Brevet FR3120756A1 — publié le 20220916

Il est divulgué un convertisseur de tension continu-continu à découpage pour véhicule automobile, comprenant une bobine d’induction (L1) et un transistor de commutation à effet de champ (T1) agencés entre la masse du véhicule et une tension d’entrée (Vbat) pour générer une tension de sortie (Vout). Le convertisseur comprend un circuit d’alimentation auxiliaire (54) pour générer un courant d’alimentation additionnel (i_add) qui est versé dans le rail d’alimentation (511). Ce circuit comprend un condensateur (C1) ayant une première borne connectée au drain (D) du transistor qui est également couplé à la bobine d’induction (L1), ainsi qu’une seconde borne ; une première diode (D1) connectée à la seconde borne du condensateur par son anode et au rail d’alimentation (511) par sa cathode; ainsi qu’une seconde diode (D2) connectée à la seconde borne du condensateur par sa cathode et à la masse par son anode. Figure pour l’abrégé : Fig. 3 Convertisseur de tension continu-continu à découpage pour véhicule automobile La présente invention se rapporte de manière générale à la conversion de tension électrique mise en œuvre dans les véhicules automobiles, et plus particulièrement à un convertisseur de tension continu-continu à découpage pour véhicule automobile. L'invention trouve des applications, potentiellement, dans tous les convertisseurs de tension continu-continu (ou DC-DC) où un transistor à effet de champ, par exemple un transistor MOS (de l’anglais « Metal-Oxyde Semiconductor ») ou MOSFET (de l’anglais « MOS Field-Effect Transistor »), commute une charge de manière cyclique entre deux tensions continues. Dans l’état de la technique, on connaît des convertisseurs DC-DC à commutation ayant un interrupteur électronique de hachage comme un transistor MOSFET qui est commandé par une logique de commande. Cette logique de commande fait généralement partie d’une logique principale mise en œuvre par un calculateur ou unité centrale de calcul (ECU, mis pour « Electronic Control Unit » en anglais), qui gère une ou plusieurs fonctions déterminées dans le véhicule. Cette logique principale comprend généralement un ou plusieurs microcontrôleurs. La réduction du coût des composants est un facteur prégnant dans le secteur automobile. Pour cette raison, l'alimentation de la logique principale, généralement sous une tension d’alimentation de 5 Volts (V), est souvent utilisée près de sa limite de courant. Celle-ci devient de ce fait un paramètre critique. Or, l’attaque de la grille de commande d’un transistor MOSFET par un circuit d’attaque de grille, ou pilote de grille (« gate driver » en anglais »), occasionne une consommation de courant qui peut être relativement significative. La consommation d'un tel circuit pilote d’un convertisseur DC-DC embarqué dans un véhicule automobile peut ainsi représenter environ 5 % jusqu'à parfois environ 20 % du courant total consommé à partir de l'alimentation de la logique principale. Si la limite de courant de cette alimentation est dépassée, deux effets peuvent se produire : - la surchauffe de l'alimentation pouvant conduire à son endommagement ; et, - la limitation du courant à la valeur maximum pouvant être délivrée par la source d’alimentation de la logique de commande, provoquant une chute de la tension d’alimentation pouvant conduire une réinitialisation intempestive du microcontrôleur. Pour pallier cet inconvénient, certains convertisseurs DC-DC ont une alimentation auxiliaire utilisant un enroulement supplémentaire sur la bobine de puissance (ou transformateur de puissance), qui fournit une auto-alimentation supplémentaire au pilote de grille du transistor MOSFET. Une mise en œuvre de cette solution est montrée, par exemple, sur le schéma de la Figure°20 de la notice (« datasheet ») du composant L6565 de STMicroelectronics®, qui est un contrôleur quasi-résonant pour convertisseur DC-DC de type « Flyback » pouvant être utilisé dans une alimentation de puissance à découpage (ou SMPS, de l’anglais « Switch-Mode Power Supply »). Cependant, le recours à un bobinage supplémentaire n'est pas applicable à tous les types de bobines. Par exemple, les bobines sous forme de composant monté en surface (CMS) qui sont moulées à partir de poudre de fer, ne se prêtent pas à cette mise en œuvre. Par ailleurs, les petites bobines standard ont rarement un câblage auxiliaire, et le cas échéant, le rapport de conversion est de 1/1 seulement. L'invention vise à pallier les inconvénients de l’art antérieur précités. Ce but est atteint grâce à une portion de circuit formant une alimentation auxiliaire pour la logique de commande, qui ajoute un courant d’alimentation additionnel au courant d’alimentation délivré par l’alimentation principale de l’unité logique de commande. Ce courant additionnel est généré à partir du convertisseur DC-DC lui-même. Il permet de compenser l’excès de consommation de courant par le circuit pilote qui attaque la grille du transistor implémentant l’interrupteur commandé, et donc de soulager en courant l’alimentation principale de l’unité de commande. Plus particulièrement, l’invention propose un convertisseur de tension continu-continu à découpage pour véhicule automobile, comprenant, une bobine d’induction ainsi qu’un transistor à effet de champ agencés entre la masse du véhicule et une tension d’entrée pour générer une tension de sortie différente de la tension d’entrée lorsque le transistor est utilisé en commutation sous la commande d’une unité logique de commande associée à un circuit pilote. L’unité de commande et le circuit pilote sont alimentés à partir d’un rail d’alimentation commun alimenté en courant par une source d’alimentation principale. Le convertisseur de tension DC-DC comprend en outre un circuit d’alimentation auxiliaire adapté pour générer un courant d’alimentation additionnel qui est versé dans le rail d’alimentation. Ce circuit d’alimentation auxiliaire comprend : - un condensateur ayant une première borne connectée à une borne de drain du transistor laquelle est également couplée à une borne de la bobine d’induction, ainsi qu’une seconde borne ; - une première diode connectée à la seconde borne du condensateur par son anode et au rail d’alimentation de l’alimentation principale par sa cathode; ainsi que, - une seconde diode connectée à la seconde borne du condensateur par sa cathode et à la masse par son anode.. La solution ainsi proposée utilise très peu de composants, à savoir : le condensateur connecté au drain du transistor MOS de l'alimentation DC-DC qui envoie le courant additionnel à l'alimentation principale de l'unité logique de commande via la première diode disposée en série, et avec la seconde diode de mise à la masse connectée en antiparallèle. À l'ouverture (« Switch-OFF » en anglais) du transistor MOS, la tension du drain du transistor MOS augmente, et le condensateur série est chargé à partir de la tension de sortie du convertisseur DC-DC. Ce faisant, le condensateur série charge le condensateur de filtrage de l'alimentation principale, en complément du courant de charge délivré par ladite alimentation. À la fermeture (« Switch-ON » en anglais) du transistor MOS, la tension au niveau du drain du transistor MOS descend sous le niveau de la masse, et le condensateur série est déchargé par l’intermédiaire de la diode antiparallèle et du transistor MOS qui est alors passant en sorte que son drain est couplé à sa source donc à la masse, afin de revenir à son état initial. Cette alimentation auxiliaire est effective dès que le convertisseur DC-DC commence à commuter, de sorte qu’elle nécessite que l’interrupteur commandé du convertisseur DC-DC possède une alimentation principale pour démarrer, ce qui est le cas avec l’alimentation principale de la logique de commande. Avantageusement, la mise en œuvre de l’invention ne nécessite qu’un condensateur de faible valeur, par exemple un condensateur céramique multicouche (MLCC, mis pour « Multilayer Ceramic Capacitor » en anglais), ainsi que deux diodes seulement. Ces composants sont tous des composants standards disponibles sous la forme de composants à montage en surface (CMS), bon marché et facilement intégrables. En outre, le courant additionnel fourni par l’alimentation auxiliaire est proportionnel à la fréquence de fonctionnement du convertisseur DC-DC c’est-à-dire à la fréquence de commutation du transistor MOS, tout comme le courant d’attaque de grille absorbé par le circuit pilote pour charger la grille de commande dudit transistor MOS. Dit autrement, plus la fréquence de commutation du transistor MOS augmente en sorte que le courant nécessaire à la charge de sa grille de commande augmente, et plus le courant additionnel fourni par l’alimentation auxiliaire augmente. Les deux peuvent ainsi se compenser indépendamment de la fréquence. En outre, la quantité d’énergie supplémentaire apportée par l’alimentation auxiliaire peut être facilement réglée par la valeur du condensateur série si nécessaire. Enfin, la mise en œuvre de l’invention évite l'utilisation d'un transformateur ou d'une inductance supplémentaire couplée à l’inductance d’accumulation comme dans les solutions connues dans l’art antérieur, laquelle inductance supplémentaire nécessite souvent un changement de technologie des bobines et se traduit par une augmentation significative des coûts. Des modes de mise en œuvre, pris isolément ou en combinaison, prévoient en outre que : - le transistor à effet de champ peut être un transistor MOS, le circuit pilote étant alors adapté pour charger et décharger la grille de commande du transistor MOS à partir d’un courant tiré sur le rail d’alimentation de l’alimentation principale ; - la bobine d’induction et le transistor à effet de champ peuvent être agencés selon une structure sans couplage galvanique entre la tension d’entrée et la tension de sortie du convertisseur ; - la bobine d’induction et le transistor à effet de champ peuvent alors être agencés selon une structure de type Boost ; - en variante, la bobine d’induction et le transistor à effet de champ peuvent être agencés selon une structure de type Buck ; - en variante encore, la bobine d’induction et le transistor à effet de champ peuvent être agencés selon une structure de type Buck-Boost ; - dans une autre forme de réalisation, la bobine d’induction et le transistor à effet de champ peuvent être agencés selon une structure avec couplage galvanique entre la tension d’entrée et la tension de sortie du convertisseur ; - la bobine d’induction et le transistor à effet de champ peuvent alors être agencés selon une structure de type Flyback ; - le transistor MOS peut être commandé en commutation entre un état passant et un état bloqué par l’unité de commande via le circuit pilote, à une fréquence déterminée et/ou avec un rapport cyclique déterminé qui sont fonction du rapport souhaité de la tension de sortie sur la tension d’entrée ; - le transistor est commandé à une fréquence et/ou avec un rapport cyclique tels que le convertisseur fonctionne en mode de conduction continue ; - le transistor est configuré et commandé à une fréquence et/ou avec un rapport cyclique tels que le convertisseur fonctionne en mode de conduction discontinue ; - le transistor est configuré et commandé à une fréquence et/ou avec un rapport cyclique tels que le convertisseur fonctionne en mode de conduction critique ; et, enfin, - le transistor est configuré et commandé à une fréquence (Freq) et/ou avec un rapport cyclique tels que le convertisseur fonctionne en mode de conduction "quasi-résonnant". D’autres caractéristiques et avantages de l’invention apparaîtront encore à la lecture de la description qui va suivre. Celle-ci est purement illustrative et doit être lue en regard des dessins annexés sur lesquels : la est un schéma d’un exemple de convertisseur de tension continu-continu pour véhicule automobile selon l’art antérieur, dans lequel des modes de réalisation de l’invention peuvent être mis en œuvre ; la est un schéma illustrant le principe fonctionnel de l’invention appliqué au convertisseur de la ; la est un schéma du convertisseur de la incorporant le circuit de génération d’un courant d’alimentation supplémentaire selon des modes de réalisation de l’invention ; la est un chronogramme illustrant l’ondulation de la tension d’alimentation de de la logique de commande du convertisseur de tension de la provoquée par la mise en œuvre de l’invention ; la est un un chronogramme illustrant l’évolution, en fonction du temps, d’autres tension remarquables du du convertisseur de tension de la . Dans la description de modes de réalisation qui va suivre et dans les Figures des dessins annexés, les mêmes éléments ou des éléments similaires portent les mêmes références numériques aux dessins. Le principe de la plupart des convertisseurs DC-DC à découpage consiste à charger une bobine d’induction (ou inductance) avec un courant primaire sous la tension d’entrée, et à couper le courant cycliquement, à l'aide d'un interrupteur électronique commandé. A l’ouverture de l’interrupteur, tout ou partie de l’énergie accumulée dans la bobine sous forme magnétique, est restituée sous la forme d’un courant secondaire pour générer la tension de sortie. L’interrupteur électronique est généralement un transistor à effet de champs, par exemple de type MOS, fonctionnant en commutation. Dans ce mode de fonctionnement, le transistor commute alternativement, à une fréquence donnée et avec un rapport cyclique donné (qui peuvent être fixes ou variables), d’un état passant (interrupteur fermé) à un état bloqué (interrupteur ouvert), et réciproquement. A cet effet, le transistor MOS est commandé par une unité logique de commande, qui est alimentée sous une tension d’alimentation de niveau déterminé. L’homme du métier appréciera que l’invention s’applique aux convertisseurs DC-DC à découpage (ou hacheurs de tension) dans lesquels le niveau de la tension de sortie Vout du convertisseur DC-DC est de préférence sensiblement supérieur au niveau de la tension d’alimentation Vs de la logique de commande du transistor MOS. Dans un véhicule automobile, un convertisseur de tension DC-DC permet de transformer une tension continue d'entrée en une tension continue de sortie qui est généralement, mais non nécessairement, plus élevée. Dans l’application qui est considérée ici à titre d’exemple, la tension d’entrée peut être une tension de 12 V fournie par la batterie du véhicule. Dit autrement, la batterie de service du véhicule est la source de la tension d’entrée. La tension de sortie peut être une tension plus élevée, par exemple une tension de 65 V, permettant d’attaquer les injecteurs du moteur thermique du véhicule. Dans un tel exemple d’application, la charge du convertisseur DC-DC (non représentée aux figures) est constituée par les solénoïdes des injecteurs. Cette charge absorbe une puissance typiquement comprise entre 40 et 100 Watts (W), en fonction du régime du moteur du véhicule automobile, sous une tension de pilotage de 65 V. L’homme du métier appréciera toutefois que l’invention n’est nullement limitée à cet exemple, et peut s’appliquer à tout convertisseur DC-DC de véhicule automobile. Dans l’exemple qui sera décrit dans ce qui suit en référence aux figures des dessins, le convertisseur DC-DC est de type élévateur de tension (ou « Step-Up converter » en anglais, aussi connu sous le nom de « Boost » par l'homme du métier). Un tel convertisseur Boost, ou hacheur parallèle, forme une alimentation à découpage qui convertit une tension continue d’entrée en une autre tension continue de sortie de valeur plus élevée. Dit autrement, sa tension de sortie Vout est supérieure à sa tension d'entrée. Dans l’exemple d’application considéré ici, la tension d’entrée est la tension Vbat délivrée par la batterie du véhicule, qui est égale par exemple à 12 V. Dans une variante, le convertisseur DC-DC peut aussi être de type abaisseur de tension (ou « Step-Down converter » en anglais, aussi connu sous le nom de convertisseur « Buck » par l'homme du métier). La tension de sortie d’un convertisseur Buck est moins élevée que sa tension d'entrée. Un tel convertisseur abaisseur permet d’augmenter le courant de sortie moyen avec une réduction de tension. Le convertisseur DC-DC peut aussi être de type abaisseur-élévateur de tension (aussi connu sous le nom de convertisseur « Buck-Boost » par l'homme du métier). Un tel convertisseur est abaisseur ou élévateur selon le rapport cyclique du transistor de commande, mais produit une tension de sortie qui est opposée en polarité à la tension d'entrée. Tous les types de convertisseurs DC-DC donnés ci-dessus sont des convertisseurs sans isolation galvanique entre l'entrée et la sortie ( i.e. , entre la tension d’entrée Vbat et la tension de sortie du convertisseur Vout). La mise en œuvre de l’invention est particulièrement avantageuse pour de tels convertisseurs DC-DC. En effet, et contrairement aux convertisseurs connus par l’homme du métier sous le nom de convertisseur « Flyback », lesquels sont très répandus, les convertisseurs DC-DC sans isolation galvanique entre la tension d’entrée Vbat et la tension de sortie Vout n’ont pas de transformateur. Un tel transformateur est en réalité composé d’au moins deux inductances couplées via un noyau magnétique commun, à savoir une inductance primaire disposée du côté de l’entrée du convertisseur et une inductance secondaire disposée du côté de la sortie du convertisseur. Par conséquent la solution connue dans l’art antérieur qui consiste à prévoir une bobine supplémentaire au primaire ou au secondaire du transformateur afin de « prélever » dans le transformateur un courant d’alimentation supplémentaire pour la logique de commande du transistor MOSFET, ne peut pas être utilisée pour les convertisseurs DC-DC sans isolation galvanique. En outre, l’invention s’applique aussi aux convertisseurs DC-DC de type Flyback avec isolation galvanique entre l'entrée et la sortie, en évitant alors la nécessité de prévoir un enroulement supplémentaire au niveau du transformateur. Un convertisseur Flyback est l'équivalent d'un convertisseur DC-DC de type Buck-Boost dans lequel on aurait remplacé l'inductance par deux inductances couplées jouant le rôle de transformateur. La montre un exemple de convertisseur de tension DC-DC pour véhicule automobile selon l’art antérieur, dans lequel des modes de réalisation de l’invention peuvent être mis en œuvre. Le convertisseur 55 ainsi montré est adapté pour être embarqué dans un véhicule automobile. Il peut fournir, par exemple à partir d’une tension d’entrée Vbat qui est la tension de la batterie du véhicule, une tension de sortie Vout permettant de piloter des injecteurs de carburant dans le cas d’un véhicule à moteur thermique. Par exemple, la tension de sortie Vout est égale à 65 V. Bien entendu, les mises en œuvre de l’invention ne se limitent pas à cet exemple. Le convertisseur 55 est un convertisseur de type Boost. Il comprend à cet effet un interrupteur électronique de puissance T1, qui découpe la tension d’entrée Vbat à une fréquence Freq fixe ou variable et avec un rapport cyclique λ qui dépend du ratio Vbat / Vout désiré. L'interrupteur T1 est implémenté ici par un transistor à effet de champs, par exemple un transistor MOSFET de puissance. Il possède un drain D, une source S, et une grille de commande G. Il est utilisé en commutation. Dit autrement, il est rendu périodiquement conducteur et, alternativement, non-conducteur avec le rapport cyclique λ, à la fréquence Freq = 1/T où T désigne la période, sous la commande d’une logique de commande et via un circuit pilote de grille 53. La fréquence Freq peut être variable en fonction de Vbat et Vout pour la valeur maximum, mais aussi en fonction du régime moteur en ce qui concerne la fréquence moyenne. Avec les technologies de transistors MOS les plus récentes, la fréquence Freq peut être aussi élevée que 500 kHz, par exemple. Donc la période T peut être égale à 2 µs. Le rapport cyclique λ dépend du ratio Vbat/Vout désiré. Dans l’exemple représenté, le convertisseur 55 est un convertisseur DC-DC de type Boost. Il comprend une inductance L1 entre la borne délivrant la tension d’entrée Vbat, d’une part, et le drain D du transistor T1 d’autre part. La source S du transistor T1 est couplée à la masse, par exemple à travers une résistance de mesure R1, laquelle mesure n’est qu’une option. En outre, le convertisseur 55 comprend, en parallèle avec le transistor T1 et la résistance R1, une diode D3 couplée à l’inductance L1 par son anode, et couplée à la masse par sa cathode via un condensateur C3. La sortie du convertisseur est prise aux bornes du condensateur C3, i.e. , sur la cathode de la diode D3. Le principe de fonctionnement du convertisseur 55 est le suivant : l’inductance L1 et l’interrupteur électronique T1 forment le circuit primaire. Ils sont placés en série entre la masse et la source de la tension d’entrée Vbat qui est plus élevée. Dans l’exemple représenté, l'interrupteur électronique T1 est un transistor MOS de type N disposé du côté de la masse. Dans tous les cas, le transistor T1 est utilisé en commutation. La tension crête à crête de la forme d'onde Vd_T1 mesurée aux bornes du transistor T1, i.e. , sur le drain D de ce transistor, dépasse la tension d'entrée Vbat. En effet, l'inductance L1 répond aux changements de courant en induisant sa propre tension pour contrer le changement de courant, et cette tension induite s'ajoute à la tension d’entrée Vbat lorsque l'interrupteur T1 est ouvert. Le circuit secondaire du convertisseur comprend la combinaison de la diode D3 et du condensateur de stockage C3 en série avec ladite diode, ladite combinaison série étant placée en parallèle avec l’interrupteur T1. Plus particulièrement, l’anode de la diode D3 est connectée au drain D du transistor T1 et sa cathode est couplée à la masse à travers le condensateur de stockage C3. Ainsi, la tension de crête Vd_T1 peut être stockée dans le condensateur C3. Le condensateur de stockage C3 peut alors être utilisé comme source de la tension continue de sortie Vout, supérieure à la tension continue d’entrée Vbat. Ce convertisseur élévateur agit comme un convertisseur élévateur de tension DC-DC. Le fonctionnement du convertisseur 55 de type Boost peut être divisé en deux phases distinctes, selon l'état de l'interrupteur électronique formé par le transistor T1 : - une phase d'accumulation d'énergie (pour les instants t tels que 0 - une phase de restitution d’énergie (pour les instants t tels que λT On rappelle que le rapport cyclique λ du convertisseur DC-DC représente la fraction de la période T (T = 1/Freq) pendant laquelle l'interrupteur T1 conduit. Ce rapport est compris entre 0 (si le transistor T1 ne conduit jamais) et 1 (si le transistor T1 conduit tout le temps, ce qui est interdit sous peine de destruction du convertisseur). On peut montrer que la tension de sortie Vout dépend de la tension d’entrée, à savoir de la tension de la batterie Vbat, de la manière suivante : Grâce à cette expression, on peut voir : - que la tension de sortie Vout est toujours supérieure à celle d'entrée Vbat (le rapport cyclique λ variant entre 0 et 1) ; - qu’elle augmente avec λ ; et, - que théoriquement elle peut être infinie lorsque λ se rapproche de 1 (c'est pour cette raison que l'on parle d’effet survolteur). Le convertisseur 55 peut être adapté pour générer, dans l’application envisagée et décrite ci-dessus, une puissance maximum comprise entre environ 40 W et environ 100 W selon le dimensionnement des éléments de puissance et de commande. La logique de commande du transistor MOS peut être mise en œuvre, par exemple, sous la forme d’un logiciel opérationnel embarqué et exécuté dans un microcontrôleur (ou un circuit dédié) 52. Ce microcontrôleur, ainsi éventuellement que d’autres composants électroniques comparables sont symboliquement désignés par la même référence 52 dans les figures des dessins. Ils sont alimentés par une alimentation électrique 51, disposée entre un rail d’alimentation 511 et la masse et associée à un filtre de lissage 512. Ils absorbent ensemble un courant i_app délivré par l’alimentation 51 sous une tension d’alimentation Vs. Dans l’exemple représenté, la valeur nominale de la tension d’alimentation Vs est égale à 5 V. Cette tension est rendue disponible sur le rail d’alimentation 511. Le filtre de lissage 512 de l’alimentation principale 51 peut comprendre un condensateur de filtrage C2 disposé en parallèle avec celle-ci, entre le rail d’alimentation 511 et la masse. Dans l’exemple représenté, la valeur de la capacité du condensateur C2 est égale à 10 µF. Le filtre de lissage 512 a pour fonction de réduire la variation de la tension Vs en sortie de l’alimentation 51, sur le rail d’alimentation 512. Plus la capacité du condensateur C2 est grande, plus celui-ci lisse la tension Vs, c’est-à-dire moins la tension Vs chute par l’effet des pics du courant i_app et des autres courants tirés sur l’alimentation 51 (comme le courant i_gd, voir plus loin). La valeur du condensateur C2 est toutefois un compromis entre une faible ondulation de la tension Vs d'une part, et le -prix et encombrement d'autre part. La tension d’alimentation Vs de 5 V peut être obtenue à l’aide d’un convertisseur DC-DC à commutation, par exemple un convertisseur de type abaisseur de tension à partir de la tension Vbat de 12 V, par exemple, ou par tout autre moyen, par exemple un régulateur linéaire à faible chute de tension (ou régulateur LDO, de l’anglais « Low Dropout Regulator »). Il s’agit bien entendu, le cas échéant, d’un autre convertisseur DC-DC que le convertisseur 55, et qui est adapté pour délivrer une puissance de quelques dizaines de Watts seulement, par exemple une puissance comprise entre environ 5 W et environ 20 W. Cet autre convertisseur DC-DC n’est pas l’objet de la présente description. Par souci d’économie, qui se manifeste en pratique par un dimensionnement des composants constitutifs de l’alimentation 51 au plus près du besoin, celle-ci n’est adaptée pour délivrer dans le rail d’alimentation 511,sous la tension nominale Vs, qu’un courant maximum de valeur déterminée, par exemple 200 mA comme représenté aux dessins, juste suffisant pour couvrir les cas d’usage possibles. Ce courant maximum est un paramètre critique, notamment si un modèle de microcontrôleur plus gourmand en courant est substitué, selon les contraintes propres à chaque application, à celui pour lequel l’alimentation a été dimensionnée. Le pilote de grille 53 délivre une tension à la fréquence Freq, dite tension de commande, qui est appliquée sur la grille de commande G du transistor T1 du convertisseur 55. Cette tension de commande est adaptée pour attaquer la grille G du transistor T1, c’est-à-dire pour charger et décharger sa capacité de grille à la fréquence Freq. Pour générer cette tension de commande, le pilote de grille 51 absorbe un courant i_gd, qui est également délivré (comme le courant i_app) par l’alimentation 51 à partir du rail d’alimentation 511 sous la tension d’alimentation Vs. Le courant i_gd peut, lorsque la fréquence moyenne augmente, (par exemple pour un régime du moteur automobile supérieur à une valeur comprise entre 4500 tr/min et 6000 tr/min), atteindre une valeur de l’ordre de 40 mA par exemple. Dans ces conditions, il est possible que la somme i_tot des courants i_app et i_gd tirés sur l’alimentation 51 dépasse la valeur maximum du courant que l’alimentation 51 peut délivrer sous la tension d’alimentation nominale Vs, avec les conséquences qui ont été présentées en introduction. Ces conséquences comprennent notamment l’écroulement du niveau de la tension Vs disponible sur le rail d’alimentation 511, nonobstant le circuit de filtrage 512 sauf à augmenter la valeur du condensateur C2 au-delà de ce qui est acceptable en termes de coût et d’encombrement. Cette chute de la tension Vs peut occasionner une réinitialisation involontaire, i.e., intempestive du microcontrôleur 52 et/ou de tout autre microcontrôleur ou circuit alimenté par l’alimentation 51. Dans l’exemple illustré par la , où i_app est égal à 180 mA, où i_gd est égal à 40 mA, le courant total tiré sur l’alimentation 51 est égal à 220 mA. Ceci est supérieur au courant maximum que, par construction, cette alimentation 51 peut délivrer sous la tension nominale Vs égale à 5 V, à savoir 200 mA dans l’exemple. Le niveau de la tension d’alimentation Vs risque alors de s’effondrer en dessous de sa valeur nominale de 5 V, et atteindre une valeur sensiblement inférieure, par exemple 4 V voire 3.5 V ou moins encore. Si le niveau de la tension d’alimentation Vs passe en-dessous d’un certain seuil, même transitoirement, il est possible qu’une fonction de sécurité interne du microcontrôleur 52 occasionne la coupure de ce circuit. Le redémarrage automatique du microcontrôleur 52 peut ensuite intervenir si/lorsque le niveau de la tension d’alimentation Vs repasse au-dessus d’un seuil requis. Une telle réinitialisation du microcontrôleur 52 est toutefois pénalisante pour le fonctionnement du véhicule automobile. En référence au schéma fonctionnel de la , des modes de réalisation de l’invention permettent de générer un courant i_add qui est sommé avec le courant i-tot délivré par l’alimentation 51 afin de fournir les courants i_app et i_gd, qui sont absorbés par le microcontrôleur 52 et par le pilote de grille 53, respectivement. Ce courant i_add est appelé courant d’alimentation additionnel, en ce sens qu’il s’ajoute au courant délivré par l’alimentation 51. Comme cela est symbolisé à la figure par une flèche en trait pointillé, le courant additionnel i_add est généré par un circuit d’alimentation auxiliaire (non représenté à la ) à partir du convertisseur 55 dont l’interrupteur de puissance T1 (voir ) est commandé via le pilote de grille 53. On rappelle que ce convertisseur DC-DC découpe une tension d’entrée Vbat afin de générer une tension de sortie Vout, grâce à la commutation du transistor T1 entre l’état passant et l’état bloqué, à la fréquence Freq et avec le rapport cyclique λ. Cela signifie que l’énergie permettant de générer la courant additionnel i_add est, en fait, extraite de la source d’alimentation qui délivre la tension d’entrée Vbat, à savoir la batterie de service du véhicule dans l’exemple considéré ici. Les considérations qui précèdent appellent deux observations : - d’une part, et comme il apparaîtra de l’exposé détaillé de modes de réalisation qui sera donné plus bas, la solution proposée est plus efficace si le niveau de la tension de sortie Vout est supérieur au niveau de la tension d’alimentation Vs de la logique de commande du transistor T1, sinon le système peut exiger de prévoir dans le circuit d’alimentation auxiliaire un condensateur série C1 de forte valeur ce qui peut pénaliser le convertisseur 55; et, - d’autre part, il convient que le transistor T1 ait commencé à fonctionner pour générer la tension de sortie Vout avant que l’apport du courant d’alimentation additionnel i_add devienne nécessaire afin de maintenir le fonctionnement de la logique de commande 52 opérationnel. En pratique, ceci est toujours le cas dans une application au contrôle du moteur thermique d’un véhicule automobile, tel qu’envisagé. En effet, le moteur thermique n’est démarré (occasionnant donc une consommation accrue des circuits 52 et 53), que lorsque la tension Vout a atteint sa valeur nominale (ici 65 V) de fonctionnement des injecteurs, ce qui permet le fonctionnement du circuit de génération 54. Dit autrement, le courant d’alimentation additionnel i_add n’est jamais nécessaire pour assurer le fonctionnement de la logique de commande 52 qui commande le pilote de grille 53 avant que la tension de sortie Vout soit établie par le découpage de la tension d’entrée par l’interrupteur commandé T1. En référence maintenant à la , les modes de réalisation de l’invention implémentent un circuit d’alimentation auxiliaire 54 qui est adapté pour la génération d’un courant d’alimentation additionnel i_add. Ce courant i_add est fourni dans le rail d’alimentation 511 de l’alimentation principale 51. En tant que de besoin, le courant d’alimentation additionnel i_add est absorbé en tout ou en partie par l’entrée d’alimentation du pilote de grille 53, en supplément du courant i_gd déjà fourni par l’alimentation principale 51 de la logique de commande 52 qui commande l’interrupteur électronique comprenant le transistor T1 via ledit pilote de grille 53. Le surplus de courant i_add peut être absorbé par le condensateur C2 du circuit de filtrage 512 de l’alimentation principale 51. Le circuit d’alimentation auxiliaire 54 comprend un condensateur C1 ayant une première borne et une seconde borne, monté en série. La première borne du condensateur série C1 est couplée au drain D du transistor T1 du convertisseur de tension 55, lequel drain est également couplé à la bobine L1 dudit convertisseur. La seconde borne du condensateur série C1 est couplée au rail d’alimentation 511 de l’alimentation principale 51 (donc à l’entrée d’alimentation du pilote de grille 53) via une première diode D1 connectée en série et en sens direct (« forward direction » en anglais), c’est-à-dire avec son anode du côté du drain D de T1 et sa cathode du côté du pilote de grille 53). En outre, le circuit 54 comprend une seconde diode D2, agencée pour assurer la décharge par mise à la masse du condensateur série C1. A cet effet, la diode D2 est connectée à la masse en antiparallèle avec le condensateur C1, c’est-à-dire qu’elle est couplée à la masse par son anode et à la seconde borne du condensateur C1 par sa cathode. Le condensateur C1 peut être un condensateur MLCC, i.e. , un condensateur céramique multicouche, à montage en surface. Les diodes D1 et D2 peuvent aussi être des composants disponibles sous la forme de composants à montage en surface (CMS). Avantageusement, ces composants sont des composants standards, bon marché et facilement intégrables. Le fonctionnement du circuit d’alimentation auxiliaire 54 de génération d’un courant d’alimentation additionnel est le suivant. À l'ouverture (« Switch-OFF » en anglais) du transistor T1, la tension sur son drain D augmente, et établit un courant qui charge le condensateur série C1 ainsi que le condensateur C2 du circuit de filtrage 512 de l’alimentation 51. Dit autrement, le condensateur C1 connecté au drain du transistor MOS de l'alimentation DC-DC envoie un courant additionnel i_add dans le rail d’alimentation 511 de l'alimentation 51 de l'unité logique de commande via la première diode D1 disposée en série. À la fermeture (« Switch-ON » en anglais) du transistor T1, la tension au niveau de son drain D descend sous le niveau de la masse, et le condensateur série C1 est déchargé par l’intermédiaire de la diode antiparallèle D2. En négligeant la chute de tension aux bornes de la diode série D1, la valeur moyenne du courant prélevé dans le convertisseur DC-DC 55 est égale à C1 x ΔV x Freq, où ΔV désigne la différence de potentiel entre la tension Vd_T1 sur le drain D du transistor T1, d’une part, et le niveau de la tension d’alimentation Vs de la logique de commande 52. L’homme du métier appréciera que, avantageusement, la puissance supplémentaire fournie par le circuit d’alimentation auxiliaire 54 est donc proportionnelle à la fréquence de fonctionnement Freq du convertisseur DC-DC c’est-à-dire à la fréquence de commutation du transistor T1. C’est également le cas du courant i_gd absorbé par le circuit pilote 53 pour charger la grille dudit transistor T1, qui est égal à Qg_tot x Freq, où Qg_tot désigne la charge totale de la capacité grille-source du transistor T1. Dit autrement, plus la fréquence de commutation Freq du transistor MOS augmente en sorte que le courant i_gd nécessaire à la charge de sa grille de commande augmente, et plus le courant supplémentaire i_add fourni par l’alimentation auxiliaire augmente. Les deux phénomènes peuvent se compenser, indépendamment de la fréquence Freq, en choisissant ou en réglant la valeur du condensateur série C1. L’homme du métier appréciera qu’il ne faut pas, toutefois, que le circuit d’alimentation auxiliaire 54 injecte trop de courant dans le rail positif 511 de l’alimentation principale 51, eu égard au courant i_gd appelé par le circuit pilote 53 pour attaquer le transistor T1. Sinon, la tension aux bornes du condensateur C2 du filtre 512 de l’alimentation principale 51 augmente du fait de sa charge par le courant i_add . En effet, la plupart des alimentations comme l’alimentation 51 ne sont pas conçues pour absorber le courant en excès. Si la tension Vs dépasse un certain seuil, par exemple 6 V, cela peut donc endommager le microcontrôleur 52 ou les autres circuits alimentés sous la tension d’alimentation Vs. Un dimensionnement ad-hoc du condensateur série C1 permet d’éviter cela. Dans un exemple, on choisit la valeur de C1 de telle sorte que le courant additionnel i_add (moyen) soit au plus égal à la consommation i_gd du circuit 53, par exemple 30 mA dans l’exemple, pour un régime du moteur thermique du véhicule sensiblement égal à 3000 tr/mn. Dans l’exemple représenté, la capacité du condensateur C1 est égale à 1 nF. On notera, en outre, que la diode série D1 ainsi connectée permet d’empêcher que du courant s’écoule depuis le rail d’alimentation 511 de l’alimentation principale 51 vers le drain D du transistor T1. L’alimentation auxiliaire constituée par le circuit 54 est effective dès que le convertisseur DC-DC 55 commence à générer la tension de sortie Vout, c’est-à-dire dès que le transistor T1 du convertisseur 55 commence à commuter, autrement dit avant le démarrage du moteur du véhicule automobile. Ainsi, cette alimentation auxiliaire nécessite simplement que le convertisseur DC-DC possède une alimentation principale pour démarrer, ce qui est le cas avec l’alimentation 51. Une ondulation (« ripple » en anglais) de la tension Vs est générée par le fonctionnement du circuit d’alimentation auxiliaire 54. Elle peut être mesurée, par exemple, aux bornes du condensateur de filtrage C2 de l’alimentation principale 51. Sur le graphe de la , la courbe 43 montre l’allure, en fonction du temps t, du courant additionnel i_add aux bornes de la diode série D1 de l’alimentation auxiliaire 54 exprimée en ampères (A), et la courbe 45 montre l’allure, en fonction du temps t de l’ondulation de la tension Vs exprimée en millivolts (mV). On voit que cette ondulation est limitée à 6mV crête à crête, ce qui est tout à fait tolérable. On notera par ailleurs que le courant moyen dans la diode série D1 avoisine 30 mA provoqué par des pics de courant de 2 A environ, de très faible durée. Par ailleurs, on peut limiter la valeur des pics de courant dans la diode D1 et les condensateurs C1 et C2 en augmentant la capacité Miller du transistor T1. A cet effet, dans un mode de réalisation, on ajoute un condensateur C4, par exemple de 10 nF, entre le drain D et la source S du transistor T1. L’homme du métier appréciera que ce condensateur C4 a aussi un rôle dans le fonctionnement du convertisseur 55 (diminution des émissions radioélectriques et/ou diminution des pertes). Ces pics de courant se produisent aux instants successifs t=1 µs, t=3 µs, t=5 µs, dans l’exemple représenté dans lequel la période T est égale à 2 µs (i.e., où la fréquence de commutation Freq du transistor de hachage T1 est égale à 500 kHz). Il s’agit des instants auxquels se produit l’ouverture (« switch-OFF ») du transistor T1. Le graphe de la montre trois autres courbes qui illustrent le fonctionnement du circuit d’alimentation auxiliaire 54. Ainsi : - la courbe 41 montre l’allure, en fonction du temps t, de la tension Vd_T1 sur le drain D du transistor de découpage T1, exprimée en volts (V) avec un facteur d’échelle de un dixième ( i.e. , la tension égale à 0,1 x Vd_T1) pour des raisons de lisibilité du graphe ; - la courbe 42 montre l’allure, en fonction du temps t, de la tension Va_D1 sur l’anode de la diode série D1, exprimée en volts (V); et, - la courbe 44 montre l’allure, en fonction du temps t, du courant i_D2 dans la diode antiparallèle D2, exprimé en ampères (A). La présente invention a été décrite et illustrée dans la présente description détaillée et dans les figures des dessins annexés, dans des formes de réalisation possibles. La présente invention ne se limite pas, toutefois, aux formes de réalisation présentées. D’autres variantes et modes de réalisation peuvent être déduits et mis en œuvre par l’homme du métier à la lecture de la présente description et des dessins annexés. Ainsi par exemple, dans des modes de réalisation, le convertisseur DC-DC est configuré pour fonctionner en mode de conduction continue, en mode de conduction discontinue, en mode de conduction critique, ou en mode de commutation "quasi-résonnant". Ces résultats peuvent être obtenus, notamment, par un dimensionnement ad-hoc des composants et/ou en adaptant la fréquence Freq et/ou le rapport cyclique λ auquel le transistor T1 est commandé. Cela permet de jouer sur les pertes dans les divers composants, et donc sur le rendement du convertisseur de tension. Quand un convertisseur sans isolation galvanique entre l’entrée et la sortie de type Boost, de type Buck ou de type Buck-Boost travaille en mode de conduction continue, le courant traversant l'inductance ne s'annule jamais. Quand un convertisseur Flyback avec isolation galvanique entre l’entrée et la sortie travaille en mode de conduction continue, le flux dans le transformateur ne s'annule jamais. Le régime de conduction critique situe la limite entre le régime de conduction continue et le régime de conduction discontinue. Le régime de commutation "quasi-résonnant" est aussi connu sous le nom de commutation sous une condition de tension nulle (« Zero Voltage Switchi ng » en anglais). En outre, l’invention peut être appliquée de manière générale à une alimentation de puissance à commutation (ou SMPS, de l’anglais « Switch-Mode Power Supply »). Dans les revendications, le terme "comprendre" ou "comporter" n’exclut pas d’autres éléments ou d’autres étapes. Les différentes caractéristiques présentées et/ou revendiquées peuvent être avantageusement combinées. Leur présence dans la description ou dans des revendications dépendantes différentes, n’excluent pas cette possibilité. Les signes de référence ne sauraient être compris comme limitant la portée de l’invention. Convertisseur de tension continu-continu à découpage pour véhicule automobile, comprenant, une bobine d’induction (L1) ainsi qu’un transistor à effet de champ (T1) agencés entre la masse du véhicule et une tension d’entrée (Vbat) pour générer une tension de sortie (Vout) différente de la tension d’entrée lorsque le transistor est utilisé en commutation sous la commande d’une unité logique de commande (52) associée à un circuit pilote (53), ladite unité de commande et ledit circuit pilote étant alimentés à partir d’un rail d’alimentation commun (511) alimenté en courant par une source d’alimentation principale (51), le convertisseur de tension DC-DC comprenant en outre un circuit d’alimentation auxiliaire (54) adapté pour générer un courant d’alimentation additionnel (i_add) qui est versé dans le rail d’alimentation, ledit circuit d’alimentation auxiliaire comprenant : - un condensateur (C1) ayant une première borne connectée à une borne de drain (D) du transistor laquelle est également couplée à une borne de la bobine d’induction (L1), ainsi qu’une seconde borne ; - une première diode (D1) connectée à la seconde borne du condensateur par son anode et au rail d’alimentation (511) de l’alimentation principale (51) par sa cathode; ainsi que, - une seconde diode (D2) connectée à la seconde borne du condensateur par sa cathode et à la masse par son anode. Convertisseur de tension selon la revendication 1, dans lequel le transistor à effet de champ (T1) est un transistor MOS, et dans lequel le circuit pilote (53) est adapté pour charger et décharger la grille de commande du transistor MOS à partir d’un courant (i_gd) tiré sur le rail d’alimentation (511) de l’alimentation principale. Convertisseur de tension selon la revendication 1 ou la revendication 2, dans lequel la bobine d’induction et le transistor à effet de champ sont agencés selon une structure sans couplage galvanique entre la tension d’entrée et la tension de sortie du convertisseur. Convertisseur de tension selon la revendication 3, dans lequel la bobine d’induction et le transistor à effet de champ sont agencés selon une structure de type Boost. Convertisseur de tension selon la revendication 3, dans lequel la bobine d’induction et le transistor à effet de champ sont agencés selon une structure de type Buck. Convertisseur de tension selon la revendication 3, dans lequel la bobine d’induction et le transistor à effet de champ sont agencés selon une structure de type Buck-Boost. Convertisseur de tension selon la revendication 1 ou la revendication 2, dans lequel la bobine d’induction et le transistor à effet de champ sont agencés selon une structure avec couplage galvanique entre la tension d’entrée et la tension de sortie du convertisseur. Convertisseur de tension selon la revendication 5, dans lequel la bobine d’induction et le transistor à effet de champ sont agencés selon une structure de type Flyback. Convertisseur de tension dans lequel le transistor MOS est commandé en commutation entre un état passant et un état bloqué par l’unité de commande via le circuit pilote, à une fréquence déterminée et/ou avec un rapport cyclique déterminé qui sont fonction du rapport souhaité de la tension de sortie sur la tension d’entrée. Convertisseur de tension selon l’une quelconque des revendications 1 à 9, dans lequel le transistor est configuré et commandé à une fréquence (Freq) et/ou avec un rapport cyclique tels que le convertisseur fonctionne en mode de conduction continue. Convertisseur de tension selon l’une quelconque des revendications 1 à 9, dans lequel le transistor est commandé à une fréquence (Freq) et/ou avec un rapport cyclique tels que le convertisseur fonctionne en mode de conduction discontinue. Convertisseur de tension selon l’une quelconque des revendications 1 à 9, dans lequel le transistor est commandé à une fréquence (Freq) et/ou avec un rapport cyclique tels que le convertisseur fonctionne en mode de conduction critique. Convertisseur de tension selon l’une quelconque des revendications 1 à 9, dans lequel le transistor est commandé à une fréquence (Freq) et/ou avec un rapport cyclique tels que le convertisseur fonctionne en mode de conduction "quasi-résonnant".