Brevet FR3052935A1 — publié le 20171222

CONVERTISSEUR D'ENERGIE A DECOUPAGE A REDUCTION DES BIAIS STATIQUES INTRODUITS PAR UNE RAMPE DE STABILISATION La présente invention concerne les convertisseurs d'énergie à découpage. L'invention est plus particulièrement relative aux convertisseurs d'énergie à découpage à contrôle en mode courant crête ou en mode contrôle en charge. Un convertisseur d'énergie à découpage repose sur la commutation d'interrupteur(s) commandable(s), qui applique(nt) une tension hachée à un circuit de filtrage constitué de composants inductifs et capacitifs. Le contrôle des instants d'ouverture et de fermeture du ou de chaque interrupteur permet, par interaction avec la charge connectée en sortie du convertisseur, de générer une tension et/ou un courant plus ou moins grand en sortie du convertisseur. La figure 1 représente un convertisseur 10 en topologie abaisseur non-isolé « Buck » à redressement passif. L'interrupteur commandable est, dans ce cas, un organe commutateur à semi-conducteur commandable de type transistor N-MOS (comme représenté sur les figures ou en variante P-MOS) monté entre la tension d'entrée Vin et l'inductance L. C'est en faisant varier la commande du transistor M, par variation de son rapport cyclique, que l'on ajuste le courant dans l'inductance L et par conséquent la tension de sortie Vout aux bornes d'un condensateur de sortie Cout. Le fait que le redressement soit passif, c'est-à-dire réalisé par une diode D au lieu d'un autre transistor, rend le convertisseur 10 unidirectionnel, empêchant les courants négatifs dans l'inductance L et rendant possible le fonctionnement en conduction discontinue. Enfin, la topologie « Buck » est naturellement abaisseur, la tension de sortie Vout étant inférieure à la tension d'entrée Vin. Les phases de fonctionnement du convertisseur 10, pour une conduction continue (c'est-à-dire pour une charge connectée en sortie qui est suffisamment grande, de sorte que le courant IL ne s'annule pas) sont représentées sur la figure 2 pour la tension VL aux bornes de l'inductance L et sur la figure 3 pour le courant IL à travers l'inductance L : Phase « ON » : le transistor M est fermé et conduit le courant. La tension VL appliquée à l'inductance L est positive (Vin-Vout) et le courant IL dans celle-ci croît. Phase « OFF » : le transistor M est ouvert. Le courant IL étant positif dans l'inductance L, il entraîne la conduction de la diode D. La tension VL appliquée à l'inductance L est alors négative (-Vout) et le courant IL dans celle-ci décroît. 3052935 2 En considérant que le régime est établi, le courant en début de phase « ON » est égal au courant en fin de phase « OFF » et les phases « ON » et « OFF » se suivent périodiquement. Il existe différentes manière de contrôler un convertisseur, tel que le convertisseur 5 10 de la figure 1, c'est-à-dire de déterminer à quel instant commander la fermeture et à quel instant commander l'ouverture du transistor M. En particulier, on connaît le contrôle en mode courant. Le convertisseur comporte ainsi un dispositif de contrôle permettant de générer un signal de contrôle du transistor M. Le dispositif de contrôle comporte un correcteur 10 d'erreur sur la tension de sortie Vout par rapport à une tension de référence Vcons. Le signal de sortie du correcteur d'erreur ne pilote pas directement le transistor M, mais constitue un signal de consigne pour une boucle de contrôle en courant. La boucle de courant permettant d'asservir le courant mesuré qui circule dans le transistor sur le signal de consigne issu du correcteur d'erreur peut être réalisée de 15 différentes façons : - Dans un contrôle en mode courant crête, représenté sur la figure 4, le dispositif de contrôle 111 du convertisseur 110 permet d'asservir la valeur crête du courant IL dans le transistor M et l'inductance L sur le signal de consigne II délivré par le correcteur d'erreur 12. Cette solution est la plus répandue car elle est la plus simple à réaliser. 20 L'ouverture du transistor M est déclenchée à l'issue de la comparaison, par le comparateur 14, du signal de consigne 11 et de la mesure du courant. Le signal en sortie du comparateur 14 est appliqué sur l'entrée inversée d'une bascule 18 contrôlée par un signal d'horloge CLK, qui permet de mettre la sortie Q de la bascule 18 dans l'état haut « 1 » à chaque front montant du signal d'horloge CLK. La sortie Q est alors basculée dans 25 l'état bas « 0 » lorsque le signal en sortie du comparateur 14 est dans l'état bas « 0 ». Le signal en sortie de la bascule constitue le signal de contrôle du transistor M. De plus, cette solution permet de réaliser une limitation de courant, cycle par cycle, et par conséquent de protéger le montage contre la saturation de l'inductance L. Celui-ci est donc plus robuste. 30 - Dans un contrôle en mode courant intégré, aussi dénommé mode de contrôle en charge, représenté à la figure 5, le dispositif de contrôle 211 du convertisseur 210 réalise une intégration temporelle, au moyen d'un intégrateur temporel 16, de la mesure ILmes du courant IL dans le transistor M. Le signal de mesure Ornes délivré en sortie du composant 16 et appliqué sur l'une des entrées du composant 14 correspond ici à la charge d'entrée du convertisseur 2. L'intégrateur temporel 16 est remis à zéro à chaque période de découpage, par le signal d'horloge CLK qui cadence également le découpage 3052935 3 par la bascule 18. Le courant IL est asservi au signal de consigne délivré par le correcteur d'erreur 12. Ce montage permet notamment d'avoir une vraie limitation du courant d'entrée, indépendamment des tensions et des rapports cycliques mis en jeux. Lors du contrôle du transistor M par des dispositifs de contrôle en mode courant 5 crête ou en mode courant intégré, des instabilités subharmoniques du courant peuvent apparaître. Ainsi par exemple, dans le montage « contrôle en mode courant crête », si une erreur CIL 0 de lecture du courant IL est introduite à une période de découpage initiale, celle-ci va entraîner une ouverture prématurée du transistor M, car la consigne de courant 10 ÎL sera atteinte plus rapidement (II-réel) qu'en théorie (11-théorique)- La figure 6 montre l'évolution de cette erreur au fil des cycles de découpage, lorsque le rapport cyclique théorique a du signal de contrôle CM du transistor M est inférieur à 1/2. Dans ce cas, l'erreur CIL aura naturellement tendance à s'amortir et disparaîtra au fil du découpage : -1L_0 > C1L_1> E1L_2 >E1L_3> CIL_4> E1L_5. 15 En revanche, comme cela est représenté à la figure 7, lorsque le rapport cyclique théorique a du signal de contrôle CM du transistor M est supérieur à 1/2, l'erreur CIL, régie par une suite géométrique, s'amplifie, allant jusqu'à un point tel que la consigne de courant IL n'est plus ralliée en un cycle de découpage. Cela entraîne des irrégularités pendant lesquels le rapport cyclique de commande du transistor M oscille, faisant 20 apparaître un motif répété un cycle sur deux ou un cycle sur trois. On parle d'instabilité sub-harmonique. Afin de stabiliser l'instabilité sub-harmonique, l'état de l'art consiste à utiliser une rampe de stabilisation, qui peut être connue sous le nom de rampe de compensation : elle est soit ajoutée au signal de mesure associé au courant IL, soit retranchée du signal de 25 consigne IL. Il s'agit d'un signal croissant, pouvant être linéaire, affine ou parabolique, qui est remis à zéro à chaque instant de début de cycle. L'efficacité de la stabilisation dépend de la dérivée temporelle de la rampe à l'instant où elle atteint la consigne en courant, c'est-à-dire à l'instant où le transistor est ouvert. La figure 8 montre l'évolution d'une erreur CIL de courant avec une rampe de stabilisation qui est retranchée du signal de 30 consigne TL. Le principe reste le même lorsque l'on ajoute la rampe de stabilisation au signal de mesure, ILmes ou Qmes, associé au courant IL. C'est en général ce qui est physiquement réalisé pour des raisons de facilité d'implémentation. On notera qu'il existe des valeurs particulières de la pente de la rampe de stabilisation, à savoir, toujours pour le cas d'un convertisseur « Buck » : 35 - Avec une rampe ayant pour pente -VoLut, l'erreur sera annulée en un cycle ; 3052935 4 Avec une rampe ayant pour pente -V2oxuLt, le convertisseur sera théoriquement insensible aux variations de tension d'entrée pour un signal de consigne fixe. Ceci présente un intérêt pour les audio-susceptibilités. Malheureusement, la rampe de stabilisation telle qu'utilisée dans l'état de l'art et 5 telle que décrite ci-dessus possède des inconvénients. En effet, comme on peut le voir figure 8, le courant crête réellement atteint n'est pas le courant de consigne IL, mais une valeur inférieure, car on y a retranché la rampe de stabilisation RC. Cette différence peut être préjudiciable, notamment dans le cas d'un convertisseur ayant une tension d'entrée variable. Dans ce cas, non seulement le rapport viunt 10 cyclique théorique de commande du transistor a = voévolue, mais aussi la pente du courant. Il en résulte une variation importante du courant crête pour une même consigne. C'est d'autant plus vrai que l'on travaille à rapport cyclique élevé. Cela est préjudiciable dans l'ensemble des convertisseurs car l'imprécision sur la limitation de courant nécessite la prise en compte d'une marge importante vis-à-vis des 15 courants de saturation des composants inductifs. Il en découle un surdimensionnement de ces composants. De plus, cette différence est également gênante pour les convertisseurs pour lesquels les limitations de courant ont besoin de précision, comme par exemple les convertisseurs connectés aux réseaux électriques d'un avion, pour lesquels il y a des exigences de courant de démarrage. 20 Le but de cette invention est de remédier à ce problème. Pour cela l'invention a pour objet un convertisseur d'énergie à découpage, comportant un interrupteur commandable et un dispositif de contrôle de génération d'un signal de contrôle des instants d'ouverture et de fermeture de l'interrupteur commutateur, ledit dispositif de contrôle étant du type dispositif de contrôle en mode courant nécessitant 25 la mise en oeuvre d'un signal de stabilisation en courant. Ce dispositif de contrôle comporte : - un composant délivrant un signal de stabilisation par intermittence, en appliquant ledit signal de stabilisation à un instant prédéterminé qui précède un instant de référence; et, 30 - un moyen de comparaison de génération d'un signal de contrôle de l'interrupteur commandable à partir de la comparaison d'un signal de consigne et d'un signal de mesure correspondant au courant circulant dans une impédance du convertisseur, le signal de stabilisation intermittent étant soustrait au signal de consigne ou ajouté au signal de mesure avant application au moyen de comparaison. 3052935 5 Suivant des modes particuliers de réalisation, le convertisseur comporte une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prises isolément ou suivant toutes les combinaisons techniquement possibles : - le moyen de comparaison comporte un comparateur et une bascule, une sortie 5 du comparateur étant connectée à une entrée de la bascule, le signal délivré sur une sortie de la bascule correspondant au signal de contrôle ; - le composant applique le signal de stabilisation lorsque le rapport cyclique de fonctionnement de l'interrupteur commandé est supérieur à %; - le composant applique le signal de stabilisation à un instant déterminé 10 dynamiquement à partir de la tension d'entrée et/ou de la tension de sortie ; - le composant applique le signal de stabilisation à un instant déterminé à partir d'un instant d'ouverture de l'interrupteur commandé au cours d'une période de découpage qui précède la période de découpage courante ; - le dispositif de contrôle comporte, en outre, un moyen de sommation pour ajouter 15 une valeur moyenne du signal de stabilisation au courant de consigne avant application au comparateur ; - le convertisseur présente une topologie sélectionnée parmi une topologie « Buck », une topologie « Boost », une topologie « Buck-Boost », une topologie « BuckBoost non-inverseur », une topologie « Flyback » et une topologie « Forward » ; 20 - le mode courant du dispositif de contrôle est un mode courant crête, le signal de mesure étant alors une mesure d'un courant instantané circulant à travers l'inductance, ou un mode courant intégré, le signal de mesure résultant alors une mesure d'une charge instantanée circulant à travers l'inductance ; - l'interrupteur commandé est un transistor. 25 L'invention et ses avantages seront mieux compris à la lecture de la description détaillée qui va suivre d'un mode de réalisation particulier, donné uniquement à titre d'exemple non limitatif, cette description étant faite en se référant aux dessins annexés sur lesquels : 30 - La figure 1 est un schéma électronique d'un convertisseur en topologie « Buck » ; - Les figures 2 et 3 sont des courbes représentant l'évolution temporelle de la tension et du courant aux bornes de l'inductance du convertisseur de la figure 1 ; 35 Les figures 4 et 5 représentent deux manières connues de contrôler le convertisseur de la figure 1 ; 3052935 6 Les figures 6 et 7 sont des courbes approximatives illustrant l'évolution d'une erreur de courant dans le convertisseur de la figure 4 ; - La figure 8 est une variante de réalisation connue dans laquelle l'erreur de courant est compensée par l'application d'une rampe de stabilisation ; 5 La figure 9 est un premier mode de réalisation d'un convertisseur selon l'invention ; La figure 10 représente approximativement les courbes d'évolution du courant réel ILréel, du courant théorique ILthéorique, du courant de consigne ÎL, et du signal de contrôle du transistor M pour le convertisseur de la figure 9 ; 10 - La figure 11 est un second mode de réalisation d'un convertisseur selon l'invention ; La figure 12 représente approximativement les courbes d'évolution du courant réel ILréel, du courant théorique ILthéor,q', du courant de consigne IL, et du signal de contrôle du transistor M pour le convertisseur de la figure 11 ; 15 La figure 13 est un troisième mode de réalisation du convertisseur selon l'invention ; et, - Les figures 14 à 18 représentent d'autres topologies pour un convertisseur dont le ou chaque organe commutateur peut être contrôlé par la mise en oeuvre de la présente invention. 20 Le convertisseur 310 de la figure 9 est un convertisseur en topologie « Buck » similaire à celui de la figure 1. Il convertit une tension d'entrée Vin appliquée entre deux bornes d'entrée, 41 et 42, en une tension de sortie Vout délivrée entre deux bornes de sortie, 43 et 44. Il comporte un transistor M, une diode D et une inductance L et un condensateur 25 de sortie Cout. Le dispositif de contrôle 311 du convertisseur 310 comporte : un composant 20, propre à générer une rampe de stabilisation intermittente RC en déterminant de façon fixe l'instant d'application d'une rampe de stabilisation ; 30 - Un capteur 25, par exemple à effet Hall, propre à délivrer, en tant que signal de mesure, un courant mesuré ILmes correspondant au courant instantané IL traversant l'inductance L et le transistor M ; - Un sommateur 26, propre à sommer la rampe de stabilisation intermittente RC en sortie de l'interrupteur commandé 24 et le courant mesuré ILmes de 35 manière à générer en sortie un courant corrigé ILcorr ; 3052935 7 - Un comparateur 28, sur une entrée duquel est appliqué le courant corrigé, et sur l'autre entrée duquel est appliqué un signal de consigne IL, qui est ici un courant. Le signal en sortie du comparateur 28 engendre le signal de contrôle de déclenchement de l'ouverture du transistor, en commandant la 5 réinitialisation d'une bascule 29. - La bascule 29 est propre à cadencer le découpage. Le signal d'horloge CLK permet de placer le signal de sortie Q de la bascule 19 dans l'état haut « 1 » à chaque front montant, le découpage démarrant ainsi à chaque front montant du signal d'horloge. Le signal en sortie du comparateur 28 est appliquée sur 10 l'entrée inversée de la bascule 19 de manière à basculer le signal de sortie Q dans l'état bas « 0 » lorsque Le signal en sortie du comparateur 28 est dans l'état bas « 0 ». Le signal de sortie Q de la bascule 19 constitue le signal de contrôle CM de l'état du transistor M, qui est appliqué à la grille du transistor M pour en commander l'ouverture et la fermeture, alternativement. 15 Le comparateur 28 et la bascule 29 constituent un moyen de comparaison. L'homme du métier connaît d'autres manières de mettre en oeuvre la fonction logique de comparaison venant d'être décrite. On notera que dans ce mode de réalisation, la rampe de stabilisation intermittente RC est ajoutée au signal de mesure. En variante, elle est retranchée du signal de 20 consigne A. Le dispositif de contrôle 311 permet de diminuer l'impact d'une application en continu d'une rampe de stabilisation sur la précision du contrôle en courant. Le dispositif de contrôle 311 applique la rampe de stabilisation lorsque son application théorique est nécessaire, c'est-à-dire pour des rapports cycliques supérieurs à 25 1/2. Pour cela, le composant 20 applique la rampe de stabilisation à un instant t qui précède un instant de référence tO correspondant à la demi-période de découpage T/2, d'une marge ôt prédéterminée. Le composant 20 arrête l'application de la rampe de stabilisation à un instant t2 de fin de la période de découpage T, c'est-à-dire à l'instant de fermeture du transistor M. 30 C'est la raison pour laquelle il est dit que la rampe de stabilisation délivrée par le composant 20 est intermittente. Ce principe est illustré sur la figure 10. Sur cette figure, pour le cycle i de fonctionnement, l'erreur sur le courant est notée eu ; l'instant de référence, tO, ; l'instant de déclenchement de l'application de la rampe de stabilisation, t, ; l'instant d'ouverture 35 effective du transistor, t1, ; et l'instant de fin d'application de la rampe, t2,. 3052935 8 Il est à noter que le dispositif de contrôle 311 applique la rampe à partir de 1/2-6t Si le transistor est encore fermé à ce moment, cela signifie que le rapport cyclique est supérieur à 1/2, et la rampe aura un impact ; Si en revanche le transistor est déjà ouvert à ce moment, cela signifie que le rapport cyclique est inférieur à 1/2, et la rampe n'aura alors 5 aucun impact (ce qui est requis, car une telle rampe n'est pas nécessaire dans ce cas pour stabiliser l'erreur de courant). De ce fait, le décalage entre la consigne de courant 12 et le courant IL réel est réduit par rapport à la solution de l'état de l'art consistant à appliquer la rampe de stabilisation dès le début du cycle. 10 Dans un second mode de réalisation, représenté à la figure 11, le convertisseur 410 est essentiellement similaire à celui 310 de la figure 1. Les composants de la figure 11 identiques à ceux de la figure 9 portent les mêmes chiffres de référence. Le convertisseur 410 diffère du convertisseur 310 en ce que le composant 120 15 d'application par intermittence de la rampe de stabilisation détermine de façon adaptative l'instant d'application de la rampe de stabilisation en fonction des tensions d'entrée Vin et/ou de sortie Vout. Il est à noter que dans le cas d'un convertisseur à tension de sortie Vout fixe, comme décrit en détail ci-dessous, le rapport cyclique ne varie qu'à cause de la variation 20 de tension d'entrée Vin. En conséquence, l'instant d'application de la rampe de stabilisation n'est fonction que de la tension d'entrée Vin. Mais, dans le cas plus général où la tension de sortie Vout est variable, il est nécessaire de prendre cette tension également en compte pour estimer le rapport cyclique théorique, c'est-à-dire l'instant d'application de la rampe de stabilisation. 25 Le dispositif de contrôle 411 applique la rampe de stabilisation uniquement au moment où l'on en a besoin. Pour cela, le rapport cyclique théorique est estimé à partir de la tension d'entrée Vin du convertisseur 410. Le composant 120 applique la rampe de stabilisation à un instant t qui précède, d'une marge ôt prédéterminée, un instant de référence tO correspondant, dans le présent 30 mode de réalisation, à l'instant d'ouverture théorique du transistor M. Le composant 120 arrête l'application de la rampe de stabilisation RC à l'instant d'ouverture effective, t1, du transistor M. En variante, le composant 120 est basculé dans l'état ouvert pour arrêter l'application de la rampe de stabilisation à l'instant t2 de fin de la période de découpage T, c'est-à-dire à l'instant de fermeture du transistor M (cette 35 variante est représenté en pointillés sur la figure 12). 3052935 9 Ce principe est illustré sur la figure 12. Sur cette figure, pour le cycle i de fonctionnement, l'erreur sur le courant est notée CIL' l'instant de référence tO l'instant de déclenchement de la rampe de stabilisation ti, l'instant d'ouverture effective t1; et l'instant de fin de période t2 5 De ce fait, le décalage entre la consigne de courant IL et le courant IL réel est réduit, et ceci d'autant plus que la marge ôt est choisie petite. Le dispositif de contrôle 411 permet de diminuer l'impact d'une application en continu de la rampe de stabilisation sur la précision du contrôle en courant. On peut estimer le rapport cyclique théorique de la manière suivante : pour un 10 convertisseur à tension de sortie Vout constante, l'instant de référence tO d'ouverture théorique du transistor M peut facilement être estimé, car il dépend de l'inverse de la tension d'entrée Vin. On peut donc utiliser un simple diviseur de tension sur la tension d'entrée, par exemple réalisé en comparant une grandeur fixe à une rampe dont la pente est proportionnelle à la tension d'entrée ; il en résultera un signal modulé en largeur 15 d'impulsion dont la valeur moyenne est proportionnelle à l'inverse de la tension d'entrée. A partir de cette grandeur proportionnelle à l'inverse de la tension d'entrée, est généré l'instant t d'application de la rampe t0-ôt. Un autre mode d'implémentation consiste non pas à estimer le rapport cyclique théorique, mais à se baser sur le rapport cyclique de la période de découpage 20 précédente. Un circuit vient mémoriser l'instant d'ouverture du transistor M de la période précédente ; en y retranchant la marge ôt choisie, il détermine ainsi l'instant d'application de la rampe pour la période courante. Dans un troisième mode de réalisation, représenté à la figure 13, le dispositif de contrôle 511 du convertisseur 510, toujours de topologie abaisseur « Buck », est un 25 dispositif de contrôle en mode courant intégré. Les composants de la figure 13 sont identiques à ceux des figures 9 et 11 lorsqu'ils portent les mêmes chiffres de référence. Le dispositif de contrôle 511 comporte ainsi un intégrateur 32 propre à intégrer temporellement la mesure du courant délivrée par le capteur 25, pour obtenir un signal de consigne Ornes (homogène à une charge électrique). L'intégrateur 32 est ré-initialisé à 30 chaque période de découpage par le signal d'horloge CLK qui est également utilisé par les composants 120 et 29. Le signal de mesure Qmes est appliqué en entrée du comparateur 28, après ajout de la rampe de stabilisation intermittente RC. Le dispositif de contrôle 511 comporte en outre : - Un filtre 30 prenant en entrée le signal de sortie de l'interrupteur commandé 24, 35 c'est-à-dire le signal de stabilisation intermittent RC et en détermine la valeur moyenne ; 3052935 10 - un sommateur 31 permettant d'ajouter à la consigne de courant 11, cette valeur moyenne de la rampe de stabilisation intermittente RC, avant de l'appliquer en entrée du comparateur 28. Le fait d'ajouter la valeur moyenne et non la valeur instantanée n'annule pas l'effet 5 de la rampe de stabilisation. Mais avec ce dispositif de contrôle, il n'y a plus aucun décalage entre la consigne de courant a et le courant réel ILréel. En effet, on vient compenser le biais introduit dans la mesure de courant au travers d'une augmentation de la consigne de courant. Ainsi l'impact de la rampe sur l'imprécision du contrôle est compensé et annulé. 10 La dégradation de la précision du contrôle en mode courant, occasionnée par l'introduction d'une rampe de stabilisation, est entièrement annulée et la précision globale de la boucle de courant du dispositif de contrôle dans le montage selon ce troisième mode de réalisation est grandement améliorée. Si les deux premiers modes de réalisation permettent d'atténuer l'imprécision introduite par la rampe, le troisième mode de 15 réalisation compense totalement l'imprécision de la rampe au travers de l'ajout de sa valeur moyenne à la consigne. La présente invention a été décrite en détail pour le cas d'un convertisseur en topologie « Buck », mais l'homme du métier comprendra que le principe de contrôle 20 présenté est également valable pour des convertisseurs non isolés en topologie « Boost », « Buck-Boost » et « Buck-Boost non-inverseur » ou des convertisseurs isolés en topologie « Forward » et « Flyback », telles que représentées sur les figures 14, 15, 16, 17 et 18 respectivement. Il fonctionne pour des contrôles du type mode courant crête et mode courant intégré (c'est-à-dire mode de contrôle en charge). 25 Enfin, l'ensemble des cas présentés illustre des convertisseurs à redressement passif, mais le principe de contrôle est également valable pour des convertisseurs à redressement actif, également appelé redressement synchrone, les diodes de découpage étant remplacées par des interrupteurs commandables. 30 REVENDICATIONS1.- Convertisseur d'énergie à découpage (310 ; 410 ; 510), comportant un interrupteur commandable (M) et un dispositif de contrôle (311 ; 411 ; 511) de génération d'un signal de contrôle des instants d'ouverture et de fermeture de l'interrupteur commutateur, ledit dispositif de contrôle étant du type dispositif de contrôle en mode courant nécessitant la mise en oeuvre d'un signal de stabilisation en courant, caractérisé en ce que ledit dispositif de contrôle comporte : - un composant (20 ; 120) délivrant un signal de stabilisation (RC) par intermittence, en appliquant ledit signal de stabilisation (RC) à un instant (t) prédéterminé qui précède un instant de référence (t0) ; et, - un moyen de comparaison (28, 29) de génération d'un signal de contrôle (CM) de l'interrupteur commandable (M) à partir de la comparaison d'un signal de consigne (I) et d'un signal de mesure (ILmes ; Qmes) correspondant au courant (IL) circulant dans une impédance (L) du convertisseur, le signal de stabilisation intermittent (RC) étant soustrait au signal de consigne (IL) ou ajouté au signal de mesure avant application au moyen de comparaison. 2.- Convertisseur selon la revendication 1, dans lequel le moyen de comparaison comporte un comparateur (28) et une bascule (29), une sortie du comparateur étant connectée à une entrée de la bascule, le signal délivré sur une sortie de la bascule correspondant au signal de contrôle (CM). 3.- Convertisseur selon la revendication 2, dans lequel le composant (20) applique le signal de stabilisation (RC) lorsque le rapport cyclique de fonctionnement de l'interrupteur commandé est supérieur à1A. 4.- Convertisseur selon la revendication 2, dans lequel le composant (120) applique le signal de stabilisation (RC) à un instant déterminé dynamiquement à partir de la tension d'entrée (Vin) et/ou de la tension de sortie (Vout). 5.- Convertisseur selon la revendication 2, dans lequel le composant (120) applique le signal de stabilisation (RC) à un instant déterminé à partir d'un instant d'ouverture de l'interrupteur commandé (M) au cours d'une période de découpage qui précède la période de découpage courante. 3052935 12 6.- Convertisseur selon I une quelconque des revendications 1 à 5, dans lequel le dispositif de contrôle (511) comporte, en outre, un moyen de sommation (30, 31) pour ajouter une valeur moyenne du signal de stabilisation (RC) au courant de consigne (ÎL) avant application au comparateur (28). 5 7.- Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, le convertisseur présentant une topologie sélectionnée parmi une topologie « Buck », une topologie « Boost », une topologie « Buck-Boost », une topologie « Buck-Boost non-inverseur », une topologie « Flyback » et une topologie « Forward ». 10 8.- Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, dans lequel le mode courant du dispositif de contrôle est un mode courant crête, le signal de mesure (ILmes) étant alors une mesure d'un courant instantané (IL) circulant à travers l'inductance, ou un mode courant intégré, le signal de mesure (Qmes) résultant alors une 15 mesure d'une charge instantanée circulant à travers l'inductance. 9.- Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, dans lequel l'interrupteur commandé est un transistor (M).