Brevet FR3115114A1 — publié le 20220415

L’invention concerne un radar Doppler à balayage électronique ambigu, utilisant une antenne active comportant un réseau d’antennes élémentaires d’émission et un réseau d’antennes élémentaires de réception de même ouverture angulaire (44), lesdits réseaux d’émission et de réception ayant le même plan de rayonnement, caractérisé en ce que : ledit réseau d’émission est ambigu avec un nombre un nombre N ambTX de lobes ambigus (42) dans ledit angle d’ouverture desdites antennes élémentaires, N ambTX étant supérieur ou égal à 2 ; ledit réseau de réception comporte au moins un lobe ambigu (43) dans ladite ouverture angulaire, lesdits réseaux d’émission et de réception étant agencés pour que le produit des diagrammes d’émission et de réception ne produise qu’un seul faisceau principal dans le domaine défini par ladite ouverture angulaire ; la couverture dudit domaine angulaire donné par ledit radar étant obtenue : en formant à l’émission des diagrammes d’antenne focalisés dans un domaine limité au domaine d’ambiguïté en émission ; en formant simultanément plusieurs diagrammes d’émission focalisés en réception dans les directions ambiguës d’émission. Figure pour l’abrégé : Fig. 4 RADAR DOPPLER A BALAYAGE ELECTRONIQUE AMBIGU L’invention se situe dans le domaine des radars à antenne active, et plus particulièrement des radars destinés à couvrir un angle solide donné avec une discrimination angulaire élevée. L’invention s’applique notamment pour les radars doppler sur plateformes en mouvement, par exemple les radars permettant la visualisation des pistes d’atterrissage sur avion de ligne, réalisant une fonction de système de vision améliorée appelé EVS (acronyme de l’expression anglo-saxonne « Enhanced Vision System ») ou encore les radars automobiles pour les fonctions d’anticollision ou d’imagerie destinées à des véhicules autonomes. Un problème à traiter est de présenter une image quasi-instantanée et à haute résolution angulaire de la scène présente dans l’ensemble du champ de vision d’un radar, tout en limitant les besoins en traitement numérique nécessaires pour assurer cette fonction et en réduisant la complexité et le coût d’un tel radar. Cette capacité est particulièrement intéressante sur un porteur qui se déplace rapidement vis-à-vis de la scène à observer, ou quand la scène évolue elle-même rapidement, ou encore quand ces deux conditions sont réunies simultanément. Dans de tels cas, le temps de rafraîchissement doit être réduit, ce qui nécessite de réduire le nombre de directions de pointage de l’antenne pour couvrir l’ensemble du domaine angulaire. En pratique, le domaine angulaire à traiter a souvent une largeur importante, typiquement plusieurs dizaines de degrés, alors que le besoin en focalisation impose un faisceau élémentaire étroit, typiquement d’une largeur inférieure à un degré, ce qui augmente la difficulté à définir une solution à la fois simple et efficace. Dans l’état de l’art, pour atteindre le résultat souhaité les solutions conventionnelles de type balayage mécanique mettant en œuvre un faisceau étroit pour balayer le domaine d’observation ne conviennent pas à cause du temps de cycle nécessaire pour rafraîchir l’information. De plus, ce type de solution présente souvent un défaut de fiabilité dans le temps, en particulier quand la vitesse de balayage doit être élevée. Un deuxième type très répandu de radar s’appuie sur des antennes à balayages électroniques, à une ou deux dimensions. Ces antennes nécessitent de très nombreux éléments rayonnants à phase contrôlée pour réaliser à la fois une bonne résolution et une large couverture angulaire. Malheureusement ces solutions sont souvent très onéreuses et inadaptées pour les applications nécessitant des coûts modérés. Les solutions basées sur la formation de faisceau par le calcul, mettant en œuvre une émission par une unique antenne à champ large et une antenne réseau multivoie en réception permettent une observation instantanée du domaine angulaire mais souffrent d’une faible discrimination, à cause du manque de sélectivité de l’antenne d’émission et sont susceptibles de nécessiter un émetteur de puissance importante, compte-tenu du faible gain d’antenne à l’émission. D’autres solutions, de type « À entrées et sorties multiples” appelé MIMO (acronyme de l’expression anglo-saxonne « Multiple Input Multiple Output »), associant plusieurs voies d’émission et plusieurs voies de réception sont possibles. Dans ce cas, on dispose de N canaux d’émission et M canaux de réception, et la puissance d’émission élémentaire peut rester modeste. Cependant, le traitement radar doit être appliqué à l’ensemble de ces N x M canaux, ce qui peut nécessiter un volume de calcul extrêmement important, en particulier pour une application temps réel. Ce volume de calcul est d’autant plus important que le nombre de directions de pointages du faisceau est important. Ceci peut être hors de portée pour des raisons de coût, d’intégration et de consommation. La demande de brevet FR1910613 présente une solution reposant sur un radar à antenne active dans lequel on réalise une focalisation de l’antenne d’émission dans une direction différente d’impulsion à impulsion d’émission et une formation d’au moins un faisceau de réception dans la direction de focalisation de l’émission pour chaque impulsion émise. Cette solution permet à la fois de produire une image quasi instantanée de la scène d’observation, d’atteindre l’objectif de discrimination angulaire et de réduire de façon très importante le volume de calcul par rapport à une solution basée sur un traitement MIMO. Elle est applicable sur une antenne d’architecture de réseau actif à balayage électronique appelé AESA (acronyme de l’expression anglo-saxonne « Active Electronique Scanned Array ») conventionnelle ou MIMO. Elle est réalisable en utilisant une technologie faible puissance à l’émission et des composants électroniques standards. La demande de brevet FR2004262, qui repose sur les mêmes principes, propose une alternative qui permet en complément de déterminer la vitesse des cibles lorsque le radar est ambigu en doppler. Afin de réduire le coût et la complexité, ces solutions selon l’état de l’art sont mises en œuvre de façon préférentielle au moyen de réseaux antennaires lacunaires présentant des ambiguïtés. Cela peut diminuer le domaine angulaire observable ou nécessiter des traitements complexes pour lever ces ambiguïtés. Par ailleurs, le temps de rafraîchissement des données et le volume de calcul peuvent être importants du fait du grand nombre de pointages angulaires différents nécessaires à l’émission pour couvrir l’ensemble du domaine angulaire avec un faisceau focalisé de faible ouverture. Un but de l’invention est notamment de pallier ces inconvénients de l’art antérieur et de résoudre le problème technique précédemment exposé. A cet effet, l’invention a pour objet un radar à balayage électronique ambigu couvrant un domaine angulaire donné, utilisant une antenne active comportant un réseau d’antennes élémentaires d’émission et un réseau d’antennes élémentaires de réception de même ouverture angulaire, lesdits réseaux d’émission et de réception ayant le même plan de rayonnement, dans lequel: - ledit réseau d’émission est ambigu avec un nombre un nombre N ambTX de lobes ambigus dans ledit angle d’ouverture desdites antennes élémentaires, N ambTX étant supérieur ou égal à 2 ; - ledit réseau de réception comporte au moins un lobe ambigu dans ladite ouverture angulaire, lesdits réseaux d’émission et de réception étant agencés pour que le produit des diagrammes d’émission et de réception ne produise qu’un seul faisceau principal dans le domaine défini par ladite ouverture angulaire ; la couverture dudit domaine angulaire donné par ledit radar étant obtenue : - en formant à l’émission des diagrammes d’antenne focalisés dans un domaine limité au domaine d’ambiguïté en émission ; - en formant simultanément plusieurs diagrammes d’émission focalisés en réception dans les directions ambiguës d’émission. Dans une réalisation particulière : - ledit réseau d’émission comprend un nombre N TX d’antennes élémentaires d’ouverture angulaire Δθ , espacées régulièrement d’une distance L TX , produisant un diagramme angulaire ambigu de périodicité angulaire selon θ telle que sinθ est égal à λ / L TX , λ étant la longueur d’onde dudit radar ; - ledit réseau de réception comprend un nombre N RX d’antennes élémentaires (d’ouverture angulaire Δθ, espacées régulièrement d’une distance L RX , produisant un diagramme angulaire potentiellement ambigu de périodicité angulaire selon θ telle que sinθ est égal à λ / L RX , les périodes d’ambiguïté λ / L TX et λ / L RX respectivement des réseaux d’émission et de réception étant choisies différentes entre elles, et de façon à ce que pour un couple de directions de pointages d’émission et de réception quelconques, il n’y ait pas plus d’une coïncidence possible des directions ambiguës d’émission et de réception dans ledit domaine angulaire. Avantageusement, la couverture dudit domaine angulaire donné est obtenue : - en déplaçant par balayage électronique la direction principale du faisceau focalisé par l’ensemble des N TX antennes d’émission dans le domaine d’ambiguïté défini par sinθ=λ/ L TX ; - pour chaque direction de pointage de l’émission, en réalisant par formation de faisceau par le calcul à partir des signaux recueillis sur les N RX antennes de réception, un ensemble de faisceaux focalisés selon la direction principale et chacune des directions ambiguës formées par le réseau d’émission. Avantageusement, des lobes résiduels d’ambiguïté sont rejetés par filtrage Doppler. Avantageusement, des lobes résiduels d’ambiguïté sont rejetés par sélectivité en distance. Dans un mode de réalisation, ladite antenne active est de type réseau actif à balayage électronique. Dans un autre mode de réalisation, ladite antenne active est du type à entrées et sorties multiples. D’autres caractéristiques et avantages de l’invention apparaîtront à l’aide de la description qui suit, faite en regard de dessins annexés qui représentent : La , une illustration du principe de fonctionnement d’une antenne de type AESA ; La , une illustration du principe de fonctionnement d’une antenne de type MIMO ; La , un exemple d’antenne réseau utilisée pour la mise en œuvre de l’invention ; La , une illustration des diagrammes d’émission et de réception de l’antenne précitée, pointés dans la direction 0° ; La , une illustration du produit des diagrammes d’émission et de réception pointés dans la direction 0° ; La , une illustration du produit du diagramme d’émission pointé dans la direction 0° et du diagramme de réception pointé dans la direction -2° ; La , une illustration du produit du diagramme d’émission pointé dans la direction 0°et du diagramme de réception pointé dans la direction +2° ; La , une représentation du diagramme d’émission pointés dans la direction +5,7° ; La , une illustration du produit du diagramme d’émission et du diagramme de réception pointés dans la direction +5,7° ; La , une illustration du produit du diagramme d’émission pointé dans la direction 5,7° et du diagramme de réception pointé dans la direction 0° ; La , une illustration du produit du diagramme d’émission pointé dans la direction +5,7° et du diagramme de réception pointé dans la direction -5,7° ; La , un autre exemple d’antenne réseau utilisée pour la mise en œuvre de l’invention. Un radar selon l’invention s’appuie sur une architecture d’antenne active, qui peut être une antenne à balayage électronique conventionnelle de type AESA (« Active Electronique Scanned Array ») ou une antenne de type MIMO. Les figures 1 et 2 rappellent par des représentations simplifiées, respectivement la structure d’une antenne AESA et d’une antenne MIMO. Dans la structure AESA illustré par la , chaque élément rayonnant d’émission et de réception 1 est connecté à un module hyperfréquence 2 qui réalise par commutation 21, 22, à la fois l’émission 23 et la réception 24. Les modules hyperfréquences seront appelés par la suite TR modules (modules d’émission et de réception). Pour effectuer les fonctions précitées, un TR module comporte des moyens d’amplification de puissance 23 (HPA), des moyens d’amplification faible bruit 24 en réception (LNA). Il comporte également des déphaseurs 25, 26 pour déphaser le signal d’émission et pour déphaser le signal de réception sur chaque voie élémentaire. Les déphaseurs sont commandés par des moyens de commande numérique non représentés. Les TR modules 2 sont reliés à un ensemble 10 d’émission et de réception comportant notamment les générations d’onde et les circuits de conversion analogique numérique. Les commandes numériques des déphaseurs peuvent être situées dans cet ensemble 10. Dans la structure MIMO illustrée par la , les éléments rayonnants d’émission 1’ sont séparés des éléments rayonnants de réception 1’’ contrairement au cas AESA où un même élément rayonnant est utilisé en émission et en réception. Un élément rayonnant d’émission 1’ et un élément de réception 1’’ sont donc associés respectivement à un module d’émission 2’ et à un module de réception 2’’. Chaque module d’émission 2’ comprend un amplificateur de puissance 23’ et un déphaseur 25’. Chaque module de réception 2’’ comprend un amplificateur faible bruit 24’’ et un déphaseur 26’’. Le déphasage en réception est, de façon préférentielle, réalisé numériquement après codage analogique-numérique du signal de réception. Les modules d’émission et de réception sont reliés à un ensemble d’émission et de réception 10’ analogue à celui de la . Dans une configuration de type MIMO comme illustré par la , l’émission et la réception peuvent être simultanées. Un radar selon l’invention comporte des caractéristiques matérielles et des caractéristiques de traitement. Sur le plan matériel, un radar selon l’invention repose sur une antenne active utilisant un réseau ambigu, dont la couverture angulaire dont la couverture angulaire est assurée dans un domaine Δθ par balayage électronique ou traitement MIMO présentant notamment les caractéristiques suivantes : Les antennes utilisées en émission constituent un réseau ambigu selon au moins un plan de rayonnement, ce réseau comprenant un nombre N TX d’antennes élémentaires d’ouverture angulaire Δθ, espacées régulièrement d’une distance L TX , produisant un diagramme angulaire ambigu de périodicité angulaire selon θ telle que sinθ = λ / L TX , λ étant la longueur d’onde du radar ; Il existe un nombre N ambTX de directions angulaires d’émission ambiguës contenues dans l’ouverture angulaire de l’antenne élémentaire d’émission, N ambTX étant supérieur ou égal à 2 ; Les antennes utilisées en réception constituent un réseau selon le même plan de rayonnement que le réseau d’émission, ce réseau comprenant N RX antennes élémentaires d’ouverture angulaire Δθ, espacées régulièrement d’une distance L RX , produisant un diagramme angulaire potentiellement ambigu de périodicité angulaire selon θ telle que sinθ = λ / L RX , λ étant la longueur d’onde du radar ; Il existe un nombre N ambRX de directions angulaires d’émission ambiguës contenues dans l’ouverture angulaire de l’antenne élémentaire d’émission, N ambRX étant supérieur ou égal à 1 ; Les périodes d’ambiguïté λ / L TX et λ / L RX respectivement des réseaux d’émission, notés TX, et de réception, notés RX, sont choisies différentes entre elles, et de façon à ce que pour un couple de directions de pointages TX et RX quelconques, il n’y ait pas plus d’une coïncidence possible des directions ambiguës TX et RX dans le domaine angulaire Δθ. Sur le plan du traitement, la couverture du domaine angulaire est ensuite obtenue dans le domaine angulaire Δθ : A l’émission, en déplaçant par balayage électronique la direction principale du faisceau focalisé par l’ensemble des N TX antennes d’émission dans un domaine angulaire limité au domaine d’ambiguïté défini par sin =λ/ L TX (on entend par balayage électronique tout moyen électronique permettant de former des faisceaux focalisés à partir du réseau d’antenne tel que la commutation, le déphasage ou traitement MIMO notamment) ; A la réception, pour chaque direction de pointage de l’émission, en réalisant par formation de faisceau par le calcul (FFC) à partir des signaux recueillis sur les N RX antennes de réception, un ensemble de faisceaux focalisés selon la direction principale et chacune des directions ambiguës formées par le réseau d’émission . Enfin, les résidus d’ambiguïtés angulaires liés au produit des diagrammes ambigus d’émission et de réception sont éliminés par un traitement doppler permettant de séparer les directions d’arrivées des échos provenant des cibles ou du fouillis fixe. Le réseau ainsi constitué permet de couvrir un domaine angulaire donné ∆ avec un nombre d’états de commande de pointage d’antenne réduit à l’émission. Ainsi, pour une résolution angulaire donnée ∆ r, correspondant à la longueur du réseau antennaire L, telle que ∆ r= (λ/N TX ).LTX , il faudrait avec un balayage angulaire conventionnel un nombre minimum de pointages d’antenne à l’émission Np=∆ /∆ r pour couvrir l’ensemble du domaine ∆ . Selon l’invention, ce nombre est réduit d’un facteur N ambTX , correspondant au nombre de faisceaux ambigus à l’émission contenus dans l’ouverture ∆ de l’antenne élémentaire. Par ailleurs, au moins deux directions angulaires sont observables simultanément en réception pour une même commande de pointage d’émission. Cela permet dans le cas d’un balayage électronique de diminuer le temps de rafraichissement, ce qui est de nature à compenser une partie des pertes du réseau antennaire dues au fait qu’il s’agit d’un réseau lacunaire. Dans le cas d’un traitement MIMO, cela permet de diminuer le volume de calcul. On décrit maintenant ces aspects matériels et ces traitements selon l’invention, d’abord en regard d’un réseau linéaire ( ) puis d’un réseau plan ( ). La présente à titre d’exemple un radar utilisant une antenne MIMO, constituée : d’une ligne 31 d’antennes élémentaires d’émission, dites antennes TX, comprenant N TX =12 antennes élémentaires 311 et ; d’une ligne 32 d’antennes élémentaires de réception, dites antennes RX, comprenant N RX =8 antennes élémentaires 321. Dans cet exemple : Les antennes sont choisies toutes identiques, et d’ouverture ∆ =12 ; La distance entre deux antennes d’émission adjacentes est donnée par L TX =10 λ, où λ est la longueur d’onde du radar ; La distance entre deux antennes de réception adjacentes est donnée par L RX =15,7 λ . Ainsi constitués, lorsque les pointages en émission et en réception sont alignés dans la direction orthogonale au plan d’antenne, prise comme référence à θ=0°, les réseaux TX et RX forment chacun des diagrammes focalisés et ambigus, conformément à la . La présente les différents diagrammes d’antenne en jeu en fonction de l’angle θ : le diagramme d’une antenne élémentaire représenté par une première courbe 41 ; le diagramme d’émission TX représenté par une deuxième courbe 42, inscrit dans le diagramme d’antenne 41 et ; le diagramme de réception RX représenté par une troisième courbe 43, également inscrit dans le diagramme d’antenne 41. L’ouverture angulaire 44 d’antenne élémentaire à 3 dB entourant la référence 0° est également représentée, comprise ici entre -5,7° et +5,7°. Dans cette ouverture angulaire d’antenne, il existe : trois directions ambiguës en réception, dans les directions -5,7°, 0° et +5,7°, et ; trois directions angulaires ambiguës en réception, -3,7°, 0° et +3,7 ; les diagrammes d’émission 42 et de réception 43 se coïncidant dans la direction 0°. Le produit du diagramme d’émission 42 et du diagramme de réception 43 présente dans cette configuration un lobe unique non ambigu, dans la direction 0°, selon la représentation de la , le lobe unique 51 non ambigu étant représenté en regard du diagramme d’antenne élémentaire au carré 52. On rappelle que pour l’émission le faisceau est pointé dans une direction donnée selon une loi de phase, de façon connue, alors que pour la réception on réalise un traitement numérique. Le traitement numérique en réception est également bien connu et correspond à une pondération complexe de phases où l’on effectue une somme numérique des signaux reçus, où chaque signal reçu affecté d’une phase. La pondération détermine le pointage du faisceau en réception, 0° par exemple dans le cas de la . Le diagramme résultant du produit des diagrammes d’émission et de réception présente un lobe principal correspondant à la coïncidence du diagramme d’émission et du diagramme de réception, dont les pointages respectifs sont obtenus comme décrit ci-dessus. Le produit illustré par la donne le lobe principal 51 non ambigu pointé à 0°, compte-tenu des pointages des faisceaux émission et réception. Les figures suivantes présentent d’autres produits donnant d’autres lobes non ambigus. La présente le résultat du produit des diagrammes d’émission et de réception lorsque le réseau d’émission TX est pointé dans la direction 0° et le réseau RX est pointé dans la direction -2°. Cette configuration est obtenue : en maintenant la direction de pointage à l’émission dans la direction 0°, conformément à la figure 4 ; et en appliquant en réception une direction de pointage de -2°, en jouant notamment sur la pondération des signaux reçu. La présente le résultat du produit des diagrammes d’émission et de réception lorsque le réseau d’émission TX pointé dans la direction 0° et le réseau RX est pointé dans la direction +2°. Cette configuration est obtenue : en maintenant la direction de pointage à l’émission dans la direction 0° ; et en appliquant en réception une direction de pointage de 2°. Dans les deux cas on obtient, par le produit des diagrammes d’émission et de réception, un diagramme comportant un lobe principal 61, 62 dans la direction de coïncidence des fonctions de réseau émission et réception respectivement à -5,6° et +5,6° et un lobe secondaire résiduel 63, 64 dans la direction opposée, de niveau plus faible. Les lobes principaux 61, 62 sont limités par le diagramme d’antenne au carré 60. Ainsi, pour une même direction de pointage en émission, il est possible de former simultanément des faisceaux 51, 61, 62 de réception dans trois directions différentes, avec éventuellement des lobes ambigus 63, 64 résiduels. Ces faisceaux peuvent être formés simultanément car, comme cela a été rappelé précédemment, les faisceaux en réception sont formés par le calcul et, pour une même direction de pointage du faisceau d’émission, peuvent être calculés parallèlement (donc simultanément). Dans l’exemple d’application des figures 3 et 4, on obtient avantageusement un gain de cycle d’un facteur 3, correspondant au nombre de directions angulaires ambiguës dans l’ouverture angulaire 44, dans cet exemple N ambTX = 3. D’autres solutions de pointage d’émission et de réception TX/RX sont illustrées par les figures 7 à 10, correspondant au dépointage extrême du réseau d’émission, c’est-à-dire en limite du domaine d’ambiguïté. Dans ces exemples, ce domaine coïncide avec l’ouverture angulaire, mais ce n’est pas toujours le cas en pratique. Comme pour l’exemple précédent, les éléments antennaires d’émission et de réception sont disposés de telle façon que le produit des diagrammes d’émission et de réception ne produise qu’un seul faisceau principal dans le domaine défini par l’ouverture d’une antenne élémentaire. La présente donc le diagramme d’émission pointé dans la direction +5,7°, représenté par la courbe 42’, et dont les directions des lobes sont décalées de +5,7° par rapport aux lobes de la courbe 42 de la . Dans cette configuration, le diagramme de réception, représenté par une courbe 43’, est également pointé dans la direction +5,7°, les diagrammes d’émission et de réception coïncidant dans cette direction. La illustre par un lobe unique 62’ le résultat le résultat du produit des diagrammes d’émission et de réception lorsque les diagrammes d’émission TX et de réception RX sont pointés dans la direction +5,7°. La illustre par un lobe unique 51’ le résultat du produit des diagrammes d’émission et de réception lorsque le diagramme d’émission TX est pointé dans la direction +5,7° et le diagramme de réception de réception RX est pointé dans la direction 0°. La illustre par un lobe unique 61’ le résultat du produit des diagrammes d’émission et de réception lorsque le diagramme d’émission TX est pointé dans la direction +5,7° et le diagramme de réception de réception RX est pointé dans la direction -5,7°. Dans ces trois produits illustrés par les figures 8, 9 et 10 des lobes résiduels s’ajoutent au lobe principal 51’, 61’, 62’, de niveau plus faible. La suite de la description montrera comment ces lobes résiduels peuvent être filtrés. Chaque configuration de pointage d’émission TX intermédiaire entre la direction 0° et la direction correspondant à la limite du domaine d’ambiguïté TX permet de la même façon de générer trois faisceaux principaux par multiplication des diagrammes de réseau TX et RX, avec des lobes résiduels plus ou moins importants selon la combinaison de pointage TX par rapport à RX. Dans le présent exemple, on génère trois faisceaux à partir des trois faisceaux d’émission ambigus, on peut bien sûr générer un nombre différent de faisceaux selon le nombre N ambTX de faisceaux ambigus compris dans l’ouverture d’antenne. Ces principes peuvent être appliqués à une antenne réseau à deux dimensions, comprenant plusieurs lignes d’émission et plusieurs lignes de réception. La présente un exemple d’une telle antenne réseau à deux dimensions, comprenant : deux lignes d’émission 111 comprenant chacune 12 antennes élémentaires et ; quatre lignes de réception 112 comprenant chacune 8 antennes élémentaires. En particulier, dans une application de type EVS, on peut utiliser de réseaux antennaires ambigus à fois en azimut et en élévation, et appliquer les mêmes méthodes selon les deux plans, ce qui diminue d’autant plus le nombre de faisceaux à former à l’émission. Afin de réduire les lobes d’ambiguïté résiduels obtenus par formation de faisceau d’émission TX et par formation de faisceau de réception RX, le radar selon l’invention utilise un traitement Doppler, par exemple en intégrant les signaux reçus de récurrence à récurrence par transformée de Fourier numérique selon les méthodes connues de l’homme du métier. En effet, sur un porteur en mouvement à la vitesse Vp, les fréquences Fd Doppler correspondant aux échos fixes sont différentes selon les directions d’arrivée vis-à-vis de la route du porteur, selon la relation : , où est l’angle entre la direction de déplacement du porteur et la direction d’arrivée des échos fixes. La variation de la fréquence doppler en fonction de l’angle est donnée par : pour les petits angles, où est exprimé en radians Selon l’invention, cette propriété est mise à profit pour réduire les lobes ambigus résiduels grâce à un filtrage Doppler. En particulier, pour un radar fonctionnant en ondes millimétriques, les fréquences Doppler sont élevées et la séparation angulaire par le Doppler est possible, même pour des angles faibles. Par exemple, en considérant un porteur se déplaçant à une vitesse Vp égale à 60 m/s et une longueur d’onde λ de 3 cm, on obtient : . Une variation angulaire de 1°, soit 17 mrd produit alors une variation de fréquence Doppler aux petits angles de l’ordre de 70 Hz. Ainsi dans une configuration typique où le temps d’intégration doppler est de l’ordre de Ti = 50 ms, la résolution Doppler du radar est de : ∆ Fd = 1/Ti = 20 Hz, et deux échos séparés angulairement de 1° sont séparables. L’élimination des résidus de lobes d’ambigüités est obtenue en sélectionnant comme signal utile la sortie du filtre Doppler correspondant à la direction du faisceau principal résultant du produit des diagrammes émission TX et réception RX. Cela nécessite la connaissance de la vitesse Vp du porteur et de l’axe de visée de l’antenne. La vitesse Vp du porteur peut être estimée par une centrale inertielle ou par le radar lui-même, par exemple selon les principes décrits dans la demande de brevet FR2004262. L’axe de visée de l’antenne est par ailleurs connu, le radar étant solidaire du porteur. Le domaine des signaux retenus comme utiles peut être étendu selon le besoin à quelques filtres autour de la direction du faisceau principal, selon les incertitudes des estimations. Enfin, dans le cas d’un radar aéroporté assurant la fonction EVS utilisant un réseau ambigu en élévation, la réjection des résidus des lobes d’ambiguïté en élévation peut être encore renforcée grâce à la sélectivité en distance du radar, la pente de descente de l’avion α, typiquement 3°, l’altitude H et le tilt de l’antenne étant connus. Le tilt de l’antenne étant l’orientation du faisceau d’antenne par rapport à l’horizontale, on en déduit dans ce contexte à quelle distance le faisceau doit toucher le sol, les distances non désirées correspondant à des angles non désirées. On peut alors filtrer ces angles, et donc les directions correspondantes. L’altitude du porteur peut être estimée par exemple par l’altimètre de bord, ou par le radar lui-même en exploitant le retour des échos de sol selon les méthodes connues de l’homme du métier. La distance d’un point au sol correspond à un angle d’élévation el par rapport à l’horizontale, où el = arctan(D/H), D étant la distance estimée par le radar. Il est possible d’établir une estimation de el par l’estimation de la distance du point visé et de l’altitude de l’avion. Selon la case distance traitée par le radar, on ne valide que les détections dont les mesures angulaires d’élévation sont voisines de l’estimation primaire de el . Les exemples précédents montrent qu’un radar selon l’invention, en exploitant avantageusement les ambiguïtés d’un réseau antennaire, peut couvrir un domaine angulaire donné ∆ avec un nombre d’états de commande de pointage d’antenne réduit à l’émission. Ainsi, pour une résolution angulaire donnée ∆ r, correspondant à la longueur du réseau antennaire L, telle que ∆ r= (λ/N TX ).LTX , il faudrait avec un balayage angulaire conventionnel un nombre minimum de pointages d’antenne à l’émission Np=∆ /∆ r pour couvrir l’ensemble du domaine ∆ . Pour un radar selon l’invention, ce nombre est réduit d’un facteur N ambTX , correspondant au nombre de faisceaux ambigus à l’émission contenus dans l’ouverture ∆ de l’antenne élémentaire. En se référant à l’exemple de la avec les ambiguïtés illustrées par la , NambTX = 3. Par ailleurs, au moins deux directions angulaires sont observables simultanément en réception pour une même commande de pointage d’émission comme l’illustre par exemple les et 6B avec les directions de pointage 61, 62. Cela permet dans le cas d’un balayage électronique de diminuer le temps de rafraichissement, ce qui est de nature à compenser une partie des pertes dues au fait qu’il s’agit d’un réseau lacunaire. Dans le cas d’un traitement MIMO, cela permet également de diminuer le volume de calcul. Radar à balayage électronique ambigu couvrant un domaine angulaire donné, utilisant une antenne active comportant un réseau d’antennes élémentaires d’émission (31, 111) et un réseau d’antennes élémentaires de réception (32, 112) de même ouverture angulaire (44), lesdits réseaux d’émission et de réception ayant le même plan de rayonnement, caractérisé en ce que : ledit réseau d’émission est ambigu avec un nombre un nombre N ambTX de lobes ambigus (42, 42’) dans ledit angle d’ouverture desdites antennes élémentaires, N ambTX étant supérieur ou égal à 2 ; ledit réseau de réception comporte au moins un lobe ambigu (43, 43’) dans ladite ouverture angulaire, lesdits réseaux d’émission et de réception étant agencés pour que le produit des diagrammes d’émission et de réception ne produise qu’un seul faisceau principal (51, 51’) dans le domaine défini par ladite ouverture angulaire ; la couverture dudit domaine angulaire donné par ledit radar étant obtenue : en formant à l’émission des diagrammes d’antenne focalisés dans un domaine limité au domaine d’ambiguïté en émission ; en formant simultanément plusieurs diagrammes d’émission focalisés en réception dans les directions ambiguës d’émission (51, 51’, 61, 61’, 62, 62’). Radar selon la revendication 1, caractérisé en ce que : ledit réseau d’émission (31, 111) comprend un nombre N TX d’antennes élémentaires (311) d’ouverture angulaire Δθ (44), espacées régulièrement d’une distance L TX , produisant un diagramme angulaire ambigu de périodicité angulaire selon θ telle que sinθ est égal à λ / L TX , λ étant la longueur d’onde dudit radar ; ledit réseau de réception (32, 112) comprend un nombre N RX d’antennes élémentaires (321) d’ouverture angulaire Δθ (44), espacées régulièrement d’une distance L RX , produisant un diagramme angulaire potentiellement ambigu de périodicité angulaire selon θ telle que sinθ est égal à λ / L RX . les périodes d’ambiguïté λ / L TX et λ / L RX respectivement des réseaux d’émission et de réception étant choisies différentes entre elles, et de façon à ce que pour un couple de directions de pointages d’émission et de réception quelconques, il n’y ait pas plus d’une coïncidence possible des directions ambiguës d’émission et de réception dans ledit domaine angulaire (44). Radar selon la revendication 2, caractérisé en ce que la couverture dudit domaine angulaire donné est obtenue : en déplaçant par balayage électronique la direction principale du faisceau focalisé par l’ensemble des N TX antennes d’émission dans le domaine d’ambiguïté défini par sin =λ/ L TX ; pour chaque direction de pointage de l’émission, en réalisant par formation de faisceau par le calcul à partir des signaux recueillis sur les N RX antennes de réception, un ensemble de faisceaux focalisés selon la direction principale et chacune des directions ambiguës formées par le réseau d’émission . Radar selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que des lobes résiduels d’ambiguïté (64) sont rejetés par filtrage Doppler. Radar selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que des lobes résiduels d’ambiguïté (64) sont rejetés par sélectivité en distance. Radar selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que ladite antenne active est du type réseau actif à balayage électronique. Radar selon l’une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que ladite antenne active est du type à entrées et sorties multiples.