Brevet FR3153710A1 — publié le 20250404

L’invention porte sur un procédé de génération et d'émission d'un signal à forte puissance composé d'une pluralité de signaux de type distribution de Dirac, au moyen d'un système de génération et d'émission d'un signal à forte puissance muni d'une cavité réverbérante, et comprenant une phase d'étalonnage de la cavité sur une durée d'étalonnage et une phase de retournement temporel d'un signal avant son injection dans la cavité. Figures pour l’abrégé : [Fig.3A] et [Fig.3B] Procédé de génération d'une onde à forte puissance au moyen d'un système à cavité réverbérante. L'invention porte sur un procédé de génération d'une onde à forte puissance au moyen d'un système à cavité réverbérante. L’invention concerne la présente invention cherche à satisfaire le besoin de génération de signaux très impulsifs de forte puissance crête. Le principe est basé sur la technique de retournement temporel illustrée sur la FIG. 1 . Le principe de retournement temporel comprend une phase d'étalonnage de la cavité et une phase de retournement temporel d'un signal. La phase d'étalonnage comprend une étape de génération d'un signal analogique impulsionnel S e nt ,cav (t), ou en d'autres termes de type distribution de Dirac, puis une étape d'injection de ce signal dans la cavité. Enfin, la phase de retournement temporel comprend une étape de mesure et d'apprentissage de la réponse analogique de la cavité H cav (t) (réponse impulsionnelle de canal estimée ou CIR pour "Channel Impulse Response" en langue anglaise). On entend par signal de type distribution de Dirac d(t) en t 0 (souvent on prend par convention t 0 =0) : => d(t) = 1 si t=t0 d(t) = 0 si t ≠ t0 => dans le domaine spectral cela donne un spectre D(f) proportionnel à exp(-2ipf.t 0 ) et une DSP "constante" sur la bande considérée. La phase de retournement temporel d'un signal comprend une étape de génération d'un signal analogique S ret ,cav (t) qui approxime la réponse retournée H r et,cav (t)= H* cav (T-t), puis une étape d'injection de ce signal dans la cavité. Enfin, la phase de retournement temporel d'un signal comprend une étape de récupération d'un signal de sortie de la cavité S r et ,S,cav (t) de la cavité compressé par la cavité, approximant un signal analogique d'entrée S e nt,cav (t). Les procédés de l'état de l’art ne traitent principalement que des signaux réels sur porteuse, notamment dans la génération de signal impulsionnel, cruciale pour le précédé. On a alors la simplification H r et,cav,analog (t)=H* cav (T-t)=H cav (T-t)). Dans ce cadre, un exemple de mise en œuvre de la phase de retournement temporel, comme illustré sur la FIG. 2 dit "retournement 1 bit". Il emploie une modélisation de type "Non-retour à Zéro" d'acronyme NRZ du signal retourné par un signal analogique S r et,cav,ana (t) de type créneau prenant des valeurs opposées +A ou –A selon la valeur positive ou négative du signal retourné H cav (T-t) (NB : les signaux sont réels, H* cav (T-t)=H cav (T-t)). Lorsque la bande passante du générateur est significativement plus importante que la bande d’intérêt propre à la bande passante de la cavité et sous réserve d’un filtrage passe bas convenable, le signal NRZ S r et,cav,ana (t) ainsi constitué des créneaux de durée Ts, et de valeur extrêmes opposées +A ou -A, approxime suffisamment correctement la réponse retournée H cav (T-t)) pour permettre l’obtention de gains de retournement k atteignant typiquement 20.log10(k) =15 dB. Plus précisément, l’état de l’art actuel consiste en une synthèse directe du signal retourné H r et,cav (t) ou d’une approximation S r et,cav (t) de H r et,cav (t) dont la mise en œuvre s’avère sous-optimale en raison des contraintes hardware, et ce quelle que soit la bande de fréquences de la cavité, et quelle que soit la bande de fréquence du signal visé en sortie de cavité. Lorsqu’on veut mettre en œuvre une génération purement analogique comme sur la FIG. 1 , on est limité par les dynamiques réduites des systèmes de génération filtrage et d’écrêtage qui réduisent en pratique à 15 dB les gains de retournement k atteignables. Lorsqu’on veut mettre en œuvre une génération et des traitements de filtrage numérique potentiellement plus performants et une conversion numérique-analogique avant amplification comme sur la FIG. 3 , cela implique de fortes contraintes sur la fréquence d’échantillonnage : - Cela limite la fréquence maximale de S r et,cav (t) de H r et,cav (t) par la fréquence d’échantillonnage du convertisseur numérique analogique CNA. Par exemple : une synthèse directe limitée à 5 GSPS ne permet qu’une fréquence maximale de 2.5 GHz (condition de Shannon sur signaux réels: 2 x fréquence maximale fréquence d'échantillonnage) alors que la cavité ASTRE par exemple présente une bande passante de 1 GHz -10 GHz - Cela limite les formes d’ondes utilisables pour l’approximation S ret,E,cav (t) de H ret,E,cav (t). De ce fait, l’état de l’art couvre mal différents besoins nécessaires à l’amélioration du procédé de retournement temporel, tels que : - la mesure de la réponse complète de la chaîne complète de transmission (amplificateur + cavité) ; - l'approximation, la génération et l'amplification plus efficace du signal retourné H r et,cav (t) : - pour mieux profiter de la bande passante de la cavité (sous-échantillonnage, transposition, etc…) ; - pour soulager/améliorer l’emploi d’un amplificateur dans la chaîne de transmission (adaptation à la cavité) ; - pour produire des signaux modulés sur porteuse en sortie de cavité ; - le contrôle du signal en sortie de cavité S r et,cav (t) : raideur des fronts d’onde, durée et répétition des impulsions en sortie, modulation des impulsions de sortie, etc. Un but de l'invention est d'améliorer la génération d'une onde à forte puissance au moyen d'un système de génération d'une onde à forte puissance à cavité réverbérante, en améliorant le retournement temporel réalisé par la cavité. Il est proposé, selon un aspect de l'invention, un procédé de génération et d'émission d'un signal à forte puissance composé d'une pluralité de signaux de type distribution de Dirac, au moyen d'un système de génération et d'émission d'un signal à forte puissance muni d'une cavité réverbérante, et comprenant une phase d'étalonnage de la cavité sur une durée d'étalonnage et une phase de retournement temporel d'un signal avant injection dans la cavité, dans lequel : la phase d'étalonnage de la cavité sur la durée d'étalonnage comprend, les étapes de : génération d'un premier signal numérique dans le domaine temporel de type distribution de Dirac ; conversion du premier signal en un deuxième signal analogique, puis transposition sur porteuse du deuxième signal en un troisième signal analogique, et amplification du troisième signal sur la bande de fréquences de la cavité en un quatrième signal analogique ; injection du quatrième signal dans la cavité ; et mesure, enregistrement sur la durée d'étalonnage et apprentissage d'un cinquième signal analogique correspondant à la réponse impulsionnelle de la cavité sur la durée d'étalonnage ; et numérisation de la réponse impulsionnelle sous forme d'échantillons à une fréquence d’échantillonnage respectant la condition de Shannon pour la bande passante de la cavité ; la phase de retournement temporel du signal injecté dans la cavité sur une durée de retournement inférieure ou égale à la durée d'étalonnage comprend les étapes de : génération dans le domaine temporel d'un sixième signal retourné numérique correspondant au retournement du cinquième signal pris sous sa forme numérisée ; filtrage, troncature et modulation numérique du sixième signal pour délivrer un septième signal retourné numérique amélioré ; conversion analogique, filtrage, écrêtage, transposition sur porteuse et amplification sur porteuse, du septième signal retourné numérisé amélioré, pour délivrer un huitième signal d’attaque retourné analogique amélioré en entrée de la cavité ; injection du huitième signal dans la cavité ; et émission par la cavité d'un neuvième signal analogique, correspondant à la résultante du huitième signal après compression dans ladite cavité. Selon un mode de réalisation, la phase d'étalonnage de la cavité comprend, en outre, une étape de mesure et apprentissage de la cavité dans le domaine fréquentiel : par injection en entrée d'une pluralité de signaux à fréquence pure émis sur une pluralité de porteuses séparées d'un pas en fréquence inférieur à l’inverse de la durée d'étalonnage sur laquelle est étalonnée la cavité, et en nombre suffisant pour couvrir une bande passante supérieure d’un facteur de sur-échantillonnage à la bande passante de la cavité ; par enregistrement des réponses en fréquence en sortie de la cavité pour chacun des signaux à fréquence pure sur les porteuses injectés en entrée de cavité. On entend par signal à fréquence pure f 0 , un signal complexe en bande de base : s C (t)=exp(2iπf 0 t) ; correspondant à un signal réel : s R (t)=cos(2iπf 0 t) Dans le domaine spectral cela correspond à une raie d’amplitude 1 en f 0 pour S C (t) ; à deux raies d’amplitude 1/2 en f 0 et -f 0 pour S R (t). Selon un mode de réalisation, les phases d'étalonnage et de retournement temporel de la cavité portent en outre sur des éléments analogiques additionnels de la chaîne d’émission constituant avec la cavité un sous-ensemble analogique, dans lesquelles : la phase d'étalonnage prend en compte, en plus de la cavité, les éléments analogiques additionnels en amont et/ou en aval de la cavité pour la détermination des réponses impulsionnelles correspondant au cinquième signal et à sa forme numérisée du sous-ensemble analogique ; la phase de retournement prend en compte, en plus de la cavité, les éléments analogiques additionnels en amont et/ou en aval de la cavité pour la détermination du huitième signal injecté en entrée des éléments analogiques additionnels en amont du sous-ensemble analogique. Dans un mode de réalisation, le cinquième signal est transposé et échantillonné en bande de base pour obtenir un signal complexe numérique échantillonné centré autour de la fréquence nulle, par utilisation d'une transformation de Hilbert, d'un filtrage passe-bas, puis d'un échantillonnage en bande de base à la fréquence d'échantillonnage respectant la condition de Shannon pour la bande passante de la cavité recentrée sur la fréquence nulle. Selon un mode de réalisation, les signaux de réponse en fréquence en sortie du sous-ensemble analogique de la chaîne d'émission sont décalés en fréquence de la demi-somme des bornes de la bande de fréquences de la cavité, puis subissent une transformée de Fourier inverse pour obtenir la réponse impulsionnelle temporelle en bande de base numérisée sur le nombre d’échantillons. Dans un mode de réalisation, la phase de retournement temporel d'un signal émis comprend l'étape de génération numérique du sixième signal retourné complexe en bande de base ou correspondant au retournement du cinquième signal complexe échantillonné centré autour de la fréquence nulle. Selon un mode de réalisation, la phase de retournement temporel d'un signal émis comprend une étape de filtrage, troncature et modulation numérique du sixième signal retourné complexe en bande de base, pour délivrer un septième signal en bande de base retourné simplifié. Dans un mode de réalisation, l'étape de filtrage, troncature et modulation numérique du sixième signal retourné complexe en bande de base pour délivrer un septième signal en bande de base retourné simplifié utilise une transformation à amplitude quasi constante, ou une modulation numérique à état de phase discrets de type BPSK ou QPSK. Selon un mode de réalisation, l'étape de filtrage, troncature et modulation numérique du sixième signal retourné complexe en bande de base pour délivrer un septième signal en bande de base retourné simplifié utilise une transformation à amplitude strictement constante, ou une modulation numérique à état de phase continus MSK ou CPM à 2 ou 4 états. L'invention sera mieux comprise à l'étude de quelques modes de réalisation décrits à titre d'exemples nullement limitatifs et illustrés par les dessins annexés sur lesquels : FIG. 1 illustre schématiquement le principe est basé sur la technique de retournement temporel, selon l'état de la technique ; FIG. 2 illustre schématiquement un exemple de mise en œuvre de la phase de retournement temporel, selon l'état de la technique ; et FIG. 3 et FIG. 3 illustrent schématiquement un procédé selon un aspect de l'invention. Sur l'ensemble des figures, les éléments ayant des références identiques sont similaires. Les FIG. 3 et FIG. 3 illustrent schématiquement le procédé selon un aspect de l'invention. Le procédé de génération et d'émission d'un signal à forte puissance composé d'une pluralité de signaux de type distribution de Dirac, au moyen d'un système de génération et d'émission d'un signal à forte puissance muni d'une cavité réverbérante, et comprenant une phase d'étalonnage I de la cavité sur une durée d'étalonnage T et une phase de retournement temporel II d'un signal avant injection dans la cavité, est tel que : la phase d'étalonnage I de la cavité sur la durée d'étalonnage T comprend, les étapes de : génération I-1 d'un premier signal numérique d'excitation S exc,cav (n) dans le domaine temporel de type distribution de Dirac émis à l’instant n 0 (S exc,cav (n) δ(n-n 0 )) ; conversion du premier signal en un deuxième signal analogique proche d'une impulsion de Dirac à l'instant t 0 , puis transposition I-2 sur porteuse du deuxième signal en un troisième signal analogique, et amplification du troisième signal sur la bande de fréquences de la cavité en un quatrième signal analogique (S ent_cav (t)) dont l’enveloppe est proche d’une impulsion de Dirac à l’instant t 0 (δ(t-t 0 )); injection I-3 du quatrième signal S ent_cav (t) dans la cavité ; et mesure, enregistrement sur la durée d'étalonnage T et apprentissage d'un cinquième signal analogique correspondant à la réponse impulsionnelle H cav (t) de la cavité sur la durée d'étalonnage T ; et numérisation I-4 de la réponse impulsionnelle H cav (t) sous forme d'échantillons H cav (n) indexés de 0 à N-1 à une fréquence d’échantillonnage F e respectant la condition de Shannon pour la bande passante [F min ; F max ] de la cavité ; la phase de retournement temporel II du signal injecté dans la cavité sur une durée de retournement T' inférieure ou égale à la durée d'étalonnage T comprend les étapes de : génération II-1 dans le domaine temporel d'un sixième signal retourné numérique H ret,cav (n) correspondant au retournement du cinquième signal H cav (t) pris sous sa forme numérisée H cav (n) = H* cav (N-1-n)), n variant de 0 à N-1 ; filtrage, troncature et modulation numérique II-2 du sixième signal pour délivrer un septième signal retourné numérique amélioré H’ ret,cav (n'), n' variant de 0 à N'-1, N’ N ; conversion analogique, filtrage, écrêtage, transposition sur porteuse et amplification sur porteuse II-3, du septième signal retourné numérisé amélioré H’ ret,cav (n), pour délivrer un huitième signal d’attaque retourné analogique amélioré S ret,E,cav (t) en entrée de la cavité; injection II-4 du huitième signal S ret,E,cav (t) dans la cavité; (S ret,S,cav (t) S ent,cav (t), ce qui produit un facteur d’amplification du signal crête en sortie de cavité k, induisant un gain de compression en puissance 20.log 10 (k)) ; et émission II-5 par la cavité d'un neuvième signal analogique S r et,S,cav (t), correspondant à la résultante du huitième signal S r et,E,cav (t) après compression dans ladite cavité. Dans le domaine temporel, un mode particulièrement efficace de mise en œuvre de l’invention en phase I est la transposition et l’échantillonnage en bande de base de la réponse/signature H cav (t) de la cavité pour obtenir un signal complexe H cav,BB (n) (partie I et Q) échantillonné centré autour de la fréquence nulle. Cette transposition numérisation met en œuvre : une transformation de Hilbert de H cav (t) et un filtrage passe-bas (le signal réel de réponse/signature H cav (t) devient alors complexe (partie I et Q) : H cav (t) → H cav,BB (t)) ; un échantillonnage en bande de base H cav,BB (t) → H cav,BB (n.T e ) = H cav,BB (n) respectant la condition de Shannon (période d’échantillonnage T e vérifiant 1/T e F max,C,BB : fréquence maximale du signal complexe en bande de base, durée T= N.T e . La présente invention permet notamment : soit, à largeur de bande fixée, de limiter la fréquence d’échantillonnage F e =1/T e , soit, à fréquence d’échantillonnage fixée F e =1/T e , d’augmenter la largeur de bande et la porteuse des signaux injecté dans la cavité pour viser des mesures de réponses de cavité et des générations d’impulsions de plus en plus brèves et en gamme de fréquence de plus en plus haute. La phase d'étalonnage de la cavité I peut comprendre, en outre, une étape de mesure et apprentissage de la cavité dans le domaine fréquentiel (I-4a) : par injection en entrée d'une pluralité de signaux ent,cav (f,t) à fréquence pure émis sur une pluralité de porteuses séparées d'un pas en fréquence inférieur à l’inverse de la durée d'étalonnage T sur laquelle est étalonnée la cavité, et en nombre M suffisant pour couvrir une bande passante supérieure d’un facteur de sur-échantillonnage à la bande passante de la cavité ; spectralement, cela s’écrit dans le domaine complexe ent,cav (ν) δ(ν-f)) et cela correspond à l’émission d’un signal réel ent,cav (f)(t) Re{exp(2iπ.f.t)}. par enregistrement des réponses en fréquence Ĥ cav (f m ) en sortie de la cavité pour chacun des signaux à fréquence pure sur les porteuses f m injectés en entrée de cavité. Dans le domaine fréquentiel, un mode particulièrement efficace de mise en œuvre de l’invention en phase I est constitué par les étapes suivantes : l’injection en entrée d‘une pluralité de signaux ent,cav (f m )(t) Re{exp(2iπ.f m .t)} émis à fréquence pure f m sur une pluralité de M porteuses f m séparées du pas en fréquence δf inférieur à l’inverse de la durée T supposée ou préalablement estimée de la réponse impulsionnelle de cavité H cav (t) ; l’ensemble des canaux de largeur f m δf /2 sur les fréquences porteuses f m couvrant une bande passante supérieure d’un facteur de suréchantillonnage κ à celle de la cavité [F min ; F max ] (f m = F min + m.δf avec m= 0,…,M-1 ; M κ.|F max -F min |/δf ; κ 1) ; l’enregistrement numérique des réponses en fréquence Ĥ cav (f m ) de la cavité en sortie pour chacun des signaux à fréquence pure sur les porteuses f m en entrée de cavité ; le décalage en fréquence de -ΔF=-(F min +F max )/2 pour centrer le spectre autour de la fréquence nulle ; et la transformée de Fourier inverse de la série des Ĥ cav (f m ) m=0,…,M-1 associé à des filtrages convenables connus de l’homme de l’art pour obtenir la réponse impulsionnelle temporelle en bande de base numérisée H cav,BB (m) en sortie de la cavité sur le nombre d’échantillons M et la bande κ.|F max -F min |. L’avantage de ce mode de mise en œuvre réside en particulier dans le fait de pouvoir utiliser les analyseurs de réseau à très large gamme de fréquence, pour obtenir in fine une estimation impulsionnelle de la cavité en bande de base avec des facteurs de sur-échantillonnage κ importants. H cav (n) et cav (f n ) sont alors directement ré-employables en phase II. L’état de l’art précédemment mentionné décrit principalement des mises en œuvres des phases d'étalonnage de la cavité I et de retournement temporel II par des procédés analogiques, qui s’avèrent en pratique assez peu performants et limitent le gain de compression au plus à 20 dB. L’invention permet d’améliorer très significativement ces performances en adaptant (pour le problème très particulier de la génération de formes d’ondes impulsives par retournement temporel) des techniques numériques spécifiquement adaptées pour améliorer l’ensemble des étapes de la phase I et de la phase II du procédé. Les phases d'étalonnage I et de retournement temporel II de la cavité peuvent en outre porter sur des éléments analogiques additionnels de la chaîne d’émission constituant avec la cavité un sous-ensemble analogique, dans lesquelles : la phase d'étalonnage I prend en compte, en plus de la cavité, les éléments analogiques additionnels en amont et/ou en aval de la cavité pour la détermination des réponses impulsionnelles correspondant au cinquième signal H cav (t) et à sa forme numérisée H cav (n) du sous-ensemble analogique ; la phase de retournement II prend en compte, en plus de la cavité, les éléments analogiques additionnels en amont et/ou en aval de la cavité pour la détermination du huitième signal S Ret,E,cav (t) injecté en entrée des éléments analogiques additionnels en amont du sous-ensemble analogique. Le cinquième signal (H cav (t) peut être transposé et échantillonné en bande de base pour obtenir un signal complexe numérique H cav,BB (n) échantillonné centré autour de la fréquence nulle, par utilisation d'une transformation de Hilbert, d'un filtrage passe-bas, puis d'un échantillonnage en bande de base à la fréquence d'échantillonnage Fe respectant la condition de Shannon pour la bande passante de la cavité recentrée sur la fréquence nulle. Les signaux de réponse en fréquence Ĥ cav (f m ) aux porteuses f m en sortie du sous-ensemble analogique de la chaîne d'émission peuvent être décalés en fréquence de la demi-somme des bornes de la bande de fréquences de la cavité, puis subir une transformée de Fourier inverse pour obtenir la réponse impulsionnelle temporelle en bande de base numérisée H cav,BB (m) sur le nombre d’échantillons M. La phase de retournement temporel II d'un signal émis peut comprendre l'étape II-1 de génération numérique du sixième signal retourné complexe en bande de base H r et,cav,BB (n) ou H r et,cav,BB (m) correspondant au retournement du cinquième signal complexe H cav,BB (n), H cav,BB (m) échantillonné centré autour de la fréquence nulle. La phase de retournement temporel II d'un signal émis peut comprendre une étape II-2 de filtrage, troncature et modulation numérique du sixième signal retourné complexe en bande de base H r et,cav,BB (n), H r et,cav,BB (m) pour délivrer un septième signal en bande de base retourné simplifié H’ r et,cav,BB (n'), H’ r et,cav,BB (m'). L'étape II-2 de filtrage, troncature et modulation numérique du sixième signal retourné complexe en bande de base H r et,cav,BB (n) pour délivrer un septième signal en bande de base retourné simplifié H’ r et,cav,BB (n) peut utiliser une transformation à amplitude quasi constante, ou une modulation numérique à état de phase discrets de type BPSK ou QPSK. En variante, l'étape II-2 de filtrage, troncature et modulation numérique du sixième signal retourné complexe en bande de base H r et,cav,BB (n) pour délivrer un septième signal en bande de base retourné simplifié H’ r et,cav,BB (n) peut utiliser une transformation à amplitude strictement constante, ou une modulation numérique à état de phase continus MSK ou CPM à 2 ou 4 états. En d'autres termes, les étapes de la phase II de retournement sont comme suit. La phase de génération II-1 effectue un réemploi direct des versions numérisées des réponses de la chaîne amplificateur et cavité issues de la phase d'étalonnage I, sur porteuse ou après filtrage en bande de base, pour construire le signal numérique retourné H r et,cav (n) par l’opération H r et,cav (n) = H* cav (N-1-n). Un mode particulièrement efficace de mise en œuvre de l’invention en phase II à l’issue de la phase I incluant une transposition/numérisation en bande de base de la réponse/signature H cav (t) de la cavité produisant le signal complexe H cav,BB (n) échantillonné centré autour de la fréquence nulle, consiste en la génération en bande de base du signal retourné par l’opération H r et,cav,BB (n) = H* cav,BB (N-1-n). L'étape II-2 de filtrage, troncature et modulation numérique des échantillons du sixième signal retourné H r et,cav (n) pour produire un septième signal approché simplifié H’ r et,cav (n’). Ceci correspond à une approximation du signal retourné H r et,cav (n), n=0…N-1 par un signal simplifié H’ r et,cav (n’), n=0…N’-1 N’ N qui favorise le contrôle de l’énergie du signal généré et de son PAPR ou "Peak to Average Power Ratio" en langue anglaise, qui vise aussi une moindre complexité de la génération et de l’amplification (par exemple une approximation par une modulation à amplitude constante permet de travailler dans les régimes de saturation des amplificateurs insérés dans la chaîne d’émission). Ces filtrages, troncatures, et modulations numériques spécifiques à la présente invention sont rendues particulièrement efficaces sur le signal complexe en bande de base H r et,cav ,BB (n), pour produire un signal approché simplifié H’ r et,cav,BB (n) lui aussi en bande de base avant l’étape suivante de conversion analogique, transposition sur porteuse et amplification. Des exemples possibles de modulation numérique des échantillons du signal retourné en bande de base sont les suivants : Transformation H r et,cav,BB (n) → H’ r et,cav,BB (n’) à amplitude quasi constante (non strictement constante en raison du filtrage). Modulation BPSK d’amplitude A : pour tout n’=n, H’ ret,cav,BB (n’) = A.Signe{Re[H ret,cav,BB (n)]}. Ceci correspond à une mise en œuvre numérique de la modélisation 1 bits ou NRZ du signal retourné, telle qu’illustrée sur la FIG. 2 : on code dans la modulation BPSK à chaque échantillon n le demi plan correspondant au signe de la partie réelle de la réponse impulsionnelle (en bande de base) retournée de la cavité. Modulation QPSK d’amplitude A : pour tout n’=n, H’ ret,cav,BB (n’) = A.Signe{Re[H ret,cav,BB (n)]} + A.i.Signe{Im[H ret,cav,BB (n)]} On code dans la modulation QPSK à chaque échantillon n le quadrant correspondant aux signes de la partie réelle et de la partie imaginaire de la réponse impulsionnelle complexe (en bande de base) retournée de la cavité. Transformation Hret,cav,BB(n) → H’ret,cav,BB(n’) à amplitude strictement constante (même avec filtrage) : Forçage amplitude A constante : pour tout n’=N, H’ ret,cav,BB (n’) = A.H ret,cav,BB (n)/|H ret,cav,BB (n)| Modulation MSK, CPM 2 ou 4 états. L'étape II-3 de conversion analogique du septième signal retourné simplifié H’ r et ,cav (n), filtrage et écrêtage, transposition et amplification sur porteuse, pour produire un signal d’attaque de la cavité S r et,E,cav (t) amélioré (II-3) en terme : d’énergie, de puissance crête (limitation du PAPR), et d’adaptation à la bande de la cavité. Le signal sur porteuse w 0= 2π.f 0 excitant la cavité s’écrit alors (hors filtrages et écrêtages éventuels) sous la forme suivante : Pour n’= 0,…,N’-1 et t vérifiant (n’-1).T e t n’.T e ; S r et,E,cav (t)=Re[H’ r et,cav,BB (n’T e )]*cos(w 0 t)–Im[H’ r et,cav,BB (n’T e )]*sin(w 0 t) L'étape II-4 réalise l'injection du huitième signal analogique retourné sur porteuse S r et ,E,cav (t) dans la cavité. Enfin, l'étape II-5 réalise la compression du huitième signal par la cavité et contrôle du neuvième signal compressé en sortie S r et ,S,cav (t). La présente invention présente les avantages suivants : Gestion améliorée le convertisseur numérique analogique CNA par échantillonnage en bande de base BB ; Aller au-delà de la limite de la théorie de Shannon (génération avec procédés Faster Than Nyquist utilisés en communication) ; Réduction des coûts de synthèse et numérisation/analyse des signaux par utilisation de cartes SDR ; Rapport poids/volume fortement réduit ; Réduction des contraintes sur l’amplificateur, rapport puissance crête/puissance moyenne fortement réduit, dynamique relâchée ; Meilleur contrôle global des formes d’ondes en sorties ; Formes d’ondes "arbitraires" en sortie par génération en série décalées dans le temps et modulation des signaux d’excitations H’ ret,cav (n) dans le domaine numérique ou S ret,E,cav (t) dans le domaine analogique. Procédé de génération et d'émission d'un signal à forte puissance composé d'une pluralité de signaux de type distribution de Dirac, au moyen d'un système de génération et d'émission d'un signal à forte puissance muni d'une cavité réverbérante, et comprenant une phase d'étalonnage de la cavité sur une durée d'étalonnage (T) et une phase de retournement temporel d'un signal avant injection dans la cavité dans la cavité, dans lequel : la phase d'étalonnage de la cavité (I) sur la durée d'étalonnage (T) comprend, les étapes de : génération d'un premier signal numérique dans le domaine temporel de type distribution de Dirac (I-1) ; conversion du premier signal en un deuxième signal analogique, puis transposition sur porteuse du deuxième signal en un troisième signal analogique, et amplification du troisième signal sur la bande de fréquences de la cavité en un quatrième signal analogique (I-2) ; injection du quatrième signal dans la cavité (I-3) ; et mesure, enregistrement sur la durée d'étalonnage (T) et apprentissage d'un cinquième signal analogique correspondant à la réponse impulsionnelle (H cav (t)) de la cavité sur la durée d'étalonnage (T) ; et numérisation de la réponse impulsionnelle (H cav (t)) sous forme d'échantillons (H cav (n)) à une fréquence d’échantillonnage (F e ) respectant la condition de Shannon pour la bande passante ([F min ; F max ]) de la cavité (I-4) ; la phase de retournement temporel (II) du signal injecté dans la cavité sur une durée de retournement (T') inférieure ou égale à la durée d'étalonnage (T) comprend les étapes de : génération dans le domaine temporel d'un sixième signal retourné numérique (H ret,cav (n)) correspondant au retournement du cinquième signal (H cav (t)) pris sous sa forme numérisée (H cav (n)) (II-1) ; filtrage, troncature et modulation numérique du sixième signal pour délivrer un septième signal retourné numérique amélioré (H’ ret,cav (n')) (II-2) ; conversion analogique, filtrage, écrêtage, transposition sur porteuse et amplification, du septième signal retourné numérisé amélioré (H’ ret,cav (n)), pour délivrer un huitième signal d’attaque retourné analogique amélioré (S ret,E,cav (t)) en entrée de la cavité (II-3) ; injection du huitième signal (S ret,E,cav (t)) dans la cavité (II-4) ; et émission par la cavité d'un neuvième signal analogique (S ret,S,cav (t)), correspondant à la résultante du huitième signal (S ret,E,cav (t)) après compression dans ladite cavité (II-5). Procédé selon la revendication 1, dans lequel la phase d'étalonnage de la cavité (I) comprend, en outre, une étape de mesure et apprentissage de la cavité dans le domaine fréquentiel (I-4a) : par injection en entrée d'une pluralité de signaux à fréquence pure émis sur une pluralité de porteuses séparées d'un pas en fréquence inférieur à l’inverse de la durée d'étalonnage (T) sur laquelle est étalonnée la cavité, et en nombre (M) suffisant pour couvrir une bande passante supérieure d’un facteur de sur-échantillonnage à la bande passante de la cavité ; par enregistrement des réponses en fréquence (Ĥ cav (f m )) en sortie de la cavité pour chacun des signaux à fréquence pure sur les porteuses (f m ) injectés en entrée de cavité. Procédé selon l'une des revendications 1 ou 2 dans lequel les phases d'étalonnage (I) et de retournement temporel (II) de la cavité portent en outre sur des éléments analogiques additionnels de la chaîne d’émission constituant avec la cavité un sous-ensemble analogique, dans lesquelles : la phase d'étalonnage (I) prend en compte, en plus de la cavité, les éléments analogiques additionnels en amont et/ou en aval de la cavité pour la détermination des réponses impulsionnelles correspondant au cinquième signal (H cav (t)) et à sa forme numérisée (H cav (n)) du sous-ensemble analogique ; la phase de retournement (II) prend en compte, en plus de la cavité, les éléments analogiques additionnels en amont et/ou en aval de la cavité pour la détermination du huitième signal (S ret,E,cav (t)) injecté en entrée des éléments analogiques additionnels en amont du sous-ensemble analogique. Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, dans lequel le cinquième signal ((H cav (t)) est transposé et échantillonné en bande de base pour obtenir un signal complexe numérique (H cav,BB (n)) échantillonné centré autour de la fréquence nulle, par utilisation d'une transformation de Hilbert, d'un filtrage passe-bas, puis d'un échantillonnage en bande de base à la fréquence d'échantillonnage (Fe) respectant la condition de Shannon pour la bande passante de la cavité recentrée sur la fréquence nulle. Procédé selon la revendication 3 ou 4, dans lequel les signaux de réponse en fréquence (Ĥ cav (f m )) en sortie du sous-ensemble analogique de la chaîne d'émission sont décalés en fréquence de la demi-somme des bornes de la bande de fréquences de la cavité, puis subissent une transformée de Fourier inverse pour obtenir la réponse impulsionnelle temporelle en bande de base numérisée (H cav,BB (m)) sur le nombre d’échantillons (M). Procédé selon la revendication 4 ou 5, dans lequel la phase de retournement temporel (II) d'un signal émis comprend l'étape (II-1) de génération numérique du sixième signal retourné complexe en bande de base (H ret,cav,BB (n) ou H ret,cav,BB (m)) correspondant au retournement du cinquième signal complexe (H cav,BB (n), H cav,BB (m)) échantillonné centré autour de la fréquence nulle. Procédé selon la revendication 6, dans lequel la phase de retournement temporel (II) d'un signal émis comprend une étape (II-2) de filtrage, troncature et modulation numérique du sixième signal retourné complexe en bande de base (H ret,cav,BB (n), H ret,cav,BB (m)) pour délivrer un septième signal en bande de base retourné simplifié (H’ ret,cav,BB (n'), H’ ret,cav,BB (m')). Procédé selon la revendication 7, dans lequel l'étape (II-2) de filtrage, troncature et modulation numérique du sixième signal retourné complexe en bande de base (H ret,cav,BB (n)) pour délivrer un septième signal en bande de base retourné simplifié (H’ ret,cav,BB (n)) utilise une transformation à amplitude quasi constante, ou une modulation numérique à état de phase discrets de type BPSK ou QPSK. Procédé selon la revendication 7, dans lequel l'étape (II-2) de filtrage, troncature et modulation numérique du sixième signal retourné complexe en bande de base (H ret,cav,BB (n)) pour délivrer un septième signal en bande de base retourné simplifié (H’ ret,cav,BB (n)) utilise une transformation à amplitude strictement constante, ou une modulation numérique à état de phase continus MSK ou CPM à 2 ou 4 états.