Brevet FR3108026A1 — publié le 20210917

TITRE: DISPOSITIF ET PROCÉDÉ DE BALLISTOCARDIOGRAPHIE Le dispositif de ballistocardiographie comporte : - un support pour une personne, - une pluralité de capteurs de pression ou d’accélération fournissant, chacun, un signal analogique représentatif d’une pression ou d’une accélération mesurée en un point du support ou sur le corps de la personne, - un multiplexeur (41) configuré pour recevoir une pluralité de signaux analogiques en provenance de capteurs et pour fournir, en sortie, un signal successivement représentatif des signaux en entrée et - un amplificateur opérationnel (52) dont une entrée (57) est reliée à la sortie du multiplexeur et muni, sur son autre entrée, d’un filtre mixte comportant un convertisseur analogique-numérique (53) convertissant le signal sortant du multiplexeur en données numériques, un filtre numérique (54) agissant sur les données numériques et un convertisseur numérique-analogique (55) convertissant les données numériques filtrées en un signal analogique injecté sur cette autre entrée (58) de l’amplificateur opérationnel. Figure pour l’abrégé: Figure 2 DISPOSITIF ET PROCÉDÉ DE BALLISTOCARDIOGRAPHIE DOMAINE TECHNIQUE DE L’INVENTION La présente invention vise un dispositif et un procédé de ballistocardiographie. Elle s’applique, notamment, à la ballistocardiographie, c’est-à-dire à la mesure non intrusive de l’activité cardiaque mécanique. ÉTAT DE LA TECHNIQUE La ballistocardiographie (BCG), une méthode de surveillance du rythme cardiaque sans contact, permet de mesurer les signes vitaux et de réduire la douleur et l'inconfort du patient en matière de surveillance. Elle utilise un accéléromètre placé sur le côté du matelas. Comme l'amplitude du signal est très faible, le circuit électronique frontal de conditionnement du signal a besoin d'un gain d'amplification élevé et est donc très sensible à la dérive de la composante continue et au bruit de fond. Cependant, les filtres analogiques connus sont lents à se stabiliser, et le patient plus le lit constituent un système mécanique masse-ressort qui génère du bruit à sa fréquence de résonance. Par conséquent, le signal du BCG est susceptible de saturer pendant plusieurs secondes chaque fois que le patient se déplace. Dans l’art antérieur, une amplification analogique est nécessaire pour obtenir de bonnes performances de détection. Elle est donc très sensible à la dérive de la composante continue qui se produit lors d'un changement de position du patient, par exemple de la position couchée sur le ventre à la position couchée sur le dos, et doit être filtrée. Cependant, pour mesurer l'activité respiratoire dont les composantes de basse fréquence sont d'environ 0,1 Hz, les filtres passe-haut habituels sont lents à se stabiliser et le signal du BCG peut saturer pendant plusieurs dizaines de secondes. L'ajout de composantes non linéaires, par exemple des diodes de commutation dans la boucle de rétroaction de l'amplificateur, peut aider à réduire la durée de stabilisation de l'amplificateur, c'est-à-dire la durée avant la fin de la saturation, pour quelques secondes seulement. De plus, le patient et son lit peuvent être considérés comme un système masse-ressort qui génère du bruit à sa fréquence de résonance. Des bruits environnants, par exemple la marche des infirmières, les appareils de ventilation ou pendant le transport dans l'unité de soins intensifs pédiatriques, peuvent également se produire. Pour les mêmes raisons de saturation, ces bruits répétitifs doivent être filtrés, sinon la durée de surveillance risque d'être réduite. PRESENTATION DE L’INVENTION La présente invention vise à remédier à tout ou partie de ces inconvénients. À cet effet, selon un premier aspect, la présente invention vise un dispositif de ballistocardiographie qui comporte : - un support pour une personne, - une pluralité de capteurs de pression ou d’accélération fournissant, chacun, un signal analogique représentatif d’une pression ou d’une accélération mesurée en un point du support ou sur le corps de la personne, - un multiplexeur configuré pour recevoir une pluralité de signaux analogiques en provenance de capteurs et pour fournir, en sortie, un signal successivement représentatif des signaux en entrée et - un amplificateur dont une entrée est reliée à la sortie du multiplexeur et muni, sur son autre entrée, d’un filtre mixte comportant un convertisseur analogique-numérique convertissant le signal sortant du multiplexeur en données numériques, un filtre numérique agissant sur les données numériques et un convertisseur numérique-analogique convertissant les données numériques filtrées en un signal analogique injecté sur cette autre entrée de l’amplificateur. Grâce à ces dispositions, l’état et les coefficients du filtre numérique peuvent être modifiés suffisamment rapidement pour que chaque capteur soit associé, successivement, à un filtrage numérique spécifique. Le dispositif peut ainsi mettre en œuvre des centaines, voire des milliers de capteur et réaliser une analyse plus fine et à moindre coût des données recueillies. De plus, le taux d’amplification peut être plus élevé car la composante continue peut-être mieux filtrée. Chacun des signaux à traiter peut donc être de meilleure qualité et améliorer encore l’analyse réalisée. Enfin, chaque filtre numérique utilisé peut avoir un ordre plus élevé que des filtres analogiques. L’invention permet ainsi de réaliser une cartographie cardiaque plus précise que ce que permettait les dispositifs de ballistocardiographie connus. Dans des modes de réalisation, le dispositif comporte, pour chaque capteur, une mémoire des données numériques sortant successivement du convertisseur analogique numérique lorsque le signal sortant de ce capteur est fourni en sortie du multiplexeur, et le filtre comporte un processeur qui traite les données successivement mémorisées pour appliquer un filtrage de ces données et fournir une donnée numérique qui est convertie par le convertisseur numérique analogique. Grâce à ces dispositions, les signaux issus des différents capteurs sont traités indépendamment mais en tenant compte de leur évolution pour éliminer la dérive de la composante continue et stabiliser le filtrage appliqué. Dans des modes de réalisation, le filtre numérique est une cascade de filtres biquadratiques, autrement appelée filtres biquadratiques en cascade. C’est un filtre efficace, très facilement implémentable dans des systèmes embarqués tels que les microcontrôleurs. Dans des modes de réalisation, la fréquence d’échantillonnage du convertisseur analogique-numérique est égal au produit du nombre de capteurs par un nombre compris entre 128 et 512. Grâce à ces dispositions, les fréquences cardiaques et de respiration sont finement détectées. Dans des modes de réalisation, la pluralité de capteurs constituent au moins une matrice de capteurs de pression. Grâce à ces dispositions, des centaines, voire des milliers, de capteurs sont mis en œuvre et la cartographie ballistocardiographique ou cardio-respiratoire possède une résolution élevée. Dans des modes de réalisation, le gain de l’amplificateur est supérieur à 10. Les vibrations détectées sont ainsi de très faible amplitude, ce qui augmente la précision du dispositif. Selon un deuxième aspect, la présente invention vise une application d’un dispositif objet de l’invention à la surveillance d’un patient pendant une opération chirurgicale. Selon un troisième aspect, la présente invention vise une application d’un dispositif objet de l’invention à la visualisation de l’onde de pouls et de la contraction des ventricules. Cette application permet de réaliser un scanner simplifié de fonctions vitales, par exemple visualisation de l’onde de pouls et de la contraction des ventricules, à moindre coût et en temps réel au cours d’une opération ou pendant la surveillance d’un patient. Selon un quatrième aspect, la présente invention vise un procédé de ballistocardiographie mettant en œuvre un dispositif objet de la présente invention, qui comporte les étapes suivantes: - une pluralité de captures de pression ou d’accélération en différents points d’un support d’une personne ou sur le corps de la personne, fournissant, pour chaque point de capture, un signal analogique représentatif d’une pression ou d’une accélération mesurée en un point du support ou sur le corps de la personne, - un multiplexage de la pluralité de signaux analogiques et - une amplification du signal multiplexé auquel est soustrait un signal filtré par un filtre mixte comportant un convertisseur analogique-numérique convertissant le signal multiplexé en données numériques, un filtre numérique agissant sur les données numériques et un convertisseur numérique-analogique convertissant les données numériques filtrées en un signal analogique. Dans des modes de réalisation, le procédé objet de l’invention comporte, de plus, une étape d’estimation de la composante continue et une étape d’initialisation du filtre avec la composante continue estimée. Grâce à ces dispositions, la durée de stabilisation du signal filtrée est très réduite. Dans des modes de réalisation, le procédé objet de l’invention comporte, de plus: - une étape de détection d’une vibration dans le signal amplifié, - une étape de segmentation du signal de vibration, - une étape de transformation, dans le domaine fréquentiel, de segments du signal, - une étape d’obtention d’un maximum du signal, dans le domaine fréquentiel, - une étape de configuration d’un filtre coupe-bande comportant le maximum obtenu et - une étape de filtrage du signal amplifié avec le filtre coupe-bande. Grâce à ces dispositions, le bruit, par exemple engendré par les mouvements du patient, est extrait du signal traité et visualisé. Les buts, avantages et caractéristiques particulières du procédé et des applications objets de la présente invention étant similaires à ceux du dispositif objet de la présente invention, ils ne sont pas rappelés ici. BRÈVE DESCRIPTION DES FIGURES D’autres avantages, buts et caractéristiques particulières de l’invention ressortiront de la description non limitative qui suit d’au moins un mode de réalisation particulier du dispositif et du procédé objets de la présente invention, en regard des dessins annexés, dans lesquels: représente, schématiquement, un mode de réalisation particulier du dispositif objet de l’invention, représente, schématiquement, un circuit électronique frontal de conditionnement du signal issu de capteurs, représente, schématiquement, un exemple d'un filtre IIR de quatrième ordre, représente une distribution des pôles d’un filtre IIR quantifiés sur six bits, représente une quantification d'un pôle d’un filtre IIR quantifié sur 64 bits à 32 bits, représente, sous forme d’une courbe fonction de la fréquence, un effet de la quantification et de la rectification de la bande passante d’un filtre IIR, représente des réponses en fréquence de l'équivalent passe-bas des filtres conçus et du filtre RC analogique typique, représente des étapes d’un pseudo-algorithme d'identification et de filtrage de la fréquence du bruit, est une illustration de la suppression de la dérive de la composante continue avec une amplification de 21 dB, représente une comparaison des réponses en fréquence pour un gain de 21 dB, IIR quantifié par rapport à des points expérimentaux, représente un effet de l'initialisation de l’état du filtre sur la durée de stabilisation, représente une durée de stabilisation pour différentes initialisations de l’état du filtre avec une amplification de 21 dB, représente un exemple d'une impulsion de BCG et de son spectre de fréquence unilatéral calculé par un microcontrôleur, représente, en amplitudes, la réponse fréquentielle de différents filtres, représente, en phases, la réponse fréquentielle de différents filtres, représente la réponse temporelle du filtre et de l’amplificateur dans la configuration FIR, représente la réponse temporelle du filtre et de l’amplificateur dans la configuration IIR une section, représente la réponse temporelle du filtre et de l’amplificateur dans la configuration IIR cinq sections et représente la réponse temporelle du filtre et de l’amplificateur dans la configuration FIR avec initialisation de l’état du filtre. La présente description est donnée à titre non limitatif, chaque caractéristique d’un mode de réalisation pouvant être combinée à toute autre caractéristique de tout autre mode de réalisation de manière avantageuse. On note dès à présent que les figures ne sont pas à l’échelle. On utilise, dans la description, indifférent les termes de processeur et de microcontrôleur. On observe, en figure1, une vue schématique d’un premier mode de réalisation 30 d’un dispositif objet de la présente invention. On observe, en figure 1, un support 31 pour une personne (non représentée), des capteurs 32 à 35 disséminés dans ou sur le support 31, un circuit électronique frontal 36 de conditionnement et d’amplification des signaux issus des capteurs 32 à 35, un convertisseur analogique numérique 37 des données sortant du circuit 36, un microcontrôleur 39 et un ordinateur 38 de traitement des données. Le support 31 est, par exemple un lit, un matelas, un coussin ou un siège. Les capteurs 32 à 35 sont, par exemple, des capteurs de pression, éventuellement sous forme de matrices comme décrit plus bas, ou des accéléromètres. Un mode de réalisation particulier du circuit 36 est représenté en figure 2. L’ordinateur 38 de traitement des données réalise, par exemple, une cartographie cardiaque ou pulmonaire de la personne, en fonction des signaux numériques sortant du convertisseur analogique numérique 37, selon des algorithmes connus. Le circuit frontal 36 identifie la fréquence de résonance du système, filtre la dérive de la composante continue et le bruit d'amortissement, et amplifie fortement le signal sans saturation, ou avec une durée de saturation réduite, après le mouvement du patient. Le circuit frontal 36 comporte, dans le mode de réalisation illustré en figure 2, un multiplexeur 41 des signaux analogiques provenant des capteurs 32 à 35, suivi d’un amplificateur 52 d’instrumentation dont la sortie est reliée au convertisseur analogique numérique 37. L’amplificateur 52 présente un gain très élevé, par exemple supérieur à 10, voire à 100. Le convertisseur analogique numérique 37 est précédé d’un filtre anti-repliement intégré dans le convertisseur analogique numérique 37. Le signal multiplexé issu du multiplexeur 41 est fourni à une entrée (ici l’entrée positive 57) de l’amplificateur 52 et à un convertisseur analogique numérique 53. Un filtre numérique 54 filtre le signal numérisé et un convertisseur numérique analogique 55 convertit le signal filtré numériquement et le délivre à l’autre entrée (ici l’entrée négative 58) de l’amplificateur 52. Une résistance 56 commande le gain de l’amplificateur 52, entre les entrées de l’amplificateur opérationnel 52. Le processeur de signal numérique (ou DSP pour Digital Signal Processor) , qui réalise le filtre numérique 54 est un STM32L476 (marque déposée) de 32 bits, monté sur une carte Nucleo-L476RG (marque déposée), dont les canaux des convertisseurs analogiques-numériques (ou ADC pour Analog to Digital Converter) et des convertisseurs numériques-analogiques (ou DAC pour Digital to Analog Converter) ont une résolution de 12 bits et une fréquence d'échantillonnage fs comprise entre 128 et 512 Hz, par exemple de 256 Hz par capteur. La fréquence du multiplexeur est donc N x f s, d’au moins 130 kHz pour atteindre la résolution spatio-temporelle minimale pour 1024 capteurs (fs = 128 Hz et N = 1024 capteurs) et jusqu’à 2 MHz pour la résolution spatio-temporelle maximale (fs = 512 Hz et N = 4096 capteurs). La résolution du quantificateur est de 8 à 16 bits, typiquement 12 bits. Le microcontrôleur 39 démultiplexe les signaux filtrés en sortie du convertisseur analogique numérique 37 et conditionne ces signaux en matrice puis les envoie à l’ordinateur 38. L’ordinateur 38 affiche ensuite les matrices sous forme d’une vidéo puis compresse éventuellement ces matrices Le système d'exploitation ARM MBED (marque déposée) a été utilisé avec la bibliothèque DSP de CMSIS (marque déposée). Un port série universel (ou USB pour Universal Serial Bus) est utilisé pour la communication série avec un ordinateur et l'alimentation du circuit. Le capteur est un accéléromètre LIS344ALH (marque déposée) avec une faible densité de bruit de 50 μg/√Hz et une haute sensibilité de 0,66 V/g. Il est monté sur une carte d'évaluation STEVAL-MKI015V1 (marque déposée), et les broches FS, PD et ST sont mises à la terre. Il est alimenté par une alimentation unique de 3,3 V et mesure des accélérations de +/- 2 g dans cette configuration. Il est orienté de telle sorte que l'axe Z soit dans la direction de la gravité. Le circuit mixte frontal 36 de conditionnement de signaux possède une architecture de signal mixte, c’est-à-dire une topologie où un signal analogique est numérisé par un convertisseur analogique numérique ADC, filtré sur un processeur de traitement du signal DSP puis synthétisé par un convertisseur numérique analogique DAC. De tels circuits présentent les mêmes avantages que les filtres numériques, par exemple une bande de fréquence de transition nette ou une durée de stabilisation très réduite, et peuvent être associés à un amplificateur analogique. Dans le cas du BCG, les composantes indésirables du signal d'accélération analogique doivent être filtrées avant l'amplification et la numérisation. L'architecture conçue, illustrée à la figure 2, élimine ces composantes indésirables et amplifie le signal résultant à l'aide d'un amplificateur d'instrumentation. Le signal résultant est exprimé par l'équation 1, où G représente le gain de l'amplificateur et f représente le filtre numérique. équ. 1 Lors de la synthèse du signal de retour, une saturation est mise en œuvre afin de respecter l'équation 2. équ. 2 Conception et mise en œuvre des filtres numériques: afin d'éliminer les composantes indésirables du signal, deux types de filtres linéaires numériques ont été mis en œuvre dans des modes de réalisation du dispositif objet de l’invention. Il s’agit de filtres à réponse impulsionnelle finie (FIR) et les filtres à réponse impulsionnelle infinie (IIR) du deuxième ordre, représentés en figure 3 et communément appelés filtres biquadratiques en cascade (en anglais cascade of biquad filters). Les filtres FIR et biquad sont respectivement définis par l’équation 3 et l'équation 4, où n est l'indice d'échantillonnage, x et y sont les signaux d'entrée et de sortie, N est le nombre de coefficients, {a_n } et {b_n } sont les coefficients de rétroaction et de réaction. équ. 3 équ. 4 Par convention, a 0 est fixé à 1. On observe, en figure 3, un exemple d'un filtre IIR de 4 ème ordre 60, cascade de deux filtres biquad 61 et 62, tel qu'implémenté par la bibliothèque DSP de CMSIS. Les coefficients du filtre sont calculés à l'aide de la bibliothèque Python scipy.signal (marques déposées) sur un ordinateur 64 bits. Ils doivent être quantifiés à des coefficients de 32 bits avant d'être implémentés sur le processeur de traitement du signal DSP, ce qui peut générer des erreurs, en particulier pour les filtres IIR avec des filtres à fortes contraintes et une fréquence de coupure très basse. Par exemple, les figures 4 et 5 illustrent la quantification des pôles pour un filtre de Butterworth de deuxième ordre avec une fréquence de coupure de 0,05 Hz et un taux d'échantillonnage de 256 Hz. En figure 4 la distribution des pôles 63 quantifiés sous six bits est représentée selon un axe horizontal représentant leur partie réelle et un axe vertical représentant leur partie imaginaire. En figure 5, on observe la quantification d’un pôle 64 de 64 bits, avant quantification, en un pôle 65 de 32 bits, après quantification. Chacun de ces pôles est représenté selon un axe horizontal représentant sa partie réelle et un axe vertical représentant sa partie imaginaire. Cette quantification de coefficient est susceptible de modifier la réponse en fréquence du filtre, par exemple le gain de bande passante comme illustré à la figure 6 en utilisant le même filtre que celui des figures 4 et 5. Après quantification, le gain de la bande passante a été systématiquement corrigé à 0 dB à l'aide de l'équation 5. équ. 5 On observe, en figure 6, avec un axe horizontal représentant les fréquences et deux axes verticaux représentant, en haut, les amplitudes et, en bas, les phases, un signal 70 non quantifié, un signal 71 quantifié et un signal 72 rectifié. La figure 6 représente ainsi l’effet de la quantification et de la rectification de la bande passante. La durée de stabilisation des filtres dépend de l'initialisation. L'état du filtre est généralement initialisé à zéro : le signal est donc causal. Cependant, le capteur a une position de repos qui est connue ou peut être estimée. Dans le cas de l’accéléromètre décrit par ailleurs, on peut supposer qu’il est posé à plat sur le matelas qui est lui-même horizontal : l'axe z devrait voir une valeur de décalage d'environ +1 g, soit 2,31 V dans ce réglage. Le filtre est initialisé en considérant que le signal est de 2,31 V avant de commencer l'enregistrement. Concernant la suppression de la dérive de la composante continue, celle-ci représente une composante souvent indésirable du signal physiologique. Il s'agit d'une composante à basse fréquence qui interdit une amplification à gain élevé. En ballistocardiographie, le déplacement de la composante continue est un décalage de tension dépendant de la position du corps et du poids dans le lit. Par exemple, lors d'un changement de position du patient, l'orientation de l'accéléromètre et la projection de la gravité sur les axes de l'accéléromètre changent. Les inventeurs ont observé que cette valeur de décalage se situe généralement entre 0,1 et 0,5 g, pour laquelle l'amplificateur saturerait avec G > 3 dB. La respiration, dont la fréquence varie de 0,5 à 1,0 Hz en néonatologie et jusqu'à 0,1 Hz en gériatrie, peut être considérée soit comme une partie de la dérive de la composante continue, soit comme une composante utile du signal. Dans le mode de réalisation décrit ici, la respiration n'est pas filtrée, par conséquent la fréquence de coupure du filtre de base est fixée à 0,05 Hz et f est un filtre passe-bas (Equation 1). Dans le cas du FIR, la méthode de la fenêtre est appliquée avec une fenêtre de Kaiser de 40 dB d'atténuation minimale dans la bande passante et une largeur de bande de transition de 0,1 Hz. Le filtre FIR résultant possède 5716 coefficients. Dans le cas du FIR, un filtre de Butterworth de deuxième ordre, choisi en raison de sa réponse maximale plate dans la bande passante, est conçu et répété deux fois afin d'accentuer la transition. Dans le mode de réalisation décrit ici, le filtre choisi est un filtre IIR du quatrième ordre, car le filtre FIR est coûteux en calculs pour le microcontrôleur 54. La figure 7 illustre les réponses des filtres FIR et IIR conçus en équivalent passe-bas. Elles sont comparées à un filtre typique à résistance-condensateur (RC) du premier ordre avec la même fréquence de coupure. On observe, en figure 7, les réponses en fréquence de l'équivalent passe-bas des filtres FIR, réponse 75, IIR, réponse 76 et d’un filtre RC analogique typique, réponse 77. On note que les axes sont identiques à ceux de la figure 6, mais avec une étendue de la plage de fréquences plus importante. Un gain de 21 dB est fixé dans ce mode de réalisation. Le filtre passe-haut équivalent à finalement le numérateur et les dénominateurs suivants dans le tableau 1. Il est défini par l'équation 4, l'équation 5 et l'équation 6. V out = g(V in ) équ 6 a' n = a n équ 7 b’ n = G.(a n – b n ) équ 8 a0 1 a1 -1.9982646 a2 0.99826604 b0 11.183295 b1 -22.3472 b2 11.163904 Numérateurs a0, a1 et a2 et dénominateurs b0, b1, b2 du filtre passe-haut équivalent. Concernant l’identification et le filtrage des fréquences de bruit, la fréquence du bruit est identifiée et filtrée à l'aide de l'algorithme 80 intégré illustré en figure 8. On observe, en figure 8, une entrée 81 du signal amplifié, une étape de détection de vibration 82, une étape de segmentation de vibration 83, une étape de transformation de Fourier rapide (ou FFT pour Fast Fourier Transform) 84, une étape d’extraction de maximum 85 qui fournit la fréquence du bruit 86, une étape de sélection de filtre coupe-bande («notch filter») 87, une étape de mise à jour du filtre de réaction 88 et une étape de sortie du signal filtré 89. L'étape de détection des vibrations 82 est paramétrée par une valeur limite de tension, ci-après dénommée «seuil», au-delà duquel la vibration est détectée. La vibration commence lors du dépassement, par le signal amplifié de cette valeur limite, et possède une durée considérée comme fixe. La densité spectrale de puissance de la vibration segmentée est calculée par le microcontrôleur. Son maximum est situé à la fréquence du bruit, de sorte qu'elle se situe en dehors de la gamme de fréquences du BCG, sinon les battements de cœur du signal BCG seraient déformés ou filtrés. Plusieurs filtres coupe-bande, avec des facteurs de qualité Q=0,707, ont été préliminairement calculés à l'aide de la bibliothèque scipy.signal en dehors du microcontrôleur. Le filtre coupe-bande dont la fréquence est la plus proche de la fréquence du bruit est sélectionné, et ajouté au filtre de base de l'IIR. Dans cette section, les résultats de l'expérience sont détaillés : le filtrage de la dérive de la composante continue, la comparaison de la durée de stabilisation et l'identification et le filtrage du bruit sont analysés. Les signaux bruts présentés ne sont pas post-traités. Filtrage de la composante continue Le filtre IIR réussit à filtrer la composante continue, et celle-ci est éliminée par l'amplificateur. À l'état d'équilibre, l'amplitude maximale crête à crête des impulsions est dix fois plus élevée à la sortie qu'à l'entrée. La figure 9 est une illustration du signal avant et après l'amplificateur avec une amplitude d'impulsion inférieure au niveau de bruit, avec une amplification de 21 dB. On observe, en figure 9, une courbe 90 en sortie de capteur et une courbe 91 d’accélération amplifiée. L’axe horizontal représente le temps, en seconde et l’axe vertical représente le voltage. On observe qu’un pouls, de fréquence d’environ 60 hertz est extrait du signal bruité initial, malgré les défauts du signal initial. Ce filtre permet de générer des vibrations à différentes fréquences constantes et de comparer les accélérations mesurées avant et après le filtrage et l'amplification par leurs valeurs moyennes quadratiques. La réponse 95 en fréquence mesurée expérimentalement est comparée à la réponse théorique 96 de ce filtre, en figure 10, pour le filtre IIR quantifié, avec un gain de 21dB. Comparaison des durées de stabilisation Les signaux ont été enregistrés à différents niveaux d'initialisation. La figure 11 est une superposition de deux signaux à des moments différents, avec une initialisation décalée de 0 V, courbe 101, et 2,31 V, courbe 102. On observe que lorsque l'état du filtre est initialisé à 0 V, l'amplificateur peut saturer pendant des dizaines de secondes, ce qui n'est pas le cas si le décalage est bien estimé. La durée de stabilisation, en ordonnées, dépend de l'initialisation du décalage, en abscisse, comme l'illustre la courbe 106 en figure 12, avec une amplification de 21 dB. Identification des bruits Le seuil et la durée ont été fixés respectivement à 1,5 % et 0,25 s de la dérive de la composante continue initiale. Le bruit était généré par des vibrations pulsées, c'est-à-dire le BCG simulé. La fréquence 112 du bruit 111 déterminée par le microcontrôleur est d'environ 68 Hz, comme on peut le voir sur la figure 13. Il s'agit de la fréquence de résonance du système d'amortissement. Un filtre coupe-bande a ensuite été sélectionné par l'algorithme illustré par la figure 8 pour filtrer la fréquence de bruit identifiée. En conclusion, la présente invention met en œuvre un nouveau circuit frontal de conditionnement de signal qui identifie la fréquence de résonance du système, filtre la dérive de la composante continue et le bruit d'amortissement, et amplifie le signal BCG sans saturation après le mouvement du patient. Dans la description ci-dessus, le gain d’amplification est de 21 dB pour illustrer le principe du circuit frontal BCG. Cependant, l’invention ne se limite pas à ce niveau de gain, notamment lorsqu’un circuit électronique spécifique avec un plan de masse adéquat est utilisé. Par rapport aux instruments habituels du BCG, ce circuit frontal de conditionnement décrit ci-dessus à une durée de stabilisation plus faible et une transition de fréquence plus nette. Il ouvre des possibilités d'applications médicales, en temps réel et à faible coût. On décrit, ci-dessous, l’intégration de ce circuit frontal dans un dispositif de BCG. On rappelle que les fréquences 0,05Hz à 25Hz comportent les phénomènes cardiaques et respiratoires. Le but de ce dispositif est d’établir une cartographie cardio-respiratoire de la surface corporelle par multiplexage temporel d’un filtre analogique à boucle de rétroaction numérique. Un montage de filtre mixte 36 tel que décrit ci-dessus remplace un montage analogique dans la boucle de rétroaction d’un amplificateur opérationnel, appelée rétroaction numérique. Cette «rétroaction» numérique permet d’augmenter les contraintes du filtre, de l’initialiser numériquement pour qu’il soit plus rapide, d’atténuer un bruit ambiant dont la bande passante évolue dans le temps et de réaliser un multiplexage temporel à haute fréquence de filtres à basse fréquence de coupure. Le dispositif est un système d’imagerie BCG qui comprend les éléments suivants : - Un capteur surfacique de la pression corporelle, - Une unité d’acquisition avec multiplexage temporel d’un filtre et d’un amplificateur, - Un logiciel de traitement de signal numérique. Le capteur surfacique de la pression corporelle est utilisé habituellement pour mesurer le confort d’un individu en position allongée ou assise et/ou les risques d’escarres. Il est généralement composé de plusieurs modules de taille 35x40 cm à 50x100 cm, avec des résolutions allant de 0.5 à 1 capteur/cm2, soit N = 1024 à 4096 capteurs par module. Exemple des Body Pressure Measurement Systems (en français, systèmes de mesure de pression corporelle) de la société Tekscan (marque déposée). Une unité d’acquisition est mise en œuvre par module, c’est-à-dire pour plus d’un millier de capteurs de pression. Le filtre, linéaire ou non linéaire, est paramétrable par sa bande passante, largeur de transition, atténuation maximale en bande passante et atténuation minimale en bande coupante. L’amplificateur a un gain paramétrable. Le filtre et l’amplificateur peuvent être paramétrés en temps réel, par exemple pour amplifier un signal ou atténuer un bruit dont les bandes passantes évoluent dans le temps. Soit fs la fréquence d’échantillonnage du signal. Pour mesurer la fonction cardiaque, on configure la bande passante du filtre à [1 ; fs / 2] et le gain de 7 à 40 dB (x5 à x100). Pour mesurer la fonction respiratoire, on configure la bande passante du filtre à [0,1 ; 1] et le gain de 7 à 40 dB. Pour mesurer les deux fonctions simultanément, on configure la bande passante du filtre à [0,5 ; fs / 2] et le gain de 7 à 40 dB. Dans les deux cas, il faut supprimer la composante continue du signal afin de ne pas faire saturer l’amplificateur (couplage AC). Le convertisseur analogique numérique comporte un filtre anti-repliement de fréquence de coupure fs / 2. La fréquence d’échantillonnage du signal fs est comprise entre 128 et 512 Hz, la fréquence du multiplexeur est donc N x fs, d’au moins 130 kHz pour atteindre la résolution spatio-temporelle minimale (fs = 128 Hz et N = 1024 capteurs) jusqu’à 2 MHz pour la résolution spatio-temporelle maximale (fs = 512 Hz et N = 4096 capteurs). Enfin la résolution du quantificateur est de 8 à 16 bits, typiquement 12 bits. Afin de multiplexer rapidement un filtre avec une bande passante aussi lente, on utilise un amplificateur opérationnel avec une boucle de rétroaction numérique. Un avantage du montage illustré en figure 2, dans lequel la bande passante du filtre est soustraite du signal Vin par l’amplificateur, est que le filtre est un filtre numérique exécuté sur un microcontrôleur, précédé d’un CAN et suivi d’un CNA. Il peut être d’un ordre quelconque, à réponse impulsionnelle finie ou infinie, linéaire ou non linéaire, ou encore adaptatif. De plus, l’état du filtre peut être initialisé de telle sorte que l’amplificateur sature moins longtemps, comme si on préchargeait le condensateur d’un filtre analogique à sa valeur d’équilibre. Enfin, l’état et la sortie de ce filtre peuvent être stockés à chaque pas d’échantillonnage dans une mémoire : il peut donc être multiplexé temporellement, même si la fréquence est beaucoup plus grande que la fréquence de coupure du filtre. De plus, le filtre numérique dans la boucle de rétroaction permet de supprimer les bandes de fréquence du bruit afin d’éviter que ce dernier ne fasse saturer l’amplificateur. Le logiciel de traitement de signal numérique peut être embarqué dans la carte d’acquisition pour traitement en temps réel ou sur ordinateur pour post-traitement. Il interpole les mesures pour augmenter numériquement la résolution de l’image et permet au clinicien de visualiser les fonctions cardiaque et respiratoire, et quantifie ces fonctions (fréquences cardiaque et respiratoire, trajectoire de l’onde de pouls, etc.). Les avantages de cet appareil sont multiples. En milieu hospitalier, il permet de réaliser des examens des fonctions cardiaques et respiratoires simplement et rapidement, en étant intégré directement dans le lit. A domicile ou dans des contextes non-médicaux, il permet de réaliser de la surveillance court et long terme des données vitales (lit, chaise, siège, vêtement). Il possède les mêmes avantages que les systèmes de ballistocardiographie de type connu : - il est peu sensible aux couches de vêtements et de draps comparé à d’autres systèmes de mesure, par exemple par ultra-son Doppler ou caméra CCD. - il permet de mesurer les fonctions cardiaque et respiratoire simultanément. Il a d’autres avantages que les systèmes de ballistocardiographie connus : - il effectue une mesure surfacique et de haute résolution (>1000 points), - il est plus robuste grâce l’atténuation active du bruit et donc plus facilement utilisable en environnement bruité, - il est plus rapide grâce à l’initialisation du filtre numérique. De plus, son unité d’acquisition est simple, compacte et de faible coût. Dans des modes de réalisation, l’amplificateur d’instrumentation utilisé est un AD623AN (marque déposée) dont le gain est ajustable grâce à une résistance. Dans des expérimentations, deux gains sont utilisés : un gain unitaire (absence de résistance, circuit ouvert) et un gain x10 (résistance d’environ dix kΩ). Les résultats présentés ci-dessous sont validés pour un gain x100 avec une alimentation stabilisée et un circuit présentant un plan de masse adéquat. Dans les figures 8 et suivantes, on décrit un traitement de signaux issus d’accéléromètres. Hormis les unités et valeurs, ces signaux sont similaires aux signaux issus de capteurs de pression, avec en particulier, une composante continue, du bruit et des signaux physiologiques à extraire. Dans des exemples d’implémentation, la sortie de l’accéléromètre est filtrée sur la carte Nucléo (marque déposée), grâce à la librairie MBED-DSP et en particulier les fonctions arm_fir_f32() et arm_biquad_cascade_df1_f32(). Conception des filtres Deux types de filtres sont étudiés : - les filtres FIR - les filtres IIR. Ils sont conçus avec la librairie scipy.signal de Python. Le filtre FIR est d’ordre numTaps-1 et constitué de numTaps coefficients {bi}. y[n] = b[0] * x[n] + b[1] * x[n-1] + b[2] * x[n-2] +...+ b[numTaps-1] *x[n-numTaps+1] Le filtre FIR est calculé par la méthode des fenêtres, avec une fenêtre de Kaiser optimale. Celle-ci est déterminée avec comme contrainte une atténuation de 40 dB dans la bande passante et une transition de l’ordre de 0.1 Hz (fréquence de Nyquist 128 Hz): numtaps,beta = scipy.signal.kaiserord(40,0.1/128) Le nombre de coefficients de cette fenêtre optimale s’élève à 5716. Avec les contraintes de bande passante (fréquence de coupure à 0.05 Hz) on obtient : b = scipy.signal.firwin(numtaps=numtaps,cutoff=0.05,window=('kaiser',beta),pass_zero=True, fs=256). Le filtre IIR biquadratique, Butterworth du premier ordre, est d’ordre deux et contient un dénominateur. Pour une largeur de transition et une atténuation équivalentes, l’ordre du filtre IIR est beaucoup moins élevé quepour le filtre FIR précédent mais il peut être moins stable. y[n] = b0 * x[n] + b1 * x[n-1] + b2 * x[n-2] + a1 * y[n-1] + a2 * y[n-2] Il est obtenu par les fonctions suivantes (coefficients en annexe ? ) : b,a = butter(2,0.05/(fs/2)); pCoeffs = concatenate((b,-a[1:])); On note que le filtre de Butterworth du premier ordre est intéressant à étudier car il s’agit de l’équivalent numérique du filtre analogique réalisé dans les circuits électroniques de couplage AC (en courant alternatif) : un condensateur suivi d’une résistance, avec éventuellement un amplificateur opérationnel pour résoudre des questions d’impédances ou pour ajouter un gain. Dans un filtre IIR biquadratique en cascade, on met en série des sections du filtre IIR précédent. Comme exposé ci-dessus, les coefficients 64 bits calculés sur l’ordinateur doivent, dans des modes de réalisation, être quantifiés en 32 bits, et la réponse du filtre varie énormément car les marges de stabilités sont faibles. En conséquence, certains filtres biquadratiques conçus sous l’architecture 64 bits sont instables sous 32 bits. On note que le nombre de coefficients est beaucoup moins élevé que pour un filtre FIR donc le nombre d’opérations est beaucoup plus faible, ce qui est favorable à la vitesse de traitement des signaux. On peut aussi améliorer la structure du filtre pour diminuer encore le nombre d’opérations (structure de type II) ou pour diminuer l’influence de la quantification des coefficients (structure de Gold & Rader). Les figures 14 et 15 représentent, en amplitudes et en phases, les réponses fréquentielles de différents filtres. Les courbes 113 et 116 représentent la réponse d’un filtre FIR. Les courbes 114 et 117 représentent la réponse d’un filtre IIR d’ordre deux. Les courbes 115 et 118 représentent la réponse d’un filtre IIR d’ordre dix. On voit tout l’intérêt de passer par des filtres numériques (transition plus abrupte, atténuation plus importante). La réponse du filtre IIR d’ordre deux est équivalente à celle d’un filtre passe-bas analogique de premier ordre. On note que, dans d’autres modes de réalisation, on choisit d’autres filtres, par exemple des filtres non-linéaires (filtre médian, ondelettes, …) et également pour d’autres utilisation que le couplage AC. Concernant la saturation, l’amplificateur AD623 est alimenté sous 0 - 5 V donc sa tension de sortie, en cas de saturation, peut excéder la tension maximale de l’ADC. Il convient soit d’ajouter une saturation hardware sur la sortie de l’amplificateur, soit une saturation software sur la sortie du DAC. Cette deuxième voie présente des avantages en termes de simplicité de mise en œuvre : float expectedOutput = (rawSignal - filteredSignal)*analogGain+Vref; if (expectedOutput > 3.3){ feedback.write((rawSignal+(Vref-3.3)/analogGain)/3.3); } else if (expectedOutput feedback.write((rawSignal+Vref/analogGain)/3.3); } else { feedback.write(filteredSignal/3.3); } Pour que la saturation soit correcte, il convient de mesurer précisément la tension Vref ainsi que le gain : avec un voltmètre pour le premier (1,69 V) et avec la valeur de résistance pour le second (11,9 kΩ soit un gain x9.4). L’état du filtre est usuellement initialisé à zéro, c'est-à-dire que toutes les valeurs x[n] et y[n] pour lesquelles n Le capteur a une position de repos qui est connue ou peut être estimée. Pour un accéléromètre en ballistocardiographie, on suppose qu’il est posé à plat sur le matelas qui est lui-même à l’horizontal : l’axe z voit donc +1g en valeur DC. D’après la fiche technique de l’accéléromètre LIS344ALH la valeur, la valeur DC de sortie de l’accéléromètre est donc 2,31 V. On peut initialiser l’état du filtre en imposant que les valeurs x[n] et y[n] valent 2,31 V pour numTaps Pour d’autres capteurs on peut aussi réaliser un premier filtre passe-bas rapide (fréquence de coupure plus élevé) pour estimer la valeur DC de l’accéléromètre et remplir le second long filtre avec ces valeurs. On montre, en figures 16 à 19, la réponse temporelle du filtre et de l’amplificateur dans chacune des configurations énoncées précédemment : La figure 16 représente la réponse 121 d’un filtre FIR. On observe bien l’amplification des impulsions (elles sont cachées dans le bruit du signal brut, en dessous des limites de résolution de l’ADC) mais le filtre met une certaine durée à se charger, ce qui inhérent au fait que la fréquence de coupure est très faible. C’est également vrai pour le filtre analogique et amplifié lorsqu’on augmente le gain de l’amplificateur. La figure 17 représente la réponse 122 d’un filtre IIR 1 section. Ce filtre a un comportement identique à celui d’un circuit passe-haut analogique du premier ordre. La figure 18 représente la réponse 123 d’un filtre IIR 5 sections. L’échelle de temps est beaucoup plus longue car il y a plus de coefficients. Il n’y a pas nécessairement beaucoup d’intérêt à augmenter l’ordre du filtre IIR. La figure 19 représente la réponse 124 d’un filtre FIR avec initialisation forcée. On observe logiquement une absence de la saturation lorsque le filtre FIR est correctement initialisé. C’est une manière de « précharger » le filtre. Une légère oscillation apparaît, ce qui correspond au fait que la valeur de la composante continue fournie pour l’initialisation du filtre est légèrement différente de la valeur de la composante continue réelle de l’accéléromètre. On a le même résultat d’absence de la saturation lorsque le filtre est correctement initialisé avec les filtres IIR. La présente invention s’applique, notamment: - à la surveillance de patients pendant une opération chirurgicale et/ou - à la visualisation de fonctions vitales, par exemple visualisation de l’onde de pouls et de la contraction des ventricules. Dispositif (30) de ballistocardiographie, caractérisé en ce qu’il comporte : - un support (31) pour une personne, - une pluralité de capteurs (32 à 35) de pression ou d’accélération fournissant, chacun, un signal analogique représentatif d’une pression ou d’une accélération mesurée en un point du support ou sur le corps de la personne, - un multiplexeur (41) configuré pour recevoir une pluralité de signaux analogiques en provenance de capteurs et pour fournir, en sortie, un signal successivement représentatif des signaux en entrée et - un amplificateur opérationnel (52) dont une entrée (57) est reliée à la sortie du multiplexeur et muni, sur son autre entrée, d’un filtre mixte comportant un convertisseur analogique-numérique (53) convertissant le signal sortant du multiplexeur en données numériques, un filtre numérique (54) agissant sur les données numériques et un convertisseur numérique-analogique (55) convertissant les données numériques filtrées en un signal analogique injecté sur cette autre entrée (58) de l’amplificateur opérationnel. Dispositif (30) selon la revendication 1, dans lequel le filtre numérique (54) est une cascade (60) de filtres biquadratiques (61, 62). Dispositif (30) selon l’une des revendications 1 ou 2, dans lequel la fréquence d’échantillonnage du convertisseur analogique-numérique (53) est égal au produit du nombre de capteurs par un nombre compris entre 128 et 512. Dispositif (30) selon l’une des revendications 1 à 3, dans lequel la pluralité de capteurs (32 à 35) constituent au moins une matrice de capteurs de pression. Dispositif (30) selon l’une des revendications 1 à 4, dans lequel le gain de l’amplificateur (52) est supérieur à 10. Application d’un dispositif (30) selon l’une des revendications 1 à 5 à la surveillance d’un patient pendant une opération chirurgicale. Application d’un dispositif (30) selon l’une des revendications 1 à 5 à la visualisation de l’onde de pouls et de la contraction des ventricules. Procédé de ballistocardiographie mettant en œuvre un dispositif (30) selon l’une des revendications 1 à 5, qui comporte les étapes suivantes: - une pluralité de captures de pression ou d’accélération en différents points (32 à 35) d’un support (31) d’une personne ou sur le corps de la personne, fournissant, pour chaque point de capture, un signal analogique représentatif d’une pression ou d’une accélération mesurée en un point du support ou sur le corps de la personne, - un multiplexage de la pluralité de signaux analogiques et - une amplification du signal multiplexé auquel est soustrait un signal filtré par un filtre mixte comportant un convertisseur analogique-numérique (53) convertissant le signal multiplexé en données numériques, un filtre numérique (54) agissant sur les données numériques et un convertisseur numérique-analogique (55) convertissant les données numériques filtrées en un signal analogique. Procédé selon la revendication 8, qui comporte, de plus, une étape d’estimation de la composante continue et une étape d’initialisation du filtre (54) avec la composante continue estimée. Procédé selon l’une des revendications 8 ou 9, qui comporte, de plus: - une étape de détection d’une vibration dans le signal amplifié, - une étape de segmentation du signal de vibration, - une étape de transformation, dans le domaine fréquentiel, de segments du signal, - une étape d’obtention d’un maximum du signal, dans le domaine fréquentiel, - une étape de configuration d’un filtre coupe-bande comportant le maximum obtenu et - une étape de filtrage du signal amplifié avec le filtre coupe-bande.