Brevet FR3157767A1 — publié le 20250627

Traitement de réduction de canaux d’un signal audio stéréophonique par remise en phase optimisée L’invention se rapporte à un procédé de traitement de réduction de canaux d’un signal stéréophonique (x1(n), x2(n)) pour obtenir un signal monophonique ( ) comprenant un filtrage du signal stéréophonique ( ) et une remise en phase appliquée sur un des canaux du signal stéréophonique, le procédé étant tel qu’une étape de sélection (203b) du canal sur lequel la remise en phase est appliquée, est effectuée selon un critère de sélection (203a). L’invention se rapporte également à un dispositif de traitement de réduction de canaux mettant en œuvre le procédé. Figure de l’abrégé : Figure 2 Traitement de réduction de canaux d’un signal audio stéréophonique par remise en phase optimisée La présente invention se rapporte au domaine général du traitement de signaux audio. L’invention se rapporte en particulier au traitement de réduction de canaux appelé couramment « downmix », d’un signal audio multicanal. On s’intéresse en particulier au traitement de réduction d’un signal stéréophonique à un signal monophonique. Ce type de traitement trouve des applications de manière générale dans le domaine des technologies audio, et plus précisément dans le domaine du codage audio, que ce soit à l’étape d’encodage ou du décodage. La réduction de canaux ou downmix consiste à déduire, à partir d’une combinaison des C canaux d’un signal multicanal x, un signal y constitué d’un nombre inférieur D de canaux. En pratique, cela consiste à définir une fonction telle que : , avec et n représentant un indice temporel du signal d’entrée et de sortie. Dans cette invention, on s’intéresse au cas particulier D=1 et C=2, on parlera alors de downmix stéréo à mono ou simplement de downmix mono. Dans le cas C=2, on parle de contenu ou signal à 2 canaux qui peut être un contenu stéréo ou un contenu binaural, où la voie 1 ( ) est référencée comme la voie gauche (Left), et la voie 2 ( ) comme la voie droite (pour Right). Par la suite, le cas stéréo sera vu comme un signal général à 2 canaux, incluant le cas binaural pour éviter de répéter les deux termes, même si techniquement un signal binaural a des caractéristiques spécifiques. Dans le cas du signal y obtenu après traitement de réduction, on parle de signal monophonique ou mono, que l’on notera par la suite m(n), dans le domaine temporel, ou M(k), dans le domaine fréquentiel. Ces signaux stéréo peuvent être issus d’une captation à partir d’un couple de microphones stéréo ou une captation binaurale, ou encore d'un mixage artistique de pistes audio. Il existe un certain nombre de couples de microphones permettant de créer des contenus stéréo. Parmi les plus populaires, on peut citer le couple XY composé de 2 microphones cardioïdes présentant une différence d’angle d’orientation entre 90° et 135°. Le couple MS pour « Mid-Side » est un autre couple très répandu composé d’un microphone de directivité cardioïde, et d’un second microphone dit en « figure de 8 » orienté à 90°. Par combinaison de ces 2 micros (somme/différence), on peut créer les voies gauche et droite de contenu stéréo. Ces couples sont dits coïncidents, c’est-à-dire que les capsules microphoniques ne présentent pas de retard entre elles, la spatialisation étant perçue par la différence d’intensité sonore entre les voies gauche et droite. Une autre catégorie de couples dits à stéréophonie de phase consiste à utiliser des microphones distants l’un de l’autre, créant ainsi une différence de phase entre les voies pour les sources situés plus proche de l’un des micros. Le plus connu est le couple AB qui exploite 2 microphones onmidirectionnels espacés de quelques centimètres à plusieurs mètres. Un autre couple très répandu est le couple ORTF qui exploite à la fois une différence de phase par un espacement de 17cm des microphones et une différence d’amplitude par des directivités cardioïdes (les microphones présentent un angle autour de 90°). Le couple binaural consiste à placer des microphones omnidirectionnels dans les oreilles d’une personne ou d’une tête artificielle : ce type de dispositif permet de créer nativement des contenus binauraux que l’on peut écouter au casque. Les contenus stéréo incluent également les signaux de parole et audio issus d’un mixage ou postproduction audio (par exemple des canaux stockés sur un CD ou un DVD, ou diffusés sur Internet). Il existe aussi d’autres méthodes de création de contenus stéréo qui ne sont pas revues ici. Les signaux stéréo en entrée du downmix peuvent être par exemple issus d’un système de transmission ou stockage, par exemple le downmix peut intervenir après décodage stéréo pour permettre une restitution monophonique. La méthode la plus simple pour créer un signal réduit par downmix est celle dite downmix passif. Elle consiste à effectuer une moyenne des voies gauche et droite du signal stéréo tel que : ou dans le domaine fréquentiel : où est la transformée de Fourier à court-terme de (ou FFT en anglais pour « Fast Fourier Transform »), k étant l’indice de la fréquence et t l’indice de la trame : Où j est le nombre imaginaire tel que , t est l’indice de la trame, l est l’indice temporel dans la trame courante, N la taille de la FFT, une fenêtre d’apodisation de taille L , de type sinus ou Hann ou autre, adaptée à la taille de la trame, et . Cette définition s’étend au cas où N>L et est une version augmentée de avec des 0 (0-padding). Cette méthode de downmix passif, très simple, fonctionne bien dans les situations où les voies droite et gauche sont en phase. Cependant, dans les situations où les microphones ne sont pas coïncidents et présentent des différences de phase, un tel mixage génère un filtrage en peigne, qui se manifeste par une coloration du signal d’origine. Cela est dû au fait qu’en fonction de l’espacement des microphones, de la position de la source par rapport au couple de microphones et de la fréquence, les voies gauche et droite d’une même source peuvent se trouver soit en phase comme représenté en figure 1a, soit en opposition de phase comme représenté en figure 1b. Aussi, lors du downmix, les signaux gauche et droite vont soit s’additionner (interférence constructive), soit s’annuler (interférence destructive), créant ainsi des variations de niveau et des effets de coloration du signal réduit . La coloration vient de l’effet du filtrage en peigne : les effets d’interférences constructives et destructives se manifestent dans des bandes de fréquences différentes, modifiant ainsi l’équilibre et donc le timbre du signal issu du downmix par rapport à l'original. Pour corriger ce défaut de niveau d’intensité suivant les fréquences, le downmix du codec e-AAC+ implémente une correction de niveau qui assure que le niveau d’énergie du signal réduit, dans chaque bande de fréquence, reste comparable à celui d’origine : , avec en omettant l’indice de trame t pour alléger les notations. Cette approche permet de compenser dans une certaine mesure la baisse d’intensité du downmix. Cependant, cette compensation mène à des suramplifications lorsque les signaux sont proches de l’opposition de phase : aussi, en pratique, le facteur de correction est limité à une valeur maximum (par exemple une limite haute de 2). Ces méthodes, en sus de la coloration du signal issu du downmix, liée au filtrage en peigne imparfaitement corrigé, souffrent d’un surplus de réverbération liée à la sommation de signaux lorsque les canaux d’entrée sont en déphasage, et d’un artefact de type « clics » lorsque la réinjection de canaux est effectuée ponctuellement dans une seule trame. La compensation d’un retard identique pour toutes les fréquences n’est pas réaliste, ce retard étant lié aux différentes sources composant le contenu. En pratique, cela amène, outre une coloration supplémentaire, une perte potentielle d’intelligibilité des sources, défaut que la compensation de niveau ne peut corriger. D’autres approches de downmix cherchent à éviter les défauts précités. Le principe de ces méthodes est de remettre en phase les signaux gauche et droite avant leur sommation. Dans le document intitulé " A stereo to mono downmixing scheme for MPEG-4 parametric stereo encoder " par Samsudin, E. Kurniawati, N. Boon Poh, F. Sattar, S. George, dans Proc. ICASSP, 2006, il est proposé une méthode qui consiste à appliquer, dans le domaine fréquentiel, un déphasage φ sur l’une des voies, généralement la droite, afin de la remettre en phase avec la voie gauche qui n’est pas modifiée, tel que : Le canal dont la phase reste inchangée, ici la voie gauche, est alors appelé « canal de référence ». Le déphasage idéal à appliquer est donné par ce qu’on appelle ici l’IPD pour « Inter-channel Phase Difference » en anglais : où est le conjugué de et ∠ indique la phase de l’opérande complexe. Il est calculé dans le domaine fréquentiel : cela permet de remettre en phase les composantes spectrales de différentes sources, une source avec son propre IPD pouvant être prépondérante dans une bande de fréquence k , tandis qu’une autre source avec un IPD différent peut être prépondérante dans une autre fréquence k ’. Dans le cas du codec MPEG4 décrit dans le document Samsudin cité ci-dessus, l’IPD appliqué est celui estimé par moyennage sur une bande de Bark et non pas l’IPD calculé pour chaque bande de fréquence, ces derniers s’avérant particulièrement bruités et variables d’une trame à l’autre. De plus, cette méthode prend comme référence de phase le canal gauche, et si la phase de ce canal est mal conditionnée, le downmix a une qualité dégradée. La remise en phase par l’IPD dans la méthode décrite ci-dessus peut parfois modifier sensiblement le timbre et provoquer des dégradations de la qualité du signal. Ces modifications de timbre peuvent être particulièrement audibles lorsque le signal le plus énergétique est le canal droit. L’invention vient améliorer l’état de la technique. A cet effet, l’invention vise un procédé de traitement de réduction de canaux d’un signal stéréophonique pour obtenir un signal monophonique comprenant un filtrage du signal stéréophonique et une remise en phase appliquée sur un des canaux du signal stéréophonique, le procédé étant tel qu’une étape de sélection du canal sur lequel la remise en phase est appliquée, est effectuée selon un critère de sélection. La sélection du canal sur lequel le déphasage est appliqué permet d’éviter des dégradations de la qualité du signal stéréo, notamment des modifications de timbre. Dans un premier mode de réalisation, le critère de sélection est fonction d’une valeur représentative d’un ratio d’énergie entre les canaux du signal stéréophonique. Ce ratio d’énergie entre les canaux permet de déterminer les différences d’énergie entre les canaux et par exemple de sélectionner le canal pour lequel l’énergie est la plus faible pour appliquer la remise en phase et donc préserver la phase de l’autre canal dont l’énergie est la plus élevée. Ainsi, si le filtre de déphasage génère une modification de timbre, il sera masqué par le canal non modifié, d’énergie plus importante. Dans un mode de réalisation, le calcul de l’énergie est effectué par trame ou par sous-trame du signal stéréophonique. Ainsi, la sélection du canal sur lequel la remise en phase est appliquée s’effectue par trame du signal stéréophonique, le calcul de l’énergie par sous-trame permet d’augmenter la réactivité pour le changement d’un canal à l’autre. Dans une variante de réalisation, la valeur d’énergie d’un canal du signal stéréophonique par trame ou par sous-trame est lissée. Le lissage de l’énergie permet ainsi d’éviter les discontinuités audibles lors de basculements trop rapides d’un canal à l’autre. Dans un mode particulier de réalisation, la sélection du canal sur lequel la remise en phase est appliquée, d’une trame à l’autre, n’est effective que si le ratio d’énergie entre les canaux du signal stéréophonique dépasse un seuil de différence significative. Ainsi, dans les situations où les canaux gauche et droit sont d’énergie comparable, ce qui se traduit par une oscillation de la dominance énergétique d’un canal à l’autre en fonction des variations des signaux, cela permet d’éviter des changements rapides de canal de référence, et donc des changements de timbre fréquents. Dans une variante de réalisation, un changement de canal sur lequel la remise en phase est appliquée, d’une trame à l’autre, est en outre conditionné à une valeur de stabilité du ratio d’énergie sur un nombre de trames. Ceci permet de stabiliser dans le temps la sélection du canal à remettre en phase, et ainsi d’éviter les changements rapides du canal de référence sources de discontinuités audibles. Dans un autre mode de réalisation, une sélection du canal sur lequel la remise en phase est appliquée, est effectuée selon une valeur représentative de la forme du filtre de déphasage, dans le cas où le ratio d’énergie entre les canaux du signal stéréophonique est compris entre deux seuils. Cet autre mode de sélection permet de sélectionner de façon appropriée un canal sur lequel la remise en phase est à appliquer même si les canaux gauche et droit sont d’énergie comparable. Le contenu spectral du canal qui n’est pas sélectionné pour la remise en phase, c'est-à-dire le canal qui sert de référence est alors mieux conservé puisqu’il ne subit pas de modification de phase et son contenu spectral est préservé. Dans un deuxième mode de réalisation, le critère de sélection est basé sur une valeur représentative de la forme du filtre de déphasage. Cet autre critère de sélection permet de détecter le canal à rephaser sur lequel il y a une faible modification du timbre. Dans un mode particulier de réalisation, lors d’un changement de canal sur lequel la remise en phase est effectuée, une transition sur au moins une trame est effectuée en appliquant un filtrage et une remise en phase sur les deux canaux du signal stéréophonique. Ceci permet de faire une transition plus douce lors d’un changement de canal à rephaser, en évitant les sauts de phase importants. Dans une variante, lors d’un changement de canal sur lequel la remise en phase est effectuée, une transition sur au moins une trame est effectuée en appliquant à la fois un filtrage et une remise en phase sur le canal sélectionné pour la trame précédente, un filtrage et une remise en phase sur les deux canaux du signal stéréophonique et un fondu enchainé entre les deux filtrages. Ce mode de transition évite les sauts de phase importants, grâce à l’interpolation du changement de phase réalisée par le fondu enchaîné. Dans un mode de réalisation particulier, la valeur représentative de la forme du filtre de déphasage est une valeur de platitude de la réponse impulsionnelle du filtre prétraité ou tronqué. Cette valeur permet de détecter les pics les plus marqués sur la réponse impulsionnelle et ainsi indiquer si le canal sur lequel la remise en phase est appliquée est celui qui présente le moins de modification de timbre. Dans une variante de réalisation, un changement de canal sur lequel la remise en phase est appliquée, d’une trame à l’autre, est en outre conditionné à une valeur de platitude du spectre d’amplitude d’au moins un des deux canaux. Cette variante de réalisation permet d’éviter un changement de canal de référence durant les périodes de forte harmonicité des signaux où le moindre changement de timbre est audible et gênant. L’invention vise un dispositif de de traitement de réduction de canaux comportant un circuit de traitement pour la mise en œuvre des étapes du procédé de traitement de réduction de canaux tel que décrit précédemment. L'invention concerne également un programme d'ordinateur comportant des instructions pour la mise en œuvre du procédé de traitement de réduction de canaux conforme à l'invention, selon l’un quelconque des modes particuliers de réalisation décrits précédemment, lorsque ledit programme est exécuté par un processeur. De telles instructions peuvent être stockées durablement dans un support mémoire non transitoire du dispositif de de traitement de réduction de canaux mettant en œuvre le procédé de de traitement de réduction de canaux selon l’invention. Ce programme peut utiliser n’importe quel langage de programmation, et être sous la forme de code source, code objet, ou de code intermédiaire entre code source et code objet, tel que dans une forme partiellement compilée, ou dans n’importe quelle autre forme souhaitable. L’invention vise également un support d’enregistrement ou support d’informations lisible par un ordinateur, et comportant des instructions d’un programme d’ordinateur tel que mentionné ci-dessus. Le support d'enregistrement peut être n'importe quelle entité ou dispositif capable de stocker le programme. Par exemple, le support peut comporter un moyen de stockage, tel qu'une ROM, par exemple un CD ROM ou une ROM de circuit microélectronique, ou encore un moyen d'enregistrement magnétique, par exemple un support mobile, un disque dur ou un SSD. D'autre part, le support d'enregistrement peut être un support transmissible tel qu'un signal électrique ou optique, qui peut être acheminé via un câble électrique ou optique, par radio ou par d'autres moyens, de sorte que le programme d’ordinateur qu’il contient est exécutable à distance. Le programme selon l'invention peut être en particulier téléchargé sur un réseau, par un exemple un réseau de type Internet. Alternativement, le support d'enregistrement peut être un circuit intégré dans lequel le programme est incorporé, le circuit étant adapté pour exécuter ou pour être utilisé dans l'exécution du procédé de de traitement de réduction de canaux précité. Selon un exemple de réalisation, la présente technique est mise en œuvre au moyen de composants logiciels et/ou matériels. Dans cette optique, le terme « dispositif » ou « module » peut correspondre dans ce document aussi bien à un composant logiciel, qu'à un composant matériel ou à un ensemble de composants matériels et logiciels. D’autres caractéristiques et avantages de l’invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de modes de réalisation particuliers, donnés à titre de simples exemples illustratifs et non limitatifs, et des dessins annexés, parmi lesquels : FIG. 1 illustre des canaux d’un signal stéréophonique, en phase tel que décrit précédemment ; FIG. 1 illustre des canaux d’un signal stéréophonique, en opposition de phase tel que décrit précédemment ; FIG. 2 illustre sous forme de schéma bloc une chaine de traitement de réduction de canaux dans un mode de réalisation de l’invention ; FIG. 3 , FIG. 3 et FIG. 3 illustrent des exemples de réalisation de la sélection du canal sur lequel la remise en phase est appliquée pour le traitement de réduction de canaux pour un premier mode de réalisation ; FIG. 4 et FIG. 4 illustrent des exemples de réalisation de la sélection du canal sur lequel la remise en phase est appliquée pour le traitement de réduction de canaux pour un deuxième mode de réalisation ; FIG. 5 illustre un mode de réalisation d’une phase d’adaptation d’un filtre de traitement de réduction de canaux ; FIG. 6 illustre un exemple de réalisation structurelle d’un dispositif de traitement de réduction de canaux selon un mode de réalisation de l’invention. L’invention va maintenant être décrite ci-dessous en référence aux figures 2 à 6. A cet effet, les symboles suivants seront principalement utilisés dans la description qui suit. INDICES k indice fréquentiel l indice temporel d’un signal (dans la trame courante) n indice temporel d’un signal t numéro de trame CONSTANTES L nombre d’échantillons dans la trame courante R retard de filtre N longueur de FFT C nombre de canaux d’entrée D nombre de canaux de sortie P longueur de filtre Q longueur de fondu enchaîné (crossfade) SIGNAUX x i (n) canaux d’entrée m(n) downmix (en temporel) m(t,l) downmix dans la trame courante (en temporel) M(t,k) downmix dans la trame courante (en fréquentiel) La FIG. 2 montre un exemple d’une chaine de traitement d’un signal audio stéréophonique, le traitement comportant un traitement de réduction de canaux dit « downmix ». A l’entrée de cette chaine de traitement, un signal stéréophonique x, composé de deux canaux (x 1 (n) et x 2 (n)) encore appelés canal gauche et canal droit (respectivement), est dans un premier temps découpé en 201, en trames de L échantillons (x 1 ( t,l ) et x 2 ( t,l )), t étant l’indice de la trame et l l’indice de l’échantillon. Le bloc 202 applique un fenêtrage et une transformée de type FFT (pour « Fast Fourier Transform » en anglais), pour obtenir des signaux dans le domaine fréquentiel (X 1 ( t,k ) et X 2 ( t,k )), k étant l’indice de la fréquence). En 203, une sélection du canal (203b) sur lequel une remise en phase est appliquée pour le traitement de réduction de canaux est effectuée selon un critère de sélection calculé en 203a. Ce critère de sélection peut être basé sur une valeur représentative d’un ratio d’énergie entre les canaux du signal stéréophonique et/ou une valeur représentative de la forme du filtre de déphasage mis en œuvre pour le traitement de réduction de canaux. Plusieurs exemples de réalisation seront décrits en référence aux figures 3a à 3c. A l’issue de l’étape 203, le filtre à appliquer au signal stéréophonique est déterminé selon la sélection du canal sur lequel la remise en phase est effectuée. Ce filtre (défini par des coefficients de filtre sous la forme d’une réponse impulsionnelle de longueur finie) ainsi déterminé est conditionné (ou adapté) en 204 pour le rendre causal ou en partie causal et l’optimiser afin de diminuer la complexité de traitement. Cette phase d’adaptation (de la réponse impulsionnelle du filtre) est décrite en référence à la FIG. 5 . Comme décrit ultérieurement, ces étapes d’adaptation peuvent également être utilisées pour déterminer la forme du filtre de déphasage qui peut, dans un exemple de réalisation être un critère de sélection du canal sur lequel la remise en phase est effectuée. Une fois le(s) filtre(s) déterminé(s) et adapté(s) pour la trame courante, il(s) est (sont) appliqué(s) en 205 à cette trame courante pour obtenir un signal mono . Les figures 3a à 3c décrivent des exemples de réalisation du bloc 203 de la figure 2. Dans ce bloc de traitement, il est sélectionné le canal ( , de valeur 1 pour le canal gauche et 2 pour le canal droit) sur lequel la remise en phase est appliquée pour une méthode de traitement de réduction de canaux comprenant un filtrage du signal stéréophonique et une remise en phase appliquée sur un des canaux du signal stéréophonique. Dans une première approche, on propose dans un mode de réalisation d’appliquer la remise en phase au signal le plus faible : ainsi, si le filtre de remise en phase génère une modification de timbre, celle-ci se trouvera toute ou partiellement masquée par le canal non modifié. Pour cela, dans ce mode de réalisation, le critère de sélection est fonction d’une valeur représentative d’un ratio d’énergie entre les canaux du signal stéréophonique. Cette valeur est par exemple la différence de niveau inter-canal appelé ILD pour « Interchannel Level Difference », qui mesure le ratio d’énergie entre le canal gauche et le canal droit tel que : Où est l’énergie du canal i sur la trame t . La figure 3a illustre cette étape de sélection, dans une première implémentation. A l’étape E301, le ratio d’énergie entre le canal gauche et le canal droit est calculé selon la formule ci-dessus pour la trame courante t. A l’étape E302, ce ratio est comparé à une valeur seuil S1 qui dans cet exemple de réalisation est égale à 1. On sélectionne à chaque trame, le canal le plus faible énergétiquement, c'est-à-dire selon si la valeur de l’ILD est inférieure à une valeur seuil de 1, pour lui appliquer une remise en phase dans chaque fréquence ou bande de fréquences basée sur le calcul de l’IPD décrit précédemment, c'est-à-dire selon l’expression : où est le conjugué de et ∠ indique la phase de l’opérande complexe. Pour limiter l’effet induit par les variations rapides de l’IPD, on pourra utiliser une version lissée de l’IPD dans le temps pour calculer les filtres . Une manière de lisser l’IPD est d’appliquer un filtrage passe-bas de type IIR d’ordre 1, tel que : Le coefficient d’oubli est choisi de manière ad-hoc. Il peut être intéressant de choisir un coefficient d’oubli important dans les basses fréquences, typiquement en dessous de 5kHz, car cela permet de garder une cohérence de phase dans la partie basse du spectre d’une trame à l’autre, le spectre des signaux de parole étant stationnaire, notamment dans sa partie basse et l’oreille particulière sensible à la phase dans cette partie du spectre. A contrario, il est intéressant de choisir un faible coefficient d’oubli dans les hautes fréquences : dans les fréquences hautes, typiquement au-dessus de 5kHz, la continuité de phase des signaux de parole est moins marquée et l’oreille est moins sensible aux discontinuités de phase dans cette partie du spectre. On pourra choisir un coefficient d’oubli de la forme suivante : Les valeurs , , et sont déterminées de façon expérimentale. Dans le cas de trames adjacentes de longueur L =20ms, on pourra par exemple choisir le jeu de paramètres suivant : , correspond à En pratique, le calcul de l’IPD nécessite une fonction arc tangente qui peut être coûteuse. Dans une variante, on calculera l’exponentielle complexe de l’IPD, , par l’intermédiaire de l’inter-spectre normalisé : Où est le module du complexe . De même que pour sa version directe, on pourra également lisser l’exponentielle complexe de l’IPD : Dans la suite de la description, pour simplifier les notations et les équations, la notation définira l’exponentielle de la différence de phase, obtenue par calcul direct de l’IPD ou par l’inter-spectre normalisé, dans sa version lissée ou non lissée. Dans ce mode de réalisation illustré à la figure 3a, dans le cas où le canal droit est sélectionné pour être remis en phase avec le canal gauche dit « de référence », soit canal en E303. Dans le cas contraire, (N en E302), le canal gauche est sélectionné pour être remis en phase avec le canal droit dit « de référence », soit en E304. Dans une variante de réalisation, une autre valeur de seuil pourra être choisie. Le filtrage pour le traitement de réduction de canaux est alors déterminé selon les équations suivantes : Le coefficient est un coefficient de normalisation qui permet d’avoir une cohérence de niveau entre le contenu stéréophonique initial et le downmix monophonique. On pourra prendre différentes valeurs de normalisation selon les implémentations : en pratique les valeurs 2 ou sont souvent utilisées (l’une étant adaptée à une moyenne d’énergie et l’autre à une moyenne d’amplitude). Le calcul de l’énergie de chaque canal sur la trame courante t peut être fait par une simple intégration sur les échantillons de la trame courante : En pratique, dans les codeurs par exemple, les trames sont de taille d’une dizaine de millisecondes. Avec des durées de trame aussi courtes, l’ILD ainsi calculé peut amener à basculer rapidement d’un canal à l’autre, ce qui se traduit par des discontinuités audibles. Pour éviter cela, on pourra lisser les énergies de chaque trame avec un filtre passe-bas récursif du 1 er ordre, de la façon suivante : Où est un facteur d’oubli. On prendra des valeurs proches de 1 pour éviter des basculements rapides d’un canal à l’autre. Avec des trames autour de 20ms, un tel lissage peut cependant amener à une faible réactivité lors d’un changement de canal prépondérant. Pour limiter ce défaut de réactivité, on pourra découper la trame en S sous-trames, et appliquer le lissage aux énergies des sous-trames : Avec la notation L‘énergie de la trame t pourra être pris comme égale à La comparaison du rapport d’énergie des canaux du signal stéréophonique s’effectue selon le calcul par trame ( ou inversement) ou selon le calcul sur la dernière sous-trame de la trame courante ( ou inversement). Ce choix de canal prépondérant basé sur l’ILD ainsi calculé permet d’éviter les modifications de timbre audibles dans la plupart des cas où les signaux sont déséquilibrés en énergie mais présentent toutefois une certaine corrélation, comme dans le cas, par exemple, de signaux binauraux. Cependant, malgré le lissage des énergies proposé, le choix du canal prépondérant peut amener à des basculements rapides et répétés lorsque les canaux gauche et droit sont d’énergies comparables, ce qui peut se traduire par des discontinuités audibles comme des cliquetis. Pour éviter cela, on pourra limiter le choix du canal à rephaser aux périodes où la différence de niveau est significative : Soit où est une valeur de seuil, en pratique de quelques décibels, typiquement 3dB, soit en linéaire. Cet exemple de réalisation est illustré à la figure 3b, où à l’étape E301, le ratio d’énergie entre le canal gauche et le canal droit est calculé. Ce ratio est comparé un premier seuil S2 ( ) en E305. Dans le cas où le ratio est inférieur à ce seuil alors le canal gauche est sélectionné pour la remise en phase, soit en E306, la remise en phase étant effectuée en appliquant au canal gauche le filtre , la phase canal droit, dit « de référence » dans ce cas, restant inchangée (seul le module est potentiellement modifié par le coefficient de normalisation ). Dans le cas contraire, le ratio est comparé à un deuxième seuil S3 ( ) en E307. Dans le cas où le ratio est supérieur à ce seuil alors le canal droit est sélectionné pour la remise en phase, soit en E308, la remise en phase étant effectuée en appliquant au canal droit le filtre , la phase canal gauche, dit « de référence » dans ce cas, restant inchangée (seul le module est potentiellement modifié par le coefficient de normalisation ). Dans le cas contraire, c'est-à-dire quand le ratio est compris entre les deux seuils, le canal qui a été sélectionné pour la remise en phase à la trame précédente ( ), est à nouveau sélectionné en E309, auquel on applique le filtre de remise en phase avec le nouvel IPD, soit pour le canal gauche, ou pour le canal droit. L’application de cette zone de gel de décision (combinée avec le lissage temporel des paramètres comme l’IPD, les énergies…) permet en pratique de stabiliser le choix du canal à remettre en phase et ainsi éviter des discontinuités audibles. Pour stabiliser plus encore le choix de canal, ou pourra conditionner le basculement d’un canal à rephaser à l’autre lorsque l’ILD est stable au cours du temps. En pratique, on pourra décider de choisir un canal comme canal de référence si celui-ci reste le plus énergétique pendant un nombre suffisant de trames consécutives, typiquement de l’ordre de plusieurs centaines de millisecondes. La figure 3c illustre ce cas de figure. L’étape E301 reste inchangée par rapport aux figures 3a et 3b, la comparaison au premier seuil S2 est effectuée en E305 comme sur la figure 3b. Dans le cas où le ratio est inférieur à ce seuil alors une étape d’incrémentation d’un compteur de trame C1 est mise en œuvre en E310 et une étape de vérification en E311 est effectuée en comparant le compteur de trames C1 avec un seuil T d’un nombre de trame désiré (correspondant par exemple à une durée de 100ms). Si ce compteur C1 dépasse ce seuil T, alors la sélection du canal est autorisée et la remise en phase est effectuée sur le canal gauche ( , en E312. Si le ratio est supérieur au seuil S2 en E305 (N à E305), alors le compteur de trame C1 est remis à 0 en E317. Ce compteur C1 permet d’autoriser la sélection d’un canal à rephaser dès lors que ce canal est sélectionné depuis un temps T. Dans le cas où le ratio est supérieur au seuil S3 en E307, alors une étape d’incrémentation d’un compteur de trame C2 est mise en œuvre en E313 et une étape de vérification en E314 est effectuée en comparant ce compteur de trames C2 avec un seuil T d’un nombre de trame désiré (correspondant par exemple à une durée de 100ms). Si ce compteur C2 dépasse ce seuil T, alors le basculement de canal est autorisé et la remise en phase est effectuée sur le canal droit ( , en E315. Si le ratio est inférieur au seuil S3 en E307 (N à E307), alors le compteur de trame C2 est remis à 0 en E318. Ainsi, ce compteur C2 permet d’autoriser le basculement vers un canal à rephaser dès lors que ce canal est sélectionné depuis un temps T. Dans tous les autres cas, (N à l’étape E311, à l’étape E314 et à l’étape E307), le canal qui a été sélectionné à la trame précédente ( pour la remise en phase, est à nouveau sélectionné pour la trame courante en E316, et remis en phase avec la nouvelle valeur calculée pour la trame courante. Cette règle permet d’éviter de basculer très rapidement d’un canal à l’autre, par exemple dans le cas de sources réparties de part et d’autre de la scène sonore. Dans un deuxième mode de réalisation, le critère de sélection du canal est différent. Il est basé sur la forme du filtre de déphasage mis en œuvre pour le traitement de réduction des canaux. En effet, dans les situations où l’énergie des canaux gauche et droit restent très proches l’une de l’autre, aucune décision n’est prise sauf à conserver le canal de la trame précédente. Dans ce dernier cas, la décision de geler le basculement de canal peut parfois mener à des situations non optimales. En effet, lorsque les signaux gauche et droit sont d’énergies comparables, on ne peut plus se baser sur le masquage énergétique pour masquer les modifications spectrales qui peuvent faire apparaître des modifications de timbre. Pour éviter cela, on propose dans un mode de réalisation de baser le choix du canal à rephaser sur une modification minimale du timbre, en choisissant le canal dont le filtre conserve au mieux le contenu spectral dudit canal. En pratique, on sait que les filtres dont les réponses impulsionnelles ressemblant à un Dirac sont les plus neutres en termes de modification de timbre, car ils gardent une cohérence de phase entre les différentes fréquences. C’est le cas par exemple d’un signal binaural où une source est disposée légèrement sur la gauche : il apparaît que le filtre de remise en phase basé sur l’IPD du canal droit est mieux conditionné que le celui du canal gauche , il présente une phase plus linéaire, ce qui garantit une faible modification du timbre, les fréquences n’étant pas déphasées les unes par rapport aux autres. Dans ce deuxième mode de réalisation, on sélectionne le canal à rephaser comme celui dont la réponse impulsionnelle du filtre de remise en phase présente le pic le plus marqué. Pour ce faire, on propose d’utiliser la fonction de « spectral flatness » qui mesure le degré de platitude d’une courbe, comme suit : Où P est la taille du filtre h (défini sous la forme d’une réponse impulsionnelle causale et de longueur finie) Lorsque SF(h) prend des valeurs proches de 0, cela signifie que le filtre h présente un ou plusieurs pics marqués, synonyme de faible modification du timbre. A contrario, une valeur proche de 1 indique un filtre étalé et potentiellement source de modification audible du timbre. Ainsi, on propose de sélectionner le canal de la manière suivante : où est une version des filtres calculés par le bloc 204 de la figure 2 et décrit plus en détails en référence à la figure 5 ultérieurement : , ou (les filtres et donnent le même degré de platitude). La figure 4a illustre ce mode de réalisation. A l’étape E401, la forme du filtre de remise en phase est déterminée. Dans l’exemple décrit ici, on calcule le degré de platitude du filtre de remise en phase pour chacun des canaux gauche et droit, soit les critères et . En E402, une comparaison est effectuée entre les deux valeurs de platitude calculées. Dans le cas où le degré de platitude du filtre de remise en phase sur le canal gauche est supérieur au degré de platitude du filtre de remise en phase du canal droit, alors le canal sélectionné pour la remise en phase est le canal en E403 et la remise en phase est effectuée sur le canal droit ( ). Dans le cas contraire, le canal sélectionné pour la remise en phase est le canal en E404 et la remise en phase est effectuée sur le canal gauche ( ). De la même manière que pour la sélection par l’ILD, on pourra également mettre en place une temporisation par compteur pour éviter de basculer trop rapidement d’un canal prépondérant à l’autre. Dans un autre mode de réalisation, le critère basé sur la forme du filtre de déphasage peut être pris en compte dans le cas où, pour le mode de réalisation décrit à la figure 3b, la valeur du ratio d’énergie entre les deux canaux du signal stéréophonique se situe entre deux seuils : Dans ce cas, le critère de sélection basé sur la forme du filtre de mise en phase est mis en œuvre comme sur la FIG. 4 . La FIG. 4 illustre ce mode de réalisation où les étapes E301 à E308 correspondent aux étapes décrites en référence à la FIG. 3 et les étapes E401 à E404 correspondent aux étapes décrites en référence à la FIG. 4 mais appliquées aux signaux pour lesquels la valeur de l’ILD est comprise entre les seuils S2 et S3. Des compteurs peuvent être ajoutés (comme dans le cas illustré à la FIG. 3 ) à chacune des décisions pour éviter des basculements trop rapides d’un canal à l’autre. Lors du basculement d’un canal à l’autre (où le choix du canal remis en phase est changé), une discontinuité peut s’avérer parfois audible. Aussi, dans un mode de réalisation, pour éviter de basculer directement entre un mode avec une mise en phase du canal gauche à un mode avec une mise en phase du canal droit, on effectue une étape de transition sur une durée d’une ou plusieurs trames en utilisant un autre mode de traitement de réduction de canaux, par exemple un mode où la remise en phase est effectuée sur les deux canaux, avec par exemple une remise en phase avec un angle IPD/2 ou IPD/4. Ce downmix avec remise en phase sur les deux canaux peut être vu, dans le domaine fréquentiel, comme un filtrage selon l’équation suivante, avec un angle de IPD/4 : avec et . Ou encore avec un angle de IPD/2 : avec et . Ainsi, lors d’un changement de canal sur lequel la remise en phase est appliquée, une transition sur au moins une trame est effectuée en appliquant un filtrage et une remise en phase sur les deux canaux du signal stéréophonique. Dans une variante de réalisation, lors d’un changement de canal sur lequel la remise en phase est appliquée, une transition sur au moins une trame est effectuée en appliquant à la fois un filtrage et une remise en phase sur le canal sélectionné pour la trame précédente, un filtrage et une remise en phase sur les deux canaux du signal stéréophonique et un fondu enchainé entre les deux filtrages. Ce mode de transition évite les sauts de phase importants, grâce à l’interpolation du changement de phase réalisé par le fondu enchainé. Si l’utilisation d’un mode intermédiaire permet de masquer globalement les discontinuités, le changement de canal proposé dans les modes de réalisation décrits, peut malgré tout devenir audible. Cette discontinuité se manifeste particulièrement si le changement intervient sur une période où l’un des signaux est fortement harmonique : dans ce cas, le moindre changement de coloration devient particulièrement audible. C’est le cas des périodes voisées pour un signal de parole, ou généralement des signaux musicaux. Aussi, pour éviter ces changements de coloration audibles, dans un mode de réalisation, on propose de brider les transitions d’un canal à rephaser à l’autre aux instants où le(s) signal(ux) ne présente(nt) pas une forte harmonicité. Pour détecter cette harmonicité, on utilise un critère basé sur le degré de platitude (« spectral flatness » ) décrit ci-dessus, appliqué au spectre d’amplitude du canal gauche ou droit, ou une combinaison des degrés de platitude calculés sur chaque canal : . On peut également calculer ce critère sur le spectre de puissance d’u moins un des canaux. Une valeur faible est synonyme d’un signal présentant un faible nombre de raies fréquentielles, et donc d’une forte harmonicité. Aussi, dans le cas d’une faible valeur des , ce mode de réalisation propose de ne pas autoriser la transition d’un canal à rephaser à l’autre. La décision peut être prise sur l’une des valeurs de , ou sur une combinaison des . Une décision optimale consiste à baser la décision sur le , ce qui assure qu’aucun canal n'est fortement harmonique. Pour limiter la complexité des calculs, on pourra se baser sur le degré de platitude d’un canal choisi arbitrairement, ce qui évite le calcul du degré de platitude de l’autre canal. En pratique, la platitude spectrale prenant ses valeurs dans l’intervalle , on pourra comparer le critère de décision choisi, i.e. l’une des platitudes spectrales , le , ou tout autre combinaison des , à un seuil . Une valeur de seuil de l’ordre de 0.05 semble un bon compromis. La figure 5 détaille à présent le bloc 204 de la figure 2. Les filtres , tels que définis ci-dessus selon le canal sur lequel le déphasage est mis en œuvre, sont reconditionnés ou encore adaptés pour éviter la convolution circulaire. Dans une première étape, en 501, on calcule les réponses impulsionnelles des filtres , tel que : où les filtres sont de taille . Dans le mode de réalisation privilégié, on a L = 20 ms, soit K=320 échantillons à 16 kHz, 640 échantillons à 32 kHz et 960 échantillons à 48 kHz, , soit B=160 échantillons à 16 kHz, 320 échantillons à 32 kHz et 480 échantillons à 48 kHz. Les réponses impulsionnelles ainsi définies sont classiquement non causales, elles correspondent à des filtres à réponse impulsionnelle finie. Une technique classique pour les rendre causales consiste à effectuer une rotation de /2 échantillons pour centrer la réponse en /2. L’inconvénient est que le filtre ainsi reconstruit présente alors une latence de /2. Dans le mode de réalisation privilégié, on effectuera une troncature de la réponse impulsionnelle : Cette opération de décalage temporel (circulaire) peut également être mise en œuvre en appliquant un terme de phase approprié à avant FFT inverse, comme connu par l’homme de l’art. Dans ce mode de réalisation, le filtre obtenu a une réponse impulsionnelle finie avec un retard de R échantillons. Ce retard permet de conditionner correctement le filtre tronqué, que ce soit en termes de gain en minimisant l’influence de la troncature sur le gain unité du filtre déphaseur, ou en phase en minimisant l’écart à l’IPD. Ce retard R peut être adapté en fonction des contraintes d’implémentation : en pratique, un retard autour d’une milliseconde est suffisant pour conditionner correctement le filtre tronqué. Dans une variante extrême, la troncature est asymétrique pour éviter cette latence. On choisit de tronquer le filtre de façon asymétrique, en 502, en ne conservant qu’une portion de la première moitié de la réponse impulsionnelle de la manière suivante : Ce filtre présente l’avantage d’avoir généralement un maximum (en valeur absolue) sur son premier échantillon, ce qui garantit un traitement sans retard additionnel. En termes de réponse en fréquence, il présente une phase à peu près égale au filtre optimal de remise en phase . On pourra éventuellement compenser le fait que la partie anticausale de la réponse impulsionnelle est supprimée en appliquant en plus un facteur 2 aux valeurs de pour . Dans cette variante, le filtre obtenu a une réponse impulsionnelle finie avec virtuellement aucun retard. Le choix de P dépend de différents critères : une valeur de P proche de N⁄2 garantit une remise en phase quasi optimale, tandis qu’une valeur plus réduite permet de limiter la puissance de calcul nécessaire pour le filtrage. Une valeur réduite de P a également pour conséquence de lisser la phase du filtre. Cela présente un avantage avec des filtres définis par le traitement de réduction de canaux tel que défini ci-dessus où la phase varie très rapidement d’une fréquence à l’autre : ces variations peuvent se traduire par un délai de groupe très élevé et perceptible par l’oreille humaine. Une faible valeur de P permet de supprimer toute ou partie de ces artefacts. Le filtre ainsi tronqué , notamment lorsque P avec une fenêtre , en 503, tel que : où les coefficients de tendent vers 0 lorsque l tend vers 0 ou P et vaut 1 en l=R . Cela permet de réduire l’énergie des échantillons de la fin du filtre et d’éviter des discontinuités lors de la transition entre des filtres de trames consécutives. Dans le mode de réalisation privilégié, où la troncature conserve une partie anti-causale, on applique par exemple des ½ fenêtres triangulaires sur les parties causales et anti-causales ou toute autre fenêtre de type Hann par exemple Dans la variante où la troncature est asymétrique, cette fenêtre peut être une demi-fenêtre triangulaire, ou encore une demi-fenêtre de Hann : Enfin, dans le cas où l'on ne conserve que P échantillons de la partie causale du filtre, on pourra utiliser également une combinaison d’une fenêtre rectangulaire de taille , concaténée avec une demi-fenêtre de Hann de taille Le coefficient permet de compenser la perte d’énergie de la partie anti-causale. Une valeur dans l’intervalle Typiquement, une valeur est un bon compromis. Du fait de sa troncature et du fenêtrage, les filtres possèdent une énergie réduite par rapport à celle du filtre optimal : ce dernier, en tant que filtre déphaseur pur, possède une norme ½ par construction. Aussi, on pourra procéder à une normalisation de l’énergie du filtre ainsi tronqué et fenêtré, en 504, tel que : Où est la norme 2 d’un vecteur. Dans des variantes, on pourra utiliser une autre méthode en 204 et remplacer la méthode de la FIG. 5 . On pourra par exemple déterminer la réponse impulsionnelle directement par minimisation des moindres carrées et inversion matricielle par l’algorithme de Levinson (complexe) comme décrit à la section 2 de l’article de Mathias C. Lang, Design of nonlinear ph/ase FIR digital filters using quadratic problems, Proc. ICASSP, 1997. On trouve par exemple une réalisation de cette méthode dans la thèse de Mathias C. Lang, Algorithms for the Constrained Design of Digital Filters with Arbitrary Magnitude and Phase Responses, Juin 1999 (voir routine levin.m à l’annexe B et lslevin.m à la section 2.1.4). Dans ce cas la FFT inverse, la troncature et la pondération ne sont pas nécessaires ; cette méthode alternative estime directement une réponse impulsionnelle finie d’une longueur P (sans garantie de phase minimale). On pourra cependant appliquer une normalisation sous la forme On a illustré sur la FIG. 6 , un dispositif de traitement de réduction de canaux 600, au sens de l’invention. Le dispositif 600 comporte un circuit de traitement incluant typiquement : - une mémoire MEM1 pour stocker des données d’instructions d’un programme informatique au sens de l’invention ; - une interface INT1 de réception d’un signal audio stéréo ; - un processeur PROC1 pour recevoir ce signal et le traiter en exécutant les instructions de programme informatique que stocke la mémoire MEM1, en vue d’effectuer un traitement de réduction de canaux ; en particulier, le processeur étant apte à piloter les modules de traitement tels que décrits en référence aux figures 2 à 5 ; et - une interface de communication COM 1 pour transmettre les signaux réduits, issus du traitement de réduction de canaux, , à un autre module de traitement, par exemple un module de codage ou de décodage d’un codeur ou d’un décodeur de signal audio. Bien entendu, cette FIG. 6 illustre un exemple d’une réalisation structurelle d’un dispositif de traitement de réduction de canaux au sens de l’invention. Les figures 2 à 5 commentées ci-dessus décrivent en détails des réalisations fonctionnelles de ce dispositif. Les applications de ce type de traitement de réduction de canaux se trouvent par exemple dans le codage audio, par exemple lorsque le distant n’a pas les capacités de restituer sur son terminal un son stéréo. Dans ce cas, il n’est pas nécessaire de transporter un signal stéréo et cela permet d’économiser de la bande passante. Ce type de procédé peut intervenir lors de conversations en point à point si l’un des participants fait une prise son stéréo ou binaurale. Ce type de procédé peut également être présent lors de conférence à plusieurs : le pont de conférence spatialise la scène en créant une scène stéréo, mais tous les participants n’ont pas nécessairement des capacités de restitution stéréo. Il convient alors d’effectuer un downmix de la scène en mono pour ces participants. L’invention peut également s’appliquer pour un décodage audio : dans ce cas, c’est le renderer (module de restitution) de l’utilisateur qui va effectuer le downmix du contenu stéréo pour s’adapter aux capacités réduites de l’utilisateur (simple haut-parleur par exemple). Procédé de traitement de réduction de canaux d’un signal stéréophonique ((x 1 (n), x 2 (n)) pour obtenir un signal monophonique ( ) comprenant un filtrage du signal stéréophonique ( en fréquentiel et en temporel) et une remise en phase appliquée sur un des canaux du signal stéréophonique, le procédé étant caractérisé en ce qu’une étape de sélection (203b) du canal sur lequel la remise en phase est appliquée, est effectuée selon un critère de sélection (203a). Procédé selon la revendication 1, dans lequel le critère de sélection est fonction d’une valeur représentative d’un ratio d’énergie entre les canaux du signal stéréophonique. Procédé selon la revendication 2, dans lequel le canal sélectionné pour la remise en phase est celui pour lequel l’énergie est la plus faible. Procédé selon l’une des revendications 2 à 3, dans lequel le calcul de l’énergie est effectué par trame ou par sous-trame du signal stéréophonique. Procédé selon la revendication 4, dans lequel la valeur d’énergie d’un canal du signal stéréophonique par trame ou par sous-trame est lissée. Procédé selon l’une des revendications 2 à 5, dans lequel un changement de canal sur lequel la remise en phase est appliquée, d’une trame à l’autre, est effectuée si le ratio d’énergie entre les canaux du signal stéréophonique atteint une valeur significative ( ou ). Procédé selon la revendication 6, dans lequel un changement de canal sur lequel la remise en phase est appliquée, d’une trame à l’autre, est en outre conditionné à une valeur de stabilité du ratio d’énergie sur un nombre de trames. Procédé selon l’une des revendications 5 à 6, dans lequel une sélection du canal sur lequel la remise en phase est appliquée, est effectuée selon une valeur représentative de la forme du filtre de déphasage, dans le cas où le ratio d’énergie entre les canaux du signal stéréophonique est compris entre deux seuils. Procédé selon la revendication 1, dans lequel le critère de sélection est basé sur une valeur représentative de la forme du filtre de déphasage. Procédé selon l’une des revendications précédentes, dans lequel, lors d’un changement de canal sur lequel la remise en phase est effectuée, une transition sur au moins une trame est effectuée en appliquant un filtrage et une remise en phase sur les deux canaux du signal stéréophonique. Procédé selon l’une des revendications 1à 9, dans lequel, lors d’un changement de canal sur lequel la remise en phase est effectuée, une transition sur au moins une trame est effectuée en appliquant à la fois un filtrage et une remise en phase sur le canal sélectionné pour la trame précédente, un filtrage et une remise en phase sur les deux canaux du signal stéréophonique et un fondu enchainé entre les deux filtrages. Procédé selon l’une des revendications 9 à 11, dans lequel la valeur représentative de la forme du filtre de déphasage est une valeur de platitude de la réponse impulsionnelle du filtre prétraité ou tronqué. Procédé selon l’une des revendications précédentes, dans lequel un changement de canal sur lequel la remise en phase est appliquée, d’une trame à l’autre, est en outre conditionné à une valeur de platitude du spectre d’amplitude d’au moins un des deux canaux. Dispositif de traitement de réduction de canaux comportant un circuit de traitement pour la mise en œuvre des étapes du procédé de traitement de réduction de canaux selon l’une des revendications 1 à 13. Support de stockage, lisible par un processeur, mémorisant un programme informatique comportant des instructions pour l’exécution du procédé de selon l’une des revendications 1 à 13.