Brevet FR3080723A1 — publié le 20191101

SYSTEME ET PROCEDE DE LINEARISATION EN BANDE DE BASE POUR UN AMPLIFICATEUR DE PUISSANCE RADIOFREQUENCE DE CLASSE G La présente invention concerne le domaine des systèmes de télécommunication sans fil, et porte en particulier sur un système et un procédé de linéarisation en bande de base pour un amplificateur de puissance radiofréquence de classe G. Au sein des systèmes de télécommunication sans fil, l'amplificateur de puissance apparaît comme un élément critique pour le développement de nouvelles applications telles que celles envisagées pour la cinquième génération (5G) ou bien encore pour l'Internet des objets (IdO). Les amplificateurs de puissance doivent aujourd'hui être capables de s'auto-adapter aux types de signaux à émettre afin d'optimiser leur consommation énergétique mais également d'assurer des exigences fortes en linéarité vis-à-vis de modulations de plus en plus complexes. Les nouveaux standards de communication sans fil nécessitent l'emploi de modulations complexes à haute efficacité spectrale, telles que l'OFDM (multiplexage par répartition orthogonale de la fréquence), dans l'objectif d'optimiser les capacités des liaisons déployées. Ces modulations présentent des facteurs de crête importants (c'est-à-dire des rapports importants entre la puissance crête et la puissance moyenne du signal) et de larges bandes passantes de modulation. Dans ce contexte, les amplificateurs de puissance 30 radiofréquence (RF) ou hyperfréquence (HF) conventionnels qui sont alimentés par une tension d'alimentation continue fournissent un rendement relativement faible, l'amplificateur de puissance fonctionnant la plupart du 2 temps dans des conditions où son rendement est bien inférieur à son rendement maximal. La technique de suivi d'enveloppe est une technique d'alimentation permettant d'améliorer le 5 rendement des amplificateurs de puissance radiofréquence. Elle remplace l'alimentation continue de l'amplificateur de puissance par une alimentation dynamique dont le niveau dépend de la puissance à émettre. Cette technique présente de nombreux atouts par rapport à d'autres techniques 10 d'optimisation de rendement utilisées notamment dans les stations de base pour la téléphonie mobile. La technique de suivi d'enveloppe permet d'ajuster dynamiquement la tension d'alimentation de l'amplificateur de puissance radiofréquence afin que celui- 15 ci fonctionne toujours à son rendement maximal quel que soit le niveau de puissance du signal à émettre. Dans le cas d'un amplificateur de puissance utilisant la technique de suivi d'enveloppe, la tension d'alimentation est, par définition, constamment réajustée 20 afin de s'assurer que l'amplificateur de puissance fonctionne toujours à la compression et donc à son rendement maximal quel que soit le niveau de puissance souhaité à l'émission. Une technique particulière liée à la technique de 25 suivi d'enveloppe s'appuie sur l'utilisation d'un signal d'alimentation de l'amplificateur de puissance de type multi-niveaux (ou à multiples niveaux discrets d'alimentation). Le fonctionnement de l'amplificateur de puissance radiofréquence est alors celui d'un amplificateur 30 de puissance fonctionnant en classe G. L'amplification en classe G est simple à mettre en oeuvre mais ne permet pas d'améliorer le rendement de 3 l'amplificateur de puissance autant que pour la technique de suivi d'enveloppe continue. La génération d'un signal de commande d'alimentation à multiples niveaux discrets est assurée par 5 la sélection d'une tension d'alimentation parmi une pluralité d'alimentations disposées en parallèle ou en série. Cette technique d'amplification particulière présente l'avantage de supporter de très larges bandes passantes de modulation tout en maintenant un rendement 10 élevé du modulateur d'alimentation fournissant la tension d'alimentation à l'amplificateur de puissance. Pour un signal d'alimentation exploitant plusieurs niveaux discrets d'alimentation, chaque tension d'alimentation appliquée est définie pour une plage de 15 puissance d'entrée de l'amplificateur de puissance. L'étendue de chaque plage dépend principalement du nombre de niveaux discrets disponibles et des caractéristiques de l'amplificateur de puissance. Les tensions d'alimentation ne sont pas obligatoirement équiréparties entre la tension 20 minimale et la tension maximale fournies à l'amplificateur de puissance radiofréquence. En radiofréquences ou hyperfréquences, les variations importantes des caractéristiques électriques de l'amplificateur de puissance en fonction de la puissance, 25 de la fréquence ou bien encore de la tension d'alimentation conduisent à des distorsions du signal à émettre. Les amplificateurs de puissance nécessitent souvent l'utilisation d'une fonction de linéarisation adaptée leur mode de fonctionnement. L'amplification de puissance radiofréquence en classe G, c'est-à-dire utilisant une tension d'alimentation composée de multiples niveaux discrets, permet de grandement améliorer le rendement des systèmes même pour de 4 très larges bandes passantes de modulation. Cependant, cette technique nécessite d'être couplée à une technique de linéarisation afin de supprimer les importantes distorsions introduites par ce type de technique d'amplification. Des 5 méthodes de pré-distorsion sont largement répandues pour les applications d'amplification de puissance pour les télécommunications. Toutefois, elles ne sont pas utilisables pour une amplification de puissance de type classe G. 10 Les amplificateurs de puissance radiofréquence en fonctionnement classe G peuvent présenter des variations importantes du gain en puissance et du déphasage de l'amplificateur entre les différentes tensions d'alimentation. 15 Les variations de gain et de phase de l'amplificateur de puissance sont fonction de la fréquence, de la puissance fournie mais aussi de la tension d'alimentation. Elles conduisent alors à des distorsions importantes du signal à émettre. 20 Ces distorsions prennent place dans la bande passante du signal à émettre et se traduisent alors par des erreurs de transmission, mais prennent également place dans les canaux adjacents du signal à émettre et se traduisent dans ce cas par le brouillage de ces canaux de 25 communication. La présente invention vise à résoudre les inconvénients de l'état antérieur de la technique, en proposant un système de linéarisation en bande de base pour un amplificateur de puissance radiofréquence de classe G, 30 ledit système de linéarisation comprenant un filtre numérique à coefficients complexes disposé à la sortie du module de pré-distorsion numérique, ce qui permet de supprimer les distorsions induites par le mode de 5 fonctionnement en classe G de l'amplificateur de puissance radiofréquence, ces distorsions prenant naissance notamment en raison des différences de gain et de phase pour chacune des tensions d'alimentation de l'amplificateur de puissance 5 radiofréquence de classe G mais également en raison du temps requis pour la commutation d'une tension d'alimentation discrète à une autre. La présente invention a donc pour objet un système de linéarisation en bande de base pour un 10 amplificateur de puissance radiofréquence (RF) de classe G, ledit système de linéarisation comprenant : - une première entrée apte à recevoir un signal numérique en bande de base d'entrée à émettre comprenant une composante en phase, I, et une composante en 15 quadrature, Q ; - une première sortie apte à délivrer un signal numérique en bande de base de sortie linéarisé à destination de l'amplificateur de puissance RF de classe G ; - une seconde entrée apte à recevoir un signal numérique 20 en bande de base provenant de la sortie de l'amplificateur de puissance RF de classe G ; et - une seconde sortie apte à délivrer un signal numérique de sélection de tension d'alimentation à destination d'un convertisseur continu-continu relié 25 l'amplificateur de puissance RF de classe G ; ledit système de linéarisation comprenant en outre : - un module de sélection de tension d'alimentation d'amplificateur dont l'entrée est reliée à la première entrée du système de linéarisation et dont la sortie 30 est reliée à la seconde sortie du système de linéarisation, ledit module de sélection de tension d'alimentation d'amplificateur étant configuré pour sélectionner une tension d'alimentation parmi au moins 6 deux tensions d'alimentation continues du convertisseur continu-continu en fonction de l'amplitude du signal d'entrée à émettre reçu ; - un module de pré-distorsion numérique relié à la 5 première entrée du système de linéarisation et configuré pour réaliser une pré-distorsion numérique des composantes I et Q du signal d'entrée à émettre reçu ; et - un module d'extraction de coefficients de pré- 10 distorsion dont une entrée est reliée à la seconde entrée du système de linéarisation et configuré pour extraire des coefficients de pré-distorsion utilisés par le module de pré-distorsion numérique ; caractérisé par le fait que ledit système de linéarisation 15 comprend en outre : - un filtre numérique à coefficients complexes dont l'entrée est reliée à la sortie du module de pré-distorsion numérique et dont la sortie est reliée à la première sortie du système de linéarisation ; et 20 - un module d'extraction de coefficients de filtre dont une entrée est reliée à la seconde entrée du système de linéarisation et configuré pour extraire des coefficients de filtre utilisés par le filtre numérique à coefficients complexes. 25 Le nombre maximal de tensions d'alimentation continues est, de préférence, égal à 16. Ainsi, le filtre numérique à coefficients complexes permet d'annuler les distorsions générées dans la bande du signal modulé et dans les canaux adjacents. Il 30 permet par ailleurs d'annuler le bruit spectral généré par les distorsions lors de chaque changement de niveau d'alimentation de l'amplificateur de puissance RF de classe G. L'annulation du bruit spectral est réalisée sur toute la 7 bande passante instantanée de génération du signal RF. L'invention permet d'atteindre des niveaux de bruit dans les canaux adjacents identiques à ceux obtenus sur un amplificateur de puissance RF fonctionnant typiquement en 5 classe AB. Le système de linéarisation est réalisé en bande de base au sein d'un circuit numérique sur les composantes en phase et en quadrature (I et Q) du signal modulé à émettre. La modification du signal à émettre s'effectue en 10 cascadant le module de pré-distorsion numérique et le filtre numérique réalisés en bande de base, chacun du module de pré-distorsion numérique et du filtre numérique étant couplé à un module d'extraction de coefficients dédié à l'amplification de classe G. 15 Ainsi, le système de linéarisation selon l'invention associé à un amplificateur de puissance RF de classe G permet de fournir un gain en puissance et un déphasage constants à chaque instant de fonctionnement. Le module de pré-distorsion numérique utilisé 20 pour la linéarisation s'appuie sur une pré-distorsion numérique en bande de base qui est une fonction non linéaire correspondant à la fonction de transfert inverse de l'amplificateur de puissance à linéariser. La mise en oeuvre du module de pré-distorsion numérique nécessite des 25 ressources numériques limitées et permet d'atteindre une très nette amélioration des performances en linéarité de l'amplificateur de puissance. Lorsqu'un amplificateur de puissance RF de classe G est couplé à un module de pré-distorsion numérique, des 30 distorsions résiduelles apparaissent en sortie du système global au moment de chaque changement de niveau d'alimentation. 8 Les vitesses de commutation entre les niveaux d'alimentation étant du même ordre de grandeur que les débits symboles des modulations à émettre notamment pour de larges bandes passantes, des distorsions apparaissent en 5 sortie du système global au moment de chaque changement de niveau d'alimentation. Lors de ces transitions, la sortie du module de pré-distorsion numérique n'est alors plus en adéquation avec la tension d'alimentation réellement appliquée à l'amplificateur de puissance. 10 Les distorsions introduites par chaque changement de niveau d'alimentation ont pour effet de générer un bruit spectral de part et d'autre de la bande passante du signal utile. Ces distorsions résiduelles se traduisent par l'introduction de composantes spectrales indésirables dans 15 les canaux de communication adjacents. Cependant, l'occupation spectrale de ce type de distorsions est finie et directement liée à la vitesse de commutation entre les différents niveaux d'alimentations et à la bande passante instantanée de génération du signal modulé en 20 radiofréquence. Dans la présente invention, la suppression des distorsions résiduelles en sortie de l'amplificateur de puissance RF de classe G couplé au module de pré-distorsion numérique est opérée à l'aide du filtre numérique 25 spécifique réalisé en bande de base. L'utilisation d'un tel filtre est essentielle afin de prendre en compte les caractéristiques fréquentielles de l'amplificateur de puissance. Un amplificateur de puissance RF présente en effet des caractéristiques de gain et de phase qui sont 30 dépendantes de la puissance, de la fréquence et de la tension d'alimentation. Par ailleurs, ces caractéristiques ne sont pas identiques de part et d'autre d'une fréquence porteuse d'un signal à émettre. L'annulation de ces 9 distorsions ne peut avoir lieu que sur une bande passante radiofréquence équivalente à la largeur de bande instantanée de génération de l'émetteur. La réponse fréquentielle du filtre numérique à 5 coefficients complexes est, de préférence, dissymétrique entre les fréquences positives et négatives. Ainsi, en sortie du module de pré-distorsion numérique, l'insertion dans la chaîne de traitement des données en phase et en quadrature (I et Q) en bande de base 10 d'un filtre numérique spécifique a pour rôle de distordre le spectre du signal de linéarisation issu du module de pré-distorsion numérique afin d'annuler les distorsions spectrales résiduelles, le filtre numérique spécifique étant un filtre numérique à coefficients complexes, c'est- 15 à-dire dont les coefficients présentent à la fois une partie réelle et une partie imaginaire. Selon une première variante de l'invention, le module de pré-distorsion numérique est configuré pour réaliser une pré-distorsion numérique à une dimension en 20 fonction de l'amplitude des composantes I et Q du signal à émettre. Ainsi, une fonction de linéarisation à une dimension dépendant uniquement de l'amplitude de l'enveloppe du signal à émettre est satisfaisante pour un 25 amplificateur de puissance de classe G du fait que la tension d'alimentation appliquée à l'amplificateur de puissance est directement liée à l'amplitude de l'enveloppe du signal à émettre. Dans le cas d'un module de pré-distorsion 30 numérique à une dimension, le facteur de pré-distorsion à appliquer est ainsi uniquement dépendant du module du signal complexe numérique (I et Q) en bande de base. 10 Selon une seconde variante de l'invention, le module de pré-distorsion numérique est configuré pour réaliser une pré-distorsion numérique à deux dimensions en fonction de l'amplitude des composantes I et Q du signal à 5 émettre et de la tension d'alimentation sélectionnée par le module de sélection de tension d'alimentation d'amplificateur. Ainsi, dans ce cas, on considère que les paramètres de la fonction de pré-distorsion doivent 10 dépendre à la fois de l'amplitude de l'enveloppe du signal à émettre et de la tension d'alimentation appliquée l'amplificateur de puissance pour des problématiques de traitement de signal. Dans le cas d'un module de pré-distorsion 15 numérique à deux dimensions, le facteur de pré-distorsion à appliquer est à la fois dépendant du module du signal complexe numérique (I et Q) en bande de base mais également de la tension d'alimentation qui est sélectionnée et appliquée à l'amplificateur de puissance RF de classe G. 20 Selon une caractéristique particulière de l'invention, le module de pré-distorsion numérique est configuré pour réaliser une pré-distorsion numérique de type polynomiale sans mémoire à l'aide d'au moins une table de correspondance stockée dans une mémoire ou d'une 25 équation non-linéaire, ou pour réaliser une pré-distorsion numérique de type polynomiale à mémoire ou série de Volterra. Ainsi, la fonction de pré-distorsion peut être réalisée dans un circuit numérique programmable à partir 30 d'une table de correspondance (LUT) ou bien d'une équation mathématique. Les données en phase I et en quadrature Q du signal à émettre sont injectées dans un module de pré- H distorsion numérique s'appuyant sur une équation mathématique non-linéaire ou bien en entrée d'une table de correspondance mettant en oeuvre une fonction mathématique non-linéaire. 5 Dans le cas d'une réalisation du module de pré- distorsion numérique à une dimension par une table de correspondance, les coefficients de pré-distorsion sont stockés dans une mémoire et indexés en fonction de l'amplitude de l'enveloppe du signal à émettre. 10 Dans le cas d'une réalisation du module de pré- distorsion numérique à deux dimensions par une table de correspondance, chaque zone mémoire correspond à une tension d'alimentation de l'amplificateur de puissance fonctionnant en classe G. 15 Le module de pré-distorsion numérique peut également s'appuyer sur une pré-distorsion numérique en bande de base à partir de fonctions mathématiques non-linéaires par exemple de type polynomiale à mémoire ou série de Volterra. 20 Selon une caractéristique particulière de l'invention, le système de linéarisation comprend en outre un module d'alignement disposé au niveau de la seconde entrée du système de linéarisation, ledit module d'alignement étant configuré pour aligner en amplitude et 25 en phase le signal numérique en bande de base provenant de la sortie de l'amplificateur de puissance RF de classe G avec les autres signaux numériques en bande de base. Ainsi, le signal provenant de la sortie de l'amplificateur de puissance est aligné d'un point de vue 30 amplitude, retard et phase afin de correspondre aux différents signaux numériques en bande de base du système de linéarisation. 12 Selon une caractéristique particulière de l'invention, le module d'extraction de coefficients de pré-distorsion est configuré pour extraire les coefficients de pré-distorsion en fonction du signal numérique en bande de 5 base provenant de la sortie de l'amplificateur de puissance RF de classe G, de l'une parmi la sortie du filtre numérique à coefficients complexes et la sortie du module de pré-distorsion numérique, et de la tension d'alimentation sélectionnée par le module de sélection de 10 tension d'alimentation d'amplificateur. L'extraction des coefficients du module de pré-distorsion numérique est réalisée à partir de la mesure du signal en sortie de l'amplificateur de puissance RF indépendamment de la présence ou non d'un filtre numérique 15 complexe. Lorsqu'un filtre numérique complexe est présent, le module d'extraction de coefficients de pré-distorsion utilise de préférence le signal issu du module de pré-distorsion numérique mais pourrait alternativement utiliser le signal issu du filtre numérique complexe. Pour chaque 20 tension d'alimentation appliquée, des paramètres de pré-distorsion sont extraits de manière indépendante. Les paramètres extraits sont affinés au fil des extractions successives. Selon une caractéristique particulière de 25 l'invention, le module d'extraction de coefficients de pré-distorsion comprend des première et seconde unités de retard temporel, une unité de séparation de données et une unité d'extraction de coefficients de pré-distorsion, la première unité de retard temporel étant configurée pour 30 compenser le temps de propagation et de traitement du signal issu de l'un parmi le filtre numérique coefficients complexes et le module de pré-distorsion numérique, la seconde unité de retard temporel étant 13 configurée pour compenser le temps de propagation et de traitement du signal issu de la sortie du module de sélection de tension d'alimentation d'amplificateur, l'unité de séparation de données étant configurée pour 5 séparer et stocker dans une mémoire les données concernant le signal numérique en bande de base provenant de la sortie de l'amplificateur de puissance et le signal retardé issu de l'un parmi le filtre numérique à coefficients complexes et le module de pré-distorsion numérique en fonction du 10 signal retardé de sélection de tension d'alimentation, et l'unité d'extraction de coefficients de pré-distorsion étant configurée pour extraire, pour chaque tension d'alimentation, les coefficients de pré-distorsion associés à partir des données stockées en mémoire par l'unité de 15 séparation de données. La méthode d'extraction mise en oeuvre par le module d'extraction de coefficients de pré-distorsion est identique pour l'extraction de coefficients de pré-distorsion à une dimension ou deux dimensions. 20 Les signaux numériques provenant de la sortie du module de pré-distorsion numérique ou bien de la sortie du filtre numérique complexe et celui mesuré en sortie de l'amplificateur de puissance RF sont préalablement alignés en amplitude, en phase et les temps de propagation sont 25 compensés afin d'extraire les coefficients de linéarisation à appliquer à l'amplificateur de puissance. L'unité de séparation de données est configurée pour séparer et stocker en mémoire les données entrantes dans le module d'extraction de coefficients de pré- 30 distorsion suivant la tension d'alimentation sélectionnée. Dans le cas d'une amplification de classe G, le nombre de tensions d'alimentation possibles étant très faible, cette 14 tâche est sans complexité et nécessite peu de ressources numériques. L'unité d'extraction de coefficients de pré-distorsion est configurée pour extraire, de manière 5 indépendante pour chaque tension d'alimentation possible, les coefficients du module de pré-distorsion numérique. Les coefficients extraits, pour chaque tension d'alimentation discrète, sont ensuite chargés différemment dans le module de pré-distorsion numérique suivant qu'il s'agit d'une pré- 10 distorsion numérique à une ou deux dimensions. Par exemple, dans le cas d'un module de pré-distorsion numérique mis en oeuvre à l'aide de tables de correspondance, les coefficients sont stockés dans une seule zone mémoire si le module de pré-distorsion numérique est à une dimension ou 15 bien dans autant de zones mémoires que de tensions d'alimentation utilisées si le module de pré-distorsion numérique est à deux dimensions. Le processus d'extraction des coefficients de pré-distorsion s'effectue à intervalles de temps 20 prédéterminés afin d'affiner au cours du temps les coefficients de pré-distorsion et ainsi d'obtenir des performances accrues en linéarité de l'amplificateur de puissance fonctionnant en classe G. Le processus d'extraction continu des coefficients de pré-distorsion 25 permet également de tenir compte des variations des conditions de fonctionnement de l'amplificateur de puissance telles qu'une désadaptation d'antenne ou des variations de température. Selon une caractéristique particulière de 30 l'invention, le module d'extraction de coefficients de filtre est configuré pour extraire les coefficients de filtre en fonction des composantes I et Q du signal émettre, du signal numérique en bande de base provenant de 15 la sortie de l'amplificateur de puissance RF de classe G, de la sortie du filtre numérique à coefficients complexes, et de la sortie du module de pré-distorsion numérique. L'extraction des coefficients de filtre est 5 opérée à partir de la mesure du signal de sortie de l'amplificateur de puissance lorsque le module de pré- distorsion numérique est préalablement appliqué. L'extraction des coefficients de filtre s'effectue de manière directe. Cependant, l'optimisation de ces 10 coefficients de filtre s'effectue de manière itérative, c'est-à-dire que les valeurs des coefficients de filtre sont affinées au fil des déterminations successives. Selon une caractéristique particulière de l'invention, le module d'extraction de coefficients de 15 filtre comprend trois unités de retard temporel, une unité de calcul de gain, une unité de calcul de signal attendu de sortie de filtre, deux unités de transformée de Fourrier rapide, FFT, une unité de calcul de réponse fréquentielle de filtre et une unité d'extraction de coefficients de 20 filtre, les trois unités de retard temporel étant respectivement configurées pour compenser les temps de propagation et de traitement des composantes I et Q du signal à émettre, de la sortie du filtre numérique coefficients complexes et de la sortie du module de pré- 25 distorsion numérique, l'unité de calcul de gain étant configurée pour calculer le gain complexe de l'amplificateur de puissance à partir de la sortie retardée du filtre numérique à coefficients complexes et du signal numérique en bande de base provenant de la sortie de 30 l'amplificateur de puissance, l'unité de calcul de signal attendu de sortie de filtre étant configurée pour calculer le signal à générer par le filtre numérique à partir du gain complexe calculé et des composantes I et Q retardées 16 du signal à émettre, les deux unités FFT étant respectivement configurées pour calculer les transformées de Fourrier de la sortie retardée du module de pré-distorsion numérique et du signal à générer par le filtre 5 numérique calculé par l'unité de calcul de signal attendu de sortie de filtre, l'unité de calcul de réponse fréquentielle de filtre étant configurée pour calculer la réponse fréquentielle du filtre numérique à générer partir des deux transformées de Fourrier calculées par les 10 unités FFT, et l'unité d'extraction de coefficients de filtre étant configurée pour extraire les coefficients complexes du filtre numérique à synthétiser en fonction de la réponse fréquentielle calculée par l'unité de calcul de réponse fréquentielle de filtre. 15 Les différents signaux numériques utiles présents en bande de base sont préalablement alignés en amplitude, en phase et les temps de propagation sont compensés si nécessaire afin de déterminer la fonction de transfert du filtre numérique à synthétiser et à implémenter en sortie 20 du module de pré-distorsion numérique. Le module de pré-distorsion numérique doit obligatoirement avoir préalablement été appliqué afin de procéder à l'extraction des coefficients du filtre numérique complexe. 25 Initialement, au démarrage du processus d'identification, aucun filtrage n'est appliqué en sortie du module de pré-distorsion numérique. Si aucun filtrage n'est appliqué, le filtre numérique complexe prend alors un gain unitaire au démarrage du processus d'identification. 30 L'unité de calcul de gain permet de calculer le gain complexe du système radiofréquence à chaque instant d'échantillonnage selon l'équation : 17 Amplifier OUT (1) Gain (n) FLT OUT (n) où n est l'indice de l'échantillon, Amplifier OUT est le signal de sortie de l'amplificateur de puissance RF et FLT OUT est le signal de sortie du filtre numérique à 5 coefficients complexes. Dans l'unité de calcul de sortie de filtre, le nouveau signal de linéarisation à générer est calculé pour chaque instant d'échantillonnage afin d'annuler les distorsions spectrales résiduelles selon l'équation : 10 New FLT OUT (n) = Gain (n) où n est l'indice de l'échantillon, Original Waveform est le signal d'origine à émettre et New FLT OUT est la nouvelle sortie du filtre numérique à coefficients 15 complexes à générer. Dans les unités FFT, les transformées de Fourrier du nouveau signal de linéarisation à générer calculé précédemment et du signal issu du module de pré-distorsion numérique sont calculées sur un nombre d'échantillons 20 prédéfinis selon les équations : NewFLTOU;p',,,'(f)=TFD[ArewFLTOUT(n)] DPD OUT,p'tm.m(f) = TFD[DPD OUT (n)] où TFD désigne la fonction de transformée de Fourrier discrète d'un signal échantillonné, cette fonction étant 25 mise en oeuvre à l'aide d'un algorithme de transformée de Fourrier rapide (FFT), f désigne l'indice de l'échantillon après transformée de Fourrier, DPD OUT est la sortie du module de pré-distorsion numérique, New FLT OUT - spectrum est la transformée de Fourrier de la nouvelle sortie de filtre Original Waref orna (n) 18 à générer et DPD OUT - spectrum est la transformée de Fourrier de la sortie du module de pré-distorsion numérique. La réponse fréquentielle H du filtre numérique à générer est ensuite estimée dans l'unité de calcul de 5 réponse fréquentielle de filtre selon l'équation : Nevy FLT OUT,w,','(f) H(f) DPDTr,p où f est l'indice de l'échantillon après transformée de Fourrier, cet indice correspondant à un indice de fréquence. 10 L'unité d'extraction de coefficients de filtre permet de calculer les coefficients complexes du filtre numérique à synthétiser. La procédure d'identification du filtre numérique complexe selon l'invention, permettant de supprimer les 15 distorsions résiduelles induites par un fonctionnement d'amplificateur en classe G, est effectuée à chaque itération du système d'extraction. De ce fait, les coefficients du filtre numérique sont mis à jour au fil des itérations jusqu'à atteindre des 20 performances en linéarité en accord avec les normes des signaux à émettre. Cette méthode permet d'affiner au cours du temps les coefficients du filtre numérique complexe et ainsi d'obtenir des performances accrues en linéarité de l'amplificateur de puissance RF fonctionnant en classe G, 25 mais également de tenir compte des variations des conditions de fonctionnement de l'amplificateur de puissance telles qu'une désadaptation d'antenne ou des variations de température. Le filtre numérique complexe associé à son 30 processus d'extraction permet principalement de supprimer les distorsions résiduelles induites par le fonctionnement en classe G de l'amplificateur de puissance préalablement 19 linéarisé par un module de pré-distorsion numérique. Il permet par ailleurs de réaligner temporellement finement le signal radiofréquence généré en entrée de l'amplificateur de puissance vis-à-vis du signal de commande d'alimentation 5 de l'amplificateur de puissance de classe G. En effet, si un faible décalage temporel existe entre le signal de commande d'alimentation et le signal généré en sortie du module de pré-distorsion numérique, il est automatiquement corrigé par le filtre numérique complexe. 10 Selon une caractéristique particulière de l'invention, le filtre numérique à coefficients complexes est réalisé à l'aide de plusieurs filtres à réponse impulsionnelle finie (FIR). La sortie y du filtre numérique de type FIR 15 s'exprime de la manière suivante en fonction du signal d'entrée x : m-i k=1) où M est le nombre de coefficients du filtre numérique et C(k) sont les coefficients complexes du filtre numérique. 20 L'implantation directe d'un tel filtre dans un circuit numérique programmable est impossible car un filtre FIR possède nécessairement des coefficients qui sont des nombres réels. L'implantation du filtre numérique dans un circuit numérique est réalisée en mettant en oeuvre 25 différentes architectures équivalentes à un filtre FIR coefficients complexes. Les coefficients du filtre numérique sont calculés par le module d'extraction de coefficients de filtre de telle manière à minimiser l'erreur quadratique 30 entre la réponse fréquentielle à synthétiser et la réponse fréquentielle du filtre FIR à coefficients complexes synthétisée. 20 Selon un premier mode de réalisation de l'invention, le filtre numérique à coefficients complexes comprend deux premiers filtres FIR identiques dont les coefficients correspondent à la partie réelle des 5 coefficients complexes du filtre numérique à coefficients complexes, deux seconds filtres FIR identiques dont les coefficients correspondent à la partie imaginaire des coefficients complexes du filtre numérique à coefficients complexes, un additionneur et un soustracteur, l'un des 10 premiers filtres FIR, recevant en entrée la composante I du signal de sortie du module de pré-distorsion numérique, et l'un des seconds filtres FIR, recevant en entrée la composante Q du signal de sortie du module de pré-distorsion numérique, étant reliés en sortie au 15 soustracteur de manière à créer la composante I du signal de sortie du filtre numérique à coefficients complexes, l'autre des premiers filtres FIR, recevant en entrée la composante Q du signal de sortie du module de pré-distorsion numérique, et l'autre des seconds filtres FIR, 20 recevant en entrée la composante I du signal de sortie du module de pré-distorsion numérique, étant reliés en sortie à l'additionneur de manière à créer la composante Q du signal de sortie du filtre numérique à coefficients complexes. 25 Ainsi, cette implémentation de filtre numérique à coefficients complexes consiste en l'utilisation de quatre filtres numériques de type FIR identiques deux à deux, d'un additionneur et d'un soustracteur. Selon un second mode de réalisation de 30 l'invention, le filtre numérique à coefficients complexes comprend un premier filtre FIR dont les coefficients correspondent à la somme des parties réelle et imaginaire des coefficients du filtre numérique à coefficients 21 complexes, un second filtre FIR dont les coefficients correspondent à la partie imaginaire des coefficients du filtre numérique à coefficients complexes, un troisième filtre FIR dont les coefficients correspondent à la 5 différence entre la partie réelle et la partie imaginaire des coefficients du filtre numérique à coefficients complexes, deux additionneurs et un soustracteur, le premier filtre FIR recevant en entrée la composante I du signal de sortie du module de pré-distorsion numérique, le 10 troisième filtre FIR recevant en entrée la composante Q du signal de sortie du module de pré-distorsion numérique, le second filtre FIR recevant en entrée la somme des composantes I et Q du signal de sortie du module de pré-distorsion numérique par l'intermédiaire de l'un des 15 additionneurs, les sorties des premier et second filtres FIR étant reliées au soustracteur de manière à créer la composante I du signal de sortie du filtre numérique à coefficients complexes, et les sorties des second et troisième filtres FIR étant reliées à l'autre des 20 additionneurs de manière à créer la composante Q du signal de sortie du filtre numérique à coefficients complexes. Ainsi, cette mise en oeuvre alternative consiste en l'utilisation de trois filtres numériques tous différents, de deux additionneurs et d'un soustracteur. 25 Il est également possible d'utiliser d'autres structures alternatives utilisant trois filtres FIR afin de produire un filtre FIR à coefficients complexes. La présente invention a également pour objet un système pour la technique de suivi d'enveloppe 30 comprenant un système de linéarisation en bande de base tel que décrit ci-dessus, un amplificateur de puissance RF de classe G, un convertisseur continu-continu, un convertisseur analogique-numérique, un convertisseur 22 numérique-analogique, un mélangeur élévateur de fréquence et un mélangeur abaisseur de fréquence, le convertisseur continu-continu étant disposé entre la seconde sortie du système de linéarisation et l'entrée d'alimentation de 5 l'amplificateur de puissance, le convertisseur numérique-analogique et le mélangeur élévateur de fréquence étant disposés en série entre la première sortie du système de linéarisation et l'entrée RF de l'amplificateur de puissance, le mélangeur abaisseur de fréquence et le 10 convertisseur analogique-numérique étant disposés en série entre la sortie de l'amplificateur de puissance et la seconde entrée du système de linéarisation. Ainsi, le signal numérique de linéarisation est converti en une grandeur analogique à l'aide du 15 convertisseur numérique-analogique sur les voies en phase et en quadrature. Le signal en bande de base analogique est ensuite transposé autour de la fréquence porteuse radiofréquence par le mélangeur élévateur de fréquence. Le signal généré 20 est enfin injecté à l'entrée de l'amplificateur de puissance RF de classe G suivant différents étages de gain selon la topologie de la chaîne d'amplification. Afin d'extraire les paramètres de linéarisation, c'est-à-dire les coefficients du module de pré-distorsion 25 numérique et les coefficients du filtrage numérique, une partie du signal en sortie de l'amplificateur de puissance est prélevée puis transposée en bande de base par le mélangeur abaisseur de fréquence, avant d'être numérisée à l'aide du convertisseur analogique-numérique. 30 Le convertisseur continu-continu permet de fournir à l'amplificateur de puissance l'une des tensions d'alimentation discrètes en fonction du signal de sélection de tension d'alimentation issu du système de linéarisation. 23 La présente invention a en outre pour objet un procédé d'extraction des coefficients du filtre numérique à coefficients complexes d'un système de linéarisation tel que décrit ci-dessus, ledit procédé comprenant les étapes 5 suivantes : - l'acquisition des signaux d'entrée du module d'extraction de coefficients de filtre pendant une période de temps prédéfinie échantillonnée ; - le calcul, à chaque instant d'échantillonnage, du gain 10 complexe de l'amplificateur de puissance à l'aide de l'unité de calcul de gain ; - le calcul, à chaque instant d'échantillonnage, du signal à générer par le filtre numérique à l'aide de l'unité de calcul de signal attendu de sortie de 15 filtre ; - le calcul, sur un nombre d'échantillons prédéfini, des transformées de Fourrier de la sortie du module de pré-distorsion numérique et du signal à générer par le filtre numérique ; 20 - le calcul de la fonction de transfert du filtre numérique à synthétiser à l'aide de l'unité de calcul de réponse fréquentielle de filtre ; - le calcul des coefficients du filtre numérique à l'aide de l'unité d'extraction de coefficients de filtre ; et 25 - la mise à jour des coefficients dans le filtre numérique à coefficients complexes ; le calcul et la mise à jour des coefficients de filtre étant réalisés de manière itérative à intervalles de temps prédéterminés, les coefficients de filtre étant affinés au 30 fil des itérations successives. Le module d'extraction de coefficients de filtre a besoin de plusieurs itérations pour extraire les coefficients du filtre. Ce processus d'extraction peut 24 toutefois s'exécuter de manière continue afin de prévenir tout changement des conditions de fonctionnement de l'amplificateur de puissance RF de classe G. Pour mieux illustrer l'objet de la présente 5 invention, on va en décrire ci-après, à titre illustratif et non limitatif, deux modes de réalisation préférés, avec référence aux dessins annexés. Sur ces dessins : 10 - la Figure 1 représente un schéma fonctionnel d'un système pour la technique de suivi d'enveloppe comprenant un système de linéarisation en bande de base selon une première variante de l'invention ; - la Figure 2 représente un schéma fonctionnel d'un 15 système pour la technique de suivi d'enveloppe comprenant un système de linéarisation en bande de base selon une seconde variante de l'invention ; - la Figure 3 représente un schéma fonctionnel du module de pré-distorsion numérique du système de linéarisation 20 de la Figure 1 ; - la Figure 4 représente un schéma fonctionnel du module de pré-distorsion numérique du système de linéarisation de la Figure 2 ; - la Figure 5 représente un schéma de principe du module 25 de pré-distorsion numérique du système de linéarisation de la Figure 1 ; - la Figure 6 représente un schéma de principe du module de pré-distorsion numérique du système de linéarisation de la Figure 2 ; 30 - la Figure 7 représente un schéma fonctionnel du module d'extraction de coefficients de pré-distorsion du système de linéarisation selon la présente invention ; 25 - la Figure 8 représente un schéma fonctionnel du module d'extraction de coefficients de filtre du système de linéarisation selon la présente invention ; - la Figure 9 représente un schéma fonctionnel du filtre 5 numérique à coefficients complexes du système de linéarisation selon un premier mode de réalisation de l'invention ; - la Figure 10 représente un schéma fonctionnel du filtre numérique à coefficients complexes du système de 10 linéarisation selon un second mode de réalisation de l'invention ; - la Figure 11 est un graphique à titre d'exemple représentant le module du gain de la pré-distorsion à générer pour linéariser un amplificateur de puissance 15 RF de classe G ; - la Figure 12 est un graphique à titre d'exemple représentant le module du gain du filtre numérique à coefficients complexes à synthétiser ; - la Figure 13 est un graphique à titre d'exemple 20 représentant la phase du gain du filtre numérique à coefficients complexes à synthétiser ; et - la Figure 14 est un graphique titre d'exemple représentant les spectres de sortie de l'amplificateur de puissance RF de classe G avec et sans le système de 25 linéarisation de la présente invention. Si l'on se réfère à la Figure 1, on peut voir qu'il y est représenté un système pour la technique de suivi d'enveloppe 1 comprenant un système de linéarisation 30 en bande de base 2 selon une première variante de l'invention. Le système pour la technique de suivi d'enveloppe 1 comprend un système de linéarisation en bande de base 2, 26 un amplificateur de puissance RF de classe G 3 et un convertisseur continu-continu 4. Le système de linéarisation 2 comprend une première entrée 2a apte à recevoir un signal numérique en 5 bande de base d'entrée à émettre comprenant une composante en phase, I, et une composante en quadrature, Q ; une première sortie 2b apte à délivrer un signal numérique en bande de base de sortie linéarisé à destination de l'amplificateur de puissance RF de classe G 3 ; une seconde 10 entrée 2c apte à recevoir un signal numérique en bande de base provenant de la sortie 3a de l'amplificateur de puissance RF 3 ; et une seconde sortie 2d apte à délivrer un signal numérique de sélection de tension d'alimentation à destination du convertisseur continu-continu 4 relié à 15 l'entrée d'alimentation 3b de l'amplificateur de puissance RF de classe G 3. Le convertisseur continu-continu 4 permet de fournir à l'amplificateur de puissance RF de classe G 3 l'une d'une pluralité de tensions d'alimentation discrètes 20 en fonction du signal de sélection de tension d'alimentation issu de la seconde sortie 2d du système de linéarisation 2. La sortie 3a de l'amplificateur de puissance RF 3 est en outre reliée à une antenne d'émission 5. 25 Le système pour la technique de suivi d'enveloppe 1 comprend en outre un convertisseur numérique-analogique 6 et un mélangeur élévateur de fréquence 7 disposés en série entre la première sortie 2b du système de linéarisation 2 et l'entrée RF 3c de l'amplificateur de puissance RF 3. 30 Ainsi, le signal numérique en bande de base de sortie linéarisé issu de la première sortie 2b du système de linéarisation 2 est converti en une grandeur analogique par le convertisseur numérique-analogique 6 sur les voies I 27 et Q, puis transposé autour de la fréquence porteuse radiofréquence par le mélangeur élévateur de fréquence 7, le signal généré étant enfin injecté à l'entrée 3c de l'amplificateur de puissance RF 3. 5 Le système pour la technique de suivi d'enveloppe 1 comprend en outre un mélangeur abaisseur de fréquence 8 et un convertisseur analogique-numérique 9 disposés en série entre la sortie 3a de l'amplificateur de puissance RF 3 et la seconde entrée 2c du système de linéarisation 2. 10 Ainsi, une partie du signal en sortie 3a de l'amplificateur de puissance RF 3 est prélevée puis transposée en bande de base par le mélangeur abaisseur de fréquence 8, avant d'être convertie en une grandeur numérique à l'aide du convertisseur analogique-numérique 9. 15 Le système pour la technique de suivi d'enveloppe 1 comprend en outre un oscillateur local 10 relié au mélangeur élévateur de fréquence 7 et au mélangeur abaisseur de fréquence 8. Le système de linéarisation 2 comprend un module 20 de sélection de tension d'alimentation d'amplificateur 11 dont l'entrée est reliée à la première entrée 2a du système de linéarisation 2 et dont la sortie est reliée à la seconde sortie 2d du système de linéarisation 2, ledit module de sélection de tension d'alimentation 25 d'amplificateur 11 étant configuré pour sélectionner une tension d'alimentation parmi au moins deux tensions d'alimentation continues en fonction de l'amplitude du signal d'entrée à émettre reçu au niveau de la première entrée 2a du système de linéarisation 2. 30 Le nombre maximal de tensions d'alimentation continues est, de préférence, égal à 16. Le système de linéarisation 2 comprend en outre un module de pré-distorsion numérique à une dimension 12 28 relié à la première entrée 2a du système de linéarisation 2 et configuré pour réaliser une pré-distorsion numérique des composantes I et Q du signal d'entrée à émettre reçu au niveau de la première entrée 2a du système de linéarisation 5 2. Le module de pré-distorsion numérique 12 utilisé pour la linéarisation s'appuie sur une pré-distorsion numérique en bande de base qui est une fonction non linéaire correspondant à la fonction de transfert inverse 10 de l'amplificateur de puissance 3 à linéariser. La mise en oeuvre du module de pré-distorsion numérique 12 nécessite des ressources numériques limitées et permet d'atteindre une très nette amélioration des performances en linéarité de l'amplificateur de puissance 3. 15 Le système de linéarisation 2 comprend en outre un filtre numérique à coefficients complexes 13 dont l'entrée est reliée à la sortie du module de pré-distorsion numérique 12 et dont la sortie est reliée à la première sortie 2b du système de linéarisation 2. 20 Le filtre numérique à coefficients complexes 13 permet d'annuler les distorsions générées dans la bande du signal modulé et dans les canaux adjacents. Il permet par ailleurs d'annuler le bruit spectral généré par les distorsions lors de chaque changement de niveau 25 d'alimentation de l'amplificateur de puissance RF de classe G 3. L'annulation du bruit spectral est réalisée sur toute la bande passante instantanée de génération du signal RF. La réponse fréquentielle du filtre numérique à coefficients complexes 13 est, de préférence, dissymétrique 30 entre les fréquences positives et négatives. Ainsi, en sortie du module de pré-distorsion numérique 12, l'insertion dans la chaîne de traitement des données en phase et en quadrature (I et Q) en bande de base 29 du filtre numérique 13 a pour rôle de distordre le spectre du signal de linéarisation issu du module de pré-distorsion numérique 12 afin d'annuler les distorsions spectrales résiduelles, le filtre numérique 13 étant un filtre 5 numérique à coefficients complexes, c'est-à-dire dont les coefficients présentent à la fois une partie réelle et une partie imaginaire. Le système de linéarisation 2 comprend en outre un module d'alignement 14 relié à la seconde entrée 2c du 10 système de linéarisation 2, ledit module d'alignement 14 étant configuré pour aligner en amplitude et en phase le signal numérique en bande de base provenant de la sortie 3a de l'amplificateur de puissance RF 3 avec les autres signaux numériques en bande de base du système de 15 linéarisation 2. Le système de linéarisation 2 comprend en outre un module d'extraction de coefficients de pré-distorsion 15 configuré pour extraire des coefficients de pré-distorsion 15a utilisés par le module de pré-distorsion numérique 12. 20 Les coefficients de pré-distorsion 15a sont extraits par le module d'extraction de coefficients de pré-distorsion 15 en fonction de la sortie du module d'alignement 14 (c'est-à-dire de la sortie 3a de l'amplificateur de puissance 3), de la sortie du module de 25 pré-distorsion numérique 12 et de la sortie du module de sélection de tension d'alimentation d'amplificateur 11 (c'est-à-dire de la tension d'alimentation sélectionnée). Il est à noter que les coefficients de pré-distorsion 15a pourraient également être extraits en 30 fonction de la sortie du filtre numérique à coefficients complexes 13 au lieu de la sortie du module de pré-distorsion numérique 12, sans s'écarter du cadre de la 30 présente invention, un commutateur 17 ayant été représenté à la Figure 1 afin d'illustrer ces deux alternatives. Pour chacune des tensions d'alimentation appliquées à l'amplificateur de puissance 3, des 5 coefficients de pré-distorsion 15a sont extraits de manière indépendante, les coefficients de pré-distorsion 15a extraits étant affinés au fil d'extractions successives. Le système de linéarisation 2 comprend en outre un module d'extraction de coefficients de filtre 16 10 configuré pour extraire des coefficients de filtre 16a utilisés par le filtre numérique à coefficients complexes 13. Les coefficients de filtre 16a sont extraits par le module d'extraction de coefficients de filtre 16 en 15 fonction des composantes I et Q du signal à émettre issu de la première entrée 2a du système de linéarisation 2, de la sortie du module d'alignement 14 (c'est-à-dire de la sortie 3a de l'amplificateur de puissance 3), de la sortie du filtre numérique à coefficients complexes 13 et de la 20 sortie du module de pré-distorsion numérique 12. L'extraction des coefficients de filtre 16a est ainsi réalisée à partir de la mesure du signal de sortie de l'amplificateur de puissance 3 lorsque le module de pré-distorsion numérique 12 est préalablement appliqué. 25 L'optimisation des coefficients de filtre 16a s'effectue de manière itérative, c'est-à-dire que les valeurs des coefficients de filtre 16a sont affinées au fil des déterminations successives. Si l'on se réfère à la Figure 2, on peut voir 30 qu'il y est représenté un système pour la technique de suivi d'enveloppe 1' comprenant un système de linéarisation en bande de base 2' selon une seconde variante de l'invention. 31 Les éléments communs entre la première variante de l'invention sur la Figure 1 et cette seconde variante de l'invention portent le même chiffre de référence, et ne seront pas décrits plus en détail ici lorsqu'ils sont de 5 structures identiques. Le système pour la technique de suivi d'enveloppe 1' selon la seconde variante est identique au système pour la technique de suivi d'enveloppe 1 selon la première variante à l'exception du fait que, dans la seconde 10 variante, le module de pré-distorsion numérique 12' du système de linéarisation 2' est configuré pour réaliser une pré-distorsion numérique à deux dimensions. Le module de pré-distorsion numérique à deux dimensions 12' comprend deux entrées respectivement reliées 15 à la première entrée 2a du système de linéarisation 2' et la sortie du module de sélection de tension d'alimentation d'amplificateur 11. Le module de pré-distorsion numérique 12' est ainsi configuré pour réaliser une pré-distorsion numérique 20 en fonction de l'amplitude des composantes I et Q du signal à émettre et de la tension d'alimentation sélectionnée par le module de sélection de tension d'alimentation d'amplificateur 11. Si l'on se réfère à la Figure 3, on peut voir 25 qu'il y est représenté le module de pré-distorsion numérique 12 du système de linéarisation 2 selon la première variante de l'invention. Selon la première variante de l'invention, le module de pré-distorsion numérique 12 est configuré pour 30 réaliser une pré-distorsion numérique à une dimension en fonction de l'amplitude des composantes I et Q du signal à émettre. 32 Dans le cas du module de pré-distorsion numérique à une dimension 12, le facteur de pré-distorsion appliquer est uniquement dépendant du module du signal complexe numérique en bande de base. 5 Le module de pré-distorsion numérique à une dimension 12 comprend deux entrées IIN et QIN, recevant respectivement les composantes I et Q du signal à émettre, et deux sorties 'Our et Quu. Le module de pré-distorsion numérique à une 10 dimension 12 comprend une unité de calcul de module 12a configurée pour calculer le module 12c du signal à émettre à partir des données reçues sur les entrées IIN et QIN. Le module de pré-distorsion numérique à une dimension 12 comprend en outre une unité de pré-distorsion 15 numérique à une dimension (1D) 12b configurée pour réaliser une pré-distorsion numérique sur les données reçues sur les entrées IIN et QIN en fonction du module 12c calculé par l'unité de calcul de module 12a, les composantes I et Q linéarisées du signal à émettre étant délivrées sur les 20 sorties Imyr et Quu. Si l'on se réfère à la Figure 4, on peut voir qu'il y est représenté le module de pré-distorsion numérique 12' du système de linéarisation 2' selon la seconde variante de l'invention. 25 Selon la seconde variante de l'invention, le module de pré-distorsion numérique 12' est configuré pour réaliser une pré-distorsion numérique à deux dimensions en fonction de l'amplitude des composantes I et Q du signal à émettre et en fonction de la tension d'alimentation 30 appliquée à l'amplificateur de puissance RF de classe G 3. Le module de pré-distorsion numérique à deux dimensions 12' comprend deux entrées IIN et QIN, recevant respectivement les composantes I et Q du signal à émettre, 33 une entrée supplémentaire 12d', recevant le signal de sélection de tension d'alimentation délivré par le module de sélection de tension d'alimentation d'amplificateur 11, et deux sorties 'Our et QOUT. 5 Le module de pré-distorsion numérique à deux dimensions 12' comprend une unité de calcul de module 12a' configurée pour calculer le module 12c' du signal à émettre à partir des données reçues sur les entrées I1N et QIN. Le module de pré-distorsion numérique à deux 10 dimensions 12' comprend en outre une unité de pré-distorsion numérique à deux dimensions (2D) 12b' configurée pour réaliser une pré-distorsion numérique sur les données reçues sur les entrées I1N et QIN en fonction du module 12c' calculé par l'unité de calcul de module 12a' et en fonction 15 du signal de sélection de tension d'alimentation reçu sur l'entrée supplémentaire 12d', les composantes I et Q linéarisées du signal à émettre étant délivrées sur les sorties 'Our et Quu. Si l'on se réfère à la Figure 5, on peut voir 20 qu'il y est représenté le module de pré-distorsion numérique 1D 12 du système de linéarisation 2 selon la première variante de l'invention. La réalisation du module de pré-distorsion numérique 1D 12 à base d'une table de correspondance est 25 décrite à la Figure 5 dans le cas d'une pré-distorsion numérique de type polynomiale sans mémoire. Dans le cas d'une réalisation du module de pré-distorsion numérique 1D 12 par une table de correspondance, les coefficients de pré-distorsion sont stockés dans une 30 mémoire 18 et indexés en fonction du module de signal émettre calculé par l'unité de calcul de module 12a, un multiplieur complexe 19 permettant d'appliquer les 34 coefficients de pré-distorsion sélectionnés aux composantes I et Q du signal à émettre. Le module de pré-distorsion numérique 1D 12 pourrait également s'appuyer sur une pré-distorsion 5 numérique en bande de base à partir de fonctions mathématiques non-linéaires par exemple de type polynomiale à mémoire ou série de Volterra, sans s'écarter du cadre de la présente invention. Si l'on se réfère à la Figure 6, on peut voir 10 qu'il y est représenté le module de pré-distorsion numérique 2D 12' du système de linéarisation 2' selon la seconde variante de l'invention. La réalisation du module de pré-distorsion numérique 2D 12' à base de tables de correspondance est 15 décrite à la Figure 6 dans le cas d'une pré-distorsion numérique de type polynomiale sans mémoire pour un amplificateur de puissance de classe G 3 pouvant prendre trois niveaux de tension d'alimentation. Dans le cas d'une réalisation du module de pré-20 distorsion numérique 2D 12' par des tables de correspondance, les coefficients de pré-distorsion sont stockés dans plusieurs mémoires 18', chaque mémoire 18' correspondant à une tension d'alimentation de l'amplificateur de puissance de classe G 3. 25 Dans chaque mémoire 18', les coefficients de pré- distorsion sont indexés en fonction du module de signal à émettre calculé par l'unité de calcul de module 12a', un multiplieur complexe 19' permettant d'appliquer les coefficients de pré-distorsion sélectionnés aux composantes 30 I et Q du signal à émettre. Le module de pré-distorsion numérique 2D 12' pourrait également s'appuyer sur une pré-distorsion numérique en bande de base à partir de fonctions mathématiques non-linéaires par exemple de type polynomiale à mémoire ou série de Volterra, sans s'écarter du cadre de la présente invention. Si l'on se réfère à la Figure 7, on peut voir 5 qu'il y est représenté le module d'extraction de coefficients de pré-distorsion 15 du système de linéarisation 2 selon la présente invention. Le module d'extraction de coefficients de pré-distorsion 15 comprend une sortie 15a délivrant les 10 coefficients de pré-distorsion au module de pré-distorsion numérique 12, une première entrée 15b recevant l'une parmi la sortie du module de pré-distorsion numérique 12 et la sortie du filtre numérique 13 en fonction de la position du commutateur 17, une seconde entrée 15C recevant la sortie 15 du module d'alignement 14 (correspondant à la sortie 3a de l'amplificateur de puissance 3), et une troisième entrée 15d recevant la sortie du module de sélection de tension d'alimentation d'amplificateur 11. Le module d'extraction de coefficients de pré- 20 distorsion 15 comprend des première et seconde unités de retard temporel 20a, 20b, une unité de séparation de données 21 et une unité d'extraction de coefficients de pré-distorsion 22. La première unité de retard temporel 20a est 25 configurée pour compenser le temps de propagation et de traitement du signal issu de l'un parmi le filtre numérique à coefficients complexes 13 et le module de pré-distorsion numérique 12. La seconde unité de retard temporel 20b est 30 configurée pour compenser le temps de propagation et de traitement du signal issu de la sortie du module de sélection de tension d'alimentation d'amplificateur 11. 36 L'unité de séparation de données 21 est configurée pour séparer et stocker dans une mémoire les données concernant le signal numérique en bande de base provenant de la sortie du module d'alignement 14 5 (correspondant à la sortie 3a de l'amplificateur de puissance 3) et le signal retardé issu de l'un parmi le filtre numérique à coefficients complexes 13 et le module de pré-distorsion numérique 12 en fonction du signal retardé de sélection de tension d'alimentation délivré par 10 le module de sélection de tension d'alimentation d'amplificateur 11. Dans le cas de l'amplification de classe G, le nombre de tensions d'alimentation possibles étant très faible, cette tâche est sans complexité et nécessite peu de ressources numériques. 15 L'unité d'extraction de coefficients de pré- distorsion 22 est configurée pour extraire, pour chaque tension d'alimentation possible de l'amplificateur de puissance 3, les coefficients de pré-distorsion associés à partir des données stockées en mémoire par l'unité de 20 séparation de données 21. Les coefficients de pré-distorsion extraits, pour chaque tension d'alimentation discrète, sont ensuite chargés différemment dans le module de pré-distorsion numérique 12, 12' suivant qu'il s'agit d'une pré-distorsion numérique à une ou deux dimensions. 25 Dans le cas du module de pré-distorsion numérique 12, 12' mis en oeuvre à l'aide de tables de correspondance, les coefficients de pré-distorsion sont stockés dans une seule zone mémoire 18 si le module de pré-distorsion numérique 12 est à une dimension ou bien dans autant de zones mémoires 30 18' que de tensions d'alimentation utilisées si le module de pré-distorsion numérique 12' est à deux dimensions. Le processus d'extraction des coefficients de pré-distorsion s'effectue à intervalles de temps 37 prédéterminés afin d'affiner au cours du temps les coefficients de pré-distorsion et ainsi d'obtenir des performances accrues en linéarité de l'amplificateur de puissance de classe G 3. Le processus d'extraction continu 5 des coefficients de pré-distorsion permet également de tenir compte des variations des conditions de fonctionnement de l'amplificateur de puissance 3 telles qu'une désadaptation d'antenne ou des variations de température. 10 Si l'on se réfère à la Figure 8, on peut voir qu'il y est représenté le module d'extraction de coefficients de filtre 16 du système de linéarisation 2 selon la présente invention. Le module d'extraction de coefficients de filtre 15 16 comprend une sortie 16a délivrant les coefficients de filtre au filtre numérique à coefficients complexes 13, une première entrée 16b recevant les composantes I et Q du signal d'entrée à émettre, une seconde entrée 16c recevant la sortie du module de pré-distorsion 12, une troisième 20 entrée 16d recevant la sortie du filtre numérique coefficients complexes 13 et une quatrième entrée 16e recevant la sortie du module d'alignement 14 (correspondant à la sortie 3a de l'amplificateur de puissance 3). Le module d'extraction de coefficients de filtre 25 16 comprend trois unités de retard temporel 23a, 23b, 23c, une unité de calcul de gain 24, une unité de calcul de signal attendu de sortie de filtre 25, deux unités de transformée de Fourrier rapide (FFT) 26a, 26b, une unité de calcul de réponse fréquentielle de filtre 27 et une unité 30 d'extraction de coefficients de filtre 28. Les trois unités de retard temporel 23a, 23b, 23c sont respectivement configurées pour compenser les temps de propagation et de traitement des composantes I et Q du 38 signal à émettre, de la sortie du module de pré-distorsion numérique 12 et de la sortie du filtre numérique coefficients complexes 13. L'unité de calcul de gain 24 est configurée pour 5 calculer le gain complexe de l'amplificateur de puissance 3 à partir de la sortie retardée du filtre numérique à coefficients complexes 13 et du signal numérique en bande de base provenant de la sortie du module d'alignement 14 (correspondant à la sortie 3a de l'amplificateur de 10 puissance 3). L'unité de calcul de signal attendu de sortie de filtre 25 est configurée pour calculer le signal à générer par le filtre numérique 13 à partir du gain complexe calculé par l'unité de calcul de gain 24 et des composantes 15 I et Q retardées du signal à émettre. Les deux unités FFT 26a, 26b sont respectivement configurées pour calculer les transformées de Fourrier rapides de la sortie retardée du module de pré-distorsion numérique 12 et du signal à générer par le filtre numérique 20 13 calculé par l'unité de calcul de signal attendu de sortie de filtre 25. L'unité de calcul de réponse fréquentielle de filtre 27 est configurée pour calculer la réponse fréquentielle du filtre numérique 13 à générer à partir des 25 deux transformées de Fourrier rapides calculées par les deux unités FFT 26a, 26b. L'unité d'extraction de coefficients de filtre 28 est configurée pour extraire les coefficients complexes du filtre numérique 13 à synthétiser en fonction de la réponse 30 fréquentielle calculée par l'unité de calcul de réponse fréquentielle de filtre 27. Il est à noter que le module de pré-distorsion numérique 12 doit obligatoirement avoir préalablement été 39 appliqué avant de procéder à l'extraction des coefficients du filtre numérique complexe 13. Initialement, au démarrage du processus d'identification, aucun filtrage n'est appliqué en sortie 5 du module de pré-distorsion numérique 12. Si aucun filtrage n'est appliqué, le filtre numérique complexe 13 prend alors un gain unitaire au démarrage du processus d'identification. L'unité de calcul de gain 24 permet de calculer 10 le gain complexe de l'amplificateur de puissance 3 à chaque instant d'échantillonnage selon l'équation : AmpUfier OUT (n) Gain (n) = FLT OUT (n) où n est l'indice de l'échantillon, Amplifier OUT est le signal de sortie de l'amplificateur de puissance 3 et FLT 15 OUT est le signal de sortie du filtre numérique coefficients complexes 13. Dans l'unité de calcul de sortie de filtre 25, le nouveau signal de linéarisation à générer est calculé pour chaque instant d'échantillonnage afin d'annuler les 20 distorsions spectrales résiduelles selon l'équation : New FLT OUT (n) = Gain (n) où n est l'indice de l'échantillon, Original Waveform est le signal d'origine à émettre et New FLT OUT est la 25 nouvelle sortie du filtre numérique à coefficients complexes 13 à générer. Dans les unités FFT 26a, 26b, les transformées de Fourrier du nouveau signal de linéarisation à générer calculé précédemment et du signal issu du module de pré- 30 distorsion numérique 12 sont calculées sur un nombre d'échantillons prédéfinis selon les équations : Original Wareform (n) New FLT OUT'tr,'(f) = TFD[Arew FLT OUT (n)] DFD = TFD[DPD OUT (n)] où TFD désigne la fonction de transformée de Fourrier discrète d'un signal échantillonné, cette fonction étant 5 mise en oeuvre à l'aide d'un algorithme de transformée de Fourrier rapide (FFT), f désigne l'indice de l'échantillon après transformée de Fourrier, DPD OUT est la sortie du module de pré-distorsion numérique 12, New FLT OUT , FLT _ _ _ spec,_rum est la transformée de Fourrier de la nouvelle sortie de 10 filtre 13 à générer et DPD OUT - spectrum est la transformée de Fourrier de la sortie du module de pré-distorsion numérique 12. La réponse fréquentielle H du filtre numérique 13 à générer est ensuite estimée dans l'unité de calcul de 15 réponse fréquentielle de filtre 27 selon l'équation : Now FLT OUT,',(0 H(f) DPD 0 U 1T,p ' où f est l'indice de l'échantillon après transformée de Fourrier, cet indice correspondant à un indice de fréquence. 20 Enfin, l'unité d'extraction de coefficients de filtre 28 permet de calculer les coefficients complexes du filtre numérique 13 à synthétiser. Le calcul des coefficients de filtre est réalisé de manière itérative à intervalles de temps prédéterminés, 25 les coefficients de filtre étant affinés au fil des itérations successives. Le module d'extraction de coefficients de filtre 16 a en effet besoin de plusieurs itérations pour extraire les coefficients du filtre. Les coefficients du filtre numérique 13 sont mis 30 à jour au fil des itérations jusqu'à atteindre des performances en linéarité en accord avec les normes des 41 signaux à émettre. Cette méthode permet d'affiner au cours du temps les coefficients du filtre numérique complexe 13 et ainsi d'obtenir des performances accrues en linéarité de l'amplificateur de puissance RF de classe G 3, mais 5 également de tenir compte des variations des conditions de fonctionnement de l'amplificateur de puissance 3 telles qu'une désadaptation d'antenne ou des variations de température. Si l'on se réfère à la Figure 9, on peut voir 10 qu'il y est représenté le filtre numérique à coefficients complexes 13 du système de linéarisation 2 selon un premier mode de réalisation de l'invention. La sortie y du filtre numérique à coefficients complexes 13 s'exprime de la manière suivante en fonction 15 du signal d'entrée x : N-1 y(n) - 1 C(k) x x(ri - k) k=4 où M est le nombre de coefficients du filtre numérique 13 et C(k) sont les coefficients complexes du filtre numérique 13. 20 L'implantation directe d'un tel filtre 13 dans un circuit numérique programmable est impossible car un filtre FIR possède nécessairement des coefficients qui sont des nombres réels. L'implantation du filtre numérique 13 dans un circuit numérique est réalisée en mettant en oeuvre 25 différentes architectures équivalentes à un filtre FIR coefficients complexes. Selon le premier mode de réalisation, le filtre numérique à coefficients complexes 13 comprend deux premiers filtres à réponse impulsionnelle finie (FIR) A 30 29a, 29b identiques dont les coefficients correspondent la partie réelle des coefficients complexes du filtre numérique à coefficients complexes 13, deux seconds filtres 42 FIR B 30a, 30b identiques dont les coefficients correspondent à la partie imaginaire des coefficients complexes du filtre numérique à coefficients complexes 13, un soustracteur 31 et un additionneur 32. 5 Le filtre numérique à coefficients complexes 13 comprend deux entrées 'IN et QINr recevant respectivement les composantes I et Q du signal provenant de la sortie du module de pré-distorsion numérique 12, et deux sorties Icn, et Qour, délivrant respectivement les composantes I et Q 10 après filtrage. Le premier filtre FIR A 29a reçoit en entrée la composante I du signal de sortie du module de pré-distorsion numérique 12. Le second filtre FIR B 30a reçoit en entrée la 15 composante Q du signal de sortie du module de pré-distorsion numérique 12. Le premier filtre FIR A 29a et le second filtre FIR B 30a sont reliés en sortie au soustracteur 31 de manière à créer la composante I du signal de sortie 'Our du 20 filtre numérique à coefficients complexes 13. Le premier filtre FIR A 29b reçoit en entrée la composante Q du signal de sortie du module de pré-distorsion numérique 12. Le second filtre FIR B 30b reçoit en entrée la 25 composante I du signal de sortie du module de pré-distorsion numérique 12. Le premier filtre FIR A 29b et le second filtre FIR B 30b sont reliés en sortie à l'additionneur 32 de manière à créer la composante Q du signal de sortie QouT du 30 filtre numérique à coefficients complexes 13. Ainsi, les premiers filtres FIR A 29a, 29b reçoivent comme coefficients la partie réelle des coefficients C(k) du filtre numérique complexe 13 43 synthétisé notée Ci(k) et les seconds filtres FIR B reçoivent comme coefficients la partie imaginaire des coefficients C(k) du filtre numérique complexe 13 synthétisé notée CQ(k). 5 L'(c) = C i(k) + j X C Q(k) où j est l'opérateur complexe. Le signal de sortie en phase noté _TOUT du filtre numérique 13 s'exprime de la manière suivante en fonction des données d'entrée en phase _TIN et en quadrature QIN m-i m-i J0 (n) = Cj(k) x /iN(ro_ - k) - CQ (k) x Qu(ra - k) 10 k=4 k=0 Le signal de sortie en quadrature noté QouT du filtre numérique 13 s'exprime de la manière suivante en fonction des données d'entrée en phase IIN et en quadrature QIN ,q4-1 Jger-1 Qour(n) = Cl(k) x IQH,r(ri k) CQ(k) X IIN(71 k) 15 k=4 k=4 Dans chaque cas, M est le nombre de coefficients du filtre numérique 13, CI(k) et CQ(k) étant les coefficients respectifs des premiers filtres FIR A et des seconds filtres FIR B. 20 Si l'on se réfère à la Figure 10, on peut voir qu'il y est représenté le filtre numérique à coefficients complexes 13 du système de linéarisation 2 selon un second mode de réalisation de l'invention. Selon le second mode de réalisation, le filtre 25 numérique à coefficients complexes 13 comprend un premier filtre FIR A 33 dont les coefficients correspondent à la somme des parties réelle et imaginaire des coefficients du filtre numérique à coefficients complexes 13, un second filtre FIR B 34 dont les coefficients correspondent à la 44 partie imaginaire des coefficients du filtre numérique à coefficients complexes 13, un troisième filtre FIR C 35 dont les coefficients correspondent à la différence entre la partie réelle et la partie imaginaire des coefficients 5 du filtre numérique à coefficients complexes 13, deux additionneurs 36, 38 et un soustracteur 37. Ainsi, le premier filtre FIR A 33 reçoit comme coefficients, notés CFilter-A (k) r la somme de la partie réelle et imaginaire des coefficients C(k) du filtre 10 numérique 13 : C A(k) = C 1(k) + C Q(k) - Le second filtre FIR B 34 reçoit comme coefficients, notés CFilterB(k), la partie imaginaire des coefficients C(k) du filtre numérique 13 : CFat.'-B(k) = CQ 15 Le troisième filtre FIR C 35 reçoit comme coefficients, notés CFnter c(k), la différence entre la partie réelle et imaginaire des coefficients C(k) du filtre numérique 13 : CFat.'- c(k) = Cé(k) - CQ(k) 20 Le filtre numérique à coefficients complexes 13 comprend deux entrées IIN et QINr recevant respectivement les composantes I et Q du signal provenant de la sortie du module de pré-distorsion numérique 12, et deux sorties Icn, 25 et Qour, délivrant respectivement les composantes I et Q après filtrage. Le premier filtre FIR A 33 reçoit en entrée la composante I du signal de sortie du module de pré-distorsion numérique 12. 30 Le troisième filtre FIR C 35 reçoit en entrée la composante Q du signal de sortie du module de pré-distorsion numérique 12. Le second filtre FIR B 34 reçoit en entrée la somme des composantes I et Q du signal de sortie du module de pré-distorsion numérique 12 par l'intermédiaire de l'additionneur 36. 5 Les sorties du premier filtre FIR A 33 et du second filtre FIR B 34 sont reliées au soustracteur 37 de manière à créer la composante I du signal de sortie 'Our du filtre numérique à coefficients complexes 13. Les sorties du second filtre FIR B 34 et du 10 troisième filtre FIR C 35 sont reliées à l'additionneur 38 de manière à créer la composante Q du signal de sortie Qour du filtre numérique à coefficients complexes 13. Il est noter que d'autres structures alternatives utilisant au moins trois filtres FIR 15 pourraient également être utilisées pour réaliser le filtre numérique à coefficients complexes 13, sans s'écarter du cadre de la présente invention. Les Figures 11 à 14 représentent des résultats de mesure à titre d'exemple d'une mise en oeuvre du système de 20 linéarisation 2 selon la présente invention. L'amplificateur de puissance RF de classe G 3 peut présenter des variations importantes du gain en puissance et du déphasage de l'amplificateur 3 entre les différentes tensions d'alimentation discrètes fournies par 25 le convertisseur continu-continu 4. Ces variations de gain et de phase conduisent alors à des distorsions importantes du signal à émettre. La réponse de l'amplificateur de puissance RF de classe G 3 présente des caractéristiques de gain et de 30 phase différentes entre chacune des tensions d'alimentation discrètes. Le module de pré-distorsion numérique 12 a pour rôle de corriger le gain et la phase propres à chaque 46 tension d'alimentation discrète vis-à-vis de valeurs cibles de gain et de phase identiques pour toutes les tensions d'alimentation discrètes. Si l'on se réfère à la Figure 11, on peut voir 5 qu'il y est représenté un graphique à titre d'exemple représentant le module du gain de la pré-distorsion Gain DPD (en dB), à générer pour linéariser l'amplificateur de puissance RF de classe G 3, en fonction de la puissance d'entrée Pin (en dBm). 10 La Figure 11 illustre, dans le cas du module de pré-distorsion numérique à une dimension 12, le processus réalisé par le module d'extraction de coefficients de pré-distorsion 15. Pour chacune des quatre tensions d'alimentation 15 discrètes pouvant être fournies par le convertisseur continu-continu 4, le nuage de points noirs représente les données mesurées en entrée de l'unité de séparation de données 21 du module d'extraction de coefficients de pré-distorsion 15, et la courbe de points blancs représente la 20 réponse du module de pré-distorsion numérique 12 utilisant les coefficients de pré-distorsion qui ont été extraits séparément pour chaque tension d'alimentation discrète. La réponse de l'amplificateur de puissance RF de classe G 3 couplé au module de pré-distorsion numérique à 25 une dimension 12 est ensuite mesurée afin de procéder à l'extraction des coefficients du filtre numérique coefficients complexes 13 par le module d'extraction de coefficients de filtre 16. Le signal modulé à émettre possède, dans le cas 30 de l'exemple représenté aux Figures 11 à 14, une bande passante de 1,3 MHz, la bande passante de génération et d'acquisition s'étendant sur une plage de fréquences de 40 MHz. 47 La réponse fréquentielle du filtre numérique à coefficients complexes 13 à extraire est ensuite déterminée par l'unité de calcul de réponse fréquentielle 27 au sein du module d'extraction de coefficients de filtre 16. 5 Si l'on se réfère aux Figures 12 et 13, on peut voir qu'il y est représenté des graphiques à titre d'exemple représentant respectivement le module du gain (en dB) du filtre numérique à coefficients complexes 13 à synthétiser et la phase (en degré) du gain du filtre 10 numérique à coefficients complexes 13 à synthétiser, en fonction de la fréquence (en MHz). Dans les Figures 12 et 13, les courbes en trait pointillé représentent les données issues de l'unité de calcul de réponse fréquentielle 27. 15 Les Figures 12 et 13 illustrent la fonction de transfert en module et en phase du filtre à coefficients complexes 13 à synthétiser pour linéariser l'amplificateur de puissance RF de classe G 3. Les coefficients du filtre 13 sont extraits par 20 l'unité d'extraction de coefficients de filtre 28 et implantés dans le filtre numérique à coefficients complexes 13. Les courbes en trait plein sur les Figures 12 et 13 représentent la réponse fréquentielle du filtre 25 numérique à coefficients complexes 13 synthétisée en utilisant, dans le cadre de cet exemple, soixante-quatre coefficients complexes. La mise en oeuvre du procédé de linéarisation permet d'extraire les paramètres du module de pré- 30 distorsion numérique 12 et du filtre numérique coefficients complexes 13. Le système de linéarisation en bande de base 2 selon l'invention pour un amplificateur de puissance RF 3 fonctionnant en classe G permet ainsi de 48 supprimer les distorsions induites par ce mode de fonctionnement de l'amplificateur 3. Si l'on se réfère à la Figure 14, on peut voir qu'il y est représenté un graphique à titre d'exemple 5 représentant les spectres de sortie (Puissance en dBm) de l'amplificateur de puissance RF de classe G 3 avec et sans le système de linéarisation 2 de la présente invention, en fonction de la fréquence (en MHz). La courbe en trait plein gras représente le 10 spectre mesuré du signal à émettre. La courbe en trait pointillé représente le spectre en sortie de l'amplificateur de puissance RF de classe G 3 seul, c'est-à-dire sans le système de linéarisation 2 de l'invention. 15 La courbe en trait plein non gras représente le spectre en sortie de l'amplificateur de puissance RF de classe G 3 couplé au système de linéarisation 2 selon l'invention. On peut donc voir que le système de linéarisation 20 2 de l'invention a permis de linéariser l'amplificateur de puissance RF de classe G 3 en supprimant les distorsions induites par le mode de fonctionnement en classe G de l'amplificateur REVENDICATIONS1 - Système de linéarisation en bande de base (2 ; 2') pour un amplificateur de puissance radiofréquence, 5 RF, de classe G (3), ledit système de linéarisation (2 ; 2') comprenant : une première entrée (2a) apte à recevoir un signal numérique en bande de base d'entrée à émettre comprenant une composante en phase, I, et une 10 composante en quadrature, Q ; une première sortie (2b) apte à délivrer un signal numérique en bande de base de sortie linéarisé destination de l'amplificateur de puissance RF de classe G (3) ; 15 - une seconde entrée (2c) apte à recevoir un signal numérique en bande de base provenant de la sortie (3a) de l'amplificateur de puissance RF de classe G (3) ; et une seconde sortie (2d) apte à délivrer un signal numérique de sélection de tension d'alimentation 20 destination d'un convertisseur continu-continu (4) relié à l'amplificateur de puissance RF de classe G (3) ; ledit système de linéarisation (2 ; 2') comprenant en outre : 25 - un module de sélection de tension d'alimentation d'amplificateur (11) dont l'entrée est reliée à la première entrée (2a) du système de linéarisation (2 ; 2') et dont la sortie est reliée à la seconde sortie (2d) du système de linéarisation (2 ; 2'), ledit module 30 de sélection de tension d'alimentation d'amplificateur (11) étant configuré pour sélectionner une tension d'alimentation parmi au moins deux tensions d'alimentation continues du convertisseur continu- 50 continu en fonction de l'amplitude du signal d'entrée à émettre reçu ; - un module de pré-distorsion numérique (12 ; 12') relié à la première entrée (2a) du système de linéarisation (2 ; 2') et configuré pour réaliser une pré-distorsion numérique des composantes I et Q du signal d'entrée à émettre reçu ; et - un module d'extraction de coefficients de pré-distorsion (15) dont une entrée est reliée à la seconde entrée (2c) du système de linéarisation (2 ; 2') et configuré pour extraire des coefficients de pré-distorsion (15a) utilisés par le module de pré-distorsion numérique (12 ; 12') ; caractérisé par le fait que ledit système de linéarisation 15 (2 ; 2') comprend en outre : - un filtre numérique à coefficients complexes (13) dont l'entrée est reliée à la sortie du module de pré-distorsion numérique (12 ; 12') et dont la sortie est reliée à la première sortie (2b) du système de 20 linéarisation (2 ; 2') ; et - un module d'extraction de coefficients de filtre (16) dont une entrée est reliée à la seconde entrée (2c) du système de linéarisation (2 ; 2') et configuré pour extraire des coefficients de filtre (16a) utilisés par 25 le filtre numérique à coefficients complexes (13). 2 - Système de linéarisation (2) selon la revendication 1, caractérisé par le fait que le module de pré-distorsion numérique (12) est configuré pour réaliser une pré-distorsion numérique à une dimension en fonction de 30 l'amplitude des composantes I et Q du signal à émettre. 3 - Système de linéarisation (2') selon la revendication 1, caractérisé par le fait que le module de pré-distorsion numérique (12') est configuré pour réaliser 51 une pré-distorsion numérique à deux dimensions en fonction de l'amplitude des composantes I et Q du signal à émettre et de la tension d'alimentation sélectionnée par le module de sélection de tension d'alimentation d'amplificateur 5 (11). 4 - Système de linéarisation (2 ; 2') selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé par le fait que le module de pré-distorsion numérique (12 ; 12') est configuré pour réaliser une pré-distorsion numérique de type 10 polynomiale sans mémoire à l'aide d'au moins une table de correspondance stockée dans une mémoire (18 ; 18') ou d'une équation non-linéaire, ou pour réaliser une pré-distorsion numérique de type polynomiale à mémoire ou série de Volterra. 5 - Système de linéarisation (2 ; 2') selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé par le fait que le système de linéarisation (2 ; 2') comprend en outre un module d'alignement (14) disposé au niveau de la seconde entrée (2c) du système de linéarisation (2 ; 2'), ledit module d'alignement (14) étant configuré pour aligner en amplitude et en phase le signal numérique en bande de base provenant de la sortie (3a) de l'amplificateur de puissance RF de classe G (3) avec les autres signaux numériques en bande de base. 6 - Système de linéarisation (2 ; 2') selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé par le fait que le module d'extraction de coefficients de pré-distorsion (15) est configuré pour extraire les coefficients de pré-distorsion en fonction du signal numérique en bande de base provenant de la sortie (3a) de l'amplificateur de puissance RF de classe G (3), de l'une parmi la sortie du filtre numérique à coefficients complexes (13) et la sortie du module de pré-distorsion numérique (12 ; 12'), et de la 52 tension d'alimentation sélectionnée par le module de sélection de tension d'alimentation d'amplificateur (11). 7 - Système de linéarisation (2 ; 2') selon la revendication 6, caractérisé par le fait que le module 5 d'extraction de coefficients de pré-distorsion (15) comprend des première et seconde unités de retard temporel (20a, 20b), une unité de séparation de données (21) et une unité d'extraction de coefficients de pré-distorsion (22), la première unité de retard temporel (20a) étant 10 configurée pour compenser le temps de propagation et de traitement du signal issu de l'un parmi le filtre numérique à coefficients complexes (13) et le module de pré-distorsion numérique (12 ; 12'), la seconde unité de retard temporel (20b) étant 15 configurée pour compenser le temps de propagation et de traitement du signal issu de la sortie du module de sélection de tension d'alimentation d'amplificateur (11), l'unité de séparation de données (21) étant configurée pour séparer et stocker dans une mémoire les 20 données concernant le signal numérique en bande de base provenant de la sortie (3a) de l'amplificateur de puissance (3) et le signal retardé issu de l'un parmi le filtre numérique à coefficients complexes (13) et le module de pré-distorsion numérique (12 ; 12') en fonction du signal 25 retardé de sélection de tension d'alimentation, et l'unité d'extraction de coefficients de pré-distorsion (22) étant configurée pour extraire, pour chaque tension d'alimentation, les coefficients de pré-distorsion (15a) associés à partir des données stockées en mémoire par 30 l'unité de séparation de données (21). 8 - Système de linéarisation (2 ; 2') selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé par le fait que le module d'extraction de coefficients de filtre (16) est 53 configuré pour extraire les coefficients de filtre (16a) en fonction des composantes I et Q du signal à émettre, du signal numérique en bande de base provenant de la sortie (3a) de l'amplificateur de puissance RF de classe G (3), de 5 la sortie du filtre numérique à coefficients complexes (13), et de la sortie du module de pré-distorsion numérique (12 ; 12'). 9 - Système de linéarisation (2 ; 2') selon la revendication 8, caractérisé par le fait que le module 10 d'extraction de coefficients de filtre (16) comprend trois unités de retard temporel (23a, 23b, 23c), une unité de calcul de gain (24), une unité de calcul de signal attendu de sortie de filtre (25), deux unités de transformée de Fourrier rapide, FFT, (26a, 26b), une unité de calcul de 15 réponse fréquentielle de filtre (27) et une unité d'extraction de coefficients de filtre (28), les trois unités de retard temporel (23a, 23b, 23c) étant respectivement configurées pour compenser les temps de propagation et de traitement des composantes I et 20 Q du signal à émettre, de la sortie du filtre numérique à coefficients complexes (13) et de la sortie du module de pré-distorsion numérique (12 ; 12'), l'unité de calcul de gain (24) étant configurée pour calculer le gain complexe de l'amplificateur de 25 puissance (3) à partir de la sortie retardée du filtre numérique à coefficients complexes (13) et du signal numérique en bande de base provenant de la sortie (3a) de l'amplificateur de puissance (3), l'unité de calcul de signal attendu de sortie de 30 filtre (25) étant configurée pour calculer le signal générer par le filtre numérique (13) à partir du gain complexe calculé et des composantes I et Q retardées du signal à émettre, 54 les deux unités FFT (26a, 26b) étant respectivement configurées pour calculer les transformées de Fourrier de la sortie retardée du module de pré-distorsion numérique (12 ; 12') et du signal à générer par 5 le filtre numérique (13) calculé par l'unité de calcul de signal attendu de sortie de filtre (25), l'unité de calcul de réponse fréquentielle de filtre (27) étant configurée pour calculer la réponse fréquentielle du filtre numérique (13) à générer à partir 10 des deux transformées de Fourrier calculées par les unités FFT (26a, 26b), et l'unité d'extraction de coefficients de filtre (28) étant configurée pour extraire les coefficients complexes (16a) du filtre numérique (13) à synthétiser en 15 fonction de la réponse fréquentielle calculée par l'unité de calcul de réponse fréquentielle de filtre (27). 10 - Système de linéarisation (2 ; 2') selon l'une des revendications 1 à 9, caractérisé par le fait que le filtre numérique à coefficients complexes (13) est 20 réalisé à l'aide de plusieurs filtres réponse impulsionnelle finie, FIR, (29a, 29b, 30a, 30b ; 33, 34, 35). 11 - Système de linéarisation (2 ; 2') selon la revendication 10, caractérisé par le fait que le filtre 25 numérique à coefficients complexes (13) comprend deux premiers filtres FIR (29a, 29b) identiques dont les coefficients correspondent à la partie réelle des coefficients complexes du filtre numérique à coefficients complexes (13), deux seconds filtres FIR (30a, 30b) 30 identiques dont les coefficients correspondent à la partie imaginaire des coefficients complexes du filtre numérique à coefficients complexes (13), un additionneur (32) et un soustracteur (31), 55 l'un des premiers filtres FIR (29a), recevant en entrée la composante I du signal de sortie du module de pré-distorsion numérique (12 ; 12'), et l'un des seconds filtres FIR (30a), recevant en entrée la composante Q du 5 signal de sortie du module de pré-distorsion numérique (12 ; 12'), étant reliés en sortie au soustracteur (31) de manière à créer la composante I du signal de sortie du filtre numérique à coefficients complexes (13), l'autre des premiers filtres FIR (29b), recevant 10 en entrée la composante Q du signal de sortie du module de pré-distorsion numérique (12 ; 12'), et l'autre des seconds filtres FIR (30b), recevant en entrée la composante I du signal de sortie du module de pré-distorsion numérique (12 ; 12'), étant reliés en sortie à l'additionneur (32) de 15 manière à créer la composante Q du signal de sortie du filtre numérique à coefficients complexes (13). 12 - Système de linéarisation (2 ; 2') selon la revendication 10, caractérisé par le fait que le filtre numérique à coefficients complexes (13) comprend un premier 20 filtre FIR (33) dont les coefficients correspondent à la somme des parties réelle et imaginaire des coefficients du filtre numérique à coefficients complexes (13), un second filtre FIR (34) dont les coefficients correspondent à la partie imaginaire des coefficients du filtre numérique à 25 coefficients complexes (13), un troisième filtre FIR (35) dont les coefficients correspondent à la différence entre la partie réelle et la partie imaginaire des coefficients du filtre numérique à coefficients complexes (13), deux additionneurs (36, 38) et un soustracteur (37), 30 le premier filtre FIR (33) recevant en entrée la composante I du signal de sortie du module de pré-distorsion numérique (12 ; 12'), 56 le troisième filtre FIR (35) recevant en entrée la composante Q du signal de sortie du module de pré-distorsion numérique (12 ; 12'), le second filtre FIR (34) recevant en entrée la 5 somme des composantes I et Q du signal de sortie du module de pré-distorsion numérique (12 ; 12') par l'intermédiaire de l'un des additionneurs (36), les sorties des premier et second filtres FIR (33, 34) étant reliées au soustracteur (37) de manière à 10 créer la composante I du signal de sortie du filtre numérique à coefficients complexes (13), et les sorties des second et troisième filtres FIR (34, 35) étant reliées à l'autre des additionneurs (38) de manière à créer la composante Q du signal de sortie du 15 filtre numérique à coefficients complexes (13). 13 - Système pour la technique de suivi d'enveloppe (1 ; 1') comprenant un système de linéarisation en bande de base (2 ; 2') selon l'une des revendications 1 à 12, un amplificateur de puissance RF de classe G (3), un 20 convertisseur continu-continu (4) , un convertisseur analogique-numérique (9), un convertisseur numérique-analogique (6), un mélangeur élévateur de fréquence (7) et un mélangeur abaisseur de fréquence (8), le convertisseur continu-continu (4) étant 25 disposé entre la seconde sortie (2d) du système de linéarisation (2 ; 2') et l'entrée d'alimentation (3b) de l'amplificateur de puissance (3), le convertisseur numérique-analogique (6) et le mélangeur élévateur de fréquence (7) étant disposés en 30 série entre la première sortie (2b) du système de linéarisation (2 ; 2') et l'entrée RF (3c) de l'amplificateur de puissance (3), 57 le mélangeur abaisseur de fréquence (8) et le convertisseur analogique-numérique (9) étant disposés en série entre la sortie (3a) de l'amplificateur de puissance (3) et la seconde entrée (2c) du système de linéarisation 5 (2 ; 2'). 14 - Procédé d'extraction des coefficients du filtre numérique à coefficients complexes (13) d'un système de linéarisation (2 ; 2') selon la revendication 9 ou l'une des revendications 10 à 12 en dépendance de la 10 revendication 9, ledit procédé comprenant les étapes suivantes : - l'acquisition des signaux d'entrée du module d'extraction de coefficients de filtre (16) pendant une période de temps prédéfinie échantillonnée ; 15 - le calcul, à chaque instant d'échantillonnage, du gain complexe de l'amplificateur de puissance (3) à l'aide de l'unité de calcul de gain (24) ; - le calcul, à chaque instant d'échantillonnage, du signal à générer par le filtre numérique (13) à l'aide 20 de l'unité de calcul de signal attendu de sortie de filtre (25) ; - le calcul, sur un nombre d'échantillons prédéfini, des transformées de Fourrier de la sortie du module de pré-distorsion numérique (12 ; 12') et du signal à générer 25 par le filtre numérique (13) ; - le calcul de la fonction de transfert du filtre numérique (13) à synthétiser à l'aide de l'unité de calcul de réponse fréquentielle de filtre (27) ; - le calcul des coefficients du filtre numérique (13) 30 l'aide de l'unité d'extraction de coefficients de filtre (28) ; et - la mise à jour des coefficients dans le filtre numérique à coefficients complexes (13) ; 58 le calcul et la mise à jour des coefficients de filtre étant réalisés de manière itérative à intervalles de temps prédéterminés, les coefficients de filtre étant affinés au fil des itérations successives. 5