FR 2005095 A1 19691205 FR 6909381 A 19690328 è 1 2005095 La présente invention se rapporte à un circuit convertisseur propre à être connecté entre une source de signaux d'excitation digitaux et une charge, comprenant un transformateur ayant un enroulement secondaire pouvant être connecté à une charge et un 5 enroulement primaire présentant deux demi-enroulements, et deux amplificateurs connectés en série avec les demi-enroulements primaires montés en push pull. Afin de fournir une énergie d'alimentation à très basse fréquence telle qu'une énergie à 20 Hz utilisée dans les systèmes 10 d'aopel téléphonique on fait normalement usage d'équipements d'alimentation se caractérisant par des dimensions et un poids considérables. Alors mène que des transistors de petites tailles peuvent fournir des énergies de sortie extraordinairement grandes, les condensateurs de couplage, les transformateurs et les bobines 15 d'induction qui doivent être utilisés avec les transistors sont encombrants et lourds à ces fréquences. Il est classique d'utiliser des transformateurs à ferro-résonance dans l'étage de sortie push-pull de ces générateurs dans le but de réaliser une économie de poids et d'espace, mais ces transformateurs doivent être exci-20 tés à une fréquence très précise. Toutefois, cela entraîne normalement l'utilisation de plusieurs étages et des circuits de couplage associés dans la chaîne d'excitation, et par conséquent l'économie de poids et d'espace réellement réalisée est inférieure à celle que l'on était en droit d'escompter. Une façon d'éliminer cette 25 perte de place et de poids par suite de ces couplages entre étages est d'exciter chaque moitié de l'étage de sortie push-pull au moyen d'un amplificateur à courant continu à couplage direct séparé. Cette façon de faire ne s'est cependant pas avérée être une solution satisfaisante jusqu'à présent car si le signal d'excitation 30 se trouve interrompu à un moment quelconque, l'un des transistors de sortie reste conducteur tout le temps. Le transformateur de sortie devient donc saturé et cesse de limiter le courant traversant le transistor; celui-ci peut se surchauffer et être détruit. Les problèmes évoqués ci-dessus sont résolus par la pré-35 sente invention qui procure un circuit convertisseur comprenant en outre un circuit monostable connecté à chaque amplificateur et propre à être connecté à une source de signaux digitaux, ce circuit monostable étant caractérisé p'ar un état instable de durée prédéterminée lorsqu'il reçoit des signaux de commande de ladite source, ce circuit monostable rendant l'amplificateur correspon 69 09381 2 2005095 dant non conducteur lorsqu'il ne reçoit pas de signal de commande pendant un laps de temps plus grand que la durée de son état instable prédéterminé. L'invention procure donc un convertisseur d'énergie à très basse fréquence, peu coûteux et sûr. 5 L'invention assure également la protection des transis tors de sortie d'un générateur de courant d'appel téléphonique à l'égard des surchauffements. L'invention va être décrite ci-après en se référant aux dessins joints dans lesquels: 10 - la figure 1 est un schéma fonctionnel d'une forme de réalisation simple; - la figure 2 est un schéma d'une forme de réalisation préférée couvenant particulièrement pour un générateur de courant d'appel téléphonique. 15 Dans un convertisseur d'énergie, chaque moitié de trac- formateur de sortie push-pull est excités par un amplificateur à courant continu séparé. Chaque amplificateur est alimenté par un circuit monostable séparé présentant un état instable de durée prédéterminée en réponse à un signal d'entrée. Une source de signaux 20 d'excitation digitaux dont la durée est inférieure d'une demi-période à la durée de l'état instable, se trouve connectée aux deux circuits monostables afin d'alimenter les circuits monostables, les amplificateurs à courant continu et le transformateur de sortie alternativement. Eh l'absence de signaux pendant un intervalle 25 de temps plus grand que la durée de l'état instable, les circuits monostables reprennent leurs états stables afin de bloquer les amplificateurs à courant continu et de protéger les transistors de sortie. La durée de l'état instable peut être rendue indépendante de la tension d'alimentation afin de réduire le cycle d'enclen-30 chement des transistors de sortie lorsque la tension d'alimentation baisse trop fortement pour que les transistors se saturent normalement. Un montage des circuits monostables en porce NON-ET permet une interruption et un rétablissement rapides de la tension de 35 sortie du convertisseur par des signaux logiques à faible niveau dans le cas d'un générateur de courant d'appel téléphonique. Dans la forme de réalisation illustrée sur la figure 1, une source de signaux 11 est connectée aux entrées de deux circuits monostables 12 et 13. Les sorties de ceux-ci sont connectées à des amplificateurs à courant continu séparés 14 et 15 res- 69 09381 3 2005095 pectivement. Les sorties des amplificateurs sont connectées à l'enroulement primaire l6 d'un transformateur de sortie push-pulï 17. La prise médiane 20 de l'enroulement 16 est connectée à une source de courant continu 25. Une charge 21 est connectée à 5 un enroulement secondaire 22. Chaque circuit monostable est placé dans un état instable ou état ÉN par un signal provenant de la source 11. Lorsqu'un circuit monostable est dans son état instable, l'amplificateur correspondant est conducteur et débite un courant dans le derni-10 enroulement primaire correspondant. Lorsqu'un circuit monostable est dans son état stable ou état HORS, l'amplificateur et le demi-enroulement primaire correspondants ne sont pas conducteurs. En l'absence de signaux d'entrée périodiques provenant de la source 11, l'état instable de chaque circuit monostable se termine auto-15 matiquement après un laps de temps prédéterminé. Cela a pour conséquence que si, pour une raison quelconque, les signaux d'entrée manquent, chaque circuit monostable retourne à son état stable, coupait les amplificateurs et protégeant ainsi le circuit de sortie. De plus, les signaux d'entrée peuvent être intentionnellement cou-20 pés afin de conserver l'énergie lorsqu'on n'a pas besoin de signal de sortie. Le circuit est apte à fournir de l'énergie à la charge avec une gamme étendue de formes d'ondes des signaux récurrents de la source 11. Pour obtenir un rendement maximum, toutefois, chaque 25 amplificateur à courant continu doit être conducteur pendant une demi-période mais ils ne doivent pas être tous deux simultanément conducteurs. Pour ce faire, les signaux provenant de la source 11 sont connectés de façon à alimenter les circuits monostables en synchronisme mais en opposition de phase. Un circuit monostable est 30 donc dans l'état instable pendant que l'autre est dans l'état stable et aucun d'eux ne peut normalement retourner de lui-même dans son état stable. Il en résulte que des fronts d'ondes très raides donnent plus de satisfaction et on a constaté qu'une onde carrée usuelle travaille très bien. 35 La figure 2 est tin schéma d'une forme de réalisation qui convient particulièrement comme générateur de courant d'appel dans un système téléphonique. Comme dans le montage selon la figure 1, une source de signaux 11 est connectée aux entrées de deux circuits . monostables 12 et 13- Les sorties de ceux-ci sont connectées à des amplificateurs à courant continu séparés 14 et 15, les sorties de 69 09381 4 2005095 ces derniers étant connectées à l'enroulement primaire 16 d'un transformateur de sortie push-pull 17. Dans la présente forme de réalisation, la source 11 comprend un multivibrateur bistable alimenté par un signal de commande 5 symétrique appliqué entre les bornes 26 et 27. On peut utiliser ici un type quiconque de multivibrateurs bistables bien connus pour fournir des ondes carrées cfe phases opposées aux sorties 28 et 29-Un multivibrateur particulièrement utile comprend deux portes NON-ET 31 et 32 à couplage croisé plutôt que de simples, transistors 10 comme cela se fait habituellement. Ce montage est décrit dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique n° 3.210.559. On obtient ainsi des entrées 26 et 27 isolées des sorties 28 et 29. Comme on le verra plus loin, le coût supplémentaire de ce circuit est très faible en circuit intégré. 15 Comme les circuits monostables 12 et 13 peuvent être des multivibrateurs monostables identiques, on n'en décrira que le premier. Les points correspondants dans le second multivibrateur sont identifiés par les mêmes références que dans le premier, mais affectés d'un suffixe a. Le multivibrateur 12 comprend uhe 20 porte NON-ET 33, normalement conductrice, et une porte NON-ET 34, normalement non conductrice. La porte N0N-ET ^3, qui comprend trois transistors, a une voie de conduction consistant en trois circuits émetteur-collecteur en parallèle, et trois entrées 36, 37 et 38, une entrée étant connectée à la base de chaque transistor par l'in-25 termédiaire d'une résistance de limitation de courant. D'une manière similaire, la porte NON-ET 34, qui comprend deux transistors, à une voie de conduction consistant en deux circuits émetteur-collecteur en parallèle, et deux entrées 39 et 41, une entrée étant connectée à chaque base. La voie de conduction de la porte NON-ET 30 33 est connectée à une ligne d'alimentation 40 (5volts) à travers une résistance de charge 42 tandis que la voie de conduction de-la porte NON-ET 34 est connectée 'à la ligne d'alimentation 40 à travers line résistance de charge 43. Dans un multivibrateur mono-stable typique, les collecteurs de la porte 33 sont connectés à 35 l'entrée 39 de la porte 34, les collecteurs de la porte 34 sont connectés à l'entrée 38 de la porte 33 par l'intermédiaire d'un condensateur 44 et d'une diode 46. La diode sert à limiter la tension négative qui apparaît à l'entrée 38, particulièrement lorsqu'on utilise des transistors à circuit intégré, dans lesquels la tension de claquage inverse base-émetteur est de l'ordre de 69 09381 5 2005095 cinq à six volts. On peut prévoir une protection supplémentaire à l'égard des surcharges, comme on le verra plus loin, en connectant le point de jonction du condensateur 44 et de la diode 46 à une ligne d'alimentation*48 (29 volts) à travers une résistance 47. 5 Chaque fois qu'une tension positive apparaît à l'une quelconque des entrées 36, 37 et 38, la porte NON-ET 33 devient conductrice. De même, lorsqu'une tension positive apparaît à l'une quelconque des entrées 39 e-t 41 , la porte NON-ET 34 devient conductrice. En l'absence de signal d'entrée, l'entrée 38 reçoit une 10 tension positive de la ligne 48 à travers la résistance 47 et la diode 46, de sorte que la porte NON-ET 33 est normalement conductrice. Pendant que la porte 33 est conductrice, la tension appliquée à l'entrée 39 par les collecteurs de 1? porte 33 est trop faible pour rendre la porte 34 conductrice, et le condensateur 15 44 se charge à une tension positive de 5 volts sur son électrode connectée à la porte 34» Son autre électrode se charge à une ten-• sion inférieure à 5 volts, déterminée par la résistance 47. Lorsqu'une tension positive provenant de la borne 29 de la source 11 est appliquée à l'entrée 41} toutefois, la porte 34 devient conduc-20 trice et bloque rapidement la porte 33 comme dans tout montage de multivibrateur, et ce jusqu'à ce que le condensateur 44 soit déchargé. Le temps de décharge du condensateur 44 est réglé à une valeur légèrement plus longue que la moitié d'une période du signal de commande de sorte que les circuits monostables 12 et 13 se 25 trouvent normalement commandés en synchronisme et en opposition de phase. Lorsque la sortie 29 devient positive, les portes 34 et 33a sont conductrices; lorsque la sortie 28 est positive, les portes 33 et 34a sont conductrices. Les sorties des circuits monostables 12 et 13 sont prises 30 sur les collecteurs des portes normalement conductrices 33 et 33a respectivement en sorte que les sorties soient positives durant la période instable lorsque chaque porte normalement bloquée, 34 ou 34a respectivement, devient conductrice. L'entrée 37 de la porte NON-ET 33 est particulièrement 35 utile dans un générateur de courant d'appel distant qui dessert plusieurs usagers. Une faible tension positive appliquée à l'entrée 37 bloque immédiatement les deux circuits monostables et les amplificateurs à courant continu afin de faire cesser l'appel. La suppression de la tension remet immédiatement le générateur de courant d'appel en action. En raison de la vitesse élevée à laquék 69 09381 6 2005095 le cela peut être effectué, un seul relais peut desservir plusieurs usagers en lieu et place des relais individuels habituellement prévus pour chaque usager. Lorsque plusieurs postes téléphoniques sont appelés simultanément à partir du seul générateur, un poste 5 quelconque qui se trouve décroché fait retomber le relais d'appel afin d*interrompre le courant d'appel et de faire retomber tous les relais de crochets-commutateurs desservis par le générateur de courant d'appel. Ces relais de crochets-commutateurs des postes qui sont toujours raccrochés,sont alors repris et le courant d'ap-10 pel leur est réappliqué, le tout endéans 50 à 100 millisecondes. L'interruption du courant d'appel est tellement insignifiante qu'elle est presque imperceptible aux usagers qui n'ont pas encore répondu, ce qui permet d'éliminer de nombreux relais et filtres. Les amplificateurs à courant continu 14 et 15 étant 15 aussi identiques, on n'en décrira que le premier. L'amplificateur 14 est un amplificateur à trois ét?e;es à couplage direct. La polarité ^.es transistors change à chaque étage de sorte que lorsque le circuit monostable 12 se trouve dans son état stable, état dans lequel il ne fournit pas de tension de sortie, les*trois 20 transistors sont bloqués et ne tirent aucun courant. On réalise ainsi une protection des transistors en l'absence de signal, ce qui est un but de l'invention, mais en outre le circuîtrne dérive qu'un courant très faible lorsqu'il n'est pas besoin d'appel. Les signaux de commande peuvent par conséquent être bloqués de manière 25 à ne pas consommer l'énergie de la batterie lorsqu'il ne faut pas faire d'appel. En utilisant la technique des circuits intégrés, l'accroissement de coût des transistors peut être très faible à condition que les caractéristiques des transistors soient similai-30 res. Dans le circuit selon la figure 2, tous les transistors sont utilisés comme commutateurs travaillant uniquement en satu-' ration et en blocage. Il en résulte que tous les transistors des multivibrateurs bistables et monostables 11, 12 et 13 et les transistors d'entrée des amplificateurs à courant continu 14 et 15 peu-35 être identiques. De plus, les résistances de bases de ces transistors peuvent avoir une valeur et les résistances de collecteurs, une autre valeur. Le présent circuit a dès lors été réalisé à l'aide d'une logique à résistances et transistors pour tirer pleinement profit de la technique des circuits intégrés, et les avantages préconisés par l'emploi de portes NON-ET à deux et trois entrées 69 09381 7 2005095 sont par conséquent obtenus d'une façon très économique. Si la fréquence du signal de commande est précise et stable, un transformateur à ferro-résonance peut être utilisé comme transformateur de sortie 17 afin d'assurer la régulation de la 5 tension de sortie en fonction des variations de la tension d'alimentation. Dans une telle forme de réalisation, la prrîse médiane de l'enroulement primaire 16 est connectée à une ligne d'alimentation 29-volts 48 afin de fournir l'énergie de sortie adéquate pour le courant d'appel. Le restant du circuit, à l'exception des mul-10 tivibrateurs monostables 12 et 13, est alimenté à partir de la ligne 40 à 5 volts. Le circuit selon l'a figure 2 assure une protection supplémentaire des transistors de sortie par l'utilisation de deux tensions d'alimentation pour les multivibrateurs monostables 12 15 et 13. Dans l'éventualité où un manque d'énergie d'alimentation requiert que les équipements téléphoniques fonctionnent sur batteries, la tension d'alimentation tend à baisser dans le temps. Lorsque la basse tension baisse tellement fort que les transistors de sortie ne puissent plus être amenés à saturation, et si la ten-20 s ion plus élevée n'a pas baissé dans la même proportion, la dissipation des transistors durant leur conduction croît considérablement, tendant à surchauffer les transistors. Le circuit des multivibrateurs 12 et 13 assure cependant une constante de temps de décharge de condensateur qui varie avec les deux tensions d'alimenta-25 tion d'après l'expression logn (1 + ^i/VH ^ ^L et 30Ivt les tensions sur les lignes basse tension et haute tension respectivement. Si la batterie basse tension se décharge à une vitesse plus rapide que 1? batterie haute tension, qui est semblable, le temps de décharge des condensateurs des circuits monostables 12 30 et 13 diminue. Lorsque le temps de décharge décroît jusqu'en dessous de la durée d'une demi-période du signal de commande, les transistors de sortie sont bloqués prématurément. Par conséquent, lorsque la basse tension baisse tellement fort que les transistors de sortie ne sont plus amenés à saturation, le cycle de fonc-35 tionnement de chaque transistor se trouve considérablement réduit et la chaleur engendrée est maintenue à un niveau de sécurité. 69 09381 8 2005095 REVENDICATIONS. 1.- Circuit convertisseur propre à être connecté entre une source de signaux digitaux et une charge, comprenant un transformateur ayant un enroulement secondaire pouvant être connecté 5 à une charge et un enroulement primaire présentant deux demi-enroulements, et deux amplificateurs connectés en série avec les demi-enroulements primaires montés en push-pull, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit monostable (12, 13), connecté à chaque amplificateur et propre à être 10 connecté à une source de signaux digitaux (11), ce circuit .monostable étant caractérisé par un état instable de durée prédéterminée lorsqu'il reçoit des signaux de commande de ladite source, ce circuit monostable rendant l'amplificateur correspondant non conducteur lorsqu'il ne reçoit pas de signal de commande pendant un laps de 15 teaps plus grand que la durée de son état instable prédéterminé. 2.» Circuit convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit monostable comprend en outre une première porte NON-ET (33) normalement conductrice, présentant une sortie et au moins deux entrées, une première de ces 20 entrées étant propre à être connectée à la source de signaux digitaux, une seconde porte NON-ET (34) normalement non conductrice, présentant une sortie et au moins deux entrées, une première de ces entrées étant propre à être connectée à la source de signaux digitaux, un circuit pour connecter la sortie de la première por-25 te NON-ET à la seconde entrée de la seconde porte NON-ET, et un circuit capacitif (44) pour connecter .la sortie de la seconde porte NON-ET à la seconde entrée ae la première porte"NON-ET. 3.- Circuit convertisseur selon la revendication 2, ca-30 ractérisé en ce que la première porte NON-ET (33) comporte une troisième entrée (37) propre à être connectée à une source de signaux d'arrêt d'appel afin de ramener instantanément' les deux circuits monostables (12, 13) dans leurs états stables respectifs. 4.- Circuit convertisseur selon la revendication 3, ca-35 ractérisé en ce qu'une première source de tension continue (Jfi) est connectée au circuit monostable (12, 13) et aux circuits amplificateurs (14, 15) en sorte que lorsque la première tension continue baisse d'une façon appréciable, la durée prédéterminée de l'état instable du circuit monostable (12, 13) diminue afin de réduire sensiblement le cycle de conduction des circuits 69 09381 9 2005095 amplificateurs (14, 15). 5.- Circuit convertisseur selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'une seconde source de tension continue (48) est connectée à une borne du circuit capacitif (44) et en ce que la première source de tension continue (40) est connectée à lfautre borne dudit circuit capacitif (44).