Brevet FR3115420A1 — publié le 20220422

D ISPOSITIF DE GESTION DE COURANT A TROIS FILS Un aspect de l’invention concerne un dispositif de gestion de courant trois fils (U) comprenant un redresseur (U1) un circuit de détection du passage par zéro du secteur (31), une unité de décision (U4) et un commutateur (RL1, T) entre une première borne (B1) destinée à être connectée à un actionneur (A) et une troisième borne (B3) destinée à être connectée à l’autre borne de la charge (C) pour relier une première phase (P) à la charge (C) dans un état fermé. L’unité de décision (U4) est configurée pour commander le commutateur (Rl1, T) à l’état fermé à un prochain passage par zéro du secteur. Figure à publier avec l’abrégé : Figure 1 DISPOSITIF DE GESTION DE COURANT A TROIS FILS DOMAINE TECHNIQUE DE L’INVENTION Le domaine technique de l’invention est celui des commandes de charge, et en particulier pour adapter différents types d’actionneurs à différents types de charge. La présente invention concerne un dispositif de gestion de courant pour adapter différents types d’actionneurs qu’il soit mécanique ou électronique à différents types de charge qu’elle soit résistive ou électronique de type source de lumière à diode électroluminescente dite LED. ARRIERE-PLAN TECHNOLOGIQUE DE L’INVENTION Certaines charges forment un appel de courant lorsqu’elles sont commutées d’un état passif à un état actif. Ces appels de courant peuvent endommager la charge ou/et l’actionneur commandant l’alimentation de la charge. Par exemple, dans le cas où l’actionneur est un interrupteur mécanique, à chaque fermeture ou ouverture, un appel de courant va entraîner un arc électrique entrainant une usure de l’interrupteur et de contact de la charge. C’est notamment le cas pour un interrupteur mécanique commandant une LED produisant un appel de courant (jusqu’à 800A) important entraînant des défauts sur les contacts mécaniques des charges. Il existe aussi les actionneurs électroniques notamment deux types d’interrupteurs variateurs, leading edge (inductif) ou trailing edge (capacitif) et des interrupteurs variateurs ayant les deux modes inductif ou capacitif en fonction de la charge. Dans le cas du leading edge, le courant d’appel est situé au début du signal transmis et dans le cas du trailing edge, à la fin du signal transmis. Dans ces deux cas, les lampes LED peuvent avoir un scintillement et/ou un clignotement qui se produit à chaque appel de courant par un variateur. De nombreuses lampes LED conventionnelles ne peuvent donc pas être variées avec des gradateurs ou variateurs conventionnels (c.-à-d., un gradateur conventionnel ne provoque aucun effet de gradation - la LED reste à la même intensité puis s'éteint à un certain moment simplement - ou provoque la LED à clignoter de manière visible à l'œil nu). En conséquence, les sources de lumière LED (et d'autres sources de lumière) sont souvent spécifiquement modifiées pour leur permettre d'accepter un signal de puissance provenant d'un gradateur conventionnel, tel qu'un gradateur triac ou un gradateur rhéostat, par exemple. Cette approche nécessite que le pilote de source lumineuse soit modifié pour accepter le signal atténué, éclairer la source lumineuse et atténuer la source lumineuse en réponse au signal atténué. Il existe des compensateurs montés en parallèle avec la charge constitué d’un circuit série composé d’une résistance et d’un condensateur pour charge types contacteurs et certains transformateurs ferromagnétiques qui sont montés en aval pour alimenter une charge pour éviter de scintiller et absorber le pic de courant au moment de chaque commutation. En effet ces types de charges sont générateurs d’une surtension pendant la phase de commutation de l’interrupteur. Cependant ces compensateurs, chauffent et ne sont pas adaptés pour toutes les charges par exemple pour les charges électroniques (par exemple les type LEDs). Il existe aussi des compensateurs montés en parallèle avec la charge, constitués de plusieurs composants passifs et de semiconducteurs qui fonctionnent dans les deux modes de variations (Inductif et capacitif) pour les charges électroniques (par exemple les type LEDs). Ces types de compensateurs peuvent permettre en outre de laisser passer un courant de fuite pour l’actionneur électronique sans que ce dernier n’allume la charge en le court-circuitant (contournant la charge en étant en parallèle). Cependant, ces types de compensateur ne réduisent pas suffisamment l’appel de courant pendant la commutation de certaines charges électroniques et en outre ils sont dépendant du type de charge. Enfin ces types de compensateur ne permettent pas à l’interrupteur d’avoir un courant de fuite important permettant d’assurer son alimentation tout en respectant des normes d’échauffement dans les boites d’encastrement, par exemple maximum 70°C. Il est connu aussi des charges comprenant ce type de compensateur. Cependant à chaque changement de charge (usure de la lampe), il est nécessaire de racheter une charge comprenant ce système. En outre, il est nécessaire que la charge soit adaptée à l’interrupteur deux fils. Il existe aussi des variateurs comprenant un module de lecteur d’onde monté entre deux phases qui reçoit un signal de puissance des deux phases et un module de redressement AC/DC avec un commutateur. Le variateur commande le commutateur à la sortie du module de redressement qui génère un signal de puissance modifié ayant une composante de fréquence significative au moins dix fois la fréquence du signal d'alimentation AC des deux phases compatibles avec le signal de gradation qui est capable de graduer des sources de lumière LED. Cependant de tel variateur alimente les charges en continu ce qui n’est pas le cas pour toutes les charges. Il existe donc un besoin d’avoir un système permettant de garantir la compatibilité dans toutes les installations électriques entre les différentes charges résistives ou électroniques (LED) lumineuses et les différents actionneurs (mécanique ou électronique) présent notamment ceux avec un courant de fuite (électronique à deux fils). L’invention offre une solution à au moins un des problèmes évoqués précédemment, en permettant d’ajouter un dispositif de gestion de courant trois fils entre d’une part l’actionneur et la charge et d’autre part en parallèle à la charge. L’actionneur peut être un interrupteur mécanique, ou électronique deux fils ou trois fils et la charge peut être résistive ou électronique. En effet, le dispositif de gestion de l’invention permet d’adapter le courant qui circule de l’actionneur vers la charge. Lorsque la consigne de l’actionneur est la mise en fonctionnement de la charge, le système de gestion commute ce courant au passage par zéro de tension du secteur pour éviter les courants d’appel. Le dispositif de gestion permet en outre de dériver un courant pour ne pas allumer la charge lorsque la commande de l’actionneur à deux fils comprend une unité de consommation et en mode off. Un aspect de l’invention concerne donc un dispositif de gestion de courant trois fils comprenant : un redresseur AC/DC comprenant un circuit pont redresseur comprenant: une première entrée reliée à une première borne destinée à être reliée à un tronçon de phase coupée d’une première phase ou directement à la première phase, une deuxième borne configurée pour être reliée à une deuxième phase reliée à une charge, une sortie redressée dérivant un courant et un retour, une unité d’atténuation, reliée entre la sortie redressée et le retour pour l’alimenter, comprenant un circuit de détection du passage par zéro du secteur , une unité de commutation pour alimenter la charge, comprenant un commutateur entre la première borne et une troisième borne destinée à être connectée à l’autre borne de la charge pour relier la première borne à la charge dans un état fermé et la déconnecter dans un état ouvert, une unité de décision, comprenant une sortie de commande reliée à l’unité de commutation pour commander le commutateur à l’état fermé à un prochain passage par zéro du secteur , la commande de fermeture étant transmise à l’unité de commutation à un instant calculé par l’unité de décision qui est fonction de l’instant au passage par zéro du secteur reçu du circuit de détection du passage par zéro du secteur et du temps de commutation de l’état ouvert à l’état fermé par l’unité de commutation. Le redresseur AC/DC est donc configuré pour être relié à la phase de la charge et à la phase coupée par l’actionneur en amont. Ainsi contrairement à tout interrupteur trois fils ayant la nécessité d’être connecté à la phase de la charge et à l’autre phase de commande de la charge, le dispositif de gestion peut être relié entre la phase coupé par un actionneur et l’autre phase reliée à la charge. Un tel montage peut donc être effectué à l’emplacement de la charge et permet donc de s’adapter à un actionneur en série avec le dispositif et avec n’importe quel charge, sans avoir la nécessité d’ajouter un câble pour obtenir la phase en amont de l’actionneur. L’unité d’atténuation permet de transmettre l’information passage par zéro du secteur pour permettre à l’unité de décision de calculer le prochain passage par zéro du secteur et ainsi calculer l’instant de décision de la commande du commutateur pour débuter l’alimentation de la charge au passage par zéro du secteur, par exemple en connaissant la fréquence (pouvant être prédéterminée ou calculée à une mise en service), une fois le premier passage à zéro détecter, l’unité de décision peut calculer le prochain passage par zéro du secteur et ainsi commander le commutateur pour que la fermeture soit réalisée au commencement du zéro secteur . Le circuit de commutation permet donc dans un état fermé de connecter le tronçon de phase coupé de la première phase à la charge par le biais d’un commutateur commandé par l’unité de décision. Cette phase peut donc être coupée par un interrupteur mécanique en amont lors de son ouverture puis être fermé lors d’un passage de tension crête sans avoir d’arc électrique du fait du commutateur à l’état ouvert et ensuite connecter la phase (en pleine onde) à la charge au commencement du passage par zéro du secteur par le commutateur commandé par l’unité de décision. L’unité de décision permet donc de commander le commutateur pour l’alimentation de la charge en commençant à un instant de passage par zéro du secteur calculé en fonction du signal reçu de l’interrupteur mécanique ou électronique. En outre, entre l’instant du début du signal d’alimentation reçu correspondant à un signal d’alimentation de charge, provoqué par la fermeture d’un interrupteur mécanique ou électronique de l’actionneur en amont du tronçon de phase coupée et l’instant de la fermeture du commutateur, le dispositif de gestion dérive aussi un courant pour son alimentation permettant ainsi de fonctionner jusqu’à la fermeture du commutateur ainsi qu’une unité de consommation de l’actionneur dérivant un courant de fuite par rapport à son interrupteur électronique ou mécanique sans faire scintiller la charge. Le dispositif de gestion peut ainsi s’adapter à un interrupteur mécanique et un interrupteur électronique inductif ou capacitif. Grâce à l’invention, le dispositif de gestion de courant permet donc d’une part d’éviter un pic de courant grâce à une alimentation au passage par zéro du secteur, et d’autre part le dispositif de gestion permet de dériver un courant de fuite entre l’instant de la fermeture de l’interrupteur de l’actionneur et l’instant de la fermeture du commutateur au commencement du passage par le zéro du secteur par son alimentation permettant ainsi de diminuer le scintillement de la charge en dérivant ce courant de fuite . Outre les caractéristiques qui viennent d’être évoquées dans le paragraphe précédent, le dispositif de gestion selon un aspect de l’invention peut présenter une ou plusieurs caractéristiques complémentaires parmi les suivantes, considérées individuellement ou selon toutes les combinaisons techniquement possibles: Selon un mode de réalisation, le dispositif de gestion peut être adapté à un interrupteur mécanique et un interrupteur électronique en mode de commutation inductif en détectant le passage par le zéro secteur à chaque front descendant. Selon un autre mode de réalisation, le dispositif de gestion peut être adapté à un interrupteur mécanique et un interrupteur électronique en mode de commutation capacitif détectant le passage par compte le zéro secteur à chaque front montant. Selon un autre mode de réalisation, le dispositif de gestion peut être adapté à un interrupteur mécanique et un interrupteur électronique sans découpage de phase détectant le passage par compte le zéro secteur. Selon un mode de réalisation, l’unité de décision est configurée pour détecter et distinguer un signal d’alimentation de charge d’un signal de courant de fuite pour l’alimentation de composant de l’actionneur et pour dans le cas d’un signal d’alimentation de charge, commander le commutateur à l’état fermé pour laisser le courant passer pleine onde ou onde coupée au prochain passage par zéro du secteur pour éviter un pic de courant. Ainsi, dans le cas d’un signal de forme pour alimenter la charge, l’unité de décision peut ainsi commander le commutateur à l’état fermé pour laisser le courant passer pleine onde ou onde coupée au prochain passage par zéro du secteur pour éviter un pic de courant. Dans le cas d’une détection de courant de fuite c’est-à-dire de la charge à l’état off ne correspondant donc pas à un signal d’alimentation de charge, le dispositif de gestion permet de dériver le courant de fuite au moins en partie par son alimentation et ainsi permettre de dériver ce courant de fuite d’un interrupteur en amont. Un tel dispositif de gestion permet de s’adapter à n’importe quel type d’actionneur et ainsi d’éviter une fermeture de son commutateur en cas d’actionneur ayant un courant de fuite lorsque son interrupteur mécanique ou électronique (statique) est à l’état off. Selon un exemple de ce mode de réalisation, l’unité de décision est configurée pour comparer la valeur crête du signal du circuit de détection du passage par zéro secteur de l’unité d’atténuation, à une valeur seuil prédéterminée pour détecter une fermeture de l’interrupteur de l’actionneur en amont, lorsque la valeur est au-dessus de la valeur seuil prédéterminée et un courant de fuite d’une unité de consommation de l’actionneur dans un état coupé lorsque la valeur crête du signal est inférieur à la valeur seuil et en ce que l’unité de décision transmet une commande à l’unité de commutation de fermeture du commutateur à l’instant calculé en fonction du passage par zéro uniquement si une fermeture d’interrupteur de l’actionneur est détectée. Selon un mode de réalisation, l’unité d’atténuation du dispositif comprend un circuit de réduction de la forme du signal de la sortie redressée ayant en sortie un signal de forme réduit reliée à l’unité de décision et en ce que l’unité de décision commande la fermeture du commutateur de l’unité de commutation en fonction du signal de forme réduit. Cela permet que le dispositif de gestion puisse s’adapter à un interrupteur mécanique et un interrupteur électronique de type inductif et un interrupteur électronique de type capacitif en ayant l’unité de décision distinguant dans signal de forme réduit d’un signal de phase d’onde coupé soit un interrupteur électronique de type inductif soit un interrupteur électronique de type capacitif et ainsi détecter le passage par le zéro secteur à chaque front respectivement descendant ou montant du signal zéro secteur et calculer ainsi la commande de fermeture du commutateur. Selon un exemple de ces deux modes de réalisation, l’unité de décision est configurée à partir de signal de forme réduit pour distinguer une fermeture de l’interrupteur de l’actionneur en amont, d’un courant de fuite d’une unité de consommation de l’actionneur dans un état coupé et en ce que l’unité de décision transmet une commande à l’unité de commutation de fermeture du commutateur à l’instant calculé en fonction du passage par zéro uniquement si une fermeture d’interrupteur de l’actionneur est détectée. Selon un exemple de ce mode de réalisation, l’unité de décision peut être configurée à partir de ce signal de forme réduit pour identifier la consigne en amont de l’actionneur entre une onde coupée par un variateur ou une pleine onde d’un interrupteur mécanique ou d’un variateur commandant en pleine onde et permettre ainsi au dispositif de gestion lorsque la consigne de l’interrupteur est de faire varier le courant de fuite du dispositif de gestion pour éviter les scintillements lumineux de la charge. Selon un exemple, l’unité de décision comprend une sortie de commande de courant dérivé pour adapter un courant de dérivation entre la première et la deuxième borne et en ce l’unité de décision est configurée pour commander par cette sortie de commande de courant dérivé en fonction du signal de forme réduit, un courant de limitation dérivé. Ce courant de limitation peut permettre de diminuer le scintillement du flux lumineux de la charge en adaptant le courant de fuite du dispositif de gestion pour diminuer le scintillement du flux lumineux de la charge Le courant de fuite du dispositif de gestion est donc fonction de l’alimentation du dispositif de gestion et d’un courant de limitation dérivé pour s’adapter soit à un courant de fuite de l’actionneur soit d’une commande onde coupée du variateur. La sortie de commande de l’unité de décision peut être une commande d’une de ses unités de consommation tel qu’une unité de communication ou un circuit de dérivation ou encore un interrupteur électronique de l’unité d’alimentation. Selon un exemple, l’unité de décision est configurée pour commander une variation de la limitation du courant de limitation dérivé en fonction du signal de forme réduit Selon un exemple, l’unité de décision est configurée pour déterminer si le signal aux bornes de l’alimentation (entre la première et la deuxième borne) est selon un mode capacitif ou inductif ou coupé ou pleine onde par le signal de forme réduit reçu du circuit de réduction de la forme du signal. L’unité de décision est configurée pour déterminer si le signal aux bornes de l’alimentation est un signal de commande d’un actionneur pour alimenter la charge ou un signal de courant de fuite de l’actionneur. Par exemple, l’unité de décision est configurée pour calculer une tension efficace du signal aux bornes de l’alimentation sur une demi alternance. Par exemple le calcul peut être par une comparaison d’une tension efficace calculée du signal de forme réduit à une valeur prédéterminée, si la tension efficace est au-dessus de la valeur prédéterminée, le signal aux bornes de l’alimentation est déterminé comme une alimentation de la charge et si la tension efficace est en dessous ou égale à la valeur prédéterminée, le signal aux bornes de l’alimentation, est déterminé comme un courant de fuite. Dans le cas d’un signal aux bornes de l’alimentation déterminé comme un courant de fuite déterminé, le commutateur reste ouvert ou est commandé de l’état fermé à l’état ouvert. Selon un exemple, l’unité de décision est configurée pour commander le commutateur après une période d’au moins une demi période par rapport à l’instant de début du signal réduit reçu du circuit de réduction du signal. La demi période correspond au temps entre deux passages par zéro du secteur appelé zéro secteurs, l’unité de décision ayant besoin d’au moins un passage par zéro du secteur, pour calculer chaque autre instant du prochain passage par zéro du secteur afin de calculer le moment de commande du commutateur. L’unité de décision peut soit être paramétré en fonction d’une fréquence de secteur, par exemple 50 Hz ou se paramétrer en calculant le temps entre deux passages par zéro du secteur lors de la première utilisation, en l’alimentant en pleine onde par exemple et ainsi s’adapter à différente fréquences de secteur, 50Hertz ou 60Hertz par exemple. Selon un exemple, le signal de forme réduite reçu à l’unité de décision a une tension maximum crête inférieure ou égale à la tension d’alimentation de l’unité de décision. Cela permet d’adapter le signal pour l’unité de décision. Selon un exemple, l’unité de décision peut commander la variation du courant dérivé en fonction du signal de forme réduite reçu. Cela permet d’adapter le courant dérivé du dispositif de gestion à la charge pour diminuer les phénomènes de scintillement en fonction du signal d’alimentation reçu par l’actionneur. Selon un exemple, l’unité de décision est configurée pour commander un circuit de dérivation d’un courant. Cela permet d’avoir une commande pour adapter le courant de fuite pour diminuer les phénomènes de scintillement en fonction du signal reçu par l’actionneur. Selon un exemple, l’unité de décision est configurée pour commander la dérivation d’un courant selon une première valeur de limitation efficace inférieure à 200 milliampères, notamment comprise entre 20mA et 100mA, par le circuit de dérivation pendant un premier temps prédéterminé inférieur à 10ms. Selon un exemple, l’unité de décision est configurée pour commander la dérivation d’un courant selon une deuxième valeur de limitation efficace par un circuit de dérivation pendant un deuxième temps prédéterminé, la deuxième valeur de limitation efficace ayant une valeur d’ampérage efficace inférieure à celle de la première valeur de limitation efficace. Cela permet d’adapter le courant de fuite pour diminuer les phénomènes de scintillement en fonction du signal reçu par l’actionneur et de permettre un bon fonctionnement de l’actionneur. Par exemple la première valeur est comprise entre 50 et 80mA et la deuxième valeur est comprise entre 20mA et 40mA. Selon un exemple, l’unité de décision est configurée pour commander la dérivation du courant selon la première ou la deuxième valeur de limitation efficace par le même circuit de dérivation en commandant un transistor par un signal de commande par modulation de largeur d'impulsion. Cela permet d’avoir un seul circuit de dérivation de courant et d’adapter le courant en fonction de la tension dans l’alternance pour obtenir la valeur de courant désirée. Selon un exemple, l’unité de décision est configurée pour détecter des pics de tension dans le signal de forme réduit dans une alternance, inférieure à une valeur prédéterminée et commander le circuit de dérivation pendant un temps prédéterminé pour fermer le circuit de dérivation de courant à chaque détection de pic de courant. Cela permet de détecter un courant de fuite, à l’état off par un actionneur de type de deux fils, et d’empêcher ou diminuer que le courant de fuite alimente la charge entrainant un scintillement ou une faible luminosité. Notamment le circuit de dérivation permet de diminuer les scintillements de la charge ou une faible luminosité, dans le cas où la valeur du courant de l’alimentation du dispositif de gestion est suffisamment basse pour entraîner des scintillements d’une charge. En particulier dans le cas de deux valeurs de limitation, la première valeur sera choisie permettant ainsi d’augmenter suffisamment le courant de fuite. Selon un exemple, l’unité de décision est configurée pour commander le circuit de dérivation pour dériver un courant pendant le premier temps prédéterminé dès l’alimentation du dispositif de gestion. En particulier, dans le cas de deux valeurs de courant de limitation efficace, l’unité de décision commande le circuit de dérivation selon la première valeur de courant efficace. Selon un exemple, l’unité de décision est configurée pour commander le circuit de dérivation pendant un temps prédéterminé pour fermer le circuit de dérivation de courant à chaque instant du passage par zéro du secteur en cas de détection mode inductif ou capacitif. Cela permet de garantir la synchronisation temporelle du dispositif de gestion de courant et de l’actionneur et de corriger le scintillement (flicker) d’une charge LED. Selon un exemple, l’unité de décision est configurée pour commander le circuit de dérivation pendant un premier temps prédéterminé dans un état fermé pendant le passage du courant d’une période état établit dans lequel l’angle du signal de forme réduite est fixe, pour chaque instant de commutation pour la dérivation du courant selon la première valeur d’ampérage et à chaque instant du passage par zéro du secteur pendant un deuxième temps prédéterminé pour la dérivation du courant selon la deuxième valeur d’ampérage. Par exemple, les deux temps prédéterminés ont la même valeur, par exemple 100µs. Selon cet exemple, dans le cas d’une période état établit en mode capacitif détectée, l’unité de décision est configurée pour calculer l’instant du prochain commutation à front descendant et l’unité de décision est configurée pour commander la fermeture du circuit de dérivation pour la dérivation du courant selon la première valeur d’ampérage à partir d’un instant calculé égal à l’instant calculé de commutation soustrait du temps prédéterminé et à commander la fermeture du circuit de dérivation pour la dérivation du courant selon la deuxième valeur à partir de chaque instant zéro. Selon cet exemple, dans le cas d’une période état établit en mode inductif détectée, l’unité de décision est configurée pour calculer l’instant du prochain passage par zéro du secteur et l’unité de décision commande la fermeture du circuit de dérivation pour la dérivation du courant selon la première valeur d’ampérage à partir de la commutation (en front montant) et à calculer commander la fermeture du circuit de dérivation selon la deuxième valeur à partir d’un instant de fermeture calculé égal à l’instant zéro calculé soustrait du temps prédéterminé. Le calcul de l’instant de fermeture peut être réalisé en fonction de la valeur de tension du signal de forme réduit reçu et l’instant zéro calculé soustrait du temps prédéterminé. Selon un mode de réalisation, le dispositif de gestion de courant comprend en outre une unité de limitation de courant comprenant le circuit de dérivation décrit dans les exemples précédents et en ce que l’unité de décision est configurée pour commander l’unité de limitation de courant qui régule un courant de limitation en fonction du signal de la forme réduit reçu de l’unité d’atténuation. Selon un exemple, le courant limité est régulé en fonction de la forme du signal de forme réduit à chaque demi-alternance. Les différents exemples de configuration de l’unité de décision pour la commande du circuit de dérivation décrit précédemment peuvent s’appliquer à ce mode de réalisation. Selon un mode de réalisation, l’unité de décision est configurée pour comprendre une commande de dérivation de courant au circuit de dérivation selon un signal de type modulation de largeur d’impulsion, pendant un temps prédéterminé fixe. Selon un exemple, la commande de type modulation de largeur d’impulsion peut être configurée pour permettre de limiter le courant dériver à un courant efficace selon la première valeur de limitation pendant la période prédéterminée et de limiter le courant dérivé à un courant efficace selon la deuxième valeur de limitation décrite précédemment pendant la période prédéterminée. Selon un exemple, l’unité de décision est configurée pour détecter un scintillement de la charge et est configurée pour comprendre une commande de dérivation de courant supplémentaire au circuit de dérivation selon un signal de type modulation de largeur d’impulsion, réalisé pendant une période comprise entre 10µs et 900µs en fonction du scintillement de la charge, pour continuer à dériver le courant de limitation selon une même première valeur de limitation efficace, après la première période prédéterminé. En outre, l’unité de décision peut en outre être configurée pour commander selon un signal de type modulation de largeur d’impulsion, avant le deuxième temps prédéterminé fixe qui est précédent du prochain passage par zéro du secteur calculé, pendant une période comprise en 10µs et 900µs qui est aussi fonction du scintillement de la charge, de manière à obtenir la deuxième valeur de courant de limitation efficace. Selon un exemple, l’unité de décision est configurée pour commander la commutation à l’unité de commutation, et en même temps de commander l’ouverture du circuit de limitation de courant dans le cas où la forme d’onde est pleine. Selon un mode de réalisation le dispositif de gestion comprend : une première borne destinée à être reliée à l’actionneur, reliée électriquement à la première entrée du commutateur et à la première entrée du circuit pont redresseur, une deuxième borne destinée à être reliée à la phase d’alimentation reliée à une borne de la charge formant la deuxième entrée du circuit pont redresseur, une troisième borne destinée à être reliée à l’autre borne de la charge, formant une deuxième entrée du commutateur. Selon un mode de réalisation, le redresseur comprend un dispositif de protection contre les surtensions, monté entre la première entrée et la deuxième entrée du circuit pont redresseur. Selon un exemple, le dispositif de protection comprend une varistance ayant une résistance de type PTC pour protéger l’installation contre un échauffement du dispositif de gestion. Selon l’exemple précédent, la première varistance est une varistance de type PTC. Selon un mode de réalisation le dispositif comprend une unité d’alimentation, reliée entre la sortie redressée et le retour pour l’alimenter, comprenant un convertisseur de tension ayant une sortie de tension d’alimentation. L’unité d’alimentation permet d’alimenter à partir du pont redresseur l’unité de décision. Selon un exemple, l’unité d’alimentation comprend en outre un circuit de réduction de tension, par exemple de 12v pour alimenter le circuit de commutation. Selon un mode de réalisation l’unité de commutation comprend : un commutateur de type relais comprenant une bobine alimentée par l’unité d’alimentation, par exemple par un circuit de réduction de tension, par exemple de 12v pour alimenter le circuit de commutation, et un interrupteur électronique monté en série avec la bobine du relais, commandé par l’unité de décision pour permettre de commander la fermeture ou l’ouverture du contact du commutateur entre la première et la troisième borne. Selon un autre mode de réalisation que le précédent, l’unité de commutation comprend un commutateur électronique comprenant au moins un transistor notamment de type Mosfet d’une tension nominale Vdss supérieure à la tension secteur, par exemple VDSS = 800V. Selon un exemple, l’unité de limitation comprend en outre un circuit de protection thermique. L’invention et ses différentes applications seront mieux comprises à la lecture de la description qui suit et à l’examen des figures qui l’accompagnent. BREVE DESCRIPTION DES FIGURES Les figures sont présentées à titre indicatif et nullement limitatif de l’invention. représente un schéma de principe, d’un dispositif de gestion de courant, selon un premier mode de réalisation, monté dans une installation. représente un schéma électrique, d’un exemple du dispositif de gestion de courant selon le premier mode de réalisation, monté dans une installation. représente un chronogramme représentant des tensions, du dispositif de gestion de courant alimenté en pleine onde, selon le premier mode de réalisation. représente un chronogramme représentant des tensions de l’installation comprenant le dispositif de gestion U selon le premier mode de réalisation. représente un chronogramme de tensions du dispositif de gestion alimenté par un actionneur variateur en mode capacitif (trailing edge) au départ d’une variation par augmentation de la tension. représente un chronogramme des tensions du dispositif de gestion alimenté par l’actionneur variateur en mode capacitif pendant une période établie. représente un chronogramme des tensions du dispositifs alimenté par un variateur en mode inductif, au départ d’une variation par augmentation de la tension. représente un chronogramme des tensions du dispositifs de gestion alimenté par cet actionneur variateur en mode inductif pendant une période établi. représente un schéma de principe du dispositif de gestion selon un deuxième mode de réalisation dans une installation. représente un schéma électrique d’un exemple du dispositif de gestion de courant selon le deuxième mode de réalisation. représente un chronogramme de tensions du dispositif de gestion de courant selon le deuxième mode de réalisation, dans une installation similaire au chronogramme de la . représente un chronogramme de tensions du dispositif de gestion de courant selon le deuxième mode de réalisation, en cas d’une détection d’un scintillement de la charge. représente un chronogramme de tensions du dispositif de gestion de courant selon le deuxième mode de réalisation, en série avec un actionneur variateur en mode capacitif commandant avec un découpage d’angle pendant une période transitoire. représente un chronogramme de tensions du dispositif de gestion U selon le deuxième mode de réalisation en série avec l’actionneur variateur en mode capacitif, en période établi. représente un chronogramme de tensions du dispositif de gestion de courant selon le deuxième mode de réalisation en série avec un actionneur variateur en mode inductif commandant avec un découpage d’angle pendant une période transitoire. représente un chronogramme de tensions du dispositif de gestion U selon le deuxième mode de réalisation en série avec l’actionneur variateur en mode inductif, en période établi. représente un chronogramme de tensions pour l’unité de commutation selon le premier ou deuxième mode de réalisation selon un exemple de commande du commutateur. DESCRIPTION DETAILLEE Les figures sont présentées à titre indicatif et nullement limitatif de l’invention. La montre une représentation schématique de principe d’un dispositif de gestion de courant U monté dans une installation entre un actionneur A deux fils, pouvant être électronique ou mécanique, et une charge lumineuse C pouvant être résistive ou électronique par exemple à LED. L’installation est montée sur un réseau R ayant deux phases, en l’occurrence une phase P et un neutre N. Le réseau R est en l’occurrence dans cet exemple un réseau de 230V 50Hz/60Hz. Le réseau R peut être aussi deux phases ou encore être relié à l’envers à l’installation, c’est à dire le neutre peut être à la place de la phase et la phase à la place du neutre. L’actionneur A est monté entre la phase P et un tronçon de phase coupée appelée PC car l’actionneur A peut couper la phase P à 0, c’est-à-dire mode OFF, soit transmettre en pleine onde, c’est-à-dire mode ON, ou soit varier la forme de l’ondulation, c’est-à-dire en mode capacitif ou mode inductif dans le cas où l’actionneur est un variateur. Le dispositif de gestion U représenté schématiquement sur la comprend une première borne, une deuxième borne et une troisième borne. La première borne B1 est reliée à l’actionneur A, par le tronçon de phase coupée PC de la phase P, cette dernière peut être aussi le neutre coupé par l’actionneur dans le cas secteur inversé. La deuxième borne B2 est reliée à la phase d’alimentation N reliée aussi à la charge C, mais peut être aussi une autre phase reliée à la charge C. La troisième borne B3 est reliée à la charge C. Le dispositif de gestion U est donc un dispositif à trois fils, destiné à être relié d’une part en série entre l’actionneur et la charge et d’autre part en parallèle à la charge. Le dispositif de gestion U comprend un redresseur U1 comprenant un circuit pont redresseur 1 pour redresser un courant alternatif AC en courant continu DC. La montre une représentation d’un schéma électrique du dispositif de gestion de courant U selon un exemple du premier mode de réalisation. Le circuit redresseur 1 comprend une première entrée 11 reliée électriquement à la première borne B1 en l’occurrence reliée à la phase P par le tronçon de phase coupée Pc de l’actionneur A, une deuxième entrée formant la deuxième borne B2, une sortie redressée 10 et un retour 0 pour l’alimentation d’une unité d’alimentation U2 du dispositif de gestion U. Le retour 0 est représenté à différents endroits de la pour simplifier le schéma par le symbole de la masse. Le circuit pont redresseur 1 comprend dans cet exemple quatre diodes, visibles sur la , formant un pont de diode à double alternance mais pourrait être aussi à thyristor. Les quatre diodes peuvent avoir une tension inverse de 600 volts par exemple. Le circuit pont redresseur permet de transformer un courant sinusoïdal en un courant continu double alternance soustrait de la chute de tension des diodes soit par exemple 1.4V. Le redresseur U1 comprend en outre dans ce mode de réalisation un dispositif de protection 15 contre les surtensions, monté entre la première entrée 11 et la deuxième borne B2. Dans cet exemple de ce mode de réalisation le dispositif de protection 15 comprend un ensemble varistance thermistance comprenant une première varistance Vr1 et une thermistance Th. La première varistance Vr1 est montée d’une part entre la première borne phase d’alimentation B1 et la première entrée 11 du circuit pont redresseur 1 et la varistance Th est montée entre la première entrée 11 et la deuxième borne B2 du circuit pont redresseur 1. La thermistance Th intègre une résistance variant avec la température interne, ici une résistance de type PTC (plus la température interne augmente, plus la valeur de la résistance augmente). La thermistance Th permet ainsi de s’ouvrir et déconnecter la borne B1 de l’électronique du dispositif pour le protéger au-delà d’une température en cas d’échauffement dû à la défaillance de la partie électronique se trouvant après le circuit pont redressement 1. La première varistance Vr1 permet de protéger l’électronique de gestion de l’invention contre les tensions supérieures à un seuil de tension max prédéterminée, par exemple ici de 420Vac en écrêtant la tension entre la première entrée 11 du circuit pont redresseur 1 et la deuxième borne B2. En cas de surtension, la première varistance Vr1 diminue sa résistance permettant de laisser un courant augmentant la résistance de la thermistance pour éviter un court-circuit entre la phase coupée et l’autre phase ici le neutre. Les tensions supérieures à 420Vac peuvent être une surtension qui proviendrait soit de l’ouverture de la phase coupée d’un actionneur mécanique ou électronique mais aussi à la suite d’un problème sur le réseau électrique (Phase Neutre). Le dispositif de protection 15 permet ici de protéger, l’électronique expliqué en détail ci-dessous, du dispositif de gestion U en cas de surtension et de limiter le courant en cas de rupture des étages électroniques. Le dispositif de gestion U comprend en outre une unité d’alimentation U2 reliée entre la sortie redressée 10 et le retour 0 du circuit redresseur 1 pour l’alimenter en double alternance mais pourrait être monté être reliée à un autre pont redresseur simple alternance. L’unité d’alimentation U2 est donc alimentée en courant continu et comprend un convertisseur de tension 24 ici de 12volts à 3.3 volts connu, ayant une sortie 3.3Vdc ayant une tension d’alimentation pour une unité de décision U4 (expliquée ensuite) qui comprend en l’occurrence dans cet exemple un microcontrôleur 40 (3.3volts). Le convertisseur de tension 24 peut être de type passif, par exemple un régulateur de tension linéaire. La sortie de tension du convertisseur de tension est représentée à différents endroits de la pour simplifier le schéma par la mention « 3.3Vdc ». En outre dans ce mode de réalisation, l’unité d’alimentation U2 comprend donc un circuit de réduction de tension 23 en l’occurrence de 12 Volts comprenant une sortie de tension abaissée 12 alimentant le convertisseur de tension 24. La sortie de tension abaissée 12 est représentée à différents endroits de la pour simplifier le schéma par la mention « 12Vdc ». Le convertisseur de tension 24 est donc monté entre le retour 0 et la sortie de tension abaissée 12 du circuit de réduction de tension 23. Le circuit de réduction de tension 23 comprend une branche comprenant une résistance R2 en l’occurrence de 47Kohms et une diode Zener Dz1 de 12 Volts ayant la cathode reliée à un nœud reliée à la résistance R2 et la branche étant montées entre la sortie de tension 0 reliée à la résistance R2 et la sortie redressée 10 reliée à l’anode de la diode. Le circuit de réduction de tension 23 comprend en outre un transistor T3 en l’occurrence NPN ayant une tension collecteur/émetteur = 400Vmax. Le transistor T3 a la base reliée au nœud entre la résistance R2 et la diode Zener Dz1 pour l’alimenter a le collecteur relié à la sortie redressée 10 et a l’émetteur relié à un deuxième nœud ayant une tension fixe. Le circuit de réduction de tension 23 comprend en outre un deuxième transistor T6 transistor NPN, (tension collecteur/émetteur = 50Vmax) commandé par le deuxième nœud et ayant son collecteur relié au premier nœud et son émetteur à la sortie de tension abaissée 12, en l’occurrence de 12 volts, reliée au convertisseur de tension 24. Le circuit de réduction de tension 23 comprend un condensateur C1 en l’occurrence de 100µF, pour lisser la tension de 12 volts montée entre la sortie de tension abaissée 12 et le retour 0. Enfin, l’unité d’alimentation U2 comprend une résistance R13 entre la sortie de tension abaissée 12 et le deuxième nœud, en l’occurrence de 10 ohms. L’unité d’alimentation U2 permet de produire une tension abaissée de 12 volts en l’occurrence et celle de 3.3v très rapidement, inférieure à 100µs de délais entre le passage du courant par l’actionneur A et les tensions stabilisées de 12 volts et 3.3 volts. La tension abaissée de 12 volts permet d’alimenter un circuit de commutation d’une unité de commutation U5 expliquées aussi dans la suite ainsi que le convertisseur de tension 24. En outre la tension abaissée peut aussi permettre d’alimenter un circuit de limitation de courant d’une unité de limitation de courant U6 expliqué dans le deuxième mode de réalisation. Lorsque l’actionneur est mode pleine onde (interrupteur mécanique ou variateur mode pleine onde), le redresseur 1 redresse le courant alternative AC en courant continu DC et le circuit de réduction de tension 23 a une tension, à sa sortie de tension abaissée 12 par rapport au retour 0, filtrée continue constante par le condensateur C1, correspondant en l’occurrence à une tension 12 volts alimentant en outre le convertisseur de tension 24. Lorsque l’actionneur est un variateur en mode coupé inductif (leading) ou capacitif (trailing), la tension entre la sortie redressée 10 et le retour 0 à une onde qui suit le découpage (sensiblement triangulaire) et le circuit de réduction de tension 23 de l’unité d’alimentation U2 a une tension, entre la sortie de tension abaissée 12 et le retour 0, filtrée continue par le condensateur C1 qui diminue légèrement pendant la période coupée et qui se recharge jusqu’à 12 volts pendant la phase de commutation. Lors du démarrage de la commutation, il y a une limitation du courant, par exemple de 60mA passant par la résistance R13, qui est fonction de la résistance du transistor T6 en mode linéaire fonction de la tension de la sortie redressée 10. Lorsque l’actionneur est un interrupteur électronique à deux fils comprenant un courant de fuite, le réducteur 1 redresse le courant de fuite et le circuit de réduction de tension 23 charge son condensateur et se décharge lorsque le courant de fuite est arrêté. La charge du condensateur permet l’alimentation de l’unité de décision U4 expliquée ensuite. Le commutateur RL1 expliqué ensuite étant à l’état ouvert, le courant de fuite de l’actionneur A est ainsi dérivé de la première borne B1 à la borne B2. Le dispositif de gestion U comprend en outre une unité d’atténuation U3 reliée entre la sortie redressée 10 du circuit redresseur 1 et le retour 0 pour l’alimenter. L’unité d’atténuation U3 comprend un circuit de détection du passage par zéro du secteur 31 permettant d’envoyer un signal zéro secteur à l’unité de décision U4. Le circuit de détection du passage par zéro du secteur 31 comprend une première et une deuxième branche parallèle l’une à l’autre montée chacune entre la sortie redressée 10 et le retour 0. La première branche comprend dans cet exemple deux diodes de redressement D5 D3 ayant l’anode du côté de la sortie redressée 10 par exemple 1N4148 en série l’une avec l’autre et ensuite une résistance R4 en série de 1Megohms reliée au retour 0. La deuxième branche comprend dans cet exemple une résistance R3 en l’occurrence de 18Kohms reliée à la sortie redressée 10, un transistor T4 reliée en série avec la résistance R3, en l’occurrence le transistor T4 est de type PNP ayant une tension émetteur/collecteur = 400Vmax dont l’émetteur est relié à la résistance R3 et une résistance R9, en l’occurrence de 100Kohms, reliée entre le retour 0 et le collecteur du transistor T4. La base du transistor T4 est reliée à la jonction de la première branche entre la résistance R4 et la cathode de la deuxième diode D3. Enfin le circuit de détection du passage par zéro du secteur 31 comprend en outre une diode Zéner Dz2 correspondant à la tension max de l’unité de décision, ici de 3,3Vcc. Ainsi la tension aux bornes de la résistance R9 est entre 0 et 3.3V et réalisent un générateur de courant constant capable de fonctionner entre une tension de 2V crête à 360V crête. Le courant est fixé à une valeur de : Igénérateur = VFD5 / R3 = 0,6V / 18K = 33µA Soit une tension aux bornes de R9 qui varie entre 0 et 3,3Vcc formant le signal zéro secteur permettant de créer une synchronisation temporelle pour l’unité de décision U4. La montre un chronogramme représentant des tensions de l’installation lorsque l’actionneur A est en pleine onde, par exemple type mécanique. Les tensions sont la tension secteur correspondant au signal aux bornes d’alimentation (première et deuxième borne) du dispositif de gestion et la tension du signal de redressement entre la sortie redressée 10 et le retour 0 et la tension aux bornes de R9 indiquant le signal zéro secteur en variant de 3.3v à 0V. Ce signal est envoyé à l’unité de décision U4 qui peut prendre une décision de fermer le commutateur RL1 pour que la charge C ait son premier apport de courant au passage par zéro du secteur afin d’y diminuer le courant d’appel. L’unité d’atténuation U3 comprend dans cet exemple, en outre un circuit de réduction de la forme du signal 30 de la sortie redressée 10 en ayant une tension max inférieur ou égale à la tension d’alimentation de l’unité de décision U4 (par exemple 3.3volts du microcontrôleur 40 de l’unité de décision U4) et une sortie du signal de forme réduit (visible sur la et la expliquée dans la suite). Le circuit de réduction de la forme du signal 30 comprend deux résistances R7 et R8 en série, par exemple R7 égale 1 mégaohms et R8 de 10 KOhms permettent d’atténuer le signal présent en sortie du redresseur en un signal de forme réduite adapté pour l’unité de décision U4 expliquée dans la suite. Dans cet exemple avec les valeurs de résistances R7 et R8, le circuit de réduction de la forme du signal 30 permet de réaliser le signal de forme réduit ayant une réduction du signal redressé compris entre 0.7V (dû aux diodes de redressement) et 3,3Vcc où l’atténuation est de 100 . La montre en outre dans le chronogramme la tension aux bornes de R8 représentant la tension à la sortie du signal de forme réduit. Le dispositif de gestion comprend donc l’unité de décision U4 comprenant en l’occurrence un microcontrôleur 40 ayant une alimentation de 3.3V reliée donc à l’unité d’alimentation U2 et en particulier à la sortie du convertisseur de tension 24 de 12volts à 3.3 volts 24 ainsi qu’au retour 0. L’unité de décision U4 est en outre reliée à l’unité d’atténuation U3 en particulier ayant une première entrée reliée à la sortie du signal de forme réduit du circuit de réduction de la forme du signal 30, et une deuxième entrée reliée au circuit de détection du passage par zéro du secteur 31, en l’occurrence entre la résistance R9 et le transistor T4, pour permettre de se synchroniser avec le passage par zéro du secteur. Dans cet exemple de ce mode de réalisation, l’unité de décision U4 comprend un circuit de déviation de courant 41 et le microcontrôleur 40 comprend une sortie raccordée à ce circuit de déviation de courant 41 mais peut être aussi dans une autre unité interne au dispositif de gestion U comme dans le deuxième mode de réalisation. Le circuit de déviation de courant 41 peut être aussi externe au dispositif de gestion comprenant par exemple une sortie de commande d’un circuit de dérivation 41. Ce circuit de dérivation de courant 41 permet notamment de dériver un courant de fuite plus important d’un interrupteur électronique 2 fils si le dispositif de gestion U ne permet pas de dériver assez de courant entre ses premières et deuxièmes bornes. Cependant si la somme des courants du dispositif de gestion comprenant le courant de l’unité d’alimentation U2, le courant de l’unité d’atténuation U3, permet de dériver un courant de fuite suffisant pour l’actionneur en amont, le dispositif de gestion U peut être dépourvu du circuit de dérivation 41. L’unité de décision U4 comprend en outre une sortie de commande pour commander une unité de commutation U5 en fonction du signal de forme réduit reçu à sa première entrée et de la détection du passage par zéro du secteur par le biais du signal zéro secteur reçu à sa deuxième entrée. L’unité de commutation U5 comprend un commutateur RL1 comprenant un actionneur relié entre la première borne B1 et la troisième borne B3 permettant ainsi dans un état fermé de laisser le courant passer de l’actionneur A à la charge C. Dans ce mode de réalisation, le commutateur RL1 est un actionneur mécanique de type relais. Selon un autre exemple de ce premier mode de réalisation le commutateur peut être un commutateur électronique comprenant au moins un interrupteur électronique tel qu’un transistor par exemple Mosfet ou thyristor monté entre la première borne B1 et la deuxième borne B2 . Le commutateur RL1 comprend en l’occurrence dans ce mode de réalisation le contact est normalement ouvert mais pourrait être normalement fermé. L’unité de commutation U5 comprend dans ce mode de réalisation un circuit d’alimentation commandé par l’unité de décision U4 pour commander l’ouverture ou la fermeture du contact du commutateur RL1. Le circuit d’alimentation de l’unité de commutation U5 comprend un interrupteur commandé par la sortie de l’unité de décision U4, en série avec la commande du commutateur, ici avec la bobine du relais RL1, montée ensemble entre la sortie de tension abaissée 12 et le retour 0. Dans cet exemple, une résistance R10 est montée entre la sortie de l’unité de décision U4 et la commande de l’interrupteur qui est un transistor T5. La résistance R10 est une résistance de 47K et T5 est un transistor de type BC848 (NPN, Vce=60V), qui permettent l’adaptation de tension entre la commande de l’unité de décision U4 comprise entre 0V et 3,3Vcc et la tension de commande du commutateur comprise entre 0V et 12Vcc. Le circuit d’alimentation de l’unité de commutation U5 comprend en outre dans cet exemple, une diode D1 de signal de type 1N4148, elle permet d’absorber la surtension qui est provoquée au moment de l’arrêt de la commande de la bobine du relais RL1. L’unité de commutation U5 comprend en outre un circuit de maintien à l’état fermé, comprenant ici une diode D8 de signal, en l’occurrence de type 1N4148, un condensateur C2 de réservoir, en l’occurrence, de 47µF et une résistance R15, en l’occurrence de 10 Ohms. Le condensateur C2 permet ainsi d’apporter l’énergie nécessaire pour alimenter la bobine du relais RL1 tout en étant séparée de la sortie de tension abaissée 12 du circuit de réduction de tension 23 afin qu’il puisse commuter de l’état ouvert à l’état fermé proche du zéro de tension lors de la commande de fermeture si la tension de 12 volts (C1) est trop basse en cas d’actionneur de type variateur en mode variateur en particulier dans le cas d’une alimentation à faible angle d’ondulation. En outre l’alimentation séparée permet de diminuer voir supprimer la répercussion d’un appel de courant au circuit de réduction de tension 23 et inversement. Le passage de l’état fermé à l’état ouvert peut être réalisé à l’aide d’un ressort ou par un circuit d’inversion de tension dans le cas d’un relais bistable. Selon un autre exemple non représenté, la commande est réalisée par un optotriac comprenant sa partie puissance à la place du transistor T5 et sa commande alimentée ou commandée par la sortie de l’unité de décision. Cela permet de transmettre un courant à une commande du commutateur pouvant être alimenté par la tension secteur (par exemple bobine du relais 220V) entre la première et deuxième borne tout en ayant une isolation galvanique . La représente un chronogramme représentant des tensions de l’installation comprenant le dispositif de gestion U selon le premier mode de réalisation. Le chronogramme de la comprend: dans la première représentation temporelle du chronogramme, la tension secteur de l’installation entre deux phases, ici entre une phase et un neutre, en l’occurrence 311V 50Hz ; dans la deuxième représentation temporelle du chronogramme, la tension aux bornes de l’alimentation, entre la première borne B1 et la deuxième borne B2 du dispositif de gestion et un instant t-1 représentant un actionnement d’un actionneur A en pleine onde, par exemple de type interrupteur mécanique, d’un état off à un état On ; dans la troisième représentation temporelle du chronogramme, la sortie du signal de forme réduit (tension aux bornes de R8) représentant la tension redressée entre la sortie redressée 10 et le retour 0, réduite à 1/100 ; dans la troisième représentation temporelle du chronogramme, le signal zéro secteur (tension aux bornes de R9) permettant d’indiquer à l’instant t0 le passage par zéro du secteur (c’est-à-dire le moment où la tension de la phase passe de l’alternance négative à l’alternance positive) ; dans la quatrième représentation temporelle du chronogramme, la tension abaissée 12 correspondant ici à 12 volts ; dans la cinquième représentation temporelle du chronogramme, la tension à la sortie de commande de l’unité de décision U4 pour la commutation du commutateur, ici à un instant t1 pour le passage du contact de l’état ouvert à l’état fermé du relais RL1; dans la sixième représentation temporelle du chronogramme, la tension charge aux bornes de la charge C soit celle entre la troisième borne et la première borne, commençant à un instant t2 du passage par zéro du secteur. On peut voir ici, que la tension d’alimentation de l’unité d’alimentation U2 est très rapide et donc que l’unité de décision U4 est alimentée rapidement. L’unité de décision U4 reçoit le signal de forme réduit, ainsi que le signal zéro secteur à l’instant t0 et permet de calculer l’instant T0’ du prochain du passage par zéro du secteur ainsi que l’instant t1 de l’envoie de la commande de commuter le contact du commutateur RL1 de l’état ouvert à l’état fermé. L’unité de décision U4 est configurée pour connaitre le temps de retard P2 entre l’instant de transmission de l’ordre de commande de commutation à l’unité de commutation U5 et le passage réel à l’état fermé du contact du commutateur RL1. L’unité de décision U4 calcule l’instant t1 en soustrayant de l’instant calculé du prochain passage par zéro du secteur t0’, le temps de retard P2. L’unité de décision U4 envoie ainsi son signal de commande à l’instant t1 et ainsi permet l’alimentation de l’onde complète à la charge C au prochain instant t0’ du passage par zéro du secteur. Pendant la période P1, de l’instant t-1 à l’instant t2, le dispositif de gestion U dérive un courant de dérivation limité passant de la première borne B1 à la deuxième borne B2 comme expliqué précédemment. Ainsi l’unité de décision U4 permet par sa commande, de laisser le commutateur ouvert pour dériver un courant limité prédéterminé pendant un temps prédéterminé P1 jusqu’au signal secteur zéro, correspondant au passage par zéro du secteur, reçu de l’unité d’atténuation U3 correspondant à celui calculé. Il y a donc un micro-appel de courant à l’instant t-1 complétement acceptable, un autre micro-appel de courant entre t1 et l’instant t2 par la bobine du relais complétement acceptable et enfin un léger appel de courant à l’instant t2 acceptable par la charge C du fait de commencer au passage par zéro du secteur. Bien entendu, par commencer au passage par zéro du secteur, on entend commencer à un instant légèrement inférieur ou supérieur à l’instant réel du passage par zéro du secteur qui est de l’ordre de 0.4ms autour de l’instant réel zéro soit 0.2ms avant ou après. Selon un exemple, le dispositif, en particulier le circuit de détection du passage par zéro du secteur 31 et l’unité de décision sont configurés pour permettre une précision du passage par zéro du secteur réel inférieur ou égal à 0.2ms soit 0.1ms autour de l’instant réel zéro avant ou après. La représente un chronogramme de tensions du dispositif et de l’installation dans lequel l’actionneur est un variateur en mode capacitif (trailing edge) au départ d’une variation par augmentation de la tension, période appelée dans la suite, période transitoire. La représente un chronogramme des tensions du dispositifs dans cette installation avec une tension aux bornes d’alimentation, coupée en mode capacitif après la période transitoire, appelée dans la suite période établie. La représente un chronogramme des tensions du dispositif d’une installation dans lequel l’actionneur est un variateur en mode inductif (leading edge) au départ d’une variation par augmentation de la tension, période appelée dans la suite, période transitoire. La représente un chronogramme de cette installation après la période transitoire, en période établie. Dans les deux cas, lorsque la forme du signal réduit est découpée suivant un mode inductif ou capacitif, l’unité de décision U4 est configurée pour commander le commutateur à un état fermé après une période de 100µs à 1000µs par rapport à l’instant de début du signal de forme réduit reçu et avant une période prédéterminée du prochain passage par zéro du secteur pour permettre d’alimenter la charge à partir du passage par zéro du secteur, au moins 10ms après le début du premier signal de forme réduit reçu. Les chronogrammes des figures 5a et 5b, représentent les mêmes types de signaux et dans le même ordre par présentation temporelle que ceux dans le chronogramme de la . Dans la deuxième présentation temporelle de la , comme dans celui représenté sur la , l’instant t-1 représente un actionnement d’un actionneur mais de type interrupteur capacitif, d’un état off à un état On variable selon un angle coupé. On peut voir que l’angle augmente au fur et à mesure, l’utilisateur par exemple appuie ou tourne sur un bouton du variateur A ce qui augmente l’angle d’onde du variateur. L’unité de décision U4 peut déterminer une détection de variation de la tension efficace ou une détection de tension efficace constante, en comparant soit l’angle soit la tension au front montant (mode capacitif) ou descendant (mode inductif), de deux alternances successives. Notamment il peut détecter une augmentation de la variation efficace et une diminution de la variation efficace. La détection de variation de la tension est appelée période état transitoire et la détection de la tension efficace constante est appelée période état établit. En outre l’unité de décision U4 peut déterminer si le signal aux bornes de l’alimentation (première et deuxième bornes) est selon un mode capacitif ou inductif ou coupé ou pleine onde par le signal de forme réduit reçu du circuit de réduction de la forme du signal 30. L’unité de décision U4 est configurée pour commander, comme dans le cas d’un interrupteur mécanique à un instant t1, par la sortie de commande de l’unité de décision U4, la commutation du commutateur ici pour le passage du contact de l’état ouvert à l’état fermé du relais RL1. L’unité de décision U4 étant paramétrée pour connaitre le temps de retard P2 entre l’instant de transmission de l’ordre de commande de commutation au commutateur RL1 et le passage réel à l’état fermé du contact, l’instant t1 calculé est avant l’instant t2 représentant la fermeture du contact du relais RL1 à l’instant t0’. Selon un exemple, l’unité de décision U4 ferme le circuit de dérivation de courant 41 à l’instant T-1 pendant un temps prédéterminé, par exemple 100µs, pour permettre au variateur d’avoir un courant de fuite plus important que celui de l’alimentation du dispositif de gestion de courant (du fait que le commutateur est encore ouvert). Selon un exemple, l’unité de décision U4 ferme le circuit de dérivation de courant 41 à chaque passage par zéro du secteur ( instant T0’) pendant la période état transitoire. L’unité de décision U4 peut à partir des différents signaux de forme réduit reçus, comparer l’angle de fermeture par le variateur à l’instant N et N-1 pour en déduire une augmentation de l’angle par le variateur et ainsi augmenter le temps de fermeture du circuit de dérivation 41. L’unité de décision U4 peut bien entendu à partir des différents signaux de forme réduit reçus, comparer l’angle de fermeture par le variateur à l’instant N et N-1 pour en déduire une diminution de l’angle par le variateur et ainsi diminuer le temps de fermeture du circuit de dérivation 41 Le circuit de dérivation de courant 41 est ici connecté entre la sortie redressée 10 et le retour 0 et comprend une résistance de R1 et ici un transistor de type Mosfet T2 en série tel que le transistor Mosfet T2 est commandé par l’unité de décision ici directement. La résistance R1 peut être égale par exemple à 100 ohms. Ainsi il y a une diminution d’appel de courant limité par le dispositif de gestion de courant U. Le circuit de dérivation de courant 41 peut être interne ou externe au dispositif de de gestion de courant U et peut être selon un autre exemple une charge résistive commandée extérieurement. En outre, le circuit de dérivation de courant 41 peut être selon un autre exemple monté entre la première borne et la deuxième borne, dans ce cas le circuit peut comprendre un pont de diode ou fonctionner en alternance. Selon un exemple, l’unité de décision U4 est configurée pour fermer, pendant une période d’angle du signal établit visible sur la , appelée aussi période état établit, le circuit de dérivation de courant 41 à chaque instant t0’ pendant une première période prédéterminée par exemple 100µs, pour permettre de garantir la synchronisation temporelle du dispositif de gestion U et de l’alimentation de l’actionneur A. Cela permet de corriger le scintillement (flicker) d’une charge LED. Selon un autre exemple, l’unité de décision U4 comprend un autre circuit de dérivation de courant ayant une résistance plus importante pour diminuer le courant dans la résistance en série avec le transistor pour permettre de garantir la synchronisation temporelle de l’invention et de l’actionneur. Selon une variante, l’unité de décision U4 est configurée pour commander le transistor du circuit de dérivation de courant 41 selon une modulation de largeur d'impulsion pour diminuer le courant efficace traversant la résistance R1. Selon un exemple, l’unité de décision U4 ferme, en outre pendant une période d’angle du signal établit, appelé état établit, son circuit de déviation de courant 41 à chaque instant de fin d’angle de passage de courant, pendant un deuxième temps prédéterminé par exemple de 100µs avant la fin d’angle de passage de courant. Cela permet aussi l’amorçage de l’actionneur dans le cas des charges électroniques de faible puissance. Ainsi cela permet compenser les manques d’énergie des charges électroniques lumineuses afin de garantir et maintenir l’amorçage de l’actionneur (exemple : variateur comportant un triac). Les chronogrammes des figures 6a et 6b, représentent les mêmes types de signaux et dans le même ordre par présentation temporelle que ceux dans le chronogramme de la . Dans la deuxième présentation temporelle de la , comme dans celui représenté sur la , l’instant t-1 représente un actionnement d’un actionneur variateur mais de type interrupteur inductif, d’un état off à un état On variable selon un angle coupé. On peut voir que l’angle augmente au fur et à mesure comme dans le cas de la , l’utilisateur par exemple appuie ou tourne sur un bouton du variateur ce qui augmente l’angle du variateur. L’unité de décision U4 peut déterminer une détection de variation de tension d’une part et d’autre part une commande de variation selon un mode inductif par le signal de forme réduit ainsi que le signal zéro secteur. L’unité de décision U4 est configurée pour commander, comme dans le cas d’un interrupteur mécanique ou variateur en mode capacitif à un instant t1, par la sortie de commande de l’unité de décision U4 la commutation du commutateur. L’instant t1 étant avant l’instant t2 selon une période prédéterminé P2 comme dans le cas d’un interrupteur mécanique ou variateur en mode capacitif. Dans ce cas, comme le mode est inductif, on peut voir que la charge reçoit un très faible courant puisque l’angle du signal se termine sur le passage par zéro du secteur. Ainsi la charge reçoit un premier courant très faible et donc un faible appel de courant. Dans ce mode inductif, l’unité de décision peut être aussi configurée pour commander son circuit de dérivation à l’état fermé selon les différents exemples décrit ci-dessus de la même façon qu’en mode capacitif sauf qu’au moment de la commutation, c’est à front montant, pendant la période de l’état transitoire ou établit. La représente un schéma de principe du dispositif de gestion U selon un deuxième mode de réalisation dans une installation, identique au premier mode de réalisation sauf en ce que le circuit de dérivation 41 est situé dans une unité de limitation de courant U6 et en ce que l’unité de commande comprend en outre une unité de communication U7 reliée à un moyen de communication 70. Dans ce mode de réalisation, le dispositif de gestion de courant U comprend l’unité de limitation de courant U6. La représente un schéma électrique d’un exemple du dispositif de gestion de courant U selon le deuxième mode de réalisation. L’unité de limitation de courant U6 comprend un circuit de dérivation 61 et en outre dans cet exemple un circuit de protection thermique 62. Le circuit de dérivation 61 peut être comme le circuit de de dérivation 41. Dans cet exemple, le circuit de dérivation 61 comprend, ici une portion de circuit de changement de tension de commande, ici de 3.3V/12V, permettant de transformer la sortie de commande du microcontrôleur U4 3.3Volts en commande 12 volts. Cette portion de circuit est reliée à la sortie de tension abaissée 12, alimentée par le circuit de réduction de tension 23. Cette portion de circuit comprend, en l’occurrence, une résistance R6 reliée à la sortie de commande du microcontrôleur 40 et à une commande d’un transistor T11 reliée dans une branche entre la masse la sortie de tension abaissée 12. La branche comprend le transistor T11 en série avec une résistance R19 et une résistance R18. La portion de circuit comprend un transistor T1 comprenant sa commande reliée entre la résistance R19 et la résistance R18 et est monté entre la sortie de tension abaissée 12 et une résistance R5. La résistance R5 est en outre reliée à un Nœud reliée à une commande de transistor Mosfet T2 et une résistance R17 et un condensateur C5 en parallèle l’un avec l’autre, reliés au retour 0. Le circuit de dérivation 61 comprend comme dans l’exemple du circuit de dérivation 41, le transistor Mosfet T2 relié en série avec la résistance R1 entre la sortie redressée 10 et le retour 0. Le circuit de protection thermique 62 comprend une résistance à variation négative Rntc25°=10K) reliée en série avec une résistance R15 de 10Kohms; entre la sortie de 3.3Volts du convertisseur de tension 24 et le retour 0. L’unité de décision comprend une entrée de mesure montée entre les deux résistances R 15 et Rntc pour commander un mode protection thermique du dispositif de gestion U lorsque la température atteint une température prédéterminée, par exemple 75°C. L’entrée de mesure comprend par exemple une tension pour 25°C Rntc =10K, tension de lecture pour la fonction de décision = 1,65V et pour 70°C Rntc= 2,25K, tension de lecture pour la fonction de décision = 2,69V. Ainsi dès que la tension à l’entrée de mesure atteint 2.69 volts, l’unité de décision U peut être configurée pour commander en mode protection thermique, par exemple en laissant ouvert le circuit de dérivation 61 (état Off du transistor T2) ou encore de l’utiliser uniquement au passage par zéro du secteur ou encore uniquement à la commutation (front montant ou descendant selon le mode). Dans ce mode de réalisation, l’unité de décision U4 est configurée pour commander selon une modulation d’impulsion de largeur appelé aussi PWM. Dans cet exemple, la commande envoyée par l’unité de décision U4 de type PWM a une fréquence de 100Khz, le condensateur C5, ici de 100µF, avec les deux résistances R5 de 10Kohms et R17 de 100 ohms forment un filtre passe bas dont la fréquence de coupure est de 150Hz. Le filtre passe bas permet de transformer ce signal carré de type PWM en une tension de commande continue, dans ce cet exemple elle sera de 6Vcc. Avec ce principe la tension de commande du transistor MOS T2 peut varier entre 0V à 6V de façon continue pour permettre de le commander en régime linéaire et ainsi le faire fonctionner en limiteur de courant et en ajuster la valeur de limitation. La représente un chronogramme du dispositif de gestion de courant U selon le deuxième mode de réalisation, dans une installation similaire au chronogramme de la comprenant en outre en troisième position temporelle, le courant de limitation. L’unité de décision U4 est configurée pour commander par sa sortie de commande l’unité de limitation de courant U6 à l’état fermé dès l’alimentation du dispositif de gestion U, ici dans cet exemple dès la fermeture de l’actionneur A. Dans le cas d’un actionneur deux fils avec une fuite de courant, l’unité de limitation de courant U6 est déjà dans l’état fermé comme cela est expliquée dans la suite. L’unité de décision peut être configurée pour transmettre par la sortie de commande un signal au transistor T11 pendant un temps prédéterminé (soit en pleine onde soit en modulation de largeur d’impulsion (fonction de l’angle de l’alternance)), par exemple une période prédéterminé, ici 100µs, qui permet d’envoyer une commande au transistor T1 et ainsi au transistor Mosfet T2 pour dériver un courant de limitation selon une première valeur, ici de 60 milliampères, qui traverse ainsi la résistance R1. L’unité de décision U4 peut aussi être configurée pour transmettre un signal de commande de type modulation de largeur d'impulsion pendant le temps prédéterminé, pour limiter le courant selon une deuxième valeur de limitation de courant inférieure à la première valeur de limitation de courant. En effet le fait d’envoyer un signal de type modulation de largeur d'impulsion et le filtre passe bas permet de commander en régime linéaire le transistor T2 pour diminuer le courant de limitation selon la deuxième valeur, ici de 25 milliampères, qui traverse ainsi la résistance R1. La montre une commande supplémentaire de dérivation de courant par l’unité de décision U4 au circuit de dérivation. L’unité de décision U4 peut en outre être configurée pour commander une commande supplémentaire de dérivation selon un signal de type modulation de largeur d’impulsion au transistor T11, après le premier temps prédéterminé fixe (ici 100µs). En l’occurrence, l’ondulation de la tension d’alimentation aux bornes du dispositif de gestion U est pleine onde à partir de l’instant t-1, pendant une période comprise entre 10µs et 900µs, en fonction du scintillement de la charge pour continuer à dériver le courant de limitation selon la même première valeur de limitation efficace, ici 60mA. Le signal de type modulation de largeur d’impulsion, s’adapte à la tension instantanée réelle redressée reçue par le biais du signal de forme réduite. Ainsi, en pleine onde, la commande en modulation de largeur d'impulsion est réalisée en s’adaptant à la tension pendant l’alternance pour que le courant de limitation traversant la charge soit selon la première valeur de limitation efficace, soit ici environ 60 milliampères, après le temps t-1 pendant une période variable jusqu’à 900µs. Ici la période totale de dérivation de courant selon la première valeur peut donc être au plus 1 milliseconde. En outre, l’unité de décision U4 peut être configurée pour commander selon le signal de type modulation de largeur d’impulsion, avant le temps prédéterminé fixe de 100µs selon la deuxième valeur, c’est à dire avant l’instant du prochain instant t0’ du passage par zéro du secteur, moins le temps prédéterminé ici de 100µs. Cette commande peut aussi être pendant une période comprise en 10µs et 900µs qui est aussi fonction du scintillement de la charge de manière à obtenir la deuxième valeur de courant de limitation efficace ici en l’occurrence 25 milliampères soit en tout une période totale aussi de 1ms max. Après la première alternance, l’unité de décision U4 est configurée pour commander la commutation à l’unité de commutation U5, en l’occurrence ici au relais RL1, comme illustrée sur la de façon identique au premier mode de réalisation. L’unité de décision U4 est configurée pour commander l’ouverture du circuit de limitation de courant U6 dans le cas où la forme d’onde est pleine, par exemple comme visible sur la dans le cas par exemple d’un actionneur mécanique ou d’un variateur en pleine onde. La montre un chronogramme similaire à celui de la d’un actionneur électronique de type capacitif commandant avec un découpage d’angle pendant une période transitoire, comprenant en outre en troisième position temporelle le courant de limitation. Dans ce mode de réalisation, l’unité de décision U4 est configurée pour, pendant une période d’état transitoire détectée, commander l’unité de limitation de courant U6 pour limiter le courant dans la résistance de dérivation R1 selon la première valeur de courant, en l’occurrence 60mA, pendant une première période prédéterminée T6, en l’occurrence de 100µs à partir du déclenchement de la première onde coupée du signal de forme réduit, soit ici à partir de t-1. L’unité de décision U4 est configurée en outre dans cet exemple, pendant cette période d’état transitoire, pour commander à chaque début de signal coupé détecté, la limitation de courant selon la première valeur ici 60mA, en augmentant le temps prédéterminé T61, T62, T63 en fonction de l’augmentation de l’angle du deuxième signal de forme réduit ayant une onde coupée, calculé par l’unité de décision à partir du signal de forme réduit. Par exemple dans le cas de la , le temps prédéterminé par l’unité de décision U4 est de 200µs puis 350µs à T62 et 500µs pour le troisième temps prédéterminé T65. Ainsi pendant la période à l’état transitoire, le dispositif de gestion de courant U dérive un courant de limitation qui permet de limiter les appels de courant. La représente un chronogramme de tensions du dispositif de gestion U selon le deuxième mode de réalisation en série avec un actionneur variateur en mode capacitif, en période établie. L’unité de décision U4 est ici configurée pour commander, en période d’état établit avec alternance, l’unité de limitation de courant U6 pour qu’un courant de limitation selon la première valeur, ici 60mA, soit dérivé pendant le premier temps prédéterminé fixe, ici 100µS à chaque moment de front de commutation du signal découpé pendant le signal découpé, en l’occurrence en fin de signal (front descendant). Cela permet un amorçage de l’actionneur variateur A en amont dans le cas d’une charge électronique de faible puissance. L’unité de décision U4 connaissant la forme du signal coupé établi, transmet le signal de commande pour fermer T2 à un instant égal à l’instant du prochain front montant calculé moins la période prédéterminée fixe, ici 100µs. En outre l’unité de décision U4 est configurée pour commander, en période d’état établit avec alternance coupée, l’unité de limitation de courant U6 pour que le courant de limitation soit environ égal à la deuxième valeur, ici 25mA, pendant le premier temps prédéterminé, ici 100µS, à chaque approche du passage par zéro du secteur, pour permettre de garantir la synchronisation temporelle du dispositif de gestion U et de l’actionneur A. Les figures 12A et 12B représentent un chronogramme selon le deuxième mode de réalisation similaire respectivement aux figures 11A et 11B mais lorsque l’actionneur est un variateur en mode inductif commandant selon une alternance coupée. L’unité de décision U4 étant configurée pour, pendant une période d’état transitoire détectée, commander l’unité de limitation de courant U6 pour limiter le courant dans la résistance de dérivation R1 selon la première valeur de courant à partir du déclenchement du premier signal de forme réduit correspondant à une première onde coupée, ici à partir de t-1. Le courant limité, ici de 60mA, est donc dérivé dans le circuit de dérivation 61 pendant une période correspondant au temps prédéterminé T6. L’unité de décision U4 étant en outre configurée, dans cet exemple, pour augmenter le temps prédéterminé T61, T62, T63, pour commander la limitation de courant selon la première valeur ici 60mA, lorsqu’il détecte une augmentation de la tension, à chaque début de signaux coupés détectés, ici un front montant. Par exemple dans le cas de la comme dans le cas de la , le temps prédéterminé T61 par l’unité de décision U4 est de 200µs puis 350µs à T62 et 500µs pour le troisième temps prédéterminé T65. L’unité de décision U4 est configurée pour commander, en période d’état établit avec alternance coupée, l’unité de limitation de courant U6 pour que le courant de limitation soit environ égal à la première valeur, Ici 60mA, pendant le premier temps prédéterminé, ici 100µS, à chaque moment de front de commutation, en l’occurrence à partir de chaque début de signal coupé (front montant). En outre, l’unité de décision U4 étant configurée pour commander, en période d’état établit avec alternance coupée (lorsque l’angle est constant), l’unité de limitation de courant U6, pour que le courant de limitation soit environ égal à la deuxième valeur, ici 25mA, pendant le premier temps prédéterminé, ici 100µS à chaque approche du passage par le zéro de tension pendant le signal découpé, soit ici l’instant t0’ du passage par zéro du secteur soustrait du temps prédéterminé, soit t0’ moins 100µs. La représente un chronogramme de tensions pour l’unité de commutation selon le premier ou deuxième mode de réalisation selon un exemple de commande du commutateur. Dans cet exemple, l’unité de décision U4 est configurée pour produire une commande de type impulsionnelle au transistor T5 afin de réduire la consommation de la bobine du relais. Sur la , on peut voir la tension aux bornes de C1 (soit entre le retour 0 et la sortie de tension abaissée 12) de 12 volts. L’unité de décision commande le transistor T5 à l’état passant, par sa sortie pendant une première période prédéterminée T50, permettant à la bobine de déplacer son noyau de commutation afin de déplacer le contact du commutateur à l’état fermé. A la fin de la période prédéterminée T50, l’unité de décision U4 est configuré pour commander le transistor T5 à l’état passant de manière impulsionnelle. Cela permet de réduire la consommation de la bobine du commutateur. En effet la bobine du connecteur a besoin d’une quantité d’énergie au début lors du changement d’état ouvert à l’état fermé, mais une fois le contact fermé, la bobine à besoin moins d’énergie pour maintenir fermé le contact. Ainsi en alimentant de manière impulsionnelle la bobine, la consommation de la bobine est réduite tout en gardant le contact fermé. Enfin le dispositif de gestion U comprend une unité de communication U7 et des antennes de communication 70, en l’occurrence une antenne Zigbee et/ou Bluetooth et une antenne NFC. L’unité de communication U7 est visible sur la mais ne comprend qu’une partie visible sur la . En l’occurrence la partie visible de l’unité de communication U7 est un circuit d’information montée entre la sortie 3.3volts et une entrée de l’unité de décision. Le circuit d’information comprend dans cet exemple un voyant diode électroluminescente LED permettant d’indiquer une information commandée par le dispositif de gestion U et une résistance R14 en l’occurrence de 1Kohms en série avec le voyant. Le voyant LED permet ici d’afficher un défaut de compatibilité entre la charge C et l’actionneur A. L’unité de communication U7 comprend ici en outre un moyen de communication 71 de type radio (Bluetooth, ZigBee, NFC…) pour communiquer avec ces antennes 70 (en l’occurrence Bluetooth, ZigBee, NFC) représentées sur la de façon schématique. Le moyen de communication 71 est reliée à l’unité de décision pour transmettre ou recevoir une requête de façon à rendre l’installation électrique connectée. Par exemple, dans le cas d’un actionneur de type interrupteur mécanique, un utilisateur peut transmettre une requête de commande d’allumer la charge ou d’éteindre la charge, par un dispositif de communication, par exemple un téléphone ou une tablette, au dispositif de gestion par le biais de l’unité de communication U et l’unité de décision est configurée pour commander ainsi soit l’ouverture ou la fermeture du contact du commutateur RL1. Dans le cas où le commutateur de l’unité de commutation U5 est un commutateur électronique tel que décrit précédemment, l’unité de décision U4 peut être configurée pour commander le commutateur électronique (transistor de puissance MOSFET par exemple) pour varier la tension efficace de la charge, par exemple tel qu’un variateur électronique. Le dispositif de gestion peut comprendre un boitier couvre culot de luminaire pour loger un culot luminaire et avoir sa première borne configurée pour être reliée au tronçon de phase coupé, sa deuxième borne à une borne du culot de luminaire ainsi qu’à l’autre phase et sa troisième borne à l’autre borne du culot de luminaire. Le dispositif de gestion peut comprendre un boitier pour être incorporé à l’intérieur d’une boîte d’encastrement. Le dispositif de gestion peut comprendre une boîte d’encastrement pour être encastré dans une paroi et pour permettre de supporter une charge luminaire. Dans ces trois exemples, Le boitier peut comprendre des fiches de culot de luminaire dans lequel la deuxième borne est directement raccordé à une fiche du culot et la troisième borne est directement raccordé à l’autre fiche du culot. Dans ces trois exemples, le boitier peut comprendre le culot de luminaire dans lequel la deuxième borne est directement raccordé à une borne du culot et la troisième borne est directement raccordé à l’autre borne du culot. Sauf précision contraire, un même élément apparaissant sur des figures différentes présente une référence unique. Dispositif de gestion de courant trois fils (U) comprenant : un redresseur (U1) AC/DC comprenant un circuit pont redresseur (1) comprenant: une première entrée (11) reliée à une première borne (B1) destinée à être reliée à un tronçon de phase coupé (Pc) d’une première phase (P) ou directement à la première phase, une deuxième borne (B2) configurée pour être reliée à une deuxième phase (N) reliée à une charge (C), une sortie redressée (10) dérivant un courant et un retour (0), une unité d’atténuation (U3), reliée entre la sortie redressée (10) et le retour (0) pour l’alimenter, comprenant un circuit de détection du passage par zéro du secteur (31), une unité de commutation (U5, U5’) pour alimenter la charge (C), comprenant un commutateur (RL1, T) entre la première borne (B1) et une troisième borne (B3) destinée à être connectée à l’autre borne de la charge (C) pour relier la première borne (B1) à la charge (C) dans un état fermé et la déconnecter dans un état ouvert, une unité de décision (U4) comprenant une sortie de commande reliée à l’unité de commutation (U5, U5’) pour commander le commutateur (RL1, T) à l’état fermé à un prochain passage par zéro du secteur, la commande de fermeture étant transmise à l’unité de commutation (U5, U5’) à un instant calculé qui est fonction de l’instant du passage par zéro du secteur reçu du circuit de détection du passage par zéro du secteur (31) et du temps de commutation de l’état ouvert à l’état fermé par l’unité de commutation (U5, U5’). Dispositif de gestion de courant trois fils (U) selon la revendication précédente dans lequel l’unité de décision (U4) est configurée pour détecter et distinguer un signal d’alimentation de charge d’un signal de courant de fuite pour l’alimentation de composant de l’actionneur (A) et dans le cas d’un signal d’alimentation de charge détecté, commander le commutateur à l’état fermé pour laisser le courant passer pleine onde ou onde coupée au prochain passage par zéro du secteur pour éviter un pic de courant Dispositif de gestion de courant trois fils (U) selon la revendication 1 ou 2, dans lequel l’unité d’atténuation (U3), comprend un circuit de réduction de la forme du signal (31) de la sortie redressée ayant en sortie un signal de forme réduit reliée à l’unité de décision (U4) et en ce que l’unité de décision (U4) commande la fermeture du commutateur de l’unité de commutation (U5) en fonction du signal de forme réduit. Dispositif de gestion de courant trois fils (U) selon la revendication précédente, l’unité de décision (U4) comprend une sortie de commande de courant dérivé pour adapter un courant de dérivation entre la première et la deuxième borne et en ce l’unité de décision (U4) est configurée pour commander par cette sortie de commande de courant dérivé en fonction du signal de forme réduit, un courant de limitation dérivé. Dispositif de gestion de courant trois fils (U) selon la revendication précédente, dans lequel l’unité de décision (U4) est configurée pour commander une variation de la limitation du courant de limitation dérivé en fonction du signal de forme réduit. Dispositif de gestion de courant trois fils (U) selon la revendication 4 ou 5, dans lequel la sortie de commande de courant dérivé est adaptée à être relié à un circuit de dérivation d’un courant (41, 61). Dispositif de gestion de courant trois fils (U) selon la revendication précédente, dans lequel l’unité de décision (U4) est configurée pour commander la dérivation d’un courant selon une première valeur de limitation efficace inférieure à 200 milliampères, notamment comprise entre 20mA et 100mA, par le circuit de dérivation (41, 61) pendant un temps prédéterminé inférieur à 10ms. Dispositif de gestion de courant trois fils (U) selon la revendication précédente, dans lequel l’unité de décision (U4) est configurée pour commander la dérivation d’un courant selon une deuxième valeur de limitation efficace par un circuit de dérivation (41, 61) pendant un temps prédéterminé, la deuxième valeur de limitation efficace ayant une valeur d’ampérage inférieure à celle de la première valeur de limitation efficace. Dispositif de gestion de courant trois fils (U) selon la revendication précédente, dans lequel l’unité de décision (U4) est configurée pour commander la dérivation du courant selon la première ou la deuxième valeur d’ampérage efficace par le même circuit de dérivation (41, 61) en commandant un transistor par un signal de commande par modulation de largeur d'impulsion. Dispositif de gestion de courant trois fils (U) selon l’une des revendications 7 à 9 dans lequel l’unité de décision (U4) est configurée pour détecter des pics de tension dans le signal de forme réduit dans une alternance inférieure à une valeur prédéterminée et commander le circuit de dérivation pendant un temps prédéterminé pour fermer le circuit de dérivation de courant (41, 61) à chaque détection de pic de courant. Dispositif de gestion de courant trois fils (U) selon l’une des revendications 6 à 10, l’unité de décision (U4) est configurée pour commander la fermeture du circuit de dérivation (41, 61) pendant un temps prédéterminé à chaque instant du passage par zéro du secteur en cas de détection mode inductif ou capacitif. Dispositif de gestion de courant trois fils (U) selon l’une des revendications 6 à 11, dans lequel l’unité de décision (U4) est configurée pour commander le circuit de dérivation (41, 61) pendant un temps prédéterminé dans un état fermé pendant le passage du courant d’une période état établit, pour chaque instant de commutation pendant une période prédéterminée pour la dérivation du courant selon la première valeur d’ampérage et à chaque instant du passage par zéro du secteur pendant une période prédéterminé pour la dérivation du courant selon la deuxième valeur d’ampérage.: Dispositif de gestion de courant trois fils (U) selon l’une des revendications 6 à 12,comprenant en outre une unité de limitation de courant (U6) comprenant le circuit de dérivation (61) et en ce que l’unité de décision est configurée pour commander l’unité de limitation de courant (U6) qui régule un courant de limitation, en fonction du signal de la forme réduit reçu de l’unité d’atténuation (U3).