Brevet FR3110270A1 — publié le 20211119

Circuit de contrôle d'un transducteur ultrasonore La présente description concerne un circuit de contrôle d'un transducteur ultrasonore, comportant un circuit de réception (220) ayant une borne d'entrée (n2) destinée à être reliée à une électrode du transducteur, ledit circuit de réception (220) comportant un circuit analogique de compression de dynamique (222). Figure pour l'abrégé : Fig. 2 Circuit de contrôle d'un transducteur ultrasonore La présente demande concerne le domaine de l'imagerie ultrasonore, et vise plus particulièrement un circuit électronique de contrôle d'un transducteur ultrasonore d'un dispositif d'imagerie ultrasonore. Un dispositif d'imagerie ultrasonore comprend classiquement une pluralité de transducteurs ultrasonores, par exemple disposés en barrette ou en matrice. En fonctionnement, l'ensemble des transducteurs est disposé en vis-à-vis d'un corps dont on souhaite acquérir une image. Le dispositif comprend en outre un circuit électronique de contrôle adapté à appliquer des signaux électriques d'excitation aux transducteurs, de façon à provoquer l'émission d'ondes ultrasonores par les transducteurs, en direction du corps à analyser. Les ondes ultrasonores émises par les transducteurs sont réfléchies par le corps à analyser (par sa structure interne et/ou superficielle), puis reviennent vers les transducteurs qui les convertissent à nouveau en signaux électriques. Ces signaux électriques de réponse sont lus par le circuit électronique de contrôle, et peuvent être mémorisés et analysés pour en déduire des informations sur le corps étudié. Il serait souhaitable d'améliorer au moins en partie certains aspects des circuits connus de contrôle de transducteurs ultrasonores. Pour cela, un mode de réalisation prévoit un circuit de contrôle d'un transducteur ultrasonore, comportant un circuit de réception ayant une borne d'entrée destinée à être reliée à une électrode du transducteur, ledit circuit de réception comportant un circuit analogique de compression de dynamique. Selon un mode de réalisation, le circuit de réception comprend en outre un convertisseur analogique-numérique, le circuit analogique de compression de dynamique ayant un noeud d'entrée relié à la borne d'entrée du circuit de réception et un noeud de sortie relié à un noeud d'entrée du convertisseur analogique-numérique. Selon un mode de réalisation, le circuit comporte en outre, en sortie du convertisseur analogique-numérique, un circuit de correction numérique configuré pour appliquer au signal de sortie du convertisseur analogique-numérique un gain numérique variable en fonction de l'amplitude du signal, compensant la variation de gain analogique appliquée par le circuit analogique de compression de dynamique. Selon un mode de réalisation, le circuit analogique de compression de dynamique est un circuit d'amplification non linéaire ayant a une fonction de transfert symétrique, ladite fonction de transfert étant, pour des signaux d'entrée positifs, une fonction monotone croissante dont la dérivée décroit de façon monotone en fonction de l'amplitude du signal d'entrée. Selon un mode de réalisation, le circuit de compression de dynamique présente une fonction de transfert de type arc sinus hyperbolique, arc tangente, log ou sinus. Selon un mode de réalisation, le circuit de compression de dynamique comprend une pluralité d'amplificateurs analogiques et un sommateur de tensions analogiques. Selon un mode de réalisation, les amplificateurs analogiques sont reliés en série, chaque amplificateur analogique ayant un noeud de sortie relié à un noeud d'entrée correspondant du sommateur de tension. Selon un mode de réalisation, chaque amplificateur analogique a son noeud de sortie relié au noeud d'entrée correspondant du sommateur de tension par l'intermédiaire d'un interrupteur. Selon un mode de réalisation, les amplificateurs analogiques sont des amplificateurs linéaires et ont tous sensiblement le même gain. Selon un mode de réalisation, les amplificateurs analogiques sont connectés par leurs nœuds d'entrée respectifs, chaque amplificateur analogique ayant un noeud de sortie relié à un noeud d'entrée correspondant du sommateur de tension. Selon un mode de réalisation, chaque amplificateur analogique a son noeud de sortie relié au noeud d'entrée correspondant du sommateur de tension par l'intermédiaire d'un interrupteur. Selon un mode de réalisation, les amplificateurs analogiques sont des amplificateurs linéaires et ont tous des gains différents. Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1 illustre de façon schématique, sous forme de blocs, un exemple d'un circuit de commande d'un dispositif d'imagerie ultrasonore ; la figure 2 illustre de façon schématique et partielle, sous forme de blocs, un exemple d'un circuit de commande d'un transducteur ultrasonore selon un mode de réalisation ; la figure 3 est un diagramme illustrant un exemple de fonction de transfert d'un circuit de compression de dynamique du circuit de commande de la figure 2 ; la figure 4 est un diagramme illustrant un autre exemple de fonction de transfert d'un circuit de compression de dynamique du circuit de commande de la figure 2 ; la figure 5 illustre de façon schématique, sous forme de bloc, un exemple de réalisation d'un circuit de compression de dynamique du circuit de commande de la figure 2 ; et la figure 6 illustre de façon schématique, sous forme de bloc, un autre exemple de réalisation d'un circuit de compression de dynamique du circuit de commande de la figure 2. De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références dans les différentes figures. En particulier, les éléments structurels et/ou fonctionnels communs aux différents modes de réalisation peuvent présenter les mêmes références et peuvent disposer de propriétés structurelles, dimensionnelles et matérielles identiques. Par souci de clarté, seuls les étapes et éléments utiles à la compréhension des modes de réalisation décrits ont été représentés et sont détaillés. En particulier, les diverses applications que peuvent avoir les dispositifs décrits n'ont pas été détaillées, les modes de réalisation décrits étant compatibles avec les applications usuelles des dispositifs d'imagerie ultrasonore. De plus, les propriétés (fréquences, formes, amplitudes, etc.) des signaux électriques d'excitation appliqués par le circuit de commande aux transducteurs ultrasonores n'ont pas été détaillées, les modes de réalisation décrits étant compatibles avec les signaux d'excitation usuellement utilisés dans les systèmes d'imagerie ultrasonore, qui peuvent être choisis en fonction de l'application considérée et en particulier de la nature du corps à analyser et du type d'information que l'on cherche à acquérir. De façon similaire, les divers traitements appliqués aux signaux électriques fournis par les transducteurs ultrasonores et lus par le circuit de commande pour extraire des informations utiles sur le corps à analyser n'ont pas été détaillés, les modes de réalisation décrits étant compatibles avec les traitements usuellement utilisés dans les systèmes d'imagerie ultrasonore. De plus, la réalisation des transducteurs ultrasonores et du circuit de commande des dispositifs d'imagerie décrits n'a pas été détaillée, la réalisation détaillée de ces éléments étant à la portée de l'homme du métier à partir des indications de la présente description, en utilisant des techniques connues de réalisation de transducteur ultrasonores et de circuits électroniques. Sauf précision contraire, lorsque l'on fait référence à deux éléments connectés entre eux, cela signifie directement connectés sans éléments intermédiaires autres que des conducteurs, et lorsque l'on fait référence à deux éléments reliés (en anglais "coupled") entre eux, cela signifie que ces deux éléments peuvent être connectés ou être reliés par l'intermédiaire d'un ou plusieurs autres éléments. Sauf précision contraire, les expressions "environ", "approximativement", "sensiblement", et "de l'ordre de" signifient à 10 % près, de préférence à 5 % près. La figure 1 est un schéma électrique simplifié d'un exemple d'un dispositif d'imagerie ultrasonore 100. Le dispositif 100 comprend au moins un transducteur ultrasonore 101, par exemple un transducteur de type CMUT (transducteur ultrasonore capacitif à membrane). A titre de variante, le transducteur 101 peut être un transducteur électro-capacitif, un transducteur piézoélectrique, un transducteur à cristal, ou tout autre type de transducteur ultrasonore. Le transducteur 101 comprend deux électrodes E1 et E2. Lorsqu'une tension d'excitation appropriée est appliquée entre les électrodes E1 et E2, le transducteur émet une onde acoustique ultrasonore. Lorsque le transducteur reçoit une onde acoustique ultrasonore dans une certaine gamme de fréquence, il fournit entre ses électrodes E1 et E2 une tension représentative de l'onde reçue. Le dispositif 100 comprend en outre un circuit électronique 103 de commande du transducteur 101. Le circuit de commande 103 comprend un circuit d'émission 110, adapté à appliquer un signal électrique d'excitation au transducteur 101 pendant une phase d'émission d'une onde ultrasonore, et un circuit de réception 120 adapté à amplifier et numériser un signal électrique de réponse généré par le transducteur 101 pendant une phase de réception d'une onde ultrasonore (et plus généralement à conditionnés les signaux électriques générés par le transducteur 101 pendant la phase de réception). Le circuit d'émission 110 comprend une borne de sortie n1 destinée à être reliée, par exemple connectée, à l'électrode E2 du transducteur 101. Dans cet exemple, le circuit d'émission 110 comprend un générateur d'impulsions TX ayant un noeud d'entrée in destiné à recevoir un signal logique de commande, et un noeud de sortie out relié, par exemple connecté, à la borne n1. Le noeud d'entrée in du générateur d'impulsions TX peut être relié, par exemple connecté, à un noeud de sortie d'un circuit logique de contrôle, non représenté, du dispositif. Lorsque le signal logique appliqué sur le noeud d'entrée in du générateur TX est à un premier état, le générateur TX fourni sur son noeud de sortie out une tension de niveau haut +HV, et, lorsque le signal logique appliqué sur le noeud in du générateur TX est à un deuxième état, le générateur TX fourni sur son noeud de sortie out une tension de niveau bas –HV. Le signal de sortie du générateur d'impulsions TX correspond à un signal d'excitation du transducteur 101, qui peut être appliqué sur l'électrode E2 du transducteur. Le niveau de tension de ce signal d'excitation peut être relativement élevé, par exemple de l'ordre de 10 à 100 volts crête à crête. Le circuit de réception 120 comprend une borne d'entrée n2 destinée à être reliée, par exemple connectée, à l'électrode E2 du transducteur 101. Dans cet exemple, le circuit de réception 120 comprend un amplificateur de réception 121, de préférence à faible bruit (LNA), ayant un noeud d'entrée relié, par exemple connecté, à la borne n2. De plus, dans cet exemple, le circuit de réception 120 comprend un convertisseur analogique numérique 123 (ADC) ayant un noeud d'entrée relié à un noeud de sortie de l'amplificateur 121. Le convertisseur 123 est adapté à fournir des échantillons numériques quantifiés sur plusieurs bits, par exemple sur 8 à 16 bits, représentatifs de l'amplitude du signal d'entrée du convertisseur. Dans l'exemple de la figure 1, le circuit de réception 120 comprend en outre, entre la sortie de l'amplificateur 121 et l'entrée du convertisseur analogique-numérique 123, un circuit 125 d'ajustement temporel de gain (TGC). Le circuit 125 est commandable pour appliquer un gain analogique variable en fonction du temps au signal de sortie de l'amplificateur 121, au cours d'une phase de réception d'un signal retour reçu par le transducteur 101. Plus particulièrement, lors d'une phase de réception d'une onde ultrasonore retour par le transducteur 101, le gain appliqué par le circuit 125 au signal de sortie de l'amplificateur 121 augmente progressivement en fonction du temps, et donc en fonction de la profondeur de la zone explorée, de façon à compenser l'atténuation du signal ultrasonore par le milieu exploré. Ceci permet d'exploiter au mieux la dynamique du convertisseur analogique-numérique 123 pendant toute la durée de la phase de réception, et ainsi de limiter le bruit de quantification introduit par le convertisseur analogique-numérique 123, notamment pour les échos ultrasonores les plus lointains. Dans l'exemple de la figure 1, le circuit de réception 120 comprend en outre un filtre analogique anti-repliement 127 (AAF), par exemple un filtre passe bas, disposé entre la sortie de l'amplificateur 121 et l'entrée du convertisseur analogique numérique 123. Le filtre anti-repliement 127 est par exemple disposé entre la sortie du circuit d'ajustement temporel de gain 125 et l'entrée du convertisseur 123. Le circuit de réception 120 de la figure 1 comprend de plus, en sortie du convertisseur analogique-numérique 123, un circuit numérique de correction 129 (C), adapté à appliquer au signal de sortie du convertisseur 123 un gain numérique variable en fonction du temps, visant à compenser la variation temporelle de gain analogique appliquée par le circuit 125 en amont du convertisseur 123. Le signal numérique de sortie du circuit de correction 129 peut par exemple être transmis à un circuit numérique de traitement, non représenté. Dans l'exemple représenté, le circuit de commande 103 comprend un interrupteur d'émission SWTX ayant un premier noeud de conduction relié, par exemple connecté, à la borne de sortie n1 du circuit d'émission 110, et un deuxième noeud de conduction relié, par exemple connecté, à l'électrode E2 du transducteur 101. De plus, dans cet exemple, le circuit de commande 103 comprend un interrupteur de réception SWRX ayant un premier noeud de conduction relié, par exemple connecté, à la borne d'entrée n2 du circuit de réception 120, et un deuxième noeud de conduction relié, par exemple connecté, à l'électrode E2 du transducteur 101. Les interrupteurs SWTX et SWRX peuvent être maintenus respectivement fermé et ouvert pendant les phases d'émission, et respectivement ouvert et fermé pendant les phases de réception. A titre de variante, l'interrupteur SWTX peut être omis, la borne de sortie n1 du circuit d'émission 110 étant alors directement connectée à l'électrode E2 du transducteur 101. Par ailleurs, à titre de variante, l'interrupteur SWRX peut être omis, la borne d'entrée n2 du circuit de réception 120 étant alors directement connectée à l'électrode E2 du transducteur 101. Dans ce dernier cas, un circuit d'écrêtage, non représenté, peut être prévu entre la borne n2 et un noeud d'application d'un potentiel de référence du circuit, par exemple la masse, de façon à protéger le circuit de réception 120 pendant les phases d'émission, et notamment à éviter la destruction de l'amplificateur d'entrée 121 du circuit de réception 120 sous l'effet du signal électrique d'excitation appliqué par le générateur d'impulsions TX. Pendant les phases d'émission et/ou de réception, l'électrode E1 du transducteur 101 peut être maintenue à un potentiel de référence du dispositif, par exemple la masse. Bien qu'un unique transducteur 101 ait été représenté sur la figure 1, en pratique, le dispositif 100 peut comporter un grand nombre de transducteurs, par exemple identiques ou similaires. Dans ce cas, le circuit électronique de contrôle 103 peut comporter un circuit d'émission 110 et un circuit de réception 120 dédiés par transducteur ultrasonore 101. A titre de variante, un même circuit d'émission 110 et/ou un même circuit de réception 120 peuvent être partagés par plusieurs transducteurs ultrasonores 101. Une limitation du circuit électronique de contrôle 103 décrit en relation avec la figure 1 réside dans la difficulté de réalisation et de pilotage du circuit d'ajustement de gain temporel 125. La figure 2 illustre de façon schématique et partielle, sous forme de blocs, un exemple d'un circuit de commande d'un transducteur ultrasonore selon un mode de réalisation. Le circuit de commande de la figure 2 diffère du circuit de commande 103 décrit précédemment en relation avec la figure 1 principalement par la réalisation de son circuit de réception 220. Ainsi, par souci de simplification, seul le circuit de réception 220, remplaçant le circuit de réception 120 de la figure 1, a été représenté sur la figure 2. Le circuit de réception 220 de la figure 2 présente des éléments communs avec le circuit de réception 120 de la figure 1 Dans la suite de la description, ces éléments communs ne seront pas détaillés à nouveau, et seules les différences par rapport au circuit de réception 120 de la figure 1 seront mises en exergue. Comme le circuit 120 de la figure 1, le circuit de réception 220 de la figure 2 comprend une borne d'entrée n2 et un amplificateur de réception 121, de préférence à faible bruit (LNA), ayant un noeud d'entrée relié, par exemple connecté, à la borne n2. De plus, comme dans l'exemple de la figure 1, le circuit de réception 220 de la figure 2 comprend un convertisseur analogique numérique 123 (ADC) ayant un noeud d'entrée relié à un noeud de sortie de l'amplificateur 121. Le circuit de réception 220 de la figure 2 diffère du circuit de réception 120 de la figure 1 principalement en ce qu'il ne comprend pas le circuit d'ajustement temporel de gain analogique 125 (TGC) du circuit 120. Dans le mode de réalisation de la figure 2, le circuit de réception 220 comprend en revanche, entre la borne d'entrée n2 et l'entrée du convertisseur analogique-numérique 123, un circuit analogique de compression de dynamique 222 (DCF). Dans l'exemple représenté, le circuit 222 a un noeud d'entrée relié, par exemple connecté, au noeud de sortie de l'amplificateur 121, et un noeud de sortie relié au noeud d'entrée du convertisseur analogique-numérique 123. A la différence du circuit 125 de la figure 1 qui présente une fonction de transfert linéaire variable en fonction du temps, le circuit 222 présente une fonction de transfert non linéaire. Plus particulièrement, par circuit de compression de dynamique, on entend ici que le circuit 222 présente, pour des signaux d'entrée positifs, une fonction de transfert monotone croissante dont la dérivée (c'est-à-dire le coefficient directeur de la tangente à la courbe) décroit de façon monotone en fonction de l'amplitude du signal d'entrée, sur toute l'étendue de la gamme de dynamique d'entrée du circuit (i.e. jusqu'au seuil de saturation du circuit. La fonction de transfert du circuit 222 est de plus symétrique. Ainsi, le circuit 222 amplifie plus fortement les signaux présentant une amplitude relativement faible (en valeur absolue) et plus faiblement les signaux présentant une amplitude relativement élevée (en valeur absolue). Dans l'exemple de la figure 2, le circuit de réception 220 comprend en outre un filtre analogique anti-repliement 127 (AAF), par exemple un filtre passe bas, disposé entre la sortie de l'amplificateur 121 et l'entrée du convertisseur analogique numérique 123. Le filtre anti-repliement 127 est par exemple disposé entre la sortie du circuit de compression de dynamique 222 et l'entrée du convertisseur 123. Le circuit de réception 220 de la figure 2 comprend de plus, en sortie du convertisseur analogique-numérique 123, un circuit numérique de correction 224 (C), adapté à appliquer au signal de sortie du convertisseur 123 un gain numérique variable en fonction de l'amplitude du signal, compensant la variation de gain analogique appliquée par le circuit 222 en amont du convertisseur 123. Le signal numérique de sortie du circuit de correction 224 peut par exemple être transmis à un circuit numérique de traitement, non représenté. Dans le circuit de réception 220 de la figure 2, le circuit de compression de dynamique 222 permet d'amplifier plus fortement les signaux de faible amplitude, c'est-à-dire non seulement les échos les plus lointains comme le faisait déjà le circuit d'ajustement temporel de gain 125 de la figure 1, mais également les échos faibles provenant d'objets proches du transducteur, ce que ne permettait pas de faire le circuit d'ajustement temporel 125 de la figure 1. Ceci permet de limiter le bruit de quantification introduit par le convertisseur analogique-numérique 123 pour tous les signaux de faible amplitude. Pour les signaux de plus forte amplitude, l'amplification est plus faible ce qui revient à augmenter le bruit de quantification introduit par le convertisseur analogique-numérique 123, comme cela était déjà effectué pour les échos proches avec le circuit d'ajustement temporel de gain 125 de la figure 1. Le circuit de réception 220 de la figure 2 permet en outre avantageusement de se passer d'un circuit d'ajustement temporel de gain, relativement complexe à réaliser et à contrôler. Des exemples de fonctions de transfert pouvant être mises en oeuvre par le circuit 222 vont être décrits ci-après en relation avec les figures 3 et 4. La réalisation de circuits 222 présentant de telles fonctions de transfert, ou, plus généralement, toute autre fonction de transfert adaptée à mettre en oeuvre la fonction de compression de dynamique recherchée, n'a pas été détaillée, la réalisation de telles fonctions d'amplification non linéaires étant à la portée de la personne du métier en utilisant des composants électroniques connus, notamment des composants à base de silicium, par exemple des transistors. On notera par ailleurs que la fonction d'amplification non linéaire recherchée peut être mise en oeuvre en tout ou partie par le circuit d'amplification d'entrée 121. Ainsi, dans une variante de réalisation non représentée sur la figure 2, le circuit 121 peut être intégré au circuit 222, l'entrée du circuit 222 étant alors directement reliée, par exemple connectée, à la borne d'entrée n2 du circuit de réception 220. La figure 3 est un diagramme illustrant un premier exemple de fonction de transfert pouvant être mise en oeuvre par le circuit de compression de dynamique 222 de la figure 2. Sur la figure 3, on a représenté, sur l'axe des abscisses, un signal Vin correspondant à la tension d'entrée appliquée sur le noeud d'entrée du circuit 222, et, sur l'axe des ordonnées, un signal Vout correspondant à la tension de sortie du circuit 222. Dans cet exemple, la fonction de transfert F du circuit 222 est une fonction arc sinus hyperbolique (ASINH). On notera que la fonction arc sinus hyperbolique est une fonction logarithmique pouvant s'exprimer comme suit : Une telle fonction peut aisément être mise en oeuvre par des composants semiconducteurs non linéaires, par exemple des composants à base de silicium, par exemple des transistors. La figure 4 est un diagramme illustrant un deuxième exemple de fonction de transfert pouvant être mise en oeuvre par le circuit de compression de dynamique 222 de la figure 2. Comme sur la figure 3, on a représenté sur la figure 4, sur l'axe des abscisses, un signal Vin correspondant à la tension d'entrée appliquée sur le noeud d'entrée du circuit 222, et, sur l'axe des ordonnées, un signal Vout correspondant à la tension de sortie du circuit 222. Dans cet exemple, la fonction de transfert F du circuit 222 est une fonction arc tangente (ATAN), qui présente elle aussi l'avantage de pouvoir être implémentée relativement aisément à partir de composants électroniques existants, par exemple des composants semiconducteurs à base de silicium, par exemple des transistors. Plus généralement, toute autre fonction de compression de dynamique peut être utilisée, par exemple une fonction logarithmique, une fonction sinus entre -π/2 et +π/2, etc. La fonction de correction numérique appliquée par le circuit 224 en aval du convertisseur analogique-numérique 123 peut être choisie de façon à obtenir, in fine, une représentation linéaire du signal acoustique reçu par le transducteur. A titre d'exemple, si F désigne la fonction de transfert appliquée par le circuit analogique de compression de dynamique 222, la fonction de compensation appliquée par le circuit de correction numérique 224 peut être une fonction du type x=F -1 (y). La correction appliquée par le circuit 224 peut être une fonction déterminée mathématiquement et implémentée par un circuit de traitement numérique, par exemple de type microprocesseur, circuit logique programmable, etc. Toutefois, de façon préférentielle, la correction mise en oeuvre par le circuit 224 est implémentée au moyen d'une table de correspondance déterminée au préalable lors d'une phase de calibration du dispositif. Ceci permet avantageusement de corriger l'ensemble des distorsions éventuelles liées aux différents composants du circuit de réception 220. La figure 5 illustre de façon schématique, sous forme de blocs, un exemple de réalisation du circuit de compression de dynamique 222 du circuit de réception 220 de la figure 2. Dans cet exemple, la fonction de compression de dynamique est implémentée au moyen d'une pluralité d'amplificateurs analogiques à réponse linéaire reliés en série, et d'un sommateur de tensions analogiques. Plus particulièrement, dans l'exemple représenté, le circuit 222 comprend N amplificateurs linéraires A1, … AN, avec N entier supérieur ou égal à 2, et un sommateur de tensions 501 à N entrées e1, … eN. Chaque amplificateur Ai, avec i entier allant de 1 à N, à l'exception de l'amplificateur A1, a son noeud d'entrée relié, par exemple connecté, au noeud de sortie de l'amplificateur de rang précédent Ai-1. L'amplificateur A1 a son noeud d'entrée relié, par exemple connecté, au noeud d'entrée du circuit 222, désigné par la référence IN sur la figure 5. Les amplificateurs A1, … AN ont par ailleurs leurs noeuds de sortie respectifs reliés respectivement aux noeuds d'entrée e1, … eN du sommateur 501. Dans l'exemple représenté, les nœuds de sortie des amplificateurs A1, … AN sont reliés aux nœuds d'entrée e1, … eN du sommateur par respectivement N interrupteurs K1, … KN. Plus particulièrement, dans cet exemple, chaque interrupteur Ki a un premier noeud de conduction relié, par exemple connecté, au noeud de sortie de l'amplificateur Ai de même rang i, et un deuxième noeud de conduction relié, par exemple connecté, au noeud d'entrée ei de même rang i du sommateur de tensions 501. A titre de variante, les interrupteurs K1, … KN peuvent être omis, auquel cas chaque amplificateur Ai a son noeud de sortie directement relié, par exemple connecté, au noeud d'entrée ei de même rang i du sommateur 501. En fonctionnement, le circuit 222 reçoit sur son noeud d'entrée IN un signal S in correspondant par exemple au signal de sortie de l'amplificateur 121 de la figure 2. A titre de variante, l'amplificateur 121 de la figure 2 peut correspondre à l'amplificateur A1 du circuit 222 de la figure 5, auquel cas le signal d'entrée S in correspond au signal reçu sur la borne d'entrée n2 du circuit de réception 220 de la figure 2. Le sommateur 501 fourni, sur un noeud de sortie s, un signal S out égal à la somme des tensions S 1 , … S N appliquées sur ses nœuds d'entrée e 1 , … e N . Chaque amplificateur Ai applique un gain sensiblement fixe dans toute l'étendue de sa gamme de dynamique, jusqu'à son seuil de saturation. Le gain appliqué est par exemple le même pour les N amplificateurs A1, … AN, par exemple un gain de l'ordre de 20 dB. En considérant tous les interrupteurs K1, … KN fermés, pour des signaux d'entrée S in de faible amplitude, les N amplificateurs A1, … AN participent à l'amplification du signal. La contribution du signal de sortie S N de l'amplificateur AN au signal S out est alors prépondérante devant les contributions des signaux S 1 , … S N-1 . Lorsque le seuil de saturation de l'amplificateur AN est atteint, le signal S N n'évolue plus et reste bloquée à sa valeur maximale ou valeur de saturation. Une amplification linéaire reste assurée par les amplificateurs A1, … A N-1 . La contribution du signal S N-1 au signal de sortie S out devient en particulier significative, et prépondérante devant les contributions des signaux S 1 , … S N-2 . Pour des signaux d'entrée S in d'amplitude élevée, lorsque le seuil de saturation de l'amplificateur A2 est atteint, seul l'amplificateur A1 continue d'amplifier linéairement le signal. On obtient ainsi une fonction de transfert S out =F(S in ) non linéaire, assurant la fonction de compression de dynamique recherchée. Comme dans les exemples précédents, la fonction de correction numérique appliquée par le circuit 224 en aval du convertisseur analogique-numérique 123 peut être déterminée mathématiquement et implémentée par un circuit de traitement numérique par exemple de type microprocesseur, circuit logique programmable, etc. Toutefois, de façon préférentielle, la correction mise en oeuvre par le circuit 224 est implémentée au moyen d'une table de correspondance déterminée au préalable lors d'une phase de calibration du dispositif. A titre de variante, dans le cas illustré par la figure 5 dans lequel les nœuds de sortie des amplificateurs A1, … AN sont reliés aux nœuds d'entrée e1, … eN du sommateur par respectivement N interrupteurs K1, … KN, on peut en outre prévoir de mettre en oeuvre une fonction d'ajustement temporel discret de la fonction de transfert du circuit 222. En particulier, on pourra prévoir, pendant une phase de réception d'une onde ultrasonore, de fermer successivement les interrupteurs K1 à KN au cours de la phase de réception, de façon à augmenter par paliers successifs le gain maximum disponible en fonction de la profondeur explorée. On notera que par rapport à un ajustement temporel continu du type mis en oeuvre par le circuit 125 de la figure 1, cette fonction d'ajustement discret (par paliers) est relativement simple à mettre en oeuvre. La figure 6 illustre de façon schématique, sous forme de blocs, un autre exemple de réalisation du circuit de compression de dynamique 222 du circuit de réception 220 de la figure 2. Là encore, la fonction de compression de dynamique est implémentée au moyen d'une pluralité d'amplificateurs analogiques à réponse linéaire, et d'un sommateur de tensions analogiques. Plus particulièrement, dans cet exemple, le circuit 222 comprend N+1 amplificateurs linéraires A0, A1, … AN, avec N entier supérieur ou égal à 2, et un sommateur de tensions 601 à N+1 entrées e0, e1, … eN. Dans l'exemple représenté, N est égal à 3, les modes de réalisation décrits ne se limitant bien entendu pas à ce cas particulier. L'amplificateur A0 a son noeud d'entrée relié, par exemple connecté, au noeud d'entrée IN du circuit 122. L'amplificateur A0 correspond par exemple à l'amplificateur 121 du circuit de réception 220 de la figure 2, qui se trouve alors intégré dans le circuit de compression de dynamique 222. Chaque amplificateur Ai, avec i entier allant de 1 à N, a son noeud d'entrée relié, par exemple connecté, au noeud de sortie de l'amplificateur A0. Les amplificateurs A1, … AN ont par ailleurs leurs noeuds de sortie respectifs reliés respectivement aux noeuds d'entrée e1, … eN du sommateur 601. Dans l'exemple représenté, les nœuds de sortie des amplificateurs A1, … AN sont reliés aux nœuds d'entrée e1, … eN du sommateur par respectivement N interrupteurs K1, … KN. Plus particulièrement, dans cet exemple, chaque interrupteur Ki a un premier noeud de conducion relié, par exemple connecté, au noeud de sortie de l'amplificateur Ai de même rang i, et un deuxième noeud de conduction relié, par exemple connecté, au noeud d'entrée ei de même rang i du sommateur de tensions 601. A titre de variante, les interrupteurs K1, … KN peuvent être omis, auquel cas chaque amplificateur Ai a son noeud de sortie directement relié, par exemple connecté, au noeud d'entrée ei de même rang i du sommateur 601. Par ailleurs, dans cet exemple, l'amplificateur A0 a son noeud de sortie relié au noeud d'entrée e0 du sommateur 601 par l'intermédiaire d'un interrupteur K0. A titre de variante, l'interrupteur K0 peut être omis, auquel cas le noeud de sortie de l'amplificateur A0 peut être directement relié, par exemple connecté, au noeud d'entrée e0 du sommateur 601. En fonctionnement, le circuit 222 reçoit sur son noeud d'entrée IN un signal S in . Le sommateur 601 fourni, sur un noeud de sortie s, un signal S out égal à la somme des tensions S 1 , … S N appliquées sur ses nœuds d'entrée e 1 , … e N . Dans l'exemple de la figure 6, chaque amplificateur Ai, avec i entier allant de 1 à N, présente un gain strictement supérieur à celui de l'amplificateur de rang précédent Ai-1. En considérant tous les interrupteurs K0, K1, … KN fermés, pour des signaux d'entrée S in de faible amplitude, les N amplificateurs A0, A1, … AN participent à l'amplification du signal. La contribution du signal de sortie S N de l'amplificateur AN au signal S out est toutefois prépondérante devant les contributions des signaux S 0 , S 1 , … S N-1 . Lorsque le seuil de saturation de l'amplificateur AN est atteint, le signal S N n'évolue plus et reste bloquée à sa valeur maximale ou valeur de saturation. Une amplification linéaire reste assurée par les amplificateurs A0, A1, … A N -1 . La contribution du signal S N-1 au signal de sortie S out devient en particulier significative, et prépondérante devant les contributions des signaux S 0 , … S N-2 . Pour des signaux d'entrée S in d'amplitude élevée, lorsque le seuil de saturation de l'amplificateur A1 est atteint, seul l'amplificateur A0 continue d'amplifier linéairement le signal. On obtient ainsi une fonction de transfert S out =F(S in ) non linéaire, assurant la fonction de compression de dynamique recherchée. Comme dans les exemples précédents, la fonction de correction numérique appliquée par le circuit 224 en aval du convertisseur analogique-numérique 123 peut être déterminée mathématiquement et implémentée par un circuit de traitement numérique par exemple de type microprocesseur, circuit logique programmable, etc. Toutefois, de façon préférentielle, la correction mise en oeuvre par le circuit 224 est implémentée au moyen d'une table de correspondance déterminée au préalable lors d'une phase de calibration du dispositif. A titre de variante, dans le cas illustré par la figure 6 dans lequel les nœuds de sortie des amplificateurs A0, A1, … AN sont reliés aux nœuds d'entrée a0, e1, … eN du sommateur par respectivement N+1 interrupteurs K0, K1, … KN, on peut en outre prévoir de mettre en oeuvre une fonction d'ajustement temporel discret de la fonction de transfert du circuit 222. En particulier, on pourra prévoir, pendant une phase de réception d'une onde ultrasonore, de fermer successivement les interrupteurs K0 à KN au cours de la phase de réception, de façon à augmenter par paliers successifs le gain maximum disponible en fonction de la profondeur explorée. Divers modes de réalisation et variantes ont été décrits. La personne du métier comprendra que certaines caractéristiques de ces divers modes de réalisation et variantes pourraient être combinées, et d’autres variantes apparaîtront à la personne du métier. En particulier, les modes de réalisation décrits ne se limitent pas aux exemples décrits ci-dessus de réalisation du circuit de compression de dynamique 222 du circuit de réception 220. Plus généralement, la personne du métier saura prévoir d'autres implémentations permettant d'obtenir la fonction analogique de compression de dynamique recherchée. Circuit (103) de contrôle d'un transducteur ultrasonore (101), comportant un circuit de réception (220) ayant une borne d'entrée (n2) destinée à être reliée à une électrode (E2) du transducteur, ledit circuit de réception (220) comportant un circuit analogique de compression de dynamique (222). Circuit (103) selon la revendication 1, dans lequel le circuit de réception (220) comprend en outre un convertisseur analogique-numérique (123), le circuit analogique de compression de dynamique ayant un noeud d'entrée relié à la borne d'entrée du circuit de réception (220) et un noeud de sortie relié à un noeud d'entrée du convertisseur analogique-numérique. Circuit (103) selon la revendication 2, comportant en outre, en sortie du convertisseur analogique-numérique (123), un circuit de correction numérique (224) configuré pour appliquer au signal de sortie du convertisseur analogique-numérique (123) un gain numérique variable en fonction de l'amplitude du signal, compensant la variation de gain analogique appliquée par le circuit analogique de compression de dynamique (222). Circuit (103) selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel le circuit analogique de compression de dynamique (222) est un circuit d'amplification non linéaire ayant a une fonction de transfert symétrique, ladite fonction de transfert étant, pour des signaux d'entrée positifs, une fonction monotone croissante dont la dérivée décroit de façon monotone en fonction de l'amplitude du signal d'entrée. Circuit (103) selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel le circuit de compression de dynamique (222) présente une fonction de transfert de type arc sinus hyperbolique, arc tangente, log ou sinus. Circuit (103) selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel le circuit de compression de dynamique (222) comprend une pluralité d'amplificateurs analogiques (A1, … AN) et un sommateur de tensions analogiques (501 ; 601). Circuit (103) selon la revendication 6, dans lequel les amplificateurs analogiques (A1, … AN) sont reliés en série, chaque amplificateur analogique (Ai) ayant un noeud de sortie relié à un noeud d'entrée (ei) correspondant du sommateur de tension (501). Circuit (103) selon la revendication 7, dans lequel chaque amplificateur analogique (Ai) a son noeud de sortie relié au noeud d'entrée (ei) correspondant du sommateur de tension (501) par l'intermédiaire d'un interrupteur (Ki). Circuit (103) selon la revendication 7 ou 8, dans lequel les amplificateurs analogiques (A1, … AN) sont des amplificateurs linéaires et ont tous sensiblement le même gain. Circuit (103) selon la revendication 6, dans lequel les amplificateurs analogiques (A1, … AN) sont connectés par leurs nœuds d'entrée respectifs, chaque amplificateur analogique (Ai) ayant un noeud de sortie relié à un noeud d'entrée (ei) correspondant du sommateur de tension (601). Circuit (103) selon la revendication 10, dans lequel chaque amplificateur analogique (Ai) a son noeud de sortie relié au noeud d'entrée (ei) correspondant du sommateur de tension (601) par l'intermédiaire d'un interrupteur (Ki). Circuit (103) selon la revendication 11, dans lequel les amplificateurs analogiques (A1, … AN) sont des amplificateurs linéaires et ont tous des gains différents.