FR 2027061 A1 19700925 FR 6944881 A 19691224 69 44881 i 2027061 La présente invention se rapporte de façon générale à des systèmes amplificateurs à large bande dynamique, et plus particulièrement à des systèmes amplificateurs réglant automatiquement et rapidement le gain, capables de traiter des signaux de large bande 5 dynamique, comme ceux que l'on rencontre lors de l'enregistrement de données sismiques et ainsi particulièrement adaptés à leur utilisation dans les systèmes d'enregistrement sismiques numériques. Le développement des instruments d'enregistrement dans le domaine sismique numérique à large bande dynamique, ayant la capa-10 cité d'enregistrer à grande vitesse les données sismiques sous forme numérique sur des rubans magnétiques, a entraîné le besoin d'amplificateurs analogiques à gain précis et à basse distorsion» Ces amplificateurs sont nécessaires et trouvent leur place entre les géophones et les convertisseurs analogiques numériques de ces 15 systèmes afin de reproduire fidèlement les signaux sismiques à un niveau d,amplitude acceptable pour le convertisseur analogique numérique. Ceci rend possible l'utilisation de toute la bande de mesure dynamique du système. Etant donné que les signaux sismiques peuvent avoir de façon 20 classique une large bande dynamique, c'est-à-dire de l'ordre de 120 db, on a souvent pris pour habitude dans le passé de comprimer ces signaux, de façon typique à 78 db, de telle sorte qu'ils puis-sent être traités par le convertisseur analogique numérique et enregistrés. Différents dispositifs de commande de gain ont été uti-25 lisés pour réaliser cette compression, par exemple un réglage de gain-Programmé, où le gain est lentement modifié entre des limites préétablies selon que change l'amplitude moyenne du signal sismique. % autre exemple d'un système typique à commande de gain automatique comprend un établissement de moyenne de temps de l'énergie 30 sismique amplifiée pour régler le gain. Plus récemment on a développé des amplificateurs qui assurent des changements de gain par étapes, basés sur un certain aspect de l'amplitude du signal existant dans un intervalle de temps de l'enregistrement sismique. Un type de système amplificateur assurant des changements de gain 35 par étape est connue habituellement sous le nom d'amplificateur à gain binaire, par exemple, comme ceux décrits dans les brevets U.S. N° 3 308 392 (Me Carter et autres) 3 3l5 233 (Hibbard et autres). Des systèmes amplificateurs utilisant des changements de gain par étape sont aussi indiqués dans les brevets U.S. N° 40 2 967 292 (Eisner), 3 241 100 (Loofbourrow) et 3 264 574 (Loof- 69 44881 2 2027061 bourrow). La présente invention concerne principalement des perfectionnements dans les systèmes amplificateurs à commande de gains par étapes capables de traiter une large bande dynamique de signaux 5 et d'assurer un réglage automatique du gain. L'un des principaux objets de la présente invention est d'offrir un système amplificateur à réglage rapide automatique du gain numérique de large bande dynamique qui fixe automatiquement le gain optimal avec précision en se basant sur l'amplitude instantanée de la donnée 10 d'entrée au moment où la conversion analogique numérique débute. En bref, un aspect de la présente invention est d'offrir un système amplificateur à réglage rapide et automatique de gain de large bande dynamique qui comprend un réseau amplificateur comprenant une pluralité d'étages amplificateurs et des moyens d'éta-15 blissement d'une pluralité de bandes de gain amplificateur prédéterminées et progressivement différentes pour le dit réseau en combinaison avec des moyens de commutation séquentielle de l'une à l'autre des dites bandes de gain pendant des intervalles d'échantillonnage successifs tandis que des signaux sont convertis 20 dans le dit réseau en une sortie commune, et qui comprend des moyens de comparaison des signaux transmis à la dite sortie commune avec un signal de référence prédéterminé et de maintien sélectif de l'une des bandes de gain prédéterminée pendant un intervalle de temps de maintien qui est plus long de façon significative 25 que les dits intervalles d'échantillonnage lorsque le signal de sortie transmis sur la sortie commune comporte un rapport prédéterminé par rapport au dit signal de référence. Dans un mode de réalisation préférentiel les amplificateurs du réseau sont couplés selon un rapport en cascade et les moyens d'établissement des 30 dites bandes de gain progressivement différentes comprennent des moyens de commutation sélectif des sorties respectives des dits étages en cascade sur le circuit de sortie commune pendant les intervalles d'échantillonnage, et les moyens de maintien sélectif de l'une des dites bandes de gain comprennent des moyens de main-35 tien sélectif de l'une des dites sorties d'étage en cascade sur la dite sortie commune pendant l'intervalle de temps de maintien. De façon avantageuse, en liaison avec un aspect préférentiel de l'invention, le circuit de sortie commune est couplé par un convertisseur analogique numérique sur des moyens d'enregistrement 40 numérique pour l'enregistrement du signal d'information correspon 69 44881 3 2027061 dant à la Valeur numérique instantannée du signal que l'on recueille sur le circuit de sortie commune, et le niveau de gain auquel le signal est transmis par le système, tel qu'il est déterminé par l'une quelconque des bandes de gain de l'amplificateur, est 5 maintenu pendant l'intervalle de maintien tandis que le signal est couplé sur le circuit de sortie commune. Selon un autre aspect de l'invention, on prévoit une.pluralité des dits systèmes amplificateurs à réglages de gains, en même temps que des moyens multiplex pour le couplage des sorties res-10 pectives en cause, sur une base de traitement simultané, sur des moyens comprenant le convertisseur analogique numérique. Dans un mode de réalisation préférentiel le système amplificateur de large bande dynamique comprend une partie d'un système de traitement de données sismiques qui comprend des moyens de four-15 niture d'un signal d'information sismique sur l'entrée du système amplif i cat eur • D'autres particularités et avantages de l'invention apparaîtront au cours de la description qui va suivre, laquelle, faite en référence aux dessins annexés donnés à titre d'exemples non 20 limitatifs fera bien comprendre comment la présente invention peut $tre mise en pratique, les particularités qui ressortent tant du texte que des dessins faisant, bien entendu, partie de celle-ci : la figure 1 est un schéma de circuit en partie sous la forme 25 de blocs, représentant un système de traitement de données sismiques comprenant une pluralité de systèmes amplificateurs à réglage rapide et automatique de gains d'une large bande dynamique, en liaison avec la présente invention. La figure la est un schéma de circuit en partie sous la forme 30 de bloc, illustrant en détails une partie du système représenté sur la figure 1 particulièrement cette partie du système qui est référencée comme l'élément J sur la figure 1. La figure 2 est un schéma de circuit, en partie sous la forme de bloc, illustrant une autre forme de système de traitement de 35 données sismiques comprenant une pluralité de systèmes amplificateurs rapide à large bande dynamique en liaison avec la présente invention. La figure 2a est un schéma de circuit, en partie sous la forme de bloc, illustrant en détails une partie du système de la figure 40 2, spécialement cette partie du système référencée comme l'élé 69 44881 k 2027061 ment J' de la figure 2. La figure 3 est un schéma de circuit, sous forme de bloc, illustrant en détails les parties des systèmes des figures 1 et 2 identifiés sous la référence de l'ensemble "A.". 5 La figure 4 est un schéma de circuit, en partie sous forme de bloc, illustrant en d'autres détails les parties des systèmes des figures 1 et 2 identifiés sôus la référence de l'ensemble WBW« La figure 4a est une représentation schématique représentant la réponse de fréquence caractéristique du circuit identifié sur 10 les figures 1, 2 et 4 sous la référence "B". La figure 5 est un schéma de circuit illustrant en d'autres détails cette partie des systèmes des figures 1 et 2 identifiée sous la référence de 1*ensemble"C". La figure 6 est un schéma de circuit n en partie sous la forme 15 de blocs, illustrant en détails cette partie des systèmes représentés sur les figures 1 et 2 qui est identifiée sous la référence de l'ensemble "D". La figure 7 est un schéma de circuit, sous la forme de bloc, illustrant en détails cette partie des systèmes représentés sur 20 les figures 1 et 2 qui est identifiée sous la, référence de 1*ensemble nE". La figure 8 est un schéma de circuit, sous forme de blocs, illustrant en détails cette partie des systèmes représentés sur les figures 1, la, 2 et 2a qui est identifiée sous la référence de 25 l'ensemble nF«. La figure 9 est une représentation schématique de l'amplitude d'un signal après amplification, illustrant les caractéristiques d'un exemple d'un système amplificateur construit en liaison avec les principes de la présente invention. 30 Sur la figure 1 on a représenté un système de traitement et d'enregistrement de signal sismique, comprenant une .pluralité de géophones, gl, g2, gn, indiquant la présence d'une pluralité de ces dispositifs transducteurs acoustico-électriques en nombres tels que le détermine l'expérience particulière à cette techni-35 que : par exemple 12 ou 24, ou quelqu'autre nombre. Chacun de ces géophones peut, comprendre un groupe ou un ensemble d'une pluralité d'instruments individuels géophoniques, dont les sorties respectives sont couplées ensemble pour fournir un signal géophonique commun • 40 II est de pratique habituelle dans la géodésie sismique d'uti 69 44881 5 2027061 liser une pluralité de ces géophones placés à des distances successives d'une source d'énergie sismique placée en un point de tir afin de déceler l'énergie acoustique arrivant de la source selon différents parcours pendant les intervalles de temps mesurés 5 et pour afficher des signaux représentant les sorties dérivées des géophones respectifs sous forme de traces adjacentes sur la base d'un traitement simultané en parallèle. En liaison.avec le système indiqué ci-après, les signaux d'information correspondant aux signaux géophoniques de sortie sont amplifiés dans les canaux 10 respectifs de signaux convertis de leur forme analogique à une forme numérique et enregistrés sur un ruban magnétique. Ces signaux enregistrés sur ruban peuvent si on le désire, être reproduits, reconvertis en forme analogique, et enregistrés sous forme de trace, comme indiqué. Cependant bien plus important est le 15 fait que ces signaux enregistrés numériquement peuvent être soumis à des techniques modernes de données en utilisant des ordinateurs numériques à haute vitesse et l'équipement en rapport. Le système amplificateur indiqué ici offre l'avantage ultérieur de fournir un signal de sortie qui puisse être enregistré 20 sous forme de virgule flottante, c'est-à-dire un mot numérique comprenant une mantisse et un exposant, tel qu'on le décrira avec plus de détails ci-après, ce qui représente exactement la valeur absolue du Signal d'entrée qui y correspond. En enregistrant ces signaux à virgule flottante sur ruban magnétique il est possible 25 non seulement de préserver les valeurs relatives mais aussi les valeurs absolues des signaux amplifiés. Sur la figure 1, les géophones respectifs g^, gg, et gn sont représentés couplés sur les parties d'entrée des canaux respectifs de signaux identifiés sous les références de canaux 1, 2 et 30 n, respectivement. Chacun de ces canaux de signaux sont substantiellement identiques, avec des éléments correspondants qui sont identifiés sous les mêmes références numériques ou les mêmes lettres, comme ce peut être le cas. Bien que trois canaux soient représentés dans le mode de réalisation illustré, on doit compren-35 dre que le canal n est représentatif de un ou plus de ces canaux, et que dans la plupart des cas les systèmes de traitement de signal sismique du type décrit comprendront douze, vingt-quatre ou un plus grand nombre de canaux. Chacun des canaux de 1 à n comprend une pluralité d'étages am-40 plificateur A. et B^ jusqu'à B^, couplés dans un rapport selon un 69 44881 6 2027061 circuit en cascade en même temps que reliés à un circuit associé comprenant un circuit de sortie commune et des moyens de couplage sélectif de la sortie de l'un des étages amplificateurs sur le circuit de sortie commune au moment où le signal à la sortie de 5 l'un, comme précédemment dit, des étages amplificateurs correspond à une tension de référence prédéterminée lorsqu'on échantillonne d'une manière décrite ci-après en détail. Chacun des canaux d'amplification c'est-à-dire chacun des systèmes amplificateurs comprenant les canaux 1 jusqu'à n, est représenté couplé dans un 10 système de traitement et d'enregistrement de signal sismique comprenant des moyens que l'on va décrire ci-après et dans lequel les sorties des canaux respectifs 1 jusqu'à n sont multiplexées sur un fonctionnement simultané en parallèle de telle sorte que les signaux des géophones respectifs de à ^ peuvent être trai-15 tés et couplés sur un convertisseur analogique numérique et de là sur un enregistreur numérique à ruban (non représenté)» Si l'on se réfère particulièrement maintenant aux détails de cette partie de la figure 1 qui comprend le canal 1 duquel, on voit que la sortie du géophone g-^ est couplée sur l'entrée du cir^ 20 cuit d'entrée de canal 1, schématiquement représenté sous la forme de bloc A, illustré plus loin sur la figure 3 comme ensemble nA", et qui comprend un circuit d'entrée approprié comme un transformateur d'entrée, un préamplificateur à gain de précision, des filtres sismiques, un compteur, d'autres filtres sismiques et des 25 portes logiques afin d'interroger le commutateur l'atténuateur d'entrée et l'étage A^ de gain de précision et d'engendrer un signal codé binaire afin de représenter le gain total de cet étage ou de cette section du système, d'une manière décrite en plus détaillée ci^-après» La combinaison de l'atténuateur d'entrée de 30 la section électronique d'entrée, identifiée comme ensemble "A" et le préamplificateur à gain de précision de celle-ci sont normalement réglés manuellement pour donner un gain prédéterminé hors tout à l'énsèmble "A" comme on le déteraiine lors du fonctionnement du système dont il sera parlé ci-après. Cependant, dans un 35 mode de réalisation préférentiel le gain de l'ensemble "A" doit être b , de telle sorte que k peut être ajouté ou soustrait à l'exposant déterminé par les étages suivants du canal. Dans un mode de réalisation de ce système on utilise une valeur de k qui est égale à l'unité (k=l,000 et b=8). La sortie de la section 40 "An d'entrée du canal 1 est représentée couplée directement sur 69 44881 7 2027061 l'entrée du premier d'une série d'étages amplificateurs à gain de précision en cascade, schématiquement représentés sous la forme des blocs jusqu'à B^, chacun d'entre eux étant par ailleurs illustré sur la figure 4 sous la forme de l'ensemble MB« et four-5 nissant une amplification de courant alternatif à une valeur de base b à l'exposant k. A titre d'exemple, dans un mode de réalisation où b=8 et k=l,000 tel que b^Sj000^ et avec une amplification de courant continu de l'unité (1.000) dans le mode de réalisation illustré, chacun des étages amplificateurs de gain de pré-10 cision de B^ jusqu'à B^ est un étage amplificateur à large bande non inverseur dont le gain peut être établi par des résistances de précision dans la boucle de réaction de celui-ci, comme décrit ci-après. Chacun des étages amplificateurs à gain de précision B^ jusqu'à B^ est représenté avec son circuit d'entrée couplé sur une source de tension constante respective schématiquement représentée sous l'indication des blocs C^ jusqu'à C^ selon le cas, chacun d'eux étant par ailleurs illustré sur la figure 5 sous la référence ensemble "C". Chacune des sources de tension de à C^ offre des tensions de référence de courant continu à la fois négatives et positives et comprend des moyens appropriés connus des spécialistes en électronique pour limiter l'entrée de l'étage à gain de précision qui suit dans le but de prévenir des surcharges en signaux larges et une distorsion à l'intérieur • Des sources de tension constantes de à C^ sont décrites eri plus de détail ci-après. On doit comprendre que bien qu'une source de tension constante soit représentée reliée en série dans le circuit d'entrée de chacun des étages amplificateurs à gain de précision, on doit considérer que la fonction des sources de tension constante qui est de protéger l'amplificateur correspondant de la surcharge, peut être assurée par une conception appropriée de l'amplificateur en soi» On a prévu, couplé sur la sortie des éléments électroniques d' entrée, ensemble "A", qui comprend le préamplificateur de gain de précision de celui-ci, et de même couplé sur les sorties respectives de chacun des étages amplificateurs successifs identifiés sous les références de B^ à B^ de la disposition de circuit en cascade, un dispositif respectif de détermination de largeur de bande schématiquement représenté par les blocs à respectivement, chacun d'entre eux étant par ailleurs illustré sous la 69 44881 2027061 figure 6 en tant qu'ensemble nD«» et comprenant un dispositif de compensation de phase, un dispositif de calibrage de gain qui peut soit atténuer soit amplifier avec précision, et un transfonaateur d'impédance* Dans un mode de réalisation du système amplifica-5 teur, chacun des dispositifs de détermination de largeur de bande de D^ à Dj peut comprendre des moyens pour enlever le courant continu composant du signal. Chacun des dispositifs de D^ à D^ comprend aussi des composants de circuit qui fonctionnent en tant qu'étage d'isolation séparant les sorties respectives des étages 10 amplificateurs de à B^ du signal d'entrée d'un réseau de commutation correspondant schématiquement représenté par les blocs El» E2> E3> ev B5» selon le cas, chacun d'eux étant ultérieurement illustré sur la figure 7 sous la référence d'ensemble "En. En bref, ainsi chacun des dispositifs de largeur de bande D^ à 15 respectivement sont représentés comme ayant leur sortie respective couplée sur l'un des réseaux de commutation correspondant E^ à E,-. Chacun des dispositifs de détermination de largeur de bande D^ à D^ comprend aussi des moyens de le régler au niveau approprié de courant continu de la sortie commune de tous le# coa-20 mutateurs, c'est-à-dire des réseaux de commutation E^ à E^ où les sorties des dispositifs à largeur de bande à Dj sont couplés ou alimentés. Les dispositifs de détermination de largeur de bande à D^ fournissent des moyens de réglage de la largeur de bande des dif-25 férents parcours de circuit depuis l'entrée d'un canal amplificateur particulier à la sortie commune c'est-à-dire d'égalisation des chemins de signaux successifs depuis l'entrée d» l'ensemble "A" par les réseaux de commutation électroniques respectifs E^ à E^ jusqu'à l'entrée commune comprenant l'ensemble "F", de telle 30 sorte que les largeurs de bande de ces différents parcours sont égalisées. De façon préférable les différentes largeurs de bande de tous les parcours correspondent à celle du parcours le plus long, c'est-à-dire le parcours qui passe par le dernier des étages amplificateurs en cascade, c'est-à-dire celui qui comprend 35 les dispositifs B^ et le commutateur E^, comme représenté sur les figures 1 et 2. En plus de la largeur de bande, ces dispositifs offrent aussi des moyens de réglage de la phase des différents parcours de signaux de telle sorte que ceux-ci se conforment à la phase du par-40 cours le plus long comme décrit ci-dessus. On notera que lorsqu'on 69 44881 9 2027061 utilise des éléments linéaires de circuit une égalisation de phase des différents parcours s'élèvera aussi à la valeur d'égalisation de largeur de bande en cause. Le circuit comprenant les parties successives de l'ensemble "D" 5 du circuit agit aussi en tant qu'étape d'isolation pour empêcher les phénomènes transitoires de commutation des réseaux de commutation respectifs de l'ensemble "E" d'accéder à l'entrée de l'amplificateur qui suit dans l'ordre et qui comprend l'ensemble "B" du système. 10 On notera que, dans les modes de réalisation illustrés, le dernier dispositif de détermination de largeur de bande D^, couplé entre la sortie du dernier des étages amplificateur en cascade B^ et le dernier des réseaux de commutation E^, n'est pas essentiel du point de vue de l'empêchement pour les phénomènes transi-15 toires de commutation d'influencer les étages en cascade qui suivent dans l'ordre, étant donné qu'il n'y a pas d'autres étages en cascade que doit atteindre le dernier dispositif à largeur de bande D^. De plus, le dernier dispositif à largeur de bande D^, bien qu'utile pour l'égalisation de la largeur de bande et de la 20 phase, n'est pas essentiel dans ce but dans le contexte du système décrit étant donné que les parcours de circuit plus eourts comprenant des dispositifs à largeur de bande précédemment indiqués de D^ à D^ peuvent être réglés pour correspondre à la largeur de bande du parcours de circuit le plus long y compris le dernier 25 amplificateur en cascade B^ et le dernier réseau de commutation E(j« Le circuit comprenant le dernier dispositif, ensemble D^f est néanmoins utile dans les modes de réalisation illustrés afin d'offrir des moyens de réglage des différents parcours de sortie 30 d'amplificateur au niveau de courant continu de la sortie commune de tous les interrupteurs et il est de préférence employé dans ce but. Chacun des réseaux de commutation E^ à E^ comprend un réseau de commutation rapide électronique comprenant : premièrement une 35 ou plusieurs portes d'entrée logiques pour la signalisation externe des temps "marche" et "arrêt"; deuxièmement un dispositif de commutation, de préférence sous la forme d'un transistor à effet de champ (FET); et troisièmement un circuit de conduite pour la conversion des signaux d'entrée "marche" et "arrêt" en signaux 40 qui activent le commutateur à transistor à effet de champ approprié . 69 44881 1 2027061 Les sorties respectives de chacun des réseaux de commutation E^ jusqu'à E^ sont représentés couplés sur l'entrée d'un amplificateur rapide et dTun transformateur d'impédance schématiquement représentés sous le bloc F et illustré par ailleurs sur la figure 5 8 sous l'ensemble "F»». Ainsi, on notera que l'entrée de l'amplificateur transformateur F est une liaison commune pour les sorties respectives de la totalité des réseaux de commutation, E^ jusqu'à E^» pour ce qui concerne chaque canal et en fait pour ce qui concerne tous les canaux dans le mode de réalisation illustré sur 10 la figure 1 du dessin où un amplificateur-transformateur F est prévu en commun pour tout le système amplificateur, par exemple, avec tous les canaux reliés à l'entrée du même amplificateur rapide et du transformateur d'impédance F. L*amplificateur-transformateur F a une impédance d'entrée rela- 7 15 tivement haute de préférence de l'ordre de 10 fois la résistance en marche du transistor à effet de champ, la sortie de commutation du réseau de commutation respectif E^ à E^ étant couplée sur l'entrée en cause. Dans un mode de réalisation préférentiel où l'on utilise un étage d'amplification du type "suiveur" (folbwer) 20 1»impédance de sortie de l'amplificateur-transformateur F est essentiellement égale à zéro (0) et le gain de celui-ci est normalement de l'unité (+1.000). Ainsi on voit que dans chaque canal les sorties respectives de chacun des amplificateurs en cascade dans le circuit en série com-25 prenant le préamplificateur de l'ensemble "A" et les étages de gain de précision qui suivent de à B^, sont tous représentés couplés par un circuit approprié comprenant respectivement l'un des réseaux de commutation électroniques rapide de E^ à E^ Bar un circuit de sortie commune comprenant l'entrée du circuit 30 transformateur-amplificateur rapide F. De plus, dans le mode de réalisation de la figure 1, les sorties respectives de chacun des canaux amplificateurs par exemple les canaux 1 à n sont représentées couplées sur l'entrée du même amplificateur rapide et transformateur d'impédance F, et l'on a ainsi un circuit de sortie com-35 mune pour tous les canaux de tout le système sismique. On notera qu'une combinaison de tout nombre de réseaux de commutation rapide ci-dessus indiqués tels que E^ jusqu'à E^, en même temps qu'un simple amplificateur rapide et transformateur d'impédance, comme F, constitue dans l'ensemble de circuit décrit, 40 comprenant des moyens d'exploration qui seront décrits ci-après, 69 44881 2027061 un dispositif multiplex ou commutateur rapide haute vitesse où l'on peut utiliser des composants de commutation relativement peu coûteux, par exemple des transistors à effet de champ avec résistance "marche" qui ne sont pas de précision* l'un des principaux 5 avantages étant que les commutateurs puissent être remplacés sans recalibrer pour autant les parcours d'amplificateur. La sortie du transformateur d'impédance-amplificateur F est représentée couplée sur les entrées respectives des premier et deuxième dispositifs de décision numérique, schématiquement repré-10 sentés par les blocs H et I, respectivement, et qui ont pour fonction de déterminer quand l'amplitude de sortie du transformateur d'impédance-amplificateur F dépasse les tensions de référence soit positive (dispositif H) soit négative {dispositif I) (+V ou -V) schématiquement identifiés dans les dessins, délivrées par une 15 source schématiquement représentée sous la référence de bloc G. Les dispositifs de décision numérique H et I sont des circuits connus du type généralement catalogué sous la référence de comparateurs de tension, par exemple, comme décrit dans les pages 45 et 46 de "Handbook of Operational Amplifier Applications", publié 20 par Burr-Brown Research Corporation, Tucson, Arizona, 1963. Le dispositif G est un circuit connu du type cité page 49 de la référence ci-dessus. La source de tension de référence G est une source de précision ayant deux sorties, l'une qui est line tension positive est four-25 nie au dispositif H et l'autre qui est une tension négative est fournie au dispositif I. Les deux tensions de référence fournies par la source G'sont prédéterminées de telle sorte que lorsque le signal de sortie, fourni par le transformateur d'impédance-ampli-ficateur F à tout instant donné, et couplé sur les dispositifs 30 de décision numérique H et I respectivement, dépasse en amplitude soit la tension positive prédéterminée soit la tension négative prédéterminée, selon le cas, alors un signal de comparaison est fourni par le dispositif de décision approprié H ou I à un réseau Multiplex et de commande numérique schématiquement représenté par £5 le bloc J par ailleurs illustré sur la figure la sous l'unité "J", et qui à son tour commande l'entrée de commande du réseau de commutation électronique rapide approprié, par exemple l'unité appropriée "E", puis se produit une mise en condition de passage ou en condition de fermeture, puis le signal à comparer passe de 40 telle sorte que le dit commutateur reste fermé pendant toute la 69 44881 12 2027061 durée d'un cycle d'échantillonnage pour assurer la mesuré maintien-échantillon d'une manière qui sera décrite plus en détails. Le réseau multiplex et de commande numérique fonctionne comme un programmateur pour les commutateurs rapides E^-E^. Le réseau 5 ou programmateur répond à un signal de synchronisation c'est-à-dire à une impulsion "synchro" ou de "marche" qui est transmise par le canal d'entrée synchro provenant d'une horloge numérique appropriée, c'est^à-dire l'impulsion synchro représentée couplée et provenant du convertisseur analogique/numérique. En réponse 10 à cette impulsion " synchro" ou "marche", le programmateur J entre en fonction pour mettre en route, selon une séquence de temps les commutateurs électroniques rapide qui suivent de E^ à E^. Le système peut être mis en oeuvre pour basculer soit vers le haut soit vers le bas la séquence des commutateurs, par exemple de E^ 15 à Ej ou de E^ à E^. Le mode de fonctionnement préférentiel sera discuté ci-après. Si l'on suppose que le système est programmé pour explorer les commutateurs respectifs à E^ du «anal 1, par exemple, avec passage successif dans les canaux qui suivent de 2 à n. Dans le cours de l'exploration du canal 1 si l'on suppose que 20 1*interrupteur E1 est mis en action sous l'effet du signal de commande S1 provenant du réseau de commande numérique J, en réponse à une impulsion "synchro" ou "marche" provenant du convertisseur analogique/numérique et de la commande logique. À cet instant un signal appliqué à l'entrée du géophone g^ est transmis par les 25 éléments électroniques d'entrée "Â", de là sur le dispositif de détermination de largeur de bande D^, de là sur le réseau de commutation alors fermé E^, vers la sortie commune comprenant l'entrée sur le transformateur d'impédance amplificateur, schématiquement représenté par le bloc F, qui à son tour fournit un si-30 gnal simultanément aux deux dispositifs de décision numérique H et I, respectivement, qui fonctionnent en comparant le dit signal produit avec les signaux de référence positif et négatif +V et -V, qui sont fournis par la source de tension de précision G. Si le signal produit dépasse en amplitude soit la tension de réfé-35 rence positive +Vj appliqué à H, soit la tension de référence négative -V appliquée à I, selon le cas, l'opération d'exploration commandée par le réseau de commande numérique ou programmateur J, est effectivement arrêtée lorsque le réseau de commutation électrique est maintenu ou tenu dans une position fermée 40 pendant le reste du cycle de telle sorte que le signal de sortie 69 44881 13 2027061 couplé sur le dit commutateur peut être transmis par l'amplificateur-transformateur F au convertisseur analogique/numérique et à la commande logique numérique représentée couplée sur la sortie en cause son fonctionnement devant être décrit plus loin. 5 Si l'on revient au fonctionnement du réseau de commande numérique ou programmateur J, contrairement à la situation précédente, si l'on suppose que le réseau de commutation E^ est momentanément fermé en réponse à un signal provenant du réseau numérique J et que la sortie du transformateur d'impédance-amplificateur F ne 10 dépasse pas soit la tension positive de référence soit la tension de référence négative +V ou -V, fournies par une source de précision G aux dispositifs.H ou I, respectivement, alors le réseéu numérique J agira en faisant tourner c'est-à-dire en ouvrant le réseau de commutation E^ et en mettant en oeuvre le commutateur 15 électronique qui suit Eg. Le signal transmis sur le deuxième réseau de commutation Eg sera alors essayé de la même manière que le signal qui fut alimenté par le premier réseau de commutation E^ c'est-à-dire que les mêmes comparaison seront faites avec les tensions de référence positive et négative +V et -V, afin de dé-20 terminer si le programmateur «J doit où non tenir ou se fermer sur le deuxième réseau de commutation Eg qui se trouve en condition de fermeture ou bien continuer le cycle essayant à son tour les réseaux de commutation suivants E^ à E^ jusqu'à ce qu'un signal dépassant les tensions de référence positive ou négative soit 25 alimenté par l'un des réseaux de commutation E^ à E^ par l'intermédiaire de l'amplificateur-transformateur F sur les dispositifs respectifs de décision H et I. Dans le cas où ces conditions ne sont pas réunies dans le cycle, par exemple dans le cas où le réseau de commande J momentanément ferme E^ à E^, à leur tour, 30 sans fournir à H ou à I un signal qui dépasse les tensions de référence prédéterminées +V ou -V, alors le cycle s'arrêtera sur le cinquième réseau de commutation E^ en position fermée. Le cy-^~~ cle recommencera en réponse à l'impulsion suivante "synchro" ou "marche" transmise au réseau de commande numérique J. Dans le cas 35 d'un mode de réalisation préférentiel le temps nécessaire pour une décision sur une connection quelconque de commutateur est d'un minimum de l/2 microseconde. On a prévu associé à chaque impulsion "synchro" ou "marche" qui est transmise au réseau de commande numérique. J, un deuxième si-40 gnal, une impulsion de numération de canal, qui choisit une série 69 44881 14 2027061 de commutateurs sur un canal particulier, par exemple l'un des canaux de 1 à n qui sont en séquence» Le réseau multiplex et de commande numérique contient aussi l'additionneur d'exposant et des moyens pour entrer les signaux 5 correspondant aux trois chiffres d'exposant K^, Kg, et K^ sur l'enregistreur numérique. Les signaux de chiffre d'exposant K^, Kg, K^ sont représentés sur la connection de sortie allant du réseau de commande J au convertisseur analogique numérique AD, où ils sont alimentés sur les circuits d'enregistrement du ruban de 10 l'enregistreur numérique (non représenté)» Les signaux de chiffre d'exposant K^, Kg, K^ fournissent une information au convertisseur analogique numérique rapportant le niveau de gain du système amplificateur au gain de l'ensemble A, information grâce à laquelle l'un des réseaux de commutation électronique allant de E^ à 15 transmet un signal particulier qui est enregistré sous forme numérique. En d'autres termes le signal fourni par le circuit de sortie commune comprenant l'amplificateur et le transformateur d'impédance F sur le convertisseur analogique numérique, fournit la valeur du signal transmis à l'intérieur d'un niveau d'étendue 20 donné, par exemple la mantisse, et les chiffres d'exposant indiquent le niveau d'amplification, c'est-à-dire l'exposant, avec lequel ce signal a été transmis et qui est déterminé par la condition dans laquelle se trouve les dispositifs de commutation E^ à Ejj, l'un d'entre eux fournissant seul une réponse pour un signal 25 de sortie donné fourni au. convertisseur AD. No notera qu'en assurant ainsi l'écriture c'est-à-dire l'enregistrement, d'un nôfflbre numérique à virgule flottante sur le ruban magnétique que traite l'enregistreur (non représenté) sous la forme de mantisse et d'exposant, ce nombre peut être conçu pour 30 représenter l'amplitude absolue du signal sismique tel qu'il apparaît à la sortie du géophone correspondant dont il est tiré. On doit noter que le convertisseur analogique numérique comprend un circuit de maintien et d'échantillonnage et aussi une source d'impulsions en temps réel» Le circuit de maintien et d'é-35 chantillonnage sert à assurer l'échantillonnage du signal qui est fourni pendant un temps suffisant pour assurer la conversion analogique numérique destinée à enregistrer sous forme numérique Sur un enregistreur approprié (non représenté) couplé sur les sorties de convertisseur AD. L'enregistreur peut être tout dispositif ap-40 proprié comme un enregistreur de ruban numérique. 69 44881 15 2027061 Les fonctions du réseau multiplex et de commande numérique peuvent être mieux comprises et appréciées en se référant à la figure la des dessins, où les éléments qui comprennent le réseau J sont représentés à l'intérieur du carré en pointillé. Sur la 5 figure la les «Dirties respectives des deux dispositifs de décision numérique H et I sont représentées couplées à une porte "OR exclusif" à l'intérieur du réseau multiplex J et de commande numérique. La porte "OR exclusif" est un type connu de circuit répondant au signal de sortie seulement lorsque les deux signaux 10 d'entrée sont différents numériquement. Un signal de sortie provenant de la porte "OR exclusif" correspondant à une combinaison de signaux provenant du dispositif de décision et du dispositif de décision I, est représenté couplé sur une première entrée désignée sous le vocable de "Possibilité 1" d'un circuit logique 15 mémoire d'amplitude, qui est un type connu de circuit consistant principalement en ïlip flop à basculement et remise à zéro. Le circuit logique mémoire d'amplitude est muni d'une seconde entrée, désignée sous le vocable "Possibilité 2», à laquelle on applique un signal d'horloge provenant d'une première sortie d'un regis-20 tre de décodage du temps qui est un circuit classique destiné à assurer des conversions de binaire en décimal, tel que par exemple, décrit dans "Digital Computer Primer" de E.M.Mc Cormick, (particulièrement page 135) publié par Me Graw-Hill Book Company, Inc., New-York 1959 (Library of C0ngress Catalog Card n° 58-13Ql1). 25 Le registre de décodage du temps comprend aussi des deuxième et troisième sorties qui fournissent des signaux de basculement et de remise à zéro, respectivement aux entrées deuxième et troisième, respectivement, du circuit logique de mémoire d'amplitude. Le registre de décodage du temps est programmé par les signaux cou-30 plés sur les entrées appropriées provenant des entrées correspondantes d'un compteur "flip flop" de division par 32 qui à son tour est muni d'une première entrée qui est couplée sur une source de référence à fréquence constante d'impulsion d'horloge, représentée comme correspondant à 1,024 mégacycle pour la deuxième 35 horloge (désignée par : horloge 1,024 Mc/s). Le compteur "flip flop" de division par 32 est aussi un type connu de circuit destiné à fournir une possibilité de 32 impulsions d'horloge étant donné qu'il est souhaitable dans le mode de réalisation illustré d'avoir un cycle nominal de fonctionnement de 31 microsecondes 40 et de pouvoir choisir des impulsions à l'intérieur d'intervalles 69 44881 16 2027061 nominaux d'une (1) Microseconde. Le compteur "flip flop" de division par 32 comprend un circuit de remise à zéro (non illustré) et est muni d'une deuxième entrée destinée à recevoir des signaux de remise à zéro provenant d'une source d'impulsions synchro (ou 5 de "marche") qui, comme représenté sur la figure 1 peuvent #tre fournies par le convertisseur AD et le circuit logique de commande numérique. Le circuit logique de mémoire d'amplitude est muni d'une sortie représentée couplée sur une première entrée désignée entrée 10 d'une porte "ET" qui a une deuxième entrée désignée entrée couplée sur une sortie du registre de décodage du temps afin de faire parvenir un signal de compteur de commande de commutateur à la porte "ET". La porte "ET"peut itre un type connu de cireuit de porte qui n'est seulement sensible qu'à l'arrivée simultanée 15 de signaux de porte appropriés aux entrées 1 et 2 et qui est destiné à fournir un signal de sortie qui est représenté couplé sur l'entrée 1 d'un compteur de commutateur. Le compteur de commutateur est un type connu de circuit consistant essentiellement en une pluralité de "flip flop" reliés en cascade. L'entrée du 20 compteur de commutateur est représentée sur une quatrième sortie du registre de décodage du temps afin de faire parvenir un signal prédéterminé provenant de ce dernier au compteur de commutateur. Le circuit du compteur de commutateur est muni d'une pluralité de sorties, dont trois sont représentées afin de faire par-25 venir des signaux désignés sous Xg Ij et qui représentent des exposants à trois entrées correspondantes de l'additionneur d'exposants. L'additionneur d'exposants est aussi muni d'une pluralité d'entrées supplémentaires, dont trois sont représentées sous les désignations Yg ^3 destinées à recevoir des signaux sous 30 forme binaire correspondant au gain total de l'ensemble A. L'additionneur d'exposants, à son tour, est muni de trois voies de sortie qui, comme réprésenté sur la figure 1 comprennent les voies de sortie du réseau de commande numérique J afin de faire parvenir les signaux d'exposants Kg K^ provenant du réseau de com-35 mande numérique J au convertisseur analogique numérique, afin de fournir une information sur le niveau de gain du système amplificateur, tel qu'il ressort du gain de l'ensemble A et grâce à quoi l'un des réseaux de commutation électronique E^ jusqu'à transmet un signal particulier qui est converti et enregistré sous for-40 me numérique. L'additionneur d'exposants est un dispositif de type BAD ORIGINAL 69 44881 17 2027061 connu consistant en une pluralité de "flip flop" et des portes logiques "ET* et "OU" dont la fonction est d'ajouter et d'emmagasiner les signaux numériques qui se présentent sur les canaux d'entrée à quelque moment que le signal d'exposant d'addition 5 soit mis en oeuvre. Des signaux de sortie correspondant aux signaux d'exposant X^ Ig Xj sont aussi dirigés des sorties appropriées du compteur de commutation, comme on l'a représenté sur la figure la, sur les trois entrées correspondantes du circuit du dispositif multiplex 10 et de la logique du commutateur de gain, qui, à son tour est muni des circuits de sortie appropriés, comme représenté, destinés à chacun des canaux de-1 à n afin de faire parvenir des signaux de commutateur de canal appropriés de à sur le réseau de commutation approprié de à de chacun des canaux 1 à n, 15 afin de commander ou de programmer les réseaux de commutation E^ à E^ de chacun des canaux 1 à n comme représenté sur la figure 1. Le circuit multiplex et de logique de commutateur de gain est aussi muni d'une pluralité de circuits d'entrée destinés à recevoir les signaux de numérotation de canal qui y sont dirigés en prove-20 nance du convertisseur ÀD et de la logique de commande numérique, de *Sme que représenté sur la figure 1 du dessin. La fonction des signaux de numération de canaux est de mettre en corrélation ou en synchronisme le fonctionnement de la logique de commutateur de gain et du dispositif multiplex, de telle sorte que les signaux 25 de programmation de canaux se produisent selon la séquence désirée. Le circuit multiplex et de commutateur de gain est un circuit classique conçu pour assurer des conversions de binaires en numériques» Dans l'appareil de la figure 1, y compris l'ensemble "J" dont 30 une partie est illustrée sur la figure la, le couplage multiplex des différents réseaux de commutation de canaux E^ à est réalisé par des moyens qui comprennent la logique de commutateur de gain qui fonctionne en programmant ou en commandant la séquence selon laquelle les signaux de à sont appliqués, à leur tour 35 aux réseaux de commutation E^ à des canaux respectifs 1 à n. La logique de commutateur de gain et le dispositif multiplex sont programmés pour procéder à une répétition périodique selon une séquence de temps au travers de tous les réseaux de commutation, E^ à Ej d'un canal donné, et de même à travers les réseaux 40 de commutateur à E^ du canal suivant, et ainsi de suite au 69 44881 18 2027061 travers des canaux respectifs 1 à n. Dans le cas illustré, la commutation avance du canal 1 au canal n; cependant on doit bien comprendre que l'ordre numérique des événements peut ftre inversé. En tous cas, la sélection de la séquence de canaux est dé-5 terminée par les signaux numériques de canaux appliqués au réseau multiplex J et à la logique de commande numérique qui, à son tour, est commandée en tant que fonction des signaux fournis par le convertisseur AD et la logique de commande numérique illustrée sur la figure 1» Si l'on se réfère maintenant à la figure 2, 10 on y trouve représenté un autre mode de réalisation de l'invention, semblable de façon générale à celle de la figure 1, sauf pour les moyens de réaliser les fonctions de couplage multiplex. Dans le mode de réalisation de la figure 2 le couplage multiplex est assuré par un dispositif multiplex à canal commun, le program-15 mage étant assuré par le réseau de commande numérique modifié représenté sous le nom de bloc J', et qui est par ailleurs illustré sur la figure 2a dans l'unité J* telle qu'elle est décrite en détail ci-après. Bien que les sorties de la totalité des canaux de 1 à n du 20 Mode de réalisation de la figure 1 soient couplées sur l'entrée d'un élément de sélection d'impédance commun F, dans le mode de réalisation de la figure 2 on a prévu un transformateur d'impédance-amplificateur F pour chacun des canaux de 1 à n. Les sorties respectives de chacun~des circuits de sélection d'impédance 25 séparé F sont représentées couplées sur les entrées respectives des dispositifs de décision numérique H et I en vue d'une comparaison avec les tensions de référence +V et -V d'une manière semblable à celle décrite ci-dessus en ce qui concerne le fonctionnement du mode de réalisation de la figure 1. 30 En plus d'un circuit d'entrée de signal respectif couplé sur la sortie correspondante du circuit F de sélection d'impédance de chacun des canaux de 1 à n, le dispositif multiplex de la figure 2 est aussi muni d'une entrée synchro représentée couplée sur une sortie du convertisseur AD et du circuit logique de commande numé-35 rique destinée à recevoir une impulsion synchro de synchronisation du fonctionnement du dispositif multiplex qui entre en fonction en réponse à une impulsion de synchronisation afin de programmer ou de traiter en circuit de porte les signaux de sortie fournis par les canaux respectifs 1 à n selon une séquence de 40 temps, avec pour but de relier séquentiellement et sélectivement 69 44881 X9 2027061 les sorties des canaux respectifs par 1'intermédiaire des dispositifs de décision numérique H et I à un réseau de commande numérique «édifié J* dont les détails sont représentés à plus grande échelle sur la figure 2a• 5 Le réseau de commande numérique modifié J * est substantiellement identique au réseau de commande numérique et au dispositif multiplex J représenté sur la figure la, sauf pour les parties de celui-ci correspondant à la logique de commutation de gain, c'est-à-dire la logique de commutation et de décodage de canaux. 10 Daps le dispositif multiplex et réseau de commande numérique J des figures 1 et la, le circuit multiplex et logique de commutateur de gain comprend des moyens de réaliser la fonction de couplage multiplex en réponse aux signaux provenant du convertisseur JU) et de la logique de commande numérique, comme indiqué. Dans 15 le réseau de commande numérique modifié J* de la figure 2a, d'autre part, on n'a pas prévu un tel couplage multiplex, cette dernière fonction étant assurée par un dispositif multiplex séparé, comne représenté sur la figure 2 du dessin. Sans le système des figures 2 et 2a, la logique de commuta-20 teur de gain n'est munie que des entrées prévues pour recevoir les signaux de compteur de commutateur X^ Xg Xj, et elle est munie des circuits de sortie à S^, chacun d'eux étant comme représenté sur la figure 2 relié en circuit commun sur l'élément de commutation correspondant de à Ej des canaux respectifs. Antre-25 ment dit, dans l'appareil de la figure 2 comprenant la représentation détaillée du réseau modifié J * illustré sur la figure 2a, on voit que les réseaux de commutation numérotés de façon correspondante à tous les canaux de 1 à n sont mis en oeuvre simultanément par les signaux de commutation provenant du réseau de comman-30 de numérique modifié J*. A titre d'exemple, un signal de commutation S1 met en oeuvre simultanément les réseaux de commutation E^ des canaux 1 à n, un signal de commutation S2 met en oeuvre simultanément les réseaux de commutation Eg des canaux 1 à n et ainsi de suite les signaux de commutation à leur tour met-35 tant en oeuvre simultanément les réseaux de commutation correspondant Ej. respectivement de tous les canaux 1 à n. En fonctionnement, le dispositif multiplex de la figure 2 fait passer en circuit "porte" de façon sélective seulement un capal à la fois sur les dispositifs de décision numérique M et I, et 40 simultanément sur le convertisseur AD. Ainsi, le dispositif multi 69 44881 20 2027061 plex fait passer en circuit "porte" ou transmet des signaux qui lui parviennent en provenance du canal 1 pendant toute la période de temps où le réseau de commande numérique «J* explore les signanx à afin d'explorer le cycle de commutation de canal 5 provenant de la commutation du réseau E^ jusqu'au réseau Après quoi, laissant du temps pour 1'opération "échantillon maintien" dans le convertisseur AD, le dispositif multiplex déconnecte l'entrée de canal 1 et fait passer sélectivement la sortie du canal 2 sur les dispositifs de décision numérique H et I et sur le 10 convertisseur AD pour un intervalle de temps suffisant pour que le réseau de commande numérique J* explore de nouveau le cycle des signaux de commutation à afin d'explorer le cycle de commutation du canal 2 destiné à la commutation du réseau E^ a* réseau E^, laissant ensuite du temps pour l'opération "échantil-15 Ion maintien"* De la même manière, le dispositif multiplex, à son tour, fait passer sélectivement en circuit porte dans les canaux successifs jusqu'au canal n, chaque canal étant traité en circuit "porte" dans le dispositif multiplex substantiellement pendant l'intervalle de temps rendu nécessaire par le eyelage du 20 réseau de commande numérique sur les signaux S^ à S^, auquel il faut ajouter le temps nécessaire à la réalisation de l'opération "échantillon maintien". Après que le dispositif multiplex a cyclé tous les canaux de 1 à n, comme ci-dessus, le cycle est répété* Les parties des circuits représentées sur les figures 1, la, 2 25 et 2a, identifiées comme les ensembles A à F, sont représentées en plus de détail sur les figures 3 à 8, respectivement* Sur la figure 3 les éléments des parties électroniques d'entrée sont représentées à l'intérieur du carré pointillé identifié sous la désignation d'ensemble A, qui a une entrée reliée à une source 30 extérieure de signaux sismiques représentés par un géophone* En particulier, les parties électroniques d'entrée de l'ensemble A comprennent un atténuateur d'entrée qui a sa sortie reliée par l'intermédiaire d'un commutateur sélecteur SW à une balance "high line", et à un transformateur d'entrée. Le commutateur sélecteur 35 SW qui travaille en rapport de synchronisme de commutation avec la commande de gain par étape de l'ensemble A, peraet à un opérateur de court circuiter sélectivement l'atténuateur d'entrée à l'aide de moyens représentés sous l'apparence d'un conducteur de "by pass" d'entrée représenté couplé entre la sortie du géophone et la deu-40 xième borne du commutateur SW. Le commutateur sélecteur peut être in «inr», 21 2027061 69 44881 du type à pôle double, triple, simple et a pour fonction de connecter sélectivement soit l'atténuateur d'entrée (à la borne de commutateur 1) soit le conducteur de by pass (à la borne du commutateur 2) en circuit entre l'entrée de l'ensemble A, représentée 5 couplé sur la sortie du géophone, et les entrées respectives de la balance "high line* et du transformateur d'entrée. Le transformateur d'entrée, représenté sous forme de bloc, peut comprendre des enroulements d'entrée et de sortie classiques le dernier étant relié au préamplificateur A^ à étage de gain d'en-10 trée. Le transformateur d'entrée sert à isoler le géophone et le câble d'entrée de 1'amplificateur et des circuits qui suivent, permettant d'utiliser &insi des techniques classiques d'effacement ou d'équilibre en pont, si on le désire, pour éliminer ou enlever le courant anormal c'est-à-dire l'interférence de 60 cy-15 eles dû à la fois aux effets d'induction et de capacité qui se manifestent à l'entrée de l'amplificateur. Ces signaux de courant non souhaitables peuvent être enlevés par la balance "high-line". L'amplificateur à étage de gain de précision est prévu pour amplifier les signaux d'entrée recherchés, suffisamment pour vain-20 ère le niveau de brait d'entrée non recherché des filtres actifs qui suivent cet étage de gain. Ces filtres actifs sont représentés sur la figure 3 reliés à la sortie de l'amplificateur A^ en circuit en série selon l'ordre indiqué. Ils comprennent un filtre passe bas réglable (Lo-cut filter) un filtre passe haut régla-25 ble (Hi-cut filter) et un filtre "Alias" réglable. Dans un mode de réalisation l'amplificateur d'entrée A^ de l'ensemble A peut avoir un gain de 8,0 "hors tout; ou quelqu'autre gain prédéterminé, si l'atténuateur d'entrée est mis en circuit en positionnant le commutateur SW sur la position de commutateur 1, comme représenté 30 sur la figure 5. Des moyens sont prévus pour régler le gain hors tout de la partie électronique d'entrée de l'ensemble A du système comprenant une commande de gain en étape, identifiée sous le vocable commutateur de gain en étape sur la figure 3, qui peut être réglé manuellement, et qui, dans un mode de réalisation pré-35 féré, est aussi muni de moyens identifiés sur la figure 3 sous le terme logique de gain d'étage A destinés à tirer des signaux de sortie sous forme binaire, comme représenté sous Y^, Y2> t3 et qui correspondent au gain hors tout des éléments électroniques d'entrée de l'ensemble A, ces signaux binaires étant couplés par 40 des conducteurs- appropriés sur le réseau de commande numérique J 69 44881 2027061 ou J», selon le cas. En particulier les signaux numériques correspondant au niveau de gain de l'unité À sont représentés couplés sur les entrées Y^ Y2 Y^ de la partie additionneur exposant du réseau de commande numérique J ou J*, comme représenté sur les 5 figures 1A et 2A respectivement. La fonction des signaux de niveau de gain est de régler l'additionneur d'exposant du réseau de commande numérique J ou J', de telle sorte que ses signaux de sortie d'exposant seront automatiquement réglés pour tenir compte du niveau de gain des éléments électroniques d'entrée A. Dans le 10 cas où les éléments électroniques A ont un gain prédéterainé autre que 8 il peut être nécessaire de fournir des signaux numériques supplémentaires allant ou venant de l'additionneur d'exposant, par exemple 4 lignes de signaux pour donner des puissances de deux ou quatre, plutôt que trois comme représenté pour des puis-15 sances de huit. Bien que le système de l'invention comprenne des moyens pour l'introduction automatique du niveau de gain prédéterminé des éléments électroniques d'entrée dans l'additionneur d'exposants afin de régler les signaux d'exposant destinés au niveau de gain appro-20 prié des éléments électroniques d'entrée, on considère aussi que l'additionneur d'exposant peut être réglé manuellement pour tenir compte du niveau de gain prédéterminé établi manuellement pour les éléments électroniques d'entrée. On notera que le niveau de gain hors tout des éléments électroniques d'entrée A peut être 25 réglé d'une manière connue, comme ©n le fait en utilisant un diviseur de tension approprié (non représenté spécifiquement) dans l'atténuateur d'entrée, d'une manière conçue pour préserver l'impédance d'entrée de celui-ci, et en réglant de façon appropriée la boucle de réaction (non représentée de façon spécifique) à 30 l'intérieur du domaine à gain de précision A^ afin d'en régler le gain. On doit encore comprendre que les réglages de l'atténuateur d'entrée et le gain du domaine de gain de précision A^ peuvent être mécaniquement synchronisés. En d'autres mots les signaux de niveau de gain numériques tirés des éléments électroniques de 35 l'ensemble A fournissent des moyens grâce auxquels les portes logiques comprenant l'additionneur d'exposant du réseau de commande numérique sont susceptibles d'interroger le circuit de l'ensemble A et de régler les signaux d'exposant d'une façon correspondante et connue, comme indiqué sur la figure 3 par les lignes pointil-40 lées respectives provenant de l'atténuateur d'entrée et l'étage 69 44881 23 2027061 de gain de précision pour aller sur le commutateur de gain en étage réglable, qui comprend la commande de niveau de gain de l'ensemble A* De plus, le positionnement de la commande de niveau, de gain de l'unité A peut être aisément transmise de façon clas-5 sique à l'additionneur d'exposant par des moyens de liaisons électriques appropriées indiquant la position du commutateur de gain à étage réglable en même temps que par des moyens classiques, représentés sous la logique de gain d'étage A, afin de tirer des signaux codés binaires appropriés Y^ Y2 Y^ représentatifs du po-10 sitiennement du commutateur de gain à étage réglable, lequel, à son tou» représente le niveau de gain préétabli des éléments électroniques d'entrée comprenant l'unité A. La partie de l'ensemble A de chacun des canaux respectifs 1-n doit être habituellement substantiellement aû mime niveau de gain* De façon correspondante, 15 le commutateur de gain d'étage réglable comprenant le réglage du niveau de gain des canaux respectifs 1-n sera habituellement positionné au même niveau ou à un niveau correspondait, et il peut être de façon appropriée synchronisé, par exemple par un couplage mécanique approprié d'une commande de niveau de canal à l'autre* 20 Bans ce cas il sera nécessaire de prévoir un circuit logique de gain d'étage A sur un seulement des canaux pour fournir un signal de niveau de gain d'unité A à la logique de commande numérique J •u La coordination du niveau de gain de l'unité A des canaux respectifs 2-n avec celui du canal 1 est illustré par les lignes 25 pointillées reliant les parties respectives d'ensemble A des canaux 2 et n à la ligne représentant le câble de signal qpi porte les signaux de niveau de gain de l'unité A provenant du canal 1 et allant sur le réseau de commande numérique J ou J». Dans le circuit désigné sous ensemble B, comme représenté sur 30 la figure 4, un amplificateur opérationnel à bande large transistorisé, comme celui qui est commercialisé sous le nom de HEXUS SQ-1, est utilisé dans une configuration non inverseur* Le gain de précision est déterminé par les résistances de précision et Eg du réseau de réaction* Le condensateur 0^, représenté couplé 35 aux bornes de la résistance dans la boucle de réaction, détermine le point de coupure de haute fréquence, représenté sur la figure 4a sous f"2 de l'aiaplificateur* Le circuit en série SG qui comprend un condensateur C2 en série avec la résistance Eg et qui est représenté reliant le côté négatif de l'amplificateur opéra-40 tionnel à la terre, détermine le point de rupture de fréquence 69 44881 ^ 2027061 basse, représenté sur la figure 4a sous f-^, du réseau amplificateur* Dans un mode de réalisation préféré, le gain de l'étage amplificateur est une constance +8*000 dans la bande de passage et elle est choisie pour être l'unité à de très basses fréquences 5 qui descendent jusqu'à la caractéristique du courant continu, comme représenté graphiquement sur la figure 4a, qui est une représentation graphique de la caractéristique de réponse du circuit de l'ensemble B. Un réglage d'équilibrage peut itre prévu pour corriger la tension décalée d'entrée dans l'amplificateur o-10 pérationnel, et il est représenté sous la fome d'une résistance réglable Rj pour équilibrer le courant continu CC à l'intérieur de l'amplificateur opérationnel* Les détails du réseau de circuit désignés sous la référence ensemble C sont représentés à l'intérieur du carré en pointillé 15 de la figure 5, où un circuit limiteur est représenté qui pince le signal de sortie provenant de tout étage précédent, limitant ainsi l'oscillation de la tension d'entrée sur tout étage suivant à une valeur telle que lorsqu'on amplifie avec un gain de +8*000 (dans le mode de réalisation illustré) l'étage suivant ne sera 20 pas saturé* Le circuit limiteur C comprend un élément de résistance d'entrée en série qui a son extrémité de sortie couplée sur le point médian électrique d'une paire de diodes, indiquée sous diode 1 et didde 2, qui, à leur tour, sont couplées sur un circuit en série entre une source négative (non représentée) de 25 courant continu (-CC) et une source positive de courant continu (+CC) (non représenté). Ce limiteur permet d'ftre certain que l'amplificateur opérationnel ne dépassera pas la zone linéaire de fonctionnement)» Substantiellement aucune distorsion n'apparaitr* dans l'entendue de l'amplitude à l'échelle (c'est-à-dire 0,512 30 volts à 4,096 volts) à la sortie de l'étage de l'ensemble suivant B. Dans un mode de réalisation préféré, le signal est limité à environ 0,7 + 0,1 volt ~ 0,8 volts à l'entrée donnant 0,8 x 8,0 » 6,4 volts maximal à la sortie de l'étage suivant l'ensemble B» Ltamplificateur opérationnel de l'unité 1 peut laisser osciller 35 sa sortie dans un domaine de +10 volts à -10 volts linéairement* Le pincement ou la limitation du circuit d'unité C introduit une distorsion pendant la période de pincement mais pas pendant les excursions dans le domaine des basses amplitudes à l'échelle* La première et la deuxième diodes représentées couplées en série 40 entre les sources de basse tension —CC et +CC (non représenté) 69 44881 25 2027061 sont reliées à des tensions de précision fournies à partir de régulateurs à basse impédance qui ont des valeurs de -0,7 volts à +0,7 volts, respectivement, dans le mode de réalisation représentée. Le point médian de la première et deuxième diode est re-5 lié à l'extrémité de sortie d'un élément de résistance R^ représenté couplé en série entre l'entrée et la sortie du circuit d'unité C. Dans un mode de réalisation préféré la résistance R^ ». 5,1 ohms. La première et deuxième diodes sont capables de se mettre hors d'état de conduction rapidement, c'est-à-dire qu'el-10 les ont une caractéristique de recouvrement rapide. Les diodes ne sont pas conductrices jusqu'à ce que l'oscillation de tension d' entrée dépasse les tensions de polarisation + ou - 0,7 volts. A ce moment là, une chute de tension se produit dans la résistance R^ dûe au flux de courant de diode et la sortie reste substantiel-15 lement à plus ou moins 0,7 + 0,1 = 0,8 volts pendant le processus de limutation. On notera, comme suggéré ci-dessus, qu'une source à basse impédance de tensions de polarisation, plus ou moins 0,7 volts est nécessaire pour fournir la polarisation sure c'est-à-dire hautement stable nécessaire. 20 te circuit désigné sous ensemble D, représenté à l'intérieur du carré pointillé de la figure 6, comprend un amplificateur opérationnel relié dans un réseau de configuration à inversion de phase peur fournir un gain nominal de -1.000 des réglages à la fois de gain et de compensation de phase étant assurés. Les légendes 25 des dessins décrivent ces fonctions. Une balance CC est nécessaire pour apporter une correction à la tension décalée d'entrée de l'amplificateur opérationnel et cet équilibrage est assuré par une résistance Rg qui se trouve à l'intérieur de l'amplificateur opérationnel. Un condensateur C^ est prévu en série avec l'entrée 30 du bloc CC depuis l'étage d'entrée de l'amplificateur opérationnel. Le condensateur C^ peut être éliminé si les tensions de dérive et décalée sur le CC sont commandées de façon appropriée, on peut utiliser la version avec inversion ou sans inversion de cet amplificateur opérationnel sans entraîner de changement 35 important au fonctionnement de l'étage d'ensemble D. Une inversion de phase à 180° est la seule différence et on peut la corriger en inversant les connections géophone au transformateur d'entrée par exemple à l'entrée de l'ensemble A. Dans un mode de réalisation typique, les différences de phase et de gain entre les 40 voies directes dans tout canal peuvent être ajustées à une préci 69 44881 26 2027061 sion désirée de 0,1 pour cent ou mieux sans considération du nombre d'étages de gain qui entrent en compte. Bans une voie directe provenant du géophone et allant sur l'entrée du convertisseur analogique numérique, la largeur de bande du parcours complet de 5 l'amplificateur peut aussi être réduite ou ajustée par le condensateur de décalement de phase branché aux bornes des résistances de réaction Rj et R^, depuis la sortie jusqu'à l'entrée, comme représenté dans l'ensemble D. La partie de circuit désignée sous la référence d'ensemble E 10 est représentée à l'intérieur du rectangle en pointillé de la figure 7 où on a prévu un élément de commutation à faible fuit«i comprenant un commutateur analogique solide qui a une très haute résistance de rupture c'est-à-dire une basse fuite, de préférence de l'ordre de 10 (dix) à puissance 10 (dix) ohms et une résistan-15 ce de marche basse de l'ordre de 30 à 3*000 ohms. L'élément de commutateur analogique solide peut de façon avantageuse être du type du transistor à effet de champ désigné habituellement sous le type FET. Où utilise un circuit directeur pour maintenir un commutateur normalement ouvert dans la position ouvert. Ce cir-20 cuit directeur est représenté schématiquement sous l'appellation d'étage directeur de commutateur et il a sa sortie couplée sur l'entrée de commande du commutateur solide (FET) et une entrée désignée entrée "S» (entrée de commande) destinée à recevoir des impulsions d'horloge numériques de par exemple Sg 25 provenant du réseau de commande numérique J ou J' selon le cas. Comme on l'a indiqué ci-dessus, dans le fonctionnement des systèmes amplificateurs de l'invention tels que ceux qui sont illustrés sur les figures 1 et 2 et sur d'autres figures, l'étage directeur de commutateur est utilisé pour commander l'élément de 30 commutateur analogique solide normalement ouvert en rupture (FET) qui comprend l'unité E, et ce signal directeur est tiré du circuit logique d'horloge de telle sorte qu'au moment convenable il enclenchera l'élément de commutation analogique (FET) et le maintiendra pour un intervalle de temps donné. Lorsque le commu-35 tateur est ainsi placé sur marche le signal analogique appliqué sur son entrée de signal est envoyé sur la sortie de celui-ci pour l'intervalle de temps donné afin de faire passer le signal analogique en liaison avec le programme de fonctionnement désiré. Les éléments de circuit décrits ici sous la référence d'ensem-40 • ble F sont représentés à l'intérieur du rectangle pointillé de la 69 44881 27 2027061 figure 8 et comprennent un transformateur d'impédance qui a un gain unitaire et une caractéristique de non inversion* Par exemple nn transformateur d'impédance approprié est représenté dans l'article » un pot pourri d'applications de FET » publié dans 5 EDN (Electrical Design News) Ifars 1965 pages 38-45 (voir particulièrement " Unity gain isolation Amplifier " représenté sur la page 45)* Voir aussi " Handbook of Operational Amplifier Applications " page 47 Burr-Brown Research Corporation 1963* Le transformateur d'impédance comprenant l'unité F est caractérisé par 10 une impédance d'entrée extrêmement haute, de préférence de l'ordre de 10 à puissance 10 ohms et une très basse impédance de soiv tie, de préférence de l'ordre de 1 ohm* La très haute impédance permet d'utiliser un commutateur à transistor à effet de champ relativement peu onéreux (FET) qui a une plus grande résistance 15 marche dans le réseau de commutation de l'ensemble précédent E, qui a sa sortie respective couplée sur l'entrée du circuit de l'ensemble F. L'impédance d'entrée du circuit de l'ensemble F doit être égale ou supérieure à 10 jusqu'à puissance 7 fois la résistance marche du transistor à effet de champ (FET) si bien 20 que la résistance marche n'aura pas d'effet sur la précision mesurée• Bien que le système représenté sur les figures 1 et 2 comprend cinq étages amplificateurs en cascade, on doit comprendre que l'on peut utiliser un nombre différent de ces étages en liai-25 son avec l'invention* Le nombre d'étages en cascade dépend du gain par étage et du gain total nécessaire pour amplifier le niveau de brait dû circuit d'entrée juste en-dessous de la valeur utilisable acceptable pour le convertisseur analogique numérique couplé sur la sortie commune* Il est approprié d'utiliser des 30 gains d'étage exprimés en puissance de deux à enregistrer sous une forme ou un système de chiffre binaire* Ainsi si l'on se réfère à la figure 9, sept étages à gain de huit donnent un gain total de canaux de 2.097*152. Il faudra vingt et un étages à gain de deux pour avoir le même gain total. Dix étages à gain de qua-35 tre donneront un gain total de 1.048.576. #n étage supplémentaire de gain de deux donnera le même gain total qu'avant. Dans un mode de réalisation préférentiel où le convertisseur AD est du type à chiffre binaire, il est possible de ehoisir une base comparable à la décade décimale, comme la base huit (8) qui 40 est égale à trois bits dans le système binaire. On doit comprendre 69 44881 28 2027061 que la base deux (2) peut être utilisée mais ceci augmentera la complexité des canaux considérablement pour des raisons qui seront expliquées ultérieurement* Dans un système de traitement de signal sismique typique le domaine sismique géophonique des si-5 gnaux peut varier depuis un voit jusqu'à un dixième (0,1) microvolt dans le domaine total utilisable, c'est-à-dire sur un domaine de 140 DB. En utilisant des changements qui soient dans le domaine du gain de huit, le domaine indiqué peut être couvert avec huit étages d'amplification* Des changements qui soient dans 10 le domaine du gain de deux entraîneront la nécessité de vingt et un étages d'amplification augmentant ainsi la complexité des canaux. Un compromis désirable, d'un point de vue économique, est de choisir des changements à gain de huit. Si on utilise un convertisseur A-D à 15 bits binaires (chiffre binaire), le bit le 15 plus important est utilisé normalement pour le chiffre de signe donnant une possibilité d'entrée bipolaire tandis que les autres 14 chiffres binaires expriment la valeur absolue de l'amplitude de la tension mesurée* Comme on peut le voir en se référant à la figure 9, chaque fois la donnée d'entrée, exprimée par l'abscisse, 20 tombe en dessous de l'échelle pleine par un facteur de huit (8), le convertisseur (tension sur l'ordonnée) diminue de quatorze à onze chiffres binaires et le gain de l'amplificateur doit être augmenté par huit automatiquement pour ramener l'entrée au convertisseur jusqu'à quatorze chiffres binaires de précision mesu-25 rée* Le gain de l'amplificateur à chaque sortie d'étage est représenté au sommet de la figure 9, avec le nombre de l'étage et la valeur de l'exposant* La sortie de l'amplificateur ou l'entrée du convertisseur A-D est représentée sur la droite sur la figure 9, avec le nombre significatif de chiffres binaires, tandis que 30 la variation DB en dessous de l'échelle pleine est représentée sur le côté gauche de la figure 9* Le domaine de tension d'entrée et ses variations DB en dessous de l'échelle pleine sent représentées à la base de la même figure* On lit c'est-à-dire on enregistre le facteur de gain, sous 35 forme d'un exposant d'une base appropriée, et la résultante à multiplier mesure la mantisse telle qu'elle est lue par le convertisseur A-D donnant la mesure désirée du signal d'entrée* Ainsi la précision d'un tel système est égale ou supérieure à onze chiffres binaires, ou une partie pour mille, dans un domaine 40 d'entrée de 144 (cent quarante quatre) DB pour huit étages en cas 69 44881 29 2027061 cade, et dans un domaine d'entrée de 90 DB pour cinq étages en cascade comme représenté sur les figures 1 et 2. Si on diminue le domaine du convertisseur en dessous de onze chiffres binaires la précision se produit dans un domaine total dynamique possible 5 de variation d'amplitude de 210 DB. Ceci se monte à 2l6 DB si on considère le signe du chiffre. Il faut noter, comme mentionné ci-dessus, que la lecture de tension, c'est-à-dire le signal de sortie enregistré du système, est une mesure précise de la tension aux bornes du géophone. Dans un mode de réalisation prati-10 que, en dessous d'un signal d'entrée d'un quart de microvolt la mesure représente essentiellement le niveau de bruit de l'entrée de l'amplificateur, mesurée avec précision- Dans le fonctionnement du système amplificateur décrit, de larges signaux d*entrée sont aussitôt amplifiés à un niveau qui 15 bloquerait ou paralyserait l'entrée de tous les étages suivants. Les constantes de temps de recouvrement dans les étages amplificateurs empêcheraient la mesure de signaux de bas niveau qui suivraient immédiatement va large signal d'entrée. Cependant si l'on pince délibérément toutes les amplitudes d'entrée supérieures à 20 la sortie d'échelle pleine divisée par le gain de l'étage de telle sorte que la sortie reste dans le domaine de fonctionnement linéaire de l'étage amplificateur on peut garder un canal d'amplificateur de n étages fonctionnant dans une zone linéaire. Ceci peut être réalisé en faisant se produire toutes les limitations 25 dans des dispositifs connus pour avoir des temps de recouvrement rapides. De cette façon le gain dans la voie directe n'est pas changé et il ne se produit pas d'étape de gain qui introduise des distorsions transitoires. Les données de sorties d'une série en cascade d'étages ampli-30 fieateurs avec des données d'entrées d'amplitude limitées seront ainsi limitées pour s'adapter au domaine du convertisseur A_D de telle sorte que la donnée de sortie maximale linéaire de toute voie soit légèrement plus grande que la donnée d'entrée d'échelle pleine destinée au convertisseur A-D. En restant dans le domaine 35 d'un huitième d'échelle pleine (pour un gain de huit par système à étage à cascade) à l'échelle pleine pour les sorties, et en commutant le convertisseur A_D sur la sortie de l'étage amplificateur approprié, on peut se tenir à l'intérieur de trois chiffres binaires (18 DB) de la valeur à échelle pleine du convertisseur 40 A-D à tous les temps, et mesurer une partie de la tension d'entrée 69 44881 30 2027061 précisément depuis le point qui passe à zéro jusqu'au suivant du signal d'entrée. Le seul élément nécessaire est d'être capable de commuter les sorties d'étage de gain de précision en cascade automatiquement et à haute vitesse. Aueune mémoire n'est néces-5 saire des précédentes amplitudes^'d'échantillon comme dans les systèmes amplificateur de gain binaire. Ici chaque amplitude choisie est complètement indépendante de toutes les précédentes. Ceci est équivalent à avoir un convertisseur A-D à 36 chiffres binaires échantillonnant la tension de géophone instantanément, 10 et la mettant sous forme numérique avec une précision garantie de 11 chiffres binaires à tous les temps. Etant donné que la tension géophonique enregistrée est écrite sous une forme à nombre à virgule flottante qui est idéale pour une introduction dans des ordinateurs numériques en vue d'un traitement, ce système d'am-15 plification se réfère à un système amplificateur à virgule flottante. On notera que le système de traitement de signal décrit ci-dessus offre des moyens de conversion d'un signal analogique en mots numériques appropriés à leur enregistrement en un format où chaque mot numérique occupe un nombre de positions de chiffres 20 binaires sur un milieu d'enregistrement magnétique comme une bande magnétique. Comme indiqué ci-dessus chacun de ces mots numériques est enregistré sous une forme à virgule flottante. En enregistrant ainsi le signal d'information sous forme de virgule flottante, l'utilisateur de ce système peut avoir une plus grande sou-25 plesse de fonctionnement et une manipulation plus facile de signaux différents grandement en importance, tandis que, cependant il permet d'atteindre un ordre de précision très élevé. (A titre de référence voir par exemple le manuel " Digital computer Primer* de E.M. Me Cormick, 1959 publié chez Me Graw-Hill Book Cq Inc. en 30 commençant à la page 152). Dans le mode de réalisation illustré, le nombre numérique à virgule flottante ainsi enregistré sur ruban magnétique représente l'amplitude de tension sismique absolue instantanée telle qu'elle pénètre dans le système amplificateur à virgule flottante depuis 35 le géophone couplé sur l'entrée. Le mot numérique à virgule flottante consiste en une mantisse et Tin exposant et il est sous la foime î Q =* + x b (équation 1) où Q représente ~ la valeur absolue de l'amplitude du signal 40 d'entrée sur un canal de sigaal comprenant une pluralité d'ampli 69 44881 31 2027061 ficateurs «n cascade, cornue décrit ci-dessus dans un Mode de réalisation préféré où chacun des étages en cascade a un gain de b; où z la mantisse, représente l'amplitude de sortie de l'un en particulier des étages amplificateur en cascade choisi par la partie 5 échantillonnage du signal du système, comme décrit ci-dessus; et où k, l'exposant, représente le nombre net de gain en cascade des b étages à travers lesquels le signal d'entrée particulier est transmis afin d'arriver au parcours de sortie choisi, comme déterminé par le circuit d'échantillonnage. 10 Dans le mode de réalisation préféré, chaque étage amplificateur a un gain de huit; de là par substitution l'équation 1 devient : - Q =• + x 8"^ (équation 2) Afin d'enregistrer le mot numérique à virgule flottante de l'équa-15 tion 2, ci-dessus, dans un registre binaire, avec par exemple, une précision de quatorze chiffres binaires, des positions de dix huit chiffres binaires seront nécessaires, où la mantisse x est représentée sous forme binaire, c'est-à-dire où la racine ou la base de ce système de nombre est deux, et où l'exposant k est 20 représenté sous forme binaire basée sur la racine ou base huit* Parmi les dix huit chiffres binaires néceaaàires l'un représente le signe, ce qui permet des possibilités d'entrée et de sortie bipolaires; quatorze chiffres binaires représentent la aantisse x* et trois représentent l'exposant k* 25 On notera que les systèmes amplificateurs décrits ici n'utilisent pas d'échantillonnage moyen du temps. Au contraire ils fonctionnent d'une manière qui comporte substantiellement un échantillonnage séquentiel instantané du temps et le traitement en circuit porte du signal apparaissant aux sorties respectives des 30 étages amplificateurs successifs en cascade de telle sorte que la valeur de l'exposant k tel qu'il est enregistré dans le mot numérique à virgule flottante est tirée de façon indépendante de chaque échantillon de signal et ainsi en est-il pour chaque mot enregistré, c'est-à-dire que la valeur enregistrée de l'exposant 35 k est indépendante de la valeur de l'exposant des mots enregistrés qui précèdent ou qui suivent. De façon avantageuse, le système amplificateur décrit ici fonctionne en fournissant un échantillonnage séquentiel de temps substantiellement instantané, sans établissement de moyenne de 40 temps d'une manière qui comporte des changements du domaine du gain 69 44881 32 2027061 à l'intérieur d'un cycle du signal qui est transmis par l'amplificateur» Ainsi l'amplificateur est caractérisé par un cycle de fonctionnement qui comprend le choix du domaine de gain optimum du système ou réseau amplifiant et le maintien du domaine de gain 5 choisi pendant que le signal transmis est couplé sur la sortie de l'amplificateur en Tue d'une conversion en un signal numérique correspondant par le convertisseur analogique numérique, et où le domaine de gain choisi est maintenu pour un intervalle de temps de maintien qui est au moins suffisamment long pour permettre au 10 convertisseur analogique numérique de faire la conversion en forme numérique* Le cycle de fonctionnement comprenant le choix du domaine de gain optimum et l'intervalle de temps de maintien pour le domaine de gain choisi, doit être achevé dans un cycle de signal d'un signal d'entrée donné appliqué au système amplifica-15 teur et transmis par celui-ci pour assurer une conversion en un signal numérique correspondant qui peut être enregistré sur ruban magnétique par exemple• On doit comprendre que l'intervalle de temps de maintien pour le domaine de gain choisi tel qu'il est déterminé par le compara-20 teur doit être suffisamment long pour permettre au convertisseur analogique numérique de faire la conversion appropriée en forme numérique, mais ceci n'entraine par nécessairement et pour la plus grande partie des cas pas du tout, l'obligation que le dit intervalle de maintien continue pendant toute la période dont le 25 convertisseur AD a besoin pour achever cette conversion* H faut noter que l'appareil convertisseur typique analogique numérique comprend un circuit approprié d'échantillon et de maintien qui échantillonne ou maintient un signal analogique à convertir en forme numérique, par exemple grâce à un appareil approprié intei>- 30 ne de mémoire à court terme, par exemple un eireuit ou appareil de transfert de signal, qui permet au convertisseur AD de convertir un signal analogique en forme numérique sans nécessairement maintenir ou considérer le signal analogique particulier pendant tout le temps que prend la conversion AD. Ainsi le temps de main-35 tien prédéterminé pour le domaine de gain choisi qu'exige le convertisseur pour assurer sa fonction d'échantillonnage ou de maintien dans le cours de la conversion ne comprend pas nécessairement la totalité du tempsnécessaire au convertisseur analogique numérique pour achever la réelle conversion analogique numé-40 rique* 69 44881 33 2027061 Dans un mode de réalisation à domaine de gain de cinq par canal typique du système amplificateur décrit ici, la vitesse d*échantillonnage analogique de canal du système correspond à des intervalles de une milliseconde pour un système à 32 canaux. 5 Avec une telle vitesse d'échantillonnage le dispositif multiplex échantillonne les 32 canaux à une vitesse correspondant à 32 kilocycles assurant une période déchantillonnage de 31,25 microsecondes pour chaque canal. Le comparateur utilise dix microsecondes pour déterminer le gain d'un canal sismique, puis il dirige 10 le signal sur le circuit de maintien et d'échantillonnage du convertisseur analogique numérique pour 5 microsecondes. Ceci fait un total de quinze microsecondes sur la période disponible de 31,25 microsecondes qui est disponible pour chaque canal. En d'autres mots les dix microsecondes sont utilisées pour explorer et 15 échantillonner les différents parcours de réseau de l'amplificateur à l'intérieur d'un canal, et cinq microsecondes sont utilisées pour conduire le signal sur le parcours choisi vers le circuit de maintien et d'échantillonnage du convertisseur AD. Dans le mode de réalisation illustré, pendant chaque cycle de fonc-20 tionnement l'échantillonnage progresse dans les parcours du réseau de l'amplificateur, tels que les déterminent les réseaux de commutation E^ à E^, pendant un total de 10 microsecondes pour les cinq parcours, procurant cinq intervalles d'échantillonnage possibles d'une durée de deux microsecondes chaque. A la fin de 25 chacun de ces intervalles d échantillonnage ou bien le système progresse vers le parcours amplificateur suivant pour l'intervalle d'échantillonnage suivant, ou bien, si on a obtenu la comparaison appropriée du signal, il assure une opération de maintien pour le reste de la partie non utilisée de la période d'é-30 chantillonnage plus les cinq microsecondes de la période de maintien, pendant que le convertisseur AD transmet le signal qui lui a été introduit sur le parcours choisi. En bref, chaque intervalle d'échantillonnage de deux microsecondes peut être suivie de un ou plusieurs de ces intervalles d'échantillonnage jusqu'à ce 35 que la comparaison prédéterminée du signal soit obtenue, à la suite de quoi une période de maintien de cinq microsecondes est assurée pendant que le signal est transmis au convertisseur AD sur le parcours choisi. Dans le mode de réalisation illustré la période de maintien peut aussi comprendre toute partie inutilisée 40 de la période d'échantillonnage qui suit l'intervalle d'échantil 69 44881 34 2027061 lonnage des deux microsecondes du parcours choisi. Ainsi pour un mode de réalisation du domaine de gain de cinq par canal, la période de maintien peut aller de cinq à treize microsecondes, selon que le cinquième ou le premier parcours du domaine de gain 5 est choisi, comme on le détermine par comparaison avec la référence prédéterminée. Afin d'assurer un système amplificateur, comme décrit ici, où le mot enregistré à virgule flottante est une représentation précise de la valeur absolue du signal d'entrée Q, il est souhai-10 table que tous les étages de gain en cascade, y compris l'étage de gain d'entrée A et les étages subséquents aient une base d'amplification commune b telle que les exposants de chaque étage de gain soient additionnables algébriquement afin de former la valeur enregistrée de l'exposant k. Ainsi, dans le mode de réa-15 lisation illustré, les sommes algébriques des exposants pour l'étage A plus l'un quelconque des étages suivants en cascade par l'un des réseaux de commutation E^ à E^ choisi, vers la sortie commune, doit être égale à la valeur enregistrée de l'exposant k pour ce signal particulier. 20 Etant donné que les systèmes d'amplification construits selon la présente invention sont capables de fournir un signal de sortie qui indique la valeur absolue du signal d'entrée, et qui est sous la forme de virgule flottante, on offre ainsi une plus grande souplesse dans l'utilisation et l'enregistrement du signal de 25 sortie. Quelques uns des avantages de l'enregistrement des signaux sismiques sous forme numérique sont décrits avec plus de détails dans un article intitulé " Tools for tomorrow's Geophysics " par Milton B. Dobrin et Stanley H. Ward, publié dans le journal 30 w Geophysical prospecting M, vol X pages 433-452 (1952). Si l'on veut une référence sur l'utilisation des amplificateurs opérationnels dans le système de traitement de données décrit ci-dessus, on se référera au " Handbook of Operational Amplifier Applications ", publié par Burr-Brown Research Corp. 35 P.O. Box 11.400, Tucson, Arizona, 85706 copyright 1963» 69 44881 " 2027061 HEVZNDXCATIOHS 1 - On système amplificateur à bande dynamique large et à réglage rapide de gain, caractérisé par un réseau amplificateur comprenant une pluralité d'étages amplificateurs, chacun ayant 5 un circuit d'entrée respectif et un circuit de sortie respectif, un circuit de sortie commun pour le dit réseau, des moyens d'établissement d'une pluralité d'intervalles de gain d'amplification prédéterminés et progressivement différents pour le dit réseau amplificateur, des moyens de commutation séquentiels dans le 10 temps et progressifs de l'un à l'autre des dits intervalles de -gain prédéterminés pendant les intervalles de temps d'échantillonnage successifs, dejs moyens sensibles aux signaux transmis sur la dite sortie commune pendant les dits intervalles d'échantillonnage destinés à choisir 1'un des dits intervalles de gain, 15 lorsque la dite sortie échantillonnée porte une valeur prédéterminée et destinés à maintenir ledit intervalle choisi pendant au moins un intervalle de temps de maintien prédéterminé qui est sensiblement plus long que l'intervalle de temps d'échantillonnage tandis que le signal échantillonné à la dite sortie commune 20 pendant le dit intervalle de temps de maintien est transmis à la dite sortie commune pendant le dit intervalle de temps de maintien en tant que premier signal, et des moyens de tirer un deuxième signal indiquant lequel des dits intervalles de gain prédéterminés est choisi pour tan intervalle de temps de maintien 25 donné* 2 - Un système amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens d'établissement d'une pluralité d'intervalles de gain d'amplifieation prédéterminés et progressivement différents comprennent une pluralité de réglage de circuits 30 différents, chacun correspondant à tin intervalle différent de gain, et les moyens de commuter séquentiellement dans le temps les commutateurs progressivement de l'un à l'autre des dits réglages de circuit pendant les intervalles de temps d'échantillonnage successifs* 35 3 - Un système amplificateur selon la revendication 1 ou la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens de choisir l'un des dits intervalles de gain lorsque la dite sortie échantillonnée porte une valeur prédéterminée est sensible à un circuit de comparaison étudié pour comparer à une référence prédéterminée, 40 des signaux transmis par le dit réseau amplificateur sur la dite 69 44881 2027061 sortie commune, en vue de détensiner quand les dits signaux ont une relation prédéterminée avec la dite référence. 4 - Un système amplificateur comme indiqué dans l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ee que les dit» 5 étages d'amplificateur sont couplés dans un rapport de circuit en cascade, le circuit de sortie respectif de chaque étage amplificateur successif étant couplé sur le circuit d'entrée respectif de l'étage amplificateur suivant successif du circuit en cascade• 10 5 - Un système amplificateur selon la revendication 4, caractérisé en ce que les dits moyens d'échantillonnage séquentiellement dans le temps d'un signal transmis par le dit réseau à la dite sortie commune sous des intervalles de gain progressivement différents comprend des moyens pour changer le gain du dit ré-15 seau à la sortie commune sans changer le gain des étages individuels du dit réseau. 6 - Un système amplificateur comme défini dans les revendications 4 ou 5, caractérisé en ce que les dits moyens d'établissement de la dite pluralité des intervalles de gain amplifi cateur 20 progressivement différent comprend des moyens de commutation pour tirer sélectivement un signal de sortie amplifié par un nombre progressivement différent des dits étages amplificateurs en cascade . 7 - Un système amplificateur comme indiqué dans l'une quelcon-25 que des revendications précédentes, caractérisé en ce que le dit premier signal est sous forme analogique et en ce que le dit appareil comprend en outre des moyens de conversion analogiques numériques couplés sur la dite sortie commune et destinés à convertir le dit premier signal analogique en un premier signal nu-30 mérique correspondant, et en ce que le dit intervalle de temps de maintien prédéterminé est au moins aussi long qu'un temps de conversion minimal caractéristique dont a besoin le dit convertisseur pour convertir le dit signal analogique en un signal numérique correspondant* 35 8 - Un système amplificateur comme indiqué dans la revendication 7, caractérisé en outre par des moyens d'enregistrement à la fois du dit premier signal numérique correspondant au dit premier signal analogique et d'un deuxième signal numérique correspondant au dit deuxième signal sous forme numérique sous forme d'un mot 40 à virgule flottante comprenant une mantisse et un exposant sous 69 44881 2027061 la forme : Q » + x b~k où Q représente la râleur du signal d'entrée sur le dit système amplificateur; où b représente le gain des étages amplificateurs 5 individuels du dit réseau à travers lequel le signal d'entrée est transmis à la sortie commune; où x, la mantisse représente le premier signal numérique qui correspond au dit premier signal analogique; et où k, 1Texposant, représente le deuxième signal numérique correspondant au dit deuxième signal indiquant le do-10 maine de gain choisi du dit réseau pendant le dit intervalle de maintien. 9 - Un système amplificateur comme indiqué dans l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé par un cycle de fonctionnement pour ce qui concerne les dits moyens de choisir 15 l'un des dits intervalles de gain et de maintenir les dits intervalles de gain choisis pendant le dit intervalle de temps de maintien qui est achevé à l'intérieur d'un cycle de signal d'un signal d'entrée de système amplificateur de fréquence prédéterminée • 20 io - Un système amplificateur de réglage de gain automatique rapide, de large bande dynamique caractérisé par une pluralité d'étages amplificateurs chacun d'eux ayant un circuit d'entrée respectif et un circuit de sortie respectif, les dits étages amplificateurs étant couplés selon un rapport de circuit en casca-25 de, le circuit de sortie respectif de chaque étage amplificateur successif étant couplé sur le circuit d'entrée.respectif de l'étage amplificateur suivant successif, caractérisé par un circuit de sortie commune, des moyens définissant un circuit de comparaison d'un signal couplé sur un circuit d'entrée de celui-ci, avec 30 un signal de référence prédéterminé, des moyens d'échantillonnage pour un couplage momentané des sorties respectives des dits étages d'amplification sur le dit circuit de comparaison, selon une séquence de temps, des moyens sensibles au comparateur de circuit destinés à maintenir sélectivement l'un des dits circuits de sor-35 tie d'étage amplificateur couplé sur le dit circuit de sortie commune lorsque le signal de sortie échantillonné provenant de l'un dds dits circuits de sortie d'étage amplificateur comporte un rapport prédéterminé au dit signal de référence» 11 - Un système amplificateur selon la revendication 10, carac-40 térisé en ce que les dits moyens sensibles au dit circuit compa 69 44881 38 2027061 rateur maintiennent sélectivement l'un des dits circuits de sortie d'étage amplificateur couplé sur le dit circuit de sortie commune pendant au moins un intervalle de temps minimal prédéterminé qui est sensiblement plus long que l'intervalle d'échantillonnage. 5 12 - % système amplificateur selon la revendication 11, caractérisé en outre par des moyens de conversion analogique-numérique couplés sur le dit circuit de sortie commune et destinés à convertir un signal analogique apparaissant au dit circuit de sortie commune en un signal numérique de valeur correspondante, et 10 des moyens d'indiquer lequel des dits circuits de sortie d'étage amplificateur est couplé sur le dit circuit de sortie commune en corrélation avec la valeur du dit signal numérique. 13 - Un système amplificateur selon l'une des revendications 10 à 12, caractérisé en ce que les moyens d'échantillonnage com-15 prennent une pluralité de moyens de commutation normalement ouverts destinés à coupler de façon sélective les sorties respectives des dits étages amplificateurs sur le dit circuit de sortie commune, le circuit comparateur étant couplé sur le dit circuit de sortie commune en vue de comparer un signal apparaissant au-20 dit circuit de sortie commune avec le dit signal de référence prédéterminé, et des moyens séquentiels, de fermeture momentanée des dits moyens de commutation selon une séquence de temps afin de relier de façfcn séquentielle les sorties respectives des dits étages amplificateurs au dit circuit comparateur. 25 14 - Un système applificateur comme indiqué dans la revendication 13, caractérisé en outre par des moyens d'accord d'impédance et d'amplification rapide couplés en circuit entre les dits moyens de commutation normalement ouverts et le circuit de sortie commune. 30 15 - Un système amplificateur selon la revendication 13 ou 14, caractérisé en outre par des moyens d'ajustement de phase respective couplés sur au moins tous Sauf le plus long des trajets de signal respectif comprenant chacune des dites sorties respectives d'étage amplificateur et le dit circuit de sortie commune. 35 l6 - Un système amplificateur selon la revendication 12, caractérisé par le dit convertisseur analogique numérique ayant la capacité de convertir en forme numérique un signal analogique qui lui est appliqué pendant le dit intervalle de temps prédéterminé, des moyens de fournir tin deuxième signal numérique in-40 diquant lequel des dits circuits de sortie d'étage amplificateur 69 44881 39 2027061 est couplé sur le dit circuit de sortie au moins pendant les temps où l'une des dites sorties d'étage amplificateur est maintenue couplée sur le dit circuit de sortie commune, et des moyens d'enregistrer un signal d'information correspondant au 5 premier signal numérique mentionné, en corrélation avec le signal d'information correspondant au dit deuxième signal numérique» 17 - Un système amplificateur selon la revendication l6, caractérisé en ce que les dits premier et deuxième signaux sont sous la forme d'un mot numérique à virgule flottante comprenant line 10 mantisse et un exposant sous la forme : Q - + x b~k où Q représente la valeur de l'amplitude du signal d'entrée sur le système; où b représente le gain de chacun des étages amplificateur en cascade; où x, la mantisse, représente le premier si-15 gnal numérique qui correspond Â l'amplitude de sortie de l'un en particulier des étages amplificateurs en cascade choisis par les moyens d'échantillonnage de signal; et où k, l'exposant, représente le deuxième signal numérique qui correspond au nombre des dits étages amplificateurs en cascade à travers lesquels le si-20 gnal d'entrée particulier est transmis afin d'arriver à la sortie choisie d'étage amplificateur en cascade déterminé par les moyens d'échantillonnage• 18 - Un système amplificateur selon la revendication 17, caractérisé en ce que les dits étages amplificateurs en cascade ont 25 une base commune d'amplification b telle que les exposants de chacun des dits étages en caseade sont algébriquement additionnables pour former la valeur du dit exposant correspondant au dit deuxième signal numérique» 19 - Un système amplificateur selon la revendication l6, carac-30 térisé par un cycle de fonctionnement qui est achevé à l'intérieur du cycle de signal d'un signal d'entrée du système amplificateur de fréquence prédéterminée, le dit cycle de fonctionnement comprenant le fonctionnement des moyens destinés à coupler provisoirement les sorties respectives des étages amplificateurs 35 en cascade sur le dit circuit de sortie commune et destinés à maintenir sélectivement l'un des dits circuits de sortie d'étage amplificateur couplé sur la dite sortie pendant le dit intervalle de temps prédéterminé nécessaire aux dits moyens de conversion analogique numérique pour convertir un signal analogique en un 40 premier signal numériqueo 69 44881 40 2027061 20 - ln système amplificateur selon l'une quelconque des revendications 4 à 6 ou 10 à 19, caractérisé en ce que la dite pluralité d'étages amplificateur en cascade a tin gain total en CC de substantiellement l'unité au dit circuit de sortie commune, et 5 un gain total en CA qui est sensiblement plus grand que l'unité. 21 - Un système amplificateur selon la revendication 20, caractérisé en ce que le gain en CC de chacun des dits étages amplificateurs en cascade est substantiellement de l'unité, le gain total en CC de la dite pluralité d'étages en eascade étant subs- 10 tantiellement l'unité. 22 - Un système amplificateur selon la revendication 8 ou 17, caractérisé en ce que k* unité et b~ un nombre entier positif plus grand que l'unité. 23 - Un système amplificateur selon la revendication 8 ou 17, 15 caractérisé en ce que la valeur d'amplification du courant alternatif (CA) de k=« unité et de b« un nombre entier positif plus grand que l'unité et en ce que la valeur d'amplification de courant direct (CC) de b" unité. 24 - Un système amplificateur selon la revendication 23, carac-20 térisé en ce que pour l'amplification de courant Alternatif la valeur de b= 8. 25 - Un système applificateur selon la revendication 8 ou 17, caractérisé en ce que k» unité et b=« un nombre positif. 26 - Un système amplificateur selon la revendication 2l, carac-25 térisé en ce que le gain en CA de chacun de la dite pluralité d'étages en cascade est un nombre entier plus grand que l'unité. 27 - Un système de traitement de signal sismique comprenant une pluralité de canaux de signal, le système étant caractérisé par chacun des dits canaux comprenant un système amplificateur de ré- 30 glage automatique de gain à haute vitesse de large bande dynamique comprenant une pluralité d'étages amplificateurs chacun ayant un circuit d'entrée respectif et un circuit de sortie respectif, les dits étages amplificateurs étant couplés selon un rapport correspondant à un circuit en cascade, et le circuit de 35 sortie respectif de chaque étage amplificateur successif de canal étant couplé sur le circuit d'entrée respectif de l'étage amplificateur suivant successif du circuit en cascade, un circuit de sortie commune pour le dit système sismique, des moyens définissant un circuit comparateur destiné à comparer un signal couplé 40 sur un circuit d'entrée de celui-ci avec un signal de référence 69 44881 2027061 prédéterminé, des moyens d'échantillonnage pour un couplage momentané des sorties respectives des étages amplificateurs en cascade de chacun des dits canaux sur le dit circuit de sortie commune selon une séquence de temps, des moyens sensibles au dit 5 circuit comparateur et destinés à maintenir sélectivement, l'un des dits circuits de sortie d'étage amplificateur couplé sur le dit circuit de sortie commune pendant au moins un intervalle de temps prédéteiminé lorsque le signal de sortie échantillonné à l'un des dits circuits de sortie d'étage amplificateur comporte 10 un rapport prédéterminé au dit signal de référence, des moyens de conversion analogique numérique couplés sur la dite sortie commune et destinés à convertir un signal analogique apparaissant à la dite sortie commune en un premier signal numérique de valeur correspondante, le dit convertisseur étant caractérisé par la 15 capacité de conversion en forae numérique d'un signal analogique qui lui est appliqué pendant le dit intervalle de temps prédéterminé, des moyens de fournir m deuxième signal numérique indiè quant lequel des dits circuits de sortie d'étage amplificateur est couplé sur le dit circuit de sortie commune, au moins pendant 20 les temps où l'une des dites sorties d'étage amplificateur est maintenue couplée sur le dit circuit de sortie commune, et des moyens d'enregistrement du signal d'information correspondant au dit premier signal numérique en corrélation avec le signal d'information correspondant au dit deuxième signal numérique* 25 28 - Un système comme défini dans la revendication 27, caractérisé en ce que les moyens de couplage momentané des sorties respectives des dits étages amplificateurs sur les dits circuits comparateurs selon une flféquence de temps comprend une commande numérique et un réseau multiplex couplés sur les moyens de mainte-30 nir sélectivement l'un des dits circuits de sortie d'étages amplificateur couplé sur le dit circuit de sortie commune» 29 - Un système selon la revendication 27, caractérisé en ce que les dits moyens d'échantillonnage destinés au couplage momentané des dites sorties des dits étages amplificateurs sur les dits cir-35 cuits amplificateurs selon une séquence de temps comprend un réseau de commande numérique couplé sur les moyens sensibles au dit circuit comparateur et destinés à maintenir sélectivement l'un des dits circuits de sortie d'étage amplificateur couplé sur le dit circuit de sortie commune, et un dispositif multiplex à canaux pour 40 un couplage sélectif des sorties respectives des dits canaux sur le circuit de sortie commune selon une séquence de temps.