Brevet FR3145290A1 — publié le 20240802

Système de transmission d’énergie transcutanée (1) destiné à alimenter un implant (4), comprenant : - un circuit primaire (2a) comprenant un onduleur (7) apte à être alimenté par une tension continue UpDC et un courant continu IpDC, un condensateur primaire Cp et une bobine primaire Lp aptes à être alimentés par l’onduleur, - un circuit secondaire (2b) comprenant une bobine secondaire Ls destinée à être en couplage magnétique avec la bobine primaire, un condensateur secondaire Cs, un redresseur (8) apte à alimenter l’implant (4) avec une tension continue UsDC ; le circuit secondaire comprenant en outre un interrupteur IT pour alimenter ou non le redresseur. Le système comprend en outre : - un circuit de contrôle auto-adaptatif (3), connecté au circuit primaire (2a) et configuré pour piloter automatiquement la tension continue UpDC à partir des seules mesures de UpDC et IpDC, et selon un algorithme d’optimisation sous contraintes. Figure pour l’abrégé : Fig. 1 Système de transmission d’énergie transcutanée destiné à alimenter un implant. La présente invention concerne un système de transmission d’énergie transcutanée TETS ( pour « Transcutaneous Energy Transfer System » en anglais) destiné à alimenter un implant. Il s’agit d’un système permettant de transférer de l’énergie sans liaison percutanée, par champ magnétique. L’invention trouve une application particulièrement intéressante dans le domaine des implants cardiaques pulsatiles, mais elle peut s’appliquer à tout type de dispositif nécessitant un transfert d’énergie sans contact. Il existe des pompes cardiaques qui sont pulsatiles et synchronisées sur l’activité native du cœur du patient, ce qui est nécessaire pour garantir certaines fonctions physiologiques vitales du système cardiaque du patient. Il est par exemple indispensable de réduire la vitesse de rotation de la pompe pendant la diastole afin de ne pas gêner le remplissage du ventricule systémique. La durée typique d’un cycle cardiaque varie entre 300ms et trois secondes. Les délais de transitions entre la diastole et la systole étant de l’ordre de quelques 10ms. Il s’ensuit que la consommation est elle-même pulsatile avec une puissance instantanée de la partie mécanique de la pompe qui varie dans un rapport de 1 à 10 entre les différentes phases cardiaques, le tout sur des échelles de temps de l’ordre de la 100ms. Cette forte variabilité intrinsèque crée des contraintes de design spécifiques sur le dispositif de transmission d’énergie transcutanée. On connaît les documents US 6478820 et US 6458164 décrivant un TET classique fonctionnant avec une électronique implantable minimaliste et sans nécessiter de boucle de régulation externe afin d’asservir la tension de sortie UsDC dans une plage définie. Le TET classique comprend : - un circuit primaire comprenant un onduleur apte à être alimenté par une tension continue UpDC et un courant continu IpDC, un condensateur primaire Cp et une bobine primaire Lp aptes à être alimentés par l’onduleur, et - un circuit secondaire comprenant une bobine secondaire Ls destinée à être en couplage magnétique avec la bobine primaire selon un coefficient de couplage magnétique k, un condensateur secondaire Cs, un redresseur apte à alimenter l’implant avec une tension continue UsDC ; le circuit secondaire comprenant en outre un interrupteur IT pour alimenter ou non le redresseur et un circuit de commande de l’interrupteur IT contrôlé à partir de la tension locale UsDC. Par « locale » on entend une tension du circuit secondaire. L’intérêt de la solution « TET classique » concerne sa fiabilité : pas besoin de boucle externe de contre-réaction radiofréquence, très peu de composants implantables, et parfaite adaptation aux contraintes implantables : faible élévation de température lorsque le couplage et/ou la puissance transmise est optimale. En revanche, son dimensionnement impose un certain nombre de compromis qui in fine rendent la solution difficilement utilisable en pratique. En effet, la solution fonctionne très bien pour une plage de puissance réduite et/ou pour une plage de couplage magnétique réduite, mais lesdites plages sont in fine trop réduites. Par ailleurs, les plages de fonctionnement entre puissance de sortie et couplage magnétique sont imbriquées. Dans le cas du « TET classique », dès lors que l’on sort de la plage de puissance de sortie PoutDC autorisée, soit l’échauffement devient rédhibitoire, soit le dispositif ne fonctionne plus du tout au-delà d’un certain couplage k. Inversement, dès lors que l’on sort de la plage de couplage k autorisée, soit l’échauffement devient rédhibitoire, soit le dispositif ne fonctionne plus du tout car cela a réduit sa plage de fonctionnement en puissance de sortie PoutDC. Finalement, c’est la prise en compte de la combinaison de la forte variabilité de k et de PoutDC qui conduit à réduire les plages de fonctionnement de k et de PoutDC et rend le dispositif inadapté en dehors d’un laboratoire ou d’un essai clinique en environnement contrôlé. Cela vient du fait que le rendement et le fonctionnement même du « TET classique » dépend de façon non-linéaire à la fois de PoutDC et de k. Ainsi, le point de fonctionnement optimal du système est différent pour chaque combinaison de PoutDC et de k. On peut montrer en particulier que dans le cas du « TET classique » cela conduit à systématiquement surdimensionner la valeur de UpDC. La contre-partie est que le rendement, l’échauffement et l’utilisabilité (kmaxi et kmini ainsi que PoutDCmaxi et PoutDCmini) du TET classique ne sont pas optimaux, en dehors de ces plages étroites, ce qui rend son utilisation rédhibitoire pour une utilisation commercialisable. On connait également les documents US 9855376, US10149933, US11235141 et US11534225 décrivant le « TET classique » avec l’ajout d’un capteur de courant AC et un basculement côté primaire entre deux modes « tout ou rien » en fonction de l’estimation de l’état de l’interrupteur IT du secondaire. Cette solution génère trop de pollution électromagnétique et n’est pas optimale d’un point de vue des performances. Ceci la rend inutilisable pour un produit commercialisable qui doit se conformer aux exigences des normes permettant de garantir la sécurité des biens et des personnes. La présente invention a pour but une augmentation de la fiabilité en réduisant au maximum le nombre de composants du TETS. Un autre but de l’invention est d’augmenter la sécurité des biens et des personnes en maintenant les niveaux de tension des alimentations distribuées en dessous des seuils dits de « très basse tension » et en permettant un mode de fonctionnement sans défaut malgré une éventuelle perte de télécommunication entre l’implant et le dispositif externe d’alimentation. Un autre but de l’invention est d’augmenter l’utilisabilité du TETS en élargissement les plages de fonctionnement du coefficient de couplage k et de la puissance de sortie PoutDC. Un autre but de l’invention est d’augmenter le rendement, réduire la pollution électromagnétique, réduire l’élévation de la température des tissus vivants, réduire les dimensions et la masse des bobinages. L’invention a encore pour but l’augmentation du niveau d’intégration de l’électronique implantable, facilitant ainsi son implantation dans le corps du patient. On atteint au moins l’un des objectifs avec un système de transmission d’énergie transcutanée destiné à alimenter un implant, ce système comprenant : - un circuit primaire comprenant un onduleur apte à être alimenté par une tension continue UpDC et un courant continu IpDC, un condensateur primaire Cp et une bobine primaire Lp aptes à être alimentés par l’onduleur, - un circuit secondaire comprenant une bobine secondaire Ls destinée à être en couplage magnétique avec la bobine primaire selon un coefficient de couplage magnétique k, un condensateur secondaire Cs, un redresseur apte à alimenter l’implant avec une tension continue UsDC ; le circuit secondaire comprenant en outre un interrupteur IT pour alimenter ou non le redresseur et un circuit de commande de l’interrupteur IT contrôlé localement à partir de la tension UsDC. Selon l’invention, le système comprend en outre : - un circuit de contrôle auto-adaptatif, connecté au circuit primaire et configuré pour piloter automatiquement la tension continue UpDC à partir des seules mesures de UpDC et IpDC, et selon un algorithme d’optimisation sous contraintes. Le pilotage consiste à faire varier la tension UpDC de façon continue ou discrète. Cette variation est fonction au moins d’une contrainte prédéterminée. L’invention est notamment remarquable dans la mesure où les seules mesures réalisées sont celles de UpDC et IpDC, elles sont locales, au sein du circuit primaire optimisé (optimisé par la présence du circuit de contrôle auto-adaptatif). Aucune mesure ne provient du circuit secondaire 2b, ni même du circuit primaire 2a, et encore moins d’une liaison de communication sans fil comme cela se fait dans les produits des systèmes de recharge par induction actuellement commercialisés. D’une façon générale, le circuit primaire et le circuit de contrôle sont destinés à être disposé à l’extérieur d’un patient, tandis que le circuit secondaire est destiné à être disposé à l’intérieur du patient en connexion avec l’implant. Ce dernier peut être par exemple un dispositif d’assistance cardiaque électromécanique placé entièrement ou pas dans le cœur du patient. Avec l’invention, on optimise les performances et l’usage du système de transmission d’énergie transcutanée en adaptant automatiquement la tension continue UpDC en fonction des variations de la consommation PoutDC(t) et/ou du coefficient de couplage k. En effet, les variations de la consommation PoutDC(t) et du coefficient de couplage k modifient des grandeurs de performance du système, ainsi que le point de fonctionnement optimal défini par la tension continue UpDC et le courant continu IpDC. En estimant ces grandeurs de performance du système et en mesurant la tension continue UpDC et le courant continu IpDC, une correction de la tension continue UpDC peut être appliquée ou non de façon à tendre vers un optimum. C’est le circuit de contrôle auto-adaptatif qui comprend l’algorithme nécessaire pour piloter le circuit primaire à partir de données obtenues via la seule mesure des grandeurs UpDC et IpDC sans nécessité de mettre en place un circuit de régulation ad hoc depuis le circuit secondaire. Il existe plusieurs types d’algorithmes d’optimisation sous contraintes. L’utilisateur peut en choisir une en fonction d’une ou plusieurs contraintes prédéterminées. Le circuit de contrôle auto-adaptatif est alimenté par une batterie ou le secteur. L’invention peut notamment permettre de réduire automatiquement et au minimum la puissance absorbée par le système de transmission d’énergie transcutanée en fonction de son environnement, en jouant précisément sur la valeur de la tension continue UpDC de la ligne d’alimentation. La présente invention permet un fonctionnement efficace sans une communication de données obligatoire entre la partie implantable et la partie externe. La seule liaison obligatoire entre la partie externe et la partie implantable est le couplage magnétique entre les deux bobines. Aucune liaison radiofréquence ou filaire de contreréaction, comme dans l’art antérieur, n’est obligatoire. L’auto-adaptation temps réel de la tension continue UpDC selon l’invention permet d’optimiser les performances du système de transmission d’énergie transcutanée notamment par une augmentation du rendement de transfert, une réduction de l’échauffement des tissus vivants, une réduction de la consommation, une augmentation de la plage des valeurs k, malgré une forte variabilité temps réel du couplage k et de la puissance PoutDC. La présence du circuit de contrôle auto-adaptatif permet de remplacer avantageusement la boucle de contre-réaction de l’art antérieur en éliminant des causes de défauts. Le contrôle automatique de UpDC selon la présente invention permet une réduction de l’amplitude de la tension aux bornes des bobines Ls et Lp, améliorant ainsi le rendement mais également la fiabilité et la sécurité des biens et des personnes. De façon préférentielle, les surtensions peuvent être maintenues inférieures à 70V crête (limite de la très basse tension) afin de maintenir les éventuels courants de fuite en cas de défaut des isolants en dessous d’un seuil critique pour les utilisateurs. Selon une caractéristique avantageuse de l’invention, le circuit de contrôle auto-adaptatif peut être configuré pour estimer des grandeurs de performance du système à partir des mesures de UpDC et IpDC. L’algorithme d’optimisation sous contraintes peut être paramétré avec au moins une contrainte prédéterminée et associée à l’une des grandeurs de performance du système. Encore une fois, une caractéristique avantageuse de l’invention est que les grandeurs de performance du système telles que par exemple la puissance consommée par la charge, le rendement, le coefficient de couplage magnétique, la puissance dissipée au secondaire sont obtenues en temps réel sans faire état de mesures provenant du circuit secondaire. Selon un mode de mise en œuvre de l’invention lesdites grandeurs de performance du système peuvent comprendre au moins une ou plusieurs des grandeurs instantanées suivantes : une durée Toff pendant laquelle l’interrupteur IT est fermé, une durée Ton pendant laquelle l’interrupteur IT est ouvert, une puissance instantanée continue PinDC alimentant l’onduleur, une puissance continue PoutDC en sortie du circuit secondaire, un rendement RendTETS de transfert d’énergie, une puissance dissipée Pdiss dans le système. D’autres grandeurs peuvent être estimées, comme par exemple le coefficient de couplage magnétique k. Les seules mesures de la tension continue UpDC et du courant continu IpDC selon l’invention sont nécessaires pour estimer des grandeurs de performance temps réel telles que k, PinDC, PoutDC et le rendement du transfert d’énergie. Toff est la durée pendant laquelle l’interrupteur IT est fermé (phase Off), la puissance n’est alors pas transférée de la source vers la charge de la partie implantable. Ton est la durée pendant laquelle l’interrupteur IT est ouvert, la puissance est alors transférée de la partie externe vers la charge de la partie implantable. L’invention permet notamment de compenser des mouvements du patient lorsque ceux-ci entraînent des déplacements relatifs entre les bobines et ainsi une variation du coefficient de couplage magnétique k, en modulant la tension continue UpDC afin de la maintenir dans une valeur optimale (par exemple afin de maximiser le rendement du transfert de puissance). Par ailleurs, on peut définir des valeurs extrêmes, un UpDCmax et un UpDCmin, par exemple respectivement à des valeurs de 15V et 1V. Une valeur nominale UpDCnom, comprise entre UpDCmax et UpDCmin peut également être prédéfini par l’utilisateur. Le démarrage de fonctionnement du système peut notamment être effectué en mettant UpDC égale à UpDCnom, cette tension étant choisie (par calcul ou par expérience) par l’utilisateur dans une gamme de valeurs suffisamment élevées pour permettre un fonctionnement cyclique de l’interrupteur IT. La transmission de puissance n’est correcte qu’à la seule condition nécessaire (mais non suffisante), que l’interrupteur IT se ferme régulièrement, ce qui signifie que la durée Toff doit être non nulle, ou dit autrement que la durée Ton doit être inférieure à une certaine valeur TonMAX. Selon une caractéristique avantageuse de l’invention, lesdites contraintes peuvent comprendre un minimum de durée Toff pendant laquelle l’interrupteur IT est fermé, et/ou un maximum de durée Ton pendant laquelle l’interrupteur IT est ouvert, et/ou un minimum de puissance instantanée PinDC, et/ou un maximum de rendement RendTETS, et/ou un minimum de puissance dissipée Pdiss. Ainsi la tension continue UpDC est régulièrement adaptée à chaque cycle afin de tendre vers un optimum respectant lesdites contraintes. La contrainte peut donc par exemple être la réduction au maximum de la puissance dissipée Pdiss et en tout état de cause son maintien en dessous d’une valeur maximale jugée acceptable, de telle sorte que l’élévation de la température des tissus vivants n’excède pas les limites imposées par la physiologie et/ou les standards internationaux. Typiquement au-delà de 4K d’élévation de température, les tissus se nécrosent et les standards imposent une limite à 2K pour les tissus internes. Avantageusement, les mesures et les grandeurs estimées peuvent être réalisées de manière cyclique. Un cycle peut être défini par un couple d’états ouvert et fermé de l’interrupteur IT. Les mesures de UpDC et de IpDC peuvent être réalisées au cours d’un cycle et les estimations au cours d’un autre cycle. Les estimations peuvent être basées sur des moyennages de mesures réalisées sur plusieurs cycles. La bobine secondaire est classiquement réalisée avec un bobinage en fil de Litz afin de réduire la résistance équivalente lorsque la fréquence de l’onduleur est élevée. Ce bobinage est relié à l’électronique via un connecteur. Selon une caractéristique avantageuse de l’invention, la bobine secondaire est réalisée à partir de pistes d’un circuit imprimé PCB, par exemple avec des conducteurs multicouches. En effet, l’utilisation d’une bobine secondaire en circuit imprimé (PCB pour « Printed Circuit Board » en anglais) avec notamment des conducteurs multicouches permet de réduire la valeur de la résistance interne équivalente du système, à l’origine de l’échauffement tout en facilitant sa réalisation industrielle. Avantageusement, l’interrupteur IT peut être intégré dans le circuit imprimé PCB de la bobine secondaire. La résistance équivalente totale s’en trouve ainsi réduite grâce en particulier à l’élimination du connecteur entre la bobine et l’électronique. En effet, la contribution de la résistance série du circuit de l’interrupteur IT devient très élevée si l’interrupteur est trop éloigné de la bobine secondaire. Afin de limiter cette résistance, de la même occasion la résistance du circuit primaire et limiter ainsi l’échauffement du circuit secondaire lorsque l’interrupteur est fermé, l’invention prévoit de placer cet interrupteur à proximité immédiate de la bobine secondaire, et idéalement directement sur le PCB. Dans cette configuration préférée, l’ensemble de l’électronique du circuit secondaire peut être placée sur le PCB du bobinage implantable. Ainsi la liaison entre le système de transmission d’énergie transcutanée et le reste du dispositif implantable peut se faire par une liaison DC très basse tension, améliorant ainsi considérablement la sécurité des patients en cas de rupture accidentelle de l’isolation. Selon un mode de réalisation de l’invention, un noyau magnétique peut être placé de façon préférentielle dans la bobine secondaire Ls ou optionnellement dans la bobine primaire Lp. On améliore ainsi la valeur de l’inductance secondaire Ls, ce qui permet d’étendre la plage des valeurs k en réduisant la valeur minimale kmini pour une tension UpDCmaxi donnée. De préférence, le noyau magnétique peut être un noyau en composite superparamagnétique. Il s’agit d’un noyau non conducteur et ne présentant sensiblement pas de pertes par hystérésis. La charge superparamagnétique peut être directement placée dans le cœur des bobinages planars, ou bien dans le PCB, ou bien dans le matériau de surmoulage et/ou de protection de la bobine secondaire. Selon l’invention, la bobine primaire Lp et le condensateur primaire Cp peuvent avoir des valeurs de façon à être en résonance lorsque le couplage k entre la bobine primaire et la bobine secondaire est en dessous d’un seuil de couplage prédéterminé. Ce seuil de couplage peut être égal à 1% voire 1/1000 . Dans une telle condition, on considère être en situation de découplage. Par ailleurs, la bobine secondaire Ls et le condensateur secondaire Cs peuvent avoir des valeurs de façon à être en résonnance lorsque le couplage k entre la bobine primaire et la bobine secondaire est en dessous d’un seuil de couplage prédéterminé. Les circuits primaire et secondaire peuvent ainsi être à la résonnance lorsque le couplage est sensiblement nul, i.e lorsque k=0. Ainsi, cela conduit à avoir une surconsommation côté primaire en cas de découplage, et ainsi de détecter le découplage. Cela permet également d’avoir une très faible consommation (quasi nulle) côté primaire lorsque les bobines sont couplées mais que l’interrupteur est fermé. La seule analyse de la puissance PinDC(t) peut permettre de contrôler automatiquement le système de transmission d’énergie transcutanée. Selon un mode de réalisation de l’invention, le système de transmission d’énergie transcutanée peut comprendre une liaison radioélectrique apte à connecter le circuit de contrôle auto-adaptatif avec l’implant de façon à récupérer des informations temps réel provenant de l’implant. Cette liaison radioélectrique, sans fil peut être utilisée pour un échange d’information temps réel telle que la consommation en W, la fréquence cardiaque en Hz, l’instant de détection du QRS, la valeur réelle de PoutDC(t), etc, entre l’implant et la partie externe du système de transmission d’énergie transcutanée. Cette boucle de contre-réaction optionnelle améliore encore le pilotage mais peut ne pas être disponible sans pour autant limiter le fonctionnement global du système de transmission d’énergie transcutanée. Ces informations peuvent permettre par exemple d’anticiper les évolutions de PoutDC(t) et ainsi d’optimiser les valeurs de UpDC. Typiquement, la valeur de UpDC peut être modifiée à la hausse ou à la baisse avec des incréments plus importants, dépendant de l’estimation de la consommation réelle. Ainsi le temps de convergence du système vers son point de fonctionnement optimum se trouve réduit. Cette option est d’autant plus intéressante pour améliorer les propriétés dynamiques du système lorsque les paramètres k et PoutDC varient rapidement. En pratique, les variations de couplage magnétiques sont induites par le patient et sont très lentes, de l’ordre de la seconde voire de plusieurs secondes. La vitesse de variation de la grandeur PoutDC dépend de la charge et de la capacité du condensateur de stockage CStock placé dans le redresseur. Cette vitesse de variation est donc un paramètre par design qui peut être pris en compte dans l’optimisation de la dynamique de convergence de l’algorithme vers un optimum. A titre d’exemple, le circuit de contrôle auto-adaptatif peut être configuré pour adapter la fréquence de fonctionnement de l’onduleur à la fréquence de résonance du circuit secondaire à partir d’information provenant de l’implant. Cette adaptation peut avoir lieu lors d’une étape de calibrage et d’appairage. La valeur de la fréquence du circuit résonant de l’implant peut être stockée dans une mémoire de celui-ci, de telle sorte que le système externe puisse être échangé et s’adapter automatiquement à celui-ci. Selon un mode de mise en œuvre de l’invention, le système de transmission d’énergie transcutanée peut comprendre au moins un modulateur de largeur d’impulsion pour piloter l’onduleur à une fréquence inférieure à 301kHz, inférieure à 151kHz ou inférieure à 81kHz. Une telle faible fréquence permet tout à la fois la mise en œuvre d’une commande quasi-sinusoïdale par modulation de largeur d’impulsion maîtrisant ainsi la qualité du réseau et limitant les harmoniques, pour réduire la pollution électromagnétique (améliorer la compatibilité électromagnétique CEM) et permet également de réduire l’effet de peau dans les bobinages, donc les pertes par échauffement. Le système selon l’invention peut comprendre un modulateur de largeurs d’impulsions précalculées avec un ou plusieurs contenus harmoniques d’amplitude, de fréquence et de phase prédéfinis. Ces contenus harmoniques du modulateur de largeurs d’impulsions peuvent être précalculés pour basculer rapidement de l’un à l’autre, notamment lorsque l’on a détecté un découplage, ou bien pendant la phase OFF. Le déclenchement de cette désactivation totale ou partielle est alors piloté par le circuit de contrôle auto-adaptatif. Avantageusement, le système selon l’invention peut comprendre un minuteur pour déclencher une action lorsqu’une une puissance instantanée PinDC alimentant l’onduleur ne varie pas en intensité au-delà d’un seuil de puissance prédéterminé pendant une durée prédéterminée. Le seuil peut être fixé à une valeur de 30% entre puissance max et puissance min. Et la durée peut par exemple être de 5 secondes. Cette absence de variation est synonyme de décrochage, i.e. que la tension UsDC est en dessous de la plage acceptable. En cas de décrochage, la tension UpDC doit être augmentée pour permettre le ré-accrochage. Il existe plusieurs stratégies qui dépendent de la nature de l’implant : - Augmentation lente de UpDC - Passage instantanée à UpDCMax - Passage instantanée à UpDCNominal - Etc Selon un mode de réalisation de l’invention, le circuit de contrôle auto-adaptatif peut comprendre un capteur de tension continue, un capteur de courant continu et une unité de traitement. L’unité de traitement permet de réaliser les estimations en temps réel sur une durée d’observation typiquement de 1ms et de réactualiser périodiquement. Cette unité de traitement est également configurée pour exécuter l’algorithme d’optimisation sous contraintes. Selon un autre aspect de l’invention, il est proposé un procédé de pilotage d’une tension continue UpDC dans un système de transmission d’énergie transcutanée tel que défini dans l’un quelconque des systèmes précédents, ce procédé comprenant, à chaque cycle défini par des états ouvert et fermé de l’interrupteur IT, les étapes suivantes : - mesure de la tension continue UpDC et du courant continu IpDC, - estimation de grandeurs de performance du système, mise en mémoire de ces grandeurs, et comparaison avec des valeurs de ces grandeurs obtenues lors d’un cycle précédent, - pilotage de la tension continue UpDC à partir des seules mesures de UpDC et IpDC, et selon un algorithme d’optimisation sous contraintes. D’autres avantages et caractéristiques de l’invention apparaîtront à l’examen de la description détaillée d’un mode de mise en œuvre nullement limitatif, et des dessins annexés, sur lesquels : La est une vue schématique global du système de transmission d’énergie transcutanée, La est une vue schématique du système de transmission d’énergie transcutanée une fois installé auprès d’un patient, La est une vue schématique plus en détail du système de transmission d’énergie transcutanée, La est une vue schématique d’un graphique de la puissance instantanée PinDC alimentant l’onduleur du système de transmission d’énergie transcutanée en fonction du temps, La est une vue schématique d’un graphique de la tension UpDC alimentant l’onduleur du système de transmission d’énergie transcutanée en fonction du coefficient de couplage k. Les modes de réalisation qui seront décrits dans la suite ne sont nullement limitatifs; on pourra notamment mettre en œuvre des variantes de l’invention ne comprenant qu’une sélection de caractéristiques décrites par la suite isolées des autres caractéristiques décrites, si cette sélection de caractéristiques est suffisante pour conférer un avantage technique ou pour différencier l’invention par rapport à l’état de la technique antérieur. Cette sélection comprend au moins une caractéristique de préférence fonctionnelle sans détails structurels, ou avec seulement une partie des détails structurels si cette partie uniquement est suffisante pour conférer un avantage technique ou pour différencier l’invention par rapport à l’état de la technique antérieur. En particulier toutes les variantes et tous les modes de réalisation décrits sont prévus pour être combinés entre eux dans toutes les combinaisons où rien ne s’y oppose sur le plan technique. Sur les figures, les éléments communs à plusieurs figures conservent la même référence. Bien que l’invention n’y soit pas limitée, on va maintenant décrire un système de transmission d’énergie transcutanée pour alimenter un implant qui est une pompe cardiaque intraventriculaire. Sur la , on distingue globalement le système de transmission d’énergie transcutanée 1, TETS (pour « Transcutaneuous Energy Transfer System » en anglais) selon l’invention. TETS 1 comprend un sous-système 2 de transmission d’énergie transcutanée non optimisé, autrement dit « TET classique », destiné à alimenter une résistance RL(t) représentant la charge équivalente de l’implant et qui peut varier dans le temps. Le système de transmission d’énergie transcutanée TETS 1 selon l’invention comprend en outre un circuit de contrôle 3 destiné à alimenter en tension continue UpDC et en courant continu IpDC le TET classique 2. Le circuit de contrôle 3 comprend des entrées/sorties permettant de transmettre des données vers l’utilisateur via une sortie 5, et recevoir, de façon optionnelle, des données externes via une entrée 6. Le TET classique 2 est constitué de deux circuits : un circuit primaire 2a distinct d’un circuit secondaire 2b. Les deux circuits primaire 2a et secondaire 2b sont en couplage magnétique avec un coefficient de couplage magnétique k qui peut varier avec le temps. La est une vue schématique du TETS 1 installé sur un patient. Le circuit de contrôle 3 et le circuit primaire 2a sont placés à l’extérieur du corps du patient. Le circuit secondaire 2b est installé à l’intérieur du patient et est destiné à alimenter en tension continue l’implant 4 qui est par exemple une pompe cardiaque pulsatile. Le TETS 1 selon l’invention a pour fonction une auto-adaptation en temps réel de la tension continue UpDC afin d’optimiser les performances du TETS 1 notamment par augmentation du rendement de transfert, réduction de l’échauffement des tissus vivants, réduction de la consommation, augmentation de la valeur maximum de fonctionnement de k (kmaxi), réduction de la valeur minimum de fonctionnement de k (kmini) malgré une forte variabilité temps réel du couplage k et de la puissance PoutDC en sortie du circuit secondaire 2b. Le TETS 1 permet également d’améliorer la précision des estimations de grandeurs de performance du système comme on le verra plus loin. Ces grandeurs de performance constituent notamment les données que le circuit de contrôle peut transmettre vers l’utilisateur pour lui indiquer le niveau de qualité de la transmission d’énergie. Avantageusement, le TET Classique 2 est un système de transmission d’énergie transcutanée sans boucle de régulation entre une partie implantable et une partie externe tel que décrit dans les documents US6478820 et US6458164. Plus précisément et en référence à la , le TET classique 2 selon l’invention est composé de : une bobine secondaire implantable d’autoinductance Ls, préférentiellement planar, une bobine primaire externe d’autoinductance Lp, préférentiellement planar, couplée magnétiquement à la bobine secondaire Ls. Le couplage magnétique k est défini par la valeur de l’inductance mutuelle M entre Ls et Lp, définie par de telle sorte que . Le couplage magnétique peut varier au cours du temps, sur toute sa plage possible [0 ;1], une électronique de puissance externe de type onduleur 7 permettant de convertir la puissance continue PinDC en puissance alternative à une fréquence fondamentale Fex. Le circuit primaire 2a peut inclure un condensateur de résonance Cp, placé préférentiellement en série (et/ou en parallèle) avec la bobine primaire Lp et dont la capacité est choisie de telle sorte que le circuit (Lp,Cp) résonne à la fréquence Fex, c’est-à-dire Fex.2.pi=1/racine(Lp.Cp), un condensateur secondaire Cs de résonance série dont la capacité est choisie de telle sorte que le circuit (Ls,Cs) résonne également à la fréquence Fex, c’est-à-dire Fex.2.pi=1/racine(Ls.Cs), un interrupteur IT placé en parallèle du circuit (Ls,Cs), commandé par le signal ON, une électronique de puissance interne de type redresseur 8 permettant de convertir une puissance alternative en puissance continue PoutDC(t). Préférentiellement le redresseur 8 est un redresseur passif, mono ou double alternance à base d’une ou plusieurs diodes, de préférence Schottky à faible seuil, et d’un condensateur de stockage d’énergie Cstock et un circuit de commande 9 autoalimenté par le redresseur 8 et permettant de générer le signal ON à partir d’une mesure de la tension continue UsDC(t) de telle sorte que ON Le TET classique 2 est branché sur une charge RL(t) dont la caractéristique peut être variable au cours du temps, en particulier pulsatile dans le cas de la pompe cardiaque par exemple. Le TET classique 2 permet de transférer automatiquement une énergie DC-DC avec une régulation de la tension de sortie UsDC entre les valeurs UsDCmin et UsDCmax suivant un cycle de période Ton+Toff, automatique et cadencé par l’état de l’interrupteur IT. IT=1 (fermé) pendant le temps Toff et IT=0 (ouvert) pendant le temps Ton. Le TET classique 2 utilisé seul présente des problèmes d’échauffement et de performance. L’invention est notamment remarquable en ce qu’elle introduit le circuit de contrôle 3 pour ajuster la valeur de la tension continue d’alimentation du circuit primaire 2a sans recours, de manière fondamentale, à une contre-réaction depuis le circuit secondaire 2b. Sur la , le circuit de contrôle réalise une autoadaptation basée sur une analyse temps réel de la puissance PinDC(t). Pour cela, le circuit de contrôle 3 comprend préférentiellement un moyen de mesurer la puissance PinDC(t), un capteur 10 de tension continue UpDC(t) et un capteur 11 de courant continu IpDC(t). Il comprend également une unité de traitement 12 doté de moyens logiciels et matériels pour exécuter des fonctions et stocker des données. Les données sont évaluées en temps réel sur une durée d’observation Tobs (typiquement 1ms) et réactualisée périodiquement. La puissance PinDC est ainsi estimée selon la formule suivante : (Équation 1 ) On distingue également une batterie intégrée 13 pour alimenter le circuit de contrôle 3. On peut également envisager une alimentation via le secteur, éventuellement en combinaison avec la batterie intégrée. On va maintenant décrire les éléments de dimensionnent ainsi que la détermination des grandeurs de performance du TETS selon l’invention. Le circuit de contrôle 3 est notamment caractérisé par sa capacité à moduler automatiquement la tension UpDC(t). Il dispose en option d’une sortie 5, de préférence numérique, permettant de fournir des données à l’utilisateur. Il dispose en option d’une entrée 6, de préférence numérique, permettant à l’environnement de lui fournir des données, en particulier pour son auto-calibrage. Les éléments de dimensionnement du TETS sont les suivants. Le rendement du TETS complet noté RendTETS est défini par : (Équation 2 ) (Équation 3 ) Le rendement est fonction des pertes c’est-à-dire de la puissance dissipée Pdiss dans le TETS. Cette puissance dissipée en watt peut s’exprimer en fonction de la puissance PinDC et dudit rendement. (Équation 4 ) La présente invention a notamment pour objet la réduction au maximum de la puissance dissipée Pdiss et en tout état de cause de maintenir Pdiss en dessous d’une valeur maximale jugée acceptable, de telle sorte que l’élévation de la température des tissus vivants n’excède pas les limites imposées par la physiologie et/ou les normes internationales. Toff est la durée pendant laquelle l’interrupteur IT est fermé (phase Off), la puissance n’est alors pas transférée de la source vers la charge de l’implant. Cet interrupteur IT se ferme lorsque la tension UsDC(t) a atteint la valeur UsDCmax, et il reste fermé jusqu’à ce que celle-ci atteigne la valeur UsDCmin. Pendant la phase Off, la charge est alimentée par le condensateur de filtrage du redresseur, dont la capacité est notée CStock et aura servi à accumuler une énergie pendant la phase de charge (IT ouvert). Pendant la phase Off PinDC(t) est sensiblement constante et vaut Poff. Cette puissance Poff est essentiellement dissipée en chaleur dans les câbles, les bobinages et l’interrupteur. Cette puissance Poff varie sensiblement suivant la formule suivante dans laquelle Rsp représente les effets résistifs série du circuit primaire et Rss représente les effets résistifs série du circuit secondaire. Le coefficient Coeff1 dépend du design et est sensiblement constant quel que soit k et PoutDC. (Équation 5 ) La durée Toff de la phase Off est sensiblement définie par la formule suivante dans laquelle Coeff2 dépend du design et est sensiblement constant quel que soit k et PoutDC. (Équation 6 ) On constate dans l’équation ci-dessus que la mesure de Toff permet d’estimer finement la valeur de PoutDC en appliquant la formule suivante : (Équation 7 ) Coeff2 est déterminé par le design et sa valeur peut être stockée dans une mémoire du circuit de contrôle 3. Par ailleurs, sa valeur peut être réactualisée/affinée par échange de données entre l’implant et le circuit de contrôle 3, par exemple lors d’une phase d’initialisation et/ou régulièrement. On constate que POff dépend du couplage k et de UpDC. On comprend l’intérêt de connaitre la valeur de Toff afin de pouvoir éventuellement « désactiver » l’onduleur (UpDC=0 ou une valeur faible) pendant une durée sensiblement égale à Toff dès lors que l’on a détecté ce changement d’état. La connaissance de PoutDC en temps réel par échange de données entre l’implant et le circuit de contrôle 3 permet d’améliorer l’estimation de Toff. Cette désactivation n’est cependant pas nécessaire si le design a permis de réduire suffisamment la contribution de Poff aux pertes totales. Ce faisant, on élimine des effets de pollution électromagnétique inacceptable dans certains environnements contraints, c’est pourquoi la réalisation préférentielle ne met pas en œuvre une telle désactivation pendant la phase Off. On constate dans l’équation précédente qu’en l’absence de couplage (k=0 ou inférieur à kmini), la puissance en entrée PinDC devient très élevée. Cette puissance est alors entièrement dissipée dans la partie externe. On peut ainsi détecter une absence de couplage et « désactiver » l’onduleur (UpDC=0 ou une valeur faible) pendant une durée prédéterminée, typiquement un temps d’attente de 1s, déclencher une alerte à destination de l’utilisateur puis le réactiver par intermittence pour détecter à nouveau un couplage lorsque l’utilisateur aura réaligné les bobines primaire et secondaire. Ton est la durée pendant laquelle l’interrupteur IT est ouvert, la puissance est alors transférée du circuit primaire externe vers le circuit secondaire implantable. Pendant la phase On, lorsque le TETS est dans sa plage de fonctionnement correcte, la puissance absorbée par le TETS est notée POn et est sensiblement constante, elle ne dépend que du coefficient de couplage k ni de la tension continue UpDC. On peut noter que cette puissance POn ne dépend sensiblement pas non plus de la puissance absorbée par la charge PoutDC. (Équation 8 ) Le rendement du TETS peut s’exprimer en fonction d’un rendement maximal qui dépend du couplage k, de la puissance PoutDC et de la tension continue UpDC ainsi que de la durée Ton et d’une constante de temps de design notée TEq. L’équation suivante prend en considération le comportement fortement non linéaire du TETS. Ainsi, et selon l’invention, le dispositif va modifier automatiquement la valeur de UpDC de telle sorte qu’à la fois le rendement maximum théorique atteignable soit atteint, mais également que la durée Ton soit la plus grande possible, en tout état de cause largement plus grande que TEq. ( Équation 9 ) Cette grandeur TEq dépend à la fois des paramètres de design (la largeur de l’hystérésis en sortie, la tension moyenne UsDC et la capacité de stockage Cstock), mais également de la résistance de charge et d’une résistance interne équivalente RgEq(k), elle-même dépendant du couplage k. On comprend la forte non-linéarité du TETS qui rend son optimisation délicate puisque à la fois TEq, Ton, et le rendement dépendent de UpDC, PoutDC et de k. (Équation 10 ) La résistance interne équivalente RgEq ne dépend sensiblement que de Ton, Toff, du couplage k et des paramètres de design. On définit RdssOn comme représentant la résistance série du circuit de l’interrupteur IT et on obtient : ( Équation 11 ) Comme déjà vu, Rss représente les résistances séries du circuit secondaire et Rsp représente les résistances séries du circuit primaire. On observe que cette résistance équivalente RgEq doit être minimisée avant tout et que Ton doit être maximisé avant tout. Afin de réduire Rss, on utilise prioritairement un bobinage secondaire avec une très forte section de cuivre, et classiquement un fil de Litz afin de ne pas subir l’effet de peau lorsque la fréquence Fex est élevée. Cependant, selon la présente invention, on minimise cette résistance Rss en utilisant une fréquence Fex pas trop élevée (typiquement La contribution de la résistance RdssOn devient très élevée si l’interrupteur IT est trop éloigné de la bobine secondaire. Selon l’invention, on prévoit également de placer l’interrupteur IT à proximité immédiate de la bobine secondaire, et idéalement directement sur le PCB. Dans cette configuration préférée, l’ensemble de l’électronique du circuit de commande 9 est placé sur le PCB de la bobine secondaire. Ainsi la liaison entre le TETS et l’implant peut se faire par une liaison DC très basse tension, améliorant considérablement la sécurité des patients en cas de rupture accidentelle de l’isolation. Le coefficient de couplage k peut être estimé selon la loi suivante dépendant de Ton, Toff et UpDC, sachant que Coeff3 ne dépend que de paramètres de design. On comprend l’intérêt d’identifier précisément Ton et TOff ainsi que UpDC. (Équation 12 ) Pour un design de TET classique 2, l’expression du coefficient de couplage minimal permettant d’assurer le fonctionnement du TET classique 2 est donnée par l’équation suivante dans laquelle coeff4 ne dépend à nouveau que de paramètres de design. Cette valeur de kmini est celle en dessous de laquelle le TET classique 2 ne peut plus fonctionner, à cause d’ un « décrochage ». Cette valeur de kmini ne correspond pas dans le cas classique avec la valeur de couplage minimale acceptable en prenant en plus en considération le fait que la puissance de perte ne doit pas être trop élevée. Cette valeur dépend alors également de la puissance PoutDC. Cela conduit systématiquement dans le cas classique à réduire considérablement la plage de fonctionnement du TET classique 2 pour inclure à la fois le couplage minimal et la puissance maximale. Lesdites pertes dépendent de PoutDC et de UpDC. Pour un point de fonctionnement donné (k et PoutDC fixé), les pertes diminuent lorsque UpDC diminue. Il apparaît clairement que l’on a tout intérêt à diminuer UpDC pour réduire les pertes mais que, ce faisant on réduit la plage de fonctionnement. On comprend alors l’intérêt d’adapter automatiquement la valeur de UpDC en fonction des vraies conditions de fonctionnement k(t) et PoutDC(t). Partant d’un UpDC de référence, appelé UpDCNominal, et d’un coefficient nominal kNominal, et étant donné une valeur maximale UpDCMax, et minimale UpDCMin, on comprend que tant que k > kmini, la valeur de UpDC optimale sera inférieure à UpDCMax. Partant d’une situation pour laquelle UpDC=UpDCNominal, et k>kmini le circuit de contrôle va automatiquement choisir d’augmenter ou de diminuer UpDC afin de tendre vers un état optimal pour lequel le rendement du TETS selon l’invention est amélioré par rapport au cas classique. Ce faisant, le TETS selon l’invention a également la possibilité lorsque la puissance PoutDC n’est pas maximale, de fonctionner à plus faible couplage et ainsi l’invention permet également d’augmenter considérablement la plage de fonctionnement du TETS. (Équation 13 ) De la même façon, l’expression suivante décrit le couplage de décrochage kmaxi au-delà duquel le TET classique 2 ne peut plus fonctionner. Cette fois-ci on observe que le décrochage dépend de la tension UpDC mais également de la consommation de la charge PoutDC. A nouveau, et pour d’autres raisons, on observe que pour augmenter la plage de fonctionnement (augmenter kmaxi), on doit augmenter UpDC. Pour les mêmes raisons que précédemment, cela amène systématiquement à surdimensionner UpDC dans les cas pour lesquels le couplage n’est pas maximal et ainsi à surconsommer. De la même façon que précédemment, on comprend l’intérêt d’adapter UpDC automatiquement. Partant d’un UpDC de référence, on comprend que tant que k (Équation 14 ) Selon l’invention, la plage de fonctionnement kmini peut être augmentée en maximisant la valeur de l’inductance secondaire Ls. Pour ce faire, il est intéressant d’ajouter un noyau magnétique au niveau de la bobine secondaire. Au regard de la formule donnant la valeur de kmaxi, on comprend que le fait d’augmenter la valeur de Ls conduit à réduire la plage de fonctionnement du côté du couplage maximum. Ainsi, dans le cas du TET Classique 2, est-il fait un compromis qui n’optimise pas la solution. La présente invention permet d’éliminer ce compromis en adaptant automatiquement la valeur de UpDC et ainsi il est préféré d’augmenter la valeur de l’inductance secondaire Ls. De façon préférentielle, le noyau magnétique utilisé n’est pas conducteur et ne présente sensiblement pas de pertes. L’une des solutions préférée est l’utilisation d’un noyau en composite superparamagnétique placé au niveau du bobinage secondaire. La charge superparamagnétique peut être directement placée dans le cœur des bobinages planars, ou bien dans le PCB, ou bien dans le matériau de surmoulage et/ou de protection de la bobine secondaire. De façon préférentielle, les condensateurs de résonance secondaire et primaire sont choisis de telle sorte que les circuits soient à la résonnance en l’absence de couplage, c’est-à-dire lorsque k=0. Ainsi, cela conduit à avoir une surconsommation côté primaire en cas de découplage, et ainsi de détecter le découplage. Cela permet également d’avoir une très faible consommation, quasi nulle côté primaire lorsque les bobines sont couplées mais que l’interrupteur IT est fermé. Ainsi la seule analyse de la puissance PinDC(t) permet de contrôler automatiquement le TETS selon l’invention. On peut prévoir de manière optionnelle et sans que cela n’intervienne dans la performance fondamentale du TETS selon l’invention, d’adapter la fréquence de fonctionnement de l’onduleur à la fréquence de résonance du circuit secondaire en fonction d’une information fournie par l’implant lors d’une étape de calibrage et d’appairage. Selon l’invention, on prévoit de piloter l’onduleur de façon préférentielle avec un contrôle de Modulation de Largeur d’Impulsion (MLI ou PWM) afin d’optimiser le spectre du courant et donc la pollution électromagnétique du TET classique 2. Le choix de la fréquence Fex est préférentiellement relativement faible, par exemple inférieure à 301kHz, pour réduire la pollution électromagnétique et l’effet de peau, et permettre la mise en œuvre de la MLI. La fréquence Fex peut être choisie inférieur à 151kHz, voire inférieure à 81kHz, ce qui correspond à des fréquences limites de normes internationales. On peut prévoir deux séquences de MLI précalculées pour basculer rapidement de l’une à l’autre, notamment lorsque l’on a détecté un découplage, ou bien pendant la phase OFF. Le déclenchement de cette désactivation totale ou partielle est alors piloté par le circuit de contrôle. Le contrôle automatique de UpDC permet une réduction de l’amplitude de la tension aux bornes des bobine Ls et Lp, améliorant ainsi le rendement mais également la fiabilité et la sécurité des biens et des personnes. De façon préférentielle, les surtensions sont maintenues inférieures à 70V crête (limite de la très basse tension) afin de maintenir les éventuels courants de fuite en cas de défaut des isolants en dessous d’un seuil critique pour les utilisateurs. Afin d’augmenter le rendement du redresseur, de façon préférentielle celui-ci est « simple alternance » et non pas double alternance ce qui augmenterait la tension de déchet des diodes. Cette précaution n’est pas nécessaire si la tension UsDC est suffisamment grande par rapport aux déchets des diodes (typiquement au-delà de 10V, voire 20V, voire 30V, voire 50V). Dans le cas d’un redressement simple alternance, il est prévu d’ajouter un dispositif de protection de type TVS (« transient-voltage-suppression » en anglais) pour limiter la tension inverse aux bornes de la diode. Afin de réduire les pertes dans l’ensemble de la ligne de transfert TETS, il est prévu de placer l’électronique de puissance côté primaire, l’onduleur notamment, au plus près de la bobine primaire, typiquement à une distance inférieure au diamètre de la bobine primaire. Cela permet de réduire les résistances séries du circuit primaire Rsp et également la pollution électromagnétique. On va maintenant décrire un mode de fonctionnement normal du TETS selon l’invention. On distingue sur le graphique sur la , un cycle d’une durée Ton+Toff. On observe que la puissance est systématiquement inférieure à un seuil haut PinDCDec et qu’elle passe en dessous d’un seuil bas PinDCOff, par exemple 1W. La tension UpDC(t) est fixée à une valeur au démarrage, par exemple la valeur nominale UpDC=UpDCNom. Ceci n’est pas limitatif de l’invention, d’autres stratégies de poursuites sont envisageables, en particulier en démarrant avec la tension minimale UpDCMin ou bien avec une tension maximale UpDCMax. Le paramètre estimé Toff_est est caractérisé par la durée pendant laquelle PinDC(t) Le paramètre Ton_est est caractérisé par la durée pendant laquelle PinDC(t)> PinDCOff. Le circuit de contrôle peut alors calculer la valeur moyenne PinDC_est de la façon suivante (Équation 15) Le circuit de contrôle peut calculer une estimation de la puissance délivrée par le TETS à la charge, PoutDC_Est selon la formule suivante : (Équation 16) Le circuit de contrôle peut donc estimer le rendement du transfert RendTETS_est ainsi que la puissance dissipée Pdiss_est. (Équation 17) (Équation 18) Et finalement le circuit de contrôle peut estimer le coefficient de couplage k_est (Équation 19) A la fin du cycle, les grandeurs estimées sont délivrées à l’utilisateur et analysées puis placées en mémoire : Ton_Est, Toff_est, PinDC_est, PoutDC_est, RendTETS_Est, Pdiss_est, k_est. En fonction de seuil, certaines alarmes peuvent être déclenchées, etc. Une attention particulière peut être portée sur la valeur de Ton_Est. En effet, si Ton_Est est trop élevée, cela signifie que la tension UpDC est proche de la valeur de décrochage. Il ne faut alors plus la réduire. Il peut être décidé de la maintenir stable pendant un cycle ou bien de l’augmenter. Dans tous les autres cas, a priori, la valeur de la tension UpDC est réduite d’un incrément DeltaUpDC. A la fin du cycle suivant, les paramètres sont à nouveaux estimés et la même logique est appliquée. En plus des grandeurs instantanées, les paramètres sont comparés avec leurs valeurs obtenues dans le cycle précédent et qui ont été placées en mémoire. Ainsi, le circuit de contrôle est capable d’identifier si le fait d’avoir réduit la tension UpDC de l’incrément DeltaUpDC a permis d’améliorer ou de dégrader les performances instantanées du transfert, en particulier le rendement. La décision d’augmenter ou de diminuer la valeur de UpDC est dorénavant basée sur l’exploitation des données temps réel, mais également de leur variation par rapport à celles du cycle précédent. Le cycle se répète ainsi à l’infini et on est assuré d’avoir un TETS dont le point de fonctionnement se cale automatiquement à un optimum. Il peut être décidé que l’optimum de performance est le minimum de puissance PinDC, ou bien le maximum de rendement, ou bien le minimum de perte Pdiss, ou tout autre paramètre estimé à partir des grandeurs disponibles. On va maintenant décrire un mode de fonctionnement en cas de découplage. A tout instant, même au cours d’un cycle ou en l’absence de cycle, si PinDC(t) est trop élevé, le TETS détecte une perte de couplage et peut être désactivé pendant un temps prédéfini, par exemple quelques secondes. Une information est donnée à l’utilisateur. Au bout du temps d’attente, le TETS est réactivé à partir d’un cycle de démarrage. On va maintenant décrire un mode de fonctionnement en cas de surconsommation ou sous consommation. A la fin d’un cycle, si la consommation estimée PoutDC est trop élevée (surconsommation) ou trop faible (sous-consommation), il peut être décidé d’informer l’utilisateur et soit de continuer à transférer de l’énergie, soit de stopper le transfert. Il peut évidemment y avoir plusieurs seuils conduisant à des décisions différentes en fonction de la nature de l’implant. Un échange de données entre l’implant et le dispositif peut être utile afin de prendre la meilleure décision possible. On va maintenant décrire un mode de fonctionnement en cas de décrochage. Il est possible que le TETS décroche, dans la mesure où par exemple la puissance PoutDC et/ou le couplage k varie brusquement, y compris en restant dans une plage de fonctionnement acceptable. Dans ce cas précis, il n’y a plus d’observation de cycle, c’est-à-dire que Ton ou bien Toff sont trop longs et on n’observe pas de basculement de puissance. Cela signifie que l’interrupteur IT est bloqué, a priori en position ouverte, et le TETS n’est pas capable de fournir une puissance suffisante à l’implant. Ce cas est détecté par l’utilisation d’un minuteur (« watchdog » en anglais), permettant de déclencher une action même si la valeur de PinDC(t) ne bascule pas pendant une durée prédéterminée, par exemple 5s. Dans ce cas, la tension UpDC doit être augmentée pour permettre le ré-accrochage. Il existe plusieurs stratégies qui dépendent de la nature de l’implant : Augmentation lente de UpDC Passage instantanée à UpDCMax Passage instantanée à UpDCNom Etc On va maintenant décrire un mode de fonctionnement tenant compte spécifiquement d’un implant de type pompe cardiaque. Dans le cas de pilotage d’une pompe cardiaque pulsatile, la puissance PoutDC(t) n’est pas constante mais avec une prédictibilité élevée. En effet, dans le cas d’une pompe cardiaque, la consommation suit le rythme cardiaque. Dans le cas d’une pompe cardiaque comprenant une batterie rechargeable, le passage en mode recharge conduit à une augmentation de la consommation. Ces informations peuvent être fournies par l’implant en temps réel au circuit de contrôle afin d’optimiser encore les performances, par exemple via une mesure de l’électrocardiogramme, ou bien via une mesure de débit cardiaque ou tout autre moyen. En effet, ces informations permettent d’anticiper les évolutions de PoutDC(t) et ainsi d’optimiser les valeurs de UpDC autrement que par un algorithme de pilotage aveugle de UpDC. Typiquement, la valeur de UpDC va être modifiée à la hausse ou à la baisse avec des incréments plus importants, dépendant de l’estimation de la consommation réelle. Remarquons cependant que cette solution est optionnelle, et que même en cas de perte de la communication entre l’implant et le circuit de contrôle, les performances du TETS sont largement améliorées par rapport à un TET classique. Ainsi, la liaison de rétroaction de l’implant vers la partie externe n’intervient pas dans la fiabilité de la fonction TETS selon l’invention. Lorsqu’un condensateur de stockage est dimensionné au plus juste, ce qui présente un fort intérêt du point de vue de l’encombrement et de la fiabilité. Et lorsque le circuit de contrôle fonctionne parfaitement, alors, la tension UpDC optimale va suivre la consommation instantanée de la charge et présenter un aspect pulsatile. Il y a un fort avantage dans ces conditions de disposer d’une information supplémentaire qui est l’estimation de la consommation instantanée afin de pouvoir anticiper celle-ci et accélérer l’ajustement de la valeur optimale de UpDC. Cette synchronisation peut être réalisée par échange d’information temps réel telle que la consommation en watt, la fréquence cardiaque en Hz, l’instant de détection du QRS, etc, entre l’implant et la partie externe du TETS. Il s’ensuit que le circuit de contrôle prend en compte ces informations pour optimiser la convergence dynamique vers le minimum de puissance. In fine, cela permet d’étendre la plage de fonctionnement du TETS dans des cas extrêmes de PoutDC(t) et de k(t), ce qui améliore l’usage du TETS. Sur la est illustrée l’évolution de la courbe de fonctionnement du TETS selon l’invention. UpDC_Opt représente la valeur de UpDC permettant de maximiser le rendement du transfert de puissance. Les limites basses sont caractérisées par un décrochage ou bien un échauffement rédhibitoire. On observe que la plage d’utilisation selon le couplage k est augmentée car : Il est possible d’avoir un fonctionnement correct même avec un couplage maximal de « 1 », ainsi la notion même de kmaxi n’a plus de sens avec l’invention Il est possible d’adapter la valeur de kmini en fonction de la puissance transférée à la charge et ainsi d’étendre la valeur des TET classiques 2 lorsque la puissance réelle est inférieure à la puissance maximale. Sachant que la puissance maximale est systématiquement plus élevée que la puissance nominale, cela permet d’étendre largement l’utilisabilité du TETS On observe que la valeur UpDC qui conduit à une optimisation du rendement est largement dépendante des conditions d’utilisation et que la solution auto-adaptative permet de converger vers cet optimum de façon certaine et fiable. Bien entendu, l’invention n’est pas limitée aux exemples qui viennent d’être décrits. De nombreuses modifications peuvent être apportées à ces exemples sans sortir du cadre de la présente invention telle que décrite. Système de transmission d’énergie transcutanée (1) destiné à alimenter un implant (4), ce système comprenant : - un circuit primaire (2a) comprenant un onduleur (7) apte à être alimenté par une tension continue UpDC et un courant continu IpDC, un condensateur primaire Cp et une bobine primaire Lp aptes à être alimentés par l’onduleur, - un circuit secondaire (2b) comprenant une bobine secondaire Ls destinée à être en couplage magnétique avec la bobine primaire selon un coefficient de couplage magnétique k, un condensateur secondaire Cs, un redresseur (8) apte à alimenter l’implant (4) avec une tension continue UsDC ; le circuit secondaire comprenant en outre un interrupteur IT pour alimenter ou non le redresseur et un circuit de commande de l’interrupteur IT contrôlé localement à partir de la tension UsDC, caractérisé en ce qu’il comprend en outre : - un circuit de contrôle auto-adaptatif (3), connecté au circuit primaire (2a) et configuré pour piloter automatiquement la tension continue UpDC à partir des seules mesures de UpDC et IpDC, et selon un algorithme d’optimisation sous contraintes. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de contrôle auto-adaptatif (3) est configuré pour estimer des grandeurs de performance du système à partir des mesures de UpDC et IpDC ; et en ce que l’algorithme d’optimisation sous contraintes est paramétré avec au moins une contrainte prédéterminée et associée à l’une des grandeurs de performance du système. Système selon la revendication 2, caractérisé en ce que lesdites grandeurs de performance du système comprennent au moins une ou plusieurs des grandeurs instantanées suivantes : une durée Toff pendant laquelle l’interrupteur IT est fermé, une durée Ton pendant laquelle l’interrupteur IT est ouvert, une puissance instantanée continue PinDC alimentant l’onduleur, une puissance continue PoutDC en sortie du circuit secondaire, un rendement RendTETS de transfert d’énergie, une puissance dissipée Pdiss dans le système. Système selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que lesdites contraintes comprennent un minimum de durée Toff pendant laquelle l’interrupteur IT est fermé, et/ou un maximum de durée Ton pendant laquelle l’interrupteur IT est ouvert, et/ou un minimum de puissance instantanée PinDC, et/ou un maximum de rendement RendTETS, et/ou un minimum de puissance dissipée Pdiss. Système selon l’une quelconque des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que les mesures et les grandeurs estimées sont réalisées de manière cyclique. Système selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que la bobine secondaire est réalisée à partir de pistes d’un circuit imprimé PCB. Système selon la revendication 6, caractérisé en ce que l’interrupteur IT est intégré dans le circuit imprimé PCB de la bobine secondaire Ls. Système selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu’un noyau magnétique est placé dans la bobine secondaire Ls ou dans la bobine primaire Lp. Système selon la revendication 8, caractérisé en ce que le noyau magnétique est un noyau en composite superparamagnétique. Système selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que la bobine primaire Lp et le condensateur primaire Cp ont des valeurs de façon à être en résonance lorsque le couplage k entre la bobine primaire et la bobine secondaire est en dessous d’un seuil de couplage prédéterminé. Système selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que la bobine secondaire Ls et le condensateur secondaire Cs ont des valeurs de façon à être en résonance lorsque le couplage k entre la bobine primaire et la bobine secondaire est en dessous d’un seuil de couplage prédéterminé. Système selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu’il comprend une liaison radioélectrique apte à connecter le circuit de contrôle auto-adaptatif (3) avec l’implant (4) de façon à récupérer des informations temps réel provenant de l’implant. Système selon la revendication 12, caractérisé en ce que le circuit de contrôle auto-adaptatif (3) est configuré pour adapter la fréquence de fonctionnement de l’onduleur à la fréquence de résonance du circuit secondaire à partir d’information provenant de l’implant (4). Système selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu’il comprend au moins un modulateur de largeur d’impulsion pour piloter l’onduleur (7) à une fréquence inférieure à 301kHz, inférieure à 151kHz ou inférieure à 81kHz. Système selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu’il comprend un modulateur de largeur d’impulsion précalculées avec un ou plusieurs contenus harmoniques d’amplitude, de fréquence et de phase prédéfinis. Système selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu’il comprend un minuteur pour déclencher une action lorsque la puissance instantanée continue PinDC alimentant l’onduleur ne varie pas en intensité au-delà d’un seuil de puissance prédéterminé pendant une durée prédéterminée. Système selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le circuit de contrôle auto-adaptatif (3) comprend un capteur de tension continue (10), un capteur de courant continu (11) et une unité de traitement (12). Procédé de pilotage d’une tension continue UpDC dans un système de transmission d’énergie transcutanée tel que défini dans l’une quelconque des revendications précédentes, ce procédé comprenant, à chaque cycle défini par des états ouvert et fermé de l’interrupteur IT, les étapes suivantes : - mesure de la tension continue UpDC et du courant continu IpDC, - estimation de grandeurs de performance du système, mise en mémoire de ces grandeurs, et comparaison avec des valeurs de ces grandeurs obtenues lors d’un cycle précédent, - pilotage de la tension continue UpDC à partir des seules mesures de UpDC et IpDC, et selon un algorithme d’optimisation sous contraintes.