Brevet FR3131993A1 — publié le 20230721

Dispositif et procédé de commande d’une machine synchrone et d’estimation de la position rotor, du démarrage à une faible vitesse prédéterminée Un aspect de l’invention concerne un dispositif de commande (2) pour le démarrage d’un moteur électrique (1) synchrone jusqu’à une vitesse seuil prédéterminée, comprenant : un régulateur de courant (4) délivrant une consigne de tension (V#dq) selon une consigne de courant pour régulation (I#dq’), une unité de calcul (5) d’un retour de courant (Idq) selon des mesures des courants des phases (Iu, Iv, Iw), un estimateur (6) d’une position angulaire du rotor , selon une différence entre un vecteur de flux statorique de référence (λ q ) dépendant des courants de retour (Iq), et un vecteur de flux statorique adaptatif (λ qv ), dépendant de la consigne de tension (V # dq ), des courants de retour (Iq, I d ), et d’une vitesse électrique estimée ( elec ), un modificateur (7) de courant de consigne, calculant, lorsque la vitesse électrique estimée ( elec ) est inférieure à la vitesse prédéterminée seuil, un courant direct de consigne pour régulateur (I # d’ ) ayant une valeur non nulle. Figure à publier avec l’abrégé : Figure 1 Dispositif et procédé de commande d’une machine synchrone et d’estimation de la position rotor, du démarrage à une faible vitesse prédéterminée DOMAINE TECHNIQUE DE L’INVENTION Le domaine technique de l’invention est celui de la commande des machines électriques tournantes synchrones dépourvues d'un capteur de position angulaire par une estimation d’une position angulaire d’un rotor par rapport à un stator. La présente invention concerne le procédé de commande du moteur synchrone dépourvue de capteur de position angulaire du démarrage à la faible vitesse. ARRIERE-PLAN TECHNOLOGIQUE DE L’INVENTION Une machine électrique est équipée d’un stator inducteur comprenant des enroulements et d’un rotor comprenant un corps induit et un arbre de rotation. Pour contrôler une machine électrique synchrone, il est nécessaire de connaitre la position et la vitesse du rotor. Il est ainsi connu d’utiliser un capteur de mesure angulaire du rotor (codeur ou resolver) permettant de détecter la position exacte du rotor ainsi que sa vitesse de rotation et envoyer ce signal de position rotorique à une unité de commande. Dans une machine électrique autopilotée, ce signal est utilisé pour asservir les courants dans les enroulements du stator inducteur. Cela permet au convertisseur d’ajuster la fréquence d’alimentation en fonction de la position du rotor, pour maintenir un angle de 90° entre le champ tournant statorique Hs et un champ rotorique Hr, pour que le couple moteur puisse toujours être maximal. Cependant, dans certaines applications de densité massique élevée, notamment dans l’aéronautique, il est de plus en plus difficile d’intégrer des capteurs de position sur l’arbre rotorique de la machine électrique, en particulier lorsque l’environnement est encombrant ou difficile pour la maintenance. Par exemple, de tels capteurs de position doivent résister à de forte contrainte thermique, en particulier, il existe des besoins d’utiliser des moteurs synchrones sur des avions pouvant passer d’une température de 45°C, par exemple sur un tarmac à une température négative de -70°C lorsque l’avion est à haute altitude. En outre, ces capteurs de position sont couteux et peuvent subir d’autres contraintes, tels que des poussières, l’humidité etc… Toutes ces contraintes entrainent une réduction du MTBF (de l’anglais Mean Time Between Failure) correspondant au temps moyen entre les pannes d'un système réparable. En outre, lorsque le couple est très élevé, il peut arriver que l’arbre rotor glisse par rapport au corps de rotor du capteur de position. Une erreur de position absolue prend naissance entre l’axe de référence du capteur de position et l’axe magnétique de la machine électrique. Le réglage initial angulaire du capteur angulaire est en conséquent modifié. En outre la partie mobile du capteur angulaire peut lui aussi glisser sur l’arbre rotor entraînant un décalage de la position angulaire. Ce décalage entraîne une dégradation qui peut emmener à un disfonctionnement de la commande de la machine électrique. En effet, dans une machine synchrone, par exemple triphasée, à aimants permanents, le couple produit dépend de l'interaction entre le flux rotorique et le flux statorique dans un plan dit plan rotorique propre à la machine électrique. Le flux rotorique étant produit par les aimants permanents, on règle le couple par le réglage du flux statorique pour lequel deux paramètres sont accessibles : l'amplitude du flux, réglée elle-même par l'amplitude des courants du système triphasé d'alimentation, et la phase du flux statorique par rapport au flux rotorique. Cette phase est elle-même réglée par la phase des courants statoriques. Pour une machine synchrone à pôles lisses, à amplitude courant donnée, le couple maximum est obtenu lorsque le flux rotorique est, à peu de chose près, en quadrature de phase par rapport au flux statorique. Il existe ainsi des procédés de commande sans capteur de position permettant ainsi d’augmenter la fiabilité et réduire le cout du dispositif de commande. Il existe notamment une solution d’estimation de la position angulaire du moteur à travers une approche d’estimation de la Fore Contre Electro-Motrice entre phases statoriques . Cependant l’amplitude de la force contre électromotrice est proportionnelle à la vitesse de rotation de la machine électrique. Ainsi, la détectabilité de la position électrique s’estompe naturellement avec la réduction de l’amplitude des forces contre électromotrices en fonction de la vitesse de rotation de la machine électrique. Cette solution est donc non applicable dans de faible vitesse de rotation ainsi qu’à l’arrêt. Il est connu un dispositif de commande utilisant pour le démarrage, une séquence de démarrage en boucle ouverte de type I/f (courant/ fréquence) ou V/f (tension/fréquence) sans utilisation de l’ information de la position rotorique mesurée. En effet, la fréquence électrique du champ statorique est imposée par l’utilisateur et est progressivement augmentée jusqu’à ce qu’elle soit suffisamment élevée pour être capable d’estimer les forces électromotrices. La pente de variation de la fréquence électrique doit être lente afin d’assurer l’accrochage du flux rotorique réel de la machine électrique avec le flux rotorique virtuel créé par cette approche boucle ouverte. Ce n’est qu’à partir de là, que la boucle de régulation via l’algorithme de commande sans capteur peut être utilisée en boucle fermée. Cette méthode nécessite une parfaite connaissance de l’inertie et de la charge entrainée par la machine électrique ainsi qu’une gestion spécifique, d’une part, de l’accélération de la vitesse à introduire en fonction du couple et, d’autre part, de la transition entre la boucle ouverte à la boucle fermée sous peine de décrochage de la machine électrique. De plus, un phénomène qui rajoute des limitations au fonctionnement sans capteur dans la zone à faible vitesse de rotation provient des semi-conducteurs du convertisseur de puissance qui fonctionnement de façon non linéaire, dû aux temps morts appliqués aux fronts montants des commandes PWM, aux durées de la mise à l’état ON et OFF des commandes PWM ainsi qu’à la chute de tension aux bornes des semi-conducteurs. L’ensemble de ces phénomènes est la source de création d’une erreur dite erreur en tension, présente à l’échelle microscopique, et dont l’impact est moyenné à l’échelle macroscopique (au niveau d’un cycle électrique fondamentale) et est dominant dans la zone à basse vitesse de rotation. En effet le ratio erreur-amplitude fondamental est élevé à faible vitesse de rotation, ce qui n’est cependant pas le cas à haute vitesse de rotation. La valeur de la fréquence de la tension ou du courant de rang 1 (h1) est appelé « fondamental ». Cette erreur en tension, induit une déformation du fondamental de la tension de commande appliquée en entrée de la machine électrique (en introduisant des harmoniques basses-fréquences). Cela se reflète à l’identique au niveau des courants statoriques, moyennant l’impédance de la machine électrique qui, à faible vitesse de rotation, est de faible valeur et est dans l’incapacité de filtrer ces harmoniques basses-fréquences. Ainsi, et comme mentionné précédemment, le ratio signal utile et bruits se dégrade ce qui impact négativement le procédé d’estimation de la position rotorique à faible vitesse de rotation (car ce dernier est conçu sous l’hypothèse du premier fondamental). Ainsi une des problématiques est de démarrer en boucle fermée et sans capteur de position un moteur électrique de type synchrone, du démarrage avec un couple jusqu’à une vitesse de rotation spécifique. L’invention offre une solution aux problèmes évoqués précédemment, en permettant d’assurer un démarrage sans capteur et en boucle fermée, ainsi permet la prévention des phénomènes d’instabilité à faible vitesse de rotation et sous un couple de charge maximale, et de fonctionner en large zone de défluxage de la machine électrique. L’’invention permet de proposer une nouvelle solution à base d’algorithme de commande sans capteur de position, qui permet d’assurer un démarrage fiable et robuste en boucle fermée, depuis l’arrêt de la machine électrique jusqu’à la vitesse de rotation maximale. Un aspect de l’invention concerne un dispositif de commande d’un convertisseur onduleur pour le démarrage d’un moteur électrique synchrone multi-phasée jusqu’à une vitesse seuil prédéterminée, d’une machine électrique, le dispositif de commande comprenant : une boucle de régulation, comprenant : un régulateur de courant pour délivrer une consigne de tension comprenant une tension quadratique et direct avec un angle, à partir d’une consigne de courant pour régulation, une unité de calcul pour calculer une transformation de Park direct et indirect, l’unité de calcul comprenant une sortie de retour de courant dans un repère de Park, à partir de valeurs de mesures des courants des phases reçues, transformées dans un repère de Park, en courant quadratique de retour et en courant direct de retour, en prenant en compte une valeur de position angulaire estimée du rotor reçue, caractérisé en ce que le dispositif de commande comporte en outre : un estimateur d’angle adaptatif en boucle fermé, pour estimer la valeur de position angulaire estimée du rotor, en se basant sur une différence entre au moins une donnée d’un vecteur de flux statorique de référence calculé en fonction des courants de retour, et une donnée d’un vecteur de flux statorique adaptatif, calculé à partir de la consigne de tension, des courants de retour, et d’une vitesse électrique estimée calculée en fonction de cette différence, un modificateur de courant de consigne, dans lequel, lorsqu’une valeur absolue de la vitesse électrique estimée reçue par l’estimateur d’angle adaptatif est inférieure à la vitesse prédéterminée seuil, le modificateur calcule un courant direct de consigne pour régulateur ayant une valeur non nulle, modifiant ainsi un courant direct de consigne d’un courant de consigne reçu. Grâce à l’invention, le dispositif de commande permet d’avoir une estimation de position angulaire pour un démarrage jusqu’à au moins une vitesse de rotation du rotor prédéterminée puis en option au-delà de cette vitesse de rotation prédéterminée passer à un autre calcul de la position angulaire, par exemple le calcul de la position angulaire du rotor par le biais de la force électromotrice FEM. En effet, comme le couple est normalement égal à un gain multiplié par le courant quadratique : sans erreur de position angulaire, en injectant un courant direct au démarrage, s’il n’y a pas d’erreur de position, le couple au rotor est égal au couple estimé mais s’il y a une erreur de position, le couple au rotor est différent du couple estime, puisque le couple est dépendant du sinus de l’erreur de position angulaire estimé : . Donc, tant que le Sinus de la différence de position angulaire ∆ θ n’est pas égal à 0, le couple réel T em n’est pas égal au couple estimé car il est dépendant du courant direct multiplié par le sinus de la différence de position angulaire ∆ θ. Ainsi, en injectant un courant direct I d dans la boucle fermée, l’estimateur d’angle adaptatif va avec par le biais de calculs, adapté l’angle angulaire pour que ce dernier correspond jusqu’à ce que le Sinus de la différence de position angulaire ∆ θ soit égal à 0. Dans l’art antérieur, l’estimateur d’angle calcule la position angulaire à partir de la FEM, cependant comme l’amplitude de la force électromotrice est directement liée à la vitesse de rotation de la machine électrique, la détectabilité de la position électrique s’estompe avec la réduction de l’amplitude des forces électromotrices en fonction de la vitesse de rotation de la machine électrique. A vitesse de rotation nulle (à l’arrêt), la force électromotrice est nulle (non détectable) et la FEM de la machine électrique est donc non observable. Autrement dit, les méthodes basées sur la force électromotrice ne sont pas d’utilité de l’arrêt à une vitesse permettant à un ratio entre le fondamental de la force électromotrice et le bruit de mesure d’être suffisamment élevée pour permettre d’identifier la position angulaire. Le flux rotorique lui reste constant et est non nul et influe selon sa rotation sur le flux statorique. Ainsi, l’invention permet une estimation de la position rotorique basée sur le flux statorique exprimé dans le référentiel rotorique. L’invention permet une approche d’estimation de la position rotorique de la machine synchrone à aimants permanents, basée sur un observateur de flux statorique de type non linéaire et qui est adaptative en fonction de l’évolution de la vitesse de rotation. A faible vitesse et à l’arrêt, l’estimation est augmentée par une injection de courant non nul sur l’axe direct dans le repère de Park. L’invention a ainsi une logique de gestion du démarrage de la machine électrique qui est faite par une injection d’une valeur non nulle de la composante directe du vecteur courant dans l’espace rotorique de la machine électrique. Cette logique de gestion permet ainsi d’ajouter une consigne de courant sur l’axe directe du courant, notée comme différent de zéro (non nul), permettant à l’estimateur d’angle de calculer la position angulaire à partir du flux statorique et non de la FEM comme dans l’art antérieur et d’obtenir la position angulaire en éliminant une erreur de position angulaire entre le plan rotorique réel de la machine électrique et le plan rotorique virtuel de la commande . Une autre composante de l’algorithme de commande proposée dans cette invention, est constituée d’un estimateur d’angle adaptatif qui a un rôle d’annuler une erreur angulaire entre un repère réel de la machine et un repère virtuel de la commande. Cette erreur angulaire, notée , n’est autre que l’écart entre un flux statorique dit de référence et un flux statorique estimé. En effet, l’estimateur d’angle calcule au moins une donnée du vecteur flux statorique de référence là partir des courants statoriques mesurées. Le flux statorique estimé, est calculé par l’estimateur d’angle de manière adaptative qui calcule au moins une donnée de vecteur de flux statorique en fonction des tensions de commande , des courants statoriques mesurées et en fonction d’une action de rétroaction de la vitesse de rotation estimée. L’action de rétroaction de la vitesse de rotation estimée est déduite par un mécanisme adaptatif d’élimination de l’erreur de position rotorique. Autrement dit, une vitesse de rotation électrique correcte n’est obtenue que si le vecteur flux statorique estimé tend vers le vecteur flux statorique de référence. Une simple intégration de l’information de la vitesse de rotation permet ensuite de déduire la position rotorique notée . En outre un tel procédé fonctionne dans les deux sens de rotation de la machine électrique, que ce soit dans le sens trigonométrique positif ou négatif (sens horaire) puisqu’on peut prendre injecter un courant direct I d avec un signe positif ou négatif selon le sens de rotation du rotor. Outre les caractéristiques qui viennent d’être évoquées dans le paragraphe précédent, le procédé selon un aspect de l’invention peut présenter une ou plusieurs caractéristiques complémentaires parmi celles décrites dans les paragraphes suivants, considérées individuellement ou selon toutes les combinaisons techniquement possibles : Selon un mode de réalisation, l’au moins une donnée du vecteur de flux statorique de référence est la valeur quadratique et l’au moins une donnée du vecteur de flux statorique quadratique est la valeur quadratique. Selon un autre mode de réalisation, l’estimateur d’angle adaptatif en boucle fermé, est configuré pour estimer la valeur de position angulaire estimée du rotor en se basant sur une différence entre le vecteur (les données direct ou/et quadratique ou/et angle) de flux statorique de référence calculée en fonction des courants de retour, et le vecteur (les données direct ou/et quadratique ou/et angle) de flux statorique adaptatif, calculée à partir de la consigne de tension, des courants de retour, et d’une vitesse électrique estimée calculée en fonction de cette différence. Selon un mode de réalisation, l’estimateur d’angle adaptatif comprend : un premier calculateur de flux statorique comprenant : un premier bloc de calcul du flux quadratique statorique de référence, un deuxième bloc de calcul, du flux statorique quadratique adaptatif, un deuxième calculateur d’une vitesse électrique estimée en fonction d’une comparaison du flux statorique quadratique adaptatif et du flux statorique quadratique de référence, un troisième calculateur d’estimation d’une valeur de position angulaire estimée du rotor en fonction de la vitesse électrique estimée calculée. Selon un exemple ce mode de réalisation, le premier bloc de calcul de flux statorique de référence est modélisé dans un référentiel rotorique. Selon un exemple de ce mode de réalisation, le deuxième bloc de calcul adaptatif de modèle de flux statorique est modélisé dans le référentiel rotorique. Selon un exemple de ce mode de réalisation, le premier bloc de calcul calcule le flux quadratique de référence est calculé selon la formule : LqIq dans lequel Lq est la valeur quadratique de l’inductance statorique sur l’axe q, Iq est le courant quadratique de retour. Selon un exemple de ce mode de réalisation, , le deuxième bloc de calcul, calcule le flux statorique quadratique adaptatif selon l’intégrale de la formule suivant : dans lequel R s est la résistance statorique, est le flux statorique direct adaptatif égal à l’intégral de la formule suivante : et K est une matrice de gain positif, v q est la tension quadratique de a tension de consigne en sortie du régulateur de courant, I q (noté parfois Iq) est le courant quadratique de retour, est la vitesse électrique estimée, et sont les composantes direct et quadratique de l’erreur en courants avec et dans lequel le courant estimé direct et le courant estimé quadratique sont calculé en fonction de : Selon un mode de réalisation, le modificateur du courant direct de consigne comprend une entrée de commande d’un courant de consigne. Selon un mode de réalisation, le modificateur du courant direct de consigne calcule un courant direct de consigne pour régulateur égal à la racine carrée de la somme d’une valeur du courant quadratique maximum au carré avec la valeur du courant quadratique de consigne, reçue dans le courant de consigne : . Selon un exemple de ce mode de réalisation, le calcul du courant direct de consigne modifié est imposé avec le même signe que la vitesse électrique estimée reçue. Selon un mode de réalisation, le modificateur du courant direct de consigne comprend un comparateur pour comparer la valeur absolue de la vitesse électrique estimée à la vitesse prédéterminée seuil. Selon un mode de réalisation, le dispositif de commande est apte à commander le convertisseur pour une vitesse de rotation au-delà de la vitesse prédéterminée seuil, dans lequel si la valeur absolue de la vitesse électrique estimée est supérieure à la vitesse prédéterminée seuil, le modificateur du courant direct de consigne transmet le courant de consigne pour régulation selon uniquement le courant de consigne. Selon un exemple de ce mode de réalisation, lorsque la valeur absolue de la vitesse électrique estimée est supérieure à la vitesse prédéterminée seuil, le modificateur du courant direct de consigne transmet le courant de consigne avec un courant direct de consigne égal à zéro, sauf si une consigne de défluxage est envoyée. Selon un exemple de ce mode de réalisation, si la valeur absolue de la vitesse électrique estimée est supérieure à la vitesse prédéterminée seuil, l’estimateur de position angulaire estime la position et la vitesse angulaire à partir d’une force électromotrice Fem mesurée. Selon un mode de réalisation, l’unité de calcul comprend une sortie de commande MLI apte à se connecter au convertisseur pour commander ses interrupteurs électroniques et en ce que l’unité de calcul est apte à transformer le signal de la transformé inverse de Park de la consigne de tension reçue en un signal de modulation de largeur d’impulsions. Selon un mode de réalisation, le deuxième calculateur comprend un comparateur comparant le flux quadratique statorique de référence au flux quadratique adaptatif et en ce que la vitesse électrique calculée estimée est transmis au premier calculateur du flux statorique, formant une boucle fermée. Selon un mode de réalisation, le deuxième calculateur comprend une boucle à phase asservie, (en anglais, phase-locked loop, ou PLL) permettant à partir de la valeur de comparaison entre le flux quadratique statorique de référence et le flux statorique quadratique adaptatif, de calculer une valeur de vitesse électrique. Selon un mode de réalisation, le troisième calculateur calcule une estimation d’’angle du rotor en réalisant l’intégrale de la vitesse électrique estimée. Selon un exemple, la valeur de position angulaire estimée du rotor est une position angulaire électrique. Selon un mode de réalisation, le dispositif de commande comprend en outre une entrée de mesure de courant par phase de la machine électrique, destinée à être reliée à un capteur de courant mesurant le courant sur la ligne de phase d’alimentation correspondante. Selon un mode de réalisation, l’unité de calcul comprend une entrée de consigne de tension reçue du régulateur de courant et est adaptée à être reliée au convertisseur onduleur pour lui transmettre une commande par modulation de largeur d’impulsion qui permet de piloter les interrupteurs de puissance électronique du convertisseur à une fréquence de découpage spécifique et ainsi piloter le fondamental de la tension statorique vue en entrée de la machine électrique pour le pilotage de la machine électrique. Selon un mode de réalisation, l’estimateur d’angle adaptatif transmet la vitesse électrique estimée au régulateur de courant, notamment dans un bloc de régulateurs de courant PI. Selon un mode de réalisation, le dispositif de commande comprend un processeur et une mémoire et en ce que la boucle de régulation, l’ estimateur d’angle adaptatif et le modificateur de consigne sont intégré dans un programme mis en œuvre par le processeur à partir de la mémoire. Un autre aspect de l’invention concerne une machine comprenant : un moteur électrique synchrone comprenant un rotor, un stator, un capteur de mesure de courant, un convertisseur onduleur comprenant des interrupteurs de puissance et le dispositif de commande décrit précédemment avec ou sans les différents modes de réalisation décrits précédemment, dans lequel l’unité de calcul transmet une commande au convertisseur à partir de la consigne de tension pour piloter les interrupteurs de puissance électronique à une fréquence de découpage spécifique et ainsi piloter le fondamental de la tension statorique vue en entrée de la machine électrique pour le pilotage du moteur électrique . Un autre aspect de l’invention concerne un procédé de pilotage en boucle fermée sans capteur de position d’une machine synchrone, du démarrage jusqu’à un régime de rotation maximale comprenant les étapes de : modification d’une consigne de courant reçue en imposant un courant direct de consigne modifié non nul tant qu’une vitesse estimée est inférieure à une valeur de vitesse prédéterminée seuil, calcul d’une consigne de tension comprenant une tension quadratique et direct avec un angle, à partir d’une consigne de courant pour régulation comprenant un courant direct de consigne modifié, calcul d’une commande pour piloter des interrupteurs de puissance électronique du convertisseur onduleur à une fréquence de découpage spécifique et ainsi piloter le fondamental de la tension statorique vue en entrée de la machine électrique, par une transformation de Park inverse de la consigne de tension et d’une valeur de position angulaire estimée du rotor, mesure des courants des phases et les transformer dans un repère de Park, en courant quadratique de retour et en courant direct de retour, en prenant en compte la valeur de position angulaire estimée du rotor, calcul d’un flux quadratique statorique de référence en fonction du courant du courant quadratique de retour, du courant direct de retour, de la sortie de retour de courant et d’une fréquence électrique calculée, calcul de flux statorique quadratique adaptatif, à partir de la consigne de tension, du courant quadratique de retour, du courant direct de retour, et de la vitesse électrique calculée estimée, calcul d’une vitesse électrique du rotor à partir d’une comparaison du flux statorique quadratique adaptatif et du flux statorique quadratique de référence, calcul la valeur de position angulaire estimée du rotor en fonction de la vitesse électrique estimée calculée. L’invention et ses différentes applications seront mieux comprises à la lecture de la description qui suit et à l’examen des figures qui l’accompagnent. BREVE DESCRIPTION DES FIGURES Les figures sont présentées à titre indicatif et nullement limitatif de l’invention. montre une représentation d’un schéma de principe avec des blocs fonctionnelles d’une machine électrique comprenant un dispositif de commande selon un mode de réalisation de l’invention. montre une représentation schématique d’un estimateur d’angle adaptatif du dispositif de commande selon un exemple d’un mode de réalisation de l’invention. montre une représentation schématique d’un modificateur d’un courant direct de consigne d’un courant de consigne du dispositif de commande selon un exemple d’un premier mode de réalisation de l’invention. montre une représentation schématique de différent graphique représentant différentes mesures d’un moteur ayant une vitesse de rotation diminuant. montre une représentation schématique d’un agrandissement d’un des graphiques de la , représentant la mesure de position réel et estimé d’un moteur. Dispositif de commande (2) d’un convertisseur onduleur (C) pour le démarrage d’un moteur électrique (1) synchrone multi-phasée jusqu’à une vitesse seuil prédéterminée, d’une machine électrique (M), le dispositif de commande comprenant : une boucle de régulation (R), comprenant : un régulateur de courant (4) pour délivrer une consigne de tension (V # dq ) comprenant une tension quadratique et direct avec un angle (a), à partir d’une consigne de courant pour régulation (I # dq’ ), une unité de calcul (5) pour calculer une transformation de Park direct et indirect, l’unité de calcul (5) comprenant une sortie de retour de courant (I dq ) dans un repère de Park, à partir de valeurs de mesures des courants des phases (Iu, Iv, Iw) reçues, transformées dans un repère de Park, en courant quadratique de retour (I q ) et en courant direct de retour (I d ), en prenant en compte une valeur de position angulaire estimée du rotor ( reçue, caractérisé en ce que le dispositif de commande comporte en outre : un estimateur d’angle adaptatif (6) en boucle fermé, pour estimer la valeur de position angulaire estimée du rotor , en se basant sur une différence entre au moins une donnée d’un vecteur de flux statorique de référence (λ q ) calculée en fonction des courants de retour (Iq), et une donnée du vecteur de flux statorique adaptatif (λ qv ), calculée à partir de la consigne de tension (V # dq ), des courants de retour (Iq, I d ), et d’une vitesse électrique estimée ( elec ) calculée en fonction de cette différence, un modificateur (7) de courant de consigne, dans lequel, lorsqu’une valeur absolue de la vitesse électrique estimée ( elec ) reçue par l’estimateur d’angle adaptatif (6) est inférieure à la vitesse prédéterminée seuil, le modificateur (7) calcule un courant direct de consigne pour régulateur (I # d’ ) ayant une valeur non nulle, modifiant ainsi un courant direct de consigne (I # d ) d’un courant de consigne (I # dq ) reçu. Dispositif de commande (2) d’un convertisseur onduleur (C) pour le démarrage d’un moteur électrique (1), selon la revendication précédente, dans lequel l’estimateur d’angle adaptatif (6) comprend : un premier calculateur de flux statorique (61) comprenant : un premier bloc de calcul (611) du flux quadratique statorique de référence (λ q ), un deuxième bloc de calcul (612), du flux statorique quadratique adaptatif (λ qv ), un deuxième calculateur (62) d’une vitesse électrique estimée ( elec ) en fonction d’une comparaison du flux statorique quadratique adaptatif (λ q ) et du flux statorique quadratique de référence (λ q ), un troisième calculateur (63) d’estimation d’une valeur de position angulaire estimée du rotor en fonction de la vitesse électrique estimée ( elec ) calculée. Dispositif de commande (2) d’un convertisseur onduleur (C) pour le démarrage d’un moteur électrique (1), selon la revendication précédente, le premier bloc de calcul (611) calcule le flux quadratique de référence (λ q ) selon la formule : L q I q dans lequel L q est l’inductance statorique sur l’axe q. Dispositif de commande (2) d’un convertisseur onduleur (C) pour le démarrage d’un moteur électrique (1), selon la revendication 2 ou 3, dans lequel, le deuxième bloc de calcul (612) calcule le flux statorique quadratique adaptatif (λ qv ) selon l’intégrale de la formule suivant : dans lequel R s est la résistance statorique, est le flux statorique direct adaptatif égal à l’intégral de la formule suivante : et K est une matrice de gain positif, et sont les composantes direct et quadratique de l’erreur en courants avec : et dans lequel le courant estimé direct et le courant estimé quadratique sont calculé en fonction de : Dispositif de commande (2) d’un convertisseur onduleur (C) pour le démarrage d’un moteur électrique (1) selon l’une des revendications précédentes 1 à 4, dans lequel le modificateur (7) du courant direct de consigne (I # d ) calcule un courant direct de consigne pour régulateur (I # d’ ) égal à la racine carrée de la somme d’une valeur du courant quadratique maximum au carré avec la valeur du courant quadratique de consigne (I # q ), reçue dans le courant de consigne (I # dq ) : I # d’ = . Dispositif de commande (2) d’un convertisseur onduleur (C) pour le démarrage d’un moteur électrique (1) selon la revendication précédente, dans lequel le calcul du courant direct de consigne modifié (I # d’ ) est imposé avec le même signe que la vitesse électrique estimée ( elec ) reçue. Dispositif de commande (2) d’un convertisseur onduleur (C) pour le démarrage d’un moteur électrique (1) selon l’une des revendications précédentes 1 à 6, dans lequel le modificateur (7) du courant direct de consigne (I # d ) comprend un comparateur pour comparer la valeur absolue de la vitesse électrique estimée ( elec ) à la vitesse prédéterminée seuil. Dispositif de commande (2) d’un convertisseur onduleur (C) pour le démarrage d’un moteur électrique (1) selon l’une des revendications précédentes 1 à 7, dans lequel le dispositif de commande est apte à commander le convertisseur pour une vitesse de rotation au-delà de la vitesse prédéterminée seuil, dans lequel si la valeur absolue de la vitesse électrique estimée ( elec ) est supérieure à la vitesse prédéterminée seuil, le modificateur du courant direct de consigne transmet le courant de consigne pour régulation (I # dq‘ ) selon uniquement le courant de consigne (I # dq ). Dispositif de commande (2) selon la revendication précédente, dans lequel lorsque la valeur absolue de la vitesse électrique estimée ( elec ) est supérieure à la vitesse prédéterminée seuil, le modificateur (7) du courant direct de consigne (I # d ) transmet le courant de consigne (I # dq ) avec un courant direct de consigne (I # d ) égal à zéro, sauf si une consigne de défluxage est envoyée. Dispositif de commande (2) selon la revendication 8 ou 9, dans lequel, dans lequel si la valeur absolue de la vitesse électrique estimée ( elec ) est supérieure à la vitesse prédéterminée seuil, l’estimateur de position angulaire estime la position et la vitesse angulaire à partir d’une force électromotrice Fem mesurée. Machine électrique synchrone comprenant : un moteur électrique comprenant un rotor et un stator, un capteur de mesure de courant, un convertisseur onduleur comprenant des interrupteurs de puissance et le dispositif de commande selon l’une des revendications précédentes, dans lequel l’unité de calcul transmet une commande au convertisseur à partir de la consigne de tension (V # dq ) pour piloter les interrupteurs de puissance électronique à une fréquence de découpage spécifique et ainsi piloter le fondamental de la tension statorique vue en entrée de la machine électrique pour le pilotage du moteur électrique (1) . Procédé de pilotage en boucle fermée sans capteur de position d’une machine synchrone, du démarrage jusqu’à un régime de rotation maximale comprenant les étapes de : modification d’une consigne de courant reçue (I#dq) en imposant un courant direct de consigne modifié (I#d’) non nul tant qu’une vitesse estimée ( elec) est inférieure à une valeur de vitesse prédéterminée seuil, calcul d’une consigne de tension (V # dq ) comprenant une tension quadratique et direct avec un angle, à partir d’une consigne de courant pour régulation (I # dq’ ) comprenant un courant direct de consigne (I # d’ ) modifié, calcul d’une commande (PWM) pour piloter des interrupteurs de puissance électronique du convertisseur onduleur (C) à une fréquence de découpage spécifique et ainsi piloter le fondamental de la tension statorique vue en entrée de la machine électrique, par une transformation de Park inverse de la consigne de tension (V # dq ) et d’une valeur de position angulaire estimée du rotor , mesure des courants des phases (Iu, Iv, Iw) et les transformer dans un repère de Park, en courant quadratique de retour (Iq) et en courant direct de retour (I d ), en prenant en compte la valeur de position angulaire estimée du rotor , calcul d’un flux quadratique statorique de référence (λ q ) en fonction du courant du courant quadratique de retour (I q ), du courant direct de retour (I d ), de la sortie de retour de courant (I dq ) et d’une fréquence électrique calculée ( elec ), calcul de flux statorique quadratique adaptatif (λ qv ), à partir de la consigne de tension (V # dq ), du courant quadratique de retour (I q ), du courant direct de retour (I d ), et de la vitesse électrique calculée estimée ( elec ), calcul d’une vitesse électrique du rotor à partir d’une comparaison du flux statorique quadratique adaptatif (λ q ) et du flux statorique quadratique de référence (λ q ), calcul la valeur de position angulaire estimée du rotor en fonction de la vitesse électrique estimée ( elec ) calculée.