Brevet FR3087609A1 — publié le 20200424

DOMAINE TECHNIQUE AUQUEL SE RAPPORTE L'INVENTION La présente invention concerne de manière générale la génération de son par auto-démodulation, dans l'air, d'une onde ultrasonore. Elle concerne plus particulièrement un procédé de précorrection d'un signal, destiné à être restitué sous forme sonore par auto-démodulation dans l'air d'une onde ultrasonore, ce procédé permettant de réduire les distorsions affectant l'onde sonore résultant de cette auto-démodulation. Elle concerne également un procédé de génération de son par ultrasons employant une telle précorrection, ainsi qu'une unité de traitement électronique programmée de manière à réaliser cette précorrection. ARRIERE-PLAN TECHNOLOGIQUE Avec le développement des technologies de l'information, les systèmes audiovisuels et les appareils électroniques de télécommunication qui nous entourent au quotidien sont de plus en plus nombreux. Une profusion de signaux sonores différents produits simultanément par plusieurs de ces dispositifs peut parfois en résulter. Cela peut être gênant pour des individus présents dans un tel environnement sonore : ce mélange de signaux sonores les empêche de se concentrer sur un signal donné, et, en outre, compromet le caractère éventuellement privé des communications en question. Dans ce contexte, un système permettant de générer une onde sonore dans une zone très localisée s'avère donc particulièrement intéressant. Un tel système permet en effet d'adresser un message sonore de manière sélective à un ou à quelques utilisateurs seulement. Pour générer une onde sonore dans une zone très localisée, il est connu de : - moduler l'amplitude d'un signal porteur, de fréquence ultrasonore, par un signal de plus basse fréquence destiné à être restitué sous forme sonore, puis - d'émettre une onde ultrasonore, au moyen d'un transducteur ultrasonore ou d'un ensemble de transducteurs ultrasonores recevant en entrée le signal modulé produit précédemment. Cette onde ultrasonore est émise de manière à avoir un fort niveau sonore (en pratique, ce niveau peut atteindre une centaine de décibels). Du fait de 2 ce niveau sonore assez élevé, la propagation de l'onde ultrasonore dans l'air devient non-linéaire, cette non-linéarité ayant pour effet de démoduler l'onde ultrasonore directement dans l'air et de générer ainsi une onde sonore audible. Comme la longueur d'onde moyenne de l'onde ultrasonore est petite 5 (plus petite que des longueurs d'onde du domaine audible), cette onde peut être émise de manière très directive, ou être focalisée sur une zone de faible dimension. L'onde sonore, générée ainsi par auto-démodulation dans l'air de cette onde ultrasonore, peut donc être générée dans une zone très localisée. Cette onde sonore présente un champ de pression p qui peut par 10 exemple être modélisé par la formule Fi ci-dessous (formule dite de Bertkay): a 2 E2 p = K at2 où E(t) est l'enveloppe (temporelle) de l'onde ultrasonore émise (vue la modulation d'amplitude employée, cette enveloppe est donc une fonction affine du signal initial s, destiné à être restitué sous forme sonore : E(t) oc 1+B.s ), et où le 15 coefficient K dépend de différents paramètres d'émission tels que la distance entre le transducteur et le point considéré, le coefficient de non-linéarité acoustique du milieu, l'amplitude d'émission, etc... Comme l'enveloppe de l'onde ultrasonore intervient au carré, dans l'équation ci-dessus, l'onde sonore générée n'est pas proportionnelle au signal 20 initial. Plus généralement, l'onde sonore générée ainsi présente des distorsions par rapport au signal initial que l'on souhaite restituer. Un procédé destiné à compenser ces distorsions est décrit dans le document suivant : « Performance analysis on recursive single-sideband 25 amplitude modulation for parametric loudspeakers », P. Ji, W.-S. Gan, E.-L. Tan, et J. Yang, Proceedings of the IEEE International Conference on Multimedia and Expo (ICME), pages 748 à 753, 2010 (ci-après « Ji et a/. »). Ce procédé comprend les étapes suivantes : i) précalculer, sur la base de la formule Fi ci-dessus, des distorsions 30 attendues affectant l'onde sonore générée, par rapport au signal initial à restituer, puis (F1) ii) soustraire ces distorsions attendues du signal initial pour obtenir une signal précorrigé des distorsions. 3 Les étapes i) et ii) peuvent être exécutées plusieurs fois successivement, de manière itérative, pour obtenir une précorrection de plus en plus précise des distorsions qui, sinon, affecteraient l'onde sonore générée. A chaque fois que l'ensemble des étapes i) et ii) est exécuté à nouveau, la correction apportée au 5 signal est plus petite que lors de l'exécution précédente de ces étapes. La correction des distorsions est ainsi réalisée de proche en proche, jusqu'à obtenir un signal qui, théoriquement, devrait conduire à une onde sonore très peu distordue par rapport au signal initial à restituer. Le signal précorrigé ainsi obtenu peut servir ensuite à moduler un signal 10 porteur, de fréquence ultrasonore, le signal modulé correspondant étant ensuite émis au moyen d'un transducteur ultrasonore. Le document précité montre au moyen de simulations numériques que ce procédé est, en théorie, très performant. Mais il s'avère en pratique que l'onde sonore, générée à partir du signal 15 précorrigé conformément à ce procédé, présente des distorsions qui restent très importantes, et sont même parfois augmentées du fait de cette précorrection. OBJET DE L'INVENTION Afin de remédier à l'inconvénient précité de l'état de la technique, la présente invention propose un procédé de précorrection d'un signal, destiné à être 20 restitué sous forme sonore par auto-démodulation dans l'air d'une onde ultrasonore, le procédé comprenant les étapes suivantes : a) moduler un signal porteur, de fréquence ultrasonore, par ledit signal destiné à être restitué sous forme sonore, pour obtenir un signal modulé initial, et b) déterminer un signal modulé précorrigé en corrigeant un signal 25 intermédiaire, ledit signal intermédiaire étant égal, lors d'une première exécution de l'étape b), au signal modulé initial, l'étape b) de précorrection comprenant les sous-étapes suivantes : b1) déterminer un signal d'onde ultrasonore, représentatif d'une onde ultrasonore qui serait émise par un transducteur ultrasonore donné recevant en 30 entrée ledit signal intermédiaire, le signal d'onde ultrasonore étant déterminé en filtrant ledit signal intermédiaire au moyen d'un premier filtre ayant une réponse en fréquence représentative d'une réponse en fréquence dudit transducteur, b2) déterminer un signal sonore prédit, en appliquant une opération de démodulation non-linéaire audit signal d'onde ultrasonore, ladite opération de 4 démodulation non-linéaire simulant une auto-démodulation non-linéaire, dans l'air, de ladite onde ultrasonore, b3) déterminer un signal de distorsion, représentatif de distorsions affectant ledit signal sonore prédit, en comparant ledit signal sonore prédit avec le 5 signal sonore de référence, et b4) déterminer le signal modulé précorrigé en corrigeant le signal intermédiaire sur la base du signal de distorsion, le signal sonore de référence étant déterminé en fonction dudit signal et du premier filtre dont la réponse en fréquence est représentative de la réponse en 10 fréquence du transducteur. A la sous-étape b3), le signal de distorsion peut par exemple être déterminé en calculant une différence, pondérée ou non, entre le signal sonore prédit et le signal sonore de référence. Le déposant a constaté en pratique qu'une onde sonore générée par 15 auto-démodulation non-linéaire, dans l'air, d'une onde ultrasonore émise par ledit transducteur ultrasonore recevant en entrée ledit signal modulé précorrigé présente, par rapport au signal initial (destiné à être restitué sous forme sonore), des distorsions particulièrement réduites. Le déposant a constaté en particulier que ce procédé conduit à une 20 correction des distorsions meilleure que dans l'art antérieur précité (Ji et al.), permettant généralement, par rapport à ce procédé de l'art antérieur, de réduire les distorsions de 10, voir 20 décibels. Ces résultats montrent à quel point il est important de prendre en compte la réponse en fréquence du transducteur employé (ou qu'il est prévu d'employer) 25 pour précorriger efficacement les distorsions résultant de l'auto-démodulation non- linaire, dans l'air, de l'onde ultrasonore. Une explication du rôle joué par la réponse en fréquence de ce transducteur est la suivante. Les effets non-linaires subis par l'onde ultrasonore produisent (comme 30 illustré par la formule F1) une onde sonore audible comprenant : - un premier terme, résultant d'un battement du signal porteur (qui est généralement purement sinusoïdal) avec la ou les bandes latérales produites par la modulation initiale (à l'étape a)) de ce signal porteur, ce premier terme restituant sous forme sonore, audible, le signal initial souhaité, 5 - mais aussi des termes parasites non souhaités, résultant du battement de composantes de la bande latérale elle-même, les unes avec les autres. Du fait notamment de ces termes parasites, l'onde sonore totale générée finalement présente des distorsions par rapport au signal initial que l'on souhaite 5 restituer. Or l'efficacité de transduction du transducteur varie avec la fréquence (ce que traduit sa réponse en fréquence). Les amplitudes relatives des différentes composantes de la bande latérale précitée, et donc les termes parasites mentionnés ci-dessus, dépendent 10 alors directement de la réponse en fréquence du transducteur. A l'étape b2), le fait de déterminer le signal sonore prédit en tenant compte de cette réponse en fréquence est donc essentiel pour ce signal prédit représente de manière précise et réaliste l'onde sonore qui serait obtenue par auto-démodulation non-linéaire de l'onde ultrasonore précitée. 15 Au contraire, ne pas tenir compte de cette réponse en fréquence conduit à une estimation erronée des distorsions attendues, qui est une explication possible des performances limitées du procédé de l'art antérieur précité (Ji et al.). Par ailleurs, le signal sonore de référence est déterminé lui aussi en tenant compte de la réponse en fréquence du transducteur, grâce au filtrage 20 réalisé par le premier filtre en question. Par rapport au signal initial, le signal sonore prédit et le signal sonore de référence ont donc subi tous deux la même déformation linéaire, due au filtrage fréquentiel par le transducteur. Cela permet avantageusement, lors de la comparaison du signal sonore 25 prédit avec le signal sonore de référence, d'extraire seulement des termes correspondant à des distorsions, c'est-à-dire à des déformations non-linéaires, du signal. A titre de comparaison, comparer directement le signal sonore prédit avec le signal initial conduirait à une estimation erronée des distorsions (et donc à 30 une précorrection inefficace de ces distorsions), puisque des déformations linéaires, dues au filtrage fréquentiel par le transducteur, seraient alors confondues avec des distorsions résultant de la démodulation non-linéaire dans l'air. Dans un mode de réalisation envisageable du procédé de précorrection, 6 la sous-étape b4) comprend les sous-étapes suivantes : b41) déterminer un signal de distorsion modulé, en modulant ledit signal porteur par le signal de distorsion, b42) déterminer un signal de distorsion préfiltré, en filtrant le signal de 5 distorsion modulé au moyen d'un deuxième filtre ayant une réponse en fréquence représentative de l'inverse de la réponse en fréquence dudit transducteur, et b43) déterminer le signal modulé précorrigé en corrigeant le signal intermédiaire en fonction du signal de distorsion préfiltré. Lors de la sous-étape b43), le signal modulé précorrigé peut par exemple 10 être déterminé en calculant une différence, pondérée ou non, entre le signal intermédiaire (à corriger) et le signal de distorsion préfiltré. Comme le signal de distorsion est déterminé en tenant compte du filtrage fréquentiel que subirait le signal intermédiaire lors de sa transduction, il n'est pas nécessaire, et même pas souhaitable du point de vue de l'exactitude de la 15 correction des distorsions, de préfiltrer le signal intermédiaire au moyen du deuxième filtre (dont la réponse en fréquence est représentative de l'inverse de la réponse en fréquence du transducteur). En revanche, puisque le signal de distorsion déterminé précédemment est représentatif des distorsions qui seraient obtenues finalement dans l'air, il est 20 préférable, pour obtenir une précorrection la plus correcte possible de ces distorsions, de préfiltrer ce signal (une fois modulé) au moyen du deuxième filtre mentionné ci-dessus. On notera qu'une méthode de précorrection des distorsions, différente de l'invention, pourrait consister à : 25 - déterminer un signal précorrigé, sans tenir compte de la réponse en fréquence du transducteur, puis - moduler un signal porteur par ce signal précorrigé, et ensuite, - filtrer l'ensemble du signal modulé ainsi obtenu, au moyen du deuxième filtre mentionné ci-dessus (dont la réponse en fréquence est représentative de 30 l'inverse de la réponse en fréquence du transducteur). Cette dernière méthode permettrait théoriquement de corriger de manière exacte les distorsions résultant de la démodulation dans l'air. En effet, l'ensemble comprenant le deuxième filtre et le transducteur ultrasonore qui le suit a alors une réponse en fréquence sensiblement constante (plate). Tout se passe 7 alors comme si le transducteur n'introduisait pas de filtrage fréquentiel, si bien que le signal précorrigé peut être déterminé sans tenir compte de la réponse en fréquence du transducteur. Toutefois, le déposant a constaté que cette dernière méthode, si elle 5 parait performante en théorie, conduit en pratique à une onde sonore restituée distordue. Une explication possible de ces performances limitées est que le fait de préfiltrer l'ensemble du signal modulé au moyen du deuxième filtre (qui a un effet inverse de celui du transducteur, en termes de filtrage fréquentiel) conduit à 10 amplifier fortement certaines composantes de la bande latérale ou des bandes latérales du signal modulé, faisant ainsi saturer le transducteur ultrasonore (ou l'amplificateur qui l'alimente). Au contraire, dans l'invention, c'est seulement le signal de distorsion modulé, qui représente une correction petite par rapport au signal intermédiaire 15 lui-même, qui est préfiltré au moyen du deuxième filtre. Cela permet d'obtenir une précorrection exacte des distorsions, tout en évitant le phénomène de saturation précité. D'autres caractéristiques non limitatives et avantageuses du procédé de précorrection conforme à l'invention, prises individuellement ou selon toutes les 20 combinaisons techniquement possibles, sont les suivantes : - le signal modulé initial s'étend sur une bande de fréquences donnée lorsque ledit signal occupe l'ensemble de la plage de fréquences du domaine sonore, et la sous-étape b41) comprend une opération de filtrage par un troisième filtre, le troisième filtre introduisant un déphasage qui varie linéairement en 25 fonction de la fréquence sur ladite bande de fréquences donnée ; - le signal sonore de référence est déterminé au moyen des sous-étapes suivantes : ai ') déterminer un signal modulé, en modulant le signal porteur par un signal d'entrée modifié qui est déterminé en fonction dudit signal, 30 a2') déterminer un signal d'onde ultrasonore initial, en filtrant ledit signal modulé, au moyen dudit premier filtre, et a3') déterminer le signal sonore de référence, par démodulation linéaire dudit signal d'onde ultrasonore initial ; - la sous-étape de démodulation non-linéaire b2), et la sous-étape de 8 démodulation linéaire a3') comprennent chacune au moins une opération de filtrage, ladite opération étant réalisée, pour la sous-étapes b2) et pour la sous-étape a3'), au moyen d'un même filtre; - toutes les opérations de filtrages réalisées au cours de la sous-étape 5 a3') sont identiques aux opérations de filtrages réalisées au cours de la sous- étape b2) ; - le signal modulé initial s'étend sur une bande de fréquences donnée lorsque ledit signal occupe l'ensemble de la plage de fréquences du domaine sonore, et dans lequel : 10 - sur une bande de fréquences utile qui coïncide avec ladite bande de fréquences donnée, ou qui est plus étendue que ladite bande de fréquences donnée de 20% au plus et qui inclus ladite bande de fréquence donnée, l'amplitude de la réponse en fréquence du premier filtre est égale à l'amplitude de la réponse en fréquence dudit transducteur multipliée par un coefficient de 15 proportionnalité donné, et - en dehors de ladite bande de fréquences utile, l'amplitude de la réponse en fréquence du premier filtre est inférieure à l'amplitude de la réponse en fréquence dudit transducteur multipliée par ce même coefficient de proportionnalité ; 20 - en dehors de ladite bande de fréquences utile, l'amplitude de la réponse en fréquence du premier filtre est inférieure à un dixième, voire à un centième de l'amplitude de la réponse en fréquence dudit transducteur multipliée par ce même coefficient de proportionnalité ; - sur ladite bande de fréquences utile, l'amplitude de la réponse en 25 fréquence du deuxième filtre est égale à l'inverse de l'amplitude de la réponse en fréquence dudit transducteur multipliée par un autre coefficient de proportionnalité donné, et en dehors de ladite bande de fréquences utile, l'amplitude de la réponse en fréquence du deuxième filtre est inférieure à : l'inverse de l'amplitude de la réponse en fréquence dudit transducteur multipliée par cet autre coefficient de 30 proportionnalité ; - en dehors de ladite bande de fréquences utile, l'amplitude de la réponse en fréquence du deuxième filtre est inférieure à : un dixième, voire à un centième de l'inverse de l'amplitude de la réponse en fréquence dudit transducteur multipliée par cet autre coefficient de proportionnalité ; 9 - la modulation réalisée à l'étape a) est une modulation en bande latérale unique, ou une modulation double bande tronquée. - les modulations réalisées respectivement à l'étape a) et à la sous-étape b41) sont des modulations de même type, si ce n'est que la modulation réalisée à 5 la sous-étape b41) est une modulation avec suppression du signal porteur ; - le signal sonore prédit est déterminé, à l'étape b2), au moyen des opérations suivantes : - détermination d'une enveloppe du signal d'onde ultrasonore par démodulation d'amplitude, linéaire, du signal d'onde ultrasonore, et 10 - détermination du signal sonore prédit en fonction du produit de - ladite enveloppe, et de - l'arctangente de un quart de ladite enveloppe multipliée par le nombre de Goldberg de ladite onde ultrasonore ; - l'étape b) de précorrection est exécutée successivement au moins deux 15 fois, le signal intermédiaire étant égal, lors de chaque exécution de l'étape b) ultérieure à sa première exécution, au signal modulé précorrigé qui a été déterminé lors de l'exécution précédente de l'étape b). L'invention concerne aussi un procédé de génération de son par ultrasons avec précorrection de distorsions, comprenant les étapes suivantes : 20 - détermination d'un signal modulé précorrigé, en fonction d'un signal à restituer sous forme sonore, conformément au procédé décrit ci-dessus, - transmission du signal modulé précorrigé audit transducteur ultrasonore dont la réponse en fréquence a été prise en compte à la sous-étape b1), et - en réponse audit signal modulé précorrigé, émission par le transducteur 25 d'une onde ultrasonore. L'invention concerne aussi une unité de traitement électronique programmée pour précorriger un signal, destiné à être restitué sous forme sonore par auto-démodulation dans l'air d'une onde ultrasonore, l'unité de traitement étant programmée pour exécuter les étapes suivantes : 30 a) moduler un signal porteur, de fréquence ultrasonore, par ledit signal destiné à être restitué sous forme sonore, pour obtenir un signal modulé initial, et b) déterminer un signal modulé précorrigé en corrigeant un signal intermédiaire, ledit signal intermédiaire étant égal, lors d'une première exécution de l'étape b), au signal modulé initial, 10 l'étape b) de précorrection comprenant les sous-étapes suivantes : b1) déterminer un signal d'onde ultrasonore, représentatif d'une onde ultrasonore qui serait émise par un transducteur ultrasonore donné recevant en entrée ledit signal intermédiaire, le signal d'onde ultrasonore étant déterminé en 5 filtrant ledit signal intermédiaire au moyen d'un premier filtre ayant une réponse en fréquence représentative d'une réponse en fréquence dudit transducteur, b2) déterminer un signal sonore prédit, en appliquant une opération de démodulation non-linéaire audit signal d'onde ultrasonore, ladite opération de démodulation non-linéaire simulant une auto-démodulation non-linéaire, dans l'air, 10 de ladite onde ultrasonore, b3) déterminer un signal de distorsion, représentatif de distorsions affectant ledit signal sonore prédit, en comparant ledit signal sonore prédit avec le signal sonore de référence, et b4) déterminer le signal modulé précorrigé en corrigeant le signal 15 intermédiaire sur la base du signal de distorsion, l'unité de traitement étant programmée pour déterminer le signal sonore de référence en fonction dudit signal et du premier filtre dont la réponse en fréquence est représentative de la réponse en fréquence du transducteur. Les caractéristiques optionnelles, présentées plus haut en termes de 20 procédé, peuvent aussi s'appliquer à l'unité de traitement qui vient d'être décrite. L'invention concerne également une enceinte pour la génération de son par ultrasons, l'enceinte comprenant : - une unité de traitement telle que décrite ci-dessus, et - ledit transducteur ultrasonore, dont la réponse en fréquence intervient à 25 la sous-étape b1), l'unité de traitement étant raccordée audit transducteur de manière à lui transmettre le signal modulé précorrigé. DESCRIPTION DETAILLEE D'UN EXEMPLE DE REALISATION La description qui va suivre en regard des dessins annexés, donnés à 30 titre d'exemples non limitatifs, fera bien comprendre en quoi consiste l'invention et comment elle peut être réalisée. Sur les dessins annexés : - la figure 1 représente schématiquement une enceinte pour la génération de son par ultrasons, 11 - la figure 2 représente schématiquement l'amplitude de la réponse en fréquence d'un transducteur ultrasonore de l'enceinte de la figure 1, - la figure 3 représente schématiquement, sous la forme d'un schéma-bloc, un procédé de précorrection de distorsions, exécuté par une unité de 5 traitement électronique de l'enceinte de la figure 1, - les figures 4, 5, 6A et 6B représentent plus en détail certaines étapes du procédé de la figure 3, - la figure 7 représente schématiquement le spectre de l'onde sonore générée au moyen de l'enceinte de la figure 1, pour un exemple donné de signal 10 d'entrée, - la figure 8 représente schématiquement le spectre d'une onde sonore générée, pour le même signal d'entrée que pour la figure 7, par un dispositif analogue à l'enceinte la figure 1 mais dans lequel la précorrection des distorsions ne tient pas compte de la réponse en fréquence des transducteurs du dispositif, 15 - la figure 9 représente schématiquement l'amplitude d'une première réponse en fréquence, intermédiaire, intervenant dans la détermination d'un premier filtre employé dans le procédé de la figure 3, ainsi que l'amplitude d'une deuxième réponse en fréquence, intermédiaire, intervenant dans la détermination d'un deuxième filtre également employé dans le procédé de la figure 3, 20 - la figure 10 représente schématiquement une réponse impulsionnelle, intermédiaire, intervenant dans la détermination du premier filtre précité, - les figures 11 et 12 représentent schématiquement l'amplitude de la réponse en fréquence du premier filtre, et le délai de groupe qu'il introduit, - la figure 13 représente schématiquement des étapes permettant de 25 déterminer la réponse impulsionnelle du premier filtre, - les figures 14 à 16 représentent schématiquement la réponse en fréquence et la réponse impulsionnelle d'un troisième filtre, employé lors d'une étape de modulation du procédé de la figure 3, et - les figures 17 et 18 représentent schématiquement la réponse en 30 fréquence d'un quatrième filtre, du type passe-bas, intervenant dans une étape de démodulation du procédé de la figure 3. Enceinte pour la génération de son par ultrasons La figure 1 représente schématiquement une enceinte 1 pour la génération de son par ultrasons, configurée pour : 12 - recevoir un signal d'entrée s, à restituer sous forme sonore, et, en réponse à ce signal, - émettre une onde ultrasonore Wus, dont l'auto-démodulation non-linéaire dans l'air produit une onde sonore Ws audible, représentative du signal 5 d'entrée s. L'enceinte 1 comprend : - une unité de traitement 2 électronique, - un ensemble 5 de transducteurs 4 ultrasonores, et, ici, - un module de commande 3 des transducteurs 4. 10 L'unité de traitement 2 électronique est configurée pour : - recevoir le signal d'entrée s, dont le spectre s'étend à basses fréquences, dans le domaine audible humain (entre 10 Hertz et 20 kilohertz environ), et - délivrer un signal modulé précorrigé déterminé (entre autres 15 opérations) en modulant en amplitude un signal porteur Sp de fréquence ultrasonore, par le signal d'entrée s. Le spectre du signal modulé précorrigé s'étend ainsi à haute fréquence, dans le domaine ultrasonore. Dans l'exemple décrit ici, le signal porteur Sp, sinusoïdal, présente une fréquence, appelée fréquence porteuse fp, 20 égale à 40 kilohertz environ, et le spectre du signal modulé précorrigé s'étend entre 40 et 60 kilohertz environ. Le module de commande 3 comprend par exemple un amplificateur, raccordé en entrée à l'unité de traitement 2 pour recevoir le signal modulé précorrigé et raccordé en sortie aux transducteurs 4. Cet amplificateur (qui 25 réalise par exemple une amplification de courant ou une adaptation d'impédance) délivre un ou plusieurs signaux électriques adaptés pour piloter les transducteurs 4. Ces signaux électriques sont ici proportionnels, chacun, au signal modulé précorrigé S'mod (éventuellement déphasé). L'onde ultrasonore Wus produite par l'ensemble 5 des transducteurs 4 30 est donc proportionnelle, ou quasiment proportionnelle au signal modulé précorrigé S'mod délivré par l'unité de traitement 2. Cette onde ultrasonore Wus est émise dans l'air avec un niveau sonore élevé (par exemple un niveau sonore d'une centaine de décibels). Cela permet, comme expliqué en introduction, de générer l'onde sonore Ws, audible, 13 directement dans l'air, de manière très localisée, par auto-démodulation non-linéaire de l'onde ultrasonore Wus. L'unité de traitement 2 peut être réalisée au moyen d'un circuit intégré comprenant un processeur dédié à des opérations de traitement numérique du 5 signal (ou « DSP », de l'anglais « Digital Signal Processor »). Elle peut par exemple être réalisée au moyen d'un circuit intégré programmable, tel qu'un circuit FPGA (selon l'acronyme anglo-saxon de « Field-programmable gate array », ou matrice de portes programmable sur le terrain). Les différents transducteurs 4 de l'ensemble 5, du même modèle, 10 présentent des caractéristiques de fonctionnement identiques. Ces différents transducteurs 4 présentent en particulier une même réponse en fréquence, dont l'amplitude G est représentée schématiquement sur la figure 2, en fonction de la fréquence f. Pour ce qui est des transducteurs 4, l'expression « réponse en fréquence 15 » désigne une sorte de fonction de transfert décrite par : - une amplitude G, représentative d'une efficacité de transduction des transducteurs (à une fréquence f donnée), et - un déphasage, introduit du fait de cette transduction. L'efficacité de transduction est par exemple proportionnelle au rapport 20 entre, d'une part, la pression d'une onde ultrasonore émise par le transducteur 4, et d'autre part une tension électrique alimentant ce transducteur, à l'origine de l'onde ultrasonore en question. Pour ce qui est des différents filtres intervenant dans du procédé de précorrection décrit plus bas (en référence à la figure 3), la réponse en fréquence 25 de l'un quelconque de ces filtres désigne ici la fonction de transfert de ce filtre. Cette fonction de transfert est décrite, par : - une amplitude, représentative du rapport entre l'amplitude d'un signal de sortie délivré par le filtre, et l'amplitude d'un signal d'entrée reçu par le filtre (pour un signal d'entrée sinusoïdal), et 30 - un déphasage du signal de sortie par rapport au signal d'entrée. Tel que représentée sur la figure 2, l'amplitude G de la réponse en fréquence des transducteurs 4 est normalisée de manière à ce que son maximum soit égal à 1 (soit 0 décibels). Sur cette figure, l'amplitude G est représentée en décibels. 14 Comme le montre la figure 2, l'amplitude G de la réponse en fréquence du transducteur 4 présente ici un maximum nettement marqué pour une fréquence de transduction optimale f, (de 39 kilohertz environ). De part et d'autre de cette fréquence de transduction optimale fo, l'amplitude G de la réponse en fréquence 5 décroit nettement. Ainsi, entre 40 et 50 kilohertz, par exemple, l'amplitude G décroit de presque 22 décibels. De manière comparable, entre 40 et 30 kilohertz, l'amplitude G de 30 décibels environ. Pour optimiser l'efficacité de transduction, la fréquence porteuse fp est choisie proche de la fréquence de transduction optimale f0, ici légèrement 10 supérieure à cette fréquence de transduction optimale. Comme le spectre du signal modulé initial Smod (et donc aussi le spectre modulé précorrigé S'mod) est susceptible de s'étendre sur une bande latérale de 20 kilohertz de large, à partir de la fréquence porteuse fp, il faut donc s'attendre à ce que ces transducteurs aient, en termes de filtrage fréquentiel, un effet notable sur 15 l'onde ultrasonore Wus émise. L'unité de traitement 2 est configurée pour produire le signal modulé précorrigé Smod de manière à ce que l'onde sonore Ws, générée par auto-démodulation dans l'air de l'onde ultrasonore Wus, soit très peu distordue par rapport au signal d'entrée s, et cela malgré le caractère intrinsèquement non- 20 linéaire d'une telle auto-démodulation. De manière remarquable, l'unité de traitement 2 est alors programmée pour réaliser cette précorrection en tenant compte de la réponse en fréquence des transducteurs 4 qui vient d'être présentée. Prendre en compte cette réponse en fréquence de manière appropriée, comme cela est expliqué ci-dessous, permet de 25 réduire l'amplitude des distorsions en question nettement mieux que dans l'art antérieur précité (Ji et al.). Procédé de précorrection Dans le mode de réalisation décrit ici, l'unité de traitement 2 est programmée pour exécuter le procédé de précorrection représenté sur la figure 3. 30 Structure d'ensemble du procédé de précorrection Ce procédé comprend : - une étape a), de modulation, au cours de laquelle l'amplitude du signal porteur Sp est modulée par le signal d'entrée s pour obtenir un signal modulé initial Smod, 15 - une étape a') de détermination d'un signal sonore de référence s'f, et - une étape b), de précorrection, au cours de laquelle le signal modulé précorrigé S''d est déterminé, en corrigeant un signal intermédiaire S1 qui, lors d'une première exécution de l'étape b), est égal au signal modulé initial Smod. 5 Dans le mode de réalisation décrit ici, l'étape b) est exécutée plusieurs fois successivement, de manière itérative : lors de chaque exécution de l'étape b) ultérieure à sa première exécution, le signal intermédiaire SI est égal au signal modulé précorrigé S'mod qui a été déterminé lors de l'exécution précédente de l'étape b). Le caractère itératif de cette correction permet de corriger, de proche en 10 proche, de légers parasites résultants de termes correctifs introduits lors d'exécutions précédentes de l'étape b). En pratique, l'étape b) peut par exemple être exécutées ainsi 2 ou 3 fois successivement. Ce nombre d'exécutions de l'étape b) constitue un bon compromis entre : 15 - d'une part, une correction de la plus grande partie des distorsions résultant de l'auto-démodulation, dans l'air, de l'onde ultrasonore W' émise, - et, d'autre part, une durée d'exécution du procédé de précorrection réduite. Le fait que ce procédé puisse être exécuté en un temps réduit est 20 particulièrement intéressant en pratique car cela permet notamment de traiter à la volée (en « temps réel ») le signal d'entrée s, l'onde sonore Ws restituée étant alors générée au fur et à mesure de la réception du signal d'entrée s par l'enceinte 1. A titre d'exemple, si le procédé est paramétré de sorte que l'étape b) soit exécutée 2 fois successivement, il peut être exécuté avec un temps de latence 25 inférieur à 0,05 secondes (le temps latence étant égal à la durée séparant la réception d'un échantillon donné du signal d'entrée s, de l'émission d'un échantillon correspondant du signal modulé précorrigé S'mod). Il est noté toutefois que l'étape b) pourrait, en variante, être exécutée une fois seulement. 30 Dans la description des étapes a), a') et b) qui suit, les signaux à basse fréquence, situés dans le domaine audible humain, sont notés en lettre minuscule soulignée (s, par exemple), tandis que les signaux à haute fréquence, du domaine ultrasonore, produits par modulation, sont notés en lettre majuscule (Smod, par exemple). 16 Etape a) : modulation La modulation réalisée à l'étape a) est de préférence une modulation en bande latérale unique, ou une modulation double bande tronquée. En l'occurrence, dans le mode décrit ici, il s'agit d'une modulation double bande 5 tronquée. Recourir à une modulation en bande latérale unique ou à une modulation double bande tronquée permet, même avant précorrection, de limiter les distorsions. En effet, les distorsions d'intermodulation résultent alors seulement de battements entre différentes composantes d'une même bande latérale, tandis 10 qu'avec une modulation double bande, des termes de distorsion d'intermodulation supplémentaires seraient produits, par de battements entre ces deux bandes latérales. De plus, le fait de recourir à une modulation en bande latérale unique ou à une modulation double bande tronquée permet de conserver, pour le signal 15 modulé précorrigé la même extension fréquentielle que pour le signal modulé initial Smod (vu les fréquences des termes de distorsion d'intermodulation mentionnés ci-dessus), ce qui est préférable, surtout si l'étape b) est, comme ici, exécutée plusieurs fois successivement. Il est noté toutefois que même si une modulation en bande latérale 20 unique ou à une modulation double bande tronquée est préférable, un type quelconque de modulation pourrait être employée à l'étape a). La précorrection réalisée à l'étape b) est en effet compatible avec n'importe quel type de modulation (pour autant que la modulation réalisée à la sous-étape b41), décrite plus bas, soit du même type que celle réalisée à l'étape a)). 25 D'autre part, comme la décroissance de l'amplitude G de la réponse du transducteur en fonction de la fréquence est moins rapide au-dessus de la fréquence de transduction optimale fo qu'en dessous de celle-ci, le signal modulé précorrigé S'mod est modulé de préférence de manière à ce que son spectre s'étende au-dessus, plutôt qu'au-dessous de la fréquence porteuse fp. Pour cela, 30 le signal modulé précorrigé S'mod est par exemple produit par modulation en bande latérale unique supérieure, ou, comme ici, par modulation en double bande avec suppression de la bande latérale inférieure. L'étape a), représentée plus en détail sur la figure 4, comprend ici les sous-étapes suivantes : 17 al) détermination d'un signal modulé intermédiaire Smod,int , par modulation d'amplitude double bande du signal porteur, conformément à la formule (F2) ci-dessous : Smod,int-Sp . (1 + B. s) (F2) où B est un nombre réel, par exemple égal à 1, et 5 a2) filtrage du signal modulé intermédiaire Smod,int, au moyen d'un troisième filtre F13, pour obtenir le signal modulé initial Smod. Le troisième filtre F13, en l'occurrence un filtre de Hilbert modifié, présente une réponse en fréquence dont l'amplitude G3, représentée schématiquement sur la figure 14, est plus petite pour les fréquences f inférieures 10 à la fréquence porteuse fp, que pour les fréquences supérieures à cette fréquence porteuse. Le troisième filtre FI3 sera décrit en détail plus bas, lors de la présentation de l'optimisation du temps d'exécution du procédé de précorrection. Etape a') : détermination du signal sonore de référence 15 Le signal sonore de référence sref est déterminé de manière à être représentatif de la composante non distordue d'une onde sonore qui serait générée dans l'air par auto-démodulation non-linéaire d'une onde ultrasonore émise en alimentant les transducteurs 4 avec le signal modulé initial Smod. Pour déterminer le signal sonore de référence soef, l'unité de traitement 2 20 exécute les sous-étapes suivantes (figure 6A) : al') déterminer un signal modulé Smodz en modulant le signal porteur Sp par un signal d'entrée modifié s', qui est déterminé en fonction du signal d'entrée s a2') déterminer un signal d'onde ultrasonore initial Swl, en filtrant ledit 25 signal modulé (Smod ; Smod,2), au moyen dudit premier filtre (F11), et a3') déterminer le signal sonore de référence (s[ef), par démodulation linéaire dudit signal d'onde ultrasonore initial (S,m). La sous-étape al') comprend les sous-étapes suivantes : al Op déterminer un signal d'entrée modifié s', en fonction du signal 30 d'entrée s, puis a11') déterminer signal modulé Smod,2 en modulant le signal porteur Sp par un signal d'entrée modifié s', de la même manière qu'à l'étape a) (mais sur la base du signal d'entrée modifié s', et non du signal d'entrée s lui-même). 18 La sous-étape a10') est optionnelle. En variante, elle peut être omise, le signal modulé Seleri.2 étant alors directement égal au signal modulé initial Smoci (dans ce cas, les étapes a) et a11') sont d'ailleurs confondues). La sous-étape a10') est décrite plus bas, lors de la présentation des figures 17 et 18. 5 Au cours de la sous-étape suivante a2'), le signal d'onde ultrasonore initial Sv', est déterminé en filtrant le signal modulé Smod,2 au moyen d'un premier filtre FI1, dont la réponse en fréquence est représentative de la réponse en fréquence des transducteurs 4. Plus précisément, la réponse en fréquence du premier filtre FI1 présente 10 ici une amplitude G1 qui est proportionnelle à l'amplitude G de la réponse en fréquence des transducteurs 4, tout au moins sur une bande de fréquences sur laquelle s'étend le spectre du signal modulé initial Smod. Le premier filtre Fli permet donc de simuler, de manière réaliste, le filtrage fréquentiel dû aux transducteurs 4. 15 Les caractéristiques du premier filtre FI1 seront décrites plus en détail dans la présentation de l'optimisation du temps d'exécution du procédé (abordée plus bas). Il est toutefois noté dès maintenant que le signal d'onde ultrasonore initial S,',, est déterminé en filtrant le signal modulé Smod2 dans le domaine 20 temporel, par calcul d'un produit de convolution entre, d'une part, le signal modulé Smod:2, et d'autre part une réponse impulsionnelle g1 (t) du premier filtre : (t)=Smody (t) * gl(t) (F3) où le signe * désigne le produit de convolution, et où le temps est noté t. Au cours de la sous-étape a3'), comme déjà indiqué, l'unité de traitement 2 détermine le signal sonore de référence sref, par démodulation linéaire du signal 25 d'onde ultrasonore initial Seri. Le signal sonore de référence sref est ainsi proportionnel à l'enveloppe Esi(t) du signal d'onde ultrasonore initial Sm, moins la valeur moyenne au cours du temps, Esr, de cette enveloppe. Comme cela est représenté schématiquement sur la figure 6A, le signal 30 sonore de référence sref est déterminé ici par démodulation synchrone du signal d'onde ultrasonore intermédiaire Sm, au moyen des opérations suivantes : a31') multiplication du signal d'onde ultrasonore intermédiaire S,,1 par le 19 signal porteur Sp, a32') filtrage à basse fréquence, au moyen d'un quatrième filtre F14, de type passe-bas, et a33') suppression d'une éventuelle composante continue au moyen d'un 5 cinquième filtre F15, de type passe-haut. Dans le mode de réalisation décrit ici, l'étape a') est exécutée à nouveau à chaque nouvelle exécution que l'étape b). Etape b) : précorrection L'étape b) de précorrection comprend principalement les opérations 10 suivantes : - détermination, au cours d'un ensemble de sous-étapes b1) à b3), d'un signal de distorsion sdist attendu, représentatif de distorsions qui affecteraient une onde sonore générée par auto-démodulation dans l'air d'une onde ultrasonore, si cette onde ultrasonore était produite en alimentant les transducteurs 4 par le 15 signal intermédiaire Si, et - détermination du signal modulé précorrigé S'mod, au cours d'une sous-étape b4), en corrigeant le signal intermédiaire Si sur la base du signal de distorsion spis, déterminé précédemment. Sous-étape b1) : au cours de cette sous-étape, l'unité de traitement 2 20 détermine un signal d'onde ultrasonore Sw, représentatif d'une onde ultrasonore W qui serait émise par les transducteurs 4 s'ils recevaient en entrée le signal intermédiaire Si. Le signal d'onde ultrasonore Sw est déterminé en filtrant le signal intermédiaire Si au moyen duu premier filtre F h qui a été présenté plus haut, et 25 dont la réponse en fréquence est représentative de la réponse en fréquence des transducteurs 4. Sous-étape b2) : au cours de cette sous-étape, l'unité de traitement 2 détermine un signal sonore prédit Spred, représentatif de l'onde sonore qui serait générée par auto-démodulation, non-linéaire, de l'onde ultrasonore W mentionnée 30 plus haut. Pour cela, l'unité de traitement 2 applique une opération de démodulation non-linéaire au signal d'onde ultrasonore Sw déterminé à la sous-étape b1) précédente. Cette opération de démodulation non-linéaire simule l'auto-démodulation non-linéaire, dans l'air, de l'onde ultrasonore W. 20 Dans le mode de réalisation décrit ici, le signal sonore prédit Spred, déterminé au moyen de cette opération de démodulation non-linéaire, est égal au carré de l'enveloppe Es(t), à basse fréquence, du signal d'onde ultrasonore Sw moins la valeur moyenne (au cours du temps) de ce carré : Spred (t) - E(t) - Es (F4) 5 Comme mentionné en préambule, le champ de pression de l'onde sonore générée dans l'air, par auto-démodulation non-linéaire de l'onde ultrasonore W, est décrit en bonne approximation par la formule de Bertkay F1 donnée plus haut. Dans cette formule, la dérivée seconde par rapport au temps, qui est une opération purement linéaire, n'est pas source de distorsion (il est noté 10 à ce sujet que le terme « distorsion » désigne une déformation d'un signal par rapport à un autre, cette déformation étant de type non-linéaire, c'est-à-dire ne pouvant être décrite par une opération de filtrage linéaire, et étant susceptible d'entrainer, dans le spectre du signal distordu, l'apparition de fréquences qui étaient absentes du signal initial). Pour ce qui est de l'estimation des distorsions 15 attendues, aux fins de leur précorrection, cette dérivée seconde par rapport au temps peut donc être omise. Mise-à-part cette dérivée seconde par rapport au temps, le signal sonore prédit Spred déterminé conformément à la formule F4 est donc représentatif, en bonne approximation, de l'onde sonore (audible) affectée de distorsions qui serait 20 produite finalement si les transducteurs étaient alimentés par le signal intermédiaire SI. Comme cela est représenté schématiquement sur la figure 5, le signal sonore prédit spred est déterminé ici au moyen des opérations suivantes : b21) détermination du carré Sw2 du signal d'onde ultrasonore S'', puis 25 b22) suppression des composantes à haute fréquence (c'est-à-dire suppression des fréquences ultrasonores) du signal S',2, au moyen du quatrième filtre F14, de type passe-bas, mentionné plus haut, puis b23) suppression de la composante continue (c'est-à-dire de la valeur moyenne) de ce signal, au moyen du cinquième filtre F15, de type passe-haut, 30 mentionné plus haut. Sous-étape b3) : au cours de cette sous-étape, l'unité de traitement 2 détermine le signal de distorsion sdist, en calculant une différence pondérée entre 21 le signal sonore prédit spred et le signal sonore de référence smf. Le signal de distorsion est donc déterminé conformément à la formule suivante : Sdist = Spred C - Sret (F5) La valeur du coefficient de pondération C dépend de l'amplitude du 5 signal porteur Sp intervenant à l'étape a) (pour un choix approprié de l'amplitude su signal porteur, le coefficient de pondération C peut d'ailleurs être égal à 1). La valeur de ce coefficient est choisie de sorte que, lorsque le signal d'entrée s est sinusoïdal, de fréquence f, la composante de fréquence f du produit C si.ef ait la même amplitude que la composante de fréquence de fréquence f du signal sonore 10 prédit spred. Sous-étape b4) : correction du signal intermédiaire Si en fonction du signal de distorsion sais, attendu. Pour pouvoir corriger le signal intermédiaire Si, qui est un signal modulé, à haute fréquence (son spectre est situé dans le domaine des fréquences 15 ultrasonores), le signal de distorsion sdist, qui est un signal à basse fréquence (du domaine sonore), est tout d'abord décalé à haute fréquence par modulation. Pour cela, lors d'une sous-étape b41), l'amplitude du signal porteur Sp est modulée par le signal de distorsion sdist pour obtenir un signal de distorsion modulé Sdisteod. La modulation employée pour cela du même type que celle 20 employée l'étape a) (elle est même identique à celle employée à l'étape a)), si ce n'est qu'il s'agit d'une modulation à porteuse supprimée. De manière remarquable, le signal de distorsion modulé Sdistmod est ensuite filtré (lors de la sous-étape b42)), au moyen d'un deuxième filtre FI2 ayant une réponse en fréquence représentative de l'inverse de la réponse en fréquence 25 des transducteurs 4, pour obtenir un signal de distorsion préfiltré Sdistmod. Cela permet de compenser le filtrage fréquentiel de ce terme correctif, dû aux transducteurs. Plus précisément, la réponse en fréquence du deuxième filtre FI2 présente ici une amplitude G2 qui est proportionnelle à l'inverse 1/G de l'amplitude 30 G de la réponse en fréquence des transducteurs 4, tout au moins sur la bande de fréquences sur laquelle s'étend le spectre du signal modulé initial Smod- Le signal de distorsion préfiltré S'distmod est déterminé ici en filtrant le 22 signal de distorsion modulé Sdistmod dans le domaine temporel, par calcul d'un produit de convolution entre, d'une part, le signal de distorsion modulé Sdistmod, et d'autre part une réponse impulsionnelle g2(t) du deuxième filtre : distmod(t)=Sdist,mod(t)od * g2 (F6). 5 Au cours de la sous-étape suivante, b43), le signal modulé précorrigé S'mod est déterminé en calculant une différence entre le signal intermédiaire S1 et le signal de distorsion préfiltré Sdistmod. Après la sous-étape b43), - si le nombre d'exécutions prévues de l'étape b) est atteint, le signal 10 modulé précorrigé S'mod est transmis aux transducteurs 4, qui, en réponse, émettent alors l'onde ultrasonore Wus, et - si le nombre d'exécutions de l'étape b) n'est pas encore atteint, l'étape b) est exécutée à nouveau (le signal intermédiaire étant alors égal, lors de l'exécution suivante de l'étape b), au signal modulé précorrigé S'mod qui vient 15 d'être déterminé). Exemple de résultats. Comme expliqué en détail en préambule, le fait de : - déterminer le signal sonore prédit sers, en tenant compte du filtrage fréquentiel dû aux transducteurs 4 (grâce au premier filtre (FI1), de 20 - déterminer le signal de distorsion sdisr en comparant ce signal sonore prédit Spred à un signal sonore de référence Bref qui a subi le même filtrage fréquentiel, et de - précompenser le filtrage, par les transducteurs 4, du terme correctif que représente le signal de distorsion modulé Sciist,moci (grâce au deuxième filtre F12, qui 25 a un effet inverse de celui des transducteurs), permet une correction des distorsions beaucoup plus efficace que lorsque la réponse en fréquence des transducteurs n'est pas prise en compte. Les figures 7 et 8 illustrent l'amélioration de la correction des distorsions permise par cette prise en compte. 30 La figure 7 représente schématiquement une mesure du spectre de l'onde sonore W5 générée au moyen de l'enceinte 1 de la figure 1, pour un exemple donné de signal d'entrée (la figure 7 représente plus précisément l'amplitude liVs(f) de la transformée de Fourier de la pression de l'onde acoustique W5, en décibels, en fonction de la fréquence f, en hertz). 23 Dans cet exemple, le signal d'entrée s est constitué de quatre composantes sinusoïdales, qui présentent respectivement des fréquences de 1000 hertz, 4200 hertz, 6700 hertz et 8900 hertz : s = [sin(2Tr.1000.0+sin(21-r.42001)+sin(2Tr.6700.0+sin(arr.89001)]/4 (F7) où le temps t est exprimé en secondes. 5 Ces fréquences sont choisies pour que les fréquences de termes parasites, produits par distorsion d'intermodulation (c'est-à-dire produits par battement entre différentes composantes de la bande latérale constituée par le signal d'entrée s, décalé à haute fréquence par modulation) se distinguent nettement des fréquences des composantes du signal d'entrée s lui-même. 10 Les fréquences attendues pour ces termes parasites, qui sont repérées par une croix sur la figure 7, sont les suivantes : 2200 hertz, 2500 hertz, 3200 hertz, 4700 hertz, 5700 hertz et 7900 hertz. Les fréquences des composantes initiales du signal d'entrée s sont quant à elles repérées par des ronds. A titre de comparaison, la figure 8 représente schématiquement une 15 mesure du spectre d'une onde sonore générée, pour le même signal d'entrée s que sur la figure 7, par un dispositif analogue à l'enceinte de la figure 1 mais dans lequel la précorrection des distorsions ne tient pas compte de la réponse en fréquence des transducteurs 4 du dispositif. L'onde sonore, dont le spectre est représenté sur la figure 8, est donc produite par un dispositif analogue à l'enceinte 20 de la figure 1 mais dans lequel l'unité de traitement n'exécute pas les sous-étapes b1) et a2'). Comme pour la figure 7, la figure 8 représente l'amplitude W's(f) de la transformée de Fourier de la pression de l'onde acoustique produite (en décibels), en fonction de la fréquence f (en hertz). Les fréquences des composantes du 25 signal d'entrée s sont là aussi repérées par des ronds, tandis que celles des termes de distorsion d'intermodulation sont repérées par des croix. L'amplitude des termes parasites précités est nettement inférieure dans le cas de la figure 7 que dans le cas de la figure 8, cette réduction des distorsions étant comprise entre 13 et 20 décibels, selon le terme de distorsion 30 d' intermodulation considéré. Cela illustre l'amélioration permise par le procédé de précorrection décrit plus haut, du fait notamment d'une prise en compte appropriée de l'effet de la réponse en fréquence des transducteurs sur les distorsions produites par auto- 24 démodulation dans l'air. Plus généralement, pour un signal d'entrée s correspondant à un morceau de musique ou à des paroles prononcées par un individu, l'onde sonore produite grâce à l'enceinte 1 qui vient d'être décrite s'avère beaucoup fidèle, vis-à- 5 vis du signal d'entrée, qu'une onde sonore qui serait produite par un dispositif analogue, mais ne tenant pas compte de la réponse en fréquence des transducteurs employés. Optimisation du temps d'exécution du procédé de précorrection, et synthèse des filtres employés 10 Comme mentionné plus haut, il est souhaitable que le temps de latence, introduit du fait de l'exécution du procédé de précorrection, soit le plus court possible. Ce temps de latence dépend principalement des durées nécessaires pour exécuter les différentes opérations de filtrage intervenant dans le procédé. Il 15 est rappelé à ce propos que les sous-étapes suivantes comprennent chacune une opération de filtrage : - sous-étape a2) (filtrage par le troisième filtre F13), - sous-étape a2') (filtrage par le premier filtre F11), - sous-étape a3') (filtrage par le quatrième filtre F14, puis par le cinquième 20 filtre FI5), - sous-étape b1) (filtrage par le premier filtre F11), - sous-étape b2) (filtrage, là aussi par le quatrième filtre F14, puis par le cinquième filtre FI5),- sous-étape b41) (filtrage par le troisième filtre F13), et - sous-étape b42) (filtrage par le deuxième filtre F12). 25 Chacune de ces opérations de filtrage est réalisée ici dans le domaine temporel, par calcul du produit de convolution entre le signal à filtrer et la réponse impulsionnelle du filtre considéré. Pour réduire la durée nécessaire pour exécuter chacune de ces opérations de filtrage, les réponses impulsionnelles en question sont tronquées, 30 c'est-à-dire que leur support temporel est limité à une durée fixée. Ainsi, d'un point de vue temporel, chacune de ces réponses impulsionnelles est décrite par un nombre limité d'échantillons temporels successifs. Ces réponses impulsionnelles sont donc décrites, d'un point de vue numérique, par un nombre limité de coefficients. 25 Par exemple, dans le mode de réalisation décrit ici : - les réponses impulsionnelles g1(t) et g2(t) des premier et deuxième filtres FIS et FI2 sont décrites chacune par 301 échantillons temporels successifs (par 301 coefficients), 5 - la réponse impulsionnelle g3(t) du troisième filtre FI3 est décrite par 151 échantillons temporels successifs, et - les réponses impulsionnelles g4(t) et g5(t) des quatrième et cinquième filtres FI4 et F15 sont décrites chacune par environ 20 échantillons temporels successifs. 10 Le nombre d'échantillon temporels constituant chacune de ces réponses impulsionnelles correspond à un compromis entre - d'une part, un nombre d'échantillon réduit, et - d'autre part, une adéquation précise entre une réponse en fréquence souhaitée pour ce filtre, et la réponse en fréquence que présente effectivement le 15 filtre (par exemple, pour le premier filtre FI1, il est souhaitable que l'amplitude G1 de la réponse en fréquence du filtre soit, sur la bande de fréquences sur laquelle s'étend le spectre du signal intermédiaire SI, proportionnelle à l'amplitude G de la réponse en fréquence des transducteurs 4, et cela avec la meilleure précision possible). 20 Les différents filtres employés sont maintenant décrits l'un après l'autre, en référence aux figures 9 à 18. Premier filtre FI1. Dans le mode réalisation décrit ici, la réponse impulsionnelle gi(t) du premier filtre FIS est déterminée de manière à ce que l'amplitude G1 de la réponse 25 en fréquence du premier filtre FI1 soit - dans une bande de fréquences utile, proportionnelle à l'amplitude G de la réponse en fréquence des transducteurs 4, c'est-à-dire égale à cette amplitude G multipliée par un coefficient de proportionnalité Cp donné, et - en dehors de cette bande de fréquences, inférieure au produit G.Cp, et 30 même, de préférence, inférieure à un dixième voire à une centième dudit produit. Cette bande de fréquences utile peut coïncider avec la bande de fréquences sur laquelle s'étend le spectre du signal modulé initial Smod (et donc, sur laquelle s'étend le spectre du signal intermédiaire Si), ou, comme ici, être légèrement plus étendue que la bande de fréquences sur laquelle s'étend le 26 spectre du signal modulé initial (par exemple de 10%), et inclure cette dernière. En dehors de la bande de fréquences utile, les valeurs de l'amplitude Gi peuvent être choisies avec une certaine liberté, car ces valeurs n'ont pas d'effet direct sur le signal intermédiaire SI du point de vue du filtrage fréquentiel. Le fait 5 que ces valeurs soient ici aussi petites que possible permet, à l'occasion du filtrage par le premier filtre FI1, d'éliminer différents bruits et parasites situés hors de la bande passante utile (il est noté que, en dehors de la bande de fréquences utile, l'amplitude G1 ne peut pas être totalement annulée, ici, du fait du nombre limité d'échantillons temporels que l'on souhaite employer pour décrire la réponse 10 impulsionnelle gl (t)). Pour ce qui est du déphasage introduit par ce premier filtre FI1, il est fixé ici indépendamment de la phase de la réponse en fréquence des transducteurs (la manière dont ce déphasage est fixé est expliquée plus bas). En effet, pour le type de transducteurs 4 employés ici, une prise en compte de l'amplitude G de la 15 réponse en fréquence des transducteurs s'avère suffisante pour réduire considérablement l'amplitude des distorsions d'auto-démodulation (comme le montrent les figures 7 et 8). Prendre en compte seulement l'amplitude G de la réponse en fréquence des transducteurs (et non sa phase) permet alors de simplifier avantageusement le procédé, tout en aboutissant à une précorrection 20 très performante. Toutefois, si une correction basée seulement sur l'amplitude G de la réponse en fréquence des transducteurs s'avérait insuffisante, avec d'autres types de transducteurs, pour réduire substantiellement les distorsions, il serait toujours possible, en variante, de configurer le premier filtre de manière à ce que son 25 amplitude G1 soit proportionnelle à celle, G, de la réponse en fréquence des transducteurs, et en outre de manière à ce que sa phase (son déphasage) soit égale à celle de la réponse en fréquence des transducteurs (sur la bande de fréquences utile). La réponse impulsionnelle gi(t) du premier filtre est déterminée lors 30 d'une phase préliminaire de paramétrisation du procédé de précorrection, en exécutant les étapes El à E4 représentées schématiquement sur la figure 13. Au cours de l'étape E1, l'amplitude G de la réponse en fréquence de l'un quelconque des transducteurs 4 est mesurée, en fonction de la fréquence f (figure 2). 27 Puis, au cours de l'étape E2, l'amplitude G de la réponse en fréquence du transducteur 4 est multipliée par une fonction de fenêtrage fréquentiel, pour obtenir une première réponse en fréquence, intermédiaire, Gi int qui, en dehors de la bande de fréquences utile, présente une amplitude réduite, et même nulle, ici 5 (figures 9 et 11). La bande de fréquences utile s'étend ici entre une première fréquence fi, et une deuxième fréquence f2. La fonction de fenêtrage en question est constante sur la bande de fréquences utile, et nulle en dehors. En variante, d'autres fonctions de fenêtrage (variant plus progressivement en fonction de la fréquence) pourraient toutefois 10 être employées. La valeur présentée par la fonction de fenêtrage, sur la bande de fréquences utile, est telle que l'amplitude Gtint de la première réponse en fréquence intermédiaire soit égale à 1 (ou, autrement dit, égale à 0 décibels) pour la fréquence porteuse fp (comme le montre la figure 9). Cela permet ensuite, lors 15 du filtrage par le premier filtre Fli, d'éviter de modifier inutilement l'amplitude de la composante la plus intense du signal intermédiaire Si (à savoir la porteuse). La bande de fréquences utile [fi, f2] est ici légèrement plus étendue que la bande de fréquences sur laquelle s'étend le signal modulé initial. En l'occurrence, la bande de fréquences sur laquelle s'étend le signal 20 modulé initial est comprise entre : - la fréquence porteuse fp, ici égale à 40 kilohertz environ, et - la somme fp+Af de la fréquence porteuse fp et de l'extension M du spectre du signal d'entrée s. L'extension Af du spectre du signal d'entrée s est égale au plus à 25 l'extension du domaine audible humain (elle est donc égale au plus à 20 kilohertz). L'extension Af du spectre du signal d'entrée s peut par exemple être choisie en fonction de la largeur d'une bande passante du transducteur 4 (par exemple une bande passante à -30 décibels), de manière à être inférieure ou égale à cette bande passante. 30 Le signal modulé initial Smod est susceptible d'occuper entièrement la bande de fréquences [fp, fp+Af], mais ne s'étend pas en dehors de celle-ci. La première fréquence f1 est ici légèrement inférieure à la fréquence porteuse fp, de 10% environ (f1 est égale à 36 kilohertz environ), et la deuxième 28 fréquence f2 est légèrement supérieure à la somme fp+Af, de 5% environ (f2 est égale à 63 kilohertz environ). Au cours de l'étape E3, une réponse impulsionnelle intermédiaire g-line) est déterminée en : 5 - calculant la transformée de Fourier inverse de la quantité Gunt(f), puis en - sélectionnant, parmi l'ensemble des échantillons temporels successifs constituant cette transformée de Fourier inverse, un nombre limité d'échantillons temporels (ici 301 échantillons temporels). 10 La réponse impulsionnelle intermédiaire g1int(t) obtenue ainsi est représentée schématiquement sur la figure 10, en fonction du temps t (exprimé en secondes). Au cours de l'étape E4 suivante, la réponse impulsionnelle g1(t) du premier filtre Fli est déterminée en centrant la réponse impulsionnelle 15 intermédiaire glipt(t) sur un instant de référence, ici t=0, puis en symétrisant cette réponse intermédiaire par rapport à cet instant de référence, soit : gl(t) = (glpit(t) + g1ipt(-0)/2 (F8). Grâce à cette opération de symétrisation, le déphasage introduit par le premier filtre Fli varie linéairement avec la fréquence, si bien que le délai de 20 groupe Ati causé par la traversée du filtre est indépendant de la fréquence. En termes de déphasage, le premier filtre Fli a alors un effet particulièrement neutre sur le signal intermédiaire SI, ce qui est souhaitable ici puisque ce premier filtre est déterminé sans tenir compte du déphasage introduit par les transducteurs, comme indiqué plus haut. La figure 11 représente 25 schématiquement, en fonction de la fréquence f : - en pointillés : l'amplitude G1 de la réponse en fréquence du premier filtre Fli (en décibels), la réponse impulsionnelle g1(t) de ce filtre ayant été déterminée comme expliqué ci-dessus, et - en traits plein, à titre de comparaison, l'amplitude G1,, t de la réponse en 30 fréquence intermédiaire mentionnée plus haut (également en décibels). Comme cela est illustré par cette figure, l'amplitude G1 de la réponse en fréquence du premier filtre Fli est effectivement : - proportionnelle à l'amplitude G de la réponse en fréquence des 29 transducteurs 4, sur la bande de fréquences utile [fi, f2] (avec un coefficient de proportionnalité Cp), et - nettement inférieure au produit Cp.G1 en dehors de cette bande de fréquences. 5 Par ailleurs, la figure 12 montre que le délai de groupe M1 (exprimé en nombre d'échantillons temporels), causé par la traversée du premier filtre F11, est effectivement indépendant de la fréquence. En l'occurrence, ce délai de groupe correspond ici à 150 fois la durée entre deux échantillons temporels successifs. Deuxième filtre FI2. 10 Le lien entre l'amplitude G2 de la réponse en fréquence du deuxième filtre FI2, et l'inverse, 1/G, de l'amplitude de la réponse en fréquence des transducteurs 4, est analogue au lien (qui a été décrit ci-dessus) entre l'amplitude G1 de la réponse en fréquence du premier filtre F et, d'autre part, l'amplitude G de la réponse en fréquence des transducteurs 4, 15 Ainsi, la réponse impulsionnelle g2(t) du deuxième filtre FI2 est déterminée de manière à ce que l'amplitude G2 de la réponse en fréquence de ce filtre soit : - dans la bande de fréquences utile mentionnée plus haut, égale à l'inverse 1/G de l'amplitude de la réponse en fréquence des transducteurs 4, 20 multiplié par un coefficient de proportionnalité C'p donné, et - en dehors de cette bande de fréquences, inférieure au produit (1/G).C'p, et même de préférence inférieure à un dixième, voire à une centième dudit produit. Atténuer ainsi l'amplitude G2 en dehors de la bande de fréquences utiles 25 est encore plus intéressant dans le cas du deuxième filtre que dans le cas du premier, car la quantité 1/G présente des valeurs très élevées en dehors de cette bande de fréquences. En l'absence d'un tel fenêtrage, le deuxième filtre aurait donc tendance à amplifier fortement l'amplitude de bruits et signaux parasites situés en dehors de la bande de fréquences utile. 30 La réponse impulsionnelle g2(t) du deuxième filtre FI2 est déterminée au cours d'étapes identiques aux étapes El à E4 décrites plus haut, si ce n'est que, à l'étape E2, on détermine une deuxième réponse en fréquence intermédiaire en multipliant non pas G, mais 1/G par une fonction de fenêtrage fréquentiel. L'amplitude Gzint de cette deuxième réponse en fréquence intermédiaire est 30 représentée schématiquement sur la figure 9 (en décibels), en fonction de la fréquence f (en kilohertz). De même que pour le premier filtre, on pourrait prévoir de configurer le deuxième filtre de manière à ce que son amplitude G2 soit proportionnelle à 5 l'inverse, 1/G, de celle de la réponse en fréquence des transducteurs, et de manière en outre à ce que sa phase (son déphasage) soit égale à l'opposé de celle de la réponse en fréquence des transducteurs (sur la bande de fréquences utile). Troisième uatrième et cin uième filtres FI3 F14 F15. 10 Pour les premier et deuxième filtres Fli et F12, le déphasage induit par la traversée du filtre peut être soit : - linéaire en fonction de la fréquence f, lorsque le déphasage qu'introduirait les transducteurs n'est pas pris en compte (comme c'est le cas ici), soit 15 - représentatif du déphasage qu'introduirait les transducteurs. Dans ce dernier cas, le déphasage induit par la traversée du filtre peut alors varier d'une manière quelconque avec la fréquence. Cela n'est pas gênant en soi, puisque, dans le procédé de précorrection, la fonction de ce filtre est précisément de simuler de manière réaliste l'effet de filtrage par les transducteurs. 20 En revanche, pour les autres filtres intervenant dans ce procédé, c'est-à- dire ici pour les troisième, quatrième et cinquième filtres, il est préférable que le déphasage induit par la traversée du filtre considéré soit linéaire en fonction de la fréquence f, ou que le déphasage introduit par le filtre soit compensé par ailleurs, pour éviter une dispersion des différentes composantes fréquentielles des signaux 25 traités. En effet, introduire dans le signal de distorsion préfiltré Sdistmod un décalage temporel variant avec la fréquence (autre que celui résultant éventuellement du filtrage « physique » par les premier et deuxième filtres) rend ce signal difficilement comparable au signal intermédiaire Si (voire même plus 30 comparable avec le signal intermédiaire Si), puisque les différentes composantes fréquentielles du signal de distorsion préfiltré S'clistmod ne peuvent alors plus être resynchronisées aisément, par un simple décalage temporel global (d'un nombre donné d'échantillons temporels), avec celles du signal intermédiaire Si. Il est noté à ce propos que le procédé de précorrection décrit ici comprend des opérations de 31 resynchronisation entre signaux réalisées par décalage temporel (d'un nombre d'échantillons donné, fonction des délais de groupe Ati, At2 et At3), qui ne sont pas représentées sur la figure 3. Pour cette raison, le troisième filtre FI3 est synthétisé de manière à ce 5 que le déphasage qu'il introduit varie linéairement ou quasi-linéairement en fonction de la fréquence (tout au moins sur les plages de fréquence d'intérêt), comme le montrent la figure 15 décrite ci-dessous. Les figures 14 et 15 représentent schématiquement l'amplitude G3 (en décibels) de la réponse en fréquence du troisième filtre FI3, et le déphasage 493 10 qu'il introduit (en degrés), en fonction d'une fréquence normalisée L Une valeur de 1 de la fréquence normalisée f correspond ici à une fréquence f de 96 kilohertz. Quant à la figure 16, elle représente schématiquement la réponse impulsionnelle g3(t) de ce troisième filtre FI3, en fonction du temps t exprimé en nombre d'échantillons temporels. 15 On constate sur la figure 14 que l'amplitude G3 de la réponse en fréquence du troisième filtre FI3 est nettement plus élevée au-dessus de la fréquence porteuse fp qu'en dessous de cette fréquence (l'écart correspond étant de plus de 20 décibels), ce qui permet donc, à la sous-étape a2) d'éliminer efficacement la bande latérale inférieure produite lors de la sous-étape al ), tout en 20 conservant la bande latérale supérieure correspondante. On constate également, sur la figure 15, que le déphasage Adp3 introduit par le troisième filtre FI3 varie effectivement linéairement en fonction de la fréquence f, sur la bande de fréquences que le signal modulé initial Smod est susceptible d'occuper (c'est-à-dire entre la fréquence porteuse fp et la somme fp + 25 Y). Pour ce qui est des quatrième et cinquième filtres FI4 et F15, ils sont du type à réponse impulsionnelle infinie, au lieu d'être du type à réponse impulsionnelle finie (à la différence des premier, deuxième et troisième filtres Fli, FI2 et FI3), et introduisent un déphasage Arp4, Agis qui varie de manière légèrement 30 non-linéaire en fonction de la fréquence f. Cela est illustré sur la figure 18, qui représente schématiquement et le déphasage 494 introduit quatrième filtre FI4 (en degrés), en fonction de la fréquence normalisée É. 32 Quant à la figure 17, elle représente l'amplitude G4 (en décibels) de la réponse en fréquence de ce filtre, en fonction de la fréquence normalisée É On constate sur la figure 17 que le quatrième filtre a bien la fonction de filtre passe-bas souhaitée, permettant d'extraire l'enveloppe à basse fréquence du signal 5 d'onde ultrasonore Sv,/ (la plage de fréquences correspondant à des signaux sonores, « à basse fréquence », correspond pour la fréquence normalisée i à l'intervalle allant de 0 à 0,2 environ). Du fait du caractère légèrement non-linéaire du déphasage introduit par ces filtres, pour synchroniser entre eux les deux signaux qui sont comparés lors 10 des sous-étapes b3) et b43), il est prévu ici d'appliquer les deux filtres FI4 et FI5, de manière identique, aussi bien lors de la détermination du signal sonore prédit spred que lors de la détermination du signal sonore de référence sref. Autrement formulé, ce sont les mêmes filtres FI4 et FI5 qui sont employés, respectivement lors des opérations de démodulation linéaires et de démodulation non-linéaires, 15 aux sous-étapes b2) et a3')). Cela permet éviter d'introduire entre ces deux signaux un décalage temporel variant avec la fréquence. Il est noté à ce propos que le signal sonore prédit spred produit lors de l'exécution numéro i de l'étape b) a en fait subi, par rapport au signal d'entrée s, un nombre i de filtrages par le quatrième filtre FI4 et par le cinquième filtre FI5. 20 Pour maintenir une synchronisation optimale du signal sonore prédit spred et du signal sonore de référence Bref, il est prévu, lors de la sous-étape optionnelle a10') mentionnée plus haut, de déterminer le signal d'entrée modifié s' en filtrant le signal d'entrée s i-1 fois successivement, par le quatrième filtre FI4 puis le cinquième filtre FI5 (figure 6B). 25 De manière comparable, pour obtenir une synchronisation optimale du signal intermédiaire Si, avec le signal de distorsion préfiltré dist mod qui sert à le corriger, on peut prévoir en option, préalablement à la soustraction réalisée à l'étape b4), d'appliquer les quatrième et cinquième filtres FI4 et FI5 au signal intermédiaire Si (avant modulation à haute fréquence). 30 Différentes variantes peuvent être apportées au procédé de précorrection qui vient d'être décrit, à l'unité de traitement 2 qui le met en oeuvre, et à l'enceinte 1 équipée de cette unité de traitement. Tout d'abord, au lieu de déterminer le signal sonore prédit spred sur la 33 base du modèle de Berktay, en calculant le carré de l'enveloppe Es du signal d'onde ultrasonore a, (conformément à la formule F4), on peut envisager de déterminer le signal sonore prédit sp'd conformément au modèle dit de Merklinger. Selon le modèle de Merklinger, la pression p de l'onde acoustique, générée par 5 auto-démodulation dans l'air l'onde ultrasonore Wus, est donnée par la formule F9 suivante (formule de Merklinger) : p = K'a2[E où : - arctan() est la fonction arctangente (c'est-à-dire la fonction réciproque 10 de la fonction tangente), - K' est un coefficient de proportionnalité qui dépend de différents paramètres d'émission tels que la distance z entre le transducteur et le point considéré ou l'amplitude d'émission, et où - Gd est le nombre de Goldberg de l'onde ultrasonore Wus. 15 Lorsque l'amplitude de l'onde ultrasonore est élevée (ce qui est le cas en pratique), la pression p évaluée conformément à ce modèle est plus proche de la pression de l'onde réellement générée que ce que prévoit le modèle de Berktay. Il est rappelé que le nombre de Goldberg est défini comme suit : Pli w top Gd = (F10) food a où : 20 - Pw est l'amplitude de la pression de l'onde ultrasonore Wus, - op est la pulsation du signal porteur, - p, est la densité moyenne de l'air, - co est la célérité des ondes (ultra)sonores dans l'air, - a est le coefficient d'atténuation de l'onde ultrasonore Wus, par unité de 25 longueur (c'est-à-dire que l'amplitude de l'onde ultrasonore Wus varie, en fonction de la distance z au transducteur, proportionnellement à la quantité exp(-a.z)), et -13 est le coefficient non-linéaire dans l'air (égal à 1+b/2a, où a et b sont les deux premiers coefficients du développement de Taylor décrivant les variations de la pression P de l'air en fonction de sa densité p : P(p) = Po + a.(p-po) + b.(p- 30 po)2/2 + . ). Dans la cadre de cette variante, le signal sonore prédit sors est arctan(E.Ga/4)] t2 (F9) 34 déterminé en fonction du produit de - l'enveloppe Es(t) du signal d'onde ultrasonore Sw, et de - l'arctangente de un quart de ladite enveloppe Es(t) multipliée par le nombre de Goldberg Gd de l'onde ultrasonore Wus qui serait générée par les 5 transducteurs 4 en réponse au signal intermédiaire SI. Plus précisément, le signal sonore prédit spred peut être déterminé de conformément à la formule F11 suivante : Spred CO = Es (t). arctan(Es(t).Gd/4) - Es. arctan(Es.Gd/4) (F11) (comme dans le mode de réalisation du procédé qui a été décrit plus haut, la dérivée seconde par rapport au temps de la formule F9 n'est pas prise en 10 compte pour déterminer le signal sonore prédit spred). On pourrait prévoir aussi que le signal sonore prédit spred soit déterminé en fonction d'un développement limité de la formule F11, limité par exemple à l'ordre 4 ou 6 en Es.Gd/4. En variante encore, lors des sous-étapes b2) et b3), le signal sonore 15 prédit spred et le signal sonore de référence Bref pourraient être déterminés chacun en tenant compte de la dérivée seconde par rapport au temps des formules F1 et F9. Le signal sonore prédit spred serait alors déterminé par exemple conformément à la formule F13 ci-dessous (et non plus conformément à la formule F4) : Spred a2E = at2(t) (F13). 20 En variante ou en complément, le premier filtre FI1 intervenant lors de la sous-étape b1) pourrait être un filtre non-linéaire, simulant le filtrage, légèrement non-linéaire, par les transducteurs (qui, ici, peuvent légèrement saturer vu le niveau sonore élevé de l'onde REVENDICATIONS1. Procédé de précorrection d'un signal (s), destiné à être restitué sous forme sonore par auto-démodulation dans l'air d'une onde ultrasonore, le procédé comprenant les étapes suivantes : a) moduler un signal porteur (Sp), de fréquence ultrasonore, par ledit signal (s) destiné à être restitué sous forme sonore, pour obtenir un signal modulé initial (Smod), et b) déterminer un signal modulé précorrigé en corrigeant un signal intermédiaire (SI), ledit signal intermédiaire (Si) étant égal, lors d'une première exécution de l'étape b), au signal modulé initial (Smod), l'étape b) de précorrection comprenant les sous-étapes suivantes : ) déterminer un signal d'onde ultrasonore (S,), représentatif d'une onde ultrasonore (W) qui serait émise par un transducteur (4) ultrasonore donné recevant en entrée ledit signal intermédiaire (SI), le signal d'onde ultrasonore (Sw) étant déterminé en filtrant ledit signal intermédiaire (Si) au moyen d'un premier filtre (Fli) ayant une réponse en fréquence représentative d'une réponse en fréquence dudit transducteur (4), , b2) déterminer un signal sonore prédit (spred, en appliquant une opération de démodulation non-linéaire audit signal d'onde ultrasonore (S,), ladite opération de démodulation non-linéaire simulant une auto-démodulation non-linéaire, dans l'air, de ladite onde ultrasonore (W), b3) déterminer un signal de distorsion (sdist), représentatif de distorsions affectant ledit signal sonore prédit (s en comparant ledit signal sonore prédit (spred) avec un signal sonore de référence (sref), et b4) déterminer le signal modulé précorrigé (S'mod) en corrigeant le signal intermédiaire (Si) sur la base du signal de distorsion (sdist), le signal sonore de référence (sref) étant déterminé en fonction dudit signal (s) et du premier filtre (FI1) dont la réponse en fréquence est représentative de la réponse en fréquence du transducteur (4). 2. Procédé de précorrection selon la revendication 1, dans lequel la sous-étape b4) comprend les sous-étapes suivantes : b41) déterminer d'un signal de distorsion modulé (Sdist.md), en modulant ledit signal porteur (Sp) par le signal de distorsion (sdist), 36 b42) déterminer un signal de distorsion préfiltré (S'distedd), en filtrant le signal de distorsion modulé (Sdist.mod) au moyen d'un deuxième filtre (FI2) ayant une réponse en fréquence représentative de l'inverse de la réponse en fréquence dudit transducteur (4), et 5 b43) déterminer le signal modulé précorrigé (S'mod) en corrigeant le signal intermédiaire (Si) en fonction du signal de distorsion préfiltré (S'distfood). 3. Procédé de précorrection selon la revendication 2, dans lequel le signal modulé initial (Smod) s'étend sur une bande de fréquences donnée lorsque ledit signal (s) occupe l'ensemble de la plage de fréquences (M) du domaine 10 sonore audible, et dans lequel la sous-étape b41) comprend une opération de filtrage par un troisième filtre (FI3), le troisième filtre (FI3) introduisant un déphasage (493) qui varie linéairement en fonction de la fréquence (f) sur ladite bande de fréquences donnée. 4. Procédé de précorrection selon l'une des revendications 1 à 3, dans 15 lequel le signal sonore de référence (sref) est déterminé au moyen des sous- étapes suivantes : al') déterminer un signal modulé (Smod ; 5,0,1,2), en modulant le signal porteur (Sp) par un signal d'entrée modifié (s ; s') qui est déterminé en fonction dudit signal (s), 20 a2') déterminer un signal d'onde ultrasonore initial (am), en filtrant ledit signal modulé (Smod ; 5,0(1,2) au moyen dudit premier filtre (Fli), et a3') déterminer le signal sonore de référence (sref), par démodulation linéaire dudit signal d'onde ultrasonore initial (ail). 5. Procédé de précorrection selon la revendication 4, prise dans la 25 dépendance de la revendication 2 ou 3, dans lequel la sous-étape de démodulation non-linéaire b2), et la sous-étape de démodulation linéaire a3') comprennent chacune au moins une opération de filtrage, ladite opération étant réalisée, pour la sous-étapes b2) et pour la sous-étape a3'), au moyen d'un même filtre (FI4, F13). 30 6. Procédé de précorrection selon l'une des revendications 1 à 5, dans lequel, le signal modulé initial (Smod) s'étend sur une bande de fréquences donnée lorsque ledit signal (s) occupe l'ensemble de la plage de fréquences (M) du domaine sonore audible, et dans lequel : 37 - sur une bande de fréquences utile qui coïncide avec ladite bande de fréquences donnée, ou qui est plus étendue que ladite bande de fréquences donnée de 20% au plus et qui inclus ladite bande de fréquence donnée, l'amplitude (Gi) de la réponse en fréquence du premier filtre (FIS) est égale à 5 l'amplitude (G) de la réponse en fréquence dudit transducteur (4) multipliée par un coefficient de proportionnalité (Cp) donné, et - en dehors de ladite bande de fréquences utile, l'amplitude (Gi) de la réponse en fréquence du premier filtre (FI1) est inférieure à un dixième de l'amplitude (G) de la réponse en fréquence dudit transducteur (4) multipliée par ce 10 même coefficient de proportionnalité (Cp). 7. Procédé de précorrection selon l'une des revendications 1 à 6, dans lequel la modulation réalisée à l'étape a) est une modulation en bande latérale unique, ou une modulation double bande tronquée. 8. Procédé de précorrection selon l'une des revendications 1 à 7, dans 15 lequel le signal sonore prédit (spred) est déterminé, à l'étape b2), au moyen des opérations suivantes : - détermination d'une enveloppe (E5) du signal d'onde ultrasonore (SN) par démodulation d'amplitude, linéaire, du signal d'onde ultrasonore (S,), et - détermination du signal sonore prédit en fonction du produit de 20 - ladite enveloppe (E,), et de - l'arctangente de un quart de ladite enveloppe (E5) multipliée par le nombre de Goldberg de ladite onde ultrasonore (W). 9. Procédé de précorrection selon l'une des revendications 1 à 8, dans lequel l'étape b) de précorrection est exécutée successivement au moins deux 25 fois, le signal intermédiaire (Si) étant égal, lors de chaque exécution de l'étape b) ultérieure à sa première exécution, au signal modulé précorrigé (S'mod) qui a été déterminé lors de l'exécution précédente de l'étape b). 10. Procédé de génération de son par ultrasons avec précorrection de distorsions, comprenant les étapes suivantes : 30 - détermination d'un signal modulé précorrigé (S'mod), en fonction d'un signal (s) à restituer sous forme sonore, conformément au procédé défini par l'une des revendications 1 à 9, - transmission du signal modulé précorrigé (S'mod) audit transducteur ultrasonore (4) dont la réponse en fréquence a été prise en compte à la sous- 38 étape b1), et - en réponse audit signal modulé précorrigé (S'mod), émission par le transducteur (4) d'une onde ultrasonore (Wus). 11. Unité de traitement (2) électronique programmée pour précorriger un 5 signal (s), destiné à être restitué sous forme sonore par auto-démodulation dans l'air d'une onde ultrasonore, l'unité de traitement (2) étant programmée pour exécuter les étapes suivantes : a) moduler un signal porteur (Sp), de fréquence ultrasonore, par ledit signal (s) destiné à être restitué sous forme sonore, pour obtenir un signal modulé 10 initial (Smod), et b) déterminer un signal modulé précorrigé (S'mod) en corrigeant un signal intermédiaire (SI), ledit signal intermédiaire (Si) étant égal, lors d'une première exécution de l'étape b), au signal modulé initial (Smod), l'étape b) de précorrection comprenant les sous-étapes suivantes : 15 b1) déterminer un signal d'onde ultrasonore (Sw), représentatif d'une onde ultrasonore (W) qui serait émise par un transducteur (4) ultrasonore donné recevant en entrée ledit signal intermédiaire (S1), le signal d'onde ultrasonore (Sw) étant déterminé en filtrant ledit signal intermédiaire (Si) au moyen d'un premier filtre (Fli) ayant une réponse en fréquence représentative d'une réponse en 20 fréquence dudit transducteur (4), b2) déterminer un signal sonore prédit (spred)1, en appliquant une opération de démodulation non-linéaire audit signal d'onde ultrasonore (Sw), ladite opération de démodulation non-linéaire simulant une auto-démodulation non-linéaire, dans l'air, de ladite onde ultrasonore (W), 25 b3) déterminer un signal de distorsion (sdist), représentatif de , distorsions affectant ledit signal sonore prédit (spred, en comparant ledit signal sonore prédit (spred) avec un signal sonore de référence (sref), et b4) déterminer le signal modulé précorrigé (S'mod) en corrigeant le signal intermédiaire (Si) sur la base du signal de distorsion (sdist) 30 l'unité de traitement (2) étant programmée pour déterminer le signal sonore de référence (sref) en fonction dudit signal (s) et du premier filtre (Fli) dont la réponse en fréquence est représentative de la réponse en fréquence du transducteur (4). 12. Enceinte (1) pour la génération de son par ultrasons, comprenant : 39 - une unité de traitement (2) selon la revendication 11, et - ledit transducteur (4) ultrasonore, dont la réponse en fréquence intervient à la sous-étape b1), l'unité de traitement (2) étant raccordée audit transducteur (4) de 5 manière à lui transmettre le signal modulé précorrigé (S'mod).