FR 2047911 A1 19710319 FR 7023352 A 19700624 70 23352 1 L1invention concerne un équipement de radar ayant une antenne directive qui est constituée par une multiplicité d'éléments rayonnants individuels et dans laquelle les éléments rayonnants individuels sont alimentés à partir d'un organe cen-5 tral d'alimentation, à travers des déphaseurs réglables, de façon telle que les déphasages maxima ou les différences de chemin maximales entre les lignes d'alimentation ne dépassent pas 360° ou une longueur d'onde. Il est connu d'employer pour les radars à impulsions 10 des antennes constituées par urië multiplicité d'éléments rayonnants individuels alimentés. De telles dispositions d'antennes sont souvent désignées par groupes d'antennes à déphasage(,rpha-sed-array-antennes"). Pour obtenir une arrivée des signaux en phase au lieu de réception, on insère dans les lignes d'alimenta-15 tion des voies de détournement de longueur déterminée. Dans le cadre de ce mode d'alimentation» il existeurie solution à large bande dans laquelle le chemin électrique àjla même:longueur pour tous les éléments rayonnants.individuels alimentés,entre l'émetteur et,le lieu de réception où;tous les signaux doivent arriver 20 en phase. C'est la raison pour laquelle^deiSKtranspositions de fréquence uniformes pour les diverffisondes rayonness par tous les éléments rayonnants individuels ont-la même conséquence,et la concordance de phase est conservée au lieu de réception quel que soit le décalage de fréquence. Cela n'est vrai qu'autant que 25 les durées de propagation des lignes d'alimentation elles-mêmes présentent la même loi de variation de la fréquence, ; Mais malgré ces avantages., ce mode d'alimentation présente des difficultés du fait que pour certains éléments rayonnants il faut, des voies de détournement particulièrement longues, et que le^réglage précis 30 de ceux-ci se heurte en pratique à desproblèmes dp tolérances. Par ailleurs, on connaît une solution à bande étroite qui consiste à alimenter les éléments rayonnants individuels à partir d'un point d'alimentation central^ par l'intermédiaire des déphaseurs, par exemple sous la forme des conducteurs de dé-35 tournement dont les différences de longueurs maximales ne dépassent pas une longueur d'onde. L'invention a pour objet d'établir, dans un équipement de radar fonctionnant avec une antenne directive dont les éléments rayonnants individuels sont alimentés à bande étroite,en-40 tre l'équipement de radar d'une part et l'antenne directive 70 23352 2047911 d'autre part une relation permettant l'exploitation optimale des conditions de fonctionnement qui peuvent apparaître dans ce type d'antenne. Selon l'invention, qui se rapporte à un équipement de radar du type indiqué ci-dessus, ceci est atteint du fait que 5 l'équipement de radar émet simultanément plusieurs signaux radar ayant des fréquences au moins assez différentes pour que les signaux d'écho correspondants puissent encore etre traités séparément, et que le nombre des signaux radar différents en fréquence soit au maximum égal au rapport entre la définition exigée et la 10 définition limite maximale pouvant être obtenue avec l'antenne directive donnée. D'autres particularités de l'invention vont être exposées en détail en se référant au dessin annexé donnant des exemples d'exécution. 1 5 La figure 1 montre en perspective, une disposition d'antenne directive. La figure 2 une vue latérale d'une antenne directive selon la figure 1. La figure 3 le régime transitoire au lieu de récep-2o tion pour une déviation le long d0une colonne. la figure 4 l'aspect transitoire de la tension de réception à l'entrée de l'antenne pour une déviation le long d'une colonne. La "figure 5 montre l'antenne vue de front 25 La figure 6 montre le régime transitoire au point de réception pour une déviation diagonale.. La figure 7 montre l'aspect transitoire de la tension de réception à l'entrée de l'antenne en déviation diagonale. La figure 8 présente un exemple de réalisation de l'in- 30 vention. La figure 9 reproduit le diagramme de rayonnement d'une antenne directive selon la figure 8„ _ Une antenne dite du type "Phased-Array Antenna,! consiste en une multiplicité de éléments rayonnants individuels., par 35 exemple de dipoles, qui sont disposés en général sur uns sur fa cédé base plane, en M lignes et M colonnes. Dans la figure 1 ces éléments rayonnants individuels sont représentés par. des points. Les signaux de tous ces éléments arrivent avec la œêms phase en un lieu de réception si, dans leurs lignes d'alimentation, sont 40 insérées des voies de détournetaent électroniques, ou des déphasa 70 23352 3 2047911 ges équivalents, de longueur : A L = m . lv + n . lh — k . X Q (i) Dans cette expression m est la ligne et n est la colonne où se trouve L'élément considéré, et X est la longueur d'onde. Les 5 grandeurs 1 et 1^ indiquent la différence des voies de détournement entre deux éléments superposés ou adjacents. Elles dépendent des angles et S , et d'autre part elles sont proportionnelles à la distance entre éléments mesurée dans la direction des lignes (d-^) ou dans la direction des colonnes (dv) : 10 1V = dv • cos 6 ; Xh ^ dh * cos * ^ Les angles $ et $ sont ici mesurés entre la direction de la cible P et la direction de la ligne de l'antenne ( 4» ) ou la direction de la colonne ( ô). En plus de ce détournement al, ou du déphasage cor-15 respondant, il faut éventuellement pour d'évier le rayonnement de l'antenne, des voies de détournement supplémentaires L? ou des déphasages correspondants, pour compenser une différence de chemin électrique entre l'émetteur et les éléments rayonnants individuels (focalisation). L'influence de la phase de focalisa-20 tion sur le gain de l'antenne est faible dans le cas d'un grand angle entre la verticale de l'antenne et le rayonnement de l'antenne. On n'en tiendra donc pas compte dans ce qui suit. Dans l'alimentation dite à bande étroite des éléments rayonnants individuels, on soustrait selon l'équation (1), de Al 25 la trajection k. *0»(k = 0,1,2,...) jusqu'à ce que le détournement L devienne plus petit que la longueur d'onde, et donc la différence de phase inférieure à 360®. Il faut donc que les voies de détournement ou le dêphaseur puissent ne permettre qu'un détournement maxima d'une longueur d'onde ou qu'un déphasage de 30 360° seulement. Cela rend possible un réglage très précis de la condition (1). La plus grande valeur (K) du paramètre k s'attache à l'élément correspondant à la ligne et à la colonne extérieure (en haut à droite dans la figure 1). On voit alors d'après (1) 35 K = N dh (cos Xo o Ici 4> et 6 sont les angles de déviation extrêmes. Dans Y max max la plupart des cas, N et M sont de grands nombres (10...100). Le terme A L/XQ peut donc être négligé en première approximation. Pour l'écart le plus courant (dh,dv) des éléments rayonnants 40 individuels égal à *q/2, on a donc 70 23352 4 2047911 K ~1 [*N . (cos ) + M. (cos 6 ) — L max 7 maxj (3) Dans l'emploi de très larges bandes de fréquence (plusieurs octaves), et avec la solution à bande étroite> le champ au liéu de réception varie à peu près périodiquement en fonction de la 5 fréquence, même quand les caractéristiques de rayonnement des éléments rayonnants individuels ne dépendent pas de la fréquence. Gela va être expliqué en se référant à la figure 2, où est représentée une colonne d'une antenne directive à M = 10 éléments rayonnants individuels, qui sont numérotés de 0 à 9. L'écart 10 des lignes (dv) est pris égal à * J2. Le rayonnement est supposé etre situé dans le plan de la figure (plan x, z de la figure 1), avec = 90° et Les éléments rayonnants 0 à 9 sont alimentés par des lignes LO à L9. Ici on admet que les déphasages entre les divers 15 éléments rayonnants sont réglés par des longueurs de lignes différentes. Pour obtenir l'égalité de phase au lieu d'une cible très éloignée, la différence de chemin de propagation entre les rayonnements des divers éléments doit être compensée par la longueur des lignes d'alimentation. En alimentation à large bande, la ligne de l'élément 9 est plus longue que celle du rediateur 0 de plus de 3x . Dans l'alimentation à bande étroite, on n'emploie pas dans les lignes d'alimentation de différences de chemins supérieures à une longueur d'onde X , c'est-à-dire des différences de phase supérieures à 360°; en d'autres termes, les par-25 ties en traits fins ou lignes d'alimentation L0 à L9 sont supprimées et les points L9B et L9A ainsi que L8B et L8A sont directe* ment reliés entre eux, c'est-à-dire sans longueurs de ligne intermédiaires. Les lignes d'alimentation résiduelles en traits forts allant de l'émetteur S aux divers éléments rayonnants différent entre elles électroniquement, y compris d'éventuels déphaseurs, de moins de x , c'est-à-dire qu'elles fournissent seulement entre les divers éléments rayonnants des déphasages globaux inférieures à 360°. Sur les fronts d'onde W1, W2, W3, tracés perpendiculai-35 rement à la direction de rayonnement,A L est devenu égal à X et k croît de un d'après la règle indiquée. Les valeurs de k sont portées dans la figure. Après un brusque enclenchement de l'émetteur, on enregistre au lieu de réception, d'abord la portion du signal en provenance des éléments pour lesquels k a la valeur 40 maximale. Dans l'exemple présent ce sont les signaux qui provien20 30 70 23352 2047911 m.- nent des éléments des lignes 9 et 8. Ensuite le signal croît par paliers, jusqu'à ce que, après K.To, il ait atteint sa valeur finale. Ici TQ est la durée d'oscillation de la fréquence f . Les détails sur ce point seront trouvés dans la figure 3, 5 où on est parti de l'antenne directive de la figure 2 avec K = 3, de sorte que dans la courbe 1, on obtient au total quatre paliers. Le premier palier est provoqué par le rayonnement des éléments rayonnants individuels 9, 8, le deuxième palier par les éléments rayonnants 7,6,5, le troisième palier par les éléments rayonnants 10 4,3 et le dernier palier par les éléments rayonnants 2,1,0» Si la fréquence du signal n'a que la valeur moitié, alors le détournement maximal réglé par la ligne réglable corres- »■ pond seulement à une demi-longueur d'onde*. Les portions successives du signal se sompensent alors dans la direction ( $ ; ô) 15 comme le montre la courbe en traits interrompus 2 dans la figure 3. Cet effet d'extinction apparaît pour toutes les•fréquences f = (2p -kl) . £o ; p = 0, 1, 2... (4) 3 2 pour des valeurs intermédiaires fd = P • f0 ; P = °, 1, 2... (4a) 20 les portions individuelles s'additionnent en un Maximum du signal dans la direction ; 5"). La dépendance périodique de fréquence du signal correspond aux propriétés d'un filtre en peigne. Cela est vrai en toute rigueur tant que la longueur électrique ou le temps de propagation de la ligne réglable est indépendant 25 de la fréquence. Autrement, les minimas et les raaxitaas du champ se succèdent à intervalles irréguliers. Les pertubations provoquées par les lignes de détournement sont en principe des distorsions du temps de propagation; Elles correspondent aux distorsions dites d'écho dans les transmissions. . 30 Comme largeur de bande de l'antenne directive, on doit comprendre dans ce qui suit la différence entre les fréquences auxquelles le gain d'antenne est inférieur de 3 dB au maximum à fQ. Quand la longueur d'onde x s'écarte de la valeur moyenne X- , les pha3es devant et derrière un saut de k sont inégales. 35 En effet la longueur de la ligne de détouraemstit saute de X0et non de \ , ce qui rend le gain d'antenne variable avec la fréquence. En considérant la déviation*en direction d'une colonne (figure 2 ; = 90°, «variable), on va évaluer la largeur de 43 bande. L'erreur de chemin pour un saut de k est 70 23352 6 2047911 A 1 -X - Ao| -AX- (A) L'erreur de chemin entre la ligne la plus basse et la ligne moyenne est il = | AX . (B) 5 L'erreur de chemin prend exactement la raême valeur entre la deuxième ligne en partant du bas et la ligne au-dessus du milieu et ainsi de suite» De cette façon on peut subdiviser l'antenne en paires de lignes qui ont entre elles une erreur de chemin égale. Quand cette erreur de chemin correspond à un quart de 10 longueur d'onde , les portions de champ éloigné de toutes les paires de lignes se superposent avec un déphasage de 90s„ De la sorte le champ régresse de 3 dB. La condition pour la fréquence limite f^ est donc A 1 = K = -i— (5) 2 4 3 5 -- ^ % _ 1 £ 2I L'introduction de (3) donne à £3 (5a) f M* (cos 6 > max 20 L'extension en hauteur de l'antenne est h = M . dv - M. X qj2 = M . C/2fr (6) h . 2f M —2 c De la sorte la largeur de l'antenne à 3 dB est d'après lîéqua° 25 tion (5a) : 2 A f = £— O) 3 h. (cos 6 ) _ max si en première approximation on pose f 7^ fQ. Dans le fonctionnement en radar on emploie souvent la 30 mime antenne pour l'émission et la réception. Ici, .la largeur de bande est déterminée par l'écart des points à 1,5 dB sur la caractéristique de fréquence du gain. L5erreur de phase d'une paire de lignes ne doit alors atteindre que 65,5°. La largeur de bande se réduit donc dans le rapport des erreurs de phase 35 65,5790° - 0,728 à 2 û £. = 0,728 « g (8) h . (cos 6 )mx Par suite de la ® distorsion" du temps de propagation 70 23352 7 2047911 décrite précédemment, selon la figure 3,"au lieu de la cible du radar,et après un brusque enclenchement de l'émetteur, le champ ne saute pas tout de suite à sa valeur finale ; l'intensité du champ croît en K + 1 paliers. A la réception de l'écho 5 radar par la même antenne il apparaît encore une distorsion du temps de propagation du signal. De la sorte les paliers s'étendent à 2K+1, comme il est représenté à la figure 4. La hauteur des paliers au milieu est beaucoup plus forte que sur les bords. Pour une déviation pure dans la direction des colonnes, les 10 milieux des paliers se situent sur une courbe 1' qui peut être approximée par deux paraboles quadratiques 4 et 5, reliées par un segment rectiligne 3. Les somtnets des paraboles sont sur les points terminaux de l'excalier. La droite coupe les lignes U = 0 et U = U aux points et t£. La différence de temps en-15 tre ces points Atv = - t^ doit être définie comme étant la période transitoire pratique de la courbe en escalier. Par la considération géométrique, en cas de. déviation pure dans la direction des colonnes, on la trouve égale à A tv^0,6 (2 K + 1) . T0 20 Ici, Tq est la durée d'oscillation du signal haute fréquence. La courbe pour la fréquence, de fonctionnement doublé est désignée par 2'. Ea cas de déviation oblique du rayonnement(c'est-à-dire en direction des lignes et des colonnes), la durée totale 25 du régime transitoire est plus grande que dans les cas traités précédemment, parce que cos s est différent de zéro, de même que cos$ . Il en résulte d'après l'équation (3), que" K et par suite la longueur de l'excalier, sont plus grands. Cela est montré dans la figure 5. Ici, on a supposé une 30 antenne directive à 10 lignes et 10 colonnes, soit en tout 100 éléments individuels indiqués par des cercles. Comme angles de déviation on a choisi 4> = 60° et 6 = 60°. Dans la figure 5 on voit la trace des fronts d'onde W dans une vue vers l'antenne. A l'emplacement des lignes W, la valeur du détournement at~ 35 teint des multiples entiers de la longueur d'onde. De la sorte k augmente de un à cet emplacement. Aux valeurs élevées et faibles de k correspondent seulement un petit nombre d'éléments dans les sommets-de l'antenne directive. Il en résulte la croissance inégale de l'escalier transitoire au lieu de la cible, 40 montrée dans la figure 6. 70 23352 8 2047911 Quand le signal réfléchi sur la cible est dé nouveau reçu, on obtient comme tension aux bornes de l'antenne une courbe en escalier 1", dont le premier et le dernier palieis sont si petits qu'on ne les aperçoit plus sur le dessin de la figure7. 5 Les milieux des paliers peuvent ici être reliés par une courbe approximée par sections par une droite (GER), une parabole (PAR), une droites une parabole, et encore une droit®. Les abscisses de ces segments sont à peu prèsd1égale longueur. D'après cette approximation, à partir de la pente de la tangente au point le plus 10 raide de la courbe, on obtient une période transitoire de A td^ 0,4 (2K 1) . TQ (10) Ce long régime transitoire rend impossible la séparation des signaux d'écho de deux cibles se trouvant dans l'espace très près l'une derrière l'autre. On désignera par limite de ré-15 solution la distance Ar de deux cibles pour laquelle les signaux d'écho reviennent avec un décalage précis émiaent de ât. Si on suppose que le signal est une impulsion courte, et si on admet qu'il n'apparaît dans le récepteur ni perturbation importante dûe aux régimes transitoires ni bruit, alors,en moyenne ,1a dépression 20 entre deux signaux égaux décalés de i t est précisémment égale à 50% de l'amplitude maximale. On considérera ci-dessous deux signaux comme résolus (reconnaissables séparément) si leurs milieux sont écartés de A t ou d'un temps plus grand. En déviation verticale, on a, en introduisant la valeur 25 de K d'après l'équation (3) Aty = 0,6 (2K + 1) T0 = 0,6 (M . cos s + 1) TQ (C) L'extension h de l'antenne en direction des colonnes était de cT h - M . dv - M - -2 . Il en résulte la période transitoire 30 A t = 0,6 ( 2h_ . COS 6 + T0) (11) v C . - ' Cela correspond, d'après la définition donaée ci-dessus,à une résolution de distance de =y c* à fcv * (D) On a donc 35 A rv = 0,6 (h. cos 6+ x ° ) (12) Pour la déviation dans la direction des colonnes. Dans la déviation du rayonnement de l'antenne de $ dans la direction des li- f gnes ( = 90°), on obtient, par analogie, pour la résolution 70 23352 9 20479 T1 en distance. & rk = 0,6 (b . cos *.+ ) • (13) Ici ,b est la largeur géométrique de l'antenne. Pour la résolution en distance en cas d'un rayonnement d'antenne dévié en dia-5 gonale ( ^ -s ), on a, de façon correspondante A r-, = 0,4 (b . cos + h . cos S + * o ) (14) ° 2 Pour une antenne quadratique (h = b) les équations (12) à (14) peuvent se transformer en une forcse avec laquelle la résolution en distance peut s'évaluer pour des paires d'angles ( , 10 quelconques : A r ^0,6 . h fcos^ Le pouvoir de résolution en distance de l'antenne dite "phasedh array", à voie de détournement, ou à déphaseur variable dans la ligne d'alimentation de chaque élément, est de 15ordre de graadeir 15 des dimensions de l'antenne. Pour uae résolution en distance croissante (petite antenne) la résolution angulaire diminue simultanément selon ijàip 2 + A6 2 „ ^ x p (15) Le produit des deux résolutions, surface du rectangle de résolu-20 tion , rf v y . A r = 40° . X Q Xi 2 2 cos $ + cos s (16) esx donc indépendant des dimensions de l'antenne (by h). Une diminution du rectangle de résolution ne peut donc être obtenue que par une élévation de la fréquence ou par une diminution de 25 l'exploration de la zone angulaire. Si on veut utiliser à plein la résolution en distance de l'antenne dite " phased-array" à lignes de détournement à bande étroite, la période transitoire at du récepteur aval ne doit être au maximum qu'aussi grande que celle de l'antenne A t. 30 II y correspond une largeur de bande de canal haute fréquence de 2A fe = —i Par comparaison des formules (8) et (11) on obtient 35 le rapport 2 A f 1 _ = 0*3 —^ 1 (18) ,5 A tv " 0,6 Tq Atv si on néglige le terme en T # Pour une période transitoire égale de l'antenne et du récepteur (a t » Atfî), les largeurs de ban 70 23352 10 2047911 de correspondantes sont égales. Avec l'utilisation complète de la résolution en distance , l'antenne peut donc transmettre un signal radar "sans distorsion". En général, la valeur exigée pour la résolution en 5 distance est bien plus mauvaise que celle qui peut être atteinte dans le cas limite. Dans ces conditions ,1a largeur de bande du signal radar peut être bien plus petite que la largeur de bande de l'antenne dite "phased-arrayî:0 II est donc possible de transmettre simultanément avec l'antenne plusieurs signaux radar sur 3-0 /des fréquences voisines. Si par exemple l'antenne directive a une dimension de b = 5 j „ et h = 5 X „, avec cos tf> et cos 6 = 0,5 ( 6 = 60°) , 0 0 - d'après (14) la résolution en distance est à peu près A r^ = 2 .,2 x Q. Aux longueurs d'onde très courtes usuelles pour -5 de telles antennes directives, par exemple dans la gamme centi-métrique, cette résolution en distance n'est pas nécessaire, et il suffit par exemple d'une résolution de 22 x .Le rapport entre la résolution en distance exigée et la résolution limite possible avec l'antenne donnée a dans ce cas la valeur 10. Cela 20 signifie que l'équipement radar peut émettre simultanément au maximum 10 signaux radar différents en fréquence, alors qu'il suffit que les fréquences de ces signaux radar soient au moins assez écartées pour que les signaux d'écho correspondants puissent encore être traités séparément. Ce qui est déterminant à cet effet 25 c'est essentiellement la sélectivité des récepteurs radar, alors qu'il est avantageux de prévoir un récepteur particulier pour chacun des signaux radar. A l'aide d'un dispositif d'alimentation décrit en détail ci-dessous, on bénéficie de la possibilité de diriger les rayonnements principaux de différentes fréquences dans des directions différentes» De la sorte le domaine global de détection du dispositif d'antenne directive peut être examiné plus rapidement sur les cibles radar= D'autre parts il est possible d'explorer dans la même direction,avec les différentes fréquences successivement. De la sorte, on peut obtenir des informais tions sur l'extension et la forme de la cible» Il est aussi possible d'explorer différentes zones de distances avec les divers signaux radar de fréquences différentes, et d'effectuer ainsi par exemple une subdivision en zones proche, moyenne et éloignée. Avantageusement an prendra un nombre des signaux radar de fréquences différentes un peu plus petit que le rapport entre 30 4) 23352 ii 2047911 la résolution en distance exigée et la résolution limite accessible. La raison de ce choix est que les filtres pour la séparation de signaux de fréquences immédiatement voisines ne sont pas réalisables. C'est la raison pour laquelle on inserre entre les bandes de fréquence des divers radar des bandes inutilisées, dans lesquelles peut se développer la transition des filtres" de la bande passante à la bande affaiblie,, Dans la figure 8 on représente, comme exemple de réalisation de l'invention, un dispositif simple d'antenne directive 10 qui fonctionne avec au total quatre signaux radar de fréquences différentes. L'antenne directive consiste en un total de 25 dipôles servant d'éléments rayonnants individuels, placés sur un côté d'un boîtier 18 muni de parois séparatrices ne laissant pas passer le rayonnement, qui sont chargés au moyen de quatre cornets 11 à 14 de quatre signaux radars de fréquences différentes. Ces signaux radar sont engendrés dans des émetteurs SI à S4 et arrivent aux cornets émetteurs 11 à 14 par des duplexeurs T-R SE1 à SE4. Ces duplexeurs T-R conduisent les signaux d'écho en retour, de façon connue, aux récepteurs radar El à E4. La distance entre les cornets 11 à 14 et la face le long de laquelle s'étend le dispositif d'antenne directive 10 est choisie de telle manière, qu'aucun rayonnement ne peut passer, au-delà du compartiment 18, dans l'espace situé à droite de l'antenne directive. Les éléments rayonnants individuels du dispositif d'antenne directive 10, qui sont représentés ici en polarisation verticale, sont excités en émission par les rayonnements de fréquences différentes des cornets 11 à 14» et transmettent leur tension de réception par des déphaseurs qui acheminent les signaux vers les éléments situés derrière le compartiment 18, les faces latérales du boîtier 18 fonctionnant en parois séparatrices et étant imperméables au rayonnement. Pour simplifier on n'a représenté que le déphaseur 16 pour l'élément 15 ; l'élément dipôle correspondant à droite de la paroi extérieure du boîtier 18 est désigné par 17. On peut placer à droite de la paroi extérieure du compartiment 18 autant d'éléments individuels que sur le côté gauche. Alors le nombre de déphaseurs est aussi égal au nombre d'éléments individuels sur un côté du compartiment 18. Mais il est aussi possible d'obtenir de façon connue une diminution du nombre de déphaseurs 16 et d'éléments individuels 70 23352 12 2047911 à droite du compartiment 18 en faisant fonctionner plusieurs éléments rayonnants individuels du côte gauche du compartiment 18 en combinaison avec un seul déphaseur et un seul élément du côté droit. Le déphaseur 16 réglable, de préférence à commande 5 électrique, produit, en coopération avec les sections de ligne interposées le déphasage nécessaire peur l'élément rayonnant 17, et ceci de la façon expliquée en relation avec la figure 2 (alimentation à bande étroite) pour la déviation et pour la focalisation. Le rayonnement sortant des cornets 11 - 14 est émis par les 10 éléments placés à droite du boîtier 18 (par exemple élément 17) avec le déphasage nécessaire, et révisât après réflexion sur la cible, sur ces éléments 5 â travers encore une fois les déphaseurs interposés (par exemple 16), d'où il est rayonné par les éléments individuels correspondants (par exemple 15) pour arriver aux divers cornets 11 à 14. Ceux-ci ont leurs directions de rayonnement principales avantageusement inclinées l'une sur l'autre d'un certain angle Les quatre lobes de rayonnement de fréquences différentes lia et 14a qui en résultent, sont représentés dans la figure 9. Ici le lobe lia provient de l'émetteur SI et du cornet 11, le 25 lobe 12a de l'émetteur S2 et du cornet 12. Les lobes 12a et 14a sont,dans l'espace,en avant des lobes lia et 13a ; au total les lobes forment un genre de disposition à quatre pieds. Le rayonnement de l'antenne directive 10 est particulièrement favorable quand les directions de rayonnement principales des cornets 11 à 30 14 sont dirigées sur leur centre. Il est particulièrement avantageux que les différents signaux radar soient des signaux puisés. Mais il peut être également avantageux que les divers signaux radar soient modulés par du bruit, l'évaluation des signaux d'écho se faisant par application de procédés de corrélation. Dans 35 de nombreux cas, surtout dans la surveillance de grandes gammes de distance, il peut être avantageux que les divers signaux radar soient émis avec des puissances différentes. On peut alors utiliser les signaux radar de puissance plus faible pour la zone proche, et les signaux radar de puissance plus forte pour la zone 40 éloignée. 13 2047911 70 23352 REVENDICATIONS 1. Equipement de radar ayant une antenne directive qui est constitée par une pultiplicité d'éléments rayonnants individuels et dans laquelle les éléments rayonnants individuels 5 sont alimentés à partir d'un organe central d'alimentation, à travers des déphaseurs réglables,de façon telle que les déphasages maximatix ou les différences de chemin maximales entre les lignes d'alimentation ne dépassent pas 360° ou une longueur d'onde, caractérisé en ce que l'équipement de radar émet simultané- 10 ment plusieurs signaux radar ayant des fréquences au moins assez différentes pour que les signaux d'écho correspondants puissent encore etre traités séparément, et que le nombre des signaux radar différents en fréquence soit au maximum égal au.rapport entre la définition exigée et la définition limite maximale pou- 15 vant être obtenue avec l'antenne directive donnée. 2. Equipement de radar selon la revendication 1, caractérisé en ce que les divers signaux radar sont rayonnes dans différentes directions. 3. Equipement de radar selon l'une quelconque des 20 revendications 1, 2, caractérisé en ce que les divers signaux radar sont des signaux puisés. 4. Equipement radar selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que les divers signaux radar sont modulés par du bruit et l'évaluation des signaux d'écho se fait par applica- 25 tion de procédés de corrélation. 5. Equipement de radar selon l'une quelconque des revendications 1, 2t 3, 4, caractérisé en ce que les divers signaux radar sont rayonnés avec des puissances différentes. 6. Equipement de radar selon l'une quelconque des re- 30 vendications 1, 2,3» 4, 5, caractérisé en ce que pour chaque signal radar il est prévu un émetteur propre (SI à S4) et/ou un récepteur propre (El à E4). 7. Equipement de radar selon l'une quelconque des revendications 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, caractérisé en ce qu'il est 35 prévu un boîtier (18) constitué par des parois extérieures ne laissant pas passer le rayonnement, présentant sur deux parois extérieures face à face des éléments rayonnants individuels (15, 17) en forme de dipôles, reliés par des déphaseurs (16) ou lignes de détournement placés à l'intérieur du boîtier (18), et 40 qui sont excités par des cornets (11 à 14) en nombre égal au 70 23352 14 2047911 nombre de signaux radar,à chaque cornet étant associés un émetteur (SI à S4) et un récepteur (El à E4) ainsi qu'un duplexeur ou commutateur émission-réception. 8. Equipement de radar selon la revendication 7, carac-5 térisé en ce que les cornets (11 à 14) ont leurs directions de propagation principales inclinées l'une sur l'autre. 9. Equipement de radar selon la revendication 7 ou 8, caractérisé en ce que les cornets sont placés de façon à envoyer à l'antenne directive un rayonnement aussi uniforme que possible.