Brevet FR3069126A1 — publié le 20190118

DISPOSITIF DE REGENERATION DE COMPOSANTS ELECTRONIQUES EN ENVIRONNEMENT NUCLEAIRE La présente invention concerne un dispositif de régénération, par chauffage, 5 de composants électroniques soumis à des radiations ionisantes, notamment en environnement nucléaire. Il est connu que les composants électroniques CMOS sont sensibles aux radiations ionisantes et voient leurs caractéristiques électriques se dégrader 10 après une exposition prolongée. Cette dégradation provient de l'accumulation de charges dans les matériaux isolants du semi-conducteur qui induit un dysfonctionnement des transistors élémentaires. Ces charges piégées sont évacuées à des échelles de temps différentes par émission thermique et/ou effet tunnel. Un recuit à température élevée permet par 15 conséquent de régénérer les composants CMOS de façon plus ou moins complète selon les paramètres de chauffe. Le recuit est généralement appliqué de façon cyclique, avec une durée de fonctionnement du composant régénéré longue devant la durée de la chauffe. Un régulateur de température précis est indispensable pour contrôler la 20 chauffe du composant pendant la régénération. D'une part, les températures élevées nécessaires doivent être maitrisées au degré près pour atteindre les niveaux d'énergie d'activation des charges piégées visés par la régénération. D'autre part, il est indispensable que la température reste stable durant la régénération et ne s'emballe pas malgré l'irradiation afin de ne pas mettre en 25 danger le composant chauffé. Un réglage de la température est nécessaire pour pouvoir s'adapter aux différents types de composants à régénérer. Il est de plus indispensable de maîtriser la consigne de température qui doit par ailleurs être adapté à chaque type de composant comme rappelé ci-avant. Généralement les dispositifs de régulation de température sont : 30 - soit conçus pour avoir une grande précision grâce à l'utilisation de composants électroniques complexes (convertisseurs analogique-numérique et numérique-analogique, microcontrôleurs, amplificateurs opérationnels, références de tension intégrées, ...) ; - soit conçus de façon basique avec quelques composants pour être 35 robustes mais peu précis. 2 Les solutions complexes peuvent présenter des problèmes d'intégration dans les équipements embarqués et les solutions simples peuvent ne pas être assez performantes pour une application requérant de la précision. Enfin ces dispositifs ne sont classiquement pas prévus pour résister aux environnements nucléaires. Dans ce type d'environnement, le système de production de la puissance et de régulation de la chauffe peut être par simplicité déporté dans une zone non radioactive pour des raisons de tenue aux radiations. Cependant, ce déport présente certains inconvénients : - nombre de fils plus importants dans le câble ; - instabilité possible de la régulation ; - moindre fiabilité : si la liaison est rompue (câble endommagé), la régénération ne se fait plus ; - puissance de chauffe pouvant être limitée par les pertes ohmiques. Un but de l'invention est notamment de répondre à la problématique globale exposée ci-dessus en permettant de réguler localement la température de régénération de composants électroniques de façon précise dans un équipement embarqué soumis à des radiations, tout en maîtrisant la consigne de température réglée en fonction du type de composant à régénérer. A cet effet, l'invention a pour objet un dispositif de régénération par chauffage de composants électroniques soumis à des radiations ionisantes, comportant au moins les composants suivant : - une résistance de chauffe, destinée à chauffer un composant à régénérer ; - une source de courant ; - une thermistance, reliée à ladite source de courant, couplée thermiquement à ladite résistance de chauffe, ladite thermistance parcourue par ledit courant présentant une tension Vtemp à ses bornes, image de la température de ladite résistance de chauffe ; - un amplificateur d'erreur amplifiant la différence entre la tension Vset et la tension Vtemp, délivrant une tension Vctrl correspondant à ladite différence amplifiée ; 3 - un commutateur, commutant le courant passant dans ladite résistance de chauffe ; - un oscillateur délivrant une tension Vosc formée à rapport cyclique modulé, le rapport cyclique des impulsions de ladite tension Vosc 5 étant fonction de la tension Vctrl, lesdites impulsions commandant l'ouverture dudit commutateur. Dans un mode de mise en oeuvre particulier, ledit dispositif comporte un module de consigne délivrant une tension Vset réglable, image de la température de consigne de chauffe choisie pour ladite résistance de 10 chauffe. Lesdits composants sont par exemple réalisés en composants électroniques discrets. Dans un autre mode de réalisation possible, ledit dispositif comporte un régulateur de tension fournissant une tension d'alimentation stabilisée à 15 ladite source de courant, audit amplificateur et audit module de consigne. Ledit dispositif comporte par exemple un circuit de sécurité formé par un transistor 01, une résistance Rlim et un potentiomètre Plim, la résistance Rlim et le potentiomètre Plim étant reliés en pont diviseur à une tension stabilisée Vreg alimentant ledit oscillateur, le point milieu dudit pont 20 étant relié sur la base du transistor 01, l'émetteur du transistor 01 étant relié à l'entrée dudit oscillateur recevant la tension Vctrl et le collecteur étant relié à ladite tension stabilisée Vreg. Ledit commutateur comporte par exemple deux transistors bipolaires 03, 04 et des résistances R7, R8, R9, R10, lesdits transistors étant assemblés de 25 sorte que quand 03 est passant, 04 est passant, la base de 04 étant reliée au collecteur du transistor 03 à travers la résistance R9, la résistance R10 étant connectée entre émetteur et base de 04, l'émetteur de 04 étant directement relié à une tension d'alimentation Vcc, et son collecteur à ladite résistance de chauffe, l'émetteur de 03 étant relié à la masse électrique, et 30 sa base au point milieu d'un diviseur de tension constitué par les résistances R7 et R8, la résistance R7 étant reliée à la sortie dudit oscillateur, délivrant la tension Vosc, et la résistance R8 étant reliée à la masse électrique. Ladite source de courant comporte par exemple : 4 - un miroir de courant équilibré à quatre transistors bipolaires, formant un miroir de Wilson complet ; - une résistance R6 ; - une résistance Rshunt ; 5 - et une résistance Rbias1 ; l'ensemble des quatre transistors formant deux miroirs de courant simples Ml, M2 branchés en cascade et croisés de telle sorte que les courants de base des transistors tendent à s'annuler, les émetteurs des transistors du premier miroir M1 étant aptes à être reliés à une tension 10 régulée Vreg, le deuxième miroir M2 étant relié en sortie à la résistance Rshunt, reliée à la résistance de ladite thermistance (10), et à la résistance Rbias1, reliée à la masse électrique, la résistance R6 reliant les émetteurs des transistors du premier miroir M1 à leur base commune. La valeur de la résistance R6 est par exemple sensiblement la moitié de la 15 valeur de la résistance Rbias1 . Ledit amplificateur comporte par exemple au moins : - une première paire différentielle DP2 à transistors bipolaires complémentaires formant un premier étage d'amplification, recevant la tension Vtemp sur la base d'un transistor et la tension Vset sur la 20 base de l'autre transistor ; - un miroir de courant M4 fixant le courant de polarisation de DP2; - une deuxième paire différentielle DP1 à transistors bipolaires complémentaires formant un deuxième étage d'amplification, la base d'un premier transistor de DP1 étant reliée au collecteur d'un premier 25 transistor de DP2 et la base du deuxième transistor de DP1 étant reliée au collecteur du deuxième transistor de DP2 ; - un miroir de courant M3 fixant le courant de polarisation de DP1 ; - un transistor bipolaire 02 formant le troisième étage d'amplification, la base de 02 étant reliée au collecteur d'un transistor de DP1, le 30 collecteur de 02 étant apte à être relié à une tension régulée Vreg, la tension Vctrl étant présente en sortie de l'émetteur de 02. Ledit amplificateur comporte par exemple des résistances R1, R2, R3, R4, R5 et des résistances Rbias2, Rbias3, les émetteurs des transistors du miroir de courant M3 étant aptes à être reliés à la tension régulée Vreg, le collecteur d'un transistor du miroir M3 étant reliée à la résistance Rbias2 et le 5 collecteur de l'autre transistor du miroir M3 étant relié aux émetteurs des transistors de la première paire différentielle DP1, les collecteurs du miroir M3 étant reliés à la masse via les résistances R3 et R4, les émetteurs du miroir M4 étant reliés à la masse, un collecteur dudit miroir M4 étant apte 5 à être relié à la tension régulée Vreg via la résistance Rbias3 et l'autre collecteur étant relié aux émetteurs de la paire différentielle DP2, les collecteurs de DP2 étant reliés à la tension régulée Vreg, via la résistance R1 pour l'un et via la résistance R2 pour l'autre, le collecteur du transistor 02 étant apte à être relié à la tension régulée Vreg, l'émetteur de 02 étant relié 10 à la masse via la résistance R5. Ledit oscillateur comporte par exemple des transistors bipolaires 05, 06, 07, 08, des résistances R11, R12, R13, R14, R15, R16, R17, R18, R19, R20, R21 et un condensateur Cl assemblés pour former un oscillateur à relaxation, la fréquence d'oscillation libre étant déterminée par la 15 résistance R12, connectée entre ledit condensateur Cl et l'émetteur de 08 formant la sortie dudit oscillateur ; - le courant de charge du condensateur Cl étant commandé pour moduler le rapport cyclique de la tension Vosc délivrée en sortie dudit oscillateur, ledit courant de charge étant fourni par la tension Vctrl via 20 la résistance R1 1 ; - ledit oscillateur étant alimenté électriquement par une tension régulée Vreg à laquelle sont reliées les résistances R13, R14, R15, reliées respectivement au collecteur de 05, 06 et 07, et le collecteur du transistor 08 ; 25 - les transistors 05 et 06, et les résistances R13, R14, R16, R17 et R19 formant une bascule de type trigger de schmitt, le signal aux bornes dudit condensateur Cl étant envoyé sur la base du transistor 05 constituant l'entrée de ladite bascule ; - la sortie de ladite bascule, formée par le collecteur de 06, étant 30 envoyée sur un inverseur formé par le transistor 07 et les résistances R15, R18 et R20, R18 étant connectée entre la base de 07 et le collecteur de 06 et R20 étant connectée entre ladite base et la masse électrique ; - le signal inversé étant prélevé sur le collecteur du transistor 07 et 35 étant envoyé sur un étage d'adaptation d'impédance constitué par le 6 transistor 08, monté en suiveur, et la résistance R21 configurés en montage collecteur commun. Ledit dispositif comporte par exemple une sortie fournissant un signal VTout de recopie de la tension aux bornes de ladite thermistance. 5 Le dispositif selon l'invention permet avantageusement d'améliorer la précision de la régulation de la température par rapport à des solutions fonctionnant en tout ou rien pour lesquelles la température peut varier très sensiblement par rapport à la valeur souhaitée. 10 D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'aide de la description qui suit, faite en regard de dessins annexés qui représentent : - la figure 1, un exemple de schéma fonctionnel de l'invention ; - la figure 2, un exemple de réalisation d'un dispositif selon l'invention ; 15 - la figure 3, un exemple de réalisation d'un oscillateur de type PWM utilisé dans un dispositif selon l'invention. La figure 1 présente un exemple de schéma fonctionnel de l'invention. Dans ce schéma, le dispositif comporte les composants suivants : 20 - un régulateur de tension 1 formant une alimentation stabilisée ; - une source de courant de précision 2; - un amplificateur d'erreur 3 à grand gain ; - un oscillateur 4 piloté par modulation du rapport cyclique de ses impulsions, appelée PWM ; 25 - un module 6 de réglage de la température de consigne, réalisé par exemple par un pont de résistances ; - un système de sécurité thermique 7; - un capteur de température 10, du type thermistance ; - une résistance de chauffe 20, destinée à chauffer le composant à 30 régénérer ; - un commutateur 5, commutant le courant passant dans la résistance de chauffe. On décrit par la suite le fonctionnement du dispositif de la figure 1, et la 35 fonction des composants listés ci-dessus. 7 Le capteur de température 10, représenté par sa résistance, et la résistance de chauffe 20 sont reliés thermiquement ensemble sur le composant à régénérer. Pour réaliser ce couplage thermique, un adhésif composite thermiquement conducteur et électriquement isolant peut être utilisé. Pour 5 effectuer ce couplage thermique au composant à régénérer, le capteur 10 et la résistance de chauffe 20 sont éloignés de l'ensemble des autres composants du dispositif. Le dispositif selon l'invention est alimenté par une tension d'entrée continue Vcc, par exemple égale à 12 V nominale. Le régulateur de tension 1 10 transforme cette tension en une tension régulée Vreg par exemple égale à 7,5 V. Cette tension régulée alimente le générateur de courant 2, l'amplificateur d'erreur 3, le pont de réglage de la température 6, la sécurité thermique 7, et l'oscillateur modulé 4. Le commutateur 5 du courant de chauffe est quant à lui directement alimenté par la tension d'entrée Vcc, non 15 régulée. Le régulateur selon l'invention est réalisé au moyen de composants discrets tels que des transistors, diodes, résistances et condensateurs afin de garantir une bonne tenue aux radiations. Ce régulateur permet de s'affranchir des variations de la tension d'entrée Vcc tout en fournissant en sortie une tension précise. 20 La source de courant 2 alimente le capteur de température 10 avec un courant stable et précis. Ceci permet de déduire directement la température à partir de la tension Vtemp mesurée aux bornes dudit capteur. Le module de réglage de la consigne 6 permet de fixer la température de 25 régulation. Il envoie cette consigne à l'amplificateur d'erreur 3 sous forme d'une tension Vset. L'amplificateur d'erreur 3 a notamment pour fonction d'amplifier la différence entre la tension de consigne Vset et la tension Vtemp aux bornes du capteur. Il fournit un signal d'erreur amplifié Vctrl au circuit de sécurité thermique 7 et 30 à l'oscillateur modulé 4. Cet oscillateur 4 permet de faire varier la puissance envoyée sur la résistance de chauffe 20 en ajustant le rapport cyclique de la tension appliquée, ou du courant parcourant cette résistance. Il envoie un signal de commande Vosc au commutateur 5. 8 La sécurité thermique 7 permet de protéger le composant à régénérer, en limitant la température de chauffe à une valeur maximale préréglée. Le commutateur 5 du courant de chauffe hache (ou commute) le courant prélevé sur l'alimentation non régulée Vcc pour l'envoyer sur la résistance de 5 chauffe 20. Les différentes fonctions du dispositif sont réalisées à base de composants discrets car ceci permet d'avoir le contrôle sur le choix et la configuration de ces composants pour la définition d'une architecture capable de garantir une 10 bonne tenue aux radiations. Notamment, les transistors peuvent être choisis dans la gamme des modèles bipolaires discrets, plus résistants aux radiations que les MOSFETs discrets. La figure 2 présente un exemple de réalisation d'un dispositif selon 15 l'invention. Cette figure détaille les différents éléments listés sur la figure 1. On décrit maintenant plus en détail les différents composants constitutifs du dispositif selon l'invention. La température de consigne est fixée par l'intermédiaire d'un pont résistif 6 composé d'une résistance Rset1, d'un potentiomètre Pset et d'une autre 20 résistance Rset2. Le pied du pont diviseur est relié à la masse du circuit et le signal de consigne Vset présent sur le curseur du potentiomètre Pset est envoyé sur une entrée de l'amplificateur d'erreur 3. Un opérateur peut régler la température de consigne en agissant sur le potentiomètre, directement ou par toute interface connue par ailleurs. Il est ainsi possible de remplacer le 25 pont résistif par un générateur de tension commandé par exemple. On règle également Vset en fonction des caractéristiques du capteur de température 10 utilisé. La valeur ohmique des trois éléments Rset1, Pset, Rset2 est choisie de telle façon que l'on puisse négliger le courant circulant dans la branche délivrant 30 la tension de consigne VSet. Dans ce cas, la tension Vset est donnée par l'équation suivante : Rset2+0;* Pset Vset = Vreg * Rsetl + Pset + Rset2 9 Le paramètre a représente le rapport de division du potentiomètre Pset pour un réglage donné. Les résistances Rset1 et Rset2 permettent de limiter la gamme de réglage de la température de consigne. 5 Le générateur de courant 2 est un générateur de courant de précision, robuste aux variations de température et aux variations technologiques dues au procédé de fabrication des composants (transistors dans les paires M1 et M2). Il est bâti autour d'un miroir de courant équilibré à quatre transistors bipolaires, formant un miroir de Wilson complet. A cet effet, l'ensemble des 10 quatre transistors forme deux miroirs de courant simples Ml, M2 branchés en cascade et croisés de telle sorte que les courants de base des transistors tendent à s'annuler. Les émetteur des transistors du premier miroir M1 sont reliés à la tension régulée Vreg. Le deuxième miroir M2 est relié en sortie à une résistance Rshunt, reliée à la résistance du capteur de température 10, 15 et à une résistance Rbias1 , reliée à la masse. Plus précisément, le collecteur d'un transistor est relié à Rshunt et le collecteur de l'autre transistor est relié à Rbias1. Une résistance R6 relie les émetteurs des transistors du premier miroir M1 à leur base commune. Les transistors de ces miroirs simples sont appariés deux à deux et chaque 20 paire est par exemple intégrée dans un boitier commun pour assurer un bon couplage thermique. Il est également possible d'utiliser des quadruplets de transistors identiques dans un même boitier afin d'encore améliorer les performances thermiques. En première approximation, si l'on considère tous les transistors du premier miroir M1 et du deuxième miroir M2 identiques, le 25 courant de mesure de de la résistance du capteur de température 10 est égal au courant circulant dans la résistance Rbias1 et est donné par l'équation suivante : Vreg - Vbe(M1) - Vbe(M2) Vbe(M1) Isensor = + Rbias1 R6 30 Vbe(M1) et Vbe(M2) représentent respectivement la tension entre la base et l'émetteur des transistors des miroirs M1 et M2. La résistance R6 permet de compenser en partie les variations du courant de mesure lorsque la température ambiante change. Pour cela, la valeur de la résistance R6 doit être la moitié de celle de la résistance Rbias1. En 10 considérant tous les transistors identiques, l'équation précédente devient alors : Vreg + Vbe(M1) - Vbe(M2) Vreg Isensor = - Rbias1 Rbias1 5 Le courant de mesure est donc au premier ordre indépendant de la température. Afin de ne pas provoquer d'auto échauffement du capteur qui pourrait induire une erreur, le courant de mesure est fixé à une valeur telle que la puissance dissipée dans celui-ci reste suffisamment basse (inférieure à quelques mW). La résistance Rshunt permet de mesurer le courant de 10 mesure sans avoir à déconnecter le capteur afin d'ajuster son intensité à l'aide de Rbias1. L'amplificateur d'erreur 3 comporte des paires différentielles DP1, DP2 à transistors bipolaires complémentaires, des miroirs de courant M3, M4 à 15 transistors bipolaires complémentaires, un transistor bipolaire 02, des résistances R1, R2, R3, R4, R5 et des résistances Rbias2, Rbias3. Les émetteurs des transistors du premier miroir de courant M3 sont reliés à la tension régulée Vreg. Le collecteur d'un transistor est relié à la résistance Rbias2 et le collecteur de l'autre transistor est relié aux émetteurs des 20 transistors de la première paire différentielle DP1, les collecteurs étant reliés à la masse via les résistances R3 et R4. Le miroir de courant M3 est ainsi connecté de telle façon qu'il fixe le courant de polarisation de la paire DP1. Ceci permet d'améliorer la précision de la régulation de température en renforçant la réjection du mode commun. 25 Si on suppose les deux transistors de M3 identiques, le courant IbiasDP1 que celui-ci fournit à la paire DP1 est donné par l'équation suivante, équation de base d'un miroir de courant : IbiasDP1 = Vreg - Vbe(M3) Rbias2 * [1 + le (M3) 30 Vbe(M3) représente la tension base-émetteur des transistors du miroir M3. /3(M3) est le gain statique en courant des transistors du miroir. 11 Le deuxième miroir de courant M4 et la deuxième paire différentielle DP2 sont connectés de manière similaire. Dans ce montage, les émetteurs du miroir M4 sont reliés à la masse, un collecteur est relié à la tension régulée Vreg via la résistance Rbias3 et l'autre collecteur est relié aux émetteurs de 5 la paire différentielle DP2. Les collecteurs de cette paire DP2 sont reliés à la tension régulée, via la résistance R1 pour l'un et via la résistance R2 pour l'autre. La paire différentielle DP2 constitue le premier étage de l'amplification, elle reçoit la tension Vtemp sur la base d'un transistor et la tension Vset sur la 10 base de l'autre transistor. La paire différentielle DP1 constitue le deuxième étage de l'amplification. A cet effet, la base du premier transistor de DP1 est reliée au collecteur du premier transistor de DP2 et que la base du deuxième transistor de DP1 est 15 reliée au collecteur du deuxième transistor de DP2. Le transistor 02 constitue le troisième étage de l'amplification, à cet effet, la base de 02 est reliée au collecteur d'un transistor de DP1. Le collecteur de 02 est relié à la tension régulée Vreg et son émetteur est relié à la masse 20 via la résistance R5. Etant donné que le miroir de courant M4 et la paire différentielle DP2 sont connectés de façon similaire, la même forme d'équation permet de calculer le courant IbiasDP2 fourni à DP2 par M4. Le gain différentiel de la paire DP1 est fixé par le courant de repos IbiasDP1 ainsi que les résistances R1et R2. Si l'on donne à R1 et R2 une valeur identique notée RC1, le gain différentiel Avdif (DP1) est donné par l'équation suivante : IbiasDP1 * RC1 Avdif (DP1) = gm(DP1) * RC1 = 2 * VT gm(DP1) est la transconductance des transistors de DP1, VT est le potentiel thermique du transistor qui vaut environ 26 mV à 300K. La même forme d'expression permet de calculer le gain différentiel de la paire DP2. Comme 25 30 12 on prélève la tension sur la paire DP2 en mode commun et non différentiel, il faut considérer le gain en mode commun Avcom(DP2) qui est égal au gain différentiel divisé par 2. Le gain total en boucle ouverte de l'amplificateur d'erreur Av(Amp/ifier) 5 dépend de la contribution des trois étages DP2, DP1 et 02 et est donc égal à Avdif(DP1)*AVcom(DP2)*Av(Q2). En approximant le gain Av(Q2) de 02 à 1, et en négligeant les pertes, l'expression peut s'écrire : 10 Av(Amplifier) = gm(DP1) * RC1* gm(DP2) * RC2 2 RC2 est la valeur des résistances R3 et R4. Le gain de l'amplificateur d'erreur Av(Amphfier) est préférablement configuré à une valeur élevée pour avoir une erreur minimale en boucle fermée. 15 La sortie de l'amplificateur d'erreur est l'émetteur du transistor 02 qui fournit une tension de contrôle Vctrl. Cette tension est envoyée sur l'oscillateur 4 dont le rapport cyclique est modulable (PWM). Le PWM permet de minimiser l'échauffement des transistors du commutateur 5 qui fonctionnent en mode bloqué-saturé. Il procure un contrôle précis de la température grâce à la 20 variation continue de la puissance envoyée dans la résistance de chauffe 20 (Rheat). Cette puissance dépend de façon linéaire du rapport cyclique du signal en sortie de l'oscillateur selon l'expression : Vcc2 Pheat = -Rheat* Dcycl Dcycl est le rapport cyclique du signal en sortie de l'oscillateur, et correspond 25 au quotient de la largeur d'impulsion sur la période. Si l'oscillateur présente une fonction de transfert linéaire, alors la puissance varie également linéairement par rapport à la tension Vctrl. La figure 3 présente un exemple de réalisation de cet oscillateur. D'autres implémentations sont possibles, comportant plus ou moins de composants. 30 Cet exemple de réalisation comprend quatre transistors bipolaires 05, 06, 07, 08, dix résistances R11 à R21 et un condensateur C1. Les éléments sont assemblés pour former un oscillateur à relaxation dont on pilote le 13 courant de charge du condensateur Cl pour moduler le rapport cyclique en sortie de l'oscillateur. La tension Vosc délivrée en sortie est ainsi modulée par la variation de son rapport cyclique. Le courant de charge du condensateur Cl est contrôlé par la tension Vctrl via la résistance R11. 5 L'oscillateur est alimenté par la tension régulée Vreg à laquelle sont reliées les résistances R13, R14, R15 (reliées respectivement au collecteur de 05, 06 et 07) et le collecteur du transistor 08. La fréquence d'oscillation libre est imposée par la résistance R12 et le condensateur Ci. Cette fréquence peut être aisément fixée à plusieurs 10 dizaines de kilohertz. Les transistors 05 et 06, ainsi que les résistances R13, R14, R16, R17 et R19 forment une bascule trigger de schmitt. Les seuils de cette bascule sont fixés de façon à réduire le risque d'oscillation de la boucle de régulation de température. 15 Le signal aux bornes de la capacité Cl est envoyé sur la base du transistor 05 constituant l'entrée de cette bascule trigger. La sortie de cette bascule, prélevée sur le collecteur de 06 est envoyée sur un inverseur formé par le transistor 07 et les résistances R15, R18 et R20. La résistance R20, connectée en pied de pont R18/R20, permet d'améliorer la commutation du 20 transistor 07 (R18 étant connectée entre la base de 07 et le collecteur de 06 et R20 étant connectée entre ladite base et la masse). Le signal inversé est prélevé sur le collecteur du transistor 07 et est envoyé sur un étage d'adaptation d'impédance constitué par le transistor 08, monté en suiveur, et la résistance R21 configurés en montage collecteur commun. 25 La sortie de l'oscillateur Vosc est prélevée sur l'émetteur de 08 et est rebouclée sur l'entrée à travers la résistance R12 afin de créer une oscillation entretenue. Lorsque l'entrée Vctrl est déconnectée, l'oscillateur fournit un signal avec un rapport cyclique moyen. Quand une tension est appliquée sur l'entrée Vctrl, 30 les temps de charge et de décharge de la capacité Cl vont être modifiés par la valeur de cette tension, ce qui va modifier le rapport cyclique de la sortie Vosc. Le montage est configuré de sorte que lorsque Vctrl augmente, le rapport cyclique de Vosc diminue. 14 Le signal Vosc provenant de la sortie de l'oscillateur modulé est utilisé pour piloter le commutateur 5 du courant envoyé dans la résistance de chauffe 20. Le commutateur est constitué par deux transistors bipolaires 03, 04 ainsi que par des résistances R7, R8, R9, R10. Les transistors sont assemblés de 5 sorte que quand 03 est passant, 04 l'est aussi. 04 est un transistor PNP de puissance dont les caractéristiques permettent de laisser passer le courant de chauffe nécessaire à la régénération. Il présente une tension de saturation faible sous un fort courant de collecteur. Sa base est reliée au collecteur du transistor NPN 03 à travers la résistance R9. Cette dernière 10 doit avoir une valeur suffisamment faible pour assurer une bonne saturation de 04, même lorsque l'intensité du courant de chauffe est élevée. La résistance R10 placée entre émetteur et base de 04 permet d'améliorer la commutation de ce dernier. L'émetteur de 04 est directement relié à la tension Vcc, et son collecteur à la résistance de chauffe. L'émetteur de 03 15 est relié à la masse, et sa base au point milieu d'un diviseur de tension constitué par les résistances R7 et R8. La résistance R7, reliée à la sortie de l'oscillateur, fixe le courant de base de 03 et la résistance R8 permet d'améliorer les commutations de 03. 20 Afin de protéger le composant à régénérer, un circuit sécurité 7 sur la température de chauffe est par exemple prévu. Le circuit de protection est formé par un transistor Q1, une résistance Rlim et un potentiomètre Plim. La résistance Rlim et le potentiomètre Plim sont reliés en pont diviseur à la tension régulée Vreg. Le point milieu de ce pont est relié sur la base de Q1. 25 La valeur ohmique de Rlim et de Plim sont choisies de façon à ce que le courant circulant dans la base de Q1 puisse être négligé. L'émetteur de Q1 est relié au signal Vctrl (plus précisément à la sortie de l'amplificateur 3 et à l'entrée de l'oscillateur 4) et son collecteur est relié à la tension Vreg. Ce circuit 7 permet de limiter la température maximale que peut réguler 30 l'invention. Pour cela, il agit sur la tension Vctrl en l'empêchant de descendre en dessous d'une valeur déterminée par le réglage de Plim. L'oscillateur PWM ne peut donc pas atteindre les rapports cycliques qui génèreraient une puissance trop importante en sortie. La valeur V/im de tension de sécurité est donnée par l'expression : 35 15 Vreg * fi * Plim Vlim = Vbe(Q1) fi* Plim + Rlim Vbe(Q1) est la tension entre la base et l'émetteur de 01. Le paramètre 13 est le coefficient donnant la valeur de résistance de Plim configuré en résistance variable. Lorsque 13 est réglé de telle façon que le 5 premier terme de l'équation ci-dessus soit inférieur ou égal au second terme, la sécurité est mise hors service et la température de régulation n'a pas de limitation. Dans une variante de réalisation, le dispositif fournit un signal VTout 10 proportionnel à la température de régulation. Ce signal est la recopie de la tension aux bornes du capteur de température 10. Ce signal VTout permet à un utilisateur de connaitre à tout moment la température du composant en cours de régénération. Par défaut VTout est sortie directement, c'est-à-dire sous haute impédance. Si l'application impose un signal à basse impédance, 15 il est possible d'ajouter un adaptateur d'impédance optionnel 31, comme dans l'exemple de la figure 2. Cet adaptateur d'impédance, encore appelé buffer, est constitué par des composants discrets tels que transistors, diodes, résistances et condensateurs afin de garantir une bonne tenue aux radiations. 20 Les composant du dispositif selon l'invention peuvent tous être implantés sur un même circuit imprimé, à l'exception du capteur de température 10 et de la résistance de chauffe 20, tous deux couplés thermiquement au composant à régénérer. Les liaisons entre la thermistance 10 et la résistance de chauffe 25 d'une part et les autres composants du dispositif sont de type filaire. Les fils de liaison peuvent être torsadés pour filtrer les tensions parasites induites par l'environnement. Eventuellement, le régulateur de tension 1 peut être exclu du dispositif selon l'invention, la tension régulée stabilisée étant alors fournie par un régulateur 30 de tension extérieur. Dans une variante de réalisation, les composants discrets du dispositif des figures 1 et 2 peuvent être remplacés en totalité ou en partie par un circuit intégré spécifique (ASIC) reprenant les blocs fonctionnels décrits 16 précédemment. Dans ce cas, REVENDICATIONS1. Dispositif de régénération par chauffage de composants électroniques soumis à des radiations ionisantes, caractérisé en ce qu'il comporte au moins les composants suivants : - une résistance de chauffe (20), destinée à chauffer un composant à régénérer ; une source de courant (2) ; une thermistance (10), reliée à ladite source de courant (2), couplée thermiquement à ladite résistance de chauffe, ladite thermistance parcourue par ledit courant présentant une tension Vtemp à ses bornes, image de la température de ladite résistance de chauffe (20) ; un amplificateur d'erreur (3) amplifiant la différence entre une tension de consigne Vset et la tension Vtemp, délivrant une tension Vctrl correspondant à ladite différence amplifiée ; - un commutateur (5), commutant le courant passant dans ladite résistance de chauffe (20) ; - un oscillateur (4) délivrant une tension Vosc formée à rapport cyclique modulé, le rapport cyclique des impulsions de ladite tension Vosc étant fonction de la tension Vctrl, lesdites impulsions commandant l'ouverture dudit commutateur (5). 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte un module de consigne (6) délivrant une tension Vset réglable, image de la température de consigne de chauffe choisie pour ladite résistance de chauffe (20). 3. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que lesdits composants sont réalisés en composants électroniques discrets. 4. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte un régulateur de tension (1) fournissant une tension d'alimentation stabilisée à ladite source de courant (2), audit 35 amplificateur (3) et audit module de consigne (6). 18 5. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de sécurité (7) formé par un transistor Q1, une résistance Rlim et un potentiomètre Plim, la résistance Rlim et le potentiomètre Plim étant reliés en pont diviseur à une 5 tension stabilisée Vreg alimentant ledit oscillateur (4), le point milieu dudit pont étant relié sur la base du transistor Q1, l'émetteur du transistor Q1 étant relié à l'entrée dudit oscillateur (4) recevant la tension Vctrl et le collecteur étant relié à ladite tension stabilisée Vreg. 10 6. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que ledit commutateur (5) comporte deux transistors bipolaires Q3, Q4 et des résistances R7, R8, R9, R10, lesdits transistors étant assemblés de sorte que quand Q3 est passant, Q4 est passant, la base de Q4 étant reliée au collecteur du transistor Q3 à travers la résistance R9, la 15 résistance R10 étant connectée entre émetteur et base de Q4, l'émetteur de Q4 étant directement relié à une tension d'alimentation Vcc, et son collecteur à ladite résistance de chauffe, l'émetteur de Q3 étant relié à la masse électrique, et sa base au point milieu d'un diviseur de tension constitué par les résistances R7 et R8, la résistance R7 étant reliée à la 20 sortie dudit oscillateur (4), délivrant la tension Vosc, et la résistance R8 étant reliée à la masse électrique. 7. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que ladite source de courant (2) comporte : 25 un miroir de courant équilibré à quatre transistors bipolaires, formant un miroir de Wilson complet ; une résistance R6; une résistance Rshunt ; et une résistance Rbias1 ; 30 l'ensemble des quatre transistors formant deux miroirs de courant simples M1, M2 branchés en cascade et croisés de telle sorte que les courants de base des transistors tendent à s'annuler, les émetteurs des transistors du premier miroir M1 étant aptes à être reliés à une tension régulée Vreg, le deuxième miroir M2 étant relié en sortie à la résistance Rshunt, reliée à la résistance de ladite thermistance (10), et à la ' 19 résistance Rbias1, reliée à la masse électrique, la résistance R6 reliant les émetteurs des transistors du premier miroir M1 à leur base commune. 8. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que la valeur de la 5 résistance R6 est sensiblement la moitié de la valeur de la résistance Rbias1. 9. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que ledit amplificateur (3) comporte au moins : 10 une première paire différentielle DP2 à transistors bipolaires complémentaires formant un premier étage d'amplification, recevant la tension Vtemp sur la base d'un transistor et la tension Vset sur la base de l'autre transistor ; un miroir de courant M4 fixant le courant de polarisation de DP2; 15 une deuxième paire différentielle DP1 à transistors bipolaires complémentaires formant un deuxième étage d'amplification, la base d'un premier transistor de DP1 étant reliée au collecteur d'un premier transistor de DP2 et la base du deuxième transistor de DP1 étant reliée au collecteur du deuxième transistor de DP2; 20 - un miroir de courant M3 fixant le courant de polarisation de DP1 ; un transistor bipolaire Q2 formant le troisième étage d'amplification, la base de Q2 étant reliée au collecteur d'un transistor de DP1, le collecteur de Q2 étant apte à être relié à une tension régulée Vreg, la tension Vctrl étant présente en sortie de l'émetteur de Q2. 25 10. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé que ledit amplificateur comporte des résistances R1, R2, R3, R4, R5 et des résistances Rbias2, Rbias3, les émetteurs des transistors du miroir de courant M3 étant aptes à être reliés à la tension régulée Vreg, le collecteur d'un transistor du miroir M3 30 étant reliée à la résistance Rbias2 et le collecteur de l'autre transistor du miroir M3 étant relié aux émetteurs des transistors de la première paire différentielle DP1, les collecteurs du miroir M3 étant reliés à la masse via les résistances R3 et R4, les émetteurs du miroir M4 étant reliés à la masse, un collecteur dudit miroir M4 étant apte à être relié à la tension régulée Vreg via 35 la résistance Rbias3 et l'autre collecteur étant relié aux émetteurs de la paire - 20 différentielle DP2, les collecteurs de DP2 étant reliés à la tension régulée Vreg, via la résistance R1 pour l'un et via la résistance R2 pour l'autre, le collecteur du transistor Q2 étant apte à être relié à la tension régulée Vreg, l'émetteur de Q2 étant relié à la masse via la résistance R5. 11. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que ledit oscillateur (4) comprend des transistors bipolaires Q5, Q6, Q7, Q8, des résistances R11, R12, R13, R14, R15, R16, R17, R18, R19, R20, R21 et un condensateur C1 assemblés pour former un 10 oscillateur à relaxation, la fréquence d'oscillation libre étant déterminée par la résistance R12, connectée entre ledit condensateur C1 et l'émetteur de Q8 formant la sortie dudit oscillateur ; le courant de charge du condensateur C1 étant commandé pour moduler le rapport cyclique de la tension Vosc délivrée en sortie dudit 15 oscillateur, ledit courant de charge étant fourni par la tension Vctrl via la résistance R11 ; ledit oscillateur étant alimenté électriquement par une tension régulée Vreg à laquelle sont reliées les résistances R13, R14, R15, reliées respectivement au collecteur de Q5, Q6 et Q7, et le collecteur du 20 transistor Q8; les transistors Q5 et Q6, et les résistances R13, R14, R16, R17 et R19 formant une bascule de type trigger de schmitt, le signal aux bornes dudit condensateur C1 étant envoyé sur la base du transistor Q5 constituant l'entrée de ladite bascule ; 25 la sortie de ladite bascule, formée par le collecteur de Q6, étant envoyée sur un inverseur formé par le transistor Q7 et les résistances R15, R18 et R20, R18 étant connectée entre la base de Q7 et le collecteur de Q6 et R20 étant connectée entre ladite base et la masse électrique ; 30 le signal inversé étant prélevé sur le collecteur du transistor Q7 et étant envoyé sur un étage d'adaptation d'impédance constitué par le transistor Q8, monté en suiveur, et la résistance R21 configurés en montage collecteur commun. 5 21 12. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte une sortie fournissant un signal VTout de recopie de la tension aux bornes de ladite thermistance (10). 5