Brevet FR3045915A1 — publié le 20170623

-1- Traitement de réduction de canaux adaptatif pour le codage d'un signal audio multicanal La présente invention concerne le domaine du codage/décodage des signaux numériques. Le codage et le décodage selon l'invention est adapté notamment pour la transmission et/ou le stockage de signaux numériques tels que des signaux audiofréquences (parole, musique ou autres). Plus particulièrement, la présente invention se rapporte au codage paramétrique ou au traitement de signaux audio multicanaux, par exemple de signaux stéréophoniques ci-après nommés signaux stéréo. Ce type de codage se base sur l'extraction de paramètres d'information spatiale pour qu'au décodage, ces caractéristiques spatiales puissent être reconstituées pour l'auditeur, afin de recréer la même image spatiale que dans le signal original. Une telle technique de codage/décodage paramétrique est par exemple décrite dans le document de J. Breebaart, S. van de Par, A. Kohlrausch, E. Schuijers, intitulé "Parametric Coding of Stereo Audio" dans EURASIP Journal on Applied Signal Processing 2005:9, pp. 1305-1322. Cet exemple est repris en référence aux figures 1 et 2 décrivant respectivement un codeur et un décodeur stéréo paramétrique. Ainsi, la figure 1 décrit un codeur stéréo recevant deux canaux audio, un canal gauche (noté L pour Left en anglais) et un canal droit (noté R pour Right en anglais). Les signaux temporels L(n) et R(n), où n est l'indice entier des échantillons, sont traités par les blocs 101, 102, 103 et 104 qui effectuent une analyse de Fourier court-terme. Les signaux transformés L [k] et R[k], où k est l'indice entier des coefficients fréquentiels, sont ainsi obtenus. Le bloc 105 effectue un traitement de réduction de canaux ou "downmix" en anglais pour obtenir dans le domaine fréquentiel à partir des signaux gauche et droit, un signal monophonique ci-après nommé signal mono. Une extraction de paramètres d'information spatiale est également effectuée dans le bloc 105. Les paramètres extraits sont les suivants. Les paramètres ICLD (pour "InterChannel Level Difference" en anglais), encore appelés différences d'intensité intercanal, caractérisent les ratios d'énergie par sous-bande fréquentielle entre les canaux gauche et droit. Ces paramètres permettent de positionner des sources sonores dans le plan horizontal stéréo par "panning". Ils sont définis en dB par la formule suivante: 3045915 - 2 - Ekk b+k1-1 L[k].L* [k] I CLD[b] = 10. /ogio ( k b dB (1) _ Ek+klb R[k].R*[k] où L [k] et R [k] correspondent aux coefficients spectraux (complexes) des canaux L et R, chaque bande de fréquence d'indice b comprend les raies fréquentielles dans l'intervalle [kb, kb+1 - 1] et le symbole * indique le conjugué complexe. 5 Les paramètres ICPD (pour "InterChannel Phase Difference" en anglais), encore appelés différences de phase, sont définis suivant la relation suivante: ICPD[b] = L (E kk b_+kl b 1 L[k]. R* [k]) (2) où L indique l'argument (la phase) de l'opérande complexe. On peut également définir de façon équivalente à l'ICPD, un décalage temporel intercanal 10 appelé ICTD (pour "InterChannel Time Difference" en anglais) et dont la définition connue de l'homme de l'art n'est pas rappelée ici. A la différence des paramètres ICLD, ICPD et ICTD qui sont des paramètres de localisation, les paramètres ICC (pour "InterChannel Coherence" en anglais) représentent quant à eux la corrélation (ou cohérence) inter-canal et sont associés à la largeur spatiale des 15 sources sonores; leur définition n'est pas rappelée ici, mais il est noté dans l'article de Breebart et al. que les paramètres ICC ne sont pas nécessaires dans les sous-bandes réduites à un seul coefficient fréquentiel - en effet les différences d'amplitude et de phase décrivent complètement la spatialisation dans ce cas "dégénéré". Ces paramètres ICLD, ICPD et ICC sont extraits par analyse des signaux stéréo, par 20 le bloc 105. Si les paramètres ICTD ou ITD étaient également codés, ceux-ci pourraient également être extraits par sous-bande à partir des spectres L [k] et R [k] ; cependant l'extraction des paramètres ITD est en général simplifiée en supposant un décalage temporel intercanal identique pour chaque sous-bande et dans ce cas un paramètre peut être extrait à partir des canaux temporels L (n) et R(n) par le biais d'inter-corrélations. 25 Le signal mono M[k] est transformé dans le domaine temporel (blocs 106 à 108) après synthèse de Fourier court-terme (FFT inverse, fenêtrage et addition-recouvrement dite OverLap-Add ou OLA en anglais) et un codage mono (bloc 109) est ensuite réalisé. En parallèle les paramètres stéréo sont quantifiés et codés dans le bloc 110. En général le spectre des signaux (1,[k], R [k]) est divisé suivant une échelle 30 fréquentielle non-linéaire de type ERB (Equivalent Rectangular Bandwidth) ou Bark, avec un nombre de sous-bandes allant typiquement de 20 à 34 pour un signal échantillonné de 16 à 48 kHz selon l'échelle Bark. Cette échelle définit les valeurs de kb et kb+i pour chaque sous-bande b. Les paramètres (ICLD, ICPD, ICC, ITD) sont codés par quantification scalaire éventuellement suivie d'un codage entropique et/ou d'un codage différentiel. Par exemple, 35 dans l'article précédemment cité, l'ICLD est codée par un quantificateur non-uniforme (allant 3045915 - 3 - de -50 à +50 dB) avec codage entropique différentiel. Le pas de quantification non-uniforme exploite le fait que plus la valeur de l'ICLD est grande plus la sensibilité auditive aux variations de ce paramètre est faible. Pour le codage du signal mono (bloc 109), plusieurs techniques de quantification 5 avec ou sans mémoire sont possibles, par exemple le codage à "Modulation par Impulsions Codées" (MIC), sa version avec prédiction adaptative dite "Modulation par Impulsions Codées Différentielle Adaptative" (MICDA) ou des techniques plus évoluées comme le codage perceptuel par transformée ou le codage "Code Excited Linear Prediction" (CELP) ou un codage multi-modes. 10 On s'intéresse ici plus particulièrement à la recommandation 3GPP EVS (Pour « Enhanced Voice Services ») qui utilise un codage multi-modes. Les détails algorithmiques du codec EVS sont fournis dans les spécifications 3GPP TS 26.441 à 26.451 et ils ne sont donc pas repris ici. Par la suite, on fera référence à ces spécifications par la dénomination EVS. 15 Le signal d'entrée du codec EVS est échantillonné à la fréquence de 8, 16, 32 ou 48 kHz et le codec peut représenter des bandes audio téléphoniques (narrowband, NB), élargie (wideband, WB), super-élargie (super-wideband, SWB) ou pleine bande (fullband, FB). Les débits du codec EVS sont divisés en deux modes: o "EVS Primary": 20 o débits fixes: 7.2, 8, 9.6, 13.2, 16.4, 24.4, 32, 48, 64, 96, 128 o mode à débit variable (VBR) avec un débit moyen proche de 5.9 kbit/s pour la parole active o mode "channel-aware" à 13.2 en WB et SWB uniquement o "EVS AMR-WB IO" dont les débits sont identiques au codec 3GPP AMR- 25 WB (9 modes) A cela s'ajoute le mode de transmission discontinue (DTX) dans lequel les trames détectées comme inactives sont remplacées par des trames SID (SID Primary ou SID AMRWB IO) qui sont transmises de façon intermittente, environ une fois toutes les 8 trames. Au décodeur 200, en référence à la figure 2, le signal mono est décodé (bloc 201), 30 un dé-corrélateur est utilisé (bloc 202) pour produire deux versions M(n) et -11-e(n) du signal mono décodé. Cette décorrélation, nécessaire uniquement lorsque le paramètre ICC est utilisé, permet d'augmenter la largeur spatiale de la source mono M(n). Ces deux signaux M(n) et -11-e(n) sont passés dans le domaine fréquentiel (blocs 203 à 206) et les paramètres stéréo décodés (bloc 207) sont utilisés par la synthèse (ou mise en forme) stéréo (bloc 208) pour 35 reconstruire les canaux gauche et droit dans le domaine fréquentiel. Ces canaux sont enfin reconstruits dans le domaine temporel (blocs 209 à 214). 3045915 - 4 - Ainsi, comme mentionné pour le codeur, le bloc 105 effectue un traitement de réduction des canaux ou "downmix" en combinant les canaux stéréo (gauche, droit) pour obtenir un signal mono qui est ensuite codé par un codeur mono. Les paramètres spatiaux (ICLD, ICPD, ICC, ...) sont extraits à partir des canaux stéréo et transmis en plus du train 5 binaire issu du codeur mono. Plusieurs techniques ont été développées pour le traitement de réduction des canaux ou "downmix" stéréo à mono. Ce "downmix" peut être effectué dans le domaine temporel ou fréquentiel. On distingue en général deux types de "downmix" - - Le "downmix" passif qui correspond à un matriçage direct des canaux stéréo pour 10 les combiner en un seul signal - les coefficients de la matrice de donwmix sont en général réels et de valeurs prédéterminées (fixes); - Le "downmix" actif (adaptatif) qui inclut un contrôle de l'énergie et/ou de la phase en plus de la combinaison des deux canaux stéréo. L'exemple le plus simple de "downmix" passif est donné par le matriçage temporel 15 suivant: M (n) = -21 (L(n) + R (n)) = [102 1/2] [R(n)1 (3) Ce type de "downmix" a cependant l'inconvénient de ne pas bien conserver l'énergie des signaux après la conversion stéréo à mono lorsque les canaux L et R ne sont pas en phase: dans le cas extrême où L(n) = - R (n) , le signal mono est nul, ce qui n'est pas souhaitable. 20 Un mécanisme de "downmix" actif améliorant la situation est donné par l'équation suivante: M(n) = y(n) L(n)+2R(n) (4) où y(n) est un facteur qui vient compenser une éventuelle perte d'énergie. Cependant, le fait de combiner les signaux L(n) et R(n) dans le domaine temporel 25 ne permet pas de contrôler finement (avec suffisamment de résolution fréquentielle) les différences de phase éventuelles entre canaux L et R; lorsque les canaux L et R ont des amplitudes comparables et de phases quasiment opposées, des phénomènes d' "effacement " ou "atténuation" (perte d' "énergie") sur le signal mono peuvent être observés par sous-bandes fréquentielles par rapport aux canaux stéréo. 30 C'est pourquoi il est souvent plus avantageux en termes de qualité de réaliser le "downmix" dans le domaine fréquentiel, même si cela implique de calculer des transformées temps/fréquence et induit un retard et une complexité additionnels par rapport à un "downmix" temporel. On peut ainsi transposer le "downmix" actif précédent avec les spectres des canaux 35 gauche et droit, de la façon suivante: 3045915 M[k] = y[k] L[k]+R[k] où k correspond à l'indice d'un coefficient fréquentiel (coefficient de Fourier par exemple représentant une sous-bande fréquentielle). On peut fixer le paramètre de compensation, comme suit: 5 y[k] = max (2 \IIL[k]i2+1R[k]i2 IL[k]+R[k]I2/2 (6) On s'assure ainsi que l'énergie globale du "downmix" est la somme des énergies des canaux gauche et droit. Le facteur y[k]est ici saturé à une amplification de 6dB. La technique de "downmix" stéréo à mono du document de Breebaart et al. cité précédemment est effectuée dans le domaine fréquentiel. Le signal mono M [k] est obtenu par 10 une combinaison linéaire des canaux L et R suivant l'équation: M[k] = w1L[k] + w2R[k] (7) où w1, w2 sont des gains à valeur complexe. Si w1 = w2 = 0,5, le signal mono est considéré comme une moyenne des deux canaux L et R. Les gains w1, w2 sont en général adaptés en fonction du signal court-terme en particulier pour aligner les phases. 15 Un cas particulier de cette technique de "downmix" fréquentiel est proposé dans le document intitulé "A stereo to mono downmixing scheme for MPEG-4 parametric stereo encoder" par Samsudin, E. Kurniawati, N. Boon Poh, F. Sattar, S. George, dans Proc. ICASSP, 2006. Dans ce document, les canaux L et R sont alignés en phase avant d'effectuer le traitement de réduction des canaux. 20 Plus précisément, la phase du canal L pour chaque sous-bande fréquentielle est choisie comme la phase de référence, le canal R est aligné selon la phase du canal L pour chaque sous-bande par la formule suivante: R'[k] = ei./cPD[b]R[k] (8) où = , R'[k] est le canal R aligné, k est l'indice d'un coefficient dans la blème sous-bande 25 fréquentielle, /CPD[b] est la différence de phase inter-canal dans la b lème sous-bande fréquentielle donnée par à l'équation (1). A noter que lorsque la sous-bande d'indice b est réduite à un coefficient fréquentiel, on trouve: R'[k] = IR[k]l. eiLL[k] (9) 30 Finalement le signal mono obtenu par le "downmix" du document de Samsudin et al. cité précédemment est calculé en moyennant le canal L et le canal R' aligné, selon l'équation suivante: L[k]+Rr[k] M[k] = 2 - 5 - (5) (10) 3045915 - 6 - L'alignement en phase permet donc de conserver l'énergie et d'éviter les problèmes d'atténuation en éliminant l'influence de la phase. Ce "downmix" correspond au "downmix" décrit dans le document de Breebart et al. où: M[k] = w1L[k] + w2R[k] (11) epcpp[b] 5 avec w1 = 0,5 et w2 = 2 dans le cas où la sous-bande d'indice b ne comporte qu'une valeur fréquentielle d'indice k. Une conversion idéale d'un signal stéréo à un signal mono doit éviter les problèmes d'atténuation pour toutes les composantes fréquentielles du signal. Cette opération de "downmix" est importante pour le codage stéréo paramétrique car 10 le signal stéréo décodé n'est qu'une mise en forme spatiale du signal mono décodé. La technique de "downmix" dans le domaine fréquentiel décrite précédemment conserve bien le niveau d'énergie du signal stéréo dans le signal mono en alignant le canal R et le canal L avant d'effectuer le traitement. Cet alignement de phase permet d'éviter les situations où les canaux sont en opposition de phase. 15 La méthode décrite dans le document de Samsudin référencé ci-dessus repose cependant sur une dépendance totale du traitement de "downmix" au canal (L ou R) choisi pour fixer la phase de référence. Dans les cas extrêmes, si le canal de référence est nul (silence "total") et que l'autre canal est non nul, la phase du signal mono après "downmix" devient constante, et le signal 20 mono résultant sera en général de mauvaise qualité ; de même, si le canal de référence est un signal aléatoire (bruit ambiant, etc...), la phase du signal mono peut devenir aléatoire ou être mal conditionnée avec là encore un signal mono qui sera en général de mauvaise qualité. Une technique de downmix fréquentiel alternative a été proposée dans le document intitulé "Parametric stereo extension of ITU-T G.722 based on a new downmixing scheme" par 25 T.M.N Hoang, S. Ragot, B. Kovësi, P. Scalart, Proc. IEEE MMSP, 4-6 Oct. 2010. Ce document propose une technique de "downmix" qui résout des inconvénients du "downmix" proposé par Samsudin et al.. Selon ce document, le signal mono M[k] est calculé à partir des canaux stéréo L[k] et R[k] par la décomposition polaire M[k] = IM[k]l. ei'm[k] , où l'amplitude IM [k] I et la phase LM[k] pour chaque sous-bande sont définis par: im[kii = IL[k]I+IR[k]I 30 2 (12) LM[k] = (LL[k] + LR[k]) L'amplitude de M[k] est la moyenne des amplitudes des canaux L et R. La phase de M[k] est donnée par la phase du signal sommant les deux canaux stéréo (L+R). La méthode de Hoang et al. préserve l'énergie du signal mono comme la méthode de Samsudin et al., et elle évite le problème de dépendance totale d'un des canaux stéréo (L ou 35 R) pour le calcul de phase LM[k]. Cependant, elle présente un désavantage quand les canaux 3045915 - 7 - L et R sont en quasi-opposition de phase dans certaines sous-bandes (avec comme cas extrême L = -R). Dans ces conditions, le signal mono résultant sera de mauvaise qualité. Dans le codec UIT-T G.722 Annexe D et dans l'article "Parametric stereo coding scheme with a new downmix method and whole band inter channel time/phase differences" 5 par W. Wu, L. Miao, Y. Lang, D. Virette, Proc. ICASSP, 2013 une autre méthode permettant de gérer l'opposition de phase des signaux stéréo a été décrite. La méthode repose en particulier sur l'estimation d'un paramètre de phase pleine bande. On peut vérifier expérimentalement que la qualité de cette méthode n'est pas satisfaisante pour des signaux stéréo où la relation de phase entre canaux est complexe ou pour des signaux stéréo de parole 10 avec prise de son de type AB (utilisant deux microphones omnidirectionnels espacés). En effet, cette méthode consiste à calculer la phase du signal downmix à partir des phases des signaux L et R, et ce calcul peut résulter en des artéfacts audio pour certains signaux car la phase défini par analyse FFT court-terme est un paramètre délicat à interpréter et manipuler. De plus, cette méthode ne prend pas en compte directement les évolutions de phase 15 qui peuvent apparaitre dans des trames successives ce qui peut éventuellement occasionner des sauts de phase. Il existe ainsi un besoin d'une méthode de codage/décodage de complexité limitée qui permette de combiner des canaux avec une qualité "robuste", c'est-à-dire une bonne qualité quel que soit le type de signal multicanal, tout en gérant les signaux en opposition de 20 phase, les signaux dont la phase est mal conditionnée (ex : un canal nul ou un canal ne contenant que du bruit), ou les signaux dont les canaux présentent des relations de phase complexes qu'il vaut mieux ne pas « manipuler », pour éviter les problèmes de qualité que ces signaux peuvent créer. L'invention vient améliorer la situation de l'état de l'art. 25 A cet effet, elle propose un procédé de codage paramétrique d'un signal audionumérique multicanal comportant une étape de codage d'un signal mono issu d'un traitement de réduction de canaux appliqué au signal multicanal et de codage d'informations de spatialisation du signal multicanal. Le procédé est remarquable en ce que le traitement de réduction de canaux comporte les étapes suivantes, mises en oeuvre par unité spectrale du 30 signal multicanal: -extraction d'au moins un indicateur caractérisant les canaux du signal audionumérique multicanal ; -sélection, parmi un ensemble de modes de traitement de réduction de canaux, d'un mode de traitement de réduction de canaux en fonction de la valeur du au moins un indicateur 35 caractérisant les canaux du signal audio multicanal. Ainsi, la méthode permet d'obtenir un traitement de réduction de canaux adéquate au signal multicanal à coder, notamment lorsque les canaux de ce signal sont en opposition de 3045915 - 8 - phase. De plus, l'adaptation du downmix s'effectuant par unité fréquentielle, c'est-à-dire par sous-bande de fréquence ou par raie fréquentielle, cela permet de s'adapter aux fluctuations du signal multicanal d'une trame à l'autre. Selon un mode de réalisation particulier, le procédé comprend en outre la 5 détermination d'un indicateur de phase, représentatif d'une mesure de degré d'opposition de phase entre les canaux du signal multicanal et en ce qu'un des modes de traitement de réduction de canaux dudit ensemble dépend de la valeur de l'indicateur de phase. Un traitement downmix particulier est ainsi effectué pour les signaux dont les canaux sont en opposition de phase. Ce traitement est mis en oeuvre de façon adapté à la 10 fluctuation du signal dans le temps. Dans un exemple de réalisation, l'ensemble de modes de traitement de réduction de canaux comprend une pluralité de traitement dans la liste suivante : - traitement de réduction de canaux de type passif avec ou sans compensation de gain ; 15 - traitement de réduction des canaux de type adaptatif avec alignement de la phase sur une référence et/ou un contrôle d'énergie ; - traitement de réduction de canaux de type hybride dépendant d'un indicateur de phase, représentatif d'une mesure de degré d'opposition de phase entre les canaux du signal multicanal; 20 - combinaison d'au moins deux modes de traitement passif, adaptatif ou hybride. Plusieurs types de traitement downmix sont ainsi possibles pour une meilleure adaptation au signal multicanal. Dans un mode de réalisation particulier, l'indicateur caractérisant les canaux du signal audio multicanal est un indicateur de mesure de corrélation entre les canaux du signal 25 audio multicanal. Cet indicateur permet d'adapter le traitement de réduction de canaux aux caractéristiques de corrélations des canaux du signal audio multicanal. La détermination de cet indicateur est simple à mettre en oeuvre et la qualité du downmix en est amélioré. Dans un autre mode de réalisation, l'indicateur caractérisant les canaux du signal 30 audio multicanal est un indicateur de phase, représentatif d'une mesure de degré d'opposition de phase entre les canaux du signal multicanal. Cet indicateur permet d'adapter le traitement de réduction de canaux aux caractéristiques de phase des canaux du signal audio multicanal et notamment aux signaux qui ont des canaux en opposition de phase. 35 L'invention se rapporte à un dispositif de codage paramétrique d'un signal audionumérique multicanal comportant un codeur apte à coder un signal mono issu d'un 3045915 - 9 - module de traitement de réduction de canaux appliqué au signal multicanal et un module de quantification pour coder des informations de spatialisation du signal multicanal. Le dispositif est remarquable en ce que le module de traitement de réduction de canaux comporte : 5 - un module d'extraction apte à obtenir au moins un indicateur caractérisant les canaux du signal audionumérique multicanal, par unité spectrale du signal multicanal; -un module de sélection, apte à sélectionner, par unité spectrale du signal multicanal, parmi un ensemble de modes de traitement de réduction de canaux, un mode de traitement de réduction de canaux en fonction de la valeur du au moins un indicateur 10 caractérisant les canaux du signal audio multicanal. Ce dispositif présente les mêmes avantages que le procédé qu'il met en oeuvre. L'invention s'applique également à un procédé de traitement d'un signal audio multicanal décodé comportant un traitement de réduction de canaux pour obtenir un signal mono à restituer. Le procédé est remarquable en ce que le traitement de réduction de canaux 15 comporte les étapes suivantes, mises en oeuvre par unité spectrale du signal multicanal: -extraction d'au moins un indicateur caractérisant les canaux du signal audionumérique multicanal ; -sélection, parmi un ensemble de modes de traitement de réduction de canaux, d'un mode de traitement de réduction de canaux en fonction de la valeur du au moins un indicateur 20 caractérisant les canaux du signal audio multicanal. Ainsi, il est possible d'obtenir un signal mono avec une bonne qualité auditive, à partir d'un signal audio multicanal déjà décodé. La méthode permet d'effectuer un traitement de downmix adapté au signal reçu, de façon simple. Selon un mode de réalisation particulier, le procédé de traitement comprend en 25 outre la détermination d'un indicateur de phase, représentatif d'une mesure de degré d'opposition de phase entre les canaux du signal multicanal et en ce qu'un des modes de traitement de réduction de canaux dudit ensemble dépend de la valeur de l'indicateur de phase. Un traitement downmix particulier est ainsi effectué pour les signaux décodés dont 30 les canaux sont en opposition de phase. Ce traitement est mis en oeuvre de façon adapté à la fluctuation du signal dans le temps. Dans un exemple de réalisation, l'ensemble de modes de traitement de réduction de canaux comprend une pluralité de traitement dans la liste suivante : - traitement de réduction de canaux de type passif avec ou sans compensation de 35 gain ; 3045915 -10- - traitement de réduction des canaux de type adaptatif avec alignement de la phase sur une référence et/ou un contrôle d'énergie ; - traitement de réduction de canaux de type hybride dépendant d'un indicateur de phase, représentatif d'une mesure de degré d'opposition de phase entre les canaux du signal 5 multicanal; - combinaison d'au moins deux modes de traitement passif, adaptatif ou hybride. Plusieurs types de traitement downmix sont ainsi possibles pour une meilleure adaptation au signal multicanal. Dans un mode de réalisation particulier, l'indicateur caractérisant les canaux du 10 signal audio multicanal est un indicateur de mesure de corrélation entre les canaux du signal audio multicanal. Cet indicateur permet d'adapter le traitement de réduction de canaux aux caractéristiques de corrélations des canaux du signal audio multicanal décodé. La détermination de cet indicateur est simple à mettre en oeuvre et la qualité du downmix en est 15 amélioré. Dans un autre mode de réalisation, l'indicateur caractérisant les canaux du signal audio multicanal est un indicateur de phase, représentatif d'une mesure de degré d'opposition de phase entre les canaux du signal multicanal. Cet indicateur permet d'adapter le traitement de réduction de canaux aux 20 caractéristiques de phase des canaux du signal audio multicanal et notamment aux signaux qui ont des canaux en opposition de phase. L'invention se rapporte également à un dispositif de traitement d'un signal audio multicanal décodé comportant un module de traitement de réduction de canaux pour obtenir un signal mono à restituer, remarquable en ce que le module de traitement de réduction de 25 canaux comprend : -un module d'extraction apte à obtenir au moins un indicateur caractérisant les canaux du signal audionumérique multicanal, par unité spectrale du signal multicanal ; -un module de sélection, apte à sélectionner, par unité spectrale du signal multicanal, parmi un ensemble de modes de traitement de réduction de canaux, un mode de 30 traitement de réduction de canaux en fonction de la valeur du au moins un indicateur caractérisant les canaux du signal audio multicanal. Ce dispositif présente les mêmes avantages que le procédé décrit ci-dessus qu'il met en oeuvre. Enfin, l'invention se rapporte à un programme informatique comprenant des 35 instructions de code pour la mise en oeuvre des étapes d'un procédé de codage selon l'invention, lorsque ces instructions sont exécutées par un processeur. 3045915 L'invention se rapporte enfin à support de stockage lisible par un processeur sur lequel est enregistré un programme informatique comprenant des instructions de code pour l'exécution des étapes du procédé tel que décrit. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la 5 lecture de la description suivante, donnée uniquement à titre d'exemple non limitatif, et faite en référence aux dessins annexés, sur lesquels: - la figure 1 illustre un codeur mettant en oeuvre un codage paramétrique connu de l'état de l'art et précédemment décrit; - la figure 2 illustre un décodeur mettant en oeuvre un décodage paramétrique connu 10 de l'état de l'art et précédemment décrit; - la figure 3 illustre un codeur paramétrique stéréo selon un mode de réalisation de l'invention; - les figures 4a, 4b, 4c, 4d, 4e et 4f illustrent sous forme d'organigramme les étapes du traitement de réduction de canaux selon différents modes de réalisation de l'invention; 15 - la figure 5 illustre un exemple d'évolution d'un indicateur caractérisant les canaux d'un signal multicanal donné utilisé selon un mode de réalisation de l'invention, pour un signal donné ; - la figure 6 illustre un exemple de pondérations possibles en fonction de la valeur d'un indicateur caractérisant les canaux d'un signal selon un mode de réalisation de 20 l'invention ; - la figure 7 illustre un décodeur paramétrique stéréo mettant en oeuvre un décodage adapté aux signaux codés selon le procédé de codage de l'invention ; - la figure 8 illustre un dispositif de traitement d'un signal audio décodé dans lequel un traitement de réduction de canaux selon l'invention est effectué ;et 25 - la figure 9 illustre un exemple matériel d'un équipement incorporant un codeur apte à mettre en oeuvre le procédé de codage, selon un mode de réalisation de l'invention. En référence à la figure 3, un codeur paramétrique de signaux stéréo selon un mode de réalisation de l'invention, délivrant à la fois un signal mono et des paramètres d'information 30 spatiale du signal stéréo est maintenant décrit. Cette figure présente à la fois les entités, modules hardwares ou logiciels pilotés par un processeur du dispositif de codage et les étapes mises en oeuvre par le procédé de codage selon un mode de réalisation de l'invention. On décrit ici le cas d'un signal stéréo. L'invention s'applique également au cas d'un 35 signal multicanal avec un nombre de canaux supérieur à 2. Ce codeur stéréo paramétrique tel qu'illustré utilise un codage mono de type normalisé EVS, il fonctionne avec des signaux stéréo échantillonnés à la fréquence 3045915 -12- d'échantillonnage F.s. de 8, 16, 32 et 48 kHz, avec des trames de 20 ms. Par la suite, sans perte de généralité, la description est principalement donnée pour le cas F.s. =16 kHz. Il est à noter que le choix d'une longueur de trames de 20 ms n'est en aucun cas restrictif dans l'invention qui s'applique pareillement dans des variantes du mode de 5 réalisation où la longueur de trames est différente, par exemple de 5 ou 10 ms, avec un autre codec qu'EVS. Par ailleurs, l'invention s'applique pareillement à d'autres types de codage mono (ex : IETF OPUS, UIT-T G.722) opérant à des fréquences d'échantillonnage identiques ou non. 10 Chaque canal temporel (L(n) et R(n)) échantillonné à 16 kHz est d'abord pré-filtré par un filtre passe-haut (HPF pour High Pass Filter en anglais) éliminant typiquement les composantes en dessous de 50 Hz (blocs 301 et 302). Ce pré-filtrage est optionnel, mais il peut être utilisé pour éviter le biais dû à la composante continue (DC) dans l'estimation de paramètres comme l'ICTD ou l'ICC. 15 Les canaux L'(n) et L'(n) issus des blocs de pré-filtrage sont analysés en fréquences par transformée de Fourier discrète avec fenêtrage sinusoïdal à recouvrement de 50% de longueur 40 ms soit 640 échantillons (blocs 303 à 306). Pour chaque trame, le signal (L'(n), R' (n)) est donc pondéré par une fenêtre d'analyse symétrique couvrant 2 trames de 20 ms soit 40 ms (soit 640 échantillons pour F.s=16 kHz). La fenêtre d'analyse de 40 ms couvre la trame 20 courante et la trame future. La trame future correspond à un segment de signal "futur" communément appelé "lookahead" de 20 ms. Dans des variantes de l'invention, d'autres fenêtres pourront être utilisées, par exemple une fenêtre asymétrique à bas retard appelée "ALDO" dans le codec EVS. De plus, dans des variantes, le fenêtrage d'analyse pourra être rendu adaptatif en fonction de la trame courante, afin d'utiliser une analyse avec une fenêtre 25 longue sur des segments stationnaires et une analyse avec des fenêtres courtes sur des segments transitoires/non stationnaires, avec éventuellement des fenêtres de transition entre fenêtres longue et courte. Pour la trame courante de 320 échantillons (20 ms à F.s. =16 kHz), les spectres obtenus, L [k] et R [k] (k =0...320), comprennent 321 coefficients complexes, avec une 30 résolution de 25 Hz par coefficient fréquentiel. Le coefficient d'indice k=0 correspond à la composante continue (0 Hz), il est réel. Le coefficient d'indice k =320 correspond à la fréquence de Nyquist (8000 Hz pour F.s=16 kHz), il est aussi réel. Les coefficients d'indice 0 0 ou th0 est équivalent à la comparaison IL [k] - R[k]1>th0.11,[k] + R[k] I, ce qui rend le processus de sélection de mode de downmix attractif en termes de complexité. Dans un premier mode de réalisation, la figure 4a illustre les étapes mises en oeuvre 5 pour le traitement de réduction de canaux du bloc 307. A l'étape E400, un indicateur caractérisant les canaux du signal audio multicanal est obtenu. Dans l'exemple illustré ici, il s'agit du paramètre ICCr tel que défini ci-dessus, calculé à partir du paramètre ICPD. L'indicateur ICCr correspond à une mesure de corrélation entre les canaux du signal multicanal, dans le cas particulier ici entre les canaux du signal 10 stéréo. Comme illustré sur cette figure 4a, le choix du downmix dépend principalement de l'indicateur ICCr[m] calculé comme expliqué précédemment à partir des canaux L et R de la trame courante et d'un lissage éventuel. Le choix entre modes de traitement downmix se fait en fonction de la valeur de 15 l'indicateur /CCr[m]. Plusieurs modes de traitement de downmix sont prévus et font partie d'un ensemble de modes de traitement de réduction de canaux (downmix) Le calcul du signal de downmix se fait raie par raie de la façon suivante, en utilisant trois 20 downmix potentiels qui sont listés ci-dessous : 1. Downmix de type passif (avec compensation de gain) . Ce downmix M1 [k] est défini comme un signe somme avec égalisation de l'énergie sous la forme : L[k] + R[k] M1 [k]= . y[k] 2 25 où y[k] est défini de sorte que M1 [k] soit équivalent à : i Mt [ki i = IL[k] I + IR[k] I { 2 LA/1[k] = L(L[k] + R[k]) On définit : y[k] = IL[k] + R[k]l Ce downmix est efficace pour les signaux stéréo (et leurs décompositions fréquentielles par raie ou sous-bandes) dont les canaux ne sont pas très corrélés et n'ont pas 30 une relation de phase complexe. Comme il n'est pas utilisé pour des signaux problématiques IL [k] I + IR [k] I 3045915 -19- où le gain y[k] pourrait prendre des valeurs arbitraires grandes, aucune limitation du gain n'est ici utilisée, cependant dans des variantes une limitation de l'amplification pourrait être mise en oeuvre. Dans des variantes, cette égalisation par le gain y[k] pourra être différente. Par 5 exemple il serait possible de prendre la valeur déjà citée: (y[k] = max ) IL[k]12 + IR[k]12 IL [k] + R[k]12 /2 L'intérêt du gain y[k] tient ici à ce qu'il assure le même niveau d'amplitude pour le downmix M1 [k] que pour les autres downmix utilisés. Il est donc préférable d'ajuster le gain y [k] pour assurer un niveau d'amplitude ou d'énergie homogène entre les différents downmix 10 IM3[1c]i = 2 1 +2 GN . LL[k] +1 -2 G N . LR[k] LM 3[k] = 2 où la valeur de SGN est à comprendre comme étant la valeur SGN[m] dans la trame courante, mais pour alléger les notations l'indice de la trame n'est pas mentionné ici. 15 Comme expliqué précédemment, la phase de ce downmix peut également s'exprimer de façon équivalente comme - LM3 [k] = ILL [k] si niveau L > niveau R LR[k] si niveau R > niveau L Ce downmix est similaire au downmix proposé par la méthode Samsudin précitée, cependant ici la phase de référence n'est pas donnée par le canal L et la phase est déterminée raie par raie et non au niveau d'une bande fréquentielle. 20 La phase est ici fixée en fonction du canal dominant identifié par le paramètre SGN. Ce downmix est intéressant pour les signaux très corrélés par exemple pour les signaux avec prise de son avec microphones de type AB ou binaurale. Il peut aussi arriver que des canaux indépendants aient une corrélation assez forte même s'il ne s'agit pas du même signal enregistré dans les canaux L et R ; pour éviter une commutation intempestive de la 25 référence de phase, il est préférable de n'autoriser une telle commutation que lorsque les signaux ne présentent pas de risque de génération d'artéfacts audio quand ce downmix est utilisé. Ceci explique la contrainte ICCr[m] th0 (th0=1.3), M2 [k] = M3 [k] Sinon M2 [k] = M1 [k] 10 Fin si Ce downmix est appliqué ici dans les cas où les signaux sont moyennement corrélés et où ils sont potentiellement en opposition de phase. Le paramètre ISD [k] sert ici à détecter une relation de phase proche de l'opposition de phase, et dans ce cas il est préférable de sélectionner le downmix avec alignement sur une référence de phase adaptative M3 [k]; dans 15 le cas contraire le dowmix passif avec compensation de gain M1 [k] est suffisant. Dans des variantes le seuil th0=1,3 appliqué à ISD[k] pourra prendre d'autres valeurs. On notera que le downmix M2 [k] correspond soit à 11/11[k] soit à M3 [k], selon la valeur du paramètre ISD[k]. On comprendra que dans des variantes de l'invention, il sera 20 donc possible de ne pas définir explicitement ce downmix M2 [k] mais de combiner les décisions sur la sélection du downmix et le critère sur I SD[k]. Un tel exemple est donné à la figure 4c cependant il est clair que cet exemple s'applique bien sûr à tous les modes de réalisation présentés ici. 25 Ainsi, selon la figure 4a, si à l'étape E401, l'indicateur est inférieur à un premier seuil thl, alors un premier mode de traitement downmix M1 est mis en oeuvre à l'étape E402. Si ICCr[m] 0,6 (Etape E405, N) M[k] = M3 [k] 5 Dans des variantes de l'invention, les valeurs des seuils thl, th2, th3 pourront être fixées à d'autres valeurs ; les valeurs données ici correspondent typiquement à une longueur de trame de 20 ms. Les fonctions de pondération des fonctions de combinaisons f 1(. , ) et f 2 (. , . ) sont illustrées à la figure 6. Ces fonctions de combinaisons réalisent un « fondu enchaîné » entre 10 downmix différents afin d'éviter les effets de seuil, c'est-à-dire des transitions trop abruptes entres les downmix respectifs d'une trame à l'autre pour une raie donnée. N'importe quelles fonctions de pondération ayant des valeurs complémentaires entre 0 et 1 conviennent dans l'intervalle défini, mais dans le mode de réalisation ces fonctions sont dérivées de la fonction : / COS 2 (n. I CCr [In] -0,5) . pour 0,4 ICCr[m] 0,6 P = 2 0,1 0 autrement 15 avec f 1 (M M2[1C]) = (1 P). Mi[k] + p. M2[1c] et f 2 (M2 [Id, M3 [k]) = (1 P)- 1113 [k] + p. M2 [k] On notera que le paramètre ICCr[m] est ici défini au niveau de la trame courante ; dans des variantes ce paramètre pourra être estimé par bande fréquentielle (par exemple selon 20 l'échelle ERB ou Bark). Dans un deuxième mode de réalisation, la figure 4b illustre les étapes mises en oeuvre pour le traitement de réduction de canaux du bloc 307. Cette variante de réalisation a pour but de simplifier la décision sur la méthode de downmix à utiliser et à réduire la complexité en ne 25 mettant pas en oeuvre le fondu enchainé entre deux méthodes de downmix Les étapes E400, E401, E402, E405 et E407 sont identiques à celles décrites en référence à la figure 4a. Ainsi, selon la figure 4b, si à l'étape E401, l'indicateur est inférieur à un premier seuil thl, alors un premier mode de traitement downmix M1 est mis en oeuvre à l'étape E402. 30 Si I C Cr [m] 0,6 (Etape E405, N) M[k] = M3 [k] Les méthodes de downmix Ml, M2 et M3 sont par exemple ceux décrits précédemment. A noter que le downmix M2 est un downmix hybride entre le downmix M1 et M3 qui fait intervenir un autre critère de décision sur un autre indicateur ISD tel que défini 10 précédemment. Une réalisation strictement identique en termes de résultat de la figure 4b est montrée à la figure 4c. Dans cette variante, l'évaluation des paramètres de sélection (bloc E450) et les décisions de sélection de downmix (bloc E451) sont rassemblées. 15 Dans un troisième mode de réalisation, la figure 4d illustre les étapes mises en oeuvre pour le traitement de réduction de canaux du bloc 307. Cette variante de réalisation a pour but de simplifier la décision sur la méthode de downmix à utiliser, cette fois-ci en n'utilisant pas le downmix passif Mi [k]. En effet ce downmix passif est en fait déjà inclut dans le downmix hybride M2 [k] ; de plus, on peut considérer que le downmix hybride est une 20 variante plus robuste que le downmix M1 [k] car il permet d'éviter les problèmes d'opposition de phase. Le downmix à la figure 4d est calculé comme suit : Si à l'étape E403, l'indicateur est inférieur à un seuil th2, alors le traitement downmix M2 est mis en oeuvre à l'étape E410. 25 Si ICCr[m] 0,6 (Etape E405, N) M[k] = M3 [k] 3045915 - 23 - Dans une variante non représentée ici, on pourra ne pas utiliser de fondu enchaîné et ainsi éliminer la décision E405 à la figure 4d. On notera que le mode de réalisation de la figure 4d est strictement équivalent à celui de la figure 4b en fixant thl à une valeur 1,3 (0 de l'étape E421 avec th0=1,3) alors le traitement de downmix est défini comme suit : LM [k] = ZL[k] I L[k]l + I R[k]l IM[k] I = 2 Si à l'étape E421, l'indicateur ISDN est inférieur au seuil th0, alors un deuxième mode de traitement downmix est mis en oeuvre à l'étape E423. Si ISD [k] 1,3), à l'étape E431, le mode de downmix sélectionné est cette fois-ci similaire à la méthode définie dans l'annexe D de G.722 mais de façon plus directe, sans utiliser d'IPD pleine bande. Ainsi, selon la figure 4f, si à l'étape E431, l'indicateur ISD[b] est supérieur à un 30 seuil th0, alors un premier mode de traitement downmix est mis en oeuvre à l'étape E432. Si ISD [k] >1,3 (0 de l'étape E431 avec th0=1,3) 3045915 - 24 - alors le traitement de downmix est défini comme suit (downmix avec alignement sur une référence de phase adaptative, M3) : pourk = kb - - - k b +1 1 LL[k]. IL [41 + ZR[k].1R[k]l IM[k] I = 2 Si à l'étape E431, l'indicateur ISD[b] est inférieur au seuil th0, alors un deuxième 5 mode de traitement downmix est mis en oeuvre à l'étape E433. Si ISD[b] REVENDICATIONS1. Procédé de codage paramétrique d'un signal audionumérique multicanal comportant une étape de codage (312) d'un signal mono (M) issu d'un traitement de réduction de canaux (307) appliqué au signal multicanal et de codage d'informations de spatialisation (315,316, 317) du signal multicanal, caractérisé en ce que le traitement de réduction de canaux comporte les étapes suivantes, mises en oeuvre par unité spectrale du signal multicanal: -extraction (307a) d'au moins un indicateur caractérisant les canaux du signal audionumérique multicanal ; -sélection (307b), parmi un ensemble de modes de traitement de réduction de canaux, d'un mode de traitement de réduction de canaux en fonction de la valeur du au moins un indicateur caractérisant les canaux du signal audio multicanal. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre la détermination d'un indicateur de phase, représentatif d'une mesure de degré d'opposition de phase entre les canaux du signal multicanal et en ce qu'un des modes de traitement de réduction de canaux dudit ensemble dépend de la valeur de l'indicateur de phase. 3. Procédé selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que l'ensemble de modes de traitement de réduction de canaux comprend une pluralité de traitement dans la liste suivante : - traitement de réduction de canaux de type passif avec ou sans compensation de gain ; - traitement de réduction des canaux de type adaptatif avec alignement de la phase sur une référence et/ou un contrôle d'énergie ; - traitement de réduction de canaux de type hybride dépendant d'un indicateur de phase, représentatif d'une mesure de degré d'opposition de phase entre les canaux du signal multicanal; - combinaison d'au moins deux modes de traitement passif, adaptatif ou hybride. 4. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'indicateur caractérisant les canaux du signal audio multicanal est un indicateur de mesure de corrélation entre les canaux du signal audio multicanal. 3045915 - 31 - 5. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'indicateur caractérisant les canaux du signal audio multicanal est un indicateur de phase, représentatif d'une mesure de degré d'opposition de phase entre les canaux du signal multicanal. 5 6. Dispositif de codage paramétrique d'un signal audionumérique multicanal comportant un codeur (312) apte à coder un signal mono (M) issu d'un module de traitement de réduction de canaux (307) appliqué au signal multicanal et un module de quantification (315,316, 317) pour coder des informations de spatialisation du signal multicanal, caractérisé en ce que le module de traitement de réduction de canaux comporte : 10 - un module d'extraction (307a) apte à obtenir au moins un indicateur caractérisant les canaux du signal audionumérique multicanal, par unité spectrale du signal multicanal; -un module de sélection (307b), apte à sélectionner, par unité spectrale du signal multicanal, parmi un ensemble de modes de traitement de réduction de canaux, un mode de traitement de réduction de canaux en fonction de la valeur du au moins un indicateur 15 caractérisant les canaux du signal audio multicanal. 7. Procédé de traitement d'un signal audio multicanal décodé comportant un traitement de réduction de canaux pour obtenir un signal mono à restituer, caractérisé en ce que le traitement de réduction de canaux comporte les étapes suivantes, mises en oeuvre par 20 unité spectrale du signal multicanal: -extraction (605a) d'au moins un indicateur caractérisant les canaux du signal audionumérique multicanal ; -sélection (605b), parmi un ensemble de modes de traitement de réduction de canaux, d'un mode de traitement de réduction de canaux en fonction de la valeur du au moins 25 un indicateur caractérisant les canaux du signal audio multicanal. 8. Dispositif de traitement d'un signal audio multicanal décodé comportant un module de traitement de réduction de canaux pour obtenir un signal mono à restituer, caractérisé en ce que le module de traitement de réduction de canaux comprend : 30 -un module d'extraction (605a) apte à obtenir au moins un indicateur caractérisant les canaux du signal audionumérique multicanal, par unité spectrale du signal multicanal ; -un module de sélection (605b), apte à sélectionner, par unité spectrale du signal multicanal, parmi un ensemble de modes de traitement de réduction de canaux, un mode de traitement de réduction de canaux en fonction de la valeur du au moins un indicateur 35 caractérisant les canaux du signal audio multicanal. 3045915 - 32 - 9. Programme informatique comportant des instructions de code pour la mise en oeuvre des étapes du procédé selon l'une des revendications 1 à 5, lorsque ces instructions sont exécutées par un processeur. 5 10. Support de stockage lisible par un processeur sur lequel est enregistré un programme informatique comprenant des instructions de code pour l'exécution des étapes du procédé selon l'une des revendications 1 à 5. 10