Brevet FR3049136A1 — publié le 20170922

Procédé et dispositif de génération d'un signal multiporteuse de type OFDM, procédé et dispositif d'atténuation d'extrema d'un tel signal, produits programme d'ordinateur correspondants. 1 DOMAINE TECHNIQUE Le domaine de l'invention est celui des communications radiofréquences pour lesquelles une modulation multiporteuse, notamment de type OFDM (pour « Orthogonal Frequency Division Multiplex » en anglais, ou « multiplexage par répartition en fréquences orthogonales » en français), est utilisée. Plus précisément, l'invention concerne une méthode de génération d'un tel signal ainsi qu'une méthode d'atténuation des extrema d'un tel signal par correction des symboles de constellation. Du fait de l'utilisation répandue de la modulation multiporteuse de type OFDM, l'invention a de nombreuses applications, notamment, mais non exclusivement, dans les domaines des réseaux locaux sans-fil (WiFi), de la radiotéléphonie mobile cellulaire 3GPP LTE (de l'anglais « 3rd Generation Partnership Project » et « Long Term Evolution »), ou encore de l'ADSL (de l'anglais « Asymmetric Digital Subscriber Line »), mais aussi dans le domaine de la diffusion de données, telle que décrite par exemple dans les standards relatifs à la diffusion audio numérique (DAB pour « Digital Audio Broadcasting » en anglais), la télédiffusion numérique, dont notamment DVB-T (de l'anglais « Digital Video Broadcasting - Terrestrial ») ou encore le nouveau standard DVB- T2. 2 ARRIERE-PLAN TECHNOLOGIQUE Un inconvénient majeur de la technique OFDM est inhérent aux fortes fluctuations en amplitude du signal modulant obtenu. En effet, dans le domaine temporel, la sommation des porteuses modulées de façon indépendante s'effectue de façon cohérente. Du fait du grand nombre de ces porteuses sommées ensemble, des extrema d'amplitude peuvent être rencontrés sur le signal modulant lorsque la sommation des porteuses modulées par les symboles de données devient constructive. 3049136 2 Ces extrema du signal modulant donnent lieu à des extrema correspondant sur le signal radiofréquence modulé. Dans ce cas, il n'est pas rare que la puissance instantanée du signal modulé surpasse de plus de 10 dB la puissance moyenne du signal à certains instants. 5 Ces fortes variations d'amplitude et de puissance sont problématiques à plusieurs égards : - tout d'abord sur le signal modulant en bande de base, car elles nécessitent de surdimensionner le chemin de données pour permettre au signal de se propager sans écrêtage ; 10 - mais surtout sur le signal radiofréquences modulé, car elles nécessitent d'avoir les étages de puissance dimensionnés pour délivrer la puissance instantanée crête maximale alors que seule la puissance moyenne du signal est d'intérêt pour assurer un bilan de liaison. La surconsommation associée à ce dimensionnement particulier des étages d'émission est 15 particulièrement problématique dans les systèmes utilisant ce type de modulation multiporteuse. Différentes métriques sont classiquement utilisées pour quantifier ces fluctuations. A titre d'exemple, le facteur crête, ou CF (pour « Crest Factor » en anglais) est souvent utilisé pour les signaux modulants en bande de base. Il s'agit dans ce cas du 20 ratio entre l'amplitude maximale du signal considéré ramenée à la valeur quadratique moyenne, ou RMS (pour « Root Mean Square » en anglais). Ce ratio peut lui-même être exprimé en valeur naturelle, ou en décibels. Pour les signaux radiofréquences modulés, le PAPR (pour « Peak to Average Power Ratio » en anglais) est souvent utilisé. Il s'agit alors du ratio entre la puissance instantanée du signal ramenée à sa puissance moyenne, 25 soit, pour un signal modulé x(t) : maxt Ix(t) 12 PAPR = Là encore, ce ratio peut être exprimé en valeur naturelle, ou en décibels. Cette dernière métrique étant basée sur la notion de puissance du signal radiofréquences modulé, elle est souvent utilisée dans le domaine radiofréquence, car en lien direct avec E .[Ix(t)121 3049136 3 la problématique de consommation des étages de puissance mentionnée ci-dessus. Dans tous les cas, il y a un lien direct entre les extrema du signal modulant en bande de base et les extrema du signal radiofréquence modulé. Face à cette problématique de présence d'extrema de valeur importante dans ce 5 type de modulation multiporteuse, différentes méthodes ont été proposées pour tenter de les minimiser. Une première famille de méthodes est basée sur la mise en oeuvre de « clipping », ou limitation, qui consiste à écrêter l'amplitude du signal lorsqu'il dépasse un seuil prédéfini. Cependant, cet écrêtage est par nature non linéaire et introduit une 10 distorsion du signal émis se traduisant non seulement par un taux d'erreur binaire dégradé mais également par une remontée des lobes secondaires de la densité spectrale de puissance du signal après écrêtage. Une seconde famille de méthodes est basée sur l'application d'une contrainte ou codage sur la séquence de données émise pour limiter les fluctuations du signal 15 modulant. Cette méthode consiste à construire un jeu de mots de code qui minimise les extrema de ce signal. Plusieurs techniques de construction de ces codes ont été proposées. L'avantage de cette solution réside dans le fait qu'elle n'introduit pas de distorsion. En revanche, l'efficacité spectrale est pénalisée sans même pour autant apporter un gain de codage. De plus, à ce jour, son champ d'application est limité aux 20 modulateurs OFDM à faible nombre de porteuses du fait d'une trop grande complexité de calcul. Face à ces problématiques, une troisième famille de méthodes a été proposée, qui est basée sur la correction des symboles de constellation modulant les porteuses. L'idée sous-jacente à toutes les méthodes de cette troisième famille est de jouer sur la 25 valeur des symboles de modulation pour éliminer les sommations constructives lors de la sommation cohérente de toutes les porteuses ainsi modulées. Plusieurs méthodes connues sont basées sur ce principe, par exemple : - La méthode « TI-CES » (pour « Tone Injection - Constellation Extension Scheme » en anglais), comme décrite par exemple dans l'article de S. H. Han, J. M. Cioffi, "Tone Injection with Hexagonal Constellation for Peak-to-Average 3049136 4 Power Ratio Reduction in OFDM ', IEEE Communications Letters, Vol 10, n °9, September 2006, qui propose d'augmenter le nombre de points des constellations qui modulent les porteuses OFDM afin que pour un point de la constellation d'origine, il puisse correspondre plusieurs possibilités de 5 coordonnées dans la nouvelle constellation. Selon cette approche, ce degré de liberté supplémentaire est utilisé pour générer un signal de plus faible PAPR. Cependant, la sélection de la meilleure possibilité de coordonnées pour chaque point requiert un accroissement de la complexité du calcul mis en oeuvre, le rendant inadapté à une implémentation matérielle pour le traitement de 10 signaux en temps réel. - La méthode « ACE » (pour « Active Constellation Extension » en anglais), décrite par exemple dans l'article de B. S. Krongold, D. L. Jones, "PAR Reduction in OFDM via active Constellation Extension", IEEE Trans. On Broadcasting, Vol. 49, n°3, September 2003, est également basée sur une modification de 15 constellation et repose sur un déplacement effectué dans le sens d'un éloignement des axes de décision. Cependant, de la même manière que pour la méthode précédente, cette technique se caractérise par une complexité de calcul très élevée. - La méthode « CD » (pour « Constellation Distortion » en anglais), comme 20 décrite par exemple dans l'article de A. Aggarwal, E. R. Stauffer, T. H. Meng, "Computing the Optimal Amount of Constellation Distortion in OFDM Systems ", ICC 2007 Proceedings, est également basée sur une modification de constellation et repose sur l'hypothèse selon laquelle le niveau de sortie de l'amplification d'émission est limité par les pics de puissance instantanée et que 25 si l'amplitude de ces pics peut être diminuée, alors la puissance émise peut être augmentée. Selon cette technique, pour un taux de distorsion donné, un problème d'optimisation, dit convexe est résolu afin d'élaborer un signal OFDM avec un niveau de PAPR global minimal. Cependant, la complexité de calcul mise en oeuvre augmente de manière exponentielle lorsque l'ordre de 30 constellation devient élevé. 3049136 5 - La méthode « TR » (pour « Tone Reservation » en anglais), comme décrite par exemple dans l'article de M. Mroué, A. Nafkha, J. Palicot, B. Gavalda, N. Dagorne "Performance and implementation Evaluation of TR PAPR Reduction Methods for DVB-T2", International Journal of Digital Multimedia 5 Broadcasting 2010, qui propose de réserver certaines porteuses du multiplex OFDM, qui ne transportent pas d'informations mais des symboles optimisés à l'émission pour réduire le PAPR. L'optimisation de ces symboles peut être effectuée en utilisant par exemple un algorithme d'optimisation convexe de type SOCP (pour « Second Order Cone Programming » en anglais). Cependant, 10 la puissance de calcul nécessaire à la mise en oeuvre de cette méthode reste élevée. - PCTS (pour « Pre-Constructed Temporal Signal » en anglais), décrite dans la demande de brevet français FR 3 003 107, qui propose de calculer les corrections de symboles sur la base d'une corrélation complexe entre les 15 échantillons en cosinus et sinus de la porteuse à un ordre donné et les échantillons réels et imaginaires des valeurs crêtes détectées sur la somme des porteuses corrigées d'ordre inférieur ou égal à cette ordre donné. Par ailleurs, les déplacements de symboles autorisés pour la correction peuvent être contraints et correspondre, par exemple, aux déplacements autorisés dans la 20 méthode ACE. Cependant, là aussi la complexité de calcul reste élevée lorsque le nombre de porteuses augmente. Il apparaît alors que ces méthodes de réduction des extrema basées sur la correction des symboles de constellation modulant les porteuses restent trop complexes en termes de charge de calcul lorsque le nombre de porteuses devient important, 25 comme c'est le cas dans les standards de diffusion modernes. Il existe ainsi un besoin pour une méthode de réduction des extrema d'un signal multiporteuse du type OFDM par correction des symboles de constellation qui présente une complexité de mise en oeuvre réduite. 3 RESU ME 3049136 6 Dans un mode de réalisation de l'invention, il est proposé un procédé de génération d'un signal multiporteuse de type OFDM comprenant des blocs OFDM constitués de M porteuses modulées par des symboles de constellation, dits symboles source, un bloc de M symboles source correspondant à un bloc OFDM de M porteuses. 5 Un tel procédé comprend, d'une part : - Une étape d'entrelacement des M symboles d'un bloc de symboles source en R sous-blocs de N symboles entrelacés, où R, M et N sont des entiers naturels tels que M=RxN ; Et d'autre part des étapes de : 10 - obtention d'un bloc de M échantillons temporels par transformée de Fourier discrète du bloc de M symboles source ; - détermination de N amplitudes maximales parmi les échantillons du bloc de M échantillons temporels et formation d'un vecteur contenant les N amplitudes maximales, dit vecteur crête. 15 Un tel procédé comprend également des étapes de : - atténuation, par correction de symboles de constellation, des extrema d'un sous-bloc de N échantillons temporels correspondant à la transformée de Fourier discrète d'un des R sous-blocs de N symboles entrelacés, la correction prenant en compte au moins le vecteur crête et délivrant un sous-bloc de N 20 symboles entrelacés corrigés, l'étape d'atténuation, répétée pour chaque sous-bloc parmi lesdits R sous-blocs de N symboles entrelacés, délivrant R sous-blocs de N symboles entrelacés corrigés; - désentrelacement des R sous-blocs de N symboles entrelacés corrigés délivrant 25 un bloc de M symboles source corrigés ; et - génération d'un bloc OFDM du signal multiporteuse par transformée de Fourier discrète du bloc de M symboles source corrigés. Ainsi, l'invention propose une solution nouvelle et inventive pour permettre la génération d'un bloc OFDM constitué d'un ensemble de M porteuses modulées par des 30 symboles de constellation source, ce bloc présentant des valeurs d'amplitude crête 3049136 7 atténuées par rapport au même bloc généré de manière classique via l'application directe d'une transformée de Fourier au bloc de M symboles de constellation source correspondant. Pour ce faire, la méthode revendiquée propose d'appliquer une méthode 5 d'atténuation de tels extrema par déplacement des symboles de constellation, non pas à l'ensemble du bloc de M symboles source, comme pratiqué classiquement, mais à un ensemble de R sous-blocs de N symboles entrelacés obtenus à partir du bloc de symboles source. Le nombre N de symboles de chacun de ces R sous-blocs étant inférieur au nombre M de symboles du bloc de symboles source, le procédé revendiqué 10 conduit à une réduction de la complexité de mise en oeuvre des méthodes connues d'atténuation des extrema utilisées, permettant ainsi d'envisager des implémentations matérielles réalistes lorsque le nombre de porteuses augmente ainsi qu'une minimisation de la consommation en énergie du système. Selon un mode de réalisation, lors de l'étape d'entrelacement des M symboles 15 d'un bloc de symboles source en R sous-blocs de N symboles entrelacés, un i-ième sous- bloc de N symboles entrelacés, i étant un entier allant de 1 à R, comprend des symboles d'indice (i-1)+k*R du bloc de symboles source, k étant un entier allant de 0 à N-1. Cet entrelacement permet d'obtenir une relation simple et directe entre les indices des échantillons obtenus par l'application d'une transformée de Fourier discrète 20 sur le bloc de M symboles source et les indices des échantillons correspondants obtenus par transformée de Fourier discrète des sous-blocs de N symboles entrelacés ainsi déterminés. Selon une caractéristique, un élément d'indice j du vecteur crête, j étant un entier allant de 0 à N-1, est égal à l'amplitude maximale des échantillons d'indice j+r*N 25 du bloc de M échantillons temporels, avec r un entier allant de 0 à R-1. Ainsi, le procédé revendiqué permet de déterminer un vecteur crête servant de vecteur de contrainte pour la mise en oeuvre de la méthode d'atténuation des extrema appliquée à chacun des R sous-blocs de symboles entrelacés. Ce vecteur crête est déterminé sur la seule base des extrema présents dans le bloc OFDM correspondant au 30 bloc de M symboles source, et est par ailleurs commun à tous les sous-blocs de N 3049136 8 symboles entrelacés correspondant à ce bloc de symboles source, conduisant par là-même à une implémentation simple et efficace du procédé revendiqué. Dans un mode de réalisation de l'invention, l'étape d'atténuation des extrema par correction de symboles de constellation est effectuée successivement pour chacun 5 des R sous-blocs de N symboles entrelacés. Par ailleurs : l'étape d'atténuation effectuée pour les sous-blocs 1 à v-1 de N symboles entrelacés, où v est un entier compris entre 2 et R, délivre v-1 sous-blocs de N symboles entrelacés corrigés ; lorsque l'étape d'atténuation est effectuée pour un v-ième sous-bloc de N 10 symboles entrelacés, le vecteur crête pris en compte par la correction est mis à jour en fonction d'une amplitude d'au moins un échantillon temporel parmi v-1 sous-blocs de N échantillons temporels entrelacés corrigés correspondant à la transformée de Fourier discrète des v-1 sous-blocs de N symboles entrelacés corrigés préalablement obtenus. 15 Ainsi, dans ce mode de réalisation, le vecteur crête peut être mis à jour après chaque application de la méthode d'atténuation des extrema à un des sous-blocs de symboles entrelacés en vue de l'application de cette méthode d'atténuation au sous-bloc de symboles entrelacés suivant. En effet, la correction des symboles entrelacés obtenue par l'application successive de la méthode d'atténuation des extrema à chaque 20 sous-bloc de symboles entrelacés peut conduire, outre la minimisation des extrema présents dans le vecteur crête d'origine, à la génération de nouveaux extrema, non présents dans le vecteur crête d'origine et donc non pris en compte par défaut lors de l'application de la méthode d'atténuation des extrema à chaque sous-bloc de symboles entrelacés. La mise à jour du vecteur crête après chaque application de la méthode 25 d'atténuation des extrema en vue de l'application de la méthode d'atténuation au sous- bloc de symboles entrelacés suivant permet alors de prendre en compte cette génération potentielle de ces nouveaux extrema et leur correction, le cas échéant, via l'application de la méthode d'atténuation des extrema aux sous-blocs de symboles entrelacés restant à traiter sur la base du vecteur crête mis à jour. 3049136 9 Plus particulièrement, lorsque l'étape d'atténuation est effectuée pour le v-ième sous-bloc de N symboles entrelacés, la mise à jour du vecteur crête pris en compte par la correction correspond, pour un élément d'indice s dudit vecteur crête, s étant un entier compris entre 0 et N-1, à : 5 - une incrémentation de l'élément d'indice s d'une valeur correspondant à une différence, pondérée d'un premier facteur correctif Gup, entre une amplitude d'un échantillon d'indice s d'un sous-bloc de N échantillons temporels entrelacés corrigés correspondant à la transformée de Fourier discrète du sous-bloc de rang v-1 de N symboles entrelacés corrigés préalablement obtenu, et 10 une amplitude d'un échantillon d'indice s d'un sous-bloc de N échantillons temporels entrelacés correspondant à la transformée de Fourier discrète du sous-bloc de rang v-1 de N symboles entrelacés lorsque la différence est positive ou nulle ; - une décrémentation de l'élément d'indice s d'une valeur correspondant à cette 15 différence, pondérée d'un second facteur correctif Gdown, lorsque la différence est négative. Ainsi, la mise à jour du vecteur crête après l'application de la méthode d'atténuation des extrema à un des sous-blocs de symboles entrelacés peut se faire via une pondération de l'accroissement, ou de la réduction de l'amplitude des échantillons 20 temporels correspondant à la modulation des porteuses par les symboles entrelacés corrigés obtenus par rapport à leur valeur d'origine correspondant à la modulation des porteuses par les symboles source. Cette pondération permet alors de prendre en compte la génération d'un extremum, ou la réduction de l'amplitude du signal, liés à l'application de la méthode d'atténuation des extrema à un des sous-blocs de symboles 25 entrelacés de manière souple et adaptative, améliorant par là-même la performance du système. Dans un mode de réalisation, le premier facteur correctif Gup vaut 1 et le second facteur correctif Gdown vaut 0,707. Ainsi, lorsque l'application de la méthode d'atténuation des extrema à un des 30 sous-blocs de symboles entrelacés conduit à un accroissement de l'amplitude d'un des 3049136 10 échantillons temporels correspondant, cet accroissement est pris en compte dans le vecteur crête avec une pondération préférentiellement de 1 de manière à considérer un pire cas de contribution de cet échantillon à un extremum du signal final (cet accroissement pouvant potentiellement se sommer de façon constructive avec les 5 échantillons de même ordre issus de la modulation des porteuses par les symboles entrelacés corrigés des autres sous-blocs de symboles entrelacés). De même lorsque l'application de la méthode d'atténuation des extrema à un des sous-blocs de symboles entrelacés conduit à une réduction de l'amplitude d'un des échantillons temporels correspondant, cette réduction est prise en compte dans le vecteur crête avec une 10 pondération préférentiellement de 0,707, correspondant à une sommation quadratique avec les autres échantillons de même ordre, de manière à ne pas surestimer l'impact sur le signal final de la réduction obtenue. Dans un autre mode de réalisation de l'invention, à l'issue de l'étape d'obtention d'un bloc de M échantillons temporels par transformée de Fourier discrète du bloc de M 15 symboles source, le procédé de génération met en oeuvre une étape de suréchantillonnage du bloc de M échantillons temporels obtenu. Ainsi, les traitements dans le domaine temporel, c'est-à-dire après application de ladite transformée de Fourier discrète, sont effectués sur un signal numérique suréchantillonné, de préférence d'un facteur 2, par rapport à la fréquence 20 d'échantillonnage naturelle de ladite transformée de Fourier discrète. Les extrema du signal multiporteuse de type OFDM se trouvent alors être correctement représentés dans le domaine temporel, permettant par là-même leur traitement correct par la technique décrite. Dans différents modes de réalisation, l'atténuation des extrema par correction 25 des symboles de constellation met en oeuvre une correction appartenant au groupe comprenant : - une correction ACE (pour « Active Constellation Extension » en anglais) ; - une correction TI-CES (pour « Tone Injection - Constellation Extension Scheme » en anglais) ; 30 - une correction CD (pour « Constellation Distortion » en anglais) ; 3049136 11 - une correction TR (pour « Tone Reservation » en anglais) ; et - une correction PCTS (pour « Pre-Constructed Temporal Signal » en anglais). Ainsi, le procédé revendiqué peut s'appliquer indifféremment à tout type de méthode de réduction des extrema d'un signal multiporteuse de type OFDM par 5 déplacement de symboles de constellation afin d'en réduire la complexité de mise en oeuvre, en particulier lorsque le nombre de porteuses augmente. Dans un autre mode de réalisation, le procédé de génération comprend en outre une étape préliminaire de pré-correction du bloc de M symboles source, un symbole source étant pré-corrigé d'une valeur de correction intermédiaire prédéfinie entre une 10 valeur de correction nulle et une valeur de correction extrême. Ainsi, dans cette variante, la technique décrite est appliquée non pas directement à un bloc de symboles source, mais à un bloc de symboles source pré-corrigés, ou pré-accentués, cette pré-correction, ou pré-accentuation, correspondant à une correction possible par la méthode de réduction d'extrema par correction de 15 symboles mise en oeuvre lors de l'étape de réduction des extrema des sous-blocs de N symboles entrelacés. En effet, cette pré-correction, ou pré-accentuation, pouvant être effectuée de manière statique, i.e. sans prendre en compte les extrema effectifs du signal temporel correspondant, de manière à garder une complexité raisonnable, elle permet d'initier le procédé revendiqué à un état intermédiaire entre les symboles 20 sources d'origine et une position de correction extrême et ainsi d'améliorer les performances du procédé revendiqué ainsi que sa rapidité de convergence. Dans un autre mode de réalisation de l'invention, il est proposé un procédé d'atténuation d'extrema d'un signal multiporteuse de type OFDM comprenant une étape d'atténuation, par correction de symboles de constellation, des extrema d'un bloc 25 de N échantillons temporels correspondant à une transformée de Fourier discrète d'un bloc de N symboles de constellation, la correction prenant en compte un vecteur crête représentatif des extrema du signal multiporteuse et délivrant un bloc de N symboles corrigés. Un tel signal multiporteuse de type OFDM comprend des blocs OFDM constitués de M porteuses modulées par des symboles de constellation, dits symboles 3049136 12 source, un bloc de M symboles source correspondant à un bloc OFDM de M porteuses. En outre : - le bloc de N symboles de constellation est un sous-bloc parmi R sous-blocs de N symboles entrelacés obtenus par entrelacement de M symboles d'un bloc de 5 symboles source, où R, M et N sont des entiers naturels tels que M=RxN ; - le vecteur crête est obtenu par détermination de N amplitudes maximales parmi des échantillons temporels obtenus par transformée de Fourier discrète du bloc de M symboles source. Un tel procédé d'atténuation comprend en outre une étape de désentrelacement de R 10 sous-blocs de N symboles entrelacés corrigés, obtenus par répétition de l'étape d'atténuation, pour chaque bloc de N symboles de constellation parmi les R sous-blocs de N symboles entrelacés. Ainsi, l'invention concerne également un procédé d'atténuation des extrema d'un bloc OFDM constitué d'un ensemble de M porteuses modulées par des symboles 15 de constellation source via l'application d'une méthode d'atténuation de tels extrema par déplacement des symboles de constellation, non pas à l'ensemble du bloc de M symboles source mais à un ensemble de R sous-blocs de N symboles entrelacés obtenus à partir du bloc de symboles source. Le nombre N de symboles de chacun de ces R sous-blocs étant inférieur au nombre M de symboles du bloc de symboles source, le procédé 20 revendiqué conduit ainsi à une réduction de la complexité de mise en oeuvre des méthodes connues d'atténuation des extrema utilisées. L'invention concerne également un programme d'ordinateur, comprenant des instructions de code de programme pour la mise en oeuvre d'un procédé de génération d'un signal multiporteuse de type OFDM tel que décrit précédemment, selon l'un 25 quelconque de ses différents modes de réalisation, lorsque ledit programme est exécuté par un processeur. Elle concerne encore un programme d'ordinateur, comprenant des instructions de code de programme pour la mise en oeuvre d'un procédé de réduction des extrema d'un bloc OFDM tel que décrit précédemment, selon l'un quelconque de ses différents 30 modes de réalisation, lorsqu'il est exécuté par un processeur. 3049136 13 Dans un autre mode de réalisation de l'invention, il est proposé un dispositif de génération d'un signal multiporteuse de type OFDM comprenant des blocs OFDM constitués de M porteuses modulées par des symboles de constellation, dits symboles source, un bloc de M symboles source correspondant à un bloc OFDM de M porteuses. 5 Un tel dispositif de génération comprenant, d'une part : - un entrelaceur de M symboles d'un bloc de symboles source en R sous-blocs de N symboles entrelacés, où R, M et N sont des entiers naturels tels que M=RxN ; Et d'autre part : - un premier générateur d'un bloc de M échantillons temporels par transformée 10 de Fourier discrète du bloc de M symboles source ; - un calculateur de N amplitudes maximales parmi les échantillons du bloc de M échantillons temporels et un second générateur d'un vecteur contenant les N amplitudes maximales, dit vecteur crête. Un tel dispositif de génération comprend également : 15 - un atténuateur, par correction de symboles de constellation, d'extrema d'un sous-bloc de N échantillons temporels correspondant à la transformée de Fourier discrète d'un sous-bloc de N symboles entrelacés, la correction prenant en compte au moins le vecteur crête et délivrant un bloc de N symboles entrelacés corrigés, 20 - un désentrelaceur de R sous-blocs de N symboles entrelacés corrigés délivrant un bloc de M symboles source corrigés ; et - un troisième générateur d'un bloc OFDM du signal multiporteuse par transformée de Fourier discrète du bloc de M symboles source corrigés. Un tel dispositif de génération est notamment apte à mettre en oeuvre le 25 procédé de génération d'un signal multiporteuse de type OFDM selon l'invention (selon l'un quelconque des différents modes de réalisation précités). Dans un autre mode de réalisation de l'invention, il est proposé un dispositif d'atténuation d'extrema d'un signal multiporteuse de type OFDM comprenant un atténuateur, par correction de symboles de constellation, des extrema d'un bloc de N 30 échantillons temporels correspondant à une transformée de Fourier discrète d'un bloc 3049136 14 de N symboles de constellation, la correction prenant en compte un vecteur crête représentatif des extrema dudit signal multiporteuse et délivrant un bloc de N symboles corrigés. Le signal multiporteuse de type OFDM comprenant des blocs OFDM constitués de M 5 porteuses modulées par des symboles de constellation, dits symboles source, un bloc de M symboles source correspondant à un bloc OFDM de M porteuses, un tel dispositif d'atténuation d'extrema comprend : - un entrelaceur de M symboles d'un bloc de symboles source en R sous-blocs de N symboles entrelacés, où R, M et N sont des entiers naturels tels que M=RxN, le 10 bloc de N symboles de constellation étant un sous-bloc parmi les R sous-blocs de N symboles entrelacés ; - un calculateur de N amplitudes maximales parmi des échantillons temporels obtenus par transformée de Fourier discrète du bloc de M symboles source et un générateur d'un vecteur contenant les N amplitudes maximales, dit vecteur 15 crête. Un tel dispositif d'atténuation d'extrema comprend également : - un désentrelaceur de R sous-blocs de N symboles entrelacés corrigés délivrant un bloc de M symboles source corrigés. Ainsi, selon encore un autre aspect, l'invention concerne également un dispositif 20 d'atténuation d'extrema, qui est notamment apte à mettre en oeuvre le procédé de réduction des extrema d'un bloc OFDM selon l'invention (selon l'un quelconque des différents modes de réalisation précités). 4 LISTE DES FIGURES D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de 25 la description suivante, donnée à titre d'exemple indicatif et non limitatif, et des dessins annexés, dans lesquels : la figure 1 illustre les étapes de procédés de génération et d'atténuation des extrema d'un signal multiporteuse de type OFDM selon différents modes de réalisation de l'invention ; 30 - la figure 2 illustre l'entrelacement des porteuses et des symboles modulant 3049136 15 correspondants selon un mode de réalisation de l'invention ; - la figure 3 illustre un dispositif de génération et d'atténuation des extrema d'un signal multiporteuse de type OFDM selon différents modes de réalisation de l'invention ; 5 - la figure 4 illustre un dispositif d'atténuation des extrema d'un signal multiporteuse de type OFDM selon un mode de réalisation particulier de l'invention ; - les figures 5a et 5b illustrent des variantes d'implémentation des procédés de génération et d'atténuation des extrema selon différents modes de réalisation 10 de l'invention ; - la figure 6 illustre un dispositif d'atténuation des extrema d'un signal multiporteuse de type OFDM selon un autre mode de réalisation particulier de l'invention ; - les figures 7a et 7b illustrent les gains obtenus en nombre de portes logiques et 15 en taille mémoire nécessaire à l'implémentation d'une méthode de réduction d'extrema du type PCTS en utilisant la technique décrite ; et - les figures 8a, 8b et 8c présentent des exemples de structures de dispositif de génération d'un signal multiporteuse de type OFDM ainsi que d'atténuation des extrema d'un signal multiporteuse de type OFDM selon un mode de réalisation 20 particulier de l'invention. 5 DESCRIPTION DETAILLEE DE L'INVENTION Sur toutes les figures du présent document, les éléments et étapes identiques sont désignés par une même référence. Le principe général de la technique décrite consiste à obtenir R sous-blocs de N 25 symboles par entrelacement d'un bloc de M symboles source destinés à moduler les M porteuses d'un bloc OFDM, M étant égal à RxN. Un vecteur crête obtenu sur la base de N amplitudes maximales parmi les M échantillons temporels correspondant à la transformée de Fourier discrète du bloc de M symboles source est par ailleurs obtenu. De la sorte, une méthode d'atténuation des extrema peut être mise en oeuvre avec une 30 complexité raisonnable pour chacun des R sous-blocs de N symboles entrelacés en 3049136 16 tenant compte du vecteur crête. Le désentrelacement des R sous-blocs de N symboles entrelacés corrigés ainsi obtenus permet alors d'obtenir un bloc de M symboles source corrigé correspondant à un bloc OFDM présentant des extrema réduits par rapport à la forme d'onde d'origine correspondant au bloc de M symboles source. 5 On décrit maintenant, en relation avec les figures 1, 2 et 3, une technique de génération d'un signal multiporteuse de type OFDM comprenant des blocs OFDM constitués de M porteuses modulées par des symboles de constellation selon différents modes de réalisation de l'invention. Une telle technique de génération d'un signal OFDM, implémentée dans un dispositif de génération d'un signal multiporteuse de type 10 OFDM 310, met en oeuvre une atténuation des extrema de ce signal. Lors d'une étape INTERL. 100, un bloc de M symboles de constellation, dits symboles source, destinés à moduler les M porteuses du bloc OFDM correspondant est entrelacé par un entrelaceur 300 de manière à obtenir R sous-blocs de N symboles entrelacés tel que M=RxN, avec R, M et N des entiers naturels. 15 Pour ce faire, il est proposé dans un mode de réalisation d'observer l'expression du signal obtenu à l'instant t = km. Te, avec Te la période d'échantillonnage, km un entier tel que 0 km 1 CI MAXM Y(u.M,1) - a Le module de correction PCTS CORR. SYMB. 406 détermine alors la correction 25 dXu.M+r.N+kN = dAu.M+r.N+kN j.dBu.M+r.N+kN, à appliquer au symbole Xu.m_Fr.N_FkN 3049136 28 destiné à moduler la porteuse d'ordre kN du r-ième sous-bloc du u-ième bloc OFDM en lui imposant d'être proportionnel au produit de corrélation entre le vecteur DETECT(u.M+r.N+kN)[1 délivré par le module de détection d'extrema PCTS 405, et la porteuse d'ordre kN, i.e. : dXkN = SIGCORR(u.M+r.N+kN) 5 où u. > 0 et : 2.N-1 SIGCORR(u.M+r.N+kN) DETECT(u.M+r.N+kN,1). GEN* (kNo 1=0 On décrit maintenant, en relation avec les figures 7a et 7b les gains obtenus en nombre de portes logiques et en taille mémoire nécessaire à l'implémentation d'une méthode de réduction d'extrema du type PCTS en utilisant la technique décrite. Plus particulièrement, la réduction de complexité de l'algorithme implémenté va 10 dépendre du rapport M/N=R, et sera d'autant plus importante que ce rapport sera élevé. Néanmoins cette réduction de complexité lorsque M/N croît trouve des limites liées à une réduction de l'efficacité de la technique décrite due au fait que l'ensemble des N valeurs maximales détectées du vecteur crête MAXMum[ ] associé au u-ième bloc de M symboles source, sont d'autant plus grandes à l'initialisation et se 15 rapprochent d'autant plus de la valeur de seuil imposé. En effet chaque valeur maximale résulte de la comparaison de R échantillons entre eux et cette valeur devient en moyenne d'autant plus élevée que R est important. Ceci nécessite alors de relever la valeur de seuil pour que l'algorithme puisse continuer à fonctionner correctement mais donc au détriment de la réduction de PAPR finale qui est obtenue. 20 Il est donc intéressant d'évaluer le rapport M/N=R offrant la meilleure réduction de compromis. Dans le cas où M et N s'expriment comme des puissances de deux, le rapport M/N=R peut avantageusement être pris en compte à travers le paramètre (3 défini par la relation q = ceil(flp) avec 'A REVENDICATIONS1. Procédé de génération d'un signal multiporteuse de type OFDM comprenant des blocs (200) OFDM constitués de M porteuses modulées par des symboles de constellation, dits symboles source, un bloc de M symboles source correspondant à un bloc OFDM de M porteuses, caractérisé en ce qu'il comprend, d'une part : - Une étape d'entrelacement (100) des M symboles d'un bloc de symboles source en R sous-blocs (201) de N symboles entrelacés, où R, M et N sont des entiers naturels tels que M=RxN ; Et d'autre part des étapes de : - obtention (101) d'un bloc de M échantillons temporels par transformée de Fourier discrète dudit bloc de M symboles source ; - détermination (102) de N amplitudes maximales parmi lesdits échantillons dudit bloc de M échantillons temporels et formation (102) d'un vecteur contenant lesdites N amplitudes maximales, dit vecteur crête ; et en ce qu'il comprend également des étapes de : - atténuation (103), par correction de symboles de constellation, des extrema d'un sous-bloc de N échantillons temporels correspondant à la transformée de Fourier discrète d'un desdits R sous-blocs de N symboles entrelacés, ladite correction prenant en compte au moins ledit vecteur crête et délivrant un sous-bloc de N symboles entrelacés corrigés, ladite étape d'atténuation, répétée pour chaque sous-bloc parmi lesdits R sous-blocs de N symboles entrelacés, délivrant R sous-blocs de N symboles entrelacés corrigés; - désentrelacement (104) desdits R sous-blocs de N symboles entrelacés corrigés délivrant un bloc de M symboles source corrigés ; et - génération (105) d'un bloc OFDM dudit signal multiporteuse par transformée de Fourier discrète dudit bloc de M symboles source corrigés. 3049136 38 2. Procédé de génération selon la revendication 1, caractérisé en ce que, lors de ladite étape d'entrelacement des M symboles d'un bloc de symboles source en R sous-blocs de N symboles entrelacés, un i-ième sous-bloc de N symboles entrelacés, i étant un entier allant de 1 à R, comprend des symboles d'indice 5 (i-1)+k*R dudit bloc de symboles source, k étant un entier allant de 0 à N-1. 3. Procédé de génération selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce qu'un élément d'indice j dudit vecteur crête, j étant un entier allant de 0 à N-1, est égal à ladite amplitude maximale des échantillons d'indice j+r*N dudit bloc 10 de M échantillons temporels, avec r un entier allant de 0 à R-1. 4. Procédé de génération selon l'une quelconque des revendications 1 à 3 dans lequel R>1, caractérisé en ce que ladite étape d'atténuation des extrema par correction de 15 symboles de constellation est effectuée successivement pour chacun desdits R sous- blocs de N symboles entrelacés, et en ce que : ladite étape d'atténuation effectuée pour lesdits sous-blocs 1 à v-1 de N symboles entrelacés, où v est un entier compris entre 2 et R, délivre v-1 20 sous-blocs de N symboles entrelacés corrigés ; lorsque ladite étape d'atténuation est effectuée pour un v-ième sous-bloc de N symboles entrelacés, ledit vecteur crête pris en compte par ladite correction est mis à jour en fonction d'une amplitude d'au moins un échantillon temporel parmi v-1 sous-blocs de N échantillons temporels 25 entrelacés corrigés correspondant à la transformée de Fourier discrète desdits v-1 sous-blocs de N symboles entrelacés corrigés préalablement obtenus. 5. Procédé de génération selon la revendication 4, 30 caractérisé en ce que lorsque ladite étape d'atténuation est effectuée pour ledit v-ième 3049136 39 sous-bloc de N symboles entrelacés, ladite mise à jour dudit vecteur crête pris en compte par ladite correction correspond, pour un élément d'indice s dudit vecteur crête, s étant un entier compris entre 0 et N-1, à : - une incrémentation dudit élément d'indice s d'une valeur correspondant à une 5 différence, pondérée d'un premier facteur correctif Gup, entre une amplitude d'un échantillon d'indice s d'un sous-bloc de N échantillons temporels entrelacés corrigés correspondant à la transformée de Fourier discrète dudit sous-bloc de rang v-1 de N symboles entrelacés corrigés préalablement obtenu, et une amplitude d'un échantillon d'indice s d'un sous-bloc de N échantillons 10 temporels entrelacés correspondant à la transformée de Fourier discrète dudit sous-bloc de rang v-1 de N symboles entrelacés lorsque ladite différence est positive ou nulle ; - une décrémentation dudit élément d'indice s d'une valeur correspondant à ladite différence, pondérée d'un second facteur correctif Gdown, lorsque ladite 15 différence est négative ; 6. Procédé de génération selon la revendication 5, dans lequel ledit premier facteur correctif Gup vaut 1 et ledit second facteur correctif Gdown vaut 0,707. 20 7. Procédé de génération selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que, à l'issue de ladite étape d'obtention d'un bloc de M échantillons temporels par transformée de Fourier discrète dudit bloc de M symboles source, il met en oeuvre une étape de suréchantillonnage dudit bloc de M échantillons temporels obtenu. 25 8. Procédé de génération selon l'une quelconque des revendications 1 à 7 dans lequel ladite atténuation des extrema par correction des symboles de constellation met en oeuvre une correction appartenant au groupe comprenant : - une correction ACE (pour « Active Constellation Extension » en anglais) ; 30 - une correction TI-CES (pour « Tone Injection - Constellation Extension 3049136 40 Scheme » en anglais) ; - une correction CD (pour « Constellation Distortion » en anglais) ; - une correction TR (pour « Tone Reservation » en anglais) ; et - une correction PCTS (pour « Pre-Constructed Temporal Signal » en anglais). 5 9. Procédé de génération selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une étape préliminaire de pré-correction dudit bloc de M symboles source, un symbole source étant pré-corrigé d'une valeur de correction intermédiaire prédéfinie entre une valeur de correction nulle et une valeur de 10 correction extrême. 10. Procédé d'atténuation d'extrema d'un signal multiporteuse de type OFDM comprenant une étape d'atténuation (103), par correction de symboles de constellation, des extrema d'un bloc de N échantillons temporels correspondant à une transformée de 15 Fourier discrète d'un bloc de N symboles de constellation, ladite correction prenant en compte un vecteur crête représentatif des extrema dudit signal multiporteuse et délivrant un bloc de N symboles corrigés, caractérisé en ce que, ledit signal multiporteuse de type OFDM comprenant des blocs (200) OFDM constitués de M porteuses modulées par des symboles de constellation, 20 dits symboles source, un bloc de M symboles source correspondant à un bloc OFDM de M porteuses : - ledit bloc de N symboles de constellation est un sous-bloc (201) parmi R sous-blocs de N symboles entrelacés obtenus par entrelacement (100) de M symboles d'un bloc de symboles source, où R, M et N sont des entiers naturels tels que 25 M=RxN ; - ledit vecteur crête est obtenu par détermination (102) de N amplitudes maximales parmi des échantillons temporels obtenus par transformée de Fourier discrète (101) dudit bloc de M symboles source ; et en ce qu'il comprend une étape de désentrelacement (104) de R sous-blocs de N 30 symboles entrelacés corrigés, obtenus par répétition de ladite étape d'atténuation, pour 3049136 41 chaque bloc de N symboles de constellation parmi lesdits R sous-blocs de N symboles entrelacés. 11. Produit programme d'ordinateur, comprenant des instructions de code de 5 programme pour la mise en oeuvre d'un procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, lorsque ledit programme est exécuté par un processeur. 12. Produit programme d'ordinateur, comprenant des instructions de code de programme pour la mise en oeuvre d'un procédé selon la revendication 10, lorsqu'il est 10 exécuté par un processeur. 13. Dispositif de génération (310) d'un signal multiporteuse de type OFDM comprenant des blocs (200) OFDM constitués de M porteuses modulées par des symboles de constellation, dits symboles source, un bloc de M symboles source 15 correspondant à un bloc OFDM de M porteuses, caractérisé en ce qu'il comprend, d'une part : - un entrelaceur (300) de M symboles d'un bloc de symboles source en R sous-blocs (201) de N symboles entrelacés, où R, M et N sont des entiers naturels tels que M=RxN ; 20 Et d'autre part : - un premier générateur (301) d'un bloc de M échantillons temporels par transformée de Fourier discrète dudit bloc de M symboles source ; - un calculateur (302) de N amplitudes maximales parmi lesdits échantillons dudit bloc de M échantillons temporels et un second générateur (302) d'un vecteur 25 contenant lesdites N amplitudes maximales, dit vecteur crête ; et en ce qu'il comprend également : - un atténuateur (303, 303', 303"), par correction de symboles de constellation, d'extrema d'un sous-bloc de N échantillons temporels correspondant à la transformée de Fourier discrète d'un sous-bloc de N symboles entrelacés, ladite 30 correction prenant en compte au moins ledit vecteur crête et délivrant un bloc 3049136 42 de N symboles entrelacés corrigés, - un désentrelaceur (304) de R sous-blocs de N symboles entrelacés corrigés délivrant un bloc de M symboles source corrigés ; et - un troisième générateur (305) d'un bloc OFDM dudit signal multiporteuse par 5 transformée de Fourier discrète dudit bloc de M symboles source corrigés. 14. Dispositif d'atténuation d'extrema (410, 410') d'un signal multiporteuse de type OFDM comprenant un atténuateur (303, 303', 303"), par correction de symboles de constellation, des extrema d'un bloc de N échantillons temporels correspondant à une 10 transformée de Fourier discrète d'un bloc de N symboles de constellation, ladite correction prenant en compte un vecteur crête représentatif des extrema dudit signal multiporteuse et délivrant un bloc de N symboles corrigés, caractérisé en ce que, ledit signal multiporteuse de type OFDM comprenant des blocs (200) OFDM constitués de M porteuses modulées par des symboles de constellation, 15 dits symboles source, un bloc de M symboles source correspondant à un bloc OFDM de M porteuses, ledit dispositif comprend : - un entrelaceur (300) de M symboles d'un bloc de symboles source en R sous-blocs (201) de N symboles entrelacés, où R, M et N sont des entiers naturels tels que M=RxN, ledit bloc de N symboles de constellation étant un sous-bloc parmi 20 lesdits R sous-blocs de N symboles entrelacés ; - un calculateur (302) de N amplitudes maximales parmi des échantillons temporels obtenus par transformée de Fourier discrète dudit bloc de M symboles source et un générateur (302) d'un vecteur contenant lesdites N amplitudes maximales, dit vecteur crête ; 25 et en ce qu'il comprend également : - un désentrelaceur (304) de R sous-blocs de N symboles entrelacés corrigés délivrant un bloc de M symboles source corrigés.