Brevet FR3048570A1 — publié le 20170908

B14836 - DD16814ST 1 CIRCUIT DE COMMUTATION OU D'ATTÉNUATION D'UN SIGNAL RF Domaine La présente demande concerne le domaine des circuits électroniques de façon générale, et vise plus particulièrement celui des circuits d'émission, de réception, et/ou de traitement de signaux radiofréquence ou signaux RF, c'est-à-dire de signaux de fréquences comprises dans la plage allant de 3 kHz à 300 GHz. La présente demande vise plus particulièrement le domaine des circuits de commutation ou d'atténuation de signaux RF. Exposé de l'art antérieur Les circuits de commutation ou d'atténuation de signaux RF sont utilisés dans de très nombreuses applications, et notamment dans les terminaux de téléphonie mobile. Des circuits de commutation de signaux RF sont par exemple utilisés pour commuter une pluralité de voies d'émission et/ou de réception du terminal sur une même antenne. Ces circuits doivent être capables, à l'état passant de transmettre le signal RF en limitant les pertes d'insertion, et, à l'état bloqué, d'empêcher le passage du signal RF. Des circuits d'atténuation de signaux RF sont par 20 exemple utilisés pour réaliser des amplificateurs à gain variable ou des modulateurs vectoriels. Ces circuits doivent être capables 3048570 B14836 - DD16814ST 2 de transmettre le signal RF avec un facteur d'atténuation commandable, en limitant notamment les distorsions de phase. Un circuit de commutation ou d'atténuation de signaux RF comprend classiquement un ou plusieurs transistors à effet de 5 champ, par exemple des transistors MOS, placés en série avec une piste conductrice de transmission du signal RF. Ces transistors ont pour rôle de transmettre, d'atténuer, ou de bloquer le signal RF entre leurs noeuds de conduction (source et drain dans le cas de transistors MOS). 10 La figure 1 illustre un circuit de commutation d'un signal RF dans sa version la plus simple. Ce circuit comprend un transistor à effet de champ Tl, par exemple un transistor MOS, dont un premier noeud de conduction (source ou drain) est connecté à un noeud d'entrée RFin du circuit, destiné à recevoir un signal 15 RF à transmettre ou à bloquer. Le deuxième noeud de conduction (drain ou source) du transistor Tl est connecté à un noeud de sortie RFout du circuit. La grille de commande du transistor Tl est connectée à un noeud Vctrl d'application d'un signal de commande du transistor. Le transistor Tl est commandé en commutation, c'est-à-dire que le signal appliqué sur le noeud de contrôle Vctrl du transistor Tl peut prendre uniquement deux états, un premier état, par exemple un état haut, entrainant la fermeture (ou mise à l'état passant) du transistor Tl, et un deuxième état, par exemple un état bas, entrainant l'ouverture (ou blocage) du transistor Tl. A l'état fermé, le transistor Tl transmet le signal RF du noeud d'entrée RFin vers le noeud de sortie RFout. A l'état ouvert, le transistor Tl isole le noeud RFout du noeud RFin et empêche la transmission du signal RF du noeud RFin vers le noeud RFout- A l'état passant, le transistor Tl présente une résistance Ron (non visible sur la figure) entre ses noeuds de conduction, résistance que l'on cherche généralement à minimiser pour limiter les pertes d'insertion. A l'état bloqué, le transistor Tl présente une capacité 35 parasite Coff (dont la connexion est représentée en traits 3048570 B14836 - DD16814ST 3 pointillés sur les figures) entre ses noeuds de conduction, capacité que l'on cherche généralement aussi à minimiser car elle limite l'isolation procurée par le transistor Tl, et entraine la fuite d'une partie du signal RF du noeud RFin vers le noeud RFout 5 lorsque le transistor Tl est à l'état bloqué. Dans la pratique, pour une technologie de fabrication donnée du transistor Tl, augmenter la largeur de canal du transistor permet de réduire sa résistance Ron mais conduit à augmenter sa capacité Coff. Ainsi, un compromis Ron, Coff doit 10 être fait en fonction des besoins de l'application. Dans un circuit d'atténuation d'un signal RF, le transistor Tl de la figure 1 est commandé non pas en commutation, mais en régime linaire. En d'autres termes, le signal appliqué sur le noeud de commande Vctrl du transistor Tl n'est plus un 15 signal à deux états discrets, mais peut prendre un nombre d'états (ou niveaux de tension) supérieur à 2, correspondant à différents états de résistivité intermédiaires entre l'état passant et l'état bloqué du transistor Tl. De même que dans un circuit de commutation, un compromis Ron, Coff doit être effectué, pour 20 pouvoir bénéficier d'une large plage de variation du facteur d'atténuation (Ron faible) tout en limitant les distorsions de phase (Coff faible). Dans le domaine des circuits de commutation de signaux RF, des tentatives ont été faites pour renforcer l'isolation du 25 circuit à l'état bloqué, sans augmenter sa résistance à l'état passant. En particulier, l'article intitulé "Ka-Band Low-Loss and High-Isolation Switch Design in 0.13-pm CMOS" de Byung-Wook Min et al. (IEEE TMTT, vol.56, n.6, pp.1364-1371, June 2008), décrit 30 un commutateur de signaux RF comportant des inductances placées en parallèle des transistors et dimensionnées pour résonner avec les capacités parasites Coff des transistors à la fréquence du signal RF, de manière à obtenir une réjection du signal RF lorsque les transistors sont à l'état ouvert. Un inconvénient de cette solution réside dans les dimensions importantes des inductances. 3048570 B14836 - DD16814ST 4 En outre, le commutateur ne peut être utilisé que dans une bande de fréquences étroite, centrée sur la fréquence de résonance des circuits LC parallèles formés par les inductances et les capacités parasites Coff- 5 L'article intitulé "A 60-GHz CMOS RF sub-harmonic RF transceiver front-end with integrated artificial-magneticconductor (AMC) on-chip Yagi-antenna and balun filter" de ChienChih Lin et al. (IEEE EuMIC, pp.281-284, Oct. 2014) décrit un commutateur de signaux RF dans lequel le problème de l'isolation 10 à l'état bloqué est traité par une technique dite d'annulation des fuites. Un signal RF de compensation, image du signal d'entrée mais en opposition de phase avec celui-ci, est appliqué sur le noeud de sortie du transistor d'isolation. Ce signal vient se combiner avec le signal de fuite sur le noeud de sortie du 15 transistor d'isolation, de manière à annuler le signal de fuite. Un inconvénient de cette solution réside dans l'encombrement et dans la complexité du circuit de déphasage passif utilisé pour générer le signal de compensation des fuites. Un autre inconvénient est que ce circuit de déphasage passif ne fonctionne 20 correctement qu'à une fréquence unique pour laquelle il a été dimensionné, ce qui restreint fortement l'intérêt pratique de la solution. Un autre inconvénient du commutateur de Chien-Chili Lin et al. est que le niveau du signal de fuite dépend de l'impédance d'une antenne reliée au commutateur, impédance qui peut varier 25 fortement en fonction de l'environnement du dispositif. Le niveau du signal de compensation est en revanche indépendant de l'impédance de l'antenne, de sorte que l'efficacité de la compensation est fortement dépendante de l'environnement du dispositif. 30 L'article intitulé "New Ultra-High-Isolation RF Switch Architecture and Its Use for a 10-38-GHz 0.18-pm. BiCMOS UltraWideband Switch" de Cuong Huynh et al. (IEEE TMTT, vol.59, n.2, pp.345-353, Feb. 2011), décrit un autre exemple de commutateur de signaux RF dans lequel le problème de l'isolation à l'état bloqué 35 est traité par annulation des fuites au moyen d'un circuit balun 3048570 B14836 - DD16814ST 5 actif. Un inconvénient de cette solution réside notamment dans la consommation importante et dans la faible linéarité du commutateur, liées à l'utilisation d'un balun actif. Résumé 5 Un mode de réalisation prévoit une cellule élémentaire de commutation ou d'atténuation d'un signal RF, comprenant : un premier transistor à effet de champ comprenant des premier et deuxième noeuds de conduction ; et un premier élément capacitif comportant des première et deuxième électrodes, dans laquelle : 10 le premier noeud de conduction du premier transistor est connecté à un noeud d'application dudit signal RF à commuter ou atténuer ; la première électrode du premier élément capacitif est connectée au deuxième noeud de conduction du premier transistor ; et la deuxième électrode du premier élément capacitif est connectée à 15 un noeud d'application d'un signal RF sensiblement de même amplitude que le signal RF à commuter ou atténuer et en opposition de phase avec ce dernier. Selon un mode de réalisation, le signal RF à commuter ou atténuer est la composante positive d'un signal RF 20 différentiel, la deuxième électrode du premier élément capacitif étant connectée à un noeud d'application de la composante négative du signal différentiel. Selon un mode de réalisation, la cellule comprend en outre : un deuxième transistor à effet de champ comprenant des 25 premier et deuxième noeuds de conduction ; et un deuxième élément capacitif comportant des première et deuxième électrodes, et : le premier noeud de conduction du deuxième transistor est connecté au noeud d'application de la composante négative du signal différentiel ; la première électrode du deuxième élément capacitif 30 est connectée au deuxième noeud de conduction du deuxième transistor ; et la deuxième électrode du deuxième élément capacitif est connectée au noeud d'application du signal RF à commuter ou atténuer. Selon un mode de réalisation, les premier et deuxième 35 transistors ont leurs grilles reliées à un même noeud de commande. 3048570 B14836 - DD16814ST 6 Selon un mode de réalisation, le signal RF à commuter ou atténuer est un signal non différentiel, la cellule comportant en outre un premier circuit amplificateur actif de gain de l'ordre de 1, ce circuit comportant un noeud d'entrée et un noeud de 5 sortie et étant adapté à introduire un déphasage de 180° entre son noeud d'entrée et son noeud de sortie. Selon un mode de réalisation le noeud d'entrée du premier circuit amplificateur est relié au premier noeud de conduction du premier transistor, et le noeud de sortie du premier 10 circuit amplificateur est relié à la deuxième électrode du premier élément capacitif. Selon un mode de réalisation, le noeud d'entrée du premier circuit amplificateur est relié au premier noeud de conduction du premier transistor par l'intermédiaire d'un 15 troisième élément capacitif. Selon un mode de réalisation, la cellule comporte en outre un deuxième circuit amplificateur actif de gain de l'ordre de 1, ce circuit comportant un noeud d'entrée et un noeud de sortie et étant adapté à introduire un déphasage de 180° entre 20 son noeud d'entrée et son noeud de sortie, et : le noeud d'entrée du deuxième circuit amplificateur est relié au deuxième noeud de conduction du premier transistor ; et le noeud de sortie du deuxième circuit amplificateur est relié à l'électrode du troisième élément capacitif opposée au premier noeud de conduction 25 du premier transistor. Selon un mode de réalisation, le premier circuit amplificateur est un inverseur. Un autre mode de réalisation prévoit un circuit de commutation ou d'atténuation de signaux RF, comportant : au moins 30 une première cellule élémentaire telle que défini ci-dessus, reliant une première voie de transmission d'un signal RF à une antenne ; et au moins une deuxième cellule élémentaire telle que défini ci-dessus, reliant une deuxième voie de transmission d'un signal RF à l'antenne. 3048570 B14836 - DD16814ST 7 Un autre mode de réalisation prévoit un circuit de commutation ou d'atténuation de signaux RF, comportant : au moins une cellule élémentaire telle que défini ci-dessus ; et au moins un transistor à effet de champ supplémentaire associé en série 5 avec le premier transistor de cette cellule élémentaire, dans lequel : les grilles du transistor supplémentaire et du premier transistor de la cellule élémentaire sont reliées à un même noeud de commande ; et le transistor supplémentaire n'est pas connecté à un circuit de neutralisation de sa capacité parasite. 10 Selon un mode de réalisation, le premier transistor de la cellule élémentaire est placé à une extrémité de l'association en série avec le transistor à effet de champ supplémentaire. Brève description des dessins Ces caractéristiques et leurs avantages, ainsi que 15 d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1, précédemment décrite, est un schéma électrique illustrant un exemple d'un circuit de commutation d'un 20 signal RF ; la figure 2 est un schéma électrique illustrant un exemple d'un circuit de commutation d'un signal RF selon un premier mode de réalisation ; la figure 3 est un schéma électrique illustrant un 25 exemple d'un circuit de commutation d'un signal RF selon un deuxième mode de réalisation ; la figure 4 est un schéma électrique d'un autre exemple d'un circuit de commutation d'un signal RF selon le premier mode de réalisation ; et 30 la figure 5 est un schéma électrique illustrant un autre exemple d'un circuit de commutation d'un signal RF selon le premier mode de réalisation. Description détaillée De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes 35 références aux différentes figures. Par souci de clarté, seuls 3048570 B14836 - DD16814ST 8 les éléments qui sont utiles à la compréhension des modes de réalisation décrits ont été représentés et sont détaillés. Dans la présente description, on utilise le terme "connecté" pour désigner une liaison électrique directe, sans 5 composant électronique intermédiaire, par exemple au moyen d'une ou plusieurs pistes conductrices, et le terme "couplé" ou le terme "relié", pour désigner soit une liaison électrique directe (signifiant alors "connecté") soit une liaison via un ou plusieurs composants intermédiaires (résistance, condensateur, transistor, 10 etc.). Sauf précision contraire, les expressions "approximativement", "sensiblement", "quasiment" et "de l'ordre de" signifient à 10 % près, de préférence à 5 % près. La figure 2 est un schéma électrique illustrant un exemple d'un circuit de commutation d'un signal RF selon un 15 premier mode de réalisation. Dans l'exemple de la figure 2, le signal RF à commuter est un signal différentiel dont la composante positive est appliquée sur un noeud d'entrée RFin+ du circuit et dont la composante négative, c'est-à-dire en opposition de phase avec la 20 composante positive, est appliquée sur un autre noeud d'entrée RFin_ du circuit. Le circuit de la figure 2 comprend un transistor à effet de champ Tl, par exemple un transistor MOS, dont un premier noeud de conduction (source ou drain dans le cas d'un transistor MOS) est connecté au noeud d'entrée RFin+, et dont le deuxième 25 noeud de conduction (drain ou source dans le cas d'un transistor MOS) est connecté à un noeud de sortie RFout+ du circuit. Le circuit de la figure 2 comprend en outre un transistor à effet de champ T2, par exemple un transistor MOS, dont un premier noeud de conduction (source ou drain dans le cas d'un transistor MOS) est 30 connecté au noeud d'entrée RFin_, et dont le deuxième noeud de conduction (drain ou source dans le cas d'un transistor MOS) est connecté à un noeud de sortie RFout_ du circuit. Les transistors Tl et T2 sont commandés en commutation simultanément à l'état ouvert ou simultanément à l'état fermé. Dans cet exemple, les 35 transistors Tl et T2 sont de même type, et leurs grilles de 3048570 B14836 - DD16814ST 9 commande sont connectées à un même noeud Vctrl d'application d'un signal de commande. Le signal de commande appliqué sur le noeud de contrôle Vctrl peut prendre uniquement deux états, un premier état, par exemple un état haut, entrainant la fermeture des 5 transistors Tl et T2, et un deuxième état, par exemple un état bas, entrainant l'ouverture des transistors Tl et T2. A l'état fermé, les transistors Tl et T2 transmettent le signal RF différentiel des noeuds d'entrée RFin+ et RFin_ vers les noeuds de sortie RFout+ et RFout_. A l'état ouvert, le transistor Tl 10 isole le noeud RFout+ du noeud RFin+ et le transistor T2 isole le noeud RFout_ du noeud RFin-, de façon à empêcher la transmission du signal RF différentiel. A l'état passant, chacun des transistors Tl et T2 présente une résistance Ron (non visible sur la figure) entre ses 15 noeuds de conduction. A l'état bloqué, chacun des transistors Tl et T2 présente une capacité parasite Coff (dont la connexion est représentée en traits pointillés sur les figures) entre ses noeuds de conduction. 20 Le circuit de la figure 2 comprend en outre un premier élément capacitif Cl dont une première électrode est connectée au noeud de sortie RFout+ du transistor Tl et dont la deuxième électrode est connectée à un noeud de fourniture d'un signal RF sensiblement de même amplitude que le signal RF appliqué sur le 25 noeud d'entrée RFin+ du transistor Tl mais en opposition de phase avec ce dernier. Dans le mode de réalisation de la figure 2, ce deuxième signal RF en opposition de phase avec le signal appliqué sur le noeud d'entrée RFin+ du transistor Tl est naturellement disponible sur l'entrée négative RFin_ du circuit. Ainsi, dans le 30 mode de réalisation de la figure 2, la deuxième électrode de l'élément capacitif Cl est directement connectée au noeud RFin_. Le circuit de la figure 2 comprend par ailleurs un deuxième élément capacitif C2 dont une première électrode est connectée au noeud de sortie RFout_ du transistor T2 et dont la 35 deuxième électrode est connectée à un noeud de fourniture d'un 3048570 B14836 - DD16814ST 10 signal RF sensiblement de même amplitude que le signal RF appliqué sur le noeud d'entrée RFin_ du transistor Tl mais en opposition de phase avec ce dernier. Dans le mode de réalisation de la figure 2, ce deuxième signal RF en opposition de phase avec le signal 5 appliqué sur le noeud d'entrée RFin_ du transistor T2 est naturellement disponible sur l'entrée positive RFin+ du circuit. Ainsi, dans le mode de réalisation de la figure 2, la deuxième électrode de l'élément capacitif C2 est directement connectée au noeud RFin+- 10 L'élément capacitif Cl a de préférence une capacité proche de la capacité parasite Coff du transistor Tl, par exemple comprise entre 0,8 et 1,2 fois la capacité parasite Coff du transistor Tl. L'élément capacitif C2 a de préférence une capacité proche de la capacité parasite Coff du transistor T2, par exemple 15 comprise entre 0,8 et 1,2 fois la capacité parasite Coff du transistor T2. A titre d'exemple, les transistors Tl et T2 sont identiques aux dispersions de fabrication près (ils ont donc sensiblement la même capacité parasite Coff à l'état bloqué), et 20 les éléments capacitifs Cl et C2 sont identiques aux dispersions de fabrication près. A titre d'exemple, chacun des éléments capacitifs Cl et C2 est un condensateur comportant deux électrodes métalliques séparées par une couche d'un matériau diélectrique. 25 A titre de variante, chacun des éléments capacitifs Cl et C2 est un transistor à effet de champ, par exemple un transistor MOS, forcé par construction à l'état bloqué, c'est-à-dire dont la grille est connectée à un noeud de fourniture d'un potentiel fixe adapté à maintenir le transistor à l'état bloqué. Les électrodes 30 de l'élément capacitif Cl ou C2 correspondent alors aux noeuds de conduction du transistor (source et drain dans le cas d'un transistor MOS). A titre d'exemple, les éléments capacitifs Cl et C2 sont réalisés par des transistors de même type que les transistors Tl et T2. Un avantage est que les capacités Cl et C2 3048570 B14836 - DD16814ST 11 sont alors sujettes sensiblement aux mêmes dispersions de fabrication et aux mêmes variations en fréquence, température, etc. que les capacités parasites Coff des transistors Tl et T2. Le fonctionnement du circuit de la figure 2 est le 5 suivant. Lorsque les transistors Tl et T2 sont à l'état bloqué, le circuit se comporte comme si le transistor Tl était connecté en parallèle d'une capacité négative de valeur -Cl, et si le transistor T2 était connecté en parallèle d'une capacité négative de valeur -C2. Si la capacité Cl a la même valeur que la capacité 10 parasite Coff du transistor Tl, et si la capacité C2 a la même valeur que la capacité parasite Coff du transistor T2, ceci revient à annuler les capacités parasites Coff des transistors Tl et T2, et permet d'obtenir une isolation parfaite ou quasi parfaite entre les noeuds RFin+ et RFout+ d'une part, et RFin_ et 15 RFout- d' autre part. A l'état passant, du fait de la faible impédance des transistors Tl et T2, les éléments capacitifs Cl et C2 n'impactent pas ou seulement de façon négligeable la transmission du signal RF. La neutralisation de la capacité parasite Coff du 20 transistor Tl, respectivement T2, par l'élément capacitifs Cl, respectivement C2, est d'autant plus efficace que la valeur de la capacité Cl, respectivement C2, est proche de la valeur de la capacité parasite Coff du transistor Tl, respectivement T2. Toutefois, une amélioration de l'isolation à l'état bloqué est 25 obtenue même pour des valeurs des capacités Cl et C2 éloignées de Coff, et notamment pour des valeurs sortant de la plage susmentionnée de 0,8 à 1,2 fois Coff- En pratique, une amélioration de l'isolation à l'état bloqué est obtenue quelle que soit la valeur de la capacité Cl, respectivement de la capacité C2, 30 pour autant que cette dernière soit non nulle et n'excède pas le double de la valeur de la capacité Coff du transistor Tl, respectivement du transistor T2. Un avantage du mode de réalisation de la figure 2 est qu'il permet de renforcer significativement l'isolation entre 3048570 B14836 - DD16814ST 12 l'entrée et la sortie du commutateur à l'état bloqué, sans augmenter la résistance à l'état passant du commutateur. Un autre avantage du mode de réalisation de la figure 2 est qu'il est particulièrement simple et compact, et qu'il 5 n'entraine pas d'augmentation significative de la consommation du commutateur. Un autre avantage du mode de réalisation de la figure 2 est que le circuit de commutation est large bande, c'est-à-dire qu'il peut fonctionner et que l'effet recherché de neutralisation 10 des capacités parasites des transistors Tl et T2 est obtenu quelle que soit la fréquence du signal RF appliqué en entrée du commutateur. On notera que dans l'exemple de la figure 2, le circuit de commutation est bidirectionnel, c'est-à-dire que les bornes 15 d'entrée RFin+, RFin_ et les bornes de sortie RFout+, RFout_ peuvent être interverties. La figure 3 est un schéma électrique illustrant un exemple d'un circuit de commutation d'un signal RF selon un deuxième mode de réalisation. 20 Dans l'exemple de la figure 3, le signal RF à commuter est un signal non différentiel, ou signal référencé à une masse, c'est-à-dire un signal circulant sur un conducteur unique et, non pas sur une paire de conducteurs comme dans l'exemple de la figure 2. 25 Le circuit de la figure 3 comprend un transistor à effet de champ Tl, par exemple un transistor MOS, dont un premier noeud de conduction (source ou drain dans le cas d'un transistor MOS) est connecté à un noeud d'entrée RFin du circuit, et dont le deuxième noeud de conduction (drain ou source dans le cas d'un 30 transistor MOS) est connecté à un noeud de sortie RFout du circuit. La grille du transistor Tl est connectée à un noeud d'application d'un signal Vctrl de commande du transistor Tl. Le transistor Tl est commandé en commutation, c'est-à-dire que le signal appliqué sur le noeud de contrôle Vctrl du transistor Tl peut prendre 35 uniquement deux états, un premier état, par exemple un état haut, 3048570 B14836 - DD16814ST 13 entrainant la fermeture du transistor Tl, et un deuxième état, par exemple un état bas, entrainant l'ouverture du transistor Tl. A l'état fermé, le transistor Tl transmet le signal RF du noeud d'entrée RFin vers le noeud de sortie RFout- A l'état ouvert, le 5 transistor Tl isole le noeud RFout du noeud RFin et empêche la transmission du signal RF du noeud RFin vers le noeud RFout- A l'état passant, le transistor Tl présente une résistance Ron (non visible sur la figure) entre ses noeuds de conduction. 10 A l'état bloqué, le transistor Tl présente une capacité parasite Coff (dont la connexion est représentée en traits pointillés sur la figure) entre ses noeuds de conduction. Le circuit de la figure 3 comprend en outre un premier élément capacitif CLA dont une première électrode est connectée 15 au noeud de sortie RFout du transistor Tl, et un deuxième élément capacitif C1B dont une première électrode est connectée au noeud d'entrée RFin du transistor Tl. Le circuit de la figure 3 comprend de plus un premier inverseur INVA dont l'entrée est connectée à la deuxième électrode du condensateur C1B et dont la sortie est 20 connectée à la deuxième électrode du condensateur CiA, et, en antiparallèle de l'inverseur INVA, un deuxième inverseur INVB dont l'entrée est connectée à la deuxième électrode du condensateur CLA et dont la sortie est connectée à la deuxième électrode du condensateur C1B. 25 Le principe de fonctionnement du circuit de commutation de la figure 3 est similaire à celui du circuit de la figure 2. Toutefois, dans le circuit de la figure 3, un signal RF sensiblement de même amplitude que le signal RF appliqué sur le noeud d'entrée RFin du transistor Tl mais en opposition de phase 30 avec ce dernier n'est pas directement disponible en entrée du circuit. Ainsi, ce signal est généré par l'inverseur INVA à partir du signal d'entrée, et appliqué sur la deuxième électrode de l'élément capacitif CLA. Dans l'exemple de la figure 3, le deuxième inverseur 35 INVB et le deuxième élément capacitif C1B ont pour avantage de 3048570 B14836 - DD16814ST 14 rendre le circuit de commutation bidirectionnel. Ces éléments peuvent toutefois être omis dans un circuit de commutation monodirectionnel. L'entrée de l'inverseur INVA est alors connectée directement au noeud RFin. Dans une autre variante de réalisation 5 d'un circuit de commutation monodirectionnel, l'inverseur INVB peut être omis mais l'élément capacitif C1B maintenu, ce qui permet d'isoler la ligne de transmission RF de la tension continue d'alimentation de l'inverseur INVA. Les éléments capacitifs CiA et C1B peuvent être réalisés 10 de façon similaire ou identique à ce qui a été décrit en relation avec la figure 2, c'est-à-dire soit par des condensateurs métalliques soit par des transistors à effet de champ forcés à l'état bloqué. Lorsque le circuit de neutralisation de la capacité 15 parasite Coff du transistor Tl comprend uniquement l'inverseur INVA et l'élément capacitif ClA, la valeur de l'élément capacitif CLA peut être choisie de façon identique ou similaire à ce qui a été décrit en relation avec la figure 2, c'est-à-dire de préférence comprise entre 0,8 et 1,2 fois la capacité parasite 20 Coff du transistor Tl, cette plage n'étant toutefois pas limitative pour autant que la valeur de l'élément capacitif CLA soit non nulle et n'excède pas 2*Coff- Lorsque le circuit de commutation comprend les deux éléments capacitifs C1B et CLA, ces deux éléments se trouvent 25 reliés en série aux bornes du transistor Tl, de sorte que la valeur équivalente de la capacité mise en parallèle du transistor Tl est égale à 1/(1/C1A+1/C1B). Ainsi, les capacités CLA et C1B sont de préférence choisies de façon que la valeur 1/(1/C1A+1/C1B) soit comprise entre 0,8 et 1,2 fois Coff, cette plage n'étant 30 toutefois pas limitative pour autant que la valeur 1/(1/C1A+1/C1B) soit non nulle et n'excède pas le 2*Coff- Les capacités CLA et C1B sont de préférence sensiblement égales pour des raisons de symétrie. A titre de variante, les inverseurs INVA et/ou INVB 35 peuvent être remplacés par tout autre circuit amplificateur actif 3048570 B14836 - DD16814ST 15 de gain de l'ordre de 1, adapté à introduire un déphasage de 180° entre son entrée et sa sortie. Le circuit de la figure 3 présente sensiblement les mêmes avantages que le circuit de la figure 2. 5 Les modes de réalisation décrits en relation avec les figures 2 et 3 sont directement applicables à des circuits d'atténuation de signaux RF, la seule différence avec ce qui a été décrit ci-dessus étant que les transistors Tl, T2 ne sont alors pas commandés en commutation mais en régime linéaire. On 10 obtient alors sensiblement les mêmes avantages que ce qui a été décrit ci-dessus, et en particulier une diminution de la capacité parasite entre l'entrée et la sortie du circuit, sans augmentation de la résistance interne du circuit. Les circuits décrits en relation avec les figures 2 et 15 3 forment des briques de base pouvant être utilisées dans des circuits de commutation ou d'atténuation de signaux RF présentant des architectures plus complexes, par exemple des circuits comportant plusieurs transistors à effet de champ en série entre un noeud d'entrée et un noeud de sortie du circuit (notamment pour 20 des raisons de tenue en tension), et/ou des circuits adaptés à commuter une pluralité de voies d'entrée sur une même voie de sortie, et/ou une même voie d'entrée sur une pluralité de voies de sortie. Des exemples non limitatifs de telles architectures vont être décrits en relation avec les figures 4 et 5. 25 La figure 4 est un schéma électrique d'un exemple d'un circuit de commutation de signaux RF, ce circuit étant adapté à commuter l'une ou l'autre de deux voies de transmission de signaux RF différentiels RFini+/RFini_ et RFin2+/RFin2_ sur une même antenne A. Le circuit de la figure 4 comprend un premier circuit 30 élémentaire 4011 identique ou similaire au circuit de la figure 2, dont les noeuds d'entrée, positive et négative, sont connectés respectivement aux noeuds RFini+ et RFini_ de fourniture d'un premier signal RF différentiel, et un deuxième circuit élémentaire 4012 identique ou similaire au circuit 4011, dont les noeuds 35 d'entrée, positive et négative, sont connectés respectivement aux 3048570 B14836 - DD16814ST 16 noeuds RFin2+ et RFin2_ de fourniture d'un deuxième signal RF différentiel. Les grilles des transistors Tl et T2 du circuit 4011 sont connectées à un même noeud d'application d'un signal de commande Vctrl de l'état bloqué ou passant du circuit 4011, et 5 les grilles des transistors Tl et T2 du circuit 4012 sont connectées à un même noeud d'application d'un signal de commande Vctrl de l'état bloqué ou passant du circuit 4012, complémentaire du signal Vctrl. Ainsi, lorsque le circuit 4011 est à l'état bloqué, le circuit 4012 est à l'état passant, et inversement. 10 Les noeuds de sortie, positive et négative, du circuit 4011, référencés respectivement RFouti+ et RFouti_ sur la figure 4, sont reliés à un circuit de combinaison 403 relié à l'antenne A. Les noeuds de sortie, positive et négative, du circuit 4012, référencés respectivement RFout2+ et RFout2_ sur la figure 4, sont 15 eux aussi reliés au circuit de combinaison 403. Le circuit 403 est adapté : en émission, à combiner les composantes positive et négative des signaux RF différentiels fournis sur les bornes RFout1+, RFoutl et/ou RFout2+, RFout2_, en un signal adapté à -, 20 être émis par l'antenne A ; et/ou en réception, à transformer un signal RF reçu par l'antenne A en un signal différentiel appliqué sur les bornes RFout1+, RFoutl-, et/ou RFout2+, RFout2_. Dans l'exemple de la figure 4, le circuit de commutation 25 comprend en outre deux transistors à effet de champ TRI+ et TR1_, par exemple des transistors MOS, reliant respectivement (via leurs noeuds de conduction) les noeuds d'entrée RFini+ et RFin1_ du circuit 4011 à un noeud GND d'application d'un potentiel de référence, par exemple la masse. De plus, dans cet exemple, le 30 circuit de commutation comprend deux transistors à effet de champ TR2+ et TR2_, par exemple des transistors MOS, reliant respectivement (via leurs noeuds de conduction) les noeuds d'entrée RFin2+ et RFin2_ du circuit 4012 au noeud GND. Les grilles des transistors TRI+ et TR1_ sont connectées à un noeud 35 d'application du signal de commande Vctrl, et les grilles des 3048570 B14836 - DD16814ST 17 transistors TR2+ et TR2_ sont connectées à un noeud d'application du signal de commande Vctrl- Les transistors TRI+ et TRI_ permettent de renforcer l'isolation du circuit 4011 à l'état bloqué. En effet, lorsque le circuit 4011 est à l'état bloqué, 5 les transistors TRI+ et TRI_ sont passants, de sorte que la majeure partie du signal RF présent sur les noeuds RFin+, RFin_ est dérivé vers la masse. Lorsque le circuit 4011 est à l'état passant, les transistors TRI+ et TRI_ sont à l'état bloqué, et n'impactent pas ou peu la transmission du signal RF entre les noeuds RFini+, 10 RFinl- et les noeuds RFouti+, RFouti_. Les transistors TR2+, TR2_ procurent sensiblement les mêmes avantages côté circuit 4012. Un avantage du circuit de commutation de la figure 4 est que les éventuelles variations d'impédance de l'antenne n'ont pas d'impact sur l'efficacité de l'isolation du circuit de commutation 15 à l'état bloqué. La figure 5 est un schéma électrique d'un exemple d'un circuit de commutation de signaux RF, adapté à bloquer ou transmettre un signal RF différentiel entre une voie d'entrée RFin+, RFin_ et une voie de sortie RFout+, RFout_. Dans ce circuit, 20 pour augmenter la tenue en tension du commutateur à l'état bloqué, plusieurs transistors à effet de champ (par exemple des transistors MOS) sont reliés en série entre le noeud d'entrée positive RFin+ et le noeud de sortie positive RFout+ du circuit, et plusieurs transistors à effet de champ (par exemple des 25 transistors MOS) sont reliés en série entre le noeud d'entrée négative RFin_ et le noeud de sortie négative RFout_ du circuit. Dans l'exemple représenté, le circuit comprend quatre transistors Tli, T12, T13 et 114 connectés en série (via leurs noeuds de conduction) entre le noeud RFin+ et le noeud RFout+, et quatre 30 transistors 121, T22, T23, 124 connectés en série (via leurs noeuds de conduction) entre le noeud RFin_ et le noeud RFout_. Les transistors Tli de la voie positive du circuit de commutation et les transistors T2i de la voie négative du circuit de commutation (avec i entier allant de 1 à 4 dans l'exemple 35 représenté) sont par exemple identiques aux dispersions de 3048570 B14836 - DD16814ST 18 fabrication près. De préférence, la voie positive et la voie négative du circuit de commutation comprennent le même nombre de transistors. Dans cet exemple, les transistors 111, T12, T13, 114, 121, T22, T23, 124 sont de même type, et leurs grilles sont 5 connectées à un même noeud d'application d'un signal de commande Vctrl de l'état bloqué ou passant du circuit de commutation. Le circuit de commutation de la figure 5 comprend en outre un circuit de neutralisation des capacités parasites Coff de la paire différentielle de transistors 114, 124, comprenant : 10 un élément capacitif Cl dont une première électrode est connectée à un noeud de sortie du transistor 114, c'est-à-dire son noeud de conduction opposé au transistor T13 dans l'exemple représenté, et dont la deuxième électrode est connectée à un noeud d'entrée du transistor 124, c'est-à-dire son noeud de conduction 15 commun avec le transistor T23 dans l'exemple représenté ; et un élément capacitif C2 dont une première électrode est connectée à un noeud de sortie du transistor 124, c'est-à-dire son noeud de conduction opposé au transistor T23 dans l'exemple représenté, et dont la deuxième électrode est connectée à un noeud 20 d'entrée du transistor 114, c'est-à-dire son noeud de conduction commun avec le transistor T13 dans l'exemple représenté. Les transistors 114 et 124 et les éléments capacitifs Cl et C2 forment un circuit élémentaire de commutation 501 du type décrit en relation avec la figure 2. 25 Dans l'exemple de la figure 5, seule la paire de transistors 114, 124 est munie d'un circuit de neutralisation de ses capacités parasites Coff. Les autres transistors n'ont quant à eux pas leur noeud de sortie connecté à une électrode d'un élément capacitif dont la deuxième électrode est connectée à un 30 noeud de fourniture d'un signal RF sensiblement de même amplitude que le signal RF appliqué sur leur noeud d'entrée, mais en opposition de phase avec ce signal RF. En effet, les transistors Tli, T12, T13, 114 étant reliés en série entre les noeuds RFin+ et RFout+, et les transistors 121, T22, T23, 124 étant reliés en 35 série entre les noeuds RFin_ et RFout_, la capacité totale Ctot+ 3048570 B14836 - DD16814ST 19 entre les noeuds RFin+ et RFout+ du circuit de commutation à l'état bloqué et la capacité totale Ctot_ entre les noeuds RFin_ et RFout_ du circuit de commutation à l'état bloqué peuvent s'exprimer comme suit : 5 = r, ^ r, ^ r, ^ r, Ctot+ LoffT11 LoffT12 LoffT13 LoffT14 1 1 1 1 CoffT22 CoffT23 CoffT24 où CoffT21 LoffT22 LoffT2 3 LoffT24 où CoffT11, CoffT12, CoffT13, CoffT14, CoffT21, CoffT22, CoffT23, CoffT24 désignent respectivement les capacités équivalentes à l'état bloqué des transistors Tli, T12, T13, 114, 10 121, T22, T23, 124. Ainsi, la neutralisation des capacités parasites des seuls transistors 114 et 124 suffit à abaisser considérablement la capacité totale du circuit de commutation à l'état bloqué. Dans l'exemple représenté, la paire de transistors 114, 15 124 munie d'un circuit de neutralisation de ses capacités parasites Coff est placée à l'extrémité de sortie (côté noeuds RFout+, RFout-) de l'association en série des paires de transistors Tli, T2i. Un avantage de cette disposition est que la dernière paire de transistors est celle qui voit le niveau de 20 tension du signal RF le plus faible. L'efficacité de l'isolation procurée par le circuit de neutralisation de capacité parasite s'en trouve renforcée. De plus, ceci permet de réduire les contraintes de tenue en tension pesant sur les éléments capacitifs Cl et C2. D'autres dispositions peuvent toutefois être prévues. 25 En particulier, dans le cas d'un circuit de commutation bidirectionnel, la paire de transistors munie d'un circuit de neutralisation de ses capacités parasites Coff peut être disposée à un niveau intermédiaire de l'association en série des paires de transistors Tli, T2i. 30 On notera que les exemples de réalisation décrits en relation avec les figures 4 et 5 peuvent être adaptés à une implémentation non différentielle, c'est-à-dire adapté à la 3048570 B14836 - DD16814ST 20 transmission de signaux RF référencés à la masse, notamment en remplaçant les circuits élémentaires de commutation différentiels du type décrit en relation avec la figure 2 par des circuits élémentaires de commutation non différentiels du type décrit en 5 relation avec la figure 3. Des modes de réalisation particuliers ont été décrits. Diverses variantes et modifications apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, les modes de réalisation décrits ne se limitent pas aux exemples d'architectures de circuit de 10 commutation décrits en relation avec les figures 4 et 5. Plus généralement, les cellules élémentaires décrites en relation avec les figures 2 et 3 peuvent être utilisées dans de nombreuses autres architectures de circuits de commutation ou d'atténuation de signaux RF, en remplacement d'un transistor à effet de champ 15 ou d'une paire différentielle de transistors à effet de champ destinée à transmettre, bloquer et/ou atténuer un signal RF. REVENDICATIONS1. Cellule élémentaire de commutation ou d'atténuation d'un signal RF, comprenant : un premier transistor à effet de champ (Tl) comprenant des premier et deuxième noeuds de conduction ; et un premier élément capacitif (Cl ; CiA) comportant des première et deuxième électrodes, dans laquelle : le premier noeud de conduction du premier transistor (Tl) est connecté à un noeud (RFin+ ; RFin) d'application dudit 10 signal RF à commuter ou atténuer ; la première électrode du premier élément capacitif (Cl ; CiA) est connectée au deuxième noeud de conduction du premier transistor (Tl) ; et la deuxième électrode du premier élément capacitif (Cl ; 15 CiA) est connectée à un noeud (RFin_) d'application d'un signal RF sensiblement de même amplitude que le signal RF à commuter ou atténuer et en opposition de phase avec ce dernier. 2. Cellule selon la revendication 1, dans laquelle ledit signal RF à commuter ou atténuer est la composante positive 20 d'un signal RF différentiel, la deuxième électrode du premier élément capacitif (Cl) étant connectée à un noeud (RFin_) d'application de la composante négative dudit signal différentiel. 3. Cellule selon la revendication 2, comprenant en outre : 25 un deuxième transistor à effet de champ (T2) comprenant des premier et deuxième noeuds de conduction ; et un deuxième élément capacitif (C2) comportant des première et deuxième électrodes, dans laquelle : 30 le premier noeud de conduction du deuxième transistor (T2) est connecté au noeud (RFin_) d'application de la composante négative dudit signal différentiel ; 3048570 B14836 - DD16814ST 22 la première électrode du deuxième élément capacitif (C2) est connectée au deuxième noeud de conduction du deuxième transistor (T2) ; et la deuxième électrode du deuxième élément capacitif (C2) 5 est connectée au noeud (RFin+) d'application dudit signal RF à commuter ou atténuer. 4. Cellule selon la revendication 3, dans laquelle les premier (Tl) et deuxième (T2) transistors ont leurs grilles reliées à un même noeud de commande (Vctrl)- 5. Cellule selon la revendication 1, dans laquelle ledit signal RF à commuter ou atténuer est un signal non différentiel, la cellule comportant en outre un premier circuit (INVA) amplificateur actif de gain de l'ordre de 1, ce circuit comportant un noeud d'entrée et un noeud de sortie et étant adapté à introduire un déphasage de 180° entre son noeud d'entrée et son noeud de sortie. 6. Cellule selon la revendication 5, dans laquelle : le noeud d'entrée du premier circuit amplificateur (INVA) est relié au premier noeud de conduction (RFin) du premier transistor (Tl) ; et le noeud de sortie du premier circuit amplificateur (INVA) est relié à la deuxième électrode du premier élément capacitif (CLA). 7. Cellule selon la revendication 6, dans laquelle le 25 noeud d'entrée du premier circuit amplificateur (INVA) est relié au premier noeud de conduction (RFin) du premier transistor (Tl) par l'intermédiaire d'un troisième élément capacitif (C1B). 8. Cellule selon la revendication 7, comportant en outre un deuxième circuit (INVB) amplificateur actif de gain de 30 l'ordre de 1, ce circuit comportant un noeud d'entrée et un noeud de sortie et étant adapté à introduire un déphasage de 180° entre son noeud d'entrée et son noeud de sortie, dans laquelle : le noeud d'entrée du deuxième circuit amplificateur (INVB) est relié au deuxième noeud de conduction (RFout) du 35 premier transistor (Tl) ; et 3048570 B14836 - DD16814ST 23 le noeud de sortie du deuxième circuit amplificateur (INVB) est relié à l'électrode du troisième élément capacitif (C1B) opposée au premier noeud de conduction (RFin) du premier transistor (Tl). 5 9. Cellule selon l'une quelconque des revendications 5 à 8, dans laquelle le premier circuit amplificateur (INVA) est un inverseur. 10. Circuit de commutation ou d'atténuation de signaux RF, comportant : 10 au moins une première cellule élémentaire (4011) selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, reliant une première voie (RFini+, RFini_) de transmission d'un signal RF à une antenne (A) ; et au moins une deuxième cellule élémentaire (4012) selon 15 l'une quelconque des revendications 1 à 9, reliant une deuxième voie (RFin2+, RFin2_) de transmission d'un signal RF à ladite antenne (A). 11. Circuit de commutation ou d'atténuation de signaux RF, comportant : 20 au moins une cellule élémentaire (501) selon l'une quelconque des revendications 1 à 9 ; et au moins un transistor à effet de champ supplémentaire (T11, T12, T13) associé en série avec le premier transistor (114) de ladite cellule élémentaire (501), dans lequel : les grilles dudit au moins un transistor supplémentaire (T11, T12, T13) et du premier transistor (114) de ladite cellule élémentaire (501) sont reliées à un même noeud de commande (Vctrl) ; et ledit au moins un transistor supplémentaire (T11, T12, T13) n'est pas connecté à un circuit de neutralisation de sa capacité parasite (Coff). 12. Circuit selon la revendication 11, dans lequel le premier transistor (114) de ladite cellule élémentaire (501) est 35 placé à une extrémité de l'association en série avec ledit au 3048570 B14836 - DD16814ST 24 moins un transistor à effet de champ supplémentaire (T11, T12, T13).