Brevet FR3107796A1 — publié le 20210903

Dispositif électronique intégré comprenant un module mélangeur (MXi) comportant un étage transconducteur tension/courant (ETT) comportant des premiers transistors (N5, N6) et connecté à un étage de mélange (ETM) comportant des deuxièmes transistors (N1-N4), dans lequel l’étage de mélange (ETM) comporte un circuit résistif de dégénérescence (R1-R4) connecté sur les sources des deuxièmes transistors et une entrée d’étalonnage (ECi) connectée aux grilles des deuxièmes transistors et destinée à recevoir une tension d’étalonnage ajustable (VGM), et les sources des premiers transistors (N5, N6) sont directement connectées à un point froid d’alimentation (GND). Figure pour l’abrégé: Fig 3 Dispositif de génération de signaux radiofréquence en quadrature de phase, utilisable en particulier dans la technologie 5G Des modes de mise en œuvre et de réalisation de l’invention concernent la génération de signaux haute fréquence, par exemple mais non exclusivement supérieure à 20 GHz, et en particulier la génération de tels signaux utilisés en tant que signaux de transposition de fréquence (ou signaux d’oscillateur locaux) en quadrature de phase, destinés à permettre d’effectuer une transposition de fréquence descendante ou montante sur des signaux radiofréquence reçus (transposition descendante) ou sur des signaux en bande de base (transposition montante) destinés à être émis. L’invention trouve une application particulièrement avantageuse mais non limitative dans le domaine des télécommunications, et en particulier dans la technologie dite «5G» qui est la cinquième génération des normes de téléphonie. Dans de telles applications, il est requis de pouvoir générer des signaux de transposition ou signaux d’oscillateurs locaux en quadrature de phase, à une fréquence égale par exemple à 28 GHz, sans que cette valeur ne soit limitative. Une solution connue consiste à utiliser un oscillateur commandé en tension générant un signal sinusoïdal ayant une fréquence de 56 GHz puis un diviseur de fréquence pour obtenir le signal de transposition à 28 GHz. Cependant, la propagation d’un signal à 56 GHz dans un circuit et l’utilisation d’un diviseur de fréquence est une solution coûteuse en consommation. Dans l’article de Curtis Leifso et autres, intitulé «A Monolithic 6 GHz Quadrature Frequency Doubler With Adjustable Phase Offset», IEEE Journal of Solid-state circuits, vol. 41, N° 2, February 2006, il a été proposé un doubleur de fréquence à 6 GHz permettant, à l’aide d’un filtre polyphasé et d’une combinaison de mélangeurs associés à un additionneur et à un soustracteur, de délivrer en sortie deux signaux en quadrature de phase ayant une fréquence double de la fréquence du signal d’oscillateur d’entrée. Cependant, une telle structure, présente non seulement un encombrement surfacique important mais fonctionne également sous une tension d’alimentation élevée (3,3 volts). De plus, la cellule de Gilbert utilisée dans chaque mélangeur consomme du courant en mode continu (DC current), ce qui limite les performances en bruit de la structure. Il existe par conséquent un besoin de générer des signaux en quadrature de phase à une fréquence élevée, typiquement supérieure à 20 GHz, par exemple 28 GHz, avec un déséquilibre acceptable en phase et en amplitude et qui offre une consommation faible ainsi qu’une bonne précision sur la quadrature de phase des deux signaux générés. Selon un mode de réalisation, on utilise un module mélangeur («mixer» en langue anglaise) comportant un étage de mélange avec dégénérescence d’émetteur et un ajustement de la tension de grille des transistors de l’étage de mélange, ainsi qu’une combinaison de tels modules mélangeurs pour réaliser un doubleur de fréquence. Ainsi, selon un aspect, il est proposé un dispositif électronique, par exemple intégré, comprenant un module mélangeur. Ce module mélangeur comporte un étage transconducteur tension/courant comportant des premiers transistors, par exemple des transistors MOS, et connecté à un étage de mélange comportant des deuxièmes transistors, par exemple des transistors MOS. Selon cet aspect, l’étage de mélange comporte un circuit résistif de dégénérescence connecté sur les sources des deuxièmes transistors et une entrée d’étalonnage connectée aux grilles des deuxièmes transistors et destinée à recevoir une tension d’étalonnage ajustable. Par ailleurs, les sources des premiers transistors sont directement connectées à un point froid d’alimentation, par exemple la masse. Ainsi, selon cet aspect, on utilise un étage de mélange passif dégénéré. Le circuit résistif de dégénérescence permet de corriger l’erreur statique de quadrature de phase et est placé au niveau de l’étage de mélange contrairement au doubleur de fréquence de l’art antérieur qui présente ce circuit de dégénérescence au niveau des transistors de l’étage transconducteur tension/courant. De plus, l’ajustement de la tension d’étalonnage qui vient contrôler la tension sur les grilles des transistors de l’étage de mélange, par un étalonnage numérique par exemple, permet -de corriger l’influence des variations de procédé («process variations») sur le déphasage des signaux de sortie du module mélangeur, et -in fine lorsqu’on utilise une combinaison de tels modules mélangeurs, pour former un doubleur de fréquence, d’obtenir par conséquent avec une bonne précision, les 90 degrés de déphasage mutuel entre les deux signaux de sortie délivrés par le doubleur de fréquence. Selon un mode de réalisation, l’étage transconducteur comprend un bloc amplificateur en courant connecté entre les grilles et les drains des premiers transistors. Un tel bloc amplificateur en courant, bien que non indispensable, permet une amélioration du gain en courant. Selon un mode de réalisation, l’étage transconducteur comprend une première interface d’entrée comprenant deux premières bornes d’entrée respectivement connectées aux grilles de deux premiers transistors. Par ailleurs, l’étage de mélange comprend une deuxième interface d’entrée comportant deux deuxièmes bornes d’entrée respectivement connectées aux grilles de deux paires de deuxièmes transistors ainsi qu’une interface de sortie comportant deux bornes de sortie. Chaque borne de sortie est connectée à deux deuxièmes transistors appartenant à deux paires différentes. Selon un mode de réalisation, les deux premières bornes d’entrée sont destinées à recevoir respectivement deux premiers signaux de forme sinusoïdale en opposition de phase. Les deux deuxièmes bornes d’entrée sont également destinées à recevoir respectivement deux deuxièmes signaux de forme sinusoïdale en opposition de phase. Les deux deuxièmes signaux sont soit identiques aux deux premiers signaux soit en quadrature de phase par rapport à ces deux premiers signaux. L’expression «signal de forme sinusoïdale» couvre aussi bien un signal sinusoïdal qu’un signal cosinusoïdal. Selon un mode de réalisation, conduisant à la formation d’un doubleur de fréquence, le dispositif comprend -des moyens de génération possédant deux premières bornes, dites de génération, configurées pour générer deux signaux sinusoïdaux en opposition de phase et deux deuxièmes bornes de génération configurées pour générer deux signaux cosinusoïdaux en opposition de phase, les signaux sinusoïdaux et cosinusoïdaux ayant une même fréquence initiale, -un premier module mélangeur dont les deux premières bornes d’entrée et les deux deuxièmes bornes d’entrée sont respectivement connectées aux deux premières bornes de génération, -un deuxième module mélangeur dont les deux premières bornes d’entrée et les deux deuxièmes bornes d’entrée sont respectivement connectées aux deux deuxièmes bornes de génération, -les deux bornes de sortie du premier module mélangeur étant respectivement connectées aux deux bornes de sortie opposées du deuxième module mélangeur, de façon à former deux premiers nœuds de sortie destinés à générer deux signaux cosinusoïdaux en opposition de phase ayant une fréquence double de la fréquence initiale, -un troisième module mélangeur dont les deux premières bornes d’entrée sont respectivement connectées aux deux premières bornes de génération et dont les deux deuxièmes bornes d’entrée sont respectivement connectées aux deux deuxièmes bornes de génération, -un quatrième module mélangeur dont les deux premières bornes d’entrée sont respectivement connectées aux deux deuxièmes bornes de génération et dont les deux deuxièmes bornes d’entrée sont respectivement connectées aux deux premières bornes de génération, -les deux bornes de sortie du troisième module mélangeur étant respectivement connectées aux deux bornes de sortie homologues du quatrième module mélangeur, de façon à former deux deuxièmes nœuds de sortie destinés à générer deux signaux sinusoïdaux en opposition de phase ayant une fréquence double de la fréquence initiale. Ainsi, on s’affranchit dans une telle structure, d’additionneur et de soustracteur par une connexion appropriée des bornes de sortie des différents modules mélangeurs qui permettent un travail en courant radiofréquence en sortie. Selon un mode de réalisation, les moyens de génération comportent une source, par exemple un oscillateur commandé en tension, configuré pour générer un signal initial de forme sinusoïdale ayant ladite fréquence initiale, et un filtre polyphasé connecté entre la sortie de la source et les premières et deuxièmes bornes de génération. Par ailleurs, le dispositif comprend en outre avantageusement un moyen d’amplification en tension connecté entre chaque deuxième borne de chaque module mélangeur et la borne de génération correspondante. Ceci permet d’amplifier le signal délivré au transistor de l’étage de mélange sans trop distordre le signal sinusoïdal. Selon un mode de réalisation, le dispositif comprend en outre avantageusement des moyens d’étalonnage configurés pour régler la tension d’étalonnage en fonction du déphasage entre les signaux sinusoïdaux et cosinusoïdaux délivrés aux premiers et deuxièmes nœuds de sortie. Cet étalonnage, par exemple numérique, permet ainsi d’obtenir la quadrature de phase entre les signaux délivrés en sortie du doubleur de fréquence avec une très bonne précision, par exemple à plus ou moins 1 degré en fonction des variations de procédé («process variations»). La fréquence initiale est avantageusement supérieure ou égale à 10 GHz, par exemple égale à 14 GHz ce qui permet d’obtenir en sortie du doubleur de fréquence es signaux de transposition en quadrature de phase ayant une fréquence de 28 GHz. Selon un autre aspect, il est proposé un appareil de communication, par exemple un téléphone mobile cellulaire, comportant une chaîne de réception et une chaîne d’émission ainsi qu’un dispositif tel que défini ci-avant destiné à délivrer aux premiers et deuxièmes nœuds de sortie les signaux sinusoïdaux et cosinusoïdaux formant deux composantes en quadrature de phase d’un signal de transposition de fréquence destiné à la chaîne de réception et à la chaîne d’émission. L’appareil de communication est ainsi configuré pour fonctionner par exemple dans la bande de fréquences dédiée aux applications 5G, avec un signal de transposition de 28 GHz. D’autres avantages et caractéristiques de l’invention apparaîtront à l’examen de la description détaillée de modes de réalisation et de mise en œuvre, nullement limitatifs, et des dessins annexés sur lesquels: , et illustrent des modes de réalisation et de mise en œuvre de l’invention. Sur la figure 1, la référence APP désigne un appareil de communication, par exemple un téléphone mobile cellulaire, capable de recevoir et d’émettre via une antenne ANT des signaux radiofréquence compatibles par exemple avec la technologie 5G et ayant en particulier dans l’exemple décrit ici une fréquence de 28 GHz. L’appareil APP comporte un duplexeur DX connecté à l’antenne ainsi qu’une chaîne de réception CHR et une chaîne d’émission CHT connectée entre le duplexeur DX et un processeur PROC destiné à effectuer les traitements en bande de base. La chaîne de réception comporte de façon classique et connue en soi, un mélangeur MXI recevant un signal d’entrée ainsi qu’un signal de transposition SGS1 issu d’un dispositif DIS, par exemple réalisé au sein d’un circuit intégré. La fréquence du signal de transposition SGS1 est égale à 28 GHz. Le mélangeur MXI délivre donc un signal en bande de base sur la voie I. La chaîne de réception CHR comporte par ailleurs un autre mélangeur MXQ recevant un signal de transposition SGS2 de même fréquence que le signal SGS1 mais déphasé de 90 degrés par rapport au signal SGS1 de sorte que le mélangeur MXQ délivre sur la voie Q un signal également en bande de base mais en quadrature de phase par rapport au signal délivré sur la voie I. Les signaux de transposition SGS1 et SGS2, en quadrature de phase, sont générés par le dispositif, dont la structure sera détaillée en référence aux figures suivantes, et comportant par exemple une source OSC configurée pour délivrer un signal initial à 14 GHz. La voie d’émission CHT comporte également deux mélangeurs MXI et MXQ destinés à recevoir d’une part les signaux d’émission en bande de base provenant de la voie I et de la voie Q ainsi que les signaux de transposition SGS1 et SGS2 de façon à effectuer une transposition montante depuis la bande de base vers la fréquence de 28 GHz. La chaîne de réception CHR comporte également deux convertisseurs analogiques numériques ADC destinés à convertir les signaux analogiques en bande de base des voies I et Q en des signaux numériques destinés au processeur PROC. La chaîne de transmission comprend quant à elle deux convertisseurs numériques analogiques DAC destinés à effectuer une conversion numérique analogique pour délivrer aux mélangeurs MXI et MXQ les signaux analogiques sur la voie I et sur la voie Q. On se réfère maintenant plus particulièrement à la figure 2 pour décrire un mode de réalisation du dispositif délivrant les signaux de transposition en quadrature de phase. Dans ce mode de réalisation, l’architecture est une architecture différentielle. Ainsi, le signal de transposition SGS1 illustré sur la figure 1 comporte en fait deux composantes en opposition de phase SGS10 et SGS11 tandis que le signal de transposition SGS2, en quadrature de phase par rapport au signal de transposition SGS1, comporte deux composantes en opposition de phase SGS20 et SGS21. Le dispositif DIS comprend des moyens de génération GNT comportant ici la source OSC, par exemple un oscillateur commandé en tension ou une boucle à verrouillage de phase, délivrant le signal initial de forme sinusoïdale ayant une fréquence initiale, ici une fréquence de 14 GHz. Les moyens GNT comportent également un filtre polyphasé PPF, de structure classique et connue en soi, recevant le signal initial et comportant deux premières bornes de génération BG10 et BG11 ainsi que deux deuxièmes bornes de génération BG20 et BG21. Les deux premières bornes de génération BG10 et BG11 délivrent deux signaux sinusoïdaux en opposition de phase SG10 et SG11 ayant la fréquence initiale de 14 GHz. Les deux deuxièmes bornes de génération BG20 et BG21 délivrent deux signaux cosinusoïdaux SG20 et SG21 ayant également la même fréquence initiale de 14 GHz. Le dispositif DIS comporte également une combinaison de quatre modules mélangeurs MX1-MX4, dont les bornes de sortie sont reliées de façon appropriée comme il sera vu plus en détail ci-après, de façon à former deux premiers nœuds de sortie NDS10 et NDS11 et deux deuxièmes nœuds de sortie NDS20 et NDS21. Les deux premiers nœuds de sortie NDS10 et NDS11 délivrent respectivement les deux signaux SGS10 et SGS11 (les deux composantes du signal de transposition SGS1) en opposition de phase, qui sont en fait deux signaux cosinusoïdaux en opposition de phase, ayant une fréquence double de la fréquence initiale, soit la fréquence de 28 GHz. Les deux deuxièmes nœuds de sortie NDS20 et NDS21 délivrent deux signaux sinusoïdaux SGS20 et SGS21 (les deux composantes du signal de transposition SGS2) en opposition de phase et ayant également la fréquence double de la fréquence initiale soit 28 GHz. Entre le filtre polyphasé PPF et les modules de mélange MX1-MX4 est avantageusement prévu, bien que ce ne soit pas indispensable, un moyen d’amplification en tension AMP dont on reviendra plus en détail ci-après d’une part sur la structure et d’autre part sur la connexion entre le filtre polyphasé PPF et les différents modules de mélange MX1-MX4. On se réfère maintenant plus particulièrement à la figure 3 pour décrire plus en détail la structure d’un module de mélange MXi (i=1 à 4). Cette structure est identique pour les quatre modules de mélange. Le module mélangeur MXi comprend un étage transconducteur tension/courant ETT comportant des premiers transistors, ici les transistors NMOS, N5 et N6. Cet étage transconducteur de courant est relié à un étage de mélange ETM par l’intermédiaire de condensateurs. L’étage de mélange ETM comporte des deuxièmes transistors, ici également des transistors NMOS, N1 à N4. Avant de revenir plus en détail sur la structure de l’étage de mélange, on va maintenant décrire plus en détail l’étage transconducteur ETT. L’étage transconducteur ETT comprend une première interface d’entrée comportant deux premières bornes d’entrée BE10i et BE11i respectivement connectées par l’intermédiaire de deux condensateurs C1 et C2 aux grilles des deux premiers transistors N5 et N6. Les sources de ces deux premiers transistors sont directement connectées à la masse GND. Les deux premières bornes d’entrée BE10i et BE11i sont destinées à recevoir respectivement deux premiers signaux de forme sinusoïdale en opposition de phase. Plus précisément, comme on le verra plus en détail ci-après, en fonction de l’indice du module mélangeur, ces deux premiers signaux seront soit des signaux sinusoïdaux soit des signaux cosinusoïdaux. L’étage transconducteur comprend également un bloc amplificateur en courant BLA connecté entre la grille et le drain de chacun des premiers transistors N5 et N6. Ce bloc amplificateur en courant comporte ici un transistor PMOS connecté entre une borne d’alimentation destinée à recevoir la tension d’alimentation VDD et le drain du premier transistor (N5 ou N6) correspondant ainsi qu’une résistance connectée entre la grille du transistor PMOS et son drain. Le bloc d’amplification en courant BLA comporte également un condensateur connecté entre la grille du transistor PMOS et la grille du premier transistor correspondant (N5 ou N6). L’étage transconducteur ETT comporte également un circuit de polarisation comportant deux résistances RB3 et RB4 respectivement connectées entre les grilles des deux premiers transistors N5 et N6 et une entrée de polarisation destinée à recevoir une tension de polarisation VBias. Cette tension de polarisation, ajustable, permet de fixer le courant circulant dans les transistors N5 et N6. Typiquement, on peut obtenir un faible courant, par exemple de 1 milliampère, ce qui permet de limiter la consommation de courant du module mélangeur. L’étage de mélange ETM comprend une deuxième interface d’entrée comportant deux deuxièmes bornes d’entrée BE20i et BE21i respectivement connectées aux grilles de deux paires N1, N4 et N2, N3 des deuxièmes transistors N1-N4, par l’intermédiaire de deux autres condensateurs C6 et C5. L’étage de mélange ETM comporte également une interface de sortie comportant deux bornes de sortie BS10i et BS11i, chaque borne de sortie étant connectée à deux deuxièmes transistors appartenant à deux paires différentes. Plus précisément, dans cet exemple, la borne de sortie BS10i est connectée aux drains des deux transistors N1 et N3 tandis que la borne de sortie BS11i est connectée aux drains des deux transistors N2 et N4. L’étage de mélange ETM comporte par ailleurs un circuit résistif de dégénérescence connecté sur les sources des deuxièmes transistors N1 à N4. Plus précisément, dans cette architecture différentielle, le circuit résistif de dégénérescence comporte deux résistances R1 et R2 connectées en série entre les sources des transistors N1 et N2 et deux résistances R3 et R4 connectées en série entre les sources des transistors N3 et N4. Le point milieu de chaque paire de résistances de dégénérescence est connecté au drain du premier transistor correspondant N5 ou N6 par l’intermédiaire d’un condensateur. Les deux deuxièmes bornes d’entrée BE20i et BE21i sont destinées à recevoir respectivement deux deuxièmes signaux de forme sinusoïdale en opposition de phase (soit des signaux sinusoïdaux soit des signaux cosinusoïdaux en fonction de l’indice i du module mélangeur MXi). Ces deux deuxièmes signaux sont soit identiques aux deux premiers signaux reçus sur les deux premières bornes d’entrée BE10i et BE11i soit en quadrature de phase par rapport à ces deux premiers signaux, là encore en fonction de l’indice i du module mélangeur MXi. L’étage de mélange ETM comporte également une entrée d’étalonnage ECi connectée aux grilles des deuxièmes transistors N1-N4 par l’intermédiaire de deux résistances RB1 et RB2. Cette entrée d’étalonnage est destinée à recevoir une tension d’étalonnage ajustable qui sera utilisée, comme on le verra plus en détail ci-après lors d’une phase d’étalonnage. On se réfère maintenant plus particulièrement à la figure 4 pour décrire les connexions mutuelles des différents modules de mélange MX1-MX4. Les deux premières bornes d’entrée BE101 et BE111 du module mélangeur MX1 ainsi que les deux deuxièmes bornes d’entrée BE201 et BE211 de ce premier module mélangeur MX1 sont respectivement connectées aux deux premières bornes de génération BG10 et BG11 délivrant respectivement les signaux sinusoïdaux SG10 et SG11 (figure2). Alors que les deux premières bornes BE101 et BE111 sont directement connectées aux bornes de génération BG10 et BG11, les deuxièmes bornes d’entrée BE201 et BE211 le sont par l’intermédiaire de deux circuits d’amplification en tension AMP101 et AMP111 faisant partie des moyens AMP illustrés sur la figure 2. Les deux premières bornes d’entrée BE102 et BE112 du deuxième module mélangeur sont connectées directement aux deux deuxièmes bornes de génération BG20 et BG21 délivrant les deux signaux cosinusoïdaux SG20 et SG21 (figure 2). Les deux deuxièmes bornes d’entrée BE202 et BE212 du deuxième module mélangeur MX2 sont également connectées à ces deux deuxièmes bornes de génération BG20 et BG21 mais cette fois-ci par l’intermédiaire de deux circuits d’amplification en tension AMP102 et AMP112 faisant également partie des moyens AMP illustrés sur la figure2. D’une façon générale, les deux bornes de sortie d’un module mélangeur délivrent respectivement deux signaux différentiels en opposition de phase, c’est-à-dire un signal «plus» et un signal «moins». Les deux bornes de sortie BS101 et BS111 du premier module mélangeur sont respectivement connectées aux deux bornes de sortie opposées BS102 et BS112 du deuxième module mélangeur MX2 de façon à former la différence en courant à deux premiers nœuds de sortie NDS10 et NDS11 destinés à générer les deux signaux cosinusoïdaux en opposition de phase SGS10 et SGS11 ayant la fréquence double de la fréquence initiale. Les deux bornes d’entrée BE103 et BE113 du troisième module mélangeur MX3 sont respectivement connectées aux deux premières bornes de génération BG10 et BG11 délivrant les deux signaux sinusoïdaux SG10 et SG11. Les deux deuxièmes bornes d’entrée BE203 et BE213 de ce troisième module mélangeur MX3 sont respectivement connectées aux deux deuxièmes bornes de génération BG20 et BG21 par l’intermédiaire de deux circuits d’amplification en tension AMP103 et AMP113 faisant partie des moyens AMP de la figure 2 et sont donc destinées à recevoir les deux signaux cosinusoïdaux SG20 et SG21 en opposition de phase. Les deux bornes d’entrée BE104 et BE114 du quatrième module mélangeur MX4 sont respectivement connectées aux deux premières bornes de génération BG20 et BG21 délivrant les deux signaux cosinusoïdaux SG20 et SG21. Les deux deuxièmes bornes d’entrée BE204 et BE214 de ce quatrième module mélangeur MX4 sont reliées, par l’intermédiaire de deux circuits d’amplification en tension AMP104 et AMP114 faisant également partie des moyens AMP de la figure 2, aux deux premières bornes de génération BG10 et BG11 délivrant respectivement les deux signaux sinusoïdaux en opposition de phase SG10 et SG11. Les deux bornes de sortie BS103 et BS113 du troisième module mélangeur MX3 sont respectivement connectées aux deux bornes de sortie homologues BS104 et BS114 du quatrième module mélangeur MX4 de façon à former la somme des courants à deux deuxièmes nœuds de sortie NDS20 et NDS21 générant les deux signaux sinusoïdaux SGS20 et SGS21 en opposition de phase et ayant la fréquence double de la fréquence initiale. Cette connexion spécifique des bornes de sortie des différents modules mélangeurs permet ainsi de s’affranchir de l’utilisation d’additionneurs et de soustracteurs pour générer les signaux de sortie en quadrature de phase ayant la fréquence double de la fréquence initiale. On se réfère maintenant plus particulièrement à la figure 5 pour illustrer un exemple de réalisation d’un circuit d’amplification en tension faisant partie des moyens AMP de la figure 2. Plus précisément, est illustré ici le circuit AMP101. La structure des autres circuits d’amplification illustrée sur la figure 4 est identique à la structure de l’amplificateur AMP101. Plus précisément, le circuit AMP101 comporte un inverseur IV dont la tension d’alimentation est réglable par l’intermédiaire d’un régulateur de tension LDO, par exemple du type à faible chute de tension («Low Drop Outvoltage»). L’entrée de cet inverseur IV est connectée à la borne de génération correspondante (ici la borne BG10) par l’intermédiaire d’un condensateur C et la sortie de l’inverseur est connectée à la borne d’entrée correspondante (ici la borne BE201) du module mélangeur correspondant. Une impédance Z est connectée en parallèle aux bornes de l’inverseur IV. Le régulateur LDO permet de limiter les variations de la tension d’alimentation. L’inverseur IV associé au régulateur LDO amplifie le signal d’entrée afin d’avoir un signal sinusoïdal avec une faible distorsion harmonique sur les grilles des deuxièmes transistors de l’étage mélangeur correspondantl. Le dispositif comporte également (figure 6) des moyens d’étalonnage MCAL connectés aux entrées de commande EC1-EC4 des quatre modules mélangeurs MX1 à MX4, de façon à régler la tension d’étalonnage VGM en fonction du déphasage entre les signaux sinusoïdaux et cosinusoïdaux délivrés aux nœuds de sortie NDS10 et NDS11 et NDS20 et NDS21. A cet égard, les circuits résistifs de dégénérescence R1 à R4 permettent de réduire, voire de supprimer, l’erreur de phase statique sur la quadrature des signaux de sortie SGS10, SGS11 et SGS20, SGS21 par l’adjonction d’un décalage de phase à la fréquence double de la fréquence initiale entre les signaux SGS10, SGS11 d’une part, et SGS20, SGS21 d’autre part. Les valeurs de ces résistances sont déterminées par simulation sur un dispositif nominal. Par contre, les variations de procédé («process variation») peuvent être compensées en ajustant la tension d’étalonnage VGM, ce qui permet d’obtenir une précision de l’ordre de plus ou moins 1 degré sur la quadrature de phase même en présence de ces variations de procédé. La mesure du déphasage entre les signaux de sortie SGS10, SGS11 et SGS20 et SGS21 peut se faire par tout moyen, par exemple lors de la phase de production au moyen d’un banc de test équipé d’un oscilloscope ou alors sur le dispositif embarqué par exemple au moyen d’un signal de test démodulé. Dispositif électronique comprenant un module mélangeur (MXi) comportant un étage transconducteur tension/courant (ETT) comportant des premiers transistors (N5, N6) et connecté à un étage de mélange (ETM) comportant des deuxièmes transistors (N1-N4), dans lequel l’étage de mélange (ETM) comporte un circuit résistif de dégénérescence (R1-R4) connecté sur les sources des deuxièmes transistors et une entrée d’étalonnage (ECi) connectée aux grilles des deuxièmes transistors et destinée à recevoir une tension d’étalonnage ajustable (VGM), et les sources des premiers transistors (N5, N6) sont directement connectées à un point froid d’alimentation (GND). Dispositif selon la revendication 1, dans lequel l’étage transconducteur (ETT) comprend un bloc amplificateur en courant (BLA) connecté entre les grilles et les drains des premiers transistors. Dispositif selon l’une des revendications précédentes, dans lequel l’étage transconducteur (ETT) comprend une première interface d’entrée comportant deux premières bornes d’entrée respectivement connectées aux grilles de deux premiers transistors, et l’étage de mélange (ETM) comprend une deuxième interface d’entrée comportant deux deuxièmes bornes d’entrée respectivement connectées aux grilles de deux paires de deuxièmes transistors ainsi qu’une interface de sortie comportant deux bornes de sortie, chaque borne de sortie étant connectée à deux deuxièmes transistors appartenant à deux paires différentes. Dispositif selon la revendication 3, dans lequel les deux premières bornes d’entrée (BE10i, BE11i) sont destinées à recevoir respectivement deux premiers signaux de forme sinusoïdale en opposition de phase, les deux deuxièmes bornes d’entrée (BE20i, BE21i) sont destinées à recevoir respectivement deux deuxièmes signaux de forme sinusoïdale en opposition de phase, les deux deuxièmes signaux étant soit identiques aux deux premiers signaux soit en quadrature de phase par rapport à ces deux premiers signaux. Dispositif selon la revendication 4, comprenant des moyens de génération (GNT) possédant deux premières bornes de génération configurées pour générer deux signaux sinusoïdaux en opposition de phase et deux deuxièmes bornes de génération configurées pour générer deux signaux cosinusoïdaux en opposition de phase, les signaux sinusoïdaux et cosinusoïdaux ayant une même fréquence initiale un premier module mélangeur (MX1) dont les deux premières bornes d’entrée et les deux deuxièmes bornes d’entrée sont respectivement connectées aux deux premières bornes de génération, un deuxième module mélangeur (MX2) dont les deux premières bornes d’entrée et les deux deuxièmes bornes d’entrée sont respectivement connectées aux deux deuxièmes bornes de génération, les deux bornes de sortie du premier module mélangeur étant respectivement connectées aux deux bornes de sortie opposées du deuxième module mélangeur, de façon à former deux premiers nœuds de sortie destinés à générer deux signaux cosinusoïdaux en opposition de phase ayant une fréquence double de la fréquence initiale un troisième module mélangeur (MX3) dont les deux premières bornes d’entrée sont respectivement connectées aux deux premières bornes de génération et dont les deux deuxièmes bornes d’entrée sont respectivement connectées aux deux deuxièmes bornes de génération, un quatrième module mélangeur (MX4) dont les deux premières bornes d’entrée sont respectivement connectées aux deux deuxièmes bornes de génération et dont les deux deuxièmes bornes d’entrée sont respectivement connectées aux deux premières bornes de génération, les deux bornes de sortie du troisième module mélangeur étant respectivement connectées aux deux bornes de sortie homologues du quatrième module mélangeur, de façon à former deux deuxièmes nœuds de sortie destinés générer deux signaux sinusoïdaux en opposition de phase ayant une fréquence double de la fréquence initiale. Dispositif selon la revendication 5, dans lequel les moyens de génération (GNT) comportent une source (OSC) configurée pour générer un signal initial de forme sinusoïdale ayant ladite fréquence initiale, un filtre polyphasé (PPF) connecté entre la sortie de la source et les premières et deuxièmes bornes de génération, le dispositif comprenant en outre un moyen d’amplification en tension (AMP) connecté entre chaque deuxième borne de chaque module mélangeur et la borne de génération correspondante. Dispositif selon la revendication 5 ou 6, comprenant en outre des moyens d’étalonnage (MCL) configurés pour régler la tension d’étalonnage en fonction du déphasage entre les signaux sinusoïdaux et cosinusoïdaux délivrés aux premiers et deuxièmes nœuds de sortie. Dispositif selon l’une des revendications 5 à 7, dans lequel la fréquence initiale est supérieure ou égale à 10 GHz, par exemple égale à 14 GHz. Appareil de communication comportant une chaîne de réception (CHR) et une chaîne d’émission (CHT) ainsi qu’un dispositif (DIS) selon l’une des revendications 5 à 8 destiné à délivrer aux premiers et deuxièmes nœuds de sortie les signaux sinusoïdaux et cosinusoïdaux formant deux composantes en quadrature de phase d’un signal de transposition de fréquence destiné à la chaîne de réception et à la chaîne d’émission. Appareil de communication selon la revendication 9, configuré pour fonctionner dans la bande de fréquences dédiées aux applications 5G, avec un signal de transposition de 28 GHz.