analogique. 10. 'Système suivant la revendication 1} caractérisé en ce que lesdits moyens- destinés à fournir des signaux numériques comprennent un régistrô numérique variable.