FR 2034616 A1 19701211 FR 7007434 A 19700302 70 07434 1 2034616 La présente invention se rapporte d'une manière générale aux amplificateurs de signaux et concerne plus particulièrement des dispositifs amplificateurs et détecteurs susceptibles d'être profitablement mis en oeuvre par les techniques de circuits 5 intégrés pour assurer des fonctions telles que l'amplification à fréquence intermédiaire ou à moyenne fréquence MF~dans les récepteurs de télévision. le récepteur de télévision sans fil classique du type superhétérodyne est pourvu de circuits d'accord appropriés permet-10 tant la sélection du signal d'émission choisi et sa conversion à des fréquences intermédiaires situées dans une bande prédéterminée, ainsi que plusieurs étages d'amplification montés en cascade et capables d'assurer une amplification en tension suffisante pour porter le signal de sortie à fréquence intermédiaire du 15 tuner à un niveau permettant de l'appliquez1 au détecteur vidéo. Des circuits accordés en fréquence doivent être associés aux étages d'amplification MF pour maintenir la réponse dudit amplificateur dans une bande prédéterminée, et pour assurer l'obtention d'une courbe de réponse appropriée à l'intérieur de ladite bande. 20 Dans les récepteurs de télévision classiques jusqu'à présent réalisés (dans lesquels les différents étages d'amplification MF sont respectivement constitués par des amplificateurs discrets) la forme désirée de la courbe de réponse est obtenue au moyen d'une série de circuits accordés permettant (a) de relier 25 l'étage MF d'entrée au tuner, (b) de relier chacun des étages amplificateurs MF à l'étage précédent, et (c) de relier le détecteur vidéo à l'étage amplificateur final à moyenne fréquence. Il s'est avéré avantageux en beaucoup de circonstances de substituer aux dispositifs discrets de traitement de signal et 30 aux composants discrets descircuits correspondants des circuits intégrés monolithiques (c'est-à-dire des structures solides dans lesquelles de nombreux éléments actifs et des composants de circuits associés sont formés et interconnectés dans un même support). L'emploi de ces techniques de circuits intégrés présente 35 de nombreux avantages quant à l'encombrement, au poids et à la fiabilité, par comparaison avec l'emploi des circuits classiques 70 07434 2034616 comportant des éléments discrets et des composants séparés. Les circuits intégrés sont particulièrement bien adaptés au traitement de signaux dont le niveau correspond à celui rencontré dans les amplificateurs MF. Le traitement de signal tel qu'assur'é par un 5 amplificateur MF de téléviseur constitue ainsi un terrain favorable pour l'emploi profitable des techniques de circuits intégrés Toutefois, l'emploi économique de ces techniques pour la construction des amplificateurs MF d'un téléviseur n'est pas apparu jusqu'à présent techniquement réalisable, le problème clé étant 10 d'assurer la stabilité de l'amplificateur MF ainsi réalisé. Le problème de stabilité en moyenne fréquence découle de considérations relatives à la sensibilité, au gain, à la fréquence de signal et aux dimensions des plaquettes de la manière suivante (1) sensibilité : l'amplificateur MF doit être capable de 15 répondre à des signaux de sortie du tuner à niveau extrêmement bas, par exemple de l'ordre de 100 microvolts. (2) gain : l'amplificateur MF doit pouvoir fournir au détecteur des signaux de sortie de l'ordre du volt, et donc doit assurer un gain de l'ordre de 80 à 90 dB. 20 (3) les dimensions d'un circuit intégré sont si petites (par exemple, 1,5 x 1,5 mm) que les bornes d'entrée et de sortie de la plaquette et les fils de connexion reliés à ces dernières ne sont écartés que d'une petite fraction de millimètre. 25 (4) fréquence de signal : la bande passante MF à traiter comporte des signaux à relativement haute fréquence, par exemple de l'ordre de 41 à 46 MHz. Le très faible écartement entre entrées et sorties dans un circuit intégré donne lieu à des interactions électrostatiques 30 et magnétiques entre les bornes d'entrée et de sortie et les fils de connexion associés telles qu'aux m.oyennes fréquences considérées, l'extraction de signaux de sortie MF de niveau convenable sur l'.une des bornes de sortie d'un amplificateur intégré à gain suffisamment élevé entraîne inévitablement la formation de signaux 35 de réaction propres à interdire le fonctionnement stable de l'amplificateur (c'est-à-dire, de signaux de réaction d'amplitude 9 70 07434 3 2034616 suffisante pour rendre hautement probable l'entretien d'oscillations à une fréquence quelconque dans la bande MF). Compte tenu de ce fait, l'emploi des techniques de circuits intégrés dans les étages amplificateurs MF de téléviseur est jusqu'à présent resté 5 nécessairement limité à des intégrations partielles (c'est-à-dire, au remplacement de chaque étage discret d'amplification par un circuit intégré distinct, ou à l'emploi de circuits intégrés pour les seuls étages d'entrée de l'amplificateur MF travaillant à faible niveau). Cette utilisation limitée des circuits intégrés 10 se révèle en fait économiquement désavantageuse. Conformément à la présente invention, l'agencement classique des étages d'amplification MF d'un récepteur de télévision est modifié de manière telle que l'intégration des différentes fonctions d'amplification sur une même plaquette de circuits intégrés puisse 15 être obtenue tout en assurant un fonctionnement stable des étages d'amplification et en respectant les conditions de sensibilité, de gain, d'encombrement et de fréquence mentionnées ci-dessus. Selon la présente invention, la répartition classique des circuits accordés dans la cascade d'amplificateurs MF est modifiée, en ce 20 que les couplages en cascade traitant des signaux MF de haut niveau seront dépourvus de tout circuit accordé, le détecteur vidéo est incorporé à la même plaquette de circuits intégrésque les étages d'amplification MF à haut niveau, le couplage des signaux de sortie dudit amplificateur au détecteur étant assuré 25 dans la plaquette elle-même, sans qu'il soit fait emploi des bornes de sortie de ladite plaquette ou de connexions extérieures. Le signal porteur de l'information d'image prélevé sur la plaquette se présente sous la forme d'un signal à fréquence vidéo. Un avantage corollaire de cet agencement particulier est qu'une 30 conception judicieuse des circuits intégrés permet de résoudre les difficiles problèmes posés par les amplificateurs MF sans pour autant introduire des signaux de réaction d'un niveau propre à en affecter la stabilité de fonctionnement. Il s'est avéré qu'une conformation satisfaisante de la 35 bande passante des amplificateurs MF d'un téléviseur peut être obtenue par la seule insertion de circuits sélectifs entre les 70 07434 2034616 circuits d'accord et l'entrée des circuits intégrés d'amplification à moyenne fréquence, et entre la sortie de l'un des étages d'entrée de l'amplificateur HP de la plaquette et les autres étages d'amplification intégrés à cette même plaquette. Pour illustrer l'intérêt 5 d'un tel agencement, on soulignera que le niveau des signaux à fréquence intermédiaire prélevés sur les bornes de la plaquette de circuits intégrés et acheminéspar les connexions extérieures peut être limité à environ 10 millivolts, c'est-à-dire à un niveau parfaitement sûr du point de vue de la stabilité de fonctionnement ■jq dans un circuit intégré convenablement conçu. Il s'est avéré qu'avec l'agencement susmentionné, tout problème d'instabilité peut être supprimé en associant aux éléments des circuits intégrés MF travaillant à niveau élevé un conducteur de masse distinct, intégré à la plaquette mais différent de celui associé aux étages 15 d'entrée de l'amplificateur MF intégré. Pour mettre en oeuvre les principes de la présente invention dans les amplificateurs MF d'un récepteur de télévision en couleurs, il faut introduire d'autres écarts par rapport à la technique conventionnelle. En effet, la réalisation des amplificateurs MF des récepteurs de 20 télévision en couleurs pose un problème délicat, en ce que des moyens doivent être prévus pour interdire ou atténuer à la sortie du détecteur vidéo tout battement entre la sous-porteuse de chrominance et la fréquence de la porteuse de son extraite par battement. A titre d'exemple, conformément aux normes américaines, 25 la sous-porteuse de chrominance se situe à environ 3,58 MHz, tandis que la fréquence de la porteuse son est de 4,5 MHz, de sorte que le produit d'intermodulation se situe à 920 Mîz. La solution commercialement utilisée jusqu'à présent est de prévoir un second détecteur distinct pour extraire par intermodulation 30 l'information MF de son à la fréquence désirée de 4,5 MHz, les signaux d'entrée de ce détecteur de son étant issus de la sortie de l'amplificateur MF en un point où la conformation de la bande passante globale garantit un rapport porteuse-image /porteuse son suffisant pour permettre une bonne extraction du signal son par 35 intermodulation; un circuit propre à éliminer pratiquement totalement la porteuse son est alors interposé entre le détecteur vidéo et le point de prélèvement susmentionné, pour éviter 70 07434 2034616 l'apparition de tout battement à 920 kHz. Conformément au principe de la présente invention, il n'est pas envisagé d'introduire une telle modification du couplage entre la sortie de l'amplificateur MF et le détecteur vidéo. Au contraire, 5 l'arrêt et l'extraction du signal son sont assurés par le circuit accordé précédant les étages d'amplification à niveau élevé intégrés à la plaquette, l'information destinée à être fournie à un détecteur de son séparé, étant prélevée sur une prise prévue à cet effet dans le circuit accordé en amont du point de dérivation 10 du canal son. Pour commodité, la plaquette de circuits intégrés constituant les étages d'amplification MF à niveau élevé et le détecteur vidéo peut également comprendre une chaîne d'amplification MF auxiliaire excitée par le signal prélevé au point susmentionné et fournissant un signal d'entrée de niveau approprié 15 à un détecteur de son intégré à la même plaquette. Comme il a été déjà indiqué au sujet du détecteur vidéo, le couplage des signaux MF de niveau élevé au détecteur de son est assuré à l'intérieur de la plaquette elle-même, sans que les bornes de" sortie de la plaquette et les connexions extérieures soient mises 20 à contribution, l'information de son- sort de la plaquette sous la forme d'une porteuse MF modulée à 4,5 MHz. Ainsi, en raison de cet agencement particulier, toute réaction de niveau susceptible d'affecter la stabilité de fonctionnement est interdite. la mise ènoeuvre des principes de la présente invention s'est révélée 25 compatible avec l'incorporation ci 'un circuit de contrôle automatique de gain (CAG) à la plaquette de circuits intégrés constituant l'amplificateur MF. Ceci est facilité par la présence du détecteur vidéo, et donc des signaux vidéo, dans cette même plaquette. - A titre d'exemple, on mentionnera qu'un mode de mise en oeuvre 30 de la présente invention particulièrement avantageux et parfaitement adapté auxrécepteurs de télévision en couleurs permet d'intégrer à une même plaquette pourvue de divers composants passifs extérieurs tous les éléments constituant l'amplificateur MF, le détecteur vidéo, l'amplificateur video,le circuit de contrôle 35 automatique de gain, le détecteur de son et l'amplificateur MF de son , ainsi que divers circuits auxiliaire permettant par exemple le contrôle automatique de gain en haute fréquence, 70 07434 2034616 l'excitation d'un-circuit automatique d'accord fin et la fourniture d'une tension de référence pour un régulateur B+. les couplages internes des sorties MF auxdétecteurs des signaux vidéo et audio se présentent avantageusement sous la forme de 5 couplages directs en courant continu entre l'amplificateur et - le détecteur, afin d'économiser les surfaces de plaquette consacrées aux structures de couplage. Il peut-être déduit de ce qui précède qu'un premier objet de la présente invention est de proposer un nouvel agencement des 10 amplificateurs et détecteurs permettant l'emploi économique des techniques de circuits intégrés pour assurer les fonctions d'amplification MF dans les récepteurs de télévision. Un autre objet de la présente invention est de proposer un tel agencement permettant en outre d'intégrer à une même plaquette 15 les amplificateurs MF et les détecteurs de signaux vidéo et audio d'un récepteur de télévision. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description détaillée qui suit de plusieurs exemples de mise en oeuvre illus-20 très par les dessins annexés, sur lesquels : - la figure 1 est He diagramme bloc d'une portion d'un récepteur de télévision dans lequel les amplificateurs et détecteurs sont . agencés conformément à la présente invention; - la figure 2 est le diagramme bloc d'une portion d'un récep-25 teur de télévision en couleurs dans lequel les amplificateurs et détecteurs sont agencés conformément à la présente, invention; - la figure 3 illustre une modification du récepteur de télévision en couleurs de la figure 2; - la figure 4 est le schéma bloc d'une variante de réalisation 30 du récepteur de télévision en couleurs de la figure 3> montrant divers composants passifs extérieurs aux circuits intégrés; - la figure 5 représente schématiquement divers éléments d'un récepteur de télévision en couleurs couplés à la sortie des circuits de la figure 4; 35 - la figure 6 est une vue en plan à grande échelle d'une plaquette de circuits intégrés et de sa monture, constituant un exemple d'agencement des bornes et des connexions extérieures 70 07434 7 2034616 du circuit intégré incorporé au montage de la figure 4; et - les figures 7, 8 et 9 sont des représentations schématiques de diverses portions du circuit intégré incorporé au montage de la figure 4. 5 la figure 1 représente sous forme de schéma bloc simplifié une portion d'un récepteur de télévision dans laquelle sont mis en oeuvre les principes de la présente invention. Un tuner TV 18 assurant de manière classique la sélection d'un signal vidéo radiodiffusé et la conversion du signal reçu à moyenne fréquence 10 fournit un signal de sortie qui est appliqué par l'intermédiaire d'un circuit d'accord 20 à la borne d'entrée T5 d'une plaquette de circuits intégrés 30. Les circuits intégrés à la plaquette 30 comprennent un pré-amplificateur MI1 31 qui fournit à la borne T8 de la plaquette un signal amplifié correspondant au signal 15 appliqué à la borne T5. Le signal apparaissant à la borne T8 est couplé par l'intermédiaire d'un second circuit d'accord 40 à une seconde borne d'entrée T10 de la plaquette de circuits intégrés 30. Les signaux apparaissant à la borne T10 sont une nouvelle 20 fois amplifiés dans un étage final 32 d'amplification MF du circuit intégré. Le signal de sortie MF à niveau-élevé de l'amplificateur 32 est appliqué par l'intermédiaire de moyens de couplage non accordés incorporés à la plaquette 30 elle-même à un détecteur vidéo 33, également incorporé à la plaquette 30. 25 La sortie du détecteur vidéo 33 est couplée pa^'intermédiaire d'un étage amplificateur vidéo 34 incorporé à la plaquette' à une seconde borne de sortie T16 de cette dernière. Les signaux de sortie vidéo apparaissant à la borne T16 peuvent être directement fournis au canal vidéo et aux circuits de synchronisation 30 du récepteur, ainsi qu'au canal de son dans le cas des récepteurs monochromes. On remarquera qu'à l'opposé de ce qui se fait dans les téléviseurs classiques, la détermination-de la bande passante de l'amplificateur MF de la-figure 1 n'est assurée que par les 35 circuits accordés 20 et 40, qui interviennent avant la production des signaux MF à niveau élevé dans l'étage d'amplification final 32. Aucun circuit accordé n'est utilisé pour le couplage des 70 07434 8 2034616 signaux MF de niveau élevé au détecteur vidéo 33; au contraire, des moyens de couplage non accordés, intégrés à la plaquette, seront utilisés pour ce faire. On remarquera en outre que le détecteur vidéo 33 et l'amplificateur vidéo 34 sont incorporés 5 aux mêmes circuits intégrés que le pré-amplificateur MF 31 et l'étage final d'amplification MF 32. Cette élimination de tout circuit accordé pour le couplage des signaux MF de niveau élevé, l'incorporation des circuits vidéo susmentionnés à la même plaquette que les amplificateur MF ainsi que l'agencement dans la 10 plaquette même des couplages entre la sortie de l'amplificateur MF et du détecteur vidéo ont pour conséquence que les signaux apparaissant aux bornes de sortie T8 et T16 de la plaquette 30 ne comportent aucun signal MF de niveau élevé, et se réduisent à (a) des signaux MF de faible niveau et (b) des signaux vidéo. 15 les signaux MF à niveau élevé sont confinés à l'intérieur de la plaquette de circuits intégrés 30 et n'apparaissent nullement à ses bornes de sortie. Comme déjà mentionné, ceci permet d'obtenir le gain élevé requis des étages d'amplification MF intégrés à la plaquette sans que leur stabilité de fonctionnement en soit 20 affectée. On remarquera en outre que la figure 1 illustre encore l'intégration à la plaquette, au profit de la stabilité de fonctionnement, de conducteursde masse distincts respectivement associés au pré-amplificateur MF 31 et à l'étage amplificateur MF 32. Cet agencement a été symbolisé sur la figure en pourvoyant 25 la plaquette 30 de deux connexions de masse séparées T4 et T14, respectivement associées aux étages d'amplification MF 31 et 32. la figure 2 illustre une modification du circuit de la figure 1, présentant un intérêt particulier dans les récepteurs de télévision en couleurs. Sur cette figure, les éléments du 30 récepteur de télévision en couleurs correspondant à ceux du récepteur de la figure 1 seront désignés par la même référence. Comme sur la figure 1, un tuner TV 18 fournit par l'intermédiaire d'un circuit accordé 20 un signal MF à la borne d'entrée T5 d'une plaquette de circuits intégrés, désignéepar 30. A en raison de la 35 modification de sa structure. Toujours comme sur la figure 1, la plaquette de circuits intégrés 30A comprend un pré-amplificateur MF 31 fournissant à une borne de sortie T8 un signal amplifié 9 70 07434 2034616 correspondant au signal d'entrée MF. Ce signal amplifié est transmis par un circuit accordé 40 à deux "bornes de sortie distinctes 41 et 42. le signal de sortie apparaissant à la borne 42 est appliqué à la borne d'entrée T10 de la plaquette 30A pour 5 être traité par l'étage final d'amplification MF 32, le détecteur vidéo 33 et l'amplificateur vidéo 34, pour ainsi fournir à la borne de sortie T16 de la plaquette un signal vidéo semblable à celui produit par le montage de la figure 1. Par ailleurs, le second signal de sortie séparé du premier -|0 et apparaissant à la borne 41 est appliqué à une borne d'entrée supplémentaire T9 de la plaquette pour être transmis à un étage auxiliaire d'amplification MF 35* Des moyens de couplage non accordés intégrés à la plaquette sont prévus pour transmettre le signal MF ainsi porté à niveau élevé de 1'étage amplificateur •15 35 à un détecteur de sous-porteuse de son 36 intégré à la plaquette 30A. la sortie du détecteur de son 36, centrée sur 4*5 MHz, est amplifiée par un étage MF d'amplification de sous-porteuse de son 37, également intégré à la plaquette 30A, et sort par une borne Ï1 de la plaquette en vue de la détection de la modulation 20 de fréquence par des circuits appropriés du récepteur. le montage de la figure 2 permet de résoudre dans un récepteur de télévision en couleurs le problème déjà mentionné du battement à 920 kHz, sans que la stabilité découlant des dispositions montrées sur la figure 1 s'en trouve affectée. Dans le montage de 25 la figure 2, le circuit d'accord 40 comprend des moyens de blocage agencés de manière propre à assurer une atténuation importante de la porteuse de son dans le signal de sortie apparaissant à la borne 42. Pour une atténuation convenable de cette composante, on peut éviter la production par le détecteur vidéo 30 33 d'un signal parasite de battement à 920 kHz (résultant du mélange de la sous-porteuse de chrominance à 3»58 MHz avec la fréquence d'intermodulation de son à 4,5 MHz). les deux circuits d'accord 40 comportent en outre une borne de sortie séparée 41-, à l'égard de laquelle les moyens susmentionnés 35 de blocage du signal audio sont sans effet; en cette borne 41, le circuit d'accord 40 fournit un signal MF traité dans lequel la porteuse vidéo et la porteuse de son associée se présentent dans 70 07434 10 2034616 un rapport propre à permettre l'intermodulation convenable du signal audio..Le signal MF présentant ce rapport convenable est ensuite traité par l'étage auxiliaire d'amplification MF 35 pour être porté au niveau nécessaire pourexciter le détecteur 36 5 dans lequel est extraite l'information de modulation audio. On remarquera que cette facilité de démodulation du signal audio avec élimination de la fréquence de battement à 920 kHz dans le canal vidéo est obtenue sans que les signaux MF de niveau élevé sortent de la plaquette 30A; C'est dire que ces signaux 10 MF à niveau élevé n'apparaissent à aucune des bornes de sortie de la plaquette. En effet, dans le montage de la figure 2, les signaux de sortie se réduisent à (a) des signaux de MF de faible niveau à la borne T8, (b) des signaux vidéo à la borne T16 et (c) des signaux audio MF issus d'intermodulation à la borne T1. 15 Sur la figure 2 comme sur la figure 1, l'emploi de connexions de masses séparées respectivement associées aux circuits de la plaquette 30Â traitant les signaux MF à" niveau élevé (à savoir l'étage final 32 et l'étage auxiliaire 35 d'amplification MF) et au pré-amplificateur MF 31 est symbolisé par des connexions de masses 20 distinctes T14, T4« La figure 3 illustre une variante de réalisation du récepteur de télévision en couleurs de la figure 2. La plupart des éléments représentés sur la figure 3 ayant la même fonction que les éléments correspondants du montage de la figure 2 sont en conséquence 25 désignés par la même référence. La plaquette de circuits intégrés montrée sur la figure 3 assure une fonction de plus que le circuit intégré de la figure 2, et est en conséquence désignée par la référence 30B. La fonction supplémentaire assurée par la plaquette 30B consiste à fournir une tension de commande automatique de 30 gain à partir du signal de sortie du détecteur vidéo 33. Cette fonction est assurée par le circuit de CAG- 38, couplé à la sortie de l'amplificateur vidéo 34. L'incorporation de ce circuit 38 à la même plaquette de circuits intégrés que les amplificateurs MF dont il contrôle le gain est facilitée par la présence dans 35 cette même plaquette des circuits vidéo 33?"34, en ce que la fourniture aux circuits de CA& 38 de l'information vidéo requise peut être assurée à l'intérieur même de la plaquette. La tension 70 07434 2034616 continue de commande fournie par le circuit de CAG- 38 apparaît à la borne de sortie T3, et est appliquée par l'intermédiaire d'un filtre extérieur 50 à la borne d'entrée T5 pour contrôler le gain du pré-amplificateur MF 31 • 5 la plaquette 30B comporte en conséquence une borne de sortie de plus que celle montrée sur la figure 2. Cependant, il est bien évident que la nature du signal apparaissant à cette borne de sortie supplémentaire (à savoir une tension continue) ne perturbe en rien la stabilité de fonctionnement assurée par la présente 10 invention; en d'autres termes, l'intégration du circuit de commande automatique de gain à la plaquette comportant les étages MF n'implique nullement l'apparition de signaux MF de niveau élevé à l'une quelconque des bornes de sortie de la plaquette, la figure 4 illustre une modification particulière du 15 montage de la figure 3, qui s'est révélée particulièrement avantageuse dans un récepteur de télévision en couleurs. Comme précédemment, les mêmes références désignent les éléments de ce montage assurant les mêmes fonctions que ceux du montage de la figure 3-Ces éléments, intégrés à la plaquette désignée ici par 30C, 20 comprennent le pré-amplificateur MF 31, l'étage final d'amplification MF 32, le détecteur vidéo 33, l'amplificateur vidéo 34, l'amplificateur MF auxiïaire 35, le détecteur de sous-porteuse de son 36, l'amplificateur audio MF 37 et le circuit de contrôle automatique de gain 38. A ces éléments sont associées plusieurs 25 bornes de sortie semblables à celles du montage de la figure 3, à savoir la borne d'entrée MF T5, la borne de sortie MF à faible niveau T8, la borne d'entrée T9 de l'amplificateur MF auxiliaire, la borne d'entrée T10 de l'amplificateur MF final, la borne de sortie vidéo T16, la borne de sortie T1 du canal son 30 MF, la borne de sortie T3 du CAG- et les deux connexions de masses T4 et T14. la fonction supplémentaire assurée par la plaquette 30C tient à la présence d'une source de tension 39, par laquelle une tension de référence est fournie à un régulateur d'alimentation du type 35 série comprenant un transistor Q80 monté à l'extérieur de la plaquette. Ce transistor Q80 reçoit sur son collecteur par l'intermédiaire d'une résistance 86 une tension continue issue d'une 70 07434 2034616 source d'alimentation (non représentée) agencée dans une autre partie du récepteur, et fournit à son émetteur un signal de sortie dynamiquement stabilisé, qui est appliqué à la borne T12 de la plaquette en tant que tension B+; la tension de référence est 5 appliquée à la base du transistor de régulation Q80 par l'intermédiaire de la borne T15 de la plaquette, et d'une résistance 84 reliant ladite borne à la source à stabiliser. La plaquette de circuits intégrés 30C de la figure 4 comporte cinq bornes de sortie supplémentaires, intervenant dans des fonctions jusqu'à présent non mentionnées. Il s'agit d'une borne d'entrée d'impulsions de calage T2, d'une borne de sortie T11 du signal MF d'accord fin automatique, d'une borne de sortie T13 fournissant une tension continue de réaction pour stabilisation, d'une borne de sortie T6 fournissant un signal de contrôle 15 automatique de gain retardé à haute fréquence, et d'une borne d'entrée 17 pour une tension continue de réglage de retard. L'explication des fonctions associées à ces bornes supplémentaires apparaîtra au cours de la description qui va suivre du fonctionnement d'ensemble du montage de la figure 4. Toutefois, on notera 20 dès à présent que la présence de ces bornes supplémentaires, ainsi que des bornes T12 et T15 pour tensions de régulation et de référence, ne compromet nullement la stabilité de fonctionnement assurée par les dispositions déjà décrites incorporées aux modes de réalisation plus simples de l'invention. En effet, les signaux 25 apparaissant à ces bornes supplémentaires sont continus, à l'exception des impulsions de calage appliquées à la borne T2, et des signaux MF de faible niveau apparaissent à la borne T11. 0'est dire que les fonctions supplémentaires assurées par la plaquette de la figure 4 n'impliquent nullement l'apparition 30 de signaux MF de niveau élevé à l'une quelconque des bornes de ladite plaquette. Dans le montage de la figure 4, la sortie du tuner TV 18 est appliquée à la borne d'entrée T5 du pré-amplificateur MF 31 par l'intermédiaire d'un circuit d'accord 20, qui a été représenté 35 schématiquement à titre d'exemple comme comportant deux circuits accordés 20A, 20B à couplage capacitif. Le circuit.d'entrée 20A est constitué par un circuit dit "bifilaire en T" du type décrit 70 07434 13 2034616 dans le brevet américain U° 3.114.889- Dans le fonctionnement de ce circuit, une technique d'annulation mutuelle est mise en oeuvre pour étouffer toutes les composantes indésirables du signal de sortie du tuner. A titre d'exemple, cet effet est mis 5 en oeuvre dans le circuit 20 pour assurer l'atténuation des porteuses de son adjacentes. En sus du signal de sortie MF du circuit d'accord 20, une tension de commande automatique de gain est appliquée à la borne d'entrée T5 pour assurer le contrôle de gain d'une manière qui sera ultérieurement décrite. 10 Le signal de sortie MF à faible niveau du pré-amplificateur MF 31 apparaissant à la borne T8 est appliqué à l'entrée du circuit d'accord 40. Dans le mode de réalisation représenté, ce circuit 40 comprend une autre paire de circuits accordés 40A, 40B couplés par capacité, mais le montage bifilaire en T est 15 utilisé dans la section de sortie 40B. Dans le circuit 40, l'effet de blocage par annulation mutuelle déjà mentionnée s'éxerce sur la porteuse de son, et aboutit à une atténuation importante du signal audio MF apparaissant à la borne de sortie 42 du circuit, à laquelle est reliée la borne d'entrée TÎO de l'étage final 20 d'amplification MF 32 de la plaquette 300. le circuit 40 comporte une borne de sortie supplémentaire 41 reliée à l'entrée de la section bifilaire en T. Les signaux MF apparaissant en ce point n'ont pas été soumis à l'effet de blocage susmentionné, et par suite peuvent être appliqués à la borne d'entrée T9 de l'ampli-25 ficateur MF auxiliaire de la plaquette 30C. Sur 3esignaL d'entrée appliqué à la borne T9 par l'amplificateur MF auxiliaire 35, le détecteur de sous-porteuse de son 36 et l'amplificateur MF de la voie audio 37 agissent de la même manière que décrit en relation avec les figures 2 et 3, pour produire 30 un signal audio MF d'intermodulation à la borne T1. Les signaux apparaissant à la borne T10, comme précédemment décrits, sont traités par l'étage final d'amplification MF 32, et appliqués au détecteur vidéo 33 par l'intermédiaire d'un couplage non accordé incorporé à la plaquette; la sortie du détecteur vidéo 35 33 traitée par l'amplificateur vidéo 34 apparaît à la borne de sortie T16. Toutefois, dans le montage de la figure 4, contrairement à ceux précédemment décrits, des sorties supplémentaires 70 07434 U 2034616 sont prélevées sur l'étage final d'amplification MF 32. L'une de ces sorties est une tension continue correspondant au niveau continu de la sortie de l'étage 32, qui apparaît à la borne 113 dé la plaquette pour être appliquée à un condensateur extérieur 5 de stockage 43- Un couplage de réaction ■ direct en courant continu relie la borne T13 à la borne d'entrée T10 de l'étage final d'amplification MF 32 par 1 'intermédiaire des éléments du circuit 40. La- tension continue fournie à la borne T13 est de polarité telle que le couplage de réaction fixe un point de 10 fonctionnement correspondant à une réaction négative stabilisatrice. Cette réaction en courant continu assure un traitement convenable des signaux par l'amplificateur 32, en dépit des tolérances de fabrication et des variations de paramètrestels que la température, la tension d'alimentation, etc.... 15 Une autre fonction assurée par l'étage final d'amplification MF 32 de la plaquette 30C est la fourniture d'une référence de modulation pour les signaux MF à faible niveau requis par le circuit extérieur d'accord fin 60, ladite référence étant convenablement isolée du circuit d'accord 40, de manière à éviter 20 l'influence de toute charge néfaste sur ledit circuit. L'étage final d'amplification MF 32 peut comporter de manière avantageuse un dispositif d'isolation, par exemple un émettodyne, en vue de fournir à la borne T11 de la plaquette un signal MF présentant le faible niveau requis. 25 Comme dans le montage de la figure 35 la production d'une tension de commande automatique de gain à partir du signal vidéo issu du détecteur 33 est commodément effectuée par un circuit CAG- 38 incorporé à la plaquette 30C. Pour des raisons bien connues (liées à l'existence d'une composante continue dans le signal 30 vidéo restitué, composante variant avec le contenu de l'image), la production d'une tension de CAG- précise est de préférence effectuée en mode bloqué, de manière que le contrôle du signal de sortie du détecteur vidéo n'ait lieu que lorsque se présentent des signaux de référence déterminés tels que les impulsions de 35 synchronisation horizontale,' émises à un niveau de référence indépendant du contenu de l'image. Pour assurer le fonctionnement en mode bloqué du circuit de GAG- 38 de la plaquette 30C, cette 70 07434 2034616 dernière comporte une borne d'entrée T2 des impulsions de calage ou déblocage, reliée aux circuits 38 et par l'intermédiaire d'une résistance 72 à une source extérieure 70 lui fournissant des impulsions convenablement situées dans le temps. A titre d'exemple, 5 la source d'impulsions de déblocage 70 pourrait être constituée par un bobinage incorporé à cet effet au transformateur d'impulsions de retour de faisceaux associé aux circuits de déflexion horizontale du récepteur. Comme dans les modes de réalisation déjà décrits, la borne 10 T3 de la plaquette constitue la borne de sortie du circuit de CAG- 38, qui fournit un signal dont l'amplitude varie en réponse aux variations indésirables de l'intensité du signal reçu. Un filtre extérieur de CAG- 50, représenté schématiquement, élimine les fréquences vidéo résiduelles subsistant dans la tension de 15 commande, la tension de commande ainsi filtrée est alors appliquée par l'intermédiaire des éléments du circuit d'accord 20 à la borne d'entrée T5, en vue de faire varier le gain du pré-ampli-ficateur MF 3"! dans un sens propre à compenser les variations accidentelles de l'intensité du signal reçu. 20 II est de commune pratique dans les récepteurs de télévision d'assurer en outre une commande du gain de l'étage amplificateur HF du tuner alimentant les étages MF du récepteur. Toutefois, on sait qu'il est souhaitable de retarder l'application de la tension de commande de gain à l'étage HF par rapport à son 25 application à l'amplificateur MF. En d'autres termes, si l'intensité du signal reçu se situe dans une première plage au-dessus d'un seuil déterminé, seul l'amplificateur MF est concerné par la réduction de gain, tandis que lorsque l'intensité dudit signal s'accroît au-delà de ladite plage, les amplificateurs HF et MF 30 peuvent être tous deux concernés par la réduction de gain. Il s'est avéré avantageux à cet effet d'assurer ce retard de la commande automatique de gain en HF en association avec le fonctionnement du pré-amplificateur MF 31 de la plaquette 30C. Pour ce faire, le pré-amplificateur T1 comporte des dispositions 35 répondant à la tension de CAG- appliquée à la borne T5 pour en reproduire les variations à une borne de sortie T6, mais ce uniquement lorsque le niveau de la tension de CAG- appliquée à 70 07434 2034616 l'entrée dépasse un seuil supérieur à celui pour lequel ladite tension, agit sur le pré-amplificateur ME. Pour faciliter la réalisation du récepteur, une borne d'entrée T7. en courant continu est prévue sur la plaquette 30C en association avec les 5 circuits de CAG- différée en HP, de manière à permettre le réglage extérieur du seuil d'action desdits circuits. Le montage représenté comprend un circuit à seuil d'action fixe, déterminé par l'intensité du courant continu prélevé sur la borne T7 et issu de la source B+ de la plaquette (borne T12) par l'intermé-•Iq diaire d'une résistance extérieure 52 de valeur déterminée. Le signal différé de CAG- en HP issu du pré-amplificateur 31 et apparaissant à la borne T6 est porté à un niveau continu propre à permettre la commande de l'amplificateur HP par un pont résistif 54, 55 alimenté par une source de tension, négative (non 15 représentée) incorporée au récepteur. . Une liaison directe en courant est établie entre le circuit de retard et le tuner 18 pour assurer la commande automatique de gain requise en haute fréquence. Comme dans les modes de réalisation déjà décrits, une con-20 nexion. de masse séparée T4 esb associée au pré-amplificateur MP 31» ladite connexion est indépendante de la connexion de masse T14 associée à l'étage final d'amplification MP 32 et aux autres éléments de la plaquette traitant des signaux ME à niveau élevé. 25 La figure 5 représente schématiquement les organes d'un récepteur de télévision en couleurs pouvant être couplés aux circuits de la figure 4 pour constituer un. récepteur complet. Les organes montrés sur la figure 5 comprennent un dispositif approprié de restitution d'image, pouvant être constitué par 30 exemple par un tube cathodique classique du type à masque et trois canons. A ce dispositif de restitution d'image 99 sont appliqués d'une part un signal de luminance fourni par la voie de luminance 93, et d'autre part une série de signaux de différences de couleurs fournis par la voie de chrominance 91. 35 Les entrées des voies de luminance et de chrominance 91 et 93 sont couplées à la borne de sortie vidéo T16 de la plaquette de circuits intégrés 30C. Ce couplage peut par exemple comprendre 70 07434 17 2034616 un filtre classique 92 pour l'élimination du signal MP audio. la borne T16 fournit par ailleurs, par l'intermédiaire des éléments du filtre 92, le signal d'entrée d'un séparateur de synchro 95 fournissant des informations de synchronisation appropriées aux 5 circuits "de déflexion 97, montés de manière classique pour assurer un balayage selon le format requis par le dispositif de restitution d'image 99. A titre d'exemple de circuits pour un récepteur de télévision en couleurs avec lesquels la présente invention pourrait être avantageusement combinée, on citera le châssis RCA 10 CTC 38, décrit dans la notice d'information B.CA 1968 S"0 T18. la figure 6 représente la plaquette de circuits intégrés 30C de la figure 4, montée dans un boîtier du type à 16 sorties en nappe, dont la moitié supérieure a été enlevée pour laisser voir en plan la plaquette 30C, la plaque conductrice de masse sous-15 jacente 90, le support isolant 94, les extrémités correspondantes" des 16 bornes de sortie 11 à 116 d'un cadre concentrique et les fils de connexion ¥1 à ¥16 reliant les plages de sortie T1 à T16 de la plaquette 30C aux bornes convenables du boîtier. Comme représenté^ la plaque de masse 90 comporte deux 20 saillies latérales allongées 90A et 90B; le fil de connexion ¥4 relie la plage T4 de la plaquette à la saillie 90A de la plaque de masse, tandis que le fil de connexion ¥14 relie la plage T14 de la plaquette à la saillie 90B de la plaque de masse, les extrémités (non représentées)des saillies 90A et 90B sont en 25 contact avec la couche conductrice du boîtier faisant office d'écran de protection de la structure incluse. .la plaque de masse 90 comporte en outre deux courtes saillies 90C et 90D (situées respectivement en bas et en haut sur la figure) qui sont directement reliées aux connexions extérieures 14 et L14 res-30. pectivement. A titre d'exemple d'emploi de ces connexions, la broche extérieure prolongeant la connexion 14 est reliée à la masse du récepteur, tandis que la connexion 114 fait office de retour pour le condensateur 82 du filtre B+ associé à la sortie du transistor de régulation Q80 de la figure 4-35 Les signaux MP d'entrée issus du circuit d'accord 20 de la figure 4 sont appliqués à la borne T5 de la plaquette par l'intermédiaire de la connexion extérieure 15 et du fil' de liaison 70 07434 2034616 ¥5, tandis que les signaux de sortie MP à faible niveau issus de la borne T8 de la plaquette sont appliqués au. circuit d'accord 40 par l'intermédiaire du fil de liaison ¥8 et de la connexion extérieure Ii8. La borne de sortie 41 du circuit d'accord 40 est 5 reliée à la borne d'entrée T9 de l'amplificateur MP auxiliaire par 1'intermédiaire de la connexion L9 et du fil de ïaison ¥9, tandis que sa borne de sortie 42 est reliée à la borne d'entrée T10 de l'étage final d'amplification MP par l'intermédiaire de la connexion L10 et du conducteur ¥10. Les signaux de sortie MP 10 d'intermodulation audio sont prélevés sur la plaquette 30C au moyen de la connexion L1 et du conducteur ¥1. Le signal vidéo apparaissant à la sortie du filtre 92 d'élimination de la modulation audio montré sur la figure 5 est appliqué à la borne ÎÎ6 de la plaquette, et de là au conducteur de liaison ¥16 et à 15 la connexion extérieure L16. La borne T2 du circuit de CAG- 38 de la figure 4 reçoit les impulsions de déblocage issues de la source 70 par l'intermédiaire de la connexion L2 et du fil de liaison ¥2, tandis que la tension de sortie de ce même circuit 38 est appliquée au circuit 50 par 20 l'intermédiaire de la borne T3 de la plaquette, du fil de liaison ¥3 et de la connexion extérieure L3. Le signal pilote MP à faible niveau apparaissant à la borne T11 de la plaquette est appliqué au circuit d'accord fin 60 de la figure 4 par l'intermédiaire du fil de liaison ¥11 et de la connexion L11. La connexion 25 L13 et le fil de liaison ¥13 aboutissant à la plage de contact T13 de la plaquette acheminent le courant continu de contre réaction de stabilisation qui parvient à la borne d'entrée T10 de l'étage final d'amplification MP par l'intermédiaire du circuit d'accord 40. 30 Le courant continu de réglage de seuil acheminé par la résis tance 52 de la figure 4 est amené à la borne T7 de la plaquette par l'intermédiaire de la connexion L7 et du fil de liaison ¥7, tandis que le signal différé de GAG- en HP issu de la plaquette 30C est fourni aux ponts déphaseuœ 54, 55 depuis la borne _T6 de-la 35 plaquette par l'intermédiaire du conducteur de liaison ¥6 et de la connexion extérieure L6. La tension B+ apparaissant à la borne T12 de la plaquette 30C est appliquée à l'émetteur du transistor 70 07434 19 2034616 régulateur Q80 au moyen du fil de liaison ¥12 et de la connexion L12, la base du transistor régulateur étant reliée à la source de référence 39 par l'intermédiaire de la connexion 115, du fil ¥15 et de la borne T15 de la plaquette. 5 II ressort de 1'énumération qui vient d'être faite que la stabilité de fonctionnement recherchée par la présente invention n'est nullement compromise, étant donné qu'aucun signal MF de niveau élevé n'apparaît sur les plages des contacts de la plaquette, dans les fils de liaison et dans les connexions extérieures 10 de la structure montrée sur la figure 6. les figures 7, 8 et 9 représentent schématiquement un agencement particulier des éléments des circuits pouvant être intégrés de la plaquette 30C conformément au mode de réalisation de la figure 4. Sur ces figures, on a tenté de faire correspondre la 15 représentation des éléments de circuits avec les régions de la plaquette par lesquelles ils sont constitués pour une configuration particulièrement heureuse de ladite plaquette; toutefois, il est bien évident que cette correspondance ne peut être qu'approximative, et ne reflète la disposition réelle des éléments de circuits 20 qu'à l'échelle des différentes zones de la plaquette. Ainsi et par exemple, la figure 7 donne une représentation schématique des éléments de circuits situés dans la portion droite supérieure de la plaquette 30C de la figure 6, à savoir sa portion adjacente aux bornes T5» T6, T7, T8 et T4. les circuits représentés sur 25 la figure 7 correspondent à ceux symbolisés par le bloc pré-am-plificateur MF 31 de la figure 4- La figure 8 pour sa part donne une représentation schématique des circuits occupant les portions supérieure et centrale gauche de la plaquette 30C telle que vue sur la figure 6, à savoir les circuits situés au voisinage des 30 bornes T10, T11, T12, T13, T15> T16 et T14; ces circuits correspondent à ceux de l'étage final d'amplification MF 32, du détecteur vidéo 33 et de l'amplificateur vidéo 34 de la figure 4 ainsi qu'à la chaîne de diodes constituant la source 39 de la tension de référence de régulation sur cette même figure.. Enfin, la 35 figure 9 donne une représentation schématique des circuits occupant la région inférieure gauche de la plaquette 30C telle que vue sur la figure 6, c'est-à-dire les circuits adjacents aux bornes 70 07434 20 2034616 T1, T2 et T3, ainsi que les circuits situés dans la portion centrale de la plaquette, entre les bornes T1 et T9. Les circuits montrés sur la figure 9 correspondent à ceux symbolisés sur la figure 4 par les blocs figurant 1'amplificateur MF auxiliaire 35, 5 le détecteur d'intermodulation audio 36 et l'amplificateur MP audio 37 (ces circuits étant situés au sommet de la figure 9), ainsi que les éléments du circuit de CAG- 38 de la figure 4 (ces éléments étant situés à la partie inférieure de la figure 9)-Sur la figure 7, les signaux MF fournis par le circuit 10 d'accord 20 à la borne T5 de la plaquette sont directement appliqués à la base d'un transistor Q101 monté en émettodyne. l'émetteur de ce transistor est couplé à la borne de masse T4 non pas par.la résistance habituelle mais, pour des raisons qui apparaîtront ci-après, par la jonction collecteur-émetteur 15 d'un transistor Q119- les signaux apparaissant à l'émetteur du transistor Q101 sont appliqués à un atténuateur constitué par une résistance R101 et par la jonction émetteur-collecteur d'un transistor Q103. Une fraction du signal de sortie de 1'émettodyne apparaît en consé-20 quence à la jonction résistance-transistor, le degré d'atténuation dépendant de l'impédance que présente la jonction émetteur-collecteur du transistor Q103- le fonctionnement de ce réseau atténuateur sera décrit en plus de détails ci-après. la sortie du réseau atténuateur est appliquée par l'inter-25 médiaire d'une paire d'émettodynœ Q105 et Q107 montées en cascade à la base d'un.transistor Q109, la sortie des émettodynes montées en cascade apparaissant aux bornes de la résistance d'émetteur R107. le transistor Q109 forme avec le transistor Q111 un étage cascode à gain"élevé qui fournit le signal de sortie MF de faible 30 niveau apparaissant à la borne T8. Dans le montage cascode, le transistor Q109 est attaqué par sa base et mis à la masse par son émetteur, son collecteur étant directement relié à l'entrée, à savoir l'émetteur du transistor Q111, mis à la masse par sa base, la tension d'alimentation de l'étage amplificateur cascode 35 est fournie par la borne B+ T12 de la plaquette par l'intermédiaire d'une résistance extérieure 56 et de la bobine de la section d'entrée du circuit d'accord 40 montrée sur la figure 4. 70 07434 21 2034616 Comme déjà mentionné, en sus des signaux d'entrée MF, la borne T5 reçoit la tension de contrôle automatique de gain. En raison du couplage direct assuré par 1'émettodyne Q101, la résistance R101 et les émettodynes Q105 et Q107, la tension de 5 CAG agit directement sur la polarisation de la base du transistor Q109 du montage cascode. Les variations de la tension de CAG fournie sont de polarité propre à assurer un contrôle inverse de gain, de manière que lorsque l'intensité du signal reçu s'accroît, la tension de polarisation appliquée à la base du transistor Q109 10 devienne moins positive pour en conséquence réduire le gain du montage cascode. Il s'est avéré désirable d'assurer,, en sus des modifications du gain du montage cascode, une réduction de gain supplémentaire propre à limiter la variation de la tension appliquée à la base 15 du transistor Q109 lors de la réception d'un signal intense, de manière à éviter toute distorsion dans l'étage concerné. C'est à cet effet qu'est prévu l'atténuateur R101/Q103 précédemment décrit. Une description détaillée de tels réseaux atténuateurs et de leurs avantages est faite dans la demande de brevet 20 ÎT° (demande de brevet américain IT0 766.905 au nom de Monsieur Jack R. HARFORD pour "amplificateurs à large bande ", déposé le 11 octobre 1968). La commande de l'atténuateur de la figure 7 est assurée au moyen, d'un transistor Q113, dont la tension de collecteur est 25 fournie par une source extérieure incorporée au récepteur par l'intermédiaire d'une résistance extérieure 52 (montrée sur la figure 4), et dont la base reçoit la tension appliquée à la base du transistor Q109 grâce à la connexion assurée entre lesdites bases par la résistance R113. En l'absence de signal ou en cas 30 de signal faible, la base du transistor Q113 est suffisamment polarisée à conduction pour porter ledit transistor à saturation et en conséquence provoquer le blocage d'un transistor Q115 monté en émettodyne, dont la base est directement reliée au collecteur du transistor Q113 et dont l'émetteur est mis à la masse par 35 l'intermédiaire de résistances R115 et R116 montées en série. La base du transistor Q103 du réseau atténuateur susmentionné est directement reliée à l'émetteur du transistor émettodyne Q115; 7,0 07434 22 2034616 de la sorte, en l'absence de signal ou en cas de signal faible, le transistor Q103 sera vraisemblablement bloqué, et en conséquence, le réseau RÎ01/Q103 n'introduira qu'une atténuation relativement faible. Par contre, à la réception d'un signal fort, la diminution 5 de la tension de CAGr appliquée à la base du transistor Q109 est assez prononcée pour que le transistor Q113 quitte l'état saturé, et que par suite sa tension de collecteur augmente jusqu'à un niveau suffisant pour polariser à conduction le transistor émettodyne Q115. L'émetteur de ce transistor suit en conséquence 10 l'augmentation de sa tension de base, et le transistor Q103 commence à conduire lorsque l'émetteur du transistor Q115 est porté à une tension positive suffisante pour vaincre la polarisation inverse appliquée à l'émetteur du transistor Q103. A la réception de signaux d'intensité supérieure à celle considérée 15 ci-dessus, l'impédance présentée par la jonction émetteur-collecteur du transistor Q103 décroît en proportion de l'augmentation de l'intensité du signal, ce qui a pour effet d'introduire une atténuation d'autant plus importante du signal ME appliqué à la base du transistor Q109. 20 Un transistor supplémentaire Q11T alimente la borne de sortie T6 où apparaît le signal différé de GAG- en HP; la base de ce transistor est directement reliée à la jonction entre les résistances R115 et R116 insérées dans le circuit d'émetteur de 1'émettodyne Q115. L'émetteur du transistor Q117 est mis à la 25 masse à travers une résistance R117, tandis que son collecteur est relié à la borne T6 de la plaquette et par la résistance extérieure 58 de la figure 4 à la borne T12 (tension B+).. En - l'absence de signal ou en cas de signal faible provoquant le blocage du transistor Q115, le transistor Q117 est également 30 bloqué. Par contre, lorsque l'intensité du signal est suffisamment élevée pour que 1'émettodyne Q115 conduise, la base du transistor Q117 se trouve polarisée à conduction et ledit transistor commence à conduire. Le réglage du seuil de fourniture du signal de CAG-35 en HP peut être assuré extérieurement, par exemple en choisissant la valeur de la résistance 52 -(figure 4) pour fixer le courant de saturation du transistor Q113- 70 07434 23 2034616 Pour un signal de niveau supérieur à la valeur de seuil choisie c'est-à-dire pour des niveaux de signal de CAG- supérieurs à celui suffisant pour faire sortir le transistor Q113 de l'état saturé, et par suite porter à conduction les transistors Q115 ç et Q117, la tension apparaissant à la borne T6 varie en conformité avec la tension de CAG- appliquée à la base du transistor Q107. Cette tension variable, ramenée à un niveau inférieur par l'action du réseau 54 (figure 4), constitue la tension de CAG- différé propre à assurer le contrôle de l'amplificateur SP du tuner 18. ■jg On remarquera que de manière avantageuse, le seuil associé au transistor de CAG—HF Q117 est inférieur au seuil associé au transistor atténuateur Q103. C'est dire que la commande automatique de gain en HP se produit pour une moindre intensité de signal (telle que reflétée par la tension de CAG-) que celle pour laquelle 1 c; l'atténuateur entre en action. En fait, et de préférence, la totalité de la plage d'action de la commande automatique de gain en HF doit être parcourue avant que ne débute l'action de l'atténuateur. Ainsi et par exemple, dans le circuit représenté, le transistor de CAG- en HF Q117 parvient à saturation pour une 20 tension d'émetteur du transistor Q115 inférieure à celle pour laquelle débute la conduction du transistor atténuateur Q103. On remarquera encore que dès qu'une atténuation est introduite par la conduction du transistor Q103, une boucle de contre-réaction en courant continu et à gain relativement élevé se ferme, 25 et qu'en conséquence, la polarisation de la base du transistor Q109 est maintenue sensiblement constante s'il se produit un nouvel accroissement de la tension de CAG- appliquée à la borne T5. C'est dire que la séquence de commande comporte au moins trois phases distinctes : dans une première phase, pour un signal ^0 relativement faible, la commande automatique de gain n'agit que pour modifier le gain de l'étage cascode Q109, Q111; dans une seconde phase, pour un niveau de signal moyen, les variations du gain de l'étage cascode s'accompagnent de modifications du gain en HF; enfin, dans une troisième phase, pour un signal intense, la commande automatique de gain n'agit pratiquement que sur le fonctionnement du réseau atténuateur B.1Q1- Q103. Comme il a été déjà mentionné, la jonction collecteur- 70 07434 24 2034616 émetteur du transistor Q119 assure la mise à la masse de l'émetteur du transistor d'entrée QT01 monté en émettodyne. Cet emploi du transistor Q119 à la place de l'habituelle résistance d'émetteur a pour but d'assurer la fourniture d'un courant sensiblement 5 constant aux émetteurs des transistors Q101 et Q103, ce courant étant d'intensité suffisante pour empêcher toute limitation de la plage d'action du CAG- par "détournement de courant"sur le transistor Q101 par l'effet du transistor Q103 . C'est dire que la réception d'un signal fort, lorsque le transistor QT03 est 10 porté à conduction et soutire un courant de plus en plus intense, il se produit une réduction concomittante du courant traversant le transistor Q101. Pour éviter le blocage de ce dernier dans ces conditions, les émetteurs doivent "voir" une source de courant adéquate; le transistor Q119 constitue une telle source, sous 15 réserve que sa base soit convenablement polarisée pour assurer la fourniture d'un courant constant de l'intensité désirée, le courant requis pour la polarisation du transistor source Q119 est prélevé sur l'émetteur de 1'émettodyne Q105 par un réseau de polarisation comprenant en série les résistances RI04, R105 20 et une diode de stabilisation D101 montée en sens direct, la base du transistor Q119 étant reliée à la jonction desdites résistances. l'impédance totale de ce circuit série, est choisie de manière à ce que soit fourni un courant de polarisation propre à maintenir le courant constant à la valeur requise. L'impédance 25 de la résistance R104 est suffisamment grande par rapport à celle de la résistance R105, afin que le transistor Q119 n'introduise aucune modification significative de la tension de CAG-lors du fonctionnement à signal faible. Les circuits de la figure 7 comprennent en outre un réseau 50 d-"e découplage destiné à fournir les tensions d'alimentation aux différents transistors mentionnés ci-dessus. La tension B+ ( par exemple égale à 11 volts) disponible à la borne T12 de la plaquette est appliquée à un simple.réseau de découplage comprenant en série une résistance R119 et une diode Zener Z101. Bien 25 que ce simple réseau assure un découplage adéquat, le fonctionnement de la diode Zener peut introduire un facteur de bruit excessif dans la tension apparaissant à ses bornes. En conséquence, 70 07434 25 2034616 la tension aux bornes de la diode Zener Z10Î est appliquée par l'intermédiaire d'un émettodyne Q121 à un filtre actif séparateur de bruits comprenant le transistor Q123, la résistance R121 et le condensateur C101. Le collecteur du transistor Q123 est 5 directement relié à l'émetteur du transistor Ql2t. La résistance R121 relie la base du transistor Q123 à l'émetteur du transistor QÎ21, tandis que le condensateur C101 est monté entre la base du transistor Q123 et la borne de masse T4. On dispose ainsi à l'émetteur du transistor de filtrage Q123 d'une tension B+ 10 pratiquement dépourvue de bruit et convenablement découplée des autres circuits reliés à la borne T12. Il s'est en outre avéré avantageux de découpler les collecteurs des transistors Q101 et Q103 par rapport auxcollecteuas des étages consécutifs dans les circuits de la figure 7- A cet effet, le transistor Q123 est 15 du type à deux émetteurs, le premier fournissant la tension B+ aux collecteurs des transistors Q101 et Q103, tandis que son second émetteur constitue une source indépendante de tension B+ pour les collecteurs des transistors Q105, Q107, Q109 et Q115. La base du transistor Q111 de l'amplificateur cascode est également 20 couplée à cette dernière source de tension B+. Comme-montrée sur la figure 8, la borne d'entrée MP T10 (reliée à la sortie du circuit d'accord 40 de la figure 4) est directement reliée à la base d'un transistor Q201, également du type à deux émetteurs. Ce transistor Q201 peut en conséquence 25 fournir en montage émettodyne deux tensions de sortie indépendantes. L'une des sorties prélevées aux bornes de la résistance d'émetteur R201, est appliquée à la borne T11 de la plaquette pour assurer l'excitation du circuit d'accord fin-60 du montage de la figure 4. Le transistor Q201 a donc pour premier rôle d'isoler du circuit 30 d'accord 40 la borne T11, sur laquelle est prélevée l'excitation du circuit d'accord 20, en vue d'éviter que l'entrée de ce dernier circuit ne charge exagérément le circuit d'accord 40. Une seconde fonction du transistor Q201, assurée par son deuxième émetteur, est de fournir des signaux à la base d'un transistor amplificateur 35 Q203 à sortie sur collecteur , qui constitue en fait le second étage d'amplification MF. La charge de collecteur du transistor amplificateur Q203 comprend "une résistance R203 montée en série 70 07434 2034616 avec la jonction émetteur-collectexir d'un transistor de réaction Q209 qui sera décrit ci-après. Un transistor Q205 monté en émettodyne et pourvu d'une résistance d'émetteur R205 applique les signaux apparaissant au 5 collectexrr .du transistor Q203 à la base d'un second transistor amplificatexir Q207 à sortie sur collectexir , qui constitue l'étage final d'amplification MF. la charge de collecteur du transistor amplificatexir Q207 comprend une paire de résistances R206, R207 montées en série, la "base du transistor de réaction 10 Q209 est directement reliée à la jonction des résistances R206 et B.207, ledit transistor constituant un émettodyne par lequel une boucle de contre-réaction est fermée sxir l'étage final d'amplification MF Q207- Cette boucle de contre-réaction non sexilement stabilise le point de fonctionnement du transistor 15 Q207 à 1'encontre des variations de paramètrestels que la température et la tension d'alimentation, mais encore assure par voie dynamique la réduction de l'impédance de sortie de l'étage final d'amplification MF. l'effet stabilisateur de la contre-réaction s'ajoute à la stabilisation du point de fonctionnement 20 du transistor amplificateur Q207 assxirée par sa résistance d'émetteur R208. Une correction de phase est introduite par un condensateur C208 shuntant la résistance R208, poxir amener le signal de contre-réaction a la phase requise. la sortie MF apparaissant sur le collecteur du transistor 25 Q207 est appliquée à la base d'xm transistor Q211 faisant office de détecteur émettodyne du signal MF. la charge de ce détecteur comporte xin condensateur 0211 shunté par une résistance R211 montée- en série avec la jonction collecteur-émetteur d'xui transistor Q227 (dans la fonction qui sera décrite ci-après). 30 Un filtre MF comprenant une résistance en série R212 et un conden-satexzr en dérivation C212 est interposé entre la charge du détecteur et la base d'un transistor Q213 monté en émettodyne. les signaux vidéo détectés apparaissant .sur l'émetteur du transistor émettodyne,Q.2l3 sont appliqués aux bornes d'un montage 35 en série comprenant xine résistance R213 et une diode D201.. Cette dernière, polarisée en sens-direct, shunte directement la jonction base-émetteur d'un transistor amplificateur vidéo Q215- Pour 70 07434 27 2034616 assurer 1'écrêtement du signal vidéo, la résistance R213 est shuntée par un circuit RC série comprenant une résistance R214 et un condensateur C214. Une diode Zaner Z201 est branchée ente la jonction de-la résistance R2f4 et du condensateur C214 5 d'une part et la borne de masse T14 d'autre part, sa fonction étant de limiter la charge du condensateur C214 et donc d'empêcher une accumulation de charges dans le condensateur filtre C212 par l'effet des impulsions de bruit. Un écrêtement additionnel est'assuré par -un condensateur 0213 monté entre 10 l'émetteur du transistor détecteur Q211 et l'émetteur du transistor émettodyne Q213. De la sorte, les circuits vidéo HF contournent le filtre MP, ce qui réduit les effets d'étouffement de haute fréquence introduits par ce filtre. L'étage amplificateur vidéo constitué par le transistor Q215 15 présente la configuration originale décrite notamment dans la demande de brevet N° (demande de brevet américain ÏT° 772.245 déposé le 31 octobre 1968 au nom de Monsieur Steven STECELER). Dans une telle configuration, les signaux et un courant de polarisation unidirectionnel sont simultanément appliqués 20 par l'intermédiaire d'une résistance à une diode montée en parallèle avec la jonction base-émetteur d'un transistor et dans le même sens, pour ainsi constituer un amplificateur linéaire à large plage de signaux de sortie en régime dynamique. La sortie peut avantageusement être liée à une tension continue de référence, 25 le gain de l'étage étant essentiellement déterminé par un rapport de résistances, et par suite étant indépendant des variations des caractéristiques du transistor. Comme il est indiqué dans la demande de brevet N° (demande de brevet américain au nom de Monsieur A. LIMBERG- pour 30 "circuit de transposition de signal") des difficultés peuvent se produire pour l'obtention des pleines possibilités de réponse dynamique de la configuration Steckler susmentionnée, et par suite une limitation du gain obtenu, si le courant continu associé aux signaux à traiter et appliqué aux: circuits excités 35 par la base dépasse l'intensité requise pour obtenir le point de fonctionnement optimal en vue d'un traitement de signal déterminé. L'emploi de l'amplificateur vidéo particulier montré 70 07434 28 2034616 sur la figure 8 implique la pleine utilisation de ses possibilités de sortie en régime dynamique (c'est-à-dire de B+ jusqu'à plusieurs le rapport de la résistance de collecteur R215 à la résistance d'entrée R213 étant choisi en vue d'assurer un gain optimal 5 pour le niveau prévu de la sortie du détecteur. A cet effet, il serait souhaitable que le courant de polarisation en l'absence de signal soit tel que la jonction base-émetteur du transistor Q215 se trouve à la limite de conduction, et qu'en conséquence le point de fonctionnement du collecteur en l'absence de signal 10 se situe au niveau B+, et que le signal de sortie puisse utiliser toute la plage de sortie dynamique. Il est pratiquement impossible d'assurer une valeur aussi précise du courant de polarisation traversant la résistance R213 dans toutes les conditions de fonctionnement et d'un circuit à un autre. Pourtant, il est proposé 15 dans la demande de brevet Limberg susmentionnée d'utiliser un circuit de polarisation à auto-compensation, garantissant que les conditions de polarisation requises puissent être obtenues en dépit de l'incertitude sur la valeur du courant dans la résistance R213 • 20 Conformément aux suggestions de limberg, les circuits de la figure 8 incluent un transistor Q225, dont la jonction collec-teur-émetteur est directement shuntée par la diode D201. Une seconde diode D202 est directement montée en parallèle aux bornes de la jonction base-émetteur de ce même transistor. On peut 25 démontrer que si la diode D202 est constituée par un transistor identique au transistor Q225 mais dont la jonction collecteur-base est court-circuitée et que si ladite diode est polarisée en sens direct par un courant déterminé, le collecteur du transistor Q225 ne pourra que soutirer un courant équivalent, quelles 30 que soient les variations de température. Comme la résistance R213 achemine un courant de polarisation identique à celui traversant la diode D202, ce courant de polarisation traversa pratiquement intégralement la jonction collecteur-émetteur du transistor Q225 empêchant ainsi qu'un courant de polarisation excessif susceptible 35 de limiter la place de fonctionnement s'écoule dans la diode D201 et la diode base-émetteur du transistor d'amplification vidéo Q215. 70 07434 29 2034616 Afin de permettre le contrôle susmentionné du courant traversant la diode D202, le circuit de la figure 8 comporte un montage comprenant des transistors Q221 et Q223 montés en émettodyne. la base du transistor Q221 est reliée au collecteur du transistor 5 Q207 de l'étage final d'amplification MP par lfintermédiaire d'une résistance B.220. Cette dernière coopère avec un condensateur C220 monté entre la base du transistor Q221 et la borne de masse T14 pour constituer un filtre MF interdisant la détection du signal par le transistor Q221. En négligeant pour l'instant la 10 légère chute de tension à travers la résistance R220, le potentiel de polarisation appliqué à l'émetteur de 1'émettodyne Q221 en l'absence de signal doit exactement correspondre au potentiel de polarisation appliqué en l'absence de signal à l'émetteur du transistor détecteur Q211, et doit en suivre les modifications 15 lors des variations de paramètrestels que la température et la tension B+. l'émetteur du transistor Q221 est relié à la diode D202 par un circuit de courant continu comprenant en série une résistance R221, la jonction base-émetteur du transistor émettodyne Q223 et la résistance R223. les valeurs des résistances 20 R221 et R223 seront choisies sensiblement égales à celles des résistances R212 et R213 du circuit de sortie du détecteur, de manière que le courant traversant la diode D202 corresponde étroitement à celui passant dans la résistance R213 en l'absence de signal. De la sorte, si la structure des transistors Q221 25 et Q223 reproduit celle des transistors Q211 et Q213 avec la précision que permet d'atteindre la fabrication des circuits intégrés, la correspondance étroite susmentionnée peut être facilement maintenue en dépit des variations de la température et de la tension B+. 30 Comme indiqué dans la demande de brevet français ÎT° déposée le 24 février 1970 pour "circuits détecteurs", il est avantageux pour le bon rendement de détection d'appliquer un courant de polarisation direct par le détecteur émettodyne Q211 ; toutefois, pour des performances de détection optimales, ce 35 courant de polarisation ne doit pas dépasser celui requis pour polariser la diode détectrice au voisinage du coude de sa caractéristique. Conformément aux principes de polarisation décrits 70 07434 30 2034616 dans la demande susmentionnée au nom de Harford, une résistance B.211 est branchée entre l'émetteur du transistor détecteur Q211 et l'émetteur du transistor émettodyne Q221. Comme déjà mentionné, les tensions appliquées aux émetteurs de ces deux transistors 5 ne sont que très peu différentes, la valeur de la résistance R211 est choisie de manière que pour les valeurs prévisibles de cette différence des tensionsde polarisation dans des plaquettes successivement fabriquées, le courant de polarisation obtenu en l'absence de signal tombe au-dessous du coude de la caractéristique, et 10 soit par exemple de l'ordre de 5 à 50 microampères. Comme il est par ailleurs indiqué dans la demande Harford susmentionnée, il est possible que l'emploi des circuits de polarisation décrits ci-dessus aboutisse dans certaine conditions à une polarisation inverse du transistor émettodyne Q221 lors 15 de la détection d'un signal de forte amplitude, le transistor précité Q227 est prévu pour exclure cette éventualité, sa jonction collecteur-émetteur étant montée entre la résistanceB211, côté émetteur du transistor Q221, et la connexion de masse T14. la base du transistor Q227 est directement reliée à la base du 20 transistor amplificateur vidéo Q215. l'impédance de la jonction collecteur-émetteur du transistor Q227 varie en raison inverse de l'amplitude du signal détecté, ce qui permet le traitement par les détecteurs de sigraix de forte amplitude sans que l'effet d'annulation mutuelle des courants de polarisation précédemment 25 décrit s'en trouve affecté. le signal -de sortie vidéo apparaissant sur le collecteur du transistor amplificateur vidéo Q215 est appliqué'à la borne de sortie vidéo T16 par l'intermédiaire de deux étages émettodynes en cascade comportant les transistors Q217 et Q219* la jonction 30 collectexir-émetteur du transistor Q229 est branchée entre l'émetteur du transistor émettodyne de sortie Q219 et la connexion de masse Ï14. l'émetteur du transistor émettodyne précédent Q217 est relié au collecteur du transistor Q229" par sa résistance de charge d'émetteur R217. le transistor Q229 constitue effectivement 35 une source de courant constant pour les émetteurs des transistors Q217 et Q219. le courant de polarisation du transistor d'alimentation Q229 est prélevé sur la base du transistor Q225 au moyen 70 07434 31 2034616 de la résistance de polarisation R229 reliant les bases des transistors Q225 et Q229. La protection du transistor émettodyne de sortie Q219 à 1'encontre de tout effet néfaste des tensions appliquées à la borne de sortie T16 est assurée par la résistance de 5 limitation de courant R219, monté entre le collecteur du transistor Q219 et la borne de tension B+ Ï12. Comme il a été déjà noté lors de la description du montage de la figure 4, il est avantageux pour la stabilisation du point de fonctionnement des organes de l'étage final d'amplification 10 MF 32 d'associer à ce dernier une boucle de contre réaction en courant continu, la borne T13 de la plaquette 30C étant prévue à cet effet. L'ensemble des transistors Q221, Q223 et Q225, assurant la fonction susmentionnée de compensation des courants de polarisation du transistor amplificateur vidéo Q215, facilite 15 la réalisation de cette boucle de contre réaction. Du fait de la présence du filtre MF R220-C220, la tension appliquée à l'émetteur du transistor émettodyne Q221 est une tension continue exempte de tout signal, par laquelle est fixé le point de fonctionnement du collecteur du transistor final Q207 de l'amplificateur 20 MB1. Un condensateur C221 coopère avec la résistance en série R221 pour assurer un filtrage de signal supplémentaire vis à vis de la base du transistor consécutif Q223. Par l'insertion d'une charge résistive R224 dans le circuit de collecteur du transistor Q223, on obtient sur ce dernier une tension amplifiée, cozrectement 25 filtrée et de phase inverse, correspondant à la tension de sortie continue de l'étage final de l'amplificateur MF. Le montage en série de la diode Zener Z202 et de la résistance R202 est branché entre le collecteur du transistor Q223 et la borne de-masse T14, la borne Ï13 de la plaquette étant reliée à la jonction entre 30 ces deux éléments. Le réseau ainsi constitué modifie la phase de la tension en opposition de manière à ramener sa composante continue à une amplitude compatible avec son application à la borne d'entrée de l'étage final d'amplification MF"10 par l'intermédiaire des connexions extérieures montrées sur la figure 4. 35 Une résistance R230 montée en série avec "une diode Zener Z203 est branchée entre la borne de tension B+ 112 et la borne de masse T14 afin de faire apparaître aux bornes de ladite diode 70 07434 . 2034616 Zener une tension d'alimentation réduite et régulée pour les collecteurs des transistors émettodynes Q201 et Q205. Le circuit représenté sur la figure 8 comprend en outre une chaîne de diodes comprenant la diode D203 montée en série avec une paire de diodes 5 Zener Z204 et Z205, ladite chaîne reliant la borne T15 de la plaquette à la borne de masse Ï14. Comme montrée sur la figure 4, la borne T15 est directement reliée à la base du transistor, régulateur Q80, tandis qu'une résistance 84 relie la borne T15 au pôle positif d'une source d'alimentation incorporée au récep-10 teur. les diodes Zener Z204 et Z205 agissent pour maintenir à une tension de référence la base du transistor régulateur, la diode D203 polarisée en sens direct étant interposée pour compenser l'effet des coefficients de température positifs des diodes Zener. 15 lors du fonctionnement du montage de la figure 8 dans un récepteur correspondant au schéma de la figure 4, l'excursion du signal à la borne de sortie vidéo T16 est d'environ 7 volts entre les pics de blanc et le sommet des impulsions infra-noires de synchronisation, qui se situent respectivement à 8 volts et 20 0,7 volt environ. Dans ces conditions, les circuits d'amplification vidéo assurent une bonne élimination du bruit, étant donné que les impulsions de bruit ne peuvent pas ramener la tension de sortie à un niveau inférieur à celui de la masse. En conséquence, les tensions de bruit sont écrêtées au niveau 0,7 volt des impulsions 25 de synchronisation. Toutefois, cette élimination de l'effet du bruit n'est obtenue qu'à la condition que la commande automatique de gain fonctionne convenablement en présence d'impulsions de bruit. Si le circuit de CAG était sensible aux impulsions de bruit, le niveau de sortie vidéo pourrait être indûment réduit, ce qui 30 permettrait aux tensions de bruit de dépasser 0,7 volt,au-delà des impulsions de synchronisation. Pour éviter cet effet néfaste des impulsions de bruit, le circuit de CAG de la plaquette 30C est pourvu de protections qui vont être décrites ci-après en relation avec la figure 9. 35 . Dans le circuit de CAG représenté à la partie inférieure de la figure 9, deux résistances R300 et B.301 montées en série constituent une.liaison en courant continu entre la. borne de sortie 70 07434 33 2034616 vidéo T16 (figure 8) et la base d'un transistor commutateur Q301. En l'absence de signal vidéo, la polarisation directe assurée par cette liaison rend" conductrice la jonction base-émetteur du transistor Q301. Toutefois, on remarquera que le collecteur de 5 ce transistor n'est pas maintenu à un potentiel fixe, et ne reçoit, à des instants déterminés, que des impulsions de calage positives fournies par l'intermédiaire de la borne T2 par des circuits extérieurs comprenant la source d'impulsions de calage 70 et la résistance 72 en série. 10 Les impulsions de calage apparaissant à la borne T2, de préférence plus larges que les impulsions de synchronisation horizontale, sont appliquées au. collecteur du transistor commutateur Q301 par une liaison comprenant en série une diode Zener Z301 et deux résistances R303 et R302. La diode Zener Z301 15 fait office d'écrêteur pair réduire l'influence des ondulations entre impulsions. Dans les conditions normales de polarisation susmentionnées, le transistor Q301 est rendu conducteur à l'arrivée de chaque impulsion de calage, ce qui ramène la tension de son collecteur jusqu'à une valeur à peine supérieure, par exemple de 20 0,2 volt ,à celle de la tension appliquée à la connexion de masse T14, à laquelle l'émetteur du transistor Q301 est directement relié. Lorsqu'un signal vidéo est présent à la borne de sortie -vidéo T16, l'amenée à conduction du transistor commutateur Q301 25 par les impulsions de calage dépend de l'amplitude du signal vidéo pendant'la durée desdites impulsions. Si les impulsions de calage fournies par la source 70 sont décalées de manière à correspondre dans le temps aux impulsions de synchronisation horizontales présentes dans le signal vidéo détecté, il est bien 30 évident que pour une amplitude déterminée du signal vidéo détecté, la conduction du transistor Q301 peut être empêchée pendant une fraction de la durée des impulsions de calage. C'est dire que si l'amplitude du signal vidéo est telle que les pics de synchronisation deviennent inférieurs à la tension (environ 0,7 35 volt), la polarisation en sens direct de la base du transistor Q301 peut devenir insuffisante durant les impulsions de synchronisation pour que la jonction collecteur-émetteur du transistor 70 07434 34 2034616 commutateur. soit portée à - conduction. Si par contre l'amplitude du signal vidéo est telle que les pics de synchronisation ne soient pas inférieurs à. la tension -la jonction collecteur-émetteur du transistor Q301 peut être portée à conduction pendant 5 toute la durée de l'impulsion de calage. les conséquences de cette conduction contrôlée du transistor Q301 vont maintenant être décrites en tenant compte de l'adjonction d'un transistor Q303 dont la base est reliée à la jonction des résistances R302 et R303 susmentionnées, et d'une diode D30f 10 montée en parallèle sur la jonction collecteur-émetteur du transistor Q3Q1 et polarisée en sens direct par les impulsions de calage. On remarquera tout d'abord que pour les valeurs du signal permettant la conduction de la jonction collecteur-émet-teur du transistor Q30Î, la diode D301 est bloquée. En effet, 15 la conduction du transistor Q301 réduit la tension entre l'anode et la cathode de la diode D301 jusqu'à un niveau inférieur à celui (par exemple le niveau de 0,7 volt) requis pour porter ladite diode à conduction, la valeur de la résistance R302 reliant le collecteur du transistor Q301 et l'anode de la diode 20 D301 à la base du transistor Q303 est choisie suffisamment faible pour que le courant soutiré à travers cette résistance par le transistor Q301 porté à conduction durant une impulsion de calage crée dans ladite -résistance une chute de tension de valeur insuffisante (même en tenant compte de la chute de tension égale à 25 0,-2 volt aux bornes du transistor Q301 conducteur) pour porter à conduction le transistor Q303. Au contraire, pour des valeurs du signal interdisant la conduction du transistor Q30Î, l'effet de blocage de ce dernier est supprimé, et la diode D3G1 peut donc être portée à conduction en réponse aux impulsions de calage, 30 la chute de tension 0,7 volt (V^g)aux bornes de la diode conductrice, augmentée" :de la chute de tension dans la résistance R302,étant suffisante, pour polariser à conduction la jonction base-émetteur du transistor Q303 qui devient donc conducteur. Pour apprécier l'effet du contrôle de la commutation à 35 conduction du transistor Q303, il convient de se reporter aux circuits extérieurs de la figure 4 associés à la borne de sortie T3 du circuit de GAG-, et à laquelle le collecteur du transistor 70 07434 2034616 Q303 est directement relié. Comme montré sur la figure 4, la borne T3 de la plaquette est reliée à la prise intermédiaire d'un pont diviseur de tension formé par deux résistances 74 et 75 montées en série entre un pôle C d'une source d'alimentation et 5 la masse du châssis. Pour la commodité de la présente description, la source de tension C, découplée à la masse par un condensateur 73 et reliée à la borne de tension B+ T12 par une résistance chutrice 56, peut être considérée comme une source fournissant une tension continue fixe. Un condensateur de stockage 76 est 10 monté entre la borne T3 et la jonction des résistances 74 et 75. lorsque le transistor Q303 relié à la borne T3 n'est pas conducteur, le condensateur 76 se charge lentement à travers la résistance 74 sensiblement jusqu'à la tension de la source C. Toutefois, chaque fois que le transistor Q303 est commuté à 15 conduction, sa jonction collecteur-émetteur permet la décharge du condensateur 76 àun rythme plus rapide . ' la tension apparaissant aux bornes du condensateur 76 peut donc varier d'une part en croissant lentement durant les intervalles de balayage et éventuellement durant les impulsions de calage lorsque le 20 transistor Q303 ne peut pas être commuté à conduction, et d'autre part en décroissant rapidement lorsque le transistor Q503 est conducteur durant lesdites impulsions de calage. A long 'terme, la plus ou moins grande fréquence des périodes de conduction du transistor Q303 est reflétée par la valeur d'une 25 tension continue prélevée avec filtrage aux bornes du condensateur 76. la résistance 77 et le condensateur 78 montés en série aux bornes du condensateur 76 assurent le filtrage susmentionné, la tension de CAG- en MP filtrée apparaissant à leur jonction pour être appliquée par le réseau 20 à la borne d'entrée MP T5- 30 le fonctionnement global du circuit de CAG- tend à maintenir la valeur de crête des impulsions de synchro appliquées à la borne de sortie vidéo T16 à un niveau sensiblement égal à la tension V, constituant le seuil de commutation du transistor be Q301. les accroissements des amplitudes du signal vidéo tendent 55 à réduire les pics de synchronisation au-dessous du niveau ce qui produit le blocage du transistor Q301 et par suite permet aux impulsions de calage d'amener le transistor Q303 à conduction; 70 07434 2034616 la décharge corollaire du condensateur 76 réduit la tension (positive) appliquée à la borne T5, ce qui assure, comme indiqué à propos de la figure 7, une réduction compensatrice des signaux HP soumis à détection. Toute réduction de l'amplitude du signal 5 - vidéo empêche le blocage du transistor Q301 durant les pics de synchronisation, et donc la conduction du transistor Q303 durant les impulsions de calage; d'une manière corollaire, la charge ininterrompue du condensateur 76'fait augmenter la tension positive appliquée à la borne T5, ce qui entraîne une augmentation compen-10 satrice du gain en MP. Le dispositif de CAG- décrit interdit tout blocage, en raison de sa capacité à développer rapidement un contrôle de gain adéquat à partir des impulsions de synchronisation verticale de signaux reçus hors de synchronisation. Ce problème de "blocage" se présente, 15 par exemple, lors de la commutation d'un récepteur d'un émetteur faible à un émetteur très intense. Dans ces conditions, un récepteur non équipé pourrait assurer le traitement à gain maximal de signaux très intenses, ce qui conduirait à l'élimination des impulsions de synchro dans les circuits vidéo, et par suite à 20 la perte du synchronisme de fonctionnement des circuits de déviation. Si des dispositions appropriées ne sont pas prises à cet égard, un système de CAG- du type calé pourrait être incapable d'assurer un contrôle de gain suffisant (lorsqu'il n'existe plus de relation synchrone entre les impulsions de synchro reçues et 25 les impulsions de calage dérivées des circuite de balayage) pour ramener le gain du récepteur à un niveau évitant toute élimination des impulsions de synchro. En l'absence de telles dispositions, le récepteur serait effectivement bloqué hors de synchronisme. Dans le dispositif de CAG- décrit ci-dessus, s'il se produit 30 un blocage hors de synchronisme, le défaut de coïncidence entre les intervalles de synchro horizontal et les impulsions de calage fournies par la source 70 empêchent le blocage du transistor Q301 durant les intervalles de synchro horizontale, en dépit du niveau élevé du signal vidéo détecté. Néanmoins, un contrôle de 35 gain automatique sera assuré durant le premier intervalle de synchronisation verticale succédant à la perte de synchronisation. De la sorte, en cas dé blocage hors de synchronisme et de 70 07434 2034616 réception simultanée de signaux vidéo intenses, les pics du signal appliqués à la base du transistor QJ03 durant les longs intervalles de synchronisation verticale maintiennent le transistor Q301 bloqué pendant toute la durée de l'impulsion de calage. Ceci aboutit à 5 une séquence de périodes de conduction du transistor Q303 relativement longues. Pour un choix adéquat des paramètres déterminant l'intensité du courant de décharge, la décharge durant les intervalles de synchronisation verticale peut être réglée de manière à faire rapidement diminuer la tension continue appliquée à la 10 borne T5, ce qui empêche l'établissement du blocage hors de synchronisme susmentionné. Une conséquence des dispositions susmentionnées empêchant le blocage est de conférer au circuit de CAG- décrit une capacité corollaire à répondre de manière néfaste aux impulsions de bruit. 15 En d'autres termes, des impulsions de bruit de niveau supérieur à celui des impulsions de synchronisation peuvent "affoler" le circuit de CAG- en entraînant une réduction inutile du gain de l'amplificateur MF, avec pour conséquence la production d'images pâles et à faible contraste lorsque des impulsions de bruit se 20 présentent. Comme déjà indiqué, un tel fonctionnement du circuit de CAG- compromettrait par ailleurs l'élimination des signaux de-bruit normalement assurée dans les circuits vidéo, d'où découleraient des risques de mauvaise synchronisation des circuits de déviation et d'autres défauts de fonctionnement du récepteur. 25 En conséquence, le circuit de CAG- de la figure 9 comporte des dispositions supplémentaires interdisant son excitation par des impulsions de bruit. Les circuits de protection contre le bruit comprennent un transistor Q309 normalement non conducteur, dont le collecteur 30 est directement relié à la borne d'entrée T2 des impulsions de calage, tandis que son émetteur est relié à la borne de masse T14 par l'intermédiaire d'une charge R309. Le montage en série de la jonction collecteur-émetteur du transistor Q309 et de la résistance R309 constitue pour les impulsions de calage appliquées 35 à la borne T2 une charge en parallèle avec les circuits à fonctionnement contrôlé déjà décrit. Lorsque le transistor Q309 se trouve dans son état normal non conducteur, cette charge 70 07434 38 2034616 additionnelle n'a aucune influence sur la détermination du courant acheminé par la diode Zener Z3Q3 et la résistance R303 jusqu'au circuit de "base précédemment décrit du transistor Q303. Par contre, lorsque le transistor Q309 est porté à conduction^ le courant 5 fourni par la source d'impulsions de calage est en conséquence dérivé hors de la liaison diode Z303' résistance R303; si un courant d'intensité suffisante est dérivé,' la tension disponible à la base du transistor Q303 durant les impulsions de calage devient insuffisant pour permettre la conduction dudit transistor, même ÎO si le transistor commutateur Q301 vient à être bloqué. le transistor Q309 constitue donc un organe de commande qui peut être employé pour la protection-recherchée contre le bruit. Des circuits de polarisation sont en conséquence associés à la base du transistor Q309 de manière qu'en présence d'impulsions 15 de bruit, si une impulsion de bruit bloque accidentellement le transistor Q301, la conduction du transistor Q303 soit totalement supprimée ou simplement restreinte pour réduire l'intensité du courant de décharge, la source des impulsions de calage se trouvant chargée par le transistor Q309. Un condensateur C304 monté entre 20 la jonction des résistances R300, R301 acheminant le signal vidéo et la base d'un transistor Q305 forme un circuit dérivateur avec une résistance R304 montée entre ladite base et la borne de masse T14- La dérivation des fronts négatifs des impulsions de bruit superposées au signal vidéo en présence de bruit provoque donc 25 la production d'impulsions respectivement négativeset positives en réponse aux.fronts et queues d'impulsions de bruit respectivement-. Le transistor Q305, monté en émettodyne, fait office de détecteur des queues des impulsions produites par le circuit• 30 dérivateur. La charge de ce détecteur comprend un condensateur de stockage C305 shunté par l'impédance en courant continu de la jonction base-émetteur d'un transistor émettodyne Q307 monté entre.1'émetteur du transistor Q305 et la base du transistor Q309, ainsi que par la jonction base-émetteur 'de ce demie r et sa 35 charge d'émetteur R309. L'impédance de shunt est choisie suffisamment grande pour que la constante de temps de décharge du condensateur C305 soit relativement grande, de manière à "étirer" 70 07434 39 2034616 les queues d'impulsions. Les queues d'impulsions détectées et étirées portent le transistor Q309 à conduction pendant une durée limitée après chaque impulsion de bruit. Ainsi, en présence de bruit, lorsqu'une impulsion de bruit provoque indûment le blocage 5 du transistor commutateur Q301, la queue de cette impulsion de bruit, après détection et étirement, provoque l'atténuation nécessaire des impulsions de calage par commande du transistor de charge Q309. Un réglage de la sensibilité du circuit de protection contre le bruit est assuré en dehors de la plaquette en 10 ajustant l'impédance effective de la source d'impulsions de calage, par exemple par modification de la valeur de la résistance de couplage 72 (figure 4). Les caractéristiques de filtre passe-haut du circuit 0304, R.304 empêchent pratiquement l'excitation du dispositif d'atténua-15 tion des impulsions de calage par les signaux vidéo à basse fréquence qui constituent l'essentiel de l'énergie répartie dans le spectre vidéo. La rareté statistique des composants de forte amplitude à front raide dans le signal vidéo permet en fait d'éliminer pratiquement toute influence des impulsions de 20 bruit à éliminer sur le dispositif d'atténuation des impulsions de calage. Le condensateur C304 (dont la valeur typique est dix pico-farads ) du circuit dérivateur est avantageusement intégré à la plaquette 30C sous la forme d'une diode agencée pour être 25 polarisée en inverse dans le circuit décrit. Pour des conditions anormales de fonctionnement, la polarisation inverse de la diode peut être d'une amplitude suffisante pour provoquer son fonctionnement en mode Zener. Dans de telles conditions, pour lesquelles le transistor détecteur Q305 serait effectivement 30 relié en continu à la source du signal vidéo, le circuit de CAG-est prémuni contre tout blocage du fait que les circuits de protection contre le bruit répondent aux queues d'impulsions (simulant le blanc). On remarquera que le signai de sortie vidéo apparaissant à 35 la borne T16 et auquel répond le transistor commutateur Q30.1 inclut une composante non négligeable à 4,5 MHz correspondant à la fréquence d'intermodulation de son, en dépit de la forte 70 07434 40 2034616 atténuation des signaux MF de son introduite par le circuit sélectif 40. Afin d'amenuiser le risque de voir cette composante affecter la commande du transistor commutateur Q301, qui ne devrait être assurée qu'en réponse aux composantes à basse 5 fréquence de signal vidéo déterminant l'amplitude des impulsions de synchro, un condensateur C301 est monte entre le collecteur et la base du transistor commutateur Q301. l'augmentation de la capacité d'entrée intrinsèque du transistor Q301 ainsi obtenue améliore l'effet de filtre passe-bas assuré par cette capacité 10 et la résistance R301. Dans la description antérieuremett faite du mode de charge et de décharge du condensateur 76 en vue du contrôle automatique de gain, il a été supposé que la tension d'alimentation fournie à la borne C (figure 4) était sensiblement constante. Toutefois, 15 en réalité, la tension à cette borne, qui correspond au côté collecteur de la résistance chutrice 56 dans le circuit de sortie de l'étage cascode d'amplification MF Q109, Q111, reflète les déplacements du point de fonctionnement de cet étage. Etant donné que ce point de fonctionnement se déplace dans la direction 20 positive lorsque l'action des circuits de CAG- s'intensifie, le fait que cette borne d'alimentation fournisse la tension de charge du condensateur 76 conduit à réduire dans une certaine mesure l'action du CAG-. Toutefois, cette réduction est tolérée dans le montage décrit, dans le but de bénéficier d'une réaction 25 stabilisatrice des points de fonctionnement de l'amplificateur cascode et des émettodynes qui l'excitent. Le rapport de division de tension correspondant aux résistances 74 et 75 est déterminé de manière que la tension de polarisation de la borne d'entrée T5 soit sensiblement supérieur à quatre fois la tension , 30 pour ainsi permettre la polarisation directe nécessaire des jonctions base-émetteur successives des transistors Q101, Q105, Q107 et Q109 (figure 7). La boucle de contre réaction en courant continu constituée entre la borne de sortie T8 et la borne d'entrée T5 par les résistances 74 et 77 stabilise la tension 35 de polarisation choisie à l'égard des effets néfastes des variations de température, de tension d'alimentation, etc .... Cette utilisation d'une contre réaction en courant continu 70 07434 2034616 pour stabiliser le point de fonctionnement est particulièrement intéressante en relation avec la plaquette 30C décrite, puisqu'elle permet une meilleure utilisation de sa surface. Toutefois, il faut reconnaître que lorsque l'utilisation de la surface de la 5 plaquette est moins critique, comme crest le cas par exemple dans les versions monochromes de la présente invention (par exemple celle de la figure t, qui ne requiert aucun amplificateur IF auxiliaire) une polarisation stable des amplificateurs est avantageusement assurée dans la plaquette elle-même, en vue d'éviter 10 l'atténuation susmentionnée du contrôle automatique de gain. Une telle variante des circuits de polarisation est décrite, par exemple, dans le brevet américain E"0 3.366.889, qui prévoit d'assurer la polarisation des amplificateurs MF au moyen d'une chaîne comprenant un nombre approprié de diodes intégrées à la 15 plaquette elle-même et polarisées en sens direct. La partie supérieure de la figure 9 représente des circuits associés au canal son (éléments 35? 36 et 37} du montage de la figure 4. La borne T9 de la plaquette reçoit des signaux MF issus de la borne 41 et qui, contrairement à ceux apparaissant 20 à la borne 42, n'ont pas été soumis à l'élimination des composantes audio. La base d'un transistor d'entrée Q311 montée en émettodyne est directement reliée à la borne T9 de la plaquette,, le collecteur de ce transistor étant relié par l'intermédiaire d'une résistance limitatrice de courant R311 et d'une diode Zener Z3Q2 25 à la borne B+ T12. La diode Zener Z302 sert à réduire la tension disponible au collecteur du transistor Q311. Une charge d'émetteur R312 est montée entre l'émetteur du transistor Q31Î et la borne de masse T14* L'émetteur du transistor Q311 est directement relié à la 30 - base d'un transistor amplificateur Q313 à. sort je sur collecteur. La tension B+ réduite disponible à la jonction de la diode Zener Z302 et de la résistance R311 est appliquée au collecteur du transistor Q313 par l'intermédiaire d'une résistance de collecteur R313. Les- signaux amplifiés apparaissant au collecteur de ce 35 transistor sont appliqués à la base d'un transistor Q315 monté en émettodyne, faisant office de détecteur de la porteuse son. La charge de ce détecteur comprend un condensateur de stockage 70 07434 42 2034616 0315 shunté par l'impédance en courant continu d'un montage série comprenant une résistance R315, la jonction base-émetteur d'un transistor émettodyne Q317 et sa charge d'émetteur R317- Un condensateur 0316 monté entre la base du transistor Q317 et la 5 borne de masse T14 forme avec la résistance série R3"t5 un filtre MF en sortie du détecteur. l'émetteur du transistor émettodyne Q3Î7 est relié par l'intermédiaire d'une résistance en série R318 à "l'émetteur d'un transistor amplificateur Q3"Î9 à sortie sur collecteur. Les tran-10 sistors Q317 et Q319 forment ainsi un amplificateur différentiel, dont une première entrée est constituée par les" signaux de sortie du détecteur appliqués à la base du transistor Q317, et une seconde entrée par un signal de réaction (qui sera décrit ci-après) appliqué à la base du transistor Q319. La sortie de l'amplificateur 15 différentiel apparaît aux bornes d'une charge constituée par une résistance R319 reliant le collecteur du transistor Q3"!9 à la borne B+ TÎ2. " Deux transistors Q321 et Q323 montés en émettodyne et en cascade constituent un couplage d'adaptation d'impédance entre 20 la sortie sur collecteur du transistor Q3"!9 et la borne de sortie ït de la porteuse de son MF. Une résistance limitatrice de courant R322 est insérée dans le circuit de collecteur du transistor émettodyne de sortie Q323. Deux résistances R323 et R324 sont montées entre l'émetteur de ce dernier transistor et la borne de 25 Masse T14. Un filtre passe-bas constitué par deux résistances R325 et R326 en série et deux condensateurs 0325 et 0326 en dérivation transmet des signaux apparaissant à la jonction des résistances R323 et R324 à la base du transistor amplificateur Q319. Les résistances série R325, R326 ferment une boucle de 30 contre réaction en courant continu autour de l'étage amplificateur constitué par le transistor- Q319 en vue de la stabilisation de son point de fonctionnement. Les capacités des condensateurs 0325 et 0326 sont proportionnées aux valeurs des résistances R325, R326 de manière à constituer un filtre passe-bas pour le 35 signal de réaction, et ainsi améliorer efficacement la réponse de l'amplificateur aux produits de la détection de la porteuse de son (par rapport aux produits de la détection des signaux 70 07434 43 2034616 vidéo de moindre fréquence). D'une manière classique, les circuits extérieurs (non représentés) couplés à la borne de sortie Ï1 peuvent comprendre l'habituel circuit accordé à 4,5 MHz et Q élevé, pour extraire 5 le signal d'intermodulation de la porteuse de son et pratiquement exclure les signaux vidéo qui l'accompagnent. Des exemples de circuits sélecteurs propres à être couplés à la borne T1 de la plaquette, ainsi que des exemples de montagesdiscriminateurs utilisables pour l'extraction des signaux audio sont décrits dans 10 les brevets américains 3.366.889 (déjà mentionné ) et 3.355.669. On pourra également se reporter à ce dernier brevet pour une description générale des techniques pouvant être utilisées en pratique pour la construction de circuits intégrés monolithiques du type considéré. 15 les schémas développés des figures 7, 8 et 9 qui viennent d'être décrits ainsi que les composants hors plaquette du montage de la figure 4 constituent une application particulière des principes de la présente invention. C'est dire que de nombreuses modifications pourraient être apportées à la configuration des 20 circuits intégrés à la plaquette 30C décrits, ainsi qu'aux circuits extérieurs montrés sur la figure 4. A titre d'exemple, on mentionnera qu'une autre application satisfaisante des principes de la présente invention peut être faite dans un montage similaire à celui de la figure 4 mais comportant d'autres agencements 25 des circuits accordés dans les réseaux de sélection 20 et 40. Dans cette application, un troisième circuit accordé était incorporé au réseau de sélection 20:, et un amplificateur transistorisé à faible gain était interposé dans ce même réseau pour isoler ce troisième circuit accordé des circuits couplés consé-30 eutifs. A titre d'exemple purement indicatif, des valeurs particu-lères des éléments intégrés aux circuits de la plaquette montrés-sur les figures 7, 8 et 9 et des composants hors plaquette montrés sur la figure 4 sont respectivement indiquées dans, les 35 tableaux A et B ci-après. 70 07434 44 2034616 Tableau A Résistances- valeur en ohms Condensateurs- valeur en picofarads R101 1 .000 ohms 0101 20 picofarads R104 - 2.000 I! C208 — 10 ,r R105 - 360 11 C211 7 RI 07 - 700 tt C212 — 3 R113 - • o .o o tt C213 — 6,5 R115 - 1 .600 Il C214 - 12 " R116 - 3.200 1! C220 — 8 " R1 17 - 800 tt C221 — 3 R121 - 3.000 ît C301 - 10 " R201 - 1 .400 !! C304 — 10 " R202 - 4.800 t! C305 - 10 " R203 - 2.700 !! C315 - 10 " R205 - 1 .000 ff C316 — 5 R206 - 400 ît C325 - 10 " R207 - 1 .000 tf C326 - 10 " R208 - 90 t! R211 - 5.000 ît R212 - 4.000 It R213 - 1 .980 tî R214 - 2.000 M R21 5 - -8.000 rr R217 - 1 .20 0 tt R219 - 150 tî R220 - 6.000 ît R221 - 4.000 tt - R223 - 2.000 ît R224 - 3.000 î! R229 - 1 .000 tt R230 - 1 .600 tl R300 - 500 ît R301 - 8.000 tî R302 - 150 tt - . 10 15 20 25 30 35 70 07434 45 2034616 Tableau A (suite) Résistances- valeur en ohms 10 R303 - 3.000 ohms R318 600 R304 - 8.000 !! R319 - 10.000- R309 - 500 H R322 400 R311 - 200 ît R323 - 1.800 R312 - 700 tt R324 - 3-000 R313 - 1 .500 tl R325 - 3-500 R315 - 4.000 tî R326 - 5.000 R317 - 1.800 îî 15 Tableau B Résistances- valeur en dams 20 25 30 Condensateurs - valeur en micro fsaads 52 - 100.000 ohms 43 - 0,020 microfarads 54 - 2.400 II 53 - 0,001 lî 55 - 62.000 tî 57 - 0,100 ît 56 - 1.200 îî 73 - 0,001 tl 58 - 6.800 îî 76 - 10 tt 72 - 7.000 tt 78 - 0,100 tt 74 - 56.000 tî 82 680 picofarads 75 - 43•000 tî 77 - 3.30O tt 84 - 10.000 11 86 — 330 îî 35 Bien entendu, l'invention n'est nullement limitée aux modes de réalisation décrits et illustrés,, qui n'ont été donnés qu'à titre d'exemple. Au contraire l'invention comprend tous les moyens constituant des équivalents techniques de ceux décrits et illustrés, considérés séparément ou en combinaison et mis en oemrre dans le cadre des revendications qui suivent. 70 07.434 46 2034616 SEVESDICiTIONS 1» Circuits pour récepteur de télévision, caractérisé en ce qu'ils comprennent un premier amplificateur à gain élevé et à large bande et un détecteur vidéo agencés en cascade sous forme de circuits intégrés dans une même plaquette monolithique sémite conductrice possédant une première borne d'entrée et une première borne de sortie de signal auxquelles sont respectivement reliées l'entrée du premier amplificateur et la sortie du détecteur, ledit amplificateur traitant les signaux MF à faible niveau appliqués à ladite première borne d'entrée pour fournir en sortie des signaux MF à niveau élevé auxquels ledit détecteur répond en fournissant un signai vidéo à ladite première borne de sortie, la sortie de l'amplificateur étant reliée à l'entrée du détecteur par un circuit de couplage non accordé et à large bande passante agencé à l'intérieur de ladite plaquette monolithique, de manière 15 à améliorer la stabilité de fonctionnement dudit amplificateur par confinement à l'intérieur de la plaquette des signaux MF à niveau élevé. 2. Circuits pour récepteur de télévision selon la revendication 1, caractérisés en ce que la plaquette précitée renferme en outre 2Q un pré-amplificateur monté entre deux secondes bornes d'entrée et de sortie, ledit pré-amplificateur traitant des signaux MF composites à très faible niveau appliqués a ladite seconde borne d'entrée pour fournir des signaux MF à faible niveau à ladite seconde borne de sortie, laquelle est reliée à la première borne 2ç d'entrée par 1'intermédiaire de moyens de couplage accordés, dont la caractéristique de bande passante et la réponse aux signaux MF sont propres à assurer la transmission sélective à ladite première borne d'entrée des seuls signaux MF à faible niveau susmentionnés. vsj 3' Circuits pour récepteur de télévision selon la revendica tion 2, caractérisés en ce que les signaux MF à faible niveau précités comprenant des porteuses d'image et de son, la plaquette précitée comporte de troisièmesbornes d'entrée et de" sortie et 70 07434 47 2034616 les premiers moyens de couplage accordés comprennent des dispositions leur permettant de répondre aux signaux MF à faible niveau appliqués à la seconde borne de sortie citée en fournissant à ladite troisième borne d'entrée un second signal MF à faible 5 niveau ayant un rapport image/son notablement supérieur à celui existant dans les premiers signaux MF à faible niveau cités., ladite plaquette comportant en outre un amplificateur auxiliaire à large bande couplé à ladite troisième borne d'entrée et fournissant en réponse aux signaux qui lui sontappliqués de seconds signaux 10 MF à niveau élevé, ainsi qu'un détecteur de porteuse son dont la sortie est couplée à ladite troisième borne de sortie et dont l'entrée est reliée à la sortie desdits amplificateurs auxiliaires par l'intermédiaire de seconds circuits de couplage non accordés agencés dans ladite plaquette, ledit détecteur de son fournissant 15 le signal audio en réponse auxdits seconds signaux MF à niveau élevé. 4. Circuits pour récepteur de télévision selon l'une quelconque des revendications 2 et 3, caractérisés par des circuits intégrés à la plaquette pour fournir une tension de commande automatique 20 de gain reflétant les variations indésirables du niveau des signaux vidéo qui leur sont appliqués, des moyens étant prévus à l'intérieur de la plaquette pour appliquer les signaux vidéo issus du détecteur vidéo auxdits circuits de commande automatique de gain et pour modifier le fonctionnement de l'un au moins 25 des trois amplificateurs précités sans fonction de ladite tension de commande automatique de gain de manière que le gain de 1'.amplificateur concerné varie de manière à compenser les variations indésirables susmentionnées du niveau du signal vidéo. 5. Circuits pour récepteur de télévision selon l'une quelconque 30 70 07434 48 2034616 pré-amplificateur MF précité par l'intermédiaire de moyens couplés à une sortie du premier circuit accordé de couplage cité, lesdits moyens comprenant des moyens d'isolation constitués par des circuits intégrés à ladite plaquette. 6. Circuits pour récepteur de télévision selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisés en ce que les moyens de couplage non accordés se présentent chacun sous la forme d'un couplage en courant continu.