Brevet FR3113140A1 — publié le 20220204

Convertisseur de tension La présente description concerne un convertisseur de tension comprenant : un premier transistor (9) et un deuxième transistor (13) reliés en série ; et un premier circuit (300) configuré pour commander les premier et deuxième transistors ; la borne de commande du deuxième transistor (13) étant reliée à une première sortie du premier circuit (300) par un deuxième circuit (210) configuré pour retarder les signaux de commande fournis à la première sortie d'une première durée ; la borne de commande du premier transistor (9) étant reliée à une deuxième sortie du premier circuit (300) par un circuit (204, 206) configuré pour retarder les signaux de commande fournis à la deuxième sortie, pendant une première période de chaque cycle de fonctionnement, d'une durée égale à deux fois la première durée et, pendant une deuxième période de chaque cycle de fonctionnement, d'une durée égale à la première durée. Figure pour l'abrégé : Fig. 4 Convertisseur de tension La présente description concerne de façon générale les circuits électroniques. Elle concerne plus particulièrement les convertisseurs de tension DC/DC, de type alimentation à découpage, qui convertissent une tension continue (DC) d'alimentation en une tension continue (DC) de sortie, notamment les convertisseurs de tension DC/DC de type abaisseur dans lesquels la tension continue de sortie a une valeur plus faible que celle de la tension continue d'alimentation. Dans un convertisseur à découpage, une tension d'alimentation du convertisseur est découpée (ou hachée) en commutant des interrupteurs de manière à mettre en oeuvre des phases d'accumulation d'énergie dans un élément inductif et des phases de restitution, à une charge connectée en sortie du convertisseur, de l'énergie accumulée dans cet élément inductif. Dans un convertisseur à découpage de type PFM, c'est-à-dire à modulation de fréquence d'impulsion ("Pulse Frequency Modulation"), chaque cycle de fonctionnement du convertisseur comprend une phase d'accumulation d'énergie dans l'élément inductif suivie d'une phase de restitution d'énergie à la charge connectée au convertisseur. Pendant la phase d'accumulation d'énergie, le courant traversant l'élément inductif augmente. Pendant la phase de restitution d'énergie, le courant traversant l'élément inductif diminue. Pour chaque cycle de fonctionnement, il est souhaitable que le courant traversant l'élément inductif soit nul au début de la phase d'accumulation d'énergie et à la fin de la phase de restitution d'énergie. Les convertisseurs à découpage connus, notamment de type PFM, présentent divers inconvénients. Il existe un besoin de pallier tout ou partie des inconvénients des convertisseurs à découpage connus, en particulier de type PFM. Un mode de réalisation pallie tout ou partie des inconvénients des convertisseurs à découpage connus, en particulier de type PFM. Un mode de réalisation prévoit un convertisseur de tension comprenant : un premier transistor connecté entre un premier noeud du convertisseur et un deuxième noeud configuré pour recevoir un potentiel d'alimentation ; un deuxième transistor connecté entre le premier noeud et un troisième noeud configuré pour recevoir un potentiel de référence ; et un premier circuit configuré pour commander les premier et deuxième transistors ; la borne de commande du deuxième transistor étant reliée à une première sortie du premier circuit par un deuxième circuit configuré pour retarder les signaux de commande fournis à la première sortie d'une première durée ; la borne de commande du premier transistor étant reliée à une deuxième sortie du premier circuit par un troisième circuit configuré pour retarder les signaux de commande fournis à la deuxième sortie, pendant une première période de chaque cycle de fonctionnement, d'une durée sensiblement égale à deux fois la première durée et, pendant une deuxième période de chaque cycle de fonctionnement, d'une durée sensiblement égale à la première durée. Un autre mode de réalisation prévoit un procédé de fonctionnement d'un convertisseur de tension comprenant : un premier transistor connecté entre un premier noeud du convertisseur et un deuxième noeud configuré pour recevoir un potentiel d'alimentation ; un deuxième transistor connecté entre le premier noeud et un troisième noeud configuré pour recevoir un potentiel de référence ; et un premier circuit configuré pour commander les premier et deuxième transistors, le procédé comprenant, lors de chaque cycle de fonctionnement : une première période au cours de laquelle le signal de commande du deuxième transistor est retardé, par un deuxième circuit, d'une première durée et le signal de commande du premier transistor est retardé d'une durée sensiblement égale à deux fois la première durée, par un troisième circuit ; et une deuxième période au cours de laquelle le signal de commande du deuxième transistor est retardé, par le deuxième circuit, de la première durée et le signal de commande du premier transistor est retardé d'une durée sensiblement égale à la première durée, par le troisième circuit. Selon un mode de réalisation, la première durée est un temps de propagation d'un comparateur. Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend un comparateur configuré pour comparer une tension de consigne à une première tension, la première tension étant égale, durant la première période, à une première rampe croissante et durant la deuxième période à une deuxième rampe décroissante. Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend un premier multiplexeur dont une sortie est reliée à une entrée du comparateur et dont une première entrée est reliée à un premier générateur de rampe et une deuxième entrée est reliée à un deuxième générateur de rampe. Selon un mode de réalisation, chaque cycle de fonctionnement comprend uniquement une première rampe et uniquement une deuxième rampe. Selon un mode de réalisation, la première rampe croît à partir d'une valeur inférieure à la tension de consigne et la deuxième rampe décroît à partir d'une valeur supérieure à la tension de consigne. Selon un mode de réalisation, la première durée est sensiblement égale au temps de propagation du comparateur. Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend une inductance connectée entre le premier noeud et un noeud de sortie du convertisseur. Selon un mode de réalisation, la valeur du courant dans l'inductance en début et en fin de cycle est sensiblement égale à 0. Selon un mode de réalisation, le troisième circuit comprend un deuxième multiplexeur comprenant une sortie reliée à la borne de commande du premier transistor et recevant, sur une première entrée, le signal de commande du premier transistor retardé de deux fois la première durée et, sur une deuxième entrée, le signal de commande du premier transistor retardé d'une fois la première durée. Selon un mode de réalisation, les premier et deuxième multiplexeurs reçoivent un même signal de commande de multiplexeur, le signal de commande de multiplexeur pouvant prendre : une première valeur correspondant, pour le premier multiplexeur, à la fourniture en sortie de la première rampe, et, pour le deuxième multiplexeur, à la fourniture en sortie du signal retardé de deux fois la première durée ; et une deuxième valeur correspondant, pour le premier multiplexeur, à la fourniture en sortie de la deuxième rampe, et, pour le deuxième multiplexeur, à la fourniture en sortie du signal retardé d'une fois la première durée. Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1 représente de manière très schématique un exemple de réalisation d'un convertisseur de tension DC/DC ; la figure 2 représente des chronogrammes illustrant un exemple de fonctionnement du convertisseur de la figure 1 ; la figure 3 représente d'autres chronogrammes illustrant le fonctionnement souhaité ou théorique et le fonctionnement réel ou pratique du convertisseur de la figure 1 ; la figure 4 représente un mode de réalisation d'un convertisseur de tension DC/DC ; et la figure 5 représente des chronogrammes illustrant le fonctionnement du mode de réalisation de la figure 4. De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références dans les différentes figures. En particulier, les éléments structurels et/ou fonctionnels communs aux différents modes de réalisation peuvent présenter les mêmes références et peuvent disposer de propriétés structurelles, dimensionnelles et matérielles identiques. Par souci de clarté, seuls les étapes et éléments utiles à la compréhension des modes de réalisation décrits ont été représentés et sont détaillés. En particulier, les applications usuelles dans lesquelles peut être prévu un convertisseur DC/DC n'ont pas été détaillées, les modes de réalisation décrits étant compatibles avec ces applications usuelles. Sauf précision contraire, lorsque l'on fait référence à deux éléments connectés entre eux, cela signifie directement connectés sans éléments intermédiaires autres que des conducteurs, et lorsque l'on fait référence à deux éléments reliés (en anglais "coupled") entre eux, cela signifie que ces deux éléments peuvent être connectés ou être reliés par l'intermédiaire d'un ou plusieurs autres éléments. Dans la description qui suit, lorsque l'on fait référence à des qualificatifs de position absolue, tels que les termes "avant", "arrière", "haut", "bas", "gauche", "droite", etc., ou relative, tels que les termes "dessus", "dessous", "supérieur", "inférieur", etc., ou à des qualificatifs d'orientation, tels que les termes "horizontal", "vertical", etc., il est fait référence sauf précision contraire à l'orientation des figures. Sauf précision contraire, les expressions "environ", "approximativement", "sensiblement", et "de l'ordre de" signifient à 10 % près, de préférence à 5 % près. Dans la description qui suit, lorsque l'on fait référence à la tension d'un noeud, on considère qu'il s'agit, sauf indication contraire, de la tension entre le noeud et un potentiel de référence, typiquement la masse. En outre, lorsque l'on fait référence au potentiel d'un noeud, on considère que ce potentiel est, sauf indication contraire, référencé par rapport au potentiel de référence. La tension et le potentiel d'un noeud donné seront par ailleurs désignés par une même référence. La figure 1 représente, de manière très schématique, un exemple d'un convertisseur 1 de tension du type auquel s'appliquent les modes de réalisation décrits. Dans cet exemple, le convertisseur 1 est un convertisseur DC/DC, de type alimentation à découpage, qui convertit une tension continue (DC) d'alimentation en une tension continue (DC) de sortie. Le convertisseur 1 est configuré pour fournir un potentiel continu de sortie Vout référencé par rapport à un potentiel de référence, typiquement la masse GND. Le convertisseur comprend un noeud de sortie 2, sur lequel est disponible le potentiel Vout. Le convertisseur 1 est alimenté par un potentiel continu d'alimentation Vbat, référencé par rapport au potentiel de référence GND, typiquement la masse. Le convertisseur 1 est alors connecté entre un premier rail conducteur, ou noeud, 3 mis au potentiel Vbat, et un deuxième rail conducteur, ou noeud, 5 mis au potentiel de référence GND. Le convertisseur 1 est configuré pour fournir le potentiel Vout à une valeur égale à une valeur de consigne. Pour cela, le convertisseur 1 reçoit, sur un noeud d'entrée 7, un potentiel continu de consigne Vref référencé par rapport au potentiel GND, dont la valeur est représentative de la valeur de consigne du potentiel Vout, de préférence égale à la valeur de consigne du potentiel Vout. Dans cet exemple, les potentiels Vout, Vbat et Vref sont positifs. Dans cet exemple, le convertisseur 1 est de type abaisseur ou buck, c'est-à-dire que la valeur de consigne du potentiel Vout est inférieure à la valeur du potentiel Vbat. Dit autrement, la valeur du potentiel Vout est inférieure à celle du potentiel Vbat. Le convertisseur 1 comprend un premier transistor MOS ("metal oxide semiconductor" – métal oxyde semiconducteur) 9, de préférence un transistor PMOS (transistor MOS à canal P). Alternativement, le transistor 9 peut aussi être un transistor NMOS associé à un système de "bootstrap". Le transistor MOS 9 est connecté entre le rail 3 et un noeud interne 11. Dit autrement, une première borne de conduction du transistor 9, par exemple sa source, est connectée au rail 3, une deuxième borne de conduction du transistor 9, par exemple son drain, étant connectée au noeud 11. Le convertisseur 1 comprend en outre un deuxième transistor MOS 13, de préférence un transistor NMOS (transistor MOS à canal N). Le transistor 13 est connecté entre le noeud 11 et le rail 5. Dit autrement, une première borne de conduction du transistor 13, par exemple sa source, est connectée au rail 5, une deuxième borne de conduction du transistor 13, par exemple son drain, étant connectée au noeud 11. Ainsi, les transistors 9 et 13 sont connectés en série entre les rails 3 et 5, et sont connectés l'un à l'autre au niveau du noeud interne 11. Le convertisseur 1 comprend un élément inductif ou inductance 15. L'inductance 15 est connectée entre le noeud 11 et le noeud 2. Le convertisseur 1 comprend un circuit de commande 17. Le circuit 17 est configuré pour mettre en oeuvre, ou commander, les cycles de fonctionnement du convertisseur 1, de manière à réguler le potentiel Vout pour que sa valeur soit égale à la valeur de consigne Vref. Pour cela, le circuit 17 comprend : -une borne 171 reliée, de préférence connectée, au noeud 7 ; -une borne 172 reliée, de préférence connectée, au noeud 2 ; -une borne 173 reliée, de préférence connectée, au rail 3 ; -une borne 174 reliée, de préférence connectée, au rail 5 ; -une borne 175 reliée, de préférence connectée, à une borne de commande, ou grille, du transistor 9 ; et -une borne 177 reliée, de préférence connectée, à une borne de commande, ou grille, du transistor 13. Le convertisseur 1 comprend une capacité de sortie (non représentée) connectée entre le noeud 2 et le rail 5. A titre d'exemple, cette capacité est de l'ordre de 2,2 µF à 20 µF, voire plus. Cette capacité de sortie joue le rôle de filtre. Dit autrement, cette capacité de sortie du convertisseur permet de lisser le courant présent sur le noeud 2 et de stocker de l'énergie fournie au noeud 2 par le convertisseur. Bien que cela ne soit pas représenté ici, en fonctionnement, une charge est connectée entre le noeud 2 et le rail 5 de manière à être alimentée par le potentiel Vout. Cette charge comprend par exemple une capacité d'entrée entre le noeud 2 et le rail 5. Dans cet exemple, le convertisseur 1 est configuré pour fonctionner en modulation de fréquence d'impulsion (mode de conduction discontinue). Le circuit 17 est alors configuré pour démarrer un cycle de fonctionnement du convertisseur 1 quand la valeur du potentiel Vout est inférieure à la valeur de consigne Vref et que les deux transistors 9 et 13 sont à l'état bloqué. Plus particulièrement, au début de chaque cycle de fonctionnement, le circuit 17 est configuré pour commander la mise à l'état passant du transistor 9, le transistor 13 étant laissé à l'état bloqué. De l'énergie est alors accumulée dans l'inductance 15, pendant une première durée TPon par exemple constante pour chaque cycle de fonctionnement où le transistor 9 est maintenu à l'état passant par le circuit 17, un courant IL circulant alors dans l'inductance 15. A la fin de la durée TPon, le circuit 17 est configuré pour commander la mise à l'état bloqué du transistor 9 et la mise à l'état passant du transistor 13. De l'énergie est alors restituée par l'inductance 15 à la charge connectée en sortie du convertisseur, pendant une deuxième durée TNon par exemple constante pour chaque cycle de fonctionnement où le transistor 13 est maintenu à l'état passant par le circuit 17, le courant IL dans l'inductance diminuant. A la fin de la durée TNon, le circuit 17 est configuré pour commander la mise à l'état bloqué du transistor 13. La durée TNon est déterminée de sorte que l'instant où le circuit 17 commande la mise à l'état bloqué du transistor 13 corresponde à l'instant où le courant IL circulant à travers l'inductance 15 s'annule. Toutefois, en pratique, comme cela sera décrit plus en détail dans la suite de la description, cela n'est pas toujours le cas, ce qui pose problème. La figure 2 représente des chronogrammes illustrant un exemple de fonctionnement souhaité du convertisseur 1 de la figure 1. Le chronogramme en haut de la figure 2 illustre l'évolution, en fonction du temps t, du potentiel Vout, en volts V, le chronogramme en bas de la figure 2 illustrant l'évolution correspondante, en fonction du temps t, du courant IL traversant l'inductance 15. A un instant t0, les transistors 9 et 13 sont à l'état bloqué, le courant IL est nul, et la valeur du potentiel Vout est supérieure à sa valeur de consigne, dans cet exemple la valeur du potentiel Vref. Entre l'instant t0 et un instant postérieur t2, le potentiel Vout diminue, par exemple du fait que la charge connectée au convertisseur 1 consomme du courant et décharge la capacité de sortie. A un instant t1 entre les instants t0 et t2, le potentiel Vout devient inférieur à sa valeur de consigne Vref. Cela est détecté par le circuit 17 du convertisseur 1 qui commande alors la mise à l'état passant du transistor 9. Le transistor 9 devient passant à l'instant t2. Ainsi, à partir de l'instant t2, l'inductance 15 a une borne connectée au noeud 2 et une borne couplée au rail 3, via le transistor 9. Le courant IL circulant à travers l'inductance 15 augmente. Il en résulte que, à partir de l'instant t2, du courant IL est fourni au noeud 2, et la capacité (non représentée en figure 1) entre le noeud 2 et le rail 5 se charge. Le potentiel Vout augmente et redevient supérieur à sa valeur de consigne Vref. A un instant suivant t3, égal à t2 + TPon, le circuit 17 commande la mise à l'état passant du transistor 13 et la mise à l'état bloqué du transistor 9. A l'instant t3, le courant dans l'inductance a une valeur maximale ILp. Ainsi, à partir de l'instant t3, l'inductance 15 a une borne connectée au noeud 2 et une borne couplée au rail 5, via le transistor 13. Le courant IL circulant à travers l'inductance 15 diminue. Bien que le courant IL diminue à partir de l'instant t3, tant qu'il n'est pas nul, la capacité entre le noeud 2 et le rail 5 continue de se charger et le potentiel Vout continue d'augmenter si le courant tiré par la charge est inférieur au courant IL fourni au noeud 2. A un instant t4 suivant, égal à t3 + TNon, le circuit 17 commande la mise à l'état bloqué du transistor 13. On considère ici que le convertisseur 1 fonctionne comme il le devrait, et le courant IL est alors nul à l'instant t4. Toutefois, en pratique, ce n'est pas toujours le cas. A partir de l'instant t4, le courant IL est nul et le potentiel Vout diminue, de manière similaire à ce qui se passait à l'instant t0. Bien que cela ne soit pas représenté ici, quand la valeur du potentiel Vout repasse en dessous de sa valeur de consigne Vref à un instant postérieur à l'instant t4, le circuit 17 met en oeuvre un nouveau cycle de fonctionnement tel que décrit en relation avec les instants successifs t2, t3 et t4. La figure 3 représente d'autres chronogrammes illustrant le fonctionnement du convertisseur 1 de la figure 1. Plus particulièrement, un chronogramme A (en haut en figure 3) représente un exemple idéal ou théorique de l'évolution du courant IL, et un chronogramme B (en bas en figure 3) représente un exemple de l'évolution réelle du courant IL. Ces deux chronogrammes A et B illustrent un exemple de fonctionnement où, pour plusieurs cycles de fonctionnement successifs, la tension Vout est inférieure à la tension Vref à la fin de chaque cycle de fonctionnement du convertisseur 1. A un instant t30, bien que cela ne soit pas illustré en figure 3, la tension Vout est inférieure à la tension Vref. Un cycle de fonctionnement débute avec la commutation à l'état passant du transistor 9. Il en résulte que le courant IL croît jusqu'à un instant suivant t31 égal à t30 + TPon. A l'instant t31, le courant IL atteint sa valeur maximale ILp. En outre, les transistors 9 et 13 sont commutés respectivement à l'état bloqué et à l'état passant. Il en résulte que le courant décroît jusqu'à un instant suivant t32 égal à t31 + TNon. Dans cet exemple de fonctionnement idéal, le transistor 13 est commuté à l'état bloqué à l'instant t32, et le courant IL s'annule à cet instant t32. A l'instant t32, la tension Vout étant inférieure à la tension Vref, le transistor 9 est commuté à l'état passant, ce qui marque le début d'un nouveau cycle de fonctionnement. Le courant IL croît alors jusqu'à un instant suivant t33 égal à t32 + TPon. A l'instant t33, le courant IL atteint la valeur ILp. En outre, les transistors 9 et 13 sont commutés respectivement à l'état bloqué et à l'état passant. Il en résulte que le courant décroît jusqu'à un instant suivant t34 égal à t33 + TNon. Dans cet exemple de fonctionnement idéal, le transistor 13 est commuté à l'état bloqué à l'instant t34, et le courant IL s'annule à l'instant t34. A l'instant t34, la tension Vout étant inférieure à la tension Vref, le transistor 13 est commuté à l'état passant, ce qui marque le début d'un nouveau cycle de fonctionnement. Le courant IL croît jusqu'à un instant suivant t35 égal à t34 + TPon. A l'instant t35, le courant IL atteint la valeur ILp. En outre, les transistors 9 et 13 sont commutés respectivement à l'état bloqué et à l'état passant. Il en résulte que le courant décroît jusqu'à un instant suivant t36 égal à t35 + TNon. Dans cet exemple de fonctionnement idéal, le transistor 13 est commuté à l'état bloqué à l'instant t36, et le courant IL s'annule à l'instant t36. A l'instant t36, la tension Vout étant inférieure à la tension Vref, un nouveau cycle de fonctionnement débute. Dans l'exemple de fonctionnement théorique illustré par le chronogramme A, à la fin de chaque cycle de fonctionnement, la commutation du transistor 13 à l'état bloqué intervient au moment où le courant IL s'annule. Ainsi, lorsqu'un cycle de fonctionnement est immédiatement suivi par un nouveau cycle de fonctionnement, dans ce nouveau cycle de fonctionnement, le courant IL croît à partir d'une valeur nulle. Le chronogramme B illustre un exemple correspondant de fonctionnement réel du convertisseur 1. Dans cet exemple de fonctionnement réel, on considère le cas pratique où le transistor 13 n'est pas immédiatement commuté à l'état bloqué à la fin de la durée TNon qui s'est écoulée depuis sa dernière commutation à l'état passant. A un instant t40, la tension Vout étant inférieure à la tension Vref, un cycle de fonctionnement débute avec la commutation à l'état passant du transistor 9. Il en résulte que le courant IL croît jusqu'à un instant suivant t41 égal à t40 + TPon. A l'instant t41, le courant IL atteint sa valeur maximale ILp. En outre, les transistors 9 et 13 sont commutés respectivement à l'état bloqué et à l'état passant. Il en résulte que le courant décroît jusqu'à un instant suivant t42 égal à t41 + TNon. Le courant s'annule à l'instant t42. Toutefois, la commutation du transistor 13 à l'état bloqué n'est effective qu'à un instant t43 postérieur à l'instant t42. Ainsi, entre les instants t42 et t43, le courant IL est négatif et décroît. Dit autrement, le courant circule dans l'inductance 15 du noeud 11 vers le noeud 2 avant l'instant t42, s'annule à l'instant t42, et circule dans l'inductance 15, du noeud 2 vers le noeud 11 après l'instant t42. A l'instant t43, la tension Vout étant inférieure à la tension Vref, le transistor 9 est commuté à l'état passant à l'instant t43, ce qui marque le début d'un nouveau cycle de fonctionnement. Le courant IL croît alors jusqu'à un instant suivant t44 égal à t43 + TPon. A l'instant t44, le courant IL atteint une valeur ILp', inférieure à la valeur maximale ILp du fait que la durée TPon est constante à chaque cycle. En outre, les transistors 9 et 13 sont commutés respectivement à l'état bloqué et à l'état passant. Il en résulte que le courant IL décroît jusqu'à un instant suivant t46 égal à t44 + TNon, le courant IL s'annulant à un instant t45 compris entre les instants t44 et t46. En outre, la commutation du transistor 13 à l'état bloqué n'est effective qu'à un instant t47 postérieur à l'instant t46. Ainsi, entre les instants t45 et t47, le courant IL est négatif et décroît jusqu'à une valeur plus faible (ou plus grande en valeur absolue) que celle atteinte à l'instant t43. A l'instant t47, la tension Vout étant inférieure la tension Vref, le transistor 9 est commuté à l'état passant à l'instant t47, ce qui marque le début d'un nouveau cycle de fonctionnement. Le courant IL croît alors jusqu'à un instant suivant t48 égal à t47 + TPon. A l'instant t48, le courant IL atteint une valeur ILp'', inférieure à la valeur ILp'. En outre, les transistors 9 et 13 sont commutés respectivement à l'état bloqué et à l'état passant. Il en résulte que le courant IL décroît jusqu'à un instant suivant t50 égal à t48 + TNon, le courant IL s'annulant à un instant t49 compris entre les instants t48 et t50. En outre, la commutation du transistor 13 à l'état bloqué n'est effective qu'à un instant t51 postérieur à l'instant t50. Ainsi, entre les instants t49 et t51, le courant IL est négatif et décroît jusqu'à une valeur plus faible (ou plus grande en valeur absolue) que celle atteinte à l'instant t47. Du fait qu'à chaque cycle de fonctionnement illustré par le chronogramme B la valeur maximale atteinte par le courant IL (instants t41, t44 et t48) est de plus en plus faible, le convertisseur 1 ne fournit pas assez d'énergie au noeud 2 pour réguler la tension Vout à sa valeur Vref, la tension Vout étant par exemple de plus en plus faible, ce qui pose problème. En outre, à chaque cycle de fonctionnement illustré par le chronogramme B, la valeur négative atteinte par le courant IL (instants t43, t47 et t51) est de plus en plus faible (ou de plus en plus élevée en valeur absolue), d'où il résulte que le convertisseur 1 prélève de plus en plus d'énergie sur le noeud 2 ce qui n'est pas souhaitable. En effet, la valeur du courant fourni à la charge, et en particulier la valeur du pic de courant, décroît d'un cycle à l'autre, ce qui a un impact négatif sur l'alimentation de la charge. De plus, en théorie, la valeur maximale du courant IL pourrait décroître à l'infini, mais, en pratique, le transistor 13 peut, dans certains cas, être détruit, ou endommagé, avant cela par des valeurs négatives du courant IL que le transistor 13 n'est pas en mesure de faire circuler entre ses bornes de conduction. On a décrit en relation avec le chronogramme B de la figure 3 un exemple pratique de fonctionnement dans lequel la commutation à l'état bloqué du transistor 13 intervient après l'annulation du courant IL. Dans un autre exemple pratique de fonctionnement non illustré, à chaque cycle de fonctionnement d'une pluralité de cycles successifs mis en oeuvre immédiatement les uns à la suite des autres, le transistor 13 est commuté à l'état bloqué alors que le courant IL n'est pas nul et est encore positif. Dans ce cas, à chacun des cycles de fonctionnement, le courant IL croît à partir d'une valeur de plus en plus élevée, d'où il résulte que le courant IL atteint une valeur maximale de plus en plus élevée, et que le cycle de fonctionnement se termine avec une valeur non nulle et positive du courant IL de plus en plus élevée. Ce fonctionnement est moins gênant que celui décrit en relation avec le chronogramme B car, après plusieurs cycles de fonctionnement, la tension Vout aura retrouvé sa valeur de consigne Vref. Ainsi, le cycle de fonctionnement suivant ne sera pas immédiatement mis en oeuvre ce qui laissera le temps au courant IL de s'annuler. Les deux cas, c’est-à-dire le cas décrit en relation avec le chronogramme B de la figure 3 et l'autre cas pratique décrit ci-dessus, sont généralement au moins en partie causés par des temps de fonctionnement de composants, par exemple des temps de réaction, ou de propagation, de comparateurs. La figure 4 représente un mode de réalisation d'un convertisseur de tension DC/DC. Le convertisseur de la figure 4 comprend les éléments décrits en relation avec la figure 1, le circuit 17 étant plus détaillé. Le circuit 17 comprend un circuit 300, par exemple une machine d'état. La machine d'état 300 est configurée pour fournir les signaux de commande des transistors 9 et 13 aux bornes respectives 175 et 177 de manière à mettre en oeuvre le fonctionnement décrit en relation avec la figure 5 décrite par la suite. Pour déterminer les signaux de commande des transistors 9 et 13, la machine d'état 300 reçoit plusieurs signaux. Le circuit 300 est alimenté par le potentiel Vbat, et est connecté entre les rails 3 et 5, ces connexions n'étant pas détaillées en figure 4 pour ne pas surcharger la figure. Le circuit 17 comprend un comparateur 302 configuré pour fournir, sur sa sortie, un signal START représentatif de la comparaison de la valeur du potentiel Vout à sa valeur de consigne. La sortie du comparateur 302 est reliée, par exemple connectée, au circuit 300. Le signal START est dans un premier état, par exemple un état haut, lorsque la valeur du potentiel Vout est inférieure à sa valeur de consigne, et dans un deuxième état, par exemple un état bas, lorsque la valeur du potentiel Vout est supérieure à sa valeur de consigne. Le comparateur 302 comprend une première entrée, par exemple inverseuse (-), configurée pour recevoir un potentiel dont la valeur est représentative de la valeur du potentiel Vout, et une deuxième entrée, par exemple non inverseuse (+), configurée pour recevoir un potentiel dont la valeur est représentative de la valeur de consigne du potentiel Vout. Dans cet exemple où la valeur du potentiel Vref est égale à la valeur de consigne du potentiel Vout, le comparateur 302 est configuré pour comparer le potentiel Vref au potentiel Vout, la première entrée du comparateur 302 étant connectée au noeud 2, et la deuxième entrée du comparateur 302 étant connectée à la borne 171 du circuit 17. Dans ce mode de réalisation, la durée TPon est déterminée en comparant une rampe de potentiel RP au potentiel Vref ou au potentiel Vout, ce dernier pouvant être considéré comme sensiblement égal au potentiel Vref. Ainsi, le circuit 17 comprend un générateur de rampe 304 configuré pour fournir la rampe de potentiel RP et un comparateur 306 configuré pour comparer la rampe RP au potentiel Vref ou Vout, dans cet exemple au potentiel Vref. Le potentiel RP est référencé au potentiel de référence GND. Le générateur 304 est alimenté par le potentiel Vbat et est connecté entre les rails 3 et 5, ces connexions n'étant pas représentées en figure 4 pour ne pas surcharger la figure. Le générateur 304 est commandé par le circuit 300, par l'intermédiaire d'un signal cmdP. Plus particulièrement, quand le signal START est dans son premier état, le circuit 300 commande la mise à l'état passant du transistor 9, et, en même temps, le démarrage, ou début, d'une rampe de potentiel RP via le signal cmdP. A titre d'exemple, le signal cmdP est déterminé à partir du signal de commande fourni par le circuit 300 au transistor 9, voire est identique au signal de commande fourni par le circuit 300 au transistor 9. Chaque rampe de potentiel RP est par exemple une rampe croissante à partir du potentiel de référence GND. La rampe RP est transmise à une première entrée, par exemple non inverseuse (+), du comparateur 306, la deuxième entrée, par exemple inverseuse (-) du comparateur 306 recevant le potentiel Vref, et la sortie du comparateur 306 fournissant un signal COMP au circuit 300. En figure 4, la rampe de potentiel RP est transmise au comparateur 306 par l'intermédiaire d'un circuit de sélection 308, ou multiplexeur, comprenant deux entrées, une sortie et une borne de commande. La borne de commande du circuit 308 reçoit du circuit 300 un signal sel. En fonction de l'état du signal sel, le circuit 308 transmet sur sa sortie le signal présent sur l'une ou l'autre de ses entrées. Un signal VRAMP en sortie du circuit 308 suit donc les variations du signal présent sur l'une ou l'autre des entrées. Plus particulièrement, au moment où le circuit 300 commande la mise à l'état passant du transistor 9 et le début d'une rampe de potentiel RP, le circuit 300 place le signal sel à un premier état tel que le comparateur 306 reçoive la rampe de potentiel RP. Ainsi, tant que le signal sel est maintenu dans son premier état, le signal COMP est dans un premier état, par exemple l'état bas, tant que le potentiel RP est inférieur au potentiel Vref, et commute vers un deuxième état, par exemple l'état haut, dès que le potentiel RP devient supérieur au potentiel Vref. La commutation du signal COMP de son premier état à son deuxième état marque la fin de la durée TPon. Le circuit 300 commande alors la mise à l'état bloqué du transistor 9 et la mise à l'état passant du transistor 13. De préférence, le circuit 300 commande simultanément la fin de la rampe de potentiel RP, via le signal cmdP. La durée TNon est par exemple déterminée en comparant une rampe de potentiel RN au potentiel Vref ou au potentiel Vout, et plus particulièrement dans cet exemple au potentiel Vref. Ainsi, le circuit 17 comprend un générateur de rampe 310 configuré pour fournir la rampe de potentiel RN. Le générateur 310 est alimenté par le potentiel Vbat et est connecté entre les rails 3 et 5, ces connexions n'étant pas représentées en figure 4 pour ne pas surcharger la figure. Le générateur 310 est commandé par le circuit 300, par l'intermédiaire d'un signal cmdN. Plus particulièrement, à la fin de la durée TPon, quand le circuit 300 commande la mise à l'état bloqué du transistor 9 et la mise à l'état passant du transistor 13, le circuit 300 commande également le démarrage d'une rampe de potentiel RN via le signal cmdN. A titre d'exemple, le signal cmdN est déterminé à partir du signal de commande fourni par le circuit 300 au transistor 13, voire est identique au signal de commande fourni par le circuit 300 au transistor 13. Chaque rampe de potentiel RN est par exemple une rampe décroissante à partir du potentiel d'alimentation Vbat. Les rampes RN et RP ont des pentes de signes opposés. Ainsi, l'une, ici la pente RP, est croissante et l'autre, ici la pente RN, est décroissante. La comparaison de la rampe RN au potentiel Vref est par exemple mise en oeuvre par le comparateur 306. La rampe RN est alors transmise à la deuxième entrée du circuit 308. En outre, le circuit 300 est configuré pour commuter le signal sel à son deuxième état en même temps qu'il commande la mise à l'état bloqué du transistor 9 et la mise à l'état passant du transistor 13, de sorte que la rampe RN soit transmise au comparateur 306. Ainsi, dans des cas où chaque rampe RN est décroissante à partir du potentiel Vbat, tant que le signal sel est maintenu dans son deuxième état, le signal COMP est dans son deuxième état, par exemple l'état haut, tant que le potentiel RN est supérieur au potentiel Vref, et commute vers son premier état, par exemple l'état bas, dès que le potentiel RN devient inférieur au potentiel Vref. La commutation du signal COMP de son deuxième état à son premier état marque la fin de la durée TNon. Le circuit 300 commande alors la mise à l'état bloqué du transistor 13. De préférence, le circuit 300 commande simultanément la fin de la rampe de potentiel RN, via le signal cmdN. Dans une variante de réalisation non illustrée, la comparaison de la rampe de potentiel RP au potentiel Vref est mise en oeuvre par le comparateur 306, et la comparaison de la rampe de potentiel RN au potentiel Vref est mise en oeuvre au moyen d'un comparateur supplémentaire prévu dans le circuit 17. Ce comparateur supplémentaire reçoit alors sur une première entrée, par exemple non inverseuse (+), la rampe de potentiel RN, et sur une deuxième entrée, par exemple inverseuse (-), le potentiel Vref, la sortie du comparateur supplémentaire fournissant, au circuit 300, un signal représentatif de la comparaison de la rampe de potentiel RN au potentiel Vref. Dans cette variante, le circuit 308 est omis et le circuit 300 ne génère pas le signal sel. La personne du métier est en mesure d'adapter la description faite ci-dessus du convertisseur de la figure 4 à cette variante de réalisation. Dans une autre variante non illustrée, la rampe RP est une rampe de potentiel décroissante à partir du potentiel Vbat et/ou la rampe de potentiel RN est une rampe de potentiel croissante à partir du potentiel GND. La personne du métier est en mesure d'adapter le convertisseur de la figure 4 à ce cas. En outre, bien que l'on ait décrit un exemple dans lequel les rampes RP et RN sont comparées au potentiel Vref, la personne du métier est en mesure de mettre en oeuvre le cas où les rampes RP et RN sont comparées au potentiel Vout. Les inventeurs ont déterminé que le problème du chronogramme B, c’est-à-dire le fait que le courant IL ait, à la fin d'un cycle, une valeur différente de zéro est principalement provoqué, dans le cas de la figure 4, par le retard causé par le ou les comparateurs 306. La valeur TCOMP de ce retard est connue et de préférence sensiblement constante. Le mode de réalisation de la figure 4 compense, en utilisant des circuits configurés pour retarder les signaux de commande des transistors 9 et 13, les retards et s'assure que la valeur du courant revient toujours à une valeur sensiblement égale à zéro entre deux cycles. Ainsi, les grilles, ou bornes de commande, des transistors 9 et 13 sont couplées au circuit 300 par un circuit 20. Le circuit 20 comprend deux entrées, l'une étant reliée, de préférence connectée, au nœud 175, et l'autre étant reliée, de préférence connectée, au nœud 177. Le circuit 20 comprend, en outre, deux sorties, l'une étant reliée, de préférence connectée, à la borne de commande du transistor 9 et l'autre étant reliée, de préférence connectée, à la borne de commande du transistor 13. Le circuit 20 est configuré pour fournir à la borne de commande du transistor 9 : - le signal de commande généré par le circuit 300 sur le nœud 175 avec un retard égal sensiblement à deux fois la valeur TCOMP ; ou - le signal de commande généré par le circuit 300 sur le nœud 175 avec un retard égal sensiblement à la valeur TCOMP. Ces deux signaux sont fournis, de préférence successivement, par le circuit 20 au cours de chaque cycle de fonctionnement du convertisseur, c’est-à-dire durant la période entre le début d'une rampe RP et la fin de la rampe RN suivant ladite rampe RP. Similairement, le circuit 20 est configuré pour fournir à la borne de commande du transistor 13 le signal de commande généré par le circuit 300 sur le nœud 177 avec un retard égal sensiblement à une fois la valeur TCOMP. Dans l'exemple de la figure 4, le circuit 20 comprend un circuit de sélection 202, par exemple un multiplexeur, comprenant deux entrées, une sortie et une borne de commande. La sortie du multiplexeur 202 est reliée, de préférence connectée, à la borne de commande du transistor 9. De préférence, les multiplexeurs 202 et 308 reçoivent le même signal de commande sel. Une première entrée du multiplexeur 202 est reliée au nœud 175 par un circuit 204 et un circuit 206. Le circuit 204 est relié entre le nœud 175 et un noeud de connexion 205 entre les circuits 204 et 206. Le circuit 206 est relié entre le nœud de connexion 205 et la première entrée du multiplexeur 202. Chacun des circuits 204 et 206 est configuré pour appliquer un retard au signal le traversant, de préférence un retard sensiblement égal au retard causé par le comparateur, c’est-à-dire un retard sensiblement égal à la valeur TCOMP. Ainsi, le signal reçu sur la première entrée du multiplexeur 202 correspond au signal de commande généré par le circuit 300 sur le nœud 175 avec un retard égal sensiblement à deux fois la valeur TCOMP. A titre de variante, les circuits 204 et 206 peuvent être remplacés par un unique circuit configuré pour générer un retard sensiblement égal à deux fois la valeur TCOMP. Les circuits 204 et 206 peuvent être remplacés par un plus grand nombre de circuits, par exemple au moins trois, ces circuits étant configurés pour que le retard total engendré par lesdits circuits soit sensiblement égal à deux fois la valeur TCOMP. Une deuxième entrée du multiplexeur 202 est reliée au nœud 175 par le circuit 204. Ainsi, la deuxième entrée du multiplexeur 202 est connectée au nœud de connexion 205 entre les circuits 204 et 206. Ainsi, le signal reçu sur la deuxième entrée du multiplexeur 202 correspond au signal de commande généré par le circuit 300 sur le nœud 175 avec un retard égal sensiblement à la valeur TCOMP, ici engendré par le circuit 204. A titre de variante, la deuxième entrée du multiplexeur 202 peut être reliée au nœud 175 par un autre circuit, non représenté, similaire à l'un des circuits 204 et 206, c’est-à-dire un circuit configuré pour appliquer un retard sensiblement égal au retard causé par le comparateur. Le circuit 20 comprend, en outre, un circuit 210. Le circuit 210 est configuré pour appliquer un retard sensiblement égal au retard causé par le comparateur, c’est-à-dire un retard sensiblement égal à la valeur TCOMP. Le signal de commande généré par le circuit 300 sur le nœud 177 est fourni avec un retard égal sensiblement à la valeur TCOMP à la borne de commande du transistor 13. Les circuits 204, 206 et 210 sont de préférence identiques aux dispersions de fabrication près. Les circuits 204, 206 et 210 peuvent être tous types de circuits configurés pour ajouter un retard de valeur sensiblement connue à un signal traversant lesdits circuits. De préférence, les circuits 204, 206 et 210 n'apportent pas d'autres changements aux signaux que le retard. Les signaux en sortie des circuits 204, 206 et 210 sont donc les mêmes que les signaux en entrée desdits circuits. La figure 5 représente des chronogrammes illustrant le fonctionnement du mode de réalisation de la figure 4. Plus précisément, la figure 5 représente, durant un cycle de fonctionnement du convertisseur : - la tension VRAMP de sortie du multiplexeur 308, - le signal COMP de sortie du comparateur 306, - le courant IL traversant l'inductance 15, - l'état du multiplexeur 308 (mux1), - l'état du multiplexeur 202 (mux2), - l'état du transistor 9 (T1), et - l'état du transistor 13 (T2). Un cycle de fonctionnement du convertisseur comprend une unique rampe RP, générée par le générateur 304, et une unique rampe RN, générée par le générateur 310. Plus précisément, entre un instant t60 et un instant t61, la tension VRAMP prend les valeurs de la rampe RP et entre l'instant t61 et un instant t62, la tension VRAMP prend les valeurs de la rampe RN. Un cycle de fonctionnement du convertisseur correspond donc à la durée entre l'instant t60 et l'instant t62. A l'instant t60, la tension VRAMP augmente à partir d'une valeur de préférence égale à 0 en suivant les variations de la rampe RP. A l'instant t60, la tension VRAMP est ainsi inférieure à la valeur Vref et le signal COMP a donc une première valeur, par exemple une valeur basse correspondant à la valeur binaire 0 dans le cas de la figure 5. A un instant t63 situé entre l'instant t60 et l'instant t61, la tension VRAMP atteint la valeur de consigne Vref. Le signal COMP de sortie du comparateur 306 prend, à l'instant t61, après le temps de réaction TCOMP, une deuxième valeur, par exemple une valeur haute correspondant à la valeur binaire 1, représentative du fait que la tension VRAMP est supérieure à la valeur Vref. L'instant t61 survient après la durée TCOMP à partir de l'instant t63, c’est-à-dire que l'instant t61 est égal à t63 + TCOMP. Ainsi, entre les instant t63 et t61, la tension VRAMP suit encore les variations de la rampe RP et continue d'augmenter, au-delà de la valeur Vref. Entre les instants t60 et t61, le multiplexeur 308 (mux1) fournit en sortie le signal RP généré par le générateur 304. Le signal de commande sel du multiplexeur 308, généré par le circuit 300, prend la valeur commandant au multiplexeur de fournir en sortie le signal provenant du générateur 304. A l'instant t61, le signal VRAMP devient égal à la rampe RN, par exemple en modifiant la valeur du signal de commande sel du multiplexeur 308. La tension VRAMP prend donc une valeur élevée, supérieure à la valeur Vref, par exemple la valeur Vbat, et décroît en suivant les variations de la rampe RN. La tension VRAMP a donc encore une valeur supérieure à la valeur Vref. A un instant t64, la tension VRAMP atteint la valeur Vref. Le signal COMP de sortie du comparateur 306 prend la première valeur représentative du fait que la tension VRAMP est inférieure à la valeur Vref à l'instant t62, après le temps de réaction TCOMP. L'instant t62 survient après la durée TCOMP à partir de l'instant t64, c’est-à-dire que l'instant t62 est égal à t64 + TCOMP. Ainsi, entre les instants t64 et t62, la tension VRAMP suit encore les variations de la rampe RN et continue à décroître au-delà de la valeur Vref. Entre les instants t61 et t62, le multiplexeur 308 (mux1) fournit en sortie le signal RN généré par le générateur 310. Le signal de commande sel du multiplexeur 308, généré par le circuit 300, prend la valeur commandant au multiplexeur de fournir en sortie le signal provenant du générateur 310. Ainsi, sur un cycle entier, deux durées TCOMP de retard, causées par le comparateur 306, sont à compenser, de manière à permettre au courant IL d'atteindre la valeur 0 à l'instant t62, et non à l'instant t64, ce qui entraînerait le fait que la valeur du courant IL deviendrait négative entre les instants t64 et t62. Le courant IL serait alors négatif en fin de cycle, ce qui entraînerait les inconvénients décrits en relation avec la figure 3. A l'instant t60, c’est-à-dire au début du cycle, les transistors 9 et 13 (T1, T2) sont de préférence bloqués (OFF). Eventuellement, le transistor 13 (T2) peut être passant (ON). La rampe RP étant fournie en sortie du multiplexeur 308, les valeurs des signaux de commande des transistors 9 et 13, générés par le circuit 300, correspondent au passage à l'état passant du transistor 9 et au passage à l'état bloqué du transistor 13. Cependant, à l'instant t60, le multiplexeur 202 (mux2) est configuré pour fournir en sortie le signal (2D) de commande du transistor 9 avec un retard sensiblement égal à deux fois la durée TCOMP. De plus, le signal de commande du transistor 13 est toujours fourni avec un retard d'une fois la durée TCOMP. Ainsi, à un instant t65 postérieur à l'instant t60 et égal à t60 + TCOMP, le transistor 13 reçoit la commande de passage à l'état bloqué, générée à l'instant t60. Dans l'exemple de la figure 4, la commande ne change pas l'état du transistor 13. De plus, à un instant t66, égal à t60 + 2*TCOMP, et donc à t65 + TCOMP, le transistor 9 reçoit la commande de passage à l'état passant, générée par le circuit 300 à l'instant t60. Le transistor 9 devient donc passant (ON) à l'instant t66. Bien que la tension VRAMP ait démarré à l'instant t60, le transistor 9 ne devient passant qu'à l'instant t66. L'accumulation d'énergie dans l'inductance ne commence donc qu'à l'instant t66. Entre les instants t60 et t66, le courant IL est constant et sensiblement égal à la valeur 0. A partir de l'instant t66, la valeur du courant IL augmente. A l'instant t61, la valeur du signal COMP en sortie du comparateur 306 prend, avec un retard de TCOMP par rapport au passage de la tension au-dessus de la valeur Vref, la valeur haute, représentative du fait que la tension VRAMP est devenue supérieure à la valeur Vref. Le signal de commande sel change alors de valeur. Le multiplexeur 308 est alors configuré par le signal sel pour fournir en sortie le signal généré par le générateur 310, c’est-à-dire la rampe RN. La tension VRAMP suit alors les variations de la rampe RN. De plus, à l'instant t61, le signal de commande du multiplexeur 202, par exemple le signal sel, change. Le multiplexeur 202 est alors configuré pour fournir en sortie le signal (1D) de commande généré par le circuit 300 sur le nœud 175 avec un retard de TCOMP. Entre les instants t61 et t62, les signaux de commande des transistors 9 et 13 sont fournis avec un même retard de TCOMP. Les transistors 9 et 13 reçoivent donc le signal correspondant au passage à l'état passant du transistor 13 et au passage à l'état bloqué du transistor 9 à un instant t67 postérieur à l'instant t61. L'instant t67 est séparé de l'instant t61 par une fois la durée TCOMP, c’est-à-dire que t67 est égal à t61 + TCOMP. Le courant IL commence donc à diminuer. A l'instant t62, la valeur du signal COMP en sortie du comparateur 306 prend, avec un retard de TCOMP par rapport au passage de la tension en dessous de la valeur Vref, la valeur basse, représentative du fait que la tension VRAMP est devenue inférieure à la valeur Vref. Le cycle de fonctionnement est ainsi fini. La valeur du courant IL arrête donc de diminuer et la valeur du courant à l'instant t62 est sensiblement égale à 0. La durée entre les instants t60 et t63 est sensiblement égale à la durée entre les instants t66 et t67. Autrement dit, la durée entre l'instant où la tension VRAMP commence à suivre la rampe RP et l'instant où la tension VRAMP atteint la valeur Vref, est sensiblement égale à la durée TPon durant laquelle le transistor 9 est passant et le transistor 13 est bloqué. Similairement, la durée entre les instants t61 et t64 est sensiblement égale à la durée entre les instants t67 et t62. Autrement dit, la durée entre l'instant où la tension VRAMP commence à suivre la rampe RN et l'instant où la tension VRAMP atteint la valeur Vref, est sensiblement égale à la durée TNon durant laquelle le transistor 9 est bloqué et le transistor 13 est passant. La durée de chaque cycle est donc égale à TPon + TNon + 2*TCOMP. Le courant IL en fin de chaque cycle est sensiblement égal à zéro, les temps de propagation du comparateur 306 ayant été compensés. Cela permet au cycle suivant d'être identique au précédent et de ne pas entraîner une dérivation du pic de courant maximum. Le pic de courant maximal est sensiblement égal à sa valeur dans le cas idéal du chronogramme A de la figure 3. De préférence, les multiplexeurs 308 et 202 reçoivent le même signal de commande sel. En effet, les multiplexeurs 202 et 308 changent le signal fourni en sortie aux mêmes instants. Le signal sel peut donc prendre une première valeur correspondant, pour le multiplexeur 308, à la fourniture en sortie du signal RP généré par le générateur 304, et, pour le multiplexeur 202, à la fourniture en sortie du signal (2D) retardé de deux fois la durée TCOMP. Le signal sel peut aussi prendre une deuxième valeur correspondant, pour le multiplexeur 308, à la fourniture en sortie du signal RN généré par le générateur 310, et, pour le multiplexeur 202, à la fourniture en sortie du signal (1D) retardé d'une fois la durée TCOMP. Divers modes de réalisation et variantes ont été décrits. La personne du métier comprendra que certaines caractéristiques de ces divers modes de réalisation et variantes pourraient être combinées, et d’autres variantes apparaîtront à la personne du métier. Enfin, la mise en oeuvre pratique des modes de réalisation et variantes décrits est à la portée de la personne du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus. Convertisseur (1) de tension comprenant : un premier transistor (9) connecté entre un premier noeud (11) du convertisseur et un deuxième noeud (3) configuré pour recevoir un potentiel d'alimentation (Vbat) ; un deuxième transistor (13) connecté entre le premier noeud et un troisième noeud (5) configuré pour recevoir un potentiel de référence (GND) ; et un premier circuit (300) configuré pour commander les premier et deuxième transistors ; la borne de commande du deuxième transistor (13) étant reliée à une première sortie du premier circuit (300) par un deuxième circuit (210) configuré pour retarder les signaux de commande fournis à la première sortie d'une première durée (TCOMP) ; la borne de commande du premier transistor (9) étant reliée à une deuxième sortie du premier circuit (300) par un troisième circuit (204, 206) configuré pour retarder les signaux de commande fournis à la deuxième sortie, pendant une première période de chaque cycle de fonctionnement, d'une durée sensiblement égale à deux fois la première durée (TCOMP) et, pendant une deuxième période de chaque cycle de fonctionnement, d'une durée sensiblement égale à la première durée (TCOMP). Procédé de fonctionnement d'un convertisseur (1) de tension comprenant : un premier transistor (9) connecté entre un premier noeud (11) du convertisseur et un deuxième noeud (3) configuré pour recevoir un potentiel d'alimentation (Vbat) ; un deuxième transistor (13) connecté entre le premier noeud et un troisième noeud (5) configuré pour recevoir un potentiel de référence (GND) ; et un premier circuit (300) configuré pour commander les premier et deuxième transistors, le procédé comprenant, lors de chaque cycle de fonctionnement : - une première période au cours de laquelle le signal de commande du deuxième transistor est retardé par un deuxième circuit (210), d'une première durée (TCOMP) et le signal de commande du premier transistor est retardé d'une durée sensiblement égale à deux fois la première durée (TCOMP), par un troisième circuit (204, 206) ; et - une deuxième période au cours de laquelle le signal de commande du deuxième transistor est retardé, par le deuxième circuit, de la première durée (TCOMP) et le signal de commande du premier transistor est retardé d'une durée sensiblement égale à la première durée (TCOMP), par le troisième circuit. Convertisseur selon la revendication 1 ou procédé selon la revendication 2, dans lequel la première durée (TCOMP) est un temps de propagation d'un comparateur. Convertisseur selon la revendication 1 ou 3 ou procédé selon la revendication 2 ou 3, dans lequel le convertisseur comprend un comparateur (306) configuré pour comparer une tension de consigne (Vref) à une première tension (VRAMP), la première tension (VRAMP) étant égale, durant la première période, à une première rampe croissante (RP) et, durant la deuxième période, à une deuxième rampe décroissante (RN). Convertisseur ou procédé selon la revendication 4, dans lequel le convertisseur comprend un premier multiplexeur (308) dont une sortie est reliée à une entrée du comparateur (306) et dont une première entrée est reliée à un premier générateur de rampe (304) et une deuxième entrée est reliée à un deuxième générateur de rampe (310). Convertisseur ou procédé selon la revendication 4 ou 5, dans lequel chaque cycle de fonctionnement comprend uniquement une première rampe et uniquement une deuxième rampe. Convertisseur ou procédé selon l'une quelconque des revendications 4 à 6, dans lequel la première rampe (RP) croît à partir d'une valeur inférieure à la tension de consigne et la deuxième rampe (RN) décroît à partir d'une valeur supérieure à la tension de consigne. Convertisseur ou procédé selon l'une quelconque des revendications 4 à 7, dans lequel la première durée (TCOMP) est sensiblement égale au temps de propagation du comparateur (306). Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1, 3 à 8 ou procédé selon l'une quelconque des revendications 2 à 8, dans lequel le convertisseur comprend une inductance (15) connectée entre le premier noeud (11) et un noeud de sortie (2) du convertisseur. Convertisseur ou procédé selon la revendication 9 dans lequel la valeur du courant dans l'inductance en début et en fin de cycle est sensiblement égale à 0. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1, 3 à 10 ou procédé selon l'une quelconque des revendications 2 à 10, dans lequel le troisième circuit (204, 206) comprend un deuxième multiplexeur (202) comprenant une sortie reliée à la borne de commande du premier transistor (9) et recevant, sur une première entrée, le signal de commande du premier transistor retardé de deux fois la première durée (TCOMP) et, sur une deuxième entrée, le signal de commande du premier transistor retardé d'une fois la première durée. Convertisseur ou procédé selon les revendications 5 et 11, dans lequel les premier et deuxième multiplexeurs (308, 202) reçoivent un même signal de commande de multiplexeur, le signal de commande de multiplexeur pouvant prendre : - une première valeur correspondant, pour le premier multiplexeur (308), à la fourniture en sortie de la première rampe, et, pour le deuxième multiplexeur (202), à la fourniture en sortie du signal retardé de deux fois la première durée (TCOMP), et - une deuxième valeur correspondant, pour le premier multiplexeur (308), à la fourniture en sortie de la deuxième rampe, et, pour le deuxième multiplexeur (202), à la fourniture en sortie du signal retardé d'une fois la première durée (TCOMP).