FR 2035856 A1 19701224 FR 7010561 A 19700324 70 10561 2035856 L'invention est relative aux convertisseurs de type numérique analogique. Plus particulièrement, l'invention est relative aux convertisseurs qui sont capables d'une conversion à grande vitesse tout en assurant la stabilité et la libération 5 des effets transitoires. On a déjà réalisé précédemment une grande variété de convertisseurs de numérique en analogique pour de nombreux emplois. A l'origine, ces convertisseurs utilisaient des tubes à vide, mais comme ce fut le cas avec de nombreux appareil-10 lages électroniques, les tubes à vide ont été remplacés par des éléments à l'état solide développés plus récemment. Comme les critères du dessin des éléments à l'état solide sont nettement différents de ceux des tubes à vide, ce processus de remplacement a soulevé un certain nombre de problèmes spéciaux. En outre, avec 15 l'augmentation des vitesses que l'on pouvait atteindre avec les ordinateurs et autres appareils numériques, . s'est manifestée une demande correspondante pour l'augmentation de la vitesse des convertisseurs de numérique en analogique. En conséquence, la présente invention a 20 pour but de réaliser des convertisseurs de numérique en analogique à l'état solide avec des caractéristiques de fonctionnement améliorées, particulièrement des possibilités de conversion à grande vitesse en même temps que des performances précises, fiables. L'invention a pour objet un convertisseur nu-25 mérique analogique comprenant : un amplificateur opérationnel présentant une borne de sommation d'entrée sur laquelle du courant peut être dirigé pour produire un signal de sortie proportionnellement correspondant, une série de sources de courant comprenant chacune un transistor de coupure raccordé.à la borne de 30 sommation d'entrée de l'amplificateur opérationnel pour fournir à celui-ci une contribution de courant, un circuit de sortie pour chaque transistor comprenant une impédance par laquelle passe le courant de sortie quand le transistor correspondant est fermé, convertisseur caractérisé en ce que des éléments de circuit sont 35 reliés à chacun de ces transistors de coupure, afin d'ajuster la contribution de courant de celui-ci de façon telle que la contribution de chacun soit dans un rapport déterminé avec celle du suivant dans la séquence. La description suivante est faite avec 40 référence aux dessins annexés, où les figures 1A et 1B illustrent 70 10561 2035856 ensemble un diagramme d'un circuit d'un modèle de réalisation de l'invention. Si l'on se réfère maintenant aux parties supérieures de la figure 1B, on voit une mémoire courante 10 com-5 portant une série d'étages binaires 12 séparés (12a, etc..). Des conducteurs d'entrée l4 (l4A, etc...) fournissent aux étages 12 les éléments binaires individuels d'un nombre numérique pour qu'ils soient convertis à un niveau correspondant de signal analogique. Ces conducteurs d'entrée peuvent être raccordés à une 10 source numérique quelconque (non figurée) tel qu'un appareil de traitement d'informations à grande vitesse. Les signaux binaires magasinés dans les étages 12 sont émis essentiellement simultanément par un circuit inverseur l6, énergisé par un organe courant d'émission (non figu-15 ré), produisant des impulsions périodiques d'une fréquence convenablement élevée. Quand les étages 12 sont ainsi ouverts, les signaux binaires emmagasinés sont dirigés dans leurs circuits d'accouplement respectifs comprenant des diodes individuelles (17a, etc...). C'est-à-dire que chaque étage contenant un bit 20 binaire emmagasiné produit une impulsion de contrôle qui passe dans la diode d'accouplement correspondante. Cette impulsion de contrôle est de polarité négative et est appliquée à l'émetteur 20 (20a, etc1...) d'un transistor tampon pnp correspondant, 22 (22a, etc..) disposé pour conduire normalement le courant. 25 Les bases 24 (24a, etc..) de tous les tran sistors tampons 22 sont connectées ensemble à un conducteur 26 d'alimentation en énergie fournissant un voltage d'énergisation régulé quelque peu plus positif que-15 volts. Les émetteurs 20 de tous les transistors tampons sont reliés par 1'intermédiaire de 30 leurs résistances 28 respectives (28a, etc..) à un second conducteur 30 d'alimentation en énergie ayant un voltage régulé d'environ + 15 volts. Les collecteurs 32 (32a, etc..) des transistors tampons sont reliés aux transistors de coupure npn correspondants 34 (34A, etc..) de façon à contrôler la sortie de ces derniers 35 d'une façon qui sera décrite en détail plus loin. Le collecteur 32 de chaque transistor tampon 22 est relié à une extrémité d'une résistance à charge 36 correspondante (36A, etc..) qui constitue une partie du circuit de sortie du transistor 34 de coupure conjugué. Les extrémités 'opposées de 40 ces résistances à charge sont reliées em commun à un conducteur ) 70 10561 3 2035856 d'alimentation en énergie 381 maintenu à environ -60 volts. Quand un transistor tampon quelconque est en action, son courant de sortie s'écoule par la résistance à charge 36 conjuguée, et la chute de voltage qui en résulte sur cette résistance a pour effet 5 que l'émetteur 40 (40A, etc..) du transistor de coupure correspondant est soumis à un effet de fermeture. Ainsi aucun courant ne pourra s'écouler par un transistor de coupure lorsque le transistor tampon associé est en action. Si l'un des transistors tampons 22 est ferm? -10 par une impulsion négative de contrôle connectée par l'intermédiaire de sa diode d'entrée l8, l'influence de fermeture qui s'exerçait sur l'émetteur 40 du transistor de coupure 34 correspondant disparaît et ce transistor devient aussitôt conducteur. Le circuit de charge de chaque transistor de coupure est disposé de telle 15 façon que, si le transistor est ouvert, l'importance de son courant de sortie sera virtuellement égale à celle du courant qui passait précédemment par la résistance en série 36 venant du transistor tampon 22 conjugué. Ainsi, les condition^ de fonctionnement 1* du transistor de coupure seront modifiées mais! trè!s peu pendant 20 la, transition de la coupure, c'est-à-dire que 'le voltage de l'émetteur 40 ne pourra modifier que d'un peu plus de 0,7 volts seulement la perte de voltage normal qui se produit sur un transistor devenu conducteur. Cette modification faible des voltages de fonctionnement tend à assurer une fermeture douce et rapide. 25 Les transistors tampons 22 assurent l'impor tante fonction d'isoler essentiellement les transistors de coupure 34 des effets transitoires de l'impulsion de contrôle inversée de barrage. C'est-à-dire qu'une telle impulsion de contrôle, si elle était appliquée directement au transistor de coupure, intro-30 duirait des variations relativement importantes, temporaires, sur le signal dans le circuit de sortie du transistor qui résulterait par exemple de la perte par condensation en connectant l'arête conductrice de l'impulsion de contrôle. Ces effets transitoires introduisent des risques d'erreurs dans l'opéràtion de conversion, 35 en particulier quand la vitesse de conversion est augmentée à un point où le temps est insuffisant pour que les effets transitoires soient amortis. Les effets transitoires d'une impulsion de coupure sont un peu erratiques et sont difficiles à éliminer par les montages courants de circuits. 40 Les transistors tampons individuels 22 dimi- 70 10561 2035856 nuent d'une façon caractéristique les effets transitoires de la condensation de l'alimentation au couplage sur la sortie de coupure. Le résultat en est un perfectionnement considérable dans la précision de la conversion5spécialement à grande vitesse. En 5 outre, l'utilisation de transistorstampons permet d'inverser facilement le convertisseur avec des impulsions de fermeture à passage négatif, préférées dans ces circuits logiques. Les courants de sortie de tous les huit premiers transistors de coupure 34a à 34H sont préajustés de façon 10 à être exactement de la même importance (environ 1 mil) par sélection de valeurs appropriées pour les résistances à charge 3ÔA à 36H conjuguées. Une partie du courant de sortie de chaque transistor conducteur est connectée par un conducteur 42 à la borne 44 d'entrée de sommation (figure 1A) d'un amplificateur opé-15 rationnel 46. L'importance de cette partie de courant est fixée en concordance avec un rapport de charge de 2 : 1 de façon à correspondre à l'ordre du bit binaire représenté par le transistor de coupure afférent. Plus spécialement, l'apport de courant du second transistor 34B est arrangé pour être la moitié de celui 20 du premier transistor 34A, l'apport en courant du troisième transistor 34c est la moitié de celui du second 34b, et ainsi de suite. La sortie du premier transistor de coupure 34 est reliée directement à la borne de sommation 44 de l'ampli-25 ficateur opérationnel 46, et ainsi ce transistor contribue à l'ensemble de la sortie. Les trois transistors de coupure suivants 34B, 34c et 34d, sont reliés à la borne de sommation par des réseaux individuels mesurés comprenant des diviseurs de courant 48, 50 et 52. Le modèle recommandé de diviseurs de courant 30 consiste en deux résistances raccordées en série, dont la (jonction commune est raccordée à l'électrode collectrice 54 du transistor de coupure conjugué, et dont les bornes restantes sont raccordées respectivement à la terre et à la borne de sommation d'entrée 44 de l'amplificateur opérationnel 46. Ainsi la quantité de courant 35 apportée par l'un quelconque de ces trois derniers transistors de coupure 34b, 34c et 34D est déterminée par le rapport des deux résistances avec le réseau du diviseur de courant correspondant 48, 50 ou 52, d'une façon telle que soit réalisé le rapport voulu de 2 : 1 entre l'un et le suivant. 40 Les quatres sorties des transistors suivants 70 10561 ' 2035856 3^ E à 3^H forment une seconde série discrète, entièrement couplée sur la borne de sommation d'entrée 44 de l'amplificateur opérationnel 46, au moyen d'un réseau échelle 56 à deux pour un constitué d'une série de quatre étages identiques en cascade 58, 5 60, 62 et 64. Les points d'intersection 66, 68 et 70 entre les étages séparés sont reliés respectivement aux électrodes collectrices de transistor 54E, 54f et 5^G, et la borne terminale de droite 72 (qui sert de borne d'entrée pour le réseau échelle) est raccordée à l'électrode collectrice 54 H. Dans ce réseau 10 échelonné, la résistance ohmique de chaque résistance en série 74 est la moitié de celle de la résistance shuntée 76 associée. Ainsi, en se représentant le passage du signal comme se faisant de la droite vers la gauche, chaque étage de réseau en échelle réalise une atténuation de 2 : 1 de tout courant qui lui est 15 apporté, soit qu'il vienne du transistor de coupure 3^ conjugué, soit qu'il vienne de l'étage précédent (de droite) du réseau en échelle. Bien que ce réseau échelle 50 provoque l'introduction de certains effets répartis de résistance de capacité 20 e"t permette une certaine interaction entre les fonctions des transistors de coupure 3^ conjugués, ces effets ne produisent que des conséquences relativement faibles dans la précision de l'ensemble de la conversion ,du fait que les bitsd'information émis sont de plusieurs degrés inférieurs au bit plus caractéristique 25 du nombre digital complet. De plus, ces effets contraires sont, au moins dans une certaine mesure, compensés en disposant les transistors de coupure pour qu'ils produisent la même magnitude de sortie de courant. Cette disposition d'égalisation du courant tend à réduire au minimum les effets d'instabilité et d'autres 30 erreurs. Les résistances à charge 361 à 36M de la dernière série de cinq transistors de coupure 3^1 à 34M sont proportionnées l'une par rapport à l'autre de façon à réaliser le rapport deux à un désiré dans le flux de courant qui passe dans 35 les transistors respectifs. Les résistances à charge 28l à 28M des transistors tampons 221 à 22M correspondants sont proportionnées de la même façon. C'est-à-dire que chacune des résistances de la séquence présente une résistance ohmique totale qui est approximativement double de celle de la résistance qui la précède 40 dans la séquence. Ainsi, l'importance du courant fourni par chaque 70 10561 2035856 transistor de coupure 34l à 34M est la moitié de celle du transistor précédent, c'est-à-dire du transistor de gauche comme on le voit dans le dessin. Les électrodes collectrices (5^1 à des 5 cinq transistors de coupure 341 à 34M de la troisième série sont connectés ensemble à la borne d'entrée 72 du réseau échelle 56. Tout transistor qui sera fermé fournira ainsi une contribution correspondante de courant mesuré, par le réseau échelle, à la borne de sommation d'entrée 44 de l'amplificateur 46. Bien que 10 l'utilisation de courants de magnitudes différentes dans chacun des transistors de coupure 341 à 34M introduise certaines asymétries dans l'opération de conversion, ces asymétries n'auront aucun effet important sur le résultat final, car les cinq transistors de cette troisième série fournissent des bitsnumériques 15 correspondant aux degrés lés plus bas du nombre numérique, c'est-à-dire les cinq derniers bits caractéristiques du groupe. La connexion directe de 'ces trois séries assure une économie de construction désirable sans provoquer d'importantes limitations de performance. 20 Pour certaines applications, il est nécessaire d'assurer une possibilité de changement de signe, c'est-à-dire d'émettre des sorties analogiques positives ou négatives correspondant aux entrées numériques positives ou négatives. Si l'on se réfère à la partie inférieure de la figure 1A, cette possibili-25 té peut être donnée en couplant la sortie de l'amplificateur 46 à un amplificateur inverseur 80, et en faisant appel à un interrupteur sélecteur 82 présentant deux sections 82A, 82B, pour sélectionner soit la sortie directe soit la sortie inversée. L'interrupteur 82 est actionné par un interrupteur de commande 84 courant, 30 contrôlé par un conducteur d'entrée 86, sur lequel est dirigé un bit de signe, c'est-à-dire un bit binaire indiquant si le nombre qui doit être converti est positif ou négatif. Le bit de signe est commandé par un circuit inverseur (non figuré), synchronisé avec l'inverseur du convertisseur. Quand il est ainsi commandé, 35 l'interrupteur de commande 84 ouvre, soit la section d'interrupteur 82A, soit la section d'interrupteur 82B, mais pas les deux en même temps. Le signal analogique choisi est accouplé à un amplificateur de sortie 88 qui fournit le signal de sortie analogique du convertisseur. 40 Comme il n'est pas possible d'assurer faci- 7 70 10561 2035856 lement un synchronisme exact entre l'opération de l'interrupteur 82 et l'inversion de la mémoire 10, il peut se produire des erreurs transitoires dans la sortie du convertisseur au cours de la transition entre les sorties négatives et positives. Le pro-5 blême ne peut pas être résolu simplement en montant le circuit de façon que l'interrupteur de signe 82 soit toujours actionné légèrement avant ou légèrement après l'inversion de la mémoire, car une erreur momentanée telle qu'un dépassement peut se produire dans l'une ou l'autre circonstance en fonction des voltages de 10 commencement et de terminaison de la sortie analogique. En accord avec un autre aspect de l'invention, ce problème a été résolu par un dispositif spécial destiné à assurer que le signal de sortie analogique, quel que soit le changement de signe qui doit être fait, soit d'abord ramené au potentiel zéro. Du fait 15 que chaque changement de signe exige que le voltage analogique passe par zéro, le déplacement automatique du voltage vers zéro, quel que soit le changement de signe qui doit se produire, assure que la sortie ne variera pas dans la mauvaise direction au début d'un changement. Le maintien de la sortie à zéro jusqu'à ce que 20 toutes les commutations aient été achevées évite le dépassement du voltage final. Plus en détail, le convertisseur comprend (si l'on se réfère maintenant à l'angle supérieur gauche de la figure 1A) un détecteur de changement de signe 90 qui dans le présent 25 modèle d'exécution comprend un flip-flop courant 92, disposé pour recevoir le bit de signe comme entrée de contrôle. Les sorties d'aller et de retour de ce flip-flop sont accouplées, par des circuits dérivés respectifs 96, 98 et des diodes isolantes 100, 102, à une résistance commune à charge 104. Ainsi, quel que soit 30 le changement de signe (si le bit de signe passe de zéro à un ou vice versa), il se forme une crête positive aiguë à la résistance à charge 104. Cette crête inverse momentanément un interrupteur à transistor 106, qui. à son tour rend momentanément un transistor 108 incapable de servir à établir le voltage de polarisation 35 destiné au conducteur 26 d'alimentation en énergie. Le conducteur d'alimentation en énergie 26 devient, en conséquence, négatif et maintient fermés les transistors tampon 22, produisant pour une courte période un flux 40 de courant passant par toutes les résistances 36. Ce flux de 8 70 10561 2035856 courant provoque la fermeture momentanée de tous les transistors de coupure 34, ce qui fait que le voltage de sortie des amplificateurs 46 et 80 est maintenu momentanément à zéro. Ainsi, même quand l'interrupteur 82 de changement de signe n'est pas exacte-5 ment synchronisé avec la fermeture de la mémoire 10, la sortie du convertisseur sera amenée momentanément à zéro pendant un changement de signe. Après l'abaissement de la crête à l'entrée du transistor 106, les transistors tampons 22 sont tous ramenés aux conditions normales de fonctionnement et les impulsions de contrôle inversées fournies à ces transistors par la mémoire 10 actionneront les transistors de coupure 34 suivant un mode qui représente le nombre digital emmagasiné. Ainsi la sortie de l'amplificateur 88 sera amenée au niveau approprié, et les erreurs 15 transitoires au cours de la transition du changement de signe seront évitées. Une autre source d'erreurs se trouve dans les changements de la température ambiante, qui altère les caractéristiques de fonctionnement des transistors de coupure 3^, et 20 tend à faire changer l'importance du courant produit par eux. Suivant un autre aspect de l'invention, est prévu un moyen pour réduire au minimum ces effets de la température ambiante. Plus spécialement, toutes les bases 110 (110A, etc..) -des transistors de coupure 3^ sont reliées à un conducteur de polarisa-25 tion 112 dont le voltage est régulé de façon à maintenir le courant qui passe dans les transistors de coupure essentiellement constant malgré les changements de température. Le voltage du conducteur de polarisation 112 est déterminé principalement par un transistor ll4 monté en série 30 avec une résistance ll6. Le conducteur de polarisation 112 est aussi relié à une base 120 d'un transistor de contrôle 122 apparié avec le premier transistor de coupure 34a, en particulier du fait qu'il possède un "bêta" qui suit le paramètre correspondant du transistor 34A avec les changements de température. L'émetteur 35 124 du transistor de contrôle 122 est relié par une résistance à charge 126 au conducteur d'alimentation en énergie 38, et le collecteur 128 de ce transistor est relié par un réseau à résistance 130 à une borne positive 132 de voltage de référence. Les éléments du circuit sont choisis de façon à produire un flux 40 déterminé de courant dans le réseau à résistance 130 et le tran- 9 70 10561 2035856 sistor de contrôle 122, et à aboutir à un potentiel zéro en un point de contrôle.134 entre le réseau à résistance 130 et le transistor de contrôle. La magnitude du courant qui passe par le transistor 122 est ajustée de façon à être égale au flux de 5 courant qui passe dans le transistor de coupure 34a quand celui-ci est fermé. S'il se produit un changement de la température ambiante, il en résultera typiquement un changement dans les caractéristiques de fonctionnement du transistor de coupure 10 3^A, qui altérera le flux normal de courant qui le traverse. Si l'on place le transistor de contrôle 122 physiquement adjacent au transistor de coupure 3^A, on constatera le même effet dû à la température sur le transistor de contrôle. La modification du courant produite par un changement de température est détectée 15 par un amplificateur opérationnel 136, dont une borne d'entrée est connectée au point de contrôle 134 et l'autre borne d'entrée est connectée, en passant par une résistance 138, à la terre. La sortie de cet amplificateur 136 est connectée, par l'intermédiaire d'une résistance 140 et d'une diode isolante 142, au 20 conducteur d'alimentation en énergie 38. S'il se produit une modification du courant fourni à l'amplificateur 136 à partir du point de contrôle 134, il se produira un changement correspondant dans la quantité de courant prélevée par cet amplificateur sur le conducteur d'alimentation 25 en énergie 38. Comme ce conducteur d'alimentation en énergie est relié par une résistance 150 à la borne d'alimentation en énergie 152, le changement dans le courant prélevé par l'amplificateur 134 provoquera un changement correspondant dans le voltage du conducteur d'alimentation en énergie 38. Ainsi, l'amplificateur 134 30 assure une action rétroactive négative amplifiée qui modifie automatiquement le voltage du conducteur 38. dans des conditions qui maintiennent constant le flux de courant qui passe dans le transistor de contrôle 122. Comme ce transistor 122 est apparié avec le transistor de coupure 34A, le changement de potentiel du 25 conducteur 38 d'alimentation en énergie aura un effet similaire sur le fonctionnement de ce transistor de coupure, c'est-à-dire qu'il compensera le changement de la température ambiante sur le transistor 34A, et assurera que le courant passant par ce transistor sera maintenu effectivement invariable avec les chan- 40 10 70 10561 2035856 gnements de température. De plus ce résultat sera obtenu avecj une alimentation en énergie 152 dont la complexité et le prix seront relativement modérés, du fait que l'alimentation en énergie ibe nécessite pas une régulation interne étroite. 5 La même influence de contrôle tend à mainte nir constant le courant qui passe dans les autres transistors de coupure 3^B etc... Toutefois, en pratique, ces derniers transistors n'ont pas besoin de présenter des caractéristiques aussi identiquement appariées au premier transistor 34a, car ils repré-10 sentent des informations binaires dont la signification est progressivement moindre sur le voltage final de la sortie analogique. Comme valeurs types et modèles d'éléments, utilisés dans un modèle recommandé d'exécution de l'invention telle qu'elle est décrite ci—dessus, on peut citer : 15 Diodes -lN4l49 Transistors tampons 22 -2N4250 Transistors de coupure - SE4010 Amplificateurs opérationnels - MC1539G Résistances 28A à 28 H - 12.7K 20 Résistance 28l - 25,5K Résistance 28j - 51«lK Résistance 28K - 100K Résistance 28l - 200k Résistance 28M - 3É)0K 25 Résistance 3ÔA à 36H - 50K Résistance 3^1 - 100K Résistance 3&J - 200K Résistance 3&K - 400K Résistance 36L - 800K 30 Résistance 36M - 1.6M Diviseur de courant 48 - 2.5 K et 2.5K Diviseur de courant 5° - 5K et 1.666K Diviseur de courant 52 - 3«5K et 1K Résistance en série 74 - 500 35 Résistance shunt 76 - 1K Résistance 77 - 500 On se rendra compte d'après la description ci-dessus que différentes modifications peuvent être apportées au modèle d'exécution recommandé sans sortir de l'esprit de l'inven- 40 tion. Par exemple les valeurs des éléments indiquées ci-dessus ne doivent pas être considérées comme limitatives. D'autres modi— 10561 2035856 fications adaptées à des applications particulières apparaîtront aux personnes compétentes. Bien entendu, l'invention n'est pas limitée aux exemples de réalisation ci-dessus décrits et représentés,à partir desquels on pourra prévoir d'autres variantes, sans pour cela sortir du cadre de l'invention. 70 10561 12 2035856 REVENDICATIONS 1°) Convertisseur numérique analogique comprenant : un amplificateur opérationnel présentant une borne de sommation d'entrée sur laquelle du courant peut être dirigé pour 5 produire un signal de sortie proportionnellement correspondant, une série de sources de courant comprenant chacune un transistor de coupure raccordé à la borne de sommation d'entrée de l'amplificateur opérationnel pour fournir à celui-ci une contribution de courant, un circuit de sortie pour chaque transistor comprenant 10 une impédance par laquelle passe le courant de sortie quand le transistor correspondant est fermé, convertisseur caractérisé en ce que des éléments de circuit sont reliés à chacun de ces transistors de coupure afin d'ajuster la contribution de courant de celui-ci de façon telle que la contribution de chacun soit 15 dans un rapport déterminé avec celle du suivant dans la séquence. 2°) Convertisseur suivant la revendication 1, caractérisé par une série de transistors tampons destinés à fermer les transistors de coupure, respectivement, dans des conditions correspondant à la valeur numérique que l'on doit con-20 vertir, des organes pour diriger le courant de coupure de chacun des transistors tampons à l'impédance du circuit de sortie du transistor de coupure correspondant, des organes destinés à ajuster ce courant de coupure à un niveau tel que la chute de voltage de l'impédance agisse sur le transistor de coupure conjugué pour le 25 fermer de façon à éviter tout flux de courant de ce transistor de coupure à la borne de sommation d'entrée des organes d'entrée destinés à fournir au convertisseur un signal d'entrée comprenant les différents bitsdu nombre numérique qui doit être converti en signal analogique,et des organes accouplant des signaux de con-30 trôle correspondant à chacun des bitsprécités à un transistor tampon afférent pour fermer ces transistors tampons en fonction du nombre numérique correspondant^ce qui ferme les transistors de coupure correspondant dont les contributions en courant sont additionnées par l'amplificateur opérationnel pour produire le 25 signal analogique de sortie. 3°) Convertisseur suivant les revendications 1 et 2, caractérisé en ce que l'impédance comprend une résistance en série avec le circuit de sortie du transistor de coupure correspondant, le courant du transistor tampon étant ajusté pour 40 être essentiellement égal au courant normal de sortie du tran 70 10561 13 2035856 sistor de coupure quand le transistor tampon est fermé. 4°) Convertisseur suivant la revendication 3» caractérisé en ce qu ' au moins un groupe des transistors de coupure est monté, pour produire des courants de sortie de magni-5 tude égale, de façon à égaliser les caractéristiques opérationnelles individuelles des étages de transistors de coupure. 5°) Convertisseur suivant la revendication 4, caractérisé en ce qu. ' un groupe de transistors de coupure est-monté.' de façon à fournir des courants correspondant aux bits les 10 plus importants du nombre digital introduit. 6°) Convertisseur suivant les revendications 1 et 2, caractérisé en ce que l'organe d'entrée comprend une mémoire d'emmagasinement, un organe formant porte pour actionner les sorties des étages différents de cette mémoire d'une façon 15 essentiellement simultanée et des organes pour fournir des signaux négatifs de contrôle de ces étages séparés au transistor tampon conjugué. 7°) Convertisseur suivant les revendications 1 et 2, caractérisé en ce que la série de sources de courant com-20 prend un premier et un second groupe de transistors, tous ajustés pour fournir des courants de même importance, une première série de diviseurs de courant couplés chacun à un transistor correspondant du premier groupe précité de façon à fournir des contributions de courant du rapport voulu,et un réseau périodique d'amor-25 tissement en échelle couplé au second groupe pour fournir à partir de celui-ci des contributions en courant du rapport voulu. 8°) Convertisseur suivant la revendication 7j caractérisé en ce que les sources de courant comprennent Un troisième groupe de transistors possédant chacun un organe pour 30 produire des condufctions de courant qui les traversent dans le rapport voulu et des éléments reliant les sorties de ce troisième groupe à une borne d'entrée du réseau en échelle.