Brevet FR3096847A1 — publié le 20201204

Description Titre de l'invention : Procédé de commande d'un Convertisseur continu-continu pour un chargeur de batterie d'accumulateurs électriques bidirectionnel [pool ] La présente invention se rapporte à un convertisseur continu-continu pour un chargeur de batterie d'accumulateurs électriques bidirectionnel et son procédé de commande. [0002] Un chargeur de batterie d'accumulateurs électriques classique est unidirectionnel en ce sens qu'il permet uniquement de recharger les accumulateurs électriques depuis un réseau externe d'alimentation électrique, ce qu'on appelle communément le sens de charge ou encore sens direct. [0003] Un tel chargeur de batterie d'accumulateurs électrique unidirectionnel comprend gé- néralement un étage de correction du facteur de puissance, aussi connu sous son abréviation anglophone PFC, et un étage de conversion continu-continu, plus généralement appelé étage DC-DC. [0004] Cependant, il est utile que les chargeurs d'accumulateurs puissent aussi délivrer l'électricité accumulée à un réseau électrique externe, en source de courant, ou de remplacer un réseau et fonctionner en source de tension sur laquelle viennent se brancher des charges ; on parle alors de chargeurs bidirectionnels. La fourniture de courant par la batterie d'accumulateurs électriques au réseau externe étant dit sens de décharge, ou encore sens indirect. [0005] On connaît notamment des chargeurs bidirectionnels, tel que celui du document FR3014260 Al, qui décrit un chargeur à DCDC résonnant du type en montage LC série. Cependant, Un tel montage ne permet pas de changer de type de conversion d'énergie car son gain est toujours inférieur à 1. [0006] On connaît aussi un chargeur bidirectionnel (ou réversible) pour des applications à forte densité de puissance tel que représenté en figure 1 de l'art antérieur, qui met en oeuvre un convertisseur DC-DC du type LLC résonant à pont complet. [0007] Un convertisseur LLC résonant à pont complet 10 selon la figure 1, comprend un pont complet de commutation 11 générant un signal ou courant carré excitant un circuit LLC 12, composé d'un condensateur série Cr et de deux inductances, une inductance série Lr et une inductance Lm en parallèle du bobinage primaire d'un transformateur 13. Le circuit LLC 12 produit alors un courant sinusoïdal résonant dans le tr 13 qui est redressé par le pont redresseur 14, puis transmis à la batterie 16, aussi représentée sur les figures en tant que de source de tension 15. [0008] L'ensemble formé par le circuit LLC 12 étant dit circuit primaire ou partie primaire 2 du convertisseur, et le pont redresseur 14 étant dit circuit secondaire, ou partie secondaire du convertisseur. Dans un fonctionnement en sens direct d'un chargeur, ou en sens de charge, le courant est envoyé depuis le primaire vers le secondaire. [0009] Généralement dans les chargeurs réversibles connus de l'art antérieur, les fréquences de régulation du DCDC, en mode charge et en mode décharge, sont bornées entre sensiblement 60KHz et 200KHz. [0010] Or, en mode décharge, à haute tension batterie Vhat et basse puissance, la régulation vers le gain recherché, Vdc/Vb,, qui est en général inférieur à 0.9, provoque une divergence de la fréquence de régulation du DCDC, vers des fréquences de commutation plus élevées que les 200 KHz. Ceci provoque une forte baisse du rendement du chargeur en mode décharge. [0011] Aussi, il existe le besoin d'une commande adaptée pour permettre une meilleure ré- gulation du DCDC en mode décharge à haute tension batterie et basse puissance. [0012] A cet effet on propose un procédé de commande en fréquence de la tension d'entrée d'un convertisseur de courant continu-courant continu d'un chargeur électrique bidirectionnel connecté à une batterie, fonctionnant en mode décharge de la batterie comprenant : - une étape préalable de définition d'une valeur de tension d'entrée de consigne en entrée du convertisseur, les entrées et sorties du convertisseur étant définies par rapport au mode charge de la batterie, - une étape de calcul d'une valeur de fréquence de commande dudit convertisseur de courant continu-courant continu, obtenue par inversion du gain dudit convertisseur de courant continu-courant continu, en fonction d'une tension batterie de sortie, d'une consigne de puissance d'entrée et de ladite tension d'entrée de consigne ; et - une étape d' application de la fréquence de commande ainsi calculée audit convertisseur. [0013] Ainsi on peut obtenir une commande du DCDC d'un chargeur fonctionnant en mode décharge, ou inversé, adapté pour assurer une régulation relativement performante à haute tension batterie et basse puissance. [0014] Avantageusement et de manière non limitative, ledit convertisseur de courant continu-courant continu est de type LLC série résonant comportant en entrée un pont complet de commutation connecté à un circuit résonant LLC, lui-même connecté à un transformateur relié à la batterie par l'intermédiaire d'un pont en H, ledit circuit résonant comportant une inductance série, une inductance commutée connectée aux bornes de sortie dudit pont complet de commutation uniquement en mode décharge, et une capacité série ; ladite valeur de fréquence de commande étant fonction desdites deux inductances et de ladite capacité série. Ainsi, le calcul de la fréquence de commande est obtenu par une approximation du fonctionnement du DCDC, permettant 3 de simplifier les calculs et de rendre le procédé plus rapide. [0015] Avantageusement et de manière non limitative, l'étape d'application de la fréquence de commande comprend : - la définition d'un pas d'incrément fréquentiel ; - une étape d' initialisation de la fréquence de commande à une valeur initiale de commande correspondant à la fréquence de commande ainsi calculée ; - la définition d'une première valeur de seuil et d'une deuxième valeur de seuil, de la valeur opposée de la première valeur de seuil et de la valeur opposée de la deuxième valeur de seuil, la première valeur de seuil étant strictement supérieure à la deuxième valeur de seuil, lesdites valeurs de seuil étant strictement positives ; - une étape de calcul d'une valeur d'erreur entre une valeur de tension d'entrée mesurée et ladite tension d'entrée de consigne ; et - une étape de comparaison entre ladite valeur d'erreur et lesdites valeurs de seuil ; le procédé comprenant une étape de régulation au cours de laquelle : - lorsque ladite valeur d'erreur est comprise entre la première valeur de seuil et la valeur opposée de la première valeur de seuil, et lorsque ladite erreur est supérieure à la deuxième valeur de seuil ou inférieure à la valeur opposée de la deuxième valeur de seuil, on incrémente ou on décrémente, la fréquence de commande du pas d'incrément fréquentiel ; - lorsque ladite valeur d'erreur est comprise entre la deuxième valeur de seuil et la valeur opposée de la deuxième valeur de seuil on maintient la fréquence de commande à sa valeur précédente, - lorsque ladite valeur d'erreur est supérieure à la première valeur de seuil ou lorsque ladite valeur d'erreur est inférieure à la valeur opposée de la première valeur de seuil on applique comme fréquence de commande, la valeur initiale de commande. [0016] Ainsi, le procédé comprend une commande en fréquence relativement simple, rapide et robuste. [0017] Avantageusement et de manière non limitative, le procédé comprend en outre une ré- gulation par rétroaction de la fréquence de commande. Ceci permet d'obtenir une régulation plus performante et précise. [0018] L'invention concerne aussi un chargeur d'accumulateurs électriques bidirectionnel, comprenant un étage de correction du facteur de puissance, au moins un convertisseur de courant continu-continu, et un dispositif de mise en oeuvre d'un procédé tel que décrit précédemment. [0019] L'invention concerne aussi un véhicule automobile comprenant un chargeur d'accumulateurs électriques bidirectionnel tel que décrit précédemment. [0020] D'autres particularités et avantages ressortiront à la lecture de la description, donnée à titre indicatif mais non limitatif, en référence aux dessins suivant annexés [fig.1] est une vue schématique d'un chargeur d'accumulateurs électriques connu de l'art antérieur ; [fig.2] est une vue schématique du procédé de commande par alternance entre le mode de régulation nominale et le mode Burst, selon un mode de réalisation de l'invention ; [fig.3a] est une vue schématique d'un chargeur d'accumulateurs électriques bidirectionnel selon un mode de réalisation de l'invention. [fig.3b] est une représentation schématique simplifiée du chargeur de la figure 3a ; [fig.4] est un organigramme du procédé de régulation selon le mode de réalisation de la figure 2. [0021] En référence à la figure 3a, selon un mode de réalisation de l'invention, un chargeur non représenté dans son ensemble, comprend un étage d'entrée redresseur correcteur du facteur de puissance monophasé ou polyphasé dit PFC, non représenté, et un dispositif de conversion continu-continu 1 comprenant un convertisseur LLC résonant à pont complet 20 bidirectionnel. Il est à noter que la description des éléments du chargeur est faite en référence au mode charge. Ainsi l'entrée du convertisseur courant continu courant continu correspond aux connexions du convertisseur à l'opposé des connexions batterie Batt. De même le secondaire du transformateur du convertisseur appartient à l'étage de sortie comportant la batterie Batt. [0022] Le convertisseur LLC résonant à pont complet 20 comprend un pont complet de commutation 21 générant un signal ou tension carré excitant un circuit LLC 22, composé d'un condensateur et de deux inductances. Le circuit LLC 22 produit alors un courant sinusoïdal résonant transmis par un transformateur 23 et redressé par un pont redresseur 24. Le signal/courant redressé et amplifié est collecté par la batterie 26, la batterie 25 étant aussi représentée en tant que source de tension 25. [0023] L'ensemble formé par le pont complet de commutation 21 et le circuit LLC 22 est dit circuit primaire ou partie primaire du convertisseur, et l'ensemble formé du redresseur 24 est dit circuit secondaire, ou partie secondaire du convertisseur. [0024] En mode inversé, l'impédance de l'étage correcteur du facteur de puissance, du réseau ou des charges connectées en entrée du chargeur est assimilée à une résistance de charge Rd,. [0025] Dans un fonctionnement bidirectionnel du chargeur, lorsque le courant est envoyé depuis le primaire vers le secondaire du convertisseur 20, on parle de sens direct de fonctionnement du convertisseur 20, ce qui permet de recharger la batterie 26 depuis un réseau électrique externe connecté au primaire. Le chargeur est en outre conformé pour fonctionner en sens indirect, dans lequel l'énergie accumulée par la batterie 26 transite du secondaire vers le primaire du convertisseur 20 afin d'alimenter un réseau électrique externe en fonctionnant comme source de courant, ou de remplacer un réseau, en fonctionnant en source de tension. [0026] Le pont de commutation 21 comprend 4 bras de commutation, chacun étant formé d'une structure parallèle 210, 210', 210", 210"', en ce sens que la structure comprend des composants électroniques montés en parallèle les uns des autres. [0027] Chaque structure parallèle 210, 210', 210", 210"' comprenant une diode, et un transistor. [0028] Les structures parallèles 210, 210', 210", 210"' sont montées en pont complet, selon une configuration bien connue de l'homme du métier. [0029] Le circuit LLC 22 et le transformateur 23 sont conformes à ceux de l'art antérieur cité précédemment en référence à la figure 1. [0030] Le redresseur 24, du circuit secondaire, comprend un pont complet formé de 4 bras de commutation. [0031] Chaque bras de commutation étant formé d'une structure parallèle 240, 240', 240", 240"', en ce sens que la structure comprend des composants électroniques montés en parallèle les uns des autres. [0032] Chaque structure parallèle 240, 240', 240", 240"' comprenant, en référence à la figure 3a, une diode 302, et un transistor 301, selon un montage en pont complet de redresseur. [0033] On ajoute une branche parallèle 28 installée en parallèle du circuit LLC 22, entre le pont complet de commutation 21 et ledit circuit LLC 22. Cette branche 28 est connectée aux deux sorties du pont de commutation 21 en amont du circuit LLC 22 (le terme « amont » se référant ici au sens direct de charge). [0034] Autrement dit, cette branche parallèle 28 s'étend à une première jonction entre une sortie du pont de commutation 21 et le condensateur Cr du circuit LLC, tandis que l'autre jonction est montée entre la deuxième sortie du pont de commutation 21 et la deuxième inductance Lm parmi les deux inductances Lr et Lm du circuit LLC. [0035] La branche parallèle 28 comprend une inductance dite commutée Lm_commutée qui est connectée au circuit LLC 22 en mode décharge, et déconnectée en mode charge. [0036] Ainsi, le convertisseur continu-continu en mode de fonctionnement en décharge est équivalent à un LLC. [0037] Le dispositif de conversion continu-continu 1 comprend un moyen de commande, non représenté, par exemple un micro-processeur et/ou un FPGA, pour commander l'ouverture et la fermeture de l'interrupteur k de la branche parallèle 28. [0038] Le procédé de commande 4 selon l'invention vise à commander en fréquence la tension Vdc de la capacité d'entrée. [0039] L'objectif de ce procédé est de mettre en oeuvre un mode de régulation, du bus continu (appelé Bus DC),connu sous le nom de mode « Burst » par hystérésis sur la fréquence et bus continu (appelé Bus DC) est envisagé. Ce mode Burst consiste à appliquer la fréquence maximale par paquet et à basculer la fréquence entre 200KHz et 6 0Hz afin de pouvoir réguler le bus DC aux points limites. [0040] Ceci implique l'arrêt du découpage par intervalle afin de laisser le bus DC (de tension Vdc sur la figure 3a) revenir vers la consigne. [0041] Le découpage reprend ensuite pour le maintenir tant que possible. Des que le bus DC dépasse un certain seuil maximal, défini par une calihration, et des lors que la fréquence est saturée, la fréquence de commande est basculée à zéro et le découpage s'arrête. Ces étapes étant mise en oeuvre de manière répétitive. [0042] Ainsi en référence à la figure 2, le mode Burst est exposé, en décharge, mais fonc- tionnant sur le même principe en fonctionnement charge, pour des points de fonctionnement donnés en exemples, ici Vbat=400V ou Vbat=430V avec une consigne de la tension Vdc à \idem, égale à 450V. [0043] Sur la figure 2 des que la fréquence F 'o', atteint 50 une valeur supérieure ou égale à 190KHz, ou selon une alternative toute valeur approchant 200 KHz, et que le bus DC s'éloigne 51 de la consigne le mode Burst est activé 52, ramenant le bus DC à sa consigne, sensiblement 450V. [0044] Lorsque la puissance remonte, conduisant la fréquence F no,, à ne plus saturer 53 na- turellement, et le Bus DC convergeant 54 à nouveau vers la valeur de consigne, le mode Burst est arrêté 55 et la régulation nominale 56 applique la fréquence de commande en continu. [0045] A cet effet, le procédé selon l'invention comprend le calcul d'une fréquence de découpage du DCDC. [0046] On sait, en référence à la figure 3b, que la fonction de transfert d'un DCDC LLC en mode décharge selon l'invention est de la forme : [0047]V V (1) G _ D c _ out riViDat 100481 Avec G le gain de la fonction de transfert du DCDC (ou tout au moins de la partie onduleur du DC/DC allant jusqu'au primaire du transformateur) ; 100491 11 le rapport de transformation du transformateur du DCDC ; 100501 Vba, la tension aux bornes de la batterie, soit la tension en sortie du DCDC, 100511 Nid, la tension continue en entrée du DCDC 100521 Et par terminologie générique dans le mode de fonctionnement en décharge : Vouj la tension en sortie du DCDC, en mode décharge, et Vin la tension en entrée du DCDC en mode décharge. 100531 En référence à la figure 3b, qui est une vue simplifiée du DCDC, la résistance Rd, correspond à l'impédance du PFC et des différentes charges ou réseaux connectés au chargeur en mode réversible (décharge). Aussi Re, est calculée selon l'équation suivante : 100541 7 [0055] [0056] [0057] Rch - 8 1/1c (2) TT p Avec P la puissance au primaire du transformateur. Aussi pour calculer le gain de la fonction de transfert du DCDC, on calcule : Rch , + Rait: 7,(Ln, +1,,,)s2 + + Rch G (s)- ne (3) [0058] Cette équation (3) est réécrite en fonction de la pulsation w (w = en posant s=j 100591 On peut par conséquent écrire l'équation de gain selon les équations suivantes : 100601 G(s) = Ou Vin - Rch L', G(s) [0061] Rch (ithf.)' [0062] [0063] En calculant le gain G du transfert, pour obtenir une expression de la fréquence de commande f selon l'équation : snv [0064] f ) fct(Vbat, Preq, Vdc(consig n n (5) [0065] Avec V,', la tension batterie, V. la tension en entrée du DCDC, et Preq une consigne de puissance en entrée du DCDC. [0066] En effet, en remplaçant Vde dans l'expression de G(s) par une valeur de Vd. de consigne, on peut calculer la fréquence pour laquelle le bus DC converge à une tension donnée, par exemple à 450V. [0067] Le gain G est calculé comme étant le rapport de Vdc / riVbat, soit dans ce mode de réalisation G=450V/ n Vbat [0068] On notera que l'expression générale du gain G est la même en décharge, mais les valeurs de gains sont différentes, car les paramètres sont eux-mêmes différents. [0069] On en déduit une équation du 3eme ordre dépendant de (w = 2:Tdsm), [0070] c03 -+ A 0u2 B co c = 0 (6) [0071] Avec les paramètres A, B, C fonction de Vbat, PIOEQ. Lin_coinLée et Lr les valeurs des in- ductances du schéma équivalent du DCDC sur la figure 3b, et Cr la valeur de capacité du schéma équivalent du DCDC sur la figure 3b. Autrement dit Cr et Lr correspondent à la capacité série et à l'inductance série du circuit LLC 22 de la figure 3a. [0072] La résolution de l'équation (6) en (i) permet de calculer par commande anticipatricc, connue en anglais sous le terme feedfonvard, la fréquence de commande f ( (1) 4w du DCDC. [0073] Du fait des dispersions paramétriques, des précisions de calcul, et des hypothèses simplificatrices prises pour l'écriture de la fonction de transfert du DCDC, 8 l'application de cc calcul direct n'est pas suffisante, pour annuler l'erreur statique entre la tension DC mesurée et la consigne. Toutefois l'erreur reste peu significative et présente un maximum de 30V. [0074] Pour pallier ce problème, en référence à la figure 4, un régulateur a été ajouté au feedforward précédent. Il fonctionne par incrément ou décrément de fréquence jusqu'à annulation de l'erreur statique, et adapte ainsi un peu plus la fréquence initiale générée par le calcul précédent, pour une meilleure précision. [0075] Le régulateur selon le premier mode de réalisation est un régulateur discret dans lequel : [0076] epsl est une valeur de seuil à partir de laquelle l'incrément/décrément de fréquence commence. [0077] cps2 est une valeur de seuil pour laquelle, la fréquence de commande est figée. [0078] Aussi selon un exemple de réalisation en référence à la figure 4, dans une première étape on calcule 40 la fréquence de commande f ( CO ) , aussi appelée fréquence de sw commutation f ( ) , tel que décrit précédemment, en fonction d'une tension de s w consigne VDcreq, de la tension batterie et de la puissance [0079] On initialise 41 la valeur de fréquence de commande f (k) à la valeur initiale de s w fréquence f précédemment calculée. sw _re etifo rw aret [0080] Ensuite, on calcule 44 une valeur d'erreur E entre la tension de consigne Vne ict la tension mesurée Vdemesurée en entrée du DCDC. [0081] On compare cette valeur d'erreur e à deux valeurs de seuil d'erreur cps1 et cps2, nombres réels positifs tels que cpsl>cps2 . [0082] Si 42 l'erreur e est comprise entre les limites réglables de epsl et-epsl, par exemple entre 200V et -200V, et si de plus l'erreur e est supérieure à cps2 ou inférieure à -cps2, ces seuils étant par exemple 5V et -5V, on incrémente ou on décremente selon la position du bus DC par rapport à la consigne 43 la valeur de fréquence initiale fsw_te dro nv a r d [0083] f(k) = f + - A.F (7) ,, s w fe e cl fo k étant un entier temporel. [0084] Après cette étape 43, on reboucle sur l'étape 44. [0085] Si 47 après l'étape 44 l'erreur E est comprise entre les limites de eps2 et -eps2, on fige et on maintient 45 la valeur de la fréquence f (k) qui assure un bus DC à 5V par incrément d'un pas d'incrément fréquentiel AF soit : prêt de la consigne à la valeur précédente, soit : [0086] fw (k) = fw (k -1) s s [0087] La valeur f ( k- 1) étant égale à f s w sw_[eerafor a r si la condition 1 n'a pas 9 été vérifiée précédemment, ou à f + F si l'étape 45 a s w Tee e. for) a lieu après k précédentes étapes 43. [0088] Enfin si 48 l'erreur s est supérieure à epsi ou inférieure à -epsl, on utilise 46 la valeur de fréquence f ( k ) calculée par feed forward à l'étape 40. Cette valeur est s w mise à jour périodiquement. La commande continuera à appliquer la fréquence calculée par feedforward tant qu'aucune condition sur l'erreur n'est satisfaite, les étapes 43, 45 et 46 rebouclant sur l'étape 44. [0089] L'invention n'est pas limitée aux valeurs d'exemples donnés de seuils d'erreurs epsl et eps2. Notamment eps2 peut être réglé à 1 ou 0 V, selon la faisabilité du point de fonctionnement. [0090] Cette méthode assure une convergence à fréquence stable, assurée par l'action feedforwai-d, et efficace, grâce à l'action du régulateur qui finit d'annuler l'erreur statique et fait converger le bus DC avec précision à la valeur consigne. L'invention n'est pas limitée au type de régulateur décrit clans le premier exemple de réalisation. On peut aussi prévoir un régulateur du type Proportionnel Intégral ou Proportionnel Intégral Dérivé, dont l'implémentation est connue de l'homme du métier, et bien que leur réglage soit plus complexe que le régulateur du premier mode de réalisation de l'invention. [Revendication 1] [Revendication 2] [Revendication 3] REVENDICATIONSProcédé dc commande (4) en fréquence de la tension d'entrée d'un convertisseur dc courant continu-courant continu (12) d'un chargeur électrique bidirectionnel connecté à une batterie, fonctionnant en mode décharge de la batterie comprenant : - une étape préalable de définition d'une valeur de tension d'entrée dc consigne (V,)c'eq) en entrée du convertisseur, les entrées et sorties du convertisseur étant définies par rapport au mode charge de la batterie, - une étape dc calcul (40) d'une valeur de fréquence de commande f( et) ) dudit convertisseur de courant continu-courant continu (12), obtenue par inversion du gain dudit convertisseur dc courant continu-courant continu (12), en fonction d'une tension batterie (V,'') de sortie, d'une consigne de puissance (Preq) d'entrée et de ladite tension d'entrée dc consigne (V,,creq) ; et - une étape d'application de la fréquence de commande ainsi calcifiée audit convertisseur. Procédé (4) selon la revendication 1, caractérisé en cc que ledit convertisseur dc courant continu-courant continu est de type LLC série résonant comportant en entrée un pont complet de commutation connecté à un circuit résonant LLC, lui-même connecté à un transformateur relié à la batterie par l'intermédiaire d'un pont en H, ledit circuit résonant comportant une inductance série (Lr), une inductance commutée connectée (L,'_,,,''',,,,) aux bornes de sortie dudit pont complet dc commutation uniquement en mode décharge, et une capacité série (Cr) ; ladite valeur de fréquence de commande (f co ) étant fonction s desdites deux inductances (Lm_c',',',,,,,,, Li) et dc ladite capacité série (Cr). Procédé (4) selon la revendication 1 ou 2 caractérisé en cc que l'étape d'application dc la fréquence de commande comprend : - la définition d'un pas d' i ncrément fréquentiel (OF) ; - une étape d'initialisation (41) de la fréquence de commande ( f(k)) à une valeur initiale de commande (f sw_feedforward correspondant à la fréquence de commande ainsi calculée ; - la définition d'une première valeur de seuil (epsl) et d'une deuxième valeur de seuil (eps2), de la valeur opposée de la première valeur de seuil (-epsi) et de la valeur opposée de la deuxième valeur de seuil 11 [Revendication 4] [Revendication 5] [Revendication 6] (-eps2), la première valeur de seuil étant strictement supérieure à la deuxième valeur de seuil (eps2), lesdites valeurs de seuil étant strictement positives ; - une étape de calcul (44) d'une valeur d'erreur (s) entre une valeur de tension d'entrée mesurée (Vieiesifiée) et ladite tension d'entrée de consigne (VDcmq ) ; et - une étape de comparaison (42) entre ladite valeur d'erreur et lesdites valeurs de seuil (eps], -cpsl, cps2, -cps2) ; le procédé comprenant une étape de régulation au cours de laquelle : - lorsque ladite valeur d'erreur (s) est comprise entre la première valeur de seuil (eps1) et la valeur opposée de la première valeur de seuil (-epsl), et lorsque ladite erreur est supérieure à la deuxième valeur de seuil (cps2) ou inférieure à la valeur opposée de la deuxième valeur de seuil (-cps2), on incrémente ou on décrémente (43), la fréquence de commande (f sw ( k) ) du pas d'incrément fréquentiel (OF) ; - lorsque ladite valeur d'erreur est comprise entre la deuxième valeur de seuil (eps2) et la valeur opposée de la deuxième valeur de seuil (-eps2) on maintient (45) la fréquence (f ( k ) )de commande à sa valeur s w précédente, - lorsque ladite valeur d'erreur est supérieure à la première valeur de seuil (eps l) ou lorsque ladite valeur d'erreur est inférieure à la valeur opposée de la première valeur de seuil (-epsl) on applique comme fréquence de commande, la valeur initiale de commande sw vil for wa ). Procédé (4) selon l'une quelconque des revendications 1 à 3 caractérisé en ce qu'il comprend en outre une régulation par rétroaction de la fréquence de commande. Chargeur (1) d'accumulateurs électriques (13) bidirectionnel, comprenant un étage de correction du facteur de puissance, au moins un convertisseur de courant continu-continu (12a, 12b), et un dispositif de mise en oeuvre d'un procédé (4) selon l'une quelconque des revendications 1 à 4. Véhicule automobile comprenant un chargeur (1) d'accumulateurs électriques (13) bidirectionnel selon la revendication 5.