Brevet FR3151953A1 — publié le 20250207

L’invention se rapporte à un procédé de commande d’un convertisseur de puissance dont la régulation est assurée par des composants électroniques de puissance utilisés en commutation à une fréquence de découpage , le convertisseur étant commandé par au moins une variable de commande , la variable de commande étant calculée à une fréquence de contrôle , la fréquence de découpage étant un multiple entier de la fréquence de contrôle , caractérisé en ce que le procédé comprend une fourniture d’une estimation de la variable de commande à la fréquence de découpage , en dehors des instants de calcul de la variable de commande . Figure pour l’abrégé : Fig. 4 Procédé de commande d’un convertisseur de puissance La présente invention se rapporte au domaine de l’électronique de puissance, et en particulier à un procédé de commande d’un convertisseur de puissance. Parmi les différentes topologies de convertisseurs AC/DC ou DC/DC, les convertisseurs DAB (Dual Active Bridge) suscitent actuellement un grand intérêt, en particulier dans le domaine des véhicules électriques. Un convertisseur DAB est typiquement composé de deux ponts en H qui transfèrent de la puissance à travers un transformateur. Les convertisseurs DAB présentent une densité de puissance élevée, ce qui est avantageux pour la recharge de batteries, et ils peuvent fonctionner à des fréquences élevées de découpage, ce qui permet de réduire la taille des composants. Dans un convertisseur de puissance à découpage, comprenant une pluralité d’interrupteurs commandés, le passage de l’état passant à l’état bloqué, et réciproquement, de chacun des d’interrupteurs, doit être effectué selon une certaine séquence, et un certain délai entre chaque commutation, afin de transférer le maximum de puissance lors de la conversion, tout en assurant une commutation des convertisseurs en mode ZVS (« Zero Voltage Switching » ou commutation à zéro de tension). Ainsi, des procédés de commande des interrupteurs ont été conçus, permettant d’obtenir le niveau de performance souhaité pour chaque topologie de convertisseur. Des exemples de procédés de commande d’un convertisseur comprenant deux ponts en H et reliés par un transformateur ont été décrits dans [1], [2] et [3]. Les calculateurs utilisés pour commander la commutation des interrupteurs doivent pouvoir calculer en temps réel les commandes de commutation, en fonction des variables de commande mesurées au niveau du convertisseur. Ces calculateurs sont généralement embarqués dans le chargeur pour véhicule électrique. Cependant, dans le cadre du développement des alimentations triphasées pour les véhicules électriques, qui permet de tripler la puissance fournie, l’intégration de trois calculateurs à volume de chargeur constant est actuellement difficilement envisageable. Ainsi, il a été envisagé de sous-échantillonner le contrôle des commutateurs. En effectuant un sous-échantillonnage de la commande, le calculateur a une contrainte de calcul temps réel qui est allégée, ce qui procure un gain en volume du calculateur. Le principe du sous-échantillonnage de la commande dans un convertisseur DAB est décrit dans [4]. Le sous-échantillonnage suppose de bloquer les commandes jusqu’au prochain instant de calcul du contrôle. Puisque la tension d’entrée varie (pour une tension alternative à convertir), ainsi que la consigne de puissance, le convertisseur va s’écarter du fonctionnement nominal entre deux instants de calcul des commandes, d’autant plus que le facteur de décimation sera grand. Il existe donc un besoin pour mitiger les effets du sous-échantillonnage de la commande, à coût de calcul réduit (voire négligeable) par rapport à l’échantillonnage nominal. Un objet de l’invention est donc un procédé de commande d’un convertisseur de puissance dont la régulation est assurée par des composants électroniques de puissance utilisés en commutation à une fréquence de découpage, le convertisseur étant commandé par au moins une variable de commande, la variable de commande étant calculée à une fréquence de contrôle, la fréquence de découpage étant un multiple entier de la fréquence de contrôle, caractérisé en ce que le procédé comprend une fourniture d’une estimation de la variable de commande à la fréquence de découpage, en dehors des instants de calcul de la variable de commande. Avantageusement, l’estimation de la variable de commande est réalisée avec un modèle de prédiction au premier ordre. Avantageusement, le convertisseur de puissance comprenant deux ponts en H reliés par un transformateur, l’estimation de la variable de commande est définie par les relations : et correspondant respectivement à une estimation de la variable de commande à l’instant et à l’instant , où est l’inverse de la fréquence de découpage correspondant à une valeur calculée de la variable de commande à l’instant correspondant au rapport entre la fréquence de découpage et la fréquence de contrôle , et correspondant respectivement à la valeurs de la tension aux bornes de l’entrée du transformateur à l’instant et à l’instant , correspondant à un paramètre calculé en fonction des deux dernières valeurs calculées et , correspondant à une valeur calculée de la variable de commande à l’instant , et des deux valeurs de la tension aux bornes de l’entrée du transformateur mesurée aux mêmes instants. Avantageusement, le paramètre est déterminé par la relation suivante : Avantageusement, le convertisseur de puissance comprenant deux ponts en H reliés par un transformateur, l’estimation de la variable de commande est définie par les relations : correspondant à une expression analytique de la variable de commande correspondant au rapport entre la fréquence de découpage et la fréquence de contrôle ; et correspondant respectivement à une estimation de la variable de commande à l’instant et à l’instant , où est l’inverse de la fréquence de découpage ; correspondant à un paramètre adaptatif évalué par une expression analytique ; et correspondant respectivement à la valeurs de la tension aux bornes de l’entrée du transformateur à l’instant et à l’instant . Avantageusement, la variable de commande comprend une variable de déphasage entre les ponts. Avantageusement, la variable de déphasage entre les ponts comprend un déphasage entre le front descendant de la tension aux bornes de l’entrée du transformateur et le front descendant de la tension aux bornes de la sortie du transformateur. Avantageusement, le multiple entier est égal à 2 ou 4. L’invention se rapporte également à un convertisseur de puissance du type DAB, apte à mettre en œuvre le procédé précité. L’invention se rapporte également à un chargeur triphasé, comprenant un convertisseur de puissance précité. Description des figures D’autres caractéristiques, détails et avantages de l’invention ressortiront à la lecture de la description faite en référence aux dessins annexés donnés à titre d’exemple. La illustre une topologie de de convertisseur DAB FB-FB (pour « Full Bridge-Full Bridge ») sans pertes. La illustre une forme d’onde de modulation de type 1 en mode boost pour un transfert de puissance AC/DC. La illustre une forme d’onde de modulation de type 2 en mode boost pour un transfert de puissance AC/DC. La illustre les différentes étapes du procédé selon l’invention. La illustre des courbes de variable de commande. La illustre des courbes de puissance transférée. La illustre des courbes d’erreurs de variable de commande et de puissance transférée. Le procédé selon l’invention peut s’appliquer à tout type de convertisseur de puissance dont la régulation est assurée par des composants électroniques de puissance utilisés en commutation à une fréquence de découpage. A titre d’exemple, le procédé est décrit pour un convertisseur DAB FB-FB, illustré par la . Le convertisseur comprend un pont en H , recevant la tension d’entrée . Par pont en H, on entend une association en parallèle d'au moins deux branches (branches et pour le pont en H ) entre deux nœuds ou bornes (nœuds et pour le pont en H ). Chaque branche de pont est définie par une association de deux interrupteurs électriquement en série entre les bornes de la branche. Dans le pont en H , la branche comprend des interrupteurs et en série. La branche comprend des interrupteurs et en série. Le nœud est situé entre les interrupteurs et en série, et le nœud est situé entre les interrupteurs et en série. De la même manière, dans le pont en H , la branche comprend des interrupteurs et en série. La branche comprend des interrupteurs et en série. Le nœud est situé entre les interrupteurs et en série, et le nœud est situé entre les interrupteurs et en série. Le convertisseur comprend en outre un élément capacitif reliant les bornes et du pont en H . La tension est appliquée entre les bornes et au travers d'une impédance . L'élément capacitif et l'impédance forment un filtre permettant de limiter des variations, à chaque commutation, de la tension et/ou du courant fourni au convertisseur. De la même manière, le convertisseur comprend un élément capacitif reliant les bornes et du pont en H . La tension entre les bornes et est fournie par le convertisseur au travers d'une impédance . L'élément capacitif et l'impédance forment un filtre permettant de limiter des variations, à chaque commutation, de la tension et/ou du courant fourni par le convertisseur. Le premier pont en H et le deuxième pont en H sont reliés par un transformateur . Le transformateur comprend un enroulement connecté aux nœuds et , et un enroulement connecté aux nœuds et . Le transformateur présente un rapport de transformation ( par convention). Le rapport de transformation correspond à un rapport entre un nombre de spires du deuxième enroulement et un nombre de spires du premier enroulement. Le convertisseur est considéré fonctionner en élévateur (mode boost), c’est-à-dire ( ). En mode buck (abaisseur, ), les même résultats peuvent être utilisés en procédant au changement de variable suivant : , . Le transformateur comprend une inductance de fuite , qui relie une borne de l'enroulement au nœud . L’inductance est traversée par un courant , et la tension aux bornes de l’inductance est dénommée . Ainsi, dans chaque pont, les commutations des branches forment une séquence de commutations. Les séquences de commutations des deux branches sont répétées à la fréquence de découpage . A chaque répétition des séquences de commutations, l'inductance de fuite a pour rôle de stocker/déstocker de l'énergie, de manière, à faire circuler cette énergie d'un pont à l'autre du convertisseur. L'inductance de fuite a à ses bornes une tension variable équivalente à une tension aux bornes de l'inductance de fuite représentée. Les séquences de commutations des deux branches sont répétées à la fréquence de découpage. A chaque répétition des séquences de commutations, l'inductance de fuite a pour rôle de stocker/déstocker de l'énergie, de manière, à faire circuler l’énergie d'un pont à l'autre du convertisseur. Le convertisseur comprend en outre un circuit de commande (non visible sur les figure), qui reçoit des valeurs représentatives des tensions respectives et . [0100] Le circuit de commande (ou calculateur) fournit des signaux de commande des interrupteurs , , , , , , et , en fonction de valeurs modélisées de puissance transférée du premier pont vers le deuxième pont , et à partir des valeurs des tensions et . L’homme du métier peut se référer à l’un des documents [1], [2] ou [3], qui décrivent plus en détail la topologie et la commande d’un convertisseur DAB FB-FB. Comme l’illustrent les figures 2 et 3, la tension du côté du primaire du transformateur consiste en des impulsions positives et négatives d’amplitude . De même, la tension du côté du secondaire du transformateur consiste en des impulsions positives et négatives d’amplitude . Dans l’exemple de modulation de la (modulation dite de type 1 en mode boost pour une conversion AC/DC), la puissance transférable est donnée par la relation : correspond au délai entre le front descendant (instant ) de la tension du côté du primaire et le front descendant (instant ) de la tension du côté du secondaire. correspond au délai entre le front montant (instant ) et le front descendant (instant ) de la tension du côté du primaire. En imposant la contrainte (ce qui revient à imposer des conditions ZVS de commutation à zéro de tension identiques à ces commutations), on obtient : avec Ainsi, la commande du convertisseur comprend la détermination de la variable de commande , de façon à ce que la puissance transférable puisse être calculée. Ce qui donne : Lorsque est fixée, est donné par : avec Dans l’exemple de modulation de la (modulation de type 2 en mode boost pour une conversion AC/DC), la puissance transférable est donnée par la relation : correspond au délai entre le front descendant (instant ) de la tension du côté du primaire et le front descendant (instant ) de la tension du côté du secondaire. correspond au délai entre le front montant (instant ) et le front descendant (instant ) de la tension du côté du primaire. En imposant la contrainte (ce qui revient à imposer des conditions ZVS de commutation à zéro de tension identiques à ces commutations), on obtient : où On a donc : Lorsque est fixée, est donné par : avec Le procédé selon l’invention n’est pas limité aux schémas de modulation précités, qui ne sont décrits qu’à titre d’exemple. Les développements seront illustrés pour une modulation de type triangulaire (cf. courant en bas de la figure 3) avec une fréquence de découpage constante. Le procédé est applicable pour d’autres types de modulations, tels que les modulations à décalage de phase et de type trapézoïdal (cf. figure 2), ou encore avec une fréquence de découpage variable. Il est essentiel, dans le cadre de l’invention, que le convertisseur soit commandé par au moins une variable de commande, qui peut être, par exemple, le délai entre le front descendant de la tension du côté du primaire et le front descendant de la tension du côté du secondaire. Tout autre variable de commande peut être utilisée, sous réserve qu’elle corresponde à un délai entre la tension du côté du primaire et la tension du côté du secondaire. Le procédé selon l’invention repose sur un sous-échantillonnage du contrôle des interrupteurs. Soit la fréquence de calcul du contrôle, c’est-à-dire la fréquence du calcul des variables de commande du convertisseur, où avec le facteur de décimation, un entier strictement positif, par ex. = 2, 4, 8, etc. Le fait de ne pas calculer la variable de commande à la fréquence de découpage permet d’alléger la contrainte de calcul temps réel, permettant ainsi d’utiliser un circuit de commande moins volumineux. Plus le multiple est grand, et plus l’effet du sous-échantillonnage du contrôle est important. Sur les figures 5 et 6 décrites ci-après, , afin d’obtenir des graphiques illustratifs. En pratique, une division de la fréquence de commutation par 2 ou 4 serait plutôt recherchée, pour ne pas dégrader excessivement les marges de stabilité du système en boucle fermée. Au lieu de bloquer les commandes jusqu’au prochain instant de calcul, le procédé selon l’invention comprend une fourniture d’une estimation de la variable de commande à la fréquence de découpage , en dehors des instants de calcul de la variable de commande : les valeurs manquantes de la commande à la fréquence de commutation entre deux instants de calcul de la commande sont estimées. Pour la modulation considérée, la relation qui lie l’intervalle entre deux fronts descendants à la tension entre les bornes et est une relation algébrique non-linéaire. La tension est supposée connue, et peut être mesurée ou estimée, par exemple avec une boucle à verrouillage de phase (PLL) pour une tension alternative . On suppose que les autre grandeurs intervenant dans le calcul de sont constantes ou lentement variables (par exemple la tension entre les bornes et , de sorte que le développement de Taylor au premier ordre s’écrit, pour la fonction : où est une petite variation autour de la tension pour un point de fonctionnement donné. La différentielle de variable de commande est définie par la relation suivante : L’estimation de la variable de commande est réalisée avec un modèle de prédiction au premier ordre, ce qui donne des résultats très satisfaisants et des calculs simples. Les développements restent valables pour des ordres supérieurs et une précision accrue, au prix d’une charge de calcul plus importante. Le procédé selon l’invention propose d’estimer et de calculer à la fréquence du contrôle , et d’estimer à la fréquence (en dehors des instants de calcul de à ). Le procédé est décrit plus en détail dans le logigramme illustré par la . Dans la suite, on notera ( ) pour une variable échantillonnée dépendant du temps. La variable de commande est calculée toutes les périodes : . Ainsi, un compteur du calculateur incrémente à la période A la première étape S1, on fixe : Le test T1 consiste à déterminer si . Si le résultat du test T1 est négatif, l’étape S5 est mise en œuvre : La valeur estimée correspond à la valeur estimée à la dernière incrémentation de . (c’est-à-dire ) Par ailleurs, si le résultat du test T1 est négatif, l’estimation de la variable de commande est calculée de la façon suivante : et correspondent respectivement à la valeur de la tension aux bornes de l’entrée du transformateur à l’instant et à l’instant . Le calculateur incrémente ensuite à la valeur suivante : (étape S6). Si le résultat du test T1 est positif, l’étape S2 est mise en œuvre. Elle consiste à calculer la variable de commande , d’une façon connue de l’homme du métier. Par exemple, avec la relation définie précédemment pour les modulations de type 1 et 2 : Ainsi, le calcul de est effectué à une fréquence de contrôle , ce qui allège la charge de calcul d’un facteur . L’étape S2 comprend également la mise à jour de l’estimation : L’estimation est utilisée pour l’étape S5,. L’étape suivante S3 consiste à déterminer le paramètre en fonction des deux dernières valeurs calculées et , correspondant à une valeur calculée de la variable de commande à l’instant , et des deux valeurs de la tension aux bornes de l’entrée du transformateur mesurée aux mêmes instants. correspond au calcul de à la précédente incrémentation de . L’étape suivante S4 consiste à une incrémentation, par le calculateur, de la valeur de . Le calculateur incrémente ensuite à la valeur suivante : (étape S6). Après l’exécution de l’étape S6, le procédé retourne au test T1. Il est entendu que chaque itération du test T1 est exécutée à la fréquence de découpage . Les figures 5, 6 et 7 illustrent les bénéfices apportés par le procédé selon l’invention. Pour cet exemple, le point de fonctionnement considéré pour le convertisseur est avec un modèle sans pertes en boucle ouverte et des interrupteurs considérés parfaits. Le convertisseur est piloté à en modulation 2 (type triangulaire) en élévateur (mode « boost »). La partie de gauche de la figure 5 représente la variable de commande qui représente le déphasage entre le front descendant de la tension aux bornes de l’entrée du transformateur et le front descendant de la tension aux bornes de la sortie du transformateur, sur une période de 10 ms. La partie de gauche de la figure 5 représente également la variable de commande estimée grâce au procédé selon l’invention, ainsi que la variable de commande obtenue en bloquant la commande entre deux instants de calcul, sans estimation. La partie de droite de la figure 5 représente un agrandissement de la partie de gauche, sur l’intervalle [4 - 4,3 ms]. La variable de commande estimée est presque confondue avec la valeur calculée de la variable de commande (les écarts sont très faibles), alors que la variable de commande obtenue en bloquant la commande entre deux instants de calcul tend à s’écarter de la valeur calculée à chaque instant. Le même effet est visible sur la figure 6, qui représente la puissance transférée du premier pont vers le deuxième pont . Sur la partie de droite, qui représente un agrandissement de la partie de gauche, sur l’intervalle [4 - 4,3 ms], a puissance estimée est confondue avec la valeur calculée de la puissance (cf. supra pour le calcul de la puissance), alors que la puissance obtenue en bloquant la commande entre deux instants de calcul tend à s’écarter de la valeur calculée à chaque instant. La figure 7 illustre les erreurs commises sur la variable de commande (graphes à gauche de la figure 7, correspond à l’erreur entre la variable de commande théorique et la variable de commande sous-échantillonnée, selon l’état de la technique ; correspond à l’erreur entre la variable de commande théorique et la variable de commande avec le procédé selon l’invention) et sur la puissance transférée (graphes à droite de la figure 7 correspond à l’erreur entre la puissance transférée théorique et la puissance transférée sous-échantillonnée, selon l’état de la technique ; correspond à l’erreur entre la puissance transférée théorique et la puissance transférée avec le procédé selon l’invention), en unités et en pourcentage. Un changement d’échelle, sur les quatre graphiques du bas, permet de mieux évaluer les erreurs d’estimation. Il apparaît que l’erreur maximale sur la variable de commande est de 0,07 % avec le procédé selon l’invention, alors qu’elle est de 5,2 % avec le blocage entre deux instants de calculs, selon l’état de l’art. Il peut être noté que le modèle de prédiction étant linéaire, l’erreur croit avec la courbure de . Il apparaît également que l’erreur maximale sur la puissance transférée est de 0,14 % avec le procédé selon l’invention, alors qu’elle est de 46 % avec le blocage entre deux instants de calculs, selon l’état de l’art. Sur la , en haut à droite, la puissance s’annule aux extrémités de l’intervalle [0, 10] ms. Ainsi, le calcul du pourcentage d’erreur est restreint aux puissances supérieures à 10 W, soit dans l’intervalle [0,12 – 9,88] ms. Ainsi, le procédé selon l’invention permet d’appliquer un sous-échantillonnage du calcul de la commande pour les interrupteurs de chacun des ponts du convertisseur, tout en réduisant considérablement les erreurs générées par le sous-échantillonnage. Le procédé permet ainsi de proposer une commutation des interrupteurs à haute fréquence, avec des composants de calculateurs plus petit, ou de façon duale, pour une charge de calcul fixe, d’augmenter la fréquence de commutation. Selon un mode de réalisation alternatif, lorsqu’une expression analytique de la variable de commande est disponible, le paramètre peut être évalué et calculé, au lieu d’être estimé, comme c’est le cas dans le mode de réalisation précédemment cité. C’est donc un avantage car le modèle de prédiction est plus précis. L’estimation de la variable de commande est définie par les relations : correspond à une expression analytique de la variable de commande correspond au rapport entre la fréquence de découpage et la fréquence de contrôle . correspond à un paramètre adaptatif évalué par une expression analytique. et correspondent respectivement à la valeurs de la tension aux bornes de l’entrée du transformateur à l’instant et à l’instant . En modulation 2 boost, les expressions analytiques de et sont données ci-dessous : Où : Les expressions analytiques pourraient être déterminées pour d’autres schémas de modulation. Ces calculs peuvent s’avérer complexes, induisant une charge calcul non-négligeable. Néanmoins, les déterminations des expressions analytiques peuvent être simplifiées en utilisant des tables de recherches, dans lesquelles seraient stockées les valeurs des expressions analytiques de et . Références cité e s : [1] EP 3 910 774 A1 [2] EP 3 910 775 A1 [3] EP 3 910 776 A1 [4] A. A. P. Machado et I. A. Pires, « Undersampling Control for a DC–DC Boost and Forward Dual Active Bridge for a Single-Phase Grid-Connected PV Converter », J. Control Autom . Electr . Syst . , vol. 29, n o 5, p. 650‑659, oct. 2018, doi: 10.1007/s40313-018-0404-9. Procédé de commande d’un convertisseur de puissance dont la régulation est assurée par des composants électroniques de puissance utilisés en commutation à une fréquence de découpage , le convertisseur étant commandé par au moins une variable de commande , la variable de commande étant calculée à une fréquence de contrôle , la fréquence de découpage étant un multiple entier de la fréquence de contrôle , caractérisé en ce que le procédé comprend une fourniture d’une estimation de la variable de commande à la fréquence de découpage , en dehors des instants de calcul de la variable de commande . Procédé selon la revendication 1, dans lequel l’estimation de la variable de commande est réalisée avec un modèle de prédiction au premier ordre. 3. Procédé selon l’une des revendications précédentes, dans lequel, le convertisseur de puissance comprenant deux ponts en H reliés par un transformateur, l’estimation de la variable de commande est définie par les relations : et correspondant respectivement à une estimation de la variable de commande à l’instant et à l’instant , où est l’inverse de la fréquence de découpage correspondant à une valeur calculée de la variable de commande à l’instant correspondant au rapport entre la fréquence de découpage et la fréquence de contrôle , et correspondant respectivement à la valeurs de la tension aux bornes de l’entrée du transformateur à l’instant et à l’instant , correspondant à un paramètre calculé en fonction des deux dernières valeurs calculées et , correspondant à une valeur calculée de la variable de commande à l’instant , et des deux valeurs de la tension aux bornes de l’entrée du transformateur mesurée aux mêmes instants. 4. Procédé selon la revendication 3, dans lequel le paramètre est déterminé par la relation suivante : 5. Procédé selon la revendication 1, dans lequel, le convertisseur de puissance comprenant deux ponts en H reliés par un transformateur, l’estimation de la variable de commande est définie par les relations : , correspondant à une expression analytique de la variable de commande , correspondant au rapport entre la fréquence de découpage et la fréquence de contrôle ; et correspondant respectivement à une estimation de la variable de commande à l’instant et à l’instant , où est l’inverse de la fréquence de découpage ; correspondant à un paramètre adaptatif évalué par une expression analytique ; et correspondant respectivement à la valeurs de la tension aux bornes de l’entrée du transformateur à l’instant et à l’instant . Procédé selon l’une des revendications précédentes, dans lequel la variable de commande comprend une variable de déphasage entre les ponts. 7. Procédé selon la revendication 6, dans lequel la variable de déphasage entre les ponts comprend un déphasage entre le front descendant de la tension aux bornes de l’entrée du transformateur et le front descendant de la tension aux bornes de la sortie du transformateur. 8. Procédé selon l’une des revendications précédentes, dans lequel le multiple entier est égal à 2 ou 4. Convertisseur de puissance du type DAB, caractérisé en ce qu’il est apte à mettre en œuvre le procédé selon l’une des revendications précédentes. 10. Chargeur triphasé, caractérisé en ce qu’il comprend un convertisseur de puissance selon la revendication 9.