FR 2006300 A1 19691226 FR 6911751 A 19690416 6 i 2006300 La présente invention concerne les circuits convertisseurs de puissance et plus particulièrement un groupe de convertisseurs de puissance pouvant avoir différentes utilisations et dans lesquels les dispositifs de commutation de courant sont 5 des composants solides formés par des thyristors. Ces circuits convertisseurs comportent un circuit de couplage par transformateur à haute fréquence et peuvent être commandés de différentes façons pour fonctionner comme un transformateur électronique pour une source d'alimentation continue ou une source d'alimen-10 tation alternative de faible fréquence, comme un convertisseur continu-alternatif et comme un "cycloconvertisseur", c'est-à-dire un dispositif transformant une puissance alternative de fréquence élevée en une puissance alternative de fréquence plus faible sans liaison continue. 15 Les circuits convertisseurs de puissance décrits ici comportent tous plusieurs dispositifs de commutation à composant solide branchés aux bornes des enroulements primaire et secondaire d'un transformateur à haute fréquence. Les dispositifs de commutation à composant solide branchés aux bornes de l'enrou-20 lement primaire sont commandés de façon à convertir la tension d'alimentation alternative de faible fréquence ou la tension d'alimentation continue en une tension de haute fréquence, les dispositifs de commutation à composant solide branchés aux bornes du secondaire sont commandés en synchronisme pour reconstituer 25 l'onde initiale avec la tension souhaitée pour l'appliquer aux bornes d'une charge. Du fait du couplage à haute fréquence, il suffit d'utiliser un transformateur relativement petit pour transformer la tension et pour constituer un circuit d'isolement, et la présence des dispositifs de commutation à composant solide 30 suggère la possibilité de contrôler ces dispositifs de façon à réaliser d'autres fonctions, par exemple une limitation et une interruption de courant. La réalisation de ce type de circuit convertisseur de puissance à l'aide de dispositifs de commutation à composants solides, par exemple un transistor ou un thyristor 35 "biocable", qui peuvent être facilement bloqués ou rendus non-conducteurs quels que soient la tension et le courant du circuit de puissance en appliquant un signal sur une électrode de commande, permet de commander les dispositifs de commutation des circuits primaire et secondaire exactement en synchronisme de 40 façon que le circuit soit toujours fermé entre l'alimentation et 69 11751 2 2006300 la charge. Bien que le circuit convertisseur construit de cette façon ait une simplicité souhaitable, les dispositifs semiconducteurs biocables mentionnés précédemment ou ceux qui utilisent un mécanisme de blocage par électrode de commande ne sont 5 capables actuellement que de supporter de faibles puissances et pour les puissances plus importantes il est nécessaire d'utiliser des thyristors, par exemple des redresseurs commandés au silicium. Le thyristor est très facile à déclencher, c'est-à-dire qu'il est facile de le faire passer de son état de haute 10 impédance dans lequel il bloque le passage du courant à son état de faible impédance dans lequel il permet le passage du courant, mais comparativement il est difficile de le mettre hors circuit ou de le faire revenir à son état bloqué. Une fois que le transistor aura été déclenché, le mécanisme de commande perd le 15 contrôle sur le dispositif et pour le bloquer il est nécessaire d'utiliser un circuit extérieur pour réduire le courant jusqu'à zéro puis appliquer une tension inverse sur le dispositif pendant un court intervalle appelé période d'extinction. Si la tension d'alimentation qui est transformée est une tension continue ou 20 une tension alternative de faible fréquence (par exemple inférieure à 400 Hz), le couplage à haute fréquence fonctionne avec une fréquence suffisamment importante (par exemple 10 kHz) pour que la tension d'alimentation apparaisse comme une tension continue pour les interrupteurs à haute fréquence et il est néces-25 saire d'utiliser des circuits de commutation pour les thyris- tors. Le circuit de commutation fait partie intégrante du circuit de puissance lui-même au lieu de faire partie d'un circuit de commande séparé comme c'est le cas avec les transistors et les dispositifs analogues -, et comporte un accumulateur d'énergie 30 qui se présente ordinairement sous la forme d'un ou plusieurs condensateurs de commutation. Le pouvoir qu'ont les condensateurs de commutation de fournir un courant inverse pour réduire jusqu'à zéro le courant traversant un thyristor est proportionnel à la tension jusqu'à laquelle se sont chargés les condensateurs avant 35 le début de la commutation. On rappellera que les interrupteurs à composants solides du circuit convertisseur de fréquence fonctionnent à la façon d'un convertisseur continu-alternatif et que dans la plupart de ces circuits convertisseurs la tension est proportionnelle à la tension d'alimentation de sorte que la com-40 mutation de courants importants, lorsque la tension d'alimentation 69 11751 3 2006300 est faible, est difficile. Cette situation apparaît lorsqu'une charge possédant un faible facteur de puissance est alimentée à partir d'une source de courant alternatif, le courant est proche de sa valeur maximale lorsque la tension de ligne passe par zéro. 5 Ainsi, le nouveau circuit convertisseur de puissance utilisant des thyristors nécessite un procédé de commutation différent dans lequel la tension jusqu'à laquelle les condensateurs de commutation sont chargés est indépendante de la tension d'alimentation instantanée. 10 La présente invention se propose de réaliser un cir cuit convertisseur de puissance nouveau et perfectionné, pouvant être utilisé de différentes manières, comportant un circuit de couplage par transformateur à haute fréquence qui utilise des dispositifs de commutation à composants solides comme dispositifs 15 de commutation de courant et qui peut être réalisé de différentes façons. La présente invention se propose encore de réaliser un circuit convertisseur de puissance nouveau et perfectionné possédant un circuit de couplage par transformateur à haute 20 fréquence qui fonctionne soit à partir d'une source d'alimentation continue soit à partir d'une source d'alimentation alternative de faible fréquence et dans lequel les thyristors sont branchés de façon à constituer un convertisseur continu-alternatif, la commutation de ces thyristors étant fiable pour différentes 25 conditions de charge. La présente invention se propose encore de fournir différents procédés pour commander un circuit convertisseur de puissance du type décrit précédemment dans lequel les thyristors sont rendus conducteurs suivant différentes séquences de commu-30 tation, ce qui fait que le circuit fonctionne par exemple comme un transformateur électronique, un convertisseur continu-alternatif ou un cycloconvertisseur, ce circuit convertisseur de fréquence fonctionnant de plus en assurant une limitation de courant pour éviter l'apparition d'un courant excessif dans le circuit. 35 La présente invention se propose encore de réaliser un circuit convertisseur de puissance nouveau et perfectionné comportant un transformateur de couplage à haute fréquence dans lequel les circuits d'entrée et de sortie comportant les thyristors permettent l'inversion complète de la puissance, sont 40 relativement simples et utilisent un nombre minimal de dispositifs 69 11751 4 2006300 à composante solides et d'éléments d'accumulation d'énergie, et dans lequel les circuits de contrôle des dispositifs à composants solides,se trouvant de part et d'autre du transformateur, sont identiques de sorte que le transformateur a un fonctionnement 5 symétrique. La présente invention se propose enfin de réaliser un circuit convertisseur de puissance nouveau et perfectionné qui se comporte comme un transformateur électronique vis-à-vis de la transformation de tension et de l'isolement, et qui peut 10 être construit et commandé de façon à réaliser aussi une régulation de tension et une limitation de courant. Le circuit convertisseur de puissance suivant la présente invention comporte un transformateur linéaire à haute fréquence possédant deux enroulements à couplage inductif. Un 15 premier circuit de commutation, fonctionnant comme un convertisseur continu-alternatif, comporte au moins deux dispositifs de commutation à composants solide?,chacun de ces dispositifs étant branché en série avec au moins une partie d'un enroulement de transformateur entre deux premières bornes qui fournissent une 20 tension électrique. Un second circuit de commutation comporte au moins deux dispositifs de commutation à composants solides alternativement conducteurs, chacun de ces dispositifs étant branché en série avec au moins une partie de l'autre enroulement du transformateur entre une seconde paire de bornes. Des moyens 25 sont prévus pour rendre conducteur en synchronisme au moins un des dispositifs de chacun des circuits de commutation, et pour rendre conducteur en synchronisme et alternativement au moins un des autres dispositifs dans chacun des circuits de commutation avec une fréquence de commutation qui est relativement importante 30 par rapport à la fréquence de la tension apparaissant entre les deux premières bornes. Le premier et le second circuits de commutation comportent de plus un circuit série capacitif constitué par une inductance de commutation branchée en série avec un condensateur de commutation et accordé sur une fréquence de 35 résonance série supérieure à la fréquence de commutation pour fournir des alternances de courant sinusoïdal de polarité opposée et pour bloquer les dispositifs. De cette façon la tension apparaissant entre les deux premières bornes est convertie en une onde à haute fréquence, transformée, et reconstituée sous 40 la forme souhaitée entre les bornes de sortie. 69 11751 s 2006300 Le second circuit de commutation se présente de préférence sous la forme d'un convertisseur utilisant des thyristors bidirectionnels, par exemple deux redresseurs commandés au silicium branchés en parallèle et en inverse, comme le premier 5 circuit de commutation, de sorte que la tension d'alimentation peut être soit une tension continue de polarité quelconque soit une tension alternative de faible fréquence. Les circuits de commutation reliés respectivement au primaire et au secondaire du transformateur et constituant le circuit convertisseur peu-10 vent être réalisés de différentes façons et peuvent être commandés de façon à fonctionner dans différents modes pour constituer un transformateur électronique, un convertisseur continu-alternatif, un cycloconvertisseur fonctionnant soit dans un mode normal soit dans un mode de limitation de courant. 15 La présente invention sera mieux comprise par la description suivante d'une forme de réalisation particulière donnée à titre d'exemple et représentée au dessin annexé dans lequel : La figure 1 est un schéma de la forme de réalisation 20 préférée d'un convertisseur de puissance suivant la présente invention, ce convertisseur possédant un circuit en double pont et pouvant être commandé à partir d'une source alternative ou d'une source continue de polarité quelconque. Les figures 2a, 2b et 2c sont des représentations 25 graphiques de signaux apparaissant dans le circuit de la figure 1 et représentent respectivement (pour un rapport de transformation égal à l'unité) les tensions d'entrée et de sortie e^ et la tension du transformateur V^, et les courants I^.H des thyristors (en supposant que la charge est résistive). 30 Les figures 3a et 3b sont des schémas d'un circuit convertisseur simplifié pour faciliter la compréhension des principes de fonctionnement du circuit convertisseur suivant la présente invention. La figure 4 est un schéma de blocs des différents 35 éléments du circuit convertisseur suivant la présente invention. La figure 5 est une variante du circuit de la figure 1 illustrant la simplification réalisée lorsque le circuit est alimenté par une source continue de polarité déterminée. Les figures 6a, 6b et 6c sont des représentations 40 graphiques de signaux apparaissant dans le circuit de la figure 69 11751 6 2006300 5 et représentent respectivement la tension d'entrée E^, la tension primaire du transformateur Vp^, les courants 1^ traversant les thyristors appartenant au circuit primaire du transformateur ; les figures 6d, 6e et 6f représentent la tension de sortie E2, la 5 tension secondaire du transformateur vgT, les courants 1^ traversant les diodes appartenant au circuit secondaire du transformateur. Les figures 7a, ?b et 7c sont des représentations graphiques de signaux apparaissant dans le circuit convertisseur 10 continu-continu de la figure S lorsqu'il est commandé suivant trois procédés différents en réalisant une limitation de courant pour renvoyer la puissance provenant du condensateur de commutation vers la source d* alimentation et limiter le courant fourni à la charge. 15 La figure 8 est une famille de courbes représentant la tension de sortie en fonction du courant de sortie moyen Im dans le circuit de la figure 5, ce circuit fonctionnant en réalisant une limitation de courant. La figure 9 est un montage à double pont identique 20 à celui de la figure 1 pour des tensions d'alimentation continues ou alternatives mais comporte de plus des modifications destinées à faire fonctionner le circuit en réalisant une limitation de courant et à permettre une régulation de tension. Les figures 10a et 10b sont des représentations gra-25 phiques de signaux apparaissant dans le circuit de la figure 9 pour deux procédés de commande différents du circuit qui fonctionne en assurant une simple limitation de courant. La figure 11 est une représentation graphique représentant le courant traversant les thyristors lorsque le circuit 30 de la figure 9 fonctionne en assurant une limitation de courant plus perfectionnée. La figure 12 est une famille de courbes représentant la tension de sortie en fonction du courant de sortie moyen I pour le circuit de la figure 9 qui fonctionne en limiteur de 35 courant. La figure 13 est un schéma dsune autre forme de réalisation d'un circuit convertisseur de puissance dans lequel le circuit situé drun coté du transformateur est monté en demi-pont tandis que le circuit situé de l'autre côté est relié à une 40 prise centrale du transformateur. 69 11751 «■* / 2006300 La figure 14 est un schéma d'une autre forme de réalisation d'un circuit convertisseur de puissance monté en demi-pont d'un côté et en pont complet de l'autre dans lequel le circuit en demi-pont est relié à une prise fixe du transformateur 5 et le circuit en pont complet est relié à une prise centrale du transformateur à haute fréquence. La figure 15 est un schéma de blocs d'un circuit convertisseur de fréquence qui fonctionne à partir d'une source d'alimentation monophasée et qui possède un couplage par trans-10 formateur à haute fréquence polyphasé. Les figures 16a et 16b représentent respectivement les tensions d'entrée et de sortie e^ et e£ du circuit convertisseur de puissance de la figure 1 lorsqu'il fonctionne comme un convertisseur continu-alternatif. 15 Les figures 17a, 17b et 17c représentent respecti vement la tension d'entrée e^ et la tension de sortie lorsque le circuit convertisseur de la figure 1 fonctionne comme un cycloconvertisseur, la période de la tension de sortie restant identique ou différente à volonté. 20 La figure 18 est un schéma de blocs d'un convertis seur plus important qui comprend trois circuits convertisseurs fonctionnant à partir d'une source d'alimentation triphasée et sous la forme d'un convertisseur de fréquence ou d'un cycloconvertisseur. 25 Les figures 19a et 19b sont des représentations graphiques de signaux apparaissant dans le circuit de la figure 18 et représentent respectivement les tensions d'entrée et la synthèse des tensions de sortie lorsque la fréquence de la tension de sortie est supérieure ou inférieure à la fréquence d'entrée. 30 Avant de décrire le fonctionnement de la forme de réalisation préférée du circuit convertisseur de puissance suivant la présente invention représenté dans la figure 1, les principes de fonctionnement de ce circuit convertisseur seront tout d'abord expliqués en se référant au schéma simplifié des 35 figures 3a et 3b et au schéma de blocs de la figure 4. Dans la figure 3, une source de courant alternatif de faible fréquence, par exemple la tension du secteur, est branchée sur les bornes d'entrée 11 et 12 du circuit convertisseur. La borne 11 est reliée, par l'intermédiaire d'un premier dispositif de commuta-40 tion 13 à composant solide représenté ici comme un simple inter 69 11751 8 2006300 rupteur, à une extrémité de l'enroulement primaire 14p d'un transformateur de couplage linéaire à haute fréquence 14, et est aussi reliée, par l'intermédiaire d'un second dispositif de commutation 15 à composant solide, à l'autre extrémité de l'enrou-5 lement primaire 14p. Le transformateur à haute fréquence 14 est un transformateur à prise médiane, et la prise médiane de l'enroulement primaire 14p est reliée à l'autre borne d'entrée 12. Dans le circuit secondaire du transformateur les deux extrémités de l'enroulement secondaire 14s sont reliées de façon identique, 10 par l'intermédiaire des dispositifs de commutation 16 et 17 à composant solide, à la borne de sortie 18 tandis que l'autre borne de sortie 19 est reliée à la prise médiane de l'enroulement secondaire. Une charge 20 est branchée entre les bornes de sortie 18 et 19. 15 Les quatre dispositifs de commutation 13, 15, 16 et 17 à composants solides sont commandés deux par deux en synchronisme pour convertir le signal de faible fréquence en un signal de haute fréquence qui est transformé dans le transformateur 14 pour avoir une valeur convenable puis reconstitué à la sortie du 20 transformateur pour être appliqué sur la charge 20. Les figures 3a et 3b représentent la position des interrupteurs pour les deux alternances du signal à haute fréquence, en supposant que la tension alternative d'entrée soit polarisée de façon que la borne 11 soit positive par rapport à la borne 12 et pour sim-25 plifier que le transformateur 14 possède un rapport de transformation égal à l'unité. Pendant la première alternance de la tension à haute fréquence, comme représenté dans la figure 3a, les interrupteurs 15 et 17 sont fermés en synchronisme, tandis que les deux autres interrupteurs 13 et 16 sont ouverts en syn-30 chronisme au même moment. Les interrupteurs 15 et 17 étant fermés, les extrémités marquées d'un point des enroulements primaire et secondaire du transformateur de couplage à haute fréquence 14 sont positives et le sens du courant qui traverse les circuits primaire et secondaire du transformateur est celui 35 qui est indiqué par les flèches en supposant que la charge est résistive. On remarquera que la borne de sortie 18 est positive par rapport à l'autre borne de sortie 19. Pendant l'autre alternance de la tension à haute fréquence, comme représenté dans la figure 3b, les interrupteurs 13 et 16 sont fermés tandis que les 40 deux autres interrupteurs 15 et 17 sont maintenant ouverts. 69 11751 9 2006300 Puisque la fréquence de la tension à haute fréquence est très supérieure à celle de la source à basse fréquence, la borne d'entrée 11 est encore positive. Cependant, la polarité des tensions dans le transformateur 14 est inversée et les extrémités 5 des enroulements qui ne sont pas marquées d'un point sont maintenant positives de sorte que le courant traverse le transformateur dans l'autre sens. Dans le circuit secondaire, la borne de sortie 18 est encore positive par rapport à la borne 19 et le courant traversant la charge 20 conserve le même sens. Ainsi, 10 l'amplitude et la polarité de la tension appliquée à la charge restent les mêmes que celles de la tension d'entrée qui, dans ce cas particulier, est une valeur positive quelconque variant lentement. Comme représenté dans le petit diagramme de la figure 3a, la polarité des tensions du transformateur varie avec la 15 fréquence de commutation qui est représentée à titre d'exemple comme une-fréquence de 480 Hz pour une tension d'entrée de 60 Hz. Pendant l'autre alternance de la tension d'entrée alternative de faible fréquence, la borne d'entrée 11 deviendra négative par rapport à la borne d'entrée 12. Les interrupteurs 15 et 17 sont 20 fermés en synchronisme puis ce sont les interrupteurs 13 et 16 qui se ferment en synchronisme avec une fréquence de commutation importante, ce qui commute la tension à haute fréquence apparaissant dans le circuit secondaire du transformateur de sorte que la borne 18 est toujours négative par rapport à la borne 19 et 25 que le courant qui traverse la charge 20 pendant l'alternance négative est toujours dans l'autre sens lorsque la charge est résistive. Lorsque le circuit est commandé de cette façon il se comporte comme un transformateur électronique. En plus de la 30 transformation de tension et de l'isolement réalisés par le transformateur à haute fréquence 14, les quatre interrupteurs 13, 15, 16 et 17 peuvent être commandés de façon à obtenir une régulation de tension et une limitation de courant. Lorsque les interrupteurs 13 et 17 sont fermés simultanément tandis que les 35 interrupteurs 15 et 16 restent ouverts, la polarité de la tension aux bornes de la charge 20 est inversée pendant la moitié d'un cycle de la tension à haute fréquence. Lorsque ceci est réalisé de façon convenable la tension de sortie efficace peut être réduite. Ce circuit peut servir à réduire très rapidement un 40 courant de défaut réactif dans la charge en inversant la tension 69 11751 10 2006300 pendant les surintensités de pointe au lieu de ramener simplement ce courant à zéro. En supposant que la fréquence de commutation soit très importante» de l'ordre de plusieurs kHz ou plus, cette inversion s'effectue en quelques dizaines de millisecondes et 5 par conséquent peut commencer à contrôler le courant d'entrée alternatif de faible fréquence très rapidement. On peut aussi obtenir une interruption de courant en commandant correctement ces interrupteurs. Si la charge est traversée par un courant trop important, les interrupteurs 13 et 15 peuvent être ouverts tandis 10 que les interrupteurs 16 et 17 restent fermés pour permettre au courant de charge réactif de disparaître, puis sont ouverts pour obtenir un isolement complet. Cela revient à dire que le circuit agit comme un disjoncteur statique si les interrupteurs 13 et 15 ou les interrupteurs 16 et 17 restent ouverts. 15 Dans la description précédente on suppose que les quatre interrupteurs 13, 15, 16 et 17 sont des dispositifs à composants solides qui peuvent être commandés de façon à être alternativement conducteurs pendant des intervalles souhaités de façon à constituer un convertisseur continu-alternatif. Dans le 20 schéma de blocs du nouveau circuit convertisseur de puissance représenté dans la figure 4, le circuit primaire du transformateur de couplage à haute fréquence 14 est relié à un circuit de commutation 22 à composants solides convertissant une tension alternative de faible fréquence ou une tension continue en une 25 tension de fréquence élevéet et le circuit secondaire du transformateur est relié à un circuit de commutation 23 à composants solides convertissant une tension de fréquence élevée en une tension alternative de faible fréquence ou en une tension continue, les dispositifs de commutation à composants solides de ces 30 deux circuits étant respectivement commandés en synchronisme. Un dispositif de contrôle électronique approprié 24 pour les dispositifs à composants solides commande les interrupteurs du circuit primaire 22 et du circuit secondaire 23 de la façon synchrone souhaitée. Les tensions d'entrée et de sortie peuvent avoir non 35 seulement une valeur alternative de faible fréquence mais aussi une valeur continue étant donné aue5du fait de la fréquence de commutation importante des dispositifs à composants solides,la tension d'entrée apparaît comme une tension continue sensiblement constante ou variant 1entement.Lorsque les dispositifs à compo-40 sants solides sont des thyristors, le transformateur à haute 11751 ii 2006300 fréquence peut, par exemple, fonctionner avec une fréquence de 10 kHz tandis que les tensions d'entrée et de sortie ont une fréquence relativement faible par rapport à celle-ci, par exemple, de l'ordre de 0 à 400 Hz. Une tension possédant une fréquence de 5 0 Hz est naturellement une tension continue. Dans le schéma simplifié du circuit convertisseur de puissance représenté dans les figures 3a et 3b dans lequel le transformateur possède des prises médianes, il existe toujours un trajet fermé pour le passage du courant d'un côté à l'autre, 10 en tenant compte du transformateur de couplage, de sorte qu'il n'y a besoin d'aucun dispositif d'accumulation d'énergie. Cependant, pour travailler avec des puissances plus élevées il est nécessaire que les interrupteurs à composants solides soient des thyristors ou des dispositifs biocables, par exemple des redres-15 seurs commandés au silicium ou des triacs, ou un dispositif sans électrode de commande tel que le diac qui peut être déclenché en envoyant une impulsion de tension importante entre ses bornes. Le circuit convertisseur de puissance réalisé avec des dispositifs doit nécessairement comporter un dispositif d'accumulation 20 d'énergie quelconque, du fait que l'on doit inclure, comme partie intégrante du circuit de puissance, un circuit de commutation pour les thyristors qui annule le courant traversant le dispositif et applique une tension inverse sur celui-ci lorsqu'on veut le bloquer ou le rendre non conducteur. La forme de réalisation 2 5 préférée représentée dans la figure 1 utilise des redresseurs commandés au silicium comme interrupteurs de puissance et est réalisée avec un montage à pont complet. Le redresseur commandé au silicium (SCR) est un dispositif de commutation à composants solides à conduction unidirectionnelle qui peut être commandé 30 avec des fréquences importantes. La conduction à travers le SCR de l'anode à la cathode est amorcée par l'application d'un signal de commande sur l'électrode de commande du dispositif, mais ensuite l'électrode de commande perd le contrôle de cette conduction et le potentiel de l'anode doit devenir négatif par 35 rapport au potentiel de la cathode pour bloquer le dispositif et le ramener à sa condition de non-conduction. Le circuit convertisseur de puissance représenté dans la figure 1 peut fonctionner à partir d'une source d'alimentation alternative de basse fréquence ou d'une source continue de pola-40 rité quelconque et peut alimenter à la fois des charges résistives 69 11751 12 2006300 et des charges réactives, le sens de la puissance pouvant être complètement inversé de sorte que la charge peut aussi être une charge réactive. Dans le circuit élévateur ou circuit primaire du transformateur de couplage à haute fréquence, deux bornes 5 d'alimentation 25 et 26 sont branchées aux bornes d'une source de tension électrique e^. Le circuit de commutation d'entrée 27 se présente sous la forme d'un circuit de conversion en pont et comporte quatre paires de redresseurs commandés au silicium branchés en parallèle et en inverse, ces dispositifs seront 10 appelés ci-après thyristors et sont désignés par P1-P4 et N1-N4. La première paire de thyristors PI et P2 branchés en parallèle et en inverse est branchée en série avec une première inductance de commutation 28, une seconde inductance de commutation 29 et la seconde paire de thyristors N3 et N4 branchés en parallèle et ^5 en inverse, le circuit série ainsi constitué étant branché entre les bornes 25 et 26 de la source d'alimentation. Entre ces deux bornes de la source d'alimentation est encore branché un circuit série comprenant la troisième paire de thyristors NI et N2, deux autres inductances de commutation 30 et 31, et la quatrième 20 paire de thyristors P3 et P4. Un condensateur de commutation 34 en série avec l'enroulement primaire 14p du transformateur de couplage linéaire à haute fréquence est branché entre le point commun 32 des inductances 28 et 29 et le point commun 33 des inductances 30 et 31. Pour compléter le circuit de commutation 25 d'entrée 27, on branche de préférence un condensateur de filtrage 35 entre les bornes 25 et 26 de la source d'alimentation, ce condensateur étant situé entre la source d'alimentation et le circuit de conversion en pont pour atténuer toutes les variations de la tension d'alimentation pour réaliser une source qui fournit 30 une tension "raide" au convertisseur, c'est-à-dire que cette source présente une faible impédance à la fréquence du convertisseur. Si par exemple, la source de tension électrique est une batterie stable, on comprendra que le condensateur de fil-35 trage 35 peut ne pas être nécessaire. Le circuit de commutation de sortie 36 relié au secondaire du transformateur à haute fréquence est branché entre deux bornes de sortie 37 et 38 entre lesquelles apparaît la tension de sortie Une charge 39 est branchée entre ces bornes 40 de sortie. Le circuit de sortie 36 abaisseur de fréquence est 69 11751 13 2006300 symétrique par rapport au circuit d'entrée 27 élévateur de fréquence et comporte huit thyristors supplémentaires P5-P8 et N5-N8 branchés d'une façon identique, c'est-à-dire par deux en inverse et en parallèle. Ainsi, la première paire de thyristors 5 P5 et P6 branchés en inverse et en parallèle est reliée en série avec les deux inductances de commutation 28' et 29' et la seconde paire de thyristors N7 et N8. De la même façon, la paire de thyristors N5 et N6 est branchée en série avec les inductances de commutation 30' et 31' et la dernière paire de thyristors P7 10 et P8. Le circuit série comportant l'enroulement secondaire 14s du transformateur à haute fréquence et le condensateur de commutation 34' est branché entre le point commun 32' des inductances 28* et 29' et le point commun 33' des inductances 30' et 31'. Le circuit de commutation 36 relié au secondaire du 15 transformateur de couplage à haute fréquence est complété par un condensateur de filtrage 35' branché entre les bornes de sortie 37 et 38. Le condensateur 35' peut ne pas être nécessaire si la charge a une faible impédance pour la fréquence importante du convertisseur, par exemple une batterie en voie d'être chargée 20 dans le cas du continu, ou si la charge alimentée en alternatif comporte un condensateur. Les valeurs des condensateurs 35 et 35' doivent être de préférence respectivement plus importantes que celles des condensateurs de commutation 34 et 34'. Les seize thyristors, huit de chaque côté du trans-25 formateur, appartenant au circuit convertisseur de puissance sont déclenchés dans l'ordre souhaité au début de chaque alternance de haute fréquence en appliquant une impulsion de commande relativement courte, provenant du circuit de commande de synchronisation 40, sur les électrodes de commande des dispositifs choi-30 sis. Le circuit de commande de synchronisation 40 est représenté ici sous la forme d'un bloc puisque les détails de la construction de ces circuits de commande possédant une séquence d'amorçage ou de commande souhaitée sont classiques et qu8on peut les trouver par exemple dans SCR Manual, 4ème édition, publié par 35 Semiconductor Products Department, General Electric Company, Syracuse, New York, 1967.La séquence d'amorçage normale est telle que les thyristors du groupeP(P1-P8) et les thyristors du groupe N (N1-N8) sont amorcés alternativement de la même façon que celle qui a été décrite lors de la description des figures 3a et 3b. 40 Les circuits de commande pour ce mode de fonctionnement normal [ 69 11751 14 2006300 nécessitent seulement par exemple un oscillateur à haute fréquence qui fait basculer un circuit bistable pour synchroniser les amorçages alternés des groupes de thyristors, deux amplificateurs adaptateurs d'impédance commandés respectivement par chaque signal 5 de sortie de la bascule, et un générateur d'impulsions de commande pour chaque thyristor qui est contrôlé par l'amplificateur convenable. L'addition d'un circuit simple pour verrouiller l'oscillateur lorsque les impulsions de courant traversent le circuit de puissance évite des amorçages intempestifs pendant 10 des perturbations importantes. Comme on l'a vu ci-dessus, le circuit de commutation 27 relié au primaire du transformateur à haute fréquence et le circuit de commutation 36 relié au secondaire du transformateur se présentent sous la fonse de convertisseurs commutés par des 15 condensateurs en série. En supposant que la borne d'entrée 25 est positive par rapport à la borne 26, l'amorçage de tous les thyristors du groupe P en synchronisme, ou sensiblement simultanément, alimente le circuit résonnant série qui est constitué par l'inductance 28, le condensateur 34 et l'inductance 31 dans le 20 circuit primaire et par l'inductance 28s, le condensateur 34' et 1'inductance 31' dans le circuit secondaire (en négligeant l'inductance des enroulements du transformateur). Ces éléments rassemblés constituent un circuit résonnant série R-L-C non amorti, l'inductance et la capacité efficaces de ce circuit étant 25 déterminées par la sonffiîe des inductances et des capacités de part et d'autre du transformateur de couplage. La résistance représente les pertes dans le circuit. Comme il est bien connu, une alternance sinusoïdale de courant apparaît dans le circuit de commutation résonnant série qui charge les condensateurs de 30 commutation 34 et 343 jusqu'à une valeur supérieure à la tension d'alimentation instantanée (en supposant que le rapport de transformation du transformateur est égal à l'unité). A la fin de l'alternance de commutation sinusoïdale, le courant traversant les thyristors conducteurs PI, PS, PS et P7 revient à zéro et 35 ces thyristors sont polarisés en inverse par la tension apparaissant sur les condensateurs de cerûnmtation. Après un court intervalle, appelé temps d'extinction pour les thyristors, les thyristors deviennent non-conducteurs. Les thyristors branchés en parallèle sur les précédents, c'est-à-dire les thyristors P2, 40 P4, P6 et PS, ne deviennent pas conducteurs à la fin de cette 69 11751 15 2006300 alternance de haute fréquence puisque, bien qu'ils soient polarisés en direct, aucun signal de commande n'a été appliqué sur leurs électrodes de commande. Lors de la seconde alternance du cycle de haute fréquence, les thyristors du groupe N deviennent 5 conducteurs en synchronisme,ou sensiblement simultanément,et,dans le circuit primaire,le courant traverse le circuit résonnant série constitué par le thyristor NI, l'inductance 30, le condensateur de commutation 34, l'inductance 29 et le thyristor N3, tandis que,dans le circuit secondaire,le courant traverse le 10 circuit série existant entre les thyristors N5 et N7. Cependant, on voit que pendant cette seconde alternance du cycle de haute fréquence le sens du courant dans les enroulements 14p et 14s du transformateur est dans l'autre direction puisque les extrémités des enroulements non marquées d'un point sont positives. Après 15 le passage de l'alternance sinusoïdale du courant de commutation et lorsque le temps d'extinction est écoulé, les thyristors impairs du groupe N sont bloqués. Lorsque la polarité de la source d'alimentation est inversée, de sorte que la borne d'entrée 26 est positive tandis 20 que la borne d'entrée 25 est négative, ce sont les thyristors pairs du groupe P, c'est-à-dire les thyristors P4, P2, P8 et P6, qui deviennent conducteurs pendant une alternance. La tension apparaissant aux bornes des enroulements 14p et 14s du transformateur est maintenant positive aux extrémités des enroulements non 25 marquées d'un point. Pendant l'alternance suivante, les thyristors pairs du groupe N deviennent conducteurs, et le sens du courant dans le transformateur de couplage à haute fréquence est inversé. Au lieu d'utiliser des paires de redresseurs commandés au silicium branchés tête-bêche et en parallèle, ces thyristors unidirec-30 tionnels peuvent être remplacés par des thyristors bidirectionnels, par exemple des triacs et des diacs. Le triac est un thyristor triode bilatéral qui, comme le redresseur commandé au silicium, possède une électrode de commande sur laquelle une impulsion de commande est appliquée lorsque l'on veut le rendre conducteur. 35 D'autre part, le diac ne possède pas d'électrode de commande et devient conducteur lorsqu'on applique une impulsion de tension ou de courant de valeur importante entre ses bornes de charge ou lorsqu'on augmente la tension continue jusqu'à un niveau important suffisant. Le triac et le diac et les circuits de commande ap-40 propriés sont décrits dans le manuel SCR mentionné précédemment 69 11751 16 2006300 ou dans les brevets américains n° 3 353 032 et 3 353 085. En plus de permettre au circuit convertisseur de fonctionner à partir d'une source d'alimentation alternative ou d'une source d'alimentation continue de polarité quelconque, les caractéristiques 5 de conduction bidirectionnelles de deux SCR branchés tête bêche et en parallèle ou d'un diac ou d'un triac sont utilisées pour limiter le courant dans le circuit convertisseur qui va être décrit ci-après. 10 tisseur sera mieux compris en se référant aux signaux représentés dans la figure 2 pour une source de tension alternative, en supposant pour simplifier que le rapport de transformation du transformateur est égal à l'unité. La figure 2a montre que le circuit commandé de cette façon agit comme un transformateur 15 électronique du fait qu'à n'importe quel moment la tension de sortie instantanée tend à être égale à la tension d'entrée instantanée e^ et que toute différence existant entre ces deux tensions est due aux pertes apparaissant lorsque l'on maintient le circuit L-C en oscillation. Ainsi, les tensions d'entrée et 20 de sortie sont sensiblement identiques bien que, lorsqu'une charge est branchée sur le circuit et absorbe du courant la tension de sortie soit inférieure à la tension d'entrée et c'est cette différence de tension qui en fait permet au circuit de fonctionner. La figure 2b représente la tension alternative de 25 haute fréquence apparaissant dans le transformateur de couplage pendant chaque alternance de la tension d'alimentation alternative de basse fréquence. La figure 2c représente les alternances sinusoïdales de courant traversant les thyristors dans le cas où la charge est résistive et indique aussi quels sont les thyris-30 tors qui sont conducteurs à l'apparition d'une alternance de courant particulière. Ce schéma indique la période 1/f du cycle de haute fréquence ainsi que la période d'extinction tQ à la fin de chaque alternance de haute fréquence. La fréquence de résonance fn = —-— du circuit de commutation est supérieure à la fréquence 35 de commutation f, et le temps tQ existant entre les impulsions de courant de polarité opposée permet aux thyristors de se bloquer. La fréquence élevée de commutation f est de préférence aussi importante que possible afin que le transformateur de couplage à haute fréquence soit relativement petit, cette fréquence étant Le mode de fonctionnement normal du circuit conver- 69 11751 17 2006300 de préférence de 10 kHz ou supérieure de façon à pouvoir utiliser des transformateurs à noyau de ferrite ou de fer aggloméré et à faibles pertes. Pour les fréquences plus faibles, la faible densité de flux de saturation de ces matériaux est un inconvé-5 nient. De plus, un transformateur à haute fréquence possède une faible capacité entre ses enroulements. Pour les thyristors actuels le temps d'extinction tQ est de l'ordre de 10 microsecondes, et pour maximiser le rendement du circuit convertisseur de puissance la fréquence de résonance fg du circuit de commuta-10 tion est choisie de façon que l'alternance sinusoïdale de courant soit égale à la demi-période moins le temps d'extinction. Le mode de fonctionnement du circuit de commutation de ce nouveau circuit convertisseur de puissance est différent de celui d'un convertisseur commuté par un condensateur série 15 du fait que la valeur des impulsions de courant et la valeur maximale de la tension du condensateur de commutation sont seulement proportionnelles au courant de charge (en régime permanent), au lieu d'être proportionnelles à la tension d'alimentation et au courant de charge comme dans les convertisseurs commutés par 20 un condensateur série. Bien que l'on puisse démontrer mathématiquement, à partir des équations qui représentent le fonctionnement du circuit, que la tension du condensateur de commutation est proportionnelle au courant de charge, ceci peut être aussi déduit intuitivement. Dans la figure 1, on supposera que les 25 tensions des condensateurs de commutation 34 et 34® sont nulles. Dans le cas où la tension d'alimentation instantanée e^ et la tension de sortie instantanée sont exactement les mêmes, par exemple 100 volts, aucun courant ne traverse le circuit. Cependant, si la tension de sortie passe à 90 volts du fait que la 30 charge 39 absorbedu courant, la tension aux bornes des enroulements primaire et secondaire 14p et 14s du transformateur de couplage à haute fréquence est 95 volts et les 5 volts restants sont répartis de chaque côté de façon égale entre les deux inductances de commutation qui sont alimentées. Ainsi, si les thy-35 ristors du groupe P sont conducteurs, 2,5 volts apparaîtront aux bornes de chaque inductance de commutation 28, 31, 28' et 31' au moment où ces thyristors sont amorcés. Cette différence de tension aux bornes de chaque paire d'inductances de commutation fait apparaître une alternance sinusoïdale de courant qui char-40 géra chaque condensateur 34 et 34' jusqu'à environ 9 volts 69 11751 18 2006300 (10 volts moins une perte de 1 volt). Si la charge est plus importante et absorbe plus de courant de sorte que la tension de sortie instantanée e2 est inférieure à 90 volts, une tension plus importante apparaîtra aux bornes de chaque inductance de 5 commutation alimentée, ce qui fournira un courant plus important pour charger les condensateurs de commutation 34 et 34'. Etant donné que la quantité d'énergie de commutation disponible est proportionnelle au courant de charge instantané, il n'y a aucun problème pour commuter les thyristors lorsque la charge est 10 réactive et que le courant est important au moment où la tension d'alimentation passe par zéro. Un autre aspect du fonctionnement de ce nouveau convertisseur de puissance est que, en utilisant le filtre capacitif de sortie 35* pour la charge, une chute de tension "raide" est maintenue de sorte que la durée des impul-15 sions de courant reste très proche de irV^Tc secondes, cette valeur étant égale à la moitié de la période propre du circuit de commutation série L-C et est indépendante de l'impédance de la charge. Un problème posé par les convertisseurs continus-alternatifs classiques commutés par un condensateur série est 20 que, lorsque la charge modifie la fréquence propre du circuit de commutation, en sorte que la charge varie dans une large gamme et que la résistance R du circuit non amorti R-L-C devient importante, les impulsions de courant ont une durée supérieure à irV^C secondes et, si un thyristor est encore conducteur lorsque 25 l'autre est amorcé, il y a apparition d'un court-circuit. Cette situation ne se présente pas dans le présent circuit. Comme on l'a vu ci-dessus, il peut ne pas être nécessaire d'utiliser le condensateur de filtrage 35' lorsque par exemple la charge est une batterie qui est chargée, cette batterie possédant elle-même 30 une tension "raide", cependant pour la gamme habituelle de charges résistive et négative le condensateur de filtrage est nécessaire. Les deux condensateurs de filtrage 35 et 35' ont un ordre de grandeur supérieur aux condensateurs de commutation 34 et 34'. Du fait de la nature symétrique du circuit convertis-35 seur de puissance suivant la présente invention représenté dans la figure 1, on peut inverser complètement le sens de la transmission. Ainsi, lorsque la charge 39 est une charge qui fournit de la puissance, la puissance peut être renvoyée vers la source d'alimentation par l'intermédiaire du circuit convertisseur. De plus, 40 le mode de fonctionnement normal utilisant la séquence d'amorçage 69 11751 19 2006300 normale peut être maintenu lorsque la charge 39 est une charge inductive ou capacitive durant la période où, lors de chaque cycle de basse fréquence, le courant réactif est envoyé de la charge vers la source d'alimentation par l'intermédiaire du cir-5 cuit convertisseur de puissance. Pour obtenir une inversion complète du sens de transmission, il n'est pas essentiel que les condensateurs et les inductances de commutation soient symétriques, puisque la commutation effectuée est identique lorsque quelques uns ou tous les condensateurs et les inductances de 10 commutation sont rassemblés et appartiennent soit au circuit d'entrée 27 soit au circuit de sortie 36. De plus, les inductances peuvent ou non être reliées et on peut choisir le montage tant que l'inductance équivalente totale reste constante et accordée correctement avec la capacité totale équivalente. Il est aussi 15 nécessaire de tenir compte du rapport de transformation du transformateur de couplage à haute fréquence en choisissant l'inductance et la capacité équivalentes. L'inductance de fuite du transformateur doit aussi être comptée dans l'inductance de commutation équivalente et peut représenter la plus grande partie 20 de cette inductance de commutation. Lorsque le sens de la transmission est inversé et que la puissance est renvoyée à partir de la charge 39 vers la source d'alimentation, le circuit de sortie 36 décrit précédemment et l'enroulement secondaire 14s du transformateur deviennent respectivement le circuit d'entrée et 25 l'enroulement primaire du transformateur et vice versa pour le circuit 27 et l'enroulement 14p du transformateur de l'autre côté de celui-ci. Un autre avantage est que les condensateurs de filtrage d'entrée et de sortie 35 et 35' consomment un courant qui est en avance sur la tension et contribue à corriger le 30 facteur de puissance des charges normalement inductives des réseaux de puissance. Comme on l'a vu ci-dessus, le procédé d'amorçage préféré des thyristors consiste à déclencher tous les thyristors du groupe P puis tous les thyristors du groupe N. Ceci a l'avan-35 tage de la simplicité puisque les conditions du circuit détermineront les thyristors individuels qui conduiront réellement. Dans une variante, on pourrait naturellement ne commander que les thyristors qui devront conduire pendant l'alternance de haute fréquence suivante, par exemple à l'aide de circuits logiques de 40 contrôle. On peut aussi remarquer que le circuit convertisseur 69 11751 20 2006300 suivant la présente invention peut être réalisé à l'aide de transistors au lieu de thyristors en effectuant les modifications nécessaires dans le circuit. Une raison pratique qui conduit à utiliser une commutation par condensateur série avec des dispo-5 sitifs à composant solide qui peuvent se bloquer par l'intermédiaire d'un signal sur leur électrode de commande est que l'on veut réduire les pertes apparaissant pendant la commutation ou éviter la possibilité d'un second amorçage. Si on utilise des transistors à la place des thyristors, la période d'extinction 10 tQ peut être éliminée de sorte que le courant du transformateur est une onde sinusoïdale continue. Le circuit convertisseur de puissance à double pont représenté dans la figure 1 peut être considérablement simplifié lorsque la source d'alimentation est une source continue possédant 15 une seule polarité. Dans ce cas, le circuit devient un convertisseur continu-continu comme représenté dans la figure 5. Le circuit de commutation d'entrée 27' est identique au circuit 27 de la figure 1 à l'exception que l'un des thyristors de chaque paire de thyristors branchés en inverse et en parallèle est remplacé 20 par une diode de réaction. Une diode 42 est branchée entre les électrodes de charge du thyristor PI et des diodes 43, 44 et 45 sont respectivement branchées entre les électrodes de charge des thyristors P3, NI et N3. Cependant, le circuit de commutation de sortie 46 est très différent du circuit de sortie 36 de la figure 25 1. Le circuit 46 est un montage redresseur en pont à deux alternances et comporte deux diodes 47 et 48 branchées avec la même polarité et reliées en série entre les bornes de sortie 37 et 38, leur point commun 52 étant relié à une extrémité de l'enroulement secondaire 14s du transformateur de couplage, et une autre paire 30 de diodes de même polarité 49 et 50 est branchée de la même façon entre les bornes de sortie 37 et 38 et leur point commun 51 est relié à l'autre extrémité de l'enroulement secondaire 14s. Le condensateur de filtrage 35' complète le circuit de sortie 46. Le circuit représenté dans la figure 5 est un exemple 35 d'une des options mentionnées précédemment dans laquelle tous les condensateurs de commutation et toutes les inductances de commutation appartiennent au circuit primaire du transformateur de couplage. Dans une autre forme de réalisation du circuit secondaire 46 du convertisseur continu-continu représenté dans la 40 figure 5, ce circuit peut être identique au circuit secondaire 36 69 11751 21 2006300 de la figure 1 dans lequel tous les thyristors impairs P5, P7, N5, N7 sont remplacés par des diodes de redressement et tous les thyristors pairs P6, P8, N6, N8 sont supprimés. Les valeurs des éléments de commutation du circuit primaire 27' de la figure 5 5 seraient naturellement modifiées pour maintenir l'inductance et la capacité équivalentes totales constantes. Bien que la forme de réalisation de la figure 5 soit en général préférable, il peut y avoir avantage à inclure tous les condensateurs de commutation dans le circuit secondaire lorsque le convertisseur est utilisé 10 pour augmenter la tension continue d'une source de tension très faible, inférieure à 20 volts par exemple. Dans ce cas, les dimensions des condensateurs de commutation dans le circuit secondaire pourraient être beaucoup plus petites que celles des condensateurs équivalents dans le circuit primaire puisqu'il n'y 15 a besoin que d'une valeur de capacité plus faible en raison du carré du rapport de transformation du transformateur. Dans le mode de fonctionnement normal du convertisseur continu-continu représenté dans la figure 5, le circuit de commande 40' rend alternativement conducteurs les thyristors PI 20 et P3 puis les thyristors NI et N3 avec une fréquence de commutation relativement importante, et la paire de thyristors conducteurs pendant chaque alternance de haute fréquence est bloquée par le même mécanisme de commutation par condensateur série décrit précédemment. Pendant l'alternance de haute fréquence où 25 les thyristors PI et P3 sont conducteurs, la tension existant aux bornes des enroulements 14p et 14s du transformateur de couplage à haute fréquence, qui dans le circuit représenté possède un rapport de transformation de 2/1, est positive à l'extrémité marquée d'un point et les diodes 47 et 50 sont polarisées en 30 direct pour passer de leur état d'impédance importante à leur état de faible impédance et fournir du courant à la charge 39. Pendant l'alternance négative de haute fréquence, lorsque les thyristors NI et N3 sont conducteurs, les extrémités non marquées d'un point des enroulements 14p et 14s sont positives et les 35 diodes 48 et 49 sont maintenant rendues conductrices pour fournir un courant à la charge 39, la borne de sortie 37 étant toujours positive par rapport à la borne 38. Puisque les diodes du circuit de sortie 46 sont des dispositifs unidirectionnels, la puissance ne peut avoir qu'un seul sens c'est-à-dire à partir de la source 40 d'alimentation vers la charge. Dans les figures 6a-6f on suppose 69 11751 22 2006300 que le rapport de transformation du transformateur de couplage 14 à haute fréquence est 2/1. Par conséquent, la valeur de la tension d'entrée continue Ej et de la tension alternative vpT apparaissant au primaire du transformateur (figures 6a et 6b) 5 est le double de la valeur de la tension de sortie continue E£ et de la tension alternative VgT apparaissant au secondaire du transformateur (figures 6d et 6e). Cependant, du fait de l'action du transformateur les valeurs de pointe des courants traversant les thyristors et représentés dans la figure 6c sont 10 égales à la moitié de celles des courants Ip traversant les diodes représentées dans la figure 6f. Pour les charges d'impédance importantes il est souhaitable de modifier le circuit de la figure 5 afin d'inclure, dans le circuit de commutation des thyristors, un circuit L-C 15 supplémentaire qui est accordé sur une fréquence qui est approximativement égale à deux fois la fréquence de commutation ou légèrement inférieure â deux fois la fréquence de résonance du circuit de commutation par condensateur série décrit ci-dessus et comportant le condensateur de commutation 34 et deux des quatre 20 inductances de commutâtion 28-31. Par exemple, les éléments de commutation supplémentaires peuvent être constitués par le condensateur 53 et l'inductance 54 branchés en série entre les points 32 et 33. Pendant la période où les éléments de commutation initiaux fournissent une alternance de courant, les éléments de 25 commutation supplémentaires 53 et 54, qui sont accordés sur une fréquence égale à deux rois la fréquence de commutation f, produisent deux alternances de courant de commutation, la première alternance s'ajoutant au courant total traversant les thyristors tandis que la seconde a une polarité opposée et se soustrait du 30 courant total des thyristors et traverse les diodes de réaction pendant le temps d'extinction Ïq des thyristors. Avec des charges faibles ce montage fournit une commutation plus fiable et évite que le condensateur de sortie 355 ne se charge jusqu'à une tension plus importante proportionnelle â 15impulsion de tension 35 transitoire appliquée au transformateur. Une des difficultés rencontrées dans un circuit convertisseur commuté par un condensateur série est que, lorsque la charge varie dans une large gasasas et que la résistance R du circuit non amorti E-L-C devient faible, les oscillations du 40 circuit augmentent graduel lestent la tension du condensateur 69 11751 23 2006300 jusqu'à une valeur importante et la tension nominale des thyristors peut être dépassée. Ce problème est résolu dans le circuit convertisseur continu-continu représenté dans la figure 5 en ajoutant les diodes de réaction 42-45, chaque diode étant branchée 5 en opposition, en parallèle entre les électrodes de charge de l'un des thyristors. Lorsque les conditions de fonctionnement sont telles que les diodes de réaction se polarisent en direct, la charge est évacuée du condensateur de commutation 34 et renvoyée vers la source d'alimentation. Ceci se produit et le 10 circuit fonctionne en assurant une limitation de courant lorsque la tension Ec du condensateur de commutation est supérieure à la somme de la tension d'entrée E^ et de la tension de sortie E2 (en supposant que le rapport de transformation est égal à l'unité). Après cette limitation de courant ou cet amorçage naturel, 15 chaque impulsion de courant traversant une paire de thyristors, que ce soit les thyristors P ou N, est suivie immédiatement d'une impulsion dans les diodes de réaction branchées aux bornes de ces thyristors et dans la paire de diodes de redressement de la charge. Ceci envoie un peu de l'énergie emmagasinée dans le 20 condensateur de commutation vers la source continue et un peu vers la charge. Les caractéristiques du circuit après ce changement de mode de fonctionnement dépendent des caractéristiques souhaitées pendant le mode de fonctionnement en limiteur de courant, plus particulièrement si la séquence d'amorçage des thy-25 ristors est normale ou si la séquence d'amorçage est modifiée pour permettre la fin de l'impulsion de réaction avant de reprendre la séquence d'amorçage normale. Le graphique de la figure 7a représente le courant dans le circuit, avec une échelle agrandie, lorsqu'il y a appari-30 tion d'une surintensité, due par exemple à un court-circuit, et que le circuit se met à fonctionner à la manière d'un limiteur de courant alors que la séquence d'amorçage est normale. Les alternances normales de courant dans les thyristors sont représentées en traits continus tandis que le courant apparaissant 35 lorsque le circuit passe par son point d'amorçage naturel est représenté en pointillé. On supposera que les thyristors PI et P3 sont amorcés (les diodes de redressement 47 et 50 étant aussi conductrices) et qu'une impulsion de courant très importante les traverse ; le condensateur de commutation 34 est chargé, à la fin 40 de cette impulsion, jusqu'à une tension de pointe supérieure à 69 11751 24 2006300 la somme des tensions d'entrée et de sortie étant donné que les diodes de réaction 42 et 43 deviennent polarisées en direct. Une alternance de courant, qui possède une polarité positive et une valeur de pointe plus faible, est fournie pendant le temps tQ 5 par le circuit résonnant série. La polarité des enroulements primaire et secondaire 14p et 14s du transformateur de couplage s'est aussi inversée de sorte que les diodes de redressement 48 et 49 sont maintenant conductrices. Les quatre diodes 42, 43, 48 et 49 conduisent pendant le temps d'extinction tQ à la fin duquel 10 les thyristors NI et N3 sont amorcés suivant la séquence d'amorçage normale. Les diodes de réaction 42 et 43 sont maintenant commutées naturellement puisque le courant les traversant commence à diminuer lorsque les thyristors NI et N3 sont déclenchés, ce courant s'annulant après un court intervalle de transition. Pen-15 dant l'alternance normale suivante les thyristors NI et N3 sont conducteurs ainsi que les diodes de redressement 48 et 49. A la fin de l'alternance de courant modifiée, les diodes de réaction 44 et 45 deviennent conductrices et conduisent le courant avec une polarité différente pour envoyer du courant vers la source 20 d'alimentation tandis que l'autre paire de redresseurs 47 et 50 fournit du courant à la charge 39. Le cycle complet recommence à l'amorçage des thyristors PI et P3 après le temps d'extinction tg. On peut voir que la limitation de courant dépend de la longueur du temps d'extinction tg. Si le temps d'extinction Îq est 25 relativement court, les diodes de réaction 42-45 conduisent seulement pendant des intervalles courts et n'évacuent qu'une faible quantité de charge du condensateur de commutation 34. Au contraire si le temps d'extinction t^ est égal au quart de la période de haute fréquence, une alternance complète de courant de réaction 30 peut traverser le circuit et l'action de limitation est très brusque. Ceci apparaît dans la figure 8 qui représente la tension de sortie E2 en fonction du courant I pendant la période juste avant et juste après le point d'amorçage naturel à partir duquel commence la limitation de courant. La courbe 55 représente la 35 tension en fonction du courant avant que l'on ait atteint le point d'amorçage naturel 56 pour lequel la tension de pointe du condensateur est supérieure à la somme des tensions d'entrée et de sortie de sorte que les diodes de réaction se polarisent en direct. La courbe 57 est une courbe caractéristique de limitation 40 de courant lorsque le temps d'extinction Îq est relativement 69 11751 25 2006300 court, la courbe 58 est plus raide et apparaît lorsque le temps d'extinction tQ est plus important, et la courbe 59 relativement abrupte indique une limitation de courant rapide qui se produit lorsque toute une alternance de courant de réaction peut traverser 5 le circuit. Cependant, comme on l'a vu ci-dessus, le circuit est plus efficace lorsque le temps d'extinction tg est aussi court que possible, c'est-à-dire est juste égal au temps d'extinction minimal pour les thyristors qui sont utilisés. Un circuit conver-10 tisseur relativement efficace et effectuant une limitation de courant rapide peut être obtenu en modifiant la séquence d'amorçage des thyristors pour permettre le passage d'une impulsion de réaction complète avant de reprendre la séquence d'amorçage normale. Les figures 7b et 7c, qui représentent les impulsions 15 de courant réelles dans le circuit, représentent deux façons pour y arriver. Dans la figure 7b, la séquence d'amorçage normale est interrompue lorsque les diodes de réaction 42 et 43 et les diodes de redressement 48 et 49 deviennent conductrices pour renvoyer respectivement du courant vers la source d'alimentation continue 20 et vers la charge. Les impulsions de commande fournies normalement aux thyristors NI et N3 sont bloquées ou retardées pendant l'intervalle de réaction pour permettre le passage d'une alternance complète de courant de réaction. Les impulsions de commande normales suivantes appliquées sur les thyristors NI et N3 sont de 25 nouveau retardées par le temps d'extinction tQ. Dans la figure 7c, la séquence d'amorçage normale se poursuit dès que les diodes de réaction 42 et 43 ont laissé passer une alternance complète de courant de réaction, c'est-à-dire que le temps d'extinction supplémentaire tg est éliminé. On peut 30 utiliser ce procédé puisque les diodes de réaction 42 et 43 ne nécessitent pas une période d'extinction puisqu'elles sont naturellement bloquées lorsque les thyristors NI et N3 sont amorcés. Le courant moyen traversant le circuit est plus important dans le procédé représenté dans la figure 7c que dans celui représenté 35 dans la figure 7b. Afin de modifier la séquence d'amorçage normale des thyristors (voir figure 5), le circuit de contrôle qui comporte le circuit de commande 40' doit de plus comporter un circuit de blocage des limitations de courant 60 qui bloque temporairement le circuit de commande 40* à la détection d'une 40 surintensité et, après cette période et jusqu'à ce que l'impulsion 69 11751 26 2006300 de courant de réaction soit terminée, lorsqu'il n'y a pas de courant dans le circuit. Ceci peut être réalisé, par exemple, par un circuit 61 qui détecte le courant du transformateur et actionne le circuit de blocage de limitation de courant 60, pour retarder 5 les impulsions d'amorçage fournies par le circuit de commande 40' jusqu'à la fin de l'alternance du courant de réaction. De cette façon, en suivant la séquence d'amorçage modifiée des thyristors indiquée dans les figures 7b et 7c, on peut obtenir une limitation de courant rapide comme représenté par la courbe 59 de la figure 10 8, tout en conservant un circuit relativement efficace dans lequel le temps d'extinction tQ est égal ou proche du minimum requis. Un autre facteur influençant la raideur des courbes caractéristiques 57-59 de la figure 8 pour le mode de fonctionnement à limitation de courant est la valeur de l'inductance 15 mutuelle entre les inductances de commutation 28 et 29 et 30 et 31 dans le circuit de commutation des thyristors. Les courbes caractéristiques sont moins raides pour une inductance mutuelle négative et plus raides pour une inductance mutuelle positive. Le circuit convertisseur en double pont de la figure 20 1 peut aussi fonctionner suivant un mode â limitation de courant, et les modifications requises pour cela sont représentées dans la figure 9. La figure 9 représente aussi une forme de réalisation destinée à réguler la tension lorsque le circuit convertisseur de puissance est utilisé comme un transformateur électro-25 nique. Dans le mode de limitation de courant, les thyristors de chaque paire, branchés tête-bêche et en parallèle, qui ne conduisent pas pendant une alternance â8uu cycle normal sont disponibles pour servir de redresseurs de réaction afin de limiter le courant. Par exemple, si les thyristors PI et P3 (P5 et P7 de 30 l'autre côté) sont conducteurs pendant lsalternance de haute fréquence où apparaît la surtension, les autres thyristors de ces paires, c'est-à-dire les thyristors P2 et P4 (N5 et N7 de l'autre côté) peuvent être traversés par le courant de réaction de limitation de courant. A l'inverse du cas du convertisseur continu-35 continu de la figure S, la réaction n'apparaît pas automatiquement et il est nécessaire de commander les thyristors de réaction P2 et P4 et les thyristors correspondants N5 et N7 appartenant au circuit secondaire. Il n'est pas nécessaire d'attendre la fin de la période d'extinction normale tQ avant de commander les 40 thyristors de réaction, mais on peut le faire si on le désire. 69 11751 27 2006300 Puisqu'il est nécessaire d'introduire une séquence d'amorçage modifiée pour les thyristors, étant donné que les impulsions de commande pour les thyristors de réaction doivent être fournies, la séquence d'amorçage normale des thyristors est habituellement S interrompue. Le changement de mode souhaité entre un mode de fonctionnement normal à un mode à limitation de courant est identique à celui qui apparaît naturellement avec le convertisseur continu-continu de la figure 5, à part que ce changement de mode doit apparaître pour un niveau de courant qui est indépen-10 dant de la tension d'alimentation. Autrement, cela restreindrait le passage du courant alternatif réactif de basse fréquence, qui est important lorsque la tension d'alimentation est faible. Pour que le circuit fonctionne suivant un mode à limitation de courant, un dispositif convenable est prévu pour déter-15 miner les surintensités. Les surintensités sont de préférence détectées à l'aide d'un petit transformateur de courant possédant un enroulement primaire 62p branché en série avec le condensateur de commutation 34, de sorte que ce transformateur de courant peut être un petit transformateur à haute fréquence ayant un tempsde 20 réponse très rapide. Il est aussi possible de brancher un transformateur de tension aux bornes du condensateur de commutation 34 (la tension étant proportionnelle au courant) ou un transformateur de courant sur la ligne d'alimentation alternative de faible fréquence ou sur la ligne de charge. L'enroulement secondaire 62s 25 du transformateur de courant commande un circuit 63 modifiant la commande de limitation de courant et relié aux circuits de commande synchronisés 40. Etant donné que la puissance apparaissant dans le circuit de la figure 9 peut avoir un sens quelconque, il est aussi nécessaire qu'un signal de tension d'entrée autorise le 30 sens instantané de la puissance à déterminer. Un procédé pour obtenir ceci consiste à brancher l'enroulement primaire 64p d'un transformateur de tension aux bornes de l'enroulement primaire 14p du transformateur de couplage à haute fréquence, et l'enroulement secondaire 64s du transformateur de tension est relié 35 d'une façon convenable aux circuits logiques qui constituent une partie du circuit 63 modifiant la commande de limitation de courant. On remarquera que pour le mode à limitation de courant il est souhaitable que le circuit convertisseur soit complètement symétrique et que le circuit de commutation de sortie 36 soit 40 identique au circuit de commutation d'entrée 27 et que les 69 11751 28 2006300 condensateurs et les inductances de commutation soient répartis également entre les deux circuits et disposés symétriquement dans chacun de ces circuits pris individuellement. Le circuit symétrique à double pont représenté dans la figure 9 est la forme de 5 réalisation préférée. Les figures 10a et 10b représentent les signaux apparaissant dans le circuit convertisseur de puissance de la figure 9 lorsqu'il est commandé de deux façons différentes suivant le mode simple à limitation de courant dans lequel une impulsion 10 de réaction complète apparaît avant l'impulsion de puissance ou impulsion normale suivante. Dans la figure 10a, le temps normal d'extinction tg existant entre chaque impulsion de puissance et de réaction est conservé. Les thyristors qui sont conducteurs pour fournir les différentes impulsions de puissance et de 15 réaction sont sensiblement identiques à ceux qui sont décrits pour le circuit de la figure 5. En supposant que les thyristors impairs du groupe P soient déclenchés pour fournir une impulsion de puissance normale positive, à la fin de cette alternance de courant la surintensité est détectée et, après la période d'ex-20 tinction tQ, les thyristors appropriés sont déclenchés pour fournir l'impulsion de réaction. L'impulsion de réaction négative est obtenue en commandant les thyristors P2, P4, N5 et N7. L'impulsion suivante de puissance négative, durant le cycle de haute fréquence, est obtenue par l'amorçage des thyristors impairs du 25 groupe N et l'impulsion de réaction positive suivante est obtenue par l'amorçage des thyristors N2, N4, P5 et P7. Dans la figure 10b le temps d'extinction normal tQ n'est pas maintenu entre chacune des impulsions de puissance et de réaction, mais seulement entre une impulsion de puissance normale et l'impulsion de réac-30 tion correspondante. Puisque, dans le présent exemple, l'amorçage des thyristors NI et N3 applique une tension inverse aux bornes des thyristors P2 et P4 qui ont conduit l'impulsion de réaction, il n'est pas nécessaire de maintenir le temps d'extinction tg entre eux. Le signal de la figure 10b a un courant moyen supérieur 35 à celui de la figure 10a. En modifiant de façon appropriée les circuits de commande il est aussi possible de faire fonctionner le circuit de la figure 9 de la manière décrite dans les figures 7b et 7c. L'action de limitation de courant, obtenue lorsque 40 les circuits convertisseurs de la figure 9 fonctionnent suivant le 69 11751 29 2006300 mode simple à limitation de courant dans lequel une alternance de réaction complète de courant apparaît, est représentée par les courbes caractéristiques de la tension de sortie E2 en fonction du courant moyen de sortie I de la figure 12. Lorsque le 5 circuit fonctionne dans le mode normal avec une séquence d'amorçage normale des thyristors la courbe de fonctionnement est la courbe 65. Lorsque le courant augmente et que l'on atteint le point d'amorçage naturel 66 (ce point étant identique au point d'amorçage naturel décrit pour le convertisseur continu-continu 10 de la figure 5), le circuit peut commencer à fonctionner suivant le mode à limitation de courant. Cependant, ce mode ne débute pas automatiquement puisque, si l'on ne le fait pas débuter, la courbe de fonctionnement du circuit est la droite 65' qui est une continuation de la courbe 65, et le mode à limitation de 15 courant peut être amorcé à n'importe quel point choisi le long de la droite 65'. Le fonctionnement du circuit après le début du mode simple à limitation de courant est représenté par la courbe 68 désignée par UQ = 1. Cette courbe caractéristique est obtenue lorsqu'une impulsion de réaction suit chaque impulsion normale, 20 cependant il peut exister d'autres modes dans lesquels il existe deux ou plusieurs impulsions normales entre deux impulsions de réaction successives en fonction de la manière dont la surintensité est détectée. En supposant que le mode à limitation de courant commence au point d'amorçage naturel 66, on remarquera 25 qu'en passant de la courbe 65 dans le mode normal à la courbe de limitation de courant 68 et en revenant de nouveau à la courbe normale il apparaît une boucle bistable 68' dans laquelle le courant est celui qui est indiqué par les flèches. Ainsi, il peut exister une période de transition bistable non souhaitable entre 30 le mode de fonctionnement normal et le mode à limitation de courant lorsque l'impulsion de réaction complète apparaît avant que l'on ne reprenne la séquence d'amorçage normale des thyristors. • Pour résoudre ce problème, le circuit convertisseur peut être commandé pour fonctionner suivant un mode à limitation 35 de courant perfectionné dans lequel l'impulsion de réaction se termine en un point choisi avant la fin de l'alternance sinusoïdale complète. Ce fonctionnement est identique à celui du convertisseur continu-continu représenté dans la figure 5 dans lequel la séquence normale d'amorçage des thyristors, comme 40 représenté dans la figure 7a, se continue pour interrompre l'im 11751 30 2006300 pulsion de réaction par l'intermédiaire des diodes de réaction. Le circuit convertisseur continu-continu de la figure 5 fournit une caractéristique de tension-courant unique (voir figure 8) lorsqu'aucun blocage n'est utilisé pour retarder l'apparition 5 des impulsions normales suivantes d'amorçage des thyristors, c'est-à-dire qu'il n'y a pas de période de transition bistable. En se référant aux signaux de courant apparaissant dans le circuit lorsqu'il fonctionne dans un mode perfectionné de limitation de courant, comme représenté dans la figure 11, 10 on voit que chaque alternance est constituée de trois parties qui représentent 18impulsion de réaction, l'intervalle de transition et 1'impulsion normale. La durée de l'impulsion de réaction est appelée Uq, UQ » 1 indiquant une alternance complète. L'intervalle de transition apparaît lorsque deux thyristors 15 branchés en série entre les bornes d'alimentation d'entrée 25 et 26 deviennent conducteurs au même moment, pour court-circuiter les bornes de l'aiimeniation par l'intermédiaire des inductances de commutation. Ainsi, si les thyristors PI et P3 deviennent conducteurs pendant îme impulsion de puissance normale, et que 20 les thyristors P2 et P4 sont déclenchés pendant l'impulsion de réaction suivant le temps ii-extinction tQ, l'amorçage des thyristors Ni et N3 pendant 1 * impulsion de puissance négative suivante signifie que les thyristors P2 et N3 court-circuitent l'alimentation par î5intermédiaire des inductances de commutation 25 28 et 29, tandis que les thyristors NI et P4 court-circuitent là source d'alimentation par 1!intermédiaire des inductances 30 et 31. Ceci apparaît pendant 15 intervalle de commutation des thyristors F2 et P4, puisque les thyristors qui conduisent l'impulsion de réaction sont nature 11estent bloqués lorsque les thy-30 ristors laissant passer impulsion normale suivante sont amorcés, puisque les dispositifs de réaction sont soumis à une tension inverse dès que le courant passe par zéro. Les inductances de commutation évitent une commutation instantanée du courant à partir des dispositifs de réaction vers les thyristors nouvelle-35 ment amorcés. Ainsi, il existe un intervalle de transition pendant lequel les deux paires de thyristors appartenant au circuit d'entrée sont conductrices. Dans le circuit de sortie, les paires de thyristors qui sont commandées pour conduire une impulsion de réaction restent conductrices pendant l'intervalle de transition 40 et l'impulsion de puissance normale suivante, et aucun des autres 69 11751 31 2006300 dispositifs du circuit de sortie n'est amorcé pendant ce temps. Pendant l'intervalle de transition, la tension des condensateurs de commutation passe par zéro soit dans un sens positif soit dans un sens négatif. Le temps de retard t^ représenté dans la figure 5 11 entre les impulsions normales et les impulsions de réaction suivantes peut être supprimé si le constructeur le souhaite. Dans la figure 12, les courbes 68a-68d représentent respectivement les caractéristiques de sortie tension-courant d'un convertisseur fonctionnant à partir d'une source continue, 10 dans le mode perfectionné à limitation de courant, lorsque Uq * 0,8, Uq = 0,6, Uq = 0,4 et Uq = 0,2. Comme on peut s'y attendre, plus la durée de l'impulsion de réaction est courte avant qu'elle soit interrompue par l'amorçage de la paire suivante de thyristors dans la séquence d'amorçage normale, moins 15 l'action de limitation de courant est efficace et moins les courbes de limitation de courant sont raides. Le couplage positif des inductances fournit une courbe de limitation de courant plus raide mais augmente la tension de pointe appliquée sur' les thyristors. Chacune des courbes caractéristiques 68a-68d présente 20 les mêmes défauts que la courbe 68 tracée dans un mode simple à limitation de courant, du fait que la transition entre le mode normal et le mode perfectionné à limitation de courant a une nature bistable. Cette nature bistable peut être éliminée en supprimant le temps de délai tQ, représenté dans la figure 11, 25 et en choisissant Uq = tQ/irV^LC, c'est-à-dire que les thyristors fournissant l'impulsion de réaction sont commandés immédiatement après la fin de chaque impulsion normale, et la séquence d'amorçage des thyristors est normale de sorte que le circuit fournit la même onde de courant que celle qui est représentée .dans la 30 figure 7a. Pour obtenir une transition douce entre le mode normal et le mode perfectionné à limitation de courant et pour contrôler la raideur des courbes caractéristiques, telles que représentées par la courbe 69, la limitation de courant peut être commencée au point d'amorçage naturel 66 et la valeur de Uq est légère-35 ment augmentée par rapport à la valeur donnée tQ/irVECl l'aide des paramètres du circuit au point 66 jusqu'à atteindre une valeur de Uq qui fournit la partie linéaire de la courbe 69 lorsque la condition de court-circuit approche. Pour réaliser ceci il est nécessaire de mesurer le courant de charge et d'envoyer un signal 40 de surintensité convenable à un circuit de retard contrôlé pour 69 11751 32 2006300 les générateurs d'impulsions de commande. Ceci est représenté schématiquement dans la figure 9 dans laquelle le courant de charge Ic constitue un signal d'entrée du circuit 63 qui modifie la commande pour la limitation de courant. 5 On peut obtenir une régulation de tension pour le circuit convertisseur de puissance de la figure 9 en utilisant un mécanisme classique modifiant automatiquement la position d'une prise intermédiaire sur le transformateur de couplage à haute fréquence 14. La prise intermédiaire variable 70 est repré-10 sentée sur la figure comme étant associée à l'enroulement primaire 14p et est effectivement une prise mobile qui modifie le rapport de transformation en fonction des variations de la tension d'entrée pour fournir une tension de sortie sensiblement constante. Comme cela sera représenté dans un autre circuit, on peut aussi 15 utiliser une prise fixe en utilisant des redresseurs commandés au silicium. On peut aussi obtenir une régulation de tension en faisant varier la fréquence de commutation ou la fréquence de découpage f des circuits convertisseurs puisque cela modifie les valeurs d'impédance efficaces des éléments série du circuit 20 résonnant série. Cependant, un inconvénient de ce procédé de régulation de tension est qu'il réduit l'efficacité du circuit convertisseur en ajoutant une résistance équivalente supplémentaire en série avec la charge. Bien que le circuit convertisseur à double pont 25 représenté dans les figures 1 et 9 soit la forme de réalisation préférée de l'invention, on a vu que des circuits de commutation augmentant ou abaissant la fréquence de chaque côté du transformateur de couplage à haute fréquence ont des configurations d'inverseurs et l'on peut utiliser d'autres montages qu'un pont 30 complet. Il n'est pas nécessaire d'utiliser la même configuration de circuit du côté primaire et du côté secondaire, et comme on l'a vu ci-dessus les inductances et les capacitances de commutation peuvent être réparties de façon non symétrique entre les deux circuits. La figure 13 représente un circuit convertisseur 35 de puissance dans lequel le circuit de commutation d'entrée 75 est un montage en demi-pont ou un circuit doubleur de tension, tandis que le circuit de commutation de sortie 76 comporte une prise médiane sur l'enroulement du transformateur. La réalisation et le fonctionnement de ces circuits ne seront décrits que briève-40 ment puisque ce sont des circuits convertisseurs bien connus 69 11751 33 2006300 décrits par exemple dans le chapitre 5 du livre intitulé "Prin-ciples of Inverter Circuits" par Bedford et Hoft, John Wiley Sons, Inc., 1964, Library of Congress sous le n° 64-20078. Comme pour les circuits convertisseurs précédemment décrits, ces circuits 5 convertisseurs fonctionnent avec une large gamme de charges résistives ou réactives et peuvent être commandés de façon que ' la puissance soit réversible suivant les conditions dans lesquelles ils se trouvent. Dans la. figure 13, les éléments qui fonctionnent de 10 la même manière que les éléments représentés dans la figure 1 sont désignés par la même référence. La configuration en demi-pont ne nécessite que quatre thyristors unidirectionnels ou deux thyristors bidirectionnels, le montage représenté étant réalisé avec des redresseurs commandés au silicium unidirectionnels. La 15 première paire de thyristors branchés tête-bêche et en parallèle, PI et P2, est montée en série avec les inductances de commutation 77 et 78 et la seconde paire de thyristors tête-bêche et en parallèle, NI et N2, est branchée entre les bornes d'alimentation d'entrée 25 et 26. Le point commun 79 des inductances de 20 commutation est relié à une extrémité de l'enroulement primaire I4p du transformateur de couplage à haute fréquence, et l'autre extrémité de cet enroulement primaire est reliée au point commun des deux condensateurs de commutation 81 et 82 branchés en série entre les bornes d'alimentation 25 et 26. L'amorçage de la paire 25 de thyristors PI et P2 provoque la charge du condensateur de commutation 82 jusqu'à la tension d'alimentation, tandis que l'autre condensateur de commutation 81 se décharge dans le thyristor conducteur Pl. Le circuit de commutation résonnant série fournit une alternance de courant sinusoïdal, et le thyristor 30 PI est bloqué lorsque le courant passe par zéro et que la tension existant au point commun 79 des deux inductances de commutation devient supérieure à la tension d'alimentation. Lorsque les thyristors NI et N2 sont alternativement amorcés, le circuit fonctionne de façon symétrique pour fournir une alternance de 35 courant de polarité opposée. Le circuit de sortie 76, abaisseur de fréquence, comporte un autotransformateur 83 à prise médiane, cette prise médiane étant reliée à la borne de sortie 37 et un condensateur de commutation 84 étant branché aux bornes du transformateur. 40 L'enroulement secondaire du transformateur de couplage à haute 69 11751 34 2006300 fréquence 14 est divisé en deux parties, et un premier circuit série comportant un enroulement secondaire 14s, une inductance de commutation 85, et les thyristors P5 et P6 branchés tête-bêche et en parallèle, est branché entre une extrémité de 1'autotransfor-5 mateur 83 à prise médiane et la borne de sortie 38. Un second circuit série comportant l'autre enroulement secondaire 14s', l'inductance de commutation 85', et les thyristors N5 et N6 branchés tête-bêche en parallèle, est branché entre l'autre extrémité de 1*autotransformateur 83 et la borne de sortie 38. Dans 10 ce montage, le condensateur de commutation 84 est alternativement en série avec le premier .circuit série qui comporte les thyristors du groupe P et avec le second circuit série qui comporte les thyristors du groupe N. Le circuit convertisseur de puissance de la figure 13 est commandé exactement de la même 15 façon que celle qui a été décrite pour le circuit à double pont. Les thyristors du groupe P et du groupe N situés de part et d'autre du circuit deviennent alternativement conducteurs dans le mode de fonctionnement normal du circuit, et le circuit peut être commandé pour fonctionner suivant le mode simple ou suivant 20 le mode perfectionné à limitation de courant, comme précédemment décrit. Les modifications nécessaires pour une limitation de courant ou une régulation de tension ne sont pas représentées ici. La figure 14 représente un circuit convertisseur de 25 puissance utilisé comme un transformateur électronique de distribution, Le circuit de commutation d'entrée 86 est un montage en demi-pont et est destiné à être relié à une source de tension importante. La paire de thyristors PI et P2 est remplacée par les quatre thyristors Pla-Pld diviseurs de tension branchés en 30 série, ces thyristors étant respectivement branchés tête-bêche et en parallèle sur un groupe de thyristors branchés en série P2a-P2d. Pour une régulation de tension, les thyristors Pld et P2d peuvent être shuntés par les deux thyristors Pld' et P2d' branchés tête-bêche et en parallèle qui sont reliés à la prise 35 87 de l'enroulement primaire 14p du transformateur de couplage à haute fréquence. Dans ce montage comportant une prise statique, il n'est pas nécessaire de doubler le nombre de thyristors diviseurs de tension. Les thyristors N sont branchés de façon identique et comportent les thyristors Nla-Nld et N2a-N2d branchés 40 respectivement en série ainsi que deux autres thyristors Nid' et 69 11751 35 2006300 N2d' branchés tête-bêche et en parallèle qui sont aussi reliés à la prise 87 pour modifier le rapport de transformation. Le circuit de commutation de sortie 88 de la figure 14 a un montage en pont complet identique à celui de la figure 1 5 mis à part que le condensateur de commutation est supprimé et que tous les condensateurs de commutation appartiennent au circuit 86 situé du côté du primaire du transformateur de couplage à haute fréquence. L'enroulement secondaire 14s possède une prise centrale et est relié à une borne de sortie centrale 89. La 10 capacité de filtrage de sortie est divisée entre deux condensateurs de filtrage 90 et 91, et leur point commun 92 est relié à la borne de sortie centrale 89. Avec cette forme de réalisation, qui est utilisée pour les transformateurs de distribution, on peut brancher des charges inégales entre les bornes de sortie 15 37 et 89 et les bornes de sortie 38 et 89. Le fonctionnement du circuit convertisseur de puissance représenté dans la figure 14 est identique à celui des circuits convertisseurs précédemment décrits et ne sera pas décrit plus en détail. La figure 15 représente un circuit convertisseur de 20 puissance qui fonctionne à partir d'une source de tension continue ou alternative monophasée mais qui possède un circuit de couplage à haute fréquence polyphasé. Cet arrangement réduit les dimensions des condensateurs de filtrage d'entrée et de sortie 35 et 35' ou réduit les ondulations sur les lignes d'entrée. Les 25 bornes d'entrée des trois circuits convertisseurs de puissance séparés 95, 96 et 97, représentés sous la forme de blocs, sont reliées en parallèle l'une avec l'autre entre les bornes d'alimentation d'entrée 25 et 26. Les bornes de sortie de chacun de ces circuits convertisseurs individuels sont reliées de la même 30 façon entre les bornes de sortie communes 37 et 38. Les circuits convertisseurs 95, 96 et 97 sont commandés dans un mode triphasé comme indiqué par les ondes de courant des thyristors à l'intérieur de chacun des blocs, représentant ces circuits convertisseurs. Ces circuits convertisseurs peuvent avoir l'une quelconque 35 des configurations décrites ci-dessus. Dans les circuits précédents la tension de sortie suit la tension d'entrée après avoir subi la transformation souhaitée dans le transformateur de couplage à haute fréquence, c'est-à-dire que le déphasage est nul entre les tensions d'entrée 40 et de sortie. Les circuits convertisseurs de puissance, à 69 11751 36 2006300 l'exception du convertisseur continu-continu représenté dans la figure 5, peuvent être commandés suivant un autre procédé afin d'obtenir un déphasage de 180° entre les tensions d'entrée et de sortie. Lorsque la Source d'alimentation est une source continue, 5 le circuit peut fonctionner comme un convertisseur continu- alternatif et fournir des conversions de puissance de fréquence relativement faible avec une onde approximativement rectangulaire. Lorsque la source d'alimentation est une source alternative, le circuit peut fonctionner à la façon d'un cycloconvertisseur pour 10 fournir une tension de sortie alternative ayant une fréquence différente de la tension d'entrée. Il est aussi possible de faire varier la fréquence de la tension de sortie, un signal de sortie de fréquence et de tension variables convenant par exemple pour commander un moteur à induction alternatif. 15 Dans le mode de fonctionnement normal du circuit convertisseur de puissance préféré représenté dans la figure 1, en supposant que la tension e^ soit une tension d'alimentation continue, les thyristors du groupe P et les thyristors du groupe N sont amorcés pendant des demi-périodes alternées et la tension 20 de sortie e2 sera aussi une tension continue ayant la même polarité. Pour faire fonctionner ce circuit en convertisseur continu-alternatif, le mode d'amorçage normal est temporairement interrompu et la polarité de la tension de sortie e2 est inversée en commandant les thyristors appartenant au circuit de sortie de 25 façon à inverser la polarité de la charge du condensateur de filtrage de sortie 35', puis on reprend une séquence d'amorçage dans laquelle les groupes opposés de thyristors des circuits d'entrée et de sortie sont amorcés en synchronisme. Les signaux obtenus sont représentés dans la figure 16. Dans la figure 16a, 30 la tension d'entrée e^ a une polarité positive telle que la borne d'entrée 25 est positive par rapport à la borne 26. Pendant l'alternance positive de la tension de sortie e2 (voir figure 16b) le circuit convertisseur fonctionne dans le mode normal dans lequel les thyristors du groupe P des circuits d'entrée et 35 de sortie et les thyristors du groupe N des circuits d'entrée et de sortie sont amorcés alternativement. La borne de sortie 37 est positive par rapport à la borne 38. Dans la figure, les thyristors amorcés pendant chaque alternance à haute fréquence sont séparés par une ligne horizontale. Pour inverser la polarité 40 de la tension de sortie au point souhaité, le mode d'amorçage 69 11751 37 2006300 normal est temporairement interrompu. Les impulsions de commande sont supprimées de tous les thyristors dans le circuit d'entrée 27 et, en même temps, tous les thyristors du circuit de sortie 36 sont commandés simultanément. Le condensateur de filtrage de 5 sortie 35' se décharge et se recharge avec la polarité opposée par l'intermédiaire des thyristors N6 et P8 ainsi que des thyristors P6 et N8 du circuit de sortie 36. Dans une variante on peut n'amorcer que quatre thyristors, les quatre autres thyristors étant amorcés pour inverser de nouveau la polarité de la tension 10 de sortie pour la faire revenir à sa polarité initiale au début du cycle de sortie suivant. Si les huit thyristors du circuit de sortie sont amorcés à la fin de chaque alternance, seule la moitié d'entre eux conduiront à un moment quelconque mais le circuit de contrôle sera plus simple. Pendant l'alternance néga-15 tive suivante, lorsque la tension de sortie e2 est négative sur la borne de sortie 37 et positive sur la borne de sortie 38, on reprend la séquence normale d'amorçage mis à part que les thyristors N5-N8 du circuit de sortie sont amorcés en même temps que les thyristors P1-P4 du circuit d'entrée, et pendant l'alternance 20 suivante les dispositifs P5-P8 du circuit de sortie sont amorcés en même temps que les dispositifs N1-N4 du circuit d'entrée. Pour minimiser les impulsions de courant traversant les thyristors du circuit de sortie lorsque la charge du condensateur de filtrage de sortie 35' est inversée, il est souhaitable 25 que ce condensateur 35' ait une capacité aussi faible que possible et qu'il existe une inductance en série avec la charge 39. Dans de nombreux cas, la charge elle-même aura une inductance suffisante. Un couplage correct des inductances de commutation du circuit de sortie contribuera aussi à réduire l'amplitude et à 30 augmenter la durée de l'impulsion de courant de polarité inversée. Pour réduire les dimensions du condensateur de filtrage de sortie 35', il est souhaitable d'utiliser un circuit de couplage polyphasé à haute fréquence comme représenté dans la figure 15. Lorsque le circuit convertisseur est commandé de cette façon, le 35 transformateur à haute fréquence réalise une transformation de tension et isole le circuit en un petit bloc, et ceci est particulièrement avantageux lorsque la fréquence alternative de sortie souhaitée est très faible, par exemple entre 1 et 60Hz. Dans ce mode de fonctionnement, les alternances positives et négatives 40 du signal de sortie de faible fréquence peuvent être de durée 69-11751 38 2006300 égale ou non et si elles ne sont pas de durée égale le signal de sortie comporte une composante continue moyenne importante, l'amplitude de cette composante pouvant être contrôlée par les techniques du contrôle du taux d'impulsion. De plus, la valeur 5 du signal de sortie de faible fréquence peut être contrôlée en introduisant plusieurs inversions de polarité pendant chaque alternance de faible fréquence, comme indiqué par 98. A l'intérieur de chacune des parties 98, l'amplitude de la tension de sortie est déterminée suivant les principes du contrôle du taux 10 d'impulsion, c'est-à-dire que le rapport de la durée d'une tension de sortie positive à la durée d'une tension de sortie négative détermine la tension moyenne dans chaque partie. Lorsque la source d'alimentation est une source continue possédant une seule polarité, un groupe de thyristors 15 du circuit d'entrée peut être remplacé par des diodes de redressement. Par exemple, si la polarité de la source continue est telle que la borne 25 est toujours positive par rapport à la borne 26, les thyristors P2, P4, N2 et N4 peuvent être remplacés par des diodes de redressement. Avec un groupe complet de thy-20 ristors, c'est-â-dire huit de chaque côté, la source peut être alternative et le circuit peut être commandé comme un cycloconvertisseur pour fournir une fréquence de sortie alternative qui est inférieure à la fréquence d'entrée. Les signaux obtenus sont représentés dans les figures 17a-17c dans lesquelles la 25 tension d'entrée alternative représentée dans la figure 17a est par exemple la tension du secteur. Le type de la tension de sortie obtenue est représenté dans la figure 17b. Pendant la première alternance positive de la tension d'entTée, la tension de sortie est aussi positive et est obtenue en commandant alter-30 nativement les thyristors du groupe P et du groupe N dans le mode de fonctionnement normal. Pendant la première alternance négative de la tension d'entrée, la tension de sortie est aussi positive et est obtenue en commandant les thyristors N1-N4 du circuit d'entrée et les thyristors P5-P8 du circuit de sortie 35 (ce sont les thyristors N2, N4, P5 et P7 qui conduisent le courant lorsque la puissance est dirigée de l'entrée vers la sortie) Pendant l'autre alternance de haute fréquence, les thyristors P1-P4 et N5-N8 sont amorcés (ce sont les thyristors P4, P2, N5 et N7 qui conduisent lorsque la puissance est fournie à la char-40 ge). Ce mode de fonctionnement continue jusqu'à ce que l'on 69 11751 39 2006300 souhaite modifier la polarité de la tension de sortie. Ceci peut être réalisé à la fin d'une alternance de la tension d'entrée, comme représenté dans la figure 17c, ou au milieu d'une alternance, comme représenté dans la figure 17b. Dans ce cas, il est 5 nécessaire d'inverser la polarité de la charge du condensateur de filtrage de sortie 35' en commandant tous lès thyristors du circuit de sortie 36, c'est-à-dire les thyristors P5-P8 et N5-N8. Lorsque la tension d'entrée est négative et que la tension de sortie est aussi négative, les thyristors du groupe N et les 10 thyristors du groupe P sont amorcés alternativement suivant la séquence normale. Pour obtenir une tension de sortie négative lorsque la tension d'entrée est positive, les thyristors P1-P4 et N5-N8 sont amorcés alternativement avec les thyristors N1-N4 et P5-P8. La séquence d'amorçage à suivre est résumée dans le 15 tableau suivant : Polarité de la tension de sortie Positive Négative P1-P8 P1-P4. N5-N8 N1-N8 N1-N4, P5-P8 N1-N4, P5-P8 N1-N8 P1-P4, N5-N8 P1-P8 Polarité de la tension d'entrée Positive 20 Négative La durée des différentes alternances de la tension de sortie peut être identique ou différente comme représenté dans la figure 17c. Dans cet exemple, la durée de la tension de sortie positive correspond à trois alternances de la tension d'entrée 25 tandis que la durée de la tension de sortie négative correspond à quatre alternances de la tension d'entrée. Il est aussi possible de contrôler la valeur du signal de sortie de faible fréquence en introduisant plusieurs inversions de polarité à l'intérieur de chaque alternance de faible fréquence, comme représenté en poin-30 tillé dans la figure 17b par 99, et le processus est exactement le même que celui qui a été décrit lorsqu'on utilise une source d'alimentation continue (signaux 98 dans la figure 16b). Lorsqu'on utilise une source d'alimentation alternative, on notera que le circuit convertisseur peut être considéré comme un double cyclo-35 convertisseur avec un couplage à haute fréquence. Lorsqu'on utilise une source d'alimentation continue, le circuit d'entrée peut être considéré comme un convertisseur continu-alternatif à 11751 40 2006300 haute fréquence et le circuit de sortie peut être considéré comme un cycloconvertisseur. On peut apporter différentes modifications en utilisant le circuit convertisseur de puissance de base comme point 5 de départ. Par exemple, le transformateur à haute fréquence peut posséder plus d'un enroulement secondaire, chacun de ces enroulements secondaires faisant partie d'un circuit secondaire séparé alimentant sa propre charge. Dans une autre variante, trois convertisseurs identiques reliés à la même source d'alimentation 10 continue ou alternative monophasée peuvent être commandés pour fournir un signal de sortie triphasé. Chaque convertisseur à son tour peut posséder un circuit de couplage polyphasé (voir figure 15). Un dispositif plus important convenant pour des circuits de puissance importante qui se prête à une réalisation par module 15 et qui peut fonctionner à partir d'une source d'alimentation triphasée comporte trois convertisseurs, chacun étant branché sur l'une des phases, pour commander chaque phase d'un signal de sortie triphasé,soit un total de neuf convertisseurs. Chacun de ces convertisseurs peut à son tour comporter un circuit de cou-20 plage à haute fréquence triphasé, soit un total de vingt-sept circuits convertisseurs séparés. Le circuit représenté dans la figure 18 comporte trois convertisseurs de puissance, fonctionne à partir d'une source d'alimentation triphasée et la fréquence de son signal de sortie 25 monophasé peut être supérieure ou inférieure à la fréquence d'entrée. Les circuits primaires lOOp, lOlp et 102p des trois circuits convertisseurs sont branchés entre les trois lignes de phase A, B et C dé la tension d'alimentation de façon classique. Les circuits secondaires 100s, 101s et 102s sont branchés en 30 série entre les bornes de sortie monophasées 103 et 104. Les lignes en pointillé représentent les transformateurs de couplage à haute fréquence existant entre les circuits primaires et secondaires correspondants. Des condensateurs de filtrage de sortie 105 sont branchés en série entre les bornes 103 et 104 pour 35 régulariser la puissance de sortie puisée. La figure 19a représente les tensions d'entrée triphasées dans lesquelles les tensions alternatives monophasées sont désignées par e^, e^, ec. Comme représenté dans la figure 19b, on peut obtenir sept niveaux de tension différents à un 40 instant donné, ces niveaux pouvant être choisis par un contrôle 69 11751 41 2006300 approprié des séquences d'amorçage des thyristors. Les sept niveaux de tension de sortie proviennent du fait que la tension de sortie e^ = ±ea ie^ iec, en supposant que le rapport de transformation de chaque transformateur de couplage à haute fréquence 5 est égal à l'unité. On a représenté différentes séquences de commutation possibles pour obtenir des tensions de sortie souhaitées avec des fréquences supérieures ou inférieures à la fréquence d'entrée. La courbe 106 représente la tension de sortie filtrée obtenue lorsque les thyristors des différents convertis-10 seurs sont amorcés de façon à obtenir la tension de sortie en dents de scie représentée en traits forts. Dans la première moitié de la figure 19b, la fréquence de sortie f est supérieure à la fréquence d'entrée f et dans la seconde moitié on a choisi une séquence d'amorçage différente et la fréquence de sortie f 15 est inférieure à la fréquence d'entrée fe Pour les circuits convertisseurs fonctionnant à la façon d'un convertisseur continu-alternatif ou d'un cycloconvertisseur, les modes normaux de fonctionnement qui ont été décrits peuvent être interrompus à l'apparition d'une surcharge ou d'un 20 défaut, et la séquence d'amorçage des thyristors peut être modifiée pour obtenir une limitation de courant soit sous la forme d'un mode simple soit sous la forme d'un mode perfectionné de limitation de courant, comme précédemment décrit pour un convertisseur fonctionnant comme un transformateur électronique. Pour 25 réaliser ceci, des moyens convenables pour mesurer les courants et les tensions dans le circuit de puissance sont nécessaires, et le circuit de contrôle est conçu de façon à répondre de la façon souhaitée aux quantités mesurées. Ainsi, le couplage entre la source et la charge peut être interrompu à un moment quelconque 30 souhaité en supprimant simplement les signaux de commande sur tous ou sur un nombre suffisant de thyristors dans le circuit convertisseur, ce circuit fonctionnant alors à la façon d'un disjoncteur statique. Ceci est une fonction souhaitable lorsqu'il existe des surcharges entretenues ou des défauts persistants ou 35 pour le contrôle normal d'alimentation et d'arrêt de la charge. Les nouveaux circuits convertisseurs de puissance utilisent un transformateur de couplage linéaire 1 haute fréquence et des thyristors bidirectionnels branchés de différentes façons pour convertir une tension continue ou une tension alter-40 native de fréquence relativement faible en une tension de haute 69 11751 42 2006300 fréquence qui est transformée et reconstituée avec un déphasage de 0 ou de 180° de l'autre côté du transformateur par l'intermédiaire d'un circuit de configuration identique ou équivalente. On peut effectuer quelques simplifications en remplaçant les 5 thyristors par des diodes lorsque la. source est une source continue de polarité unique. Les thyristors sont amorcés par des condensateurs en série et tous les courants internes sont sensiblement des alternances sinusoîdalss» Ea utilisant le groupe complet de thyristors de chaque côté âu transformateur, il est 10 possible d'obtenir une puissance réversible et une commutation fiable pour une gamme importante -de charges résistives et réactives. Les circuits convertisseurs peuvent être commandés en utilisant différents procédas pour contrôler l'amorçage des thyristors de sorte que 1© circuit peut fonctionner comme un 15 transformateur électronique8 un convertisseur continu-alternatif, ou un cycloconvertisscar. Il existe aussi "an mode simple de limitation de courant dons loque1 une iopulsion de réaction complète apparaît aérant d© reprendre la séquence d'amorçage normale, et un mode perfectionné d® limitation de courant dans 20 lequel 1 * impulsion d@ rSactisa est iaterrœspue à un moment souhaité. On peut aussi incorporer ua dispositif de régulation de tension dans le cirseit si os. le désire. 69 11751 43 2006300 REVENDICATIONS 1. Circuit convertisseur de puissance comportant un transformateur de couplage à haute fréquence dont les deux enroulements sont couplés inductivement, un premier circuit de commutation effectuant une conversion de fréquence et comportant 5 au moins deux dispositifs de commutation à composants solides alternativement conducteurs, chacun de cés dispositifs étant branché en série avec au moins une partie de l'un des enroulements du transformateur entre une première paire de bornes auxquelles est appliquée une tension électrique, un second circuit 10 de commutation comportant au moins deux dispositifs de commutation à composants solides alternativement conducteurs, chacun de ces dispositifs étant branché en série avec au moins une partie de l'autre enroulement du transformateur entre une seconde paire de bornes, des moyens destinés à rendre alternativement conduc-15 teurs au moins un des dispositifs d'un des circuits de commutation en synchronisme avec au moins un dispositif de commutation de l'autre circuit et au moins l'un des autres dispositifs du premier circuit avec l'un des autres dispositifs du deuxième, et cela avec une fréquence de commutation relativement importante 20 par rapport à la fréquence de la tension appliquée aux deux premières bornes, ce premier et ce second circuits de commutation comportant de plus des moyens de commutation capacitifs en série constitués par une inductance de commutation branchée en série avec un condensateur de commutation, ce circuit série étant 25 accordé sur une fréquence supérieure à la fréquence de commutation pour fournir des alternances sinusoïdales de courant de polarité opposée et pour bloquer alternativement les dispositifs de commutation, la tension appliquée aux premières bornes étant convertie en une tension de haute fréquence et reconstituée de 30 la façon souhaitée entre les deux secondes bornes. 2. Dispositif suivant la revendication 1, comportant de plus un condensateur de filtrage branché entre au moins une paire de bornes et une charge branchée entre une des paires de bornes. 35 3. Dispositif suivant la revendication 1, dans lequel le circuit convertisseur de puissance possède un circuit de couplage polyphasé à haute fréquence et comporte plusieurs circuits 69 11751 44 2006300 convertisseurs branchés de façon polyphasée entre deux bornes d'entrée et deux bornes de sortie et comporte de plus un condensateur de filtrage entre les bornes d'entrée et les bornes de sortie. 5 4. Dispositif suivant la revendication 1, comportant un condensateur de filtrage entre chaque paire de bornes et dans lequel la capacité efficace de chaque condensateur de filtrage est plus importante que celle du condensateur de commutation. 5. Dispositif suivant la revendication 4, dans lequel 10 les dispositifs de commutation à composants solides du premier et du second circuits de commutation sont des thyristors non blo-cables, le second circuit de commutation étant agencé en convertisseur. 6. Dispositif suivant la revendication 4, dans lequel 15 les dispositifs de commutation à composants solides du second circuit de commutation sont constitués par plusieurs diodes polarisées de façon identique et branchées de façon à constituer un circuit de redressement monophasé pour fournir une tension unidirectionnelle entre les bornes de la seconde paire, les dispo-20 sitifs de commutation du premier circuit de commutation étant des redresseurs commandés au silicium. 7. Dispositif suivant la revendication 4, dans lequel la première paire de bornes constitue les bornes d'entrée auxquelles est appliquée une tension unidirectionnelle, tandis que 25 la seconde paire de bornes constitue les bornes de sortie, les dispositifs de commutation à composants solides du second circuit étant constitués par plusieurs diodes polarisées de façon identique et branchées comme un circuit de redressement monophasé pour fournir une tension unidirectionnelle entre les bornes de 30 sortie, tandis que les dispositifs de commutation du premier circuit effectuant une conversion de fréquence sont des redresseurs commandés au silicium, une diode de réaction formée par un composant solide étant branchée en opposition entre les électrodes de charge de chacun de ces dispositifs pour renvoyer de 35 la puissance vers la source à partir des moyens de commutation série comportant un condensateur, à l'apparition d'une surtension dans ce circuit série, les diodes se polarisant en direct pour limiter le courant dans le circuit. 8. Dispositif suivant la revendication 7, dans lequel 40 les moyens de commutation capacitifs série appartiennent en 69 11751 45 2006300 totalité au premier circuit de commutation, le dispositif comportant en outre un autre circuit série constitué par une autre inductance et un autre" condensateur de commutation accordés sur une fréquence de résonance série qui est environ le double de 5 la fréquence de commutation afin que la commutation soit fiable lorsque la charge possède une impédance importante. 9. Circuit convertisseur de puissance comportant un transformateur linéaire à haute fréquence possédant des enroulements à couplage inductif, un premier circuit de commutation 10 convertisseur de fréquence comportant au moins deux thyristors bidirectionnels, chacun de ces thyristors étant branché en série avec un des enroulements du transformateur entre deux premières bornes où apparaît une tension électrique, un second circuit de commutation convertisseur de fréquence comportant au moins deux 15 thyristors bidirectionnels branchés chacun en série avec l'autre enroulement du transformateur entre deux secondes bornes, des moyens de commande pour rendre alternativement conducteurs au moins un des thyristors d'un circuit en synchronisme avec un thyristor de l'autre pour les faire conduire dans un sens pré-20 déterminé, et au moins un des autres thyristors d'un circuit de commutation avec un des autres thyristors de l'autre circuit pour les faire conduire dans un sens prédéterminé, ces paires de thyristors rendues conductrices en synchronisme étant commutées dans un mode normal avec une fréquence de commutation relative-25 ment importante par rapport à la fréquence de la tension apparaissant entre les premières bornes, ces premier et second circuits de commutation comportant de plus des moyens de commutation capacitifs série constituéspar une inductance et un condensateur de commutation branchés en série et accordés sur une fréquence 30 de résonance série supérieure à la fréquence de commutation des circuits pour fournir des alternances sinusoïdales de courant de polarité opposée et pour bloquer alternativement les thyristors, la tension unidirectionnelle ou alternative de faible fréquence apparaissant entre les deux premières bornes étant convertie en 35 une tension de haute fréquence puis reconstituée de la façon souhaitée entre les deux secondes bornes. 10. Dispositif suivant la revendication 9, comportant en outre un condensateur de filtrage relié à au moins l'une des paires de bornes et une charge branchée entre 1'une des deux 40 paires de bornes. 69 11751 46 2006300 11. Dispositif suivant la revendication 9, dans lequel chaque dispositif thyristor bidirectionnel est constitué par deux redresseurs commandés au silicium branchés tête-bêche en parallèle, ce dispositif comportant en outre un condensateur de fil- 5 trage branché entre chaque paire de bornes, la capacité efficace de chaque condensateur de filtrage étant supérieure à celle du condensateur de commutation. 12. Dispositif suivant la revendication 9, dans lequel le premier et le second circuits de commutation, fonctionnant en 10 convertisseurs, ont une configuration identique, les condensateurs et les inductances de commutation, qui font partie des moyens de commutation série et sont destinés à bloquer les thyristors, étant constitués par plusieurs inductances et condensateurs répartis symétriquement entre le premier et le second circuits de 15 commutation. 13. Dispositif suivant la revendication 9, comportant en outre des moyens pour détecter une surintensité dans le circuit convertisseur de puissance et des moyens pour modifier le mode de fonctionnement normal du circuit de commande lors de la 20 détection d'une surintensité afin de rendre conducteur au moins un des dispositifs thyristors bidirectionnels de l'un des circuits de commutation pour faire passer 1® courant en sens inverse et pour rendre conducteur, en synchronisme avec le précédent, au moins un des dispositifs thyristors de l'autre circuit pour 25 évacuer l'excédent de charge du condensateur de commutation. 14. Dispositif suivant la revendication 9, comportant en plus des moyens pour détecter une surintensité, des moyens pour détecter le sens de la transmission de puissance dans le circuit convertisseur et des moyens pour modifier le mode de 30 fonctionnement normal du circuit de commande lors de la détection d'une surintensité pour rendre conducteur au moins un des dispositifs thyristors bidirectionnels dans le circuit de commutation fournissant une énergie excessive aux moyens de commutation série pour faire passer le courant dans le sens inverse et pour 35 rendre conducteur, ©si synchronisme avec le précédent, au moins un des dispositifs thyristors de 16autre circuit de commutation afin de renvoyer de la puissance vers les deux paires de bornes à partir des moyens de commutation série. 15. Dispositif suivant la revendication 9, comportant 40 de plus un dispositif de régulation de tension pour réguler la 69 11751 47 2006300 tension apparaissant entre les bornes de sortie et un dispositif de limitation de courant destiné à limiter le courant dans le circuit convertisseur de puissance en un point prédéterminé de la caractéristique de sortie tension-courant. 5 16. Dispositif suivant la revendication 9, dans lequel le circuit convertisseur de puissance comprend trois circuits convertisseurs simples, la première paire de bornes de chacun des premiers circuits de commutation de ces trois convertisseurs étant branchée de façon à former un circuit triphasé entre les 10 lignes d'une source d'alimentation triphasée, tandis que les secondes paires de bornes des seconds circuits de commutation sont branchées en série entre deux conducteurs de sortie où apparaît une tension alternative monophasée ou une tension continue, un condensateur de filtrage étant branché entre ces conducteurs 15 de sortie, de sorte que la fréquence de la tension de sortie peut alors être rendue supérieure ou inférieure à la fréquence de la source d'alimentation alternative par un choix convenable de la séquence de commande des dispositifs thyristors des trois circuits convertisseurs. 20 17. Circuit convertisseur de puissance comportant un transformateur linéaire à haute fréquence possédant deux enroulements à couplage inductif, un premier circuit de commutation convertisseur de fréquence monté en pont complet comportant deux paires de thyristors bidirectionnels sans électrode de blocage, 25 chaque paire de thyristors étant branchée en série avec un des enroulements du transformateur entre une première paire de bornes où apparaît une tension électrique, un second circuit de commutation convertisseur de fréquence monté en pont complet comportant deux paires de thyristors bidirectionnels sans électrode de 30 blocage, chaque paire de thyristors étant branchée en série avec l'autre enroulement du transformateur entre une seconde paire de bornes, des moyens de commande pour rendre alternativement conducteurs en synchronisme les thyristors d'une paire prédéterminée dans chacun des circuits de commutation pour laisser 35 passer le courant dans un sens prédéterminé, et les thyristors d'une autre paire prédéterminée dans chacun des circuits de commutation pour laisser passer le courant dans une direction prédéterminée, ces paires de thyristors étant commutés en synchronisme dans un mode de fonctionnement normal avec une fré-40 quence de commutation relativement importante par rapport â la 69 11751 48 2006300 fréquence de la tension apparaissant entre les bornes d'entrée, le premier et le second circuits de commutation comportant de plus des moyens de commutation capacitifs série constitués par un condensateur de commutation branché en série avec une inductance de 5 commutation et accordés sur une fréquence de résonance série supérieure à la fréquence de commutation des circuits convertisseurs pour fournir des alternances de courant sinusoïdales de polarité opposée et pour bloquer alternativement ces thyristors, un condensateur de filtrage branché entre chaque paire de bornes, 10 la tension unidirectionnelle ou la tension alternative de faible fréquence qui apparaît sur la première paire de bornes étant convertie en une tension de haute fréquence et reconstituée de la façon souhaitée sur la deuxième paire de bornes. 18. Dispositif suivant la revendication 17, dans 15 lequel le circuit de commutation série capacitif et inductif comporte plusieurs inductances et plusieurs condensateurs de commutation, le premier et le second circuits de commutation étant symétriques, et chacun des circuits série appartenant à chaque circuit de commutation comportant un thyristor bidirectionnel, 20 une inductance de commutation, un condensateur de commutation, un enroulement de transformateur, une autre inductance de commutation et un autre thyristor bidirectionnel. 19. Dispositif suivant la revendication 17, dans lequel chaque dispositif thyristor bidirectionnel sans électrode 25 de blocage est constitué par deux redresseurs commandés au silicium montés tête-bêche en parallèle, le circuit convertisseur de puissance comportant de plus des moyens pour détecter une surintensité dans ce circuit et des moyens pour modifier le mode de fonctionnement normal du circuit de commande à la détection 30 d'une surintensité pour rendre conducteur au moins un redresseur commandé au silicium, de l'un des circuits de commutation, branché en opposition et en parallèle avec un redresseur commandé au silicium précédemment conducteur et pour rendre conducteur en synchronisme au moins un redresseur commandé au silicium précé-35 demment non conducteur dans l'autre circuit de commutation pour renvoyer de la puissance vers les deux paires de bornes à partir des condensateurs de commutation. 20. Procédé de commande d'un circuit convertisseur de puissance comportant un transformateur linéaire à haute fréquence 40 possédant des enroulements à couplage inductif, un premier circuit 69 11751 49 2006300 de commutation convertisseur comportant un premier et un second jeu de thyristors bidirectionnels, chacun de ces thyristors étant branché en série avec un enroulement de transformateur entre une première paire de bornes où apparaît une tension électrique, un 5 second circuit de commutation convertisseur comportant un troisième et un quatrième jeu de thyristors bidirectionnels, chacun de ces thyristors étant branché en série avec un autre enroulement du transformateur entre une seconde paire de bornes, un condensateur de filtrage branché entre chaque paire de bornes, un circuit 10 de commande pour rendre conducteurs en synchronisme ces thyristors avec une fréquence de commutation élevée, et un dispositif de commutation série appartenant au premier et au second circuits de commutation et comportant une inductance de commutation branchée en série avec un condensateur de commutation et accordés sur une 15 fréquence de résonance série supérieure à la fréquence de commutation du premier et du second circuits pour fournir des alternances de courant de polarités opposées et pour bloquer alternativement les thyristors, ce procédé consistant à rendre alternativement conducteurs en synchronisme un thyristor bidirectionnel 20 dans chacun des circuits de commutation pour laisser passer le courant dans un sens prédéterminé, et un autre thyristor bidirectionnel dans chacun des circuits de commutation pour laisser passer le courant dans un sens prédéterminé et à répéter cette séquence avec la fréquence de commutation des circuits pour con-25 vertir la tension unidirectionnelle ou la tension alternative de faible fréquence apparaissant entre les deux premières bornes en une tension de haute fréquence qui est transformée et reconstituée de la façon souhaitée entre les deux secondes bornes. 21. Procédé suivant la revendication 20, consistant 30 en outre à détecter une surintensité dans le circuit de puissance, à interrompre temporairement le mode de fonctionnement normal lors de la détection d'une surintensité et à rendre conducteur un thyristor précédemment conducteur dans un des circuits de commutation, et à rendre conducteur en synchronisme avec le précédent 35 un thyristor précédemment non conducteur dans l'autre circuit de commutation pour laisser passer les deux demi-alternances de courant de polarités opposées dans les enroulements du transformateur dans le sens inverse pour renvoyer de la puissance vers les deux paires de bornes à partir des condensateurs de commuta-40 tion, et à remettre les thyristors en fonctionnement. 69 11751 50 2006300 22. Procédé suivant la revendication 20, consistant en outre à détecter une surintensité dans le circuit convertisseur de puissance, à interrompre temporairement le mode de fonctionnement normal lors de la détection d'une surintensité et à rendre 5 conducteur un thyristor précédemment conducteur dans l'un des circuits de commutation et à rendre conducteur en synchronisme avec le précédent un thyristor précédemment non conducteur dans l'autre circuit de commutation pour laisser passer une partie d'une alternance sinusoïdale de courant de polarité opposée dans 10 les enroulements du transformateur en sens inverse pour renvoyer de la puissance vers les deux paires de bornes à partir des condensateurs de commutation, puis à remettre les thyristors en fonctionnement normal avant la fin de l'impulsion de courant de polarité opposée. 15 23. Procédé suivant la revendication 20, dans le cas où la tension d'entrée apparaissant entre les deux premières bornes est une tension unidirectionnelle, consistant à rendre alternativement conducteurs en synchronisme à la fréquence de commutation élevée, d'abord le premier et le troisième thyristors, 20 puis le second et le quatrième, pour reconstituer la tension d'entrée entre les secondes bornes, avec une polarité choisie, cette séquence de fonctionnement étant poursuivie pendant une période prédéterminée, à rendre conducteurs les thyristors du second circuit de commutation pour décharger et recharger avec 25 une polarité opposée le condensateur de filtrage branché entre les bornes de sortie et à rendre alternativement conducteurs en synchronisme à la fréquence de commutation élevée, d'abord le premier et le quatrième thyristors puis le second et le troisième thyristors , pour reconstituer la tension d'entrée entre les 30 secondes bornes avec la polarité opposée. 24. Procédé suivant la revendication 20, dans le cas où la tension d'entrée apparaissant entre les premières bornes est une tension alternative de basse fréquence, consistant à rendre alternativement conducteurs en synchronisme à la fréquence 35 de commutation élevée, d*abord le premier et le troisième thyristors pendant une alternance de la tension d'entrée, puis le second et le quatrième thyristors, pour reconstituer la tension d'entrée entre les secondes bornes avec un déphasage nul, tandis que pendant l'autre alternance de la tension d'entrée le premier 40 et le quatrième thyristors sont rendus conducteurs en synchronisme 69 11751 SI 2006300 à la fréquence de commutation élevée puis, alternativement, le second et le troisième thyristors, pour reconstituer la tension d'entrée entre les secondes bornes avec un déphasage de 180°. 25. Procédé suivant la revendication 24, consistant 5 en outre à interrompre la séquence de fonctionnement pendant une alternance de la tension d'entrée, à rendre conducteurs les thyristors du second circuit de commutation convertisseur pour décharger et recharger avec la polarité opposée le condensateur de filtrage branché entre les secondes bornes puis à reprendre 10 une séquence de fonctionnement identique dans laquelle la tension de sortie a une polarité opposée par rapport à la tension d'entrée.