FR 2004037 A1 19691114 FR 6907450 A 19690314 69 07450 1 200403' La présente invention concerne un.circuit de lecture traitant le signal de lecture de manière à simuler avec . une distorsion relativement faible la forme d'onde du signal initialement enregistré. 5 Pour l'obtention- de hautes performances des systèmes de mémorisation polarisables, tels que bandes ou disques magnétiques, supports diélectriques, etc, il est nécessaire que les informations numériques soient enregistrées sur le milieu support avec une densité élevée d'écriture. Ces densités élevées 10 sont obtenues par l'application de divers types de codes d'enregistrement, tel que le code sans retour à zéro, le code à modulation de phase type Manchester, le code à deux fréquences, le • code à modulation de retard, etc. Une particularité commune à i tous ces codes d'enregistrement est que la transition de polarisa-15 tion du milieu support polarisable constitue l'information significative, Etant donné qu'une transition de polarisation produit une impulsion dans le signal de lecture, les pointes des signaux de lecture peuvent être utilisées pour extraire les informations de ces signaux, 20 L'extraction de cës informations présente une difficulté en ce que les signaux de lecture contiennent certaines distorsions de phase résultant des limitations inhérentes à la fois au procédé d'enregistrement et de lecture des systèmes de mémorisation. Ces distorsions de phase induisent des erreurs de 25 synchronisation des informations et provoquent des erreurs de lecture lorsque la densité d'écriture devient très élevée. Une technique d'extraction des informations d'un signal de lecture consiste à amplifier les composantes à haute fréquence dudit signal et à déphaser les composantes présentes 30 aux fréquences fondamentales et harmoniques du signal amplifié. Cette technique permet une simulation efficace du signal initial d'enregistrement. Il est évident que plus le signal simulé par le traitement du signal de lecture est voisin du signal initial d'enregistrement, plus la synchronisation des informations est 35 précise. On a cependant découvert que le signal de lecture simulé-par la technique ci-dessus présente une oscillation transitoire à haute fréquence due aux caractéristiques de coupure brusque du système, La présente invention peut être appliquée à un appareil 69 G7450 2 2004037 produisant un .signal de lecture dont la partie arrière ou "queue" présente une oscillation transitoire de fréquence connue. Un tel signal peut être obtenu par un transducteur couplé au. support d'enregistrement et produisant un signal de lecture qui comprend 5 une série de composantes à différentes fréquences, la queue oscillante pouvant être introduite par les comparateurs d'amplitude st de phase utilisés pour amplifier le signal de lecture jusqu'à la fréquence de coupure voulue. Un circuit de retard permet de retarder le signal de lecture d'une durée correspondant 10 sensiblement à la période de la fréquence de la queue oscillante. Un dispositif de soustraction tel qu'un amplificateur différentiel monté dans le circuit de lecture reçoit à la fois le signal de lecture et le signal de lecture retardé de manière à soustraire le signal retardé du signal instantané pour obtenir un signal de 15 lecture corrigé dont les composantes sont non seulement en quadrature de phase par rapport au signal de lecture non retardé, mais dont la queue oscillante a de plus été supprimée. D'autres objets et avantages de la présente invention seront mieux compris à l'aide de la description détail-20 lée qui suit faite en regard des dessins annexés sur lesquels: La figure 1 est un schéma synoptique d'un système d'enregistrement mettant en oeuvre la présente invention, La figure 2 représente une série de formes d'ondes schématisées apparaissant en divers points du système de la 25 figure 1. La figure 3 est un graphique de la courbe de réponse en fréquence du système de la figure 1. La figure 4 illustre la compensation de phase nécessaire è l'élimination de la distorsion d'un signal de lec-30 ture obtenu dans le système d'enregistrement de la figure 1. La figure 5 se compose de deux figures 5a et 5b qui sont des graphiques illustrant l'ion le déphasage inhérent v produit par le transducteur du système de la figure 1 et l'autre la correction de ce déphasage. 35 La figure 6 est un graphique illustrant la compensation de l'oscillation transitoire du signal de lecture amplifié par le circuit de lecture du système de la figure 1. 69 07450 3 2004037 La figure. 7 comprend deux figures 7a et 7b qui sont des graphiques illustrant les formes des signaux résultant après élimination de l'oscillation transitoire des signaux de lecture. 5 La figure 1 illustre un système d'enregistrement comprenant un circuit de lecture 10 capable de traiter un signal de lecture obtenu à partir d'un support polarisable 12. Le support polarisable 12 peut être de type magnétique, diélectrique ou autre et avoir la forme d'un ruban, d'un disque, d'un tambour ou .tO similaire. Bans le cadre de la présente description on supposera que le support polarisable 12 est un disque revêtu de matière magnétique. On suppose également que les informations binaires sont enregistrées sur le support 12 par un signal d'enregistrement à modulation de phase type Manchester comme illustré sur la 15 ligne a de la figure 2. Dans ce type d'enregistrement, chaque bit est enregistré par un signal rectangulaire de courant d'enregistrement à deux niveaux de polarité opposée. Le "un" binaire peut être enregistré en appliquant un premier signal d'enregistrement d'une 20 certaine polarité, par exemple négative, au milieu support 12 pour le polariser dans un certain sens puis un second signal d'enregistrement de polarité opposée, par exemple positive, pour polariser le milieu 12 en sens inverse. Un "zéro" binaire est enregistré en appliquant le second signal d'enregistrement au 25 milieu 12 pour le polariser dans le second sens, puis le second signal d'enregistrement pour le polariser dans le premier sens. Dans ce type d'enregistrement chaque cellule binaire du milieu 12 est polarisée dans deux directions opposées de manière qu'une transition de polarisation existe approximativement au centre de 30 la cellule. Une telle transition du flux magnétique est représentée ■ par la forme d'onde étagée 17 sur la figure 1 (en hiut à gauche). Une cellule binaire dans laquelle est enregistré un bit "1" peut par exemple présenter une transition de polarisation négative-. positive. Une telle transition est représentée par une flèche 35 montante sur la ligne a de la figure 2. Une cellule dans laquelle est enregistré un bit "0" présente une transition de polarisation positive-négative. Une telle transition est représentée par une flèche descendante sur la figure 2. Sur cette figure le signal 69 07450 4 2004037 d'enregistrement 13 représente la séquence binaire 1110101000. Dans le signal d'enregistrement 13 une série de bits w1w ou "0* présente une période qui n'est que la moitié de la période d'une série de transitions de 0 à 1 ou de 1 à 0. 5 Ceci est dû au fait que l'enregistrement d'une série de bits ff1n ou "0" nécessite que le signal 13 revienne au même niveau avant d'enregistrer le bit suivant alors que dans le cas des transitions de 0 à 1 et de 1 à 0 ce phénomène ne se produit pas. te signal d'enregistrement 13 est donc essentiellement un signal en onde 10 rectangulaire à deux fréquences ou à deux périodes. La fréquence fondamentale de l'onde rectangulaire de période est appelée fg et la fréquence fondamentale de l'onde carrée de période Tg est égale à la moitié de fg ou £q/%» Les informations sont lues sur le support 12 à la fréquence fQ. 15 Pendant la lecture le déplacement relatif du disque magnétique 12 qui tourne dans le sens de la flèche 10 sur la figure 1, et du transducteur magnétique ou tête de lecture 19 induit une tension de lecture. Pour les fortes densités d'écriture le signal de lecture peut être voisin du signal 14 illustré sur 20 la ligne b de la figure 2, Le signal 14 présente une distorsion en amplitude et en phase et les crêtes de la forme d'onde ne sont pas suffisamment marquées pour produire des impulsions de synchronisation précises. Le signal de lecture. 14 provient par exemple d'une piste concentrique d'enregistrement 20 située vers 25 l'extérieur du disque 12. Une piste située plus à l'intérieur, par exemple la piste 22, présenterait une distorsion encore plus grande du signal de lecture car sa densité d'enregistrement est environ 50$ plus élevée. Aux fortes densités d'écriture les distorsions 30 d'amplitude de la forme d'onds 14 sont dues à la dimension finie du transducteur 19 qui intercepte les lignes de flux de cellules binaires adjacentes. Ces lignes de flux se combinent à un point tel qu'il se produit une annulation partielle à la fréquence supérieure fQ. la courbe 11 de la figure 3 illustre l'atténuation 35 fonction de la fréquence de réponse du système d'enregistrement comprenant le transducteur 19» On remarque sur cette courbe 11 que sur la plage concernée les fréquences élevées sont plus atténuées que les fréquences basses. Par exemple, la partie du signal de 69 07450 5 2004037 lecture 14 obtenue à partir de la composante à fréquence relativement élevée fg du signal.d'enregistrement 13 présente une amplitude beaucoup plus faible que celle obtenue à partir .de la composante à basse fréquence ïçjz, 5 La distorsion de phase du signal de lecture est principalement due à 1*impossibilité dfobtenir un système parfait, tant du point de vue mécanique que du point de vue électrique. Pendant la lecture, les impulsions de lecture sont produites par les transitions de flux magnétique telles que celles illustrées en 10 17 sur la figure 1. Bans un système parfait, la tête de lecture magnétique 19 se comporterait comme un différendateur idéal produisant une impulsion pointue pour chaque transition 17, comme illustré en 26 sur la figure 1. Cependant les imperfections dfun système pratique font que l'impulsion produite est semblable à 15 celle illustrée en 28 sur la figure 1. L'impulsion 28 est beaucoup plus étalée que 1*impulsion pointue 26 et n'est pas symétrique autour de l'axe 30. Le front avant 32 de l'impulsion 26 est beaucoup plus raide que le front arrière 34. Cette asymétrie de l'impulsion de.lecture 28 est due à la distorsion de phase 20 impliquée par le processus de lecture. Cette asymétrie pose des problèmes aux fortes densités d'écriture caries pointes des impulsions de lecture sont décalées entraînant une synchronisation imprécise. L'erreur de synchronisation est particulièrement gênante aux points de changement de fréquence de la forme d'onde du signal 25 de lecture. Il se produit également un déphasage en quadrature ou à 90° entre les composantes du signal de lecture. Ce déphasage est dû à une différenciation inhérente introduite par le transducteur 19 à la lecture. 30 Un circuit de lecture réalisé selon la présente- invention convertit le signal de lecture 14 (figure 2) en un signal 15 qui est une simulation suffisamment approchée du signal initial d'enregistrement 13. Les crêtes du signal 14 correspondent aux passages à zéro du signal 15 qui sont suffisamment précis 35 pour fournir la base d'un signal de synchronisation précise. Pour que lé signal simulé à partir d'un signal de lecture déformé 14 soit acceptable aux fortes densités d'écriture, il est nécessaire que' le signal 14 soit compensé en phase et en amplitude et que le déphasage en quadrature soit corrigé. 69 07450 6 2004037 Pour obtenir la compensation de phase des impulsions de lecture 28 (figure 1), il est nécessaire que la caractéristique non linéaire de déphasage 36 (figure 4) de tout le système d*enregistrement comprenant le support d'enregistrement 12, 5 le transducteur 19 et le circuit de lecture 10 soit transformée en une caractéristique linéaire voisine de la droite théorique tracée en 37 sur la figure 4« On introduit donc dans le système d*enregistrement une caractéristique de compensation de déphasage 38 qui est symétrique de la caractéristique de distorsion 36 pour 10 produire à tout moment un déphasage en sens inverse de celui de la caractéristique 36. Les deux caractéristiques se combinent en une caractéristique linéaire de phase 39» Les impulsions de lecture 28 produites par un système ayant la caractéristique linéaire de phase 3 9 sont symétriques par rapport à leur axe central 30. 15 La caractéristique linéaire de phase 39 ne diffère de la caractéristique théorique 37 que par l'introduction d'un retard différent dans le signal de lecture* On verra dans ce qui suit comment est effectuée cette compensation de phase. La compensation d'amplitude du signal de lecture 14 20 nécessite que ce dernier soit amplifié de manière convenable. Pour réaliser ceci on fait appel au fait qu'un signal rectangulaire peut être considéré comme un signal sinusoïdal de fréquence fondamentale auquel sont superposés des harmoniques impairs sinusoïdaux. Une analyse fréquentielle du signal de lecture déformé 14 montre 25 qu'il contient une sinusoïde fortement atténuée de fréquence fg. Cette partie du signal de lecture 14 correspond au signal carré de période apparaissant dans les séries de bits n1ff ou n0n du signal d'enregistrement 13. Le signal 14 contient en outre une sinusoïde de fréquence fg/2 légèrement atténuée ainsi que son 30 troisième harmonique, 3fQ/2, fortement atténué» Pour obtenir une réplique acceptable du point de vue synchronisation du signal "d^énregistrement 13, il n'est pas nécessaire de reproduire toutes les fréquences qui sont contenues dans la forme d'onde rectangulaire du signal initial d'enregistrement. Comme on le verra en 35 détail plus loin, la compensation en amplitude nécessaire est obtenue en amplifiant le signal de lecture de manière à réaliser une courbe d'atténuation sensiblement plate jusqu*à une fréquence de coupure f o 69 07450 7 2004037 Le signal de lecture compensé en amplitude et en phase subit un déphasage en quadrature pour compléter la simulation du signal d'enregistrement. La figure 5 illustre la signification du déphasage en quadrature du signal 14. La figure 5a 5 montre une sinusoïde fondamentale 40 à la fréquence £q/2 et son troisième harmonique 42 de fréquence 3fo/2 présentant une amplitude égale au tiers de celle de l'onde 40. La somme des deux ondes constitue le signal 44 qui, comme on le remarque, ressemble à certaines parties du signal de lecture 14 de la ligne b de la figure 2 cor-10 respondant à une période Tg du signal initial dfenregistrement 13. La figure 5b illustre la relation entre les deux ondes 40 et 42 toutes deux déphasées de 90®. Un déphasage en quadrature de l'onde fondamentale 40 provoque un déplacement plus grand que le même déphasage de l'harmonique trois 42. Un tel déphasage en quadrature 15 des formes d'ondes fondamentales 40 et harmonique trois 42 provoque l'apparition d'une onde résultante 46. L'onde résultante 46 n'est une reproduction acceptable des signaux rectangulaires que lorsque la composante fondamentale et l'harmonique trois sont seuls présents dans le signal et lorsque l'amplitude de l'harmonique trois est 20 1/3 de celle de la composante fondamentale. Pour obtenir cette réplique de la forme d'onde d'entrée les deux composantes à haute et à basse fréquence du signal brut de lecture 14 doivent être amplifiées et déphasées en'quadrature. Le déphasage en quadrature est facilement obtenu par différenciation, comme on le verra en 25 détail ci-après. Lorsque le disque magnétique 12 tourne dans le sens de la flèche 18 devant le transducteur 19, comme illustré à la figure 1, les transitions de polarisation existant par exemple sur la piste extérieure d'enregistrement 20 produisent de3 impul-30 sions correspondantes. Les impulsions induites par la transition 17 ont la forme de l'impulsion 28 de la figure 1. Une transition en sens inverse provoque des impulsions de polarité opposée à celle de l'impulsion 28. Les impulsions des.deux polarités présentent , cependant des distorsions de phase. Dans le cas où le signal 35 d'enregistrement est par exemple un signal en code "sans retour à zéro", les impulsions 28 sont espacées les unes des autres alors que dans le cas d'un signal modulé en phase tel que le signal 13 à la figure 2, les impulsions 28 de polarité opposée se fondent 69 07450 8 2004037 en un signal continu de lecture tel que le'signal 14 de la ligne b de la figure 2. Le circuit de lecture 10 permet de compenser la distorsion de phase et d'amplitude de l'un ou l'autre de ces deux types de signaux d'enregistrement* 5 Le signal de lecture produit par le transducteur 19 est amplifié dans un préamplificateur linéaire 48 puis appliqué à un circuit compensateur de phase 5,0. Le circuit compensateur de phase 50 comprend deux transistors "push pull" 56 et 58 et un circuit déphaseur 51 constitué par la combinaison d'une résistance 10 variable 54 et d'une réactance, par exemple un condensateur 52. Le signal de lecture en double alternance sortant du préamplificateur 48 est appliqué à travers les transistors "push pull" 56 et 58 connectés en émettodyne (montage à charge d'émetteur) pour attaquer à basse impédance le circuit déphaseur R-C5 1. Le circuit 15 déphaseur 51 peut également être du type R-L (résistance-inductance). Chaque transistor 56 et 58 reçoit sur sa base le signal de sortie du préamplificateur 48 et les collecteurs de deux transistors sont reliés à une alimentation à -Vqq» Les émetteurs des deux transistors 56 et 58 sont 20 reliés par des résistances 60 et 62 à un potentiel de référence, par exemple à la masse. Le condensateur 52 et la résistance 54 sont respectivement connectés aux émetteurs des transistors 56 et 58. La jonction 64 du condensateur 52 et.de la résistance 54 est appliquée à la base d'un transistor 66. Le collecteur du transis-25 tor 66 est relié par une-résistance 68 à une alimentation à +Ynn et son émetteur est relié par une résistance 70 è une alimentation à -Vggo Le transistor 66 est également monté en émettodyne pour présenter une forte impédance de charge au compensateur de phase 50 et une faible impédance d'attaque au compensateur d'amplitude 70 30 qui lui est connecté. Le compensateur de phase 50 combiné au compensateur d'amplitude 70 permet de compenser 'les distorsions de phase du système d*enregistrement. Bien que la fonction principale du compensateur de phase 50 soit de déphaser de manière voulue le 35 signal de lecture, le compensateur d'amplitude 70 introduit également un déphasage. La résistance variable 54 est donc réglée de manière que la combinaison du compensateur de phase 50 et du compensateur d'amplitude 70 présente la caractéristique de dépha 69 07450 9 2.00403"? sage 38 illustrée à la figure 4» Il est à noter que la caractéristique 38 de la combinaison des compensateurs de phase 50 et d'amplitude 70 est sensiblement égale et opposée à la caractéristique de distorsion de phase 36 du système d'enregistrement, 5 . L'introduction dans -le système d'enregistrement de ce déphasage opposé permet d'obtenir une caractéristique de phase 39 sensiblement linéaire. Le déphasage fournit donc des impulsions de lecture symétriques autour de leurs axes 30„ Après avoir subi dans le circuit 50 une compen-10 sation de phase, le signal de lecture est compensé en amplitude dans un circuit amplificateur 72» Le circuit 72 comprend un réseau-pont en T constitué par une paire de résistances 74 et 76 connectées en série entre 1*émetteur du transistor 66 et la base d'un transistor de sortie 78. Une résistance 80 est connectée en 15 parallèle avec les résistances 74 et 76 et également en parallèle avec la combinaison en série dTune inductance 82 et d'un condensateur 84 dont la fréquence de résonance est f * La jonction 86 entre les résistances 74 et 76 est connectée par line résistance 88 à un circuit parallèle constitué par une inductance 90 et un 20 condensateur 92 dont la sortie est reliée à la masse. L'inductance 90 et la capacité 92 ont des valeurs choisies pour avoir également une fréquence de résonance fr« Une résistance 94 est connectée entre la base du transistor 78 et ia masse du circuit® Le collecteur du transistor 78 est relié à une alimentation à +Vçq alors 25 que son émetteur est relié par une résistance 96 à la masse. Le compensateur d'amplitude 72 amplifie les composantes hautes fréquence du signal de lecture 14 qui sont les plus fortement atténuées dans un circuit de lecture sans correction, Le rôle de cette amplification est de fournir, pour les fréquences 30 intéressantes du signal de lecture 14, une courbe atténuation-fréquence de réponse qui soit sensiblement linéaire ou "plate", . Les fréquences fondamentales et harmoniques impaires étant présentes dans les proportions voulues dans le signal initial d'enregistrement 13, la transformation de la courbe de réponse en fré-35 quence 11 à la figure 3 du système en une réponse de fréquence plate fournit une simulation raisonnablement bonne des amplitudes des signaux rectangulaires initiaux, La fréquence de résonance f de l'amplificateur 70 est donc choisie légèrement au-dessus 69 07450 10 2004037 de la fréquence 3fg/2 de Pharaonique trois. Cette" fréquence de résonance fr établit une fréquence de coupure brusque f du système d'enregistrement au-dessus de laquelle l'atténuation augmente rapidement. 5 L'une des difficultés que pose la. brusque coupure du réseau amplificateur 70 réside dans le fait qu'elle induit une oscillation transitoire comme on peut le voir sur l'impulsion 100 de la figure 6 qui comporte une queue oscillante transitoire 102. La fréquence de la queue oscillante 102 est la fréquence de résonance 10 du compensateur d'amplitude 70 qui est essentiellement égale à la fréquence de coupure fc de la caractéristique de réponse 98 de la figure 3. La période de la queue oscillante transitoire 102 est indiquée en 13 sur la figure 6. En se reportant, à nouveau à la figure 1 on peut voir que le circuit de lecture 10 comporte égale-15 ment un circuit de retard 104 qui peut être variable et peut ne comporter que des éléments passifs. La sortie du transistor 78 est appliquée au circuit de retard 104» Ce circuit est réglé de manière à retarder le signal de lecture compensé en phase et en amplitude pendant un temps sensiblement égal à la période D de la 20 queue oscillante 102. Le signal de lecture retardé par le circuit . 104 est appliqué à une première borne d'entrée 105 d'un amplificateur différentiel 106. Un signal de lecture direct ou non retardé pré- . levé sur le transistor 78 est également appliqué, à l'autre entrée :107 de l'amplificateur différentiel 106. L'amplificateur différen-25 'tiel 106 soustrait ainsi le signal de lecture retardé du signal de lecture non retardé et sur la figure 1 son entrée 105 porte le signe (-) et son entrée 107 porte le signe (+) . Le circuit de retard 104 et l'amplificateur différentiel 106 provoque comme on le verra en détail ci-après un déphasage en quadrature des deux 30 signaux de lecture, une amplification supplémentaire du signal de lecture par rapport k celle du compensateur d'amplitude 70 et filtre sélectivement l'oscillation transitoire du signal de lecture amplifié. Pour extraire un signal de synchronisation précis 35 du signal de lecture corrigé (c'est-à-dire compensé en phase et en amplitude et déphasé en quadrature) ce dernier est considérablement amplifié dans un amplificateur 108 connecté à l'amplificateur différentiel 106 puis écrâté dans un limiteur 110 pour fournir un 69 07450 11 2004037 signal de sortie sensiblement rectangulaire. La pente sensiblement verticale du signal au passage à l'amplitude zéro est ensuite détectée dans un détecteur 112 fournissant une série d'impulsions précises d'informations. 5 Lorsque le disque 12 tourne le transducteur 19 lit une piste enregistrée et chaque transition de polarisation pro-• voque l'apparition d'une impulsion de lecture présentant une certaine distorsion de phase. Lorsque les transitions sont proches les unes des autres les impulsions de lecture constituent un signal 10 continu comme le signal de lecture 14 sur la figure 2.. Le signal de lecture est amplifié dans un préamplificateur linéaire 18 puis appliqué aux transistors ^push-pull" 56 et 58 du compensateur de phase 50. Le compensateur de phase 50 combiné au compensateur d'amplitude 72 introduit une caractéristique de déphasage 38 com-15 pensant la caractéristique de distorsion de phase-36 de manière à obtenir une caractéristique générale de phase 39 qui soit linéaire pour le système d'enregistrement. Les impulsions individuelles du signal de lecture sont donc rendues symétriques autour de leurs axes. 20 Le signal de lecture compensé en phase est ensuite amplifié jusqu'à une fréquence de coupure f légèrement supérieure à la fréquence 3Îq/2 de l'harmonique trois. L'amplifi-cateur 72 fournit la plus grande partie de l'amplification du circuit de lecture 10o Cependant la combinaison du circuit de 25 retard 104 et de l'amplificateur différentiel 106 introduit une amplification supplémentaire, Le système d'enregistrement est donc effectivement modifié pour fournir une caractéristique de réponse d'amplitude 98 qui soit plate d'une fréquence inférieure à fq/2 jusqu'à une fréquence de coupure fQ supérieure à 3Îq/2. La réponse 30 plate assure que sur la plage de fréquence intéressante les diverses fréquences composant le signal de lecture présentent les mêmes amplitudes relatives que dans le signal initial d'enregistrement 13 de la figure 2. Ainsi, comme illustré à la figure 5b la composante fondamentale fç/2 et l'harmonique trois 3£q/2 ont après.amplifica-35 tion et déphasage en quadrature les amplitudes voulues pour permettre la simulation du signal initial rectangulaire. La réponse n'a donc pas nécessairement besoin d'être plate au-dessus de la fréquence de coupure f . La caractéristique atténuation-réponse v 69 07450 12 2004037 en fréquence peut au lieu d'être plate présenter une certaine croissance, c'est-à-dire être surcompensée, ce qui peut être avantageux dans certains cas. Après compensation de leur amplitude et de leur 5 phase, les impulsions de lecture ressemblent au signal 44 de la figure 5a. Un déphasage en quadrature est ensuite nécessaire pour convertir le signal 44 en un signal 46 présentant deux bosses comme à la figure 5b. Les signaux de lecture présentent en outre une queue oscillante 102 (figure 6) introduite par la caracté-10 ristique de coupure brusque du compensateur d'amplitude 72. Le pont en T est calculé de manière à avoir une fréquence de résonance dépassant suffisamment la fréquence 3f0/2 de l'harmonique trois pour que la suppression de la queue oscillante 102 n'interfère pas avec 1*harmonique trois. 15 La combinaison du circuit de retard 104 et de 1'amplificateur différentiel 106 assure un filtrage sélectif supprimant la queue oscillante 102, un déphasage en quadrature du signal de lecture et une nouvelle amplification. La combinaison dTun circuit de retard et drun circuit de soustraction constitue 20 en fait un différenciateur qui assure le déphasage en quadrature et fournit une amplification d'environ six décibels par octave. Ce circuit assure en outre un filtrage sélectif. La figure 6 illustre en tirets l'impulsion de lecture 114 retardée et inversée. Le circuit 104 introduit 25 le retard D. L'amplificateur différentiel 106 soustrait (c'est-à-dire inverse et additionne) le signal retardé 114 du signal non retardé 100„ Bu fait du retard D les queues oscillantes 102 des signaux retardés et non retardés sont mises approximativement en opposition de phase et s'annulent mutuellement. Les parties prin-30 cipales des impulsions 100 et 114 fournissent donc le signal résultant 116 qui ne comporte plus de queue oscillante. Le signal corrigé 116 possède également le déphasage en quadrature recherché. Comme le montre la figure 7a deux impulsions corrigées 117 et 11Ô constituent l'impulsion recherchée à deux 35 bosses 119 de demi-période est sensiblement identique â l'impulsion 46 de la figure 5b. L'impulsion 117 peut par exemple être produite par une transition 17 et l'impulsion 118 par une transition en sens inverse correspondant au passage d'un bit "1" 69 07450 .13 2004037 à un bit "0" ou vice-versa. Gomme illustré sur la figure 7b, deux impulsions corrigées 120 et 121 fournissent une impulsion plus forte 122 dont la demi-période est T.j/2. Les impulsions 120 et 121 sont produites par des transitions d'une série de bits n1rt 5 ou n0w. Le fait que les impulsions haute fréquence 122 soient surcompensées en amplitude n'introduit aucune difficulté d'extraction des impulsions de synchronisation au passage à l'amplitude zéro. L'amplitude des impulsions 122 est par contre un avantage décisif pour la lecture des pistes concentriques 22 proches du 10 centre du disque 12. Ceci est dû au fait que les signaux à fréquence élevée sont si fortement atténués aux très hautes densités d'écriture que la surcompensation décrite plus haut est une garantie de lecture précise. Ainsi, la. combinaison d'un circuit de retard 104 et d'un amplificateur différentiel 106 fournit non 15 seulement le déphasage voulu du signal de lecture mais assure également un filtrage sélectif de la queue oscillante 102. Des erreurs de synchronisation provoquées par la queue 102 sont ainsi sensiblement éliminéeso Le signal de lecture compensé 15 de la figure 2 est donc pris à la sortie de l'amplificateur différentiel 20 106 pour subir un nouveau traitement d'extraction de données. On voit donc que le circuit de lecture de la présente invention permet de très fortes densités d'écriture sur un support d'enregistrement et présente l'avantage supplémentaire d'une extraction simple et peu coûteuse des informations contenues 25 dans le signal de lecture du support d'enregistrements Il va de soi que' cette description de l'invention n'est pas limitative et qu'on peut lui apporter diverses modifications ou applications sans sortir de son cadre0 69 07450 u 2004037 REVENDICATIONS 1» Circuit de lecture d'un support d'enregistrement d'informations caractérisé en ce qu'il comprend un transducteur couplé au support drenregistrement pour fournir un signal de lecture directe présentant plusieurs composantes de fréquence diffé-5 rente, un circuit compensateur d'amplitude permettant d'amplifier lesdites composantes du signal direct jusqu'à une fréquence de coupure de manière que le circuit de lecture ait une réponse en amplitude sensiblement linéaire jusqu'à ladite fréquence de coupure mais introduise une queue oscillante transitoire au signal 10 amplifié, un circuit de retard permettant de retarder le signal • de lecture et un dispositif de soustraction permettant de retrancher le signal de lecture retardé d'un signal de lecture non retardé de manière à obtenir un signal de lecture corrigé déphasé par rapport au signal de lecture direct, le circuit de retard intro-15 duisant dans le signal de lecture un temps de retard correspondant sensiblement à la période de ladite fréquence de coupure de façon que le dispositif de soustraction fournisse un signal de lecture corrigé dont les composantes sont déphasées en quadrature par rapport aux composantes correspondantes du signal direct de lecture 20 et dans lequel la queue oscillante transitoire ,du signal amplifié est éliminée. • 2. Circuit selon la revendication 1 caractérisé en ce que le dispositif de soustraction comprend un amplificateur différentiel dont la première entrée reçoit les signaux de lecture 25 directe et la seconde entrée reçoit les signaux de lecture retardés pour produire la différence de ces signaux. 3. Circuit selon la revendication 2 caractérisé en ce que le circuit de retard et l'amplificateur différentiel assurant une différenciation effective du signal de lecture direct de.manière 30 à fournir un signal de lecture corrigé déphasé en quadrature par rapport audit signal de lecture direct. Circuit selon la revendication 2 caractérisé en ce que le dispositif amplificateur comprend un pon£ en T présentant une fréquence de résonance sensiblement égale à ladite 35 fréquence de coupure. 69 07450 15 2004037 5 » Circuit selon la revendication 4 caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit déphaseur capable de déphaser le signal de lecture direct en sens inverse du déphasage indésirable qu'il comportait à l'origine. 5 6. Circuit selon la revendication 5 caractérisé en ce que le circuit déphaseur est constitué par la combinaison d'une réactance et d'une résistance. 7. Circuit selon la revendication 6 caractérisé en ce que la réactance est un condensateur.