Brevet FR3160525A1 — publié le 20250926

Un procédé de redressement synchrone dans un chargeur adapté à se connecter au réseau d’une part et à une batterie d’autre part comporte un convertisseur bidirectionnel DC-DC ayant un onduleur, un transformateur et un redresseur. Un côté primaire est défini comme un côté du convertisseur recevant le courant et un côté secondaire est défini comme un côté du convertisseur par lequel sort le courant. L’onduleur et le redresseur comportant chacun au moins des transistors pouvant être primaires ou secondaires suivant le sens de charge. Au moins un transistor secondaire, dit transistor esclave, est commandé suivant le transistor maître. Le procédé comprenant les étapes d’incrémentation d’une durée de fermeture du transistor esclave d’une première incrémentation prédéfinie, puis la détermination d’une variation correspondante d’un paramètre de commande. Si la variation en valeur absolue est supérieure à une valeur seuil, décroître la durée de fermeture du transistor esclave d’une deuxième incrémentation prédéfinie supérieure ou égale à la première incrémentation. Figure de l’abrégé : Figure 2. PROCEDE DE RECTIFICATION SYNCHRONE ET CHARGEUR DE BATTERIE EMPLOYANT UN TEL PROCEDE La présente divulgation relève du domaine des chargeurs de batteries, et plus particulièrement de procédé d’optimisation de chargeurs de batteries, notamment pour les batteries embarquées du domaine automobile. Un chargeur de batterie d’automobile inclut généralement un convertisseur, qui a les composants suivants : un onduleur qui transforme le courant continu redressé (DC) issu du réseau en courant alternatif (AC), un transformateur, et un redresseur qui transforme le courant alternatif (AC) en courant continu (DC) à distribuer vers la batterie. Lorsque le chargeur est bidirectionnel, la fonction onduleur respectivement redresseur peut être du côté batterie ou du côté réseau, selon le sens de charge. Afin d’éviter toute confusion, on peut parler plutôt d’un côté primaire et un côté secondaire du convertisseur. Le côté primaire peut être défini comme le côté du convertisseur par lequel entre le courant, et le côté secondaire comme le côté du convertisseur par lequel sort le courant. Ainsi le côté primaire peut être du côté réseau ou du côté batterie selon le sens de charge. Le redressement synchrone est une technique utilisée dans l'alimentation électrique pour convertir l'énergie alternative (AC) en énergie continue (DC) dans le redresseur de manière plus efficace. Contrairement au redressement passif, qui utilise des diodes, le redressement synchrone implique l'utilisation de transistors, tels que des MOSFET (Transistors à Effet de Champ à Métal-Oxyde-Semiconducteur) pour effectuer la rectification. Ces transistors sont contrôlés par un circuit qui synchronise leur fonctionnement avec l'entrée AC. Lorsque l'entrée AC est positive, le transistor est fermé pour permettre la circulation du courant, et lorsque l'entrée AC est négative, un transistor différent est fermé. Au sein des transistors, des diodes parasites existent. En effet, les transistors possèdent un corps de diode (appelé aussi diode parasite), qui assure un redressement passif côté batterie en mode charge, et côté réseau en mode décharge. Ce comportement est intrinsèque au transistor et génère des pertes importantes, qui dégradent les performances du convertisseur. Le redressement synchrone permet de fermer les transistors appropriés lorsque leurs diodes parasites conduisent le courant, afin de limiter la conduction à travers les diodes, et donc d'optimiser l'efficacité et l’échauffement thermique du produit. Parmi les stratégies de redressement synchrone existantes, on retrouve celles qui nécessitent une mesure de courant au niveau du transformateur haute tension côté redresseur, ce qui permet de fermer automatiquement les transistors lorsque le courant commence à circuler dans les diodes. Comme le redressement synchrone est destiné à augmenter l'efficacité du convertisseur, le contrôle en boucle fermée de la durée des impulsions est possible sur la base d'une efficacité qui peut être évaluée avec des capteurs de courant et de tension à l'entrée et à la sortie du convertisseur. Ces méthodes sont complexes à mettre en œuvre et coûteuses. La détermination des instants où les diodes parasites commencent à conduire peut alternativement utiliser un modèle prédictif, appelé « Simplified Synchronous Rectification ». Les durées de conduction des MOSFET du redresseur sont calculées en déterminant l’instant où les diodes parasites commencent à conduire et en fermant alors les transistors correspondants. Un inconvénient de cette solution est qu’elle amène à prévoir de grandes marges de sécurité qui réduisent l’efficacité du convertisseur. Résumé Il est proposé un procédé de redressement synchrone dans un chargeur adapté à se connecter au réseau d’une part et à une batterie d’autre part, le chargeur comportant un convertisseur bidirectionnel DC-DC haute tension avec circuit résonant, le convertisseur comprenant un onduleur, un transformateur et un redresseur agencés dans cet ordre, pour un sens de charge donné un côté primaire est défini comme un côté du convertisseur recevant le courant et un côté secondaire est défini comme un côté du convertisseur par lequel sort le courant, l’onduleur et le redresseur comportant chacun au moins une paire de transistors, fonctionnant en opposition de phase, les transistors pouvant être primaires ou secondaires suivant le sens de charge, au moins un des transistors primaires, dit transistor maître, ayant son ouverture et sa fermeture commandée par une unité de contrôle à l’aide d’un paramètre de commande, le paramètre de commande ayant une valeur initiale de commande, l’unité de contrôle commandant au moins un transistor secondaire, dit transistor esclave, dont une commande est basée sur une commande du transistor maître, le transistor esclave ayant une durée de fermeture avec une valeur initiale de fermeture inférieure à une durée de fermeture du transistor maître, le procédé comprenant les étapes suivantes, mises en œuvre pour une consigne de pilotage prédéterminée, le transistor maître étant commandé par l’unité de contrôle à l’aide dudit paramètre de commande en fonction de la consigne de pilotage : - Etape 1. Tant que la durée de fermeture du transistor esclave est inférieure à la durée de fermeture du transistor maître, incrémenter la durée de fermeture du transistor esclave d’une première incrémentation prédéfinie, puis déterminer une variation correspondante de la valeur du paramètre de commande, - Etape 2. Si ladite variation en valeur absolue est supérieure à une valeur seuil, décroître la durée de fermeture du transistor esclave d’une deuxième incrémentation prédéfinie, la deuxième incrémentation étant supérieure ou égale à la première incrémentation, sinon revenir à l’étape 1, et - Etape 3. Définir la durée de fermeture du transistor esclave comme la durée obtenue à l’étape 2. L’invention exploite de manière astucieuse le fait que l’efficacité du convertisseur et la valeur du paramètre de commande sont liées. En particulier, une chute brutale de l’efficacité du convertisseur implique une variation brutale de la valeur du paramètre de commande. Le procédé selon l’invention propose ainsi d’augmenter par incréments successifs la durée de fermeture du transistor esclave, jusqu’à dépasser un point critique en termes d’efficacité du convertisseur. Ce point critique d’efficacité est observé par l’intermédiaire de la valeur du paramètre de commande. On réduit alors légèrement la durée de fermeture du transistor esclave, de manière à se placer juste en-dessous de ce point critique, c’est-à-dire à un optimum d’efficacité du convertisseur. Selon un autre aspect, il est proposé un programme informatique comportant des instructions pour la mise en œuvre de tout ou partie d’un procédé tel que défini dans les présentes lorsque ce programme est exécuté par un processeur. Selon un autre aspect, il est proposé un support d’enregistrement non transitoire, lisible par un ordinateur, sur lequel est enregistré un tel programme. Les caractéristiques exposées dans les paragraphes suivants peuvent, optionnellement, être mises en œuvre, indépendamment les unes des autres ou en combinaison les unes avec les autres : - la consigne de pilotage comprend une consigne de courant en sortie du convertisseur, du côté du redresseur (côté batterie), et/ou une consigne de tension d’entrée du convertisseur, du côté de l’onduleur (côté réseau). Dans tout le texte, les expressions « du côté du redresseur » et « du côté de l’onduleur » se rapportent aux dispositifs énoncés ci-dessus, et non aux fonctions de redressement et d’ondulation qui peuvent se trouver d’un côté ou de l’autre du convertisseur bidirectionnel en fonction du sens de charge, comme expliqué en introduction. En tout état de cause, la consigne de pilotage se rapporte à une grandeur mesurée du côté de la fonction redresseur, c’est-à-dire du côté secondaire, ce qui correspond au côté du dispositif nommé redresseur dans le sens de charge de la batterie et au côté du dispositif nommé onduleur dans le sens de décharge de la batterie. Lorsque le convertisseur est utilisé pour charger la batterie, la consigne de pilotage comprend avantageusement une consigne de courant en sortie du convertisseur (la tension de sortie étant quant à elle fixée à la valeur de tension de la batterie). Lorsque le convertisseur est utilisé dans le sens décharge, la consigne de pilotage comprend avantageusement une consigne de tension d’entrée du convertisseur. - le transistor maître est commandé par l’unité de contrôle en fonction de la consigne de pilotage, de sorte qu’un courant de sortie du convertisseur, du côté du redresseur, respectivement une tension d’entrée du convertisseur, du côté de l’onduleur, soit sensiblement égal à la consigne de pilotage. - le procédé comprend de plus : - une première étape de détermination de conditions de fonctionnement, mise en œuvre avant l’étape 1, pour déterminer des conditions initiales de fonctionnement ; - au moins une deuxième étape de détermination de conditions de fonctionnement, mise en œuvre par la suite, pour déterminer des conditions courantes de fonctionnement ; le procédé comportant en outre un stockage des conditions initiales de fonctionnement et une comparaison, pour chaque deuxième étape de détermination de conditions de fonctionnement, entre les conditions courantes de fonctionnement et les conditions initiales de fonctionnement. - les conditions de fonctionnement comportent l’une au moins parmi : une valeur de température dans le convertisseur; une valeur de tension en entrée du convertisseur du côté de l’onduleur et une valeur de tension en sortie du convertisseur du côté du redresseur; et une valeur de la consigne de pilotage. - le procédé comporte en outre une étape de détermination d’une variation entre les conditions courantes de fonctionnement et les conditions initiales de fonctionnement, et de réinitialisation de la durée de fermeture du transistor esclave et retour à l’étape 1 lorsque ladite variation excède au moins un seuil prédéterminé. - les conditions courantes de fonctionnement sont déterminées à l’étape 1 et/ou à l’étape 3. - la première incrémentation est prédéfinie comme étant au plus 1/10 de la valeur initiale de fermeture du transistor esclave. - la deuxième incrémentation est au moins deux fois plus grande que la première incrémentation. - la valeur initiale de fermeture du transistor esclave est déterminée à l’aide d’un modèle prédictif et/ou par expérimentation. - le paramètre de commande est constitué par l’une grandeur parmi : une fréquence de commutation du transistor maître, la durée de fermeture du transistor maître, et un décalage de phase entre les transistors primaires. Selon un autre aspect, il est proposé un chargeur de batterie adapté à se connecter au réseau d’une part et à une batterie d’autre part, le chargeur ayant un convertisseur bidirectionnel DC-DC haute tension avec circuit résonant, le convertisseur ayant un onduleur, un transformateur et un redresseur dans cet ordre, pour un sens de charge donné, un côté primaire est défini comme un côté du convertisseur recevant le courant et un côté secondaire est défini comme un côté du convertisseur par lequel sort le courant, l’onduleur et le redresseur comportant chacun au moins une paire de transistors, fonctionnant en opposition de phase, les transistors pouvant être primaires ou secondaires suivant le sens de charge, au moins un des transistors primaires, dit transistor maître, ayant son ouverture et sa fermeture commandées par une unité de contrôle à l’aide d’un paramètre de commande, le paramètre de commande ayant une valeur initiale de commande, l’unité de contrôle commandant au moins un transistor secondaire, dit transistor esclave, dont une commande est basée sur une commande du transistor maître, le transistor esclave ayant durée de fermeture avec une valeur initiale de fermeture inférieure à une durée de fermeture du transistor maître, le chargeur étant configuré pour mettre en œuvre le procédé ci-dessus. Selon un autre aspect, il est proposé un programme informatique comportant des instructions pour la mise en œuvre du procédé ci-dessus lorsque ce programme est exécuté par un processeur. Selon un autre aspect, il est proposé un support d’enregistrement non transitoire lisible par un ordinateur sur lequel est enregistré un programme pour la mise en œuvre du procédé ci-dessus lorsque ce programme est exécuté par un processeur. D’autres caractéristiques, détails et avantages apparaîtront à la lecture de la description détaillée ci-après, et à l’analyse des dessins annexés, sur lesquels : FIG. 1 montre un schéma partiel d’un chargeur de batterie selon un mode de réalisation. FIG. 2 montre un graphe de courant de diode dans le temps (graphe du haut), un graphe de conduction d’un transistor primaire dans le temps (graphe du milieu), et un graphe de conduction d’un transistor secondaire dans le temps (graphe du bas), selon un exemple. FIG. 3 montre un logigramme d’un procédé de rectification synchrone selon un mode de réalisation pouvant être mis en œuvre dans le chargeur de la FIG. 1 . FIG. 4 montre un graphe de la fréquence de commutation du transistor maître en fonction de la durée de fermeture (aussi appelée « durée de conduction » ou « durée d’impulsion ») du transistor esclave du chargeur de la FIG. 1 , selon un mode de réalisation. FIG. 5 montre un graphe de l’efficacité du chargeur de la FIG. 1 en fonction de la durée de conduction du transistor esclave, selon un mode de réalisation. Il est maintenant fait référence à la FIG. 1 qui montre schématiquement un exemple de convertisseur DC-DC haute tension (par exemple pour le domaine automobile à l’heure actuelle, supérieure à 30V, de préférence supérieure à 100V, par exemple entre 100 et 3000V, plus préférentiellement entre 300V et 1000V, par exemple 800V) bidirectionnel pour utilisation dans un chargeur de batterie. La batterie peut, de façon non exhaustive, être une batterie d’automobile. Il se pourrait que la batterie soit une batterie pour application autre que l’automobile. La FIG. 1 n’illustre que certains composants du convertisseur, utiles pour la présente description. Un chargeur 10 de batterie 12 est connectable au réseau 14 via un correcteur de facteur de puissance 15. Le chargeur 10 comprend un convertisseur 16 et un filtre 18 permettant d’atténuer les ondulations de courant en sortie du convertisseur 16. Selon un mode de réalisation, le chargeur 10 est un chargeur embarqué. Il se pourrait cependant que le chargeur 10 soit externe pour charge rapide de la batterie 12 par exemple. Le convertisseur 16 a trois composants : un onduleur 20, un transformateur 22, et un redresseur 24, disposés dans cet ordre. Le convertisseur 16 est bidirectionnel. Le sens de charge peut donc être du réseau 14 à la batterie 12 (dit « charge »), ou inversement de la batterie 12 vers le réseau 14 (dit « décharge »). Ainsi l’onduleur 20 identifié sur la figure du côté réseau 14 indique que le sens de charge dans la FIG. 1 est du réseau 14 vers la batterie 12. Si le sens de charge était de la batterie 12 vers le réseau 14 (décharge), alors ce que l’on appelle ici « onduleur 20 » jouerait le rôle de redresseur et inversement (sans que l’on change l’agencement des composants structurels). Dit autrement, l’élément 20 sur la figure jouerait formellement le rôle d’un redresseur, et l’élément 24 sur la figure jouerait formellement le rôle d’un onduleur. Afin d’adopter une dénomination pour la bidirectionnalité dans cette description, la convention suivante sera adoptée : un côté primaire est défini comme le côté du chargeur 10 par lequel entre le courant, et un côté secondaire comme le côté du chargeur 10 par lequel sort le courant. Ainsi le côté primaire peut être du côté réseau 14 ou du côté batterie 12 selon le sens de charge. Dans la FIG. 1 , l’onduleur 20 comprend deux transistors Q1, Q2, par exemple de type MOSFET, qui sont en opposition de phase (configuration dite « half bridge »). Les transistors Q1 et Q2 sont reliés à une unité de contrôle 30 qui, selon les cas, commande leurs ouvertures et fermetures. La commande du transistor Q2 peut être basée sur la commande du transistor Q1 par l’unité de contrôle 30 et inversement. Bien que la FIG. 1 montre une configuration « half bridge » de l’onduleur 20 (deux transistors Q1, Q2), il se pourrait que suivant les applications, l’onduleur 20 ait quatre transistors (configuration dite « full bridge »). Dans la FIG. 1 , le redresseur 24 comprend quatre transistors Q3, Q4, Q5, Q6, par exemple de type MOSFET, (configuration dite « full bridge ») reliés à l’unité de contrôle 30 qui, selon les cas, commande leurs ouvertures et fermetures. Les transistors Q3 et Q6 fonctionnent en opposition de phase par rapport aux transistors Q4 et Q5. Selon un exemple, les transistors Q3 et Q6 fonctionnent en phase, et les transistors Q4 et Q5 fonctionnent eux aussi en phase. La commande des transistors Q3 et Q6 peut être basée sur la commande des transistors Q4 et Q5 par l’unité de contrôle 30, et inversement. Bien que la FIG. 1 montre une configuration « full bridge » du redresseur 24, il se pourrait que suivant les applications, le redresseur ait que deux transistors (configuration dite « half bridge »). Le côté primaire inclut un ou plusieurs transistors sont dits « transistor Maître » (un unique transistor maître en configuration dite « half bridge », ou circuit en demi-pont, deux transistors maître en configuration dite « full bridge », ou circuit en pont complet). Chaque transistor maître est piloté par l’unité de contrôle 30, à l’aide d’un signal de commande, dit signal de commande maître. L’unité de contrôle 30 pilote tous les transistors du côté secondaire, dits transistors esclaves, par une commande de redressement synchrone qui dépend de la commande du ou des transistors maîtres. Lorsque le sens de charge est inversé, le côté primaire correspond au côté batterie et le côté secondaire correspond au côté réseau. Même si la divulgation présente utilisera le mot au singulier de transistor maître ou esclave, il est entendu qu’il pourrait y avoir plusieurs transistors maîtres et/ou esclaves, par exemple deux transistors maîtres pour le cas « full bridge » entre deux transistors en phase. Lorsque le sens de charge est inversé, le transistor esclave devient le transistor maître au primaire. La commande de l’ouverture et fermeture des transistors se fait par l’unité de contrôle 30 selon le sens de charge. L’unité de contrôle 30 commande un transistor maître du primaire (Q1 dans le sens de charge et Q3 dans le sens de décharge pour l’exemple de la FIG. 1 ). Ce transistor maître impliquera la commande du transistor esclave du secondaire (Q3 dans le sens de charge et Q1 dans le sens de décharge). De plus, comme Q1 et en opposition de phase avec Q2, le comportement de Q2 sera déterminé par le comportement de Q1. De même, comme Q6 est en phase avec Q3, le comportement de Q6 sera déterminé par le comportement de Q3. Et comme Q4 et Q5 sont en opposition de phase avec Q3, le comportement de Q4 et Q5 sera déterminé par le comportement de Q3. En effet, lorsque le sens du courant est en charge (du réseau 14 vers la batterie 12), l’onduleur 20 est du côté primaire, les transistors Q1 et Q2 sont alors des transistors primaires, et le contrôle des transistors se fera via le transistor Q1 (qui est alors le transistor maître) par l’unité de contrôle 30. Lorsque le sens du courant est en décharge (la batterie 12 vers le réseau), l’onduleur 20 est du côté secondaire et les transistors Q1 et Q2 sont alors des transistors secondaires qui suivront le comportement du transistor maître Q3 parmi les transistors primaires Q3, Q4, Q5, Q6, le transistor maître des transistors primaires commandant le transistor esclave des transistors secondaires. L’unité de contrôle 30 contrôle le transistor maître (dans l’exemple de la FIG. 1 Q1 dans le cas de charge du réseau 14 vers la batterie 12, et Q3 en sens inverse) à l’aide d’un paramètre de commande et de manière à minimiser l’écart entre la consigne de pilotage et une mesure du courant en sortie du convertisseur 16 côté redresseur 24, respectivement une mesure de tension d’entrée du convertisseur 16 côté onduleur 20 (selon ce qui a été choisi comme consigne de pilotage). Le paramètre de commande peut être une fréquence de commutation du transistor maître Fm (ou période), une durée d’impulsion Tm (ou rapport cyclique) du transistor maître, ou un décalage de phase entre les transistors primaires dans les configurations dites « full bridge » (sur l’exemple de la FIG. 1 , un décalage entre Q3 et Q5 ou Q6 si le sens de charge est de la batterie 12 vers le réseau 14). Le paramètre de commande est piloté par l’unité de contrôle 30 en fonction d’une consigne de pilotage, dont la valeur est prédéterminée (par exemple en début de procédé). Selon un mode de réalisation, la consigne de pilotage est une consigne de courant en sortie du convertisseur 16 côté redresseur 24 et/ou une consigne de tension d’entrée du convertisseur 16 côté onduleur 20. Le transistor maître est commandé par l’unité de contrôle 30 en fonction de la consigne de pilotage, de sorte qu’un courant de sortie du convertisseur 16, côté redresseur 24, respectivement une tension d’entrée du convertisseur 16, côté onduleur 20, soit sensiblement égal à la consigne de pilotage. Par « sensiblement égal » on entend que l’écart entre la mesure et la consigne de pilotage est inférieur ou égal à 5%, plus préférentiellement 1% de la consigne de pilotage. Le choix du paramètre de commande peut dépendre de la configuration du convertisseur, c’est-à-dire si le primaire et le secondaire sont respectivement en « full bridge » ou « half bridge ». Par exemple, le paramètre de commande « fréquence de commutation » Fm du transistor maître peut être utilisé en « full bridge » et en « half bridge » du primaire, le paramètre de commande « durée d’impulsion » Tm du transistor maître est utilisable en « half bridge » du primaire uniquement, et le paramètre de commande « décalage de phase » du transistor maître est utilisable en « full bridge » du primaire uniquement. Le transistor maître a son ouverture et sa fermeture commandée par l’unité de contrôle 30 à l’aide du paramètre de commande de manière à obtenir une valeur prédéterminée de courant en sortie du convertisseur 16, dit courant de consigne, et/ou une valeur prédéterminée de tension d’entrée du convertisseur 16, dit tension de consigne (selon ce qui a été choisi comme consigne de pilotage). En effet, la valeur du paramètre de commande permet de fixer le courant en sortie du convertisseur 16 et/ou la tension d’entrée du convertisseur 16 que ce soit en charge vers la batterie 12 ou en décharge vers le réseau. La valeur du paramètre de commande est calculée en fonction de l’écart entre la consigne de pilotage et la ou les valeurs mesuré(es). Les transistors secondaires (Q1/Q2, ou Q3/Q4/Q5/Q6 selon le sens de charge) ont des diodes parasites. Un procédé de rectification synchrone 50 sera décrit ci-dessous pour minimiser les pertes associées à ces diodes parasites. En effet, pour limiter les pertes, le procédé consiste à déterminer le moment où les diodes parasites des transistors secondaires commencent à conduire le courant afin de fermer immédiatement les transistors correspondants. Le transformateur 22 du convertisseur 16 est à circuit résonnant. Le circuit résonant comprend, selon un mode de réalisation, une capacité résonante au primaire CrP, une capacité résonante au secondaire CrS, une inductance magnétisante Lm et une inductance de fuite LiPS. Ces composants pourront être pris en compte dans le procédé décrit ci-dessous dans la détermination de la durée de fermeture initiale Te-in. En référence maintenant à la FIG. 2 , des schémas de durées de conduction du transistor maître (schéma du milieu) et du transistor esclave sont illustrés. Dans le cas d’une charge du réseau vers la batterie 12, le transistor primaire est Q1 et le transistor esclave est le transistor Q3. Dans le cas d’une charge de la batterie 12 vers le réseau 14, le transistor primaire est Q3 et le transistor esclave est le transistor Q1. Le transistor maître a une durée de fermeture Tm supérieure à la durée de fermeture Te du transistor esclave (schéma du bas ; la durée de fermeture correspond à une durée de conduction du transistor). Comme le transistor maître commande la fermeture du transistor esclave, l’impulsion de fermeture du transistor esclave est quasi simultanée à l’impulsion de fermeture du transistor maître (le délai entre les deux impulsions peut être fixe. Ce délai est non visible sur la FIG. 2 ). La durée de fermeture Te du transistor esclave est déterminée selon le procédé 50 qui sera décrit ci-dessous, à partir d’une valeur initiale de fermeture Te-ini de durée de fermeture Te qui sera corrigée par le procédé 50. La valeur initiale de la durée de fermeture Te-ini du transistor esclave peut être basée sur un modèle prédictif et/ou par expérimentation. Qu’un modèle prédictif et/ou une expérimentation soit utilisé, la durée de fermeture initiale Te-ini peut être déterminée par une stratégie boucle ouverte en prenant en compte des conditions d’opération du convertisseur 16 telles que la tension du réseau 14, la tension de la batterie 12, le courant de la batterie 12 ou la fréquence de commutation de transistor maître, et en prenant en compte les conditions d’opérations les moins favorables et les tolérances des composants. L’intérêt de corriger la valeur initiale de fermeture Te-ini via le procédé 50 est d’optimiser la durée de fermeture Te. La stratégie boucle ouverte pour trouver Te-ini implique que durée Te-ini sera plus courte que le temps effectif de conduction de la diode parasite, ce qui va résulter en une efficacité suboptimale du convertisseur 16 à cause des pertes dans la diode. En même temps, la durée de fermeture initiale Te-ini est plus petite que la durée de fermeture Tm sinon l’efficacité du convertisseur 16 sera compromise à cause d’une inversion de sens du courant. La durée de fermeture initiale Te-ini peut être calculée comme étant la durée de fermeture Tm minorée du délai entre l’impulsion des transistors maître et esclave minorée d’un temps mort. Le temps mort peut prendre en compte les caractéristiques du circuit résonant. La FIG. 2 illustre aussi l’évolution du courant parasite de diode (schéma du haut). Tm représente la durée de fermeture du transistor maître. PT représente la durée de conduction de la diode parasite, fonction de Tm. Dans cet exemple, mais de manière non limitative, la durée de fermeture Tm du transistor maître est supérieure à la durée de conduction de la diode parasite PT. La durée de fermeture Te du transistor esclave est choisie pour être inférieure à PT, afin de préserver l’efficacité du convertisseur 16. Afin de garantir cette condition, il est connu dans l’art antérieur de prévoir une marge entre la durée de fermeture Te du transistor esclave et la durée de conduction de la diode parasite PT. La marge est identifiée par des hachures sur le graphique du haut, en FIG. 2 , et par la flèche Ma sur le graphique du bas. De façon connue, la valeur de cette marge est issue d’un modèle qui tient compte des différentes dispersions du convertisseur. Le procédé selon l’invention vise à minimiser la durée de cette marge, de manière à maximiser l’efficacité du convertisseur. Comme décrit dans la suite, le procédé selon l’invention est configuré pour incrémenter la valeur de Te avec néanmoins la contrainte de conserver Te inférieur ou égal à Tm. En référence maintenant à la FIG. 3 , un logigramme illustre le procédé 50 de rectification synchrone. Le procédé 50 est adapté à être mis en œuvre dans un chargeur tel que le chargeur 10. Un programme informatique comportant des instructions pour la mise en œuvre du procédé est obtenu lorsque ce programme est exécuté par un processeur. Le processeur peut être l’unité de contrôle 30. Le chargeur 10 inclut de plus un support d’enregistrement non transitoire lisible par un ordinateur sur lequel est enregistré un programme pour la mise en œuvre du procédé 50 lorsque ce programme est exécuté par le processeur. Le chargeur 10 inclut de plus une mémoire comportant les instructions du programme informatique. Le procédé 50 peut être activé lorsque le courant de consigne est au-dessus d’une valeur pour laquelle il est considéré que les pertes dans les diodes parasites sont conséquentes. Selon un exemple, le procédé 50 est activé si le courant est au-dessus de 2 ampères (i.e. 20% du courant maximum). Le déclenchement ou pas du procédé 50 peut dépendre de la puissance, des courants utilisés, et de la tension de la batterie 12. Selon un mode de réalisation, si la consigne est la tension d’entrée du convertisseur 16, le procédé 50 peut être activé si un seuil de courant mesuré est au-dessus d’une valeur pour laquelle il est considéré que les pertes dans les diodes parasites sont conséquentes. A l’étape 52 d’initialisation, la durée de fermeture Te du transistor esclave prend la valeur initiale de fermeture Te-ini. Le paramètre de commande prend aussi une valeur initiale de commande. Par exemple si le paramètre de commande est la fréquence de commutation Fm du transistor maître, sa valeur initiale de commande est Fm-ini. A l’étape 54, les conditions initiales de fonctionnement du procédé 50 sont tout d’abord déterminées. La détermination des conditions initiales de fonctionnement peut être réalisée en même temps de que l’étape 52, ou à un autre moment. Selon un mode de réalisation, les conditions initiales de fonctionnement comprennent en particulier une valeur de consigne de pilotage, laquelle est supposée constante, ou sensiblement constante (i.e. dans un intervalle de valeurs prédéterminées) durant la mise en œuvre du procédé. De manière avantageuse, les conditions initiales de fonctionnement comprennent également une valeur initiale de tension en entrée du côté de l’onduleur 20 et en sortie du côté du redresseur 24 du convertisseur 16 et/ou au moins une température d’un composant du convertisseur 16 ou à proximité immédiate dudit convertisseur 16. Les conditions de fonctionnement peuvent inclure toute autre condition d’opération impactant la durée de conduction de la diode parasite. Les conditions initiales de fonctionnement peuvent être mise en mémoire pendant la mise en œuvre du procédé. Par la suite, et de manière avantageuse, il est vérifié si les conditions courantes de fonctionnement ne s’écartent pas trop desdites conditions initiales. La détermination d’une variation entre les conditions courantes de fonctionnement et les conditions initiales de fonctionnement peut se faire en prévoyant un seuil prédéterminé par grandeur utilisée pour les conditions de fonctionnement (température, tension, et/ou consigne). Les seuils peuvent être indépendants pour chaque grandeur. En variante, les variations des différentes grandeurs utilisées pour les conditions de fonctionnement peuvent être combinées entre elles pour définir un indice de variation associé à un seuil prédéterminé. Par exemple, si les conditions de fonctionnement comprennent la consigne de pilotage et que la consigne de pilotage est un courant de consigne, il sera vérifié dans la suite du procédé 50 que le courant en sortie du convertisseur 16 a au plus 0,5 Ampères de différence avec une valeur initiale du courant de consigne. Si les conditions de fonctionnement impliquent la vérification de la tension d’entrée ou de sortie du convertisseur 16, il sera alors vérifié dans la suite du procédé 50 que la tension d’entrée ou de sortie du convertisseur 16 a au plus 5 Volts, et préférentiellement 10 Volts de différence, avec la valeur des conditions initiales de fonctionnement. De manière avantageuse, s’il est déterminé au cours de la mise en œuvre du procédé que des variations des conditions de fonctionnement sont trop importantes (i.e. excèdent un seuil prédéterminé) par rapport aux conditions initiales de fonctionnement, alors la durée de fermeture du transistor esclave est réinitialisée et on retourne à l’étape 52. À l’étape 56, la durée de fermeture Te du transistor esclave (qui de par l’étape 52 est initialement à la valeur Te-ini) est incrémentée d’une première incrémentation prédéfinie D1. La première incrémentation prédéfinie D1 est choisie comme permettant d’avoir une convergence du procédé 50 vers une valeur finale de Te rapidement (c’est-à-dire D1 choisie assez grande), tout en gardant de la précision sur la valeur finale de Te trouvée par rapport à une valeur critique de Te pour laquelle l’efficacité du convertisseur 10 est compromise (c’est-à-dire D1 pas trop grande). La première incrémentation D1 est, selon un mode de réalisation, prédéfinie comme étant au plus 1/10 de la durée de conduction initiale Te-ini du transistor esclave. Une fois que à l’étape 56, la durée de conduction Te du transistor esclave est incrémentée de la première incrémentation prédéfinie D1, on passe à l’étape 58 pour vérifier si cette incrémentation est valable pour le chargeur 10. En effet, la durée de conduction Te du transistor esclave va être incrémentée dans le procédé, à partir de sa valeur initiale de fermeture Te-ini, par la première incrémentation prédéfinie D1 jusqu’à ce qu’il soit observé une chute de la valeur du paramètre de commande, ce qui dans les faits correspond à une dégradation de l’efficacité E du convertisseur 10. En même temps, la durée de conduction Te du transistor esclave doit toujours être inférieure à la durée de conduction Tm du transistor maître. De ce fait il n’y a passage à l’étape 58 que si la nouvelle valeur de Te (incrémentée par D1) est inférieure à la durée de conduction Tm du transistor maître. Ainsi, à l’étape 58, on détermine une variation correspondante de la valeur du paramètre de commande du convertisseur 16, afin d’évaluer une variation de l’efficacité du convertisseur 16 suite à l’agrandissement de la durée de conduction Te du transistor esclave par la première incrémentation D1, par la boucle fermée du courant de sortie et de la commande des transistors au primaire du convertisseur 16. Comme discuté plus haut, le paramètre de commande du transistor maître peut être selon la construction du convertisseur 16 : la fréquence de commutation Fm du transistor maître, la durée de fermeture du transistor maître Tm, une température des composants, ou encore le déphasage entre les transistors primaires. Si l’on prend par exemple, la fréquence de commutation Fm du transistor maître, et en se référant à la FIG. 4 , chaque point du graphe représente la valeur de la fréquence de commutation Fm du transistor maître en fonction de la durée de conduction Te (en microseconde) du MOSFET esclave incrémentée à chaque fois que l’étape 56 a lieu. On remarque que pour chaque incrémentation de la durée de conduction Te du transistor esclave par la première incrémentation D1, une incrémentation de la fréquence de commutation Fm du transistor maître s’opère, et que la courbe tracée est globalement monotone. Il apparaît dans cet exemple particulier une petite décroissance de la fréquence de commutation Fm entre deux valeurs adjacentes autour de 1,8 micro secondes sans conséquence. Par contre, il y a une forte décroissance de la valeur la fréquence de commutation Fm du transistor maître autour de 2,5 microsecondes. La valeur qui se trouve bien en dessous des autres valeurs est mise en valeur par un cercle à la FIG. 4 . Cette forte décroissance correspond à une variation en valeur absolue de la fréquence de commutation Fm du transistor maître qui est supérieure à une valeur seuil. Cette forte décroissance signale le dépassement d’un point critique correspondant à un maximum d’efficacité du convertisseur. En effet, lorsque le point critique est dépassé, un flux de courant inverse apparaît sur le laps de temps durant lequel la durée de fermeture Te du transistor esclave dépasse la durée de conduction de la diode parasite PT, ce qui a pour effet de diminuer la grandeur régulée par la consigne de pilotage (tension d’entrée ou courant de sortie du convertisseur, comme détaillé ci-avant). L'unité de contrôle 30 réagit alors à cette variation de courant en adaptant la fréquence de commutation Fm du transistor maître, comme illustré sur la FIG. 4 . La perte d’efficacité du chargeur 10 suite à cette dernière incrémentation peut être vue aussi sur le graphe de la FIG. 5 , est visible par une chute soudaine de l’efficacité autour de la même durée d’impulsion Te de 2,5 microsecondes. La valeur qui se trouve bien en dessous des autres valeurs est mise en valeur par un cercle à la FIG. 5 . Ainsi à l’étape 58, après chaque incrémentation de la durée de conduction Te du transistor esclave (telle que la durée de conduction Te reste inférieure à la durée de conduction Tm), on calcule une valeur absolue de la variation du paramètre de commande. Si l’on prend par exemple la fréquence de commutation Fm du transistor maître comme paramètre de commande on calcule une valeur absolue de la variation de la fréquence de commutation Fm du transistor maître (entre la valeur présentement déterminée Fm (n) et la valeur déterminée précédemment Fm (n-1) ou la valeur initiale Fm-ini si l’étape 58 est mise en œuvre pour la première fois après initialisation à l’étape 52) et on la compare à une valeur seuil Fs. Si la valeur absolue de la variation de fréquence de commutation Fm du transistor maître est supérieure à la valeur seuil Fs, on passe à l’étape suivante 60, sinon, on revient à l’étape 54. La valeur seuil Fs peut, selon un mode de réalisation être déterminée comme suit. À chaque incrément, on fait la différence entre les valeurs plus hautes et plus basses de la fréquence Fm déterminées jusque-là dans les étapes 58. Par exemple, on trouve que cette différence est de 0,3khz. Cette différence peut être stockée dans une base de données et mise à jour à chaque fois que l’étape 58 est mise en œuvre. On peut alors, selon un exemple, déterminer la valeur seuil comme étant 1/3 de cette différence, c’est-à-dire 0,1khz. À l’étape 60, vu qu’il a été déterminé à l’étape 58 que la variation en valeur absolue de la fréquence de commutation Fm est supérieure à la valeur seuil Fs, la durée de conduction du transistor esclave Te est alors diminuée d’une deuxième incrémentation prédéfinie D2. En effet, réduire la durée de conduction du transistor esclave Te à l’étape 60 permet de sortir de la zone critique où l’efficacité du convertisseur 16 chute (mise en évidence par la chute de fréquence de commutation Fm du transistor maître). Ainsi, la deuxième incrémentation D2 est supérieure ou égale à la première incrémentation D1. La deuxième incrémentation D2 est par exemple au moins deux fois plus grande que la première incrémentation D1. Lorsque la durée de conduction du transistor esclave Te est diminuée de la deuxième incrémentation prédéfinie D2 à l’étape 60, on passe à l’étape 62, où les conditions de fonctionnement sont de nouveau vérifiées. Si les conditions de fonctionnement sont sensiblement inchangées par rapport à l’étape 54 (et si elles sont toujours sensiblement constantes, ou stables), sont toujours vérifiées (même vérification que celle faite à l’étape 54), alors à l’étape 64, la durée de conduction Te du transistor esclave est définie comme la durée obtenue à l’étape 60, sinon on retourne à l’étape 52. Dans des variantes, la stabilité des conditions de fonctionnement (relativement aux conditions initiales, notamment) est vérifiée à intervalles plus ou moins fréquents. Le procédé 50 permet d’ajuster la durée de conduction des transistors sans détermination du courant de diode. Procédé (50) de redressement synchrone dans un chargeur (10) adapté à se connecter au réseau d’une part et à une batterie (12) d’autre part, le chargeur comportant un convertisseur (16) bidirectionnel DC-DC haute tension avec circuit résonant, le convertisseur (16) comprenant un onduleur (20), un transformateur (22) et un redresseur (24) agencés dans cet ordre, pour un sens de charge donné un côté primaire est défini comme un côté du convertisseur (16) recevant le courant et un côté secondaire est défini comme un côté du convertisseur (16) par lequel sort le courant, l’onduleur (20) et le redresseur (24) comportant chacun au moins une paire de transistors, fonctionnant en opposition de phase, les transistors pouvant être primaires ou secondaires suivant le sens de charge, au moins un des transistors primaires, dit transistor maître, ayant son ouverture et sa fermeture commandée par une unité de contrôle (30) à l’aide d’un paramètre de commande (Fm, Tm), le paramètre de commande ayant une valeur initiale de commande (Fm-ini, Tm-ini), l’unité de contrôle (30) commandant au moins un transistor secondaire, dit transistor esclave, dont une commande est basée sur une commande du transistor maître, le transistor esclave ayant durée de fermeture (Te) avec une valeur initiale de fermeture (Te-ini) inférieure à une durée de fermeture (Tm) du transistor maître, le procédé comprenant les étapes suivantes, mises en œuvre pour une consigne de pilotage prédéterminée, le transistor maître étant commandé par l’unité de contrôle (30) à l’aide dudit paramètre de commande (Fm, Tm) en fonction de la consigne de pilotage : - Etape 1. Tant que la durée de fermeture (Te) du transistor esclave est inférieure à la durée de fermeture (Tm) du transistor maître, incrémenter la durée de fermeture (Te) du transistor esclave d’une première incrémentation prédéfinie (D1), puis déterminer une variation correspondante de la valeur du paramètre de commande (Fm, Tm), - Etape 2. Si ladite variation en valeur absolue est supérieure à une valeur seuil (Fs), décroître la durée de fermeture du transistor esclave d’une deuxième incrémentation prédéfinie (D2), la deuxième incrémentation (D2) étant supérieure ou égale à la première incrémentation (D1), sinon revenir à l’étape 1, et - Etape 3. Définir la durée de fermeture du transistor esclave comme la durée obtenue à l’étape 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel la consigne de pilotage comprend une consigne de courant en sortie du convertisseur (16), du côté du redresseur (24), et/ou une consigne de tension d’entrée du convertisseur (16), du côté de l’onduleur (20). Procédé selon la revendication 2, dans lequel le transistor maître est commandé par l’unité de contrôle (30) en fonction de la consigne de pilotage, de sorte qu’un courant de sortie du convertisseur (16), du côté du redresseur (24), respectivement une tension d’entrée du convertisseur (16), du côté de l’onduleur (20), soit sensiblement égal à la consigne de pilotage. Procédé selon l’une quelconque des revendications précédentes, comprenant : - une première étape de détermination de conditions de fonctionnement, mise en œuvre avant l’étape 1, pour déterminer des conditions initiales de fonctionnement ; - au moins une deuxième étape de détermination de conditions de fonctionnement, mise en œuvre par la suite, pour déterminer des conditions courantes de fonctionnement ; le procédé comportant en outre un stockage des conditions initiales de fonctionnement et une comparaison, pour chaque deuxième étape de détermination de conditions de fonctionnement, entre les conditions courantes de fonctionnement et les conditions initiales de fonctionnement. Procédé selon la revendication précédente, dans lequel les conditions de fonctionnement comportent l’une au moins parmi : - une valeur de température dans le convertisseur (16) ; - une valeur de tension en entrée du convertisseur, du côté de l’onduleur (20) et une valeur de tension en sortie du convertisseur (16), du côté du redresseur (24) ; et - une valeur de la consigne de pilotage. Procédé selon l’une des revendications précédentes, comportant en outre une étape de détermination d’une variation entre les conditions courantes de fonctionnement et les conditions initiales de fonctionnement, et de réinitialisation de la durée de fermeture du transistor esclave et retour à l’étape 1 lorsque ladite variation excède au moins un seuil prédéterminé. Procédé selon la revendication 4, dans lequel les conditions courantes de fonctionnement sont déterminées à l’étape 1 et/ou à l’étape 3. Procédé selon l’une des revendications précédentes, dans lequel la première incrémentation (D1) est prédéfinie comme étant au plus 1/10 de la valeur initiale de fermeture (Te-ini) du transistor esclave. Procédé selon l’une des revendications précédentes, dans lequel la deuxième incrémentation (D2) est au moins deux fois plus grande que la première incrémentation (D1). Procédé selon l’une des revendications précédentes, dans lequel la valeur initiale de fermeture (Te-ini) du transistor esclave est déterminée à l’aide d’un modèle prédictif et/ou par expérimentation. Procédé selon l’une des revendications précédentes, dans lequel le paramètre de commande est constitué par l’une grandeur parmi : une fréquence de commutation du transistor maître (Fm), la durée de fermeture (Tm) du transistor maître, et un décalage de phase entre les transistors primaires. Un chargeur (10) de batterie adapté à se connecter au réseau (14) d’une part et à une batterie (12) d’autre part, le chargeur ayant un convertisseur (16) bidirectionnel DC-DC haute tension avec circuit résonant, le convertisseur ayant un onduleur (20), un transformateur (22) et un redresseur (24) dans cet ordre, pour un sens de charge donné, un côté primaire est défini comme un côté du convertisseur recevant le courant et un côté secondaire est défini comme un côté du convertisseur par lequel sort le courant, l’onduleur et le redresseur comportant chacun au moins une paire de transistors, fonctionnant en opposition de phase, les transistors pouvant être primaires ou secondaires suivant le sens de charge, au moins un des transistors primaires, dit transistor maître, ayant son ouverture et sa fermeture commandée par une unité de contrôle (30) à l’aide d’un paramètre de commande (Fm, Tm), le paramètre de commande ayant une valeur initiale de commande (Fm-ini, Tm-ini), l’unité de contrôle (30) commandant au moins un transistor secondaire, dit transistor esclave, dont une commande est basée sur une commande du transistor maître, le transistor esclave ayant une durée de fermeture (Te) avec une valeur initiale de fermeture (Te-ini) inférieure à une durée de fermeture (Tm) du transistor maître, le chargeur étant configuré pour mettre en œuvre le procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 11. Programme informatique comportant des instructions pour la mise en œuvre du procédé selon l’une des revendications 1 à 11 lorsque ce programme est exécuté par un processeur. Support d’enregistrement non transitoire lisible par un ordinateur sur lequel est enregistré un programme pour la mise en œuvre du procédé selon l’une des revendications 1 à 11 lorsque ce programme est exécuté par un processeur.