Brevet FR3083657A1 — publié le 20200110

Dispositif de transposition en fréquence et procédé de transposition en fréquence correspondant. 1 DOMAINE TECHNIQUE Le domaine de l'invention est celui des dispositifs de transposition en fréquence, aussi appelée conversion de fréquence, pour les signaux radiofréquence. L'invention se rapporte plus particulièrement à un tel dispositif de transposition en fréquence et à un procédé associé permettant une flexibilité accrue, par exemple en ce qui concerne le plan de fréquence, par rapport aux solutions connues. L'invention a de nombreuses applications, notamment mais non exclusivement dans les domaines impliquant une gestion dynamique des ressources fréquentielles utilisées pour la transmission radiofréquence de données, comme par exemple le domaine des communications par satellites, le domaine de la téléphonie mobile, etc. 2 ARRIERE-PLAN TECHNOLOGIQUE La charge utile d'un satellite destiné à la transmission de données haut ou très haut débit comporte classiquement plus de cent faisceaux sur la voie aller (i.e. sur la voie descendante du satellite vers les utilisateurs) ainsi que sur la voie retour (i.e. sur la voie montante depuis les utilisateurs vers le satellite), et un nombre beaucoup plus faible de faisceaux vers les stations de connexion (éventuellement un seul faisceau optique vers une seule station de connexion (ou « gateway » en anglais) optique). Classiquement, la charge utile d'un tel satellite comporte autant de dispositifs de réception radiofréquence que de faisceaux, ce qui pose un problème de masse, d'encombrement et de consommation. Par ailleurs, les faisceaux reçus des utilisateurs sont regroupés (par au moins 4, si possible 8 ou 16) pour être émis vers la ou les station(s) de connexion. Réciproquement, les faisceaux reçus de la ou des station(s) de connexion sont séparés afin de renvoyer chaque faisceau vers un utilisateur correspondant. Pour effectuer de telles opérations de multiplexage/démultiplexage des faisceaux, on utilise par exemple des filtres RF. Cependant, de tels dispositifs ne permettent d'adresser qu'un très faible nombre de faisceaux simultanément. Pour le multiplexage/démultiplexage d'un nombre plus important de faisceaux, il est nécessaire 2 de transposer les faisceaux en fréquence afin de les concaténer dans le domaine fréquentiel sur des bandes de fréquence adjacentes. Par exemple, pour adresser plus de cent faisceaux sur une voie on utilise plus de cinquante mélangeurs et autant d'oscillateurs locaux associés. 5 Une autre méthode de multiplexage/démultiplexage connue est basée sur l'utilisation d'un processeur numérique transparent (PNT). Un PNT réalise la conversion analogique/numérique des faisceaux ainsi que le filtrage, le multiplexage et le changement de fréquence des signaux numériques puis leur conversion numérique/analogique. 10 Une grande partie de la consommation et de l'encombrement du PNT vient du nombre d'entrées et de sorties à gérer. En pratique, on doit limiter ce nombre à 20 environ. Il reste donc des transpositions en fréquence à faire en technologie analogique avant le PNT. Plus particulièrement, des chaînes de transposition hyperfréquences sont nécessaires pour ramener le signal entrant vers des bandes intermédiaires (FI) avant 15 échantillonnage et numérisation. La réalisation de front-end RF basés sur des architectures connues (e.g. une architecture hétérodyne ou superhétérodyne) engendre l'utilisation de nombreux composants qui rendent complexes les charges utiles, et augmentent considérablement leur consommation et leur coût. Le même type de problématique se rencontre également dans d'autres 20 domaines. Par exemple, les standards supportés par les téléphones mobiles (e.g. GSM, LTE, 3G, 4G, WIFI, Bluetooth, ...) adressent de plus en plus de bandes de fréquences. Par ailleurs, les standards modernes permettent d'agréger plusieurs bandes de fréquences, adjacentes ou éloignées, afin de constituer une bande de fréquences totale plus importante de manière à permettre d'augmenter le débit fourni à l'utilisateur. Ces 25 bandes de fréquences sont déterminées à la demande et peuvent donc être quelconques parmi toutes les bandes accessibles par le téléphone. Dans le cas de chaines d'émission/réception basées sur l'usage de mélangeurs classiques, chaque bande RF à adresser nécessite l'usage d'un mélangeur dédié alimenté par un signal d'oscillateur local également dédié. Ces bandes sont en général ramenées 30 dans une bande de fréquences intermédiaire fixe afin de pouvoir être filtrées. Il faut 3 ensuite convertir en signaux numériques chaque signal transposé dans la bande de fréquences intermédiaire séparément. Chacun des mélangeurs doit avoir un filtre RF diffèrent pour éliminer les fréquences images. Une telle solution est donc complexe, couteuse à mettre en oeuvre, et ne permet pas d'être flexible lorsque de nouvelles 5 bandes de fréquences doivent être supportées. Il existe ainsi un besoin pour une solution de transposition en fréquence qui soit flexible en ce qui concerne le plan de fréquence d'entrée et de sortie, i.e. qui permette une agilité tant sur la fréquence porteuse du signal d'entrée que sur la fréquence porteuse du signal de sortie. 10 3 RESUME Dans un mode de réalisation de l'invention, il est proposé un dispositif de transposition en fréquence d'un signal d'entrée centré sur une fréquence porteuse f1 non nulle vers un signal de sortie centré sur une fréquence porteuse f2 non nulle différente de ft Un tel dispositif comprend : 15 un module de moyennage du signal d'entrée délivrant un jeu de N premiers signaux intermédiaires. Un premier signal intermédiaire d'indice i, i un entier de 1 à N, dans le jeu est fonction d'une i-ème moyenne glissante du signal d'entrée pris sur une ième première fenêtre temporelle de la forme [(i-1)/(N*f1) ; i/(N*f1)] périodisée à la fréquence ft Une constante de temps de la i-ème moyenne glissante est supérieure à 20 1/f1; et un module de reconstruction du signal de sortie par concaténation temporelle de N deuxièmes signaux intermédiaires fenêtrés sur des deuxièmes fenêtres temporelles successives. Un deuxième signal intermédiaire d'indice k, k un entier de 1 à N, résulte d'un fenêtrage du premier signal intermédiaire d'indice k sur une k-ème deuxième 25 fenêtre temporelle de la forme [(k-1)/(N*f2) ; k/(N*f2)1 périodisée à la fréquence f2. Ainsi, l'invention propose une solution nouvelle et inventive pour la transposition en fréquence d'un signal sur porteuse par la mise en oeuvre d'un double échantillonnage correspondant aux traitements du signal mis en oeuvre en relation avec les première et deuxième fenêtres temporelles. 4 Plus particulièrement, le premier échantillonnage est associé à un moyennage glissant appliqué au signal d'entrée. De la sorte, un effet de filtrage passe bande autour de la fréquence f1 est obtenu. Ainsi, les problématiques de gestion de plan de fréquence sont réduites de par l'atténuation des signaux non désirés en entrée du dispositif, i.e. 5 avant transposition en fréquence. Cet effet est obtenu sans utilisation de filtre réjecteur d'image en amont du dispositif et indépendamment du choix de la fréquence f2 du second échantillonnage. De la sorte, le dispositif selon l'invention permet de mettre en oeuvre une transposition de fréquence en sélectionnant les fréquences d'entrée f1 et de sortie f2 10 sur de larges plages (par exemple de manière dynamique dans le temps en fonction de l'évolution de l'environnement électromagnétique du signal d'entrée à la fréquence f1, ou en cas de changement de fréquence d'entrée et/ou de sortie du signal à transposer, etc.). De telles plages de valeurs sont ici limitées avant tout par les implémentations matérielles (adaptation d'impédance, rapidité des commutateurs d'échantillonnage, 15 etc.) plus que par des contraintes système liées au plan de fréquence. Ainsi, une gestion souple du plan de fréquence est possible. Dans un mode de réalisation, le module de moyennage comprend N premiers interrupteurs fenêtrant le signal d'entrée délivrant N signaux d'entrée fenêtrés correspondants sur lesquels sont appliquées les moyennes glissantes. Les N premiers 20 interrupteurs sont pilotés par N premiers signaux d'horloges correspondants à la fréquence ft Un premier signal d'horloge d'indice i active un premier interrupteur correspondant dans un état passant pendant la i-ème première fenêtre temporelle de la forme ((i-1)/(N*f1) ; i/(N*f1)] périodisée à la fréquence ft Dans un mode de réalisation, le module de moyennage comprend N filtres 25 passe-bas implémentant les moyennes glissantes, chacun des N filtres passe-bas ayant une constante de temps supérieure à 1/f1. Dans un mode de réalisation, les N filtres passe-bas sont du type « résistance série - capacité parallèle », les N premiers signaux intermédiaires étant des tensions aux bornes des N capacités correspondantes. 5 Dans un mode de réalisation, le module de reconstruction comprend N deuxièmes interrupteurs fenêtrant les N premiers signaux intermédiaires délivrant les N deuxièmes signaux intermédiaires. Les N deuxièmes interrupteurs sont pilotés par N deuxièmes signaux d'horloges correspondants à la fréquence f2. Un deuxième signal 5 d'horloge d'indice k active un deuxième interrupteur correspondant dans un état passant pendant la k-ème deuxième fenêtre temporelle de la forme [(k-1)/(N*f2) ; k/(N*f2)] périodisée à la fréquence f2. Dans un mode de réalisation, les ports des N deuxièmes interrupteurs délivrant les N deuxièmes signaux intermédiaires sont connectés entre eux pour former un port 10 de sortie du dispositif délivrant le signal de sortie. Dans un mode de réalisation, le dispositif de transposition en fréquence est implémenté sur une puce silicium en technologie CMOS (pour « Complementary Metal Oxide Semiconductor » en anglais) ou BiCMOS (pour « Bipolar-CMOS » en anglais) présentant une largeur de gravure inférieure ou égale à 130 nm. 15 Dans un mode de réalisation, la concaténation temporelle des N deuxièmes signaux intermédiaires se fait selon les indices k croissants ou décroissants. Ainsi, le spectre du signal d'entrée est soit simplement transposé en fréquence lorsque la concaténation en question se fait selon les indices k croissants, soit également retourné par rapport à la fréquence d'entrée f1 avant transposition en fréquence 20 lorsque la concaténation en question se fait selon les indices k décroissants. Dans ce dernier cas, le spectre du signal de sortie se rapproche de celui obtenu par une transposition en fréquence effectuée par un mélangeur classique (e.g. correspondant à une simple multiplication du signal à transposer par un seul signal d'oscillateur local) lorsque le signal d'oscillateur local est à la fréquence fol = fl + f2. La bande latérale du 25 signal de sortie obtenue autour de la fréquence f2, i.e. dans la partie positive du spectre, correspond dans ce cas à la bande latérale négative du signal d'entrée. Dans un autre mode de réalisation de l'invention, il est proposé un procédé de transposition en fréquence d'un signal d'entrée centré sur une fréquence porteuse f1 non nulle vers un signal de sortie centré sur une fréquence porteuse f2 non nulle 30 différente de ft Un tel procédé comprend les étapes de : 6 moyennage du signal d'entrée délivrant un jeu de N premiers signaux intermédiaires. Un premier signal intermédiaire d'indice i, i un entier de 1 à N, dans le jeu est fonction d'une i-ème moyenne glissante du signal d'entrée pris sur une i-ème première fenêtre temporelle de la forme [(i-1)/(N*f1) ; i/(N*f1)] périodisée à la 5 fréquence ft Une constante de temps de la i-ème moyenne glissante est supérieure à 1/f1 ; et reconstruction du signal de sortie par concaténation temporelle de N deuxièmes signaux intermédiaires fenêtrés sur des fenêtres temporelles successives. Un deuxième signal intermédiaire d'indice k, k un entier de 1 à N, résultant d'un fenêtrage du premier 10 signal intermédiaire d'indice k sur une k-ème deuxième fenêtre temporelle de la forme [(k-1)/(N*f2) ; k/(N*f2)] périodisée à la fréquence f2. Un tel procédé de transposition en fréquence est notamment destiné à être mis en oeuvre par le dispositif de transposition en fréquence selon l'invention (selon l'un quelconque des différents modes de réalisation précités). 15 Ainsi, les caractéristiques et avantages de ce procédé sont les mêmes que ceux du dispositif de transposition en fréquence décrit précédemment. Par conséquent, ils ne sont pas détaillés plus amplement. 4 LISTE DES FIGURES D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de 20 la description suivante, donnée à titre d'exemple indicatif et non limitatif, et des dessins annexés, dans lesquels : la figure 1 illustre les blocs constitutifs d'un dispositif de transposition en fréquence selon un mode de réalisation de l'invention ; la figure 2 illustre les blocs constitutifs d'un dispositif de transposition en 25 fréquence selon un autre mode de réalisation de l'invention ; les figures 3a, 3b et 3c illustrent des signaux mis en oeuvre par le dispositif de transposition en fréquence de la figure 2 ; la figure 3d illustre la fonction de transfert obtenue pour le dispositif de transposition en fréquence de la figure 2 lorsque la fréquence porteuse d'entrée 30 f1 vaut 1 GHz et la fréquence porteuse de sortie f2 vaut 500 MHz. 7 les figures 4a et 4b illustrent un dispositif de génération de signaux d'horloge tels qu'utilisés par le dispositif de transposition en fréquence de la figure 2 selon un mode de réalisation de l'invention ; les figures Sa et 5b illustrent un dispositif de génération de signaux d'horloge 5 tels qu'utilisés par le dispositif de transposition en fréquence de la figure 2 selon un autre mode de réalisation de l'invention ; la figure 6 illustre des étapes d'un procédé de transposition en fréquence selon un mode de réalisation de l'invention. 5 DESCRIPTION DETAILLEE DE L'INVENTION 10 Sur toutes les figures du présent document, les éléments et étapes identiques sont désignés par une même référence. On décrit maintenant, en relation avec la figure 1, un dispositif 100 de transposition en fréquence selon un mode de réalisation de l'invention. Plus particulièrement, le dispositif 100 permet la transposition en fréquence 15 d'un signal d'entrée ve(t) centré sur une fréquence porteuse fl non nulle vers un signal de sortie vs(t) centré sur une fréquence porteuse f2 non nulle différente de ft Pour ce faire, le dispositif 100 comprend tout d'abord un module 110 de moyennage du signal d'entrée ve(t) délivrant un jeu de N premiers signaux intermédiaires v1(t), v2(t), vN(t). Plus particulièrement, le module 110 comprend N 20 blocks 110_1, 110_2, ..., 110_N de moyennage, un bloc 110_i de moyennage donné délivrant un premier signal intermédiaire vi(t) correspondant, avec i un entier de 1 à N. Le premier signal intermédiaire vi(t) est fonction d'une i-ème moyenne glissante du signal d'entrée ve(t) pris sur une i-ème première fenêtre temporelle de la forme [(i1)/(N*fl) ; i/(N*f1)] périodisée à la fréquence fl. Par ailleurs, une constante de temps 25 des moyennes glissantes en question est supérieure à 1/f1. Pour ce faire, les N blocks 110_1, 110_2, ..., 110_N de moyennage sont alimentés successivement par le signal d'entrée ve(t) pendant une durée temporelle égale 1/(N*fl) via un commutateur rotatif 115. Par ailleurs, les N blocks en question implémentent chacun un filtre du type « moyenne glissante » (e.g. un filtre passe-bas) 30 ayant une constante de temps supérieure à 1/fl. De la sorte, la valeur du signal d'entrée 8 ve(t) considéré sur une durée élémentaire égale à 1/(N*fl) à chaque nouvelle période de la porteuse du signal d'entrée est moyennée sur une durée totale s'étendant sur pluralité de période 1/f1 de la porteuse du signal d'entrée ve(t). Le dispositif 100 comprend également un module 120 de reconstruction d'un 5 signal de sortie vs(t) par concaténation temporelle de N deuxièmes signaux intermédiaires. Plus particulièrement, un deuxième signal intermédiaire d'indice k, k un entier de 1 à N, résulte d'un fenêtrage du premier signal intermédiaire d'indice k, vk(t), sur une k-ème deuxième fenêtre temporelle de la forme [(k-1)/(N*f2) ; k/(N*f2)] périodisée à la fréquence f2. Pour ce faire, un autre commutateur rotatif 125 met 10 successivement en relation le port de sortie 130 délivrant le signal de sortie vs(t) avec les N premiers signaux intermédiaires v1(t), v2(t), vN(t). Les traitements du signal mis en oeuvre par le dispositif 100 sont semblables à ceux mis en oeuvre par le dispositif 100' de la figure 2. Dans ce cadre, les traitements en question sont discutés plus avant ci-dessous en relation avec la figure 2 et les figures 3a 15 à 3c. En particulier, le signal de sortie vs(t) apparaît comme une version échantillonnée- bloquée (du fait de l'opération de moyennage précitée) du signal d'entrée ve(t), mais soit dilaté en temps lorsque f2 est inférieure à f1, soit contracté en temps lorsque f2 est supérieur à ft De la sorte, un effet de transposition en fréquence est obtenu, cet effet étant combiné à un effet de filtrage du signal d'entrée ve(t) du fait du moyennage 20 précité. Par ailleurs, suivant que les commutateurs rotatifs 115 et 125 tournent dans le même sens (mode de réalisation non illustré sur la figure 1) ou bien dans le sens opposé (mode de réalisation de la figure 1), un retournement fréquentiel, sur le signal de sortie vs(t), du spectre du signal modulant tel que porté par la porteuse à la fréquence f1 en entrée du dispositif 100 est obtenu ou non. 25 Dans certains modes de réalisation, N est supérieur ou égal à 3. De la sorte le mélange des parties positive et négative du spectre du signal d'entrée ve(t) ne sont pas mélangées pendant la transposition en fréquence. On décrit maintenant, en relation avec la figure 2, un dispositif 100' de transposition en fréquence selon un autre mode de réalisation de l'invention. Les 9 formes d'onde des différents signaux impliqués ainsi que les traitements associés sont par ailleurs illustrés par des exemples décrits en relation avec les figures 3a à 3d. Tout comme le dispositif 100, le dispositif 100' comprend tout d'abord un module 110' de moyennage du signal d'entrée ve(t) délivrant un jeu de premiers signaux 5 intermédiaires. Dans le mode de réalisation illustré sur la figure 2, seuls 4 premiers signaux intermédiaires vl(t), v2(t), v3(t) et v4(t) sont mis en oeuvre. Dans d'autres modes de réalisation non illustrés, un nombre quelconque de premiers signaux intermédiaires est utilisé. De retour à la figure 2, le module 110' comprend 4 blocks 110'_1, 110'_2, 10 110'_3, 110)_4 de moyennage, un bloc 110'_i de moyennage donné délivrant un premier signal intermédiaire vi(t) correspondant, avec i un entier de 1 à 4. Le premier signal intermédiaire vi(t) est fonction d'une i-ème moyenne glissante du signal d'entrée ve(t) pris sur une i-ème première fenêtre temporelle de la forme [(i-1)/(4*f1) ; i/(4*f1)] périodisée à la fréquence ft Par ailleurs, une constante de temps des moyennes 15 glissantes en question est supérieure à VIL Pour ce faire, le module 110' comprend 4 premiers interrupteurs 215_1, 215_2, 215_3, 215_4 fenêtrant le signal d'entrée ve(t) et délivrant 4 signaux d'entrée fenêtrés correspondants sur lesquels sont appliquées les moyennes glissantes en question par les 4 blocks 110)_1, 110'_2, 110'3, 110'_4 de moyennage. Par exemple, le module 110' est 20 implémenté sur un puce silicium et les premiers interrupteurs sont des transistors. Plus particulièrement, les 4 premiers interrupteurs 215_1, 215_2, 215_3, 215_4 sont respectivement pilotés par 4 premiers signaux d'horloges correspondants s1_1(t), s1_2(t), s1_3(t), s1_4(t) à la fréquence ft Comme illustré sur la figure 3a, un premier signal d'horloge d'indice i active le premier interrupteur 215_i correspondant dans un 25 état passant pendant la i-ème première fenêtre temporelle de la forme [(i-1)/(4*f1) ; i/(4*f1)] périodisée à la fréquence ft En d'autres termes, les 4 premiers signaux d'horloges définissent 4 phases d'un signal d'horloge à la fréquence f114, les 4 phases en question étant équi-réparties sur une période 1/f1 de la porteuse du signal d'entrée ve(t) (de manière à implémenter la même fonctionnalité que le commutateur rotatif 115 30 du dispositif 100 de la figure 1). De la sorte, le i-ème block 110'_i reçoit le signal d'entrée 10 ve(t) sur une durée élémentaire de 1/(4*f1) à chaque nouvelle période lin de la porteuse du signal d'entrée ve(t). De retour à la figure 2, les 4 blocks 110'_1, 1101_2, 110'3, 110'_4 de moyennage implémentent par ailleurs chacun un filtre passe-bas, ici un filtre R-C (pour 5 résistance série - capacité parallèle). Pour ce faire, le bloc 110'_i de moyennage comprend une résistance série Ri recevant sur une de ses bornes le signal d'entrée ve(t) fenêtré par le signal d'horloge sl_i(t), et une capacité Ci aux bornes de laquelle est récoltée une tension correspondant au premier signal intermédiaire vi(t). Dans le mode de réalisation de la figure 2, les résistances R1, R2, R3 et R4 sont présentes sur chacune 10 des branches du dispositif 100'. Ceci permet d'absorber les résistances des premiers interrupteurs 215_1, 215_2, 215_3, 215_4 correspondants, par exemple lorsque ceux-ci sont implémentés sous forme de transistors. Dans d'autres modes de réalisation non illustrés, tout ou partie des résistances R1, R2, R3 et R4 est mis sous forme d'une résistance commune mise en série sur l'entrée commune des 4 blocks 110'_1, 110'_2, 15 110'_3, 110'_4. Dans ce cas, les 4 blocks en question ne comprennent que les 4 capacités Cl, C2, C3 et C4 et éventuellement la partie complémentaire des résistances R1, R2, R3 et R4 non mise sous forme de résistance commune. La présence de cette résistance commune permet par exemple d'absorber la résistance du générateur de tension équivalent délivrant le signal d'entrée ve(t). 20 Par ailleurs, étant donné que : - les filtres passe-bas implémentés dans les 4 blocks 110'_1, 110'_Z, 110'_3, 110'_4 ont une constante de temps supérieure à ; et - les premières fenêtres temporelles sont de la forme 1[(i-1)/(4*f1); i/(4*f1)] périodisée à la fréquence fl, i.e. périodisée à la fréquence porteuse du signal d'entrée 25 ve(t), la valeur du signal d'entrée ve(t) considéré sur une durée élémentaire de 1/(N*fl) à chaque nouvelle période de la porteuse du signal d'entrée est moyennée sur une durée s'étendant sur une pluralité de période lin de la porteuse du signal d'entrée ve(t). De la sorte, les premiers signaux intermédiaires vl(t), v2(t), v3(t) et v4(t) prennent 30 la forme de signaux quasi-constants dans le temps (une fois que la valeur moyenne 11 devient significative après que le régime transitoire soit passé) dont les valeurs correspondent à un échantillonnage-blocage du signal ve(t) sur les premières fenêtres temporelles successives comme illustré sur la figure 3a (l'échantillonnage devant se comprendre ici comme l'échantillonnage de la valeur moyenne du signal ve(t) sur les 5 premières fenêtres temporelles en question). De retour à la figure 2, le dispositif 100' comprend également un module 120' de reconstruction du signal de sortie vs(t) par concaténation temporelle de 4 deuxièmes signaux intermédiaires. Plus particulièrement, un deuxième signal intermédiaire d'indice k, k un entier de 1 à 4, résultant d'un fenêtrage du premier signal intermédiaire d'indice 10 k, vk(t), sur une k-ème deuxième fenêtre temporelle de la forme [(k-1)/(4*f2); k/(4*f2)] périodisée à la fréquence f2. Pour ce faire, le module 110' comprend 4 deuxièmes interrupteurs 225_1, 225_2, 225_3, 225_4 fenêtrant respectivement les 4 premiers signaux intermédiaires vl(t), v2(t), v3(t) et v4(t) et délivrant les 4 deuxièmes signaux intermédiaires. Par 15 exemple, le module 110' est implémenté sur un puce silicium et les deuxièmes interrupteurs sont des transistors. Dans des modes de réalisation non illustrés sur la figure 2, les blocks 110'_1, 110'_2, 110'_3, 110'_4 comprennent également un tampon (ou « buffer » en anglais) en sortie des capacités Cl, C2, C3, C4 afin de maintenir la tension aux bornes des capacités 20 en question constante pendant que les deuxièmes interrupteurs 225_1, 225_2, 225_3, 225_4 sont fermés, évitant ainsi toute décharge des capacités Cl, C2, C3, C4, par exemple quand des capacités parasites sont présentes en sortie des deuxièmes interrupteurs 225_1, 225_2, 225_3, 225_4. Dans d'autres modes de réalisation, un seul tampon est disposé sur le noeud commun de sortie des deuxièmes interrupteurs 225_1, 25 225_2, 225_3, 225_4, ceci afin de minimiser le nombre de tampons et donc la consommation en énergie au final. De retour à la figure 2, les 4 deuxièmes interrupteurs 215_1, 215_2, 215_3, 215_4 sont pilotés par 4 deuxièmes signaux d'horloges correspondants s2_1(t), s2_2(t), s2_3(t), s2_4(t) à la fréquence f2. Comme illustré sur les figures 3b et 3c, un deuxième 30 signal d'horloge d'indice i donné, active un deuxième interrupteur correspondant dans 12 un état passant pendant la i-ème deuxième fenêtre temporelle de la forme [(k1)/(4*f1) ; k/(4*f1)] périodisée à la fréquence f2. En d'autres termes, les 4 deuxièmes signaux d'horloges définissent eux aussi les 4 phases d'un autre signal d'horloge à la fréquence f2/4, les 4 phases en question étant équi-réparties sur une période 1/f2 de la 5 porteuse du signal de sortie vs(t) (de manière à implémenter la même fonctionnalité que le commutateur rotatif 125 du dispositif 100 de la figure 1). De retour à la figure 2, le dispositif 100' comprend par ailleurs un port de sortie 230 délivrant le signal de sortie vs(t). Plus particulièrement, les ports des 4 deuxièmes interrupteurs 215_1, 215_2, 215_3, 215_4 délivrant les 4 deuxièmes signaux 10 intermédiaires sont connectés entre eux pour former le port de sortie 230. De la sorte, le signal de sortie vs(t) apparaît comme une version échantillonnée-bloquée (correspondant à l'opération de moyennage) du signal d'entrée ve(t), mais soit dilaté en temps lorsque f2 est inférieure à f1 (figure 3b), soit contracté en temps lorsque f2 est supérieur à f1 (figure 3c). 15 Ainsi, dans le cas illustré sur la figure 3b, une transposition en fréquence du signal d'entrée ve(t) vers une plus basse fréquence f2 fl est obtenue. Dans d'autres modes de réalisation non illustrés, les 4 deuxièmes interrupteurs 20 215_1, 215_2, 215_3 et 215_4 sont pilotés respectivement par les 4 deuxièmes signaux d'horloges s2_4(t), s2_3(t), s2_2(t) et s2_1(t). En d'autre terme, la concaténation temporelle des 4 deuxièmes signaux intermédiaires se fait dans le sens décroissant des indices k des deuxième fenêtres temporelles de la forme [(k-1)/(4*f1) ; k/(4*f1)] périodisée à la fréquence f2. De la sorte, un retournement temporel de la forme d'onde 25 du signal de sortie vs(t) est obtenu en plus de l'effet de dilatation ou contraction temporelle décrit ci-dessus. Dans le domaine fréquentiel, un tel retournement temporel se traduit par un retournement fréquentiel (ou « flip » en anglais) par rapport à la fréquence porteuse du signal considéré. Un même effet est par ailleurs obtenu avec le dispositif 100 de la figure 1 lorsque les commutateurs rotatif 115 et 125 tournent dans le 30 même sens (mode de réalisation non illustré sur la figure 1). 13 En d'autres termes, le spectre du signal d'entrée ve(t) est soit simplement transposé en fréquence (i.e. simple translation fréquentielle) lorsque la concaténation temporelle en question se fait selon les indices k croissants, soit également retourné par rapport à la fréquence d'entrée f1 avant transposition en fréquence (i.e. translation 5 fréquentielle et retournement) lorsque la concaténation en question se fait selon les indices k décroissants. Dans ce dernier cas, le spectre du signal de sortie se rapproche de celui obtenu par une transposition en fréquence effectuée par un mélangeur classique (e.g. correspondant à une simple multiplication, ou hachage, du signal à transposer par un seul signal d'oscillateur local) lorsque le signal d'oscillateur local est à la fréquence fol 10 = f1 + f2. La bande latérale du signal de sortie vs(t) obtenue autour de la fréquence f2, i.e. dans la partie positive du spectre, correspond dans ce cas à la bande latérale négative du signal d'entrée ve(t). En d'autres termes, on obtient dans ce dernier cas un retournement fréquentiel, vu sur le signal de sortie, du spectre du signal modulant tel que porté par la porteuse à la fréquence f1 en entrée du dispositif. 15 De retour à la figure 2, quel que soit le plan de fréquence considéré, l'effet additionnel du moyennage effectué par les 4 blocks 110'_1, 110'_2, 110'_3, 110'_4 conduit également à un effet de filtrage passe-bande, centré sur la fréquence f1 du signal d'entrée ve(t) avant que la transposition en fréquence ne soit effectuée. Par exemple, la figure 3d illustre la fonction de transfert fréquentielle du dispositif 100', vue 20 de l'entrée du dispositif en question (i.e. l'axe des abscisses indique la fréquence d'un signal test mis en entrée du dispositif 100' et l'axe des ordonnées l'atténuation ressentie par le signal test en question lorsqu'il est transposé en fréquence). Sur cet exemple f1 est choisi égal à 2,5 GHz et f2 est choisi égal à 1 GHz. Pour ce faire, des fréquences de commutation suffisantes des transistors implémentant les premiers 215_1, 215_2, 25 215_3, 215_4 et deuxièmes 225_1, 225_2, 225_3, 225_4 interrupteurs sont par exemple obtenues en implémentant le dispositif 100' sur une puce silicium en technologie CMOS (pour « Complementary Metal Oxide Semiconductor » en anglais) ou BiCMOS (pour « Bipolar-CMOS » en anglais) présentant une largeur de gravure inférieure ou égale à 130 nm. Il en résulte une bande passante de filtrage de l'ordre de 500 MHz centrée sur 30 la fréquence porteuse f1 du signal d'entrée ve(t). Par ailleurs, cet effet de filtrage est 14 obtenu indépendamment du choix de la fréquence f2. Ainsi, les problématiques de gestion du plan de fréquence sont réduites de par l'atténuation des signaux non désirés en entrée du dispositif, ceci sans utiliser de filtre réjecteur d'image en amont du dispositif de transposition 100'. 5 De la sorte, le dispositif selon l'invention permet de mettre en oeuvre une transposition en fréquence en sélectionnant les fréquences d'entrée fi et de sortie f2 sur de larges plages (par exemple de manière dynamique dans le temps en fonction de l'évolution de l'environnement électromagnétique du signal d'entrée à la fréquence f1, ou en cas de changement de fréquence d'entrée et/ou de sortie du signal à transposer, 10 etc.). De telles plages de valeurs sont ici limitées avant tout par les implémentations matérielles (adaptation d'impédance, rapidité des commutateurs d'échantillonnage, etc.) plus que par des contraintes système liées au plan de fréquence. Ainsi, une gestion souple du plan de fréquence est possible. En pratique, la réponse fréquentielle (i.e. la fonction de filtrage) du dispositif 15 100' peut être optimisée en jouant à la fois sur la forme d'onde des premiers s1_1(t), s1_2(t), s1_3(t), s1_4(t) et deuxièmes s2_1(t), s2_2(t), s2_3(t), s2_4(t) signaux d'horloges, ainsi que sur la gestion du recouvrement temporel entre les formes d'ondes en question. De tels paramètres permettent notamment d'optimiser le niveau de réjection des harmoniques, paires ou impaires, des fréquences porteuses f1 et f2, ainsi 20 que celui des produits d'intermodulation de la forme I f1 ± f2 Pour ce faire, des techniques connues de gestion de la forme d'onde des signaux d'horloge et de leur recouvrement peuvent être mise en oeuvre comme par exemple celles décrites dans la thèse de L.C. Fortgens « Approximation of on ideal bandpass filter using an N-path filter with overlapping docks and harmonic rejection », University of Twente, MSc. Thesis, 25 August 2012. On décrit maintenant, en relation avec les figures 4a et 4b, un dispositif 400 de génération de signaux d'horloge tels qu'utilisés par le dispositif 100' de transposition en fréquence de la figure 2 selon un mode de réalisation de l'invention. Un tel dispositif 400 permet de générer 4 phases $1 à $4 décalées chacune dans 30 le temps d'une demi-période 1/(2*f) d'un signal d'horloge clk à la fréquence f. 15 Plus particulièrement, le dispositif 400 comprend une première bascule « D » 410 permettant de diviser par 2 le signal d'horloge clk à la fréquence f. Cinq bascules « D » 420 permettent de générer cinq signaux correspondants, 01 à 05, qui sont des versions décalées dans le temps d'une durée égale à une demi- 5 période du signal d'horloge clk divisé par deux (durée également égale à une période 1/f du signal d'horloge clk à la fréquence f). Quatre portes logiques « ET » 430 permettent enfin de générer les 4 phases 4)1 à 4,4 décalées chacune dans le temps d'une demi-période 1/(2*f) du signal d'horloge clk à la fréquence f sur la base du « ET » logique entre deux signaux consécutifs parmi les 10 signaux 01 à Q5. Un tel dispositif 400 de génération des 4 phases 4)1 à ((A décalées chacune dans le temps d'une demi-période 1/(2*f) du signal d'horloge clk à la fréquence f peut être par exemple utilisé pour générer les 4 premiers signaux d'horloges s1_1(t), s1_2(t), s1_3(t), s1_4(t) et/ou les 4 deuxièmes signaux d'horloges s2_1(t), s2_2(t), s2_3(t), 15 s2_4(t) mis en oeuvre pour alimenter le dispositif 100' de la figure 2. Dans ce cas, f doit être choisi comme égal à 2*f1 pour générer les 4 premiers signaux d'horloges s1_1(t), s1_2(t), s1_3(t), s1_4(t) ou à 2*f2 pour générer les 4 deuxièmes signaux d'horloges s2_1(t), s2_2(t), s2_3(t), s2_4(t). Une telle structure de génération d'horloge permet d'atteindre des fréquences de signaux d'horloge de l'ordre du Ghz ou plus 20 lorsqu'implémentée sur une puce silicium en technologie CMOS présentant une largeur de gravure inférieure ou égale à 130 nm. Cependant, une telle structure nécessite la génération d'une horloge clk à fréquence double de celle de la porteuse du signal d'entrée ve(t) à convertir et/ou du signal de sortie vs(t). Une telle contrainte peut limiter l'usage en fréquence du dispositif 400. 25 On décrit maintenant, en relation avec les figures Sa et Sb, un dispositif 500 de génération de signaux d'horloge tels qu'utilisés par le dispositif 100' de transposition en fréquence de la figure 2 selon un autre mode de réalisation de l'invention. Contrairement au dispositif 400 de la figure 4, le dispositif 500 permet de générer les 4 phases 4)1 à $4 à partir d'un signal d'horloge initial 01 qui est à la même 30 fréquence f que les 4 phases $1 à $4 en question. De la sorte, le dispositif 500 permet 16 d'atteindre des fréquences de fonctionnement supérieures à celles du dispositif 400 pour une technologie d'implémentation donnée. Pour ce faire, le dispositif 500 met en oeuvre une boucle à verrouillage de délais, ou DLL (pour « Delay Locked Loop » en anglais), comprenant des retards variables 5 implémentés ici sous forme de tampons 510 (ou « buffers » en anglais) dont le délai est réglé par des sources de courant variables 520 correspondantes. Le comparateur de phase PD (pour « Phase Detector » en anglais) permet alors de piloter les sources de courant variables 520 afin d'ajuster le délai des tampons 510 de façon à ce que le signal d'horloge 05 soit en phase avec le signal d'horloge initial 01. 10 Quatre portes logiques « ET» 530 permettent de générer les 4 phases $1 à.4 décalées chacune dans le temps d'un quart de période 1/(4*f) du signal d'horloge initial Q1 à la fréquence f sur la base du « ET» logique entre deux signaux successifs parmi les signaux d'horloge 01 à Q5. Un tel dispositif 500 de génération des 4 phases .1 à .4 peut être par exemple 15 utilisé pour générer les 4 premiers signaux d'horloges sl_1(t), s1_2(t), sl_3(t), s1_4(t) et/ou les 4 deuxièmes signaux d'horloges s2_1(t), s2_2(t), s2_3(t), s2_4(t) mis en oeuvre pour alimenter le dispositif 100' de la figure 2. Dans ce cas, f doit être choisi comme égal à fl pour générer les 4 premiers signaux d'horloges s1_1(t), s1_2(t), s1_3(t), s1_4(t) ou à f2 pour générer les 4 deuxièmes signaux d'horloges s2_1(t), s2_2(t), s2_3(t), s2_4(t). 20 On décrit maintenant, en relation avec la figure 6, des étapes d'un procédé de transposition en fréquence du signal d'entrée ve(t) vers le signal de sortie vs(t) selon un mode de réalisation de l'invention. Plus particulièrement, lors d'une étape E600, le signal d'entrée ve(t) est moyenné de sorte à délivrer un jeu de N premiers signaux intermédiaires v1(t), v2(t), 25 vN(t). Un premier signal intermédiaire d'indice i donné, vi(t), avec i un entier de 1 à N, dans le jeu en question est fonction d'une i-ème moyenne glissante du signal d'entrée ve(t) pris sur une i-ème première fenêtre temporelle de la forme [(i-1)/(N*f1) ; i/(N*f1)] périodisée à la fréquence fl. Par ailleurs, une constante de temps de la i-ème moyenne glissante est supérieure à 1/f1. Une telle étape E600 est par exemple mise en oeuvre par 17 le module 110 du dispositif 100 de la figure 1, ou par le module 110' du dispositif 100' de la figure 2 lorsque N = 4. Lors d'une étape E610, le signal de sortie vs(t) est reconstruit par concaténation temporelle de N deuxièmes signaux intermédiaires fenêtrés sur des fenêtres 5 temporelles successives. Un deuxième signal intermédiaire d'indice k, k un entier de 1 à N, résulte d'un fenêtrage du premier signal intermédiaire d'indice k, vk(t), sur une k-ème deuxième fenêtre temporelle de la forme [(k-1)/(N*f2) ; k/(N*f2)] périodisée à la fréquence f2. Une telle étape E610 est par exemple mise en oeuvre par le module 120 du dispositif 100 de la figure 1, ou par le module 120' du dispositif 100' de la figure 2 10 lorsque N = 4. De manière générale, le procédé de transposition en fréquence selon l'invention met en oeuvre les étapes de traitement du signal décrites ci-dessus en relation avec les dispositifs 100 et 100' des figures 1 et 2 (selon l'un quelconque de leurs modes de réalisation). 15 Par exemple, dans certains modes de réalisation, la concaténation temporelle des N deuxièmes signaux intermédiaires mise en oeuvre lors de l'étape E610 se fait selon les indices k croissants ou décroissants. Ainsi, le spectre du signal d'entrée ve(t) est soit simplement transposé en fréquence lorsque la concaténation en question se fait selon les indices k croissants, soit également retourné par rapport à la fréquence d'entrée REVENDICATIONS1. Dispositif (100, 100') de transposition en fréquence d'un signal d'entrée (ve(t)) centré sur une fréquence porteuse f1 non nulle vers un signal de sortie (vs(t)) centré sur une fréquence porteuse f2 non nulle différente de f1, caractérisé en qu'il comprend : un module de moyennage (110, 110') dudit signal d'entrée délivrant un jeu de N premiers signaux intermédiaires (v1(t), v2(t), v3(t), v4(t), vN(t)), un premier signal intermédiaire d'indice i, i un entier de 1 à N, dans ledit jeu étant fonction d'une i-ème moyenne glissante dudit signal d'entrée pris sur une i-ème première fenêtre temporelle de la forme [(i-1)/(N*f1) ; i/(N*f1)] périodisée à la fréquence f1, une constante de temps de ladite i-ème moyenne glissante étant supérieure à 1/f1 ; et un module de reconstruction (120, 120') dudit signal de sortie par concaténation temporelle de N deuxièmes signaux intermédiaires fenêtrés sur des deuxièmes fenêtres temporelles successives, un deuxième signal intermédiaire d'indice k, k un entier de 1 à N, résultant d'un fenêtrage dudit premier signal intermédiaire d'indice k sur une k-ème deuxième fenêtre temporelle de la forme [(k-1)/(N*f2) ; k/(N*f2)] périodisée à la fréquence f2. 2. Dispositif selon la revendication 1 dans lequel ledit module de moyennage comprend N premiers interrupteurs (215_1, 215_2, 215_3, 215_4) fenêtrant ledit signal d'entrée délivrant N signaux d'entrée fenêtrés correspondants sur lesquels sont appliquées lesdites moyennes glissantes, lesdits N premiers interrupteurs étant pilotés par N premiers signaux d'horloges correspondants (s1_1(t), s1_2(t), sl_3(t), s1_4(t)) à la fréquence f1, un premier signal d'horloge d'indice i activant un premier interrupteur correspondant dans un état passant pendant ladite i-ème première fenêtre temporelle de la forme [(i- 19 1)/(N*fl) ; i/(N*f1)] périodisée à la fréquence ft 3. Dispositif selon la revendication 1 ou 2 dans lequel ledit module de moyennage comprend N filtres passe-bas (110'_1, 110'_2, 110'_3, 110'_4) implémentant lesdites 5 moyennes glissantes, chacun desdits N filtres passe-bas ayant une constante de temps supérieure à 1/f1. 4. Dispositif selon la revendication 3 dans lequel lesdits N filtres passe-bas sont du type « résistance série - capacité parallèle », lesdits N premiers signaux intermédiaires 10 étant des tensions aux bornes des N capacités correspondantes. 5. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 4 dans lequel ledit module de reconstruction comprend N deuxièmes interrupteurs (225_1, 225_2, 225_3, 225_4) fenêtrant lesdits N premiers signaux intermédiaires délivrant lesdits N deuxièmes 15 signaux intermédiaires, lesdits N deuxièmes interrupteurs étant pilotés par N deuxièmes signaux d'horloges correspondants (s2_1(t), s2_2(t), s2_3(t), s2_4(t)) à la fréquence f2, un deuxième signal d'horloge d'indice k activant un deuxième interrupteur correspondant dans un état passant pendant ladite k-ème deuxième fenêtre temporelle 20 de la forme [(k-1)/(N*f2) ; k/(N*f2)] périodisée à la fréquence f2. 6. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 5 dans lequel les ports desdits N deuxièmes interrupteurs délivrant lesdits N deuxièmes signaux intermédiaires sont connectés entre eux pour former un port de sortie (230) dudit dispositif délivrant 25 ledit signal de sortie. 7. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 6 implémenté sur une puce silicium en technologie CMOS (pour « Complementary Metal Oxide Semiconductor » en anglais) ou BiCMOS (pour « Bipolar-CMOS » en anglais) présentant 30 une largeur de gravure inférieure ou égale à 130 nm. 20 8. Procédé de transposition en fréquence d'un signal d'entrée (ve(t)) centré sur une fréquence porteuse f1 non nulle vers un signal de sortie (vs(t)) centré sur une fréquence porteuse f2 non nulle différente de f1, 5 caractérisé en qu'il comprend les étapes de : moyennage (E600) dudit signal d'entrée délivrant un jeu de N premiers signaux intermédiaires (v1(t), v2(t), v3(t), v4(t), vN(t)), un premier signal intermédiaire d'indice i, i un entier de 1 à N, dans ledit jeu étant fonction d'une i-ème moyenne glissante dudit signal d'entrée pris sur une 10 i-ème première fenêtre temporelle de la forme [(i-1)/(N*f1) ; i/(N*f1)] périodisée à la fréquence f1, une constante de temps de ladite i-ème moyenne glissante étant supérieure à 1/f1 ; et reconstruction ([610) dudit signal de sortie par concaténation temporelle de N 15 deuxièmes signaux intermédiaires fenêtrés sur des fenêtres temporelles successives, un deuxième signal intermédiaire d'indice k, k un entier de 1 à N, résultant d'un fenêtrage dudit premier signal intermédiaire d'indice k sur une k-ème deuxième fenêtre temporelle de la forme [(k-1)/(N*f2) ; k/(N*f2)] périodisée à la 20 fréquence f2. 9. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 7 ou procédé selon la revendication 8, dans lequel ladite concaténation temporelle desdits N deuxièmes signaux intermédiaires se fait selon les indices k croissants ou décroissants. 25