Brevet FR3143129A1 — publié le 20240614

Capteur de courant à vanne de flux comportant un noyau magnétique (13), un enroulement de mesure (14), un circuit d’excitation (23) agencé pour générer un signal d’excitation numérique (Se), un circuit d’acquisition (17) agencé pour acquérir une tension de mesure analogique (Ve) aux bornes de l’enroulement de mesure (14) et pour produire un signal de mesure numérique (Sm), un circuit d’asservissement de démagnétisation (32) agencé pour produire, à partir du signal de mesure numérique, un signal de démagnétisation numérique (Sdm) destiné à compenser un flux magnétique produit par le courant à mesurer, un sommateur (36) agencé pour sommer le signal d’excitation numérique et le signal de démagnétisation numérique de manière à obtenir un signal d’injection numérique (Si), et un circuit d’injection (37) agencé pour produire un courant d’excitation analogique à partir du signal d’injection numérique et pour injecter le courant d’excitation analogique dans l’enroulement de mesure. FIGURE DE L’ABREGE : Fig. 2 Capteur magnétique de courant combinant deux voies de mesure L’invention concerne le domaine des capteurs magnétiques de courant comme les capteurs à vanne de flux. ARRIERE PLAN DE L’INVENTION Un capteur magnétique de courant à vanne de flux utilise la propriété d’un matériau magnétique, formant un noyau magnétique, de se saturer à partir d’un certain niveau d’excitation magnétique : pour un champ magnétique croissant, la pente de la fonction de transfert f entre le champ magnétique (couramment noté B) et l’induction magnétique (couramment notée H) diminue grandement à partir d’une valeur dite de saturation du noyau magnétique correspondant au point d’inflexion de la courbe B=f(H). On a représenté schématiquement à la , un capteur de courant à vanne de flux du type de celui connu du document WO-A-2020/002184 destiné à mesurer un courant Im circulant sur un conducteur. Le capteur magnétique de courant comporte un noyau magnétique 1, qui s’étend autour d’un conducteur 2 sur lequel circule le courant à mesurer Im, et un enroulement de mesure 3 autour du noyau magnétique 1. Le capteur comprend également un circuit d’excitation 4 agencé pour générer un signal d’excitation numérique Se, un circuit d’acquisition 5 comprenant un convertisseur analogique numérique 6 et agencé pour acquérir une tension de mesure analogique aux bornes de l’enroulement de mesure 2 et pour produire un signal de mesure numérique Sm. Un circuit d’asservissement de démagnétisation 7 est agencé pour produire, à partir du signal de mesure numérique Sm et après un filtrage passe-bas, un signal de démagnétisation numérique Sdm qui est un signal image du courant à mesurer Im, également destiné à compenser un flux magnétique produit par le courant à mesurer Im. Un sommateur 8 somme le signal d’excitation numérique Se et le signal de démagnétisation numérique Sdm de manière à obtenir un signal d’injection numérique Si. Un circuit d’injection 9, comprenant un convertisseur numérique analogique 10, est agencé pour produire un courant d’excitation analogique Ie à partir du signal d’injection numérique Si et pour injecter le courant d’excitation analogique Ie dans l’enroulement de mesure 3. Les capteurs de courant à vanne de flux sont privilégiés dans un certain nombre d’applications. C’est notamment le cas pour la mesure d’un courant circulant dans un organe de coupure de type SSPC (pour « Solid State Power Controller ») à destination d’un équipement utilisateur, ou bien pour la mesure d’un courant circulant dans un organe de conversion d’énergie de type PEM (pour « Power Electronic Module ») relié à une phase d’un moteur. Cependant, la mise en œuvre d’un tel capteur de courant tend à limiter la bande passante du signal mesuré. Or, se fait jour un besoin croissant de mesurer les courants sur une bande passante plus large. En outre, il est également souhaitable de mieux mesurer les composantes continues, ainsi que l’amplitude et la phase des composantes alternatives. OBJET DE L’INVENTION L’invention a pour objet de répondre au moins en partie à ce besoin. A cet effet, on prévoit, selon l’invention, un capteur magnétique de courant, comportant un noyau magnétique qui s’étend autour d’un conducteur sur lequel circule un courant à mesurer, un enroulement de mesure, un circuit d’excitation agencé pour générer un signal d’excitation numérique, un circuit d’acquisition comprenant un convertisseur analogique numérique et agencé pour acquérir une tension de mesure analogique aux bornes de l’enroulement de mesure et pour produire un signal de mesure numérique, un circuit d’asservissement de démagnétisation agencé pour produire, à partir du signal de mesure numérique et après un premier filtre passe-bas, un signal de démagnétisation numérique destiné à compenser un flux magnétique produit par le courant à mesurer, un sommateur agencé pour sommer le signal d’excitation numérique et le signal de démagnétisation numérique de manière à obtenir un signal d’injection numérique, et un circuit d’injection comprenant un convertisseur numérique analogique et agencé pour produire un courant d’excitation analogique à partir du signal d’injection numérique et pour injecter le courant d’excitation analogique dans l’enroulement de mesure. Le capteur comprend un circuit de traitement ayant une première voie de traitement du signal de démagnétisation et une deuxième voie de traitement du signal de mesure numérique qui sont reliées à un sommateur pour fournir un signal image du courant, la deuxième voie de traitement étant agencée pour annuler dans le signal de mesure numérique au moins une partie correspondant à une composante fondamentale du signal d’excitation numérique et comportant un filtre passe-haut strictement complémentaire du premier filtre passe-bas. Dans le capteur de l’invention, on ajoute deux signaux ayant subi des traitements différents pour obtenir le signal image du courant à mesurer. Le premier signal traité est le signal de démagnétisation qui est fourni par le circuit de vanne de flux et incorpore une composante continue mais a une bande passante relativement faible du fait du filtrage passe-bas du circuit d’asservissement de démagnétisation. Le signal de mesure numérique, qui n’est pas passé par le circuit d’asservissement de démagnétisation, a une bande passante relativement importante mais comprend au moins une partie correspondant à une composante fondamentale du signal d’excitation numérique. La deuxième voie de traitement permet d’annuler cette composante. En additionnant les signaux sortant des deux voies de traitement, on obtient donc un signal image du courant qui bénéficie de la bande passante accrue du signal de mesure numérique dans les hautes fréquences tout en conservant la richesse du signal de démagnétisation dans les basses fréquences. On peut en outre obtenir deux signaux sommés à l’issue des filtrages ayant une réponse en amplitude en fonction de la fréquence strictement constante. Selon des caractéristiques optionnelles : la deuxième voie de traitement comprend une première boucle pour extraire, du signal de mesure numérique, une partie correspondant à une amplitude en phase de la composante fondamentale du signal d’excitation numérique et une deuxième boucle pour extraire, du signal de mesure numérique, une partie correspondant à une amplitude en quadrature de la composante fondamentale du signal d’excitation numérique et, de préférence, la deuxième voie comprend au moins un composant d’équilibrage de gain entre les boucles ; le signal d’excitation numérique est obtenu à partir d’un signal de référence numérique de fréquence f0 et d’un signal de référence numérique de fréquence 3.f0 ; le circuit d’excitation comportant de préférence un circuit d’asservissement d’excitation qui est agencé pour asservir le signal d’excitation numérique de manière à annuler une composante de fréquence 3.f0 de la tension de mesure analogique ; le circuit d’asservissement d’excitation comportant de préférence un premier multiplieur agencé pour multiplier le signal de mesure numérique par un signal de démodulation numérique de fréquence 3.f0 ; le circuit d’asservissement d’excitation comportant de préférence en outre un intégrateur, un premier amplificateur connecté à une sortie de l’intégrateur et agencé pour produire un signal d’erreur numérique, et un deuxième multiplieur qui multiplie un signal d’excitation numérique brut par le signal d’erreur numérique pour obtenir le signal d’excitation numérique ; le circuit d’asservissement de démagnétisation comportant un troisième multiplieur agencé pour multiplier le signal de mesure numérique par un signal de démodulation numérique de fréquence 2.f0 ; le circuit d’asservissement de démagnétisation comportant de préférence en outre un deuxième amplificateur connecté à une sortie du premier filtre passe-bas et agencé pour produire le signal de démagnétisation numérique ; le capteur comprend au moins un organe d’équilibrage de gain entre les deux voies de traitement L’invention sera mieux comprise à la lumière de la description qui suit d’un mode de mise en œuvre particulier non limitatif de l’invention. Il sera fait référence aux dessins annexés, parmi lesquels : la représente schématiquement un capteur de courant à vanne de flux selon l’art antérieur ; la représente schématiquement un capteur de courant à vanne de flux selon l’invention. DESCRIPTION DETAILLEE DE L’INVENTION En référence à la , un capteur de courant à vanne de flux selon l’invention est ici utilisé pour mesurer un courant à mesurer Im qui circule sur un conducteur 11. Le capteur de courant à vanne de flux comporte un transformateur 12 comprenant un noyau magnétique 13, un enroulement primaire et un enroulement secondaire. L’enroulement primaire est le conducteur 11. Le noyau magnétique 13 s’étend autour du conducteur 11. L’enroulement secondaire est un enroulement de mesure 14 enroulé autour du noyau magnétique 13. Le capteur de courant à vanne de flux comporte une pluralité de composants électroniques formant une partie numérique 15 et une partie analogique 16. La partie numérique 15 comporte un composant de traitement numérique qui est en l’occurrence un FPGA mais qui pourrait être un composant différent : microcontrôleur, processeur, ASIC, etc. Le capteur de courant à vanne de flux comprend de plus un circuit d’acquisition 17. Le circuit d’acquisition 17 appartient à la partie analogique 16. Le circuit d’acquisition 17 est relié à l’enroulement de mesure 14. Le circuit d’acquisition 17 comprend un filtre passe-bas 19 et un convertisseur analogique numérique 20 connecté à une sortie du filtre passe-bas 19. Le filtre passe-bas 19 assure une fonction d’anti-repliement de spectre et a ici une fréquence de coupure d’environ 10 MHz mais d’autres valeurs sont utilisables. Le convertisseur analogique numérique 20 est ici un convertisseur 12 bits dont le fonctionnement est cadencé à une fréquence d’échantillonnage Fech. Ici Fech = 100MHz. Le convertisseur analogique numérique 20 pourrait bien sûr présenter des caractéristiques différentes. Le circuit d’acquisition 17 acquiert une tension de mesure analogique Ve aux bornes de l’enroulement de mesure 14. La tension de mesure Ve est appliquée en entrée du filtre passe-bas 19. La tension résultante est appliquée en entrée du convertisseur analogique numérique 20 qui produit un signal de mesure numérique Sm. Le capteur de courant à vanne de flux comprend un générateur hautes fréquences 22 connu en lui-même. Le générateur hautes fréquences 22 est intégré dans le FPGA (on pourrait remplacer le terme « intégré » par l’un des termes suivants : programmé, implémenté, mis en œuvre, etc.) Le générateur hautes fréquences 22 produit un signal de référence numérique de fréquence f0 (ou signal H1), un signal de référence numérique de fréquence 2.f0 (ou signal H2) et un signal de référence numérique de fréquence 3.f0 (ou signal H3). Le signal de référence numérique de fréquence f0 est ici de la forme : S1r = sin(ω0t). Le signal de référence numérique de fréquence 2.f0 est ici de la forme : S2r = cos(2.ω0t). Le signal de référence numérique de fréquence 3.f0 est ici de la forme : S3r = sin(3.ω0t). Le capteur de courant à vanne de flux comprend de plus un circuit d’excitation 23. Le circuit d’excitation 23 est implémenté dans le FPGA. Le circuit d’excitation 23 est relié au générateur hautes fréquences 22 et comporte un circuit d’excitation brute 24 et un circuit d’asservissement d’excitation 25. Le circuit d’excitation brute 24 reçoit le signal de référence numérique de fréquence f0 et le signal de référence numérique de fréquence 3.f0 et produit à partir de ces signaux un signal d’excitation partiel numérique de fréquence f0 et un signal d’excitation partiel numérique de fréquence 3.f0. Le signal d’excitation partiel numérique de fréquence f0 est ici de la forme : S1p = k1.sin(ω0t). Le signal d’excitation partiel numérique de fréquence 3.f0 est ici de la forme : S3p = k2.sin(3.ω0t). Le circuit d’excitation brute 24 additionne le signal d’excitation partiel numérique de fréquence f0 et le signal d’excitation partiel numérique de fréquence 3.f0 pour générer un signal d’excitation numérique brut Sb. Le signal d’excitation numérique brut est de la forme : Sb = S1p + S3p = k1.sin(ω0t) + k2.sin(3ω0t). Le circuit d’asservissement d’excitation 25 est relié au générateur haute fréquence 22 pour recevoir le signal de référence numérique de fréquence 3.f0 et est agencé pour produire, à partir du signal de référence numérique de fréquence 3.f0, un signal de démodulation numérique de fréquence 3.f0. Le signal de démodulation numérique de fréquence 3.f0 est ici de la forme : S3d = k3.sin(3.ω0t). Le circuit d’asservissement d’excitation 25 comporte un premier multiplieur 27, un deuxième multiplieur 28, un intégrateur 29 et un premier amplificateur 30. Le premier amplificateur 30 est connecté à une sortie de l’intégrateur 29. Le premier multiplieur 27 multiplie le signal de mesure numérique Sm par le signal de démodulation numérique de fréquence 3.f0. Le signal résultant est appliqué en entrée de l’intégrateur 29. On note que le premier multiplieur 27 et l’intégrateur 29 jouent le rôle d’un premier démodulateur synchrone. Le premier amplificateur 30 produit alors un signal d’erreur numérique. Le deuxième multiplieur 28 multiplie le signal d’excitation numérique brut Sb par le signal d’erreur numérique pour obtenir un signal d’excitation numérique Se. Le signal d’excitation numérique est de la forme : Se = k0.(k1.sin(ω0t) + k2.sin(3ω0t)). Le capteur de courant à vanne de flux comprend de plus un circuit d’asservissement de démagnétisation 32. Le circuit d’asservissement de démagnétisation 32 est intégré dans le FPGA. Le circuit d’asservissement de démagnétisation 32 est relié au générateur haute fréquence 22 pour recevoir le signal de référence numérique de fréquence 2.f0 et est agencé pour produire, à partir du signal de référence numérique de fréquence 2.f0, un signal de démodulation numérique de fréquence 2.f0. Le signal de démodulation numérique de fréquence 2.f0 est ici de la forme : S2d = k4.cos(2.ω0t). Le circuit d’asservissement de démagnétisation 32 comporte un troisième multiplieur 33, un filtre passe-bas 34 et un deuxième amplificateur 35. Le deuxième amplificateur 35 est connecté à une sortie du filtre passe-bas 34. Le troisième multiplieur 33 multiplie le signal de mesure numérique Sm par le signal de démodulation numérique de fréquence 2.f0. Le signal résultant est appliqué en entrée du filtre passe-bas 34. Le deuxième amplificateur 35 produit alors un signal image numérique du courant à mesurer Im, qui est aussi un signal de démagnétisation numérique Sdm. Le signal image numérique, ou signal de démagnétisation numérique Sdm, est de la forme Sdm = k.Im. On note que le troisième multiplieur 33 et le filtre passe-bas 34 jouent le rôle d’un deuxième démodulateur synchrone. Le capteur de courant à vanne de flux comprend de plus un sommateur 36. Le sommateur 36 est implémenté dans le FPGA. Le sommateur 36 somme le signal d’excitation numérique Se et le signal de démagnétisation numérique Sdm pour obtenir un signal d’injection numérique Si. On a : Si = k0.(k1.sin(ω0t) + k2.sin(3ω0t)) + kIm. Le capteur de courant à vanne de flux comporte en outre un circuit d’injection 37. Le circuit d’injection 37 appartient à la partie analogique 16. Le circuit d’injection 37 est relié au sommateur 36 et à l’enroulement de mesure 14. Le circuit d’injection 37 comprend un convertisseur numérique analogique 38. Le convertisseur numérique analogique 38 est ici un convertisseur 12 bits dont le fonctionnement est cadencé à la fréquence Fech (Fech = 100MHz). Le convertisseur numérique analogique 38 pourrait bien sûr présenter des caractéristiques différentes. Le convertisseur numérique analogique 38 acquiert le signal d’injection numérique Si, produit un courant d’excitation analogique Ie à partir du signal d’injection numérique Si, et injecte le courant d’excitation Ie dans l’enroulement de mesure 14. Le capteur à vanne de flux comprend en outre un circuit de traitement 40 pour traiter le signal image numérique ou signal de démagnétisation numérique Sdm et le signal de mesure numérique Sm. Le circuit de traitement 40 comprend une première voie de traitement ayant en entrée un multiplieur 41 ayant une première entrée recevant le signal de démagnétisation numérique Sdm, une deuxième entrée recevant des données issues d’une mémoire 42 et une sortie reliée à une première entrée d’un sommateur 43 ayant une sortie reliée à une entrée d’un filtre passe-bas 44 ayant une fréquence de coupure égale à un dixième de la fréquence d’échantillonnage. Comme on le verra plus tard, le filtre passe-bas 44 fournit en sortie un signal numérique image du courant mesuré débarrassé de la fondamentale et des harmoniques du signal d’excitation. La mémoire 42 est une mémoire non-volatile qui contient un coefficient à appliquer au signal de démagnétisation Sdm par le multiplieur 41 pour équilibrer l’amplitude du signal de démagnétisation Sdm en entrée du sommateur 43 avec l’amplitude du signal de mesure numérique Sm. En effet, les deux voies de mesure n’ont pas forcément exactement les mêmes gains en amplitude. Or, pour garantir la platitude de la réponse en fréquence dans toute la bande de fréquence de mesure, il est nécessaire que les deux voies de mesures aient le même gain. Pour atteindre cet objectif, en phase de réglage « usine », on injecte (dans le fil dans lequel circule le courant à mesurer) un courant AC d’amplitude constante qu’on fait balayer depuis une fréquence très inférieure à la fréquence de coupure du filtre de transition jusqu’à une fréquence très supérieure à cette fréquence de transition. On règle la valeur du coefficient de gain à appliquer pour obtenir cette platitude de réponse en fréquence. Une fois obtenue, on enregistre ce coefficient dans la mémoire (ou pourrait aussi parler de registre mémoire non-volatile). En variante, on peut prévoir que la mémoire 42 contienne une table contenant des coefficients à différentes températures et que le capteur comprenne une sonde de température pour pouvoir sélectionner dans la table le coefficient à appliquer pour la température mesurée. Le circuit de traitement 40 comprend également une deuxième voie de traitement comportant un circuit d’asservissement 50 pour asservir à zéro la partie du signal de mesure Sm correspondant à la composante fondamentale du signal d’excitation. Le circuit d’asservissement 50 comprend deux boucles d’asservissement 50.1, 50.2 comportant chacune : un premier multiplieur 51.1, 51.2 ; un filtre passe-bas 52.1, 52.2 ayant une entrée reliée à une sortie du multiplieur 51.1, 51.2 ; un amplificateur 53.1, 53.2 ayant une entrée reliée à une sortie du filtre passe-bas 52.1, 52.2 ; un deuxième multiplieur 54.1, 54.2 ayant une première entrée reliée à la sortie de l’amplificateur 53.1, 53.2. Le multiplieur 51.1 a une première entrée reliée à une sortie d’un sommateur 45 disposé en entrée de la deuxième voie de traitement 40 et une deuxième entrée reliée au générateur de fréquence 22 pour recevoir un signal d’amplitude en phase du signal de référence numérique de fréquence f0. Le multiplieur 54.1 a une deuxième entrée reliée au générateur de fréquence 22 pour recevoir le signal d’amplitude en phase du signal de référence numérique de fréquence f0 et une sortie reliée à une première entrée du sommateur 45. Le multiplieur 51.2 a une première entrée reliée à la sortie du sommateur 45 et une deuxième entrée reliée au générateur de fréquence 22 pour recevoir un signal d’amplitude en quadrature du signal de référence numérique de fréquence f0. Le multiplieur 54.2 a une deuxième entrée reliée au générateur de fréquence 22 pour recevoir le signal d’amplitude en quadrature du signal de référence numérique de fréquence f0 et une sortie reliée à une deuxième entrée du sommateur 45. On note que le multiplieur 51.1 et le filtre passe-bas 52.1 forment un démodulateur synchrone du signal d’amplitude en phase du signal de référence numérique de fréquence f0 et que le multiplieur 51.2 et le filtre passe-bas 52.2 forment un démodulateur synchrone du signal d’amplitude en quadrature du signal de référence numérique de fréquence f0. Chaque amplificateur 53.1, 53.2 est associé à une mémoire 55.1, 55.2 contenant un coefficient de gain réglable pour égaliser les gains des deux voies de traitement pour les valeurs proches de la fréquence de coupure des filtres. Les mémoires 55.1 et 55.2 contiennent les valeurs de l’amplitude de la composante H1 (en I et en Q) du signal d’excitation du noyau magnétique 13. Ces valeurs seront utilisées pour injecter dans le signal restitué en sortie du convertisseur analogique/numérique un signal ayant ces valeurs en opposition de phase de manière à annuler la composante H1 d’excitation dans le signal restitué. En effet, l’excitation du noyau magnétique 13 par la composante H1 se retrouve à la sortie directe du convertisseur analogique/numérique et il faut donc la retirer pour ne pas fausser la mesure. Ce faisant, il est nécessaire de ne pas retirer une composante qui viendrait de l’extérieur (c’est-à-dire du courant à mesurer) et qui serait proche de la composante H1 d’excitation, ce que feraient les deux boucles 50.1 et 50.2 d’asservissement à 0 de H1 (ces boucles ne sont pas capables de distinguer un signal interne résultant de l’excitation d’un signal externe provenant du courant à mesurer). Les valeurs mémorisées sont obtenues lors d’une phase d’initialisation, sans courant externe (le courant Im est nul), en enregistrant les valeurs d’amplitude I et Q de la composante H1 d’excitation dans les mémoires 55.1 et 55.2 avec des coefficients déterminés pour doser les valeurs I et Q d’annulation de H1 comprenant exactement les valeurs reçues en sortie d’ADC, composantes issues de l’excitation. Le sommateur 45 de la deuxième voie de traitement a une troisième entrée recevant le signal numérique de mesure Sm. La sortie du sommateur 45 est également reliée à une entrée d’un filtre passe-haut 46 ayant une sortie (formant la sortie de la deuxième voie de traitement) reliée à une deuxième entrée du sommateur 43. Le filtre passe-bas 46 est le strict complémentaire du filtre passe-haut 34. On décrit maintenant le fonctionnement du capteur de courant à vanne de flux. Le circuit d’excitation 23 génère un signal d’excitation numérique Se, qui est transformé en un courant d’excitation Ie et injecté dans l’enroulement de mesure 14. La tension de mesure Ve est acquise puis numérisée pour produire un signal de mesure numérique Sm. En sortie du deuxième amplificateur 35, on obtient un signal image numérique du courant à mesurer Im. Ce signal image numérique est utilisé pour estimer le courant à mesurer Im après passage dans le circuit de traitement 40. Le signal image numérique est aussi un signal de démagnétisation numérique Sdm qui permet de compenser le flux magnétique produit par le courant à mesurer Im. Grâce au sommateur 36 et par mise en parallèle, on additionne facilement le signal de démagnétisation numérique Sdm et le signal d’excitation numérique Se. Le courant d’excitation Ie permet donc à la fois d’exciter le noyau magnétique 13 et de démagnétiser le noyau magnétique 13. Le courant de démagnétisation est donc intégré dans le courant d’excitation Ie. La saturation du noyau magnétique 13 provoque une dissymétrie de la tension de mesure Ve, ladite tension de mesure Ve étant constituée par la somme d’une composante de fréquence f0 en sin(ω0t), correspondant à la fondamentale ou H1, et d’une composante de fréquence 2.f0 en cos(2ω0t), correspondant à la composante harmonique d’ordre 2 ou H2. On note que l’amplitude du signal d’excitation partiel numérique de fréquence f0 et celle du signal d’excitation partiel numérique de fréquence 3.f0 sont réglées pour obtenir un courant d’excitation Ie dont la composante de fréquence 3.f0 (ou composante harmonique d’ordre 3 ou H3) est en phase avec la composante de fréquence f0. La composante harmonique d’ordre 3 de la tension de mesure Ve, obtenue après démodulation synchrone via le premier démodulateur synchrone, est positive. En cas de saturation du noyau magnétique 13, la composante harmonique d’ordre 3 est atténuée plus fortement que la fondamentale et la composante harmonique d’ordre 3 après démodulation synchrone devient négative, car l’harmonique d’ordre 3 passe en opposition de phase avec la fondamentale. Ainsi, lorsque le courant d’excitation Ie est tel que le noyau magnétique 13 se rapproche de la saturation, le rapport de l’amplitude de la composante harmonique d’ordre 1 (c’est-à-dire la fondamentale) et de l’amplitude de la composante harmonique d’ordre 3 de la tension de mesure Ve évolue jusqu’à annulation de la composante harmonique d’ordre 3, puis jusqu’à inversion de phase de la composante harmonique d’ordre 3. Le point de fonctionnement correspondant à l’annulation de la composante harmonique d’ordre 3 de la tension de mesure Ve est donc un point de fonctionnement optimal du capteur de courant à vanne de flux. En sortie du premier amplificateur 30, on obtient un signal d’erreur numérique. Le signal d’erreur numérique permet d’asservir le courant d’excitation Ie. L’asservissement consiste à contrôler le courant d’excitation Ie pour annuler la composante harmonique d’ordre 3 de la tension de mesure Ve. Le capteur de courant à vanne de flux fonctionne ainsi en permanence sur le point de fonctionnement optimal. On obtient de la sorte un gain maximal des dissymétries introduites par le courant à mesurer Im et détectables sur la tension de mesure Ve. On note que cet asservissement par démodulation synchrone de la composante harmonique d’ordre 3 est peu sensible aux perturbations électromagnétiques externes, car tous les signaux de fréquence différente de la fréquence 3.f0 génèrent des produits d’intermodulation dont les composantes sont filtrées par le filtre passe-bas 34 connecté en sortie du troisième multiplieur 33. On note par ailleurs que cet asservissement n’a pas besoin d’être très rapide, car les variations provenant de paramètres extérieurs (température, vieillissement) sont relativement lentes. Le circuit d’asservissement de démagnétisation 32 permet lui d’annuler la composante harmonique d’ordre 2 (les composantes harmoniques d’ordre pair d’une manière générale) par un asservissement à zéro. Par ailleurs, on comprend que la deuxième voie de traitement (ou voie de mesure basse-fréquence qui véhicule également la composante continue du signal de mesure) récupère un signal de mesure de manière relativement directe en mettant en œuvre un principe de transformateur d’intensité et est associée avec la première voie de traitement (ou voie de mesure haute-fréquence) en additionnant ces deux voies qui sont ajustées par des filtres strictement complémentaires, l’un passe-haut (le filtre 46 de la deuxième voie de traitement) et l’autre passe-bas (le filtre 34 de la première voie de traitement). Dans la deuxième voie de traitement, le coefficient de gain réglable par programmation qui est mémorisé dans la mémoire 42 permet d’égaler les gains des deux voies de traitement du signal de mesure numérique Sm pour les valeurs proches de la fréquence de coupure des filtres (mémoires 55.1 et 55.2). Le traitement numérique permet d’assurer la stricte linéarité de la réponse en amplitude de sorte que la réponse en amplitude est rigoureusement constante, même à la jonction des fréquences de coupures des filtres passe-haut et passe-bas. Le filtre passe-haut 46 et le filtre passe-bas 34 ont des fréquences de coupure, des pentes d’atténuation en fonction de la fréquence et des réponses, qui sont identiques. Les deux signaux sommés à l’issue des filtrages ont une réponse en amplitude en fonction de la fréquence strictement constante. En outre, le circuit de traitement 40 assure l’annulation de la composante fondamentale de l’excitation par addition en amplitude et phase complémentaire du signal de référence ayant la fréquence f0 issu du générateur interne 22. Le dosage précis est assuré par la double boucle 50.1, 50.2 asservie sur l’annulation de la composante fondamentale. En effet, la composante fondamentale issue de l’excitation de la vanne de flux apparait comme un signal « utile » dans la bande passante de la première voie de traitement. Pour l’annuler, il faut la mesurer, enregistrer son amplitude et la réinjecter exactement en opposition de celle reçue. Or, on ne maitrise pas la phase exacte de cette composante fondamentale dans la première voie de traitement à cause des filtrages précédents. La deuxième voie de traitement permet de mesurer simultanément l’amplitude I (en phase) et l’amplitude Q (en quadrature) de la composante fondamentale du signal numérique de mesure Sm, puis de filtrer en passe-haut ces deux composantes avant de soustraire, du signal numérique de démagnétisation sortant du multiplieur 41, ces deux composantes filtrées (par le filtre 46) pour obtenir un signal résultant qui, après filtrage par le filtre 44, constituera le signal image Sim. On rappelle que les valeurs d’amplitude du signal H1 reçu par le convertisseur analogique/numérique 20 et à supprimer du signal mesuré sont quantifiées en phase d’initialisation du système et que ces valeurs sont enregistrées dans les mémoires 55.1 et 55.2 configurées en usine. Le but est de ne pas « effacer » du signal à mesurer toute composante continue qui serait identique à celle du signal d’excitation et apparaitrait depuis l’extérieur du système durant les phases d’exploitation. Les autres composantes spectrales « parasites » (harmoniques des deuxième et troisième ordres), susceptibles d’être captées par le transformateur d’intensité, sont par principe annulées dans le signal d’excitation par le circuit d’asservissement d’excitation et le circuit d’asservissement de démagnétisation. En effet : le circuit d’asservissement de démagnétisation 32 injecte un courant continu dans le signal d’excitation pour compenser le déséquilibre magnétique produit par le courant à mesurer. L’absence de déséquilibre magnétique se traduit par une absence d’harmoniques pairs. le circuit d’asservissement d’excitation 25 annule la composante harmonique d’ordre 3 par un asservissement à zéro pour être sur le point d’inflexion de la courbe B=f(H) du noyau magnétique 13. On note que l’enroulement de mesure 14 est utilisé à la fois pour exciter le noyau magnétique 13, pour contrôler cette excitation, pour mesurer le courant à mesurer Im, et pour compenser le flux magnétique produit dans le noyau magnétique 13 par le courant à mesurer Im (démagnétisation). La mutualisation de ces fonctions sur un seul enroulement de mesure 14 permet de simplifier, de réduire le coût et la masse, et de faciliter la fabrication du capteur de courant à vanne de flux 10. On note par ailleurs que la chaîne de traitement de la mesure est principalement numérique : un unique FPGA permet de mettre en œuvre une grande partie de cette chaîne de traitement. La numérisation de la chaîne de traitement augmente la fiabilité et la robustesse de celle-ci (notamment en température), réduit son coût, facilite sa fabrication et améliore sa reproductibilité industrielle. L’amélioration de la régulation du point de fonctionnement grâce à la démodulation par le premier démodulateur synchrone permet par ailleurs d’obtenir une meilleure immunité aux bruits. De plus, l’utilisation des démodulateurs synchrones permet de fonctionner à haute fréquence, ce qui autorise une bande passante importante du courant à mesurer Im tout en conservant une très bonne immunité aux perturbations électromagnétiques externes. Comme la mesure se fait toujours dans le point de fonctionnement optimal correspondant au coude de saturation, la sensibilité du capteur de courant à vanne de flux est constante dans la plage de température. La précision du capteur de courant à vanne de flux est donc bonne dans une plage importante de température. Comme on l’a indiqué plus tôt, le capteur de courant à vanne de flux mesure un courant à mesurer Im qui circule sur un conducteur 11. La bande passante est limitée en final par la fréquence d’échantillonnage et le critère de non-repliement de spectre (Shannon). Par exemple, un échantillonnage effectué à 100Ms/s et un filtre anti-repliement de spectre simple, il est possible d’espérer une bande passante allant jusqu’à 10MHz. On note que pour assurer son bon fonctionnement, le transformateur 12 est chargé par la résistance de source de l’excitation (il n’est donc pas « à vide »). Bien entendu, l’invention n’est pas limitée au mode de réalisation décrit mais englobe toute variante entrant dans le champ de l’invention telle que définie par les revendications. La structure du capteur peut être différente. On a indiqué que le capteur de courant à vanne de flux comporte une partie numérique et une partie analogique, et que le convertisseur analogique numérique et le convertisseur numérique analogique appartiennent à la partie analogique. Bien sûr, on pourrait considérer que ces composants sont des composants numériques, et même qu’ils sont directement intégrés dans le FPGA (ou dans un microcontrôleur ou autre composant numérique), de sorte qu’ils appartiendraient alors à la partie numérique. Lorsque le courant à mesurer est important, une difficulté majeure se présente. Le courant de démagnétisation, qui permet de compenser le flux magnétique produit dans le noyau magnétique 13 par le courant à mesurer Im, doit être lui aussi très important. La valeur du courant de démagnétisation doit être égale à celle du courant à mesurer divisé par le rapport de transformation du transformateur 12, associé aux caractéristiques de l’enroulement primaire et de l’enroulement secondaire. Or, le nombre de spires de l’enroulement de mesure 14 est limité par son encombrement et par l’inductance résultante. Plus l’inductance est élevée, plus la vitesse de changement du courant de démagnétisation (issue du signal de démagnétisation numérique Sdm) sera limitée, et donc plus la bande passante du capteur de courant à vanne de flux sera limitée. Ainsi, augmenter le nombre de spires de l’enroulement secondaire n’est pas une solution efficace. Augmenter le courant de démagnétisation n’est pas non plus une solution efficace. En effet, cela implique de générer une tension de démagnétisation très importante sous un courant de démagnétisation important, ce qui est complexe à réaliser avec des composants standards. Pour résoudre cette difficulté, on peut mettre en œuvre un pont diviseur de courant de manière à réduire la valeur du courant à mesurer. Les boucles 50.1 et 50.2 peuvent avoir une structure différente. Il est possible d’utiliser d’autres composants d’équilibrage de gain entre les boucles 50.1, 50.2 que les coefficients des mémoires 55.1, 55.2. Il est possible d’utiliser un autre organe d’équilibrage de gain entre les deux voies de traitement que les coefficients de la mémoire 42 associée au multiplieur 41. Le circuit d’asservissement d’excitation 25 et le circuit d’asservissement de démagnétisation 32 peuvent avoir une structure différente de celle-décrite. Il en est de même pour les deux voies de traitement. Capteur magnétique de courant, comportant un noyau magnétique (13) qui s’étend autour d’un conducteur (11) sur lequel circule un courant à mesurer (Im), un enroulement de mesure (14), un circuit d’excitation (23) agencé pour générer un signal d’excitation numérique (Se), un circuit d’acquisition (17) comprenant un convertisseur analogique numérique (20) et agencé pour acquérir une tension de mesure analogique (Ve) aux bornes de l’enroulement de mesure (14) et pour produire un signal de mesure numérique (Sm), un circuit d’asservissement de démagnétisation (32) agencé pour produire, à partir du signal de mesure numérique et après un premier filtre passe-bas, un signal de démagnétisation numérique (Sdm) destiné à compenser un flux magnétique produit par le courant à mesurer, un sommateur (36) agencé pour sommer le signal d’excitation numérique et le signal de démagnétisation numérique de manière à obtenir un signal d’injection numérique (Si), et un circuit d’injection (37) comprenant un convertisseur numérique analogique (38) et agencé pour produire un courant d’excitation analogique à partir du signal d’injection numérique et pour injecter le courant d’excitation analogique dans l’enroulement de mesure, caractérisé en ce que le capteur comprend un circuit de traitement (40) ayant une première voie de traitement du signal de démagnétisation et une deuxième voie de traitement du signal de mesure numérique qui sont reliées à un sommateur pour fournir un signal image du courant, la deuxième voie de traitement étant agencée pour annuler dans le signal de mesure numérique au moins une partie correspondant à une composante fondamentale du signal d’excitation numérique et comportant un filtre passe-haut strictement complémentaire du premier filtre passe-bas. Capteur selon la revendication 1, dans lequel la deuxième voie de traitement comprend une première boucle (50.1) pour extraire, du signal de mesure numérique, une partie correspondant à une amplitude en phase de la composante fondamentale du signal d’excitation numérique et une deuxième boucle (50.2) pour extraire, du signal de mesure numérique, une partie correspondant à une amplitude en quadrature de la composante fondamentale du signal d’excitation numérique. Capteur selon la revendication 2, dans lequel la deuxième voie comprend au moins un composant d’équilibrage de gain entre les boucles. Capteur selon la revendication 1, dans lequel, le signal d’excitation numérique est obtenu à partir d’un signal de référence numérique de fréquence f0 et d’un signal de référence numérique de fréquence 3.f0. Capteur selon la revendication 4, dans lequel le circuit d’excitation comporte un circuit d’asservissement d’excitation (25) qui est agencé pour asservir le signal d’excitation numérique de manière à annuler une composante de fréquence 3.f0 de la tension de mesure analogique. Capteur selon la revendication 5, dans lequel le circuit d’asservissement d’excitation comporte un premier multiplieur (27) agencé pour multiplier le signal de mesure numérique par un signal de démodulation numérique de fréquence 3.f0. Capteur selon la revendication 6, dans lequel le circuit d’asservissement d’excitation comporte en outre un intégrateur (29), un premier amplificateur (30) connecté à une sortie de l’intégrateur et agencé pour produire un signal d’erreur numérique, et un deuxième multiplieur (28) qui multiplie un signal d’excitation numérique brut (Seb) par le signal d’erreur numérique pour obtenir le signal d’excitation numérique. Capteur selon la revendication 7, dans lequel le circuit d’asservissement de démagnétisation comporte un troisième multiplieur (33) agencé pour multiplier le signal de mesure numérique par un signal de démodulation numérique de fréquence 2.f0. Capteur selon la revendication 8, dans lequel le circuit d’asservissement de démagnétisation comporte en outre un deuxième amplificateur (35) connecté à une sortie du premier filtre passe-bas (34) et agencé pour produire le signal de démagnétisation numérique. Capteur selon la revendication 1, comprenant au moins un organe d’équilibrage de gain entre les deux voies de traitement