FR 2000939 A1 19690919 FR 6900602 A 19690115 69 00602 1 2000939 La présente invention se rapporte d'une manière générale à des méthodes et systèmes pour le contrôle centralisé du trafic aérien, dans lesquels la position d'objets mobiles est déterminée par des techniques de décalage de fréquences, et concerne plus 5 particulièrement des méthodes et systèmes dans lesquels les fréquences porteuses émises et reçues par un appareil sur l'objet sont approximativement compensées quant à l'effet Doppler. L'apparition d'avions commerciaux supersoniques capables de voler à environ 2.000 noeuds (3«200km/h) suscite des problèmes de 10 navigation aérienne qui ne se présentent généralement pas pour la localisation d'avions subsoniques volant à quelques 600 noeuds (1.000km/h). Les avions supersoniques en vol transocéanique doivent être constamment avertis de la position exacte des autres avions supersoniques se trouvant à proximité, si les couloirs 15 aériens d'environ 100 miles (170 km) qui sont actuellement normaux pour le contrôle du trafic aérien transocéanique subsonique doivent être utilisés ou réduits. Le besoin de donnéessur la position des avions proches est encore plus nécessaire en ce qui concerne un avion supersonique, puisque un tel avion volant à 2.000 noeuds 20 (3*200 ka/h) ne se trouve qu'à deux ou trois minutes de parcours d'un autre avion distant de 100 miles (170 km), alors que des avions également distants volant à 600 noeuds (1.000 km/h) sont séparés par dix minutes. En conséquence, il est encore plus nécessaire pour les avions supersoniques que pour les appareils subsoni-25 ques en vol transocéanique de pouvoir surveiller en permanence, à bord et d'une manière centralisée, la position des avions voisins, afin d'éviter des collisions et autres incidents en vol. Selon la présente invention, la posfcion d'un véhicule tel qu'm avion de transport supersonique, déterminée par un calculateur 30 électronique en une station au soldentraie est fournie à un contrôleur principal du trafic aérien ayant la responsabilité duditavionet des avions voisins et est transmise à plusieurs des arions voisins par l'intermédiaire d'un satellite synchrone situé de manière à pouvoir relayer les signaux entre les avions et la station au sol. 35 Les signaux indicatifs de position renvoyés par un avion sont constitués par des tonalités de phases variables modulées sur -une porteuse dont la fréquence se situe généralement dans la gammes des micro.-ondes. Etant donné qu'une fraction de l'information de position est constituée par la fréquence porteuse de chaque avion, 40 il est indispensable dans les procédés et s ystèmes envisagés 69 00602 2 2000939 cohérence de phase soit maintenue entre les appareils émetteurs et récepteurs de la station centrale et de chacun des avions supersoniques. Pour le respect d'une bande passante minimale et de la cohéren-5 ce de phase entre les appareils montés à bord des avions supersoniques et à la station centrale, un problème se pose en ce qui concerne l'effet Doppler correspondant à un récepteur se déplaçant à une vitesse de 2.000 noeuds (3.200 km/h). En particulier, un avion supersonique volant à cette vitesse implique dans chaque 10 sens de transmission un décalage de fréquence dépassant * 10 KHz pour une porteuse à 1,5 GHz. En conséquence, pour obtenir une bande passante minimale et une bonne cohérence de phase entre les équipements de bord et de la station centrale, il est nécessaire de compenser l'effet Doppler résultant de la vitesse extrêmement 15 élevée de l'avion supersonique, et ce, d'une manière qui ne détruise pas la cohérence de phase. Le procédé en apparence le plus simple et le plus immédiat pour surmonter le problème créé par l'effet de Doppler de la porteuse émise par l'avion est de s'abstenir de toute compensation et d'accepter pour chaque 20 avion une largeur de bande suffisamment large pour inclure le décalage Doppler maximal. Pour des décalages de fréquences par effet Doppler de l'ordre de i 10KHz, la largeur de bande allouée à chaque avion supersonique serait toutefois trop importante pour permettre des transmissions efficaces entre chaque avion et la 25 station au sol. Une autre solution du problème posé- par le décalage Doppler de la porteuse émise par un avion supersonique est de le compenser exactement, la fréquence émise depuis l'avion étant déplacée par un oscillateur de bord ultra-stable de manière qu'à tout moment la 30 fréquence résultante émise par l'appareil paraisse être constante. De la sorte, les récepteurs de la station au sol et du satellite seraient toujours exactement accordés sur la même fréquence centrale émise et reçue par l'avion; toutefois, la cohérence de phase entre les porteuse émise et reçue ne pourrait être assurée, 35 étant donné qu'un oscillateur indépendant devrait être monté sur chaque avion. Puisque la cohérence de phase est nécessaire et qu'un oscillateur présentant la stabilité requise ne peut pas être monté sur chaque avion, il est en pratique impossible de compenser exactement les décalages de fréquence par effet Doppler. 69 00602 3 2000939 Selon un aspect essentiel de la présente invention, un compromis est cherché entre la compensation exacte de l'effet Doppler et l'emploi d'un système requérant une bande passante extrêmement large, la fréquence de la porteuse reçue par l'avion est mesurée et 5 comparée à une référence pour fournir une indication du décalage de fréquence par effet Doppler. En réponse à la différence entre les fréquences reçue et de référence, l'une de plusieurs gammes de fréquence Doppler est choisie et indiquée par un signal digital qui est modulé sur la porteuse émise par l'avion. La différence 10 entre la valeur limite de la gamme choisie et la fréquence de décalage produit un déplacement de la fréquence porteuse apparente émise par l'avion par rapport à la fréquence porteuse en vol stationnaire. La station au sol répond au signal digital émis par l'avion en fournissant au calculateur électronique une donnée 15 d'entrée qui est utilisée pour l'une des déterminations de position, tout en contrôlant la fréquence de la porteuse émise par l'avion afin d'obtenir une mesure de la différence entre la valeur limite de la gamme choisie et la fréquence réelle de la porteuse. La cohérence de phase entre l'avion et la station au sol est préservée 20 sans qu'il soit besoin d'une voie à large bande passante en suivant la fréquence et la phase de porteuse au moyen d'une boucle à phase bloquée, en éliminant ainsi les problèmes découlant de la compensation exacte de l'effet Doppler. Pour empêcher l'oscillation de la fréquence de porteuse entre deux valeurs limites, lorsque le décala-25 ge Doppler varie légèrement au voisinage d'une limite de gamme , les circuits de compensation d'effet Doppler à bord de l'avion sont dotéB d'hystérésis pour indiquer la gamme de fréquence. Plusieurs solutions alternatives et/ou complémentaires peuvent être utilisées pour déterminer la position de chaque avion par les 30 techniques de classement des décalages de fréquences conformes à la présente i nvention. Selon une technique, un récepteur à très basse fréquence est monté sur chaque avion, ledit récepteur captant les émissions Oméga à très basse fréquence des émetteurs de plusieurs stations au sol distincte» En réponse aux signaux à très 35 basse fréquence captés à bord de l'avion, la porteuse émise par ce dernier est modulée par des données significatives de la position de l'avion par rapport aux émetteur Qméga. La station centrale réagit à la modulation de la porteuse émise par l'avion par les signant àtrès bassefréquence reçus par ce. dernier: pour indiquer la 40 position de l'avion. La technique générale mise en oeuvre dans 69 00602 4 2000939 cette solution à fréquence latérale est complètement décrite, à l'exception de la compensation Doppler, dans la demande de brevet américain N° 641«431 déposée le 22 Mai 1967 au nom de Laughlin, Jr. et al, cédée à la demanderesse. 5 Selon une seconde technique mise en oeuvre pour déterminer la position d'un avion conformément à la présente invention, le point d'intersection de trois sphères définissant les lignes de position ou lieux sphériques autour de points fixes prédéterminés est calculé à la station centrale en réponse à des signaux émis par 10 chacun des avions. L'une de ces sphères est définie comme la distance de l'avion par rapport au centre de la terre, à partir des indications de l'altimètre de bord, dont la lecture est transmise à la station au sol sous forme d'un signal digital par l'intermédiaire d'une voie incluant le satellite synchrone. Le rayon de la 15 seconde sphère est défini comme la ligne de position, c'est-à-dire la distance entre l'avion et le satellite synchrone, déteminée à partir de la phase de tonallté modulant la porteusq&icro-onde transmise entre le satellite et l'avion. Le rayon de la troisième sphère est défini comme ligne de position par rapport à un éaetteur 20 à très basse fréquence, tel qu'un émetteur Oméga, sur lequel est accordé un récepteur TBF équipant l'avion. Le système utilisant un satellite synchrone comme point fixe ne requiert qu'un seul émetteur à très basse fréquence, et non pas unepluralité de tels émetteurs, comme l'exige la technique Oméga. 25 Une meilleure précision peut par ailleurs être atteinte avec le second système en ce qui concerne les station Oméga, étant donné que l'avion reçoit lfémetteur à très basse fréquence le plus proche ou situé dans la meilleure position géométrique par rapport à l'avion, de sorte Selon un autre mode de mise en oeuvre de la présente invention, tout besoin d'émetteur très basse fréquence au sol est supprimé en calculant le vecteur vitesse de l'avion par rapport au satellite 40 synchrone. En particulier, la variation de distance entre l'avion 69 00602 5 2000939 et le satellite, c'est-à-dire le vecteur vitesse, est dérivée d'une mesure Doppler grossière effectuée par le compensateur Doppler de l'avion, cette mesure étant réémise vers la station centrale par une voie digitale. La valeur exacte de la porteuse 5 avion est déterminée à la station centrale en réponse à ce signal digital, et à une mesure de la fréquence de porteuse avion par rapport à une fréquence de référence produite à la station centrale. Par ailleurs, les informations suivant le vecteur vitesse de l'avion par rapport à la terre, fournies par des accélé-10 romètres de bord, ainsi que la distance entre l'avion et le satellite synchrone, déterminée par des techniques de décalage de fréquence d'une porteuse micro-onde, sont émises de l'avion vers la station centrale par l'intermédiaire du satellite synchrone. Compte tenu du vecteur vitesse de l'avion par rapport à la terre, 15 le calculateur électronique de la station centrale détermine quelle peut être la variation de vitesse entre l'avion et le satellite pour chaque position d'un lieu défini par la distance de l'avion par rapport au centre de la terre et la distance entre l'avion et le satellite. La variation de distance calculée est 20 comparée avec la variation de distance mesurée pour chaque point de ce lieu. L'égalité des valeurs calculées et mesurées de la variation de distance fournit une indication de la position de l'avion. Un autre aspect de la présente invention est que la puissance 25 (totale et par voie) et la valeur quadratique moyenne de l'excursion tm phase du signal émis du satellite vers les avions restent constantes, tandis que la puissance reçue des lifférentes stations au sol varie, par exemple en fonction des conditions atmosphériques. En conséquence, le signal provenant du satellite a des caractéris-30 tiques stables et semble être issu d'une source unique. Les tentatives antérieurement faites pour maintenir constante la puissance issue d'un satellite en fonction du nombre des stations émettant des données vers ce satellite n'ont pas été totalement satisfaisantes, en ce qu'il a été impossible de contrôler effica-35 cernent le niveau de puissance des émetteurs des stations au sol. Selon la présente invention, une réponse parfaitement linéaire est obtenue par battement des signaux reçus des stations centrale et périphériques à une fréquence pour laquelle l'une des fréquence des stations au sol se situe dans la bande de base du 40 satellite. La phase du signal composite de bande de base module l 69 00602 6 2000939 ■une porteuse émise par le satellite de telle manière que pratiquement toute l'information est contenue dans la bande latérale d'ordre I émise par le satellite» Sans battement dans la bande de base, une réponse exactement linéaire ne peut pas être obtenue, 5 étant donné qu'aux fréquences intermédiaires le processus de modulation de phase n'est qu'une approximation. Dans la bande de base il n'existe pas d'approximation; au contraire, le processus de modulation en phase est parfaitement précis. L'excursion quadratique moyenne de la modulation en phase de 10 la porteuse émise par le satellite est maintenue constante en fonction de la puissance totale des stations au sol en mesurant la puissance de bande de base réçue par le satellite depuis l'ensemble des stations au sol. Etant donné que pratiquement toute la puissance de cette bande de base est contenue dans des sous-15 porteuses modulées en fréquence , dont l'amplitude quadratique moyenne n'est pas fonction de la modulation, et étant donné que ces sous-porteuses restent présentes même en l'absence de modulation: , un réglage grossier de la puissance des stations au sol permet de contrôler la valeur quadratique moyenne de l'excursion 20 de phase. En réponse au niveau de puissance du signal de bande de base composite reçu par le satellite, la valeur quadratique moyenne de l'amplitude du signal de bande de base modulant la porteuse émise par le satellite est modifiée en utilisant des techniques de contrôle automatique dqfeain • La puissance totale 25 atteignant le satellite est maintenue constante en incorporant un réseau de contrôle automatique de gain aux émetteurs des stations centrale, et périphériques. A la station centrale, le réseau de contrôle automatique de gain répond à une Indication du signal d®. contrôle automatique de gain issuedu sàtellite pour contrôler 30 la modulation de phase, tandis que la puissance émise par chacune des stations périphériques est réglée en comparant les niveaux de puissance des porteuses émises par la station centrale et la station locale. L'indication du niveau de puissance de la porteuse de la station centrale est obtenue aux stations périphériques par 35 le contrôle du signal émis du satellite vers les avions. En résumé, la présente invention a pour objet des procédés et systèmes nouveaux et perfectionnés pour déterminer la position d'un mobile. L'invention a également pour objet un système et un procédé pour calculer la position d'un objet à partir de mesures correspondant à la distance de l'objet par rapport à des points 69 00602 7 2000939 déterminés à la surface de la terre et dans l'espace extérieur. Un autre objet de l'invention est de permettre la détermination de la position d'un mobile en tenant compte des variations de son éloignement par rapport à plusieurs points fixes» 5 Encore un autre objet de la présente invention est un procédé et un système de communication entre plusieurs avions et plusieurs stations au sol par l'intermédiaire d'un satellite synchrone, l'une des stations au sol fournissant des informations sur la position de l'avion. 10 Un autre objet de l'invention est de permettre la détermina tion de la position d'un avion sans qu'il.soit besoin de monter un calculateur électroniqugfcomplexe à bord de l1avion. L'invention a encore pour but la réalisation d'un système nouveau et perfectionné permettant d'informer plusieurs avions 15 relativement voisins en vol transocéanique de leuis positions mutuelle^ et de contrôler leurs positions relatives en une station centrale* l'invention a pour objet supplémentaire un procédé et un système nouveaux et perfectionnés permettant d'établir une comau-20 nication entre une station au sol et un véhicule mobile tout en assurant sur ce dernier la compensation de l'effet Doppler du-à sa vitesse* 1"*invention vise également à permettre l'établissement de communication entre plusieurs avions en vol transocéanique et plu-25 sieurs stations au sol, dont l'une est une station centrale et une autre une station dont un avion s'approche ou s'éloigne. Encore un autre objet de la présente invention est de proposer un procédé et un système nouveaux et perfectionnés pour l'établissement de communication entre plusieurs stations au sol 30 et un mobile par l'intermédiaire d'un satellite synchrone, le signal composite émis par le satellite vers le mobile depuis l'ensemble des stations au sol conservant un niveau de puissance constant, indépendamment de la puissance parvenant au satellite depuis les différentes stations au sol» 35 L'invention a encore pour but de permettre l'établissement de communications entre plusieurs stations au sol et un ou plusieurs mobiles, une porteuse émise par le satellite étant modulée en phase avec une valeur quadratique moyenne de l'excursion de phase;stable quel, que soit le nombre de stations au sol en fonctionnement. 69 00602 8 2000939 Un dernier objet de l'invention est de proposer tua procédé et un système nouveaux et perfectionnés pour l'établissement de communications par l'intermédiaire d'un satellite synchrone entre plusieurs stations au sol à fonctionnement intermittent et un ou 5 plusieurs mobiles, dans lesquels le signal composite émis par le satellite semble être issu d'une source unique, la puissance et la valeur quadratique, moyenne, de l'excursion de phase du signal émis restant constantes en dépit des modifications du nombre des stations au sol en fonctionnement* 10 ^'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaî tront plus clairement à la lecture de la description détaillée qui suit de plusieurs exemples de mise en oeuvre illustrés par les dessins annexés, sur lesquels : - la figure 1 est un schéma de principe illustrant un premier 15 mode de mise en oeuvre de la présente invention; - la figure 2 est un tableau des séquences et fréquences d'émissions de la fraction actuellement en service du système Oméga; - la figure 3 est un schéma illustrant le principe d'un second 20 mode de mise en oeuvre de la présente invention, dans lequel sont employés des décalages d'ondes à très basse fréquences et à hautes fréquences; - la figure 4 est un schéma illustrant le principe d'un troisième mode de mise en oeuvre de la présente invention, selon 25 lequel il est fait emploi du vecteur vitesse du mobile à localiser; _ la figure 5 représente le spectre des fréquences émises par une station centrale et une station périphérique vers les avions; - la figure 6 représente le spectre des fréquences émises par l'un des avions vers la station centrale; 30 - la figure 7 est le schéma bloc de l'appareillage de la sta tion centrale; - la figure 8 est le schéma bloc de l'appareillage de relais du satellite; - la figure 9 est le schéma bloc de l'appareillage de bord 35 d'un avion; - la figure 10 est le schéma bloc de 11appareillage d'une station périphérique; et - la figure 11 donne le schéma du réseau de correction d'effet Doppler incorporé à l'appareillage de la figure 9* 00602 9 2000939 Dans la description détaillée qui suit, il est supposé que le système comporte une station de contrôle centrale et une autre station au sol; par ailleurs, il est supposé que trois avions seulement sont contrôlés par un unique satellite synchrone situé 5 au-dessus de 1*océan Atlantique à mi-chemin entre les continents européen et nord-américain „ Par ailleurs, il est supposé que la région nord-atlantique n'est pourvue que de trois émetteurs Oméga à très basse fréquence. Il est toutefois bien entendu qu'un système opérationnel pourrait comprendre jusqu'à neuf stations 10 secondaires au sol et que des communications simultanées avec deux cents avions pourraient être établies au moyen d'un unique satellite synchrone, une couverture mondiale requérant au moins trois satellites synchrones répartis de manière appropriée au-dessus de différentes parties du globe terrestre. En outre, un système opé-15 rationnel à portée mondiale inclurait huit émetteurs Oméga à très basse fréquence. On se reportera maintenant à la figure 1 des dessins, sur laquelle sont représentés trois avions 11-13 en vol transocéanique entre les continents nord-américain, et européen . le satellite 20 synchrone 14 se trouve en un point pratiquement stationna ire au-dessus de l'Equateur dans la région centrale de l'océan Atlantique, et gravite à une altitude de l'ordre de 23.000 miles (37000 knj) de sorte que sa vitesse angulaire est égale à la vitesse de rotation de la terre. Sur le continent nord-américain est située une sta-25 tion primaire de commande 15 pourvue d'un émetteur et d'un récepteur à micro-ondes 16. Sur le continent européen est située une seconde station 17» dite périphérique, pourvue d'un émetteur et d'un récepteur à micro-ondes 18. La station de contrôle secondaire 17 est sensiblement identique à la station de contrôle primaire 15, 30 excepté le fait que les appareils et dispositions pour la commande et le contrôle de la puissance utilisés à la station primaire pour déterminer la position des avions 11-13 ne sont pas utilisés à la station secondaire, bien qu'ils restent disponibles comme doublure. La communication par micro-ondes, à double sens et en vue 35 directe entre les stations àu sol 15 et 17 et le satellite synchrone 14 s'effectue sur une fréquence porteuse d'environ 5 GHz, tandis que les communications entre le satellite 14 et chacun des avions 11-13 s'effectuent sur une porteuse située dans la bande allouée à l'aviation, à 1,5 GHz environ. Ainsi, les données sont 69 00602 10 2000939 acheminées des stations au sol 15 et 17 aux avions 11-13 par l'intermédiaire du satellite synchrone 14 par conversion de fréquence de la bande G à la bande L « Les stations au sol 15 et 17 reçoivent également le signal de bande L émis par le satellite 5 14, de sorte qu'elles peuvent contrôler la puissance relative reçue par le satellite de l'ensemble des stations au sol. Selon tua premier mode de mise en oeuvre de la présente invention, la position des avions 11-13 est déterminée à partir des signaux à très basse fréquence émis par des stations Oméga 19-21 10 situées sur les continents et relativement éloignées, comme le montre la figure 1. Les émetteurs Oméga 19-21 sont des sources d'énergie électromagnétique à très basse fréquence et très forte puissance,"décrites en détail dans une publication ayant pour titre s "Oméga, A World-Wide Navigations! System" publiée pour le 15 compte du Oméga Implementation Committee par Pickard and Burns Electronics, 103 Fourth Avenue, Waltham, Massachusetts. La bande à très basse fréquence située entre 10,2 et 13,6 KHz a été choisie pour les émissions Oméga, étant donné qu'une couverture mondiale complète par des signaux situés dans une telle gamme de fréquence 20 peut être obtenue en n'employant que huit statioœémettrices, chacune rayonnant une puissance de dix kilowatts. Les fréquences de cette bande particulière présentent d'excellentes caractéristiques de propagation, permettant une couverture maximale par chaque station, et par ailleurs possèdent une bonne stabilité de 25 phase, qui permet des mesures suffisamment précises pour déterminer la position de récepteurs à très basse fréquence par rapport à celle des émetteurs Oméga. Les trois stations Oméga 19™21 situées sur les continents, en association avec une quatrième station Oméga située aux Iles Hawaï, permettent de déterminer avec 30 précision la position d'un mobile recevant les ondes à très basse fréquence dans la région nord-atlantique illustrée en utilisant les lignes de position hyperboliques isophases par rapport aux différents émetteurs Oméga. La quatrième station Oméga susmentionnée émet séquentiellement 35 des signaux TBF cohérents à 10,2 , 11,33 et 13,6 KHz, de la manière indiquée sur le format de signal de la figure 2. Des bandes latérales à 11,3 , 45,3 et 226 Hz sont respectivement superposées aux signaux à 10,2 , 11,33 et 13,6 KHz, de sorte que la position d'un récepteur peut être déterminée de manière univoque à l'intérieur d'une zone d'environ 7.000 miles (11.500 km)de côté . Une 00602 u 2000939 séquence d'émission Oméga complète permettant une couverture mondiale totale au moyen de huit émetteurs Oméga dure dix secondes* Chaque séquence comporte huit segments, chacun ayant une durée de l'ordre d'une seconde, avec des intervalles de 0,2 seconde entre 5 les segments adjacents. En raison de la relation temps/fréquence unique existant au cours de chaque format d'émission Oméga de dix secondes, l'identification de la station émettant une fréquence donnée est facile à effectuer, comme il est décrit dans la publication Oméga susmentionnée. 10 Le calcul de la position d'un, objet en utilisant les technicpee Oméga, s*effectue par comparaison de la phase relative de signaux ayant la même fréquence reçus par cet objet depuis une paire d'émetteurs. Pour donner un exemple concret, on supposera que l'avion 12 reçoit un signal, à 10,2 KHz de la station 21 avec une 15 phase de 45° par rapport à un signal de référence de phase à 10,2 Kffg durant les premiers 9/l0èede seconde d'un format d'émis-sioqfbxéga. Durant une seconde période d'émission, allant de 1,1 à 2,1 secondes après le début du format d'émission Oméga pris en considération, l'avion 12 reçoit le signal à 10,2 KHz émis de 20 la station 19 avec une phase de -30° par rapport à la référence à 10,2 KHz. Compte tenu du déphasage de 75° entre les signaux reçus des stations 19 et 21, une ligne de position isophase, définie comme une hyperbole ayant ses foyers aux stations 19 et 21, est tracée. Pendant l'intervalle de temps de 1,1 seconde s'étendant 15 de 2,3 à 3,4 secondes après le début du format d'émission Oméga pris en considération, l'onde à 10,2 KHz provenant de la station éaettrice Oméga des Iles Hawaï est reçue par l'avion 12 avec une phase de -145° par rapport à la phase de la référence à 10,2 KHz. Compte tenu de ce déphasage de 115° entre le signal, des Iles 30 Hawaï et le signal de la station 19, une seconde ligne isophase est tracée, l'intersection des deux lignes isophases fournissant une Indication sur la position de l'avion 12. Etant donné que la phase relative des émission à très basse fréquence depuis les stations Oméga 19-21 varie périodiquement 35 en fonction de l'éloignement de la station, il est nécessaire d'utiliser plus d'une fréquence d'émission TBF. En employant trois très basses fréquences d'émission Oméga à 10^2 , 11,33 et 13,6 KHz, la position d'un objet équipé d'un récepteur TBF Oméga peut être déterminé» avec une résolution correspondant à une surface de cftté 75 miles (120 lnn)environ . Les bandes latérales à 11,3 , 45,3 69 00602 12 2000939 et 226 Hz permettent une résolution correspondant à des régions de côté 7.000 miles (11.500 km)environ . Selon la présente invention, les signaux TBP issus de la quatrième station Oméga mentionnée sont reçus sur chacun des 5 avions 11-13 afin de moduler les différentes porteuses de bande L émises depuis chaque avion vers le satellite synchrone 14. Ce dernier recevant les trois porteuses de bande L qui lui sont adressées, hétérodyne leurs spectres de modulation avec la bande de base de l'une des porteuses, et module en phase le spectre 10 de bande de base sur une porteuse de la bande G émise vers les stations au sol 15 et 17. La station centrale 15 reçoit les spectres de modulation Oméga de la porteuse de bande Ç et en extrait des informations sur la position des trois avions 11-13. La station au sol 15 comprend un récepteur TBP pour permettre la 15 détection des signaux Oméga modulés sur le signal micro-ondes reçu et leur séparation en fonction de la station d'émission de l'énergieTEF. A partir des spectres à radio-fréquence et à très basse fréquence reçus à la station 15, les positions des avions 11-13 sont déterminées à ladite station. L'information de position 20 est transformée en un signal digital qui module une sous-porteuse émise de la centrale 15 vers le satellite 14 dans la bande C • En outre, cette information de position est fournie à un contrôleur central de trafic aérien qui supervise les statuts et positions de tous les avions. Le dispositif de relais du satellite transpose 25 la sous-porteuse de données dans la bande L pour son émission vers les avions 11-13. La sous-porteuse est démodulée sur chacuii des avions, de sorte que la position de chacun d'entre etix est connue des autres. En présence d'un grand nombre d'avions, seules les positions des avions les plus proches sont fournies à tin 30 avion donné. Selon un mode de mise en oeuvre de l'invention illustré par la figure 3 et qui peut être utilisé pour augmenter ou remplacer le système de détermination de position Oméga TBP, une unique source TBP, telle que l'émetteur 20 est utilisée en association 35 avec des techniques de mesure de décalage en radio-fréquence et des signaux altimétrique issus des avions 11-13. Afin de simplifier la description du mode de mise en oeuvre de l'invention représentée sur la figure 3, on ne considérera que la détermination de la position de l'avion 12, en supposant que des techniques semblables sont employées pour déterminer la position des avions 11 et 13» 69 00602 13 2000939 et que les données significatives de la position de l'ensemble des avions sont renvoyées à ces derniers depuis la station au sol 15 et sont également fournies au contrôleur central. La position de l'avion 12 est déterminée en utilisant une technique selon 5 laquelle ladite position est définie par l'intersection de sphères 24 et 25 dont les rayons sont respectivement égaux à la distance entre l'avion 12 et le centre de la terre, telle que déterminée par l'altimètre de l'avion, et à la distance entre ce même avion et l'émetteur Oméga 20 respectivement. Les centres des sphères 10 24 et 25 coïncident respectivement avec le centre de la terre et l'émetteur TBP 20. La position de l'avion est le point d'intersection des sphères 24 et 25 et d'une ligne de position circulaire 26 dont le centre coïncide avec le point à la verticale du satellite et dont le rayon est déterminé par l'altitude de l'avion 15 12 et sa distance au satellite 14. L«éloignement de l'avion 12 par rapport à l'émetteur Oméga 20, suivant la surface de la sphère 25 est déterminé par des techniques d'identité de phase TBP similaires à celles mise en oeuvre dans le système Oméga. La technique ici utilisée diffère 20 toutefois de la technique Oméga, puisque la position de l'avion 12 par rapport à l'émetteur TBP 20 est une sphère, et non plus une hyperbole. Le lieu des points est une sphère étant donné que les lignes isophases proviennent d'un unique émetteur TBP, et se détermine en comparant la phase du signal TBF avec une référence 25 de phase à la même fréquence. La phase de la ligne isophase 25» sur laquelle se trouve l'avion 12, est déterminée à la station centrale 15 en modulant line porteuse de bande L émise par l'avion avec le signal TBP reçu par ce dernier, et en acheminant le signal modulé à la station centrale 15 par l'intermédiaire du 30 satellite synchrone 14. Pour fournir la référence de phase des signaux TBP reçus par l'avion 12, la station centrale 15 comporte une source à 10,2 KHz qui module la porteuse en bande £ fournie à l'avion 12 par le canal à radio-fréquence incluant le satellite 14. La référence de phase à 10,2 KHz reçue par l'avion 12 est 35 réémise par ce dernier vers la station au sol 15 par l'intermédiaire du satellite synchrone, après modulation par le signal TBP à 10,2kHz provenant de l'émetteur Oméga 20, ce qui perniet la détermination de la sphère 25 à la station centrale. 69 00602 14 2000939 Le rayon du cercle 26 est déterminé exclusivement en utilisant des techniques de décalage en radio-fréquence . Un spectre de tonalités de modulation à "basse fréquence, dont les fréquences sont du même ordre de grandeur que les fréquences d'émission 5 Oméga, module la porteuse en bande G émise par la station centrale 15 vers l'avion 12 par l'intermédiaire du satellite 14® Les tonalités de modulation sont reçues sur l'avion 12 et renvoyées à la station centrale 15, où elles sont comparées avec des signaux de référence de phase à la même fréquence. A partir de la différence 10 de phase entre les signaux reçus et créés à la station centrale 15, la distance entre l'avion 12 et le satellite 14 est calculée sensiblement de la même manière que la ligne de position 25. Etant donné que la distance entre le satellite synchrone 14 et la station au sol 15 est également mesurée par des techniques de décala-15 ge de fréquence , la distance entre le point situé à l'aplomb du satellite et l'avion 12 peut être déterminée pour définir le cercle 26. Un calculateur électronique de la station centrale 15 utilise les signaux représentatifs des phases en résolvant trois équations simultanées représentant les positions des lignes 24-26 20 pour déterminer la position de l'avion 12. Selon un troisième mode de mise en oeuvre de l'invention, la position de l'avion 12 peut être déterminée à la station centrale 15 en utilisant des techniques de décalage en radio-fréquence, en association avec les indications de l'altimètre de bord et des 25 mesures de vitesse de l'avion par rapport au satellite 14 et par rapport à la terre. Les mesures de vitesse ou de variations de distance de l'avion 12 par rapport au satellite 14 s'effectuent par le truchement de mesuresdes glissements de fréquence par effet Doppler effectuées à la station de contrôle centrale sur la fréquen-30 ce porteuse avion, tandis que les mesures de vitesse par rapport à la terre sont fournies par des accéléromètres équipant l'avion 12. La technique de décalage utilisée pour mesurer la distance entre le satellite 14 et l'avion 12 est identique à celle mentionnée ci-avant avec référence à la figure 3. Tous les signaux sont 35 envoyés à la station centrale 15, où la position de l'avion est calculée, supervisée par le contrôleur de trafic aérien et réémise vers les avions en vol. Pour la bonne compréhension des principes géométriques utilisés pour la détermination de la position de l'avion 12 en utilisant 69 00602 2000939 les mesures de vitesse, on se reportera à la figure 4 des dessins. Fondamentalement, la technique employée comprend le calcul de la valeur que devrait prendre la variation de distance R_ de l'avion S 12 par rapport au satellite 14 en tenant compte du vecteur de 5 vitesse composite de l'avion V pour chaque position d'une ligne de position définie par une sphère centrée sur le satellite et de rayon égal à la distance entre ledit satellite et l'avion 12. Chacune des valeurs calculées de la variation de la distance est comparée avec sa valeur mesurée, telle que déterminée par des 10 mesures d'effet Doppler effectuées sur la fréquence de porteuse émise par l'avion 12. Celle des positions sur la ligne de positions pour laquelle les valeurs calexilées et mesurées de la variation de distance sont égales, fournit une indication de la position réelle de l'avion 12. 15 II peut être démontré que les données de vitesse et de posi tion susmentionnées peuvent être utilisées pour la résolution des équat ions : [fij=Vl\ oos © cos ï - Rq)2+ (R& cos 0 cos i)2+ (Rs sin ©)2 (1). Rs — £ (Ra cos © cos i - R0)VX + (R& cos © sin 5)Vy 20 + (Ra sin B*ZJ (2), dans lesquelles : R_ = distance de l'avion au satellite mesurée par décalage de radio-fréquence; ♦ R. = vitesse de l'avion par rapport au satellite mesurée par effet S 25 Doppler en radio-fréquence, Rq = distance du satellite par rapport au centre de la terre, établie à partir de la position du satellite, Vx , Vy , Vz , vitesses de l'avion par rapport au centre de la terre, mesurées au moyen d'accéléromètres, 30 R& = distance de l'avion par rapport au centre de la terre, mesurée au moyen d'un altimètre (avec R_ = Ra + h ), cl 6 EL S = angle azimutal de l'avion par rapport au méridien au-dessus duquel est situé le satellite, © = angle d'élévation de l'avion par rapport à 1'équateur, 35 Re = rayon de la terre h = lecture de l'altimètre de bord. a Les équations (1) et (2) forment un système ayant pour inconnues l'azimut i et l'élévation ô de l'avion 12 dans un système de coordonnées sphériquesdont le centre coïncide avec le centre de la 69 00602 16 2000939 terre. Dans le système ici décrit, les trois procédés de détermination de position conformes â l'invention sont intégrés en un système unique, ce qui permet de vérifier le résultat de chacune 5 des méthodes. Dans un système réel, un ou plusieurs de ces procédés de détermination de position pourraient être utilisés, selon les avantages qui enseraient tirés. Le mode de mise en oeuvre utilisant plusieurs émetteurs Oméga pour la détermination de position a,pour l'instant, l'inconvénient de ne pas bénéficier 10 d'une couverture à l'échelle mondiale. En particulier, le système Oméga n'est à ce jour pas complet puisque seules quatre des huit stations requises pour une détermination de position à l'échelle mondiale ont été installées. Le mode de mise en oeuvre illustré par la figure 3» utilisant des techniques de décalage en radio-15 fréquence et à très basse fréquence, a pour avantage de ne pas requérir un jeu complet d'émetteurs Oméga. Le système de la figure 3 toutefois, requiert trois émetteurs TBP pour une couverture à l'échelle mondiale assurant un niveau d^réception de signaux satisfaisant en tous points du globe. Â ce jour, de tels émetteurs 20 TBP existent dans l'Atlantique Nord et le Pacifique Central, mais aucun n'a été installé en Extrême Orient ou dans l'Océan Indien. Le mode de mise en oeuvre illustré par la.'figure 4 a l'avantage particulier de n'employer aucun émetteur TBP au sol. Le système de mesure de vitesse de la figure 4 est toutefois sujet à des erreurs 25 de calcul et à des indéterminations si la vitesse de l'avion surveillé est à angle droit de la ligne de position définie par la distance entre l'avion 12 et le satellite 14. En conséquence, le système utilisant les trois techniques pour déterminer la position d'un avion a pour avantage de permettre la compensation 30 des difficultés inhérentes à chacun d'entre eux. Bien que trois systèmes de détermination de position distinctB soient théoriquement employés simultanément selon la présente invention, ces trois systèmes ont en commun le fait d'exiger le fonctionnement en phase de la station centrale 15 et des équipe-35 ments de transmissions dont est pourvu chacun des avions 11—13» Pour garantir la cohérence des phases entre la station centrale 15 et chacun des avions 11-13, les signaux issus des avions doivent être verrouillés en phase par des signaux de référence de phase à la station centrale 15. La réalisation du verrouillage de phase 40 entre la station centrale 15 et les avions 11-13 représente 69 00602 17 2000939 toutefois un problème sérieux, étant donné que pour la vitesse de 2.000 noeuds (3.200 km/h.) de l'avion, les porteuses en bande I reçues et émises par les avions suMssanfcua déplacement de fréquence d'environ 10 KHz. En raison du grand nombre des avions surveillés 5 à tout moment depuis la station centrale 15» un tel déplacement de fréquence de porteuse du signal émis par un avion, ne peut être toléré. Sinon, la largeur de bande requise pour surveiller et garder en communication deux cents avions serait 4,3 MHz, c'est-à-dire serait supérieure à celle nécessaire pour transmettre 10 les signaux phoniques et les données entre l'avion et les stations au sol. Selon un aspect de la présente invention qui se retrouve dans chacun des modes de mise en oeuvre précités, le décalage par effet Doppler des ondes émises par un avion est compensé en limitant le 15 glissement de . fréquence de la porteuse émise par chacun des avions à une valeur relativement faible de, par exemple, - 0,8 KHz. Si le glissement Doppler dépasse - 0,8 KHz, la fréquence porteuse é*ise par l'avion est décalée pas à pas de manière à ce qu'elle reste à l'intérieur de ces limites. Une indication digitale du 20 nombre de pas est émise par l'avion 12 vers la station 15 en modulant une porteuse avec un signal binaire à basse fréquence, de sorte que la station centrale a connaissance de l'amplitude du glissement-de fréquence créé par l'effet Doppler sur la porteuse émise par l'avion. lia valeur réelle de l'effet Doppler dans les 25 limites fixées est alors déterminée à la station centrale en mesurant la fréquence de porteuse dans le canal aviation alloué. On examinera maintenant les spectres émis par le satellite 14 vers les avions 11-13 et les stations au sol 15-17 en se référant aux figures 5 et 6. Comme montré sur la figure 5, le spectre compo-30 site émis par le satellite 14 vers les avions 11-13 en partant des signaux reçus des stations au sol 15 et 17, comprend une porteuse unique *o1 dans la bande L modulée en phase par tin spectre de bande de base, incluant sept tonalités continues, un signal digital de commande d'horloge et trois sous-porteuses modulées en fréquence. 35 Ces trois sous-porteuses sont écartées l'une de l'autre de 60 KHz, et sont centrées à 100 KHz, 160 KHz et 220 KHz par rapport à la porteuse, chacune étant modulée en fréquence par un spectre de 18 KHz de largeur de bande. Les sous-porteuses à 100 et 160 KHz transportent respectivement les signaux phoniques et les signaux de 40 données issus de la station centrale 15, tandis que la sous-porteuse 69 00602 18 2000939 à 220 KHz transporte les signaux phoniques et de données émanant de la station au sol 17* L'écartement des fréquences de sous-porteuses est fixé d'une manière prédéterminée, de sorte que la porteuse des signaux phoniques issue de la station au sol 17 est 5 écartée de 220 KHz de la porteuse issue de la station centrale 15, cette relation étant maintenue par la station 17 contrôlant les transmissions par satellite. Les données de "bande de hase de la porteuse fQ^ ,issues de signaux produits à la station centrale 15, sont réparties entre 10 plusieurs fréquences audio distinctes, des tonalités cohérentes décalées et un signal de commande et de base de temps, ce dernier occupant une largeur de bande de 500 Hz et étant centré sur une sous-porteuse à 1 KHz. Les différentes fréquences simples et les tonalités décalées de la bande de base sont utilisées pour 15 la mise en oeuvre des procédés de détermination de position décrits en relation avec la figure 3. En particulier, les tonalités à 3,4 , 5,67 et 6,8 KHz permettent de déterminer la position de l'avion 11 en utilisant des techniques de comparaison de phase . Pour améliorer la résolution des techniques par décalage de radio-fréquence, 20 line seconde tonalité est associée à chacune des trois tonalités précitées, cette seconde tonalité étant écartée de 226, 46,3 et 11,3 Hz des tonalités à 3,4 , 5,67 et 6,8 KHz respectivement. Une tonalité à 10,2 KHz procure aux avions 11-13 une référence de phase à une fréquence identique à l'une des fréquences THF, de 25 manière à permettre la détermination du rayon de la sphère 25 de la figure 3. Le spectre émis vers le satellite 14 par chacun des avions 11-13, représenté par le diagramme spectral de la figure 6, a une fréquence de porteuse foA , et une largeur de bande totale de 7 30 plus deux bandes de garde de 1 KHz situées à chacune des extrémités du spectre. La porteuse fQ^ est modulée par un spectre vocal en modulation dfcnplitude à bande latérale unique sur la bande de base s'étendant de 350 à 3.000 Hz. Les tonalités décalées à bande latérale unique sont situées aux mêmes fréquences relatives dans 35 les bandes de base émises et reçues par chacun des avions, à savoir à 3,4 , 3,626, 5,67, 5,716, 6,8 et 6,93 KHz à partir de fQ^* En outre, la sous-porteuse à 4,25 KHz de tQ^ est modulée par des signaux de données digitales ayant une largeur de bande de - 0,25KHz. Les données digitales représentent des paramètres mesurés à bord 40 de l'avion; des exemples de tels paramètres sont la compensation 69 00602 2000939 de fréquence Doppler, l'altitude de l'avion et les lectures d'accéléromètreâ. La largeur de bande totale réelle nécessaire pour le spectre de la figure 6 est de l'ordre de 7 KHz. Cette largeur de bande 5 est accrue jusqu'à 9 KHz en disposant des bandes de garde de 1 KHz à chacune des extrémités du spectre. Ces bandes de garde sont requises pour accommoder le décalage en fréquence de + 0,8 TTffg: dû à l'effet Doppler agissant sur la porteuse fQ^ lorsque la compensation Doppler est utilisée. Si la technique de compensation 10 conforme à la présente invention n'était pas utilisée, les bandess de garde devraient s'étendre sur 10 KHh de part et d'autre du spectre. Les spectres provenant de chacun des avions 11-13 possèdent des fréquences de porteuses différentes prédéterminées, mutuelle-15 ment écartées de 9 KHz, de sorte que le spectre complet de chacun des avions peut être reçu par le satellite, sans chevauchement sur les spectres adjacents. Les spectres provenant des avions 11-13 sont émis par une voie en bande L ver» le satellite 14, où ils sont détectés et modulés sur une porteuse unique en bance Ç , avec 20 la même séparation en fréquence que lors de leur transmission des avions vers le satellite. La porteuse en bande C est émise par le satellite 14 vers les stations au sol 15 et 17. La station 15 reçoit l'ensemble des données en bande C relayées par le satellite, tandis que la station 17 ne reçoit que des signaux 25 phoniques en bande C émanant d'avions à proximité.de ladite station, et par ailleurs contrôle la porteuse en bande L et les niveaux de puissance émis par le satellite en vue des contrôles de fréquence et de puissance. On va maintenant examiner l'équipement de la station centrale 30 15, du satellite 14 et de l'un des avions 11-13 en se référant aux figures 7, 8 et 9 respectivement. La station centrale 15 représentée sur la figure 7 fournit le spectre indiqué par la figure 5, à l'exception des communications phoniques et en modulation de fréquence sous la sous-porteuse à 220 KHz, qui est fouanie par la 35 station périphérique 17. La station centrale 15 comprend un émetteur 31 en bande G qui alimente en micro-ondes par l'intermédiaire d'un diplexeur 32 un feeder en bande G 33, lequel est couplé à me antenne à gain élevé (non représentée). L'émetteur en bande C 31 traite, 40 à l'exception de la bande vocale centrée sur 220 KHz, le spectre 69 00602 20 2000939 indiqué sur la figure 5, fourni par un modulateur 34 à bande latérale unique, le modulateur 34 reçoit le spectre de la sortie d'un amplificateur additionneur 34» dont les entrées sont reliées à un amplificateur additionneur 38 et aur modulateurs de 5 fréquences 36 et 37. le modulateur de fréquence 36 inclut une source 39 de sous-porteuse à 100 KHz pour la modulation des signaux digitaux fournis par un calculateur 41 , tandis que le modulateur 37 inclut une source 32 de sous-porteuse à 160 KHz et reçoit des signaux vocaux fournis par un microphone d'opérateur 10 43. Chacun des modulateurs 36 et 37 comporte un filtre passe bande pour limiter l'excursion de fréquence à 18 KHz. le modulateur de fréquence 37 possède un indice de modulation égal à 2, et donc requiert une largeur de bande de 18 KHz pour un spectre de bande de base allant jusqu'à 3 KHz. 15 l'amplificateur additionneur 38 fournit le reliquat du spectre de bande de base de la figure 5 à l'amplificateur 35. A cet effet, les entrées de l'amplificateur additionneur 38 reçoivent des tonalités continues à 3,4 , 3,626, 5,67, 5,716, 6,8 et 6,93 KHz respectivement fournies par des sources 34, 44,1 , 45, 45,1 ,46 20 et 46,1 . En outre, l'amplificateur additionneur 38 comporte une entrée par laquelle il reçoit les signaux de commande et de bas* de temps modulés sur la sortie d'une source 48 fesaut-porteuse à 1 KHz. les signaux de commande et de base de temps modulés sur la 25 source de sous-porteuse 48 sont produits à partir de la séquence Oméga de la figure 2, reçus à la station centrale 15 par une antenne TBP 49 et appliqués au récepteur Oméga 51. le récepteur Oméga 51 fournit un signal à un réseau 52 d'identification de la station Oméga, du type habituellement utilisé dans tous les 30 récepteurs Oméga, mais dans le circuit duquel est introduit un retard de 0,25 seconde pour compenser la durée màyenne de transmission aller et retour entre la station 15 et les avions par l'intermédiaire du satellite 14. le réseau 52 d'identification de station Oméga alimente quatre sorties, présentant chacune le 35 niveau binaire un lorsque le récepteur 51 reçoit un signal à 10,2 KHz provenant de l'un des émetteurs Oméga 19-21 ou bien de l'émetteur situé aux Iles Hawaï. les quatre signaux fournis par le réseau 52 d'identification des stations Oméga sont appliqués à une porte OU 53, dont la 40 sortie est appliquée à un codeur digital 54. le codeur 54 comporte 69 00602 21 2000939 une autre entrée, pour déterminer la durée de formais Oméga alternés durant 10 secondes* A cet effet, la sortie du réseau 52 d1 identification des stations Oméga indiquant la réception d'un signal à 10,2 KHz depuis l'émetteur Oméga 19 au commencement de 5 chaque format de 10 secondes est couplée à l'entrée d'un réseau détecteur différentiateur 55. En conséquence, au commencement de chaque format Oméga, le réseau 55 fournit une impulsion de faible durée qui est appliquée à l'entrée d'un multivibrateur bistable 56. la sortie du multivibrateur 56, à savoir un créneau de 10 période de récurrence 20 secondes, est appliquée à l'autre entrée du codeur 54. Durant les formats de transmission Oméga successifs, les sorties du flip-flop 56 sont alternativement au*niveaut binair® zéro et un. les zéros et uns binaires fournis par le flip-flop 56 et la porte OU 53 sont transposés dans le codeur 54 en signaux 15 digitaux utilisés pour commander des interrupteurs à bord des avions 11-13, comme on le verra ci-après, la sortie du codeur 54 est une séquence de bits binaires, correspondant à l'état des signaux issus du flip-flop 56 et de la porte OU 53» la fréquence de porteuse fournie au modulateur à bande laté-20 raie unique 34 est issue d'un générateur de fréquence en bande C 61• la fréquence reçue par le circuit de relais du s atellite 14 devant rester apparemment constante, la sortie du générateur 61 ne- peut $as être appliquée directement au modulateur 34, étant donné que le satellite synchrone se déplace par rapport au point 25 de la surface de la terre situé à sa vertical, le mouvement du satellite 14 par rapport à la terre provoque un décalage Doppler des fréquences de porteuse qu'il reçoit. la compensation de cet effet Doppler est assurée sensiblement de la même manière à chacune des stations au sol en pilotant la 30 fréquence de porteuse en bande 1 émise par le satellite 14 vers les avions 11-13. la porteuse en bande 1 est collectée à la station centrale 15 par un feeder 62 qui est couplé par un récepteur en bande 1 63. la fréquence de porteuse fo1 issue du récepteur 63 est comparée avec la sortie du générateur de fréquence 35 61 dans une boucle à phase bloquée 64 comprenant un détecteur synchrone 65 répondant aux sorties du générateur de fréquence 61 et à la sortie "somme" d'un mélangeur 68, obtenue par battement des signaux de sortie d'un oscillateur 66 commandé par tension et du récepteur en bande 1 63» le détecteur synchrone 65 fournit un 40 spectre Incluant une tension continue représentative de la 69 00602 22 2000939 séparation en fréquence des signaux de micro-ondes qui lui sont appliqués. Cette tension continue traverse tin filtre passe-bas 67, à l'exclusion des autres éléments du spectre engendrés par le détecteur 65, et contrôle la fréquence de l'oscillateur comman-5 dé en tension 66. La sortie de l'oscillâteur 66 non seulement est mélangée avec celle du récepteur 63 dans le mélangeur 68, mais fait par ailleurs l'objet d'une multiplication de fréquence da^s le multiplicateur 70 pour produire une porteuse en bande Ç qui est fournie au modulateur 34 à bande latérale unique. La 10 porteuse en bande C modulée en bande latérale unique fournie par le modulateur 34 est appliquée au feeder 33 par l'intermédiaire de l'émetteur 31. Le signal en bande C issu de l'émetteur 31 est dirigé vers le satellite, dont les circuits de relais sont représentés sur la 15 figure 8. D'une manière générale, les circuits du satellite aélan-gent les signaux reçus des stations 15 et 17 à la bande de base de l'une des porteuses en bande C , et modulent en phase une porteuse en bande Là 1,54 GHz avec les spectres de bande de base, tout en maintenant la cohérence de phase en extrayant la 20 porteuse émise de la porteuse reçue* Les composants de modulation sont modulés en phase sur la porteuse en bande L à 1,54 GHz, avec une déviation quadratique moyenne d'un radian quelle que soit la puissance totale reçue par le satellite des stations au sol. En conséquence, le signal composite en bande L émis par le 25 satellite 14, présente la même déviation quadratique moyenne, quel que soit le nombre de stations au sol en fonctionnement, et semble donc produit par une source unique. La cohérence de phase des signaux en bande C et en bande L respectivement reçus et émis par le satellite 14 par le truchement 30 de l'antenne 81 et du diplexeur 82 est assurée en extrayant la porteuse en bande C émise par la station centrale 15 et en l'utilisant pour contrôler le générateur de fréquence 83 du satellite# La porteuse à 5,1 GHz est extraite de la modulation en appliquant le spectre en bande Ç représenté sur la figure 5 au détecteur 35 synchrone 84 à travers le préamplificateur 85. Le détecteur synchrone 84 est branché dans une boucle à phase bloquée avec un filtre passe-bas 86 qui fournit un signal continu à l'oscillateur commandé en tension 87. Le filtre passe-bas 86 est conçu pour présenter une fréquence de coupure de 500 Hz, dé sorte que la modulation de la 40 porteuse fQ^ à 5,1 GHz n'agit pas sur la fréquence de l'oscillateur 69 00602 23 2000939 20 87* La sortie de ce dernier est renvoyée par des circuiteparallèles au détecteur synchrone 84 et au régénérateur de fréquence 83» La sortie du détecteur synchrone 84 traverse un filtre passeras 88 ayant une fréquence de coupure propre à permettre l'extrac-5 tion de l'ensemblç&u spectre en bande C issu du diplexeur 82» Dans le système considéré, qui comporte une unique station centrale et une seule station auxiliaire, la fréquence de coupure du filtre 88 est de l'ordre de 250 KHz, permettant l'extraction complète du spectre montré sur la figure 5. Bien entendu, pour des systèmes 10 incluant plusieurs stations au sol, la bande passante du filtre 88 est ajustée selon les besoins* Le spectre de bande de base extrait du filtre passe-bas 88 module une fréquence porteuse issue du générateur 83 dans un modulateur de phase 89* Le modulateur de phase 89 reçoit le 1 *5 spectre issu du filtre 88 par le circuit établit à travers l'amplificateur à faible niveau 91, auquel est associé un réseau 92 de contrôle automatiquede gain. Le réseau de contrôle automatique de gain 92 agit en réponse à la puissance quadratique moyenne du spectre produit à la sortie de l'amplificateur 91 de manière à régler le gain de cet amplificateur à un niveau propre à maintenir l'amplitude du signal appliqué à l'entrée du modulateur de phase 89 à un niveau pour lequel la modulation de phase présente une déviation quadratique moyenne d'un radian, quelle que soit la puissance reçue par le satellite des stations au sol* A cet effet, 25 le réseau de contrôle automatique de gain 92 additionne effectivement les puissances correspondant aux différents spectres du type montré sur la figure 5, issus de l'amplificateur 91* Si par exemple une seule station centrale 15 envoie des données au satellite 14 à pleine puissance,et si la puissance reçue par le satelli-30 te de la station 17 se trouve réduite, par exemple en raison des conditions atmosphériques, le spectre vocal centré sur 220 KHz se trouverait atténué par rapport à la puissance du spectre à 160KHz, et la tension de contrôle automatique de gain serait de valeur inférieure à celle qu'elle possède loréque le spectre vocal centré 35 sur 220 TTffg est reçu à pleine puissancej au contraire, un signal de contrôle de gain relativement fort est produit lorsque le satellite reçoit pratiquement sans atténuation la puissance rayonnée par les deux stations* En fonction du niveau bas ou élevé des signaux de sortie du réseau 92 de contrôle automatique de gain 40 dans les conditions indiquées, le gain de 1'amplificateur 91 est 69 00602 24 2000939 respectivement accru ou réduit pour assurer une déviation de phase de valeur quadratique moyenne à un radian à la sortie du modulateur de phase 89» Le signal de sortie modulé en phase du modulateur 89 est 5 transposé de la fréquence porteuse relativement "basse fournie au modulateur par le générateur 83 sur une porteuse en bande L à 1,54 GHz en appliquant la sortie démodulateur de phase à une série de mélangeurs en cascade, représentés pour plus de simplicité comme un mélangeur unique 93» Le mélangeur 93 tire de la sortie à 10 fréquence relativement élevée du générateur 83 un signal de somme en bande L modulé en bande latérale unique. Le signal issu du mélangeur 93 est appliqué par l'intermédiaire d'un amplificateur de puissance 94 au diplexeur 82 et est rayonné par l'antenne 81• Le signal en bande L est reçu aux stations au sol 15 et 17 pour 15 commander le modulateur à bande latérale unique 34 qiielle comporte ; à la station 17» le signal en bande L commande l'émetteur en bande C . La commande de l'émetteur en bande C de la station centrale 15 est assurée par un signal digital produit sur le satellite 14 à partir du niveau de la tension de contrôle 20 automatique de gain appliquée à l'amplificateur 92. Pour produire ce signal digital, la tension du réseau de contrôle automatique de gain 92 est appliqué à un convertisseur analogue-digital 95, dont la sortie modulée par un mixeur 96 sur une sous-porteuse à 5 KHz produite par une source 97. La sous-porteuse est modulée en 25 phase sur une porteuse en bande Ç , comme on le verra ci-après et est émise par la station centrale 15. La puissance rayonnée par la station centrale 15 est commandée en fonction du niveau du contrôle automatique de gain dans le satellite en appliquant la porteuse en bande 0 , par l'intermédiai-30 re du diplexeur 32 et du récepteur en bande G 101 à une boucle de démodulation à phase bloquée 102. La sortie à fréquence intermédiaire modulée en amplitude du démodulateur 102 est appliquée à un décodeur digital 103 produisant un signal d'amplitude variable qui est appliqué à l'entrée de contrôle automatique de gain de 35 l'émetteur en bande C 31. De la sorte, la puissance en bande C rayonnée par la station 15 est maintenue dans des limites prédéterminées et n'a pas tendance à croître de manière incontrôlée si la puissance totale reçue des stations au sol par le satellite vient à décroître. 00602 25 2000939 Pour maintenir constant le rapport des puissances reçues par le satellite 14 à partir de la station périphérique 17 et de la station centrale 15, et ainsi permettre que le signal émis dudit satellite vers les avions paraissent issus d'une source 5 unique, la station 17 comporte des moyens pour comparer sa propre puissance et celle de la station centrale vues du satellite. A cet effet, et comme montré sur la figure 10, la station périphérique 17 comprend un feeder d1 antenne en bande L 104, couplé à un récepteur en bande L 105. Le signal de sortie du récepteur 105 0 est appliqué à un démodulateur synchrone 106, dont la sortie comprend deux signaux d'amplitude variable en fonction des fréquences des signaux émis par les stations 15 et 17. Le a amplitudes des signaux de sortie du démodulateur 106 sont détectées par des analyseurs de spectre 107 et 108, pilotés en parallèle par la 5 sortie du démodulateur 106. Les sorties d'amplitude variable des analyseurs 107 et 108, respectivement proportionnante aux amplitudes relatives des signaux de canal vocal reçus par le satellite 14 des stations 15 et 17, sont comparées dans un réseau comparateur 109* Le signal issu du réseau de comparaison 109 est appliqué à D l'entrée de contrôle automatique de gain d'un émetteur en bande Ç 111, dont la sortie est couplée à un feeder 112. Ainsi, lorsque l'amplitude des signaux de canal vocal reçus par le satellite 14 de la station 17 varie en valeur relative par rapport à l'amplitude des signaux correspondants reçus de la station 15, la puissance 5 rayonnée par la station périphérique est modifiée, de manière que les amplitudes des spectres centrés à 160 et 220 KHz (figure 5) soient maintenues égales. Etant donné que le processus de démodula-tlon-modulation dans le satellite 14 fait que pratiquement toute l'énergie émise par ce dernier se trouve dans la première bande 3 latérale, la détection des amplitudes des signaux vocaux est assurée dans les analyseurs 107 et 108 au moyen de circuits relativement simples formant filtres passe-bande. Le contrôle de la fréquence du signal émis à partir du feeder d'antenne 112 est assuré au moyen d'un appareillage pratiquement 5 identique à celui utilisé dans le schéma de la figure 7. En particulier,une boucle à phase bloquée 113 fournit une porteuse en bande C à un modulateur à bande latérale unique 114-ayant une fréquence propre à compenser l'effet Doppler sur la porteuse de satellite résultant du déplacement de Ge dernier. La porteuse en 0 bandeÇest hétérodynée avec un signal vocal modulé en fréquence 69 00602 26 2000939 avec une largeur de bande de 18 KHz par modulâtioryEi1 une source 116 de sous-porteuse à 220 KHz. Le signal vocal est fourni par un microphone 115 qui alimente un modulateur à modulation de fréquence 117» lui-même alimenté par la source 116 et monté en cascade avec 5 le modulateur à bande latérale unique 114. Le signal en bande L issu du satellite 14 est également transmis à chacun des avions 11-13 selon le format spectral de bande de base indiqué sur la figure 5. La porteuse à 1,54 GHz émise par le satellite 14 est reçue sur chacun des avions 11-13 10 par une antenne 151 (figure 9) et transmise par l'intermédiaire d'un dipbxeur 152 à un récepteur en bande L 153. Globalement, l'équipement de réception monté à bord de chacun des avions 11-13 procède à la démodulation de phase du spectre reçu. Les signaux phoniques et de données centrés sur 100, 160 et 220 "KTl>- sont 15 démodulés; les fréquences décalées sont extraites et relayées vers la station centrale 15. En outre, les signaux de commande et d'horloge de la sous-porteuse de bande de base à 1,0 KHz et détectés pour commander la transmission de tonalités décalées supplémentaires depuis les avions vers la station centrale 15* L'équipement 20 de chacun des avions déterpine par ailleurs la modification Doppler de la porteuse en bande L reçue, en fonction du mouvement de l'avion et de manière à compenser les glissements de fréquence par effet Doppler. La transmission des tonalités latérales depuis les avions 25 doit être effectuée en cohérence de phase par rapport aux tonalités latérales reçues. A cet effet, le récepteur en bande L 153 applique la porteuse en bande L modulée en phase à un démodulateur en boucle à phase bloquée comportant un oscillateur à commande par tension 154, asservi à la fréquence et à la phase de la porteuse 30 en bande L reçue. L'oscillateur contrôlé en tension 154, dont la fréquence nominale est de l'ordre de 20 MHz, est commandé par un réseau diviseur à phase bloquée comprenant des mélangeurs 155-158 montés en cascade et un filtre passe-bas en boucle 159. A la sortie du mélangeur 158 apparaît le spectre démodulé en phase du 35 signal reçu du satellite 14» ledit spectre étant une réplique de la bande de base du spectre représenté sur la figure 5» et incluant une composante continue représentative de la différence de phase entre les signaux d ' entrée^pjiliqués au mélangeur. Le signal continu est appliqué à une entrée de commande de l'oscillateur 154 par 40 1'intermédiaire d'un filtre en boucle 159» à l'exclusion des autres 69 00602 27 2000939 élément» du spectre reçu, afin d * assurer la cohérence de phase de l'oscillateur commandé en tension 154 avec le signal à 1,54 GHz appliqué au récepteur 130. Afin d'assurer la réduction de fréquence nécessaire au 5 battement de la porteuse à 1,54 GHz avec la bande de base, la sortie de 1'oscillateur commandé en tension 154 est appliquée directement au mélangeur 158, tandis que la sortie dudit oscillateur est appliquée aux mélangeurs 155-157 par l'intermédiaire de multiplicateurs de fréquence 161-163» possédant des facteurs de multipli-10 cation respectivement égaux à 64, 8 et 4. la sortie de chacun des mélangeurs 155-158 ne comporte donc que la partie basse du spectre de bande latérale des deux signaux qui leur sont appliqués. le signal à fréquence nominale 20 MHz engendré par l'oscillateur 154 est appliqué à un diviseur de fréquence 164 qui fournit 15 des sorties séparées à 17 KHz et 4,25 KHz. Par ailleurs, la sortie de l'oscillateur 154 est appliquée à un circuit de modulation et de conversion de fréquence 173 qui fournit une porteuse en bande C modulée.par les signaux de bande latérale unique engendrés à bord de l'avion. 20 le circuit 173 comprendept mélangeurs 401-407 montés en cascade, chacun sensible à un multiple différent de la sortie d« l'oscillateur154 et tous, à l'exception du mélangeur 401, à la fréquence de sommation issue du mélangeur précédent, le mélangeur 401 répond au spectre de bande de base illustré par la figure 6, 25 fourni par l'amplificateur d'addition 172 et à un signal à 20 KHz issu d'un diviseur de fréquence 408 à rapport de division 1.000 alimenté par l'oscillateur 154. le spectre issu du mélangeur 401, sur une porteuse à 20 KHz, est combiné dans le mélangeur 402 avec une onde à fréquence variable engendrée par le réseau de correc-30 tion d'effet Doppler 168, la sortie "somme de fréquence^ du mélangeur 402 étant appliquée au mélangeur 403. la fréquence de sortie du réseau 168 varie par pas de 1,6 KHz entre 70,4 et 89»6KHz, en fonction de la vitesse de l'avion. les mélangeurs 403-407 assurent l'élévation de fréquence et 35 la sélection de canal de la porteuse corrigée quant à l'effet Doppler et modulée par le spectre indiqué sur la figure 6, issue du mélangeur 402. le mélangeur 404 est relié à l'oscillateur 154 par l'intermédiaire d'un diviseur de fréquence et sélecteur de canal d'émission ...préréglé 165, tandis que les mélangeurs 403,405» 40 406 et 407 sont pilotés par l'oscillateur 154 à des fréquences de 00602 2000939 1,9 » 20, 320 et 1o280 MHz par l'intermédiaire des multiplicateurs de fréquence 408, 409 et 410, possédant respectivement des facteurs de multiplication de , 16 et 64. Ainsi, la sortie du mélangeur 407 est centrée sur une fréquence nominale en bande 1 de 1.627 GHz ladite fréquence variant entre 1.626 et 1.628 GHz, selon le canal choisi. Le sélecteur de canal 165 est un diviseur de fréquence qui réduit la fréquence de l'oscillateur 154 par un facteur de _2K 20.000 où K = 553» 554 et 555 pour les avions 11, 12 et 13 respectivement. 10 Dans un système concret concernant 200 avions, K prendrait selpn une loi prédéterminée toutes les valeurs entières comprises entre 445 et 644» de sorte que les fréquences de sortie des diviseurs 165 associés aux différents avions seraient écartées l'une de l'autre de 9 KHz. A cet écart de 9 KHz correspond une séparation 15 correspondants des fréquences des porteuses émises par chacun des avions 11-13» ce qui évite tout chevauchement des spectres reçus par le satellite 14. La sortie à 1.620 MHz du mélangeur 407 est appliquée à l'émetteur en bande L 181 qui alimente le diplexeur 102 et l'antenne 101. 20 La structure de détail du réseau de correction d'effet Doppler 168 est décrite ci-après en relation avec la figure 11. Essentiellement, ce réseau 168 comprend des circuits répondant à un signal engendré localement de telle manière que la fréquence émise par l'avion se situe, vue du satellite 14» à moins de - 0,8 KHz des 25 limites de la fréquence de porteuse tQ^ assignées à l'avion, quelle que soit la vitesse relative de ce dernier par rapport au satellite. Si le déplacement par effet Doppler des fréquences de porteuse émise, et reçue par l'avion en raison de sa vitesse dépasse la fréquence de porteuse assignée à l'avion de plus de 30 - 0,8 KHz, la porteuse émise est ramenée par valeur discrète à une fréquence sensiblement exactement égale à la fréquence assignée# Le réseau de correction d'effet Doppler 168 mesure la différent ce de fréquence entre les sorties de l'oscillateur 154 et d'une source de référence 169. En réponse à la différence des fréquences 35 fournies par les oscillateurs 164 et 169, qui peuvent varier de i 140 Hz au moins en raison de la vitesse relative de l'avion 12 par rapport au satellite 14» le réseau 168 fournit deux signaux de sortie, qui sont respectivement appliqués à un générateur de code v9 00602 29 2000939 digital 171 et à un mélangeur 402» Le réseau 168 fournit un signal de sortie représentatif de la gamme dans laquelle s'inscrit la fréquence appliquée au mélangeur 402, par pas de 1,6 KHz. Ce réseau 168 comporte des moyens intro-5 duisant de l'hystérésis dans les indications de gamme , de sorte que les changements de -gamme se produisent à une fréquence supérieure lorsque les glissements par effet Doppler augmentent, et à une fréquence inférieure lorsque las glissements par effet Doppler diminuent Les séparation par hystérésis sont de l'ordre de 100 Hz 10 pour les glissements décroissants et croissants. L'hystérésis ainsi introduit dans l'indication de gamme se justifie par le fait que les fréquences appliquées au réseau 168 peuvent légèrement varier l'une par rapport à l'autre autour de l'une des limites de gamme • L'hystérésis ainsi introduit empêche que ces légères variations 15 aient un effet sur les entrées du générateur de code digital 171 et du mélangeur 167, de sorte que des variations exagérées de la sortie du mélangeur 167 ne peuvent se produire dans l'une ou l'autre direction dans un intervalle de temps court. Chaque fois qu'il se produit un déplacement de fréquence par 20 effet Doppler de 1,6 KHz en sens croissant ou décroissant, un signal différent est appliqué par le réseau de correction 168 au générateur de code digital 171. Ce générateur répond au signal qui lui est appliqué par le réseau de correction d'effet Doppler 168 en produisant un mot binaire multi-bits représentatif du nombre 25 global des pas de décalage Doppler détectés par le réseau de correction 168. Cette technique de compensation de l'effet Doppler assure le maintien de la cohérence de phase entre les porteuses émise et reçue , puisqu'aucun oscillateur indépendant n'est directement couplé dans la voie d'acheminement des signaux. 30 On va maintenant étudier l'appareillage utilisé pour produire les signaux issus de l'amplificateur additionneur 172, tels qu'ils sont indiqués sur le diagramme spectral de la figure 6. Le signal vocal, qui occupe une bande de base s'étendant d'environ 350 à 3.000 Hz, est fourni par un microphone 182 relié à une entrée de 35 l'amplificateur additionneur 172 par l'intermédiaire d'un filtre passe-bande 183 ayant une fréquence de coupure à 3 KHz. Les • • t signaux digitaux x, y et z représentatifs de la vitesse de l'avion selon les trois axes de coordonnées mutuellement orthogonaux, ainsi que le signal h& représentatif de l'altitude de l'avion, sont 40 fournis par quatre transducteurs digitaux distincts 184-187. Les 69 00602 30 2000939 signaux digitaux fournis par les transducteurs 184-187 et par le générateur de code digital 171 sont multiplexés en partage de temps au moyen d'uh commutateur de multiplexage 188 et appliqué à l'entrée d'un mélangeur 189» dont l'autre entrée reçoit la sortie 5 à 4»25 KHz du diviseur de fréquence 164. La bande totale issue du mélangeur 189» qui s'étend de 4 à 4,5 KHz, est appliquée à l'une des entrées de l'amplificateur additionneur 172 par l'intermédiaire d'un filtre passe-bande 192, ayant des fréquences de coupure inférieure et supérieure de 4 et 4,5 KHz respectivement. 1© Les signaux de tonalités décalées sont appliqués aux entrées de l'amplificateur additionneur 172 à travers des filtres passe-bande 193-195 à facteuiede qualité relativement élevés, centrés sur des fréquences de 3,4 » 5,67 et 6,8 KHz respectivement. Les signaux de tonalités décalées sont appliqués aux filtres 193-195 par 15 connexion en parallèl» des entrées filtre à la sortie d'un càmmu-tateur électronique 196. Le commutateur 196 répond alternativement aux signaux de tonalités décalées utilisés dans le cadre des techniques de positionnement n'impliquant que des signaux Oméga TBF et du procédé mettant en oeuvre à la fois des signaux TBP et 20 radio-fréquence. Les signaux requis pair les techniques n'.utilisant que des signaux radio-fréquence décalés, tels qtie décrits en relation avec la figure 4, peuvent être fournis par l'intermédiaire du commutateur 196 durant l'un quelconque de ces intervalles. Les tonalités radio-fréquence décalées situées dans la bande 25 comprise entre 3 et 7 KHz, comme montré sur le diagramne spectral de la figure 5, sont extraites de la bande de base par le mélangeur 158 et appliquées par l'intermédiaire d'un filtre passe-bande 197, ayant des -fréquences de coupure inférieure et supérieure de 3 et 7 KHz respectivement. Le spectre des tonalités décalées issu du 30 filtre 197 est en conséquence continuellement appliqué à la borne 198 du commutateur 196. Ce dernier répond au signal de commande et d'horloge centré sur 1 KHz, fourni par le mélangeur 158 par 1'intermédiaire d'un filtre passe-bande 199, ayant des fréquences de coupure de 0,75 et 1,25 KHz, à un détecteur de modulation d'ampli-35 tude 200. Le signal binaire à fréquence relativement peu élevée engendré par le détecteur 200 est appliqué au décodeur digital 202, qui fournit un signal à double niveau pour alternativement relier le contact mobile 203 du commutateur 196 auscontacts 204 et 198 durant chaque période successive de dix secondes. En conséquence, 40 les tonalités décalées apparaissant à la sortie du filtre passe- 69 00602 31 2000939 -bande 197 et issues de la porteuse radio-fréquence sont appliquées à l'amplificateur additionneur 172 durant des périodes alternées de dix secondes. Pendant les autres périodes de dix secondes, lorsque le contact mobile 203 engage le contact 204, le spectre est 5 appliqué aux filtres passe-bande 193-195 correspondant aux différentes tonalités TBP Oméga. Durant les cinq premières secondes de chaque période de dix secondes, le décodeur digital 202 répond à la sortie du détecteur 200 en amenant le contact 205 de l'inverseur 206 en contact avec 10 la borne 207; durant les cinq secondes restant de chaque période de dix secondes, le décodeur amène le oontact mobile 205 en engagement avec le contact 208. En conséquence, les quatre signaux TBP à 10,2 KHz issus des émetteurs TBP 19-*21 et de l'émetteur TBP des Iles Hawaï, tels que reçus par un avion, sont appliqués à la 15 borne 207 de l'inverseur 206 durant les cinq premières secondes de chaque période de dix secondes. A bord de chaque avion, les signaux Oméga TBP sont fournis aux inverseurs 196 et 206 par 1*intermédiaire d'une antenne de réception TBP 209, dont la sortie est couplée à un récepteur TBP 211 qui alimente un filtre passe-20 bande 212 à facteur de qualité élevé -, ayant une fréquence centrale de 10,2 KHz. Durant les cinq secondes consécutives de chaque période de dix secondes, les tonalités décalées de radio-fréquence à 10,2 KHz sont extraites du spectre issu du mélangeur 158 au moyen d'une connexion entre le filtre passe-bande 213 à facteur de quali-25 té élevé , ayant une fréquence centrale de 10,2 KHz,, et des contacts 205, 208. En conséquence, le signal issu du contact mobile 205 de l'inverseur 206 est constitué par une série de cinq tonalités succœ sivement dérivées de la fréquence 10,2 KHz durant chaque intervalle 30 de dix secondes correspondant à 1'actionnement dudit inverseur, ledit intervalle coïncidant avec le format du signal Oméga indiqué sur la figure 2. les cinq signaux consécutifs apparaissant sur le contact mobile 205 présentent des phases différentes, variant en fonction de la position de l'avion par rapport au quatre émetteurs 35 TBP et au satellite 14. la phase du signal issu du filtre passe-bande 213 est prise comme phase de référence pour la phase des tonalités obtenue par les communications TBP, étant donné que toutes les tonalités décalées sont renvoyées à la station centrale 15. A cette station, la phase de la tonalité à 10,2 KHz issue de 40 la modulation en radio-fréquence est comparée avec le signal à 69 00602 2000939 32 10,2 KHz, engendré localement, la différence permettant la détermination de la ligne de position 25 de l'avion. Les autres tonalités du spectre TB3? reçues par l'antenne 209, telles qu'indiquées su£ le diagramme de format de la figure 2, 5 sont appliquées par l'intermédiaire d'un filtre passe-bande 213.1, ayant des fréquences de coupure inférieure et supérieure de 11 et 14 KHz, à l'entrée d'un amplificateur additionneur 214, dont l'auize entrée reçoit le signal issu du contact mobile 205 de l'inverseur 206. La sortie de l'amplificateur 214 est une réplique du spectre 10 Oméga êt en conséquence s'étend de 10 à 14 KHz, et est appliquée à l'une des entrées du mélangeur 215. Ce dernier réagit au spectre engendré par l'amplificateur additionneur 214 et par le signal de sortie à 17 KHz du diviseur de fréquence 164 en engendrant un spectre de fréquence différentiel dont les composants sont propor-15 tionnels à ceux des tonalités décàlées fournis au satellite 14 par la station centrale 15. En particulier, les composants à 13,6 , 11,33 et 10,2 KHz sont transposés à des fréquences de 3,4 , 5»67 et 6,8 KHz respectivement. C'est dire que les filtres passe-bande 193-195 qui sont utilisés pour transmettre les tonalités décalées 20 issues du filtre passe-bande 197 ne peuvent être employés pour transmettre les tonalités décalées issues de l'amplificateur additionneur 214 et que le spectre Oméga est décalé en fréquence afin de réduire la largeur de bande requise des voies radio-fréquence entre l'avion et la station au sol. 25 Pour détecter les signaux phoniques et digitaux dans les spectres centrés à 100, 160 et 220 KHz, des récepteurs à modulation de fréquence 216 et 217 sont branchés de manière à répondre au signal de bande de base engendré par le mélangeur 158. Le récepteur à modulation de fréquence 217 peut être nmnuellement accordé pour 30 répondre au signaux phoniques centrés à 160 et 220 KHz, provenant des stations 15 et 17, pour alimenter des hauts-parleurs 219. Une commjmication vocale est ainsi établie entre l'avion et la région dans laquelle il se trouve. Le récepteur à modulation de fréquence 216, centré sur une fréquence de 100 KHz, fournit un signal modulé 35 en amplitude en réponse aux données digitales reçues de la station centrale au sol 15. Les signaux digitaux sont appliqués au décodeur digital 221, dont la sortie alimente un appareil approprié d'indication ou d'affichage 222. Le décodeur digital 221 constitue un canal adressable et à accès aléatoire commun à l'ensemble des avions concernés. Une adresse spécifique est affectée à chaque 69 00602 33 2000939 avion» la sélection de cette adresse étant effectuée à la station centrale 15 en fonction de la position relative des différents avions. En conséquence, chaque avion ne reçoit que des informat ions relatives aux avions les plus proches, à l'exclusion des avions 5 éloignés. Les spectres en "bande L émis par chaque avion sont transmis aux stations au sol 15 et 17 pair l'intermédiaire des circuits de relais du satellite 14 montrés sur la figure 8; ces spectres sont mis en "battement avec une bande de base issue d'une référence en 10 bande L , par exemple à 1.620 GHz, le spectre de bande de base étant ensuite modulé en phase sur une sousr-porteuse qui est transposée sur une porteuse en bande C à 4,3 GHz. A cet effet, les fréquences en bande L émises par les avions sont reçues par une antenne 81 du satellite 14 et appliquées par l'intermédiaire d'un 15 diplexeur 82 et d'un préamplificateur 232 à une série de mélangeurs montés en cascade, représentés sur la figure 8 comme un unique mélangeur 231 • La sortie du mélangeur 231 fournit un spectre de bande de base pour le signal émis de l'un des avions 11-13 et une paire de spectres dont les porteuses sont écartées de la bande de 20 base d'une quantité égale aurdéplacements des fréquences de porteuses émises des autres avions, tels,, que déterminés . par les séleoteurs de canaux 165. Le spectre issu du préamplificateur 232 est mis en battement avec la bande de base en fournissant à xane seconde entrée du mélangeur 231 un signal de référence en bande L issu du géné-25 rateur de fréquence 83, et en appliquant la sortie du mélangeur 231 à un filtre passe-bas 233 ayant une fréquence de coupure propre à permettre le passage de la bande latérale inférieure du spectre issu du mélangeur. Les sorties du filtre passe-bas 233 et du mélangeur 96 mention-30 né ci-dessus sont modulées en phase dans le modulateur 234 avec une fréquence de référence issue du générateur 83. Le modulateur de piase 234 est conçu de telle manière qu'une valeur quadratique moyenne de la déviation de phase égale à 1 radian est imposée à la porteuse engendrée par le générateur 83 par le spectre de modula-35 tion issu du filtre passe-bas 233. Il n'est,» général, pas besoin d'un réseau de contrôle automatique de gain à l'entrée du modulateur de phase 234, étant donné que le nombre d'avions émettant des signaux vers le satellite est assez grand pour que l'évanouissement du signal provenant d'un avionn'âifc pratiquement pas d'effet notable sur 40 la puissance du signal fournit au modulateur de phase. En conséquence 69 00602 34 2000939 le modulateur 234 peut être conçu pour garantir une valeur quadratique moyenne de la déviation de modulation de phase égale à 1 radian. La porteuse modulée en phase issue du modulateur 234 est transposée à une fréquence supérieure par une série de mélangeurs 5 montés en cascade, représentés comme un mélangeur unique 235, dont l'autre entrée est reliée à une sortie du générateur de fréquence 83. La sortie somme de fréquences du mélangeur 235» dont la fréquence de porteuse est 4,3 GHz, est appliquée au diplexeur 82 et à l'antenne 81 par l'intermédiaire de l'amplificateur de 10 puissance 236. Le signal en bande Ç depuis le satellite 14 vers les stations au sol 15 et 17 comprend en conséquence une porteuse à 4,3 GHz sur laquelle est modulée une série de spectres, dont chacun est issu de l'un des avions 11-13. Les sous-porteuses des différents spectres sont écartées l'une de l'autre d'environ 9 KH* 15 afin de permettre leur séparation à la station centrale 15. Comme dans la transmission en bande L , la puissance correspondant à l'ensemble des bandes latérales en bande C varie avec l'amplitude du signal d'entrée appliqué- au modulateur de phase ■. La puissance totale transmise par chaque bande reste sensiblement 20 constante,.étant donné que la puissance totale appliquée aurmodulateurs 89 et 234 est sensiblement constante, quelle que soit l'amplitude de la modulation reçue par le satellite. On va maintenant examiner l'appareillage de la station centrale 15 destiné à séparer les trois spectres issus des avions 11-13 25 et un système complet mis en oeuvre pour le traitement de l'un de ces spectres, tel que représenté soir la figure 7. Le signal en bande Ç modulé en phase reçue par l'antenne 33 et couplé par l'3a-' termédiaire du diplexeur au récepteur en bande Ç 101 est démodulé par une boucle à phase bloquée 102 qui fournit un signal de 30 sortie correspondant au spectre engendré par chacun des avions. Sa sortie est constituée par un spectre composite multiplexé par répartition de fréquence , le spectre de chaque avion possédant une fréquence de sous-porteuse différente, comme il a déjà été indiqué. 35 La sortie de spectre composite du démodulateur 102 est appli quée en parallèle aus démodulateurs à phase bloquée 244, 247 et 248. Ces trois démodulateurs à phase bloquée doivent être prévus, étant donné que le respect de la cohérence de phase entre la station centrale 15 et les avions 11-13 a pour conséquence que les données 40 se traduisent par une variation de la fréquence de la sous-porteuse 69 00602 35 2000939 de chaque avion. la boucle à phase bloquée 244, par exemple, comprend un détecteur synchrone 243, un oscillateur commandé en tension 245 et un filtre passe-bas 246 reliés et fonctionnant dfune manière 5 connue en soi. Le détecteur synchrone 243 fournit un signal de sortie comprenant : (1) une composante continue représentative de la différence de phase entre le signal de l'oscillateur 245 et une porteuse prédéterminée, et (2) le signal démodulé de ladite sous-porteuse. La composante continue traverse le filtre passe-10 bas 246 pour commander la fréquence de l'oscillateur 245. Le signal issu de ce dernier, lui-même excite ' le détecteur synchrone 243, assurant la démodulation. Le filtre passe-bas 246 est conçu de manière à présenter une fréquence de coupure inférieure à 1 KHz, de manière qu'mucune portion du signal démodulé ne soit couplée à 15 l'oscillateur 245. Les démodulateurs à phase bloquée 247 et 248, sensiblement identiques au démodulateur 244, sont pilotés en parallèle par la sortie du démodulateur 102. Les oscillateurs commandés en tension des boucles à phase bloquée 247 et 248 ont des fréquences distinc-20 tes l'une de l'autre et de celle de l'oscillateur commandé en tension 245 de la boucle 244, afin d'assurer la démodulation des différentes sous-porteuses correspondant aux différents avions. Les fréquences nominales des oscillateurs commandés en tension de chacune des boucles à phase bloquée 244, 247 et 248 sont écartées 25 en fréquence de 9 KHz, pour séparer les trois spectres et permettre leur battement avec la bande de base. Pu signa], de bande de base issu des boucles 244, 247 et 248, sont issus des signaux représentant les spectres émis par chacun des avions 11-13. Etant donné que les circuits de tous les ensembles de traitement d'infor-30 nation sont les mêmes, seuls les circuits correspondant à la boucle 244 seront décrits ci-après. Le signal, de bande de base démodulé issu de la boucle à phase bloquée 244, correspondant au diagramme spectral de la figure 6, est divisé en ses constituants par un filtre passe-bas 251 et 35 des filtres passe-bande 252-255. Le filtre passe-bas 251 a une fréquence de coupure de 3 KHz, pour extraire le spectré vocal et fournir au haut-parleur 256 des signaux acoutisques issus du microphone 182 de l'avion (figure 9). Chacun des filtres passe-bande 252-254 présente un facteur de qualité £ relativement élevé de 40 manière à transmettre une paire des tonalités modulées sur la 69 00602 36 2000939 porteuse engendrée à bord de l'avion à des fréquences de 3,4 , 3,626, 5,67, 5,716, 6,8 et 6,8113 KHz; le filtre passe-bande 255 est conçu de manière à transmettre les données digitales du spectre 4-4,5 KHz, et présente des fréquences de coupure inférieure et 5 supérieure correspondantes. La sortie sinusoïdale modulée en amplitude du filtre 255 est convertie en un train d'impulsions binaires par le détecteur d'amplitude 257, dont le signal de sortie est constitué par une série de mots binaires séquentiels représentant successivement : 10 l'altitude de l'avion, sa vitesse selon les trois directions de coordonnées par rapport à la terre, la gamme de correction de l'effet Doppler introduite par les réseaux 168 et 171 de l'équipement de l'avion, les signaux d'horloge et éventuellement d'autres télémesures. Oes signaux digitaux sont appliqués directement à 15 l'entrée du calculateur 41, en même temps que la sortie continue analogique du filtre passe-bas 246, représentative du déplacement de fréquence de la porteuse émise par l'avion par rapport à la limite de la gamme de compensation de l'effet Doppler. Le calculateur 41 convertit la sortie analogique du filtre 246 en une tension 20 digitale, de sorte qu'une indication complète de la correction Doppler introduite par l'avion est obtenue dans le calculateur par addition des deux signaux de correction Doppler qui lui sont fournis Le calculateur 41 est programmé de manière qu'à partir des données qui lui sont fournies par le filtre 246 et le détecteur 257, il 25 résolve le . système d'équations 1 et 2 ci-dessus, après avoir déterminé la distance du satellite à l'avion,en employant les techniques de mesure par décalage de tonalité en radio-fréquence. L'indication altimétrique issue du détecteur de modulation d'amplitude 257 est également fournie au calculateur 41 et emmagasinée 30 dans ce dernier pour déterminer la position de l'avion selon les modes de mise en oeuvre de l'invention illustrés sur les figures 3 et 4. On va maintenant considérer l'appareillage assurant l'extraction des données d'indication de distance par tonalitésdécalées à 35 partir des phases des signaux issus des filtres passe-bande 252-254, nécessaires pour déterminer la position de l'avion dans chacun des modes de mise en oeuvre illustrée dans les figures 1, 3 et 4. Au cours du format Oméga TBP alterné durant dix secondes, montré sur la figure 2, le système détermine la distance en considérant tout 40 d'abord les signaux TBP puis les signaux de tonalité à radio- 69 00602 37 2000939 fréquence. En conséquence, les sorties des filtres 252-254 sont alternativement appliquées à des circuits de traitement différents, l'un traitant les signaux Oméga TBP, et l'autre les signaux de tonalitésdécaléesen radio-fréquence. 5 A cet effet, tin commutateur de multiplexage 258 comprend trois bornes d'entrée, respectivement reliées aux sorties des filtres passe-bande 252-254, et trois contacts mobiles couplés 259-261, dont la position commune est déterminée par le niveau du signal binaire issu du flip-flop 56. Comme il a déjà été indiqué, la sortie du 10 flip-flop 56 est ion créneau de période vingt secondes, dont le front et la queue se présentent en synchronisme avec le début et la fin de chaque format Oméga de dix secondes. lorsque le signal de sortie du flip-flop 56 correspond à un premier niveau binaire, les contacts mobiles 259-261 engagent des contacts 263-265 respect!— 15 vement; ces contacts mobilegfengagent des contacts 266-268 lorsque le signal de sortie du flip-flop est à l'autre niveau binaire. Les contacts mobiles 159-261 sont placés dans la première position mentionnée lorsque les signaux de commande et d'horloge issus du codeur 54 indiquent que le système fonctionne selon le mode de 20 mesure par tonalité décalée en radio-fréquence; les contacts sont placés dans l'autre position lorsque le système travaille en mode TBP. Lorsque les contacts mobiles 259-261 engagent les contacts 263-265 -'respectivement, les tonalités décalées de la bande de 25 base issues des tonalités décalées en radio-fréquence sont appliqué® à des détecteurs de phase synchrones 271-276. Les signaux alternatifs. de phase variable représentatifs de la position qui sont appliqués aux: détecteurs 271-273 par les filtres passe-bande 252-254 sont comparés en phase avec des signaux de référence de phase 30 aux fréquences de 3,4 , 5,67 et 6,8 KHz produits par les sources 44-46, lesquelles assurent l'excitation du modulateur à bande latérale unique 34 pour extraire les signaux de mesure initialement émis par la station 15, comme représenté sur la figure 5. Les tensions de sortie continues des détecteurs synchrones 271-273 sont 35 en conséquence fonction de la distance entre la station au sol 15 et l'avion choisi par la boucle à phase bloquée 244. Les tonalités latérales aux fréquences de 3,626, 5,716 et 6,8113 KHz respectivement transmises par les filtres passe-bande 252-254 sont comparées en phase dans les détecteurs de phase 274-276 avec des signaux de 40 référence de phase de fréquences identiques, produits par les 69 00602 38 2000939 sources 44.1-46,1 . Les phases relatives des signaux issus des détecteurs 274-276, ainsi que les indications de phase engendrées par les détecteurs 271-273, permettent de déterminer sans ambiguïté la position de l'avion surveillé dans une zone d'environ 7.000 miles (11.500 km) de côté. Les tensions continue^issues desdétec-5 teuis271-276 sont fournies au calculateur 41» qui les convertit en signaux digitaux, emmagasine ces dernieas et les utilise pour la résolution des équations permettant de déterminer la position de l'avion selon les modes de mise en oeuvre illustrés par les figures 3 et 4« 10 Durant le format Oméga de dix secondes suivant, les contacts mobiles 259-261 engsigent respectivement les contacts fixes 266-268 pour permettre la détection des différences de phase Oméga TBP en vue de déterminer la position selon le mode de mise en oeuvre illustré par la figure 3. En outre, la phase de la tonalité décalée 15 à 10,2 KHz modulée sur la porteuse radio-fréquence reçue par l1 avicn est extraite de manière à permettre la détermination de la position de l'avion selon le mode de mise en oeuvre de la figure 3. Pour reconvertir les tonalités décalées modulées sur la porteuse émise par l'avion à des fréquences de 3»4 » 3,626, 5,67, 5»716, 20 6,8 et 6,8113 KHz aux fréquences de 13,6 » 13,374, 11,33, 11,28 , 10,2 et 10,19 KHz, les contacts 266-268 sont reliés aux mélangeurs 277-279 respectivement. Ces mélangeurs sont excités en parallèle par la sortie à 10 KHz d'une sourc^281 pour extraire une paire de signaux de différence de fréquences en bande latérale unique, 25 de fréquences égales aux fréquences Oméga: TBP. Les sorties différence de fréquencesdes mélangeurs 277-279 sont appliquées à des détecteurs de phase 282-287, qui comparent les phases des signaux à 13,6 , 13,374, 11,33, 11,28, 10,2 et 10,19 KHz issues des mélangeurs 277-279 avec des signaux de référence de phase de fréquences 30 correspondantes produits dans les sources 47, 47«1, 289, 289.1, 290 et 290.1 respectivement. Ainsi, durant chaque format de transmission Oméga consécutif, six signaux sont produits par les détecteurs de phase 282-287. Ces six signaux sont convertis en valeurs digitales par le calculateur 41» qui les utilise pour déterminer 35 la ligne de position de l'avion par rapport à la station Oméga de la figure 3. On va maintenant étudier l'appareillage permettant de iétermi-ner la ligne de position sphérique 25 (figure 3 autour de la station Oméga 20 à partir de la phase des signaux TBP reçus par 69 00602 39 2000939 l'avion depuis ladite station 20. Pour déterminer la phase du signal TBP reçue par l'avion au moyen d1 équipements situés à la station 15» un signal de référence de phase à 10,2 est émis par ladite station vers l'avion qui est renvoyé par ce dernier à 5 la station, le signal de référence de phase reçu à la station 15 est comparé avec le signal de référence de phase créé en cette dernière pour indiquer le déplacement de phase qu'une tonalité modulée à 10,2 KHz subit du fait de sa transmission de l'avion à la station. Connaissant le déplacement de phase entre l'avion et 10 la station d'une modulation à 10,2 KHz sur une porteuse radio-fréquence, il est possible de déterminer la phase du signal TBP à 10,2 KHz reçu par l'avion, puisque les tonalités TBP à 10,2 et le signal de référence modtilent la même porteuse sur la même voie radio-fréquence. Comme il a déjà été indiqué, le codeur 54 15 est excité en réponse à la sortie de la porte OU 53, de manière que la modulation à 10,2 KHz produite dans la source 47 est relayée par l'intermédiaire de l'avion 12 durant la seconde moitié des formats Oméga alternés, à des moments où. l'avion est trop écarté de toute source Oméga pour que le niveau d'un signal Oméga à 20 10,2 EH z soit suffisant. Pour extraire les données de référence de phase à 10,2 KHz des signaux Oméga à 10,2 KHz reçue . à la station centrale 15, la sortie continue du détecteur de phase 284 est alternativement couplée par le contact mobile 293 du commutateur 292 aurcontacts 25 294 et 295» A cet effet, la sortie de la porte OU 53» qui est à un premier niveau binaire durant les quatre premières tranches de temps de chaque format Oméga est appliquée comme signal de commande à l'inverseur 292. Durant les cinq premières secondes de chaque émission Oméga, le contact mobile 293 de l'inverseur 292 est 30 actionné en réponse à la sortie de la porte OU 53 de manière qu'il /engage le contact fixe 294, et que la phase du signal TBP à 10,2 KHz reçu à bord de l'avion soit fournie au calculateur 41. Durant les cinq secondes restantes de chaque format Oméga, le contact mobile de l'inverseur 292 est actionné de manière à engager 35 le contact 295, de sorte que la tonalité à 10,2 KHz modulée sur la porteuse émise par la station centrale 15, et renvoyée à cette dernière à partir de l'avion,eet fournie au calculateur. Pour permettre la séparation des caractéristiques isophases issues des détecteurs de phase 282-287 selon le mode de détermina-40 tion de position par station Oméga, le calculateur 41 reçoit la 69 00602 40 2000939 sortie du récepteur Oméga TBP 51 • Le récepteur 51 fournit des signaux indiquant quel émetteur Oméga engendre une fréquence prédéterminée à un certain moment de la manière décrite dans le document susmentionné décrivant la technique Oméga. La façon dont 5 le calculateur 41 tient compte de la sortie du récepteur 51 pour séparer les signaux de sortie des détecteurs 282-287 représentatifs des variations de phase et pour calculer la position de l'avion est par ailleurs connue « Le calculateur 41 est programmé pour déterminer la position 10 de l'avion selon les modes de mise en oeuvre de l'invention illustrés par les figures 3 et 4. Etant donné que le calculâteur 41 est du type digital, et ne fonctionne pas en temps réel, les calculs qu'il effectue sont relatifs à des signaux produits au cours de périodes différentes, se chevauchant éventuellement. Par 15 exemple, le calcul de la position de l'avion selon le mode de mise en oeuvre de la figure 1, utilisant les lignesisophases Oméga TBP, met en oeuvre (Les signaux reçus pendant une période de dix secondes. Les calculs relatifs au mode de mise en oeuvre de la figure 3 requièrent des informations sur l'altitude de l'avion, 20 qui peuvent être reçues au même moment ou à un moment autre que celui où sont reçue les signaux modulés en phase représentatifs de la position mis en oeuvre selon les techniques des figures 3 et 4. Dans le procédé illustré par la figure 3, les six signaux indicatifs de phase issus des détecteurs 282-287 et produits: - en 25 réponse aux émissions reçues à bord de l'avion 12 à partir de l'émetteur 20, sont combinés avec la lecture de- l'altimètre de l'avion, assurée par le détecteur 257 et la position de l'avion par rapport au satellite 14» tel qu'indiquée par les sorties indicatrices de phase des détecteurs 271-276. Le calculateur 41 détermine la 30 position de l'avion selon la technique illustrée par la figure 4; en calculant la distance de l'avion par rapport au satellite 14 en réponse aux indications de phase des détecteurs 271-276. La variation de distance ou vitesse de l'avion par rapport au satellite 14 est déterminé en réponse au glissement de fréquence par effet 35 Doppler imposé par le mouvement de l'avion sur les porteuses reçue et émise par ce dernier, ce glissement étant déterminé à la station centrale 15 en réponse aux sorties du filtre passe-bas 246 et du détecteur de modulation d'amplitude 257. Les vitesses de l'avion par rapport à la terre selon les trois directions de 40 coordonnées sont déterminées par les sorties du détecteur 257, nn^n2 41 2000939 comme la distance de l'avion par rapport au centre de la terre» Les signaux de vitesse ainsi produits par le calculateur selon un procédé décrit dans la demande de brevet susmentionnée sont utilisé par ledit calculateur pour corriger les erreurs de fréquences des 5 tonalités latérales, issues des détecteurs 271-276 et 282-287, ces erreurs résultant du glissement de fréquence par effet Doppler. Le calculateur corrige de lui-même les déplacements de fréquence par effet Doppler en combinant les indications digitales des signaux engendrés par les détecteurs 271-276 et 282-287 avec les erreurs 1Œ calculées* Le calculateur 41 répond aux signaux qu'il reçoit en fournissant trois indications sur la position de chaque avion surveillé« La sortie du calculateur est appliquée à une série d'indicateurs, sous forme de trains de mots binaires séquentiels, et module une 15 source 39 de sous-porteuse à 100 KHz qui est fournie à tin modulateur de fréquence 36. Le personnel de contrôle du trafic aérien surveille les indications digitales, et en retour adresse des ordres aux avions par l'intermédiaire d'un canal vocal incluant un microphone 43 ou, de préférence, par l'intermédiaire de signaux digitaux 20 fournis au calculateur 41 par tin canal d'entrée 300. Les signaux digitaux sont utilisés par l'intermédiaire du calculateur pour moduler en fréquence la source sous-porteuse 39» Les données de position relatives à chaque avion et issues du calculateur 41, ainsi que les signaux digitaux appliqués au canal d'entrée 300 25 modulent la source 39 de sous-porteuse à 100 KHz, de. sorte qu'à chacun des avions 11-13 sont émis des signaux lui indiquant sa position, la position des avions voisins et des ordres sous forme digitale émanant du centre de contrôle de trafic aérien. On va maintenant étudier en se référant à la figure 11 la 30 structure du réseau de correction d'effet Doppler utilisée à bord de chacun des avions 11-13, et qui constitue un élément de chacun des modes de mise en oeuvre de l'invention. Fondamentalement, le circuit de compensation d'effet Doppler de la figure 11 compare la fréquence de sortie de l'oscillateur commandé en tension 154 aved 35 une fréquence de référence à 20MHz produit par la source 169» Lorsque la sortie à fréquence variable diffère de la fréquence de référence de quantités prédéterminées, on obtient donc un diviseur de fréquence à fréquence variable en fonction de la sortie de l'oscillateur commandé en tension, et les signaux sont appliqués 40 au générateur de code digital 171 « 69 00602 42 2000939 A cet effet, les fréquences issues des oscillateurs 154 et 169 sont appliquées à un discriminateur de fréquence 301, dont la sortie est une tension continue représentative de l'amplitude et du sens de l'écart de la fréquence de sortie de l'oscillateur 5 commandée en tension par rapport à la fréquence de la source 169» La tension de sortie continue du discriminateur 301 est appliquée à un détecteur d'amplitude 302 ayant treize niveaux de sortie différents (dont quatre seulement sont représentés), correspondant à chacun des différents pas de valeur . i 400 Hz. le facteur 77 77 •jq étant introduit par les facteurs d'abaissement de fréquence de l'équipement de l'avion. Du même coup, les treize niveaux de sortie du détecteur 302 couvrentl'écart possible d' amplitude i C TO- ~ des fréquences des oscillateurs 154 et 169. Le détecteur d'amplitude 302 est construit de manière qu'une sortie apparaisse 15 sur le conducteur 303 lorsque les fréquences des sources 154 et 169 sont écartées l'une de l'autre par ~ # Pour des écarts marima entre les fréquences des sources 154 et 169 égaux à + + ~ et KHz, les conducteurs 304 et 305 sont respectivement excités, tandis que les conducteurs 306 et 307 sont excités pour + + 20 des écarts compris entre et KHz. Pour assurer un effet d'hystérésis de 100 H z au voisinage de chacune des limites fixées à la sortie du détecteur d'amplitude 302, la sortie du discriminateur de fréquence 301 est appliquée en parallèle à une série de sept réseaux détecteurs de niveaux d'amplitude 311-317 25 (dont quatre seulement sont représentés) par l'intermédiaire d'un réseau de détermination de valeur absolue 318. Chacun des réseaux 311-317 fournit un signal de sortie sous forme de un binaire lorsque son entrée reçoit un signal se trouvant à l'intérieur d'une plage d'amplitude prédéterminée, non chevauchante. Les valeurs 30 limites des plages d'amplitude auxquelles les détectetirs 311-317 sont sensibles sont séparées par ^7 Hz de la valeur limite pour le détecteur suivant. Par exemple, les plages dœdétecteurs 311, 312 et 313 pour la séparation de fréquence 154 et 169 sont respectivement 0 à KHz, à KHz et à. 1 ijpp KHz. 69 00602 43 2000939 La sortie de chacun des réseaux 311-317 est appliquée à l'entrée d'excitation d'un flip-flop correspondant 321-327 (dont quatre seulement sont représentés). Les entrées de désexcitâtion de chacun des flip-flop 322-326 sont couplées aux sorties des 5 deux détecteurs d'amplitude voisins du détecteur alimentant l'entrée d'excitation de ce même flip-flop par l'intermédiaire de portes OU 332-336 (dont deux seulement sont représentées). Par contre, les entrées de désexcitâtion des flip-flop 321 et 327 ne sont respectivement couplées qu'aux sorties des détecteurs 10 d'amplitude 312 et 316. En fonctionnement, chacun des flip-flop 321-327 est initialement à l'état de repos. Le flip-flop 311 est excité alors que l'avion est en attente au sol, en réponse au signal de sortie binaire un issu du réseau 311 en conséquence du signal de sortie 15 zéro du discriminateur de fréquence 301. Dès que l'avion se déplace, les tensions de sortie du discriminateur 301 et du réseau 318 croissent en amplitude jusqu'à un niveau maximum pour lequel le détecteur 311 est saturé, et un signal binaire zéro est appliqué à l'entrée d'excitation du flip-flop 321. Ce dernier 20 toutefois reste à l'état de repos, et continue à appliquer un signal binaire un sur le conducteur de sortie 303, étant donné que l'entrée de désexcitation du flip-flop n'a pas été excitée. Par conséquent, le flip-flop 321 reste à l'état de repos jusqu'à ce que la vitesse de l'avion produise une tension de 25 sortie du discriminateur 301 correspondant un écart de fréquence des sources 154 et 169 égal à ■ KHz. Pour cette vitesse, un signal de sortie binaire m est produit par le détecteur 312, ce qui provoque la désexcitation du flip-flop 321 et l'excitation du flip-flop 322. Ce dernier reste excité même si l'écart de fréquence 30 entre les sources 154 et 169 tombe en dessous de ^^EHz, aussi longtemps qu'il n'atteint pas KHz. C'est dire que de l'hystéré sis est introduit entre les signaux de sortie à l'état excité des flip-flop 321 et 322. D'une manière similaire, des effets d'hystérésis sont introduits entre les signaux de sortie à l'état excité 35 des autres flip-flop 323-327. Le sens des modifications de l'écart des fréquences des sources 154 et 169 est déterminé au moyen du détecteur de polarité 69 00602 u 2000939 d'amplitude 340 branché de manière à être sensible au signal de sortie du discriminateur de fréquence 301. Le détecteur 340 possède deux sorties, sur l'une ou l'autre desquelles est engendrée une tension positive en réponse aux tensions de sortie positive 5 ou négative du discriminateur de fréquence 301 • Les signaux de sortie du détecteur 340 sont utilisés en parallèle pour contrôler le fonctionnement des commutateurs électroniques polarisés 342-347 (dont seulement deux sont représentés, pour simplifier sous forme de commutateurs électromécaniques). Les commutateurs 342-10 347 agissent en fonction des tensions de commande du détecteur 340 pour transmettre sélectivement les signaux de sortie des flip-flop 321-327 sur l'un ou l'autre de deux conducteurs de sortie Ainsi, si la tension de sortie du discriminateur 301 est positive, les conducteurs 304 et 305 sont respectivement reliés aux sorties 15 des flip-flop 327 et 322, tandis que les conducteurs 305 et 307 sont reliés à ces mêmes flip-flop lorsque la tension de sortie du discriminateur 321 est négative. Les signaux de sortie du comparateur d'amplitude 302 sont appliqués en parallèle à un codeur digital 171 (figure 9) et à 20 un diviseur de fréquence réglable 351 qui réduit sélectivement la fréquence de la source 154. Le diviseur de fréquence réglable 351 est constitué par une chaîne de comptage dont les étages sont insérés ou mis en circuit à volonté en réponse à l'état d'ecxita-tion des conducteurs de sortie du comparateur 302. Le facteur de u 25 division de la fréquence de l'oscillateur 154 est 506 ' ïï est l'un des nombres entiers compris entre 44 et 56. Ainsi, la fréquence de sortie du diviseur 351 varie entre 70,4 et 89,6 kh?; par pas de 1.600 Hz, selon celui des conducteurs de sortie du comparateur 302 qui est excité. Si le glissement de fréquence par 30 effet Doppler dû à la vitesse de l'avion est moindre que Hz en ce qui concerne la source 169, le conducteur 303 est à l'état binaire un, S = 50 et la fréquence de sortie du diviseur 351 est 80 KHz. Comme il a été déjà indiqué, l'effet d'hystérésis empêche que de larges glissements de la fréquence de sortie du 35 diviseur 351 se produisent en cas de légères variations de la différence des fréquences appliquées au détecteur 301 par rapport à l'une des li.mi.tes du comparateur 302. En conséquence, le bruit ou de légères modifications de la vitesse de l'avion par rapport à 69 00602 45 2000939 une valeur limite ne se traduisent pas par des décalages répétés de la fréquence émise par l'avion, et la cohérence est plus facilement assurée. la manière dont la compensation de l'effet Doppler affecte les 5 fréquences reçues par l'avion et émises par ce dernier découle de l'analyse suivante. Si la fréquence de la porteuse émise par le satellite vers l'avion est f^g , la fréquence de porteuse reçue par l'avion Çfp^) varie avec la modification de distance (Rg) comme suit : £ 10 fBÀ = fTS +.CT^ où C est la vitesse de la lumière. La fréquence de porteuse émise par l'avion fTA vers le satellite après compensation de l'effet Doppler D est : . f0?A = tRk (M K ^ = fTS ^ K ^ + ^ 15 M = facteur de multiplication en fréquence de la sortie à 20 MHz-de l'oscillateur 154 jusqu'à l'entrée de l'émetteur 181; et K = facteur de réduction de la fréquence de la sortie du récepteur 103 jusqu'à l'oscillateur 154. La fréquence %S de la porteuse reçue par le satellite de 20 l'avion est £ fBS 13 ^ + (T^ Par substitution, les égalité® (4) et (5) permettent d'écrire : %S " %s ^ K ^ ^ + ou encore, par approximation : 25 % = % (TT2* (1 + r6* C) Sans compensation de l'effet Doppler sur l'avion (c'est-à-dire si D=C . dans . (7)) la fréquence de la porteuse reçue par les satellites de l'aviun serait : 30 • v 2R fSS = fTS ^ + G ^ ^ £ la limite pour R = 0 , la fréquence de la porteuse reçue S par le satellite de l'avion, serait : fRS = fTS ^ f * ^ Afin que le satellite reçoive la fréquence désirée fSS selon l'égalité(9), les valeurs de f^g dans les égalités (7) et (9) 35 doivent être égales. En conséquence, on obtient par réduction 69 00602 46 2000939 l'équation suivante : D K M K ~ fTS K ^ + 2C~) + 2 fT fTS = 0 Les expressions figurant dans l'équation (10) peuvent s'écrire fg = fTS I (1 + 2 TT ^ M R 5 et fd ~ 2 K~ (F fTS ^12^ où f est la compensation d'effet Doppler à bord de l'avion, et S fD est l'effet Doppler non compensé à bord du satellite. La résolution de l'équation (10) par rapport à D produit : 2R L s \ r^jr s 10 D (1 + -1f-) = 2MRS D = o"^" " «0* C3) La valeur de la fréquence Doppler f vue du satellite après compen- & "" sation de l'effet Doppler est : 2MR_ f__ fa ° fd + fg ~ D) TT 15 Bien que l'équation (13) signifie que D varie directement O avec !ls , dans la technique de compensation de l'effet Doppler décrite ci-dessus en relation avec les figures 9 et 11, D prend en fait une valeur discrète pour chacune des gammes prédéterminées de valeurs de R • Pour cette raison, f est une certaine valetir ^5 8> 20 finie, sauf au milieu de chaque gamme prédéterminée des valeurs de R , où f = 0 • Lors de la description des figures 9 et 11, il a J. été mentionné la présence d'une bande de garde de - 1 KHz pour chaque avion, ce qui fixe pour f dans l'équation (14) la valeur maximale de —- . Si la valeur de f„ est choisie égale à — 1 KBe • 3 25 les gammes de valeurs de R_ sont déterminées. Chacune de ces gammes S requiert une valeur discrète différente de D telle que f_ selon ™ a l'équation (14) soit égalà 0 au milieu de la gamme concernée• En utilisant les techniques de compensation décrites , dans un système de communications concernant 200 avions, à chacun desquels est affecté un canal de largeur de bande 7 KHz plus une bande de 6° 00602 - 47 2000939 garde de - 1 KHz, la largeur de bande cumulée des bandes de garde est Op4 MHz. Par contre, si aucune compensation du type mis en oeuvre selon la présente invention n'était employée, une largeur de bande de 4,2 MHz serait nécessaire pour les 200 bandes de 5 garde. En conséquence, dans -un système concret concernant 200 avions, l'économie de largeur de bande est supérieure à 1.000 Bien entendu, l'invention n'est nullement limitée aux modes de mise en oeuvre décrits et illustrés, qui n'ont été donnés qu'à titre d'exemple. Au contraire, l'invention comprend tous les 10 moyens constituant des équivalents techniques de ceux décrits et illustrés, ainsi que leurs combinaisons, exécutées dans le cadre des revendications annexées. 69 00602 48 2000939 REVENDICATIONS 1. - Un procédé pour déterminer la position d'un mobile, caractérisé par l'émission d'une porteuse en radio-fréquence modulée par un spectre de tonalitéslatérales depuis un point prédé- 5 terminé (19-21) vers le mobile (11-13) par l'intermédiaire d'un satellite synchrone formant relais 14, et par la réception de la porteuse relayée par le satellite vers le mobile, en déterminant la distance entre ledit objet et ledit satellite à partir de la phase des tonalités du spectre reçu par le mobile par rapport à 10 une tonalité de référence, en mesurant la vitesse du mobile par rapport au satellite au moyen du décalage de fréquence par effet Doppler sur la porteuse reçue par le mobile, et en déterminant le vecteur vitesse du mobile par rapport à un point déterminé de la surface terrestre ainsi que la distance du mobile au centre de 15 la terre, et en combinant les paramètres ainsi déterminés pour obtenir la position du mobile. 2. - Un procédé selon la revendication 1, caractérisé par l'émission du mobile précité vers une station centrale 15 d'une porteuse en radio-fréquence modulée par les spectres précités, 20 tels que reçus par ledit mobile, et par des données représentatives des paramètres précités, la détermination desdits paramètres étant effectuée à ladite station centrale en fonction des spectres de modulation reçus par cette dernière. 3. - Un procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé 25 par l'émission du mobile précité vers le point précité d'une porteuse en radio-fréquence modulée par les spectres précités, tels que reçus par ledit mobile, et par des données représentatives des paramètres précités, la détermination desdits paramètres étant effectuée audit point eixtonction des spectres reçus. 30 4. - Un procédé selon l'une des revendications l à 3, caractérisé par la compensation de l'effet Doppler sur le mobile par comparaison de la fréquence de porteuse reçue avec une fréquence de référence, et déplacement de la fréquence de porteuse émise par pas discontinus en fonction de la position dans une échelle 35 prédéterminée de l'écart de la fréquence reçue à la fréquence de référence, de manière que la fréquence apparente de la porteuse émise, telle que reçue en l'un des points précités, se trouve toujours à l'intérieur de limites correspondant à la moitié de 69 00602 49 2000939 l'amplitude des pas de l'échelle précitée . 5. - Un émetteur -récepteur pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une des revendications l à 4 destiné à renvoyer vers une station centrale des tonalités latérales de mesure modulées sur 5 une porteuse émise à son intention par ladite station centrale et des données de mesure issues dudit émetteur-récepteur, caractérisé en ce qu'il comprend une boucle à phase bloquée 244 pour démoduler la porteuse et en extraire des répliques des tonalités précitées, ladite boucle incluant un oscillateur 245 sensible à 10 la fréquence et à la phase de la porteuse émise par la station centrale 15 pour contrôler la fréquence et la phase de la porteuse émise par ledit émetteur-récepteur, des moyens altimétriques 257 pour fournir tin signal d'altitude représentatif de la distance dudit émetteur récepteur par rapport au centre de la terre, et 15 des moyens pour moduler ladite porteuse émise par ledit émetteur-récepteur au moyen dudit signal d'altitude et desdites répliques dvsdites tonalités. 6. - Un émetteur-récepteur selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens pour fournir 20 des signaux représentatifs de sa vitesse par rapport à un point du globe terrestre, des moyens pour fournir un signal représentatif du décalage de fréquence par effet Doppler de la porteuse qu'il reçoit, et des moyens pour appliquer lesdits signaux aœmoyenxde modulation précitée. 25 7. - Un émetteur-récepteur selon la revendication 5» caracté risé en ce qu'il comporte des moyens pour compenser le décalage de fréquence par effet Doppler sur la porteuse reçue et réémise, ces moyens comprenant tin oscillateur fournissant une fréquence varisble en fonction de la fréquence de la porteuse reçue, des moyens pour 30 appliquer la fréquence variable de l'oscillateur à des moyens d'émission produisant la porteuse émise, des moyens pour mesurer le décalage en fréquence par effet Doppler de la porteuse reçue, ces derniers moyens comprenant des moyens sensibles au décalage de fréquence mesuré pour maintenir la porteuse émise dans une 35 plage finie en terme d'amplitude déterminée de l'effet Doppler, indépendamment de la valeur réelle du décalage de fréquence par effet Doppler.