Brevet FR3054674A1 — publié le 20180202

SYSTEME D'IMAGERIE RADIOMETRIQUE HYPERFREQUENCE ET PROCEDE D'IMAGERIE ASSOCIE La présente invention concerne le domaine de 5 l'imagerie, et porte en particulier sur un système d'imagerie radiométrique hyperfréquence à synthèse d'ouverture et sur un procédé d'imagerie associé. Les systèmes de sécurité pour la détection d'objets cachés tels que portiques de détection de métaux, 10 détecteurs de métaux portatifs, ou encore scanners de sécurité, sont de plus en plus utilisés pour sécuriser les lieux publics, de type salles de spectacle, stades, gares, aéroports, ou encore établissements d'enseignement, afin de détecter d'éventuelles armes que pourraient porter des 15 personnes cherchant à pénétrer dans ces lieux publics. Dans les systèmes couramment utilisés, un champ électromagnétique est généré, lequel est rétrodiffusé par tout objet métallique de type arme placé dans le champ électromagnétique. La rétrodiffusion du champ 20 électromagnétique permet la détection de l'objet métallique. Ces systèmes de l'état de l'art présentent deux inconvénients principaux. D'une part, ils ne permettent de détecter que des objets non transparents vis-à-vis de 25 l'onde électromagnétique générée, et possédant des propriétés diélectriques suffisamment différentes de celles du corps humain. Ils sont donc susceptibles de laisser passer des armes en matière plastique ou des explosifs, ce qui pose un problème de sécurité. D'autre part, ils 30 génèrent un champ électromagnétique sur la personne inspectée, ce qui peut poser des problèmes de santé voire de sécurité pour les personnes sensibles aux champs électromagnétiques ou portant un stimulateur cardiaque. 3054674 2 La radiométrie, qui désigne la mesure de l'intensité du rayonnement électromagnétique, est principalement utilisée pour mesurer la température d'un corps dissipatif. Le principe physique mis en oeuvre pour ce type de mesure est le rayonnement électromagnétique d'origine thermique qu'émet tout corps dont la température est différente du zéro absolu. La puissance du bruit électromagnétique, en rapport avec la température du corps, a pour origine l'agitation aléatoire des dipôles électriques microscopiques des molécules. L'intensité du rayonnement d'un corps possède alors trois contributions : son auto-émission proportionnelle à sa température physique intrinsèque (contribution d'émissivité s), la réflexion des ondes générées par les sources d'illumination externes (contribution de réflectivité R), et la transmission des ondes émises par la scène située en arrière-plan (contribution de transmittance t), avec s + R + t = 1. Chaque contribution dépend des caractéristiques physiques et géométriques des matériaux, la température Tmes d'un objet mesurée par radiométrie dépendant de la température de l'objet Tobj, de la température de la source d'illumination Till et de la température de l'arrière-plan Tarr, avec Tmes = E*Tobj + R*Till + t*Tarr. Une grande majorité des métaux présentent une émissivité et une transmittance faibles voire nulles aux fréquences correspondant aux ondes millimétriques. Pour un objet en plastique à faible constante diélectrique, la température mesurée par un récepteur radiométrique aux fréquences correspondant aux ondes millimétriques provient principalement des ondes émises par la scène en arrière-plan. Pour une personne physique, à 90GHz, son émissivité 3054674 3 est de l'ordre de 50%, sa transmittance est quasiment nulle et sa réflectivité est donc également proche de 50%. Ainsi, il est possible par radiométrie de distinguer un objet en métal ou en plastique porté par une 5 personne. En effet, une détection par radiométrie aux fréquences correspondant aux ondes millimétriques permet de distinguer des objets en métal ou en plastique du corps d'une personne. En outre, la détection par radiométrie aux 10 fréquences correspondant aux ondes millimétriques est totalement passive : aucune onde n'est émise, et la détection est rendue sûre en termes de rayonnement électromagnétique pour les personnes inspectées, et une plus grande gamme d'objets peut être détectée. 15 Un exemple d'un tel détecteur par radiométrie aux fréquences (30-300 GHz) correspondant aux ondes millimétriques est par exemple la caméra Millicam (marque enregistrée), développée par la société MC2-Technologies. L'inconvénient d'une telle caméra millimétrique 20 est que l'image est obtenue par un déplacement mécanique selon deux dimensions d'un capteur millimétrique (mesurant la puissance du bruit électromagnétique généré par la personne dans la gamme des ondes millimétriques). Ce déplacement mécanique limite le temps d'acquisition de la 25 caméra, et limite donc le nombre de personnes qui peuvent être contrôlées dans un intervalle de temps donné. Pour atteindre un taux de rafraîchissement compatible temps réel, il est nécessaire d'acquérir simultanément des signaux issus d'un réseau important de 30 capteurs. Ceci nécessite une chaîne d'acquisition de signal RF pour chaque capteur, et donc un encombrement important et des coûts de production et de maintenance très élevés pour le système global. 3054674 4 La publication « Code-modulated interferometric imaging system using phased arrays » (Système d'imagerie interférométrique modulé en code utilisant des réseaux pilotés en phase), Vikas Chauhan et al., Passive and active 5 millimeter-wave imaging XIX, Proc. SPIE Vol. 9830. décrit un système d'imagerie interférométrique utilisant un réseau d'antennes, les signaux issus du réseau d'antennes étant codés en phase de telle sorte que les signaux sont orthogonaux entre eux, puis sommés, convertis d'analogique 10 à numérique, puis enfin traités pour retrouver par synthèse d'ouverture interférométrique la température de brillance de l'objet imagé aux fréquences correspondant aux ondes millimétriques, qui représente l'image de l'objet. Le système décrit dans cette publication a 15 l'avantage pour l'utilisateur de réaliser une détection de manière passive, cependant le codage en phase des signaux issus du réseau de capteur induit que la chaîne de détection jusqu'au convertisseur analogique/numérique n'est pas passive : il faut des composants actifs pour coder en 20 phase chaque signal, de manière à rendre les signaux orthogonaux entre eux deux-à-deux. L'invention vise à surmonter les inconvénients de l'état antérieur de la technique et porte sur un système d'imagerie radiométrique hyperfréquence dans lequel le 25 codage des signaux est passif. La présente invention a donc pour objet un système d'imagerie radiométrique hyperfréquence comprenant un réseau de N antennes de réception hyperfréquence pour acquérir la température de brillance d'un objet dans le 30 domaine hyperfréquence selon la technique de synthèse d'ouverture interférométrique, caractérisé par le fait que ledit système comprend en outre un module de codage analogique passif, un module convertisseur analogique 3054674 5 numérique et un module de traitement numérique, le module de codage analogique passif comprenant N entrées reliées aux N antennes et M voies de sortie reliées au module convertisseur analogique numérique, avec N » M 1, chaque 5 voie d'entrée du module de codage analogique passif recevant un signal radiofréquence (RF) d'une antenne du réseau d'antennes et codant passivement le signal RF qu'elle porte entre l'entrée et la sortie, le signal codé sur une voie étant décorrélé des signaux codés sur les 10 autres voies, chaque voie étant envoyée sur une unique sortie du module de codage analogique passif afin de générer sur chaque sortie du module de codage analogique passif un signal de sortie analogique, chaque sortie du module de codage analogique passif étant reliée à un 15 convertisseur analogique numérique du module convertisseur analogique numérique pour générer en sortie du module convertisseur analogique numérique M signaux numériques, chaque sortie du module convertisseur analogique numérique étant reliée au module de traitement numérique configure 20 pour réaliser une reconstruction d'image thermique de l'objet imagé par le réseau d'antennes par traitement numérique des signaux basé sur une synthèse d'ouverture interférométrique. Le module convertisseur analogique numérique peut 25 comprendre un ou plusieurs convertisseurs analogique numérique. Selon un mode de réalisation particulier, le module de codage analogique passif comprend au moins un codeur analogique passif, chaque codeur analogique passif 30 étant constitué par l'un parmi une cavité surdimensionnée planaire monocouche ou multicouche, une cavité surdimensionnée volumique, une cavité chaotique planaire monocouche ou multicouche, une cavité chaotique volumique, 3054674 6 des lignes à retard sommées par un sommateur, des filtres à codage de fréquence sommés par un sommateur. Selon un mode de réalisation particulier, chaque convertisseur analogique numérique du module convertisseur 5 analogique numérique est l'un parmi un comparateur à 1 bit, un convertisseur analogique numérique composé d'un étage d'échantillonnage et d'un étage de numérisation sur plusieurs bits Selon un mode de réalisation particulier, le 10 traitement réalisé par le module de traitement numérique est un décodage effectué par au moins l'un parmi un filtrage adapté, un retournement temporel, une inversion matricielle par la méthode des moindres carrés, une inversion matricielle régularisée. 15 Selon un mode de réalisation particulier, une première chaîne de conditionnement de signal RF comprenant au moins un amplificateur faible bruit RF est disposée entre chaque antenne du réseau d'antennes et l'entrée correspondante du module de codage analogique passif. 20 Selon un mode de réalisation particulier, la première chaîne de conditionnement de signal comprend un premier amplificateur faible bruit RF, un abaisseur de fréquence et un second amplificateur faible bruit RF, montés dans cet ordre en série depuis l'antenne vers 25 l'entrée correspondante du module de codage analogique passif. Selon un mode de réalisation particulier, la première chaîne de conditionnement de signal comprend un commutateur unipolaire bidirectionnel associé à une charge, 30 de préférence de 50 Ohms, un amplificateur faible bruit RF et un isolateur, montés dans cet ordre en série depuis l'antenne vers l'entrée correspondante du module de codage analogique passif. 3054674 7 Selon un mode de réalisation particulier, une seconde chaîne de conditionnement de signal est disposée entre la sortie du module de codage analogique passif et le module convertisseur analogique numérique, la seconde 5 chaîne de conditionnement de signal comprenant un amplificateur faible bruit RF en série avec un filtre passe-bande et un démodulateur IQ, chaque voie du démodulateur IQ comprenant un filtre de fréquence intermédiaire (FI) en série avec un amplificateur faible 10 bruit FI, le signal de l'oscillateur local du démodulateur IQ étant fourni par un oscillateur commandé en tension associé à une boucle à verrouillage de phase. Selon un mode de réalisation particulier, le module de traitement numérique comprend au moins une 15 première matrice prédiffusée programmable (FPGA) esclave pour décoder les signaux provenant du module convertisseur analogique numérique et réaliser un calibrage, au moins une matrice prédiffusée programmable (FPGA) maître pour réaliser une synchronisation de l'au moins une première 20 matrice prédiffusée programmable (FPGA) esclave et réaliser une transformée de Fourier inverse sur les signaux décodés par l'au moins une première matrice prédiffusée programmable (FPGA) esclave, au moins un processeur de signaux numériques pour réaliser un traitement d'image sur 25 la transformée de Fourier inverse réalisée par la matrice prédiffusée programmable (FPGA) maître, et facultativement un ordinateur pour afficher l'image et piloter la matrice prédiffusée programmable (FPGA) maître et l'au moins une première matrice prédiffusée programmable (FPGA) esclave. 30 Selon un mode de réalisation particulier, le module de traitement numérique est configure pour effectuer les étapes suivantes : 3054674 8 - déconvoluer les signaux provenant du module convertisseur analogique numérique ; - corréler paire à paire les signaux issus de la déconvolution de l'étape précédente ; 5 - calculer la fonction de visibilité du réseau d'antennes à partir de ladite corrélation paire à paire ; et - reconstruire la température de brillance caractérisant la zone à imager détectée à partir de ladite fonction de visibilité par transformée de Fourier inverse ou 10 inversion matricielle. Selon un mode de réalisation particulier, le module de traitement numérique est configure pour effectuer les étapes suivantes : - l'estimation directe des fonctions de visibilité par 15 multiplication de chaque signal reçu du module convertisseur analogique numérique par son conjugué ; - la reconstruction de la température de brillance caractérisant la zone à imager détectée à partir de ladite fonction de visibilité par transformée de Fourier 20 inverse ou inversion matricielle. L'invention a également pour objet un procédé d'imagerie d'un objet par un système d'imagerie radiométrique hyperfréquence passive tel que décrit ci-dessus, caractérisé par le fait qu'il comprend : 25 - l'acquisition de manière passive de la température de brillance d'un objet dans le domaine hyperfréquence par le réseau d'antennes du système d'imagerie radiométrique hyperfréquence passive ; - le calcul de la fonction de visibilité à partir des 30 signaux acquis, par l'une parmi : 3054674 9 la déconvolution paire à paire des signaux acquis et le calcul de la fonction de visibilité à partir de ladite corrélation paire à paire, ou - l'estimation directe de la fonction de visibilité 5 par multiplication de chaque signal reçu du module convertisseur analogique numérique par son conjugué et - la reconstruction de la température de brillance caractérisant la zone à imager détectée à partir de 10 ladite fonction de visibilité par transformée de Fourier inverse ou inversion matricielle. Pour mieux illustrer l'objet de la présente invention, on va en décrire ci-après, à titre illustratif et non limitatif, des modes de réalisation préférés, avec 15 référence aux dessins annexés. Sur ces dessins : la Figure 1 est un schéma fonctionnel d'un système d'imagerie radiométrique hyperfréquence selon la 20 présente invention ; les Figures 2a, 2b, et 2c représentent respectivement trois variantes du module de codage analogique passif du système d'imagerie de la Figure 1 ; 25 la Figure 3 est un schéma fonctionnel des chaînes de conditionnement de signal en amont et en aval du codeur analogique passif du système d'imagerie de la Figure 1 ; 30 - la Figure 4 est un schéma fonctionnel d'un module de traitement numérique du système d'imagerie de la Figure 1 ; et 3054674 10 - la Figure 5 est un schéma fonctionnel d'un mode de réalisation particulier du module de traitement numérique d'un système d'imagerie radiométrique selon la présente invention. 5 Si l'on se réfère à la Figure 1, on peut voir qu'il est représenté un système d'imagerie 1 selon la présente invention. Le système d'imagerie 1 comprend un réseau 10 d'antennes 2 de réception hyperfréquence, un module de codage analogique passif 3, un module convertisseur analogique numérique 4 et un module de traitement numérique 5, afin de réaliser l'image d'une zone à imager 6. Le réseau d'antennes 2 est, dans le mode de 15 réalisation schématique représenté sur la Figure 1, rectangulaire et uniforme, les antennes 2a étant disposées équidistantes à l'intérieur d'un rectangle, et générant des signaux hyperfréquences s1, s2, sn, ..., sm. L'invention n'est toutefois pas limitée à cet égard, et le réseau 20 d'antennes 2 n'est pas nécessairement uniforme et/ou rectangulaire : un réseau d'antennes 2 en T ou en Y est aussi envisagé dans le cadre de la présente invention. La disposition des antennes dans le réseau d'antennes 2 peut aussi être arbitrairement distribuée. 25 Le plus petit espacement entre antennes dans le réseau d'antennes 2 fixe la taille maximale de la zone à imager 6 observable. Le plus grand espacement donne quant lui la résolution spatiale (taille du pixel de l'image obtenue). Les antennes du réseau d'antennes 2 sont 30 disposées pour pouvoir mettre en oeuvre une technique de radiométrie à synthèse d'ouverture interférométrique (SAIR). 3054674 11 Le réseau d'antennes 2 est relié fonctionnellement au codeur analogique passif 3. Le codeur analogique passif 3 est un dispositif qui permet de réduire le nombre de signaux radiofréquences 5 issus des antennes du réseau d'antennes 2 à traiter, en codant de manière analogique sur une ou plusieurs sorties du codeur analogique passif 3 plusieurs entrées du codeur analogique passif 3. Chaque entrée du codeur analogique passif 3 (correspondant à une antenne du réseau d'antennes 10 2) passe dans un canal unique du codeur analogique passif 3 et subit sur celui-ci une transformation de manière passive, chaque signal subissant dans le codeur analogique passif 3 une transformation différente, illustrée sur la Figure 1 par le canal (réponse impulsionnelle) 15 correspondant cl, c2, cn, ..., cm. Le codeur analogique passif 3 code analogiquement l'information reçue de chaque antenne du réseau d'antennes 2 : les signaux reçus par les antennes 2a sont convolués par les réponses impulsionnelles (orthogonales ou 20 décorrélées entre elles) du codeur analogique passif 3. On réalise ensuite une sommation, qui peut être directe ou par l'intermédiaire d'un ou plusieurs sommateurs. Le signal codé sur chaque voie du codeur analogique passif 3 est décorrélé des autres voies : une 25 diversité temporelle ou fréquentielle est créée. Idéalement, l'autocorrélation du code doit tendre vers un Dirac dans le domaine temporel, et l'intercorrélation de deux signaux codés sur deux voies différentes du codeur analogique passif 3 doit tendre vers O. 30 Il est important de noter que dans le cadre de la présente invention, le codeur analogique passif 3 ne nécessite pas d'électronique de commande pour coder les signaux reçus par chaque antenne du réseau d'antennes 2. Le 3054674 12 codage est intrinsèque au composant passif, qui possède des fonctions de transfert décorrélées pour chacune de ses voies. Il n'est donc pas nécessaire de générer électroniquement des codes. 5 Plusieurs codeurs analogiques passifs peuvent être envisagés dans le cadre de la présente invention. Selon une première variante envisagée, le codeur analogique passif est mis en oeuvre par une cavité surdimensionnée planaire ou volumique, monocouche ou 10 multicouche. Une cavité surdimensionnée est une cavité résonante qui possède une diversité modale suffisante pour que les différentes fonctions de transfert soient décorrélées et que l'autocorrélation soit optimale. Son facteur de qualité doit être le plus élevé possible pour 15 que l'occupation spectrale de chaque mode soit la plus fine possible, l'objectif étant d'éviter le recouvrement modal en fréquence qui engendrerait une perte de diversité et donc une dégradation des propriétés de corrélation. Par l'expression « cavité surdimensionnée », on 20 entend une fréquence minimale de fonctionnement > 3*f0 6*f0, f0 étant la fréquence de fonctionnement du mode fondamental de la cavité surdimensionnée. En outre les dimensions de la cavité surdimensionnée doivent être très supérieures à la vitesse de la lumière c divisée par f0, 25 c/f0. Il est à noter que le volume de la cavité surdimensionnée dépend du nombre d'antennes, de la bande passante utilisée et de son facteur de qualité. L'homme du métier saura optimiser ces paramètres par une simulation 30 électromagnétique. De telles optimisations peuvent être réalisées en se basant sur la publication de D. A. Hill « Electromagnetic Fields in Cavities: Deterministic and Statistical Theories, 2009, IEEE Press » (Champs 3054674 13 électromagnétiques dans des cavités : Théories déterministes et statistiques). Des logiciels qui peuvent être utilisés pour de telles simulations sont par exemple les logiciels CST microwave studio ®, FEKO ® ou encore HFSS 5 ® de la société ANSYS. Selon une deuxième variante envisagée, le codeur analogique passif est mis en oeuvre par une cavité chaotique planaire ou volumique, monocouche ou multicouche. Une cavité chaotique est une cavité 10 surdimensionnée comme dans la première variante, dans laquelle on a amélioré la diversité modale par la forme de la cavité ou par ajout de diffuseurs dans celle-ci pour lui donner des propriétés ergodiques. La dégénérescence modale est rendue minimale (nombre de modes à la même fréquence 15 minimal) par rapport à une cavité surdimensionnée. En outre, la diffusion du champ est augmentée dans une cavité chaotique par rapport à une cavité surdimensionnée. Dans les première et deuxième variantes, les cavités peuvent être planaires (circuit imprimé métallisé) 20 ou volumiques, monocouches ou multicouches. Pour les première et deuxième variantes, on peut utiliser une unique sortie de la cavité sur laquelle toutes les sorties sont codées, ou utiliser plus d'une sortie, afin d'associer à la diversité fréquentielle une diversité 25 spatiale. L'avantage des première et deuxième variantes est que les réponses de la cavité restent stables dans le temps, contrairement à une architecture utilisant une électronique de commande pour coder les signaux, ce qui est 30 un point sensible dans le domaine d'application de l'invention, à savoir Un autre variantes est que la radiométrie hyperfréquence. avantage des première et deuxième le codage passif est réalisé 3054674 14 instantanément, contrairement encore une fois l'utilisation d'une électronique de commande pour coder les signaux sur plusieurs symboles, où la durée de codage dépend de la vitesse de modulation de phase. 5 La Figure 2a représente schématiquement à titre d'exemple non limitatif une cavité chaotique 7, de forme parallélépipédique, le caractère chaotique étant obtenu par ajout d'un diffuseur sphérique 7a dans l'un des coins de la cavité chaotique 7. 10 Selon une troisième variante représentée sur la Figure 2b, le codeur analogique passif 3 est réalisé par association de lignes à retard microondes ou optiques et d'un ou plusieurs sommateurs. Pour cette variante, chaque entrée du codeur analogique passif 3 correspondant à une 15 antenne du réseau d'antennes 2 est envoyée sur un canal Cl, .., Cn, chaque voie Cl, .., Cn ayant un retard différent de celui des autres voies. Les voies de sortie des canaux Cl, .., Cn sont envoyées sur un sommateur S, la sortie du sommateur S 20 correspondant à la sortie du codeur analogique passif 3. Il est à noter que le codeur analogique passif 3 pourrait avoir plusieurs sorties, chacune associée à un sommateur, chaque entrée étant alors dirigée sur l'une des sorties (l'un des sommateurs) du codeur analogique passif 25 3. Selon une quatrième variante représentée sur la Figure 2c, le codeur analogique passif 3 est réalisé par association de filtres de codage passifs et d'un ou plusieurs sommateurs S. Pour cette variante, chaque entrée 30 du codeur analogique passif 3 correspondant à une antenne du réseau d'antennes 2 est envoyée sur un filtre de fonction de transfert Cl, .., Cn, chaque voie Cl, .., Cn 3054674 15 ayant un codage de fréquence différent de celui des autres voies. En sortie, les voies de sorties de chaque filtre de fonction de transfert Cl, .., Cn sont envoyées sur un 5 sommateur S, la sortie du sommateur S correspondant à la sortie du codeur analogique passif 3. Il est à noter que le codeur analogique passif 3 pourrait avoir plusieurs sorties, chacune associée à un sommateur, chaque entrée étant alors dirigée sur l'une des 10 sorties (l'un des sommateurs) du codeur analogique passif 3. Pour chaque variante, il est donc possible d'avoir dans le module de codage analogique passif 3 soit un codeur analogique passif ayant une ou plusieurs sorties, 15 soit plusieurs codeurs analogiques passifs ayant chacun une ou plusieurs sorties, chaque codeur analogique passif étant dans ce cas associé à un sous-réseau du réseau d'antennes 2. Chaque sortie du module de codage analogique 20 passif est reliée à une entrée du module convertisseur analogique numérique 4. Le module convertisseur analogique numérique 4 comprend autant de voies que d'entrées, chaque voie portant un convertisseur analogique numérique. Dans une approche à 25 1 bit, chaque convertisseur analogique numérique peut par exemple être constitué par un comparateur 1 bit. Il est à noter, comme représenté en Figure 3, que des chaînes de conditionnement de signal sont de préférence disposées en amont et en aval du module de codage 30 analogique passif 3. Une première chaîne de conditionnement de signal est disposée entre chaque antenne du réseau d'antennes 2 et le module de codage analogique passif 3. 3054674 16 Dans une première variante représentée sur la Figure 3, la première chaîne de conditionnement de signal comprend un commutateur unipolaire bidirectionnel (SPDT) 8 associé à une charge 9, de préférence de 50 Ohms, un 5 amplificateur faible bruit RF 10 et, de manière facultative, un isolateur 11, montés dans cet ordre en série depuis l'antenne vers l'entrée correspondante du module de codage analogique passif 3. Selon une deuxième variante non représentée, la 10 première chaîne de conditionnement de signal peut comprendre un premier amplificateur faible bruit RF, un abaisseur de fréquence et un second amplificateur faible bruit RF, montés dans cet ordre en série depuis l'antenne vers l'entrée correspondante du module de codage analogique 15 passif. Une deuxième chaîne de conditionnement de signal est disposée entre le module de codage analogique passif 3 et le module convertisseur analogique numérique 4, et comprend un amplificateur faible bruit RF 12 en série avec 20 un filtre passe-bande 13 et un démodulateur IQ 14, chaque voie du démodulateur IQ 14 comprenant un filtre de fréquence intermédiaire (FI) 15 en série avec un amplificateur faible bruit FI 16, le signal de l'oscillateur local du démodulateur IQ 14 étant fourni par 25 un oscillateur commandé en tension 17 associé à une boucle à verrouillage de phase 18, les signaux I et Q issus de la deuxième chaîne de conditionnement étant numérisés par la suite par les convertisseurs analogique numérique du module convertisseur analogique numérique 4. 30 Les première et deuxième chaînes de conditionnement de signal permettent d'avoir un niveau de signal suffisant en amont du module convertisseur analogique numérique 4. 3054674 17 Si l'on se réfère maintenant à la Figure 4, on peut voir que l'on y a représenté un schéma fonctionnel d'un mode de réalisation, donné à titre d'exemple mais non limitatif, du module de traitement numérique 5 selon la 5 présente invention. Les entrées du module de traitement numérique 5 sont reliées à la sortie ou aux sorties du module convertisseur analogique numérique 4. Chaque entrée du module de traitement numérique 5 10 correspond à une entrée de type émetteur/récepteur (transceiver) d'une matrice prédiffusée programmable (FPGA) 19 associée entre autres à un bloc de mémoire vive dynamique (DDR) 20, un port com Ethernet 20 et des convertisseurs numériques analogiques (CNA) 12 à 16 bits 15 23, l'ensemble du module de traitement numérique 5 étant synchronisé par une horloge 22. Le code VHDL du FPGA 19 est programmé pour décoder les signaux numérisés provenant de chaque sortie du module convertisseur analogique numérique 4, qui correspond 20 à une sortie du module de codage analogique passif 3. Le code VHDL inclut également des opérations de calibrage in situ permettant de corriger les variations de la fonction de transfert de chaque voie issue du module de codage analogique passif 3 dues à des variations de température ou 25 au bruit basses fréquences des amplificateurs faibles bruits 10, 12, 16. Cette étape de calibrage peut nécessiter entre autres le contrôle de commutateurs hyperfréquences, de la polarisation des amplificateurs faible bruit 10, 12, 16, d'où la présence des CNA 23. 30 En fonction du nombre de codeurs analogiques passifs dans le module de codage analogique passif 3 et de la complexité du code implémenté, plusieurs FPGA peuvent être utilisés dans le module de traitement numérique 5, 3054674 18 sachant qu'un FPGA sera pris en tant que maître et les autres FPGA en esclave pour la synchronisation. Un tel mode de réalisation est représenté sur la Figure 5, et comprend 4 FPGA esclaves 24, 25, 26 et 27, 5 pour décoder les signaux de l'ensemble des voies et réaliser un calibrage in-situ, comme indiqué plus haut, et un FPGA maître 28 associé à un dispositif de traitement de signaux numériques (DSP) 29, le FPGA maître 28 étant configure pour synchroniser et réaliser le traitement de 10 transformée de Fourier inverse, comme indiqué plus en détail ci-après, le DSP 29 étant pour un traitement d'image final. Un PC 30 permet de piloter l'ensemble et d'afficher l'image sur un moniteur (non représenté) et d'apporter des compléments de traitement à l'image. 15 Les différents calculs permettant de reconstituer l'image de la zone à imager vont maintenant être décrits plus en détail. Comme indiqué plus haut, l'objet du système d'imagerie 1 selon la présente invention est de mesurer la 20 fonction de visibilité qui, dans le cas idéal, est la transformée de Fourier de l'image de la température de brillance de la zone à imager 6, qui correspond à l'image de la zone à imager observée. Les signaux reçus par chaque antenne 2a du réseau 25 d'antennes 2 sont codés par les fonctions de transfert du module de codage analogique passif 3. Dans ce qui suit, par souci de simplification des équations, certaines relations seront exprimées dans le domaine fréquentiel. 30 Ainsi, on considère qu'un signal émis s(t) a pour spectre S(f) : (1) où F[] désigne la transformée de Fourier. 3054674 19 Dans un exemple des traitements numériques développé ci-après, on ne considère qu'une voie de sortie du codeur analogique passif 3 et N voies d'entrées correspondant aux N antennes, mais les équations peuvent 5 être facilement généralisables au cas d'un système N entrées vers M sorties du codeur analogique passif. Le signal unique ainsi mesuré à la sortie du module de codage analogique passif 3 est donné par l'équation : smes(t) = san(t)*cn(t) (2) n où smes(t) représente le signal mesuré en sortie 10 du module convertisseur analogique numérique 4, sab(t) le signal reçu par l'antenne n et cb(t) la nième réponse impulsionnelle de la cavité surdimensionnée et où l'opérateur (*) est l'opérateur de convolution. Cette opération peut également s'écrire sous la forme d'une 15 simple multiplication dans le domaine fréquentiel : Smes( f )=San( f )*Cn( f ) (3) n Les première et deuxième chaînes de conditionnement et le module convertisseur analogique numérique 4 peuvent être modélisés par une fonction de transfert tenant compte des fonctions de transfert de tous 20 les éléments. Cela permet une transposition du signal complexe mesuré en bande de base pour le traitement numérique. On note H -rec la fonction de transfert de cet ensemble modélisé. Ainsi le signal en bande de base sbd(t) 25 mesuré s'écrit donc : (4) (5) Pour une simplicité d'écriture, cette équation peut se représenter sous forme de produit matriciel : 3054674 20 (6) OÙ Crec = C(f)Hrec(f) est la fonction de transfert de l'ensemble mesurée à la sortie de l'ensemble. Le signal en bande de base mesuré dépend donc des signaux réellement mesurés par les antennes et des fonctions de transfert du 5 module de codage analogique passif 3 et de l'ensemble chaînes de conditionnement + module convertisseur analogique numérique 4. Le module de traitement numérique 5 comporte trois étapes essentielles, la déconvolution des signaux 10 mesurés par les antennes, le calcul des fonctions de visibilité et la reconstruction de la température de brillance caractérisant la zone à imager 6. On décrit ci-après trois méthodes possibles de reconstruction de la température de bruit d'une source. 15 1.1 - Déconvolution des signaux reçus par les antennes Le système d'équations (6) est un système linéaire présentant plus d'inconnues que d'équations. Dans le cas où l'on considère un codeur à N voies d'entrées et M 20 voies de sorties, Crec sera une matrice M x N , Sbd un vecteur de longueur M et Sa est un vecteur de longueur N avec N > M, M étant le nombre de ports de sortie du module de codage analogique passif 3 et N le nombre d'antennes du réseau d'antennes 2. Dans cet exemple, on suppose que M = 25 1. Si [CrecC*rec] est inversible, alors le système admet une infinité de solutions, et on dit de ce système qu'il est "mal posé". Il existe plusieurs méthodes permettant la déconvolution des signaux captés par les 30 antennes 2a, la méthode la plus simple étant celle du retournement temporel. Cependant, cette méthode ne compense que la phase due à la réponse de module de codage 3054674 21 analogique passif 3. La méthode de régularisation à norme minimale permet quant à elle de compenser à la fois la phase et l'amplitude de Crec- La régularisation de MoorePenrose permet une minimisation de la norme 12 définie 5 par : ISO (7) Ce terme s'apparente le plus souvent à l'énergie du signal Sa. Cette méthode, communément appelée méthode des moindres carrés, permet de minimiser cette énergie. La solution explicite s'écrit donc : (8) 10 Cependant, si les signaux sont bruités, le terme CrecC*rec peut être mal conditionné, ainsi l'inverse peut engendrer des erreurs d'estimation importantes de C+rec et donc des signaux reçus par les antennes 2a. Afin de seuiller le niveau du bruit, la technique 15 de régularisation au sens Tikhonov peut être utilisée. Elle permet de rendre minimale la fonction objective admettant pour solution explicite : (9) où I est une matrice identité et p est le paramètre de régularisation servant de seuillage du niveau du bruit. Il 20 permet d'éviter les erreurs d'inversion de trop faibles valeurs du bruit additif et du bruit d'intercorrélation entre les voies du module de codage analogique passif 3. L'inconvénient de cette méthode est le choix approprié du paramètre de régularisation. Des méthodes de régularisation 25 itératives, rapides et efficaces peuvent également être utilisées, telles que des algorithmes du gradient conjugué (voir K.-C. Toh and S. Yun, « An accelerated proximal gradient algorithm for nuclear norm regularized linear 3054674 22 least squares problems », Pacific Journal of Optimization, vol. 6, no. 615-640, p. 15, 2010) qui résolvent des problèmes de type « poursuite de base », des algorithmes de type Hogbom's Clean (voir T. Fromenteze, E. Kpre, D. 5 Carsenat, and C. Decroze, « Clean Deconvolution Applied to Passive Compressed Beamforming », Progress In Electromagnetics Research C, vol. 56, pp. 163-172, 2015). Contrairement aux méthodes de régularisation de la norme 12, ces méthodes n'admettent pas de solutions 10 explicites. Les conditions de convergence et d'arrêt de l'algorithme sont fixées par l'utilisateur. Il est rappelé que le processus de déconvolution sera d'autant plus performant que la bande passante du module de codage analogique passif 3 (et donc de la chaîne de réception) 15 sera grande. Ceci n'est a priori pas compatible avec la technique SAIR conventionnelle qui doit respecter la bande de cohérence du canal. Le système ne doit pas posséder une résolution temporelle suffisante pour distinguer le décalage temporel entre deux parcours sources-antennes. 20 Dans ce modèle, nous utiliserons la méthode des moindres carrés pour laquelle i = 0. Les signaux mesurés par les antennes peuvent donc être estimés via l'équation : (10) Idéalement, le produit C+recpCrec = I, ainsi le signal reconstruit est parfaitement identique à celui reçu 25 par les antennes. Les composantes en phase et en quadrature pour l'antenne i sont données par : (12) 1.2 - Calcul de la fonction de visibilité complexe 3054674 23 Le signal complexe ainsi estimé peut être utilisé pour le calcul de la fonction de visibilité sur chaque voie (I, Q), à savoir VI et VQ. Pour chaque fréquence spatiale v±) associée au couple d'antennes (i, j), la fonction 5 de visibilité est calculée par la corrélation des signaux complexes : (13) (14) où l'opérateur représente l'intégration temporelle. Ceci revient à faire mathématiquement une opération de corrélation. La fonction de visibilité 10 complexe peut donc être obtenue par l'équation suivante : (15) Cette opération peut se faire aussi bien dans le domaine temporel que dans le domaine fréquentiel : il convient juste de remplacer la dimension temporelle par les 15 fréquences. Le codage des signaux reçus par les fonctions des canaux engendre inévitablement des erreurs sur la phase et sur le module de la fonction de visibilité reconstruite. Les pics plus prononcés qui apparaissent dans le module des 20 fonctions de visibilité du système selon l'invention sont dus aux fonctions d'autocorrélation des canaux du module de codage analogique passif 3. Ils apparaissent dans la fonction de décorrélation spatiale aussi appelée « Lavage des franges ». Cette fonction peut être décrite d'une 25 manière générale par l'équation suivante : (16) avec 3054674 24 (17) Idéalement Ii et sont des matrices identité. Cependant, dans la pratique, l'estimation n'est pas parfaite ce qui rend la fonction de « Lavage des franges » complexe et vient par la suite pondérer les valeurs de la 5 fonction de visibilité. Ces coefficients complexes atténuent fortement le module de la fonction de visibilité du système selon l'invention. Pour une meilleure reconstruction de la température de brillance, la fonction de décorrélation 10 spatiale doit être prise en compte. Une autre solution permettant de rendre minimale l'influence de la fonction de décorrélation spatiale est l'estimation directe des fonctions de visibilité, comme décrit ci-après. 15 2 - Estimation directe de la fonction de visibilité complexe Dans ce qui précède, la fonction de visibilité a été calculée en deux étapes distinctes, la première étape 20 étant un processus de déconvolution pour estimer les signaux reçus par les antennes, codés par les canaux du module de codage analogique passif 3 et la seconde étape étant le calcul des visibilités complexes. Il est possible de retrouver les fonctions de visibilité en multipliant le 25 signal reçu derrière le convertisseur analogique numérique par son conjugué. Ceci revient à calculer la puissance du signal mesuré à la sortie du récepteur. Le développement mathématique fait apparaître le terme de la fonction de visibilité utile à la reconstruction de la température. (18) 3054674 25 On considère le cas très simple de deux antennes recevant les signaux Sal et Sag. La fonction de visibilité associée à ce couple d'antenne est notée Vi2 = . Le signal reçu à la sortie du composant est tel que : (19) 5 La puissance est donnée par : (20) L'équation (18) montre que la densité spectrale de puissance du signal reçu contient une composante continue liée à la puissance individuelle reçue par chaque 10 voie du module de codage analogique passif 3 ainsi que des interactions inter-canaux qui comportent les informations relatives au degré de cohérence spatiale. Ainsi, il suffit de mesurer au préalable toutes les combinaisons Creci.C*reci liées au couple d'antenne (i, j) pour estimer les fonctions 15 de visibilité liées à ce couple. La sommation sur le temps ou les fréquences se font après l'opération de déconvolution. (21) (22) Les fonctions de visibilité ainsi estimées, la reconstruction de l'image se fait par une transformée de 20 Fourier inverse ou par inversion matricielle. La seconde revient à résoudre l'équation linéaire : V -GY (23) où G représente la matrice système liant l'espace de l'objet T à l'espace de la mesure V. Les dimensions de G 3054674 26 dépendent du nombre de fonctions de fréquences spatiales et du nombre de pixels. Les méthodes de régularisation à norme minimale permettent de résoudre ce types d'équation. (24) avec G+ l'inverse de G. 5 Une méthode plus généralisée permet une reconstruction de l'image de la zone à imager à partir de la puissance du signal mesurée. Le paragraphe suivant décrit le principe de reconstruction. 10 3 - Déconvolution de l'image de la zone à imager Une méthode plus généralisée permettrait de reconstruire le signal de l'image de la zone à imager juste à partir de la puissance du signal mesurée à la sortie de 15 récepteur (réseau d'antennes 2). Il découle de l'équation 22 que les termes de la fonction de visibilité apparaissent dans l'expression de la puissance du signal mesurée. Ces termes sont pondérés par les termes : Rrecij C*reci - Crecj 20 qui sont liés aux réponses du module de codage analogique passif 3 et du réseau d'antennes 2. Dès lors, si toutes les combinaisons sont connues au préalable et intégrées dans la matrice de caractérisation du système, il n'y a plus besoin de déconvolution des signaux reçus, encore moins de la 25 fonction de visibilité. Ceci dit, il convient de définir une matrice système simulant la réponse impulsionnelle de l'ensemble du système selon l'invention. (25) où est une variable spatiale liée aux coordonnées de 30 chaque pixel. 3054674 27 Fi() et Fi() sont les diagrammes de rayonnement du couple d'antennes i,j dont les positions relatives créent la fréquence spatiale u-. Rrecii(f) est la fonction de décorrélation spatiale liée au 5 couple d'antennes i,j. La puissance du signal mesurée peut donc s'écrire sous forme matricielle par l'équation : (26) 10 où Q représente le nombre de pixels de l'image reconstruite et Nf, le nombre de points fréquentiels. Mesurer la matrice G du système revient à simuler tous les retards possibles en fonction de la position du pixel et du couple d'antennes considéré, tout en tenant compte de tous les éléments 15 intervenant dans la chaîne de réception. L'avantage de cette méthode est l'inversion généralisée de la matrice du système qui permet de reconstruire la température de brillance sans aucune opération charnière. Son inconvénient en revanche est l'inversion de 20 la matrice G telle que : -P .En effet, la taille de la matrice G augmente avec le nombre de pixels et le nombre de points fréquentiels. Une fois les signaux décodés et corrigés (fonction de visibilité du système reconstruite après 25 correction des variations de la fonction de transfert de chaque voie), une transformée de Fourier rapide inverse (IFFT) est réalisée pour remonter à l'image « sale ». Cette 3054674 28 opération de IFFT peut être faite de différentes manières, celle-ci étant réalisée par FPGA dans l'exemple des Figures 4 et 5. L'image « sale » ainsi produite est « nettoyée » par application de différents traitements (par exemple : un 5 algorithme CLEAN), comme entre autres la déconvolution de la PSF (fonction de transfert du système optique), un filtrage, un rehaussement de contraste. Ces traitements peuvent être réalisés par le DSP 29 de la Figure 5 ou par l'intermédiaire d'un processeur sur le PC 30. L'ensemble de 10 la chaîne de traitement numérique est piloté par le PC 30 via un port com Ethernet 21. Une expérience a été menée par les Demanderesses, à 3 GHz, sur une bande passante de 1 GHz, avec un système ayant la même architecture que celle représentée sur la 15 Figure 1, et une zone à imager contenant deux sources ponctuelles de bruit blanc. Le réseau était un réseau de 16 antennes en T, le module de codage analogique passif étant constitué par une cavité surdimensionnée de 1m3, 16 voies vers 2. 20 Par la première méthode implémentée dans le module de traitement numérique (déconvolution des signaux et calcul de la fonction de visibilité complexe), l'image des sources de bruit est obtenue avec une résolution identique à celle calculée théoriquement (de l'ordre de 30 25 cm avec la taille du réseau d'antennes considéré). REVENDICATIONS1 Système d'imagerie radiométrique hyperfréquence (1) comprenant un réseau (2) de N antennes 5 de réception hyperfréquence (2a) pour acquérir la température de brillance d'un objet dans le domaine hyperfréquence selon la technique de synthèse d'ouverture interférométrique, caractérisé par le fait que ledit système (1) comprend en outre un module de codage 10 analogique passif (3), un module convertisseur analogique numérique (4) et un module de traitement numérique (5), le module de codage analogique passif (3) comprenant N entrées reliées aux N antennes et M voies de sortie reliées au module convertisseur analogique numérique, avec N » M 1, 15 chaque voie d'entrée du module de codage analogique passif (3) recevant un signal radiofréquence (RF) d'une antenne (2a) du réseau d'antennes (2) et codant passivement le signal RF qu'elle porte entre l'entrée et la sortie, le signal codé sur une voie étant décorrélé des signaux codés 20 sur les autres voies, chaque voie étant envoyée sur une unique sortie du module de codage analogique passif (3) afin de générer sur chaque sortie du module de codage analogique passif (3) un signal de sortie analogique, chaque sortie du module de codage analogique passif (3) 25 étant reliée à un convertisseur analogique numérique du module convertisseur analogique numérique (4) pour générer en sortie du module convertisseur analogique numérique (4) M signaux numériques, chaque sortie du module convertisseur analogique numérique (4) étant reliée au module de 30 traitement numérique (5) configure pour réaliser une reconstruction d'image thermique de l'objet imagé par le réseau d'antennes (2) par traitement numérique des signaux basé sur une synthèse d'ouverture interférométrique. 3054674 30 2 - Système d'imagerie radiométrique hyperfréquence (1) selon la revendication 1, caractérisé par le fait que le module de codage analogique passif (3) comprend au moins un codeur analogique passif, chaque codeur analogique passif étant constitué par l'un parmi une cavité surdimensionnée planaire monocouche ou multicouche, une cavité surdimensionnée volumique, une cavité chaotique planaire monocouche ou multicouche, une cavité chaotique volumique, des lignes à retard sommées par un sommateur, des filtres à codage de fréquence sommés par un sommateur. 3 - Système d'imagerie radiométrique hyperfréquence selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé par le fait que chaque convertisseur analogique numérique du module convertisseur analogique numérique (4) est l'un parmi un comparateur à 1 bit, un convertisseur analogique numérique composé d'un étage d'échantillonnage et d'un étage de numérisation sur plusieurs bits. 4 - Système d'imagerie radiométrique hyperfréquence selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé par le fait que le traitement réalisé par le module de traitement numérique (5) est un décodage effectué par au moins l'un parmi un filtrage adapté, un retournement temporel, une inversion matricielle par la méthode des moindres carrés, une inversion matricielle régularisée. 5 - Système d'imagerie radiométrique hyperfréquence selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé par le fait qu'une première chaîne de conditionnement de signal RF comprenant au moins un amplificateur faible bruit RF (10) est disposée entre chaque antenne (2a) du réseau d'antennes (2) et l'entrée correspondante du module de codage analogique passif (3). 6 - Système d'imagerie radiométrique hyperfréquence (1) selon la revendication 5, caractérisé 3054674 31 par le fait que la première chaîne de conditionnement de signal comprend un premier amplificateur faible bruit RF, un abaisseur de fréquence et un second amplificateur faible bruit RF, montés dans cet ordre en série depuis l'antenne 5 (2a) vers l'entrée correspondante du module de codage analogique passif (3). 7 - Système d'imagerie radiométrique hyperfréquence (1) selon la revendication 5, caractérisé par le fait que la première chaîne de conditionnement de 10 signal comprend un commutateur unipolaire bidirectionnel (8) associé à une charge (9), de préférence de 50 Ohms, un amplificateur faible bruit RF (10) et un isolateur (11), montés dans cet ordre en série depuis l'antenne (2a) vers l'entrée correspondante du module de codage analogique 15 passif (3). 8 - Système d'imagerie radiométrique hyperfréquence (1) selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé par le fait qu'une seconde chaîne de conditionnement de signal est disposée entre la sortie du 20 module de codage analogique passif (3) et le module convertisseur analogique numérique (4), la seconde chaîne de conditionnement de signal comprenant un amplificateur faible bruit RF (12) en série avec un filtre passe-bande (13) et un démodulateur IQ (14), chaque voie du 25 démodulateur IQ (14) comprenant un filtre de fréquence intermédiaire (FI) (15) en série avec un amplificateur faible bruit FI (16), le signal de l'oscillateur local du démodulateur IQ (14) étant fourni par un oscillateur commandé en tension associé à une boucle à verrouillage de 30 phase (17). 9 - Système d'imagerie radiométrique hyperfréquence selon l'une des revendications 1 à 8, caractérisé par le fait que le module de traitement 3054674 32 numérique (5) comprend au moins une première matrice prédiffusée programmable (FPGA) esclave (24-27) pour décoder les signaux provenant du module convertisseur analogique numérique (4) et réaliser un calibrage, au moins 5 une matrice prédiffusée programmable (FPGA) maître (28) pour réaliser une synchronisation de l'au moins une première matrice prédiffusée programmable (FPGA) esclave (24-27) et réaliser une transformée de Fourier inverse sur les signaux décodés par l'au moins une première matrice 10 prédiffusée programmable (FPGA) esclave (24-27), au moins un processeur de signaux numériques (29) pour réaliser un traitement d'image sur la transformée de Fourier inverse réalisée par la matrice prédiffusée programmable (FPGA) maître (28), et facultativement un ordinateur (30) pour 15 afficher l'image et piloter la matrice prédiffusée programmable (FPGA) maître (28) et l'au moins une première matrice prédiffusée programmable (FPGA) esclave (24-27). 10 - Système d'imagerie radiométrique hyperfréquence (1) selon l'une des revendications 1 à 9, 20 caractérisé par le fait que le module de traitement numérique (5) est configure pour effectuer les étapes suivantes : - déconvoluer les signaux provenant du module convertisseur analogique numérique (4) ; 25 - corréler paire à paire les signaux issus de la déconvolution de l'étape précédente ; - calculer la fonction de visibilité du réseau d'antennes (2) à partir de ladite corrélation paire à paire ; et - reconstruire la température de brillance caractérisant 30 la zone à imager détectée à partir de ladite fonction de visibilité par transformée de Fourier inverse ou inversion matricielle. 3054674 33 11 - Système d'imagerie radiométrique hyperfréquence (1) selon l'une des revendications 1 à 9, caractérisé par le fait que le module de traitement numérique (5) est configure pour effectuer les étapes 5 suivantes : - l'estimation directe des fonctions de visibilité par multiplication de chaque signal reçu du module convertisseur analogique numérique par son conjugué ; - la reconstruction de la température de brillance 10 caractérisant la zone à imager détectée à partir de ladite fonction de visibilité par transformée de Fourier inverse ou inversion matricielle. 12 - Procédé d'imagerie d'un objet par un système d'imagerie radiométrique hyperfréquence passive (1) selon 15 l'une des revendications 1 à 11, caractérisé par le fait qu'il comprend : - l'acquisition de manière passive de la température de brillance d'un objet dans le domaine hyperfréquence par le réseau d'antennes (2) du système d'imagerie 20 radiométrique hyperfréquence passive (1) ; - le calcul de la fonction de visibilité à partir des signaux acquis, par l'une parmi : - la déconvolution paire à paire des signaux acquis et le calcul de la fonction de visibilité à partir 25 de ladite corrélation paire à paire, ou - l'estimation directe de la fonction de visibilité par multiplication de chaque signal reçu du module convertisseur analogique numérique par son conjugué, et 30 - la reconstruction de la température de brillance caractérisant la zone à imager détectée à partir de 3054674 34 ladite fonction de visibilité par transformée de Fourier inverse ou inversion matricielle.