Brevet FR3161037A1 — publié le 20251010

Partie électronique d’antenne CRPA d’un dispositif d’antibrouillage pour un récepteur GNSS, procédé de traitement antibrouillage et système de navigation associés La présente invention concerne une partie électronique (17) d’antenne CRPA (15) d’un dispositif d’antibrouillage (10) pour un récepteur GNSS (12), comprenant : - M entrées (21) configurées pour recevoir des signaux élémentaires issus d’une antenne réseau (15) comprenant M antennes élémentaires, M étant strictement supérieur à 1 ; - un module de traitement (22) configuré pour appliquer un traitement antibrouillage aux M signaux élémentaires et produire M signaux de sortie nettoyés ; - un module de sortie (23) configuré pour délivrer les M signaux de sortie nettoyés au récepteur GNSS (12). Figure pour l'abrégé : Figure 1 Partie électronique d’antenne CRPA d’un dispositif d’antibrouillage pour un récepteur GNSS, procédé de traitement antibrouillage et système de navigation associés La présente invention concerne une partie électronique d’antenne CRPA d’un dispositif d’antibrouillage pour un récepteur GNSS. La présente invention concerne également un procédé de traitement antibrouillage associé. La présente invention concerne enfin un système de navigation associé. Le système de navigation comprend notamment un dispositif d’antibrouillage. Plus particulièrement, le domaine technique de l’invention est celui des dispositifs d’antibrouillage à base de réseaux d’antenne à diagramme contrôlé pour les récepteurs GNSS (de l’anglais « Global Navigation Satellite System » ou « Système de positionnement par satellites » en français). Ce type d’antenne est connu également sous l’acronyme anglais de CRPA (pour « Controlled Radiated Pattern Antenna » ou « Antenne à diagramme contrôlé » en français). Un dispositif d’antibrouillage comprend généralement un réseau d’antenne, des câbles et une partie électronique d’antenne CRPA. Un tel dispositif est configuré pour fournir un signal GNSS dépourvu en partie ou totalement de signaux brouilleurs présents initialement dans la bande utile des signaux satellites. Cela permet alors au récepteur GNSS connecté à la sortie d’un tel dispositif d’antibrouillage de fonctionner et de fournir une solution de navigation correctement. Les signaux GNSS sont dans les bandes L1, E6, L2 et E5 de largeurs comprises entre 40 MHz et 20 MHz. De manière connue en soi, la partie électronique d’antenne CRPA utilise plusieurs types d’algorithmes pour atténuer le brouillage tout en conservant les signaux GNSS utiles. Le choix de l’algorithme est un compromis entre performance et complexité. La performance se caractérise en termes d’atténuation du brouillage, de temps de convergence et de retard sur le signal. La complexité se traduit en coût de développement, en coût récurrent, et en consommation électrique (et donc problème thermique). Une technique utilisée communément pour atténuer le brouillage consiste à créer dans le diagramme d’antenne des trous dans la direction des brouilleurs. On parle de formation de trou ou « Null steering ». Cette technique est facile à mettre en œuvre car elle fonctionne en aveugle, c’est-à-dire qu’elle n’a pas besoin de connaître a priori la direction des satellites en repère antenne. La direction des brouilleurs en repère antenne est déterminée implicitement grâce aux signaux reçus, en cherchant la combinaison linéaire des M voies antennes qui minimise la puissance totale. Pour conserver les signaux satellites utiles on impose un coefficient égal à 1 à une des M voies antennes (choisie arbitrairement) via un vecteur contrainte C fixe commun à tous les satellites. Cette technique présente néanmoins l’inconvénient de ne pas tirer profit de la multiplicité des voies antennes pour augmenter le gain dans la direction des satellites (on parle de formation de faisceau), ce qui améliore encore la résistance au brouillage. Typiquement, avec une antenne à 4 voies on peut encore gagner jusqu’à 6 dB sur le rapport signal à bruit, voire plus si la direction satellite tombe dans un trou du diagramme d’antenne. Pour cela, on impose comme contrainte non plus un gain unitaire sur une des M voies antennes (soit un coefficient imposé égal à 1) mais un gain unitaire sur une combinaison linéaire des M voies correspondant au gain maximal dans la direction du satellite via un vecteur contrainte C propre à chaque satellite. Cependant la formation de faisceaux suppose : - de réaliser en parallèle autant de traitements d’antenne que de satellites poursuivis puisque l’on a un vecteur contrainte différente par satellite ; - de connaître la direction des satellites en repère antenne pour calculer les coefficients du vecteur contrainte par satellite. Ces deux conditions sont difficiles à réunir car : - premièrement, le traitement d’antenne est très consommateur de ressources matérielles (à cause de la largeur de bande des signaux GNSS, de plusieurs dizaines de MHz) ; et - deuxièmement, si on connaît bien la direction des satellites en repère terrestre grâce aux éphémérides et almanachs, on ne connaît généralement pas la position angulaire de l’antenne par rapport au repère terrestre (sauf à avoir une aide inertielle qui est onéreuse). La présente invention a pour but de remédier à ces inconvénients et de proposer une manière d’utilisation de l’ensemble des voies antennes, tout en permettant une utilisation modérée des ressources matérielles. À cet effet, l’invention a pour objet une partie électronique d’antenne CRPA d’un dispositif d’antibrouillage pour un récepteur, comprenant : - M entrées configurées pour recevoir des signaux élémentaires issus d’une antenne réseau comprenant M antennes élémentaires, M étant strictement supérieur à 1 ; - un module de traitement configuré pour appliquer un traitement antibrouillage aux M signaux élémentaires et produire M signaux de sortie nettoyés ; - un module de sortie configuré pour délivrer les M signaux de sortie nettoyés au récepteur GNSS. Suivant d’autres aspects avantageux de l’invention, la partie électronique comprend une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prises isolément ou suivant toutes les combinaisons techniquement possibles : - le module de traitement comprend : - une composante de filtrage comprenant pour chacune des M entrées, un banc de filtres passe-bandes configuré pour décomposer chaque signal élémentaire reçu par cette entrée en P sous-bandes pour obtenir P signaux sous-échantillonnés ; - une composante de calcul configurée pour appliquer le traitement antibrouillage aux M signaux sous-échantillonnés de chaque sous-bande, et produire M signaux sous-échantillonnés nettoyés en sortie par sous-bande ; - une composante de sommation comprenant M bancs de filtres additionneurs, chaque banc de filtres additionneurs étant configuré pour recevoir P signaux sous-échantillonnés nettoyés et pour sommer l’ensemble de ces signaux sous-échantillonnés nettoyés pour former un signal nettoyé correspondant ; - la composante de calcul comprend P unités de calcul, chaque unité de calcul étant associée à l’une des P sous-bandes et configurée pour appliquer dans la sous-bande correspondante le traitement antibrouillage aux M signaux sous-échantillonnés, pour obtenir M combinaisons linéaires de signaux sous-échantillonnés nettoyés en appliquant un vecteur des coefficients de pondérations complexes ; chaque banc de filtres additionneurs étant configuré pour recevoir une combinaison linéaire de signaux sous-échantillonnés nettoyés de chaque unité de calcul ; - le vecteur des coefficients de pondération complexes est déterminé à partir d’un vecteur contrainte déterminé pour chacune des M entrées ; - chaque vecteur contrainte comprend M composantes dont une composante constante associée à l’entrée correspondante et des composantes nulles pour les autres entrées ; - les bancs de filtres passe-bandes forment des filtres polyphases ; - chaque unité de calcul est configurée pour mettre en œuvre un traitement de type RLS ; - le traitement de type RLS est configuré pour fournir directement les M combinaisons linéaires de signaux sous-échantillonnés associés aux M vecteurs de contraintes, sans inversion d’une matrice d’intercorrélation entre différents signaux. L’invention a également pour objet un système de navigation comprenant : - un récepteur GNSS ; - une antenne CRPA ; - une partie électronique telle que définie précédemment. Suivant d’autres aspects avantageux de l’invention, le système comprend une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prises isolément ou suivant toutes les combinaisons techniquement possibles : - le récepteur GNSS est configuré pour démoduler pour chaque satellite poursuivi les M signaux de sortie nettoyés issus de la partie électronique et à effectuer une combinaison linéaire des M signaux démodulés de manière à maximiser la puissance du signal satellite utile dans les discriminateurs des boucles de poursuite ; - le récepteur GNSS est configuré pour déterminer la direction d’arrivée du signal de chaque satellite poursuivi à partir des M signaux démodulés de manière à déterminer les coefficients complexes qui maximisent la puissance de signal satellite utile de la combinaison linéaire ; - le récepteur GNSS est configuré pour améliorer la vitesse de convergence des estimateurs de la direction d’arrivée des signaux satellites en utilisant des mesures inertielles ; - le récepteur GNSS est configuré pour déterminer un indicateur de leurrage à partir de la direction d’arrivée des signaux satellites ; - le récepteur GNSS est configuré pour déterminer pour chaque satellite poursuivi les coefficients complexes des combinaisons linéaires des M signaux démodulés en utilisant des diagrammes d’antenne analogiques des M antennes élémentaires. L’invention a également pour objet un procédé de traitement antibrouillage pour un récepteur GNSS, le procédé comprenant les étapes suivantes : - recevoir M signaux élémentaires issus d’une antenne réseau comprenant M antennes élémentaires, M étant strictement supérieur à 1 ; - appliquer un traitement antibrouillage aux M signaux élémentaires et produire M signaux de sortie nettoyés ; - délivrer les M signaux de sortie nettoyés au récepteur GNSS. Ces caractéristiques et avantages de l’invention apparaitront dans la lecture de la description qui va suivre, donnée à titre d’exemple non limitative, est faite en référence aux dessins annexés, sur lesquels : - FIG. 1 la FIG. 1 est une vue schématique d’un système de navigation selon l’invention, le système comprenant notamment un dispositif d’antibrouillage et un récepteur GNSS ; - FIG. 2 la FIG. 2 est une vue schématique détaillée d’un module de traitement du dispositif d’antibrouillage de la FIG. 1 ; - FIG. 3 la FIG. 3 est une vue schématique détaillée d’une partie matérielle du récepteur GNSS de la FIG. 1 ; et - FIG. 4 la FIG. 4 est une vue schématique détaillée d’une partie logicielle du récepteur GNSS de la FIG. 1 . La FIG. 1 illustre un système de navigation 10 selon l’invention. Ce système de navigation 10 comprend un dispositif d’antibrouillage 11 et un récepteur GNSS 12. Le récepteur GNSS 12 présente un récepteur de signaux GNSS apte à déterminer une solution de navigation à partir des signaux GNSS reçus, qui sont issus d’un ou plusieurs systèmes globaux de navigation par satellites (tels que le système GPS ou le système GALILEO). De manière connue en soi, chaque système global de navigation par satellites forme une constellation de satellites et apte à fournir un ou plusieurs services de navigation. Par exemple, le système GPS fournit des services de navigation différents, comme par exemple des services « PPS » ou « code M ». Il en est de même en ce qui concerne le système GALILEO qui fournit par exemple des services « PRS » et « OS ». Pour recevoir les signaux GNSS, le récepteur GNSS 12 est connecté au dispositif d’antibrouillage 11 permettant de recevoir l’ensemble des signaux radiofréquences S disponibles selon une gamme de fréquences donnée, et d’en extraire des signaux radiofréquences GNSS, désignés par « Sm » sur la FIG. 1 , en les nettoyant des signaux radiofréquences de brouillage, désignés par « b » sur la FIG. 1 . Les signaux radiofréquences de brouillage b sont par exemple issus d’une et de plusieurs sources de brouillage 13 disposées aux environs du récepteur GNSS 12. Ces sources de brouillage 13 peuvent être introduites volontairement ou involontairement. Pour ce faire, le dispositif d’antibrouillage 11 comprend un réseau d’antenne 15, appelé également antenne CRPA, et une partie électronique d’antenne CRPA 17, désignée par la suite simplement par le terme « partie électronique 17 ». Le réseau d’antenne 15 est apte à recevoir un signal d’entrée sur chaque voie et à transmettre ces signaux d’entrée à la partie électronique 17. Le réseau d’antenne 15 comprend M antennes élémentaires disposées sur une embase selon une configuration connue. Dans l’exemple de la FIG. 1 , le nombre M est égal à 4. Chaque antenne élémentaire est connectée à la partie électronique 17 par une voie antenne et est apte à délivrer à cette partie 17 des signaux radiofréquences reçus, appelés par la suite signaux élémentaires. Le signal d’entrée Se délivré à la partie électronique 17 par le réseau d’antenne 15 est donc composé de M signaux élémentaires. Comme cela est visible sur la FIG. 1 , la partie électronique 17 comprend M entrées 21 configurées pour recevoir des signaux élémentaires issus du réseau d’antenne 15, un module de traitement 22 configuré pour traiter les signaux élémentaires reçus pour générer M signaux de sortie nettoyés Sm (indice m variant entre 1 et M), et une sortie 23 configurée pour délivrer les M signaux de sortie nettoyés Sm au récepteur GNSS 12. En particulier, dans l’exemple de la FIG. 1 , chaque entrée 21 est connectée à l’une des antennes élémentaires du réseau d’antenne 15 et fournit au module de traitement 22 des signaux d’entrée élémentaires numérisés, ramenés en bande de base et échantillonnés à la fréquence Fe, représentés par des nombres complexes. En outre, dans l’exemple de la même FIG. 1 , la sortie 23 de la partie électronique 17 est raccordée au récepteur GNSS 12 par M voies de transmission. Dans ce cas, la sortie 23 fournit donc les M signaux de sortie nettoyé Sm à M voies de traitement du récepteur GNSS, comme cela sera expliqué par la suite. Le module de traitement 22 est apte à traiter les signaux radiofréquences reçus pour en extraire des signaux radiofréquences GNSS exemptés totalement ou au moins en partie des signaux radiofréquences de brouillage. En particulier, le module de traitement 22 est apte à recevoir les signaux élémentaires reçus par le réseau d’antenne 15 avec une fréquence d’échantillonnage Fe qui est compris par exemple entre 20 MHz et 80 MHz, et avantageusement égale par exemple à 50 MHz. Avantageusement, le module de traitement 22 est apte à traiter les signaux radiofréquences reçus correspondant à B bandes GNSS comme par exemple les bandes L1, E6 et L2. De préférence, le module de traitement 22 présente entièrement une structure matérielle formée d’un ou de plusieurs circuits logiques programmables de type FPGA (de l’anglais « Field-Programmable Gate Array ») ou ASIC (de l’anglais « Application-Specific Integrated Circuit »). Le module de traitement 22 est illustré plus en détail sur la FIG. 2 illustrant un exemple de réalisation de ce module. Ainsi, comme cela est visible cette figure, le module de traitement 22 comprend une composante de filtrage 31, une composante de calcul 32 et une composante de sommation 33. La composante de filtrage 31 comprend avantageusement M bancs de P filtres passe-bandes sous-échantillonneurs. Cette composante de filtrage 31 permet ainsi d’effectuer un traitement spatio-fréquentiel de type SFAP (de l’anglais « Space Frequency Adaptive Processing »). Chaque banc de filtres est connecté à l’une des M entrées 21 et apte à recevoir chaque signal élémentaire, numérisé et ramené en bande de base, issu de cette entrée pour le décomposer en P sous-bandes, c’est-à-dire pour obtenir P signaux sous-échantillonnés S 1 , …, S P . Le nombre P est supérieur ou égal à 1, avantageusement strictement supérieur à 1. Avantageusement, le nombre P est égal à une puissance de 2 et de préférence, peut-être choisi égal à 8 ou 16. Avantageusement, chaque banc de filtres est implémenté selon la technique connue sous le terme de « filtres polyphases » et décrite notamment dans la demande FR 21 07910. Cela signifie qu’au lieu d’utiliser P filtres passe-bandes en parallèle travaillant à la fréquence Fe, la fréquence d’échantillonnage de chaque sous-bande est réduite du facteur P. Cela permet de réaliser le banc de filtres avec un seul filtre FIR multiplexé (travaillant à la fréquence Fe) ayant un nombre de coefficients réduit du facteur P. Le filtre FIR (de l’anglais « Finite Impulse Response Filter ») est un filtre à réponse impulsionnelle finie, connu en soi. En outre, les P sorties du filtre FIR multiplexé produite à la fréquence Fe/P sont connectées à un opérateur FFT (de l’anglais « Fast Fourier Transform ») permettant d’effectuer une transformation de Fourier rapide du vecteur constitué de ces P sorties et de retrouver en sortie l’équivalent d’un banc de filtres numériques sous-échantillonné. La composante de calcul 32 permet de traiter l’ensemble des signaux sous-échantillonnés S 1 , …, S P formés par les M bancs de filtres en appliquant une méthode de calcul des coefficients de pondération complexes correspondant à ces signaux sous-échantillonnés. Selon l’invention, la composante de calcul 32 comprend P unités de calcul SAP 1 , …, SAP P , chaque unité de calcul SAP 1 , …, SAP P étant adaptée pour appliquer dans la sous-bande correspondante un traitement antibrouillage aux signaux sous-échantillonnés issus des M entrées, pour obtenir M combinaisons linéaires de signaux sous-échantillonnés nettoyés. En particulier, chaque unité de calcul SAP 1 , …, SAP P est apte à calculer M signaux de sortie en utilisant la formule suivante : où est le vecteur ligne contenant les M échantillons complexes reçus à l’instant des M voies antennes dans la sous-bande p après le banc de filtre d’entrée correspondant, à chaque période Te de sous-échantillonnage des sous-bandes : est le vecteur des coefficients de pondération complexes pour chaque sortie . Ce vecteur des coefficients de pondération complexes peut être calculé comme : où : est le vecteur contrainte commun à toutes les sous-bandes et est égal à 1 en position et à 0 autrement ; est l’inverse de la matrice d’intercorrélation (de dimensions M x M) donnée par la formule: Pour calculer le vecteur , chaque unité de calcul SAP 1 , …, SAP P est par exemple configuré pour mettre en œuvre une méthode RLS (c’est-à-dire une méthode des moindres carrés récursifs ou « Recursive Least Square » en anglais, souvent remplacé par l’acronyme RLS) de calcul des coefficients de pondération complexes par sous-bande. Selon la méthode RLS, il n’est pas nécessaire de recalculer l’inverse de la matrice pour remettre à jour le vecteur chaque fois qu’on ajoute une ligne à la matrice , ce qui permet d’économiser des calculs. Ainsi, selon la méthode RLS, plutôt que de calculer l’inverse de la matrice à chaque fin d’intervalle d’intégration de , on remet à jour l’inverse à chaque période d’échantillonnage des signaux reçus. Alternativement à la méthode RLS, la méthode du gradient ou LMS (« Least Mean Square » en anglais) peut être utilisée. Cette méthode présente l’avantage de la simplicité sans l’inconvénient du temps de convergence plus long. Cette méthode récursive LMS utilise une formule moins coûteuse en nombre d’opérations : où : indice du temps ; : coefficient de recalage, compris entre 0 et 1, typiquement égal à 0,1 ; : produit scalaire entre le vecteur ligne et le vecteur colonne . Indépendamment de la méthode utilisée, pour tenir compte de chaque vecteur contrainte on force la composante m à 1 : Avantageusement, la composante de calcul 32 présente entièrement une composante matérielle unique, telle qu’un circuit logique, par exemple de type FPGA (de l’anglais « Field-Programmable Gate Array »). Dans un tel cas, l’architecture de la composante de calcul 32 peut présenter une architecture en « pipeline ». Dans ce cas, cette architecture présente des couches consécutives qui sont reliées entre elles par des bascules permettant la transmission entre ces couches de données resynchronisées sur l’horloge du circuit logique. La composante de sommation 33 comprend M banc de filtres interpolateurs additionneurs des signaux . Chaque banc de filtres interpolateurs additionneurs présente par exemple un filtre FIR multiplexé et permet de sommer les signaux (indice p variant entre 1 et P) pour fournir un signal de sortie nettoyé à la fréquence Fe. Autrement dit, la composante de sommation 33 fournit M signaux de sortie nettoyés (indice m variant entre 1 et M) à la fréquence Fe. En référence à la FIG. 3 , le récepteur GNSS 12 comprend une partie matérielle 41 et une partie logicielle 42. La partie matérielle 41 est par exemple formée d’un ou de plusieurs circuits logiques programmables. La partie logicielle 42 est mise œuvre en utilisant au moins un ou plusieurs processeurs et une mémoire vive. La partie matérielle 41 comprend, pour chaque satellite n poursuivi (n variant entre 1 et N), M démodulateurs permettant de démoduler en parallèle les M signaux de sortie nettoyés issus du dispositif d’antibrouillage 11 et ainsi, de rendre observable la direction d’arrivée des signaux satellites grâce aux déphasage entre les M voies antenne en sortie des corrélateurs. En particulier, chaque démodulateur permet de démoduler le signal associé avec au moins trois corrélateurs par signal, dits corrélateurs avance, ponctuel et retard, grâce à trois versions décalées d’un code d’étalement généré dans le canal. La corrélation consiste à multiplier le signal reçu par le démodulateur m avec une porteuse locale et un code locale et à intégrer sur des intervalles de temps consécutifs. En particulier, en dénotant par Z i m n ( q ) une corrélation complexe sur l’intervalle [ t q , t q +T ] entre le signal bande large et le signal local constitué d’une porteuse locale et du code local du satellite (code propre au satellite n), cette corrélation peut s’écrire : où indice i : voie avance, ponctuelle ou retard, i = A, P ou R ; Indice m : signal en sortie du dispositif d’antibrouillage 11, m = 1 à M ; Indice n : satellite démodulé, n = 1 à N ; Indice q : intervalle d’intégration [ t q , t q +T ] = [ t q , t q+1 ] ; T : temps d‘intégration. La partie logicielle 41, illustré plus en détail sur la FIG. 4 , permet d’effectuer pour chaque satellite poursuivi 5 combinaisons linéaires à coefficients complexes des M voies démodulées en sortie de corrélateurs : Une voie « avance reconstituée » résultat de la combinaison linéaire des sorties complexes « Z A m n » des M corrélateurs avances avec les coefficients K m n (σ,α) ; Une voie « ponctuelle reconstituée » résultat de la combinaison linéaire des sorties complexes « Z P m n » des M corrélateurs ponctuels avec les coefficients K m n (σ,α) ; Une voie « retard reconstituée » résultat de la combinaison linéaire des sorties complexes « Z R m n » des M corrélateurs retards avec les coefficients K m n (σ,α) ; Une voie « delta site » résultat de la combinaison linéaire des sorties complexes « Z P m n » des M corrélateurs ponctuels avec les coefficients KΔ site m n (σ,α) ; Une voie « delta azimut » résultat de la combinaison linéaire des sorties complexes« Z P m n » des M corrélateurs ponctuels avec les coefficients KΔ azimut m n (σ,α) La voie « ponctuelle reconstituée » sert à la boucle de poursuite de la phase de porteuse du signal satellite. Les trois voies avance, ponctuelle et retard reconstituées servent à la boucle de poursuite de la phase de code du signal satellite via le discriminateur de code. Les voies « delta site » et « delta azimut » servent à estimer de manière itérative les angles σ et α de site et d’azimut maximisant la puissante du signal satellite après combinaison linéaire de la voie « ponctuelle reconstituée » grâce à deux boucles de poursuite, en site et en azimut. Les paramètres σ et α sont les angles de site et d‘azimut estimés de la direction d’arrivée du signal satellite, en repère antenne. Les M coefficients K m n (σ,α) visent à maximiser la puissance du signal satellite dans la direction d’arrivée estimée du signal satellite donnée par les angles de site et d’azimut σ et α. Les M coefficients KΔ site m n (σ,α) visent à estimer la correction à apporter à l’angle de site pour atteindre le maximum de la puissance. Les M coefficients KΔ azimut m n (σ,α) visent à estimer la correction à apporter à l’angle d’azimut pour atteindre le maximum de la puissance. Par la suite, on dénote : - les vecteurs reliant le centre du repère antenne aux centres de phase des M voies antennes : pour m = 1 à M - les vecteurs directeurs pointant dans la direction des N satellites : pour n = 1 à N - les vecteurs directeurs pointant dans la direction estimée : σ : angle de site de la direction d’arrivée estimée du signal satellite ; α : angle d’azimut de la direction d’arrivée estimée du signal satellite ; - le vecteur des coefficients de la combinaison linéaire donnant le maximum de puissance satellite dans la direction estimée (σ,α) : avec = produit scalaire ; - le vecteur des coefficients de la combinaison linéaire indiquant la correction à apporter à l’angle de site estimé : - le vecteur des coefficients de la combinaison linéaire indiquant la correction à apporter à l’angle d’azimut estimé : Les deux dérivées se calculent grâce aux formules analytiques donnant K m en fonction de (σ,α). Les cinq combinaisons précitées s’écrivent sous la forme suivante : pour voies avance, ponctuel et retard reconstituées : Z A n = K 1 (σ,α) . Z A 1 n + K 2 (σ,α) . Z A 2 n + … + K M (σ,α) . Z A M n Z P n = K 1 (σ,α) . Z P 1 n + K 2 (σ,α) . Z P 2 n + … + K M (σ,α) . Z P M n Z R n = K 1 (σ,α) . Z R 1 n + K 2 (σ,α) . Z R 2 n + … + K M (σ,α) . Z R M n pour voies delta reconstituées : ZΔ code n = Z A - Z R ZΔ site n = KΔ site 1 n (σ,α) . Z P 1 n + KΔ site 2 n (σ,α) . Z P 2 n + … + KΔ site M (σ,α) . Z P M n ZΔ azimut n = KΔ azimut 1 n (σ,α) . Z P 1 n + KΔ azimut 2 n (σ,α) . Z P 2 n + … + KΔ azimut M (σ,α) . Z P M n Cela permet de déterminer les discriminateurs suivants : - discriminateur de phase de porteuse : D porteuse = angle( Z P n ) - discriminateur de code : D code = Partie réelle [ ZΔ code n / Z P n ] = Partie réelle [ ZΔ code n . conjugué( Z P n ) ] / || Z P n || 2 - discriminateurs de site et d’azimut : D site = Partie réelle [ ZΔ site n / Z P n ] = Partie réelle [ ZΔ site n . conjugué( Z P n ) ] / || Z P n || 2 D azimut = Partie réelle [ ZΔ azimut n / Z P n ] = Partie réelle [ ZΔ azimut n . conjugué( Z P n ) ] / || Z P n || 2 Par ailleurs, les discriminateurs de site et d’azimut peuvent être justifiés de la manière suivante : - On cherche à maximiser avec (produit scalaire) - On calcule la dérivée par rapport aux paramètres σ et α : Lorsque l’on est proche du maximum la dérivée indique la correction à apporter pour s’approcher du maximum (méthode du gradient). Pour estimer les angles de site et d’azimut, la partie logicielle 42 utilise la méthode du gradient : Le choix de la valeur du gain de recalage est issu d’un compromis entre vitesse de convergence (pour limiter le trainage vis-à-vis de la dynamique d’évolution des angles dues au porteur) et précision (filtrage du bruit de mesure). Dans certains modes de réalisation, il est possible de tenir compte, dans les combinaisons linéaires des faisceaux directifs, des diagrammes d’antenne analogiques des M voies. C’est notamment le cas pour une antenne à plusieurs voies avec des centres de phase rapprochés, à cause des phénomènes de couplage qui déforment les diagrammes. Dans ce cas, la partie logicielle 42 multiplie les coefficients par des gains complexes qui dépendent de la voie m et de la direction d’arrivée supposée du signal satellite : : gain complexe (module et phase) de la voie m de l’antenne dans la direction . Les valeurs des gains complexes peuvent être mémorisées dans des tables en fonction des angles de site et d’azimut (soit M tables). Il également possible de tenir compte du diagramme dans le calcul de et . Les deux dérivées des gains complexes peuvent être aussi tabulées (ce qui oblige à avoir 3 x M tables) ou calculées par différence finie entre deux points de discrétisation. Dans certains modes de réalisation, la partie logicielle 42 utilise également des informations de vitesse angulaire issues d’une centrale inertielle dans l’estimation des angles de site et d’azimut, afin d’améliorer les performances de celle-ci. Dans un tel cas, on suppose disposer d’une centrale inertielle dont les axes sont alignés avec ceux de l’antenne et fournissent des incréments angulaires autour des axes X,Y,Z, à la période de calcul des estimateurs, notés ω X , ω Y , ω Z . On peut alors estimer a priori les variations d’angle de site et d’azimut à la période de calcul des estimateurs, notés dα et dσ de la façon suivante : dα = ω z et dσ = ω X sin(α) + ω Y cos(α). On peut utiliser cette information pour aider les estimateurs de site et d’azimut de la façon suivante : Enfin, la partie logicielle 42 peut également exploiter les estimations d’angle de site et d’azimut pour déterminer un indicateur de leurrage. En particulier, lorsque le récepteur GNSS 12 reçoit les signaux d’une constellation GNSS authentique, ceux-ci proviennent de directions de l’espace toutes distinctes. En revanche, lorsque les signaux reçus proviennent d’un leurre, ceux-ci proviennent tous d’une direction unique (celle de l’antenne émettrice du leurre). On peut donc déterminer un critère de vraisemblance d’une situation de leurrage en comparant entre eux les sites et azimuts de l’ensemble des canaux poursuivis. Un exemple critère est : « si, pour tout couple (i, j) de satellite poursuivi, et , alors déclarer une situation de leurrage ». Cela permet alors de détecter un leurrage y compris en présence de brouillage car le traitement antibrouillage est fait en amont. Un procédé de navigation mis en œuvre par le système de navigation 10 sera désormais expliqué. Ce procédé est mis en œuvre lors du fonctionnement du dispositif d’antibrouillage 10 avec la fréquence Fe, correspondant à la fréquence d’échantillonnage Fe mentionné précédemment. Ce procédé de navigation comprend une phase initiale de traitement antibrouillage lors de laquelle un procédé de traitement antibrouillage est mis en œuvre par le dispositif d’antibrouillage 11. Lors d’une étape initiale de ce procédé de traitement antibrouillage, les entrées 21 de la partie électronique 17 reçoivent les M signaux élémentaires reçus par le réseau d’antenne 15. Ces signaux élémentaires sont ensuite transmis au module de traitement 22 après numérisation, passage en bande de base et échantillonnage à la fréquence Fe. Lors d’une étape suivante du procédé de traitement antibrouillage, la composante de filtrage 31 du module de traitement 22 reçoit ces signaux élémentaires, ramenés en bande de base et numérisés, puis les décompose en P sous-bandes et les sous-échantillonne à la fréquence Fe / P, grâce à M bancs de filtres numériques, en formant ainsi les signaux sous-échantillonnés S 1 , …, S p , comme expliqué précédemment. Lors d’une étape suivante du procédé de traitement antibrouillage, la composante de calcul 32 applique un traitement antibrouillage et forme dans chaque sous-bande p M combinaisons linaires de signaux sous-échantillonnés nettoyés . Lors d’une étape suivante du procédé de traitement antibrouillage, la composante de sommation 33 reçoit les M signaux de sortie dans chaque sous-bande et fournit M signaux résultants de bande large. Ces signaux sont nettoyés du brouillage. Lors d’une étape suivante du procédé de traitement antibrouillage, la sortie 23 transmet les M signaux résultants au récepteur GNSS 12. Le procédé de navigation comprend en outre une phase de traitement des signaux nettoyés. Lors de cette phase, le récepteur GNSS 12 traite ces signaux nettoyés pour d’abord déterminer la direction d’arrivée des signaux satellites et puis, une solution de navigation correspondante. On conçoit alors que la présente invention présente un certain nombre d’avantages. En particulier, l’invention permet de réaliser un traitement d’antenne complet avec formation de trou et formation de faisceaux afin de tirer le meilleur parti d’une antenne à plusieurs voies tout en étant économe en ressources puisqu’elle ne nécessite pas de démultiplier les traitements antibrouillage et elle est autonome pour déterminer la direction des satellites. Pour cela, l’invention propose de réaliser dans le traitement d’antenne non pas N faisceaux dans la direction des N satellites poursuivis, mais M combinaisons linéaires avec pour chacune la contrainte d’avoir un des M coefficients de la combinaison linéaire égal à 1. Étant donné que M est strictement inférieur à N, cela permet d’économiser les ressources tout en assurant un traitement complet de l’ensembles des voies d’antenne. L’invention propose en outre de réaliser M combinaisons linéaires dans chacune des P sous-bandes et de reconstituer en sortie d’un traitement (SFAP par exemple) M signaux large bande associés chacun à l’une des M voies antennes grâce à M bancs de filtres sommateurs interpolateurs. Une combinaison des M signaux large bande après le traitement d’antenne est effectuée plus loin dans le récepteur GNSS, axe satellite par axe satellite en fonction de la direction des satellites, après démodulation des codes d’étalement propres à chaque satellite. En particulier, pour chaque satellite poursuivi, on démodule en parallèle les M signaux large bande de manière à rendre observable la direction d’arrivée du signal satellite. On cherche une combinaison linéaire qui maximise la puissance du signal satellite après démodulation. Partie électronique (17) d’antenne CRPA (15) d’un dispositif d’antibrouillage (10) pour un récepteur GNSS (12), comprenant : - M entrées (21) configurées pour recevoir des signaux élémentaires issus d’une antenne réseau (15) comprenant M antennes élémentaires, M étant strictement supérieur à 1 ; - un module de traitement (22) configuré pour appliquer un traitement antibrouillage aux M signaux élémentaires et produire M signaux de sortie nettoyés ; - un module de sortie (23) configuré pour délivrer les M signaux de sortie nettoyés au récepteur GNSS (12). Partie électronique (17) selon la revendication 1, dans laquelle le module de traitement (22) comprend : - une composante de filtrage (31) comprenant pour chacune des M entrées (21), un banc de filtres passe-bandes configuré pour décomposer chaque signal élémentaire reçu par cette entrée en P sous-bandes pour obtenir P signaux sous-échantillonnés ; - une composante de calcul (32) configurée pour appliquer le traitement antibrouillage aux M signaux sous-échantillonnés de chaque sous-bande, et produire M signaux sous-échantillonnés nettoyés en sortie par sous-bande ; - une composante de sommation (33) comprenant M bancs de filtres additionneurs, chaque banc de filtres additionneurs étant configuré pour recevoir P signaux sous-échantillonnés nettoyés et pour sommer l’ensemble de ces signaux sous-échantillonnés nettoyés pour former un signal nettoyé correspondant. Partie électronique (17) selon la revendication 2, dans laquelle la composante de calcul (32) comprend P unités de calcul (SAP 1 , …, SAP P ), chaque unité de calcul (SAP 1 , …, SAP P ) étant associée à l’une des P sous-bandes et configurée pour appliquer dans la sous-bande correspondante le traitement antibrouillage aux M signaux sous-échantillonnés, pour obtenir M combinaisons linéaires de signaux sous-échantillonnés nettoyés en appliquant un vecteur des coefficients de pondérations complexes ; chaque banc de filtres additionneurs étant configuré pour recevoir une combinaison linéaire de signaux sous-échantillonnés nettoyés de chaque unité de calcul (SAP 1 , …, SAP P ). Partie électronique (17) selon la revendication 3, dans laquelle le vecteur des coefficients de pondération complexes est déterminé à partir d’un vecteur contrainte déterminé pour chacune des M entrées. Partie électronique (17) selon la revendication 4, dans laquelle chaque vecteur contrainte comprend M composantes dont une composante constante associée à l’entrée correspondante et des composantes nulles pour les autres entrées. Partie électronique (17) selon l’une quelconque des revendications 2 à 5, dans laquelle les bancs de filtres passe-bandes forment des filtres polyphases. Partie électronique (17) selon l’une quelconque des revendications précédentes prise en combinaison avec la revendication 3, dans laquelle chaque unité de calcul (SAP 1 , …, SAP P ) est configurée pour mettre en œuvre un traitement de type RLS. Partie électronique (17) selon la revendication 7 prise en combinaison avec la revendication 4, dans laquelle le traitement de type RLS est configuré pour fournir directement les M combinaisons linéaires de signaux sous-échantillonnés associés aux M vecteurs de contraintes, sans inversion d’une matrice d’intercorrélation entre différents signaux. Système de navigation (10) comprenant : - un récepteur GNSS (12) ; - une antenne CRPA (15) ; - une partie électronique (17) selon l’une quelconque des revendications précédentes. Système de navigation (10) selon la revendication 9, dans lequel le récepteur GNSS (12) est configuré pour démoduler pour chaque satellite poursuivi les M signaux de sortie nettoyés issus de la partie électronique (17) et à effectuer une combinaison linéaire des M signaux démodulés de manière à maximiser la puissance du signal satellite utile dans les discriminateurs des boucles de poursuite. Système de navigation (10) selon la revendication 10, dans lequel le récepteur GNSS (12) est configuré pour déterminer la direction d’arrivée du signal de chaque satellite poursuivi à partir des M signaux démodulés de manière à déterminer les coefficients complexes qui maximisent la puissance de signal satellite utile de la combinaison linéaire. Système de navigation (10) selon la revendication 11, dans lequel le récepteur GNSS (12) est configuré pour améliorer la vitesse de convergence des estimateurs de la direction d’arrivée des signaux satellites en utilisant des mesures inertielles. Système de navigation (10) selon la revendication 11 ou 12, dans lequel le récepteur GNSS (12) est configuré pour déterminer un indicateur de leurrage à partir de la direction d’arrivée des signaux satellites. Système de navigation (10) selon l’une quelconque des revendications 10 à 13, dans lequel le récepteur GNSS (12) est configuré pour déterminer pour chaque satellite poursuivi les coefficients complexes des combinaisons linéaires des M signaux démodulés en utilisant des diagrammes d’antenne analogiques des M antennes élémentaires. Procédé de traitement antibrouillage pour un récepteur GNSS (12), le procédé comprenant les étapes suivantes : - recevoir M signaux élémentaires issus d’une antenne réseau (15) comprenant M antennes élémentaires, M étant strictement supérieur à 1 ; - appliquer un traitement antibrouillage aux M signaux élémentaires et produire M signaux de sortie nettoyés ; - délivrer les M signaux de sortie nettoyés au récepteur GNSS (12).