Brevet FR3144455A1 — publié le 20240628

L’invention concerne un compteur analogique (10), du nombre d’évènements d’un signal logique d’entrée (vp) au cours d’une période de comptage comportant un ensemble de cycles de détection. Ce compteur comprend : - un circuit de génération périodique d’une quantité calibrée de charges (15) pour chaque cycle de détection ; - une capacité d’intégration (Cint) configurée pour stocker ladite quantité calibrée de charges lors de chaque cycle de détection pour lequel un évènement du signal logique d’entrée est détecté ; - un circuit d’aiguillage (16) de la quantité calibrée de charges commandé par le signal logique d’entrée pour stocker ladite quantité calibrée de charges dans la capacité d’intégration (Cint) uniquement lorsqu’un évènement est détecté ; - un circuit de génération de signaux de commande (17) ; et - un circuit de remise à zéro (18) de la tension de sortie (Vint) aux bornes de la capacité d’intégration de sorte à réinitialiser le comptage. Figure pour abrégé : Figure 2. COMPTEUR ANALOGIQUE SYNCHRONE PRECIS L’invention concerne un compteur permettant de compter un nombre d’événements détectés sur un signal d’entrée logique, c’est-à-dire un signal d’entrée pouvant prendre deux états de tension. L’invention vise un compteur « analogique » car la sortie est fournie sous la forme d’un signal analogique, de sorte que chaque niveau de tension du signal analogique de sortie représente un nombre de sortie du compteur. L’invention concerne plus spécifiquement un compteur analogique « synchrone », c’est-à-dire un compteur analogique dont la détection des évènements sur le signal d’entrée logique est synchronisée avec une horloge. L’invention vise plus particulièrement à obtenir un compteur analogique synchrone de grande précision, dans le sens qu’il ne dépend pas au premier ordre des paramètres technologiques de la technologie utilisée, tels que la dispersion des tensions de seuil des transistors, ou de la valeur des capacités. Ainsi, l’invention peut trouver une application dans un grand nombre de domaines techniques pour lesquels il est recherché d’effectuer un comptage avec une surface limitée d’implantation du circuit remplissant cette fonction de comptage, et par exemple pour les photodiodes à avalanche mono-photonique, également appelées SPAD pour « Single-Photon Avalanche Diode » dans la littérature anglo-saxonne, les convertisseurs analogique-numérique, ou les réseaux de neurones. Etat de la Technique Pour obtenir une implantation d’un circuit électronique avec une surface limitée, il est connu d’utiliser la technologie CMOS, pour « Complementary metal-oxide-semiconductor » dans la littérature anglo-saxonne. Dans cette technologie CMOS, un compteur logique est généralement réalisé par des fonctions logiques, par exemple des bascules logiques de type D. Pour un compteur logique de N bits, N bascules sont classiquement nécessaires pour implémenter un compteur logique pouvant compter jusqu’à 2N. En outre, une mémorisation du comptage est également nécessaire, par exemple au moyen d’un registre intégrant également N bascules. La surface de silicium nécessaire pour réaliser un compteur logique est donc proportionnelle au nombre de bascules nécessaires, et cette surface est incompressible. Dans certains cas précis, la surface de silicium est limitée, par exemple si le compteur doit être implanté dans un pixel au sein d’une matrice de dimension définie. Si cette surface n’est pas suffisante pour implémenter un compteur logique avec la précision attendue, il est possible de rechercher à implémenter un compteur analogique. En effet, les fonctions logiques stockent l’information sur deux niveaux logiques, 0 et 1. Une autre solution possible est de stocker l’information sous forme d’une tension analogique à M niveaux possibles. Ainsi, avec une capacité pouvant stocker M quantités de charges distinctes, et donc présenter M niveaux de tension distincts à ses bornes, il est possible de remplacer N bascules classiquement utilisées pour obtenir un compteur avec une sortie logique permettant le comptage jusqu’à 2N. Pour ce faire, il convient de sélectionner le nombre de charges à compter M pouvant être stockées dans la capacité de sorte que ce nombre de charges M soit inférieur ou égal au nombre 2N. Une seconde capacité peut également mémoriser le résultat du comptage en transférant les charges de la première à la seconde capacité, de sorte à remplacer les N autres bascules du registre. Avec un compteur analogique, il est donc possible de limiter la surface d’implantation. Un compteur logique a donc une dynamique de comptage limitée à 2N. Un compteur analogique a une dynamique de comptage limitée par sa précision qui lui permet de distinguer M niveaux de tension différents en sortie. Par analogie, il est courant de parler d’un compteur analogique de N bits lorsque sa précision permet de remplir la fonction des compteurs logiques ayant un nombre de bits inférieurs ou égal à N. Un compteur analogique intègre classiquement un circuit électronique de comptage et un circuit de génération des signaux de commande du compteur. Le circuit électronique permet de convertir le nombre d’événements détectés pendant une période de comptage en tension équivalente, avec une précision suffisante pour les M niveaux distincts. Les évènements peuvent correspondre à des fronts montants ou descendants d’un signal logique d’entrée. En outre, les évènements peuvent correspondre à une variation de l’état logique d’un signal d’entrée. Par exemple, en utilisant un signal logique d’entrée normalement à l’état haut, il est possible de détecter les évènements pour lesquels le signal logique d’entrée est placé à l’état bas. Pour ce faire, il est possible de mettre en œuvre des cycles de détection dans la période de comptage, et de vérifier l’état logique du signal logique d’entrée à chaque cycle de détection. Ainsi, le compteur logique est incrémenté à chaque cycle de détection pour lequel un évènement du signal logique d’entrée est détecté, par exemple un état bas sur le signal logique d’entrée. Dans le cas d’un compteur analogique, l’incrémentation du compteur logique se traduit par une augmentation ou une diminution de la tension de sortie. Pour ce faire, des compteurs analogiques utilisent un transfert de charges dans une capacité d’intégration aux bornes de laquelle la tension de sortie est mesurée. Par exemple, dans la publication scientifique « An analog counter architecture for pixel-level ADC », Peizerat, Arnaud et al. (2009), un circuit électronique illustré sur la de l’état de la technique propose d’utiliser une capacité CMOS Cinj pour injecter périodiquement des charges dans une capacité d’intégration Cint. La tension de sortie Vint est mesurée aux bornes de cette capacité d’intégration Cint. La capacité CMOS Cinj est réalisée au moyen d’un transistor PMOS, dont la tension de grille est fixée à une tension Vbias. La source de ce transistor Cinj est connectée au drain d’un transistor de charge Mc alors que le drain de ce transistor Cinj est connecté à la source d’un transistor de transfert Mt. Le transistor de charge Mc est également connecté par sa source à une tension de polarisation Vdd alors que le drain du transistor de transfert Mt est connecté à la tension de sortie Vint. La grille des deux transistors Mc, Mt est commandée par des signaux d’horloge Φ, /Φ en opposition de phase de sorte à charger la capacité CMOS Cinj lorsque le transistor de charge Mc est passant et le transistor de transfert Mt bloqué ; et à transférer les charges de la capacité CMOS Cinj vers la capacité d’intégration Cint lorsque le transistor de charge Mc est bloqué et le transistor de transfert Mt passant. Ce circuit électronique de la réalise ainsi un transfert de charges depuis la capacité CMOS Cinj vers la capacité d’intégration Cint à chaque cycle des signaux d’horloge Φ, /Φ. Plus précisément, à chaque cycle, les charges transférées passent par un transistor de transfert Mt et elles correspondent, au premier ordre, à Vdd-Vbias-Vt, Vt correspondant à la tension de seuil du transistor PMOS réalisant la capacité CMOS Cint. Or, ce transistor PMOS intègre inévitablement une dispersion de sa tension de seuil Vt. D’autre schémas de transfert de charges existent dans l’état de l’art mais ils sont également affectés par les dispersions de Vt des transistors de charge ou de transfert. Cette dispersion de la tension de seuil Vt est principalement inhérente au procédé de fabrication. Elle peut être évaluée par des simulations de type Monte-Carlo. Plus précisément, cette dispersion est fonction de l’usine de fabrication, du lot de fabrication, de la tranche fabriquée, de la puce sur la tranche... Il existe aussi une dispersion locale dont la valeur est inversement proportionnelle à la racine carrée de la surface du transistor. Cette dispersion peut être de plusieurs millivolts, ou de plusieurs dizaines de millivolts et entraine une variation de comportement d’un compteur par rapport à un autre compteur voisin, par exemple lorsque plusieurs compteurs sont associés à plusieurs pixels. En raison de la dispersion de la tension de seuil Vt, chaque compteur analogique d’une matrice possède sa propre courbe de transfert décrivant l’évolution de la tension de sortie en fonction de chaque évènement détecté. Si cette courbe de transfert est différente d’un compteur à l’autre, il est nécessaire de réduire la dynamique de comptage pour tolérer la marge d’erreur entre les différentes courbes, ou mesurer chacune des courbes pour corriger leurs erreurs pour augmenter la précision. Dans la pratique, il est très difficile de faire une correction personnalisée pour chaque pixel, et la réduction de la dynamique de comptage est classiquement utilisée, c’est pourquoi il est difficile de réaliser un compteur analogique de plus de 3 bits. La dynamique d’un compteur analogique résulte de la précision de chaque incrément de tension pour passer d’un niveau au niveau suivant au cours du comptage, mais aussi de la précision de l’incrément d’un compteur par rapport à l’incrément de chacun des autres compteurs présents dans chaque pixel d’une matrice. L’état de l’art des compteurs analogiques existant permet de réaliser des compteurs de 3 bits. Certains revendiquent 4 bits de comptage avec des architectures particulièrement complexes. A titre d’exemple, pour réaliser un compteur de 4 bits, donc 16 niveaux distincts (15 incréments) sur une dynamique de tension de 3V, il faut des incréments de tension de 0,2V. Pour identifier les niveaux de la sortie, la tension de sortie est reconnue comme représentative du niveau qui lui est le plus proche, le seuil séparant deux niveaux successifs est donc situé au milieu des deux niveaux, soit à 0,1V du niveau idéal. L’écart statistique de la sortie par rapport au niveau idéal, répond à une loi normale. Pour éviter les erreurs de détection de niveau sur l’ensemble des compteurs d’une matrice ayant par exemple un million de pixels, il faut situer le seuil séparant les niveaux à au moins cinq fois l’écart-type du niveau idéal. L’écart-type de l’écart statistique doit donc être de l’ordre de 20 mV. La source dominante de l’erreur statistique en sortie est l’erreur statistique de l’incrément. En effet, cette erreur de l’incrément se répète lors du comptage, et se cumule en sortie, L’erreur statistique en sortie et alors égale à M fois l’erreur statistique de l’incrément, M étant la dynamique du compteur. Dans le cas d’un compteur 4 bit, l’écart-type de l’erreur sur l’incrément doit être 15 fois plus petite que l’écart-type de l’erreur en sortie, soit un écart type de l’erreur sur l’incrément de 1,3 mV. Cet exemple illustre la difficulté de réalisation d’un compteur analogique 4 bits avec la dispersion des tensions de seuil Vt des transistors réalisés en technologie CMOS : de quelque mV à quelques dizaines de mV. Il est à noter que pour augmenter d’un bit la dynamique d’un compteur analogique, il faut améliorer la précision de l’incrément d’un facteur 4. Cette problématique de la dispersion de la tension de seuil Vt d’un transistor lié au transfert de charges et nécessitant de réduire la précision est commune à un grand nombre de compteurs logiques à sortie analogique connus, notamment ceux décrits dans les documents US 2021/0226637, WO 2021/150296, US 10,931,296 et US 10,594,299. Ce dernier document US 10,594,299 décrit clairement cette problématique de limitation de la précision, et il propose d’augmenter cette précision en mettant en œuvre plusieurs compteurs logiques à sortie analogique en cascade. Cependant, cette solution nécessite de gérer les retenues entre les compteurs en cascade et les signaux de reset au cours du comptage. En outre, la multiplicité des compteurs logiques à sortie analogique augmente la surface d’implantation. Certains compteurs logiques à sortie analogique intègrent également des amplificateurs, tel que décrit dans un mode de réalisation de la publication scientifique « A 64 × 64 SPAD-Based Indirect Time-of-Flight Image Sensor With 2-Tap Analog Pulse Counters » Byungchoul Park et al. IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS (2021). L’utilisation de ce type de composant pose des problèmes de consommation. En effet, la consommation d’un amplificateur est de l’ordre de 600nA lorsqu’un circuit qui utilise uniquement des composants discrets, tels que des transistors, consomme dix fois moins de courant. Le problème technique de l’invention est donc d’obtenir un compteur analogique avec une précision plus importante que les compteurs de ce type connus, permettant une implantation sur une surface limitée, et présentant une consommation électrique limitée. Pour répondre à ce problème technique, l’invention propose de mettre en œuvre un circuit de génération périodique de charges calibrées et un circuit d’aiguillage des charges commandé par un signal logique d’entrée. Ces circuits permettent de générer périodiquement des charges précises au cours d’un cycle de détection, et à aiguiller les charges dans une capacité d’intégration, aux bornes de laquelle la tension de sortie, uniquement lorsqu’un évènement est détecté dans le cycle de détection sur le signal logique d’entrée. On entend par charge calibrée, une charge qui ne dépend pas, au premier ordre, des paramètres technologiques de la technologie CMOS. On choisira donc préférentiellement d’utiliser un même type de capacité pour la capacité d’injection et la capacité d’intégration de sorte que les dispersions de ce type de capacité se compensent, et que l’incrément de tension sur la capacité d’intégration ne soit pas affecté par les dispersions des capacités entre les différents lots, tranches, ou puces fabriquées. Plus précisément, l’invention propose un circuit de génération périodique de charges calibrées mettant en œuvre un seul transistor de contrôle d’injection connecté en série avec une capacité d’injection, de sorte à utiliser ce transistor de contrôle d’injection pour charger et décharger la capacité d’injection. Pour ce faire, une phase d’initialisation, une phase de précharge et une phase de charge sont mises en œuvre dans chaque cycle de détection. Lors des phases de précharge et de charge, la tension de grille du transistor de contrôle d’injection est ajustée différemment de sorte à appliquer deux tensions successives distinctes à la capacité d’injection et, ainsi, annuler la tension de seuil du transistor de contrôle d’injection par la différence entre les deux tensions appliquées successivement à la capacité d’injection. Il s’ensuit que des charges précisément calibrées sont générées périodiquement à l’identique et transmises au circuit d’aiguillage qui a pour rôle de sélectionner celles qui seront prises en compte pour le comptage de chaque évènement. Il devient ainsi possible d’améliorer la précision du compteur de l’invention car l’incrément du signal de sortie entre deux niveaux consécutifs de comptage peut être bien inférieurs à celui de l’état de la technique. Par exemple, l’invention permet de mettre en œuvre un incrément du signal de sortie de l’ordre de 0,015 à 0,025 Volt entre deux niveaux de tension, permettant d’obtenir un comptage d’une précision pouvant aller jusqu’à 7 ou 8 bits. A cet effet, l’invention concerne un compteur analogique du nombre d’évènements d’au moins un signal logique d’entrée au cours d’une période de comptage, ladite période de comptage comportant un ensemble de cycles de détection dans lesquels un évènement du signal logique d’entrée peut être détecté. L’invention se caractérise en ce que le compteur analogique comprend : - un circuit de génération périodique d’une quantité calibrée de charges à chaque cycle de détection ; - une capacité d’intégration configurée pour stocker ladite quantité calibrée de charges à chaque cycle de détection de la période de comptage pour lequel un évènement du signal logique d’entrée est détecté de sorte qu’une tension de sortie, aux bornes de la capacité d’intégration, est représentative du nombre d’évènements du signal logique d’entrée détectés au cours de la période de comptage ; - un circuit d’aiguillage de la quantité calibrée de charges commandé par le signal logique d’entrée pour stocker ladite quantité calibrée de charges dans la capacité d’intégration uniquement lorsqu’un évènement est détecté sur le signal logique d’entrée ; - un circuit de génération de signaux de commande du compteur analogique ; et - un circuit de réinitialisation de la tension de sortie aux bornes de la capacité d’intégration de sorte à réinitialiser le comptage. Le circuit de génération périodique de charges calibrées comprend : - une capacité d’injection configurée pour stocker la quantité calibrée de charges à chaque cycle de détection et connectée à l’une de ses bornes à une première tension de polarisation ; - un transistor de contrôle d’injection dont la source est connectée à l’autre borne de la capacité d’injection, dont la grille est connectée à une tension de commande, et dont le drain est connecté à un nœud d’injection ; - un transistor de charge dont la source est connectée à une seconde tension de polarisation et dont le drain est connecté au nœud d’injection ; et - un transistor de transfert dont la source est connectée au nœud d’injection et dont le drain est connecté à un nœud d’aiguillage ; la grille des deux transistors de charge et de transfert étant commandée par des signaux d’horloge en opposition de phase de sorte à charger ladite capacité d’injection puis à transférer les charges accumulées dans ladite capacité d’injection au circuit d’aiguillage. Le circuit de génération de signaux de commande est configuré pour commander la tension de commande et les signaux d’horloge de sorte à générer successivement les phases suivantes à chaque cycle de détection : - une phase d’initialisation au cours de laquelle le transistor de contrôle d’injection et le transistor de charge sont passants alors que le transistor de transfert est bloqué ; - une phase de précharge au cours de laquelle le transistor de contrôle d’injection et le transistor de transfert sont passants alors que le transistor de charge est bloqué, la tension de commande étant fixée à une première valeur ; et - une phase de charge au cours de laquelle le transistor de contrôle d’injection et le transistor de transfert sont passants alors que le transistor de charge est bloqué, la tension de commande étant fixée à une seconde valeur. L’invention propose ainsi de générer périodiquement une quantité calibrée de charges afin que ces charges puissent être transférées dans la capacité d’intégration en fonction de l’aiguillage commandé par ledit au moins un signal logique d’entrée. Au sens de l’invention, les charges « calibrées » correspondent à des quantités de charges qui sont plus précises que celles de l’état de la technique. En effet, en utilisant le même transistor de contrôle d’injection pour générer les deux phases de précharge et de charge avec des tensions de commande distinctes, la tension appliquée aux bornes de la capacité d’intégration à l’issue de ces deux phases est indépendante de la tension de seuil de ce transistor de contrôle d’injection. La quantité de charges dans la capacité d’intégration dépendant de la valeur de capacité et de la différence de tension aux bornes de la capacité d’intégration, il s’ensuit que la quantité de charges qui est transférée depuis la capacité d’injection à la capacité d’intégration est plus précise car elle est indépendante, au premier ordre, des variations de cette tension de seuil. Numériquement, avec une première valeur de tension de commande vtx1, une seconde valeur de tension de commande vtx2 et une tension de seuil du transistor de contrôle d’injection vtMct, la tension appliquée sur une borne de la capacité d’intégration correspond à la différence vtx1-vtMct dans la phase de précharge et à la différence vtx2-vtMct dans la phase de charge. Lors de la transition entre ces deux phases, la quantité de charges dans la capacité d’intégration est donc (vtx2-vtx1).Cinj, avec Cinj la valeur de la capacité d’injection. Ainsi, la quantité de charges transférée depuis la capacité d’injection à la capacité d’intégration lors de la transition entre ces deux phases est indépendante de la tension de seuil du transistor de contrôle d’injection vtMct. Ce principe de fonctionnement n’est pas remis en cause si la tension de seuil du transistor de contrôle d’injection vtMct évolue légèrement, par effet bulk, avec la polarisation de la source du transistor de contrôle d’injection, car l’effet bulk ne dépend pas de la dispersion de la tension de seuil du transistor de contrôle d’injection vtMct. Cet avantage est très important puisqu’il permet de mettre en œuvre des seuils du signal de sortie à des tensions de l’ordre de 0,015 à 0,025 Volt entre deux niveaux de tension, permettant d’obtenir un comptage dont la précision peut atteindre 7 à 8 bits. Au sens de l’invention, les phases de « charge » ou de « précharge » correspondent à des phases à l’issue desquelles des charges en quantité précise sont générées par le circuit de génération périodique de charges calibrées et stockées dans la capacité d’injection. Ces charges calibrées peuvent être obtenues par des étapes de charge ou de décharge de la capacité d’injection sans changer l’invention. Ces charges sont générées « périodiquement » car, à chaque cycle de détection mettant en œuvre la phase d’initialisation, la phase de précharge et la phase de charge, une quantité calibrée de charges est générée par le circuit de génération périodique de charges calibrées et stockées dans la capacité d’injection. Lors de chacun de ces cycles de détection répétés en boucle pendant toute la période de comptage, cette quantité calibrée de charges peut être transférée ou non dans la capacité d’intégration. Ce transfert est commandé par la détection d’un évènement sur au moins un signal logique d’entrée. Les évènements peuvent correspondre à des fronts montants ou descendants d’un signal logique d’entrée. De préférence, les évènements correspondent à une variation de l’état logique d’un signal d’entrée. Par exemple, en utilisant un signal logique d’entrée dont l’état stable est l’état haut, il est possible de détecter les évènements pour lesquels le signal logique d’entrée est placé à l’état bas. Pour ce faire, il est possible de vérifier l’état logique du signal logique d’entrée à chaque cycle de détection. Ainsi, le compteur analogique est incrémenté ou décrémenté à chaque cycle de détection pour lequel un évènement du signal logique d’entrée est détecté, par exemple un état bas sur le signal logique d’entrée. Dans le cadre de l’invention, l’incrémentation du compteur analogique se traduit par une augmentation ou une diminution de la tension de sortie aux bornes de la capacité d’intégration obtenue par un transfert de charges calibrées depuis la capacité d’injection. Pour ce faire, le circuit d’aiguillage peut prendre plusieurs formes distinctes avec un ou plusieurs transistors fonctionnant en régime de commutation pour transférer les charges précisément calibrées qui sont validées par un évènement sur l’entrée logique, vers la capacité d’intégration, et pour évacuer toutes les autres charges vers une tension de polarisation. De préférence, le circuit d’aiguillage comprend deux lignes : - une ligne d’évacuation des charges comprenant un transistor d’évacuation dont la source est connectée sur ledit nœud d’aiguillage et le drain est connecté à une troisième tension de polarisation ; et - une ligne de transfert des charges comprenant un transistor de comptage dont la source est connectée sur ledit nœud d’aiguillage et le drain est connecté à la capacité d’intégration ; la grille des transistors des deux lignes étant commandée par des signaux logiques d’entrée qui définissent si les charges stockées dans la capacité d’injection sont évacuées ou transférées dans la capacité d’intégration. Préférentiellement, le régime passant des deux transistors ne se fera pas en régime ohmique, mais en régime saturé pour assurer une fonction cascode lors du transfert des charges, et ainsi améliorer la linéarité. Avec ce circuit d’aiguillage, le transistor d’évacuation de la ligne d’évacuation des charges peut être préférentiellement commandé par un signal logique d’entrée variable alors que le transistor de comptage de la ligne de transfert des charges est commandé par un signal fixe, les couplages de charges parasites entre la grille du transistor de comptage et la capacité d’intégration sont alors supprimés. Ainsi, il est possible de faire en sorte qu’un évènement du signal logique d’entrée variable dans la phase de charge entraine un transfert des charges calibrées dans la capacité d’intégration. En variante, les signaux logiques des grilles des transistors des deux lignes peuvent être variables et correspondre à deux signaux logiques d’entrée afin de détecter des évènements sur ces deux signaux logiques d’entrée. Typiquement, le signal logique d’entrée appliqué sur la grille du transistor de comptage peut être fixe, par exemple à une tension de 2.4 Volts. La tension appliquée sur la grille du transistor d’évacuation peut alors être fixée à 2.7 Volts et passer à 2.1 Volts lors d’un évènement. Ainsi, la tension appliquée sur la grille du transistor d’évacuation est normalement plus importante que la tension appliquée sur la grille du transistor de comptage, et les charges calibrées sont normalement évacuées vers la troisième tension de polarisation. Lors d’un évènement, la tension appliquée sur la grille du transistor d’évacuation est inférieure à la tension appliquée sur la grille du transistor de comptage et les charges calibrées sont transférées dans la capacité d’intégration. Pour détecter des évènements pouvant apparaitre sur le signal logique d’entrée appliqué sur la grille du transistor de comptage, celui-ci peut également évoluer entre la tension de 2.4 Volts et la tension de 3 Volts. Ainsi, un évènement du signal logique d’entrée détecté par la grille du transistor de comptage entraine une augmentation de la tension appliquée sur la grille du transistor de comptage et, la tension appliquée sur la grille du transistor d’évacuation étant inférieure à la tension appliquée sur la grille du transistor de comptage, les charges calibrées sont transférées dans la capacité d’intégration. Ce mode de réalisation est particulièrement efficace pour commander facilement le comptage ou non des évènements survenus sur un signal logique d’entrée variable, ou un signal logique d’entrée équivalent complémenté. En outre, avec ce circuit d’aiguillage et en reprenant le précédent exemple numérique, les seuils du signal de sortie peuvent correspondre à Vstep=(vtx2-vtx1).Cinj/Cint, avec Cinj la valeur de la capacité d’injection. De manière plus précise, la valeur de la tension de seuil du transistor de contrôle d’injection vtMct peut évoluer par effet bulk lorsque la tension source-bulk du transistor de contrôle d’injection Mct change. La charge précise est alors légèrement inférieure à la valeur théorique mais cela n’affecte pas la précision de la reproductibilité de la valeur car la contribution est du second ordre. Typiquement, Vstep peut être de 23 mVolts sur une plage d’amplitudes de 3 Volts, s’étendant de 1.4 à 4.4 Volts. Il est ainsi possible de coder 130 combinaisons sur une tension de sortie analogique, permettant de décrire un signal sur 7 bits de 128 combinaisons. Ce circuit d’aiguillage transfère des charges calibrées vers la capacité d’intégration, mais il transfère également une petite charge parasite qui est dépendante de la différence de tension de seuil entre le transistor d’évacuation et le transistor de comptage. En effet, les transistors s’échangeant le rôle de cascode, leur source commune connectée sur le nœud d’aiguillage est polarisée soit par le transistor d’évacuation, soit par le transistor de comptage, à une valeur de leur tension de grille moins la tension de seuil de chaque transistor. Cette différence de tension de seuil entre le transistor d’évacuation et le transistor de comptage est appliquée au nœud d’aiguillage lors de la commutation, et donc sur la capacité parasite vue par le nœud d’aiguillage. Ainsi, cette capacité parasite vue par le nœud d’aiguillage correspond à une charge parasite proportionnelle à la différence de tension de seuil entre le transistor d’évacuation et le transistor de comptage qui est transférée vers la capacité d’intégration. Cette charge parasite dépendante des tensions de seuil entre le transistor évacuation et le transistor de comptage est une erreur de deuxième ordre car la capacité parasite du nœud d’aiguillage est très inférieure à la capacité d’injection, mais cette erreur devient dominante dans le cadre de l’invention qui a supprimé les erreurs de premier ordre. Pour améliorer la précision du compteur analogique et réduire l’amplitude possible des seuils du signal de sortie, il peut être recherché d’annuler la différence de tension de seuil entre le transistor d’évacuation et le transistor de comptage des deux lignes du circuit d’aiguillage. Pour ce faire, il est possible d’utiliser une phase de réinitialisation du compteur pour mémoriser dans une capacité d’offset la différence de tension de seuil entre les deux transistors des deux lignes du circuit d’aiguillage. Il est ensuite possible de soustraire cette valeur d’offset stockée dans la capacité d’offset pour obtenir le signal logique d’entrée variable à partir d’un signal logique d’entrée contrôlé. Ainsi, les charges transférées dans la capacité d’intégration peuvent être indépendantes de la différence de tension de seuil entre le transistor d’évacuation et le transistor de comptage des deux lignes du circuit d’aiguillage et les seuils de tension du signal de sortie peuvent être réduits, de sorte à augmenter la précision du compteur analogique. Dans ce mode de réalisation, la ligne d’évacuation des charges comprend également : - une capacité d’offset connectée entre un signal logique d’entrée contrôlé et la grille du transistor d’évacuation de sorte que le signal logique d’entrée variable soit obtenu à partir du signal logique d’entrée contrôlé en appliquant un offset généré par la tension de la capacité d’offset ; - un premier transistor d’offset monté entre le drain du transistor d’évacuation et la troisième tension de polarisation, la source du premier transistor d’offset étant connectée à la troisième tension de polarisation, son drain étant connecté au drain du transistor d’évacuation et sa grille étant commandée par un premier signal d’offset généré par le circuit de génération de signaux de commande ; et - un second transistor d’offset monté entre le drain et la grille du transistor d’évacuation, le drain du second transistor d’offset étant connecté au drain du transistor d’évacuation, sa source étant connectée à la grille du transistor d’évacuation et sa grille étant commandée par un second signal d’offset généré par le circuit de génération de signaux de commande. Le circuit de génération de signaux de commande est alors configuré pour commander le premier signal d’offset et le second signal d’offset de sorte à générer successivement les épisodes suivants dans une période de réinitialisation : - un épisode de charge de la capacité d’offset dans lequel le premier transistor d’offset est passant et le second transistor d’offset est passant ; - un épisode de décharge de la capacité d’offset dans lequel le premier transistor d’offset est bloqué et le second transistor d’offset est passant, cet épisode de décharge étant maintenu pendant un certain nombre de cycles de calibration au cours desquels les phases d’initialisation, de précharge et de charge sont mises en œuvre ; et - un épisode d’échantillonnage de la capacité d’offset dans lequel le premier transistor d’offset est bloqué et le second transistor d’offset est bloqué ; - le signal d’entrée logique contrôlé étant fixé à une valeur de tension de réinitialisation durant les épisodes de charge, de décharge et d’échantillonnage. Le circuit de génération de signaux de commande est également configuré pour commander le premier signal d’offset et le second signal d’offset de sorte que le premier transistor d’offset soit passant et le second transistor d’offset soit bloqué dans la période de comptage. Pour mettre en œuvre ce mode de réalisation, le signal de commande doit donc correspondre à un signal logique d’entrée « contrôlé », c’est-à-dire un signal logique généré par le circuit de génération de signaux de commande. Dans la période de réinitialisation, pour obtenir un chargement de la capacité d’offset avec une tension représentant la différence de tension de seuil entre le transistor d’évacuation et le transistor de comptage des deux lignes du circuit d’aiguillage, il est nécessaire de fixer le signal de logique d’entrée contrôlé à une tension prédéfinie. Cette tension prédéfinie est appliquée sur une première borne de la capacité d’offset alors que la seconde borne de la capacité d’offset est reliée à la troisième tension de polarisation, à travers le second transistor d’offset qui est rendu passant. Le premier transistor d’offset étant initialement passant dans l’épisode de charge, la capacité d’offset est alors chargée à sa charge maximale. Le premier transistor d’offset est ensuite bloqué, le drain et la grille du transistor d’évacuation devient un nœud flottant dans l’épisode de décharge, polarisé par la capacité d’offset. Pour calibrer la capacité d’offset à la valeur voulue, des charges calibrées doivent être générées par le circuit de génération périodique de charges calibrées en mettant en œuvre les phases d’initialisation, de précharge et de charge autrement utilisées dans l’épisode de décharge. Ainsi, en utilisant plusieurs cycles de calibration consécutifs dans l’épisode de décharge, par exemple 5 cycles, il est possible de décharger progressivement la capacité d’offset vers une valeur voulue finale qui est représentative de la différence de tension de seuil entre le transistor d’évacuation et le transistor de comptage des deux lignes du circuit d’aiguillage. Cette valeur est atteinte de façon asymptotique car, dans un premier temps, les charges calibrées passent par le transistor d’évacuation, et déchargent la capacité d’offset, cette décharge fait baisser la tension de grille du transistor d’évacuation jusqu’à son seuil de conduction, c’est-à-dire le moment ou les charges calibrées passent entièrement par le deuxième transistor. Ce seuil de conduction sur la grille du transistor d’évacuation est représentatif de la différence de tension de seuil entre le transistor d’évacuation et le transistor de comptage. Pour terminer cette période de réinitialisation, le deuxième transistor d’offset est bloqué pour échantillonner la valeur voulue sur la capacité d’offset. Ainsi, dans l’épisode d’échantillonnage, le premier transistor d’offset est rendu passant pour revenir aux conditions initiales. La grille du transistor d’évacuation est alors commandée avec un décalage d’offset qui aligne le seuil de conduction à la même valeur pour tous les pixels, la charge parasite du nœud d’aiguillage est alors identique pour tous les pixels, il n’y a plus de dépendance avec la différence des tensions de seuil entre le transistor d’évacuation et le transistor de comptage. Préférentiellement, le compteur analogique de l’invention est intégré dans un pixel d’une matrice dans laquelle chaque pixel intègre un compteur analogique. Pour ce faire, chaque pixel a besoin de signaux de commande pour fonctionner correctement. Ces signaux peuvent être des signaux de polarisation, des signaux logiques classiques prenant le niveau des alimentations, des signaux logiques avec des niveaux de tension spécifiques pour le « 0 » et le « 1 », et des signaux logiques ou analogiques qui sont dépendants de l’entrée logique qui valide le comptage… Il peut également y avoir des signaux plus complexes tels que le signal d’entrée contrôlé qui doit prendre trois niveaux de tension distincts : un niveau de tension dans la période de réinitialisation et deux niveaux de tension pour valider ou non le comptage dans la période de comptage. Dans la mesure du possible, tous ces signaux sont générés à l’extérieur de la matrice de pixels, mais le signal d’entrée logique est spécifique à chaque pixel, et il est donc généré dans le pixel, c’est par exemple la sortie d’un comparateur, ou les deux sorties complémentées d’un comparateur. Il y a donc nécessité d’avoir un circuit dans le pixel pour mettre en forme les signaux de commande à partir du signal d’entrée interne au pixel. Ce circuit doit être le plus petit possible car il est implanté dans le pixel. Ainsi, pour optimiser la surface disponible pour le compteur analogique, il est préférable d’utiliser des signaux de commande identiques pour plusieurs compteurs analogiques afin que ces signaux de commande puissent être mutualisés et générés à l’extérieur de la surface de chaque pixel. Pour ce faire, il est possible d’améliorer la ligne d’évacuation des charges pour fixer la tension sur le signal logique d’entrée dans la période de réinitialisation par des signaux externes, générés de manière centralisée. Dans ce mode de réalisation, la ligne d’évacuation des charges comprend également un circuit de génération du signal logique d’entrée variable; ce circuit comprenant : - un premier transistor de génération dont une première borne, source ou drain, est connectée à un premier signal de génération, une seconde borne, source ou drain, est connectée au signal logique d’entrée contrôlé, et la grille est connectée à un signal logique d’entrée non-contrôlé ; et - un second transistor de génération dont une première borne, source ou drain, est connectée à un second signal de génération, une seconde borne, source ou drain, est connectée au signal logique d’entrée contrôlé, et la grille est connectée à un signal complémentaire du signal logique d’entrée non-contrôlé. Le circuit de génération de signaux de commande est configuré pour commander le premier signal de génération et le second signal de génération de sorte que : - le premier signal de génération est à l’état bas dans la phase de charge et à l’état haut dans les phases d’initialisation et de précharge de la période de comptage ; et - le second signal de génération est à l’état haut dans les phases d’initialisation, de précharge et de charge de la période de comptage ; le premier signal de génération et le second signal de génération présentant une tension de réinitialisation durant une période de réinitialisation de sorte à fixer le signal logique d’entrée contrôlé à la tension de réinitialisation durant une période de réinitialisation. Ce mode de réalisation vise à introduire un multiplexeur à deux transistors et deux signaux d’entrée, un pour la fonction « comptage » et un pour la fonction « non comptage ». L’un de ces deux signaux est envoyé au compteur en fonction du positionnement du signal d’entrée qui doit rester stable pendant le comptage, et peut évoluer entre deux comptages. Lors de la période de réinitialisation, l’un des deux transistors de génération est forcément passant, indépendamment du niveau du signal d’entrée non-contrôlé, puisque le premier transistor de génération est commandé par le signal logique d’entrée non-contrôlé alors que le second transistor de génération est commandé par le signal complémentaire. Il s’ensuit que la tension recherchée, c’est-à-dire la tension de réinitialisation, est appliquée sur le signal logique d’entrée durant cette période de réinitialisation. Ce mode de réalisation peut être mis en œuvre avec ou sans la capacité d’offset. Ainsi, outre le signal logique d’entrée, tous les autres signaux sont générés à l’extérieur de la matrice, en particulier la tension spécifique appliquée lors de la période de réinitialisation. Cela impose néanmoins que tous les compteurs de la matrice se réinitialisent en même temps. Par ailleurs, il est possible d’utiliser le transistor de transfert pour assurer une fonction cascode avec le transistor de contrôle d’injection. Cette fonction cascode permet de séparer le nœud d’injection et le nœud d’aiguillage pour assurer une linéarité du transfert des charges entre la capacité d’injection et la capacité d’intégration. Pour ce faire, le circuit de génération de signaux de commande est configuré pour transmettre un signal d’horloge sur le transistor de transfert dont l’amplitude est limitée de sorte que le transistor de transfert ne soit pas en régime ohmique dans les phases de précharge et de charge. Par ailleurs, le circuit de remise à zéro peut être réalisé par un transistor dont le drain est connecté à la capacité d’intégration, la source est connectée à une tension d’initialisation et la grille est commandée par un signal de remise à zéro généré par le circuit de génération de signaux de commande du compteur. Ce mode de réalisation permet d’implémenter simplement une remise à zéro de la tension aux bornes de la capacité d’intégration. Au sens de l’invention, une remise à zéro fait référence à un positionnement de la tension de sortie analogique à une valeur correspondant à la valeur 0 du compteur d’évènement. Ainsi, la remise à zéro peut consister à imposer un niveau de tension supérieur à 0 volt aux bornes de la capacité d’intégration, par exemple 3 Volts. De préférence, la capacité d’injection et/ou la capacité d’intégration sont réalisées par des capacités MOS. Une capacité MOS est classiquement réalisée en interposant une couche mince d’isolant de quelques dizaines de nanomètres entre un semi-conducteur, par exemple du silicium, et une électrode métallique, par exemple en silicium polycristallin. Ce mode de réalisation permet de limiter la surface de silicium nécessaire pour former les capacités. Selon une première variante d’implémentation, le transistor de contrôle d’injection, les deux transistors de transfert, le transistor d’évacuation et le transistor de comptage sont constitués de transistor NMOS, la première tension de polarisation et la seconde tension de polarisation correspondant à des niveaux bas de tension alors que la troisième tension de polarisation correspondant à un niveau haut de tension. Cette première variante d’implémentation propose des diminutions successives d’une tension de sortie, initialement fixée à un état haut. Selon une seconde variante d’implémentation, le transistor de contrôle d’injection, les deux transistors de transfert, le transistor d’évacuation et le transistor de comptage sont constituées de transistors PMOS, la première tension de polarisation et la seconde tension de polarisation correspondant à des niveaux haut de tension alors que la troisième tension de polarisation correspondant à un niveau bas de tension. Cette seconde variante d’implémentation propose des augmentations successives d’une tension de sortie, initialement fixée à un état bas. Description sommaire des figures La manière de réaliser l’invention ainsi que les avantages qui en découlent, ressortiront bien des modes de réalisation qui suivent, donnés à titre indicatif mais non limitatif, à l’appui dans figures 1 à 8 dans lesquelles : est une représentation schématique d’un compteur analogique de l’état de la technique ; est une représentation schématique d’un compteur analogique selon un premier mode de réalisation de l’invention ; est une représentation schématique d’un compteur analogique selon un deuxième mode de réalisation de l’invention ; est une représentation schématique d’un compteur analogique selon un troisième mode de réalisation de l’invention ; est une représentation schématique des signaux de commande et des tensions du compteur analogique de la selon une première échelle de temps ; est une représentation schématique d’une première partie des signaux de commande et des tensions du compteur analogique de la ; est une représentation schématique d’une seconde partie des signaux de commande et des tensions du compteur analogique de la ; est une représentation schématique d’une première partie des signaux de commande et des tensions du compteur analogique de la dans un épisode de charge d’une période de réinitialisation ; est une représentation schématique d’une seconde partie des signaux de commande et des tensions du compteur analogique de la dans un épisode de charge de la période de réinitialisation ; est une représentation schématique d’une première partie des signaux de commande et des tensions du compteur analogique de la dans un épisode d’échantillonnage de la période de réinitialisation ; et est une représentation schématique d’une seconde partie des signaux de commande et des tensions du compteur analogique de la dans un épisode d’échantillonnage de la période de réinitialisation. Description détaillée de l’invention La illustre un compteur analogique 10 selon un mode de réalisation de l’invention. Au sein de ce compteur analogique 10, un circuit électronique permet de compter le nombre d’événements d’un signal logique d’entrée vp ou vn survenus au cours d’une période de comptage Pc. Pour ce faire, le circuit électronique est divisé en plusieurs parties : - un circuit de génération périodique d’une quantité calibrée de charge 15, - un circuit d’aiguillage 16, - un circuit de génération de signaux de commande 17 et - un circuit de remise à zéro 18. Ces différents circuits 15 à 18 visent à commander le stockage d’une quantité de charges prédéterminée dans chaque cycle de détection Cd de la période de comptage Pc lorsqu’un événement est détecté sur le signal logique d’entrée vp ou vn. Ces quantités calibrées de charges sont stockées dans une capacité d’intégration Cint montée entre une tension de sortie Vint et la masse. Le circuit de remise à zéro 18 permet de réinitialiser la tension de sortie Vint aux bornes de la capacité d’intégration Cint au moyen d’un signal reset. Pour ce faire, le circuit de remise à zéro 18 peut être réalisé au moyen d’un transistor Mr de type PMOS dont le drain est connecté à la tension Vint et la source est connectée à une tension d’initialisation Vinit correspondant à la tension à appliquer à la tension de sortie Vint pour réinitialiser le compteur analogique 10. La grille du transistor Mr est commandée par un signal de remise à zéro reset généré par le circuit de génération de signaux de commande 17. Par exemple, la tension Vinit peut correspondre à une tension de 3 Volts permettant de réinitialiser la tension Vint aux bornes de la capacité d’intégration Cint à 3 Volts au début du comptage. Ce circuit de remise à zéro 18 peut prendre d’autres formes sans changer l’invention. Pour générer des charges calibrées lors de chaque cycle de détection Cd, l’invention propose d’implémenter un circuit de génération périodique 15 d’une quantité calibrée de charges comportant une capacité d’injection Cinj, un transistor de contrôle d’injection Mct, un transistor de charge Mc et un transistor de transfert Mt. La capacité d’injection Cinj, ainsi que la capacité d’intégration Cint, peuvent être réalisées par des capacités MOS. Contrairement à la capacité d’intégration Cint qui vise à stocker plusieurs quantités de charges distinctes afin de compter les événements survenus sur le signal logique d’entrée vp ou vn, la capacité d’injection Cinj peut présenter une valeur de capacité beaucoup plus faible que celle de la capacité d’intégration Cint. L’ordre de grandeur de la capacité d’injection Cinj est la dizaine de femtofarad, par exemple 10 fF, alors que l’ordre de grandeur de la capacité d’intégration Cint est la centaine de femtofarad, par exemple 500 fF. Cette capacité d’injection Cinj est connectée à l’une de ses bornes à une première tension de polarisation Vpol1, alors que l’autre borne de la capacité d’injection Cinj est connectée au transistor de contrôle d’injection Mct. Dans l’exemple de la , le transistor de contrôle d’injection Mct est constitué d’un transistor NMOS, dont la source est connectée à la capacité d’injection Cinj alors que le drain est connecté à un nœud d’injection N1. Par ailleurs, la grille du transistor de contrôle d’injection Mct est connectée à une tension de commande vt générée par le circuit de génération de signaux de commande 17. Le nœud d’injection N1 est également connecté au transistor de charge Mc et au transistor de transfert Mt. Plus précisément, le transistor de charge Mc est connecté entre le nœud d’injection N1 et une seconde tension de polarisation Vpol2. Dans l’exemple de la , le transistor de charge Mc est constitué d’un transistor NMOS dont la source est connectée à la seconde tension de polarisation Vpol2, et dont le drain est connecté au nœud d’injection N1. Le transistor de transfert Mt est quant à lui connecté entre le nœud d’injection N1 et un nœud d’aiguillage N2. Dans l’exemple de la , le transistor de transfert Mt est constitué d’un transistor NMOS, dont la source est connectée au nœud d’injection N1 et dont le drain est connecté au nœud d’aiguillage N2. Les deux transistors de charge et de transfert Mc et Mt sont commandés par des signaux d’horloge Φ et /Φ en opposition de phase. Ces signaux d’horloge Φ et /Φ sont également générés par le circuit de génération de signaux de commande 17. Ainsi, dans l’exemple de la , le circuit de génération de signaux de commande 17 génère les signaux de commande Φ, /Φ, vt et reset qui permettent de configurer le compteur analogique 10. Pour détecter les événements sur un signal logique d’entrée vp ou vn, ce signal logique d’entrée est pris en considération dans le circuit d’aiguillage 16. Ce circuit d’aiguillage 16 permet de transférer les charges calibrées de la capacité d’injection Cinj dans la capacité d’intégration Cint lorsque le comptage est validé par le signal logique d’entrée vp ou vn ou d’évacuer ses charges vers une troisième tension de polarisation Vpol3. Pour ce faire, le circuit d’aiguillage 16 comprend préférentiellement deux lignes L1 et L2. Une ligne d’évacuation des charges L1 est formée par un transistor d’évacuation Md1. Dans l’exemple de la , le transistor d’évacuation Md1 est constitué d’un transistor NMOS dont la source est connectée sur le nœud d’aiguillage N2 et dont le drain est connecté à la troisième tension de polarisation Vpol3. La seconde ligne correspond à une ligne de transfert de charges L2 qui comporte un transistor de comptage Md2. Dans l’exemple de la , le transistor de comptage Md2 est constitué d’un transistor NMOS dont la source est connectée sur le nœud d’aiguillage N2 et dont le drain est connecté à la tension de sortie Vint, c’est-à-dire à la capacité d’intégration Cint. La grille des transistors Md1 et Md2 est commandée par deux signaux logiques d’entrée vp et vn qui déterminent si les charges stockées dans la capacité d’injection Cinj sont évacuées ou transférées dans la capacité d’intégration Cint. Plus précisément, ces deux signaux logiques d’entrée vp et vn fonctionnent comme une paire différentielle, et c’est la différence entre ces deux signaux logiques d’entrée vp et vn qui déterminent si les charges stockées dans la capacité d’injection Cinj sont évacuées ou transférées dans la capacité d’intégration Cint. Ainsi, en plaçant le signal logique d’entrée vn à une valeur fixe, il est possible de définir si les charges stockées dans la capacité d’injection Cinj sont évacuées ou transférées, simplement en modifiant l’état du signal logique d’entrée vp. Le fonctionnement de ce circuit de la est plus particulièrement décrit en référence avec la qui illustre un exemple de mise en œuvre de deux cycles de détection Cd au cours d’une période de comptage Pc. Chaque cycle de détection Cd comporte trois phases. Une phase d’initialisation E1 permet de charger la capacité d’injection Cinj. Lors de cette phase, le transistor de contrôle d’injection Mct et le transistor de charge Mc sont passants alors que le transistor de transfert Mt est bloqué. Pour commander cette phase d’initialisation E1, le signal d’horloge Φ est placé à l’état haut alors que le signal d’horloge /Φ est placé à l’état bas. La durée de cette phase d’initialisation E1 est sélectionnée pour que la capacité d’injection Cinj puisse être complètement chargée. Après cette phase initialisation E1, une phase de précharge E2 consiste à placer le transistor de contrôle d’injection Mct et le transistor de transfert Mt passants, alors que le transistor de charge Mc est bloqué. Ainsi, cette phase de précharge E2 est obtenue en passant le signal Φ à l’état bas et le signal d’horloge /Φ à l’état haut. Par ailleurs, dans cette phase de précharge E2, la tension de commande vt est fixée à une première valeur vtx1. Suite à cette phase de précharge E2, une phase de charge E3 consiste à modifier la tension de commande vt à une seconde valeur vtx2 afin d’appliquer une discontinuité de tension aux bornes de la capacité d’injection Cinj. Cette discontinuité de tension entre la phase de précharge E2 et la phase de charge E3 entraîne un transfert de charges commandé par la variation de tension appliquée sur le signal de commande vt. Plus précisément, dans la phase de précharge E2, la capacité Cinj se décharge progressivement jusqu’à ce que la tension Vinj aux bornes de cette capacité soit polarisée à vtx1-vtMct, avec vtMct correspondant à la tension de seuil du transistor de contrôle d’injection Mct. En appliquant un second niveau de tension vtx2 > vtx1 lors de la phase de charge E3, la capacité Cinj se décharge et le signal Vinj passe de vtx1-vtMct à vtx2-vtMct, la quantité de charges transférée est alors exactement vtx2-vtx1 divisé par la valeur de capacité de la capacité Cinj. La tension de seuil du transistor de contrôle d’injection vtMct évolue légèrement, par effet bulk, avec la polarisation de la source du transistor de contrôle d’injection Vinj, cet effet réduit très légèrement la valeur de la charge transférée par rapport à la théorie, mais la dégradation de la précision de la charge transférée est du second ordre. Dans l’exemple de la , lors du premier cycle de détection Cd, le signal vp passe de la valeur vp1 à vp2 avant que le signal de commande vt passe de la valeur vtx1 à vtx2. Ainsi, le signal vp est à l’état bas vp2 lors de la transition entre la phase de précharge E2 et la phase de charge E3. Ce niveau de tension du signal logique d’entrée vp induit un comptage, c’est-à-dire un transfert de charges depuis la capacité d’injection Cinj vers la capacité d’intégration Cint. Il s’ensuit que la valeur Vint aux bornes de la capacité d’intégration Cint est diminuée depuis la tension vs1 à la tension vs2 lors de ce comptage. Lors du second cycle de détection Cd illustré sur la , lorsque le signal vt passe de la tension vtx1 à vtx2, aucun évènement n’apparait sur le signal d’entrée vp et le signal vp reste à l’état haut. Il s’ensuit que les charges sont évacuées vers la troisième tension de polarisation Vpol3 et que la tension de sortie Vint n’est pas modifiée. La tension Vinj aux bornes de la capacité d’injection Cinj illustre bien les deux phases de décharge de cette capacité d’injection avec les niveaux de tension Vi1 et Vi2 qui résultent des phases de précharge E2 et des phases de charge E3. De même, l’évolution de la tension sur les nœuds d’injection N1 et d’aiguillage N2 illustre également l’évolution de la tension dans le circuit de la selon qu’il y a ou non un transfert des charges de la capacité d’injection Cinj vers la capacité d’intégration Cint. Pour assurer les décharges nécessaires de la capacité d’injection Cinj dans les phases de précharge E2 et de charge E3, et assurer la précision de la charge transférée pour le comptage, la durée de convergence de la décharge de la capacité d’injection Cinj peut être choisie identique dans les phases de précharge E2 et de charge E3. Cette durée est définie entre le début de la phase E2 et l’instant de commutation de vp entre vp1 et vp2. Outre la forme des signaux visibles sur cette et permettant de commander le compteur 10 de la , il est à noter que l’amplitude du signal d’horloge /Φ peut également être réglée pour que le transistor de transfert Mt assure une fonction cascode avec le transistor de contrôle d’injection Mct. Ainsi, ce transistor de transfert Mt n’est pas en régime ohmique. Typiquement, le signal Φ peut évoluer entre 0 et 5 Volts alors que le signal /Φ peut évoluer entre 0 et 2,1 Volts. La tension vt peut quant à elle évoluer entre la tension vtx1 comprise entre 0,7 et 1,1 Volt et la tension vtx2 comprise entre 1,5 et 1,9 Volts. En fixant le signal vn entre 2,3 et 2,5 Volts, le signal vp peut évoluer à l’état haut entre 2,6 et 2,9 Volts et à l’état bas entre 1,9 et 2,2 Volts. Bien entendu, le schéma de la est illustré avec des transistors NMOS et la première et la seconde tension de polarisation Vpol1 et Vpol2 sont fixées à la masse alors que la troisième tension de polarisation Vpol3 correspond un niveau de tension haut, par exemple 5 Volts. Comme il est connu dans la technologie CMOS, il est possible de réaliser un circuit équivalent en utilisant des transistors PMOS pour former le transistor de contrôle d’injection Mct, les deux transistors de transfert Mc et Mt, et les deux transistors Md1 et Md2 du circuit d’aiguillage 16. Pour ce faire, la première et la seconde tension de polarisation Vpol1 et Vpol2 correspondent à des niveaux hauts de tension alors que la troisième tension de polarisation Vpol3 est fixée à la masse. Outre le schéma générique de l’invention illustré sur la , plusieurs améliorations à ce schéma sont possibles et illustrées sur les figures 3 et 4. Dans le mode de réalisation de la , la ligne d’évacuation des charges L1 comprend également une capacité d’offset Caz, un premier transistor d’offset Mo1 et un second transistor d’offset Mo2. Plus précisément, la capacité d’offset Caz est connectée entre un signal logique d’entrée contrôlé vdata et la grille du transistor d’évacuation Md1. Ainsi, le signal logique d’entrée vp est obtenu à partir du signal logique d’entrée contrôlé vdata en appliquant un offset fixé dans la capacité d’offset Caz. Le premier transistor d’offset Mo1 est monté entre le transistor d’évacuation Md1 et la troisième tension de polarisation Vpol3. Plus précisément, dans l’exemple de la , le premier transistor d’offset Mo1 est constitué d’un transistor PMOS dont le drain est connecté au drain du transistor d’évacuation Md1, dont la source est connectée à la troisième tension de polarisation Vpol3, et dont la grille est commandée par un premier signal d’offset setvp généré par le circuit de génération de signaux de commande. Le second transistor d’offset est quant à lui monté entre le drain et la grille du transistor d’évacuation Md1. Dans l’exemple de la , le drain du second transistor d’offset est connecté au drain du transistor d’évacuation Md1, et sa source est connectée à la grille du transistor d’évacuation Md1. La grille de ce second transistor d’offset Mo2 est également commandée par un second signal d’offset resetvp généré par le circuit 17. Ainsi, dans le mode de réalisation de la , le circuit 17 génère également les signaux setvp, resetvp et vdata car il convient de contrôler le niveau de tension du signal logique d’entrée contrôlé vdata dans une période de réinitialisation Pr. Cette période de réinitialisation Pr est mise en œuvre avant la période de comptage Pc au cours de laquelle les multiples cycles de détection Cd ont précédemment été décrits. Dans l’exemple de la , cette période de réinitialisation Pr consiste simplement à activer le signal reset pendant une durée suffisante pour charger la capacité d’intégration Cint à la valeur initiale. Avec le circuit de la , cette période de réinitialisation Pr peut également être utilisée pour fixer la tension aux bornes de la capacité d’offset Caz en stockant une quantité de charges prédéterminée dans cette capacité d’offset Caz. Cette capacité d’offset Caz est utilisée pour stocker une quantité de charges correspondant à la différence entre les tensions de seuil des transistors Md1 et Md2 de sorte à soustraire cette valeur d’offset pour commander le comptage ou non par le signal d’entrée vp. Ce faisant, l’offset de la paire différentielle formée par les lignes L1 et L2 peut être annulé au cours de la période de comptage Pc. Pour ce faire, la période de réinitialisation Pr comporte trois épisodes distincts : un épisode de charge P1, un épisode de décharge P2 et un épisode d’échantillonnage P3. L’épisode de charge P1 vise simplement à charger la capacité d’offset Caz à une première valeur d’initialisation. Dans cet épisode de charge P1, tel qu’illustré sur les figures 8 et 9, le premier transistor d’offset Mo1 est passant et le second transistor d’offset Mo2 est passant. Ensuite, dans l’épisode de décharge P2, le premier transistor d’offset Mo1 est bloqué alors que le second transistor d’offset Mo2 est passant. Cet épisode de décharge P2 est maintenu pendant un certain nombre de cycles de calibration Cc au cours desquels les phases d’initialisation E1, de précharge E2 et de charges E3 sont mises en œuvre. Lors de l’épisode d’échantillonnage P3, le premier transistor d’offset Mo1 est bloqué et le second transistor d’offset Mo2 est bloqué. Pour obtenir un transfert de charges successif depuis la capacité d’injection Cinj vers la capacité d’offset Caz au cours de la période de réinitialisation Pr, le signal logique d’entrée contrôlé vdata est fixé à une valeur de tension de réinitialisation vmilieu. Par exemple, la tension vdata peut être fixée à une tension comprise entre 0,1 et 0,3 Volts. En dehors de la période de réinitialisation Pr au cours de laquelle des charges sont successivement stockées dans la capacité d’offset Caz, les signaux setvp et resetvp sont commandés de telle sorte que le premier transistor d’offset Mo1 soit passant et le second transistor d’offset Mo2 soit bloqué dans la période de comptage. Pour pouvoir gérer l’application de la tension vdata depuis des signaux communs à l’ensemble d’une matrice de compteurs, le compteur analogique 11 de la peut être amélioré avec le schéma du compteur analogique 12 de la , dans lequel un circuit de génération du signal logique d’entrée variable 19 est proposé. Ce circuit 19 comprend un premier transistor de génération M1 et un second transistor de génération M2 fonctionnant en commutation. Dans l’exemple de la mettant en œuvre des transistors NMOS, la première borne, source ou drain, du transistor M1 est connectée à un premier signal de génération muxtx alors que la seconde borne, source ou drain, de ce transistor M1 est connectée au signal d’entrée vdata. La seconde borne, source ou drain, du transistor M2 est également connectée au signal d’entrée vdata alors que sa première borne, source ou drain, est connectée à un second signal de génération muxvh. Le signal d’entrée outcomp peut ainsi être injecté sur la grille des transistors M1 et M2 ; en utilisant le signal outcomp sur la grille du transistor M1 et le signal inverse /outcomp sur la grille du transistor M2. Dans ce mode de réalisation, le circuit de génération de signaux de commande 17 génère les signaux muxtx et muxvh de sorte à placer le signal muxtx à l’état bas dans la phase de charge E3 et à l’état haut dans les phases d’initialisation E1 et de précharge E2 de la période de comptage Pc. Le signal de génération muxvh est quant à lui placé à l’état haut dans les phases d’initialisation E1, de précharge E2 et de charge E3 de la période de comptage Pc. Lors de la période de réinitialisation Pr, le premier signal de génération muxtx et le second signal de génération muxvh sont fixés à un niveau de tension spécifique vmilieu pour positionner la tension de réinitialisation vmilieu sur le signal logique d’entrée vdata. La transition entre la période de réinitialisation Pr et la période de comptage Pc est plus particulièrement illustrée avec les chronogrammes des signaux des figures 6 et 7. Ces signaux illustrent comment l’offset du signal vp évolue à mesure des cycles de calibration Cc permettent l’injection des charges calibrées dans la capacité d’injection Cinj vers la capacité d’offset Caz. Après les six cycles de calibration illustrés sur les figures 6 et 7, la tension vp est quasiment stable et cette tension vp présente un offset de quelques millivolts dans la période de comptage Pc. Cet offset est représentatif de la différence des tensions de seuil des transistors Md1 et Md2, il permet d’annuler par soustraction durant la période de comptage Pc, la dégradation induite par cette différence de tension de seuil sur la précision de la charge transféré dans la capacité Cint. Tel qu’illustré sur les figures 6 et 7, les cycles de calibration Cc peuvent présenter une durée sensiblement similaire aux cycles de détection Cd et, ainsi, intégrer les mêmes phases E1 à E3. Pour former l’épisode P3, tel qu’illustré sur les figures 10 et 11, les signaux resetvp et setvp ne sont pas synchronisés et il y a un petit décalage temporel pour échantillonner, dans la capacité Caz, la valeur de la tension vp obtenue à la fin de l’épisode P2. Cet échantillonnage est suivi par le positionnement des tensions correspondant à la période de comptage Pc. Par ailleurs, les figures 6 et 7 illustrent plusieurs cycles de détection Cd au cours desquels le signal d’entrée outcomp est activé. Il s’ensuit que la tension de sortie Vint aux bornes de la capacité d’intégration Cint diminue plusieurs fois sur les chronogrammes des figures 6 et 7. A chaque diminution de cette tension vp, un différentiel de tension Vstep est visible sur la tension de sorties Vint. Ce différentiel de tension peut être particulièrement faible avec l’invention, de sorte à obtenir un compteur analogique 7 ou 8 bits. Typiquement, ce différentiel de tension Vstep peut-être compris entre 20 et 30 millivolts. L’invention permet donc d’obtenir un compteur analogique 10-12 plus précis que les compteurs analogiques connus car il ne dépend pas au premier ordre des paramètres technologiques de la technologie utilisée, tels que la dispersion des tensions de seuil des transistors, ou la valeur des capacités. Ainsi, l’invention permet d’obtenir un compteur analogique 10-12 avec une précision de 7 ou 8 bits. En outre le compteur analogique 10-12 peut être réalisé par des composants CMOS permettant une intégration du compteur analogique 10-12 dans une surface de silicium restreinte. Ainsi, le compteur analogique 10-12 de l’invention peut être intégré dans chaque pixel d’une matrice, par exemple pour les capteurs utilisant des photodiodes à avalanche mono-photonique. Compteur analogique (10-12) du nombre d’évènements d’au moins un signal logique d’entrée (vp, vn, vdata, outcomp) au cours d’une période de comptage (Pc), ladite période de comptage (Pc) comportant un ensemble de cycles de détection (Cd) au cours desquels un évènement du signal logique d’entrée (vp, vn, vdata, outcomp) peut être détecté, caractérisé en ce que le compteur analogique (10-12) comprend : - un circuit de génération périodique d’une quantité calibrée de charges (15) pour chaque cycle de détection (Cd) ; - une capacité d’intégration (Cint) configurée pour stocker ladite quantité calibrée de charges lors de chaque cycle de détection (Cd) de la période de comptage (Pc) pour lequel un évènement du signal logique d’entrée (vp, vn, vdata, outcomp) est détecté de sorte qu’une tension de sortie (Vint), aux bornes de la capacité d’intégration (Cint), est représentative du nombre d’évènements du signal logique d’entrée (vp, vn, vdata, outcomp) détectés au cours de la période de comptage (Pc) ; - un circuit d’aiguillage (16) de la quantité calibrée de charges commandé par le signal logique d’entrée (vp, vn, vdata, outcomp) pour stocker ladite quantité calibrée de charges dans la capacité d’intégration (Cint) uniquement lorsqu’un évènement est détecté sur le signal logique d’entrée (vp, vn, vdata, outcomp) ; - un circuit de génération de signaux de commande (17) du compteur analogique (10-12) ; et - un circuit de remise à zéro (18) de la tension de sortie (Vint) aux bornes de la capacité d’intégration (Cint) de sorte à réinitialiser le comptage ; - le circuit de génération périodique d’une quantité calibrée de charges (15) comprenant : - une capacité d’injection (Cinj) configurée pour stocker la quantité calibrée de charges lors de chaque cycle de détection (Cd) et connectée par l’une de ses bornes à une première tension de polarisation (Vpol1) ; - un transistor de contrôle d’injection (Mct) dont la source est connectée à l’autre borne de la capacité d’injection (Cinj), dont la grille est connectée à une tension de commande (Vt), et dont le drain est connecté à un nœud d’injection (N1) ; - un transistor de charge (Mc) dont la source est connectée à une seconde tension de polarisation (Vpol2) et dont le drain est connecté au nœud d’injection (N1) ; et - un transistor de transfert (Mt) dont la source est connectée au nœud d’injection (N1) et dont le drain est connecté à un nœud d’aiguillage (N2) ; - la grille des deux transistors de charge et de transfert (Mc, Mt) étant commandée par des signaux d’horloge (Φ, /Φ) en opposition de phase de sorte à charger ladite capacité d’injection (Cinj), puis à transférer les charges accumulées dans ladite capacité d’injection (Cinj) au circuit d’aiguillage (16) ; - le circuit de génération de signaux de commande (17) étant configuré pour commander la tension de commande (Vt) et les signaux d’horloge (Φ, /Φ) de sorte à générer successivement les phases suivantes à chaque cycle de détection (Cd) : - une phase d’initialisation (E1) au cours de laquelle le transistor de contrôle d’injection (Mct) et le transistor de charge (Mc) sont passants alors que le transistor de transfert (Mt) est bloqué ; - une phase de précharge (E2) au cours de laquelle le transistor de contrôle d’injection (Mct) et le transistor de transfert (Mt) sont passants alors que le transistor de charge (Mc) est bloqué, la tension de commande (Vt) étant fixée à une première valeur (vtx1) ; et - une phase de charge (E3) au cours de laquelle le transistor de contrôle d’injection (Mct) et le transistor de transfert (Mt) sont passants alors que le transistor de charge (Mc) est bloqué, la tension de commande (Vt) étant fixée à une seconde valeur (vtx2). Compteur analogique selon la revendication 1, dans lequel le circuit d’aiguillage (16) comprend deux lignes (L1, L2) : - une ligne d’évacuation des charges (L1) comprenant un transistor d’évacuation (Md1) dont la source est connectée sur le nœud d’aiguillage (N2) et dont le drain est connecté à une troisième tension de polarisation (Vpol3) ; et - une ligne de transfert des charges (L2) comprenant un transistor de comptage (Md2) dont la source est connectée sur ledit nœud d’aiguillage (N2) et dont le drain est connecté à la capacité d’intégration (Cint) ; - la grille des transistors (Md1, Md2) des deux lignes (L1, L2) étant commandée par des signaux logiques d’entrée (vp, vn, vdata, outcomp) qui déterminent si les charges stockées dans la capacité d’injection (Cinj) sont évacuées ou transférées dans la capacité d’intégration (Cint). Compteur analogique selon la revendication 2, dans lequel le transistor de contrôle d’injection (Mct), les deux transistors de transfert (Mc, Mt), le transistor d’évacuation (Md1) et le transistor de comptage (Md2) sont constitués par des transistors NMOS, la première tension de polarisation (Vpol1) et la seconde tension de polarisation (Vpol2) correspondant à des niveaux bas de tension alors que la troisième tension de polarisation (Vpol3) correspond à un niveau haut de tension. Compteur analogique selon la revendication 2, dans lequel le transistor de contrôle d’injection (Mct), les deux transistors de transfert (Mc, Mt), le transistor d’évacuation (Md1) et le transistor de comptage (Md2) sont constitués par des transistors PMOS, la première tension de polarisation (Vpol1) et la seconde tension de polarisation (Vpol2) correspondant à des niveaux haut de tension alors que la troisième tension de polarisation (Vpol3) correspond à un niveau bas de tension. Compteur analogique selon l’une des revendications 2 à 4, dans lequel le transistor d’évacuation (Md1) de la ligne d’évacuation des charges (L1) est commandé par un signal logique d’entrée variable (vp), alors que le transistor de comptage (Md2) de la ligne de transfert des charges (L2) est commandé par un signal fixe (vn), de sorte qu’une activation du signal logique d’entrée variable (vp) dans la phase de charge (E3) entraine un transfert des charges calibrés dans la capacité d’intégration (Cint). Compteur analogique selon la revendication 5, dans lequel la ligne d’évacuation des charges (L1) comprend également : - une capacité d’offset (Caz) connectée entre un signal logique d’entrée contrôlé (vdata) et la grille du transistor d’évacuation (Md1) de sorte que le signal logique d’entrée variable (vp) est obtenu à partir du signal logique d’entrée contrôlé (vdata) en appliquant un offset généré par la tension de la capacité d’offset (Caz) ; - un premier transistor d’offset (Mo1) monté entre le drain du transistor d’évacuation (Md1) et la troisième tension de polarisation (Vpol3), la source du premier transistor d’offset (Mo1) étant connectée à la troisième tension de polarisation (Vpol3), son drain étant connecté au drain du transistor d’évacuation (Md1) et sa grille étant commandée par un premier signal d’offset (setvp) généré par le circuit de génération de signaux de commande (17) ; et - un second transistor d’offset (Mo2) monté entre le drain et la grille du transistor d’évacuation (Md1), le drain du second transistor d’offset (Mo2) étant connecté au drain du transistor d’évacuation (Md1), sa source étant connectée à la grille du transistor d’évacuation (Md1) et sa grille étant commandée par un second signal d’offset (resetvp) généré par le circuit de génération de signaux de commande (17) ; le circuit de génération de signaux de commande (17) étant configuré pour commander le premier signal d’offset (setvp) et le second signal d’offset (resetvp) de sorte à générer successivement les épisodes suivants dans une période de réinitialisation (Pr) : - un épisode de charge (P1) de la capacité d’offset (Caz) dans lequel le premier transistor d’offset (Mo1) est passant et le second transistor d’offset (Mo2) est passant ; - un épisode de décharge (P2) de la capacité d’offset (Caz) dans lequel le premier transistor d’offset (Mo1) est bloqué et le second transistor d’offset (Mo2) est passant, cet épisode de décharge (P2) étant maintenu pendant un certain nombre de cycles de calibration (Cc) au cours desquels les phases d’initialisation (E1), de précharge (E2) et de charge (E3) sont mises en œuvre ; et - un épisode d’échantillonnage (P3) de la capacité d’offset (Caz) dans lequel le premier transistor d’offset (Mo1) est bloqué et le second transistor d’offset (Mo2) est bloqué ; le signal d’entrée logique contrôlé (vdata) étant fixé à une valeur de tension de réinitialisation (vmilieu) durant les épisodes de charge (P1), de décharge (P2) et d’échantillonnage (P3) ; le circuit de génération de signaux de commande (17) étant configuré pour commander le premier signal d’offset (setvp) et le second signal d’offset (resetvp) de sorte que le premier transistor d’offset (Mo1) est passant et le second transistor d’offset (Mo2) est bloqué dans la période de comptage (Pc). Compteur analogique selon l’une des revendications 2 à 6, dans lequel la ligne d’évacuation des charges (L1) comprend également un circuit de génération du signal logique d’entrée variable (19), ce dernier comprenant : - un premier transistor de génération (M1) dont une première borne, source ou drain, est connectée à un premier signal de génération (muxtx), une seconde borne, source ou drain, est connectée au signal logique d’entrée (vp, vdata), et la grille est connectée à un signal logique d’entrée non-contrôlé (outcomp) ; et - un second transistor de génération (M2) dont une première borne, source ou drain, est connectée à un second signal de génération (muxvh), une seconde borne, source ou drain, est connectée au signal logique d’entrée contrôlé (vp, vdata), et la grille est connectée à un signal complémentaire (/outcomp) du signal logique d’entrée non-contrôlé (outcomp) ; le circuit de génération de signaux de commande (17) étant configuré pour commander le premier signal de génération (muxtx) et le second signal de génération (muxvh) de sorte que : - le premier signal de génération (muxtx) est à l’état bas dans la phase de charge (E3) et à l’état haut dans les phases d’initialisation (E1) et de précharge (E2) de la période de comptage (Pc) ; et - le second signal de génération (muxvh) est à l’état haut dans les phases d’initialisation (E1), de précharge (E2) et de charge (E3) de la période de comptage (Pc) ; le premier signal de génération (muxtx) et le second signal de génération (muxvh) présentant une tension de réinitialisation (vmilieu) durant une période de réinitialisation (Pr) de sorte à amener le signal logique d’entrée (vdata) à la tension de réinitialisation (vmilieu) durant une période de réinitialisation (Pr). Compteur analogique selon l’une des revendications 1 à 7, dans lequel le circuit de génération de signaux de commande (17) est configuré pour transmettre un signal d’horloge (/Φ) sur le transistor de transfert (Mt) dont l’amplitude est limitée de sorte que le transistor de transfert (Mt) n’est pas en régime ohmique dans les phases de précharge (E2) et de charge (E3). Compteur analogique selon l’une des revendications 1 à 8, dans lequel le circuit de remise à zéro (18) est réalisé par un transistor (Mr) dont le drain est connecté à la tension (Vint) aux bornes de la capacité d’intégration (Cint), dont la source est connectée à une tension d’initialisation (Vinit) et dont la grille est commandée par un signal de remise à zéro (reset) généré par le circuit de génération de signaux de commande (17). Compteur analogique selon l’une des revendications 1 à 9, dans lequel la capacité d’injection (Cinj) et la capacité d’intégration (Cint) sont réalisées par des capacités MOS de même technologie de réalisation CMOS.