Brevet FR3054754A1 — publié le 20180202

Arrière-plan de l'invention La présente invention concerne le domaine technique des convertisseurs modulaires multi-niveaux (MMC) assurant la conversion d'un courant alternatif en un courant continu et inversement. Les convertisseurs MMC sont traditionnellement utilisés dans les réseaux de transport à haute tension à courant continu (HVDC) utilisant un courant continu pour la transmission de l'énergie électrique. Ils comportent de façon connue une partie dite continue destinée à être reliée à un réseau d'alimentation électrique continu et une partie dite alternative destinée à être reliée à un réseau d'alimentation électrique alternatif. Ces convertisseurs comportent, de manière traditionnelle, une pluralité de sous-modules commandables, notamment de manière à adapter les échanges de puissances entre les réseaux d'alimentation électrique continu et alternatif et le convertisseur. Le contrôle du convertisseur MMC et de ses sous-modules est un aspect important dans la gestion des réseaux HVDC. L'invention concerne plus précisément un procédé de contrôle d'un tel convertisseur modulaire multi-niveaux (MMC), le procédé comprenant une étape de régulation interne, qualifiée de régulation rapide. Dans l'industrie, il est connu de modéliser le comportement des 20 systèmes au moyen de modèles, afin de prévoir et d'analyser le comportement de ces systèmes de manière à en déduire des lois de commande permettant de contrôler lesdits systèmes. En particulier, il est connu de modéliser la régulation interne des convertisseurs MMC au moyen de modèles dits à temps continu, la régulation 25 interne pouvant être mise en oeuvre au moyen d'un étage ou module de régulation interne. Par modèle à temps continu, on entend une modélisation dans laquelle le temps peut prendre une infinité de valeurs réelles, par opposition à un modèle à temps discret, pour lequel le temps est représenté par une variable discrète, c'est-à-dire échantillonnée. Ces modèles à temps 30 continu mettent par exemple en oeuvre des correcteurs du type proportionnel intégral. Les lois de commande, permettant de réaliser la régulation interne desdits convertisseurs MMC, synthétisées à partir desdits modèles à temps continu, sont des lois de commande à temps continu qu'il est nécessaire de 35 discrétiser, notamment pour le besoin des divers calculateurs numériques. 3054754 2 Or, il est connu que la discrétisation d'une loi de commande à temps continu entraîne une perte d'information qui menace la fidélité de la loi de commande par rapport au système réel. Ceci compromet l'exactitude des résultats lors de l'application de ladite loi de commande, par exemple pour 5 contrôler un étage de régulation interne. On connait également des modèles à temps discret du type modèle d'Euler, obtenus à partir de modèles à temps continu et qui permettent de synthétiser directement des lois de commande à temps discret. Toutefois, les lois de commande synthétisées à partir de ces modèles de type Euler 10 n'offrent pas une régulation interne et plus particulièrement une commande de l'étage de régulation interne suffisamment précise, ce qui traduit une sous-utilisation du potentiel du convertisseur. Ces modèles sont en outre imprécis et n'offrent pas des résultats de simulation et de performance de contrôle satisfaisants, suffisamment proches du comportement réel du 15 convertisseur, notamment avec des grands pas d'échantillonnage. Objet et résumé de l'invention Un but de la présente invention est de proposer un procédé de contrôle d'un convertisseur modulaire multi-niveaux remédiant aux problèmes précités. Pour ce faire, l'invention porte sur un procédé de contrôle d'un convertisseur de tension modulaire multi-niveaux permettant de convertir une tension alternative en une tension continue et inversement, le convertisseur comportant une partie dite continue destinée à être reliée à un réseau d'alimentation électrique continu et une partie dite alternative destinée à être reliée à un réseau d'alimentation électrique alternatif, le procédé comprenant une régulation interne modélisable par un modèle à temps continu pouvant être représenté sous la forme d'un système d'équations reliant des variables et des paramètres associés au fonctionnement du convertisseur. Selon une caractéristique générale du procédé de contrôle, la régulation interne est mise en oeuvre à partir d'un modèle à temps discret, et l'obtention du modèle à temps discret comprend : - une étape de transformation du système d'équations pour placer ledit système d'équations dans une représentation 3054754 3 matricielle dans laquelle les variables du système d'équations sont représentées sous la forme de vecteurs et les paramètres dudit système d'équations sont représentés sous la forme de matrices ; et 5 - une étape de discrétisation du système d'équations placé dans ladite représentation matricielle. Par convertisseur modulaire, on entend un convertisseur comprenant une pluralité de sous-modules commandables. De préférence, mais de manière non limitative, le convertisseur 10 modulaire multi-niveaux (MMC) comporte une pluralité de bras, chaque bras comportant un demi-bras supérieur et un demi-bras inférieur. Chaque demi-bras relie une borne positive ou négative du réseau d'alimentation électrique continu à une borne du réseau d'alimentation électrique alternatif. Chaque demi-bras comprend en outre une pluralité de sous-modules commandables 15 individuellement par un organe de commande propre à chaque sous-module. Chaque sous-module comprend un condensateur connectable en série dans le demi-bras lorsque l'organe de commande du sous-module est activé. Sans sortir du cadre de l'invention, le procédé de contrôle selon l'invention peut être appliqué indifféremment à des convertisseurs 20 modulaires multi-niveaux de différents types, et notamment à un convertisseur MMC en demi-pont, dit Half-Bridge (HB), à un convertisseur en pont complet, dit Full-Bridge (FB) ou encore à un convertisseur ayant une structure en Alternate Arm Converter (AAC). Ces structures sont bien connues de l'homme du métier. 25 La régulation interne permet par exemple de contrôler le courant du réseau d'alimentation électrique alternatif ainsi que le courant différentiel généré par le convertisseur. De préférence, le convertisseur peut comprendre un module de contrôle dudit convertisseur et ledit module de contrôle peut comprendre un 30 étage de régulation interne mettant en oeuvre ladite régulation interne. On comprend que lesdits modèles à temps discret et à temps continu permettent de modéliser le comportement dudit étage de régulation interne. De manière non limitative, le module de contrôle peut comporter, en outre, un étage de régulation externe, également appelé étage de régulation 3054754 4 lente. Cet étage de régulation externe permet notamment de contrôler des grandeurs de puissances alternatives et de tensions continues du convertisseur. L'étage de régulation externe et l'étage de régulation interne forment un ensemble de contrôle dit « de haut niveau ». Le module de 5 contrôle peut également comporter un étage d'équilibrage des tensions des sous-modules du convertisseur. Cet étage d'équilibrage forme un ensemble de contrôle dit « de bas niveau ». Le modèle à temps continu illustre l'opération de la régulation interne au moyen du système d'équations. Sans sortir du cadre de l'invention, ce 10 modèle peut être appliqué dans le cadre de simulations de régulation interne appliquées au convertisseur. Il peut notamment servir à modéliser le comportement d'un étage de régulation interne du convertisseur. Les différentes équations comprises dans ledit système d'équations sont des équations d'état traduisant le processus de régulation interne. De 15 manière non limitative, ces équations peuvent être des équations linéaires, par exemple associées à chacune des trois phases auxquelles est connecté le convertisseur. Sans sortir du cadre de l'invention, lesdites variables et lesdits paramètres peuvent être des variables et des paramètres associés au 20 convertisseur, au réseau d'alimentation électrique continu ou au réseau d'alimentation électrique alternatif. De préférence, mais de manière non limitative, ces variables sont des variables de courant et de tension alternatifs, tels que le courant et la tension du réseau d'alimentation électrique alternatif et la tension alternative générée par le convertisseur. 25 Ces variables peuvent également être des variables de courant et de tension continus, tels que le courant et la tension du réseau d'alimentation électrique continu et la tension continue générée par le convertisseur. Le modèle à temps discret utilisé dans le cadre du procédé de contrôle selon l'invention peut en outre être utilisé dans le cadre de simulations où il 30 permet de reproduire et d'analyser le comportement dudit convertisseur MMC, et ce afin de réaliser une régulation interne du convertisseur MMC. De 3054754 5 manière non limitative, ce modèle à temps discret peut notamment permettre de modéliser le comportement d'un étage de régulation interne du convertisseur. La simulation peut être mise en oeuvre au moyen d'un outil informatique ou sur des automates destinés à la simulation. 5 Grâce à l'invention, lors de l'étape intermédiaire de transformation, le système d'équations modélisant la régulation interne est placé dans une représentation matricielle facilitant sa discrétisation. Dans cette représentation, le nombre de calculs nécessaire à la détermination du modèle à temps discret est réduit, de sorte que les temps de calcul, par 10 exemple dans le cadre de simulations, sont d'autant plus faibles. De manière non limitative, cette représentation matricielle permet par exemple de réduire le nombre d'équations comprises dans ledit système d'équations. De préférence, le système d'équations représentant le modèle à temps continu dans ladite représentation matricielle s'exprime sous la forme de 15 l'équation différentielle suivante : dx(t) -> -> = A x(t) + B y(t) dx où t désigne le temps, où x(t) et y(t) sont des vecteurs de variables t)x( temporelles x(t) et y(t), où ddx - est un vecteur des dérivées temporelles de la variable temporelle x(t), et où A et B sont des matrices de paramètres. Un intérêt est de réduire le système d'équations à une seule équation, afin 20 de faciliter encore la discrétisation du modèle à temps continu. De manière avantageuse, ladite étape de discrétisation du système d'équations est réalisée au moyen d'un calcul mettant en oeuvre des exponentielles de matrices. On comprend notamment que l'étape de discrétisation est réalisée par application de la fonction exponentielle 25 auxdites matrices de paramètres, obtenues suite à l'étape de transformation dudit système d'équations. Un intérêt est que, contrairement aux modèles à temps discret d'Euler par exemple, aucune approximation ou simplification n'est effectuée lors de la discrétisation du modèle à temps continu permettant d'aboutir au modèle 30 à temps discret utilisé par le procédé selon l'invention. En effet, la méthode traditionnelle de discrétisation permettant de déterminer le modèle d'Euler 3054754 6 nécessite de faire des approximations, notamment avec des pas d'échantillonnage importants. Le calcul du modèle à temps discret au moyen d'exponentielles de matrice permet de ne pas avoir recours aux simplifications et aux approximations. 5 Le modèle à temps discret utilisé par le procédé selon l'invention est donc d'autant plus proche du système réel et modélise de manière plus exacte la régulation interne. Le modèle à temps discret, déterminé au moyen d'un calcul mettant en oeuvre des exponentielles de matrices, est donc un modèle sensiblement exact. La modélisation interne mise en oeuvre par ce 10 modèle sensiblement exact est donc d'autant plus précise Avantageusement, la régulation interne est modélisée comme un système triphasé et l'on met en oeuvre une transformation de Park ou AlphaBeta. Ces transformations sont bien connues de l'homme du métier qui saura choisir la transformation appropriée en fonction de l'application. On 15 comprend que la modélisation comme un système triphasé est particulièrement adaptée au convertisseur modulaire multi-niveaux qui est destiné à être connecté au réseau d'alimentation électrique alternatif. En effet, les demi-bras du convertisseur relient les bornes du réseau d'alimentation électrique continu aux trois phases du réseau d'alimentation 20 électrique alternatif. Dans cette modélisation triphasée, le système d'équations peut être exprimé de manière à comporter une équation par phase. Toutefois, pour faciliter la modélisation de la régulation interne et la détermination dudit modèle à temps discret, on procède à un changement de 25 repère au moyen d'une transformation de Park ou une transformation AlphaBeta. Cette transformation Alpha-Beta est également appelée transformation de Clarke lorsqu'elle permet de conserver les modules ou transformation de Concordia lorsqu'elle permet de conserver les puissances. Ces transformations permettent d'obtenir une modélisation diphasée de la 30 régulation interne. De manière non limitative, ces transformations peuvent être appliquées, dans une étape préliminaire, au système d'équations représentant le modèle à temps continu modélisant la régulation interne. Ceci permet de faciliter la détermination du modèle à temps discret et donc sa mise en oeuvre pour la régulation interne. La transformation de Park place 35 le système d'équations dans un repère dont les axes sont nommés cl et q. La 3054754 7 transformation de Alpha-Beta, qu'elle soit une transformation de Clarke ou de Concordia, place le système d'équations dans un repère dont les axes sont nommés a et 1 e . Préférentiellement, ledit modèle à temps discret a pour variable une 5 période d'échantillonnage T. Un intérêt est de disposer d'un degré de liberté supplémentaire permettant d'adapter le modèle et sa réponse, par exemple en fonction des besoins de la simulation. De préférence, le modèle à temps discret s'exprime sous la forme : x(k + 1) = F(T) x(k) + G(T) y(k) où k désigne l'instant d'échantillonnage, où x(k) et y(k) sont des vecteurs de 10 variables x(k) et y(k), et où F(T) et G(T) sont des matrices fonctions de la période d'échantillonnage. Ce modèle à temps discret permet de modéliser la régulation interne de manière précise. Ce modèle peut être mis en oeuvre au moyen d'un outil informatique pour réaliser des simulations afin de prévoir le comportement de l'étage de régulation interne. 15 Selon un aspect particulièrement avantageux de l'invention, le procédé de contrôle comporte une étape de synthétisation d'une loi de commande discrète, à partir dudit modèle à temps discret, pour réaliser ladite régulation interne. Un intérêt est que la loi de commande synthétisée est directement échantillonnée et qu'il n'est pas nécessaire de procéder à une étape de 20 discrétisation de ladite loi de commande. En effet, il est connu que la discrétisation d'une loi de commande à temps continu implique une perte d'information préjudiciable, induisant la nécessité d'utiliser des correcteurs pour compenser cette perte d'information, lors de la mise en oeuvre de ladite loi de commande à temps discret. 25 De manière non limitative, la loi de commande discrète synthétisée peut être appliquée dans un système réel pour contrôler, par exemple, un étage de régulation interne d'un module de contrôle d'un convertisseur MMC. Cette loi de commande peut également être utilisée dans le cadre de simulations, par exemple pour valider les performances d'un modèle 30 déterminé de comportement d'un étage de régulation interne ou pour valider les performances de la loi de commande elle-même. 3054754 8 Il a été précisé précédemment que, dans le mode de réalisation non limitatif pour lequel l'étape de discrétisation du système d'équations du modèle à temps continu est réalisée au moyen d'un calcul mettant en oeuvre des exponentielles de matrices, ledit calcul est un calcul exact n'impliquant 5 pas d'approximation ou de simplification. Le modèle à temps discret obtenu est par conséquent un modèle sensiblement exact. Dans ce mode de réalisation, la loi de commande discrète synthétisée à partir du modèle à temps discret sensiblement exact est donc également plus précise et permet de réaliser une régulation interne plus efficace qu'une loi de commande 10 synthétisée à partir d'un modèle d'Euler par exemple. De préférence, ladite loi de commande discrète est fonction de ladite période d'échantillonnage. Un intérêt est de disposer d'une entrée supplémentaire et donc d'un degré de liberté supplémentaire lors de l'application de la loi de commande. Aussi, de manière non limitative, lorsque 15 la loi de commande est utilisée pour contrôler un étage de régulation interne, par exemple d'un système de convertisseur réel, la maîtrise de la période d'échantillonnage offre un meilleur contrôle dudit étage de régulation interne. Il est possible d'adapter la période d'échantillonnage pour respecter les limites de fonctionnement dudit étage de régulation interne ou pour 20 réduire les temps de réponse dudit étage de régulation interne commandé. En maitrisant ladite période d'échantillonnage T, il est possible d'ajuster les performances de la loi de commande. On peut par exemple faire converger plus ou moins rapidement la réponse de l'étage de régulation interne commandé par cette loi de commande. 25 Encore de préférence, ladite loi de commande discrète s'exprime sous la forme : y(k) = G(T)-1( -F(T)x(k) + K g ain (x(k + 1) - x(k)) x(k + 1)) où G(T)-1 est la matrice inverse de la matrice G(T) et où Kgainest le vecteur des gains. En ajustant K g ain on ajuste la rapidité de la commande. Avantageusement, ledit étage de régulation interne comporte un 30 régulateur d'un courant différentiel continu généré par le convertisseur dont le comportement est modélisé par un premier sous-modèle à temps continu, 3054754 9 représenté sous la forme d'un premier sous-système d'équations reliant des variables et des paramètres utilisés par ledit régulateur d'un courant différentiel. On comprend que ledit premier sous-modèle à temps continu hérite des caractéristiques générales dudit modèle à temps continu, de sorte 5 que ledit premier sous-modèle à temps continu à un comportement similaire audit modèle à temps continu. De même, ledit premier sous-système d'équations à une forme similaire audit système d'équations. De cette manière, le procédé selon l'invention, appliqué audit régulateur d'un courant différentiel continu, comprend la régulation du courant différentiel continu, 10 mise en oeuvre à partir du premier sous-modèle à temps discret, et l'obtention du premier sous-modèle à temps discret comprend une étape de transformation du premier sous-système d'équations pour placer ledit premier sous-système d'équations dans une représentation matricielle dans laquelle les variables du premier sous-système d'équations sont représentées 15 sous la forme de vecteurs et les paramètres dudit premier sous-système d'équations sont représentés sous la forme de matrices. L'obtention dudit premier sous-modèle à temps discret comprend également une étape de discrétisation du premier sous-système d'équations placé dans ladite représentation matricielle. 20 De manière avantageuse, ledit étage de régulation comporte un régulateur du courant alternatif du réseau d'alimentation électrique alternatif dont le comportement est modélisé par un second sous-modèle à temps continu, représenté sous la forme d'un second sous-système d'équations reliant des variables et des paramètres utilisés par ledit régulateur du 25 courant alternatif. On comprend que ledit second sous-modèle à temps continu hérite des caractéristiques générales dudit modèle à temps continu, de sorte que ledit second sous-modèle à temps continu à un comportement similaire audit modèle à temps continu. De même, ledit second sous-système d'équations à une forme similaire audit système d'équations. 30 De cette manière, le procédé selon l'invention, appliqué audit régulateur du courant alternatif du réseau d'alimentation électrique alternatif, comprend la régulation du courant alternatif du réseau d'alimentation électrique alternatif, mise en oeuvre à partir du second sous-modèle à temps discret, et l'obtention du second sous-modèle à temps discret comprend une 35 étape de transformation du second sous-système d'équations pour placer 3054754 10 ledit second sous-système d'équations dans une représentation matricielle dans laquelle les variables du second sous-système d'équations sont représentées sous la forme de vecteurs et les paramètres dudit second sous-système d'équations sont représentés sous la forme de matrices. L'obtention 5 dudit second sous-modèle à temps discret comprend également une étape de discrétisation du second sous-système d'équations placé dans ladite représentation matricielle. Le procédé tel que défini ci-avant peut être mis en oeuvre par un système informatique. 10 L'invention porte également sur un convertisseur modulaire multi- niveaux permettant de convertir une tension alternative en une tension continue et inversement, le convertisseur comportant une partie dite continue destinée à être reliée à un réseau d'alimentation électrique continu et une partie dite alternative destinée à être reliée à un réseau d'alimentation 15 électrique alternatif, le convertisseur comportant en outre un module de contrôle du convertisseur, le module de contrôle comprenant un étage de régulation interne mettant en oeuvre ladite régulation interne, ledit convertisseur mettant en oeuvre une régulation interne modélisable par un modèle à temps continu pouvant être représenté sous la forme d'un système 20 d'équations reliant des variables et des paramètres associés au fonctionnement du convertisseur, caractérisé en ce que l'étage de régulation interne est configuré pour la mise en oeuvre d'un modèle à temps discret, et l'obtention du modèle à temps discret comprend : - une étape de transformation du système d'équations pour placer 25 ledit système d'équations dans une représentation matricielle dans laquelle les variables du système d'équations sont représentées sous la forme de vecteurs et les paramètres dudit système d'équations sont représentés sous la forme de matrices ; et - une étape de discrétisation du système d'équations placé dans 30 ladite représentation matricielle. De manière non limitative, ce convertisseur peut mettre en oeuvre tous les modes de mise en oeuvre du procédé de contrôle décrit précédemment. Par ailleurs, on peut noter que le convertisseur obtenu met en oeuvre 35 un modèle à temps discret qui permet d'obtenir une régulation interne plus 3054754 11 précise que les modèles utilisés classiquement dans l'industrie, par exemple le modèle d'Euler. En effet, le modèle à temps discret mis en oeuvre par le convertisseur est obtenu sans approximation et traduit plus exactement le comportement de l'étage de régulation. 5 L'invention propose également un programme d'ordinateur comportant des instructions pour l'exécution des étapes d'un procédé tel que défini ci-avant lorsque ledit programme est exécuté par un processeur. L'invention propose également un support d'enregistrement lisible par un processeur sur lequel est enregistré un programme d'ordinateur 10 comprenant des instructions pour l'exécution des étapes d'un procédé tel que défini ci-avant. On peut noter que les programme d'ordinateur mentionnés dans le présent exposé peuvent utiliser n'importe quel langage de programmation, et être sous la forme de code source, code objet, ou de code intermédiaire 15 entre code source et code objet, tel que dans une forme partiellement compilée, ou dans n'importe quelle autre forme souhaitable. De plus, les supports d'enregistrement (ou d'information) mentionnés dans le présent exposé peuvent être n'importe quelle entité ou dispositif capable de stocker le programme. Par exemple, le support peut comporter 20 un moyen de stockage, tel qu'une ROM, par exemple un CD ROM ou une ROM de circuit microélectronique, ou encore un moyen d'enregistrement magnétique, par exemple une disquette (floppy disc) ou un disque dur. D'autre part, les supports d'enregistrement peuvent correspondre à un support transmissible tel qu'un signal électrique ou optique, qui peut être 25 acheminé via un câble électrique ou optique, par radio ou par d'autres moyens. Le programme selon l'invention peut être en particulier téléchargé sur un réseau de type Internet. Alternativement, les supports d'enregistrement peuvent correspondre à un circuit intégré dans lequel le programme est incorporé, le circuit étant 30 adapté pour exécuter ou pour être utilisé dans l'exécution du procédé en question. Enfin, il est proposé un système informatique comprenant un processeur et une mémoire comprenant le programme d'ordinateur tel que défini ci-avant pour l'exécution des étapes dudit procédé sur le processeur du 35 système informatique. 3054754 12 Brève description des dessins L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui suit d'un mode de réalisation de l'invention donné à titre d'exemple non limitatif, 5 en référence aux dessins annexés, sur lesquels : - la figure 1 illustre un convertisseur modulaire multi-niveaux à trois phases mis en oeuvre par le procédé de contrôle selon l'invention ; - la figure 2 illustre un sous-module du convertisseur modulaire multi-niveaux de la figure 1; 10 - la figure 3 illustre un module de contrôle du convertisseur MMC de la figure 1; - la figure 4 illustre un premier montage de simulation visant à comparer trois modèles de comportement du régulateur du courant alternatif du module de contrôle de la figure 3 ; 15 - la figure 5 montre la réponse du courant alternatif du réseau d'alimentation électrique alternatif à un changement de consigne tension en entrée des trois modèles de la figure 4 ; - la figure 6 illustre un second montage de simulation visant à comparer trois modèles de comportement du régulateur du 20 courant différentiel continu généré par le convertisseur de la figure 3 - la figure 7 montre la réponse du courant différentiel continu généré par le convertisseur à un échelon de tension en entrée des trois modèles de la figure 6 ; 25 - la figure 8 illustre un premier montage de validation d'une loi de commande du régulateur du courant alternatif, déterminée grâce au procédé selon l'invention ; - la figure 9 montre la réponse du courant alternatif en réponse à un échelon de la consigne de courant alternatif en entrée du montage 30 de la figure 8 ; - la figure 10 illustre un second montage de validation d'une loi de commande du régulateur du courant différentiel continu, déterminée grâce au procédé selon l'invention ; et 3054754 13 la figure 11 montre la réponse du courant différentiel continu en réponse à un échelon de la consigne de courant différentiel continu en entrée du montage de la figure 10. 5 Description détaillée de l'invention L'invention porte sur un procédé de contrôle du comportement d'un convertisseur de tension modulaire multi-niveaux, permettant de convertir une tension alternative en une tension continue et inversement. Un mode de réalisation d'un tel convertisseur, utilisé par le procédé de 10 contrôle selon l'invention, est représenté en figure 1. Dans cet exemple, le convertisseur modulaire multi-niveaux 10 comporte, pour un courant triphasé d'entrée/sortie (comportant trois phases cpa, PbC et (pc), trois bras de conversion qui sont référencés par les indices a, b et c sur les différents composants de la figure 1. Chaque bras de conversion comprend un demi- 15 bras supérieur et un demi-bras inférieur (indiqués par les indices « u » pour supérieur et « I » pour inférieur), dont chacun relie une borne DC+ ou DC-du réseau d'alimentation électrique continu (DC) à une borne du réseau d'alimentation électrique alternatif (AC). En particulier, chacun des bras est connecté à une des trois lignes de phase cp,,, PbC et cp, du réseau 20 d'alimentation électrique alternatif. Il est à noter que les termes « bras » et « demi-bras » sont traduits en anglais respectivement par « leg » et « arm ». La figure 1 représente un ensemble 6 de sous-module, dans lequel chaque demi-bras est traversé par un courant i avec (x indiquant si le demi-bras est supérieur ou inférieur et l'indice i indiquant le bras). En outre, chaque 25 demi-bras comprend une pluralité de sous-modules SMxij qui peuvent être commandés suivant une séquence souhaitée (avec x indiquant si le demi-bras est supérieur ou inférieur, i indiquant la ligne de phase à laquelle le demi-bras est associé, et j étant le numéro du sous-module parmi les sous-modules en série dans le demi-bras). Ici, seuls trois sous-modules ont été 30 représentés par demi-bras. En pratique, chaque demi-bras inférieur ou supérieur peut comporter un nombre N de sous-modules, pouvant aller de quelques dizaines à quelques centaines. Chaque sous-module SMxij comporte un système de stockage d'énergie tel qu'au moins un condensateur et un organe de commande pour connecter sélectivement ce 3054754 14 condensateur en série entre les bornes du sous-module ou pour le contourner. Les sous-modules sont commandés selon une séquence choisie pour faire varier progressivement le nombre d'éléments de stockage d'énergie qui sont connectés en série dans un demi-bras du convertisseur 10 5 de façon à fournir plusieurs niveaux de tension. En outre, sur la figure 1, Vd, désigne la tension aux points de connexion du convertisseur au réseau d'alimentation électrique continu, ces points étant visés par l'expression anglo-saxone « PCC : Point of Common Coupling », bien connue de l'homme du métier. id, désigne le courant du réseau d'alimentation électrique 10 continu, tandis que des courants iga, igt, et i9, traversent les trois lignes de phase cpa, PbC et cpc. De plus, chaque demi-bras possède une inductance Larm et chaque ligne de phase comporte une inductance Lf et une résistance Rf. . La figure 2 illustre un sous-module SM,if appartenant au 15 convertisseur 10 de la figure 1. Ce sous-module SM,if à une tension vsm à ses bornes. Dans ce sous-module, chaque organe de commande comporte un premier élément de commutation électronique T1 tel qu'un transistor bipolaire à grille isolée (« IGBT : Insulated Gate Bipolar Transistor » en langue anglaise) connecté en série avec un élément de stockage d'une 20 énergie électrique, ici un condensateur Csm . Ce premier élément de commutation T1 et ce condensateur CSM sont montés en parallèle d'un deuxième élément de commutation électronique T2, également un transistor bipolaire à grille isolée (IGBT). Ce deuxième élément de commutation électronique T2 est couplé entre les bornes d'entrée et de sortie du sous- 25 module SM,if. Les premier et deuxième éléments de commutation T1 et T2 sont tous deux associés à une diode antiparallèle représentée sur la figure 2. En fonctionnement, le sous-module peut être commandé dans deux états de commande. Dans un premier état dit état « on » ou commandé, le premier 30 élément de commutation T1 et le deuxième élément de commutation T2 sont configurés de manière à connecter l'élément de stockage d'énergie Csm en série avec les autres sous-modules. Dans un deuxième état dit état « off » ou non-commandé, le premier élément de commutation T1 et le 3054754 15 deuxième élément de commutation T2 sont configurés de sorte à court-circuiter l'élément de stockage d'énergie Csm. Le convertisseur utilisé dans cet exemple est un convertisseur en demi-pont. Sans sortir du cadre de l'invention, le procédé de contrôle selon 5 l'invention peut également être appliqué à des convertisseurs modulaires multi-niveaux de différents types, et notamment à un convertisseur MMC en pont complet, dit Full-Bridge (FB) ou encore à un convertisseur ayant une structure en Alternate Arm Converter (AAC). La figure 3 illustre un convertisseur modulaire multi-niveaux 10 selon 10 l'invention, comportant une unité de conversion 12 et un module de contrôle 14 du convertisseur 10. On constate que le module de contrôle 14 présente une structure en cascade. Dans cet exemple, le module de contrôle 14 comporte un étage de régulation externe 16, un étage de régulation interne 18 et un étage d'équilibrage des tensions 20. 15 L'étage de régulation externe 16 comporte un premier ensemble de régulateurs 22 configuré pour réguler des grandeurs telles que la tension des réseaux d'alimentation électrique continu et alternatif et les puissances alternatives active et réactive du convertisseur. L'étage de régulation externe 16 comporte en outre un second ensemble de régulateurs 24, configuré 20 pour réguler les différentes énergies du convertisseur, et notamment l'énergie interne du convertisseur, stockée dans les condensateurs des sous-modules. L'étage de régulation externe 16 est également qualifié d'étage de régulation lente. Dans l'exemple de la figure 3, l'étage de régulation interne 18 25 comporte un régulateur 26 du courant alternatif i9 du réseau d'alimentation électrique alternatif et un régulateur 28 d'un courant différentiel continu idiff généré par le convertisseur. L'étage de régulation interne 18 est également qualifié d'étage de régulation rapide. Les étages de régulation externe 16 et interne 18 assurent un 30 contrôle de haut niveau du convertisseur MMC. L'étage d'équilibrage des tensions 20 assure quant à lui un contrôle de bas niveau du convertisseur. Il comporte un module d'équilibrage 30 permettant d'équilibrer la distribution des tensions entre les sous-modules des demi-bras du convertisseur. 3054754 16 Dans l'art antérieur, il est connu de commander les étages de régulation externe 16 et interne 18 au moyen de lois de commande à temps discret synthétisées à partir de modèles d'Euler à temps discret. Les résultats obtenus par l'application de telles lois de commande, par exemple dans le 5 cadre de simulations, ne sont toutefois pas satisfaisants. En effet, la détermination d'un modèle d'Euler avec des pas d'échantillonnage relativement grands implique des approximations et des simplifications qui se répercutent sur les performances de la loi de commande qui en découle. Par conséquent, les résultats des simulations, mettant en oeuvre une loi de 10 commande à temps discret synthétisée à partir d'un modèle d'Euler à temps discret, présentent un taux d'erreur important par rapport aux systèmes réels, notamment en raison de phénomènes de dépassement. En outre, les lois de commande synthétisées à partir de ces modèles de type Euler n'offrent pas une commande suffisamment rapide de l'étage de régulation 15 interne 18, et par conséquent de l'étage de régulation externe 16. Le contrôle du convertisseur 10 est donc trop lent. Un exemple de procédé de contrôle d'un convertisseur modulaire multi-niveaux 10 selon l'invention, et plus précisément du comportement de l'étage de régulation interne 18 du module de contrôle 14 du convertisseur 20 10 est donné ci-après, à titre d'exemple non limitatif. On va dans un premier temps décrire l'obtention d'un modèle à temps discret du comportement du régulateur 26 du courant alternatif i9 du réseau d'alimentation électrique alternatif et un régulateur 28 d'un courant différentiel continu idiff généré par le convertisseur. 25 Le modèle analytique à temps continu du comportement du régulateur 26 du courant alternatif du réseau d'alimentation électrique alternatif d'un convertisseur MMC, tel que celui présenté en figure 3, est donné, pour une phase, par l'équation suivante : = (11' + l Lardig dt (Rf. Ra2rm) où vv est une variable désignant la tensions alternative générée par le 30 convertisseur MMC, y9 est une variable désignant la tension du réseau d'alimentation électrique alternatif, i9 est une variable désignant le courant alternatif traversant le réseau d'alimentation électrique alternatif, Larm et 3054754 17 Rarm désignent respectivement l'inductance et la résistance dans un demi- bras, Lf et Rf désignent respectivement l'inductance et la résistance dans une ligne de phase. Par la suite on notera L = Lf + La2rm et R Rf R. a;in i et R = _.. + -. ./_, et R sont des paramètres du système d'équations. Par la suite nous noterons 5 modèle AC à temps continu ce modèle analytique à temps continu. On comprend que l'expression de ce modèle AC à temps continu pour les trois phases du convertisseur donne un système de trois équations, chaque équation correspondant à une phase. Ce modèle AC à temps continu doit être discrétisé afin de pouvoir être exploité. 10 Selon l'invention, l'obtention dudit modèle à temps discret comporte alors une étape de transformation du système de trois équations pour placer ledit système de trois équations dans une représentation matricielle. Dans cette représentation matricielle, les variables du système de trois équations sont représentées sous la forme de vecteurs et les paramètres du système 15 d'équations sont représentés sous la forme de matrices. Dans cet exemple non limitatif, pour faciliter les calculs, on utilise une transformation de Park pour se placer dans un repère dg, de sorte que le système d'équations dans ladite représentation matricielle, dans le repère dg, est le suivant : Biya dt E. 9d rr,,,, d d I= A + B i, 9g 9g i ,rla dt ind 20 Où i> = if' désigne le vecteur du courant alternatif du réseau [ 9dg gq [vvridi . rvi,c, - vgdi d'alimentation électrique alternatif dans le repère dg, I_ rld 1:19vg - %I désigne le vecteur d'entrée du modèle AC à temps continu et du modèle à temps discret dans le repère da, v'i q = [vvg 1 désigne le vecteur de la tension 9g alternative du réseau d'alimentation électrique alternatif dans le repère dg, [vii 25 vici = [vii est le vecteur de la tension alternative générée par le a R wL convertisseur dans le repère dg. En outre, on a ici A = r 01 0 L1 [ -wL -Ri 3054754 18 EL0 L 1-1 ' et B = [ A et B étant deux matrices. Par ailleurs, w représente la pulsation. Cette représentation matricielle facilite la notation et permet d'écrire le système d'équations sous la forme d'une seule équation. A partir de cette 5 représentation matricielle, il est possible de procéder à la discrétisation du modèle AC à temps continu, au moyen de calculs mettant en oeuvre des exponentielles des matrices A et B. TR sin(Tw) [ _ __ L Ainsi, en posant : F(T) = eA*T = e_TRcos(Tw) e L 10 et : G(T) = A-1(eA*T - 1)B, I étant la matrice identité, on peut procéder à l'étape de discrétisation du modèle AC à temps continu. Un exemple non limitatif de modèle à temps discret du comportement du régulateur du courant alternatif du réseau d'alimentation électrique alternatif, déterminé à partir du modèle AC à temps continu décrit 15 précédemment, s'exprime alors : igd(k + 1) [igq(k +1)] r id(k)1, i d(k)1+G(T) pria (k)=F(n[iggq(k) , TR TR TR TR wL sin(Tw)e L -R cos(Tw)e L +R wL cos(Tw)e L +R sin(Tw)e L -wL L2 w2 +R2 L2 w2 +R2 avec : G(T)= TR TR TR TR wL cos(Tw)e L +R sin(Tw)e L -wL wLsin(Tw)e I. -R cos(Tw)e L +R L2 w2 +R2 L2 w2 +R2 Un intérêt de cette discrétisation du modèle AC à temps continu, au moyen de calculs mettant en oeuvre des exponentielles de matrices, est que, 20 contrairement aux procédés traditionnels de détermination de modèles à temps discret d'Euler, aucune approximation ou simplification n'est effectuée. Par la suite, nous noterons modèle AC à temps discret cet exemple de modèle à temps discret du comportement du régulateur 26 du courant alternatif du réseau d'alimentation électrique alternatif. 25 La figure 4 illustre un premier montage de simulation mis en oeuvre pour valider le modèle AC à temps discret déterminé précédemment. Cette simulation vise à comparer la réponse en courant alternatif i9d et dudit modèle AC à temps discret, du modèle AC à temps continu à partir duquel a été calculé ledit modèle AC à temps discret, et d'un modèle AC d'Euler à TR TR 17 - - -e- L sin(Tw) e- L cos(Tw) 3054754 19 temps discret. Sur la figure 4, le modèle AC à temps continu est mis en oeuvre par un premier moyen de modélisation 32, le modèle AC à temps discret déterminé précédemment est mis en oeuvre par un second moyen de modélisation 34 et le modèle AC d'Euler à temps discret est mis en oeuvre 5 par un troisième moyen de modélisation 36. Chacun des trois moyens de modélisation reçoit en entrée des consignes de tension yr*id et vr*ig. Le modèle AC à temps continu, mis en oeuvre par le premier moyen de modélisation 32, est considéré comme le modèle de référence. Dans cet exemple, le modèle AC d'Euler à temps discret, couramment 10 utilisé dans l'industrie, est un modèle à temps discret également déterminé à partir du modèle AC à temps continu. Ce modèle traduit également le comportement du régulateur 26 du courant alternatif du réseau d'alimentation électrique alternatif. La détermination de ce modèle AC d'Euler met en oeuvre des approximations et des simplifications dans les calculs. 15 La figure 5 illustre les résultats de simulation du premier montage présenté en figure 4 et en particulier la réponse en courant alternatif i9d de chacun des trois modèles de ladite figure 4 lorsque l'on applique un changement de consigne de tension sur yr*id à l'instant to, en entrée des moyens de modélisation 32, 34 et 36. La simulation est réalisée avec une 20 grande période d'échantillonnage T de 100ps. Sur cette figure, la courbe a représente la réponse en courant alternatif i9d pour le modèle AC à temps continu faisant office de référence, en sortie du premier moyen de modélisation 32. La courbe b représente ici la réponse en courant alternatif i9d pour le modèle AC à temps discret déterminé précédemment et utilisé par 25 le procédé selon l'invention, en sortie du second moyen de modélisation 34, et la courbe c illustre la réponse en courant alternatif i9d pour le modèle AC d'Euler, en sortie du troisième moyen de modélisation 36. On constate que les courbes a et b sont confondues de sorte que la réponse du modèle AC à temps discret est sensiblement identique à celle du 30 modèle de référence. Ceci traduit un degré d'exactitude important dudit modèle AC à temps discret, qui modélise fidèlement le comportement du régulateur 26 du courant alternatif du réseau d'alimentation alternatif, même 3054 754 20 pour une grande période d'échantillonnage T. En revanche, on constate que la réponse du modèle AC d'Euler est éloignée de celle du modèle de référence. La réponse de ce modèle n'est pas suffisamment précise. Cette simulation permet de valider le modèle AC à temps discret 5 déterminé précédemment. Ce modèle AC à temps discret est considéré comme sensiblement exact. Bien que non représentés ici, des résultats sensiblement identiques sont observés pour la réponse du courant alternatif Un cheminement similaire peut être appliqué pour obtenir un modèle 10 à temps discret du comportement du régulateur 28 d'un courant différentiel continu idiff généré par le convertisseur, tel que celui présenté en figure 3. Un tel modèle sera noté par la suite modèle DC à temps discret. Le modèle analytique à temps continu, noté par la suite modèle DC à temps continu, du comportement du régulateur 28 est donné, pour une 15 phase, par l'équation suivante : vd ff c 2 vdiff = LarmClt Rarmldiff où Vdiff est une variable désignant la tensions différentielle continue générée par le convertisseur MMC, vdc est une variable désignant la tension du réseau d'alimentation électrique continu, idiff est une variable désignant le courant différentiel continu généré par le convertisseur. 20 Là encore, l'expression de ce modèle DC à temps continu pour les trois phases du convertisseur donne un système de trois équations, chaque équation correspondant à une des trois phases. Ce modèle DC à temps continu doit être discrétisé afin de pouvoir être exploité. Dans cet exemple non limitatif, on se place dans un repère ABC, de sorte à conserver une 25 modélisation triphasée. Selon l'invention, ledit système de trois équations est alors placé dans une représentation matricielle et s'écrit : 3054754 21 idiffi clt clidiff2 clt clidiff3 clt idiffi rarl - C idiff2 + D varm2 [ idiff3 Varm 3 [idiffi Où ldiffABc, = idiff2 désigne le vecteur du courant différentiel continu idiff3 généré par le convertisseur, rVarmil Varm2 r Vdif Vdiff2 désigne le vecteur d'entrée du modèle DC à temps 1 dc on a 10 A partir de cette représentation matricielle, on procède à la discrétisation du modèle DC à temps continu, au moyen de calculs mettant en oeuvre des exponentielles des matrices C et D. -2 - Vdiff3 5 continu et du modèle DC à temps discret, vdc désigne la tension du réseau la d'alimentation tension électrique continu, différentielle continue -1 19diff1 est le vecteur de En outre, Larm vdiffABc = Vcliff 2 Vdiff 3 générée par le convertisseur. -Rarm 0 0 iCi C = 0 Larm 0 0 -Rarm 0 , 0 0 Larm 0 -Rarm Larm 0 0 -1 D = Larm 0 , C et D s'écrivant sous forme de matrices. [et 0 I0 0 Larm arm 3 TRarm e Larm TRarm e Larm Ainsi, en posant où : H(T) = eC'*T = 0 0 TRarm I, e Larm 0 TRarm e Larm -1 Rarm TRarm e Larm -1 Rarm TRarm e Larm -1 15 et K(T) = C-1(ec*T - I)D = Rarm 3054754 22 on peut procéder à l'étape de discrétisation du modèle DC à temps continu. Un exemple non limitatif de modèle DC à temps discret du comportement du régulateur du courant différentiel continu généré par le convertisseur, déterminé à partir du modèle DC à temps continu décrit 5 précédemment, s'exprime alors : + 1) idiffi(k) [idiffi(k idiff2(k + 1) = H(T) idiff2(k) + K(T) Varmil Varm2(k) idiff3(k + 1) idiff3(k) V arm 3 (k) La figure 6 illustre un second montage de simulation mis en oeuvre pour valider le modèle DC à temps discret déterminé précédemment, pour les besoins de la régulation. Cette simulation vise à comparer la réponse en courant différentiel continu idiffi, idiff2 et idiff3 du modèle DC à temps 10 discret déterminé précédemment du modèle DC à temps continu à partir duquel a été calculé le modèle DC à temps discret, et d'un modèle DC d'Euler à temps discret. Sur la figure 6, le modèle DC à temps continu est mis en oeuvre par un quatrième moyen de modélisation 38, le modèle DC à temps discret déterminé précédemment est mis en oeuvre par un cinquième moyen 15 de modélisation 40. Le modèle DC d'Euler à temps discret est mis en oeuvre par un sixième moyen de modélisation 42. Chacun des trois moyens de modélisation reçoit en entrée des consignes de tension v - armit Varm2 et Varm3. Le modèle DC à temps continu est considéré comme le modèle de référence. Dans cet exemple, le modèle DC d'Euler à temps discret, couramment 20 utilisé dans l'industrie, est un modèle à temps discret également déterminé à partir du modèle DC à temps continu. Ce modèle traduit également le comportement du régulateur 28 d'un courant différentiel continu idiff généré par le convertisseur. La détermination de ce modèle DC d'Euler met également en oeuvre des approximations et des simplifications dans les 25 calculs. La figure 7 illustre les résultats de simulation du second montage présenté en figure 6. En particulier, la figure 7 montre la réponse en courant différentiel continu idiffi, pour une phase, de chacun des trois modèles de ladite figure 6, lorsque l'on applique un échelon de tension sur va*rmi à 30 l'instant t1, en entrée desdits moyens de modélisation 38, 40 et 42. Sur cette figure, les courbes cl, e et f représentent respectivement la réponse en 3054754 23 courant différentiel continu idiffi pour le modèle DC à temps continu faisant office de référence, pour le modèle DC à temps discret utilisé par le procédé selon l'invention et pour le modèle DC d'Euler. On constate que les trois courbes cl, e et f sont confondues de sorte 5 que la réponse du modèle DC à temps discret déterminé précédemment, pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention, est sensiblement identique à celle du modèle de référence et celle du modèle DC d'Euler. Ceci traduit un degré d'exactitude important dudit modèle DC à temps discret, qui modélise fidèlement le comportement du régulateur 28 du courant 10 différentiel continu. Cette simulation permet de valider le modèle DC à temps discret déterminé précédemment. Le modèle DC à temps discret est considéré comme sensiblement exact. Bien que non représentés ici, des résultats sensiblement identiques sont observés pour les réponses des courants différentiels continus idiff2 et idiff3 correspondants aux deux autres 15 phases. Dans la suite de cet exemple de procédé de contrôle, selon l'invention, d'un convertisseur modulaire multi-niveaux, on se propose de synthétiser des lois de commande des régulateurs 26 et 28, à partir des modèles AC et DC à temps discret, déterminés précédemment. Ces lois de commande assurent la 20 régulation interne du convertisseur. Afin d'assurer la convergence de la variable d'état vers sa référence, l'équation suivante doit être respectée par le régulateur 26 du courant alternatif : [igd(k + 1) - ig* d(k) d(k) - i,:gd(k)1 igq(k +1) - i;d(k) - Kgainl jgq(k) _ ig*d(k) OÙ Kgaini est le vecteur des gains prenant des valeurs allant de -1 à 1. 25 A l'aide d'une méthode de placement de pôles on obtient un exemple de loi de commande du régulateur 26 du courant alternatif. Cette loi de commande sera notée par la suite loi de commande AC et s'exprime : [vrid(k)I _ G(T) -1 - [vrtg(k) La loi de commande AC a donc été synthétisée à partir du modè e à temps discret AC, lui-même déterminé à partir d'un modèle à temps continu -F(n[igal + K ml igd(k + 1) - igd(k)1 [igq(k + 1) - igq(k)] +[igd(k igq(k) g + Ligq(k +1)] 3054754 24 du comportement du régulateur 26 du courant alternatif du réseau d'alimentation électrique alternatif. On constate que cette loi de commande AC est une loi de commande discrète et qu'elle dépend de la période d'échantillonnage T. La période d'échantillonnage T représente une variable 5 d'entrée additionnelle et constitue donc un degré de liberté supplémentaire. En maitrisant ladite période d'échantillonnage T il est possible d'ajuster les performances de la loi de commande. On peut par exemple faire converger plus ou moins rapidement la réponse du régulateur commandé par cette loi de commande. 10 On réalise alors une étape de validation de cette loi de commande AC, par simulation au moyen d'un premier montage de validation présenté en figure 8. On constate sur cette figure 8 que l'on teste les performances de la loi de commande AC sur un modèle AC à temps continu traduisant le comportement du régulateur 26 du courant alternatif du réseau 15 d'alimentation électrique alternatif, mis en oeuvre par le premier moyen de modélisation 32. Dans cet exemple non limitatif, le modèle AC à temps continu est utilisé comme référence pour les besoins de la validation. Le modèle AC à temps continu n'est donc pas l'objet de cette simulation. En particulier, le modèle AC à temps discret déterminé précédemment aurait pu 20 être utilisé comme modèle de référence. La loi de commande AC est mise en oeuvre par un premier moyen de commande 44. Ce premier moyen de commande 44 fournit des consignes de tension yr*id et vr*id en entrée du premier moyen de modélisation 32. La loi de commande permet de déterminer ces consignes de tension à partir de 25 consignes de courant alternatif ig* d et i9d et à partir des valeurs de courant alternatif i9d et i9q, qui sont déterminées par le modèle AC à temps continu et délivrées par le premier moyen de modélisation 32. Les résultats de cette simulation sont présentés en figure 9. En particulier, la figure 9 montre l'évolution du courant alternatif i9d déterminé 30 par le modèle de référence à temps continu, commandé par la loi de commande AC, en réponse à un échelon de la consigne de courant alternatif i9d à l'instant t3. Autrement dit, la figure 9 montre l'évolution du courant alternatif i9d sortant du premier moyen de modélisation 32 en réponse à un échelon de courant i9d en entrée du premier moyen de commande 44. Sur 3054754 25 cette figure, les courbes g, h, i et j illustrent l'évolution du courant alternatif 19d pour une période d'échantillonnage T respectivement égale à 100ps, 200ps, 500ps et 1ms. La courbe k représente quant à elle le courant alternatif de référence correspondant à l'échelon de consigne en courant i9d. 5 On constate en figure 9 que le courant alternatif i9d en sortie du modèle de référence, piloté par la loi de commande AC déterminée précédemment, suit la dynamique du courant alternatif de référence. En particulier, même pour une période d'échantillonnage importante, correspondant à la courbe j, le dépassement et l'erreur de suivi sont 10 sensiblement nuls. La loi de commande AC déterminée précédemment assure donc une commande précise du modèle AC à temps continu. Cette loi de commande permet donc de commander efficacement le régulateur 26 du courant alternatif du réseau d'alimentation électrique alternatif. En outre, pour des périodes d'échantillonnages T de l'ordre de 100ps, 15 les temps de réponse du modèle de référence, commandé par la loi de commande AC déterminée grâce au procédé présenté précédemment, sont de l'ordre de 1ms à 5ms. Ces temps de réponses sont inférieurs aux temps de réponse des régulateurs du courant alternatif utilisés dans les systèmes de l'industrie, commandés classiquement par des lois de commande 20 synthétisées à partir de modèles AC d'Euler. Cette simulation permet donc de valider les performances de la loi de commande AC déterminée précédemment. Cette loi de commande AC est susceptible d'être appliqué sur un système réel de régulateur du courant alternatif du réseau d'alimentation alternatif d'un module de contrôle d'un convertisseur MMC. 25 Un procédé similaire peut être mis en oeuvre pour déterminer et valider une loi de commande du régulateur 28 du courant différentiel continu. A l'aide d'une méthode de placement de pôles on obtient une loi de commande du régulateur 28 du courant différentiel continu. Cette loi de 30 commande sera notée par la suite loi de commande DC et s'exprime : 3054754 26 rVanni (k) = K(T)-1 -H (T) idif fi(k) + Kgain2 idiffi(k + 1) - idiffi(k) idiff2 (k + 1) - idif f2(k) idif f3(k + 1) - idif f3(k) varm2(k) idif f2(k) idif f3(k) arm3(k) idiffi(k + 1) + idiff2(k + 1) [ idiff3(k + 1) OÙ Kgain2 est le vecteur des gains prenant des valeurs allant de -1 à 1. Là encore, la loi de commande DC a été synthétisée à partir du modèle à temps discret DC, lui-même déterminé à partir d'un modèle analytique à temps continu du comportement du régulateur 28 du courant 5 différentiel continu généré par le convertisseur 10. On constate que cette loi de commande DC est une loi de commande discrète et qu'elle dépend de la période d'échantillonnage T. On réalise alors une étape de validation de cette loi de commande DC, par simulation au moyen d'un second montage de validation présenté en 10 figure 10. On constate sur cette figure 10 que l'on teste les performances de la loi de commande DC sur un modèle DC à temps continu, mis en oeuvre par le quatrième moyen de modélisation 32. Dans cet exemple non limitatif, le modèle DC à temps continu est utilisé comme référence pour les besoins de la validation. Le modèle DC à temps continu n'est donc pas l'objet de 15 cette simulation. En particulier, le modèle DC à temps discret déterminé précédemment aurait pu être utilisé comme modèle de référence. La loi de commande DC est mise en oeuvre par un second moyen de commande 46. Ce second moyen de commande 46 fournit des consignes de tension Varmit 19arm2 et 1arm3 en entrée du quatrième moyen de modélisation 20 38. La loi de commande DC permet de déterminer ces consignes de tension à partir de consignes de courant différentiel continu id*iffi, id*imet id*iff3 et à partir des valeurs de courant différentiel continu idiffi, idiff2et idiff3, ces consignes et valeurs de courant différentiel continu étant déterminées par le modèle DC à temps continu et délivrées par le quatrième moyen de 25 modélisation 38. Les résultats de cette simulation sont présentés en figure 11. En particulier, la figure 11 montre l'évolution du courant continu différentiel idiffi déterminé par le modèle de référence à temps continu, commandé par 3054754 27 la loi de commande DC, en réponse à un échelon de courant /lm à l'instant t4. Autrement dit, la figure 11 montre l'évolution du courant continu différentiel idiffi sortant du quatrième moyen de modélisation 38 en réponse à un échelon de la consigne de courant différentiel continu iàiffi en entrée 5 du second moyen de commande 46. Sur cette figure, les courbes 1, m, n et o illustrent l'évolution du courant différentiel continu idiffi pour une période d'échantillonnage T respectivement égale à 100ps, 200ps, 500ps et 1ms. La courbe p représente quant à elle le courant continu différentiel de référence correspondant à l'échelon de consigne en courant id*iffi. 10 On constate en figure 11 que le courant différentiel continu idiffi en sortie du modèle de référence, piloté par la loi de commande DC déterminée précédemment, suit la dynamique du courant différentiel continu de référence. En particulier, même pour une période d'échantillonnage importante, correspondant à la courbe o, le dépassement et l'erreur de suivi 15 sont sensiblement nuls. La loi de commande DC déterminée précédemment assure donc une commande précise du modèle DC à temps continu. Cette loi de commande permet donc de commander efficacement le régulateur 28 du courant différentiel continu généré par le convertisseur. En outre, pour des périodes d'échantillonnages T de l'ordre de 100ps, 20 les temps de réponse du modèle de référence, commandé par la loi de commande DC déterminée grâce au procédé présenté précédemment, sont de l'ordre de 1ms à 5ms. Ces temps de réponses sont inférieurs aux temps de réponse des régulateurs du courant différentiel continu utilisés dans les systèmes de l'industrie, commandés classiquement par des lois de 25 commande synthétisées à partir de modèles DC d'Euler. Cette simulation permet donc de valider les performances de la loi de commande DC déterminée précédemment. Cette loi de commande DC est susceptible d'être appliqué sur un système réel de régulateur du courant différentiel continu d'un convertisseur MMC. REVENDICATIONS1. Procédé de contrôle d'un convertisseur de tension modulaire multiniveaux (10), ledit convertisseur permettant de convertir une tension alternative en une tension continue et inversement, le convertisseur comportant une partie dite continue destinée à être reliée à un réseau d'alimentation électrique continu et une partie dite alternative destinée à être reliée à un réseau d'alimentation électrique alternatif, le procédé comprenant une régulation interne modélisable par un modèle à temps continu pouvant être représenté sous la forme d'un système d'équations reliant des variables et des paramètres associés au fonctionnement du convertisseur, caractérisé en ce que la régulation interne est mise en oeuvre à partir d'un modèle à temps discret, et l'obtention du modèle à temps discret comprend : - une étape de transformation du système d'équations pour placer ledit système d'équations dans une représentation matricielle dans laquelle les variables du système d'équations sont représentées sous la forme de vecteurs et les paramètres dudit système d'équations sont représentés sous la forme de matrices ; et - une étape de discrétisation du système d'équations placé dans ladite représentation matricielle. 2. Procédé de contrôle selon la revendication 1, dans lequel le convertisseur comporte un module de contrôle du convertisseur, le module de contrôle comprenant un étage de régulation interne mettant en oeuvre ladite régulation interne. 30 3. Procédé de contrôle selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2, dans lequel ledit système d'équations représentant le modèle à temps continu dans ladite représentation matricielle s'exprime sous la forme de l'équation différentielle suivante : dx(t) dx = A x(t) + B y(t) où t désigne le temps, où x(t) et y(t) sont des vecteurs de variables 35 temporelles x(t) et y(t), où dx(t) est un vecteur des dérivées dx 3054754 29 temporelles de la variable temporelle x(t), et où A et B sont des matrices de paramètres. 4. Procédé de contrôle selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, 5 dans lequel ladite étape de discrétisation du système d'équations est réalisée au moyen d'un calcul mettant en oeuvre des exponentielles de matrices. 5. Procédé de contrôle selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, 10 dans lequel la régulation interne est modélisée comme un système triphasé et dans lequel on met en oeuvre une transformation de Park ou Alpha-Beta. 6. Procédé de contrôle selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, 15 dans lequel ledit modèle à temps discret a pour variable une période d'échantillonnage T. 7. Procédé de contrôle selon la revendication 6, dans lequel ledit modèle à temps discret s'exprime sous la forme : 20 x(k + 1) = F(T) x(k) + G(T) y(k) où k désigne l'instant d'échantillonnage, où x(k) et y(k) sont des vecteurs de variables x(k) et y(k), et où F(T) et G(T) sont des matrices fonctions de la période d'échantillonnage. 8. Procédé de contrôle selon l'une quelconque des revendications 6 ou 7, comportant une étape de synthétisation, à partir dudit modèle à temps discret, d'une loi de commande discrète pour réaliser ladite régulation interne. 9. Procédé de contrôle selon la revendication 8, dans lequel ladite loi de commande discrète est fonction de ladite période d'échantillonnage. 10. Procédé de contrôle selon les revendications 7 à 9, dans lequel ladite 35 loi de commande discrète s'exprime sous la forme : (k) 31 = G (T)-1( - F (T)x(k) + Kea?, (x(k + 1) - x(k)) + x(k + 1)) 30 3054 754 où G(T)-1 est la matrice inverse de la matrice G(T) et où Kgainest le vecteur des gains. 5 11. Procédé de contrôle selon la revendication 2 ou selon l'une quelconque des revendications 3 à 10 en combinaison avec la revendication 2, dans lequel ledit étage de régulation interne comporte un régulateur d'un courant différentiel continu généré par le convertisseur dont le comportement est modélisé par un premier sous-modèle à temps 10 continu, représenté sous la forme d'un premier sous-système d'équations reliant des variables et des paramètres utilisés par ledit régulateur d'un courant différentiel. 12. Procédé de contrôle selon la revendication 2 ou selon l'une quelconque 15 des revendications 3 à 10 en combinaison avec la revendication 2, dans lequel ledit étage de régulation interne comporte un régulateur du courant alternatif du réseau d'alimentation électrique alternatif dont le comportement est modélisé par un second sous-modèle à temps continu, représenté sous la forme d'un second sous-système 20 d'équations reliant des variables et des paramètres utilisés par ledit régulateur du courant alternatif. 13.Convertisseur modulaire multi-niveaux permettant de convertir une tension alternative en une tension continue et inversement, le 25 convertisseur comportant une partie dite continue destinée à être reliée à un réseau d'alimentation électrique continu et une partie dite alternative destinée à être reliée à un réseau d'alimentation électrique alternatif, le convertisseur comportant en outre un module de contrôle du convertisseur, le module de contrôle comprenant un étage de 30 régulation interne mettant en oeuvre une régulation interne modélisable par un modèle à temps continu pouvant être représenté sous la forme d'un système d'équations reliant des variables et des paramètres associés au fonctionnement du convertisseur, caractérisé en ce que l'étage de régulation interne est configuré pour la mise en oeuvre d'un modèle à temps discret, et l'obtention du modèle à temps discret comprend : - une étape de transformation du système d'équations pour placer ledit système d'équations dans une représentation matricielle dans 3054754 31 laquelle les variables du système d'équations sont représentées sous la forme de vecteurs et les paramètres dudit système d'équations sont représentés sous la forme de matrices ; et - une étape de discrétisation du système d'équations placé dans ladite représentation matricielle. 14. Programme d'ordinateur comportant des instructions pour l'exécution des étapes d'un procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 13 lorsque ledit programme est exécuté par un processeur. 15.Support d'enregistrement lisible par un processeur sur lequel est enregistré un programme d'ordinateur comprenant des instructions pour l'exécution des étapes d'un procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 14. 16.Système informatique comprenant un processeur et une mémoire comprenant le programme d'ordinateur selon la revendication 14 pour l'exécution des étapes dudit procédé sur le processeur du système informatique. 10 15 20 25