Brevet FR3142638A1 — publié le 20240531

Récepteur fréquence radio La présente description concerne un circuit (102) comprenant : - un élément de réception (104) configuré pour recevoir un signal analogique ; - une chaine de réception (106) configurée pour convertir le signal analogique reçu en un signal numérique ; et - une chaine de correction (114) configurée pour générer un signal numérique reconstituant des non-linéarités dynamiques produites par la chaine de réception, sur la base du signal numérique et d’un premier filtre, le circuit de calcul étant en outre configuré pour générer un signal corrigé en ôtant les non-linéarités dynamiques reconstituant au signal numérique. Figure pour l'abrégé : Fig. 1 Récepteur fréquence radio La présente description concerne de façon générale les procédés et circuits pour la réception des signaux radio fréquence. Les réseaux de communication à haut débit, tel que par exemple les réseaux de télécommunication 5G ayant un débit de données par exemple compris entre 1 et 10 Gbits par seconde, nécessitent des porteuses à haute fréquence. Cependant, les composants électroniques des circuits, tels que par exemple des amplificateurs à faible bruit ainsi que des convertisseurs analogique-numérique, ne sont pas toujours adaptés pour traiter des hautes fréquences. En effet, utilisés à haute fréquences, ces composants présentent des défauts provoquant notamment l’apparition de non-linéarités dans un signal. Il existe des non-linéarités qui sont dépendantes de la fréquence du signal. Ces non-linéarités sont dites dynamiques et sont particulièrement gênantes pour les convertisseurs analogique-numérique, en particulier au-delà de 5 GHz. L’apparition de non-linéarités lors de la conversion d’un signal, et suite à un échantillonnage à haute fréquence, est aggravée par le vieillissement des composants et/ou par une utilisation soumise à des variations de température extrêmes, par exemple dans le cas de satellites, et/ou par des aléas de fabrication des composants et circuits. Il existe donc un besoin d’une solution pour corriger ces non-linéarités issues de la chaine de réception. En particulier, il existe un besoin d’une solution pour corriger ces non linéarités par un traitement numérique du signal, sans connaissance préalables du signal converti. Un mode de réalisation prévoit un circuit comprenant : - un élément de réception configuré pour recevoir un signal analogique ; - une chaine de réception configurée pour convertir le signal analogique reçu en un signal numérique ; et - une chaine de correction configurée pour générer un signal numérique reconstituant des non-linéarités dynamiques produites par la chaine de réception, sur la base du signal numérique et d’un premier filtre, le circuit de calcul étant en outre configuré pour générer un signal corrigé en ôtant les non-linéarités dynamiques reconstituant au signal numérique. Selon un mode de réalisation, la chaine de réception comprend un circuit de liaison, un amplificateur faible bruit et un convertisseur analogique-numérique entrelacé. Selon un mode de réalisation, le circuit ci-dessus comprend en outre en outre une mémoire non-volatile stockant des instructions permettant la programmation de la chaine de correction, le circuit comprenant en outre un processeur configuré pour exécuter les instructions suite à la réception, par l’élément de réception du signal analogique. Selon un mode de réalisation, la chaine de correction est implémentée par circuit intégré à application spécifique. Un mode de réalisation prévoit un procédé comprenant : - la réception, par un élément de réception d’un circuit, d’un signal analogique ; - la conversion, par l’intermédiaire d’une chaine de réception du circuit, du signal analogique vers un signal numérique ; - la génération, par une chaine de correction, d’un signal estimant des non-linéarités dynamiques produites par la chaine de réception, sur la base du signal numérique et sur la base d’un premier filtre numérique ; et - la génération d’un signal numérique corrigé, en ôtant les non-linéarités dynamiques reconstituées au signal numérique. Selon un mode de réalisation, la génération des non-linéarités dynamiques par la chaine de correction comprend : - un suréchantillonnage du signal numérique ; - l’application d’un deuxième filtre au signal suréchantillonné ; - la génération des harmoniques et produits d’intermodulation de rang 3 par multiplication par un coefficient de l’élévation au cube du signal numérique suréchantillonné et filtré ; - l’application du premier filtre aux harmoniques et produits d’intermodulation de rang 3 ; et - le sous-échantillonnage des harmoniques et produit d’intermodulation de rang 3 filtrées. Selon un mode de réalisation, le deuxième filtre est un filtre à réponse impulsionnelle infinie synthétisé pour inverser la rotation de phase induite par un filtre analogique de la chaine de réception. Selon un mode de réalisation, le premier filtre est un filtre numérique à réponse impulsionnelle infinie configuré pour modéliser le filtre analogique de la chaine de réception. Selon un mode de réalisation, le premier filtre est un filtre configuré pour que sa fonction de transfert corresponde à la fonction de transfert de la chaine de réception à 3dB près en amplitude et à 2° près en phase jusqu’à la fréquence de coupure. Selon un mode de réalisation, la fonction de transfert F en amplitude du premier filtre est de la forme : , Nb est le nombre de coefficients du numérateur du premier filtre, Na est le nombre de coefficient du dénominateur du premier filtre et où les coefficients et sont optimisés suite à l’exécution d’un algorithme d’optimisation. Selon un mode de réalisation, la chaine de correction comprend en outre l’application d’une opération de correction de gain. Selon un mode de réalisation, la chaine de correction est configurée en outre pour suréchantillonner le signal numérique par un nombre N, N étant un entier supérieur ou égal à 2, et par exemple égal à 8. Selon un mode de réalisation, le procédé ci-dessus comprend en outre le sous-échantillonnage des harmoniques et produits d’intermodulation de rang 3 reconstitués, le sous-échantillonnage est par exemple une décimation par le nombre N. Selon un mode de réalisation, le suréchantillonnage, par la chaine de correction, du signal numérique sous-échantillonné comprend l’application d’une pluralité d’opérations successives, chaque opération comprenant : - l’insertion d’un zéro entre chaque échantillon ; et - l’application d’un filtre passe bas à réponse impulsionnelle finie, ou l’application d’un filtre passe haut à réponse impulsionnelle finie. Selon un mode de réalisation, le procédé ci-dessus comprend en outre l’application d’un filtre passe-bande à réponse impulsionnelle finie ainsi que l’application d’une opération de compensation de délais au signal numérique, avant de générer le signal numérique corrigé. Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la représente de façon très schématique et sous forme de blocs, un dispositif électronique selon un mode de réalisation de la présente description ; la représente de façon très schématique et sous forme de blocs, un mode de réalisation d’une chaine de réception configurée pour convertir un signal analogique vers un signal numérique ; la illustre le spectre d’un signal traité, en seconde bande de Nyquist, par la chaine de réception de la lors de la conversion ; la illustre des caractéristiques de fréquence lors de la mise en œuvre d’un procédé de reconstitution de non-linéarité dynamique par une chaine de correction, faisant intervenir du suréchantillonnage, selon un exemple de réalisation de la présente description ; la illustre, sous forme de blocs, un procédé de reconstitution de non-linéarité dynamique et de correction d’un signal selon un exemple de réalisation de la présente description ; la est un schéma par bloc illustrant un exemple de représentation numérique de la chaine de réception ; la est un organigramme illustrant des étapes, réalisées en amont et à partir de mesures, de synthèse d’un filtre de la chaine de correction selon un exemple de réalisation de la présente description ; la est un graphique illustrant les amplitudes des fonctions de transfert du filtre synthétisé et d’un filtre simulé ; la est un graphique illustrant les phases des fonctions de transfert du filtre synthétisé et du filtre simulé ; la est un graphique illustrant les amplitudes des fonctions de transfert d’un autre filtre synthétisé et d’un autre filtre utilisé dans la chaine de correction ; la est un graphique illustrant les phases des fonctions de transfert de l’autre filtre synthétisé et de l’autre filtre utilisé dans la chaine de correction ; la est un graphique illustrant la correction d’un signal selon une exemple de réalisation de la présente description ; la est un graphique illustrant le ratio signal sur bruit d’un signal multi-ton converti avant correction ; et la est un graphique illustrant le ratio signal sur bruit d’un signal multi-ton converti après correction selon un mode de réalisation de la présente description. De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références dans les différentes figures. En particulier, les éléments structurels et/ou fonctionnels communs aux différents modes de réalisation peuvent présenter les mêmes références et peuvent disposer de propriétés structurelles, dimensionnelles et matérielles identiques. Par souci de clarté, seuls les étapes et éléments utiles à la compréhension des modes de réalisation décrits ont été représentés et sont détaillés. En particulier, les différentes méthodes d’échantillonnage, de sur-échantillonnage et de sous échantillonnage ne sont pas décrites en détails et sont connues par la personne du métier. Sauf précision contraire, lorsque l'on fait référence à deux éléments connectés entre eux, cela signifie directement connectés sans éléments intermédiaires autres que des conducteurs, et lorsque l'on fait référence à deux éléments reliés (en anglais "coupled") entre eux, cela signifie que ces deux éléments peuvent être connectés ou être reliés par l'intermédiaire d'un ou plusieurs autres éléments. Dans la description qui suit, lorsque l'on fait référence à des qualificatifs de position absolue, tels que les termes "avant", "arrière", "haut", "bas", "gauche", "droite", etc., ou relative, tels que les termes "dessus", "dessous", "supérieur", "inférieur", etc., ou à des qualificatifs d'orientation, tels que les termes "horizontal", "vertical", etc., il est fait référence sauf précision contraire à l'orientation des figures. Sauf précision contraire, les expressions "environ", "approximativement", "sensiblement", et "de l'ordre de" signifient à 10 % près, de préférence à 5 % près. La représente, de façon très schématique et sous forme de blocs, un dispositif électronique 100 comprenant un circuit intégré 102 selon un mode de réalisation de la présente description. Le dispositif électronique 100 comprend en outre un élément de réception 104, par exemple une antenne, configurée pour recevoir, avec un débit important, des signaux analogiques. A titre d’exemple, l’élément de réception 104 est configurée pour recevoir un signal RF (Fréquence Radio) d’une fréquence dans une plage de par exemple 1 à 30 GHz, et transmettant des données avec un débit compris entre 10 giga échantillons par seconde et 15 giga échantillons par seconde. Le dispositif électronique 100 est par exemple un dispositif sans-fil et/ou mobile, tel qu’un matériel à usage informatique, un smartphone, etc. Le circuit 102 comprend en outre un circuit de réception 106 (RECEP. CHAIN) comprenant un circuit frontal (en anglais « front-end ») 108 (RF FRONT END) et un convertisseur analogique-numérique 110 (ADC - de l’anglais « Analogical to Digital Converter »). Le circuit de réception 106 est configuré pour générer un signal numérique sur la base d’un signal analogique reçu par l’élément de réception 104. A titre d’exemple, l’élément de réception 104 est relié au circuit de réception 106 par l’intermédiaire d’un ou plusieurs fils 112. Selon un mode de réalisation, le circuit 102 comprend en outre une chaine de correction 114 (CORRECTION CHAIN). La chaine de correction 114 est configuré pour corriger le signal numérique. A titre d’exemple, la correction comprend la suppression de bruits non-linéaires dynamiques ayant lieu lors de la conversion du signal analogique par le circuit de réception 106. Les bruits non-linéaires sont initialement des bruits statiques, suite à leur traitement par le circuit frontal 108, et en particulier par un filtre du circuit frontal 108, ces bruits deviennent dynamiques. En effet, le filtre du circuit frontal 108 modifie la phase et l’amplitude des non-linéarités en fonction de leur fréquence. La chaine de correction 114 est par exemple relié au circuit de réception 106 par l’intermédiaire d’un bus 116. Le circuit 102 comprend en outre, par exemple, une mémoire non volatile 118 (NV MEM), un processeur générique 120 (CPU), une mémoire volatile 122 (RAM), par exemple une mémoire à accès aléatoire et/ou un circuit de calcul 124 (COMPUTING UNIT). Le circuit de calcul 124 comprend par exemple un ou plusieurs accélérateurs matériels. Selon un mode de réalisation, la chaine de correction 114 est réalisé par un circuit intégré à application spécifique (ASIC – de l’anglais « Application Specific Integrated Circuit). Selon un autre mode de réalisation, la mémoire non-volatile 118 comprend des codes d’instructions 126 (INSTRUCTIONS) configurés pour, lorsqu’ils sont exécutés par le processeur 120 et/ou par le circuit de calcul 124, programmer la chaine de correction 114 et corriger le signal numérique. A titre d’exemple, la correction comprend la suppression de bruits non-linéaires dynamiques ayant lieu lors de la conversion du signal analogique par le circuit de réception 106. La figure 2 représente de façon très schématique et sous forme de blocs, un mode de réalisation de la chaine de réception 106 configurée pour convertir un signal analogique reçu par exemple par l’intermédiaire du récepteur 104, vers un signal numérique , où la variable est une variable temporelle et la variable est une variable discrète. Le circuit de réception 106 comprend le circuit frontal 108 et le convertisseur analogique-numérique 110. Le circuit frontal 108 comprend par exemple un circuit de liaison 200 (BALUN, de l’anglais « Balanced to Unbalanced ») configuré pour transformer le signal analogique x(t) en des signaux différentiels , égal au signal , et , égal à l’opposé du signal x(t). Le circuit frontal 108 comprend en outre un circuit amplificateur à faible bruit 202 (LNA, de l’anglais « Low Noise Amplifier ») configuré pour générer des signaux analogiques et en amplifiant les signaux analogiques et tout en minimisant le bruit induit par l’amplificateur 202 lui-même. Les signaux analogiques et sont ensuite fournis au convertisseur analogique-numérique 110. A titre d’exemple, le convertisseur 110 est un convertisseur analogique numérique entrelacé (TiADC, de l’anglais « Time Interleaved Analog to Digital Converter ») configuré pour échantillonner les signaux analogiques et à très haute fréquence, par exemple à une fréquence d’échantillonnage comprise entre 1 et 10 GHz. A titre d’exemple, le convertisseur 110 comprend plusieurs convertisseurs analogique-numérique en parallèle. Le convertisseur 110 comprend par exemple un circuit suiveur-bloqueur 204 (TRACK & HOLD) configuré pour échantillonner les signaux analogiques et , par exemple en les bloquant pendant un laps de temps donné. Dans un autre exemple le circuit 204 est un circuit échantillonneur-bloqueur (en anglais « sample and hold »). Le convertisseur 110 comprend en outre un quantificateur 206 (QUANTIZER) configuré pour quantifier, ou coder, les signaux analogiques bloqués, en signaux numériques et , sur une pluralités de bits. La illustre le spectre d’un signal traité par la chaine de réception de la lors de la conversion. Lorsque le signal d’entrée à des composantes fréquentielles dans les gammes de fréquence de l’ordre du GHz et lorsque la fréquence d’échantillonnage est aussi de l’ordre du GHz, l’amplificateur faible bruit 202 et le convertisseur 110 génèrent des non-linéarités dynamiques lors du traitement du signal qui ne sont pas négligeables et nuisent à la qualité du signal converti. En particulier, ces non-linéarités ajoutent du bruit au signal ce qui entraîne une baisse du rapport signal sur bruit (SNR, en anglais « Signal-to-Noise Ratio ») et donc une perte d’information. Un graphique 300 illustre le signal dans le domaine fréquentiel. En particulier le graphique 300 illustre la magnitude du spectre du signal en fonction de la fréquence , exprimée en GHz. Le spectre est alors composé de deux parties 302 et 304 symétriques par rapport à l’axe . Dans cet exemple, le signal reçu est dans la deuxième bande de Nyquist, entre et , où est la période d’échantillonnage. Un graphique 306 illustre le spectre du signal en sortie du circuit frontal 108. Le spectre comprend alors des non-linéarités 308, issues par exemple du traitement du signal à haute fréquence par l’amplificateur 110. Les non-linéarités 308 comprennent par exemple des harmoniques et des produits d’intermodulation de rang 3. Les non-linéarités 308 comprennent par exemple en outre des harmoniques de rang 2 et/ou de rang supérieur à 3 et/ou des composantes fréquentielles résultantes de produits d’intermodulation (en anglais « spurs »). Un graphique 310 illustre le spectre du signal en sortie du convertisseur 110. Le spectre a par exemple été échantillonné à la fréquence d’échantillonnage . La fréquence est par exemple choisie de sorte à être supérieure à , où est la bande passante du signal, afin d’éviter le phénomène de repliement du spectre lors de l’échantillonnage du signal. Le spectre du signal, ainsi que les différentes non-linéarités, ont été répliqués de manière périodique tous les Ghz lors du processus d’échantillonnage. La partie du spectre située au sein de la première bande de Nyquist (I), c’est à dire dans l’intervalle de fréquence GHz, comprend l’information, représentée par une partie du spectre 312, que l’on souhaite extraire. Cette information est la même que celle contenue dans le signal d’entrée et représentée par la partie du spectre 302 et/ou 304. Cependant la première bande de Nyquist comprend en outre des non-linéarités 314, dont par exemple des harmoniques de rang et produits d’intermodulation 3. La illustre des caractéristiques de fréquence lors de la mise en œuvre d’un procédé de reconstitution de non-linéarités dynamiques par une chaine de correction et en particulier par un procédé décrit en relation avec la . La illustre, sous forme de blocs, un procédé de reconstitution de non-linéarités dynamiques et de correction d’un signal selon un exemple de réalisation de la présente description. Dans une étape 500 (CONVERT.), le signal analogique est par exemple reçu par l’élément de réception 104, est traité par le circuit frontal 108 puis est échantillonné et numérisé par le convertisseur analogique-numérique 110, résultant en un signal . Le graphique 400 de la figure 4 illustre le spectre du signal . Le spectre comprend alors des non-linéarités 402 correspondantes aux réplications des non-linéarités 308 ayant eu lieu lors de l’échantillonnage durant l’étape 500. Le procédé continue dans une phase 502 (CORRECTION), par exemple exécutée par la chaine de correction 114. Dans un autre exemple, la phase 502 est réalisée par l’intermédiaire du processeur 120 en exécutant les codes 126. La phase 502 comprend une étape de suréchantillonnage 503 (UPSAMPLING) comprenant par exemple des étapes 504 (ZERO STUFFING) et 505 (FIR BPF II NYQUIST BAND). Lors de la réalisation de l’étape de suréchantillonnage 503, le signal est par exemple suréchantillonné selon une fréquence égale à . A titre d'exemple, l'étape 504 comprend une opération d'insertion de N-1 zéros entre chaque échantillons et l'étape 505 comprend l'application d'un filtre passe bande à réponse impulsionnelle finie isolant la deuxième band de Nyquist (II). Dans un autre exemple, l’étape 503 comprend une pluralité, par exemple trois, étapes successives d’insertion d’un zéro entre chaque échantillon, ainsi qu’une étape de filtrage. Par exemple, N = 2^n, n étant un entier par exemple égal à 3, et l'étape 503 comprend n étapes de suréchantillonnage par un facteur 2 successives. A titre d'exemple, chaque étape de suréchantillonnage par un facteur 2 comprend une étape d'insertion de 1 zéro entre chaque échantillon, ainsi qu'une étape de filtrage. A titre d'exemple, le filtrage comprend l'application d'un filtre passe bas ou passe haut à réponse impulsionnelle finie. La phase 502 comprend en outre une suite d’étapes 506 à 509, postérieures à l’étape 503, ainsi qu’une étape 510, réalisée par exemple en parallèle des étapes 503, 506 à 509. En particulier, les étapes 503, 506 à 509 ont pour but de faire une reconstitution approchée des harmoniques et des produits d’intermodulation de rang 3 présentes dans la première bande de Nyquist du spectre et générées lors du passage du signal dans la chaine de réception 106. L’étape 503 comprend l’insertion de N-1 échantillons de valeur 0 lors de l’étape 504. Suite à l’étape 504, un filtre passe bande isolant la deuxième bande de Nyquist (II) est appliqué dans une étape 505 (FIR BPF II NYQUIST BAND). Un graphique 404 illustre l’effet de l’application de l’étape 504 sur le spectre du signal en cours de traitement. L’information comprise dans la deuxième bande de Nyquist est illustrée par des parties du spectre 408. La fréquence d’échantillonnage du signal est alors la fréquence , égale à . Suite aux étapes 504 et 505, la deuxième bande de Nyquist est isolée. Un exemple du spectre du signal en cours de traitement est illustré par le graphique 410. La deuxième bande de Nyquist comprend alors des non-linéarités dynamiques 412 à reconstituer et corriger et une partie 414 correspondante au signal net. La fréquence d’échantillonnage est alors la fréquence . Le procédé continue ensuite dans l’étape 506 (FILTER1) dans laquelle un filtre, par exemple un filtre à réponse impulsionnelle infinie (IIR, de l’anglais « Infinite Impulse Response ») est appliqué. Selon un mode de réalisation, le filtre est synthétisé en amont et a pour but d’inverser la rotation de phase induite par la conversion du signal par le circuit de réception 106. Plus précisément, le filtre utilisé dans l’étape 506 inverse l’amplitude et la phase du signal porteur de l’information. A titre d’exemple, l’inversion de l’amplitude correspond à une multiplication par l’inverse du gain du circuit frontal 108. Le gain du circuit frontal 108 est par exemple assimilé à une valeur constante, égale à la moyenne du gain du circuit 108 sur une plage de fréquence, par exemple sur la seconde bande de Nyquist. Les harmoniques et produits d’intermodulation de rang 3 sont ensuite générées lors de l’étape 507 ( ), étant le signal obtenu en sortie de l’étape 506. L’étape 507 consiste à multiplier le cube du signal par un coefficient déterminé en amont. La partie 414 du spectre sert par exemple de base pour reconstituer les non-linéarités dynamiques. En effet, la partie 412 du spectre est supposée négligeable devant la partie 414 car faible en amplitude. La valeur du coefficient étant par exemple petite, le résultat de la multiplication de la partie 412 par , effectuée lors de l’étape 507, reste négligeable. Dans un autre exemple, une étape de correction de gain (non illustrée dans la ) est réalisée entre l’étape 506 et l’étape 507. Le signal en sortie de l’étape 506 est alors multiplié par l’inverse de la moyenne du gain sur la deuxième bande de Nyquist. Le coefficient est par exemple obtenu par simulation du circuit de réception 106. A titre d’exemple le coefficient est obtenu suite au calcul de l’amplitude des harmoniques et produits d’intermodulation de rang 3 générées grâce à un modèle analogique du circuit de réception 106 et/ou grâce à des mesures laboratoire sur le circuit de réception 106. Le modèle du circuit est par exemple un modèle SPICE etc. Les harmoniques et les produits d’intermodulation de rang 3 générées dans l’étape 507, puis filtrés dans l’étape 508, sont alors une reconstitution des non-linéarités dynamiques 412. La reconstitution des non-linéarités dynamiques 412 est alors une estimation de ces non-linéarités. Un exemple du spectre 416 associé aux harmoniques et produits d’intermodulation de rang 3 générées dans l’étape 507 est illustré par un graphique 418. Bien que les non-linéarités 412 comprennent des non-linéarités autres que les harmoniques et produits d’intermodulation de rang 3, celles-ci sont par exemple considérées comme négligeables. En effet, les harmoniques et produits d’intermodulation de rang pair sont éliminées par le traitement en un signal différentiel par le circuit de liaison 200. Les harmoniques et produits d’intermodulation de rang supérieur ou égal à 5 sont moins importants que ceux de rang 3 et peuvent être considérés comme étant négligeables. Suite à l’étape 507, le procédé continue à l’étape 508 (FILTER2) dans laquelle un autre filtre, synthétisé en amont, est appliqué aux harmoniques et produits d’intermodulation de rang 3 générées lors de l’étape 507. L’application de ce filtre permet de modifier l’amplitude et la phase des harmoniques et produits d’intermodulation de rang 3 générées. Selon un mode de réalisation, ce filtre est configuré de sorte à approximer les modifications d’amplitude et de phase subie par le signal analogique lors de son traitement par le circuit de réception 106. A titre d’exemple, le filtre utilisé lors de l’étape 507 a pour forme , où les coefficients et sont par exemple issus d’une simulation du circuit frontal 108. Les valeurs des bornes et découlent des caractéristiques du filtre à réponse impulsionnelle infinie synthétisé. Les harmoniques et produits d’intermodulation de rang 3 filtrés sont ensuite sous-échantillonnées dans une réalisation de l’étape 509 (DOWNSAMPLING). A titre d’exemple, le sous-échantillonnage est une décimation par le nombre , consistant, par exemple, à la suppression de N-1 échantillons tous les N échantillons, permettant le retour de la fréquence d’échantillonnage vers la fréquence . Dans l’étape 510 (FIR BPF DELAY), un délai est appliqué au signal afin de compenser un délai engendré par l’étape 503 de suréchantillonnage. A titre d’exemple le délai est implémenté de manière matérielle par l’usage d’un registre à décalage. A titre d’exemple l’étape 510 est exécutée, par exemple par le processeur 120, en parallèle des étapes 503, 506 à 509. Dans un autre exemple, l’étape 510 est exécutée avant l’étape 503 et le résultat est stocké, par exemple dans un registre du circuit, ou dans la mémoire volatile 122 en attendant la fin de la phase 502. Encore dans un autre exemple, l’étape 510 est réalisée suite à l’étape 509. La valeur du signal , est alors par exemple copié dans un registre ou dans la mémoire volatile 122 en attendant la fin de l’exécution de l’étape 509. A titre d’exemple, une étape identique à l’étape 510 est aussi réalisée sur le signal en sortie de l’étape 508, et avant le sous-échantillonnage de l’étape 509. A titre d’exemple, la réalisation de cette étape dépend du nombre de coefficients utilisé dans un ou plusieurs filtres à réponses impulsionnelle finie lors de l’étape de suréchantillonnage 505. Un graphique 420 illustre le spectre du signal obtenu suite à l’étape 509. En particulier, une partie du spectre 422, située dans la première bande de Nyquist, correspond à un terme correctif du signal . Suite à la phase 502, une étape 511 permet la correction du signal . Un signal numérique est alors généré en ôtant le signal de correction, obtenu dans l’étape 509, au signal , retardé dans l’étape 510. Le coefficient ainsi que les coefficients sont par exemple calculés à partir d’une modélisation numérique de la chaine de réception 106 décrite en relation avec la . A titre d’exemple cette modélisation est utilisée dans des simulations du comportement de la chaîne de réception 106, par exemple des simulations SPICE. La est un schéma par bloc illustrant un exemple de représentation numérique de la chaine de réception 106. Une modélisation numérique 512 de la chaine de réception 106 prend, par exemple, pour donnée d’entrée, un vecteur . Le vecteur est par exemple un signal numérique, donc discret, et suréchantillonné. Le signal modélise par exemple un signal analogique continue. A titre d’exemple le suréchantillonnage correspond à un échantillonnage à une fréquence égale à N fois la fréquence d’échantillonnage . A titre d’exemple la modélisation numérique 512 comprend une partie 514 modélisant le comportement du circuit frontal 108 et une parie 516 modélisant le comportement du convertisseur analogique-numérique 110. La partie 514 comprend par exemple une opération ( ) modélisant la génération des harmoniques et produits d’intermodulation de rang 3. Cette opération additionne au vecteur le produit , modélisant des harmoniques et produits d’intermodulation de rang 3, et où le coefficient est le même coefficient que décrit en relation avec l’étape 507. Le vecteur correspond alors au signal auquel est ajouté les harmoniques et produits d’intermodulation de rang 3. La partie 514 comprend en outre une opération de filtrage, appliquant le filtre FILTER2, décrit en relation avec l’étape 508 de la figure 5A, au signal bruité . La partie 516 comprend, par exemple, une opération de sous-échantillonnage (DOWNSAMPLING) permettant au modèle numérique 512 de fournir un vecteur de sortie correspondant à un signal analogique échantillonné à la fréquence d’échantillonnage . La est un organigramme illustrant des étapes de synthèse des filtres, appliqués lors des étapes 506 et 508 par exemple par la chaine de correction 114 ou le processeur 120, selon un exemple de réalisation de la présente description. A titre d’exemple, un gabarit, comprenant les réponses fréquentielles, en amplitude et en phase d’un filtre analogique compris dans le circuit frontal 108, est obtenu suite à une ou plusieurs simulations du circuit frontal 108. La mise en œuvre du procédé décrit en relation avec la permet la synthétisation des filtres numériques utilisés dans les étapes 506 et 508. Ces deux filtres sont supposés être des filtres à réponse impulsionnelle infini (RII), qui ont l’avantage d’être capables de simuler le comportement de filtres analogiques comprenant une rotation de phase non-linéaire. Le procédé décrit en relation avec la est par exemple réalisé avant la fabrication du dispositif électronique 100 et est par exemple exécuté par un ordinateur. Dans une étape 600 (TRANSFERT FUNCTIONS AND COEFFICIENTS CHOICE), des fonctions de transferts correspondants à des filtres analogiques sont choisies de manière arbitraire ou aléatoire. A titre d’exemple, une liste comprenant des fonctions de transfert associées à des filtres analogiques est stockée dans une mémoire non volatile de l’ordinateur. Une fois que la ou les fonctions de transfert aient été sélectionnées, les coefficients de ses fonctions sont aussi choisis arbitrairement, par exemple aléatoirement. A titre d’exemple, les coefficients représentent un gain et/ou une pulsation/fréquence de coupure et/ou un facteur d’amortissement etc. des fonctions de transfert. Dans une étape 601 (DIGITAL FILTER COMPUTATION), un filtre numérique est calculé, par exemple par une unité de calcul de l’ordinateur, à partir des fonctions de transfert et coefficients sélectionnés lors de l’étape 600. A titre d’exemple, le calcul du filtre comprend par exemple le calcul d’une fonction de transfert en appliquant une transformée bilinéaire permettant de passer la ou les fonctions de transfert opérants dans le domaine analogique vers une fonction de transfert opérant dans le domaine numérique. Dans une étape 602 (STABLE ?), l’unité de calcul détermine si le filtre numérique est stable ou non. A titre d’exemple, l’unité de calcul vérifie si les pôles de la fonction de transfert du filtre numérique synthétisé sont de module strictement inférieur à 1. S’il est déterminé que le filtre n’est pas stable (branche N), le procédé reprend à l’étape 600 en sélectionnant d’autres fonctions de transfert. Si lors de l’étape 602, il est déterminé que le filtre est stable (branche Y), le procédé continue dans une étape 603 (CORRESPOND ?). Lors de l’étape 603, les fonctions de transfert en amplitude et en phase du filtre numérique synthétisé sont comparées avec le gabarit de filtre du circuit frontal 108. A titre d’exemple, la comparaison s’effectue sur la base d’une moyenne, par exemple pondérée, des erreurs quadratiques en amplitude et en phase. S’il est déterminé que le filtre numérique ne correspond pas au filtre analogique (branche N), le procédé reprend à l’étape 600 dans laquelle d’autre fonctions de transfert sont sélectionnées. Si, lors de l’étape 603, il est déterminé que le filtre numérique correspond au filtre analogique le procédé continue dans une étape d’amélioration des coefficients 604 (OPTIMIZATION). A titre d’exemple, l’unité de calcul de l’ordinateur exécute un algorithme d’optimisation, tel que par exemple un algorithme de recuit simulé afin de modifier les coefficients pour obtenir une fonction de transfert approchant le gabarit du filtre analogique. A titre d’exemple, la fonction à minimiser par l’algorithme de recuit simulé est une moyenne, par exemple pondérée, des erreurs quadratiques entre les réponses fréquentielles en amplitude et en phase du filtre numérique synthétisé et du filtre analogique. A titre d’exemple, les réponses fréquentielles en amplitude et en phase du filtre analogique sont issues de la simulation du circuit frontal 108. Bien que l’exemple de l’algorithme de recuit simulé soit donné, d’autres algorithmes d’optimisation, tel que par exemple des algorithmes de Newton ou de moindres-carré ou encore des algorithmes de descente de gradients ou tout autres algorithmes d’optimisation stochastique peuvent être adaptés. Une fois que les coefficients des fonctions de transfert du filtre numérique synthétisé ont été améliorés, le procédé continue dans une étape 605 (DIGITAL FILTER OK ?). Lors de l’étape 605, il est vérifié si le filtre numérique synthétisé respecte des critères déterminés au préalable, par rapport au filtre analogique obtenu par simulation du circuit frontal 108. A titre d’exemple les critères comprennent un critère d’écart maximum entre les réponses fréquentielles en amplitude et en phase des deux filtres. A titre d’exemple, si les réponses fréquentielles présentent un écart supérieur à 3dB en amplitude ou un écart supérieur à 2° en phase, les critères sont déterminés comme n’étant pas respectés. Les valeurs d’écart de 3 dB et/ou de 2° sont donnée à titre illustratifs et ne sont pas limitatifs. La personne du métier saura les adapter, ainsi que le paramétrage du procédé d’optimisation choisit lors de la réalisation de l’étape 604, selon le degré de précision voulu. En effet, il est bien sûr possible de modifier des paramètres, ou valeurs d’exploration, autorisées pour chaque coefficient à optimiser, telles que par exemple les bornes supérieures et/ou inférieures et/ou le pas entre des valeurs successivement prises par un coefficient. Les paramètres énoncés sont une liste non-exhaustive des paramètres pris en compte par un algorithme d’optimisation. Ces paramètres dépendent de l’algorithme choisi. Si, lors de l’étape 605, il est déterminé que les critères ne sont pas respectés (branche N), le procédé reprend dans une réalisation de l’étape d’optimisation 604. A titre d’exemple, chaque nouvelle réalisation de l’étape 604 est réalisée en augmentant la précision de l’algorithme d’optimisation. Si, lors de l’étape 605, il est déterminé que les critères sont respectés (branche Y), alors le procédé se termine dans une étape 606 (END) et le filtre numérique est prêt. Selon un mode de réalisation, l’application du filtre numérique sur un signal est alors implémentée sous forme de code parmi les codes 126. Dans un autre exemple, l’application du filtre est implémentée de manière matérielle dans la chaine de correction 114. La est un graphique illustrant les amplitudes des fonctions de transfert du filtre synthétisé et d’un filtre simulé. En particulier la illustre des amplitudes 700 et 702 de fonctions de transfert. L’amplitude de la fonction de transfert 700 (SPICE) est par exemple obtenue à partir des réponses fréquentielles en amplitude d’une simulation analogique du circuit frontal 108 ou par des mesures laboratoire. Ces réponses fréquentielles en amplitude et en phase sont celles que l’on souhaite approximer à l’aide d’un filtre synthétisé. L’amplitude 702 de fonction de transfert (DIGITAL) est par exemple obtenue suite à l’application du procédé décrit en relation avec la . Dans cet exemple, l’erreur quadratique moyenne entre les deux amplitudes est de 1,1052dB. La est un graphique illustrant des phase 704 et 706 des fonctions de transfert (SPICE, DIGITAL). La fonction de transfert 704 (SPICE) est par exemple obtenue à partir des réponses fréquentielles en phase d’une simulation du circuit frontal 108. Par exemple une simulation SPICE. La fonction de transfert en amplitude 706 est par exemple obtenue suite à l’application du procédé décrit en relation avec la . Dans cette exemple, l’erreur quadratique moyenne entre les deux fonctions de transfert est de 1,1299°. Les fonctions de transfert 702 et 706 sont, par exemple, les fonctions de transfert du filtre numérique synthétisé utilisé lors de l’étape 508. La est un graphique illustrant des courbes 804 et 806 représentants l’amplitude de deux fonctions de transfert. La courbe 804, illustrée en pointillée, représente le gain nul d’une version numérique synthétisée d’un filtre, dit inverseur de phase. Le filtre inverseur de phase entraine une rotation de phase compensant la réponse fréquentielle en phase d'une simulation du circuit frontal 108 ou celle induite par un filtre numérique obtenu suite à l’application du procédé décrit en relation avec la et à partir de la réponse fréquentielle du circuit frontal 108. La courbe 806 est par exemple obtenue par application du procédé décrit en relation avec la afin d’obtenir une version numérique synthétisée du filtre analogique dit inverseur de phase. A titre d’exemple, suite à l’application du filtre numérique synthétisé, le signal traité est multiplié par l’inverse du gain du filtre analogique sur la deuxième bande de Nyquist. La est un graphique illustrant des fonctions de transfert en phase 800 et 802.A titre d’exemple, la fonction de transfert en phase 800 est obtenue à partir de l’opposé des rotations de phase induites par un filtre numérique obtenu suite à l’application, sur un filtre analogique obtenu par simulation du circuit frontal 108 ou par mesures laboratoire, d’un du procédé décrit en relation avec la . Dans un autre exemple, la fonction de transfert en phase 800 est obtenue à partir de l’opposée de la rotation en phase d’un filtre analogique obtenu par simulation du circuit frontal 108 ou par mesures laboratoire. La fonction de transfert en phase 802 est, par exemple, obtenue par application du procédé décrit en relation avec la afin d’obtenir un filtre numérique, dit inverseur de phase, et à réponse impulsionnelle infinie. La fonction de transfert 802 est alors utilisée lors de l’étape 506. La figure 9 est un graphique illustrant la correction d’un signal suite à l’application du procédé décrit en relation avec la figure 5A. En particulier, le signal testé est un sinus échantillonné dont la fréquence varie entre et GHz, et étant supérieurs à 1. Une courbe 900 illustre l’amplitude des harmoniques de rang 3 en sortie du circuit de réception 106. Une courbe 902 illustre l’amplitude de la plus haute non-linéarité, incluant les harmoniques et produits d’intermodulation de rang 3 et de rang supérieur après correction du signal, selon le procédé décrit en relation avec la . Une courbe 904 illustre une correction qui serait « idéale » de 20dB de ces harmoniques. La courbe 902 est distante d’au maximum une dizaine de dB de la courbe « idéale » 904. La correction du signal est donc efficace. On constate en outre que la correction effectuée n’introduit pas de nouvelles non-linéarités. En effet, la précision du procédé décrit en relation avec la est un O(x^5). Des non-linéarités à des ordres différent de 3 qui seraient plus hautes que les non-linéarités d'ordre 3 initiales pourraient être introduites. Néanmoins, la courbe 902 représentant l'amplitude de la plus haute non-linéarité, tout rang et nature confondus, garanti que cela n'est pas le cas. La est un graphique illustrant, le rapport signal sur bruit d’un signal converti. En particulier, la illustre un spectre 1000 d’un signal multi-ton converti dont les harmoniques et produit d’intermodulation de rang 3 n’ont pas été corrigées. Le signal multi-ton comprend deux blocs de 900 tons, soit 1800 tons au total, les deux blocs étant distant de 116 MHz. La phase de chacun des tons est aléatoire. Le rapport signal sur bruit est alors représenté par une différence 1002 entre les parties hautes (correspondant aux deux blocs de tons) et basses (bruit) du spectre. La est un graphique illustrant le rapport signal sur bruit d’un signal converti et corrigé selon le procédé décrit en relation avec la . En particulier, la illustre un spectre 1004, par exemple correspondant au même signal qu’illustré en , mais pour lequel des harmoniques et produits d’intermodulation de rang 3 ont été générées et reconstitué, selon le mode de réalisation décrit en relation avec la . Une différence 1006 entre les partie hautes et basses du spectre représente le rapport signal sur bruit. On constate que le rapport signal sur bruit est nettement meilleur une fois le signal corrigé selon le mode de réalisation décrit en relation avec la . Divers modes de réalisation et variantes ont été décrits. La personne du métier comprendra que certaines caractéristiques de ces divers modes de réalisation et variantes pourraient être combinées, et d’autres variantes apparaîtront à la personne du métier. En particulier, les méthodes d’échantillonnages, de suréchantillonnages et de sous-échantillonnage peuvent être adaptées. Par exemple, les méthodes de suréchantillonnage peuvent être réalisées progressivement, en plusieurs étapes. Par exemple, le suréchantillonnage s’effectue par plusieurs suréchantillonnages par un facteur deux, consistant en l’insertion un zéro entre chaque échantillon et en appliquant un filtre FIR passe bas ou passe haut demi bandes, et ce après chaque insertion de zéros. De même la synthèse des filtres utilisés dans les étapes 506 et 508 peut varier. Enfin, la mise en oeuvre pratique des modes de réalisation et variantes décrits est à la portée de la personne du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus. En particulier, pour ce qui est de la synthèse des filtres utilisés lors des étapes 506 et 508. Circuit (102) comprenant : - un élément de réception (104) configuré pour recevoir un signal analogique (x(t)) ; - une chaine de réception (106) configurée pour convertir le signal analogique reçu en un signal numérique ; et - une chaine de correction (114) configurée pour générer un signal numérique reconstituant des non-linéarités dynamiques produites par la chaine de réception, sur la base du signal numérique et d’un premier filtre (FILTER2), le circuit de calcul étant en outre configuré pour générer un signal corrigé (zc) en ôtant les non-linéarités dynamiques reconstituant au signal numérique. Circuit selon la revendication 1, dans lequel la chaine de réception (106) comprend un circuit de liaison (200), un amplificateur faible bruit (202) et un convertisseur analogique-numérique entrelacé (110). Circuit selon la revendication 1 ou 2, comprenant en outre une mémoire non-volatile (118) stockant des instructions (126) permettant la programmation de la chaine de correction (114), le circuit comprenant en outre un processeur (120) configuré pour exécuter les instructions suite à la réception, par l’élément de réception (104) du signal analogique (x(t)). Circuit selon la revendication 1 ou 2, dans lequel la chaine de correction (114) est implémentée par circuit intégré à application spécifique. Procédé comprenant : - la réception, par un élément de réception (104) d’un circuit (102), d’un signal (x(t)) analogique ; - la conversion, par l’intermédiaire d’une chaine de réception (106) du circuit, du signal analogique vers un signal numérique (y) ; - la génération, par une chaine de correction (114), d’un signal estimant des non-linéarités dynamiques produites par la chaine de réception, sur la base du signal numérique et sur la base d’un premier filtre numérique (FILTER2) ; et - la génération d’un signal numérique corrigé (zc), en ôtant les non-linéarités dynamiques reconstituées au signal numérique. Procédé selon la revendication 5, dans lequel, la génération des non-linéarités dynamiques par la chaine de correction (114) comprend : - un suréchantillonnage du signal numérique (y) ; - l’application d’un deuxième filtre (FILTER1) au signal suréchantillonné ; - la génération des harmoniques et produits d’intermodulation de rang 3 par multiplication par un coefficient (c) de l’élévation au cube du signal numérique suréchantillonné et filtré ; - l’application du premier filtre (FILTER2) aux harmoniques et produits d’intermodulation de rang 3 ; et - le sous-échantillonnage des harmoniques et produit d’intermodulation de rang 3 filtrées. Procédé selon la revendication 6, dans lequel le deuxième filtre (FILTER1) est un filtre à réponse impulsionnelle infinie synthétisé pour inverser la rotation de phase induite par un filtre analogique de la chaine de réception (106). Procédé selon la revendication 7, dans lequel le premier filtre (FILTER2) est un filtre numérique à réponse impulsionnelle infinie configuré pour modéliser le filtre analogique de la chaine de réception (106). Procédé selon la revendication 7 ou 8, dans lequel le premier filtre (FILTER1) est un filtre configuré pour que sa fonction de transfert corresponde à la fonction de transfert de la chaine de réception à 3dB près en amplitude et à 2° près en phase jusqu’à la fréquence de coupure. Procédé selon la revendication 9, dans lequel la fonction de transfert F en amplitude du premier filtre est de la forme : , Nb est le nombre de coefficients du numérateur du premier filtre, Na est le nombre de coefficient du dénominateur du premier filtre et où les coefficients et sont optimisés suite à l’exécution d’un algorithme d’optimisation. Procédé selon l’une quelconque des revendications 6 à 10, dans lequel la chaine de correction (114) comprend en outre l’application d’une opération de correction de gain. Procédé selon l’une quelconque des revendications 6 à 11, dans lequel la chaine de correction est configurée en outre pour suréchantillonner le signal numérique par un nombre N, N étant un entier supérieur ou égal à 2, et par exemple égal à 8. Procédé selon la revendication 12, comprenant en outre le sous-échantillonnage des harmoniques et produits d’intermodulation de rang 3 reconstitués, le sous-échantillonnage est par exemple une décimation par le nombre N. Procédé selon la revendication 12 ou 13, dans lequel le suréchantillonnage, par la chaine de correction (114), du signal numérique sous-échantillonné comprend l’application d’une pluralité d’opérations successives, chaque opération comprenant : - l’insertion d’un zéro entre chaque échantillon ; et - l’application d’un filtre passe bas à réponse impulsionnelle finie, ou l’application d’un filtre passe haut à réponse impulsionnelle finie. Procédé selon l’une quelconque des revendications 5 à 14, comprenant en outre, l’application d’un filtre passe-bande à réponse impulsionnelle finie ainsi que l’application d’une opération de compensation de délais au signal numérique, avant de générer le signal numérique corrigé (zc).