Brevet FR3157985A1 — publié le 20250704

Dispositif électronique de pilotage d’un convertisseur d’énergie électrique avec élément (s) piézoélectrique (s), procédé de pilotage et système de conversion d’énergie électrique associés La présente invention concerne un pilotage d’un convertisseur d’énergie électrique comportant au moins un convertisseur piézoélectrique élémentaire, tel qu’un cycle de commande égal à s+1 périodes de résonance des ensembles piézoélectriques, s étant un nombre entier supérieur ou égal à zéro, comporte au moins deux phases à tension sensiblement constante par demi-cycle de commande, un premier demi-cycle de commande comportant une première phase (II) à tension sensiblement constante de première valeur de tension et de première durée et une deuxième phase (IV) à tension sensiblement constante de deuxième valeur de tension et de deuxième durée, un deuxième demi-cycle de commande comportant une troisième phase (VI) à tension sensiblement constante de valeur opposée à la première valeur de tension et de durée sensiblement égale à la première durée et une quatrième phase (VIII) à tension sensiblement constante de valeur opposée à la deuxième valeur de tension et de durée sensiblement égale à la deuxième durée. Figure pour l'abrégé : Figure 3 Dispositif électronique de pilotage d’un convertisseur d’énergie électrique avec élément(s) piézoélectrique(s), procédé de pilotage et système de conversion d’énergie électrique associés La présente invention concerne un dispositif électronique de pilotage d’un convertisseur d’énergie électrique apte à convertir une tension d’entrée en au moins une tension de sortie et un système de conversion d’énergie électrique. L’invention concerne également un procédé de pilotage d’un convertisseur d’énergie électrique apte à convertir une tension d’entrée en au moins une tension de sortie et un système électronique de conversion d’énergie électrique associé. L’invention se situe dans le domaine des systèmes électroniques de conversion d’énergie électrique, en particulier ceux comportant un élément piézoélectrique, notamment des systèmes de conversion de tension , c’est-à-dire les systèmes de conversion continu-continu, également appelés systèmes de conversion DC-DC (de l’anglais Direct Current - Direct Current ), et les systèmes de conversion alternatif-continu, également appelés systèmes de conversion AC-DC (de l’anglais Alternating Current - Direct Current ). On connaît diverses topologies de convertisseur d’énergie électrique à éléments piézoélectriques. Par exemple, des convertisseurs d’énergie électrique à élément(s) piézoélectrique(s) sont décrits dans les documents FR 3 064 850 B1, FR 3 086 471 B1 et FR 3 130 096 A1. On connaît des convertisseurs d’énergie électrique à élément(s) piézoélectrique(s) comportant un ou plusieurs ensembles piézoélectriques, connectés chacun entre des points milieu de branches d’un pont de commutation, chacune des branches du pont de commutation comportant des interrupteurs reliés entre eux en le point milieu de la branche. Dans les systèmes connus, le dispositif de pilotage est configuré pour commander, lors d’un cycle respectif de résonance des ensembles piézoélectriques, une commutation de chacun des interrupteurs pour alterner des phases à tension sensiblement constante aux bornes de l’ensemble piézoélectrique ou des ensembles piézoélectriques et des phases à charge sensiblement constante aux bornes du ou des ensembles piézoélectriques. Le pilotage est configuré pour réaliser un nombre donné de phases à tension sensiblement constante (ou paliers de tension), tout en respectant des contraintes de fonctionnement du convertisseur piézoélectrique en fonction de sa topologie, par exemple la commutation des interrupteurs à zéro de tension (ou commutation en mode ZVS de l’anglais « Zero Voltage Switching »), et l’optimisation du transfert de puissance entre l’entrée et la sortie. On connaît notamment des procédés de pilotage à trois paliers de tension, nécessitant la mise en œuvre de plusieurs boucles de régulation pour respecter les contraintes de fonctionnement désirées. L’invention a pour objectif de présenter un dispositif et procédé de pilotage du convertisseur moins complexe, et par conséquent moins coûteux, tout en conservant la performance du convertisseur d’énergie électrique, plus particulièrement adapté pour le pilotage en mode abaisseur de tension. A cet effet, l’invention a pour objet un dispositif électronique de pilotage d’un convertisseur d’énergie électrique, le convertisseur d’énergie électrique comportant au moins un convertisseur piézoélectrique élémentaire, le ou chaque convertisseur piézoélectrique élémentaire comportant au moins une branche de commutation primaire et au moins une branche de commutation secondaire, la branche de commutation primaire étant connectée entre deux bornes primaires d’application d’une tension d’entrée du convertisseur piézoélectrique élémentaire, et comportant au moins deux interrupteurs primaires connectés en série et reliés entre eux en un point milieu primaire, la branche de commutation secondaire étant connectée entre deux bornes secondaires de fourniture d’une tension de sortie du convertisseur piézoélectrique élémentaire, et comportant au moins deux interrupteurs secondaires connectés en série et reliés entre eux en un point milieu secondaire, le convertisseur piézoélectrique élémentaire comportant un ensemble piézoélectrique connecté entre le point milieu primaire et le point milieu secondaire, le dispositif électronique de pilotage étant configuré pour commander dans le ou dans chaque convertisseur piézoélectrique élémentaire, une commutation des interrupteurs primaires et secondaires pour alterner des phases à tension sensiblement constante aux bornes de l’ensemble piézoélectrique et des phases à charge sensiblement constante aux bornes de l’ensemble piézoélectrique. Ce dispositif électronique de pilotage est configuré pour, pour un cycle de commande égal à s+1 périodes de résonance de l’ensemble piézoélectrique, s étant un nombre entier supérieur ou égal à zéro, commander au moins deux phases à tension sensiblement constante par demi-cycle de commande, un premier demi-cycle de commande comportant une première phase à tension sensiblement constante de première valeur de tension et de première durée et une deuxième phase à tension sensiblement constante de deuxième valeur de tension et de deuxième durée, un deuxième demi-cycle de commande comportant une troisième phase à tension sensiblement constante de valeur opposée à la première valeur de tension et de durée sensiblement égale à la première durée et une quatrième phase à tension sensiblement constante de valeur opposée à la deuxième valeur de tension et de durée sensiblement égale à la deuxième durée. Avantageusement, un équilibrage des transferts d’énergie électrique par demi-cycle de commande est obtenu, ce qui permet de réduire l’amplitude d’oscillation énergétique au sein des ensembles piézoélectriques, et par conséquent d’améliorer les performances de transfert d’énergie électrique du convertisseur. Avantageusement, l’invention s’applique pour toute topologie de convertisseur d’énergie électrique utilisant au moins un résonateur piézoélectrique. Suivant d’autres aspects avantageux de l’invention, le dispositif électronique de pilotage d’un convertisseur d’énergie électrique comprend une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prises isolément ou suivant toutes les combinaisons techniquement possibles. L’une des valeurs de tension parmi la première valeur de tension et la deuxième valeur de tension est égale à la différence ou à l’opposé de la différence entre une amplitude de la tension dynamique d’entrée et une amplitude de la tension dynamique de sortie, l’amplitude de la tension dynamique d’entrée étant égale à la demie tension différentielle d’entrée, l’amplitude de la tension dynamique de sortie étant égale à la demie tension différentielle de sortie, et l’autre valeur de tension parmi la première valeur de tension et la deuxième valeur de tension est égale à la somme ou à l’opposé de la somme de ladite amplitude de la tension dynamique d’entrée et de ladite amplitude de la tension dynamique de sortie. Ce dispositif est configuré pour commander des enchaînements de phases à tension sensiblement constante et à charge sensiblement constante par demi-cycle de commande, les phases du deuxième demi-cycle de commande étant obtenues par translation et inversion de signe des phases du premier demi-cycle de commande. Il est configuré pour commander les interrupteurs primaires pour réaliser lesdites première, deuxième, troisième et quatrième phases à tension constante. Ce dispositif est configuré pour commander en position fermée un des interrupteurs primaires sur une partie du cycle de commande et commander l’autre desdits interrupteurs primaires en position fermée avec un décalage d’un demi-cycle de commande, chacun des interrupteurs primaires étant commandé en fermeture pendant une même durée de contact. Il comporte un bloc d’estimation d’une durée de temps mort entre la commande d’ouverture d’un des interrupteurs primaires et la commande de fermeture de l’autre desdits interrupteurs primaires, lesdits interrupteurs primaires étant ouverts pendant la durée de temps mort. Le bloc d’estimation est configuré pour déterminer ladite durée de temps mort en fonction d’une fréquence de cycle de commande, de la tension d’entrée et de la tension de sortie du convertisseur piézoélectrique élémentaire. Le dispositif est configuré pour réguler une tension ou un courant ou une puissance de sortie en contrôlant la fréquence de cycle de commande et/ou un déphasage de commande des interrupteurs secondaires. Il est configuré pour commander, lorsque la tension d’entrée du convertisseur piézoélectrique élémentaire est supérieure à la tension de sortie du convertisseur piézoélectrique élémentaire, ladite durée de temps mort avec une marge de tolérance de commutation. Il est configuré pour commander en outre en position fermée un des interrupteurs secondaires pendant ladite première durée, et pour commander en position fermée un autre desdits interrupteurs secondaires pendant ladite deuxième durée. L’invention concerne également un système électronique de conversion d’énergie électrique comportant un convertisseur d’énergie électrique, le convertisseur d’énergie électrique comportant au moins un convertisseur piézoélectrique élémentaire, le ou chaque convertisseur piézoélectrique élémentaire comportant au moins une branche de commutation primaire et au moins une branche de commutation secondaire, la branche de commutation primaire étant connectée entre deux bornes primaires d’application d’une tension d’entrée du convertisseur piézoélectrique élémentaire, et comportant au moins deux interrupteurs primaires connectés en série et reliés entre eux en un point milieu primaire, la branche de commutation secondaire étant connectée entre deux bornes secondaires de fourniture d’une tension de sortie du convertisseur piézoélectrique élémentaire, et comportant au moins deux interrupteurs secondaires connectés en série et reliés entre eux en un point milieu secondaire, le convertisseur piézoélectrique élémentaire comportant un ensemble piézoélectrique connecté entre le point milieu primaire et le point milieu secondaire, et un dispositif électronique de pilotage dudit convertisseur piézoélectrique élémentaire tel que brièvement décrit ci-dessus. L’invention concerne également un procédé de pilotage d’un convertisseur d’énergie électrique apte à convertir une tension d’entrée en au moins une tension de sortie mis en œuvre par un dispositif électronique de pilotage tel que décrit ci-dessus, comportant, pour un cycle de commande égal à s+1 périodes de résonance des ensembles piézoélectriques, s étant un nombre entier supérieur ou égal à zéro, la commande d’au moins deux phases à tension sensiblement constante par demi-cycle de commande, un premier demi-cycle de commande comportant une première phase à tension sensiblement constante de première valeur de tension et de première durée et une deuxième phase à tension sensiblement constante de deuxième valeur de tension et de deuxième durée, un deuxième demi-cycle de commande comportant une troisième phase à tension sensiblement constante de valeur opposée à la première valeur de tension et de durée sensiblement égale à la première durée et une quatrième phase à tension sensiblement constante de valeur opposée à la deuxième valeur de tension et de durée sensiblement égale à la deuxième durée Suivant d’autres aspects avantageux de l’invention, le procédé de pilotage comprend une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prises isolément ou suivant toutes les combinaisons techniquement possibles : Le procédé comporte une détermination, pour chaque demi-cycle de commande, d’un angle de commutation en position fermée des interrupteurs d’un des premiers interrupteurs. Lorsque ladite tension de sortie est inférieure à la tension d’entrée, la détermination d’un angle de commutation est effectuée avec une marge de tolérance, suite à une durée de temps mort durant laquelle les premiers interrupteurs sont ouverts, le procédé comportant une estimation de ladite marge de tolérance en fonction d’une fréquence du cycle de commande, de la tension d’entrée et de la tension de sortie. L’invention apparaîtra plus clairement à la lecture de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d’exemple non limitatif, et faite en référence aux dessins dans lesquels : FIG. 1 la FIG. 1 est une représentation schématique d’un convertisseur piézoélectrique élémentaire et d’un circuit électrique correspondant à un élément piézoélectrique ; FIG. 2 la FIG. 2 est une représentation fonctionnelle d’un système électronique de conversion électrique ; FIG. 3 la FIG. 3 est une représentation des courbes d’évolution de la tension aux bornes de l’ensemble piézoélectrique d’un convertisseur piézoélectrique élémentaire, et des diagrammes de commande des interrupteurs associés, dans une configuration de type abaisseur de tension ; FIG. 4 la FIG. 4 est une représentation des courbes d’évolution de la tension aux bornes de l’ensemble piézoélectrique d’un convertisseur piézoélectrique élémentaire, et des diagrammes de commande des interrupteurs associés, dans une configuration de type élévateur de tension ; FIG. 5 la FIG. 5 est une représentation des courbes d’évolution de la tension et des diagrammes de commande des d’interrupteurs dans une configuration de type abaisseur de tension sur un cycle de commande comportant plusieurs périodes de résonance de l’ensemble piézoélectrique; FIG. 6 la FIG. 6 est une représentation des diagrammes de commande des interrupteurs primaires dans une configuration de type abaisseur de tension ; FIG. 7 la FIG. 7 est un synoptique des blocs fonctionnels d’un dispositif électronique de commande mettant en œuvre un procédé de pilotage d’un convertisseur d’énergie électrique ; FIG. 8 la FIG. 8 est un exemple de mode de réalisation d’un convertisseur d’énergie électrique comportant un convertisseur piézoélectrique élémentaire ; FIG. 9 la FIG. 9 est une représentation des courbes d’évolution de la tension aux bornes de l’ensemble piézoélectrique d’un convertisseur piézoélectrique élémentaire, et des diagrammes de commande des interrupteurs associés du convertisseur d’énergie électrique de la FIG. 8 . La FIG. 1 illustre un convertisseur d’énergie électrique 2 appelé convertisseur piézoélectrique élémentaire, ainsi qu’un circuit électrique modélisant le fonctionnement d’un élément piézoélectrique. Le dispositif et procédé de pilotage de l’invention décrits ci-après s’appliquent pour des convertisseurs d’énergie électrique comportant un ou plusieurs convertisseurs piézoélectriques élémentaires, quelle que soit la topologie des convertisseurs d’énergie électrique. En particulier, le dispositif électronique de pilotage est configuré pour piloter le ou chacun des convertisseurs piézoélectriques élémentaires d’un convertisseur d’énergie électrique. Le convertisseur piézoélectrique élémentaire 2 illustré à la FIG. 1 comporte une branche de commutation appelée branche de commutation primaire 4a et une branche de commutation appelée branche de commutation secondaire 4b. La branche de commutation primaire 4a comporte une première borne primaire 6a et une deuxième borne primaire 8a, et un point milieu primaire 10a. On désigne par V xal le potentiel le plus bas et par V xah le potentiel le plus haut aux bornes de la branche de commutation primaire 4a. Dans l’exemple de la FIG. 1 , V xal est le potentiel de la première borne primaire 6a et V xah est le potentiel de la deuxième borne primaire 8a. En cas d’inversion de potentiel, par exemple en cas de présence d’une tension alternative avec changement de polarité, il est alors toujours possible, à chaque instant, de positionner V xah et V xal tel que V xah soit supérieur à V xal . La tension appliquée entre les bornes primaires 6a, 8a est appelée tension primaire. La branche de commutation secondaire 4b comporte une première borne secondaire 6b et une deuxième borne secondaire 8b, et un point milieu secondaire 10b. On désigne par V xbl le potentiel le plus bas et par V xb h le potentiel le plus haut aux bornes de la branche de commutation secondaire 4b. Dans l’exemple de la FIG. 1 , V xb l est le potentiel de la première borne secondaire 6b et V xb h est le potentiel de la deuxième borne secondaire 8b. En cas d’inversion de potentiel, par exemple en cas de présence d’une tension alternative avec changement de polarité, il est alors toujours possible, à chaque instant, de positionner V x b h et V x b l tel que V x b h soit supérieur à V x b l . La tension appliquée entre les bornes secondaires 6b, 8b est appelée tension secondaire. La branche de commutation primaire 4a comporte deux bras, respectivement un premier bras primaire 14a connecté entre la première borne primaire 6a et le point milieu primaire 10a, et un deuxième bras primaire 16a connecté entre la deuxième borne primaire 8a et le point milieu primaire 10a. Chacun des premier et deuxième bras primaire comporte un interrupteur primaire 18a, 20a, également notés K xal et K xah . La branche de commutation secondaire 4b comporte deux bras, respectivement un premier bras secondaire 14b connecté entre la première borne secondaire 6b et le point milieu secondaire 10b, et un deuxième bras secondaire 16b connecté entre la deuxième borne secondaire 8b et le point milieu secondaire 10b. Chacun des premier et deuxième bras secondaire comporte un interrupteur secondaire 18b, 20b, également notés K xbl et K xbh . Chaque interrupteur du convertisseur piézoélectrique élémentaire 2, à savoir chacun des interrupteurs 18a, 18b, 20a, 20b, est de préférence un interrupteur unidirectionnel en tension, et comprend par exemple un transistor, ou une diode, ou encore un transistor et une diode en antiparallèle, non représentés. L’interrupteur 18a, 18b, 20a, 20b est de préférence constitué du transistor, ou de la diode, ou encore du transistor et de la diode en antiparallèle. L’utilisation d’un interrupteur bidirectionnel en tension est requise pour les bras primaires 14a et 16a si la tension primaire est susceptible de changer de signe, par exemple s’il s’agit d’une tension alternative avec changement de polarité. De même, l’utilisation d’un interrupteur bidirectionnel en tension est requise pour les bras secondaires 14b et 16b si la tension secondaire est susceptible de changer de signe, par exemple s’il s’agit d’une tension alternative avec changement de polarité. En variante, l’interrupteur 18a, 18b, 20a, 20b comprend une association de plusieurs transistors, et est de préférence constitué d’une telle association de plusieurs transistors. En variante encore, l’interrupteur 18a, 18b, 20a, 20b comprend un commutateur mécanique, tel qu’un micro-switch MEMS (de l’anglais MicroElectroMechanical System ). Le transistor est, par exemple, un transistor à effet de champ à grille isolée, également appelé MOSFET (de l’anglais Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) . En variante, le transistor est un transistor bipolaire ; un transistor bipolaire à grille isolée, également appelé IGBT (de l’anglais Insulated Gate Bipolar Transistor) ; un transistor à base de silicium (Si), un transistor à base de GaN (de l’anglais Gallium Nitride) ; un transistor à base de carbure de silicium (SiC), ou un transistor à base de diamant, ou encore un thyristor. Un ensemble piézoélectrique 22 est connecté entre le point milieu primaire 10a et le point milieu secondaire 10b. L’ensemble piézoélectrique 22 comporte un ou plusieurs élément(s) piézoélectrique(s) 15, chacun composé d’un matériau piézoélectrique ayant une fréquence de résonance associée. Comme connu en soi, l’oscillation mécanique des éléments piézoélectriques 15 est approximativement sinusoïdale sur des cycles de résonance respectifs, également appelés périodes de résonance. Lorsque plusieurs éléments piézoélectriques sont présents, la déformation mécanique totale des éléments piézoélectriques 15 est la somme de déformations mécaniques élémentaires de chacun des éléments piézoélectriques 15. Une augmentation ou une diminution de l’énergie stockée sur une période conduit respectivement à une augmentation ou à une diminution de l’amplitude d’oscillation mécanique. La tension V px aux bornes de l’ensemble piézoélectrique 22 est dépendante des états des interrupteurs primaires K xah , K xal , et secondaires K xbh , K xbl , aptes à être commandés pour alterner des phases à tension sensiblement constante et des phases à charge sensiblement constante. Par charge sensiblement constante, on entend un échange d’une charge avec l’extérieur qui est inférieur à 30% de la charge qui aurait été échangée avec l’extérieur si la tension avait été maintenue constante. Autrement dit, par charge sensiblement constante, on entend une variation de charge inférieure à 30% de la charge qui aurait été échangée avec l’extérieur de l’ensemble piézoélectrique 22 si la tension aux bornes de l’ensemble piézoélectrique 22 avait été maintenue constante sur la durée temporelle considérée. Par circuit électrique sensiblement ouvert, on entend un circuit dont un éventuel courant de fuite conduit à une variation de charge de l’ensemble piézoélectrique 22 inférieure à 30% de la charge qui aurait été échangée avec l’extérieur de l’ensemble piézoélectrique 22 si la tension aux bornes de l’ensemble piézoélectrique 22 avait été maintenue constante sur la durée temporelle considérée. Par tension sensiblement constante, on entend une variation de tension inférieure à 20%, de préférence inférieure à 10%, de la tension d’entrée ou de sortie du convertisseur 10. À titre d’exemple, si la tension d’entrée du convertisseur 10 est égale à 100V, alors la variation de tension lors de chaque phase à tension sensiblement constante, c’est-à-dire sur chaque palier à tension sensiblement constante, est inférieure à 20% de cette tension, c’est-à-dire inférieure à 20V ; de préférence inférieure à 10 % de cette tension, c’est-à-dire inférieure à 10V. Chaque phase à tension sensiblement constante est également appelée palier de tension. Une modélisation d’un élément piézoélectrique 15 sous forme de circuit électrique est illustrée dans la bulle 25 à la FIG. 1 . L’élément piézoélectrique 15 est connu en soi, et est typiquement modélisé, proche du mode de résonnance exploité, sous la forme d’un condensateur 24 et d’une branche résonante 26 connectée en parallèle du condensateur 24, le condensateur 24 et la branche résonante 26 étant connectés entre une première électrode 28 et une deuxième électrode 30 de l’élément piézoélectrique 15. Par exemple, lorsque l’ensemble 22 d’éléments piézoélectriques du convertisseur piézoélectrique élémentaire est réduit à un élément piézoélectrique, la première électrode 28 est connectée au point milieu primaire 10a et la deuxième électrode 30 est connectée au point milieu secondaire 10b. La branche résonante 26 est typiquement une branche RLC formée d’une résistance 32, d’un condensateur 34, et d’une inductance 36 connectés en série. La capacité C 0 du condensateur 24 connecté en parallèle de la branche résonante 26 est appelée capacité parallèle, ou encore capacité bloquée, ou capacité de référence. La tension aux bornes de l’élément piézoélectrique 15 correspond alors typiquement à la tension aux bornes du condensateur 24. En régime établi, un courant i L , sensiblement sinusoïdal, circule dans la branche RLC du modèle équivalent de l’élément piézoélectrique 15. Les valeurs respectives de la résistance R, de la capacité C du condensateur 34, et de l’inductance L , ainsi que de la capacité de référence C 0 définissent le dimensionnement de l’élément piézoélectrique 15. La FIG. 2 illustre schématiquement un système électronique de conversion d’énergie électrique 35, configuré pour fournir de l’énergie électrique à une charge 39 à partir d’une source 37. Le système électronique de conversion d’énergie électrique 35 comporte un convertisseur d’énergie électrique 40 et un dispositif électronique de pilotage 42 du convertisseur d’énergie électrique 40. Le convertisseur d’énergie électrique 40 est configuré pour convertir une tension d’entrée V in en une tension de sortie V out . Le convertisseur d’énergie électrique 40 comporte une première borne d’entrée 44 et une deuxième borne d’entrée 46, une première borne de sortie 48 et une deuxième borne de sortie 50. Le potentiel V inn appliqué sur la première borne d’entrée 44 est inférieur au potentiel V in p appliqué sur la deuxième borne d’entrée 46. Le potentiel V out n fourni sur la première borne de sortie 48 est inférieur au potentiel V outp appliqué sur la deuxième borne de sortie 50. Pour simplifier la description, en présence d’une tension d’entrée qui change de signe, V inn et V inp sont alors redéfinis à chaque instant de sorte que V inn soit toujours inférieure à V inp . De même, en cas de fourniture d’une tension de sortie qui change de signe, V out n et V out p sont alors redéfinis à chaque instant de sorte que V out n soit toujours inférieure à V out p . A noter que nous considérons une fréquence de cycle de commande (ou fréquence de pilotage) au moins 10 fois supérieure à la fréquence de variation de la tension primaire ou secondaire, avantageusement au moins 100 fois, de sorte que durant un cycle de commande, la tension d’entrée V in et la tension de sortie V out puissent être considérées sensiblement constantes et sans changement de signe. Le convertisseur d’énergie électrique 40 étant de préférence un convertisseur continu-continu apte à convertir une énergie ou tension électrique sensiblement continue en une autre énergie ou tension électrique sensiblement continue à l’échelle d’un cycle de commande. Le système électronique de conversion d’énergie électrique 35 est par exemple un système de conversion continu-continu apte à convertir une première énergie ou tension électrique continue reçue en entrée en une deuxième énergie ou tension électrique continue délivrée en sortie, ou encore un système de conversion alternatif-continu apte à convertir une énergie ou tension électrique alternative reçue en entrée en une énergie ou tension électrique continue délivrée en sortie du système de conversion d’énergie électrique. Par exemple, la source d’énergie électrique 37 est une batterie, un panneau solaire, une tension d’un réseau électrique alternatif redressé ou un bus d’alimentation continue. Lorsque le système de conversion d’énergie électrique est un système de conversion alternatif-continu, avec par exemple une tension d’entrée alternative centrée sur 0V, le système de conversion d’énergie électrique comprend de préférence en outre un redresseur de tension, non représenté, connecté en entrée du convertisseur d’énergie électrique 40 et apte à redresser la tension électrique alternative reçue en entrée du système de conversion pour délivrer une tension électrique redressée en entrée du convertisseur 40. Le redresseur de tension est par exemple un pont redresseur, tel qu’un pont de diodes. Le convertisseur d’énergie électrique 40 comporte un ou plusieurs convertisseur(s) piézoélectrique(s) élémentaire(s) 2, tels que décrits en référence à la FIG. 1 . Dans des modes de réalisation, le convertisseur d’énergie électrique 40 comporte plusieurs convertisseurs piézoélectriques élémentaires 2, par exemple connectés en série via leurs branches de commutation primaire 4a respectives ou via leurs branches de commutation secondaire 4b respectives, entre deux bornes parmi la première, la deuxième borne d’entrée, la première et la deuxième borne de sortie. Le pilotage du convertisseur d’énergie électrique 40 pour abaisser la tension entre son entrée et sa sortie est appelé pilotage en mode abaisseur. Le pilotage du convertisseur d’énergie électrique 40 pour élever la tension entre son entrée et sa sortie est appelé pilotage en mode élévateur. Le dispositif électronique de pilotage 42 et un procédé de pilotage associé seront décrits ci-après, pour le pilotage en mode abaisseur de tension et en mode élévateur de tension d’un convertisseur piézoélectrique élémentaire tel que décrit en référence à la FIG. 1 . Il est clair pour un homme du métier que le procédé de pilotage s’applique de manière analogue pour piloter chaque convertisseur piézoélectrique élémentaire faisant partie d’un convertisseur d’énergie électrique comportant une pluralité de convertisseurs piézoélectrique élémentaires, après calcul de la tension d’entrée à appliquer aux bornes du convertisseur piézoélectrique élémentaire et de la tension de sortie fournie par le convertisseur piézoélectrique élémentaire, en fonction de la topologie du convertisseur d’énergie électrique 40, de la tension d’entrée V in et de la tension de sortie V out . Le dispositif électronique de pilotage 42 est configuré pour piloter le convertisseur d’énergie électrique 40, en particulier pour piloter la commande des interrupteurs 18a, 20a et optionnellement 18b, 20b de chaque convertisseur piézoélectrique élémentaire, afin d’alterner des phases à tension sensiblement constante aux bornes de l’ensembles piézoélectrique 22 et des phases à charge sensiblement constante, c’est-à-dire en circuit sensiblement ouvert, aux bornes de l’ensemble piézoélectrique 22. Le dispositif électronique de pilotage 42 est par exemple réalisé sous forme d’un circuit électronique comportant un ou plusieurs composants électroniques. En variante, le dispositif électronique de pilotage 42 est réalisé sous forme d’un composant logique programmable, tel qu’un FPGA (de l’anglais Field Programmable Gate Array ), ou sous forme d’un circuit intégré, tel qu’un ASIC (de l’anglais Application Specific Integrated Circuit ) ou encore sous forme d’un calculateur, tel qu’un microcontrôleur, un processeur. Le fonctionnement du pilotage en quatre paliers de tension, d’un convertisseur piézoélectrique élémentaire tel que décrit en référence à la FIG. 2 sera décrit ci-après. Le procédé de pilotage met en œuvre une commande angulaire périodique. Il est à noter qu’il est possible, de manière équivalente, d’exprimer la période de résonance mécanique de l’ensemble piézoélectrique comme égale à une période temporelle comprise entre 0 et T ou une période angulaire comprise entre 0 et 2π. Ainsi, il existe une correspondance mathématique entre durée temporelle et durée angulaire. Lorsqu’on indique que deux phases distinctes ont une même durée, cela signifie à la fois une même durée temporelle et une même durée angulaire. La FIG. 3 illustre des graphes d’évolution de la tension piézoélectrique dynamique V P xdyn aux bornes de l’ensemble piézoélectrique P x d’un convertisseur piézoélectrique élémentaire, piloté dans un mode abaisseur de tension sur un cycle de commande égal à une période de résonance de 2π de l’ensemble piézoélectrique. La commande est effectuée en angle θ évoluant sur une période entre 0 et 2π radians. La notation « x » indique que de manière générique, le convertisseur piézoélectrique élémentaire considéré est le convertisseur piézoélectrique élémentaire numéro « x » dans une architecture de convertisseur d’énergie électrique donnée. La tension dynamique V Pxdyn aux bornes de l’ensemble piézoélectrique est égale à la tension V px aux bornes de l’ensemble piézoélectrique à laquelle a été soustraite une composante différentielle de mode commun de la tension. Sur la branche de commutation primaire, la tension de mode commun primaire est calculée par la formule : En d’autres termes, la tension de mode commun d’entrée est égale à la moyenne du potentiel V xal appliqué sur la première borne primaire 6a et du potentiel V xah appliqué sur la deuxième borne primaire 8a. Sur la branche de commutation secondaire, la tension de mode commun secondaire est calculée par la formule : En d’autres termes, la tension de mode commun de sortie est égale à la moyenne du potentiel V xbl fourni sur la première borne secondaire 6b et du potentiel V xbh fourni sur la deuxième borne secondaire 8b. La composante différentielle de mode commun de tension V Pxmc est calculée par : La tension dynamique V Pxdyn aux bornes de l’ensemble piézoélectrique est calculée par : La valeur de l’amplitude de tension de part et d’autre de la tension de mode commun au primaire, également appelée amplitude de la tension dynamique d’entrée, est définie par : En d’autres termes, l’amplitude de la tension dynamique d’entrée V xa est égale à la demie tension différentielle d’entrée du convertisseur piézoélectrique élémentaire. La valeur de l’amplitude de tension de part et d’autre de la tension de mode commun au secondaire, également appelée amplitude de la tension dynamique de sortie, est définie par : En d’autres termes, l’amplitude de la tension dynamique de sortie V x b est égale à la demie tension différentielle de sortie du convertisseur piézoélectrique élémentaire . Par définition, les valeurs de l’amplitude de tension V xa et V xb sont positives. Dans la FIG. 3 sont représentés les sinusoïdes I L et D correspondant respectivement au courant I L normalisé entre -1 et 1(axe des ordonnées) en fonction de l’angle sur la période [0, 2π] et la déformation D de l’ensemble piézoélectrique sur la même période. Le dispositif électronique de pilotage 42 est configuré pour commander en alternance des phases à tension sensiblement constante (ou paliers de tensions) et des phases à charge sensiblement constante, selon un agencement des paliers de tension illustré dans un exemple par les graphes de la FIG. 3 . Les quatre combinaisons de valeurs de tension, qui constituent les valeurs de tension des paliers de tension, sont respectivement : (K xal et K xbl fermés, K xah et K xbh ouverts) (K xa h et K xb h fermés, K xa l et K xb l ouverts) (K xa h et K xbl fermés, K xa l et K xbh ouverts) (K xal et K xbh fermés, K xah et K xbl ouverts) Comme on peut le constater, les valeurs de tension V a et V b sont de même valeur absolue et de signes opposés, et V c et V d sont de même valeur absolue et de signes opposés. Pour la suite de la description, on considère que le courant I L circulant dans les ensembles piézoélectriques a le sens indiqué par la flèche représentée dans la FIG. 1 , et on associe par construction le palier de tension de valeur V a à l’alternance positive du courant I L et le palier de tension de valeur V b à l’alternance négative du courant I L . Comme illustré dans le graphe G 1 de la FIG. 3 , pour un pilotage en mode abaisseur, la tension dynamique V Pxdyn aux bornes de l’ensemble piézoélectrique prend, durant des phases à tension sensiblement constante, alternativement les valeurs de tension V b , V d sur un premier demi-cycle de commande, correspondant au premier demi-cycle de résonance (angle de 0 à π), et les valeurs de tension V a , V c sur un deuxième demi-cycle de commande, correspondant au deuxième demi-cycle de résonance (angle de π à 2π). Le graphe G 1 de la FIG. 3 illustre le pilotage en quatre phases à charge sensiblement constante et quatre phases à tension sensiblement constante. Dans cette configuration de type abaisseur, le cycle de commande, égal à la période de résonance dans cet exemple, comporte deux demi-cycles. Le premier demi-cycle comprend deux phases I, III à charge sensiblement constante et deux phases II, IV à tension sensiblement constante. Dans le détail, entre θ 0 =0 et θ 1 , durant la phase I à charge sensiblement constante, la tension dynamique V Pxdyn aux bornes de l’ensemble piézoélectrique passe de V c à V b . Durant la phase II à tension sensiblement constante, entre θ 1 et θ 2 , la tension dynamique V Pxdyn est sensiblement égale à V b . Durant la phase III à charge sensiblement constante, entre θ 2 et θ 2 b , la valeur de tension dynamique V Pxdyn évolue entre V b et V d . Enfin, durant la phase IV à tension sensiblement constante, entre les instants θ 2 b et θ 3 =π, la tension dynamique V Pxdyn est sensiblement égale à V d . Le deuxième demi-cycle comprend également deux phases V, VII à charge sensiblement constante et deux phases VI, VIII à tension sensiblement constante. Dans le détail, entre θ 3 et θ 3b , durant la phase V à charge sensiblement constante, la tension dynamique V Pxdyn passe de V d à V a . Durant la phase VI à tension sensiblement constante, entre θ 3b et θ 4 , la tension dynamique V Pxdyn est sensiblement égale à V a . Durant la phase VII à charge sensiblement constante, entre θ 4 et θ 5 , la valeur de tension dynamique V Pxdyn évolue entre V a et V c . Enfin, durant la phase VIII à tension sensiblement constante, entre les instants θ 5 et θ 6 =2π, la tension dynamique V Pxdyn est sensiblement égale à V c . Bien entendu, du fait de la répétition cyclique, θ 6 =2π= θ 0. De plus, les phases à tension sensiblement constante respectives II, VI sont sensiblement de même durée, dite première durée, et les valeurs de tensions respectives sont sensiblement égales et de signes opposées (V b , V a ). Dans l’exemple de la FIG. 3 , la première durée est : . De même, les phases à tension sensiblement constante respectives IV, VIII sont sensiblement de même durée, dite deuxième durée, et les valeurs de tensions respectives sont sensiblement égales et de signes opposées (V d , V c ). Dans l’exemple de la FIG. 3 , la deuxième durée est : . En d’autre termes, les phases de G 1 sont sensiblement symétriques par translation et inversion de signe entre le premier demi-cycle et le deuxième demi-cycle de commande. Les graphes G 2 et G 3 représentent respectivement l’évolution des potentiels V xar au point milieu primaire et le potentiel V xbr au point milieu secondaire, aux bornes de l’ensemble piézoélectrique du convertisseur piézoélectrique élémentaire piloté. Les potentiels respectifs V xar et V xbr évoluent selon l’état d’ouverture ou de fermetures des interrupteurs respectifs du côté primaire K xah , K xal et du côté secondaire K xbh , K xbl . Ainsi, le potentiel V xar est maintenu à V xah durant les phases I et II, et passe de V xah à V xal durant la phase III à charge sensiblement constante, puis est maintenu à V xal pendant les phases IV à VI, et passe de V xal à V xah pendant la phase VII à charge sensiblement constante, puis est maintenu à V xah durant la phase VIII à tension sensiblement constante. Le potentiel V xb r passe de V xbl à V xbh pendant la phase I à charge sensiblement constante, puis est maintenu à V xbh durant les phases II à IV, et passe de V xbh à V xbl durant la phase V à charge sensiblement constante, puis est maintenu à V xbl pendant les phases VI à VIII. Les diagrammes de commande Com 1 , Com 2 , Com 3 et Com 4 des interrupteurs primaires K xah , K xal et des interrupteurs K xbh , K xbl sont illustrés sur la même période de commande, de 0 à 2π. Par convention, dans chaque diagramme de commande, un état haut est représentatif de l’état de fermeture de l’interrupteur correspondant et un état bas (e .g. 0) est représentatif de l’état d’ouverture de l’interrupteur correspondant. Selon les cas de figure, les interrupteurs sont pilotés et maintenus en position sur commande, ce qui est le cas des interrupteurs K x ah , K xal côté primaire, ou peuvent basculer naturellement dans les positions indiquées, ce qui est le cas des interrupteurs K xbh , K xbl lorsque ceux-ci sont mis en œuvre par des diodes. La conduction en mode diode est illustrée dans la FIG. 3 par des zones hachurées. Les interrupteurs primaires K xah et K xal sont commandés en opposition de phase, c’est-à-dire que les commandes sont identiques mais décalées temporellement d’un demi-cycle. Lorsque l’un est fermé, l’autre est ouvert et vice-versa, sauf pendant les périodes comprises entre θ 2 et θ 2 b , correspondant à la phase III à charge sensiblement constante et entre θ 4 et θ 5 , correspondant à la phase VII à charge sensiblement constante. Dans l’exemple de la FIG. 3 , l’interrupteur primaire K xah est maintenu en position fermée entre θ 0 =0 et θ 2 , puis entre θ 5 et θ 6 = θ 0 . En d’autres termes, lorsque plusieurs cycles de commande se suivent, l’interrupteur primaire K xah est maintenu en position fermée entre θ 5 et θ 2 d’un cycle de commande suivant, et en position ouverte entre θ 2 et θ 5 . L’interrupteur primaire K xa l est maintenu en position fermée entre θ 2b et θ 4 , et en position ouverte entre θ 0 et θ 2b et entre θ 4 et θ 6 = θ 0 . En d’autres termes, lorsque plusieurs cycles de commande se suivent, l’interrupteur primaire K xa l est maintenu en position fermée entre θ 2b et θ 4 d’un cycle de commande, et en position ouverte entre θ 4 et θ 2b du cycle de commande suivant. De même les interrupteurs secondaires K xbh et K xbl sont fermés/ouverts en opposition de phase, c’est-à-dire que les commandes sont identiques mais décalées angulairement de π. Lorsque l’un est fermé, l’autre est ouvert et vice-versa, sauf pendant les périodes comprises entre θ 0 et θ 1 , correspondant à la phase I à charge sensiblement constante et entre θ 3 et θ 3b , correspondant à la phase V à charge sensiblement constante. Comme on peut le constater, pendant les phases I, III, V, VII à charge sensiblement constante, un seul des interrupteurs K xah , K xal , K xbh , K xbl est en position fermée, les trois autres étant en position ouverte. Pendant les phases II, IV, VI, VIII à tension sensiblement constante, un des interrupteurs primaires et un des interrupteurs secondaires sont fermés, l’autre des interrupteurs primaires et l’autre des interrupteurs secondaires étant ouverts. Avantageusement, dans la configuration abaisseur, dans des modes de réalisation dans lesquels les interrupteurs primaires K xbh , K xbl disposent d’une diode inverse intrinsèque ou d’une diode additionnelle placée en parallèle, leur mise en conduction peut se faire naturellement au regard du signe du courant, et par conséquent les paliers de tension permettant d’obtenir les valeurs de potentiel V xbh , V xbl au point milieu secondaire sont obtenues sans commande explicite. En d’autres termes, dans une telle configuration avantageuse, seuls les interrupteurs primaires sont commandés par le dispositif électronique de pilotage 20. Alternativement, il est envisageable de commander les interrupteurs secondaires K xbh , K xbl pour réduire les pertes. Dans ce cas, dans la configuration abaisseur illustrée à la FIG. 3 , il conviendrait de commander l’interrupteurs K xbh en position fermée à θ 1 , et le maintenir en position fermée entre θ 1 et θ 3 , puis ouvert entre θ 3 et θ 1 d’un cycle de commande suivant et de commander l’interrupteur K xbl en position fermée à θ 3b , et de le maintenir en position fermée entre θ 3b et θ 6 , l’interrupteurs K xbl étant ouverts entre θ 0 et θ 3b . En variante, lorsque chacun des interrupteurs secondaires comporte un transistor et une diode antiparallèle (diode qui peut être intrinsèque au transistor), les diodes antiparallèles respectives pouvant laisser passer naturellement le courant lorsqu’il circule en sens inverse, les diodes peuvent assurer la première partie et/ou la dernière partie angulaire de la phase de conduction, et le signal de commande de maintien à l’état fermé est appliqué seulement sur la partie centrale pour réduire les pertes mais sans nécessiter une grande précision sur la détermination de l’instant de fermeture et/ou d’ouverture, la durée angulaire de conduction par diode permettant de tolérer une erreur sur l’angle d’application de la commande d’ouverture/fermeture. De plus, avantageusement, lorsque chacun des interrupteurs primaires K xah , K xal comporte un transistor et une diode antiparallèle (diode qui peut être intrinsèque au transistor), les diodes antiparallèles respectives pouvant laisser passer naturellement le courant lorsqu’il circule en sens inverse, c’est-à-dire entre θ 5 et 2π pour K xah et entre θ 2b et θ 3 pour K xal . Durant cette zone angulaire de conduction par la diode inverse, il est préférable d’appliquer un ordre de commande de fermeture pour réduire les pertes. Néanmoins, en surestimant légèrement l’angle θ 5 de commande de fermeture de K xah par rapport à l’angle θ 5 théorique, par exemple de 0.001 à 0.2 radian, permet de garantir que la commande de fermeture n’arrive pas avant l’angle θ 5 effectif même si l’estimation présente une petite erreur en valeur inférieure. Par exemple, en appliquant une commande sur un angle milieu entre θ 5 et 2π permet de tolérer une erreur angulaire, aussi bien négative que positive, d’environ +/-½(2π-θ 5 ) sur l’estimation de l’angle de commande à la fermeture de K xah . Le même raisonnement peut être fait pour la commande de K xa l , qui est identique mais décalé de π. La FIG. 4 illustre des graphes d’évolution de la tension piézoélectrique dynamique V Pxdyn aux bornes de l’ensemble piézoélectrique P x d’un convertisseur piézoélectrique élémentaire, piloté dans un mode élévateur de tension sur un cycle de commande égal à une période de résonance de 2π de l’ensemble piézoélectrique. La commande est effectuée en angle θ évoluant sur une période entre 0 et 2π radians. A noter que dans l’exemple de la FIG. 4 , il est considéré que le courant I L circule dans le sens opposé à celui illustré dans la FIG. 1 . Comme illustré dans le graphe H 1 de la FIG. 4 , pour un pilotage en mode élévateur, la tension dynamique V Pxdyn aux bornes de l’ensemble piézoélectrique prend, durant des phases à tension sensiblement constante, alternativement les valeurs de tension V d , V b sur un premier demi-cycle de pilotage, correspondant au premier demi-cycle de résonance (angle de 0 à π), et les valeurs de tension V a , V c sur un deuxième demi-cycle de pilotage, correspondant au deuxième demi-cycle de résonance (angle de π à 2π). Le graphe H 1 de la FIG. 4 illustre le pilotage en quatre phases à charge sensiblement constante et quatre phases à tension sensiblement constante. Dans cette configuration de type élévateur, le cycle de commande, égal à la période de résonance dans cet exemple, comporte deux demi-cycles. Le premier demi-cycle comprend deux phases I’, III’ à tension sensiblement constante et deux phases II’, IV’ à charge sensiblement constante. Dans le détail, entre θ 0 =0 et θ 0b , durant la phase à tension sensiblement constante, la tension dynamique V Pxdyn aux bornes de l’ensemble piézoélectrique est égale à V d . Durant la phase II’ à charge sensiblement constante, entre θ 0b et θ 1 , la tension dynamique V Pxdyn passe de V d à V b . Durant la phase III’ à tension sensiblement constante, entre θ 1 et θ 2 , la tension dynamique V Pxdyn aux bornes de l’ensemble piézoélectrique est égale à V b. Enfin, durant la phase IV’ à charge sensiblement constante, entre les instants θ 2 et θ 3 =π, la valeur de tension dynamique V Pxdyn évolue entre V b et V a . Le deuxième demi-cycle comprend également deux phases V’, VII’ à tension sensiblement constante et deux phases VI’, VIII’ à charge sensiblement constante. Dans le détail, entre θ 3 et θ 4 , durant la phase V’ à tension sensiblement constante, la tension dynamique V Pxdyn est sensiblement égale à V a . Durant la phase VI’ à charge sensiblement constante, entre θ 4 et θ 5 , la tension dynamique V Pxdyn passe de V a à V c . Durant la phase VII’ à tension sensiblement constante, entre θ 5 et θ 5b , la valeur de tension dynamique V Pxdyn est sensiblement égale à V c . Enfin, durant la phase VIII’ à charge sensiblement constante, entre les instants θ 5b et θ 6 =2π, la tension dynamique V Pxdyn est passe de V c à V d . Bien entendu, du fait de la répétition cyclique, θ 6 =2π=θ 0. De plus, les phases à tension sensiblement constante respectives I’, V’ sont sensiblement de même durée, et les valeurs de tensions respectives sont sensiblement égales et de signes opposées. En d’autres termes, . De même, les phases à tension sensiblement constante respectives III’, VII’ sont sensiblement de même durée, et les valeurs de tensions respectives sont sensiblement égales et de signes opposées. En d’autres termes . En d’autre termes, les phases de H 1 sont symétriques par translation et inversion de signe entre le premier demi-cycle et le deuxième demi-cycle de commande. Les graphes H 2 et H 3 représentent respectivement l’évolution des potentiels V x br au point milieu secondaire et le potentiel V xa r au point milieu primaire, aux bornes de l’ensemble piézoélectrique du convertisseur piézoélectrique élémentaire piloté. Les potentiels respectifs V xar et V xbr évoluent selon l’état d’ouverture ou de fermetures des interrupteurs respectifs du côté primaire K xah , K xal et du côté secondaire K xbh , K xbl . Ainsi, le potentiel V x b r est maintenu à V x b h durant la phase I’, et passe de V xb h à V xb l durant la phase II’ à charge sensiblement constante, puis est maintenu à V x b l pendant les phases III’ à V’, et passe de V xb l à V xb h pendant la phase VI’ à charge sensiblement constante, puis est maintenu à V xb h durant les phases VII’ et VIII’. Le potentiel V xa r est maintenu à V xal durant les phases I’ à III’, puis passe de V x a l à V xa h pendant la phase IV’ à charge sensiblement constante, puis est maintenu à V xa h durant les phases V’ à VII’, et passe de V x a h à V x a l durant la phase VIII’. Les diagrammes de commande Com’ 1 , Com’ 2 , Com’ 3 et Com’ 4 des interrupteurs primaires K xah , K xal et des interrupteurs K xbh , K xbl sont illustrés sur la même période de commande, de 0 à 2π. Par convention, dans chaque diagramme de commande, un état haut est représentatif de l’état de fermeture de l’interrupteur correspondant et un état bas (e .g. 0) est représentatif de l’état d’ouverture de l’interrupteur correspondant. Selon les cas de figure, les interrupteurs sont pilotés et maintenus en position sur commande, ou peuvent basculer naturellement dans les positions indiquées, lorsque ceux-ci sont mis en œuvre par des diodes. La conduction en mode diode est illustrée dans la FIG. 4 par des zones hachurées. Les interrupteurs primaires K xah et K xal sont commandés en opposition de phase, c’est-à-dire que les commandes sont identiques mais décalées temporellement d’un demi-cycle. Lorsque l’un est fermé, l’autre est ouvert et vice-versa, sauf pendant les périodes comprises entre θ 2 et θ 3 , correspondant à la phase IV’ à charge sensiblement constante et entre θ 5b et θ 6 , correspondant à la phase VIII’ à charge sensiblement constante. Dans l’exemple de la FIG. 4 , l’interrupteur primaire K xa h est maintenu en position fermée entre θ 3 et θ 5b , et en position ouverte entre θ 0 et θ 3 et entre θ 5b et θ 6 = θ 0 . En d’autres termes, lorsque plusieurs cycles de commande se suivent, l’interrupteur primaire K xa h est maintenu en position fermée entre θ 3 et θ 5b d’un cycle de commande, et en position ouverte entre θ 5b et θ 3 du cycle de commande suivant. L’interrupteur primaire K xa l est maintenu en position fermée entre θ 0 et θ 2 , puis en position ouverte entre θ 2 et θ 6 = θ 0 . De même les interrupteurs secondaires K xbh et K xbl sont fermés/ouverts en opposition de phase, c’est-à-dire que les commandes sont identiques mais décalées angulairement de π. Lorsque l’un est fermé, l’autre est ouvert et vice-versa, sauf pendant les périodes comprises entre θ 0 b et θ 1 , correspondant à la phase II’ à charge sensiblement constante et entre θ 4 et θ 5 , correspondant à la phase VI’ à charge sensiblement constante. Comme on peut le constater, pendant les phases II’, IV’, VI’, VIII’ à charge sensiblement constante, un seul des interrupteurs K xah , K xal , K xbh , K xbl est en position fermée, les trois autres étant en position ouverte. Pendant les phases I’, III’, V’, VII’ à tension sensiblement constante, un des interrupteurs primaires et un des interrupteurs secondaires sont fermés, l’autre des interrupteurs primaires et l’autre des interrupteurs secondaires étant ouverts. La FIG. 5 illustre un pilotage de convertisseur piézoélectrique élémentaire en mode abaisseur étalé sur trois périodes de résonance entre 0 et 6π. Dans la FIG. 5 , on a représenté le courant I L normalisé en amplitude entre -1 et 1, sur 3 périodes de résonance, ainsi que le graphe G L ’ d’évolution de la tension dynamique V Pxdyn aux bornes de l’ensemble piézoélectrique lorsque le convertisseur est commandé par périodes de commande égales à la période de résonance, qui correspond au graphe G 1 de la FIG. 3 répété sur trois périodes de résonance, ainsi que les diagrammes de commande Com 1 et Com 2 des interrupteurs primaires correspondants. Dans la partie basse de la FIG. 5 , le graphe G L * d’évolution de la tension dynamique V Pxdyn aux bornes de l’ensemble piézoélectrique correspond à un pilotage sur un cycle de commande étalé sur les trois périodes de résonance, et les diagrammes de commande Com 1 * et Com 2 * des interrupteurs primaires correspondants. Le graphe G L * comprend, durant le premier demi-cycle (entre 0 et 3π), une phase durant laquelle le potentiel V x a r est figé à +V xah , suivie de la première demi-période du graphe G 1 (entre 0 et π) ou demi-période DP 1 ; un deuxième demi-cycle (entre 3π et 6π), comportant une phase durant laquelle la tension V xar est figée à V xal , suivie de la deuxième demi-période du graphe G 1 (entre π et 2π) ou demi-période DP 2. Le diagramme de commande Com 1 * illustre les états de fermeture (état haut) ou d’ouverture («état bas ») de l’interrupteur primaire K xah et le diagramme de commande Com 2 * illustre les états de fermeture (état haut) ou d’ouverture («état bas ») de l’interrupteur K xal pour obtenir la tension V xah ou V xal au point milieu primaire pour réaliser le cycle de commande G L *. Comme on peut l’observer, la commande de basculement en fermeture de chacun des interrupteurs primaires est réalisée une fois durant le cycle de commande comportant P=1+s périodes (ici s=2), et la commande de basculement en ouverture des interrupteurs primaires est réalisée une fois durant le cycle de commande. Avantageusement, les interrupteurs primaires sont moins sollicités, et par conséquent sont mieux préservés sur des cycles de commande de type étalé sur P périodes de résonance, avec P>1. Ce mode de réalisation est particulièrement avantageux dans une configuration de type fortement abaisseur, configuration dans laquelle le gain, c’est-à-dire le ratio entre la tension de sortie et la tension d’entrée est inférieur à ½. En effet, lors d’une conversion fortement abaisseuse, pour s=0, le passage de +V xa à –V xa ou de –V xa à +V xa au primaire occupe une partie importante de chaque demi-période, limitant d’autant la durée des phases d’échange de courant au secondaire et donc la puissance de sortie. Par ailleurs, une bonne partie de l’énergie apportée par le primaire en V a et V b est redonnée au primaire en V c et V d , induisant des pertes. En utilisant un cycle de commande avec s≥1, la fréquence des changements de polarité au primaire est réduite, laissant plus de temps aux transferts de puissance sur la sortie du convertisseur piézoélectrique élémentaire et réduisant les retours de puissance sur l’entrée du convertisseur piézoélectrique élémentaire. La FIG. 6 illustre les diagrammes de commande des interrupteurs primaires K xah et K xal pour réaliser une configuration de type abaisseur décrite précédemment. Le diagramme Diag-1 représente la commande sur des cycles de commande étalés, avec plages de pilotage possibles, et le diagramme Diag-2 représente un exemple de commande effective. Avantageusement, sur chaque demi-période, l’un des interrupteurs primaires parmi K xah et K xal est alternativement en position de fermeture sur une durée angulaire θ on :un premier des interrupteurs primaires parmi K xah et K xal étant ouvert, un deuxième différent du premier des interrupteurs primaires parmi K xal et K xah étant fermé, puis le deuxième des interrupteurs primaires étant ouvert et le premier des interrupteurs primaires étant fermé. Cette durée θ on est également appelée durée de contact. Deux phases de durée θ on sont séparées par une phase intermédiaire, de durée angulaire θ dt durant laquelle les interrupteurs primaires sont ouverts, la durée θ dt étant également appelée durée de temps mort. La somme de la durée θ on et de la durée θ dt est égale à π(s+1) sur un cycle de commande étalé, donc il suffit d’estimer l’une des durées θ on ou θ dt pour en déduire l’autre par un simple calcul arithmétique. Par exemple, la durée de temps mort θ dt est estimée comme expliqué plus en détail ci-après. De plus, avantageusement, lorsque chacun des interrupteurs primaires comporte un transistor et une diode antiparallèle (diode qui peut être intrinsèque au transistor), les diodes antiparallèles respectives pouvant laisser passer naturellement le courant lorsqu’il circule en sens inverse, une marge de tolérance temporelle est disponible pour le pilotage de la commande en fermeture. En d’autres termes, la commande de fermeture est susceptible d’être effectuée entre [θ dt -min , θ dt -max ]. La valeur θ dt-m in indique la durée minimale entre l’ouverture d’un des interrupteurs à σ s (par exemple σ s =θ 2 dans l’exemple de la FIG. 3 ) et la fermeture de l’autre interrupteur permettant d’assurer une fermeture à ZVS. La valeur θ dt-m in indique la durée maximale entre l’ouverture d’un des interrupteurs à θ 2 et la fermeture de l’autre interrupteur. En référence à l’exemple de la FIG. 3 , l’écart θ dt-m ax -θ dt-min vaut θ 3 -θ 2b ou par symétrie 2π-θ 5 . Le diagramme Diag-2 illustre un cas de figure avec une durée de temps mort θ dt comprise entre θ dt-min et θ dt-max . Pendant θ dt , les deux interrupteurs K xah et K xal sont commandés ouverts. Avantageusement, la durée de temps mort est estimée par le dispositif de pilotage en fonction uniquement de la fréquence f de cycle de commande du convertisseur, de la tension d’entrée et de la tension de sortie du convertisseur piézoélectrique élémentaire. En particulier dans la configuration de type abaisseur dans laquelle la tension de sortie est inférieure à la tension d’entrée le procédé de pilotage est particulièrement simplifié, seuls deux paramètres de réglages θ dt et la fréquence de cycle de commande sont pilotés pour réaliser le pilotage du convertisseur à partir de mesures des tensions respectives d’entrée et de sortie. Par exemple, dans un mode de réalisation, des valeurs de durée de temps mort θ dt en fonction des valeurs de tension d’entrée et des valeurs de la fréquence de cycle de commande sont préalablement calculées et mémorisées, par exemple dans un tableau ou toute autre structure de mémorisation de valeurs adaptée du dispositif électronique de pilotage. Dans un autre mode de réalisation, la valeur de durée de temps mort minimal θ dt -min est estimée en temps réel en fonction de la tension d’entrée V xa , de la tension de sortie V xb et de la fréquence de cycle de commande du convertisseur, à partir d’un modèle du résonateur piézoélectrique. En outre, les tensions V xa et V xb peuvent être déduites des tensions d’entrée V in et de sortie V out du convertisseur 40 pour une topologie de convertisseur définie. En complément optionnel, une erreur maximale d’estimation θ err-max est également déterminée. Par exemple, l’erreur maximale d’estimation θ err-max est déterminée en avance, en fonction de conditions de fonctionnement, par exemple de la température. Dans un autre mode de réalisation plus sophistiqué, une boucle de régulation utilisant un observateur qui estime la durée de conduction des diodes antiparallèles des premiers interrupteur commandés est mise en œuvre, la durée de temps mort θ dt étant ajustée pour atteindre une durée de conduction souhaitée. Par exemple, un observateur tel que décrit dans la demande de brevet FR 3 124042 est utilisé. La FIG. 7 est un synoptique des principaux blocs fonctionnels d’un dispositif électronique de pilotage, mettant en œuvre un procédé de pilotage d’un convertisseur d’énergie électrique selon l’invention. Le dispositif électronique de pilotage met en œuvre un bloc 60 d’estimation de la durée de temps mort θ dt . Le bloc 60 prend en entrée les tensions respectives d’entrée V xa et de sortie V xb , et la fréquence de cycle de commande. Optionnellement, un paramètre d’observation V obs représentatif d’au moins une tension à la fermeture d’un des interrupteurs est également fourni en entrée. Le paramètre d’observation V obs est, par exemple un écart de tension avant la fermeture de l’interrupteur (ou erreur ZVS), ou une mesure de la dérivée de la tension à la fermeture de l’interrupteur, ou une mesure d’une enveloppe de tension minimale ou maximale à la fermeture de l’interrupteur. En d’autres termes, le paramètre d’observation V obs est représentatif de l’erreur de ZVS, que l’on cherche à annuler pour réaliser une fermeture à zéro de tension (ou ZVS). Dans un mode de réalisation, le bloc 60 d’estimation de la durée de temps mort met en œuvre un calcul. Tout ou partie des calculs peuvent être effectués en amont et mémorisés dans une structure de mémorisation, par exemple une table. En variante, les calculs mettent en œuvre une fonction d’interpolation. La fonction d’interpolation est par exemple un polynôme, un ratio de polynômes, une ou plusieurs exponentielles, une ou plusieurs racines n ièmes , qui fait intervenir les paramètres V in , V out et f ainsi que des paramètres pré-calculés pour restituer au mieux le temps mort. Dans un autre mode de réalisation, le bloc 60 d’estimation de la durée de temps mort met en œuvre une régulation sur la base du paramètre d’observation V obs , par exemple une boucle de régulation pour annuler l’erreur de ZVS. Dans un autre mode de réalisation, le bloc 60 d’estimation de la durée de temps mort met en œuvre une combinaison de calcul et de régulation, le calcul fournissant une plage de la durée de temps mort et la régulation affinant la durée de temps mort pour tendre vers une erreur de ZVS minimale. La durée de temps mort θ dt est fournie à un bloc 62 générateur de commande, qui commande les interrupteurs primaires K xah , K xal et optionnellement les interrupteurs secondaires K xbh et K xbl . Le bloc 62 reçoit également en entrée la fréquence f de cycle de commande et optionnellement, d’un déphasage φ. Il s’agit de décaler l’ouverture de K x bh au-delà de θ 3 et K x bl au-delà de 2π, ce qui décale naturellement aussi leurs instants de fermeture pour assurer leur fermeture en zéro de tension (mode ZVS). Ce décalage/déphasage des phases de conduction de K x bh et K x bl par rapport au cas d’un fonctionnement de type simple redresseur induit une puissance réactive au secondaire, c’est-à-dire qu’une partie de la puissance fournie au secondaire est renvoyée sur l’ensemble piézoélectrique. On note φ le déphasage ou décalage entre l’angle d’ouverture effectif et l’angle d’ouverture que l’on aurait avec un fonctionnement en simple redresseur. En d’autres termes, le déphasage φ représente l’écart angulaire entre l’instant de changement de signe du courant et l’ouverture effective d’un des interrupteurs secondaires. En cas d’utilisations de diodes au secondaire, ce déphasage φ est considéré nul. En outre, pour une même fréquence f de cycle de commande, il est possible de moduler la puissance de sortie en agissant sur la valeur de φ. Cette action sur φ permet par exemple d’éviter certaines fréquences f de de cycle de commande pour lesquelles le rendement de convertisseur est dégradé. En effet, l’ensemble piézoélectrique peut présenter des modes parasites (ou « spurious mode » en anglais) à certaines fréquences qui conduisent à une augmentation des pertes et a un changement de comportement de l’ensemble piézoélectrique. Les commandes des interrupteurs primaires, et optionnellement secondaires, sont envoyées au convertisseur d’énergie électrique 40, qui fournit en sortie une tension de sortie V out et un courant de sortie I out . Le paramètre électrique à réguler, par exemple la tension de sortie, le courant de sortie ou la puissance de sortie est transmis en entrée d’un bloc de comparaison 64, qui calcule une différence entre le paramètre électrique à réguler et un paramètre de consigne correspondant. La différence entre le paramètre électrique à réguler obtenu en sortie du convertisseur d’énergie électrique 40 et le paramètre de consigne correspondant est transmise en entrée d’un bloc 66 de correction, qui calcule la valeur de la fréquence f de cycle de commande et/ou une valeur de déphasage φ. A partir d’une seule mesure d’erreur, il est plus facile de ne contrôler qu’un seul paramètre, ainsi, en cas d’un contrôle à la fois de f et φ il est avantageux de passer par un paramètre intermédiaire, par exemple β puis de prédéfinir f et φ en fonction de ce paramètre commun. Ainsi le correcteur corrige se paramètre β puis f et φ sont calculés à partir d’une fonction qui les relie à β. La fréquence de cycle de commande impacte le courant I L et au final le paramètre électrique que l’on cherche à réguler. Un abaissement de la fréquence de cycle de commande permet une diminution de l’impédance électrique du résonateur piézoélectrique et une augmentation du courant I L et par conséquent permet d’augmenter le paramètre électrique à réguler. Inversement, une élévation de la fréquence de cycle de commande permet une augmentation de l’impédance du résonateur piézoélectrique et une diminution du courant de sortie et par conséquent permet de diminuer le paramètre électrique à réguler. De même, la phase φ permet d’ajuster la puissance réactive au secondaire et au final d’ajuster le courant de sortie et par conséquent le paramètre électrique à réguler. Le bloc 66 de correction peut donc agir sur f ou sur φ ou sur les deux en même temps pour réguler le paramètre électrique à réguler. Des valeurs de butées de fréquence, respectivement une première butée de fréquence f min et une deuxième butée de fréquence f max , peuvent être utilisées pour garantir le fonctionnement sur un mode particulier de résonance de l’ensemble piézoélectrique, en outre pour s’assurer d’un fonctionnement entre la fréquence de résonance et d’antirésonance de l’ensemble piézoélectrique autour du mode de résonance sélectionné. De même des valeurs de butées de phase, respectivement une première butée de phase φ min et une deuxième butée de phase φ max peuvent être utilisée pour garantir la stabilité de fonctionnement. A titre d’exemple non limitatif, la FIG. 8 illustre une topologie de convertisseur 400 d’énergie électrique comportant un convertisseur piézoélectrique élémentaire tel que décrit en référence à la FIG. 2 , et la FIG. 9 un cycle de commande en mode abaisseur de tension sur une période de résonance du convertisseur 400. Le convertisseur électrique 400 est configuré pour convertir une tension d’entrée Vin en une tension de sortie V out , la tension V in étant supérieure à V out . La tension V in est appliquée entre deux bornes d’entrée de potentiel V inn et V inp , et la tension V out est fournie entre des bornes de sortie de potentiels respectifs V outn et V outp . Le convertisseur 400 comporte un convertisseur piézoélectrique élémentaire 2, avec un ensemble piézoélectrique P 1 , comportant une branche de commutation primaire connectée entre une des bornes d’entrée de potentiel V inp et une des bornes de sortie de potentiel V outp . Selon les notations utilisées ci-dessus : V 1ah =V inp et V 1al =V outp . La branche de commutation secondaire du convertisseur piézoélectrique élémentaire est connectée entre une des bornes d’entrée de potentiel V in n et une des bornes de sortie de potentiel V out n . Selon les notations utilisées ci-dessus : V 1 b h =V outp et V 1 b l =V inn . Un condensateur primaire 52a, de capacité C1a, est connecté en parallèle de la branche de commutation primaire, et un condensateur 52b, de capacité C1b, est connecté en parallèle de la branche de commutation secondaire. La tension aux bornes de l’élément piézoélectrique P 1 est notée V P 1 , entre les potentiels V 1ar du point milieu primaire et V 1br du point milieu secondaire. La FIG. 9 illustre un cycle de commande en mode abaisseur à quatre paliers de tension du convertisseur d’énergie électrique 400 de la FIG. 8 , en appliquant le procédé de pilotage décrit ci-dessus. La FIG. 9 est analogue à la FIG. 3 et représente respectivement les sinusoïdes I L et D correspondant respectivement au courant I L normalisé entre -1 et 1(axe des ordonnées) en fonction de l’angle sur la période [0, 2π] et la déformation D de l’ensemble piézoélectrique sur la même période ; le graphe G 10 d’évolution de la tension dynamique V P1d yn aux bornes de l’ensemble piézoélectrique ; le graphe G 12 des potentiels V 1ar et V 1br correspondants, et les diagrammes de commande Com 1 , Com 2 , Com 3 et Com 4 des interrupteurs primaires K 1ah , K 1al et des interrupteurs secondaires K 1bh , K 1bl . Les amplitudes V 1a et V 1b des variations dynamiques des tensions V 1 ar et V 1 br sont : En pilotage en mode abaisseur à quatre paliers de tension, comme illustré à la FIG. 9 , mais également en mode élévateur (non représenté) la tension dynamique aux bornes de l’ensemble piézoélectrique évolue entre les valeurs de tension respectives : Avantageusement, le cycle de commande illustré à la FIG. 9 permet une grande simplification de la commande, comme décrit ci-dessus en référence à aux figures 6 et 7. Avantageusement, le dispositif électronique de pilotage et le procédé de pilotage associé réalisent un équilibrage des transferts d’énergie électrique par demi-cycle de commande, ce qui permet de réduire l’amplitude d’oscillation énergétique au sein du ou des ensembles piézoélectriques, et par conséquent d’améliorer les performances de transfert d’énergie électrique du convertisseur. Sur la FIG. 8 , nous avons représenté en sortie du convertisseur une source de tension, telle une batterie. En pratique n’importe quelle charge électrique peut être connecté en sortie, par exemple un dispositif électronique, un moteur, un charge résitive, un BUS DC... En outre, pour stabiliser la tension de sortie, avantageusement une capacité électrique peut être rajouté en parallèle de Vout (en pratique c’est assez indispensable). De même, à l’entrée du convertisseur, nous avons représenté une source de tension de type pile ou batterie, mais toute autre source d’énergie électrique peut être utilisé, par exemple un panneau photovoltaique, un réseau électrique AC ou DC, une tension sinus redréssé, … En outre, pour stabiliser la tension d’entrée, avantageusement une capacité électrique peut être rajouté en parallèle de V in . La fréquence f de cycle de commande du convertisseur impose la fréquence du mouvement mécanique du/des éléments piézoélectriques 15. Toutefois, pour obtenir l’effet escompté, l’élément piézoélectrique 15 est typiquement exploité entre sa fréquence de résonance dite série (ω s =1/√(L.C) où L et C correspondent aux inductance et capacité de la branche résonante et la fréquence de résonance dite parallèle de l’élément piézoélectrique 15 (ω p =1/√(L.C.C 0 /(C+C 0 ))), également respectivement appelés fréquence de résonance et fréquence d’antirésonance de l’élément piézoélectrique 15. La fréquence de cycle de commande (ou de pilotage) est donc comprise entre ces deux fréquences ou sur une plage plus restreinte pour rester dans une plage d’impédance prédéfinie, ou encore pour éviter des modes de résonance parasites. En outre, la fréquence de cycle de commande f est typiquement ajustée entre ces deux fréquences limites de fréquence pour ajuster l’amplitude du courant I L et au final réguler la tension, le courant ou la puissance de sortie via une boucle de régulation. Il est par ailleurs possible de changer, en cours du fonctionnement du convertisseur, de mode de résonance sur le résonateur, par exemple passer d’un mode de résonance en épaisseur à un mode de résonance radiale ou d’élongation, ou encore passer à un mode de résonance supérieur pour adresser différentes gammes de puissance avec un rendement amélioré. La fréquence du cycle de commande est égale à la fréquence f de pilotage divisée par (1+s). En régime établi, le cycle de commande est tel que : Sur un demi-cycle de commande, la puissance totale échangée par un ensemble piézoélectrique sur les paliers à tension sensiblement constante est sensiblement nulle aux pertes près. Soit Q b la charge échangée avec le palier V b et Q d la charge échangée avec le palier V d alors Q b V b +Q d V d =0 ce qui revient à Q d /Q b =V b /V d , ce qui permet de définir la durée relative des paliers V b et V d et par conséquent de définir l’angle θ 2 . Par translation d’un demi-cycle de commande et inversion de signe, on en déduit l’angle θ 4 . Sur un cycle de commande, la quantité totale de charge échangée est sensiblement nulle, aux pertes de charges près. Soit Q a la charge échangée avec le palier V a et Q c la charge échangée avec le palier V c alors Q a +Q b +Q c +Q d =0. Cette condition permet, à l’issu d’un cycle de commande, de revenir à la tension initiale. L’ensemble des fermetures des interrupteurs s’effectue à zéro de tension (commutation ZVS). Cette condition définit alors θ 1 , θ 2b , θ 3b , θ 5 . L’angle θ 3 =π et l’angle θ 6 =2π La fréquence de cycle de commande définie ensuite la relation entre les instants périodiques de commande et les angles de commande ci-dessus. Avantageusement, grâce à l’invention, le pilotage d’un convertisseur d’énergie électrique utilisant au moins un résonateur piézoélectrique est facilité. Dispositif électronique de pilotage (42) d’un convertisseur d’énergie électrique (40), le convertisseur d’énergie électrique comportant au moins un convertisseur piézoélectrique élémentaire (2), le ou chaque convertisseur piézoélectrique élémentaire (2) comportant au moins une branche de commutation primaire (4a) et au moins une branche de commutation secondaire (4b), la branche de commutation primaire étant connectée entre deux bornes primaires d’application d’une tension d’entrée du convertisseur piézoélectrique élémentaire (2), et comportant au moins deux interrupteurs primaires (K xal , K xah ) connectés en série et reliés entre eux en un point milieu primaire (10a), la branche de commutation secondaire (4b) étant connectée entre deux bornes secondaires de fourniture d’une tension de sortie du convertisseur piézoélectrique élémentaire, et comportant au moins deux interrupteurs secondaires (K xb l , K xb h ) connectés en série et reliés entre eux en un point milieu secondaire (10b), le convertisseur piézoélectrique élémentaire (2) comportant un ensemble piézoélectrique (22) connecté entre le point milieu primaire (10a) et le point milieu secondaire (10b), le dispositif électronique de pilotage (42) étant configuré pour commander dans le ou dans chaque convertisseur piézoélectrique élémentaire (2), une commutation des interrupteurs primaires (K xal , K xah ) et secondaires (K xb l , K xb h ) pour alterner des phases à tension sensiblement constante aux bornes de l’ensemble piézoélectrique (22) et des phases à charge sensiblement constante aux bornes de l’ensemble piézoélectrique (22), le dispositif électronique de pilotage (42) étant caractérisé en ce qu’il est configuré pour, pour un cycle de commande égal à s+1 périodes de résonance de l’ensemble piézoélectrique, s étant un nombre entier supérieur ou égal à zéro, commander au moins deux phases à tension sensiblement constante par demi-cycle de commande, un premier demi-cycle de commande comportant une première phase à tension sensiblement constante de première valeur de tension et de première durée et une deuxième phase à tension sensiblement constante de deuxième valeur de tension et de deuxième durée, un deuxième demi-cycle de commande comportant une troisième phase à tension sensiblement constante de valeur opposée à la première valeur de tension et de durée sensiblement égale à la première durée et une quatrième phase à tension sensiblement constante de valeur opposée à la deuxième valeur de tension et de durée sensiblement égale à la deuxième durée. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel l’une des valeurs de tension parmi la première valeur de tension et la deuxième valeur de tension est égale à la différence (V xa -V xb ) ou à l’opposé de la différence (-V xa + V xb ) entre une amplitude de la tension dynamique d’entrée (V xa ) et une amplitude de la tension dynamique de sortie (V x b ), l’amplitude de la tension dynamique d’entrée étant égale à la demie tension différentielle d’entrée, l’amplitude de la tension dynamique de sortie étant égale à la demie tension différentielle de sortie, et l’autre valeur de tension parmi la première valeur de tension et la deuxième valeur de tension est égale à la somme (V xa + V xb ) ou à l’opposé de la somme (-V xa -V xb ) de ladite amplitude de la tension dynamique d’entrée (V xa ) et de ladite amplitude de la tension dynamique de sortie (V x b ). Dispositif selon la revendication 1 ou 2, configuré pour commander des enchaînements de phases à tension sensiblement constante et à charge sensiblement constante par demi-cycle de commande, les phases du deuxième demi-cycle de commande étant obtenues par translation et inversion de signe des phases du premier demi-cycle de commande. Dispositif selon l’une des revendications 1 à 3, configuré pour commander les interrupteurs primaires (K xal , K xah ) pour réaliser lesdites première, deuxième, troisième et quatrième phases à tension constante. Dispositif selon la revendication 4, configuré pour commander en position fermée un des interrupteurs primaires (K xal , K xah ) sur une partie du cycle de commande et commander l’autre desdits interrupteurs primaires (K xah , K xa h ) en position fermée avec un décalage d’un demi-cycle de commande, chacun des interrupteurs primaires étant commandé en fermeture pendant une même durée de contact (θ on ). Dispositif selon la revendication 5, comportant un bloc d’estimation (60) d’une durée de temps mort (θ dt ) entre la commande d’ouverture d’un des interrupteurs primaires et la commande de fermeture de l’autre desdits interrupteurs primaires, lesdits interrupteurs primaires (K xal , K xah ) étant ouverts pendant la durée de temps mort. Dispositif selon la revendication 6, dans lequel ledit bloc d’estimation est configuré pour déterminer ladite durée de temps mort en fonction d’une fréquence (f) de cycle de commande, de la tension d’entrée et de la tension de sortie du convertisseur piézoélectrique élémentaire (2). Dispositif selon la revendication 5 ou 6, configuré pour réguler une tension ou un courant ou une puissance de sortie en contrôlant la fréquence de cycle de commande et/ou un déphasage de commande des interrupteurs secondaires. Dispositif selon l’une des revendications 6 à 8, configuré pour commander, lorsque la tension d’entrée du convertisseur piézoélectrique élémentaire est supérieure à la tension de sortie du convertisseur piézoélectrique élémentaire, ladite durée de temps mort avec une marge de tolérance de commutation. Dispositif selon l’une quelconque des revendications précédentes, configuré pour commander en outre en position fermée un des interrupteurs secondaires (K x al , K x ah ) pendant ladite première durée, et pour commander en position fermée un autre desdits interrupteurs secondaires pendant ladite deuxième durée. Système électronique de conversion d’énergie électrique (35) comportant un convertisseur d’énergie électrique (40), le convertisseur d’énergie électrique comportant au moins un convertisseur piézoélectrique élémentaire (2), le ou chaque convertisseur piézoélectrique élémentaire comportant au moins une branche de commutation primaire (4a) et au moins une branche de commutation secondaire (4b), la branche de commutation primaire (4a) étant connectée entre deux bornes primaires d’application d’une tension d’entrée du convertisseur piézoélectrique élémentaire, et comportant au moins deux interrupteurs primaires (K xal , K xah ) connectés en série et reliés entre eux en un point milieu primaire (10a), la branche de commutation secondaire (4b) étant connectée entre deux bornes secondaires de fourniture d’une tension de sortie du convertisseur piézoélectrique élémentaire, et comportant au moins deux interrupteurs secondaires (K xb l , K xb h ) connectés en série et reliés entre eux en un point milieu secondaire (10b), le convertisseur piézoélectrique élémentaire (2) comportant un ensemble piézoélectrique (22) connecté entre le point milieu primaire et le point milieu secondaire, et un dispositif électronique de pilotage (42) dudit convertisseur piézoélectrique élémentaire (2) conforme aux revendications 1 à 9. Procédé de pilotage d’un convertisseur d’énergie électrique apte à convertir une tension d’entrée (V in ) en au moins une tension de sortie (V out ) mis en œuvre par un dispositif électronique de pilotage conforme aux revendication 1 à 10, comportant, pour un cycle de commande égal à s+1 périodes de résonance des ensembles piézoélectriques, s étant un nombre entier supérieur ou égal à zéro, la commande d’au moins deux phases à tension sensiblement constante par demi-cycle de commande, un premier demi-cycle de commande comportant une première phase à tension sensiblement constante de première valeur de tension et de première durée et une deuxième phase à tension sensiblement constante de deuxième valeur de tension et de deuxième durée, un deuxième demi-cycle de commande comportant une troisième phase à tension sensiblement constante de valeur opposée à la première valeur de tension et de durée sensiblement égale à la première durée et une quatrième phase à tension sensiblement constante de valeur opposée à la deuxième valeur de tension et de durée sensiblement égale à la deuxième durée. Procédé selon la revendication 12, comportant une détermination, pour chaque demi-cycle de commande, d’un angle de commutation en position fermée des interrupteurs d’un des premiers interrupteurs. Procédé selon la revendication 13, dans lequel, lorsque ladite tension de sortie est inférieure à la tension d’entrée, la détermination d’un angle de commutation est effectuée avec une marge de tolérance, suite à une durée de temps mort durant laquelle les premiers interrupteurs sont ouverts, le procédé comportant une estimation de ladite marge de tolérance en fonction d’une fréquence du cycle de commande, de la tension d’entrée et de la tension de sortie.