Brevet FR3158190A1 — publié le 20250711

Dispositif de traitement de données audio multicanal pour véhicule automobile Un dispositif de traitement de données audio multicanal pour véhicule automobile comprend un stockage de données (110) recevant des données audio multicanal comprenant des données audio de rang comprenant un premier canal audio et un deuxième canal audio, un premier filtre numérique de rang et un deuxième filtre numérique de rang pour chaque rang. Le premier filtre numérique de rang et un deuxième filtre numérique de rang d'un rang donné sont déterminés à partir d'une transformation en filtre numérique de données de correction de rang pour chaque rang de haut-parleurs. Un calculateur (120) applique chaque premier filtre numérique de rang à tout ou partie du premier canal audio des données audio de rang et chaque deuxième filtre numérique de rang à tout ou partie du deuxième canal audio des données audio de rang. Fig.1 Dispositif de traitement de données audio multicanal pour véhicule automobile L’invention concerne le domaine du traitement audio pour les véhicules automobiles. La qualité sonore de l'intérieur des véhicules est un domaine en constante évolution. Les contenus sont depuis quelques décennies en grande majorité en stéréo et contiennent maintenant un canal gauche et un canal droit (et parfois un canal central). Au fil des progrès, le nombre de haut-parleurs à l'intérieur de l'habitacle a augmenté, jusqu'à être répliqués dans chaque rang de sièges dans le véhicule. Ainsi, ces canaux étant généralement associés à un rang donné, c’est-à-dire avant ou arrière dans un véhicule classique, mais potentiellement plus dans un van. L'amélioration de la qualité sonore s'est accompagnée d'une augmentation croissante de la puissance de calcul nécessaire pour mettre en œuvre les traitements audios souhaités. En général, ces traitements font partie d'un ensemble de traitements dans l'habitacle, qui consomment eux aussi de la puissance de calcul. Par conséquent, dans les années récentes, la recherche de la qualité audio s'est donc accompagnée d'un besoin de trouver un compromis de puissance de calcul disponible, l'ensemble des traitements audio devant entrer dans une enveloppe de puissance de calcul disponible. La mise en scène sonore, c’est-à-dire la position des instruments, ainsi que la tonalité des instruments sont actuellement corrigées d'une manière que la Demanderesse considère comme insatisfaisante : brouhaha dans les basses, flou spatial de la voix et des instruments, trous d'énergie dans la mise en scène sonore, voix divisée en deux, etc. Ces problèmes sont principalement liés aux problèmes de phase et de temps de l'acoustique voiture-cabine, qui n'ont pas été corrigés jusqu'à présent. La correction de ces problèmes pour chaque siège de la voiture en même temps (dans le cas de solutions d'écoute multiples) ajoute un défi supplémentaire qui est très difficile à résoudre. Il existe des solutions matérielles qui ne seront pas détaillées, mais elles ne sont pas pertinentes dans le cadre de l'invention, qui s'attache à une solution logicielle. La Demanderesse a développé un algorithme appelé Stage qui peut répondre à une partie des problèmes mentionnés, en modifiant la phase de certaines bandes de fréquences. Cependant la Demanderesse a pensé pouvoir améliorer cette solution. L'utilisation de filtres passe-tout (" allpass filter " en anglais) à réponse impulsionnelle infinie (IIR) réglés manuellement peut également être réalisée. Cependant, ce type de solution est approximative et présente une précision très limitée. L’invention vient améliorer la situation. À cet effet, elle propose un dispositif de traitement de données audio multicanal pour véhicule automobile comprenant un stockage de données agencé pour recevoir des données audio multicanal comprenant des données audio de rang associées à un rang de haut-parleurs respectif, les données audio multicanal étant associées à au moins un rang, et les données audio de rang associées à un rang de haut-parleur donné comprenant un premier canal audio et un deuxième canal audio, un premier filtre numérique de rang et un deuxième filtre numérique de rang pour chaque rang. Le premier filtre numérique de rang et le deuxième filtre numérique de rang d'un rang donné sont déterminés à partir de données de correction comprenant des données de correction de rang pour chaque rang de haut-parleurs associé aux données audio multicanal, les données de correction de rang associées à un rang de haut-parleurs donné étant tirées de la mesure de la phase de deux signaux issus de la reproduction d'une part du premier canal audio dans le rang de haut-parleurs donné et d'autre part du deuxième canal audio dans le rang de haut-parleurs donné, à chaque fois avec une parmi une pluralité de fréquences inférieures à un seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz, ces mesures de phase étant réalisées d'une part en un premier emplacement associé au rang de haut-parleurs donné et servant à déterminer un premier jeu de différences de phase de rang dans lequel chaque élément est associé à la différence de phase au premier emplacement pour les mesures obtenues pour une fréquence respective identique pour le premier canal audio et le deuxième canal audio,et d'autre part en un deuxième emplacement associé au rang de haut-parleurs donné et servant à déterminer un deuxième jeu de différences de phase de rang dans lequel chaque élément est associé à la différence de phase au deuxième emplacement pour les mesures obtenues pour une fréquence respective identique pour le premier canal audio et le deuxième canal audio. Chaque élément des données de correction de rang étant associé à l'une des fréquences de la pluralité de fréquences inférieures à un seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz, chaque élément est associé à l'une des fréquences de la pluralité de fréquences inférieures à un seuil compris entre 1,5 kHz et 5kHz, selon la formule où i est l'indice d'une fréquence donnée dans la pluralité de fréquences inférieures à un seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz, est calculé selon la formule où est la valeur de l'élément d'indice i dans le premier jeu de différences de phase de rang, et est la valeur de l'élément d'indice i dans le deuxième jeu de différences de phase de rang, est une valeur de correction de phase égale à 0 ou π et fonction de la valeur de la somme , S est un facteur de répartition compris entre -1 et 1, et est calculé selon la formule . Le premier filtre numérique de rang et le deuxième filtre numérique de rang sont tirés d'une transformation des données de correction de rang en un filtre à réponse impulsionnelle finie ou un filtre à réponse impulsionnelle infinie. Ce dispositif comprend en outre un calculateur agencé pour appliquer chaque premier filtre numérique de rang d'un rang donné à tout ou partie du premier canal audio des données audio de rang associées au rang donné et chaque deuxième filtre numérique de rang d'un rang donné à tout ou partie du deuxième canal audio des données audio de rang associées au rang donné. Ce dispositif est particulièrement avantageux car il permet de corriger l'alignement des phases entre les diverses fréquences pour chaque rang du véhicule avec une puissance de calcul contenue. Contrairement à l'algorithme Stage ou au réglage manuel des filtres passe-tout, cette solution est basée sur la métrologie, et les problèmes de phase dans la voiture sont mesurés et la correction est effectuée à l'aide d'un système de mesure. De plus, cette correction peut être personnalisée, et être équilibrée entre le premier emplacement et le deuxième emplacement, ou être centrée sur le premier emplacement ou le deuxième emplacement, certes au détriment de l'autre emplacement. Selon divers modes de réalisation, l’invention peut présenter une ou plusieurs des caractéristiques suivantes : - le premier filtre numérique de rang et le deuxième filtre numérique de rang sont déterminés à partir de données de correction de rang dans la valeur est calculée selon la formule où h est un facteur d'hystérésis choisi dans la plage [0; 0,2], - le calculateur est en outre agencé : * d'une part recevoir comme entrée des données audio de rang d'entrée, pour les séparer en données audio de rang basse fréquence dont les fréquences sont inférieures audit seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz, et en données audio haute fréquence dont les fréquences sont supérieures audit seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz, et * d'autre part pour retourner des données audio de rang de sortie comprenant un premier canal audio combinant un signal tiré du premier canal audio des données audio de rang haute fréquence et un signal tiré du premier canal audio des données audio de rang basse fréquence corrigé par le premier filtre numérique de rang et un deuxième canal audio combinant un signal tiré du deuxième canal audio des données audio de rang haute fréquence et un signal tiré du deuxième canal audio des données audio de rang basse fréquence corrigé par le deuxième filtre numérique de rang, - le calculateur est agencé pour sous-échantillonner les données audio de rang basse fréquence, d'une part pour appliquer le premier filtre numérique de rang au premier canal audio des données audio de rang basse fréquence sous-échantillonné et suréchantillonner le signal résultant pour produire le signal tiré du premier canal audio des données audio de rang basse fréquence corrigé par le premier filtre numérique de rang, et d'autre part, pour appliquer le deuxième filtre numérique de rang au deuxième canal audio des données audio de rang basse fréquence sous-échantillonné et suréchantillonner le signal résultant pour produire le signal tiré du deuxième canal audio des données audio de rang basse fréquence corrigé par le deuxième filtre numérique de rang, - le calculateur est agencé pour produire un signal tiré du premier canal audio des données audio de rang haute fréquence et un signal tiré du deuxième canal audio des données audio de rang haute fréquence présentant un retard choisi en fonction des données de correction de rang, et - le premier filtre numérique de rang et le deuxième filtre numérique de rang sont obtenus par transformation en un filtre à réponse impulsionnelle finie selon une répartition des données de correction de rang telle que et où a est un nombre réel compris entre 0 et 1. L’invention concerne également un procédé de traitement de signal audio multicanal pour véhicule automobile comprenant les opérations suivantes : a) recevoir des données audio multicanal comprenant des données audio de rang associées à un rang de haut-parleurs respectif, les données audio multicanal étant associées à au moins un rang, et les données audio de rang associées à un rang de haut-parleur donné comprenant un premier canal audio et un deuxième canal audio, b) obtenir un premier filtre numérique de rang et à un deuxième filtre numérique de rang pour chaque rang, le premier filtre numérique de rang et un deuxième filtre numérique de rang d'un rang donné étant déterminés à partir de données de correction comprenant des données de correction de rang pour chaque rang de haut-parleurs associé aux données audio multicanal, les données de correction de rang associées à un rang de haut-parleurs donné étant tirées de la mesure de la phase de deux signaux issus de la reproduction d'une part du premier canal audio dans le rang de haut-parleurs donné et d'autre part du deuxième canal audio dans le rang de haut-parleurs donné, à chaque fois avec une parmi une pluralité de fréquences inférieures à un seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz, ces mesures de phase étant réalisées d'une part en un premier emplacement associé au rang de haut-parleurs donné et servant à déterminer un premier jeu de différences de phase de rang dans lequel chaque élément est associé à la différence de phase au premier emplacement pour les mesures obtenues pour une fréquence respective identique pour le premier canal audio et le deuxième canal audio, et d'autre part en un deuxième emplacement associé au rang de haut-parleurs donné et servant à déterminer un deuxième jeu de différences de phase de rang dans lequel chaque élément est associé à la différence de phase au deuxième emplacement pour les mesures obtenues pour une fréquence respective identique pour le premier canal audio et le deuxième canal audio, chaque élément des données de correction de rang étant associé à l'une des fréquences de la pluralité de fréquences inférieures à un seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz, chaque élément est associé à l'une des fréquences de la pluralité de fréquences inférieures à un seuil compris entre 1,5 kHz et 5kHz, selon la formule où i est l'indice d'une fréquence donnée dans la pluralité de fréquences inférieures à un seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz, est calculé selon la formule où est la valeur de l'élément d'indice i dans le premier jeu de différences de phase de rang, et est la valeur de l'élément d'indice i dans le deuxième jeu de différences de phase de rang, est une valeur de correction de phase égale à 0 ou π et fonction de la valeur de la somme , S est un facteur de répartition compris entre -1 et 1, et est calculé selon la formule , le premier filtre numérique de rang et le deuxième filtre numérique de rang étant tirés d'une transformation des données de correction de rang en un filtre à réponse impulsionnelle finie ou un filtre à réponse impulsionnelle infinie, et c) appliquer chaque premier filtre numérique de rang d'un rang donné à tout ou partie du premier canal audio des données audio de rang associées au rang donné et chaque deuxième filtre numérique de rang d'un rang donné à tout ou partie du deuxième canal audio des données audio de rang associées au rang donné. Selon divers modes de réalisation, ce procédé peut présenter une ou plusieurs des caractéristiques suivantes : - le premier filtre numérique de rang et le deuxième filtre numérique de rang de l'opération b) sont déterminés à partir de données de correction de rang dans la valeur est calculée selon la formule où h est un facteur d'hystérésis choisi dans la plage [0; 0,2], - l'opération a) comprend séparer les données audio de rang en données audio de rang basse fréquence dont les fréquences sont inférieures audit seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz, et en données audio haute fréquence dont les fréquences sont supérieures audit seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz, et l'opération c) comprend retourner des données audio de rang comprenant un premier canal audio combinant un signal tiré du premier canal audio des données audio de rang haute fréquence et un signal tiré du premier canal audio des données audio de rang basse fréquence corrigé par le premier filtre numérique de rang et un deuxième canal audio combinant un signal tiré du deuxième canal audio des données audio de rang haute fréquence et un signal tiré du deuxième canal audio des données audio de rang basse fréquence corrigé par le deuxième filtre numérique de rang, - l'opération c) comprend c1) sous-échantillonner les données audio de rang basse fréquence, d'une part pour appliquer le premier filtre numérique de rang au premier canal audio des données audio de rang basse fréquence sous-échantillonné et suréchantillonner le signal résultant pour produire le signal tiré du premier canal audio des données audio de rang basse fréquence corrigé par le premier filtre numérique de rang, et d'autre part, pour appliquer le deuxième filtre numérique de rang au deuxième canal audio des données audio de rang basse fréquence sous-échantillonné et suréchantillonner le signal résultant pour produire le signal tiré du deuxième canal audio des données audio de rang basse fréquence corrigé par le deuxième filtre numérique de rang, et c2) combiner d'une part le signal tiré du premier canal audio des données audio de rang basse fréquence corrigé par le premier filtre numérique de rang avec le premier canal audio du signal audio de rang haute fréquence et d'autre part le signal tiré du deuxième canal audio des données audio de rang basse fréquence corrigé par le deuxième filtre numérique de rang avec le deuxième canal audio du signal audio de rang haute fréquence pour produire les données audio de rang retournées, - l'opération c) comprend produire un signal tiré du premier canal audio des données audio de rang haute fréquence et un signal tiré du deuxième canal audio des données audio de rang haute fréquence présentant un retard choisi en fonction des données de correction de rang, et - le premier filtre numérique de rang et le deuxième filtre numérique de rang sont obtenus par transformation en un filtre à réponse impulsionnelle finie selon une répartition des données de correction de rang telle que et où a est un nombre réel compris entre 0 et 1. L’invention concerne également un programme informatique mis en œuvre par ordinateur comprenant des instructions pour exécuter le procédé selon l'invention, et un support de stockage de données sur lequel est enregistré un tel programme informatique. D’autres caractéristiques et avantages de l’invention apparaîtront mieux à la lecture de la description qui suit, tirée d’exemples donnés à titre illustratif et non limitatif, tirés des dessins sur lesquels : - la FIG. 1 représente une vue schématique de dessus d'un véhicule mettant en œuvre le dispositif selon l'invention, et - la FIG. 2 représente un schéma bloc générique du dispositif utilisé sur la FIG. 1 . Les dessins et la description ci-après contiennent, pour l'essentiel, des éléments de caractère certain. Ils pourront donc non seulement servir à mieux faire comprendre la présente invention, mais aussi contribuer à sa définition, le cas échéant. La FIG. 1 représente une vue schématique de dessus d'un véhicule mettant en œuvre le dispositif selon l'invention. Comme on peut le voir sur cette figure, un véhicule 2 présente deux rangs de sièges : un rang avant 4 et un rang arrière 6. Le rang avant 4 comprend un siège pilote 8 et un siège passager 10. Le rang arrière 6 comprend un siège arrière gauche 12 et un siège arrière droit 14. En variante, le rang arrière 6 pourrait présente plus de sièges, et le véhicule pourrait présenter un troisième rang ou plus. Toujours en variante, il peut y avoir un unique rang de sièges. Dans l'exemple décrit ici, le rang avant 4 comprend un haut-parleur avant gauche 16 et un haut-parleur avant droit 18, tandis que le rang arrière 6 comprend un haut-parleur arrière gauche 20 et un haut-parleur arrière droit 22. La Demanderesse, cherchant à améliorer l'algorithme Stage, s'est intéressée à la réalisation de mesures dans les habitacles de véhicules. En effet, l'obtention d'une scène sonore large et cohérente en un emplacement donné repose en grande partie sur le fait que, pour un signal donné, les fréquences qu'il contient atteignent cet emplacement en même temps. Or, les traitements sonores et la forme particulière de l'habitacle font que les fréquences n'arrivent pas à l'oreille de manière identique et se propagent pas de manière identique. Cela est particulièrement prononcé dans le cas de la partie des signaux audio multicanaux qui est identique pour les canaux et est généralement désignée par le terme de " partie mono " ou " partie corrélée ". Ce faisant, la Demanderesse a découvert qu'il est intéressant de traiter la phase rang par rang, car les sièges d'un rang donné reçoivent principalement les voies sonores des haut-parleurs de ce rang. Ainsi, dans un premier temps, la Demanderesse a procédé à des mesures séparées de balayages fréquentiels linéaires (" frequency sweep " en anglais) à chaque emplacement de chaque rang, pour chaque canal audio de chaque rang. Ainsi, il a été possible d'obtenir des vecteurs qui représentent, pour un grand nombre de fréquences, la phase du signal qui atteint chaque emplacement. Pour être plus explicite, on peut désigner ces vecteurs en désignant l'emplacement auquel ils ont été mesurés, le rang auquel l'emplacement appartient et le canal dont ils sont tirés. Par exemple, le vecteur associé à l'emplacement 1 dans le rang 1 (c’est-à-dire le siège pilote 8 sur la FIG. 1 ) et au premier canal audio (par exemple le canal gauche) du rang 1 sera dénoté FL1, le vecteur associé à l'emplacement 1 dans le rang 1 (c’est-à-dire le siège pilote 8 sur la FIG. 1 ) et au deuxième canal audio (par exemple le canal droit) du rang 1 sera dénoté FR1, le vecteur associé à l'emplacement 2 dans le rang 1 (c’est-à-dire le siège passager 10 sur la FIG. 1 ) et au premier canal audio (par exemple le canal gauche) du rang 1 sera dénoté FL2, le vecteur associé à l'emplacement 2 dans le rang 1 (c’est-à-dire le siège passager 10 sur la FIG. 1 ) et au deuxième canal audio (par exemple le canal droit) du rang 1 sera dénoté FR2. Pour le rang 2, les notations seront similaires, mais la première lettre du vecteur changera pour indiquer ce rang (par exemple "G", ou toute autre lettre). Les vecteurs comprennent chacun les mesures de phase pour une pluralité de fréquences inférieures à un seuil choisi. La Demanderesse a découvert qu'un seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz donne les meilleurs résultats. En effet, les effets d'alignement de phase sont particulièrement perceptibles sur les fréquences les plus basses, et ne sont plus perceptibles au-delà de 5kHz : ressentir les effets de phase à cette fréquence requiert une ouïe presque parfaite, tout en ne bougeant pas la tête de plus de 5 cm – et plus la fréquence augmente, plus la précision de l'oreille humaine baisse tandis que le débattement possible pour la tête diminue. Le fait de garder la tête immobile dans une limite de 5cm dans un véhicule automobile semble déjà suffisamment peu probable en roulement. Comme on le verra plus bas, le filtre qui correspond à la correction calculée grâce aux mesures des vecteurs de phase peut être mis en œuvre par un filtre à réponse impulsionnelle finie ("FIR" en anglais) ou un filtre à réponse impulsionnelle infinie ("IIR" en anglais). La valeur du seuil détermine d'une part les fréquences pour lesquelles l'alignement des phases est réalisé, mais également par la condition de Nyquist la taille du filtre qui doit être utilisé pour la mettre en œuvre. Or, plus la fréquence est haute, plus le nombre de coefficients dans le filtre doit être élevé à précision de correction comparable, et plus la puissance de calcul nécessaire pour le mettre en œuvre est importante. Plus le seuil est bas, moins la puissance de calcul nécessaire est importante, mais la correction est alors moins bonne. La Demanderesse a déterminé qu'avec un seuil en-dessous de 1,5 kHz, la correction ne présente plus une qualité intéressante. La plage comprise entre 1,5 kHz et 5 kHz a donc été déterminée comme offrant le meilleur compromis pour la mise en œuvre de l'invention. De manière préférée, la plage pour le seuil pourra être comprise entre 2 kHz et 3 kHz, et la valeur préférée du seuil est 3 kHz car elle représente le meilleur compromis dans puissance de calcul / qualité de correction dans les tests de la Demanderesse. Comme on le verra plus bas, la correction est mise en œuvre au moyen d'un filtre numérique. La Demanderesse a constaté qu'il est préférable que la résolution de la mesure de la phase pour les corrections soit supérieure ou égale à celle du filtre. Une fois les vecteurs de phase mesurés, la Demanderesse a travaillé à une solution permettant de corriger l'alignement de phase à chaque emplacement d'un rang donné. Ses travaux ont montré qu'il est intéressant de travailler sur les différences de phase à chaque emplacement. Ainsi, les vecteurs FL1, FR1, FL2 et FR2 ont été assemblés en deux vecteurs de différence de phase R1 et R2 selon les formules R1=FL1-FR1 et R2=FL2-FR2. Cela signifie que le vecteur R1 contient la différence de phase, à l'emplacement 1 du rang 1 entre les phases du premier canal audio et du deuxième canal audio. De même, le vecteur R2 contient la différence de phase, à l'emplacement 2 du rang 1 entre les phases du premier canal audio et du deuxième canal audio. Il devient alors possible de corriger l'alignement des phases des divers vecteurs en appliquant une correction basée sur trois facteurs de correction : a) un facteur d'inversion de phase P, qui consiste, pour chaque fréquence, à ajouter une correction de phase de valeur si la somme des cosinus de la différence de phase aux deux emplacements est inférieure à , b) un facteur de régularisation de symétrisation D, et c) un facteur d'ajustement d'emplacement de correction S*F. La Demanderesse a découvert que le facteur d'inversion de phase P peut être déterminé de deux manières distinctes : avec et sans hystérésis. La correction sans hystérésis est basée sur l'hypothèse que les mesures sont parfaitement fiables. Dans ce cas, la valeur de chaque élément Pi du vecteur d'inversion de phase P est déterminée selon la formule suivante : - si , - si , . Cependant, la mesure des phases et donc de leur différence est forcément bruitée. Cela signifie qu'autour de 0 pour la somme , la valeur Pi de fréquences voisines peut varier fortement, et ce uniquement à cause du bruit de mesure, ce qui est de nature à générer des artefacts dans la correction. Même dans le cas si les mesures étaient parfaites, dans le cas où la somme varie très rapidement autour de 0, cela peut poser problème dans la conception d'un filtre numérique. En effet, il est complexe, voire impossible de faire varier de manière successive un filtre numérique de manière aussi rapide. Pour cette raison, la Demanderesse a déterminé la correction avec hystérésis, selon la formule suivante : Cela signifie que, autour de 0, et avec dans une plage de largeur h, la valeur de Pi ne change pas afin de préserver la stabilité de la correction de phase. Il faut donc que la valeur de dont la valeur absolue excède h pour passer d'une correction de 0 à ou de à 0. Par conséquent, certaines fréquences ne seront pas corrigées alors qu'elles auraient dû l'être, mais les artefacts dus au bruit de mesure seront évités. La Demanderesse a déterminé que des valeurs de h choisies dans la plage [0; 0,2] donnent les meilleurs résultats. Incidemment, la valeur de h égale à zéro correspond à la formule sans hystérésis. Le facteur de régularisation de symétrisation D est déterminé selon la formule suivante : Le facteur de régularisation D permet d’obtenir une symétrie de performance entre le siège gauche et le siège droit : la recombinaison des canaux droite et gauche aux deux sièges sera identique. Perceptivement, cela permet une qualité de scène sonore et une réponse en fréquence les plus similaires entre elles aux différents emplacements de la voiture. Enfin, le facteur d'ajustement d'emplacement de correction S*F permet d'ajuster la correction de phase afin de privilégier la correction à un emplacement particulier du rang. Cela est obtenu d'abord en déterminant le vecteur F dont les éléments Fi sont calculés par la formule , et en appliquant le scalaire d'ajustement S au vecteur F. Si S est égal à 0, alors la correction de phase est perçue comme la même au premier emplacement et au deuxième emplacement. Si S est égal à 1, la correction de phase sera optimale pour l'emplacement 1. Si S est égal à -1, la correction de phase sera optimale pour l'emplacement 2. Ce facteur, permet donc de moduler la qualité perçue de la correction de phase pour un emplacement donné. Ainsi, lorsqu'une personne conduit seule, il sera très avantageux d'utiliser une valeur S égale à 1. De même, il pourra être avantageux de basculer entre divers filtres correspondant à diverses valeurs de S en fonction des situations : par exemple, en cas d'interruption de programme sonore pour donner des informations (par exemple les infos trafic à la radio ou les interruptions des guides GPS), il peut être avantageux d'utiliser un filtre dans lequel S vaut 1 pour favoriser la compréhension par le conducteur. Enfin, le vecteur de correction de phase peut être défini comme la somme des trois vecteurs du facteur d'inversion de phase, du facteur de régularisation de symétrisation D, et du facteur d'ajustement d'emplacement de correction, soit un vecteur de correction C dont chaque élément Ci est obtenu par la formule . Une fois le vecteur de correction C déterminé pour chaque rang et pour chaque valeur de S souhaitée, celui-ci est transformé en filtre numérique pour pouvoir être utilisé dans le véhicule automobile. Pour cela, dans le cadre d'un filtre à réponse impulsionnelle finie, une conception basée sur les moindres carrés (" Least mean squares " en anglais, ou " LMS "), ou une conception par intégration et fenêtrage peut être utilisée. Dans le cas d'un filtre à réponse impulsionnelle infinie, la conception peut être basée sur les moindres carrés. Il faut alors apporter un grand soin à gérer les cas de divergence qui caractérisent les filtres à réponse impulsionnelle infinie. Pour cette raison, bien qu'ils consomment plus de puissance de calcul, les filtres à réponse impulsionnelle finie ont la préférence de la Demanderesse. Il en résulte un ou plusieurs filtres numériques pour chaque rang et pour chaque valeur de S qu'il est souhaité être utilisé. Ces filtres sont à appliquer exclusivement au premier canal audio, ou au deuxième canal audio. En variante, la Demanderesse a découvert qu'il peut être avantageux de produire des filtres numériques pour chaque canal audio, ce qui permet de répartir la correction et donc limite les risques de saturation (" filter saturation " en anglais) du filtre numérique. Dans ce cas, un facteur a de correction est utilisé pour définir une filtre de correction du premier canal et un filtre de correction du deuxième canal, selon la formule et avec a choisi dans la plage comprise entre 0 et 1. La valeur de 0,5 permet d'optimiser le risque de saturation puisque la moitié de la correction est portée par chaque canal audio dans les filtres numériques résultants. Une fois ces travaux de recherche réalisés, la Demanderesse a donc pu mettre en œuvre un dispositif de traitement de données audio multicanal pour véhicule automobile 100 tel que représenté sur la FIG. 2 . Le dispositif 100 comprend un stockage de données 110 et un calculateur 120. Le stockage de données 100 reçoit deux types de données : d'une part les données audio multicanal à traiter 104, et d'autre part les données définissant les filtres numériques de correction de phase pour chaque rang 108. Le stockage de données 100 peut être tout type de stockage de données propre à recevoir des données numériques : disque dur, disque dur à mémoire flash, mémoire flash sous toute forme, mémoire vive, disque optique, stockage distribué localement ou dans le cloud, etc. Le calculateur (PC) 120 peut inclure un ou plusieurs processeurs (P) 122. Dans certains modes de réalisation dans lesquels le calculateur 120 comprend un processeur programmable, un programme d'ordinateur (CPP) 124 (ou " computer program product " en anglais) peut être fourni pour mettre en œuvre le traitement de correction de phase. Le programme d'ordinateur CPP 124 stocke un programme d'ordinateur (CP) 126 qui comprend des instructions informatiques (CRI) 128 (ou " computer readable instructions " en anglais). Le programme d'ordinateur CPP 124 peut être stocké sur un support lisible par ordinateur (CRM) 130 (ou " computer readable medium " en anglais) qui peut être un support lisible par ordinateur non transitoire (ou " non- transitory computer readable medium " en anglais), comme par exemple un support magnétique (disque dur, SSD, bande magnétique, etc.), un support optique (disque CD, disque DVD, disque Bluray, etc.), une mémoire (mémoire vive, mémoire flash, etc.), un stockage distribué ou dans le cloud, etc. Le support lisible par ordinateur (CRM) 130 peut également être stocké dans le stockage de données 100. Le ou les processeurs P 122 peuvent être tout processeur adapté aux calculs décrits plus bas. Un tel processeur peut être réalisé de toute manière connue, sous la forme d’un microprocesseur pour ordinateur personnel, portable, tablette ou smartphone, d'un processeur dédié aux traitements du signal (" DSP " en anglais), d’une puce dédiée de type FPGA ou SoC, d’une ressource de calcul sur une grille ou dans le cloud, d’une grappe de processeurs graphiques (" GPUs "), d’un microcontrôleur, ou de toute autre forme propre à fournir la puissance de calcul nécessaire à la réalisation décrite plus bas. Un ou plusieurs de ces éléments peuvent également être réalisés sous la forme de circuits électroniques spécialisés tel un ASIC. Une combinaison de processeur(s) et de circuits électroniques peut également être envisagée. Des processeurs dédiés à l’apprentissage automatique pourront aussi être envisagés. Dans la mesure où le filtre de correction est limité aux fréquences inférieures au seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz, le calculateur 120 procède en filtrant le signal audio multicanal entrant en un signal haute fréquence dont les fréquences sont supérieures au seuil, et un signal basse fréquence dont les fréquences sont inférieures au seuil. Cela signifie que chaque canal de chaque rang du signal audio multicanal est séparé en une composante basse fréquence et une composante haute fréquence. Ensuite, le calculateur 120 applique à chaque canal de chaque rang du signal basse fréquence le filtre numérique qui lui correspond, puis il recombine les signaux résultants avec le signal haute fréquence de chaque canal pour produire le signal audio corrigé. De manière avantageuse, la Demanderesse a découvert que deux traitements peuvent être appliqués pour améliorer encore la correction et/ou la puissance de calcul consommée : - le calculateur 120 peut être agencé pour sous-échantillonner le signal basse fréquence, lui appliquer les filtres numériques, puis le sur-échantillonner avant le recombiner avec le signal haute-fréquence. Cela permet d'utiliser des filtres numériques encore moins coûteux. - le calculateur 120 peut déterminer un facteur de retard pour le signal haute fréquence en fonction du vecteur C déterminé pour le rang concerné. En effet, le vecteur C va avoir pour effet de retarder certaines des fréquences dans le signal basse fréquence, et il est souhaitable d'aligner autant que possible le signal haute fréquence avec ces retards ainsi que le retard induit par la conception du filtre numérique. Dispositif de traitement de données audio multicanal pour véhicule automobile comprenant - un stockage de données (110) agencé pour recevoir * des données audio multicanal comprenant des données audio de rang associées à un rang de haut-parleurs respectif, les données audio multicanal étant associées à au moins un rang, et les données audio de rang associées à un rang de haut-parleur donné comprenant un premier canal audio et un deuxième canal audio, * un premier filtre numérique de rang et un deuxième filtre numérique de rang pour chaque rang, le premier filtre numérique de rang et un deuxième filtre numérique de rang d'un rang donné étant déterminés à partir de données de correction comprenant des données de correction de rang pour chaque rang de haut-parleurs associé aux données audio multicanal, les données de correction de rang associées à un rang de haut-parleurs donné étant tirées de la mesure de la phase de deux signaux issus de la reproduction d'une part du premier canal audio dans le rang de haut-parleurs donné et d'autre part du deuxième canal audio dans le rang de haut-parleurs donné, à chaque fois avec une parmi une pluralité de fréquences inférieures à un seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz, ces mesures de phase étant réalisées d'une part en un premier emplacement associé au rang de haut-parleurs donné et servant à déterminer un premier jeu de différences de phase de rang dans lequel chaque élément est associé à la différence de phase au premier emplacement pour les mesures obtenues pour une fréquence respective identique pour le premier canal audio et le deuxième canal audio, et d'autre part en un deuxième emplacement associé au rang de haut-parleurs donné et servant à déterminer un deuxième jeu de différences de phase de rang dans lequel chaque élément est associé à la différence de phase au deuxième emplacement pour les mesures obtenues pour une fréquence respective identique pour le premier canal audio et le deuxième canal audio, chaque élément des données de correction de rang étant associé à l'une des fréquences de la pluralité de fréquences inférieures à un seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz, chaque élément est associé à l'une des fréquences de la pluralité de fréquences inférieures à un seuil compris entre 1,5 kHz et 5kHz, selon la formule où * i est l'indice d'une fréquence donnée dans la pluralité de fréquences inférieures à un seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz, * est calculé selon la formule où est la valeur de l'élément d'indice i dans le premier jeu de différences de phase de rang, et est la valeur de l'élément d'indice i dans le deuxième jeu de différences de phase de rang * est une valeur de correction de phase égale à 0 ou π et fonction de la valeur de la somme , * S est un facteur de répartition compris entre -1 et 1, et * est calculé selon la formule , le premier filtre numérique de rang et le deuxième filtre numérique de rang étant tirés d'une transformation des données de correction de rang en un filtre à réponse impulsionnelle finie ou un filtre à réponse impulsionnelle infinie, le dispositif (100) comprenant en outre un calculateur (120) agencé pour appliquer chaque premier filtre numérique de rang d'un rang donné à tout ou partie du premier canal audio des données audio de rang associées au rang donné et chaque deuxième filtre numérique de rang d'un rang donné à tout ou partie du deuxième canal audio des données audio de rang associées au rang donné. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel le premier filtre numérique de rang et le deuxième filtre numérique de rang sont déterminés à partir de données de correction de rang dans la valeur est calculée selon la formule où h est un facteur d'hystérésis choisi dans la plage [0; 0,2]. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, dans lequel le calculateur (120) est en outre agencé : * d'une part recevoir comme entrée des données audio de rang d'entrée, pour les séparer en données audio de rang basse fréquence dont les fréquences sont inférieures audit seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz, et en données audio haute fréquence dont les fréquences sont supérieures audit seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz, et * d'autre part pour retourner des données audio de rang de sortie comprenant un premier canal audio combinant un signal tiré du premier canal audio des données audio de rang haute fréquence et un signal tiré du premier canal audio des données audio de rang basse fréquence corrigé par le premier filtre numérique de rang et un deuxième canal audio combinant un signal tiré du deuxième canal audio des données audio de rang haute fréquence et un signal tiré du deuxième canal audio des données audio de rang basse fréquence corrigé par le deuxième filtre numérique de rang. Dispositif selon la revendication 3, dans lequel le calculateur (120) est agencé pour sous-échantillonner les données audio de rang basse fréquence, d'une part pour appliquer le premier filtre numérique de rang au premier canal audio des données audio de rang basse fréquence sous-échantillonné et suréchantillonner le signal résultant pour produire le signal tiré du premier canal audio des données audio de rang basse fréquence corrigé par le premier filtre numérique de rang, et d'autre part, pour appliquer le deuxième filtre numérique de rang au deuxième canal audio des données audio de rang basse fréquence sous-échantillonné et suréchantillonner le signal résultant pour produire le signal tiré du deuxième canal audio des données audio de rang basse fréquence corrigé par le deuxième filtre numérique de rang. Dispositif selon la revendication 3 ou 4, dans lequel le calculateur (120) est agencé pour produire un signal tiré du premier canal audio des données audio de rang haute fréquence et un signal tiré du deuxième canal audio des données audio de rang haute fréquence présentant un retard choisi en fonction des données de correction de rang. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, dans lequel le premier filtre numérique de rang et le deuxième filtre numérique de rang sont obtenus par transformation en un filtre à réponse impulsionnelle finie selon une répartition des données de correction de rang telle que et où a est un nombre réel compris entre 0 et 1. Procédé de traitement de signal audio multicanal pour véhicule automobile comprenant les opérations suivantes : a) recevoir des données audio multicanal comprenant des données audio de rang associées à un rang de haut-parleurs respectif, les données audio multicanal étant associées à au moins un rang, et les données audio de rang associées à un rang de haut-parleur donné comprenant un premier canal audio et un deuxième canal audio, b) obtenir un premier filtre numérique de rang et à un deuxième filtre numérique de rang pour chaque rang, le premier filtre numérique de rang et un deuxième filtre numérique de rang d'un rang donné étant déterminés à partir de données de correction comprenant des données de correction de rang pour chaque rang de haut-parleurs associé aux données audio multicanal, les données de correction de rang associées à un rang de haut-parleurs donné étant tirées de la mesure de la phase de deux signaux issus de la reproduction d'une part du premier canal audio dans le rang de haut-parleurs donné et d'autre part du deuxième canal audio dans le rang de haut-parleurs donné, à chaque fois avec une parmi une pluralité de fréquences inférieures à un seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz, ces mesures de phase étant réalisées d'une part en un premier emplacement associé au rang de haut-parleurs donné et servant à déterminer un premier jeu de différences de phase de rang dans lequel chaque élément est associé à la différence de phase au premier emplacement pour les mesures obtenues pour une fréquence respective identique pour le premier canal audio et le deuxième canal audio, et d'autre part en un deuxième emplacement associé au rang de haut-parleurs donné et servant à déterminer un deuxième jeu de différences de phase de rang dans lequel chaque élément est associé à la différence de phase au deuxième emplacement pour les mesures obtenues pour une fréquence respective identique pour le premier canal audio et le deuxième canal audio, chaque élément des données de correction de rang étant associé à l'une des fréquences de la pluralité de fréquences inférieures à un seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz, chaque élément est associé à l'une des fréquences de la pluralité de fréquences inférieures à un seuil compris entre 1,5 kHz et 5kHz, selon la formule où * i est l'indice d'une fréquence donnée dans la pluralité de fréquences inférieures à un seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz, * est calculé selon la formule où est la valeur de l'élément d'indice i dans le premier jeu de différences de phase de rang, et est la valeur de l'élément d'indice i dans le deuxième jeu de différences de phase de rang * est une valeur de correction de phase égale à 0 ou π et fonction de la valeur de la somme , * S est un facteur de répartition compris entre -1 et 1, et * est calculé selon la formule , le premier filtre numérique de rang et le deuxième filtre numérique de rang étant tirés d'une transformation des données de correction de rang en un filtre à réponse impulsionnelle finie ou un filtre à réponse impulsionnelle infinie, c) appliquer chaque premier filtre numérique de rang d'un rang donné à tout ou partie du premier canal audio des données audio de rang associées au rang donné et chaque deuxième filtre numérique de rang d'un rang donné à tout ou partie du deuxième canal audio des données audio de rang associées au rang donné. Procédé selon la revendication 7, dans lequel le premier filtre numérique de rang et le deuxième filtre numérique de rang de l'opération b) sont déterminés à partir de données de correction de rang dans la valeur est calculée selon la formule où h est un facteur d'hystérésis choisi dans la plage [0; 0,2]. Procédé selon l'une des revendications 7 et 8, dans lequel l'opération a) comprend séparer les données audio de rang en données audio de rang basse fréquence dont les fréquences sont inférieures audit seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz, et en données audio haute fréquence dont les fréquences sont supérieures audit seuil compris entre 1,5 kHz et 5 kHz, et l'opération c) comprend retourner des données audio de rang comprenant un premier canal audio combinant un signal tiré du premier canal audio des données audio de rang haute fréquence et un signal tiré du premier canal audio des données audio de rang basse fréquence corrigé par le premier filtre numérique de rang et un deuxième canal audio combinant un signal tiré du deuxième canal audio des données audio de rang haute fréquence et un signal tiré du deuxième canal audio des données audio de rang basse fréquence corrigé par le deuxième filtre numérique de rang. Procédé selon la revendication 9, dans lequel l'opération c) comprend c1) sous-échantillonner les données audio de rang basse fréquence, d'une part pour appliquer le premier filtre numérique de rang au premier canal audio des données audio de rang basse fréquence sous-échantillonné et suréchantillonner le signal résultant pour produire le signal tiré du premier canal audio des données audio de rang basse fréquence corrigé par le premier filtre numérique de rang, et d'autre part, pour appliquer le deuxième filtre numérique de rang au deuxième canal audio des données audio de rang basse fréquence sous-échantillonné et suréchantillonner le signal résultant pour produire le signal tiré du deuxième canal audio des données audio de rang basse fréquence corrigé par le deuxième filtre numérique de rang, et c2) combiner d'une part le signal tiré du premier canal audio des données audio de rang basse fréquence corrigé par le premier filtre numérique de rang avec le premier canal audio du signal audio de rang haute fréquence et d'autre part le signal tiré du deuxième canal audio des données audio de rang basse fréquence corrigé par le deuxième filtre numérique de rang avec le deuxième canal audio du signal audio de rang haute fréquence pour produire les données audio de rang retournées. Procédé selon la revendication 9 ou 10, dans lequel l'opération c) comprend produire un signal tiré du premier canal audio des données audio de rang haute fréquence et un signal tiré du deuxième canal audio des données audio de rang haute fréquence présentant un retard choisi en fonction des données de correction de rang. Procédé selon l'une des revendications 7 à 11, dans lequel le premier filtre numérique de rang et le deuxième filtre numérique de rang sont obtenus par transformation en un filtre à réponse impulsionnelle finie selon une répartition des données de correction de rang telle que et où a est un nombre réel compris entre 0 et 1. Programme informatique mis en œuvre par ordinateur comprenant des instructions pour exécuter le procédé selon l’une des revendications 7 à 12. Support de stockage de données sur lequel est enregistré le programme informatique selon la revendication 13.