Brevet FR3154852A1 — publié le 20250502

Un élément photodétecteur comprend une photodiode (PPD) exposée à un rayonnement, un nœud de diffusion (FD) lié, transformant une variation de charge d’origine photoélectrique dans la photodiode en tension, un commutateur de rétablissement (RST) commandé apte à imposer une tension sur le nœud de diffusion, et un commutateur de transfert de charge (TX) apte à transférer la charge accumulée dans la photodiode vers le nœud de diffusion lié. Un dispositif de commande contrôle les commutateurs pour générer une réponse de l’élément de photodétection, présentant une phase initialement linéaire (LIN) suivie d’une phase logarithmique (LOG), avec une transition (X) potentiellement indéterminée entre ces phases. Selon l’invention, le dispositif de commande génère deux expositions de la photodiode avec deux paramètres opératoires différents, et un dispositif de calcul recevant en entrée les deux signaux correspondants engendre un signal de réponse unifié logarithmique sur toute l’étendue de la réponse à partir d’une combinaison des deux signaux, en prenant en compte d’une part une pente (K1 ; K2) de la réponse logarithmique et un décalage (OS1 ; OS2) entre les deux signaux. Application notamment aux capteurs d’image matriciels à grande dynamique et faible bruit. (Fig. 8) Photodétecteur et capteur d’image photoélectrique à grande dynamique Domaine de l’invention La présente invention concerne d’une manière générale les capteurs d’images de type photoélectrique à matrice de pixels. Arrière-plan de l’invention Les capteurs d’images, historiquement développés pour la prise de vue (photographie, cinématographie, etc.), sont en train de devenir des composants essentiels dans des systèmes intelligents tel que voitures automnes, robots mobiles, etc. Dans de telles applications, l’image prise par un capteur d’image est analysée par un logiciel souvent basé sur des réseaux de neurones. La fiabilité de ces analyses dépend en une grande partie de la qualité et les propriétés de l’image fournie par capteur. Dans ce cas, la qualité et les propriétés souhaitées pour l’image sont très différentes de celles souhaitées pour la photographie ou la cinématographie, où l’interprétation est faite par le système de vision humain. Fondamentalement, pour des systèmes de reconnaissance de type neuro-mimétiques, de faibles variations dans la qualité et les caractéristiques de la prise de vue sont primordiales. En effet ce processus de reconnaissance est essentiellement une comparaison entre l’image d’entrée et les images « vues » par le même système auparavant. Il est bien connu qu’un capteur d’image avec réponse de type logarithmique peut contribuer à de telles faibles variations, comme en témoignent tous les systèmes de vision des êtres vivants. Mais la réalisation d’un capteur d’image à réponse logarithmique capable de fonctionner avec une performance similaire à celle des systèmes de vision des êtres vivants est difficile. La réalisation d’un capteur logarithmique est nécessairement basée sur un phénomène physique en soi exponentiel, car une simple conversion mathématique logarithmique d’une image prise conventionnellement avec une réponse linéaire ne permet pas de couvrir la dynamique de fonctionnement souhaitée pour un capteur logarithmique. La FIG. 1 illustre un photodétecteur à réponse logarithmique à base d’un élément de conversion non-linéaire. La réalisation la plus simple d’un tel photodétecteur se base sur une résistance non-linéaire qui transforme un courant d’origine photoélectrique dans une photodiode en une tension avec réponse logarithmique. Cette résistance non-linéaire peut être soit une diode PN, soit un transistor connecté en diode. Malgré sa simplicité, cette structure de photodétecteur a nombreux défauts rédhibitoires, en particulier : - une grande disparité de réponse d’un photodétecteur à l’autre, générant un très fort bruit spatial fixe, - une perte de sensibilité en faible luminosité à cause du courant de fuite dans la résistance non-linéaire, - une forte variabilité de la réponse avec les variations de température, et - une forte rémanence en bas niveau de lumière. C’est pourquoi une telle approche de base n’a pas eu de succès industriel. Une deuxième approche est basée sur l’utilisation d’une photodiode en mode cellule solaire, où la tension à circuit ouvert sur une photodiode est prélevée comme signal d’image. Cette solution permet d’abaisser significativement le bruit spatial fixe. En revanche, une structure anti-éblouissement (anti-blooming en anglais) est nécessaire afin de conserver la résolution d’image. Dans ces conditions, la collecte de photo-charge est grandement réduite. Une opération de reset est exigée afin de pouvoir compenser la dispersion des réponses des pixels et supprimer la rémanence. La sensibilité de ce type de photodétecteur est très faible par rapport à celle des photodétecteurs conventionnels. Le brevet EP1354360B1 décrit une telle solution. Une troisième approche consiste à créer un photorécepteur qui opère initialement en accumulation de charge (mode linéaire) et ensuite voit sa réponse évoluer vers un mode logarithmique. Le fait de faire fonctionner le photodétecteur initialement en mode accumulation permet une lecture de la photodiode en mode de charge. Une lecture en mode charge permet de réaliser une double lecture corrélée permettant de supprimer le bruit de commutation pendant la lecture. Tous les photodétecteurs conventionnels modernes utilisent ce type de fonctionnement. Dans un photodétecteur à transfert de charge, le bruit de commutation peut être quasiment totalement supprimé, le seul bruit résiduel étant le bruit de base dans le transistor de lecture. Par exemple, le bruit de lecture dans un photodétecteur à transfert de charge moderne est typiquement de quelques électrons (le plus performant peut descendre à ¼ d’électron) et le bruit de lecture dans un photodétecteur à réponse logarithmique est de quelques dizaines voire des centaines de électrons. Les documents US9413991B2, US9843750B2 et US20150281607A1 donnent des exemples de photodétecteurs à réponse mixte linéaire/logarithmique. Cette solution mixte linéaire/logarithmique est très intéressante en ce qu’elle permet une amélioration considérable de la sensibilité en bas niveau de lumière et une conservation de fonctionnement logarithmique en forte lumière. Mais un inconvénient majeur est que le point de transition entre le mode linaire et le mode logarithmique est très sensible à certains paramètres physiques de composants ; notamment, il change de façon notable en fonction de la température. De nombreuses tentatives ont existé pour corriger cette non-uniformité, mais aucune ne donne satisfaction. La présente invention vise à proposer une solution qui permette de rendre un photodétecteur à réponse LIN-LOG exempt de bruit spatial fixe tout en conservant les avantages en bas niveau de lumière et en fort niveau de lumière, pour ainsi obtenir un photodétecteur, et plus généralement un capteur à matrice de pixels, qui présente une grande dynamique et un faible niveau de bruit, ce type de capteur étant particulièrement attendu de nos jours notamment pour des systèmes intelligents basés sur la vision artificielle. On propose à cet effet selon un premier aspect un élément photodétecteur destiné notamment à former un capteur d’image matriciel, comprenant : - une photodiode enterrée exposée à une source de rayonnement, - un nœud de diffusion lié à la photodiode et apte à transformer une variation de charge d’origine photoélectrique dans la photodiode en tension, - un commutateur de rétablissement commandé apte à imposer une tension sur le nœud de diffusion, - un commutateur de transfert de charge apte à transférer la charge accumulée dans la photodiode vers le nœud de diffusion lié, et - un dispositif de commande d’exposition de la photodiode apte à contrôler le commutateur de rétablissement et le commutateur de transfert de charge pour générer un signal de réponse de l’élément de photodétection, ce signal de réponse présentant intrinsèquement une phase initialement linéaire suivie d’une phase logarithmique, avec une transition potentiellement indéterminée entre les deux modes, élément caractérisé en ce que le dispositif de commande est apte à provoquer deux expositions successives de la photodiode avec deux paramètres opératoires différents, et en ce qu’il comprend en outre un dispositif de calcul recevant en entrée les deux signaux de réponse correspondant aux deux expositions et capable générer un signal de réponse unifié logarithmique sur toute l’étendue de la réponse à partir d’une combinaison des deux signaux de réponse, en prenant en compte d’une part la détermination d’une pente (K1 ; K2) de la réponse logarithmique du photodétecteur et un décalage (OS1 ; OS2) entre les deux signaux. Selon un deuxième aspect, on propose un élément photodétecteur destiné notamment à former un capteur d’image matriciel, caractérisé en ce qu’il comprend en combinaison : - une première photodiode enterrée exposée à une source de rayonnement, - une deuxième photodiode enterrée exposée à la même source de rayonnement, - au moins un nœud de diffusion lié à chaque photodiode et apte à transformer une variation de charge d’origine photoélectrique dans la photodiode en tension, - au moins un commutateur de rétablissement commandé apte à imposer une tension sur le nœud de diffusion, - deux commutateurs de transfert de charge aptes à transférer la charge accumulée dans les deux photodiodes vers le nœud de diffusion, et - un dispositif de commande d’exposition des photodiodes apte à contrôler les commutateur de rétablissement et les commutateur de transfert de charge avec des paramètres opératoires différents, pour générer deux signaux de réponse différents des deux photodiodes, ces signaux de réponse présentant intrinsèquement une phase initialement linéaire suivie d’une phase logarithmique, avec une transition potentiellement indéterminée entre les deux modes, les expositions des deux photodiodes présentant au moins partiellement un recouvrement temporel, le photodétecteur comprenant en outre un dispositif de calcul recevant en entrée les deux signaux de réponse obtenus avec les deux photodiodes respectivement et capable générer un signal de réponse unifié logarithmique sur toute l’étendue de la réponse à partir d’une combinaison des deux signaux de réponse, en prenant en compte d’une part la détermination d’une pente (K1 ; K2) de la réponse logarithmique du photodétecteur et un décalage (OS1 ; OS2) entre les deux signaux. Des aspects facultatifs des deux éléments photodétecteurs présentés ci-dessus comprennent les caractéristiques additionnelles suivantes, considérées individuellement ou en toutes combinaisons que la personne du métier appréhendera comme étant techniquement compatibles entre elles : * les paramètres opératoires différents comprennent des durées d’exposition différentes. * les périodes d’exposition définissant les deux durées d’exposition se terminent sensiblement au même instant pour chaque capture. * le dispositif de calcul est apte à : - déterminer un rapport entre les valeurs des deux signaux, et - en fonction de la valeur de ce rapport : - former un signal de sortie en convertissant la valeur de signal obtenue avec la durée d’exposition la plus courte en son logarithme, en appliquant un coefficient de pente (K1) préétabli, ou - former un signal de sortie en appliquant un décalage préétabli sur la valeur de signal obtenue avec la durée d’exposition la plus longue. * les paramètres opératoires différents comprennent des valeurs de capacité d’accumulation différentes au niveau de la ou des photodiodes. * les valeurs de capacité d’accumulation différentes sont fixes et obtenues par construction. * les valeurs de capacité d’accumulation différentes sont obtenues par polarisation variable au niveau du ou des commutateurs de transfert de charge. * le dispositif de calcul est apte à : - déterminer une différence entre les valeurs des deux signaux, et - en fonction de la valeur de cette différence : - former un signal de sortie en convertissant la valeur de signal obtenue avec capacité d’accumulation la plus grande en son logarithme, en appliquant un coefficient de pente (K2) préétabli, ou - former un signal de sortie en appliquant un décalage préétabli sur la valeur de signal obtenue avec la capacité d’accumulation la plus petite. On propose selon un autre aspect un capteur photoélectrique à matrice de pixels, caractérisé en ce que chaque pixel comprend un élément photodétecteur tel que défini ci-dessus, et en ce qu’il comprend un dispositif de traitement numérique commun formant les dispositifs de calcul respectivement associés aux différents pixels. On propose selon un autre aspect encore un élément photodétecteur destiné notamment à former un capteur d’image matriciel, caractérisé en ce qu’il comprend en combinaison : - une première photodiode enterrée exposée à une source de rayonnement, - une deuxième photodiode enterrée exposée à la même source de rayonnement, - au moins un nœud de diffusion lié à chaque photodiode et apte à transformer une variation de charge d’origine photoélectrique dans la photodiode en tension, - au moins un commutateur de rétablissement commandé apte à imposer une tension le nœud de diffusion, - deux commutateurs de transfert de charge aptes à transférer la charge accumulée dans les deux photodiodes vers le nœud de diffusion lié, respectivement, et - un dispositif de commande d’exposition des photodiodes apte à contrôler les commutateur de rétablissement et les commutateur de transfert de charge avec des paramètres opératoires différents, pour générer deux signaux de réponse différents des deux photodiodes, ces signaux de réponse présentant intrinsèquement une phase initialement linéaire suivie d’une phase logarithmique, avec une transition potentiellement indéterminée entre les deux modes, les expositions des deux photodiodes présentant au moins partiellement un recouvrement temporel, de telle sorte que les signaux de réponse soient délivrés essentiellement simultanément pour obtenir par traitement une réponse entièrement logarithmique. Enfin il est proposé un dispositif de calcul configuré pour être associé à un élément photodétecteur à photodiode(s) enterrée(s) apte à générer deux réponses différentes en mode linéaire/logarithmique pour une même capture, le dispositif de calcul étant apte à générer un signal de réponse unifié logarithmique sur toute l’étendue de la réponse à partir d’une combinaison des deux signaux de réponse, en prenant en compte d’une part la détermination d’une pente de la réponse logarithmique du photodétecteur et un décalage entre les deux signaux. D’autres aspects, buts et avantages de la présente invention apparaîtront mieux à la lecture de la description suivante de formes de réalisation préférées de celle-ci, donnée à titre d’exemple non limitatif et faite en référence aux dessins annexés. Sur les dessins : FIG. 1 illustre trois versions d’un photodétecteur à réponse logarithmique de type connu, FIG. 2 illustre dans sa partie gauche un photodétecteur à réponse mixte linéaire/logarithmique et dans sa partie droite un chronogramme des signaux mis en jeu dans un tel photodétecteur, FIG. 3 illustre en partie supérieure la structure physique d’un photodétecteur à transfert de charge conventionnel et dans sa partie basse la structure des bandes d’énergie dans un tel photodétecteur, FIG. 3 est un chronogramme des signaux mis en jeu dans le photodétecteur de la FIG. 3 , FIG. 4 illustre les bandes d’énergie dans deux modes de fonctionnement d’un tel photodétecteur, FIG. 4 est un chronogramme des signaux mis en jeu dans le photodétecteur de la FIG. 4 , FIG. 4 montre les différentes réponses du photodétecteur de la FIG. 4 en fonction de son régime de fonctionnement, FIG. 5 montre la variation de réponse de ce même photodétecteur en jouant sur la durée d’exposition et sur la hauteur d’une barrière d’énergie sous grille, FIG. 6 montre dans sa partie gauche la réponse de ce même photodétecteur avec deux durées d’exposition différentes et montre dans sa partie droite l’évolution du rapport entre les signaux respectivement obtenus, FIG. 7 montre dans sa partie gauche la réponse de ce même photodétecteur avec deux niveaux de puits de potentiel maximal et montre dans sa partie droite l’évolution de la différence entre les signaux respectivement obtenus, FIG. 8 montre dans sa partie gauche les réponses obtenues avec deux durées d’exposition différentes et dans sa partie droite l’allure de la réponse corrigée obtenue par traitement des signaux de sortie, FIG. 9 montre dans sa partie gauche les réponses obtenues avec deux niveaux de puits de potentiel maximal différents et dans sa partie droite l’allure de la réponse corrigée obtenue par traitement des signaux de sortie, et FIG. 10 illustre schématiquement deux modes d’obtention des deux signaux différents dans le photodétecteur. Description détaillée de formes de réalisation préférées On va tout d’abord rappeler la structure et le comportement d’un photodétecteur linéaire/logarithmique ou LIN/LOG. Comme on l’a rappelé plus haut, la réponse logarithmique dans le photodétecteur est créée par une fuite contrôlée de la charge photoélectrique. Par exemple, dans un photodétecteur avec une diode de conversion, la fuite de charge est réalisée avec la conduction de la jonction PN de la diode de conversion. Si dans ce cas, il est possible de précharger la tension du nœud de signal à une tension qui bloque initialement la conduction de la jonction PN, de telle sorte qu’il n’y aura pas de fuite de charge au début de l’exposition. La charge d’origine photonique s’accumule et la tension du nœud de signal baisse linéairement. L’évolution de la tension du nœud de signal SIG est liée à l’intensité de lumière par une loi linéaire, avant que la diode de conversion se débloque et que l’évolution de la tension SIG devienne progressivement logarithmique en fonction de l’intensité de lumière. La FIG. 2 illustre un tel photodétecteur LIN/LOG où la cathode d’une photodiode PD est reliée d’une part à une tension de référence VREF via un transistor de remise à zéro MRST et d’autre part à une tension VDD via un transistor de conversion NMOS LOG. On comprend que si on prélève la tension initiale du signal de sortie SIG juste après la coupure du transistor de remise à zéro MRST, et on la soustrait de la tension prélevée à la fin de l’exposition, on peut supprimer le bruit de commutation introduit par le transistor MRST. Dans cette version de base d’un photodétecteur LIN-LOG, on peut constater que : a) en bas niveau de lumière, le photodétecteur fonctionne dans le régime linéaire et le bruit de commutation du transistor MRST est compensé par la détermination de la différence entre deux lectures faites au début et à la fin de l’exposition, comme on vient de l’indiquer ; on obtient ici une très bonne sensibilité ; b) la transition entre les régimes LIN-LOG dépendent non seulement de l’intensité de lumière mais aussi de la durée d’exposition ou temps de pose : plus le temps de pose est long, plus basse est l’intensité de lumière au point de transition ; c) le point de transition entre les deux régimes est fortement dépendant à la fois du type d’élément de conversion (une diode PN , une jonction MOSFET, etc.) et de la perturbation que le transistor MRST introduit à la fin de la remise à zéro. Dans un tel photodétecteur, on obtient une bonne qualité d’image en régime linéaire grâce à la double lecture et la différentiation. Mais en régime logarithmique, la qualité d’image est plutôt mauvaise à cause de la dispersion et l’instabilité du point de transition entre les deux régimes. En outre, on obtient une amélioration de la sensibilité, mais la suppression du bruit de remise à zéro exige une lecture au début de l’exposition et une autre à la fin de l’exposition. Cela nécessite non seulement une mémoire d’image, mais en outre la durée relativement longue qui sépare les deux lectures entraine une dégradation du signal à cause du bruit à basse fréquence dans les transistors. Enfin le courant d’obscurité est très important à cause du contact nécessaire sur la photodiode. Ces considérations indiquent qu’il serait préférable de recourir à un photodétecteur à transfert de charge. La FIG. 3 illustre la structure microélectronique d’un photodétecteur à transfert de charge classique et, en partie inférieure, la représentation des niveaux d’énergie. La charge photoélectrique s’accumule dans une photodiode enterrée PPD dont la surface de la zone de dopage N notée NPD est protégée par un dopage P+ connecté au substrat SUB. On a illustré schématiquement le transistor de transfert TX et le transistor de remise à zéro RST. Les zones PW désignent des puits dopés P. Cette configuration assure un très faible courant d’obscurité et ainsi crée la possibilité d’une désertion complète de la zone N. Un transistor de transfert TX connecte cette photodiode enterrée PPD à un nœud de diffusion FD. Un transistor de remise à zéro RST est monté entre une source de tension VDD et le nœud FD. Pour lire la charge photoélectrique de la photodiode enterrée PPD, on commence par remettre à zéro le nœud FD via le transistor RST. Ensuite la grille du transistor TX est polarisée à une tension haute et un canal de conduction est ainsi formé sous ce transistor TX pour transférer la charge de la photodiode PPD vers le nœud FD. On ajuste les paramètres physiques de la photodiode PPD et du transistor de transfert TX pour que la totalité de charge d’origine photonique soit transférée au nœud FD à la fin de l’action du transistor TX. On comprend que cette opération de lecture vide aussi la photodiode PPD, qui est prête pour un autre cycle d’acquisition. En référence particulière au chronogramme de la FIG. 3 , deux signaux en tension sont prélevés, l’un après l’action du transistor RST et l’autre après l’action du transistor TX. La différence entre ces deux tensions donne le signal de sortie. Cette opération est communément appelée en anglais « Correlated Double Sampling (CDS) ». Grâce à cette différentiation et à l’intervalle du temps très court entre les deux lectures, le bruit de reset peut être quasiment totalement supprimé. Si maintenant on introduit un chemin de fuite de charge entre la photodiode PPD et un drain de charge pendant l’exposition, une réponse hybride LIN-LOG peut être obtenue pour ce photodétecteur à transfert de charge. On sait que la charge peut naturellement déborder de la photodiode pendant une exposition dans un photodétecteur à transfert de charge. Une attention particulière doit donc être portée sur la présence d’un drain de charge permettant d’éviter que la charge en excès ne se propage pas vers les photodétecteurs voisins dans le cas d’un capteur matriciel, sinon la qualité d’image sera grandement dégradée. Pour cette raison, un photodétecteur à transfert de charge à réponse LIN-LOG possède un aménagement spécial d’évacuation de l’excès de charge dans la diode PPD. Une réalisation simple pour drainer l’excès de charge d’origine photonique est d’abaisser la barrière de niveau d’énergie sous la grille du transistor TX pour qu’elle soit plus basse que celle du substrat. Dans ce cas, l’excès de charge emprunte ce chemin vers le nœud FD au lieu de se déverser dans le substrat et de contaminer les pixels voisins. Le transistor RST doit alors rester passant. Comme l’illustre la FIG. 4 , lorsque le niveau de charge accumulée atteint la barrière d’énergie sous la grille de TX, la charge déborde sur le nœud FD et est drainée efficacement vers une source de tension via le transistor RST. Le chronogramme de fonctionnement, représenté sur la FIG. 4 , est très similaire à celui d’un photodétecteur à transfert de charge classique. La différence essentielle est que le signal de remise à zéro RST doit être maintenu pendant le temps d’exposition du photodétecteur comme l’illustre le chronogramme. Il est possible de démontrer physiquement que la quantité de charge résiduelle dans la photodiode enterrée PPD lors de ce débordement est proportionnelle au logarithme de l’intensité de lumière qui l’atteint. L’article « QLog Solar-Cell Mode Photodiode Logarithmic CMOS Pixel Using Charge Compression and Readout », Yang Ni, revue Sensors 2018, 18, 584, donne une explication détaillée de ce fonctionnement. La FIG. 4 montre l’allure de la réponse LIN-LOG du photodétecteur de la FIG. 4 en fonction de l’intensité photonique. Le point de transition LIN-LOG peut être ajusté soit par la tension appliquée sur le transistor de transfert TX pendant l’exposition, soit par la durée d’exposition. La FIG. 5 montre dans sa partie gauche l’évolution de la réponse LIN-LOG en fonction de la hauteur de barrière et du temps d’exposition. Il est bien connu que la tension de seuil d’un transistor MOS dépend fortement de l’état d’interface entre la grille et le canal dans le substrat. Cet état d’interface est instable et présente une très grande dispersion. De ce fait le point de transition d’un photodétecteur à réponse LIN-LOG à transfert de charge est très dispersé d’un photodétecteur à l’autre. Un capteur d’image composée de ce type de photodétecteur pour chaque pixel subit par conséquent un très fort bruit spatial fixe, étant noté que de nombreux efforts ont été consacrés à la correction de ce bruit spatial fixe, sans toutefois obtenir de solution simple et stable. Si on analyse la réponse d’un photodétecteur à réponse LIN-LOG, quelle que soit sa réalisation concrète, cette réponse est composée de 3 zones, comme illustré sur la FIG. 4 où l’échelle des abscisses est une échelle logarithmique : une première zone linéaire (LIN), une zone intermédiaire (X) puis une zone logarithmique (LOG). Comme on l’a expliqué, la partie initiale LIN de la réponse est très précise car la conversion en tension est basée sur un comptage du nombre d’électrons d’origine photonique accumulés dans la photodiode, et s’effectue sur la capacité intrinsèque du nœud FD. Ce processus est très stable et relativement précis. La variation de la capacité du nœud de diffusion flottant FD est facile à corriger par un gain, et la charge thermique d’obscurité peut être corrigée par une simple tension de décalage (« offset » en anglais). En général, un photodétecteur à réponse LIN-LOG réalisé en technologie CMOS n’a quasiment pas besoin de correction. Dans la discussion qui suit, on présume que la réponse linéaire du photodétecteur LIN-LOG est précise, soit intrinsèquement, soit après une correction. On peut constater que la partie LOG de la réponse suit bien une loi logarithmique car ce processus est régi par des lois thermodynamiques que suivent les électrons. La dispersion se trouve dans la valeur de décalage et dans la valeur de la pente logarithmique. La pente d’une réponse LOG est directement liée à la température absolue, et elle peut être aussi modulée par le gain de lecture dans une conception particulière. Elle peut être mesurée et sa correction est facile, par exemple en mesurant la réponse à deux niveaux de lumière différents pour déterminer cette pente. Dans la discussion qui suit, on va supposer que la pente de la réponse LOG d’un photodétecteur à réponse LIN-LOG est précise soit intrinsèquement, soit après une correction. Le problème se trouve dans la zone intermédiaire X entre les zones LIN et LOG, car cette zone de transition est difficile à modéliser et varie avec les paramètres physiques des composants et la température de fonctionnement. Le signal d’un photodétecteur LIN-LOG peut se situer dans l’une de ces zones avec un bruit spatial fixe totalement différent : bruit spatial fixe très faible dans la zone LIN, et très fort dans la zone X ou LOG. On ne peut donc pas identifier cette zone via une simple réponse de ce photodétecteur. On va maintenant décrire une solution selon la présente invention pour : - déterminer la zone intermédiaire X d’un photodétecteur à réponse LIN-LOG, - corriger l’offset de la réponse LOG et obtenir une réponse logarithmique unifiée sur l’ensemble de la plage de fonctionnement d’un photodétecteur à réponse LIN-LOG. On notera que ces opérations sont effectuées par un circuit de traitement numérique associé au photodétecteur et recevant ses signaux de sortie, ou dans le cas d’une implémentation sous forme de capteur d’image à matrice de pixels, associé à l’ensemble des pixels. On va décrire tout d’abord le processus de détermination de la zone intermédiaire X. On sait que le point de transition entre les réponses LIN et LOG peut être influencé par différents paramètres physiques ou fonctionnels. Par exemple un temps de pose long avance le point de transition alors un temps de pose court recule le point de transition. Une plus grande capacité d’accumulation recule le point de transition et une plus petite capacité d’accumulation avance le point de transition. On rappelle ici que la réponse LIN est précise et stable en valeur absolue, que la réponse LOG est précise et stable en pente, et qu’entre la réponse LIN et la réponse LOG, il y a une réponse intermédiaire instable et peu uniforme, qui est difficile à calibrer. Afin de corriger la dispersion de la réponse LIN-LOG, il est nécessaire de connaitre la position exacte de la zone de transition LIN-LOG, cependant que si on regarde uniquement la valeur du signal issu d’un photodétecteur à réponse LIN-LOG, on ne peut pas connaitre cette position. Une première approche pour déterminer la zone de transition est d’opérer un même photodétecteur à réponse LIN-LOG avec deux durées d’exposition T1 et T2 différentes. On note R le rapport entre les deux temps d’exposition : R = T1/T2 et T1 et T2 sont choisies pour que R > 1 On définit SIG1 et SIG2 comme les signaux obtenus avec les durées d’exposition T1 et T2, respectivement. Comme illustré sur la FIG. 6 : - quand le rapport : RS = SIG1/SIG2 est égal à R, cela signifie que SIG1 et SIG2 se trouvent tous les deux dans la zone LIN, - quand ce même rapport est égal à 1, cela signifie que SIG1 et SIG2 se trouvent tous dans la zone LOG, - quand il est déterminé que RS est compris entre 1 et R, cela signifie que SIG1 ou SIG2 se trouve dans la zone intermédiaire X. Une deuxième approche pour déterminer la zone de transition consiste à moduler la capacité d’accumulation maximale FW (pour « Full Well » en anglais) du photodétecteur à réponse LIN-LOG. On utilise une première valeur de capacité d’accumulation FW1 pour obtenir un premier signal de réponse SIG1 et une deuxième valeur de capacité d’accumulation FW2 pour obtenir un deuxième signal de réponse SIG2, et l’on suppose que l’intensité lumineuse est stationnaire pendant les deux expositions. Quand les signaux SIG1 et SiG2 se trouvent dans la zone LIN, la réponse n’est pas impactée par la variation de la capacité d’accumulation, dans la mesure où la tension est proportionnelle au nombre de photons arrivant sur la photodiode. En revanche, si l’intensité lumineuse est telle que les signaux SIG1 et SIG2 se trouvent dans zone LOG, on observe une différence relativement constante D entre SIG1 et SIG2. En analysant la différence : DS = SIG1 – SIG2 il est possible de déterminer la zone de fonctionnement de SIG1 et SIG2 comme illustré sur la FIG. 7 . On utilise d’abord la première approche basée sur les durées d’exposition et le rapport entre les signaux pour déterminer la zone de fonctionnement de SIG1 et SIG2. Ainsi, quand le rapport RS est compris entre R-TH1 and 1+TH2 (TH1 et TH2 étant des coefficients de tolérance déterminés par expérience), cela signifie que SIG1 (qui correspond à la durée d’exposition la plus longue) est entré dans le régime LOG alors SIG2 est encore dans le régime LIN. Rappelons que SIG2 présente alors une réponse précise et stable tandis que SIG1, situé dans la zone LOG, souffre d’un décalage très dispersé. Typiquement, les coefficients TH1 et TH2 sont égaux approximativement à Rx0,2 et Rx0,8, respectivement. En référence maintenant à la FIG. 8 , selon l’invention, le signal SIG2 est transformé en sa valeur logarithmique LSIG2 pondérée avec la pente de la réponse logarithmique de SIG1, soit : LSIG2 = K1*log(SIG2) Toujours lorsque le rapport RS est compris entre R-TH1 et 1+TH2, la valeur de SIG1 doit être égale à LSIG2. Dans ce cas, le photodétecteur dispose de deux mesures égales, SIG1 et LSIG2, pour la même intensité lumineuse (que l’on suppose ici constante entre les deux expositions). LSIG2 étant une réponse précise et stable, car elle est obtenue quand le photodétecteur fonctionne encore dans la zone LIN, il est donc possible d’obtenir une valeur de décalage de correction OS1 qui permet d’aligner SIG1 sur LSIG2 : OS1 = LSIG2 – SIG1 Ce paramètre OS1 peut être calculé soit pendant une phase de calibration soit à chaque fois que, pour une exposition donnée, la valeur de RS tombe dans l’intervalle compris entre R-TH1 et 1+TH2. Il est ainsi possible de générer une réponse logarithmique unifiée FS du photodétecteur qui est déterminée comme suit : FS = LSIG2 si RS > 1+TH3 FS = SIG1 + OS1 si RS Le seuil TH3 est de préférence sensiblement égal à R/2. La FIG. 8 illustre graphiquement cette correction et l’obtention du signal de sortie unifié FS. Maintenant en référence à la FIG. 9 , lorsqu’on utilise la seconde approche basée de modulation de la profondeur de puits d’accumulation FW, on réalise deux expositions du photodétecteur avec deux niveaux d’énergie différents de la barrière TX. Le circuit de traitement de sortie calcule alors la différence DS entre les deux signaux de réponse obtenus SIG1 et SIG2. Dans le cas où la valeur de DS est nulle ou inférieure à une valeur de tolérance TH4 (choisie pour faire face aux éventuels bruits de mesure), cela signifie que les valeurs des signaux SIG1 et SIG2 se trouvent toutes deux dans la zone LIN. Lorsque cette différence DS est supérieure à TH4, alors les valeurs des signaux SIG1 et SIG2 se trouvent dans la zone LOG. Il est possible de fixer deux seuils de tolérance TH5 et TH6, et lorsqu’il est déterminé que DS se trouve dans cet intervalle, cela signifie que la valeur du signal SIG1 est dans la zone LIN tandis que la valeur du signal SIG2 se situe dans la zone LOG. Les valeurs de TH5 et TH6 sont choisies pour permettre de déterminer avec certitude que SIG1 se trouve bien dans la zone LIN et que SIG2 se trouve bien dans la zone LOG. Ces valeurs peuvent être déterminées par des simulations et/ou par des mesures réelles. Typiquement, on peut fixer TH5 = Dx0,2, et TH6 = Dx0,8. Le dispositif de traitement numérique transforme alors mathématiquement SIG1 en son logarithme pondéré par la pente logarithmique de SIG2 (K2) : LSIG1 = K2*LOG(SIG1) Rappelons que la valeur LSIG1 est une réponse précise et stable, car elle est obtenue quand le photodétecteur fonctionne encore dans le régime LIN. Elle constitue une valeur de référence. Rappelons également qu’il faut corriger la valeur de SIG2 pour qu’elle coïncide avec LSIG1 quand lorsque DS se trouve dans l’intervalle [TH5, TH6], la valeur de décalage étant : OS2 = LSIG1 – SIG2 Il devient donc possible de générer une réponse logarithmique unifiée du pixel FS, qui est calculée ainsi : FS = LSIG1 si DS FS = SIG2 + OS2 si DS >= TH7 On choisit pour le seuil TH7 de préférence une valeur sensiblement égale à D/2. La FIG. 9 illustre graphiquement cette correction et l’obtention de du signal unifié FS. On va maintenant décrire une approche possible pour la mise à jour dynamique des paramètres de correction. Comme on l’a vu ci-dessus, les principaux paramètres de correction sont la pente logarithmique K1 ou K2 et la valeur de décalage OS1 ou OS2. Le paramètre K1 ou K2, essentiellement lié à la température et au gain de la chaine de lecture, peut être soit mesuré pendant une phase de calibration et soit extrait d’un circuit témoins intégré sur dans le capteur. La valeur de décalage OS1 ou OS2 est déterminée respectivement à partir des réponses avec deux durées d’exposition différentes ou à partir des réponses avec deux valeurs de capacités d’intégration différentes, respectivement. La valeur de décalage initiale peut être obtenue dans un procédure de calibration avec une intensité lumineuse stable. Du fait que sa valeur évolue de manière assez complexe avec la température et les conditions de fonctionnement, il est avantageusement que cette valeur soit mise à jour fréquemment pendant l’utilisation du photodétecteur à réponse LIN-LOG. On peut prévoir que le circuit de traitement calcule la valeur de RS (respectivement de DS) pendant l’utilisation, et qu’à chaque fois que la valeur calculée se situe dans un intervalle donné, la valeur de OS1 (respectivement OS2) est recalculée. Cette mise à jour continue permet de suivre les changements des conditions opératoires du photodétecteur et de conserver l’efficacité de la correction. On notera qu’en utilisation réelle, l’intensité lumineuse varie, et cette variation peut induire des erreurs entre deux prises de vue. Une correction continue et adaptative peut alors être adoptée pour suivre l’évolution des conditions. On peut également prévoir que le circuit de traitement numérique du photodétecteur applique une procédure de mise à jour plus intelligente pour : - appliquer une fonction de lissage sur les mises à jour, - écarter des valeurs de correction anormales, qui peuvent se produire quand la lumière varie beaucoup entre les deux expositions. Un exemple d’architecture pour mettre en œuvre d’invention dans le cadre d’un capteur d’image à matrice de pixels comprend un substrat où sont réalisés les éléments de conversion photoélectrique et les transistors de commande. On adosse à ce substrat un processeur compagnon spécialisé qui est programmé pour appliquer aux signaux de sortie de chaque pixel les corrections décrites plus haut et générer une image à réponse logarithmique unifiée FS. Cette image est directement exploitable par une unité de traitement aval conventionnelle. On va maintenant décrire une approche d’optimisation du rapport signal sur bruit. On rappelle ici que lorsqu’on utilise l’approche de modulation de la durée d’exposition, la réponse unifiée en bas niveau de lumière fait appel à la réponse SIG2 obtenue avec la durée d’exposition la plus courte. Or dans des conditions de bas niveau de lumière, cette solution n’est pas optimale. En cas de bas niveau de lumière, les signaux SIG1 et SIG2 sont tous deux dans le mode LIN mais le signal SIG2 présente un moins bon rapport signal-sur-bruit que le signal SIG1 qui est généré avec une durée d’exposition plus longue. Afin d’optimiser la performance, on peut choisir alors de générer la réponse unifiée FS en utilisant la réponse donnée par le signal SIG1 (une division par la valeur de R sera appliquée) au lieu de SIG2. Ceci permet d’avoir une meilleure qualité d’image en bas niveau de lumière. Le seuil de décision entre la génération de la réponse FS comme décrit plus haut et comme décrit dans le présent paragraphe peut être déterminé par expérience sur un capteur réel. Et quand c’est l’approche de modulation de la capacité d’intégration qui est mise en œuvre, on peut dans des conditions de bas niveau de lumière effectuer une moyenne entre les signaux SIG1 et SIG2 pour ainsi obtenir un meilleur rapport signal sur bruit. En effet, en faible niveau de lumière, les signaux SIG1 et SIG2 ont théoriquement la même valeur, et le fait de calculer une moyenne des deux valeurs permet une réduction du bruit aléatoire. Comme pour le cas précédent, le seuil de décision peut être déterminé expérimentalement. On va maintenant décrire une mise en œuvre de l’invention permettant d’assurer une superposition dans le temps des deux phases d’exposition amenant à engendrer les signaux SIG1, SIG2. On rappelle d’abord que les approches d’élaboration d’une réponse logarithmique unifiée telles que décrites ci-dessus sont basées sur deux lectures séquentielles d’un même photodétecteur avec les différents paramètres de fonctionnement, à savoir : - soit la variation de la durée d’exposition, - soit la variation de la capacité d’accumulation. On notera ici qu’il serait également possible de combiner ces deux approches. Cela implique un allongement de la durée globale d’une acquisition, ce qui peut parfois poser des problèmes pour des applications de capteurs matriciels dotés de tels photodétecteurs et qui doivent traiter des mouvements rapides, par exemple en vision automobile. Dans ce cas, en référence à la FIG. 10 , on réalise selon l’invention un photodétecteur double, c’est-à-dire à deux photodiodes et deux circuits de commande associés dont les paramètres de prise de vue sont différents, soit par programmation soit par construction. Chaque photodétecteur double fournit simultanément ou quasi-simultanément les deux signaux SIG1 et SIG2 à partir desquels on applique la même correction que celle décrite précédemment pour obtenir une réponse logarithmique unifiée. Ainsi on a illustré sur la partie gauche de la FIG. 10 les deux approches séquentielles basées sur un photodétecteur unique, l’une avec modulation de la durée d’exposition (désignée par T1/T2), et l’autre avec modulation de la capacité d’accumulation (désignée par FW1/FW2). La partie droite de la figure montre les mêmes approches avec deux photodétecteurs pour un même pixel, ce qui a l’avantage d’assurer une simultanéité au moins partielle des captures et ainsi raccourcir la durée globale d’acquisition et de traitement pour une image. Par exemple si on utilise l’approche basée sur deux durées d’exposition différentes, on programme les signaux de commande pour que les deux phases d’exposition se terminent au même moment ou sensiblement au même moment. En ce cas, les signaux SIG1 et SIG2 sont délivrés au même instant, et il n’est pas nécessaire de prévoir une mémoire tampon pour stocker le signal qui est délivré en premier dans le cas de la forme de réalisation à un seul photodétecteur. Si on utilise l’approche basée sur la modulation de la capacité d’accumulation, cette modulation peut être mise en œuvre de façon matérielle, en prévoyant des caractéristiques physiques différentes pour les deux photodiodes, par exemple en recourant à des niveaux de dopage différents. Bien entendu, la présente invention n’est nullement limitée aux formes de réalisation décrites et représentées sur les dessins, mais la personne du métier saura y apporter de nombreuses variantes ou modifications. Elément photodétecteur destiné notamment à former un capteur d’image matriciel, comprenant : - une photodiode enterrée (PPD) exposée à une source de rayonnement et ayant une capacité d’accumulation, - un nœud de diffusion (FD) lié à la photodiode et apte à transformer une variation de charge d’origine photoélectrique dans la photodiode en tension, - un commutateur de rétablissement (RST) commandé apte à imposer une tension sur le nœud de diffusion, - un commutateur de transfert de charge (TX) apte à transférer la charge accumulée dans la photodiode vers le nœud de diffusion lié, et - un dispositif de commande d’exposition de la photodiode apte à contrôler le commutateur de rétablissement et le commutateur de transfert de charge pour générer un signal de réponse de l’élément de photodétection, ce signal de réponse présentant intrinsèquement une phase initialement linéaire (LIN) suivie d’une phase logarithmique (LOG), avec une transition (X) potentiellement indéterminée entre les deux modes, élément caractérisé en ce que le dispositif de commande est apte à provoquer deux expositions successives de la photodiode avec deux paramètres opératoires différents, et en ce qu’il comprend en outre un dispositif de calcul recevant en entrée les deux signaux de réponse correspondant aux deux expositions et capable générer un signal de réponse unifié logarithmique sur toute l’étendue de la réponse à partir d’une combinaison des deux signaux de réponse, en prenant en compte d’une part la détermination d’une pente (K1 ; K2) de la réponse logarithmique du photodétecteur et un décalage (OS1 ; OS2) entre les deux signaux. Elément photodétecteur destiné notamment à former un capteur d’image matriciel, caractérisé en ce qu’il comprend : - une première photodiode enterrée (PPD) exposée à une source de rayonnement et ayant une capacité d’accumulation, - une deuxième photodiode enterrée (PPD) exposée à la même source de rayonnement et ayant une capacité d’accumulation, - au moins un nœud de diffusion (FD) lié à chaque photodiode et apte à transformer une variation de charge d’origine photoélectrique dans la photodiode en tension, - au moins un commutateur de rétablissement (RST) commandé apte à imposer une tension sur le nœud de diffusion, - deux commutateurs de transfert de charge (TX) aptes à transférer la charge accumulée dans les deux photodiodes vers le nœud de diffusion, et - un dispositif de commande d’exposition des photodiodes apte à contrôler les commutateur de rétablissement et les commutateur de transfert de charge avec des paramètres opératoires différents, pour générer deux signaux de réponse différents des deux photodiodes, ces signaux de réponse présentant intrinsèquement une phase initialement linéaire (LIN) suivie d’une phase logarithmique (LOG), avec une transition (X) potentiellement indéterminée entre les deux modes, les expositions des deux photodiodes présentant au moins partiellement un recouvrement temporel, le photodétecteur comprenant en outre un dispositif de calcul recevant en entrée les deux signaux de réponse obtenus avec les deux photodiodes respectivement et capable générer un signal de réponse unifié logarithmique sur toute l’étendue de la réponse à partir d’une combinaison des deux signaux de réponse, en prenant en compte d’une part la détermination d’une pente (K1) de la réponse logarithmique du photodétecteur et un décalage (OS1) entre les deux signaux. Elément selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que les paramètres opératoires différents comprennent des durées d’exposition différentes. Elément selon la revendication 3 prise en combinaison avec la revendication 2, caractérisé en ce que les périodes d’exposition définissant les deux durées d’exposition se terminent sensiblement au même instant pour chaque capture. Élément selon l’une des revendications 3 et 4, caractérisé en ce que le dispositif de calcul est apte à : - déterminer un rapport (R) entre les valeurs des deux signaux, et - en fonction de la valeur de ce rapport : - former un signal de sortie (FS) en convertissant la valeur de signal obtenue avec la durée d’exposition la plus courte en son logarithme, en appliquant un coefficient de pente (K1) préétabli, ou - former un signal de sortie (FS) en appliquant un décalage préétabli (OS1) sur la valeur de signal obtenue avec la durée d’exposition la plus longue. Elément selon l’une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que les paramètres opératoires différents comprennent des valeurs de capacité d’accumulation différentes au niveau de la ou des photodiodes. Elément selon la revendication 5 prise dans la dépendance de la revendication 2, caractérisé en ce que les valeurs de capacité d’accumulation différentes sont fixes et obtenues par construction. Elément selon la revendication 5, caractérisé en ce que les valeurs de capacité d’accumulation différentes sont obtenues par polarisation variable au niveau du ou des commutateurs (TX) de transfert de charge. Élément selon l’une des revendications 6 à 8, caractérisé en ce que le dispositif de calcul est apte à : - déterminer une différence (DS) entre les valeurs des deux signaux, et - en fonction de la valeur de cette différence : - former un signal de sortie (FS) en convertissant la valeur de signal obtenue avec capacité d’accumulation la plus grande en son logarithme, en appliquant un coefficient de pente (K2) préétabli, ou - former un signal de sortie en appliquant un décalage préétabli (OS2) sur la valeur de signal obtenue avec la capacité d’accumulation la plus petite. Capteur photoélectrique à matrice de pixels, caractérisé en ce que chaque pixel comprend un élément photodétecteur selon l’une des revendications 1 à 9, et en ce qu’il comprend un dispositif de traitement numérique commun formant les dispositifs de calcul respectivement associés aux différents pixels. Élément photodétecteur destiné notamment à former un capteur d’image matriciel, caractérisé en ce qu’il comprend en combinaison : - une première photodiode enterrée (PPD) exposée à une source de rayonnement, - une deuxième photodiode enterrée (PPD) exposée à la même source de rayonnement, - au moins un nœud de diffusion (FD) lié à chaque photodiode et apte à transformer une variation de charge d’origine photoélectrique dans la photodiode en tension, - au moins un commutateur de rétablissement commandé (RST) apte à imposer une tension le nœud de diffusion, - deux commutateurs de transfert de charge (TX) aptes à transférer la charge accumulée dans les deux photodiodes vers le nœud de diffusion lié, respectivement, et - un dispositif de commande d’exposition des photodiodes apte à contrôler les commutateur de rétablissement et les commutateur de transfert de charge avec des paramètres opératoires différents, pour générer deux signaux de réponse différents des deux photodiodes, ces signaux de réponse présentant intrinsèquement une phase initialement linéaire (LIN) suivie d’une phase logarithmique (LOG), avec une transition potentiellement indéterminée entre les deux modes, les expositions des deux photodiodes présentant au moins partiellement un recouvrement temporel, de telle sorte que les signaux de réponse soient délivrés essentiellement simultanément pour obtenir par traitement une réponse entièrement logarithmique. Dispositif de calcul configuré pour être associé à un élément photodétecteur à photodiode(s) enterrée(s) apte à générer deux réponses différentes en mode linéaire/logarithmique pour une même capture, le dispositif de calcul étant apte à générer un signal de réponse unifié logarithmique sur toute l’étendue de la réponse à partir d’une combinaison des deux signaux de réponse, en prenant en compte d’une part la détermination d’une pente (K1 ; K2) de la réponse logarithmique du photodétecteur et un décalage (OS1 ; OS2) entre les deux signaux.