Brevet FR3090249A1 — publié le 20200619

Description Titre de l'invention : Dispositif et système de recombinaison cohérente de faisceaux optiques multi-longueur d'onde Domaine technique [0001] L'invention concerne le domaine des communications optiques en espace libre, notamment dans le cas où le front de phase de l'onde vecteur de l'information est plus ou moins fortement distordu par la traversée d'un milieu perturbé, tel une couche atmosphérique dans une liaison terre-satellite. Plus particulièrement l'invention concerne un dispositif et un système de réception et le cas échéant de réception/émission basés sur la recombinaison (le cas échéant séparation) cohérente de faisceaux optiques multilongueur d'onde. Technique antérieure [0002] Le problème à résoudre, lorsque le front de phase d'un faisceau optique porteur d'information est distordu par une traversée en espace libre, est de maintenir un bilan de liaison optimal en dépit de ces perturbations. [0003] Une première solution est l'utilisation d'une optique adaptative (ex miroir dé- formable) pour compenser la distorsion du front d'onde optique et optimiser typiquement l'injection optique dans une fibre monomode reliée au détecteur. Cette approche a l'avantage de traiter la pupille dans son ensemble, de permettre de traiter les cas émission (pré-compensation) et réception, et d'être large bande (application WDM possible). En revanche, les boucles d'optique adaptative sont limitées en rapidité (ms dans le meilleur des cas) ce qui peut s'avérer insuffisant pour des perturbations atmosphériques de bande passante de l'ordre ou supérieur à 1 kHz. [0004] Une deuxième solution consiste à utiliser un télescope multi-ouvertures, dans une ar- chitecture dite à diversité spatiale. Chaque « sous-télescope » reçoit une portion du faisceau incident, et le principe de la méthode est de supposer que la diversité spatiale permet de se prémunir des extinctions spatiales dues aux interférences (speckle). Quelle que soit la turbulence, au moins un sous télescope collectera un signal non nul. Les signaux des détecteurs placés en aval de chaque télescope sont sommés électriquement ((le manière incohérente). L'inconvénient principal de cette méthode est de nécessiter autant de détecteurs que de sous télescope, les bruits de chaque détecteur étant sommés. Cette méthode ne permet pas d'améliorer le rapport signal/bruit de la liaison. [0005] Dans une troisième solution décrite dans le document US7974543 il est proposé un système de réception basé sur la recombinaison cohérentes de faisceaux élémentaires/ modes. Le système comprend une matrice de microlentilles pour échantillonner le 2 faisceau incident couplée à un dispositif de recombinaison cohérente 10 présentant 2m faisceaux à recombiner et constitué d'une pluralité de dispositifs élémentaires de recombinaison 2x1 agencés en cascade, tel qu'illustré figure 1. Chaque dispositif élémentaire est constitué de deux entrées, 1 et 2, 3 et 4 par exemple, correspondant à 2 faisceaux à recombiner, d'un déphaseur 16 disposé sur le trajet d'un des faisceaux, d'un coupleur 2x2 11 dont une sortie 12 est détectée par un détecteur 13. Le signal détecté par 13 est minimisé à l'aide d'une électronique 15 (15a, 15b ...) permettant d'appliquer au déphaseur 16 (16a, 16b, 1...) un déphasage au faisceau 2 de sorte qu'une interférence constructive se produise sur la deuxième sortie 17 du coupleur 11. [0006] La sortie finale 18 combine en un seul faisceau l'ensemble des 2m faisceaux initiaux. Un signal 18 maximal est recherché. [0007] Une limitation de cc type de système est l'utilisation d'un déphasage (composant 16) qui limite la largeur de la bande spectrale du faisceau incident que le système peut traiter, comme illustré figure 2. En outre l'utilisation d'un élément unique ne permet pas d'égaliser à la fois les amplitudes et les phases des deux signaux à recombiner, pour l'obtention une efficacité optimale. [0008] Dans la figure 2 on considère la situation suivante : un champ E0 est émis d'un point source S, et suit 2 trajets différents Ti et T2 pour atteindre un détecteur D. Le premier trajet T1 a une longueur LI, et le second trajet T2 a une longueur L2. On considère pour simplifier que le milieu séparant la source S du détecteur D est non dispersif, c'est-à-dire que son indice de réfraction ne dépend pas de la longueur d'onde. Dans un même souci de clarté, on considère que les 2 trajets ont la même atténuation, et donc que les champs incidents sur le détecteur auront la même intensité, qu'ils aient suivi le trajet TI ou le trajet T2. L'expression du champ au niveau du détecteur est donc : [0009] EDET Erraiol 1+ -E rajer 2 "10] EDET E00 E0(t 2) [0011] Où I et r 2 sont respectivement les temps mis par la lumière pour parcourir les trajets T1 et T2, soit : [0012] n X LI (r 2) 1 resp [0013] On s'intéresse maintenant au cas où E0 a un certain contenu spectral (par exemple des bandes latérales de modulation, ou encore si E0 est constitué d'un peigne de fréquences WDM). La composante du spectre du signal électrique issu du détecteur à une fréquence est donc : [0014] iDET(W ) [E0( w, t-r1)+E0(to,t-r2)] x cc. [0015] [E,ue-ree(r-r[l ( r - r 2)] x c.c. 100161 3 2goro (1 + COS (4) (2T - 2 [0017] On suppose maintenant que l'on a un moyen de contrôle de la différence de phase optique entre les champs issus des trajets 1 et 2 (du type du déphaseur 16 du document précité). On peut donc écrire le champ sur le détecteur comme : [0018] Enyi-r Fo( t-r1) x e 19 E 0(t - r 2) [0019] Où Q est ajustable, dans le but de maximiser le signal reçu. Le signal 1DF T à la fréquence al vaut maintenant : [0020] 1DET(W ) Foe Mt° (t-T1)+ei +Èoe-iw(t T2)]X C . C. [0021] 2roe: x + cos [ T 12- T ± [0022] Maximiser le signal reçu implique la condition : [0023] cos ko (r - r 2) + çpg J =1 [0024] Soit [0025] cp (I- r ) + k2 Tr [0026] On voit donc que cette condition dépend de la fréquence considérée bi et qu'elle ne pourra s'appliquer qu'au voisinage proche de cette fréquence, pour des applications à une seule porteuse optique notamment (WDM exclus). Typiquement, pour les modulateurs de phase on a une excursion de 1 à 2x X, pour des composants typiquement millimétriques et des matériaux de variation d'indice de l'ordre de 103, correspondant à des déphasages de l'ordre du micron. [0027] De plus, dans le cas d'une architecture en émission/réception, les lasers des systèmes émetteurs et récepteurs devront avoir des fréquences optiques proches mais pas identiques (typiquement quelques nm d'écart), ce qui peut être un inconvénient significatif dans le cas d'un système embarqué sur satellite par exemple, ou pour faire face au vieillissement des diodes laser. [0028] Un but de la présente invention est de palier les inconvénients précités en proposant un dispositif élémentaire de recombinaison permettant une recombinaison cohérente large bande spectrale, permettant de ce fait la mise en oeuvre d'un système de réception (et le cas échéant réception/émission) large bande, compatible d'une architecture WDM. DESCRIPTION DE L'INVENTION [0029] La présente invention a pour objc un dispositif élémentaire de recombinaison cohérente d'un premier et d'un deuxième faisceaux élémentaires obtenus à partir de l'échantillonnage d'un faisceau incident ayant subi une distorsion et dont le spectre comprend M longueurs d'ondes constituant chacune un canal de transport d'une information, ladite distorsion ayant induit un retard entre lesdits premier et deuxième faisceaux élémentaires, le dispositif élémentaire comprenant : - une première et une deuxième entrée dans lesquelles sont respectivement injectés le premier et le deuxième faisceau élémentaires à recombiner, -une sortie délivrant un faisceau de sortie correspondant à la recombinaison cohérente du premier et du deuxième faisceau élémentaire, - une ligne à retard disposée sur un des trajets desdits faisceaux élémentaires et configurée pour induire un retard variable sur ledit trajet, - un coupleur variable comprenant un premier combineur 2x2, un modulateur de phase et un deuxième combineur 2x2, [0030] le deuxième combineur présentant une sortie principale constituant la sortie du dispositif élémentaire et délivrant ledit faisceau de sortie et une sortie complémentaire délivrant un faisceau complémentaire du faisceau de sortie, -un détecteur de contrôle relié à la sortie complémentaire configure pour générer un signal d'erreur à partir du faisceau complémentaire qui s'annule lorsque le modulateur de phase est configure appliquer une différence de phase qui égalise l'intensité du premier et du deuxième faisceau élémentaire, et lorsque la ligne à retard est configurée pour appliquer un retard qui compense ledit retard entre lesdits premier et deuxième faisceau élémentaires, -une boucle d'asservissement configurée pour déterminer, à partir du signal d'erreur, le retard et la différence de phase à appliquer. [0031] Selon un autre aspect l'invention concerne un dispositif de recombinaison cohérente de N faisceaux élémentaires issus de l'échantillonnage dudit faisceau distordu, N entier paire strictement positif, comprenant une pluralité de dispositifs élémentaires selon l'invention agencés en cascade de manière à obtenir un faisceau recombiné unique. [0032] Selon encore un autre aspect l'invention concerne un système de réception comprenant : -un dispositif de démultiplexage spatial du faisceau incident configuré pour échantillonner ledit faisceau incident en N faisceaux élémentaires, -un dispositif de recombinaison cohérente des N faisceaux élémentaires selon l'invention, -un dispositif de démultiplexage en longueur d'onde de manière à former M faisceaux à M longueur d'ondes constituant chacun un canal de transport de l'information, -M détecteurs associés auxdits M faisceaux. [0033] Selon un mode de réalisation du système de réception selon l'invention, les faisceaux élémentaires sont limités par diffraction. [0034] Selon un mode de réalisation le dispositif de démultiplexage spatial comprend une matrice de microlentilles configurée pour échantillonner spatialement le faisceau incident. [0035] Selon un autre mode de réalisation le dispositif de démultiplexage spatial comprend un télescope multi-ouvertures. [0036] Selon un autre mode de réalisation le dispositif de démultiplexage spatial comprend N lames de phases configurées pour réaliser une décomposition en N modes spatiaux. [0037] Selon un autre aspect l'invention concerne un système de réception/émission comprenant un système de réception selon l'invention et un système d'émission comprenant : - M sources lasers et M modulateurs associés configure pour générer M faisceaux à M longueurs d'onde, -un dispositif de multiplexage en longueur d'onde de manière à former un faisceau multi-longueur d'onde, -un dispositif de séparation cohérente du faisceau multi-longueur d'onde en N faisceaux élémentaires d'émission sensiblement identique au dispositif de recombinaison cohérente selon l'invention, niais utilisé en sens inverse et de sorte que chaque ligne à retard et chaque modulateur de phase applique respectivement le retard et la différence de phase opposé de ceux déterminés par chaque boucle d'asservissement du dispositif de recombinaison cohérente du système de réception, de manière à ce que les N faisceaux élémentaires d'émission correspondent respectivement aux N faisceaux conjugués des N faisceaux élémentaires initiaux, -un dispositif de multiplexage spatial sensiblement identique au dispositif de démultiplexage spatial mais utilisé en sens inverse de manière à transformer les N faisceaux élémentaires d'émission en un faisceau émis correspondant au faisceau conjugué du faisceau incident, de manière à pré-compenser ladite distorsion. [0038] Selon un mode de réalisation du système de réception/émission, le dispositif de re- combinaison cohérente et le dispositif de séparation cohérente sont confondus, le dispositif de démultiplexage spatial et le dispositif de multiplexage spatial sont confondus, le dispositif de démultiplexage en longueur d'onde et les M détecteurs d'une part, et les M sources lasers, les M modulateurs associés et le dispositif de multiplexage en longueur d'onde d'autre part, sont couplés au dispositif de recombinaison/séparation cohérente par un circulateur, et le système est en outre configuré pour être mis en oeuvre tantôt en réception tantôt en émission. [0039] La description suivante présente plusieurs exemples de réalisation du dispositif de l'invention : ces exemples sont non limitatifs de la portée de l'invention. Ces exemples de réalisation présentent à la fois les caractéristiques essentielles de l'invention ainsi que des caractéristiques additionnelles liées aux modes de réalisation considérés. [0040] L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques, buts et avantages de celle-ci apparaîtront au cours de la description détaillée qui va suivre et en regard des 6 dessins annexés donnés à titre d'exemples non limitatifs et sur lesquels : [0041] [fig.1] déjà citée décrit un système de réception basé sur la recombinaison cohérentes de faisceaux élémentaires/modes selon l'état de la technique. [0042] [fig.2] déjà citée décrit une situation dans laquelle un champ E0 est émis d'un point source S, et suit 2 trajets différents Ti et T2 pour atteindre un détecteur D. [0043] [fig.3] illustre un dispositif élémentaire de recombinaison cohérente selon l' invention. [0044] [fig.4] illustre l'efficacité de combinaison optimale par canal WDM en fonction de la valeur du retard résiduel exprimé en multiple de la longueur d'onde. [0045] [fig.5] illustre l'intensité détectée par le détecteur en fonction de la phase et pour chaque canal à l'optimisation, dans le cas d'un retard résiduel égal à 10x?... [0046] [fig.6] illustre l'intensité détectée par le détecteur en fonction de la phase et pour chaque canal à l'optimisation, dans le cas d'un retard résiduel égal à 35x?... [0047] [fig.7] illustre un dispositif de recombinaison cohérente selon l'invention comprenant une pluralité de dispositifs élémentaires agencé en cascade permettant d'obtenir un faisceau recombiné unique. [0048] [fig.8] illustre un système de réception selon l'invention utilisant un dispositif de re- combinaison cohérente. [0049] [fig.9] illustre un premier mode de réalisation d'un système de réception/émission selon l'invention. [0050] [fig.10] illustre un deuxième mode de réalisation d'un système de réception/émission selon l'invention. [0051] Par souci de clarté les mêmes éléments porteront les mêmes repères dans les dif- férentes figures. Description des modes de réalisation [00521 Le dispositif élémentaire dc recombinaison cohérente 15 selon l'invention est illustré figure 3. [0053] Il recombine un premier faisceau élémentaire FI et un deuxième faisceau élémentaire F2 obtenus à partir de l'échantillonnage d'un faisceau incident Fid ayant subi une distorsion, typiquement par propagation en espace libre dans des couches de l'atmosphère. Du fait de la distorsion les faisceaux Fi et F2 ont une amplitude et une phase différente. [0054] Soit L l'intensité du faisceau incident Fid, Il l'intensité de Fi et 12 l'intensité de F2, avec I1 = pli° et 12 = p2.10 [0055] Le spectre de Fid est large (bande ou peigne de fréquence) et comprend au moins M longueurs d'ondes XI, (M au moins égal à 2) constituant chacune un canal de transport de l'information (architecture WDM par exmeple). 7 [0056] Le dispositif élémentaire 15 selon l'invention présente une architecture de même type que celle décrite dans le document US7974543 mais avec deux niveaux d'égalisation. Il comprend une première entrée Inputl et une deuxième Input2 entrée dans lesquelles sont respectivement injectés FI et F2 à recombiner et une sortie Out délivrant un faisceau de sortie correspondant à la recombinaison cohérente du premier et du deuxième faisceau élémentaire, que l'on cherche à maximiser (interférences constructives). [0057] Un premier étage agit sur le retard 1212 entre les deux faisceaux élémentaires FI et F2 induit par la distorsion, ce qui permet de réaliser une compensation de phase absolue, indépendamment de la longueur d'onde, comme expliqué plus loin. Le dispositif élémentaire 15 comprend pour cela une ligne à retard DL disposée sur un des trajets des faisceaux élémentaires, trajet de F2 dans l'exemple, qui est configurée pour induire un retard variable sur cc trajet. [0058] Un deuxième étage agit sur la différence d'amplitude entre les deux faisceaux. Le dispositif élémentaire 15 comprend pour cela un coupleur variable VC comprenant un premier combineur 2x2 Comb, un modulateur de phase PS et un deuxième combineur 2x2 Comb', selon une architecture en interféromètre Mach Zehnder ou MZI. PS peut être positionné indifféremment sur les 2 bras du MZI car Fi et F2 sont mélangés à la suite du premier combineur.. [0059] Le deuxième combineur Comb' présente une sortie principale constituant la sortie Out du dispositif élémentaire 15 et délivre le faisceau de sortie et une sortie complémentaire Sc délivrant un faisceau complémentaire du faisceau de sortie. [0060] Un détecteur de contrôle Det est relié à la sortie complémentaire Sc. Le signal sur le détecteur de contrôle s'annule lorsque le coefficient de couplage du coupleur variable VC compense le ratio d'intensité p 2 p et lorsque la ligne à retard DL compense le retard entre les deux faisceaux, soit le déphasage absolu entre les voies 1 et 2. [0061] Ainsi le détecteur Det génère, à partir du faisceau complémentaire, un signal d'erreur e qui s'annule lorsque le modulateur de phase PS est configuré pour appliquer une différence de phase qui égalise les intensités respectives de Fl et F2, et lorsque la ligne à retard DL est configurée pour appliquer un retard qui compense le retard R12 entre Fi et F2. [0062] Enfin une boucle d'asservissement BA est configurée pour déterminer, à partir du signal d'erreur e, le retard à appliquer via la ligne à retard et la différence de phase à appliquer via le modulateur de phase. L'ensemble détecteur/boucle d'asservissement agit sur DL et PS afin de minimiser le signal complémentaire et donc de maximiser le signal de sortie. [0063] Le fait d'agir sur le retard entre les deux faisceaux Fl et F2 permet une recom- binaison cohérente indépendante de la longueur d'onde. 8 [0064] Reprenons la situation de la figure 2. Dans le cas d'une compensation par un élément de retard entre les champs issus des trajets Tl et T2, l'expression du champ reçu par le détecteur est : [0065] EDET=E0(1--1-1-1-) x e +.E0(t - r2) 100661 Où r est un retard ajustable. 100671 Le signal iDET à la fréquence (-`) vaut maintenant : 100681E-e- w (i -1- 2) i nt: r(to E oe c.c. [0069]- = 2.ÉroEo X. ( ± cos [ tij ( r - r 2+r ) ) [0070] Maximiser le signal reçu implique à présent la condition : [0071] COS [w(ri-r2+-r)]= 1 100721 Soit 100731 T 100741 On voit que cette fois, la condition d'optimisation ne dépend plus de la fréquence optique, ce qui permet l'optimisation du signal reçu quelle que soit la fréquence du laser, donc à fortiori pour un signal large bande, et/ou WDM, ou pour 2 lasers émetteur/récepteur de longueur d'onde éventuellement très éloignées. 100751 Au niveau de la précision de compensation du retard, en télécommunication, le retard doit être compensé avec une précision, dénommée retard résiduel en, (retard restant après la compensation), inférieure ou égale à une fraction du temps symbole, pour ne pas brouiller le signal transmis, le temps symbole étant défini par la durée d'un bit d'information, ou l'inverse de la fréquence de modulation (valable pour une seule longueur d'onde porteuse). [0076] Pour un signal mono-7, (canal) modulé à lOGHz, le temps symbole vaut 100ps. On demande donc un retard résiduel maximal typiquement de lOps (1/10 du temps symbole) correspondant à un déphasage de 2000xX à 7,=1550nm (longueur d'onde télécom typiquement utilisée). Cc retard exprimé en multiple de la longueur d'onde est obtenu en calculant la distance parcourue par la lumière à la vitesse c=3x108m.s pendant un temps de lOps, et en l'exprimant en multiple de la longueur d'onde, soit [0077] C t . (I) N [0078] En pratique, il y a 2 types de retard, les retards fixes ou statiques, qui proviennent des différences de longueur de fibres entre les différents canaux par exemple, et les retards dynamiques, qui viennent des perturbations atmosphériques par exemple. [0079] Les retards différentiels dus à la propagation atmosphérique (perturbation dynamique) sont très inférieurs à 2000x7, une compensation statique des retards structurels du système (longueurs de fibres, etc...) est suffisante. 9 [0080] Par contre, les différences de longueur entre les fibres correspondent à plusieurs milliers voire dizaines de milliers de k, et donc il faut les corriger. Mais elles ne bougent pas, donc une compensation statique une fois pour toute est suffisante. [0081] Ainsi dans le cas mono-2. l'asservissement ou les boucles de rétroaction sur les phases n'ont pas d'intérêt, une cal ibration est suffisante. [0082] Lorsque plusieurs longueurs d'onde sont en jeu, la tolérance sur le retard résiduel entre les canaux est drastiquement réduite, puisque la recombinaison est un procédé interférométrique, qui exige une égalisation parfaite des retards pour fonctionner indépendamment de la longueur d'onde (condition d'interférence en lumière blanche). [0083] En pratique, cette tolérance dépend de l'étendu du spectre WDM. Ainsi, pour un cas typique de 10 canaux WDM 1 à 10 espacés de 200 GHz, on représente sur la figure 4 l'efficacité de combinaison optimale CEff par canal WDM (obtenue avec une minimisation du signal d'erreur) en fonction de la valeur du retard résiduel iiT exprimé en multiples de 2., avec = 1.55 Fun . On voit qu'un retard résiduel ôT, de 10)0. conduit à une efficacité de recombinaison moyenne supérieure à 99% (moyenne sur l'ensemble des canaux WDM). [0084] En revanche, lorsque le retard résiduel est de 35xk, l'efficacité de recombinaison moyenne chute à 90% (80% pour les canaux aux extrémités du spectre). Pour obtenir 90% sur l'ensemble du spectre, il faut égaliser les retards à mieux que 20)0L. Il est donc nécessaire de corriger de manière dynamique les fluctuations de retard entre les canaux à recombiner, puisque les variations de retard dues à la propagation dans l'atmosphère, aux effets thermiques, mécaniques, ou autres sont typiquement supérieurs à 202.. Un dispositif de recombinaison dynamique avec correction des retards tels que décrit dans l'invention est alors nécessaire. [0085] Un retard résiduel d'environ 202. est compatible de lignes à retard variable réalisées avec des composants usuels tels que des fibres (fibre étirées par un module piezo électrique) ou des miroirs (miroir sur une cale piezzo électrique). [0086] Typiquement une fibre enroulée sur une cale piezo permet de corriger des retards dy- namiques : bande passante de 10kHz, 1/20micron ou mieux de précision, et >1002. d'excursion. [0087] Le signal reçu par le détecteur de contrôle ne s'annule qu'à l'unique condition que les retards soient exactement compensés (interférence en lumière blanche) et fourni par conséquent un bon signal d'erreur pour un asservissement dynamique. [0088] La figure 5 illustre l'intensité I détectée par le détecteur Det en fonction de la phase appliquée par PS et pour chaque canal à l'optimisation, dans le cas d'un retard résiduel de ÔT de 10x2. (c'est-à-dire que la ligne à retard DL compense la différence de retard entre les deux voies avec une erreur résiduelle ÔT de 102.). C'est le minium de l'intensité 51 qui permet le réglage de l'asservissement (signal d'erreur s,), alors que le maximum 50 est recueilli en sortie du dispositif. La courbe 52 illustre l'intensité moyennée sur les 10 canaux. [0089] On retrouve bien qu'un retard résiduel de 10k est acceptable pour le dispositif. [0090] La figure 6 illustre l'intensité I détectée par le détecteur Det pour chaque canal dans le cas d'un retard résiduel àr, de 3SxK. Le minium de l'intensité 61 permet le réglage de l'asservissement, alors que le maximum 60 est recueilli en sortie du dispositif. La courbe 62 illustre l'intensité moyennée sur les 10 canaux. L'efficacité de recombinaison a baissé, et on retrouve bien qu'un retard résiduel de 357, présente un signal d'erreur dégradé pour le dispositif. [0091] Les dispositifs élémentaires 15 ont vocation à être agencés en cascade de manière à réaliser un dispositif 20 de recombinaison cohérente permettant d'obtenir un faisceau recombiné Frecomb unique, tel qu'illustré figure 7. [0092] On considère que le faisceau incident distordu Fid est échantillonné selon N faisceaux élémentaires Fi. F2, FN, N entier paire strictement positif. [0093] La figure 7 illustre un dispositif 20 pour le cas N=4 (aisément généralisable à un nombre plus élevé), constitué de trois dispositifs élémentaire 15. Les faisceaux incidents sont recombinés 2 à 2. [0094] Les lignes à retard variables DL1 et DL2 permettent dans un premier temps d'ajuster les retards optiques (phases absolues) entre les faisceaux Fi et F2 d'une part, et F3 et F4 d'autre part. [0095] Dans un 2ème temps, 2 coupleurs accordables constitués chacun dans cet exemple d'un interféromètre (le Mach Zehnder (MZI) avec un déphasage ajustable (PSI ou PS2), compensent le ratio d'intensité entre 1 et 2 (PSI) et 3 et 4 (PS2). [0096] On place un détecteur d'intensité (Detl, Det2) sur la sortie complémentaire des MZI pour générer un signal d'en-eur pour le réglage de DLI/PSI et PL2/PS2. [0097] On procède de même pour combiner les sorties des 2 MZI en plaçant une ligne à retard DL3 pour ajuster les retards, suivie d'un nouveau MZI pour combiner et ajuster les rapports d'intensité. [0098] Pour des intensités incidentes k valant = p k10, on obtient en sortie du dispositif un faisceau Frea,i, présentant une intensité combinée valant ire b = /GY p k lorsque les signaux sur les détecteurs de contrôle sont nuls. [0099] Selon un autre aspect l'invention concerne également un système dc réception 100 tel qu'illustré figure 8 utilisant un dispositif 20 selon l'invention. [0100] Ce système multi-X est basé sur la décomposition du front d'onde incident aberrant en une multitude de sous-faisceaux de front d'onde plan (démultiplexage spatial), puis l'utilisation de la technique de combinaison cohérente à l'aide du dispositif 20 pour remettre en phase les sous-faisceaux et maximiser la puissance optique collectée et 11 donc le bilan de liaison, ce quelque soit la longueur d'onde. [0101] Le système de réception 100 de la figure 8 illustre le cas d'une liaison WDM dans lequel à l'émission un faisceau constitué de M longueurs d'onde multiplexées À4, ?,7 chacune portant un signal de modulation (modulateurs modl, mod2 ... et multiplexeur KMUX), est émis en espace libre. Après propagation dans l'atmosphère FS le faisceau présente une amplitude et une phase fortement distordues, formant à la réception le faisceau incident Fid. [0102] Le système 100 comprend tout d'abord un dispositif de démultiplexage spatial 14 du faisceau incident Fid, configure pour échantillonner Fid en N faisceaux élémentaires. Les faisceaux élémentaires ont des amplitudes et des phases différentes. Préférentiellement ils sont limités par diffraction pour pouvoir les coupler simplement à une fibre monomode ou un circuit photonique intégré. [0103] Plusieurs dispositifs peuvent réaliser la fonction de démultiplexage spatial du faisceau aberrant. [0104] Un premier dispositif de démultiplexage spatial 14 comprend une matrice de micro- lentilles qui réalise une pixellisation du faisceau incident, en échantillonnant spatialement le faisceau aberrant. Le pas d'échantillonnage spatial (taille des pixels) est choisi de manière à ce que chaque faisceau élémentaire soit limité par diffraction. Une taille de pixel assez petite peut s'avérer nécessaire, et donc un nombre de faisceaux élémentaires important. [0105] Un deuxième dispositif comprend un télescope multi-ouvertures, avec une correction de type tip/tilt sur chaque faisceau élémentaire [0106] Enfin, un troisième dispositif est configuré pour réaliser une décomposition en N modes spatiaux à l'aide de N lames de phase. Considérant que le faisceau aberrant se décompose sur une base de modes spatiaux élevés, les lames de phases sont alors calculées de manière à convertir ces modes élevés en modes Gaussiens par propagation libre et traversée des lames de phase. [0107] Le système de réception 100 comprend également un dispositif 20 de recombinaison cohérente des N faisceaux élémentaires tel que décrit précédemment. Il s'agit ici de compenser les retards optiques et les variations d'amplitudes entre les N faisceaux élémentaires avant de les additionner optiquement (sommation cohérente) et former le faisceau Frecomb. Le dispositif 20 réalise donc la concentration de toute l'énergie optique sur un seul détecteur et permet donc une amélioration du rapport signal/bruit comparé à l'approche incohérente. [0108] Le faisceau somme Frecomb est alors démultiplexé par un dispositif de démul- tiplexage en longueur d'onde ?.DEMUX de manière à former M faisceaux à M longueur d'ondes constituant chacun un canal de transport de l'information. Puis les M faisceaux sont envoyés chacun vers M détecteurs PD1,PD2,... PDm (pour M canaux 12 WDM). [0109] On a ainsi réalisé un système de réception à recombinaison cohérente présentant une très bonne efficacité de recombinaison sur une large bande spectrale ou peigne de fréquences (architecture WDM). [0110] Par ailleurs un tel système est compatible de technologies photoniques intégrées, en intégrant sur une puce photonique les fonctions de commutateurs 2x2, incluant les récepteurs de contrôle (détecteurs), et éventuellement les récepteurs WDM, avec démultiplexeur (« plannar phase array » ou MZI asymétriques cascadés par exmeple). [0111] Une réalisation de type photonique intégrée rend le système plus simple et moins couteux qu'une approche de type optique adaptative. [0112] Selon un autre aspect l'invention concerne également un système de réception/ émission 300 comprenant un système de réception 100 tel que décrit précédemment et un système d'émission 200 selon deux modes de réalisation illustrés figures 9 et 10. [0113] Le système d'émission comprend M sources lasers LI, L2, _Lm et M modulateurs associés modi, mod2, configurés pour générer M faisceaux à M longueurs d'onde, chaque faisceau constotuant un canal de transport de l'information et un dispositif de multiplexage en longueur d'onde 7,MUX de manière à former un faisceau multi-longueur d'onde. [0114] Le système 200 comprend également un dispositif de séparation cohérente 20' du faisceau multi-longueur d'onde en N faisceaux élémentaires d'émission F1', F2', ...EN' sensiblement identique au dispositif de recombinaison cohérente 20, mais utilisé en sens inverse et de sorte que chaque ligne à retard et chaque modulateur de phase applique respectivement le retard et la différence de phase opposé de ceux déterminés par chaque boucle d'asservissement du dispositif de recombinaison cohérente 20 du système de réception 100, de manière à ce que les N faisceaux élémentaires d'émission con-espondent respectivement aux N faisceaux conjugués des N faisceaux élémentaires initiaux. [0115] Enfin le système 200 comprend un dispositif de multiplexage spatial 14' sen- siblement identique au dispositif de démultiplexage spatial 14 mais utilisé en sens inverse de manière à transformer les N faisceaux élémentaires d'émission F1',...FN' en un faisceau émis Fe correspondant au faisceau conjugué du faisceau incident Fid, de manière à pré-compenser la distorsion. [0116] En d'autres termes les pondérations d'amplitude et de retard déterminées pour la combinaison cohérente en réception sont ici utilisées pour appliquer sur les N faisceaux élémentaires d'émission la loi de pondération qui permettra de pré-compenser la perturbation atmosphérique en sens inverse. [0117] Dans le mode de réalisation de la figure 9 les systèmes 100 et 200 sont réalisés avec des dispositifs 20/20' et 14/14' différents. 13 [0118] Dans le mode de réalisation de la figure 10 le dispositif 20 de recombinaison cohérente et le dispositif 20' de séparation cohérente sont confondus et le dispositif de démultiplexage spatial 14 et le dispositif de multiplexage spatial 14' sont confondus. [0119] Le dispositif de démultiplexage en longueur d'onde (KDEMUX et les M détecteurs PD1, PD, PD' d'une part, et les M sources lasers (LI, L2, ...Lm), les M modulateurs associés modi, mod2, modm et le dispositif de multiplexage en longueur d'onde KIVEUX d'autre part, sont alors couplés au dispositif de recombinaison/séparation cohérente par un circulateur OC. [0120] En principe, le système 200 fonctionne en bidirectionnel, c'est à dire émission et réception en même temps. Cependant au niveau du composant, l'émission est beaucoup plus intense que la réception, alors que la configuration du dispositif se fait sur l'optimisation du signal en réception. Il est alors possible que des réflexions parasites de l'émission perturbent l'optimisation de la réception et donc le réglage du composant. Auquel cas, on fait fonctionner le système en alternant émission/réception. 14 [Revendication I] [Revendication 2] [Revendication 3]