Brevet FR3163790A1 — publié le 20251226

Convertisseur à découpage abaisseur La présente description concerne un convertisseur à découpage et une méthode de commande du convertisseur. A chaque cycle en modulation de fréquence d'impulsion, les étapes suivantes sont mises en œuvre. Au début du cycle, un nombre compté (ClkNb) de périodes d'un signal d'horloge est initialisé (404), un interrupteur de côté haut (HSS) est commuté à l'état passant, et un premier seuil (TH1) est incrémenté (406). Le nombre compté (ClkNb) est mis à jour à chaque période du signal d'horloge (412, 416). L'interrupteur de côté haut (HSS) est commuté (412) à l'état bloqué quand le nombre compté (ClkNb) est égal au premier seuil (TH1), et le cycle se termine (414) quand le nombre compté (ClkNb) est égal à un deuxième seuil (TH2). A la fin du cycle, le premier seuil (TH1) est initialisé si une tension de sortie est supérieure à une consigne, et un nouveau cycle débute si la tension de sortie est inférieure à la consigne. Figure pour l'abrégé : Fig. 4 Convertisseur à découpage abaisseur La présente description concerne de façon générale les circuits électroniques, par exemple les circuits électroniques intégrés, et, plus particulièrement un convertisseur à découpage abaisseur ("Buck Switched Mode Power Supply" en anglais) et son procédé de commande. De nombreux systèmes et application connus comprenne un convertisseur à découpage abaisseur, configuré pour fournir une tension de sortie à une valeur cible à partir d'une tension d'alimentation, la tension de sortie et la tension d'alimentation étant des tensions continues (DC de l'anglais "Direct Current"). Lorsque la valeur cible à une valeur inférieure à la valeur de la tension d'alimentation, le convertisseur est un convertisseur abaisseur. La tension de sortie est utilisée pour alimenter une charge couplée à la sortie du convertisseur. Il existe plusieurs façons de commander un convertisseur à découpage abaisseur. En particulier, il est connu de commander un convertisseur en modulation de fréquence d'impulsion (PFM de l'anglais "Pulse Frequency Modulation"). Généralement, la durée pendant laquelle un interrupteur de côté haut d'un convertisseur est mis à l'état passant à chaque cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion du convertisseur est fixe. Cette durée peut alternativement être variable de sorte qu'un courant dans une inductance du convertisseur atteigne une même valeur pic à chaque cycle de fonctionnement, chaque cycle de fonctionnement correspondant à une impulsion de courant dans l'inductance. Toutefois, les convertisseurs à découpage abaisseurs connus fonctionnant en modulation de fréquence d'impulsion présentent des inconvénients. Il existe un besoin de pallier tout ou partie des inconvénients des convertisseurs à découpage abaisseurs connus lorsqu'ils fonctionnent en modulation de fréquence d'impulsion. Il existe en outre un besoin de pallier tout ou partie des inconvénients des méthodes connues de commande en modulation de fréquence d'impulsion des convertisseurs à découpage abaisseurs. Un mode de réalisation pallie tout ou partie des inconvénients des convertisseurs à découpage abaisseurs connus. Un mode de réalisation pallie tout ou partie des inconvénients des méthodes connues de commande en modulation de fréquence d'impulsion des convertisseurs à découpage abaisseurs. Un mode de réalisation prévoit un convertisseur à découpage abaisseur configuré, à chaque cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion, pour : au début du cycle de fonctionnement, initialiser un nombre compté de périodes d'un signal d'horloge et commuter un interrupteur de côté haut à l'état passant ; incrémenter d'un pas un premier seuil ; mettre à jour le nombre compté de périodes du signal d'horloge à chaque période du signal d'horloge ; commuter l'interrupteur de côté haut à l'état bloqué quand le nombre compté est égal au premier seuil ; mettre fin au cycle de fonctionnement quand le nombre compté est égal à un deuxième seuil ; et à la fin du cycle de fonctionnement, comparer une tension de sortie du convertisseur à une valeur cible, initialiser le premier seuil à une valeur d'initialisation si la tension de sortie est supérieure à la valeur de consigne et débuter un cycle de fonctionnement suivant si la tension de sortie est inférieure à la valeur de consigne. Un autre mode de réalisation prévoit une méthode de commande d'un convertisseur à découpage abaisseur, la méthode comprenant, à chaque cycle de fonctionnement où le convertisseur est commandé en modulation de fréquence d'impulsion : au début du cycle de fonctionnement, initialiser un nombre compté de périodes d'un signal d'horloge et commuter un interrupteur de côté haut à l'état passant ; incrémenter d'un pas un premier seuil ; mettre à jour le nombre compté de périodes du signal d'horloge à chaque période du signal d'horloge ; commuter l'interrupteur de côté haut à l'état bloqué quand le nombre compté est égal au premier seuil ; mettre fin au cycle de fonctionnement quand le nombre compté est égal à un deuxième seuil ; et à la fin du cycle de fonctionnement, comparer une tension de sortie du convertisseur à une valeur cible, initialiser le premier seuil à une valeur d'initialisation si la tension de sortie est supérieure à la tension de consigne et débuter un cycle de fonctionnement suivant si la tension de sortie est inférieure à la tension de consigne. Selon un mode de réalisation, à chaque cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion, un interrupteur de côté bas est commuté à l'état passant lorsque l'interrupteur de côté haut est commuté à l'état bloqué. Selon un mode de réalisation, à chaque cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion, l'interrupteur de côté bas est commuté à l'état bloqué à la fin du cycle de fonctionnement ou lorsqu'un courant de sortie du convertisseur atteint une valeur nulle avant la fin du cycle de fonctionnement. Selon un mode de réalisation, le convertisseur est configuré pour fonctionner sélectivement en modulation de fréquence d'impulsion ou en modulation de largeur d'impulsion. Selon un mode de réalisation, le deuxième seuil est configuré pour qu'une durée de chaque cycle de fonctionnement soit égale à une période d'un signal modulé en largeur d'impulsion. Selon un mode de réalisation, le deuxième seuil a une valeur constante. Selon un mode de réalisation, la comparaison de la tension de sortie à la valeur de consigne est mise en œuvre avec un hystérésis. Selon un mode de réalisation, l'interrupteur de côté haut couple un noeud interne du convertisseur à une tension d'alimentation du convertisseur. Selon un mode de réalisation, une inductance couple le noeud interne à une sortie du convertisseur. Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la FIG. 1 représente, de façon schématique et sous la forme de blocs, un exemple d'un convertisseur DC-DC abaisseur ; la FIG. 2 illustre, avec des chronogrammes, un exemple de fonctionnement du convertisseur de la FIG. 1 ; la FIG. 3 représente, de façon schématique et sous la forme de blocs, un exemple de mode de réalisation d'un circuit de commande d'un convertisseur du type de celui de la FIG. 1 ; la FIG. 4 représente, par un organigramme, un exemple de mode de réalisation d'un procédé de commande mis en œuvre par le circuit de la FIG. 3 ; la FIG. 5 illustre, avec des chronogrammes, un exemple de fonctionnement d'un convertisseur mettant en œuvre le procédé de la FIG. 4 ; et la FIG. 6 illustre, avec des chronogrammes, un autre exemple de fonctionnement d'un convertisseur mettant en œuvre le procédé de la FIG. 3 ; la FIG. 7 illustre, avec des chronogrammes, encore un autre exemple de fonctionnement d'un convertisseur mettant en œuvre le procédé de la FIG. 3 ; et la FIG. 8 représente, de manière schématique et sous forme de blocs, un autre exemple de mode de réalisation d'un circuit de commande d'un convertisseur du type de celui de la FIG. 1 . De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références dans les différentes figures. En particulier, les éléments structurels et/ou fonctionnels communs aux différents modes de réalisation peuvent présenter les mêmes références et peuvent disposer de propriétés structurelles, dimensionnelles et matérielles identiques. Par souci de clarté, seuls les étapes et éléments utiles à la compréhension des modes de réalisation décrits ont été représentés et sont détaillés. Sauf précision contraire, lorsque l'on fait référence à deux éléments connectés entre eux, cela signifie directement connectés sans éléments intermédiaires autres que des conducteurs, et lorsque l'on fait référence à deux éléments reliés (en anglais "coupled") entre eux, cela signifie que ces deux éléments peuvent être connectés ou être reliés par l'intermédiaire d'un ou plusieurs autres éléments. Dans la description qui suit, lorsque l'on fait référence à des qualificatifs de position absolue, tels que les termes "avant", "arrière", "haut", "bas", "gauche", "droite", etc., ou relative, tels que les termes "dessus", "dessous", "supérieur", "inférieur", etc., ou à des qualificatifs d'orientation, tels que les termes "horizontal", "vertical", etc., il est fait référence sauf précision contraire à l'orientation des figures. Sauf précision contraire, les expressions "environ", "approximativement", "sensiblement", et "de l'ordre de" signifient à 10 % ou à 10° près, de préférence à 5 % ou à 5° près. La FIG. 1 représente, de façon schématique et sous la forme de blocs, un exemple d'un convertisseur 1 à découpage abaisseur. Le convertisseur 1 est configuré pour recevoir une tension d'alimentation Vin continue (DS de l'anglais "Direct Current") et pour fournir une tension de sortie Vout continue. Dit autrement, le convertisseur 1 est un convertisseur DC-DC. La tension Vout est régulée par le convertisseur 1 à une valeur de consigne déterminée par une tension de consigne Vref continue reçue par le convertisseur 1. Dans la présente description, à titre d'exemple, la valeur de consigne de régulation de la valeur de la tension Vout est la valeur de la tension Vref. Dit autrement, dans cet exemple, la tension Vout est régulée à la valeur de la tension Vref. Le convertisseur 1 comprend un noeud 100 configuré pour recevoir la tension Vin. La tension Vout est fournie par le convertisseur 1 sur un noeud de sortie 102. La tension Vref est reçue par une entrée du convertisseur 1. A titre d'exemple, les tensions Vin, Vout et Vref sont toutes référencées par rapport à un potentiel de référence, par exemple la masse GND, ce potentiel de référence étant reçu par un noeud 106 du convertisseur 1. Le convertisseur 1 est configuré pour fournir la tension Vout à une charge à alimenter 108. La charge 108 est connectée entre les noeuds 102 et 106. Dans l'exemple de la FIG. 1 , la charge 108 est représentée par une capacité CL et une résistance RL connectées ensemble en parallèle. Bien que cela ne soit pas illustré en FIG. 1 , le convertisseur 1 peut comprendre une capacité de lissage connectée au noeud 102, en parallèle de la charge 108, par exemple entre les noeuds 102 et 106. Le convertisseur 1 comprend un interrupteur de côté haut ("high side switch" en anglais) HSS. L'interrupteur HSS est connecté entre le noeud 100 et un noeud interne 110 du convertisseur 1. Dit autrement, l'interrupteur HSS a une borne de conduction couplée, par exemple connectée, au noeud 102, et une autre borne de conduction couplée, par exemple connectée, au noeud 110. Le convertisseur 1 comprend une inductance L. L'inductance L couple le noeud 110 au noeud 102. Par exemple, l'inductance L a une première borne couplée, par exemple connectée, au noeud 110, et une deuxième borne couplée, par exemple connectée, au noeud 102. L'interrupteur HSS est commandé par un signal ctrlH qu'il reçoit sur sa borne de commande. Le signal ctrlH est, par exemple, un signal binaire. A titre d'exemple, l'interrupteur HSS est mis en œuvre par un transistor MOS ("Metal Oxide Semiconductor" – métal oxyde semiconducteur), par exemple par un transistor MOS à canal P, ou transistor PMOS. Dans l'exemple de la FIG. 1 , le signal ctrlH est déterminé par un signal sigH. Par exemple, le signal ctrlH est dans un premier état quand le signal sigH est dans un premier état, et dans un deuxième état quand le signal sigH est dans un deuxième état. Par exemple, le convertisseur 1 comprend un circuit de commande rapproché ("driver circuit" en anglais) référencé HSSD en FIG. 1 . Le circuit HSSD reçoit le signal sigH et fournit le signal ctrlH. Dans d'autres exemples, le circuit HSSD est omis et les signaux sigH et ctrlH sont confondus. Le convertisseur 1 comprend un circuit de commande PFMCTRL1. Le circuit PFMCTRL1 est configuré pour fournir le signal de commande de l'interrupteur HSS. Par exemple, le circuit PFMCTRL1 est configuré pour fournir le signal sigH, par exemple sur une sortie 112 du circuit PFMCTRL1. Le circuit PFMCTRL est ici configuré pour que le convertisseur 1 fonctionne en modulation de fréquence d'impulsion. A titre d'exemple, le circuit PFMCTRL1 comprend une entrée 104 configurée pour recevoir la tension Vref et une entrée 114 configurée pour recevoir la tension Vout. Dans l'exemple de la FIG. 1 , le convertisseur 1 comprend en outre un interrupteur de côté bas ("low side switch" en anglais) LSS. L'interrupteur LSS est connecté entre les noeuds 102 et 106. Dit autrement, l'interrupteur LSS a une borne de conduction couplée, par exemple connectée, au noeud 102, et une autre borne de conduction couplée, par exemple connectée, au noeud 106. L'interrupteur LSS est commandé par un signal ctrlL qu'il reçoit sur sa borne de commande. Le signal ctrlL est, par exemple, un signal binaire. A titre d'exemple, l'interrupteur LSS est mis en œuvre par un transistor MOS ("Metal Oxide Semiconductor" – métal oxyde semiconducteur), par exemple par un transistor MOS à canal N, ou transistor NMOS. Dans l'exemple de la FIG. 1 , le signal ctrlL est déterminé par un signal sigL. Par exemple, le signal ctrlL est dans un premier état quand le signal sigL est dans un premier état, et dans un deuxième état quand le signal sigL est dans un deuxième état. Par exemple, le convertisseur 1 comprend un circuit de commande rapproché ("driver circuit" en anglais) référencé LSSD en FIG. 1 . Le circuit LSSD reçoit le signal sigL et fournit le signal ctrlL. Dans d'autres exemples, le circuit LSSD est omis et les signaux sigL et ctrlL sont confondus. Le circuit PFMCTRL1 est configuré pour fournir le signal de commande de l'interrupteur LSS. Par exemple, le circuit PFMCTRL1 est configuré pour fournir le signal sigL, par exemple sur une sortie 116 du circuit PFMCTRL1. A titre d'exemple, pour commander l'interrupteur LSS, le circuit PFMCTRL1 reçoit un ou plusieurs signaux lui permettant de savoir lorsque le courant IL dans l'inductance L est nul. Par exemple, en FIG. 1 , le circuit PFMCTRL1 reçoit un signal sigZ indiquant si le courant IL est nul ou non. Par exemple, le signal sigZ est reçu par une entrée 118 du circuit PFMCTRL1. Par exemple, le convertisseur 1 comprend un circuit ZCD configuré pour fournir le signal sigZ. Par exemple, le circuit ZCD a une borne couplée, par exemple connectée, au noeud 110. Le convertisseur 1 comprend une inductance L. L'inductance L couple le noeud 110 au noeud 102. Par exemple, l'inductance L a une première borne couplée, par exemple connectée, au noeud 110, et une deuxième borne couplée, par exemple connectée, au noeud 102. La FIG. 2 illustre, avec des chronogrammes, un exemple de fonctionnement du convertisseur de la FIG. 1 . Plus particulièrement, la FIG. 2 illustre l'évolution en fonction du temps t, du courant IL dans l'inductance L, et de la tension Vout de sortie par rapport à sa valeur de consigne correspondant, dans cet exemple, à la tension Vref. A un instant t0, la tension Vout est supérieure à sa valeur de consigne Vref, et le courant IL est nul. A un instant t1 postérieur à l'instant t0, la tension Vout devient inférieure à sa valeur de consigne Vref. Cela est détecté par le circuit PFMCTRL1. En réponse, le circuit PFMCTRL1 commute l'interrupteur HSS à l'état passant pendant une durée TONH. Il en résulte que, à partir de l'instant t1, le courant IL dans l'inductance L croit, et, en outre, la tension Vout augmente et repasse au-dessus de sa valeur de consigne Vref. L'instant t1 marque également le début d'un cycle de fonctionnement de durée Tc. A un instant t2 postérieur à l'instant t1, correspondant à la fin de la durée TONH, le circuit PFMCTRL1 commute l'interrupteur HSS à l'état bloqué. En outre, dans cet exemple, le circuit PFMCTRL1 commute l'interrupteur LSS à l'état passant pour une durée TONL. A partir de l'instant t2, le courant IL décroit, de même que la tension Vout. A un instant t3 postérieur à l'instant t3, le courant IL dans l'inductance L s'annule. En réponse à cela, le circuit PFMCTRL1 commute l'interrupteur LSS à l'état bloqué. L'instant t3 marque donc la fin de la durée TONL. A l'instant t3, la tension Vout est supérieure à sa valeur de consigne Vref. Le circuit PFMCTRL1 ne commande donc pas le début d'un nouveau cycle de fonctionnement. Les interrupteurs LSS et HSS sont maintenus bloqués pendant une durée Toff allant de l'instant t3 jusqu'à un instant t4 où la tension Vref redevient inférieure à sa valeur de consigne Vref. L'instant t4 marque la fin du cycle de fonctionnement courant, donc de la durée Tc de ce cycle courant, et le début d'un nouveau cycle de fonctionnement. Dans d'autres exemples, à chaque cycle de fonctionnement, une durée Toff est prévue de sorte que la durée Tc de chaque cycle de fonctionnement soit constante. Le fonctionnement décrit en relation avec les instants t1, t2 et t3 est alors répété aux instants respectifs t4, t5 et t6. Dans l'exemple de la FIG. 2 , la durée TONH est constante. La durée TONH détermine donc, avec la valeur des tensions Vin et Vout et la valeur de l'inductance L, la quantité de charges que le convertisseur 1 fournit à sa sortie 102, donc à la charge 108, à chaque cycle de fonctionnement. Cependant, la valeur de la tension Vin peut varier pendant le fonctionnement du convertisseur 1, en particulier quand cette tension Vin est fournie par une batterie. Par exemple, la tension Vin peut varier dans une plage de valeurs de tension allant de 6 V à 20 V, voire même jusqu'à 32 V. Il en résulte que, le courant moyen que le convertisseur 1 peut délivrer sur sa sortie 102, la quantité de charges que le convertisseur 1 peut délivrer à chaque cycle de fonctionnement, et l'amplitude des variations de la tension Vout autours de sa valeur de consigne dépendent de la tension Vin et de la tension Vout, c'est à dire de la consommation de la charge 108. Il est alors difficile, voire impossible, de trouver un compromis entre l'amplitude des variations de la tension Vout autours de sa valeur de consigne Vref, que l'on souhaite la plus petite possible, et le courant maximum que le convertisseur 1 peut délivrer à sa charge 108, que l'on souhaite le plus grand possible. Par exemple, une faible valeur de durée TONH permet de limiter l'amplitude des variations de la tension Vout autours de sa valeur de consigne Vref, mais résulte en une valeur de courant maximum délivré relativement faible. A l'inverse, augmenter la durée TONH permet d'augmenter la valeur du courant maximum que le convertisseur peut délivrer, mais résulte en une augmentation de l'amplitude des variations de la tension Vout autours de sa valeur de consigne Vref. Pour pallier aux inconvénients des convertisseurs à découpage abaisseur du type de celui décrit en relation avec les figures 1 et 2, c'est à dire des convertisseurs dans lesquels, en modulation de fréquence d'impulsion, la durée TONH est constante et identique à chaque cycle de fonctionnement, il a été proposé de rendre la durée TONH dépendante des tensions Vin et Vout. Toutefois, cela implique de complexifier le circuit de commande de l'interrupteur de côté haut, ce qui résulte en une augmentation de la surface et de la consommation du convertisseur. En outre, les circuits utilisés pour rendre la durée TONH dépendante des tensions Vin et Vout sont généralement des circuits analogiques comprenant des composants résistifs et capacitifs ayant des valeurs qui détermine la durée TONH de chaque cycle. Les valeurs de ces composants résistifs et capacitifs dépendent des variations de procédé de fabrication et de la température, ce qui n'est pas souhaitable. En outre, même en rendant la durée TONH dépendante de Vin et Vout, la durée TONH a une valeur maximale déterminée par une valeur de courant maximum de sortie et une amplitude maximale des variations de la tension Vout. Cela pose problème lors des transitoires de charge ("load transient" en anglais) où la consommation de la charge 108 varie, par exemple augmente, trop rapidement par rapport à la valeur de courant maximum que le convertisseur peut délivrer. Les inconvénients décrits ci-dessus pour de convertisseurs à découpage abaisseurs connus où la durée TONH est dépendante des tensions Vin et Vout se retrouvent dans d'autres convertisseurs connus où la durée TONH n'est pas fixe. Pour pallier les inconvénients des convertisseurs à découpage abaisseurs connus, par exemple aux inconvénients du convertisseur 1 décrit en relation avec les FIG. 1 et 2, il est ici proposé un convertisseur dans lequel, lorsque le convertisseur fonctionne en modulation de fréquence d'impulsion, la valeur de la durée TONH est augmenté entre chaque deux cycles de fonctionnement successifs lorsque, à fin du premier des deux cycles successifs, la tension Vout est toujours inférieure à sa valeur de consigne Vref. La durée TONH est en outre réinitialisée à une valeur d'initialisation lorsque, à la fin d'un cycle de fonctionnement, la tension Vout est supérieure à sa valeur de consigne Vref. Dans la présente description, chaque cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion comprend une unique mise à l'état passant de l'interrupteur de côté haut du convertisseur, c'est à dire une unique durée TONH. Dans le convertisseur proposé, la durée Tc de chaque cycle de fonctionnement est fixe, étant entendu que deux cycles successifs de durée fixe Tc peuvent être séparés l'un de l'autre par une durée de temps mort. Dans le convertisseur proposé, l'adaptation de la valeur de la durée TONH est mise en œuvre par un circuit numérique, c'est à dire un circuit cadencé par un signal d'horloge, ce qui permet d'éviter les inconvénients liés à l'emploi de circuits analogiques, par exemple en ce qui concerne les dispersions de valeur de résistances et/ou de capacités résultant du procédé de fabrication et/ou des variations de température, ou en ce qui concerne la consommation des circuits analogiques. Plus particulièrement, dans le convertisseur proposé, à chaque cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion, le convertisseur, par exemple son circuit de commande de l'interrupteur de côté haut, met en œuvre le fonctionnement suivant. Au début du cycle de fonctionnement, un nombre compté de période du signal d'horloge est initialisé, et l'interrupteur de côté est commuté à l'état passant. En outre, la valeur d'un premier seuil est incrémentée d'un pas donné de préférence constant. Pendant le cycle de fonctionnement, le nombre compté de périodes du signal d'horloge est mis à jour à chaque période du signal d'horloge, de préférence à chaque début de période du signal d'horloge. Par exemple, ce nombre est incrémenté d'une unité à chaque nouvelle période du signal d'horloge. Toujours pendant le cycle de fonctionnement, l'interrupteur de côté haut est commuté à l'état bloqué lorsque le nombre compté de périodes du signal d'horloge atteint le premier seuil. Ainsi, le premier seuil détermine, pour chaque cycle de fonctionnement, la durée TONH d'état passant de l'interrupteur de côté haut. Puis, lorsque le nombre compté de périodes du signal d'horloge atteint un deuxième seuil supérieur au premier, le deuxième seuil étant de préférence fixe et constant pour tous cycles de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion, le cycle de fonctionnement courant se termine. Lorsque le cycle de fonctionnement se termine, soit la tension Vout est inférieure à sa valeur de consigne Vref, et un nouveau cycle de fonctionnement débute, soit la tension Vout est supérieure à sa valeur de consigne Vref, et la valeur du premier seuil est réinitialisée à sa valeur d'initialisation. A titre d'exemple, lorsque la tension Vout est supérieure à sa valeur de consigne Vref à la fin d'un cycle de fonctionnement, un nouveau cycle de fonctionnement débutera lorsque la tension Vout deviendra inférieure à sa valeur de consigne Vref. A titre d'exemple, la comparaison de la tension Vout à sa valeur de consigne est mise en œuvre avec un hystérésis, et la tension Vout est alors inférieure à la tension Vref lorsque la tension Vout devient inférieure à un seuil Vref- inférieure à la valeur de consigne Vref, et est supérieure à la tension Vref lorsque la tension Vout devient supérieure à un seuil Vref+ supérieur à la valeur de consigne Vref. Les seuils Vref+ et Vref- sont déterminés par la valeur de consigne Vref et la valeur d'hystérésis. A titre d'exemple, lorsque le convertisseur comprend un interrupteur de côté bas, et non pas une simple diode, à chaque cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion, l'interrupteur de côté bas est commuté à l'état passant lorsque l'interrupteur de côté haut est commuté à l'état bloqué. A titre d'exemple, cet interrupteur de côté bas est rebasculé à l'état bloqué soit lorsque le courant IL dans l'inductance L s'annule avant la fin du cycle de fonctionnement, c'est à dire avant que le nombre compté de périodes d'horloge n'atteigne le deuxième seuil, soit à la fin du cycle de fonctionnement courant si le courant IL ne s'est pas annulé avant que le nombre compté de périodes d'horloge n'atteigne le deuxième seuil. La FIG. 3 représente, de façon schématique et sous la forme de blocs, un exemple de mode de réalisation d'un circuit de commande PFMCTRL2 d'un convertisseur du type de celui de la FIG. 1 . Ce circuit PFMCTRL2 est configuré pour mettre en œuvre le fonctionnement décrit ci-dessus lorsque le convertisseur fonctionne en modulation de fréquence d'impulsion. En FIG. 3 , seul le circuit PFMCTRL2 est représenté, ce circuit PFMCTRL2 pouvant être utilisé en remplacement du circuit PFMCTRL1 dans le convertisseur 1 décrit précédemment. De manière similaire au circuit PFMCTRL1, le circuit PFMCTRL2 comprend une entrée 314 configurée pour recevoir la tension Vout (ou une tension image de la tension Vout, par exemple obtenue avec un pont diviseur de tension résistif à partir de la tension Vout), et une entre 304 configuré pour recevoir une tension Vref indiquant la valeur de consigne de la tension Vout. Toujours de manière similaire au circuit PFMCTRL1, le circuit PFMCTRL2 comprend une sortie 312 configurée pour fournir le signal sigH de commande de l'interrupteur de côté haut HSS. En outre, dans cet exemple où le convertisseur considéré comprend un interrupteur de côté bas LSS, le circuit PFMCTRL2 comprend une sortie 316 configurée pour fournir le signal sigL de commande de l'interrupteur LSS. A titre d'exemple, le circuit PFMCTRL2 comprend une entrée 118 configurée pour recevoir le signal sigZ indiquant lorsque le courant IL dans l'inductance L s'annule. Le circuit PFMCTRL2 comprend en outre une entrée 300 configurée pour recevoir un signal d'horloge Clk. Le circuit PFMCTRL2 est configuré pour comparer la tension Vout à sa valeur de consigne Vref, et pour fournir un signal cmp, par exemple un signal binaire, indiquant le résultat de cette comparaison. Par exemple, le circuit PFMCTRL2 comprend un circuit COMP configuré pour comparer la tension Vout à sa valeur de consigne Vref, et pour fournir le signal cmp. A titre d'exemple, le circuit COMP est comparateur, par exemple mis en œuvre à partir d'un amplificateur opérationnel. De préférence, le circuit COMP est un comparateur à hystérésis. Par exemple, le comparateur COMP a une entrée recevant la tension Vout (ou une tension image de la tension Vout), une autre entrée recevant la tension Vref indiquant la valeur de consigne de la tension Vout, et une sortie fournissant le signal cmp. Le circuit PFMCTRL2 est configuré pour compter un nombre ClkNb de périodes du signal Clk. Par exemple, le circuit PFMCTRL2 comprend un circuit COUNTER configuré pour compter un nombre ClkNb de périodes du signal Clk. Le circuit COUNTER, par exemple un compteur, comprend une entrée recevant le signal Clk, et une sortie fournissant le nombre ClkNb. Le circuit COUNTER comprend en outre une entrée d'initialisation configurée pour recevoir un signal d'initialisation initClkNb. Lorsque le signal initClkNb, par exemple un signal binaire, est actif, le nombre ClkNb est initialisé à une valeur d'initialisation. Par exemple, la valeur d'initialisation du nombre ClkNb est une valeur nulle lorsque le compteur COUNTER est configuré pour incrémenter le nombre ClkNb à chaque période du signal Clk. Le circuit PFMCTRL2 est configuré pour fixer, à chaque cycle de fonctionnement, la valeur du premier seuil, référencé TH1. En particulier, le circuit PFMCTRL2 est configuré pour initialiser la valeur du seuil TH1 à sa valeur initiale lorsque, à la fin d'un cycle de fonctionnement, la tension Vout est supérieure à sa valeur de consigne, et, à chaque cycle de fonctionnement, pour incrémenter la valeur du seuil TH1 d'un pas donné. Par exemple, le circuit PFMCTRL2 comprend un circuit REG configuré pour stocker la valeur courante du seuil TH1. Le circuit REG comprend une entrée recevant un signal d'initialisation initTH1. Lorsque le signal initTH1, par exemple un signal binaire, est actif, le seuil TH1 est initialisé à une valeur d'initialisation. Le circuit REG comprend en outre une entrée recevant un signal inc. A titre d'exemple, à chaque impulsion du signal inc, par exemple un signal binaire, la valeur du seuil TH1 est incrémentée de la valeur du pas. Le circuit REG comprend une sortie fournissant le seuil TH1, c'est à dire la valeur courante du seuil TH1. Le circuit PFMCTRL2 met en œuvre le fonctionnement décrit précédemment. Par exemple, le circuit PFMCTLR2 comprend un circuit FSM, par exemple une machine d'état, par exemple synchrone du signal Clk, configuré pour fournir les signaux initTH1, inc, initClkNb à partir des signaux ClkNb, cmp et TH1 et d'un deuxième seuil TH2. Par exemple, le circuit FSM reçoit les signaux ClkNb, TH1, TH2 et cmp et fournit les signaux inc, initClkNb et initTH1. Par exemple, le circuit FSM est en outre configuré pour fournir le signal sigH à partir des signaux TH1 et ClkNb. Par exemple, le circuit FSM fournit le signal sigH. Dans cet exemple, le circuit FSM est également configuré pour fournir le signal sigL à partir des signaux TH1, ClkNb, TH1, TH2 et sigL. Par exemple, le circuit FSM reçoit le signal sigZ et fournit le signal sigL. A titre d'exemple, le circuit PFMCTRL2, par exemple son circuit FSM, peuvent être configurés, lorsque la tension Vout devient inférieure à sa valeur de consigne Vref et qu'un nouveau cycle de fonctionnement débute, pour activer avec un signal ENclk un oscillateur à partir duquel est obtenu le signal Clk. Toutefois, ce signal peut être omis lorsque l'oscillateur est activé en permanence. La FIG. 4 représente, par un organigramme, un exemple de mode de réalisation d'un procédé de commande mis en œuvre par le circuit PFMCTRL2 de la FIG. 3 . Dit autrement, la FIG. 4 représente, par un organigramme, un exemple d'une méthode de commande d'un convertisseur à découpage abaisseur fonctionnant en modulation de fréquence d'impulsion, cette méthode étant, par exemple, mise en œuvre par le circuit PFMCTRL2 décrit en relation avec la FIG. 3 . A une étape 400 (bloc "Vout Si la tension Vout est supérieure à sa valeur de consigne Vref (sortie "NO" du bloc 400), il n'est pas nécessaire de commencer un nouveau cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion, et la valeur courant du seuil TH1 est réinitialisée à sa valeur d'initialisation lors d'une étape 402 (bloc "Initialize TH1"). L'initialisation du seuil TH1 est mise en œuvre par le circuit PFMCTRL2, par exemple par son circuit FSM par l'intermédiaire du signal initTH1. L'étape 402 reboucle sur l'étape 400, c'est à dire est suivie de l'étape 400. A l'étape 400, si la tension Vout est inférieure à sa valeur de consigne (sortie "YES" du bloc 400), un nouveau cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion débute. A titre d'exemple, le début de chaque cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion peut être synchronisé sur le début d'une période du signal Clk, et plus particulièrement de la première période du signal Clk débutant après que la tension Vout soit devenue inférieure à sa valeur de consigne Vref. A titre d'exemple alternatif, chaque cycle de fonctionnement débute de manière non-synchronisé sur le signal Clk, dès que la tension Vout devient inférieure à sa valeur de consigne. Chaque cycle de fonctionnement débute par une étape 404 (bloc "Start cycle Initialize ClkNb Switch ON HSS"). A l'étape 404, qui marque le début d'un cycle de fonctionnement courant, le nombre NbClk est initialisé, par exemple à une valeur nulle. En outre, l'interrupteur HSS est commuté à l'état passant. Par exemple, le nombre NbClk est initialisé par le circuit PFMCTRL2, par exemple par son circuit FSM via le signal initClkNb. Par exemple, l'interrupteur HSS est commuté à l'état passant par le circuit PFMCTRL2, par exemple par son circuit FSM, via le signal de commande sigH. A l'étape 404, ou, en variante, à une étape suivante 406 (bloc "TH1=TH1+step"), la valeur courante du seuil TH1 est incrémenté de la valeur du pas step. Dans cet exemple, la valeur du pas step est positive, et la valeur du seuil TH1 augmente lors de la mise en œuvre de l'étape 404. A une étape suivante 408 (bloc "ClkNb=TH1"), il est déterminé si oui ou non le nombre ClkNb de périodes du signal Clk compté depuis le début du cycle de fonctionnement courant est égal au seuil TH1. Cette étape est mise en œuvre par le circuit PFMCTRL2, par exemple par son circuit FSM, à partir des signaux ClkNb et TH1. A l'étape 408, si le nombre ClkNb n'est pas égal au seuil TH1 (sortie "NO" du bloc 408), par exemple est inférieur au seuil TH1, alors le nombre ClkNb est incrémenté au début de la période suivante du signal Clk, à une étape 410 (bloc "ClkNb=ClkNb+1"). L'étape 410 reboucle sur l'étape 408. Ainsi, tant que le nombre ClkNb n'est pas égal au seuil TH1, le nombre ClkNb est incrémenté à chaque période du signal Clk. A l'étape 408, si le nombre ClkNb est égal au seuil TH1 (sortie "YES" du bloc 408), le procédé se poursuit à une étape 412 (bloc "Switch OFF HSS"). A titre d'exemple, lorsque le convertisseur comprend un interrupteur de côté bas LSS, cet interrupteur LSS est commuté à l'état passant lors de l'étape 412. Le procédé se poursuit à une étape 414 (bloc "ClkNb=TH2"). L'étape 410 reboucle sur l'étape 408. Ainsi, tant que le nombre ClkNb n'est pas égal au seuil TH1, le nombre ClkNb est incrémenté à chaque période du signal Clk. A l'étape 414, il est déterminé si oui ou non le nombre ClkNb de périodes du signal Clk compté depuis le début du cycle de fonctionnement courant est égal au seuil TH2. Cette étape est mise en œuvre par le circuit PFMCTRL2, par exemple par son circuit FSM, à partir des signaux ClkNb et TH2. A titre d'exemple, le seuil TH2 est supérieur au seuil TH1 dans cet exemple où le nombre ClkNb est incrémenté à chaque nouvelle période du signal Clk. A l'étape 412, si le nombre ClkNb n'est pas égal au seuil TH2 (sortie "NO" du bloc 412), par exemple est inférieur au seuil TH2, alors le nombre ClkNb est incrémenté au début de la période suivante du signal Clk, à une étape 416 (bloc "ClkNb=ClkNb+1"). L'étape 416 reboucle sur l'étape 414. Ainsi, tant que le nombre ClkNb n'est pas égal au seuil TH2, le nombre ClkNb est incrémenté à chaque période du signal Clk. A l'étape 414, si le nombre ClkNb est égal au seuil TH2 (sortie "YES" du bloc 414), le procédé se poursuit à une étape 418 (bloc "End cycle") marquant la fin du cycle courant de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion. A titre d'exemple, lorsque le convertisseur comprend l'interrupteur de côté bas LSS, lors de l'étape 414, le circuit PFMCTRL2 vérifie si le courant IL dans l'inductance L est nul. Si c'est le cas, le circuit PFMCTRL2, par exemple son circuit FSM, commute l'interrupteur LSS à l'état bloqué, par l'intermédiaire du signal sigL. Si ce n'est pas le cas jusqu'à ce que le cycle courant de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion se termine à l'état 418, le circuit PFMCTRL2, par exemple son circuit FSM, commute l'interrupteur LSS à l'état bloqué lors de l'étape 418, par l'intermédiaire du signal sigL. L'étape 418 est suivie de l'étape 400. Ainsi, à la fin d'un cycle (étape 408), si la tension Vout est toujours inférieure à sa valeur de consigne Vref, un nouveau cycle de fonctionnement débute (étape 404) sans que le seuil TH1 n'ait été réinitialisé (étape 402), d'où il résulte que la valeur courante du seuil TH1 sera plus importante lors de ce nouveau cycle de fonctionnement que lors du cycle de fonctionnement précédant. A titre d'exemple, lorsque l'étape 404 est mise en œuvre de manière synchronisée sur le signal Clk, l'étape 408 est, par exemple, configurée pour durer jusqu'à la fin de la période du signal Clk ayant débutée avec le passage du nombre ClkNb à la valeur TH2. En outre, dans ce cas, si le convertisseur comprend l'interrupteur LSS et que celui-ci n'a pas déjà été commuté à l'état bloqué, cet interrupteur LSS est commuté à l'état bloqué à la fin de l'étape 418. Dans l'exemple de la FIG. 4 , la valeur d'initialisation du seuil TH1 est telle que l'incrémentation du seuil TH1 de la valeur du pas step est faite avant l'étape 408. Dans un autre exemple non illustré, la valeur d'initialisation du seuil TH1 est déterminée de telle manière que l'incrémentation du seuil TH1 de la valeur du pas step peut être faite à la fin du cycle, c'est à dire à l'étape 418. La FIG. 5 illustre, avec des chronogrammes, un exemple de fonctionnement d'un convertisseur mettant en œuvre le procédé de la FIG. 4 . En particulier, la FIG. 5 illustre l'évolution, en fonction du temps, de la valeur du nombre ClkNb, du signal Clk, de la tension Vout, de la valeur du seuil TH1, du courant IL et du signal cmp. Plus particulièrement, la FIG. 5 illustre le cas où la consommation de la charge 108 est suffisamment faible pour que, à la fin d'un cycle courant de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion, la tension Vout soit supérieure à sa valeur de consigne, et que, par exemple, le cycle de fonctionnement suivant débute après une durée de temps mort débutant avec la fin du cycle de fonctionnement courant et se terminant lorsque la tension Vout devient inférieure à sa valeur de consigne. En FIG. 5 , il est considéré à titre d'exemple que chaque cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion débute de manière synchrone avec le début d'une période correspondante du signal Clk, et se termine de manière synchrone avec la fin d'une période correspondante du signal Clk. Toutefois, cette synchronisation du début et de la fin de chaque cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion avec le signal d'horloge Clk n'est pas indispensable pour obtenir les avantages que procure le convertisseur et la méthode décrits ici, et la personne du métier sera en mesure, à partir de la description de la FIG. 5 , d'adapter l'exemple de la FIG. 5 au cas où un cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion débute dès que la tension Vout devient inférieure à sa valeur de consigne (étape 400) et/ou se termine dès que le nombre ClkNb devient égal au seuil TH1 (étape 414). En FIG. 5 , à titre d'exemple, le signal cmp est à un état haut lorsque la tension Vout est considérée inférieure à sa valeur de consigne Vref, et à un état bas lorsque la tension Vout est considérée supérieure à sa valeur de consigne. En FIG. 5 , la comparaison de la tension Vout à sa valeur de consigne est mise en œuvre avec un hystérésis. La tension Vout est alors considérée inférieure à la valeur Vref si elle est inférieure à un seuil bas Vref-, et supérieure à la tension Vref si elle est supérieure à un seuil haut Vref+. En outre, lorsque la tension Vout est comprise entre les seuils Vref+ et Vref-, le fait que la tension Vout soit considérée supérieure, respectivement inférieure, à la valeur Vref résulte du fait que la tension Vout était supérieure au seuil Vref+, respectivement inférieure au seuil Vref-, avant d'être comprise entre les seuils Vref+ et Vref-. Toutefois, la personne du métier sera en mesure d'adapter la description faite ici de la FIG. 5 au cas où la comparaison de la tension Vout à sa valeur de consigne est faite sans hystérésis. A un instant t0, la tension Vout est supérieure à la tension Vref (cmp à l'état bas). En outre, il n'y a pas de cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion en cours, et le courant IL est donc nul. Par exemple, à l'instant t0 correspond à la mise en œuvre de l'étape 400. Ainsi, comme la tension Vout est inférieure à sa valeur de consigne Vref, le seuil TH1 est initialisé (étape 402), dans cet exemple à une valeur nulle. A titre d'exemple, le nombre ClkNb est égale à la valeur TH2 qu'il avait atteint à la fin d'un cycle précédant de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion. A un instant t1 suivant, la tension Vout devient inférieure à sa valeur de consigne Vref, c'est à dire, dans l'exemple de la FIG. 5 , que la tension Vout devient inférieure au seuil Vref-. Il en résulte que le signal cmp commute, dans cet exemple, à l'état haut. Un nouveau cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion débute alors, dans cet exemple lors du début de la période du signal Clk suivant l'instant t1, c'est à dire à un instant t2 postérieur à l'instant t1. L'instant t2 correspond au début de la durée Tc d'un cycle. Ainsi, à l'instant t2 de début de cycle, le seuil TH1 est augmenté de la valeur du pas step, dans cet exemple égale à 1. En outre, à l'instant t2 de début de cycle, l'interrupteur HSS est commuté à l'état passant, ce qui marque le début de la durée TONH d'état passant de l'interrupteur HSS. La mise à l'état passant de l'interrupteur HSS entraine que le courant IL augmente, de même que la tension Vout. En particulier, dans cet exemple, la tension Vout redevient supérieure à sa valeur de consigne Vref, c'est à dire au seuil Vref+ dans l'exemple de la FIG. 5 , à un instant t3 postérieur l'instant t2, mais compris dans la durée TONH dans cet exemple. A l'instant t3, le signal cmp commute, dans cet exemple à l'état bas. En outre, à partir de l'instant t2, jusqu'à un instant t4 correspondant au début de la période suivante du signal Clk, le nombre ClkNb n'est pas égal au seuil TH1, et l'interrupteur HSS est maintenu passant. A l'instant t4 postérieur à l'instant t2, et, dans cet exemple, à l'instant t3, le nombre NbClk est incrémenté et devient égal à 1 (étape 410). Le nombre NbClk est alors égal à la valeur du seuil TH1, et l'interrupteur HSS est commuté à l'état bloqué (étape 412). Ainsi, pour ce cycle de fonctionnement, la durée TONH s'étend de l'instant t2 à l'instant t4 et est déterminée par la valeur du seuil TH1. A titre d'exemple, à l'instant t4, l'interrupteur LSS est commuté à l'état passant. Après l'instant t4, le courant IL décroit, de même que la tension Vout. En outre, à l'instant t4, le nombre ClkNb n'est pas égale à la valeur du seuil TH2. Il en résulte que à chaque début de période du signal Clk suivant l'instant t4, tant que le nombre ClkNb n'a pas atteint le seuil TH2, ce nombre ClkNb est incrémenté. A un instant t5 postérieur l'instant t4, le courant IL s'annule. A titre d'exemple, l'interrupteur LSS est alors commuté à l'état bloqué. Dans l'exemple de la FIG. 5 , l'interrupteur LSS est à l'état passant pendant une durée TONL allant de l'instant t4 jusqu'à l'instant t5. A un instant t6 postérieur à l'instant t4, et, dans cet exemple, à l'instant t5, une nouvelle période du signal Clk débute et le nombre ClkNb est incrémenté et devient égal au seuil TH2. Le cycle de fonctionnement courant se termine, dans cet exemple à un instant t7 correspondant à la fin de la période du signal CLK ayant débutée avec l'instant t6. La durée Tc du cycle de fonctionnement s'étend donc de l'instant t2 à l'instant t7 et est déterminée par la valeur du seuil TH2. A la fin du cycle de fonctionnement, dans cet exemple à l'instant t7, comme la tension Vout est toujours supérieure à sa valeur de consigne Vref (cmp à l'état bas), le seuil TH1 est initialisé à sa valeur d'initialisation, à savoir à 0 dans cet exemple. En outre, un nouveau cycle de fonctionnement ne débute pas immédiatement, et une durée de temps mort débute à l'instant t7. Après l'instant t7, la tension Vout continue de décroître, jusqu'à devenir inférieure à sa valeur de consigne Vref à un instant t8 postérieur à l'instant t7. Un nouveau cycle de fonctionnement débute alors, dans cet exemple en synchronisme avec le signal Clk à un instant t9 postérieur à l'instant t8. L'instant t9 marque la fin de la durée de temps mort ayant débutée à l'instant t7 de fin du cycle de fonctionnement précédant. Le fonctionnement décrit en relation avec les instants successifs t1, t2, t3, t4 et t5 est de nouveau mis en œuvre aux instants successifs respectifs t8, t9, t10, t11 et t12. En particulier, dans le cycle de fonctionnement débutant à l'instant t9, la durée TONH est la même que celle du cycle de fonctionnement précédant débutant à l'instant t2, et correspond à la valeur minimale que peut avoir la durée TONH, cette valeur minimale étant déterminée par la valeur d'initialisation du seuil TH1. Cela résulte que, avant chacun des cycles de fonctionnement débutant aux instants respectifs t2 et t9, comme la consommation de la charge est relativement faible, la tension Vout était supérieure à sa valeur de consigne et la valeur du seuil TH1 a donc été réinitialisée à sa valeur d'initialisation. La prévision d'une durée TONH minimale lorsque la consommation de la charge est relativement faible permet de limiter l'amplitude des oscillations de la tension Vout. La FIG. 6 illustre, avec des chronogrammes, un autre exemple de fonctionnement d'un convertisseur mettant en œuvre le procédé de la FIG. 4 . En particulier, la FIG. 6 illustre l'évolution, en fonction du temps, de la valeur du nombre ClkNb, du signal Clk, de la tension Vout, de la valeur du seuil TH1, du courant IL et du signal cmp. Plus particulièrement, la FIG. 6 illustre le cas où la consommation de la charge 108 est telle que, à la fin d'un des cycles de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion, la tension Vout est toujours inférieure à sa valeur de consigne. En FIG. 6 , il est considéré à titre d'exemple que chaque cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion débute de manière synchrone avec le début d'une période correspondante du signal Clk, et se termine de manière synchrone avec la fin d'une période correspondante du signal Clk. Toutefois, cette synchronisation du début et de la fin de chaque cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion avec le signal d'horloge Clk n'est pas indispensable pour obtenir les avantages que procure le convertisseur et la méthode décrits ici, et la personne du métier sera en mesure, à partir de la description de la FIG. 6 , d'adapter l'exemple de la FIG. 6 au cas où un cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion débute dès que la tension Vout devient inférieure à sa valeur de consigne (étape 400) et/ou se termine dès que le nombre ClkNb devient égal au seuil TH1 (étape 414). En FIG. 6 , à titre d'exemple, le signal cmp est à un état haut lorsque la tension Vout est considérée inférieure à sa valeur de consigne Vref, et à un état bas lorsque la tension Vout est considérée supérieure à sa valeur de consigne. En FIG. 6 , la comparaison de la tension Vout à sa valeur de consigne est mise en œuvre avec un hystérésis, comme en FIG. 5 . Toutefois, la personne du métier sera en mesure d'adapter la description faite ici de la FIG. 6 au cas où la comparaison de la tension Vout à sa valeur de consigne est faite sans hystérésis. A un instant t0, la tension Vout est supérieure à la tension Vref (cmp à l'état bas). En outre, il n'y a pas de cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion en cours, et le courant IL est donc nul. Par exemple, à l'instant t0 correspond à la mise en œuvre de l'étape 400. Ainsi, comme la tension Vout est inférieure à sa valeur de consigne Vref, le seuil TH1 est initialisé (étape 402), dans cet exemple à une valeur nulle. A titre d'exemple, le nombre ClkNb est égale à la valeur TH2 qu'il avait atteint à la fin d'un cycle précédant de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion. A un instant t1 suivant, la tension Vout devient inférieure à sa valeur de consigne Vref, c'est à dire, dans l'exemple de la FIG. 6 , que la tension Vout devient inférieure au seuil Vref-. Il en résulte que le signal cmp commute, dans cet exemple, à l'état haut. Un nouveau cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion débute alors, dans cet exemple au début de la période du signal Clk suivant l'instant t1, c'est à dire à un instant t2 postérieur à l'instant t1. L'instant t2 correspond au début de la durée Tc d'un cycle. Ainsi, à l'instant t2 de début de cycle, le seuil TH1 est augmenté de la valeur du pas step, dans cet exemple égale à 1. En outre, à l'instant t2 de début de cycle, l'interrupteur HSS est commuté à l'état passant, ce qui marque le début de la durée TONH d'état passant de l'interrupteur HSS. La mise à l'état passant de l'interrupteur HSS entraine que le courant IL augmente, de même que la tension Vout. En outre, à partir de l'instant t2, jusqu'à un instant t3 correspondant au début de la période suivante du signal Clk, le nombre ClkNb n'est pas égal au seuil TH1, et l'interrupteur HSS est maintenu passant. A l'instant t3 postérieur à l'instant t2, le nombre NbClk est incrémenté et devient égal à 1 (étape 410). Le nombre NbClk est alors égal à la valeur du seuil TH1, et l'interrupteur HSS est commuté à l'état bloqué (étape 412). Ainsi, pour ce cycle de fonctionnement, la durée TONH s'étend de l'instant t2 à l'instant t3 et est déterminée par la valeur du seuil TH1. A titre d'exemple, à l'instant t3, l'interrupteur LSS est commuté à l'état passant. Cela marque le début de la durée TONL d'état passant de l'interrupteur LSS pour ce cycle de de fonctionnement. Après l'instant t3, le courant IL décroit, de même que la tension Vout. En outre, à l'instant t3, le nombre ClkNb n'est pas égale à la valeur du seuil TH2. Il en résulte que à chaque début de période du signal Clk suivant l'instant t3, tant que le nombre ClkNb n'a pas atteint le seuil TH2, ce nombre ClkNb est incrémenté. A un instant t4 postérieur l'instant t3, le courant IL s'annule. A titre d'exemple, l'interrupteur LSS est alors commuté à l'état bloqué, ce qui marque la fin de la durée TONL pour ce cycle de fonctionnement. Dans l'exemple de la FIG. 5 , l'interrupteur LSS est donc à l'état passant pendant une durée TONL allant de l'instant t3 jusqu'à l'instant t4. A un instant t5 postérieur à l'instant t3, et, dans cet exemple, à l'instant t4, une nouvelle période du signal Clk débute et le nombre ClkNb est incrémenté et devient égal au seuil TH2. Le cycle de fonctionnement courant se termine, dans cet exemple à un instant t6 correspondant à la fin de la période du signal Clk ayant débutée avec l'instant t5. La durée Tc du cycle de fonctionnement s'étend donc de l'instant t2 à l'instant t6 et est déterminée par la valeur du seuil TH2. A la fin du cycle de fonctionnement, dans cet exemple à l'instant t6, comme la tension Vout est inférieure à sa valeur de consigne Vref (cmp à l'état haut), le seuil TH1 est n'est pas réinitialisé à sa valeur d'initialisation, et en outre, un nouveau cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion débute à l'instant t6. Ainsi, à l'instant t6, le nombre ClkNb est initialisé à sa valeur d'initialisation, à savoir ici une valeur nulle. En outre, la valeur du seuil TH1 est incrémenté de la valeur du pas step, à savoir de 1. De plus, l'interrupteur HSS est commuté à l'état passant, ce qui marque le début d'une nouvelle durée TONH d'état passant de l'interrupteur HSS. La mise à l'état passant de l'interrupteur HSS entraine que le courant IL augmente, de même que la tension Vout. En outre, à partir de l'instant t6, jusqu'à un instant t7 correspondant au début de la période suivante du signal Clk, le nombre ClkNb n'est pas égal au seuil TH1, et l'interrupteur HSS est maintenu passant. A l'instant t7 postérieur à l'instant t6, le nombre NbClk est incrémenté et devient égal à 1 (étape 410). Toutefois, de l'instant t7 jusqu'à un instant t9 correspondant au début de la période suivante du signal Clk, le nombre ClkNb n'est pas égal au seuil TH1, et l'interrupteur HSS est maintenu passant. A l'instant t9, le nombre NbClk est incrémenté et devient égal à 2 (étape 410). Le nombre NbClk est alors égal à la valeur du seuil TH1, et l'interrupteur HSS est commuté à l'état bloqué (étape 412). Ainsi, pour ce cycle de fonctionnement, la durée TONH s'étend de l'instant t6 à l'instant t8 et est déterminée par la valeur du seuil TH1. Comme la valeur du seuil TH1 est plus grande pour le cycle débutant à l'instant t6 que pour le cycle débutant à l'instant t2, la durée TONH est plus grande pour le cycle débutant à l'instant t6 que pour le cycle débutant à l'instant t2. Dans l'exemple de la FIG. 6 , à un instant t8 entre les instants t7 et t9, la tension Vout devient supérieure à sa valeur de consigne, c'est à dire au seuil Vref+ dans cet exemple, et le signal cmp commute, dans cet exemple à l'état bas. A titre d'exemple, à l'instant t9, l'interrupteur LSS est commuté à l'état passant, ce qui marque le début de la durée TONL du cycle de fonctionnement courant. Après l'instant t9, le courant IL décroit, de même que la tension Vout. En outre, à l'instant t9, le nombre ClkNb n'est pas égale à la valeur du seuil TH2. Il en résulte que à chaque début de période du signal Clk suivant l'instant t9, tant que le nombre ClkNb n'a pas atteint le seuil TH2, ce nombre ClkNb est incrémenté. A un instant t10 postérieur l'instant t9, le courant IL s'annule. A titre d'exemple, l'interrupteur LSS est alors commuté à l'état bloqué. Dans l'exemple de la FIG. 6 , l'interrupteur LSS est à l'état passant pendant une durée TONL allant de l'instant t9 jusqu'à l'instant t10. A un instant t11 postérieur à l'instant t9, et, dans cet exemple, à l'instant t10, une nouvelle période du signal Clk débute et le nombre ClkNb est incrémenté et devient égal au seuil TH2. Le cycle de fonctionnement courant se termine, dans cet exemple à un instant t12 correspondant à la fin de la période du signal Clk ayant débutée avec l'instant t11. La durée Tc du cycle de fonctionnement s'étend donc de l'instant t6 à l'instant t12 et est déterminée par la valeur du seuil TH2. A la fin du cycle de fonctionnement, dans cet exemple à l'instant t12, comme la tension Vout est supérieure à sa valeur de consigne Vref (cmp à l'état bas), le seuil TH1 est réinitialisé à sa valeur d'initialisation. Un nouveau cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion démarrera après que la tension Vout soit redevenue inférieure à sa valeur de consigne, par exemple à un instant t13 postérieur à l'instant t12. La FIG. 6 montre que, lorsque la charge consomme plus que dans l'exemple de la FIG. 5 , la valeur de la durée TONH est augmentée à chaque cycle de fonctionnement jusqu'à ce que la tension Vout redevienne supérieure à sa valeur de consigne Vref. Dit autrement, la FIG. 6 montre que la durée TONH est adaptée à chaque cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion en fonction de la consommation de la charge et, par exemple, des variations de la tension Vin. La FIG. 7 illustre, avec des chronogrammes, encore un autre exemple de fonctionnement d'un convertisseur mettant en œuvre le procédé de la FIG. 4 . En particulier, la FIG. 7 illustre l'évolution, en fonction du temps, de la valeur du nombre ClkNb, du signal Clk, du signal cmp, de la valeur du seuil TH1 et du courant IL. Plus particulièrement, la FIG. 7 illustre le cas d'un transitoire de charge où la consommation de la charge 108 augmente de manière importante et telle que, en l'absence d'adaptation de la durée TONH, le convertisseur ne serait pas en mesure d'assurer la régulation de la tension Vout à sa valeur de consigne Vref. En FIG. 7 , il est considéré à titre d'exemple que chaque cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion débute de manière synchrone avec le début d'une période correspondante du signal Clk, et se termine de manière synchrone avec la fin d'une période correspondante du signal Clk. Toutefois, cette synchronisation du début et de la fin de chaque cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion avec le signal d'horloge Clk n'est pas indispensable pour obtenir les avantages que procure le convertisseur et la méthode décrits ici, et la personne du métier sera en mesure, à partir de la description de la FIG. 7 , d'adapter l'exemple de la FIG. 6 au cas où un cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion débute dès que la tension Vout devient inférieure à sa valeur de consigne (étape 400) et/ou se termine dès que le nombre ClkNb devient égal au seuil TH1 (étape 414). En FIG. 7 , à titre d'exemple, le signal cmp est à un état haut lorsque la tension Vout est considérée inférieure à sa valeur de consigne Vref, et à un état bas lorsque la tension Vout est considérée supérieure à sa valeur de consigne. En FIG. 7 , bien que cela ne soit pas illustré, la comparaison de la tension Vout à sa valeur de consigne est, à titre d'exemple, mise en œuvre avec un hystérésis, comme en figures 5 et 6. Toutefois, la personne du métier de mettre en œuvre le cas où la comparaison de la tension Vout à sa valeur de consigne est faite sans hystérésis. A un instant t0, la tension Vout est supérieure à la tension Vref (cmp à l'état bas). En outre, il n'y a pas de cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion en cours, et le courant IL est donc nul. Par exemple, à l'instant t0 correspond à la mise en œuvre de l'étape 400. Ainsi, comme la tension Vout est inférieure à sa valeur de consigne Vref, le seuil TH1 est initialisé (étape 402), dans cet exemple à une valeur nulle. A titre d'exemple, le nombre ClkNb est égale à la valeur TH2 qu'il avait atteint à la fin d'un cycle précédant de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion. A un instant t1 suivant, la tension Vout devient inférieure à sa valeur de consigne Vref et le signal cmp commute, dans cet exemple, à l'état haut. Un nouveau cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion débute alors, dans cet exemple au début de la période du signal Clk suivant l'instant t1, c'est à dire à un instant t2 postérieur à l'instant t1. L'instant t2 correspond au début de la durée Tc d'un cycle. Ainsi, à l'instant t2 de début de cycle, le seuil TH1 est augmenté de la valeur du pas step, dans cet exemple égale à 1. En outre, à l'instant t2 de début de cycle, l'interrupteur HSS est commuté à l'état passant, ce qui marque le début de la durée TONH d'état passant de l'interrupteur HSS. La mise à l'état passant de l'interrupteur HSS entraine que le courant IL augmente, de même que la tension Vout. En outre, à partir de l'instant t2, jusqu'à un instant t3 correspondant au début de la période suivante du signal Clk, le nombre ClkNb n'est pas égal au seuil TH1, et l'interrupteur HSS est maintenu passant. A l'instant t3 postérieur à l'instant t2, le nombre NbClk est incrémenté et devient égal à 1 (étape 410). Le nombre NbClk est alors égal à la valeur du seuil TH1, et l'interrupteur HSS est commuté à l'état bloqué (étape 412). Ainsi, pour ce cycle de fonctionnement, la durée TONH s'étend de l'instant t2 à l'instant t3 et est déterminée par la valeur du seuil TH1. A titre d'exemple, à l'instant t3, l'interrupteur LSS est commuté à l'état passant, ce qui marque le début de la période TONL pour le cycle de fonctionnement courant. Après l'instant t3, le courant IL décroit, de même que la tension Vout. En outre, à l'instant t3, le nombre ClkNb n'est pas égale à la valeur du seuil TH2. Il en résulte que à chaque début de période du signal Clk suivant l'instant t3, tant que le nombre ClkNb n'a pas atteint le seuil TH2, ce nombre ClkNb est incrémenté. A un instant t4 postérieur l'instant t3, le courant IL s'annule. A titre d'exemple, l'interrupteur LSS est alors commuté à l'état bloqué. Dans l'exemple de la FIG. 5 , l'interrupteur LSS est à l'état passant pendant une durée TONL allant de l'instant t3 jusqu'à l'instant t4. A un instant t5 postérieur à l'instant t3, et, dans cet exemple, à l'instant t4, une nouvelle période du signal Clk débute et le nombre ClkNb est incrémenté et devient égal au seuil TH2. Le cycle de fonctionnement courant se termine, dans cet exemple à un instant t6 correspondant à la fin de la période du signal Clk ayant débutée avec l'instant t5. La durée Tc du cycle de fonctionnement s'étend donc de l'instant t2 à l'instant t6 et est déterminée par la valeur du seuil TH2. A la fin du cycle de fonctionnement, dans cet exemple à l'instant t6, comme la tension Vout est inférieure à sa valeur de consigne Vref (cmp à l'état haut), le seuil TH1 est n'est pas réinitialisé à sa valeur d'initialisation, et en outre, un nouveau cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion débute à l'instant t6. Ainsi, à l'instant t6, le nombre ClkNb est initialisé à sa valeur d'initialisation, à savoir ici une valeur nulle. En outre, la valeur du seuil TH1 est incrémenté de la valeur du pas step, à savoir de 1. De plus, l'interrupteur HSS est commuté à l'état passant, ce qui marque le début d'une nouvelle durée TONH d'état passant de l'interrupteur HSS. La mise à l'état passant de l'interrupteur HSS entraine que le courant IL augmente, de même que la tension Vout. En outre, à partir de l'instant t6, jusqu'à un instant t7 correspondant au début de la période suivante du signal Clk, le nombre ClkNb n'est pas égal au seuil TH1, et l'interrupteur HSS est maintenu passant. A l'instant t7 postérieur à l'instant t6, le nombre NbClk est incrémenté et devient égal à 1 (étape 410). Toutefois, de l'instant t7 jusqu'à un instant t8 correspondant au début de la période suivante du signal Clk, le nombre ClkNb n'est pas égal au seuil TH1, et l'interrupteur HSS est maintenu passant. A l'instant t8, le nombre NbClk est incrémenté et devient égal à 2 (étape 410). Le nombre NbClk est alors égal à la valeur du seuil TH1, et l'interrupteur HSS est commuté à l'état bloqué (étape 412). Ainsi, pour ce cycle de fonctionnement, la durée TONH s'étend de l'instant t6 à l'instant t8 et est déterminée par la valeur du seuil TH1. Comme la valeur du seuil TH1 est plus grande pour le cycle débutant à l'instant t6 que pour le cycle débutant à l'instant t2, la durée TONH est plus grande pour le cycle débutant à l'instant t6 que pour le cycle débutant à l'instant t2. A titre d'exemple, à l'instant t8, l'interrupteur LSS est commuté à l'état passant, ce qui marque le début de la durée TONL pour le cycle de fonctionnement courant. Après l'instant t8, le courant IL décroit, de même que la tension Vout. En outre, à l'instant t8, le nombre ClkNb n'est pas égale à la valeur du seuil TH2. Il en résulte que, à chaque début de période du signal Clk suivant l'instant t8, tant que le nombre ClkNb n'a pas atteint le seuil TH2, ce nombre ClkNb est incrémenté. A un instant t9 postérieur l'instant t8, une nouvelle période du signal Clk débute et le nombre ClkNb est incrémenté et devient égal au seuil TH2. Le cycle de fonctionnement courant se termine, dans cet exemple à un instant t10 correspondant à la fin de la période du signal Clk ayant débutée avec l'instant t9. La durée Tc du cycle de fonctionnement s'étend donc de l'instant t6 à l'instant t10 et est déterminée par la valeur du seuil TH2. En outre, à l'instant t10, le courant IL n'est pas nul. A titre d'exemple, du fait que le courant IL ne s'est pas annulé entre l'instant t8 et l'instant t10, l'interrupteur LSS est resté passant, et cet interrupteur LSS est commuté à l'état bloqué à la fin du cycle, c'est à dire à l'instant t10. La durée TONL pour ce cycle de fonctionnement courant s'étend donc de l'instant t8 jusqu'à l'instant t10 correspondant à la fin du cycle de fonctionnement courant. A la fin du cycle de fonctionnement, dans cet exemple à l'instant t10, comme la tension Vout est inférieure à sa valeur de consigne Vref (cmp à l'état bas), le seuil TH1 n'est pas réinitialisé à sa valeur d'initialisation, et, en outre, un nouveau cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion débute à l'instant t10. Ainsi, à l'instant t10, le nombre ClkNb est initialisé à sa valeur d'initialisation, à savoir ici une valeur nulle. En outre, la valeur du seuil TH1 est incrémenté de la valeur du pas step, à savoir de 1. De plus, l'interrupteur HSS est commuté à l'état passant, ce qui marque le début d'une nouvelle durée TONH d'état passant de l'interrupteur HSS. La mise à l'état passant de l'interrupteur HSS entraine que le courant IL augmente, de même que la tension Vout. En outre, à partir de l'instant t10, jusqu'à un instant t11 correspondant au début de la période suivante du signal Clk, le nombre ClkNb n'est pas égal au seuil TH1, et l'interrupteur HSS est maintenu passant. A l'instant t11 postérieur à l'instant t10, le nombre NbClk est incrémenté et devient égal à 1 (étape 410). Toutefois, de l'instant t11 jusqu'à un instant t12 correspondant au début de la période suivante du signal Clk, le nombre ClkNb n'est pas égal au seuil TH1, et l'interrupteur HSS est maintenu passant. A l'instant t12 postérieur à l'instant t11, le nombre NbClk est incrémenté et devient égal à 2 (étape 410). Toutefois, de l'instant t12 jusqu'à un instant t13 correspondant au début de la période suivante du signal Clk, le nombre ClkNb n'est pas égal au seuil TH1, et l'interrupteur HSS est maintenu passant. A l'instant t13, le nombre NbClk est incrémenté et devient égal à 3 (étape 410). Le nombre NbClk est alors égal à la valeur du seuil TH1, et l'interrupteur HSS est commuté à l'état bloqué (étape 412). Ainsi, pour ce cycle de fonctionnement, la durée TONH s'étend de l'instant t10 à l'instant t13 et est déterminée par la valeur du seuil TH1. Comme la valeur du seuil TH1 est plus grande pour le cycle débutant à l'instant t10 que pour les cycles débutant aux instants respectifs t2 et t6, la durée TONH est plus grande pour le cycle débutant à l'instant t10 que pour les cycles débutant aux instants respectifs t2 et t6. A titre d'exemple, à l'instant t13, l'interrupteur LSS est commuté à l'état passant, ce qui marque le début de la durée TONL pour le cycle de fonctionnement courant. Par rapport aux exemples décrits en relation avec les figures 5 et 6 où, à chaque cycle de fonctionnement, le courant IL s'annule avant la fin du cycle, dans l'exemple de la FIG. 7 , le courant IL ne s'annule pas pendant le cycle débutant à l'instant t6, d'où il résulte que, lors du cycle suivant débutant à l'instant t9, le courant IL augmente à partir d'une valeur non nulle. Dit autrement, le convertisseur et le procédé de commande proposé ici permettent un fonctionnement en mode de conduction continue (CCM de l'anglais "Continuous Conduction Mode"), ce qui n'est pas possible dans les convertisseurs connus où le début nouveau cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion est conditionné à une valeur nulle du courant IL, ces convertisseurs connus ne pouvant alors fonctionnés qu'en mode de conduction discontinue (DCM de l'anglais "Discontinous Conduction Mode"). Le fonctionnement décrit en relation avec la FIG. 7 permet au convertisseur d'absorber les transitoires de charge, c'est à dire qu'il permet au convertisseur de continuer à réguler la tension Vout à sa valeur de consigne Vref même lorsque la consommation de sa charge augmente brusquement, par exemple car la charge passe d'un mode de veille à un mode actif. Dans les modes de réalisation décrits ci-dessus, le convertisseur fonctionne en modulation de fréquence d'impulsion. Le convertisseur comprend alors, pour mettre en œuvre le fonctionnement décrit, par exemple, un circuit PFMCTRL1 de commande de l'interrupteur HSS, et, lorsque le convertisseur le comprend, de l'interrupteur LSS. Dans des variantes de réalisation, le convertisseur est configuré pour fonctionner sélectivement en modulation de fréquence d'impulsion comme cela a été décrit ci-dessus et en modulation de largeur d'impulsion (PWM de l'anglais "Pulse Width Modulation"). Dit autrement, le convertisseur est configuré pour alterner des phases où le convertisseur fonctionne en modulation de fréquence d'impulsion comme cela a été décrit ci-dessus, et des phases où le convertisseur fonctionne en modulation de largeur d'impulsion. A titre d'exemple, dans ce cas, pour simplifier les transitions entre un fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion et un fonctionnement en modulation de largeur d'impulsion, le seuil TH2 peut être choisi de sorte que la durée Tc de chaque cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion soit égale à la durée d'une période d'un signal modulé en largeur d'impulsion, ce signal PWM étant, par exemple, un signal de commande de l'interrupteur HSS. Par exemple, dans ce cas, les débuts des cycles de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion sont synchronisés avec le début des périodes d'un signal d'horloge de modulation en largeur d'impulsion. Par exemple, le signal Clk utilisé en modulation de fréquence d'impulsion est obtenu à partir du signal d'horloge de modulation en largeur d'impulsion, par exemple par division de fréquence du signal d'horloge de modulation en largeur d'impulsion. La FIG. 8 représente, de manière schématique et sous forme de blocs, un autre exemple de mode de réalisation d'un circuit de commande CTRL2 d'un convertisseur du type de celui de la FIG. 1 . Dans cet exemple, le circuit CTRL2 est configuré pour mettre en œuvre le fonctionnement décrit ci-dessus lorsque le convertisseur fonctionne en modulation de fréquence d'impulsion, et, en outre, pour sélectivement fonctionner en modulation de fréquence d'impulsion et en modulation de largeur d'impulsion. En FIG. 7 , seul le circuit CTRL2 est représenté, ce circuit CTRL2 pouvant être utilisé en remplacement du circuit PFMCTRL1 dans le convertisseur 1 décrit précédemment. De manière similaire au circuit PFMCTRL1, le circuit CTRL2 comprend une entrée 814 configurée pour recevoir la tension Vout (ou une tension image de la tension Vout, par exemple obtenue avec un pont diviseur de tension résistif à partir de la tension Vout), et une entre 804 configurée pour recevoir une tension Vref indiquant la valeur de consigne de la tension Vout. Toujours de manière similaire au circuit PFMCTRL1, le circuit CTRL2 comprend une sortie 812 configurée pour fournir le signal sigH de commande de l'interrupteur de côté haut HSS. En outre, dans cet exemple où le convertisseur considéré comprend un interrupteur de côté bas LSS, le circuit CTRL2 comprend une sortie 816 configurée pour fournir le signal sigL de commande de l'interrupteur LSS. A titre d'exemple, le circuit CTRL2 comprend une entrée 818 configurée pour recevoir le signal sigZ indiquant lorsque le courant IL dans l'inductance L s'annule. Lorsque le convertisseur fonctionne en modulation de fréquence d'impulsion, le circuit CTRL2 fournit des signaux sigH et sigL identiques à ceux fournis par le circuit PFMCTRL2. Lorsque le convertisseur fonctionne en modulation de largeur d'impulsion, le circuit CTRL2 fournit un signal sigH modulé en largeur d'impulsion, et le signal sigL est, par exemple, complémentaire du signal sigH. Par exemple, le circuit CTRL2 comprend le circuit PFMCTRL1 et un circuit PWMCTRL. Le circuit PFMCTRL1 est configuré pour fournir les signaux sigH et sigL en fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion, et le circuit PWMCTRL est configuré pour fournir les signaux sigH et sigL en fonctionnement en modulation de largeur d'impulsion. Par exemple, l'entrée 304 du circuit PFMCTRL2 est couplée, par exemple connectée, à l'entrée 804, l'entrée 814 étant couplée, par exemple connectée, à l'entrée 814 et l'entrée 318 étant couplée, par exemple connectée, à l'entrée 818. Par exemple, la sortie 312 du circuit PFMCTRL2 est couplée à la sortie 812, par exemple par un circuit de sélection MUX1, la sortie 316 étant couplée à la sortie 816, par exemple par un autre circuit de sélection MUX2. Dans l'exemple de la FIG. 8 , le signal fournit par la sortie 312, respectivement 316, est référencé sigHF, respectivement sigLF. A titre d'exemple, le circuit CTRL2 comprend un oscillateur LO configuré pour fournir le signal Clk à l'entrée 300 du circuit PFMCTRL2. A titre d'exemple alternatif, le circuit CTRL2 comprend une entrée configurée pour recevoir le signal Clk, cette entrée étant couplée, par exemple connectée, à l'entrée 300 du circuit PFMCTRL2. A titre d'exemple, le circuit PWMCTRL comprend une entrée 900 configurée pour recevoir la tension Vout (ou une tension image de la tension Vout, par exemple obtenue avec un pont diviseur de tension résistif à partir de la tension Vout), et une entre 904 configurée pour recevoir la tension Vref indiquant la valeur de consigne de la tension Vout. A titre d'exemple, les entrées 900 et 902, sont couplées, par exemple connectées, aux entrées respectives 814 et 804. A titre d'exemple, le circuit PWMCTRL comprend une sortie 912 configurée pour fournir un signal sigHW correspondant au signal sigH lorsque le convertisseur fonctionne en modulation de largeur d'impulsion. En outre, dans cet exemple où le convertisseur considéré comprend un interrupteur de côté bas LSS, le circuit PWMCTRL comprend une sortie 916 configurée pour fournir un signal sigLW correspondant au signal sigL de commande de l'interrupteur LSS lorsque le convertisseur fonctionne en modulation de largeur d'impulsion. Par exemple, la sortie 912 du circuit PWMCTRL est couplée à la sortie 812, par exemple par le circuit de sélection MUX1, la sortie 916 étant couplée à la sortie 814, par exemple, par l'autre circuit de sélection MUX2. Dans l'exemple de la FIG. 8 , le signal fournit par la sortie 312, respectivement 316, est référencé sigHF, respectivement sigLF. A titre d'exemple, le circuit PWMCTRL comprend une entrée 904 configuré pour recevoir un signal périodique Clk1 à la fréquence du signal sigHW modulé en largeur d'impulsion. A titre d'exemple, le signal d'horloge de modulation en largeur d'impulsion Clk1 est obtenu à partir du signal Clk, en divisant la fréquence du signal Clk, par exemple avec un circuit diviseur de fréquence DIV. A titre d'exemple, le circuit CTRL2 comprend un circuit CTRL configuré pour fournir un signal mode de sélection du mode de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion ou du mode de fonctionnement en modulation de largeur d'impulsion. Par exemple, le signal mode commande les circuits MUX1 et MUX2 de sorte queles signaux sigH et sigL reçoivent les signaux respectifs sigHW et sigLW en modulation de largeur d'impulsion, et les signaux respectifs sigHF et sigLF en modulation de fréquence d'impulsion. Par exemple, le circuit CTRL comprend une entrée configurée pour recevoir la tension Vout, et le basculement d'un mode de fonctionnement à l'autre se fait au moins en partie sur la base de la valeur courante de la tension Vout. A titre d'exemple alternatif, le circuit CTRL est omis, et le circuit CTRL2 comprend une entrée configurée pour recevoir le signal mode. La personne du métier sera en mesure de prévoir d'autres circuits CTRL2 configurés pour sélectivement fonctionner en modulation de fréquence d'impulsion et en modulation de largeur d'impulsion, dans lesquels le fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion est mis en œuvre de la manière décrite précédemment en relation avec les figures 3 à 7. Divers modes de réalisation et variantes ont été décrits. La personne du métier comprendra que certaines caractéristiques de ces divers modes de réalisation et variantes pourraient être combinées, et d’autres variantes apparaîtront à la personne du métier. En particulier, bien que l'on ait décrit des modes de réalisation et variantes dans lesquels le convertisseur considéré à titre d'exemple comprenait un interrupteur LSS de côté bas, le fonctionnement décrit précédemment, et, en particulier le contrôle de l'interrupteur de côté haut HSS dans un fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion, peuvent être mis en œuvre dans un convertisseur comprenant une diode à la place de l'interrupteur LSS. Dans ce cas, la sortie 316 du circuit PFMCTRL2 et la sortie 816 du circuit CTRL2 peuvent être omises. A titre d'exemple, un convertisseur mettant en œuvre le fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion décrit précédemment peut être utilisé dans l'industrie automobile. Par exemple, ce convertisseur peut être utilisé dans des véhicules, par exemple électrique, pour générer une tension d'alimentation relativement pour des circuits électroniques, à partir d'une tension d'alimentation relativement élevée, par exemple fournit par une batterie du véhicule. A titre d'autre exemple, un convertisseur mettant en œuvre le fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion décrit précédemment peut être utilisé dans l'industrie, par exemple dans l'industrie des énergies, par exemple vertes. Par exemple, un tel convertisseur peut être utilisé pour convertir une tension continue relativement élevée, par exemple obtenue à partir d'un panneau solaire ou d'une éolienne, en une tension continue relativement basse, par exemple pour alimenter des circuits électroniques. A titre d'autre exemple, un convertisseur mettant en œuvre le fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion décrit précédemment peut être utilisé dans le domaine de l'internet des objets (IoT de l'anglais "Internet of Things"). Par exemple, un tel convertisseur peut être utilisé pour convertir une tension continue relativement élevée, par exemple fournie par une batterie d'un dispositif IoT, en une tension continue relativement basse, par exemple pour alimenter des circuits électroniques du dispositif IoT. A titre d'autre exemple, un convertisseur mettant en œuvre le fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion décrit précédemment peut être utilisé dans le domaine des dispositifs personnels sans fil, par exemple dans des téléphones portables, par exemple pour convertir une tension continue relativement élevée, par exemple fournie par une batterie du dispositif, en une tension continue relativement basse, par exemple pour alimenter des circuits électroniques du dispositif. Dans les modes de réalisation et variantes décrits ci-dessus, à chaque cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion, le compteur COUNTER est initialisé au début du cycle puis incrémenté à chaque période du signal Clk, et le seuil TH2 est alors supérieur au seuil TH1 de sorte que, lorsque le nombre ClkNb atteint le seuil TH2, cela correspond à un nombre de périodes du signal Clk plus grand que lorsque le nombre ClkNb atteint le seuil TH1. En outre, dans ce cas, la valeur du pas step est positive de sorte qu'incrémenter le seuil TH1 de la valeur du pas step revienne à augmenter la durée TONH. Toutefois, la personne du métier sera en mesure d'adapter les exemples décrits où le nombre ClkNb est croissant à des exemples où, à chaque cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion, le compteur COUNTER est initialisé au début du cycle et décrémente le nombre ClkNb à chaque période du signal Clk. Dans de tels exemples, le seuil TH2 est alors inférieur au seuil TH1 de sorte que, lorsque le nombre ClkNb atteint le seuil TH2, cela correspond à un nombre de périodes du signal Clk plus grand que lorsque le nombre ClkNb atteint le seuil TH1. En outre, dans ce cas, la valeur du pas step est négative de sorte qu'incrémenter le seuil TH1 de la valeur du pas step revienne à diminuer la valeur du seuil TH1, et donc à augmenter la durée TONH. Enfin, la mise en oeuvre pratique des modes de réalisation et variantes décrits est à la portée de la personne du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus. Convertisseur à découpage abaisseur (1) configuré, à chaque cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion (Tc), pour : au début du cycle de fonctionnement, initialiser (404) un nombre compté (ClkNb) de périodes d'un signal d'horloge (Clk) et commuter (404) un interrupteur de côté haut (HSS) à l'état passant (TONH) ; incrémenter (406) d'un pas un premier seuil (TH1) ; mettre à jour (410, 416) le nombre compté (ClkNb) de périodes du signal d'horloge (Clk) à chaque période du signal d'horloge ; commuter (412) l'interrupteur de côté haut (HSS) à l'état bloqué quand le nombre compté (ClkNb) est égal au premier seuil (TH1) ; mettre fin (418) au cycle de fonctionnement (Tc) quand le nombre compté (ClkNb) est égal à un deuxième seuil (TH2) ; et à la fin du cycle de fonctionnement (Tc), comparer (400) une tension de sortie (Vout) du convertisseur à une valeur cible (Vref), initialiser (402) le premier seuil (TH1) à une valeur d'initialisation si la tension de sortie est supérieure à la valeur de consigne et débuter un cycle de fonctionnement suivant si la tension de sortie est inférieure à la valeur de consigne. Méthode de commande d'un convertisseur à découpage abaisseur (1), la méthode comprenant, à chaque cycle de fonctionnement (Tc) où le convertisseur est commandé en modulation de fréquence d'impulsion : au début du cycle de fonctionnement, initialiser (404) un nombre compté (ClkNb) de périodes d'un signal d'horloge (Clk) et commuter (404) un interrupteur de côté haut (HSS) à l'état passant ; incrémenter (406) d'un pas un premier seuil (TH1) ; mettre à jour (410, 416) le nombre compté (ClkNb) de périodes du signal d'horloge (Clk) à chaque période du signal d'horloge ; commuter (412) l'interrupteur de côté haut (HSS) à l'état bloqué quand le nombre compté (ClkNb) est égal au premier seuil (TH1) ; mettre fin (418) au cycle de fonctionnement quand le nombre compté (ClkNb) est égal à un deuxième seuil (TH2) ; et à la fin du cycle de fonctionnement (Tc), comparer (400) une tension de sortie (Vout) du convertisseur à une valeur cible (vref), initialiser (402) le premier seuil (TH1) à une valeur d'initialisation si la tension de sortie est supérieure à la tension de consigne et débuter un cycle de fonctionnement suivant si la tension de sortie est inférieure à la tension de consigne. Convertisseur selon la revendication 1 ou procédé selon la revendication 2, dans lequel, à chaque cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion (Tc), un interrupteur de côté bas (LSS) est commuté à l'état passant lorsque l'interrupteur (HSS) de côté haut est commuté à l'état bloqué. Convertisseur ou procédé selon la revendication 2, dans lequel, à chaque cycle de fonctionnement en modulation de fréquence d'impulsion (Tc), l'interrupteur de côté bas est commuté à l'état bloqué à la fin du cycle de fonctionnement (Tc) ou lorsqu'un courant de sortie (IL) du convertisseur atteint une valeur nulle (sigZ) avant la fin du cycle de fonctionnement. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1, 3 et 4, ou procédé selon l'une quelconque des revendications 2 à 4, dans lequel le convertisseur est configuré pour fonctionner sélectivement en modulation de fréquence d'impulsion ou en modulation de largeur d'impulsion. Convertisseur ou procédé selon la revendication 5, dans lequel le deuxième seuil (TH2) est configuré pour qu'une durée de chaque cycle de fonctionnement (Tc) soit égale à une période d'un signal modulé en largeur d'impulsion (sigHW). Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 et 3 à 6, ou procédé selon l'une quelconque des revendications 2 à 6, dans lequel le deuxième seuil (TH2) a une valeur constante. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 et 3 à 7, ou procédé selon l'une quelconque des revendications 2 à 7, dans lequel la comparaison de la tension de sortie (Vout) à la valeur de consigne (Vref) est mise en œuvre avec un hystérésis. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 et 3 à 8, ou procédé selon l'une quelconque des revendications 2 à 8, dans lequel l'interrupteur de côté haut (HSS) couple un noeud interne (110) du convertisseur à une tension d'alimentation (Vin) du convertisseur. Convertisseur ou procédé selon la revendication 9, dans lequel une inductance (L) couple le noeud interne (110) à une sortie (102) du convertisseur.