FR 2011607 A1 19700306 FR 6921139 A 19690624 69 21139 i 2011607 La présente invention se rapporte à un système de correction de la.distorsion de données numériques transmises sur un canal de transmission et, plus particulièrement, à un système de correction de réponse aux impulsions 5 numériques qui détermine d'une manière adaptative la réponse aux impulsionsdu canai de transmission et en tire un signal de correction qui, lorsqu'il est combiné avec le signal reçu, permet de reconstituer les données transmises sous une forme pratiquement non déformée. 10 Aux fils des ans, des sommes d'argent considérables ont été dépensées pour réaliser un équipement de transmission téléphonique qui était conçu, à l'origine, pour la transmission d'information sous forme de parole. Or, au cours de ces dernières années, en raison de l'énorme 15 accroissement des besoins de transmission de données numériques et en raison des grands investissements dans le domaine de la téléphonie industrielle, il est devenu nécessaire de créer des systèmes permettant de transmettre des données sur ces lignes de transmission vocale exis-20 tantes. Pour assurer l'adaptation de lignes-téléphoniques à la transmission de données numériques, il a fallu résoudre un certain nombre de problèmes. Les variations du gain aux différentes fréquences, c'est-à-dire la distorsion d'amplitude et les variations de la vitesse à laquel-25 le les différentes fréquences parcourent la ligne, c'est-à-dire la distorsion de retard, ainsi que les variations de ces caractéristiques lors de la commutation des lignes, provoquent des distorsions dans les formes d'onde d'information reçues et, si la distorsion d'amplitude, et de 30 retard ne compromet pas dans une mesure appréciable l'intelligibilité des signaux vocaux transmis sur la ligne, par contre, elle provoque un brouillage des signaux numériques transmis sur la ligne et me interférence entre symboles, en raison des échos qui varient avec la ligne. 35 La confusion qui en résulte rend impossible la transmission de données à une très grande vitesse sans compensation. En outre, non seulement la distorsion d'amplitude et de retard rend la transmission des données plus sensi 69 21139 2 2011607 ble au bruit, mais encore elle conduit fréquemment à dés erreurs, même en l'absence de bruit.-Il en est particulièrement ainsi lorsque la fréquence d*information tend vers la fréquence de Ïïyquist (fréquence en bits par se-5 conde numériquement égale au double de la largeur de bande disponible en hertz). En pratique, la fréquence dë Nyquist a rarement été approchée ou dépassée, sauf'dans des conditions de laboratoire idéales. Eh. conséquence, la distorsion d'amplitude et de retard doit être coinpen-10 sée, non seulement pour réduire la fréquence d'erreur, mais encore pour rendre plus efficace l'utilisation-du -canal en lui permettant de transmettre à une fréquence d'information plus élevée dans une largeur de bande donnée. 15 Dans le passé, un certain nombre de techniques ont été utilisées pour corriger cette distorsion des données numériques le long du parcours de transmission. Par exemple, si les caractéristiques de là ligne de transmission sont connues, il est possible d'assurer une uniformisation 20 par distorsion préalable. Plus précisément, on provoque une distorsion du signal à transmettre lui-même, et ceci de telle manière que la distorsion supplémentaire sur la ligne modifie le signal préalablement distordu en produisant un signal reçu qui présente la forme d'onde désirée, 25 II est bien évident que l'utilisation de cette technique est limitée aux situations où"les caractéristiques d'onde de la ligne sont constantes et connues. Une autre.pratique courante dans l'industrie' téléphonique consiste à incorporer à la ligne téléphonique, 30 des réseaux d'affaiblissement et d'uniformisation de phase et à les régler manuellement pour corriger la 'distorsion d'amplitude et de retard. Mais ces réglages sont minutieux et exigent un personnel spécialisé, ainsi qu'un équipement de test coûteux. De nouveaux réglages sont 35 nécessaires pour chaque nouvelle ligne et 1'équipement ne peut pas s'adapter de lui-même à des variations des caractéristiques de transmission de la ligne. Dans une situation type, la caractéristique de ré- 69 21139 3 2011607 ponse aux impulsions de la ligne de transmission en service, non seulement est inconnue mais encore varie avec le temps. Les systèmes de transmission de la. technique antérieure conçus en vue de la compensation de telles carac-5 téristiques inconnues comprennent l'utilisation de réseaux d'uniformisation à l'extrémité réception. Ces réseaux ont pour fonction d'introduire un retard supplémentaire dans le parcours de transmission aux fréquences qui subissent un-retard minimal sur la ligne de transmission elle-même. 10 En d'autres termes, les composantes de signal reçues les premières sont retardées par les réseaux d'uniformisation d'un temps correspondant au retard des autres fréquences transmises par la ligne. De tels systèmes d'uniformisation, bien qu'ils soient utilisés sur une grande échelle, 15 présentent cet inconvénient considérable qu'ils doivent être réglés chaque fois que se produit une variation des caractéristiques de retard sur la ligne. Les réglages sont minutieux, demandent beaucoup de temps et, normalement, doivent être effectués manuellement. 20 Une autre technique de correction de .la distorsion de retard sur une ligne de transmission implique l'utilisation de filtres transversaux. Un filtre transversal comprend une ligne à retard à prises intermédiaires et une série de multiplicateurs, associés chacun à l'une 25 des prises de la ligne à retard. Les multiplicateurs ajustent l'amplitude et la polarité du signal recueilli sur la ligne à retard à la prise correspondante. Les sorties de ces multiplicateurs sont ensuite totalisées pour fournir la sortiè du filtre transversal. Par un choix 30 approprié des intervalles entre les prises et des facteurs de multiplication associés à chacune d'elles, le filtre peut être utilisé pour assurer une annulation entre les symboles. En d'autres termes, en choisissant les caractéristiques d'amplitude des multiplicateurs de 35 façon qu'ils correspondent aux caractéristiques de réponse aux impulsions de la ligne de transmission, le filtre élimine efficacement la "réverbération" qui affecte chaque impulsion numérique transmise sur la ligne. 69 21139 4 2011607 Toutefois, pour obtenir des résultats optimaux, il est nécessaire de régler lé filtre transversal en fonction de la réponse aux impulsions de la ligne et ceci exige également, soit un réglage manuel minutieux, soit un montage 5 compliqué. Bien qu'on puisse procéder à un réglage de compromis susceptible de réduire au minimum l'interférence de distorsion totale pour les lignes présentant une gamme donnée de caractéristiques de réponse aux impulsions, cette solution n'est généralement pas aussi sa-10 tisfaisante qu'un réglage capable d'assurer la compensation voulue pour chaque ligne particulière. En outre, les filtres transversaux sont limités en ce sens que s'ils ne sont pas réglés d'une manière les adaptant à la ligne particulière utilisée, ils ne com-15 pensent pas entièrement la distorsion du signal. Généralement, de tels filtres ne sont pas adaptés à des variations des caractéristiques de la ligne. En outre, de tels filtres transversaux présentent cet inconvénient considérable qu'ils ne constituent pas un dispositif nu-20 mérique mais exigent au contraire l'utilisation d'une ligne à retard analogique. On a bien essayé de transformer ces filtres transversaux en dispositifs numériques, mais ceci exige l'utilisation de techniques de modulation par impulsions codées complexes et d'un mon-25 tage considérable. En outre, le retard du filtre transversal, pour permettre un fonctionnement optimal, doit être considérablement plus long que la réverbération de la réponse aux impulsions. Enfin, le filtre peut réduire le rapport signal/bruit du système en raison de l'effet 30 cumulatif des composantes de bruit apparaissant aux diverses prises» Un progrès considérable dans cette technique a été décrit dans la demande de brevet des Etats-Unis d'Amérique N° 643.51? du 5 Juin 19&7, déposée par G-érald 35 McAuliffe'et David M. Motley» Dans cette demande de brevet, on a décrit un système permettant de déterminer d'une manière adaptative la réponse aux impulsions d'un canal de transmission pour en tirer un signal de correc 69 21139 5 201.1607. tion qui, combiné avec le signal reçu, permet de, reconstituer les données transmises sous une forme pratiquement non distordue. A cet effet, on emmagasine les bits d'information précédemment reçus et 1'on établit une corréla-5 tion mutuelle entre ces bits emmagasinés et le.signal reçu, ce qui permet d'obtenir la réponse aux impulsions du canal de transmission . La corrélation mutuelle est obtenue en multipliant numériquement chacun des n derniers bits d'information reçus par le signal échantillonné reçu et en 10 intégrant les produits par rapport au temps. Un signal de correction est ensuite obtenu en multipliant numériquement les valeurs mesurées de la réponse aux. impulsions par les données emmagasinées et en totalisant les produits,. Ce signal de correction,-combiné avec le signal reçu du canal, 15 permet de reconstituer- le signal numérique sous, une forme pratiquement non distordue. Dans la demande de brevet ci-dessus citée, on a bien décrit un système capable de corriger d'une manière adaptative la distorsion de données numériques:transmises sur un 20 canal de transmission, mais ce système présente un.inconvénient inhérent résidant en ce que le processus de calcul des réglages d'uniformisation de la réponse aux impulsions se déroule dans .un montage analogique-qui comprend des intégrateurs linéaires, des condensateurs, etc. En raison 25 de la présence .de ce montage analogique, le système n'est pas,, par inhérence, très stable du fait du vieillissement à long terme du montage et/ou du glissement dû aux variations de température. Cette instabilité a pour effet- de limiter la fréquence de transmission des données. - • 50 L'invention vise un système de correction de la dis torsion de données numériques transmises sur un canal de transmission. Le système suivant 11 invention détermine d'une manière adaptative la réponse aux impulsions du canal et tire un signal de correction des caractéristiques de ré-55 ponse aux impulsions mesurées. Ce signal de correction, combiné avec le signal reçu du canal, permet de reconstituer le signal numérique sous une forme pratiquement - non distordue. Le système suivant l'invention est, par inhé 69 21139 6 2011607 rence, précis et stable, du fait qu1 il est exclusivement formé de composants numériques. En conséquence, le système suivant l'invention se prêté particulièrement bien à une mioro-miniaturisation et, en particulier, à une réalisation-prati-5 que sous la forme de micro-circuits intégrés sur uné grande échelle du type MOS (métal-oxyde-semi-conducteur). L'appareil suivant l'invention est adaptatif en ce sens qu'il détermine et compense continuellement les varia-, tions de la réponse aux impulsions du canal de transmission. 10 En outre, le système suivant l'invention n'exige aucun réglage ou ajustement manuel et, par conséquent, peut fonctionner pratiquement sans surveillance. De plus, du fait que la réponse aux impulsions est complètement déterminée à l'extrémité réception, aucun canal de réaction n'est néces-15 saire. Le système peut être utilisé avec des systèmes de modulation en quadrature et/ou à niveaux multiples, ce qui facilite la transmission de plusieurs bits d'information à la fois. La distorsion de diaphonie qui peut être présente dans un tel système est également corrigée d'une manière 20 adaptive par le système suivant l'invention. Lorsqu'on l'utilise, le système de correction de réponse aux impulsions suivant l'invention permet la transmission de données numériques sur une ligne de transmission vocale à des fréquences supérieures ou inférieures à la fréquence de Nyquist de cette 25 ligne. Le système de correction de réponse aux impulsions suivant l'invention détermine la réponse aux impulsions du canal de transmission en service par une technique basée sur un procédé numérique de résolution d'équations linéaires simul-30 tanée. La réponse aux impulsions mesurée est alors utilisée pour déterminer un signal de correction qui, combiné avec le signal reçu, permet de reconstituer les données transmises sous une forme pratiquement non modifiée. Le procédé de résolution d'équations simultanées sui-35 vant l'invention implique le calcul d'un reste pour chaque nouvelle impulsion d'information traitée par le dispositif d'uniformisation, ainsi qu'un ajustement des caractéristiques de réponse aux impulsions emmagasinées du canal pour 69 21139 7 2011607 réduire au minimum le reste. Lorsque la réponse aux impulsions du canal est correctement déterminée et si les impulsions d'information antérieures sont correctes, le reste doit être nul. Toutefois, généralement, les restes ne sont 5 pas nuls. En conséquence, on procède à un ajustement de la réponse aux impulsions en ajoutant ou en retranchant un incrément fixe à la réponse aux impulsions emmagasinée chaque fois qu'une impulsion d'information est traitée et qu'un reste est calculé. De cette manière, la réponse aux impul-10 sions suit continuellement les variations du canal téléphonique pendant la transmission normale des données et ceci sans qu'il soit nécessaire de recourir à des programmes d'essai d'uniformisation spéciaux. Compte tenu de ce qui précède, l'invention a, notam-15 ment, pour but de former : - un système capable de déterminer d'une manière adaptative la réponse aux impulsions d'un canal de transmission} - un système capable de corriger la distorsion de données numériques transmises sur un parcours de transmission; 20 - un système capable de détecter d'une manière adaptative la réponse aux impulsions d'un canal de transmission et de fournir un signal de correction de distorsion tiré de la réponse aux impulsions mesurée; - un système capable de déterminer la réponse aux impul— 25 sions d'un parcours de transmission entièrement formé de composants logiques et d'emmagasinage numériques; - un système de correction de réponse aux impulsions s'a-jus tant automatiquement de lui-même aux variations de niveau sur la ligne et qui par conséquent n'exige aucun 30 circuit de contrôle automatique de gain spécial; - un système capable de corriger la distorsion de données numériques transmises sur un parcours de transmission et dans lequel les facteurs de réponse aux impulsions du canal et les symboles d'information sont emmagasinés dans 35 des registres à décalage numériques au lieu d'être enregistrés dans des lignes à retard analogiques et dans des condensateurs d'emmagasinage, de sorte que le bon fonctionnement n'est pas compromis par des fluctuations de 21139 8 2011607 température et/ou de la tension de la source d'alimentation, ni par le vieillissement des composants» D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description qui va suivre, faite en regard des dessins annexés et donnant à titre explicatif mais nullement limitatif une forme préférée de réalisation conforme à l'invention. Sur ces dessins : la Fig. 1 est un schéma symbolique simplifié d*un canal de transmission de données type dans lequel le système suivant l'invention peut être utiliséj les ïïgo 2a et 2b sont des graphiques représentant des caractéristiques de retard types de deux catégories de lignes téléphoniques commerciales; la Fig» 3 est un graphique représentant une réponse aux impulsions type d'un parcours de transmission tel que celui de la fig. 1; la Fig. 4 est un schéma symbolique d'une forme d'exécution préférée du système de correction de réponse aux impulsions suivant l'invention, et la Fig. 5 est un tableau indiquant la séquence des opérations effectuées par le système de la fig. 4» Le système suivant l'invention accepte un signal d'un canal de transmission, signal qui contient les données numériques initialement transmises mais sous une forme qui est déformée ou distordue par suite de la réponse aux impulsions du canal. Le système suivant l'invention examine ce signal reçu et détermine numériquement la réponse aux impulsions du canal de transmission associé. Un signal de correction est alors engendré et, après combinaison avec le signal reçu, il permet de reconstituer les données numériques transmises sous une forme pratiquement non distor— due. Le système est adaptatif, c'est-à-dire que les variations des caractéristiques de réponse aux impulsions du canal de transmission sont continuellement détectées et compensées. On va maintenant décrire les figures et tout d'abord la fig. 1 sur laquelle est représenté un schéma symbolique 69 21139 9 2011607 général d'un ensemble comprenant un émetteur et un récepteur et agencé suivant l'invention. Etant donné que les lignes téléphoniques sont normalement incapables de transmettre des signaux d'information de courant continu, des systèmes 5 destinés à être utilisés avec des lignes téléphoniques à largeur de bande vocale standard doivent comporter un moyen de modulation quelconque. En l'occurence, l'émetteur 10 comprend un modulateur 11 qui reçoit, comme première entrée, des signaux d'un générateur 12 de porteuse, de 10 tonalité pilote et de synchronisation. Généralement, le modulateur 11 produit une sortie à fréquence acoustique qui est modulée en amplitude, en fréquence ou en phase par les données d'entrée, reçues d'un.conformateur 13 dont l'entrée est connectée à l'entrée des données et dont 15 la sortie est connectée à une autre entrée du modulateur 11. Le conformateur de données 13 a pour fonction de conformer convenablement les données d'entrée, comme décrit plus loin de façon plus détaillée. Suivant l'invention, on utilise une modulation d'amplitude à suppression de 20 porteuse et à double bande latérale avec des tonalités pilotes incluses dans le signal transmis en vue d'une reconstitution de la porteuse et une synchronisation, au récepteur, en vue d'une démodulation du signal transmis à partir de la ligne téléphonique. 25 La sortie du modulateur 11 est transmise par un par cours de transmission 14 à un emplacement éloigné où elle est reçue par un récepteur 15. Le récepteur 15 comprend un démodulateur 16, un circuit 17 de reconstitution de porteuse et de synchronisation , un dispositif d*uni-30 formisation 18 qui reçoit des entrées du démodulateur 16 et un circuit 17 d'annulation de l'interférence entre symboles, ainsi qu'un reconformateur de données 19 qui reçoit la sortie du dispositif d'uniformisation 18 et qui retransforme les données fournies par celui-ci en re-35 constituant leur forme initiale, avant traitement par l'émetteur 10. La sortie du démodulateur 16 contient les données d'entrée sous une forme distordue en raison des carac- 69 21139 10 2011607 té ri s tique s de réponse aux impulsions globales hj_ du canal contenu dans le cadre en trait interrompu médian 23 de la fig» 1, c'est-à-dire du canal qui comprend le modulateur 11, le parcours de transmission 14 et le démodulateur 16. C'est 5 sur ce canal que le dispositif d'uniformisation agit effectivement; il n'agit pas directement sur le parcours de transmission 14. Dans un système particulier, les caractéristiques de distorsion de signaux du modulateur 11 et du démodulateur 10 16 peuvent être connues et, par conséquent, sont faciles à compenser. Par contre, les caractéristiques de distorsion d'un parcours de transmission type 14 peuvent être inconnues et varier avec le temps. Si le parcours de transmission 14 comprend une ligne téléphonique, une forte distor-15 sion d-J amplitude et de retard est introduite dans le parcours de transmission. Par exemple, des lignes de transmission téléphoniques commerciales de catégorie 4B ou 4C qui avaient été conçues principalement pour une transmission vocale, présentent les 20 caractéristiques de retard représentées graphiquement sur les fig. 2a et 2b, respectivement. Comme représenté par les régions hachurées 20 de la fig. 3a, une ligne de catégorie 4B peut comporter jusqu'à 3 millisecondes de retard pour des composantes de signal inférieures à 500 Hz et supé-25 rieures à 2800 Hz, tandis que la même ligne de catégorie 4B peut comporter un retard de-moins de 500 microsecondes entre 1000 Hz et 2600 Hz, comme représenté par la région hachurée 21. D'une manière analogue, une ligne de catégorie 4C peut comporter un retard de moins de 3 microsecon-30 des à des fréquences comprises entre 1000 Hz et 2600 Hz, comme représenté par la région hachurée 22, tout en comportant des retards plus longs à d'autres fréquences. Ces caractéristiques de retard se traduisent par une distorsion considérable d'un signal numérique modulé transmis sur une 35 telle ligne téléphonique . En fait, c'est cette distorsion de retard qui, dans le passé, a créé la plupart des difficultés éprouvées pour faciliter la transmission de données à grande vitesse. 69 21139 ii 2011607 La présente description ne porte que sur la partie dispositif d'uniformisation 18 de l'ensemble de système de transmission de données numériques sur une ligne téléphonique. C'est ainsi que les techniques de modulation et de 5 démodulation et le procédé de reconstitution de porteuse et de synchronisation au récepteur 15 ne sont pas décrits, étant donné que ces aspects ont déjà été traités convenablement dans la technique antérieure. Voir par exemple la demande de brevet des Etats-Unis d'Amérique 11° 643.517 précitée. 10 On va maintenant examiner la fig. 3 sur laquelle la réponse globale aux impulsions h^. d'un canal de transmission type est représentée par la courbe 24. Un facteur fondamental du fonctionnement correct du principe basé sur une. décision et sur une réaction de l'annulation de l'interfé-15 rence entre symboles est la caractéristique des lignes téléphoniques résidant en ce qu'avec un pré-filtrage convenable et l'utilisation d'une modulation de double bande latérale, la majeure partie de l'énergie de la courbe de réponse aux impulsions 24 est contenue dans l'impulsion princi-20 pale et dans les transitoires suivants ou arrière, le transitoire initial ou avant ne contenant qu'une énergie négligeable. Cette caractéristique de la réponse aux impulsions a été confirmée par des mesures effectuées sur divers canaux téléphoniques y compris des canaux contenant des li-25 gnes téléphoniques situées aussi bien entre les limites de la distorsion d'amplitude et de retard en fonction de la fréquence indiquées par les normes relatives à la catégorie 4B de la classification adoptée dans le système Bell qu'en dehors de ces limites. On remarquera que la courbe 24 30 atteint un maximum positif hQ à un instant t et contient des composantes arrière qui peuvent être de valeur négative ou de valeur positive. Les amplitudes de la courbe 24 au* instants successifs t^, tg, etc. de la transmission des données sont représentées par les valeurs h^, hg, etc. 35 Si des bits d'information consécutifs sont appliqués au canal de transmission 23 à une cadence ou fréquence suffisamment lente, le signal reçu se présente sous la forme de rafales consécutives ayant chacune l'aspect géné 69 21139 12 2011607 rai de la courbe 24. Dans ce cas, il ne se produit qu'une très faible distorsion du signal due à la réverbération associée aux impulsions précédemment reçues, tin tel système permettrait une transmission de données pratiquement 5 exemptes d'erreur mais présenterait cet inconvénient grave que le temps minimal entre les bits d'information successifs doit correspondre à la période de réverbération de la courbe de réponse aux impulsions 24, Il est clair que ceci constitue un handicap sérieux incompatible avec 10 les grandes vitesses de transmission des données qui sont devenues nécessaires. Généralement, l'intervalle entre les bits d'information successifs peut être considérablement inférieur au temps de réverbération total de la courbe de réponse aux 15 impulsions 24. Lorsque des bits d'information consécutifs de ce genre sont appliqués au canal de transmission 23 s le signal reçu résultant correspond à la superposition des courbes de réponse aux impulsions individuelles correspondant respectivement aux bits d'information successive-20 ment transmis. Il est évident qu'un signal reçu type présente une distorsion considérable en raison de la réverbération des courbes de réponse aux impulsions associées à la transmission des impulsions d'information précédentes. Du fait que l'énergie prédominante de la réponse aux im-25 pulsions se trouve dans l'impulsion principale et la partie arrière, l'interférence entre symboles est principalement provoquée par les symboles d'information précédemment transmis. Le principe de décision et de réaction suivant l'invention élimine dans chaque échantillon du signal démo-30 dulé, la totalité de l'interférence entre symboles provoquée par les symboles d'information immédiatement précédents. En conséquence, la technique suivant l'invention est efficace dans tous les circuits téléphoniques susceptibles d'être utilisés pour la transmission des données 35 à grande vitesse. La technique d'annulation d'interférence suivant l'invention consiste à retrancher d'une impulsion d'information les parties arrière des impulsions d'information 69 21139 13 2011607 précédentes. La nature de cette opération sera plus facile à comprendre d'après le raisonnement mathématique suivant dans lequel un échantillon, du signal démodulé recueilli à la sortie du démodulateur 16 et contenant une interférence 5 entre symboles est représenté : = d^hQ + d^^h^ + d^ghg + d^_^h^ + ... (1) où x^ est la valeur échantillonnée instantanée du signal démodulé h^h^jhg,•.,, les valeurs de la réponse aux impulsions du canal (voir fig. 3)s et d^jd^^, di-2' •••' 10 des quantités représentant le dernier symbole d'information transmis (d^) et les symboles d'information transmis précédents successifs (d^_lf d^gt dj_jDans un mode de réalisation^préféré, l'échantillonnage de x^ est rendu synchrone avec la génération de symboles d'information 15 à l'émetteur 10, de sorte qu'un nouvel échantillon de x^ est obtenu au récepteur 15 pour chaque nouveau symbole d'information transmis, le temps d'échantillonnage de x^ étant ajusté de telle façon que cet échantillonnage s'effectue sur la crête, de l'impulsion principale de la répon-20 se aux impulsions, ou au voisinage immédiat de cette crête, ce qui rend hQ maximal. Les techniques qu'on peut utiliser à cet effet sont bien connues dans ce domaine. Le procédé d'annulation suivant l'invention résulte immédiatement de l'équation (1). Pour chaque échantillon 25 de x^, une valeur corrigée x^ô est calculée d'après l'équation : xic = xi - h-A - 3i-2E2 " 3i-3E3 "•••-./ (2) où Eg, hj j .oo représentent des valeurs de la ré— 30 ponse aux induisions du canal déterminées et emmagasinées dans le dispositif d'uniformisation suivant l'invention et d^_^, d^g» ^i-3» 69 21-139 14 2011607 traits surlignant les facteurs hQ et d. de l'équation (2) cl X~cl indiquent que ceux-ci sont des valeurs estimatives susceptibles d'être'affectées par un bruit et une distorsion sur le parcours de transmission 14» Lors de la matérialisation 5 pratique de l'équation (2), il suffit de retrancher cinq ou six termes étant donné qu'ensuite la réponse aux impulsions est devenue négligeable pour la majeure partie des canaux téléphoniques. D'après 1*équation (2) il est clair que si les fac-10 teurs h& sont correctement déterminée et les symboles d'information antérieurs d. „ correctement détectés, les i—a 1 termes d'interférence entre symboles de 1'équation (1) sont exactement annulés, le seul terme subsistant étant dJaQ dont on peut déduire le symbole d'information ac- 15 tuellement reçu. Toutefois, en raison du bruit régnant dans le canal de transmission et de l'impossibilité de terminer les facteurs ha correctement, -une composante d'erreur ff est présente, de sorte que x.„ peut s'écrire: xc 20 xic . d±h0 + Suivant l'invention, les facteurs h& peuvent être obtenus d'après la solution d'un système d'équations linéaire simultanées. Le système d'équations peut être déterminé à partir d'échantillons d'information succes-25 sifs comme suit. L'échantillon d'information actuel est défini par l'équation (1). Les échantillons ultérieurs peuvent être définis comme suit : xi*l = '■+ V1! + + dir.2V + • • • (4) xi+2 = + * Va + ai-ih3 + • • • 30 x1+5 - à1+jh:0 + + + . . . (6) Si les valeurs échantillonnées successives du signal dé-35 modulé x^, disponibles dans le récep 69 21139 15 2011607 teur et si les symboles d'information successifs d.j_a» **" d^,...d^+a, sont également disponibles, on peut établir un système d'équations linéaires simultanées dans lequel les facteurs ha sont des inconnues. En résolvant ces équations, 5 on peut déterminer les facteurs. ha et les utiliser conformément à l'équation (2). Suivant l'invention, on utilise un procédé de résolution itérative d'équations simultanées pour déterminer les facteurs h • Le procédé suivant l'invention comprend, cl 10 dans ses grandes lignes, le calcul d'un "reste" pour chaque nouvel échantillon de x.. traité par le dispositif d'uniformisation 18, avec un ajustement de l'un des facteurs ha pour réduire ce reste au minimum. .Ûn reste (E^) est calculé d'après l'équation, 15 B* - x. - d.h (7) 1 lO J_ o qui, après développement par substitution de l'équation (2) à x.„, devient : ic * Ri " xi " ~ ^i-A. " ^i-2^2 ' • * ^ D'après l'équation (4) il est clair que si les facteurs 20 h„ sont correctement ajustés pour doubler les facteurs h cl cl correspondants associés au canal de transmission 23 et si les facteurs d^ sont corrects, les restes sont nuls. Toutefois, généralement, les restes ne sont pas nuls. Un ajustement des facteurs h en vue de réduire le cl 25 reste au minimum s'effectue en ajoutant ou en retranchant un incrément fixe (Ah) à l'un des facteurs h„ chaque cl fois qu'une nouvelle impulsion d'information est traitée en traversant le dispositif d'uniformisation 18. Le cycle d'ajustement peut commencer par hQ , se dérouler succes-30 sivement en passant par tous les facteurs ha , puis se répéter. L'incrément Ah est ajouté ou retranché à un facteur h_ particulier suivant la relation logique donnée a dans le tableau synoptique 1 dont on peut démontrer qu'il 69 21139 16 2011607 assure une réduction des restes. TABLEAU SYNOPTIQUE 1 Signe du reste Signe de di associé au fac teur h ajusté Addition de Ah + - + Soustraction de Ah + + Etant donné que le cycle d'ajustement des facteurs h est s. 10 répété continuellement pendant la transmission normale des données, le dispositif d'uniformisation suit continuellement les variations de la ligne téléphonique sans qu'il soit nécessaire d'interrompre l'information pour transmettre des programmes de test d'uniformisation spéciaux. 15 Le dispositif d'uniformisation 18 va maintenant être décrit en détail en se référant à un système ne comportant qu'un unique canal et utilisant une modulation d'amplitude à porteuse supprimée et à double bande latérale pour la ' transmission des données. Toutefois, il est évident pour 20 les spécialistes que le dispositif d'uniformisation 18 peut être agencé de manière à traiter deux canaux simultanément, l'information à transmettre étant fractionnée et modulée sur des porteuses en phase et en quadrature de manière à assurer une fréquence d'information maximale. La 25 manière dont on peut y parvenir et dont le dispositif d'uniformisation suivant l'invention peut être développé de façon qu'il devienne capable d'éliminer, non seulement l'interférence entre symboles normale, mais encore l'interférence entre symboles de diaphonie, résulte directe-30 ment de l'exposé donné dans la demande de brevet des Etats-Unis d'Amérique 643.517 précitée. Sous la forme d'exécution la plus simple, les données d'entrée à transmettre sur le canal de transmission 23 peuvent être acceptées soit sous la forme "sans retour 69 21139 17 2011607 à zéro" soit sous la forme d'impulsions. Toutefois, pour augmenter la fréquence d'information, un codage d'amplitude à niveaux multiples des données à transmettre peut être utilisé. Par exemple, on peut utiliser une fréquence de 5 transmission de symboles uniforme de 1200 symboles par seconde et faire varier la fréquence de transmission des bits en ajustant le nombre de niveaux dans un système de codage d'amplitude à niveaux multiples. Par exemple, dans un système à un seul canal ayant une fréquence de 1200 bits 10 par seconde, il y aurait deux niveaux par symboles. Pour transmettre à une fréquence de 2400 bits par seconde, quatre niveaux par symbole seraient nécessaires; à 3600 bits par seconde, il faudrait huit niveaux par symbole et à 4800 bits par seconde, seize niveaux par symbole. En d'au-15 très termes, à la fréquence de 4800 bits par seconde, par exemple» quatre bits d'information consécutifs seraient groupés et convertis par le conformateur de données 13 en un signal ayant l'un de seize niveaux-et définissant de façon univoque les quatre bits d'information. Ce signal à 20 seize niveaux possibles est ensuite modulé sur une porteuse par le modulateur 11 et transmis sur le parcours de transmission 14. Les caractéristiques.de codage d'amplitude à niveaux multiples sont représentées sur la fig. 2. 25 Fréquence Nombre - de d1infor- bits par mation symbole TABLEAU 2 Nombre de Equations représen-niveaux d'am- tant les amplitudes plitude par de symbole symbole 4800 4 16 saW + 4d^5;+ 2d^ + 4" 30 3600 3 8 ' 8d|^ + 4dP) + 2dÇ2^ - 1 l 2400 2 4 8d^) + 4a£2^ 1200 1 2 8d£4) 55 On utilise 16, 8, 4 ou 2 niveaux d'amplitude par symbole suivant la fréquence d'information. Les relations entre la 69 21,139 18 201 1607 fréquence d'information, le nombre de bits d'information codés par symbole, et le nombre de niveaux-d'amplitude par symbole sont, données dans les trois premières colonnes du tableau 2. la quatrième colonne de ce tableau con-5 tient, pour chacune des fréquences, d'information, l'équation qui met en relation les amplitudes de- symbole avec les séquences ou configurations codées dans chaque symbole. Dans ces équations d^^ , d^^ , dj2) et- d^ ' - représentent des bits d'information et ont ,de.s valeurs numéri-10 ques de plus ou moins un. On va maintenant se référer à la fig. 4; étant donné que les opérations du dispositif d'uniformisation suivant l'invention sont rendues numériques, les entrées de signaux du dispositif d'uniformisation doivent également 15 être rendues numériques. En conséquence, la sortie du démodulateur 16 est appliquée à un circuit d'échantillonnage et de maintien 40 qui retient les valeurs des échantillons des signaux d'information démodulés pendant le processus de conversion sous la forme numérique. A cet effet, tin con-20 vertisseur analogique-numérique 4-1 est couplé avec la sortie du circuit d'échantillonnage et de maintien 40 pour convertir les valeurs échantillonnées et retenues du signal d'information démodulé sous la forme numérique .En conséquence, la sortie du convertisseur analogique-numéri-25 que 41 est un signal numérique à bits multiples égal à x^ dans l'équation (l). La fig. 4 représente, sous forme de schéma symbolique, le reste du dispositif d'uniformisation 18. Une paire de registres à décalage numériques série 42 et 43 sont 30 prévus pour emmagasiner les facteurs h et d, respectivement. Le registre à décalage de facteur E. 42 comprend r sections de lecture pour emmagasiner les facteurs ha individuels, r étant égal au nombre de termes retranchés à x^ pour obtenir x. suivant l'équation (2). Suivant le mode ZLC 35 de réalisation préféré, le registre à décalage de facteur ■ h 42 comporte six sections de lecture, désignées, respectivement par A, B, G, D,- E et F. Chacune des sections A à F est capable d'emmagasiner n bits d'information. Etant 69 21139 19 2011607 donné que les facteurs h. subissent des fluctuations, pour des raisons qui seront exposées plus loin de façon plus détaillée, la valeur de n choisie telle que ces fluctuations soient faibles par rapport aux valeurs des facteurs 5 h . Dans le mode de réalisation préféré, on a n = 11. Le registre 43 à décalage de facteur d comprend r = 6 sections de lecture, désignées respectivement par H, X, J, K, L et M, pour emmagasiner les facteurs d. et pour se assurer l'exécution d'opérations de décalage. Chacune des 10 sections H à M du registre 43 est capable d1emmagasiner p bits d'information, p étant égal au nombre maximal de bits d'information codés de chaque symbole d'information. Dans l'exemple considéré, p = 4, nombre de bits d'information codés de chaque symbole d'information à la fréquence d'in-15 formation de 4800 bits par seconde. Un registre 44 à décalage à n+3 bits est également prévu pour emmagasiner les facteurs h ; il est dénommé "Section G du registre à décalage de facteur h." . Un registre 45 à décalage à p bits est également prévu pour emmagasiner les facteurs d ; il est dé-20 nommé "Section N du registre à décalage de facteur d ". La sortie du convertisseur analogique-numérique 41 est appliquée à un accumulateur 46 par l'intermédiaire d'une porte logique d'entrée 47. La sortie de 1'accumulateur 46, qui est également un signal à bits multiples, est appliquée 25 à un registre d'emmagasinage temporaire 48, dont la sortie peut être ré-injectée dans l'accumulateur 46 par l'intermédiaire de la porte d'entrée 47. La sortie de la section F du registre à décalage série 42 est appliquée à une porte 49 de comptage normal et à rebours et de recirculation, 30 dont la sortie est appliquée au registre à décalage 44. Les n premiers étages du registre à décalage 44,sont connectés à l'entrée d'un circuit logique de multiplication 50, dont la sortie est appliquée à l'accumulateur 46 par l'intermédiaire de la porte d'entrée 47. Le neme étage du registre 35 à décalage 44 est connecté à la section A du registre à décalage 42 et à la porte 49. La sortie de la section M du registre à décalage 43 est connectée, par l'intermédiaire d'une porte de recirculation 51, à un circuit logique de 69 21139 20 2011607 découpage 52 dont une sortie est appliquée à la section N. La sortie de la section N" est ré-injectée dans la logique de découpage 52, ainsi que dans la section H et dans la porte, de recirculation 51. Une sortie de la logique de dé-5 coupage 52 est également appliquée à la logique de multiplication 50 et à la porte de comptage normal et à rebours et de recirculation 49, par l'intermédiaire d'un conducteur 54. Le bit de signe de l'accumulateur 46 est appliqué à la logique de découpage 52 par l'intermédiaire d'un conduc-10 teur 53, ainsi qu'a la porte 49o La sortie d'information est fournie par le registre à décalage 45. La fig. 5 représente la synchronisation et l'ordonnancement du fonctionnement du dispositif d'uniformisation suivant l'invention. En bref, chaque fois qu'une nouvelle 15 impulsion d'information x^ est traitée, le dispositif d'uniformisation suivant l'invention effectue les opérations suivantes: (1) calcul de x^Q, (2) découpage de x. pour reconstituer la donnée M X O 20 binaire ^ (3) calcul de E^, et (4) augmentation ou diminution d'un facteur h . 3. Pour assurer l'exécution de ces opérations, le cycle d'uniformisation est subdivisé en huit temps. La fig. 5 i&~ 25 clique les opérations effectuées au cours de chaque temps. Chaque temps est à son tour subdivisé en n = 11 impulsions de rythme assurant le décalage des facteurs h à onze bits. S. Le début du cycle d'uniformisation est déclenché par une impulsion provenant du convertisseur analogique-numéri-30 que 41 et indiquant que l'échantillon x^ a. été converti sous forme numérique et transféré à l'accumulateur 46. Au commencement du cycle d'uniformisation, les facteurs h. et d sont placés dans leur registre respectif comme représenté sur le tableau 3. BAD ORIGINAL 69 21139 21 TABIEAU 3 2011607 Section Données emmagasinées dans la section Section Données emmagasinées dans la section 5 A So E -7 B I ai-6 C % J W D *4 K di-4 E h3 L 10 F h2 M *i-2 . G *1 N di-l Pendant chaque temps, les registres h et d entiers ou seulement des sections de ces registres progressent d'une position de facteur h ou d ce qui équivaut à onze positions 15 de "bit pour les registres h et à quatre positions de bit pour les registres d, ou bien les termes d'interférence entre symboles sont retranchés ou un découpage se produit,, comme indiqué sur la fig. 5» D'après la fig. 5, on peut voir que pendant les temps 20 0 à 5j tous les termes d'interférence entre symboles sont retranchés de l'impulsion d'information x^ initialement chargée dans l'accumulateur 46, tandis que, pendant le temps 6, x_. est découpé pour déterminer la valeur de d.. 1C j. Du fait que l'opération de découpage détruit x. xc 25 dans l'accumulateur 46, il est nécessaire de retenir cette valeur dans le registre d'emmagasinage temporaire 48 pendant le découpage puis de retransférer ladite valeur dans 1'accumulateur 46 en vue du calcul de En conséquence, xic est transféré de l'accumulateur 46 au registre d'emma-30 gasinage temporaire 48 pendant la dernière impulsion de rythme du temps 5 et est retransféré à l'accumulateur pendant la dernière impulsion de rythme du temps 6, après l'exécution de l'opération de découpage. A la fin du temps 7» tous les termes d. h ont été retranchés de l'accumula- i—a. a» 69 21139 22 2011607 teur 46 et, par conséquent, le reste R^ y est contenu. Pendant la dernière impulsion de rythme du temps 7» le signe du reste (le bit de plus grand poids de l'accumulateur 46) est transféré au compteur de comptage normal et à rebours 5 49 où il est emmagasiné en vue d'être utilisé pour augmenter ou diminuer un facteur hQ au cours du cycle d'unifor- cl misation suivant. Un exemple va maintenant montrer comment les termes d. h sont retranchés et comment est établi l'ordre des x-a a • 10 opérations de décalage et d'addition. Cet exemple portera sur les termes retranchés au cours du temps 0 à la fréquence de 4800 bits par seconde. La séquence des opérations relatives aux soustractions effectuées pendant les autres temps sont identiques à la séquence relative au temps O» 15 La soustraction aux autres fréquences d'information sera décrite à la fin de l'exemple. Les équations des termes retranchés pendant le temps 0, sur la base des équations de symbole à seize niveaux et à 4800 bits par seconde données dans le tableau 2 sont s - - - (4) _ (3) _ (2) _ (1) _ 20 ^ = di-]L (81^) + d±_x (4^) + d±_1 (21^) + di4 C^) (9) Cd) où les termes d^_^ sont des bits d'information détectés ayant des valeurs de plus ou moins un. Les opérations de décalage ou d'addition fournissent les termes représentés par cette équation et les retranchent- des accumulateurs 25 comme suit. Au cours du temps 0, h^ est contenu dans lê registre à décalage 44 qui est connecté à la logique de multiplication 50 et pendant la première impulsion de rythme du temps 0, les onze bits de h^ sont tous contenus aux onze positions de bit de plus grand poids du registre 44. 30 Etant donné que, pour le programme de décalage et d'addition, la mise en position des facteurs h à l'intérieur de-ces sections de registre détermine les facteurs d'échelle associés, en les décalant vers la droite d'une position de bit, divise ces facteurs d'échelle par 2, un- facteur d'é-35 chelle 8 a été affecté à ces facteurs lorsqu'ils sont con 69 21139 23 2011607 tenus aux onze positions de "bits de plus grand poids du registre à décalage 44. De même, pendant la première impulsion de rythme du temps O, es^ contenu dans le registre à décalage 45 avec le terme ^e la dernière 5 position de bit de cette section,. C'est cette position de bit du registre 45 qui est connectée à la logique, de multiplication 50 par 11 intermédiaire desla logique de découpage 52 pour fournir les bits de symbole d'information en vue du calcul des termes d. _h_. IL-a. a 10 Pendant la première impulsion de rythme du temps 0, selon que es^ respectivement égal,à plus ou moins un, 8h^ est retranché ou ajouté à. l'accumulateur 4-6. Entre les première et seconde impulsions de rythme du temps 0, les registres à décalage de facteur h A à G sont déca-15" lés d'une position de bit vers la droite, ce qui modifie l'échelle 8h^ en la ramenant à 4-h^o En outre les sections de registre à décalage de facteur d H à M" sont décalées d'une position de bit vers la droite, ce qui rend disponible • Par conséquent,au cours de la seconde impulsion 20 de rythme, selon que est respectivement- égal à plus un ou à moins un, 4h^ est ajouté ou retranché à l'accumulateur 46. Ultérieurement, les sections des registres h et d , A à G et H à N, respectivement, étant décalées vers la droite d'une position de bit à chacune des impulsions -de 25 rythme successives, au cours de la troisième impulsion de rythme du temps 0, 2h^ est ajouté ou retranché à l'accumulateur 46 et, pendant la quatrième impulsion de rythme, h^ est ajouté ou retranché à l'accumulateur 46, Pour chacune des sept autres impulsions de rythme du temps 0, les 30 sections de registre h A à G sont décalés vers la droite d'une position de bit de sorte que, pendant la première impulsion de rythme du temps suivant, Shg est placé dans la section G du registre à décalage h, ce qui prépare l'annulation du terme û^ghg « Le facteur h^ est mainte-35 nant contenu dans la section A, En outre, les quatre décalages des sections de registre d H à F , qui se produisent au cours des quatre premières impulsions de rythme du temps 69 21139 24 2011607 O, ont décalé 5 la section H„ La logique^de multiplication 50 commande, pendant les opérations de décalage et d'addition, l'addition ou la soustraction des facteurs lxQ présente dans le registre a. à décalage 44, à 1|accumulateur 46, en inversant ou en 10 n'inversant pas les signes des facteurs ha avant leur addition au contenu de l'accumulateur 46. La dernière position de bit du registre à décalage 45 est connectée, par l'intermédiaire d'une porte de la logique de découpage 52 à la logique de multiplication 50 pour commander les 15 inversions de signe. On comprend maintenant pourquoi le registre 44 comporte n+5 ou quatorze étages pour loger les facteurs h. à onze bits qui sont décalés trois fois au cours des opérations de décalage et d'addition. Pour des fréquences d'information inférieures à 4800 20 bits par seconde, de plus petits nombres d'additions ou de soustractions à l'accumulateur 46 sont effectués pendant chaque temps étant donné qu'un plus petit nombre de bits sont codés dans les .symboles d'information pour ces fréquences d'information inférieures. Plus précidément, pour 25 la fréquence de 3600 bits par seconde, trois additions sont effectuées à 1!accumulateur 46 avec les facteurs h a pondérés à 8, 4 et 2; pour la fréquence de 2400 bits par seconde, deux additions sont effectuées avec les facteurs ha pondérés à 8 et 4 et pour.la fréquence de 1200 bits 30 par seconde, une seule addition est effectuée avec les facteurs ha pondérés à 8. Ces opérations résultent des équations représentant les amplitudes de symbole pour les fréquences d'information inférieures contenues dans le tableau 2. Onze décalages des sections de registre h A à G 35 ©"b quatre décalages des sections de registre d H à F sont encore effectués pendant chaque temps à 4800 bits par seconde mais, à 3600 bits par seconde, seuls les trois bits de plus grand poids des facteurs d sont utilisés pour la 69 21139 25 2011607 multiplication et, d'une manière correspondante, seuls les deux bits de plus grand poids sont utilisés à 2400 bits par seconde et seul le bit de plus grand poids est utilisé à 1200 bits par seconde» 5 Le processus ci-dessus se poursuit pendant toute la durée du temps 5 de sorte que, comme représenté sur la fig. 5, à la fin du temps 5j tous les termes ^^^l di-6^6 on^ retranchés de chargé dans 11 accumulateur 46 par le convertisseur analogique-numérique 41. En consé-10 quence, à la fin du temps 5» l'accumulateur 46 contient la valeur X.-corrigée. Au cours du temps 6, la valeur de 1C mm xic es^ ^coupée proportionnellement à hQ le résultat étant ensuite emmagasiné dans la section G pour permettre 1-'obtention de d^. Pour le découpage, une opération ana-15 logue à une conversion analogique-numérique par approximations successives est réalisée au moyen des mêmes opérations de décalage et d'addition que celles qui ont été utilisées pour calculer et retrancher les termes d. „h . c î—a a Comme précédemment décrit, les niveaux de comparaison de 20 découpage sont tirés de hQ , ce qui assure un contrôle automatique de gain. Pendant le temps 6, les bits présents dans la section G sont remis en circulation dans cette section par l'intermédiaire des portes de recirculation du bloc 49 et les 25 bits présents dans les sections A à P ne sont pas décalés. En outre, pendant le temps 6, à mesure que chaque bit du nouveau symbole d'information est engendré, il est décalé jusque dans la section N du registre à décalage d où il remplace les bits précédemment emmagasinés dans cette 30 section, cependant que les bits présents dans les sections H à N sont maintenus stationnaires. En d'autres termes, comme représenté sur la fig. 5j au commencement du temps 6, d^^ est emmagasiné dans la section N du registre à décalage d et hQ est emmagasiné dans la section G du registre à 35 décalage E. . Toutefois, étant donné que n'est pas uti lisé pour calculer x^c, au cours du temps 6, une fois que d^ est calculé, il est décalé jusque dans la section N, ce qui détruit la valeur de d. „ !-/• 69 21139 26 201 1607 Pour indiquer la séquence d'opérations qui se déroulent au cours du découpage, on va maintenant décrire le découpage qui se produit pendant le temps 6 à la fréquence de 4800 bits par seconde . Le découpage aux fréquences 5 d'information plus basses sera décrit à la fin de la description. Au cours de la première impulsion de rythme du temps 6, hQ est contenu, avec un facteur d'échelle, ou pondération de 8, dans la*section G- et est contenu dans la 10 section N. A la fréquence de 4800 bits par seconde, les quatre bits du nouveau symbole d'information'd^ sont enregistrés au cours des quatre premières impulsions de rythme du temps 6. Les opérations qui sont effectuées au cours de ces quatre impulsions de rythme et des autres impulsions de 15 rythme du temps 6 sont les suivantes: Pendant la première impulsion de rythme» on compare à O en examinant le signe de xic (bit de plus grand poids de 11 accumulateur 46)» A cet effet, le bit de plus grand poids de 11 accumulateur 46 est connecté, par l'intermédiaire du conducteur 53» à la 20 logique de découpage 52. Si le signe de x^c est positif, un 0 binaire représentant le bit de plus grand poids d^ est décalé par la logique de découpage 52 jusque dans la section U cependant que 8hQ est retranché de x^c dans l'accumulateur 46, Si le signe de xic est négatif, un 1 binaire est 25 décalé jusque dans la section N et 8h est ajouté â x._ O Xv dans l'accumulateur 46. En outre, la section G est décalée vers la droite d'un bit, ce qui fait passer son contenu de l'échelle 8 à l'échelle 4. Toutefois, dans ce cas, au lieu que la sortie de la section G soit décalée jusqu'à la sec-30 tion A, elle est ramenée, par l'intermédiaire de la porte de recirculation 49, dans la section G. Au cours de la seconde impulsion de rythme du temps 6, les opérations de la première impulsion de rythme sont répétées. C'est-à-dire que le bit de signe de l'açcumula-35 teur 46 qui contient maintenant x^c+8h.Q est examiné et que, selon la nature de ce bit de signe, un 0 binaire ou un 1 binaire représentant.le second bit de 3^ dans; l'ordre des poids décroissant est décalé jusque dans la section N, ce 69 21139 27 2011607 pendant que 4hQ est ajouté ou retranché à x^c+8h^ dans l'accumulateur 46, une fois de plus, la section G est décalée vers la droite d'un bit, ce qui fait passer l'échelle du contenu de cette section de 4 à 2» Au cours des troisième et quatriè-5 me impulsions de rythme, les opérations de la première impulsion de rythme sont à nouveau répétées. Plus précisément, pour la troisième impulsion de rythme, le niveau de comparaison est 4hQ , le troisième bit de d^ dans l'ordre des-poids décroissant est engendré et 2hQ est ajouté ou retranché à l'ac-10 cumulateur 46» Pour la quatrième impulsion de rythme, le niveau de comparaison est 2h^ , le quatrième bit dans l'ordre des poids décroissant est engendré et hQ est ajouté ou retranché à l'accumulateur 46» Pendant les sept autres impulsions de rythme du temps 6, aucun nouveau décalage dè la sec-15 tion F ne se produit, mais le contenu de la section G est décalé vers la droite de sept bits, de sorte qu'à la fin du temps 6, ce contenu est reconverti à l'état dans lequel il se trouvait au commencement de ce temps, c'est-à-dire qu'à la fin du temps 6, hQ est à nouveau contenu dans la section G avec 20 un facteur d'échelle 8, ce qui prépare les opérations du temps 7. En outre, d^ a maintenant été transféré dans la section F du registre à décalage d . Les opérations de découpage pour une fréquence d'information inférieure sont les mêmes que celles qui ont été 25 décrites ci-dessus pour la fréquence de 4800 bits par seconde, à cela près que, bien que quatre opérations de décalage et d'addition soient encore effectuées au cours de chaque temps de découpage, elles n'ont pas toutes une signification et, par conséquènt, tous les bits enregistrés n'ont pas tous 30 non plus une signification. Du fait que l'opération de découpage a détruit x. dans X-C -l'accumulateur 46, il est nécessaire de le retenir dans le registre d'emmagasinage temporaire 48 pendant le découpage puis le retransférer à l'accumulateur 46 en vue du calcul de En 35 conséquence, dans le cas de x^c, celui-ci est transféré de 1'accumulateur 46 au registre d'emmagasinage temporaire 48 pendant la dernière impulsion de rythme du temps 5, immédiatement avant le découpage» Pendant la dernière impulsion de 69 21139 28 2011607 rythme du temps 6, après l'achèvement de l'opération de découpage, est retransféré dans l'accumulateur 45 par l'intermédiaire de la porte d'entrée 47. En conséquence, au commencement du septième temps, x^c est contenu dans l'ac— 5 cumulateur 46, hQ dans la section G et d^ dans la section N, Au cours des quatre premières impulsions de rythme du temps 7» est retranché ou ajouté au contenu de l'accumulateur 46, selon le signe des bits d'information d^ , de la manière déjà décrite ci-dessus à propos des termes 10 d. ,h, à d. chc « Cette soustraction de d.E de x.„ dans i—l 1 x—6 6 x o îc l'accumulateur 46 pendant le temps 7 assure le calcul du reste R^ conformément à l'équation 4„ A la fin du temps 7, tous les termes d. „h ont été retranchés de l'accumula- î-a a teur 46 et, par conséquent, le reste Ri est contenu dans 15 celui-ci. Pendant la dernière impulsion de rythme du temps 7, le signe du reste (bit de plus grand poids de l'accumulateur 46) est transféré à un élément d'emmagasinage dans la porte de comptage normal et à rebours et de recirculation 49 par l'intermédiaire du conducteur 53 en vue de son 20 utilisation pour augmenter ou diminuer un facteur ht pen- cl dant le cycle d'uniformisation suivante Le principe de l'augmentation ou de la diminution des facteurs h exige, pour chaque cycle d'uniformisation, a qu'un facteur soit augmenté ou diminué et que, pour a • 25 chacun des cycles d'uniformisation successifs, un facteur h„ différent soit augmenté ou diminué. En conséquence, a. • pendant chaque cycle d'uniformisation, des fonctions logiques, tirées de compteurs qui font partie de la logique de synchronisation du dispositif d'uniformisation, provoquant 30 l'augmentation ou la diminution d'un facteur h„ donné pen-dant son décalage- en série à travers le compteur de comptage normal et à rebours 49 et provoquent -en outre le décalage des autres facteurs h sans ajustement. Pour chacun a des cycles d'uniformisation successifs, les fonctionslogi-35 ques déterminent une progression par augmentation ou diminution jusqu'au facteur h& suivant jusqu'à ce que les sept facteurs ha aient tous été ajustés. A ce stade, le cycle est répété. 69 21139 29 2011607 Les signes des symboles d'information et des restes nécessaires pour augmenter ou diminuer un facteur h& sont engendrés au cours du cycle d'uniformisation qui précède immédiatement celui au cours duquel ils sont augmentés ou 5 diminués. On a déjà mentionné que le signe du reste est transféré au compteur bilatéral 4-9 à la fin du cycle d'uniformisation. D'une manière analogue, à l'instant approprié au cours du cycle d'uniformisation, le signe du gymbole d'information relatif au facteur ha , .à ajuster au 10 cours du cycle d'uniformisation suivant, est transféré, par l'intermédiaire du conducteur 54, à un élément d'emmagasinage du compteur bilatéral .4-9» Le signe est transféré à partir-de la dernière, position de bit du registre 4-5. Lorsque les signes du reste du symbole d'information 15 ont tous deux été transférés, ils peuvent être combinés, de la manière la plus simple, avec des portes "OU EXCLUSIF" du compteur bilatéral 4-9, pour déterminer le sens de l'ajustement du facteur h_ pour chaque canal conformément CL au tableau 1. 20 En raison de la technique appliquée suivant l'in vention pour ajuster successivement les facteurs h. une cl fois que la convergence est obtenue, les facteurs h0 con- 8. tinuent à subir des fluctuations de part et d'autre de leur valeur* réelle dans une mesure qui peut atteindre 25 4-Ah. Toutefois, dans le système suivant l'invention, l'augmentation et la diminution sont effectuées en unités basées sur le binaire 1. Ainsi, avec une configuration binaire à onze bits des facteurs ha , comprenant un bit de signe et dix bits pondérés, Ah ne représente que 1/1024 30 seulement de la grandeur maximale des facteurs h . En conséquence, une fluctuation dont l'amiitude peut atteindre +4 A h ne pose pas de sérieux problèmes. Il va de soi que la présente invention n'a été décrite ci-dessus qu'à titre explicatif mais nullement limi-35 tatif et que l'on pourra y apporter toutes variantes sans sortir de son cadre„ 69 21139 30 2011607 - ■ " REVENDICATIONS le- Dans un système dans lequel une série de symboles d'information consécutifs sont transmis sur-un canal de transmission, un procédé de détermination de la réponse aux induisions de ce canal de transmission et de 5 compensation des signaux reçus associés, caractérisé par les opérations consistant à tirer de signaux successifs reçus sur ledit canal de transmission un système d'équations linéaires simultanées dans lequel chacun, des signaux reçus successifs est rendu égal à la somme du dernier 10 symbole d'information reçu et des symboles d'information reçus antérieurement, modifiée par ladite réponse aux impulsions, et à résoudre ce système d'équations simultanées pour déterminer ladite réponse aux impulsions. 2.- Le procédé suivant la revendication 1, caracté-15 risé en outre par le fait que les opérations consistant à retrancher de chacun des signaux reçus les valeurs calculées des symboles d'information reçus antérieurement modifiées par la valeur estimée de la réponse aux impulsions afin d'obtenir un signal corrigé et à calculer, d'après ce 20 signal corrigé, la valeur du dernier symbole d'information reçu. 3.- Le procédé de la revendication 2, caractérisé par le fait que la résolution du système d'équations simultanées comprend les opérations consistant à retrancher 25 du signal corrigé la valeur calculée du dernier symbole reçu modifiée par la valeur estimée de la réponse aux impulsions pour obtenir un reste, ce reste étant fonction de la différence entré la valeur effective et la valeur estimée de la réponse aux impulsions, et à modifier sé— 30 lectivement la valeur estimée de la réponse aux impulsions de manière à réduire ledit reste au minimum» 4.- Le procédé de la revendication 2,. caractérisé par le fait que le calcul de la valeur du dernier symbole d'information reçu comprend 1'opération consistant à com— 35 parer le signal corrigé avec la valeur estimée de l'amplitude maximale de la réponse aux impulsions0 69 21139 31 2011607 5«- Le procédé de la revendication 1, caractérisé par le fait que le système d'équations linéaires simultanées est de la forme : xi " diKo + di-llll + di_2ll2 + di-3ll3 + ••• 5 xifl - «nA + Vi + di-lh2 + di-2i3 + "• xi+2 " 'Wé + 'Wl + + + 10 où x^, 3C^+2j x£+2J ••• sont les valeurs successives des signaux reçus, d. d., , d. , sont les symboles 1"*SL i X*rcL d'information successifs et hQ, h^, h^, ..o, les valeurs successives de la réponse aux impulsions à des intervalles égaux à celui qui sépare deux symboles d'information con-15 sécutifs. 6»- Dans un système dans lequel une série de symboles d'information consécutifs sont transmis sur un canal de transmission, un procédé de détermination de la réponse aux impulsions de ce canal de transmission et de compen-20 sation des signaux reçus associés, caractérisé par les opérations consistant à retrancher de chaque signal reçu sur le canal de transmission les valeurs calculées des symboles d'information reçus antérieurement modifiées par la valeur estimée de la réponse aux impulsions pour 25 obtenir un signal corrigé, à calculer d'après ce signal corrigé la valeur du dernier symbole d'information reçu, à retrancher du signal corrigé la valeur calculée du dernier symbole d'information reçu modifiée par la valeur estimée de la réponse aux impulsions pour obtenir un res-30 te, ce reste étant fonction de la différence entre la valeur effective et la valeur estimée de la réponse aux impulsions, et à modifier sélectivement la valeur estimée 21139 2011607 de la réponse aux impulsions de manière à réduire ledit reste au minimum. 7«- Le procédé de la revendication 6, caractérisé par le fait que le calcul de la valeur du dernier symbole 5 d'information reçu comprend l'opération consistant à comparer le signal corrigé avec la valeur estimée de l'amplitude maximale de la réponse aux impulsions. ■ 8«- Dans un système dans lequel une série de symboles d'information consécutifs d^_£ sont transmis sur tin canal 10 de transmission, un procédé de détermination de la réponse aux impulsions de ce canal de transmission et de compensation des signaux reçus associés, les .valeurs successives de ladite réponse aux impulsions à des intervalles égaux à celui qui sépare deux symboles d'information consécutifs 15 étant représentées par hQ, hp ... , ledit procédé étant caractérisé par les opérations consistant à retrancher de chaque signal reçu, x^, les valeurs calculées d^^, d^_2» d^__j , ... des symboles d'information reçus ...... précédemment modifiées par les valeurs estimées h^, hg, h^, 20 ... de ladite réponse aux impulsions, conformément à l'équation : xic " zi" Ïi-Â. - Si-2S2 - 3i-3S3 --••• où x^c est. égal à d^hQ + 30 9.- Le-procédé de la revendication 8 caractérisé par le fait que la modification-sélective de la valeur estimée de la réponse aux impulsions comprend l'opération consistant à ajouter ou retrancher sélectivementun- incrément^ h à l'un des facteurs h& Ghaque fois qu'un sym— 35 bole d'information est traité. 69 21139 33 2011607 10. Le procédé de la revendication 9, caractérisé par le fait qu'un facteur ha différent est augmenté chaque fois qu'un symbole d'information est traité. 11.- Le procédé de la revendication 8, caractérisé 5 par le fait que la division de x. pour obtenir d. corn- Xv X prend l'opération consistant à comparer la valeur de x^c avec la valeur estimée b. pour en déduire d.. o x 12.- Dans un système dans lequel unë série de symboles d'information consécutifs sont transmis sur un canal 10 de transmission, des moyens pour déterminer la réponse aux impulsions de ce canal de transmission et pour compenser les signaux reçus associés, lesdits moyens étant caractérisés par le fait qu'ils comprennent des moyens pour retrancher de chaque signal reçu sur le canal dè 15 transmission les valeurs calculées des symboles d'infor*-mation reçus antérieurement modifiées par la valeur estimée de la réponse aux impulsions pour obtenir un signal corrigé, des moyens capables, en réponse à ce signal corrigé, de calculer la valeur du dernier symbole d'informa-20 "fcipn reçu, des moyens pour retrancher du signal corrigé la valeur calculée du dernier symbole d'information reçu modifiée par la valeur estimée de la réponse aux impulsions pour obtenir tin reste, ce reste étant fonction de la différence entre la valeur réelle et la valeur esti-25 mée de la réponse aux impulsions des moyens pour modifier sélectivement la valeur estimée de la réponse aux impulsions de manière à réduire ledit reste au minimum. 13.- Dans un système dans lequel une série de symboles d'information consécutifs d. " sont transmis x-a 30 sur un canal de transmission, des moyens pour déterminer la réponse aux impulsions de ce canal de transmission et pour compenser les signaux reçus associés, les valeurs successives de la réponse aux impulsions à des intervalles égaux à celui qui sépare deux symboles d'informa-35 tion consécutifs étant représentées par hQ, h^, hg, ..., lesdits moyens étant caractérisés par le fait qu'ils comprennent des moyens pour retrancher de chaque signal reçu, x^, les valeurs calculées d^^j d^ ^ , ... des r 69 21139 » 2011607 boles d'information reçus antérieurement modifiées par les valeurs estimées .Ep de la réponse aux impul sions, conformément à l'équation : xic = xi ~ \-l\ ~ di-2S2 ~ di-3S3 " 5 où x. est égal à d.h + 14.- L'appareil de la revendication 13j caractérisé par le fait que les moyens de modification sélective de 15 la valeur estimée de la réponse aux impulsions comprennent des moyens pour ajouter ou retrancher sélectivement un incrément Ah à l'un des facteurs h chaque fois qu'un cl symbole d*information est traité. 15»— L'appareil de la revendication 14, caractérisé 20 par le fait qu'un facteur h„ différent est augmenté chaque cl fois qu'un symbole d'information est traité. 16. L'appareil de la revendication 13, caractérisé par le fait que les moyens de division comprennent des moyens pour comparer la valeur de x^c avec la valeur esti-25 mée hQ pour en déduire di.