Brevet FR3150665A1 — publié le 20250103

L’invention concerne un procédé, mis en œuvre par un système de pilotage d’un convertisseur électrique, de pilotage dudit convertisseur, comportant les étapes suivantes : une étape (40) de détermination de l’amplitude crête-à-crête du courant dans une branche de commutation basse fréquence du convertisseur ; une étape (42) de comparaison de l’amplitude crête-à-crête à une valeur de courant seuil ; si l’amplitude crête-à-crête est supérieure ou égale à la valeur de courant seuil, une étape (44) de désactivation de la branche de commutation ; sinon, une étape (46) de détermination si une relation mathématique est vérifiée ; si la vérification est négative, correspondant à un mode de conduction discontinue de diodes, une étape (48) consistant à maintenir active la branche de commutation ; sinon, une étape (50) consistant à maintenir active ou à désactiver la branche de commutation en fonction d’un critère prédéfini. Figure de l’abrégé : Fig. 2 PROCEDE DE PILOTAGE D’UN CONVERTISSEUR D’UNE PREMIERE TENSION ELECTRIQUE EN UNE DEUXIEME TENSION ELECTRIQUE L’invention se rapporte à un procédé, mis en œuvre par un système de pilotage d’un convertisseur d’une première tension électrique en une deuxième tension électrique, de pilotage du convertisseur. Le convertisseur est relié à une source de tension électrique alternative. De préférence, la première tension électrique est ainsi une tension électrique alternative (préférentiellement sinusoïdale) issue d’un réseau d’alimentation électrique monophasé, biphasé ou triphasé, et la deuxième tension électrique est une tension électrique continue. L’invention se rapporte en outre à un ensemble comprenant un convertisseur d’une première tension électrique en une deuxième tension électrique, et un système de pilotage du convertisseur configuré pour mettre en œuvre les étapes d’un tel procédé. L’invention se rapporte également à un chargeur électrique pour véhicule électrique ou hybride, comprenant un tel ensemble, ainsi qu’à un véhicule électrique ou hybride, notamment automobile, comprenant un tel chargeur électrique. Il est connu de l’état de la technique des chargeurs électriques pour véhicule électriques ou hybride, embarqués au sein d’un tel véhicule et destinés à être connectés à une borne ou à une station de recharge électrique, elle-même reliée à une source de tension électrique sinusoïdale (tel qu’un réseau d’alimentation électrique monophasé, biphasé ou triphasé) pour l’alimentation électrique du véhicule. Un tel chargeur électrique comporte classiquement un convertisseur d’une première tension électrique alternative en une deuxième tension électrique continue, ainsi qu’un convertisseur de courant continu en courant continu configuré pour convertir à haute fréquence la deuxième tension électrique continue en une troisième tension électrique continue (cette troisième tension électrique continue servant par exemple à une batterie de stockage électrique du véhicule). Le convertisseur haute fréquence de courant continu en courant continu (typiquement un hacheur) est connecté en sortie du premier convertisseur. Le convertisseur d’une première tension électrique alternative en une deuxième tension électrique continue comporte typiquement un étage de filtrage de perturbations électromagnétiques et un étage de correction active de facteur de puissance connecté en sortie de l’étage de filtrage de perturbations électromagnétiques via au moins une inductance principale. L’étage de filtrage de perturbations électromagnétiques est relié à la source de tension électrique sinusoïdale, et permet de filtrer des harmoniques générateurs de perturbations électromagnétiques. Comme connu en soi dans une topologie de type « redresseur synchrone bidirectionnel à montage cascode à point milieu » (aussi appelée topologie à mât totémique – ou « totem-pole » en anglais), l’étage de correction active de facteur de puissance comprend une branche électronique de commutation à basse fréquence et au moins une branche électronique de commutation à haute fréquence. La basse fréquence correspond en pratique à la fréquence de la tension fournie par le réseau d’alimentation électrique monophasé, biphasé ou triphasé. L’étage de correction active de facteur de puissance permet d'absorber sur le réseau d’alimentation électrique un courant le plus sinusoïdal possible avec un déphasage minimal (de préférence nul) entre le fondamental du courant absorbé et la tension secteur. Ceci permet, entre autres choses, de réduire substantiellement les perturbations basse fréquence dans le courant d’alimentation du véhicule, et donc de réduire le taux d’harmoniques dans ce courant. La fonction de cet étage consiste ainsi à prélever un courant électrique « quasi-sinusoïdal » à l’aide d’une boucle d’asservissement en courant (mise en œuvre notamment via l’inductance principale). Le principe de prélèvement sinusoïdal consiste alors à « forcer » le courant circulant dans la ou les inductance(s) principale(s) à suivre une référence sinusoïdale (non redressée), en contrôlant la fermeture et l’ouverture des interrupteurs de puissance commandés dans les branches électroniques de commutation. L’étage de correction active de facteur de puissance débite ainsi sur une charge capacitive ainsi que sur la batterie du véhicule, et permet de corriger de façon active le courant absorbé par cette charge et cette batterie (à l’aide de la boucle d’asservissement en courant). Lorsque la source de tension électrique sinusoïdale comporte une ligne conductrice de neutre, l’étage de filtrage de perturbations électromagnétiques est muni d’une ligne reliée d’une part à cette ligne conductrice de neutre et d’autre part à une borne intermédiaire située au milieu de la branche électronique de commutation à basse fréquence de l’étage de correction active de facteur de puissance. Lorsque l’étage de correction active de facteur de puissance met en œuvre une topologie de type « redresseur synchrone bidirectionnel à montage cascode à point milieu », cette branche électronique de commutation à basse fréquence permet de traiter des alternances régulières dans le signal de tension électrique d’entrée (alternances positives comme négatives), ainsi que de permettre un redressement de la tension. La branche électronique de commutation à basse fréquence peut comporter des interrupteurs électroniques commandables (typiquement des transistors), auquel cas la branche électronique de commutation à basse fréquence présente une fréquence de commutation sensiblement égale à celle du réseau d’alimentation électrique d’entrée (par exemple 50 Hz). En variante, la branche électronique de commutation à basse fréquence peut comporter des diodes. L’utilisation de diodes permet un gain économique (du fait du coût de fabrication moindre des diodes comparativement aux transistors). L’inconvénient d’utiliser des diodes est que les pertes par conduction dans les diodes sont supérieures aux pertes par conduction dans les transistors, et que les diodes ne permettent pas un transfert de puissance bidirectionnel (autrement dit de la batterie du véhicule vers la charge capacitive, et vice versa), c’est-à-dire que le courant électrique ne peut circuler que dans une direction dans la branche électronique de commutation à basse fréquence, pour un signe donné de la tension de réseau. Par conséquent, non seulement le mode décharge du convertisseur (transfert de puissance de la batterie du véhicule vers la charge capacitive) n'est pas possible en utilisant des diodes, mais le contrôle de puissance réactive (déphasage du courant du réseau par rapport à la tension du réseau) n'est pas possible non plus. Un tel contrôle de puissance réactive consiste à appliquer un déphasage à la consigne de courant du réseau. Ce déphasage entre la tension du réseau et le courant du réseau génère alors de la puissance réactive, puissance qui peut par exemple être utilisée par un réseau électrique « intelligent » pour équilibrer la puissance réactive globale. La branche électronique de commutation à haute fréquence assure quant à elle une commutation à haute fréquence du courant électrique d’entrée, ce qui permet de générer une onde sinusoïdale d’entrée en phase avec la tension du réseau d’alimentation électrique d’entrée, ainsi que des ondulations haute fréquence destinées à être filtrées par l’étage de filtrage de perturbations électromagnétiques. La forme du courant commuté est régulée par une commande de modulation de largeur d’impulsions haute fréquence qui induit une ondulation sur le courant, en fonction de l'inductance principale, de la fréquence de commutation et de la valeur de la tension continue dans le bus de sortie du convertisseur. Lorsque le courant est suffisamment faible, l'ondulation sur le courant circulant dans la branche électronique de commutation à basse fréquence peut être plus élevée que le courant moyen, ce qui, lorsque cette branche comporte des diodes, introduit un mode de conduction discontinue au sein des diodes. Dans le mode de charge du convertisseur (transfert de puissance de la charge capacitive vers la batterie du véhicule), les diodes de la branche électronique de commutation à basse fréquence introduisent ainsi un mode de conduction discontinue, qui rend plus complexe la commande numérique mis en œuvre dans le système de pilotage du convertisseur (charge de calcul additionnelle et augmentation de la complexité algorithmique), et dégrade les performances du système dans son ensemble. En effet, le mode de conduction discontinue des diodes nécessite que la commande numérique mette en œuvre des fonctions de prédiction des modes de conduction discontinue, de correction de la mesure du courant moyen et de correction de la commande de contrôle haute fréquence. Du fait que la commande numérique dans le mode de conduction discontinue des diodes est basée sur la prédiction, et parce que la transition entre les modes de conduction continue et discontinue génère une distorsion harmonique, les performances et l’efficacité finales ne sont jamais aussi bonnes que lorsque la branche électronique de commutation à basse fréquence ne comporte que des transistors, qui eux ne fonctionnent que dans un mode de conduction continue. Par conséquent, malgré la réduction des coûts qu’elle apporte, l'utilisation de diodes en mode charge dans la branche électronique de commutation à basse fréquence présente les inconvénients suivants, comparée à l’utilisation de transistors : – l’efficacité de l’étage de correction active de facteur de puissance est moindre ; - les pertes par conduction sont plus élevées ; - la commande numérique est plus complexe et plus gourmand en ressources de calcul, pour gérer le mode de conduction discontinue des diodes ; - il n’est pas possible de mettre en œuvre le contrôle de puissance réactive (déphasage du courant). Le but de l’invention est de pallier les inconvénients de l’art antérieur en proposant un procédé, mis en œuvre par un système de pilotage d’un convertisseur d’une première tension électrique en une deuxième tension électrique, de pilotage dudit redresseur, qui permette de mettre en œuvre un contrôle de puissance réactive et un transfert de puissance bidirectionnel au sein du convertisseur (modes de charge et de décharge), tout en offrant dans le mode de charge une flexibilité dans la commande, une complexité de calcul et/ou une consommation de ressources mémoire raisonnables et en mettant en œuvre un convertisseur présentant des coûts de fabrication réduits. Pour ce faire, l’invention se rapporte ainsi, dans son acceptation la plus large, à un procédé, mis en œuvre par un système de pilotage d’un convertisseur d’une première tension électrique en une deuxième tension électrique, de pilotage dudit convertisseur, le convertisseur étant relié à une source de tension électrique alternative comprenant une ligne conductrice de neutre et au moins une ligne conductrice de phase, la source de tension électrique alternative fournissant la première tension électrique, le convertisseur comprenant un étage de correction active de facteur de puissance, l’étage de correction active de facteur de puissance comprenant deux branches électroniques de commutation à basse fréquence connectées en parallèle, et au moins une branche électronique de commutation à haute fréquence, chaque branche électronique de commutation à basse fréquence comprenant deux demi-branches de commutation basse fréquence reliées en série en une première borne intermédiaire, au moins une demi-branche de commutation d’une première branche de commutation basse fréquence comprenant au moins un organe de commutation muni d’un interrupteur électronique commandable, au moins une demi-branche de commutation d’une seconde branche de commutation basse fréquence comprenant au moins une diode, chaque première borne intermédiaire étant reliée à la ligne conductrice de neutre, ladite au moins une branche électronique de commutation à haute fréquence comprenant deux demi-branches de commutation haute fréquence reliées en série en une deuxième borne intermédiaire, au moins une demi-branche de commutation haute fréquence comprenant au moins un organe de commutation, ladite au moins une deuxième borne intermédiaire étant reliée à ladite au moins une ligne conductrice de phase via une inductance, chacune des diodes étant configurée pour autoriser dans son état passant une valeur de courant maximale de passage à travers la diode supérieure à la valeur de courant maximale de passage autorisée par chaque interrupteur électronique commandable dans son état passant, et supérieure à la valeur de courant de conduction critique de la diode, le procédé comprenant une phase de charge au cours de laquelle le courant électrique circule dans un premier sens dans la première branche de commutation basse fréquence ou dans la seconde branche de commutation basse fréquence, et une phase de décharge au cours de laquelle le courant électrique circule dans un second sens, opposé au premier sens de circulation, dans la première branche de commutation basse fréquence, le système de pilotage étant configuré pour appliquer, durant la phase de charge du procédé, une consigne de courant instantanée I sp au courant circulant dans la ou chaque inductance, le système de pilotage comprenant des moyens de mesure des première et deuxième tensions électriques et des moyens de détermination, à partir des première et deuxième tensions électriques mesurées, de l’amplitude crête-à-crête I c1 de l’intensité du courant propre à circuler dans la première branche de commutation basse fréquence, la première branche de commutation basse fréquence étant initialement activée au début de la phase de charge du procédé, le procédé comportant, au cours de sa phase de charge, les étapes de : - une étape de mesure des première et deuxième tensions électriques ; - une étape de détermination, à partir des première et deuxième tensions électriques mesurées, de l’amplitude crête-à-crête I c1 de l’intensité du courant circulant dans la première branche de commutation basse fréquence ; - une étape de comparaison de l’amplitude crête-à-crête I c1 à une valeur de courant seuil I seuil prédéfinie, la valeur I seuil étant telle que : ) où I max est l’amplitude maximale de l’intensité du courant propre à circuler dans la première branche de commutation basse fréquence ; - si l’amplitude crête-à-crête I c1 est supérieure ou égale à la valeur de courant seuil I seuil prédéfinie, une étape de désactivation de la première branche de commutation basse fréquence ; - si l’amplitude crête-à-crête I c1 est strictement inférieure à la valeur de courant seuil I seuil prédéfinie, une étape de détermination de si la relation mathématique (1) suivante est vérifiée, permettant de détecter si le mode de conduction électrique des diodes est un mode de conduction continue ou discontinue : ) (1) où fournit le signe de la fonction u(t) et est donc égal à -1 ou 1 lorsque u(t) est non nul ; - si, à l’issue de la vérification, la relation mathématique (1) est fausse, une étape consistant à maintenir active la première branche de commutation basse fréquence ; - si, à l’issue de la vérification, la relation mathématique (1) est vraie, une étape consistant à maintenir active ou à désactiver la première branche de commutation basse fréquence en fonction de la vérification d’un critère prédéfini. En pilotant le convertisseur de cette manière pendant le mode de charge de ce dernier (activation de la première branche de commutation basse fréquence lorsque le courant est suffisamment faible, et désactivation de cette dernière lorsque le courant est supérieur au courant de conduction limite des interrupteurs électroniques commandables, le courant passant alors par la seconde branche de commutation basse fréquence), le procédé selon l’invention permet de supprimer les modes de conduction discontinue des diodes susceptibles d’apparaître dans la seconde branche de commutation basse fréquence (c’est alors la première branche de commutation qui est conductrice), tout en bénéficiant des avantages liés à cette seconde branche de commutation (faible coût notamment) en-dehors des zones de conduction discontinue. Ceci permet d’optimiser les performances du système, notamment en termes de distorsion harmonique et d'efficacité de transfert de puissance (le transfert de puissance étant bidirectionnel). Ceci permet également d’introduire de la flexibilité dans la commande (dans la phase de charge du convertisseur), de simplifier considérablement l’algorithme de commande numérique durant cette phase de charge (ce qui réduit la charge de calcul et la consommation de ressources mémoire), ainsi que de réduire les coûts. Il est à noter que les conditions d'activation de la première branche de commutation basse fréquence sont basées sur des prédictions théoriques incluant des marges de sécurité, ce qui garantit qu'aucune surintensité ou mode de conduction discontinue ne peut se produire. En effet, les diodes sont conçues pour supporter une puissance électrique maximale lors de la phase de charge du convertisseur, tandis que les interrupteurs électroniques commandables (typiquement des transistors) supportent une puissance électrique moindre (notamment lors de la phase de décharge), mais permettent, en phase de charge et pour des courants électriques faibles, d’éviter les modes de conduction discontinues liés aux diodes. En outre, la détermination de si la relation mathématique (1) est vérifiée ou non permet de savoir s’il existe ou non au moins une zone opératoire pour laquelle le mode de conduction électrique des diodes est un mode de conduction discontinue (si la relation mathématique (1) n’est pas vérifiée, alors une telle zone opératoire existe). De préférence, si, à l’issue de la vérification, la relation mathématique (1) est vraie, la vérification du critère prédéfini dans l’étape consistant à maintenir active ou non la première branche de commutation basse fréquence consiste à comparer les pertes par conduction dans les diodes aux pertes par conduction dans les interrupteurs électroniques commandables, la première branche de commutation basse fréquence étant maintenue active si les pertes par conduction dans les diodes sont supérieures aux pertes par conduction dans les interrupteurs électroniques commandables, la première branche de commutation basse fréquence étant désactivée dans le cas contraire. Ceci permet d’optimiser l’efficacité du convertisseur, notamment du point de vue des pertes par conduction. L’invention se rapporte également à un ensemble comprenant un convertisseur d’une première tension électrique en une deuxième tension électrique et un système de pilotage dudit convertisseur, le convertisseur étant apte à être relié à une source de tension électrique alternative comprenant une ligne conductrice de neutre et au moins une ligne conductrice de phase, le convertisseur comprenant un étage de correction active de facteur de puissance, l’étage de correction active de facteur de puissance comprenant deux branches électroniques de commutation à basse fréquence connectées en parallèle, et au moins une branche électronique de commutation à haute fréquence, chaque branche électronique de commutation à basse fréquence comprenant deux demi-branches de commutation basse fréquence reliées en série en une première borne intermédiaire, au moins une demi-branche de commutation d’une première branche de commutation basse fréquence comprenant au moins un organe de commutation muni d’un interrupteur électronique commandable, au moins une demi-branche de commutation d’une seconde branche de commutation basse fréquence comprenant au moins une diode, chaque première borne intermédiaire étant apte à être reliée à la ligne conductrice de neutre, ladite au moins une branche électronique de commutation à haute fréquence comprenant deux demi-branches de commutation haute fréquence reliées en série en une deuxième borne intermédiaire, au moins une demi-branche de commutation haute fréquence comprenant au moins un organe de commutation, ladite au moins une deuxième borne intermédiaire étant apte à être reliée à ladite au moins une ligne conductrice de phase via une inductance, chacune des diodes étant configurée pour autoriser dans son état passant une valeur de courant maximale de passage à travers la diode supérieure à la valeur de courant maximale de passage autorisée par chaque interrupteur électronique commandable dans son état passant, et supérieure à la valeur de courant de conduction critique de la diode, le système de pilotage comprenant des moyens de mesure des première et deuxième tensions électriques et des moyens de détermination, à partir des première et deuxième tensions électriques mesurées, de l’amplitude crête-à-crête I c1 de l’intensité du courant propre à circuler dans la première branche de commutation basse fréquence, le système de pilotage du convertisseur étant configuré pour mettre en œuvre les étapes d’un procédé de pilotage tel que décrit ci-dessus, le système de pilotage étant configuré pour appliquer, durant la phase de charge du procédé, une consigne de courant instantanée I sp au courant circulant dans la ou chaque inductance. L’invention se rapporte également à un chargeur électrique pour véhicule électrique ou hybride destiné à être connecté à une borne ou à une station de recharge électrique reliée à une source de tension électrique alternative, pour l’alimentation électrique dudit véhicule électrique ou hybride, le chargeur électrique comprenant un ensemble tel que décrit ci-dessus. L’invention se rapporte également à un véhicule électrique ou hybride, notamment automobile, comportant un chargeur électrique tel que décrit ci-dessus. On décrira ci-après, à titre d’exemples non limitatifs, des formes d’exécution de la présente invention, en référence aux figures annexées sur lesquelles : - est une représentation schématique d’un ensemble comprenant un convertisseur d’une première tension électrique en une deuxième tension électrique et un système de pilotage du convertisseur, le système de pilotage étant configuré pour mettre en œuvre les étapes d’un procédé de pilotage selon la présente invention ; et - est un organigramme représentant un procédé de pilotage selon un mode de réalisation de la présente invention, mis en œuvre par le système de pilotage de la . En référence à la est illustré un ensemble 2 comprenant un convertisseur 4 d’une première tension électrique U1 en une deuxième tension électrique U2, et un système 6 de pilotage du convertisseur 4, selon un mode de réalisation de l’invention. Le convertisseur 4 est relié d’une part à une source de tension électrique alternative (telle que par exemple un réseau d’alimentation électrique monophasé, biphasé ou triphasé - une telle source n’étant pas représentée sur la figure pour des raisons de clarté) fournissant la première tension électrique U1, et d’autre part à une charge 3 débitant entre ses bornes la deuxième tension électrique U2. La source de tension électrique alternative (de préférence sinusoïdale) comprend de manière classique une ligne conductrice de neutre N1 et au moins une ligne conductrice de phase (en l’occurrence une seule ligne conductrice de phase P1 dans le mode de réalisation particulier illustré sur la pour lequel le réseau d’alimentation électrique est un réseau monophasé). L’ensemble 2 est typiquement installé au sein d’un véhicule automobile électrique ou hybride, plus précisément au sein d’un chargeur électrique destiné à être connecté à une borne ou à une station de recharge électrique, elle-même reliée à la source de tension électrique alternative, pour l’alimentation électrique du véhicule (ni le véhicule, ni la borne ou la station de recharge, ni le chargeur dans son ensemble n’étant représentés sur la figure pour des raisons de clarté). De préférence, la première tension électrique U1 est une tension électrique alternative issue du réseau d’alimentation électrique monophasé, et la deuxième tension électrique U2 est une tension électrique continue permettant d’alimenter une batterie de stockage électrique du véhicule, après transformation par un ou plusieurs autre(s) étage(s) du chargeur électrique (tel(s) que par exemple un hacheur abaisseur). Le convertisseur 4 fournit ainsi la deuxième tension électrique continue U2 sur un bus de sortie 5 auquel est connecté la charge 3 (ici par exemple une banque de condensateurs), la valeur de cette deuxième tension électrique continue U2 étant par exemple de l’ordre de 400 Vcc ou de 800 Vcc. La deuxième tension électrique U2 est ainsi stabilisée par la banque de condensateurs 3. Le convertisseur 4 comporte de manière classique un étage de filtrage de perturbations électromagnétiques (non représenté sur la pour des raisons de clarté) et un étage de correction active de facteur de puissance 7 connecté en sortie de l’étage de filtrage de perturbations électromagnétiques via au moins une inductance principale 8. Dans le mode de réalisation particulier de la , l’étage de correction active de facteur de puissance 7 est connecté en sortie de l’étage de filtrage de perturbations électromagnétiques via deux inductances principales 8, qui présentent par exemple chacune une même valeur d’inductance. L’étage de correction active de facteur de puissance 7 comporte deux branches électroniques de commutation à basse fréquence 16A, 16B connectées en parallèle, et au moins une branche électronique de commutation à haute fréquence 18A, 18B. Dans le mode de réalisation particulier de la , l’étage de correction active de facteur de puissance 7 est un redresseur synchrone bidirectionnel à montage cascode à point milieu et comporte deux branches électroniques de commutation à haute fréquence 18A, 18B connectées en parallèle. Le nombre de branches électroniques de commutation à haute fréquence 18A, 18B est ainsi égal au nombre d’inductances principales 8. En variante non représentée, l’étage de correction active de facteur de puissance 7 pourrait comporter une seule branche électronique de commutation à haute fréquence 18A, 18B. Chaque branche électronique de commutation à haute fréquence 18A, 18B assure une commutation à haute fréquence du courant électrique d’entrée, ce qui permet de générer une onde sinusoïdale d’entrée en phase avec la tension du réseau d’alimentation électrique d’entrée, ainsi que des ondulations haute fréquence destinées à être filtrées par l’étage de filtrage de perturbations électromagnétiques. Chaque branche électronique de commutation à basse fréquence 16A, 16B comprend deux demi-branches de commutation basse fréquence 16A1, 16A2, respectivement 16B1, 16B2, reliées en série en une borne intermédiaire 20A, 20B. Chaque borne intermédiaire 20A, 20B est reliée à la ligne conductrice de neutre N1. Chaque demi-branche 16A1, 16A2 d’une première branche de commutation basse fréquence 16A comprend un organe de commutation 24. La première branche électronique de commutation à basse fréquence 16A présente une fréquence de commutation sensiblement égale à celle du réseau d’alimentation électrique d’entrée (par exemple 50 Hz). Chaque demi-branche 16B1, 16B2 d’une seconde branche de commutation basse fréquence 16B comprend une diode 30. Chaque branche électronique de commutation à haute fréquence 18A, 18B comprend deux demi-branches de commutation haute fréquence 18A1, 18A2, respectivement 18B1, 18B2 reliées en série en une borne intermédiaire 22A, 22B. Chaque borne intermédiaire 22A, 22B est reliée à une des inductances principales 8 (chaque inductance principale 8 étant reliée à la ligne conductrice de phase P1 via l’étage de filtrage de perturbations électromagnétiques). Chaque demi-branche de commutation haute fréquence 18A1, 18A2, 18B1, 18B2 comprend un organe de commutation 25. En variante non représentée, chaque demi-branche 16A1, 16A2, 16B, 18A1, 18A2, 18B1, 18B2 comprend un nombre N2 d’organes de commutation 24, 25, N2 étant un nombre entier supérieur ou égal à deux. La commutation des organes de commutation 24, 25 est commandée par une unité de commande 29 du système de pilotage 6. Comme connu en soi, chaque organe de commutation 24, 25 est bidirectionnel en courant et unidirectionnel en tension. Chaque organe de commutation 24, 25 comprend un interrupteur électronique commandable 26 et une diode 28 (qui est une diode dite « parasite ») connectée en antiparallèle assurant ainsi des trajets de circulation bidirectionnelle de courant. Chaque interrupteur 26 est par exemple formé d’un transistor bipolaire à grille isolée, également appelé transistor IGBT (de l’anglais « Insulated Gate Bipolar Transistor »). Tous les transistors IGBT 26 sont, par exemple, identiques. La grille de chaque transistor IGBT 26 est reliée aux moyens de commande précités pour recevoir un signal de commande correspondant. En variante, le transistor IGBT 26 est remplacé par tout composant électronique semi-conducteur comprenant une électrode de commande et deux électrodes de conduction, tel qu’un transistor bipolaire, un transistor à effet de champ, un thyristor, un thyristor à extinction par la gâchette, un thyristor IGCT (de l’anglais « Insulated Gate Commutated Thysistor »), ou un thyristor MCT (de l’anglais « MOS Controlled Thyristor ») par exemple. Les interrupteurs électroniques commandables 26 des organes de commutation 24 de la première branche électronique de commutation à basse fréquence 16A sont différents des interrupteurs électroniques commandables 26 des organes de commutation 25 des branches électroniques de commutation à haute fréquence 18A, 18B. Le système 6 de pilotage du convertisseur 4 est configuré pour commander la commutation des organes de commutation 24, 25 (à une fréquence de découpage différente selon qu’il s’agisse des organes de commutation 24 de la première branche électronique de commutation à basse fréquence 16A ou des organes de commutation 25 des branches électroniques de commutation à haute fréquence 18A, 18B). Le système 6 de pilotage est configuré pour contrôler deux boucles d’asservissement au niveau des branches électroniques de commutation à haute fréquence 18A, 18B et des inductances principales 8 : une première boucle d’asservissement où le courant électrique est contrôlé via une consigne de courant (la consigne de courant pouvant être déphasée par rapport à la tension du réseau d’alimentation électrique d’entrée si on veut générer de la puissance réactive), et une deuxième boucle d’asservissement où la tension électrique est contrôlée via une consigne de tension. Plus précisément, le système de pilotage 6 est configuré pour appliquer une consigne de courant instantanée I sp au courant circulant dans chaque inductance 8, durant une phase de charge du convertisseur 4 (au cours de laquelle le courant électrique circule dans un premier sens dans la première branche de commutation basse fréquence 16A ou dans la seconde branche de commutation basse fréquence 16B, et le transfert de puissance s’effectue du réseau d’alimentation électrique d’entrée vers la charge capacitive 3). Le convertisseur 4 peut également fonctionner dans une phase de décharge au cours de laquelle le courant électrique circule dans un second sens, opposé au premier sens de circulation, dans la première branche de commutation basse fréquence 16A, et le transfert de puissance s’effectue de la charge capacitive 3 vers le réseau d’alimentation électrique d’entrée ou vers une charge extérieure connectée au véhicule. Outre l’unité de commande 29, le système de pilotage 6 comporte des moyens 31 de mesure des première et deuxième tensions électriques U1, U2 et des moyens 32 de détermination, à partir des première et deuxième tensions électriques mesurées U1, U2, de l’amplitude crête-à-crête I c1 de l’intensité du courant propre à circuler dans la première branche de commutation basse fréquence 16A. En particulier, l’expression de l’amplitude crête-à-crête I c1 de l’intensité du courant propre à circuler dans la première branche de commutation basse fréquence 16A est donnée par la relation (2) suivante : (2) où L est la valeur minimale d’inductance de chaque inductance principale 8 (en tenant compte de la variation d’inductance liée aux dispersions composant et aux conditions de fonctionnement) ; et F s est la fréquence de découpage de chaque branche de commutation haute fréquence 18A, 18B. Le système de pilotage 6 comporte également des moyens (non représentés sur les figures) de mesure, sur une période de découpage de chaque branche de commutation haute fréquence 18A, 18B, du courant moyen traversant chaque inductance principale 8. L’amplitude crête-à-crête I c1 de l’intensité du courant propre à circuler dans la première branche de commutation basse fréquence 16A correspond alors à la variation de courant traversant chaque inductance principale 8 au cours de la période de découpage de chaque branche de commutation haute fréquence 18A, 18B. Chaque diode 30 est choisie de manière à autoriser dans son état passant une valeur de courant maximale de passage à travers la diode 30 supérieure à la valeur de courant maximale de passage autorisée par chaque interrupteur électronique commandable 26 de la première branche électronique de commutation à basse fréquence 16A (dans son état passant), et supérieure à la valeur de courant de conduction critique de la diode 30. Autrement dit, chaque diode 30 est choisie de telle manière qu’il existe au moins une zone opératoire pour laquelle, lorsque le courant électrique passe par la diode 30, le mode de conduction électrique est un mode de conduction continue. Chaque diode 30 est dimensionnée de manière à supporter la puissance électrique maximale en phase de charge du convertisseur 4. L’interrupteur électronique commandable 26 de chaque organe de commutation 24 de la première branche électronique de commutation à basse fréquence 16A est dimensionné de manière à ce que la valeur de courant maximale de passage autorisée par l’interrupteur électronique commandable 26 couvre les zones de conduction discontinue des diodes 30. Le procédé de pilotage du convertisseur 4, mis en œuvre par le système de pilotage 6, va maintenant être décrit en référence à la . Initialement, le procédé est dans la phase de charge du convertisseur 4. La première branche de commutation basse fréquence 16A est activée par le système de pilotage 6 au début de la phase de charge (autrement dit, à tout moment de cette phase d’activation, un seul des deux organes de commutation 24 de la première branche 16A est dans un état fermé ; celui des deux organes de commutation 24 qui est dans l’état fermé étant fonction du signe de la tension U1 du réseau d’alimentation). La consigne de courant instantanée I sp (sinusoïdale) destinée à être appliquée au courant circulant dans chaque inductance 8 est calculée par le système de pilotage 6. Le système de pilotage 6 calcule alors, à partir de la mesure du courant moyen traversant chaque inductance principale 8 sur une période de découpage de chaque branche de commutation haute fréquence 18A, 18B, les signaux de commande à appliquer aux organes de commutation 25 des branches de commutation haute fréquence 18A, 18B, pour permettre le suivi de la consigne instantanée I sp . Au cours de la phase de charge du convertisseur 4, le procédé comporte une étape initiale 39 de mesure, par les moyens de mesure 31 du système de pilotage 6, des première et deuxième tensions électriques U1, U2. Le procédé comporte une étape suivante 40 au cours de laquelle le système de pilotage 6 détermine (via ses moyens 32), à partir des première et deuxième tensions électriques mesurées U1, U2, l’amplitude crête-à-crête I c1 de l’intensité du courant circulant dans la première branche de commutation basse fréquence 16A. L’amplitude crête-à-crête I c1 est déterminée à l’aide de la relation mathématique (2) précédemment décrite. Le procédé comporte une étape suivante 42 au cours de laquelle le système de pilotage 6 compare l’amplitude crête-à-crête I c1 à une valeur de courant seuil I seuil prédéfinie. La valeur I seuil est telle que : ) où I max est l’amplitude maximale de l’intensité du courant propre à circuler dans la première branche de commutation basse fréquence 16A. Si l’amplitude crête-à-crête I c1 est supérieure ou égale à la valeur de courant seuil I seuil prédéfinie, le procédé comporte une étape suivante 44 au cours de laquelle le système de pilotage 6 désactive la première branche de commutation basse fréquence 16A (autrement dit, à tout moment de cette phase de désactivation, les deux organes de commutation 24 de la première branche 16A sont en même temps dans leur état ouvert). Le courant électrique, qui circule dans le convertisseur 4 dans le premier sens de circulation (phase de charge), circule alors dans la seconde branche de commutation basse fréquence 16B munie des diodes 30. A l’issue de l’étape 44, le procédé reboucle sur l’étape initiale de mesure 39. Sinon, le procédé comporte une étape suivante 46 au cours de laquelle le système de pilotage 6 détermine si la relation mathématique (1) suivante est vérifiée : ) (1) où fournit le signe de la fonction u(t) et est donc égal à -1 ou 1 lorsque u(t) est non nul. La détermination de si la relation mathématique (1) est vérifiée ou non permet de savoir s’il existe ou non au moins une zone opératoire pour laquelle le mode de conduction électrique des diodes 30 est un mode de conduction discontinue (si la relation mathématique (1) n’est pas vérifiée, alors une telle zone opératoire existe). A l’issue de l’étape de détermination 46, si le système de pilotage 6 détermine que la relation mathématique (1) n’est pas vérifiée (cette alternative étant matérialisée par la flèche « A » sur la et correspondant à un mode de conduction discontinue des diodes 30), le procédé comporte une étape suivante 48 au cours de laquelle le système de pilotage 6 maintient active la première branche de commutation basse fréquence 16A. Le procédé reboucle ensuite sur l’étape initiale de mesure 39. Si le système de pilotage 6 détermine que la relation mathématique (1) est vérifiée (cette alternative étant matérialisée par la flèche « B » sur la et correspondant à un mode de conduction continue des diodes 30), le procédé comporte une étape suivante 50 au cours de laquelle le système de pilotage 6 détermine si un critère prédéfini est vérifié, et maintient active ou au contraire désactive la première branche de commutation basse fréquence 16A en fonction de la vérification du critère. De préférence, selon un exemple de réalisation particulier de l’invention, la vérification du critère prédéfini consiste à comparer d’une part les pertes par conduction dans les diodes 30 de la seconde branche de commutation basse fréquence 16B, aux pertes par conduction dans les interrupteurs électroniques commandables 26 de la première branche de commutation basse fréquence 16A d’autre part. Au cours de l’étape 50, le système de pilotage 6 maintient active la première branche de commutation basse fréquence 16A (au cours d’une sous-étape 50A) si les pertes par conduction dans les diodes 30 sont supérieures aux pertes par conduction dans les interrupteurs électroniques commandables 26. Le système de pilotage 6 désactive la première branche de commutation basse fréquence 16A (au cours d’une sous-étape 50B) dans le cas contraire. A l’issue de l’étape 50, le procédé reboucle sur l’étape initiale de mesure 39. Le procédé de pilotage d’un convertisseur selon l’invention permet de mettre en œuvre un contrôle de puissance réactive et un transfert de puissance bidirectionnel au sein du convertisseur (modes de charge et de décharge), tout en offrant dans le mode de charge une flexibilité dans la commande, une complexité de calcul et/ou une consommation de ressources mémoire raisonnables et en mettant en œuvre un convertisseur présentant des coûts de fabrication réduits. Procédé, mis en œuvre par un système (6) de pilotage d’un convertisseur (4) d’une première tension électrique (U1) en une deuxième tension électrique (U2), de pilotage dudit convertisseur (4), le convertisseur (4) étant relié à une source de tension électrique alternative comprenant une ligne conductrice de neutre (N1) et au moins une ligne conductrice de phase (P1), la source de tension électrique alternative fournissant la première tension électrique (U1), le convertisseur (4) comprenant un étage de correction active de facteur de puissance (7), l’étage de correction active de facteur de puissance (7) comprenant deux branches électroniques de commutation à basse fréquence (16A, 16B) connectées en parallèle, et au moins une branche électronique de commutation à haute fréquence (18A, 18B), chaque branche électronique de commutation à basse fréquence (16A, 16B) comprenant deux demi-branches de commutation basse fréquence (16A1, 16A2, 16B1, 16B2) reliées en série en une première borne intermédiaire (20A, 20B), au moins une demi-branche de commutation (16A1, 16A2) d’une première branche de commutation basse fréquence (16A) comprenant au moins un organe de commutation (24) muni d’un interrupteur électronique commandable (26), au moins une demi-branche de commutation (16B1, 16B2) d’une seconde branche de commutation basse fréquence (16B) comprenant au moins une diode (30), chaque première borne intermédiaire (20A, 20B) étant reliée à la ligne conductrice de neutre (N1), ladite au moins une branche électronique de commutation à haute fréquence (18A, 18B) comprenant deux demi-branches de commutation haute fréquence (18A1, 18A2, 18B1, 18B2) reliées en série en une deuxième borne intermédiaire (22A, 22B), au moins une demi-branche de commutation haute fréquence (18A1, 18A2, 18B1, 18B2) comprenant au moins un organe de commutation (25), ladite au moins une deuxième borne intermédiaire (22A, 22B) étant reliée à ladite au moins une ligne conductrice de phase (P1) via une inductance (8), chacune des diodes (30) étant configurée pour autoriser dans son état passant une valeur de courant maximale de passage à travers la diode (30) supérieure à la valeur de courant maximale de passage autorisée par chaque interrupteur électronique commandable (26) dans son état passant, et supérieure à la valeur de courant de conduction critique de la diode (30), le procédé comprenant une phase de charge au cours de laquelle le courant électrique circule dans un premier sens dans la première branche de commutation basse fréquence (16A) ou dans la seconde branche de commutation basse fréquence (16B), et une phase de décharge au cours de laquelle le courant électrique circule dans un second sens, opposé au premier sens de circulation, dans la première branche de commutation basse fréquence (16A), le système de pilotage (6) étant configuré pour appliquer, durant la phase de charge du procédé, une consigne de courant instantanée I sp au courant circulant dans la ou chaque inductance (8), le système de pilotage (6) comprenant des moyens (31) de mesure des première et deuxième tensions électriques (U1, U2) et des moyens (32) de détermination, à partir des première et deuxième tensions électriques mesurées (U1, U2), de l’amplitude crête-à-crête I c1 de l’intensité du courant propre à circuler dans la première branche de commutation basse fréquence (16A), la première branche de commutation basse fréquence (16A) étant initialement activée au début de la phase de charge du procédé, caractérisé en ce que le procédé comporte, au cours de sa phase de charge, les étapes de : - une étape (39) de mesure des première et deuxième tensions électriques (U1, U2) ; - une étape (40) de détermination, à partir des première et deuxième tensions électriques mesurées (U1, U2), de l’amplitude crête-à-crête I c1 de l’intensité du courant circulant dans la première branche de commutation basse fréquence (16A) ; - une étape (42) de comparaison de l’amplitude crête-à-crête I c1 à une valeur de courant seuil I seuil prédéfinie, la valeur I seuil étant telle que : ) où I max est l’amplitude maximale de l’intensité du courant propre à circuler dans la première branche de commutation basse fréquence (16A) ; - si l’amplitude crête-à-crête I c1 est supérieure ou égale à la valeur de courant seuil I seuil prédéfinie, une étape (44) de désactivation de la première branche de commutation basse fréquence (16A) ; - si l’amplitude crête-à-crête I c1 est strictement inférieure à la valeur de courant seuil I seuil prédéfinie, une étape (46) de détermination de si la relation mathématique (1) suivante est vérifiée, permettant de détecter si le mode de conduction électrique des diodes (30) est un mode de conduction continue ou discontinue : ) (1) où fournit le signe de la fonction u(t) et est donc égal à -1 ou 1 lorsque u(t) est non nul ; - si, à l’issue de la vérification (46), la relation mathématique (1) est fausse, une étape (48) consistant à maintenir active la première branche de commutation basse fréquence (16A) ; - si, à l’issue de la vérification (46), la relation mathématique (1) est vraie, une étape (50, 50A, 50B) consistant à maintenir active ou à désactiver la première branche de commutation basse fréquence (16A) en fonction de la vérification d’un critère prédéfini. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que, si, à l’issue de la vérification (46), la relation mathématique (1) est vraie, la vérification du critère prédéfini dans l’étape (50, 50A, 50B) consistant à maintenir active ou non la première branche de commutation basse fréquence (16A) consiste à comparer les pertes par conduction dans les diodes (30) aux pertes par conduction dans les interrupteurs électroniques commandables (26), la première branche de commutation basse fréquence (16A) étant maintenue active si les pertes par conduction dans les diodes (30) sont supérieures aux pertes par conduction dans les interrupteurs électroniques commandables (26), la première branche de commutation basse fréquence (16A) étant désactivée dans le cas contraire. Ensemble (2) comprenant un convertisseur (4) d’une première tension électrique (U1) en une deuxième tension électrique (U2) et un système (6) de pilotage dudit convertisseur (4), le convertisseur (4) étant apte à être relié à une source de tension électrique alternative comprenant une ligne conductrice de neutre (N1) et au moins une ligne conductrice de phase (P1), le convertisseur (4) comprenant un étage de correction active de facteur de puissance (7), l’étage de correction active de facteur de puissance (7) comprenant deux branches électroniques de commutation à basse fréquence (16A, 16B) connectées en parallèle, et au moins une branche électronique de commutation à haute fréquence (18A, 18B), chaque branche électronique de commutation à basse fréquence (16A, 16B) comprenant deux demi-branches de commutation basse fréquence (16A1, 16A2, 16B1, 16B2) reliées en série en une première borne intermédiaire (20A, 20B), au moins une demi-branche de commutation (16A1, 16A2) d’une première branche de commutation basse fréquence (16A) comprenant au moins un organe de commutation (24) muni d’un interrupteur électronique commandable (26), au moins une demi-branche de commutation (16B1, 16B2) d’une seconde branche de commutation basse fréquence (16B) comprenant au moins une diode (30), chaque première borne intermédiaire (20A, 20B) étant apte à être reliée à la ligne conductrice de neutre (N1), ladite au moins une branche électronique de commutation à haute fréquence (18A, 18B) comprenant deux demi-branches de commutation haute fréquence (18A1, 18A2, 18B1, 18B2) reliées en série en une deuxième borne intermédiaire (22A, 22B), au moins une demi-branche de commutation haute fréquence (18A1, 18A2, 18B1, 18B2) comprenant au moins un organe de commutation (25), ladite au moins une deuxième borne intermédiaire (22A, 22B) étant apte à être reliée à ladite au moins une ligne conductrice de phase (P1) via une inductance (8), chacune des diodes (30) étant configurée pour autoriser dans son état passant une valeur de courant maximale de passage à travers la diode (30) supérieure à la valeur de courant maximale de passage autorisée par chaque interrupteur électronique commandable (26) dans son état passant, et supérieure à la valeur de courant de conduction critique de la diode (30), le système de pilotage (6) comprenant des moyens (31) de mesure des première et deuxième tensions électriques (U1, U2) et des moyens (32) de détermination, à partir des première et deuxième tensions électriques mesurées (U1, U2), de l’amplitude crête-à-crête I c1 de l’intensité du courant propre à circuler dans la première branche de commutation basse fréquence (16A), caractérisé en ce que le système (6) de pilotage du convertisseur (4) est configuré pour mettre en œuvre les étapes d’un procédé de pilotage selon la revendication 1 ou 2, le système de pilotage (6) étant configuré pour appliquer, durant la phase de charge du procédé, une consigne de courant instantanée I sp au courant circulant dans la ou chaque inductance (8). Chargeur électrique pour véhicule électrique ou hybride destiné à être connecté à une borne ou à une station de recharge électrique reliée à une source de tension électrique alternative, pour l’alimentation électrique dudit véhicule électrique ou hybride, caractérisé en ce qu’il comporte un ensemble (2) selon la revendication 3. Véhicule électrique ou hybride, notamment automobile, caractérisé en ce qu’il comporte un chargeur électrique selon la revendication 4.