Brevet FR3040113A1 — publié le 20170217

B14363 - DD16341ST 1 CONVERTISSEUR DC-DC Domaine La présente demande concerne le domaine des convertisseurs statiques d'énergie électrique de type continu- continu, que l'on appellera ci-après convertisseurs DC-DC. Exposé de l'art antérieur Dans de nombreuses applications, par exemple pour alimenter un circuit électronique, on utilise un convertisseur DC-DC pour convertir une tension d'entrée continue en une tension de sortie continue inférieure ou supérieure. On s'intéresse ici plus particulièrement au domaine des convertisseurs DC-DC totalement ou partiellement intégrés dans des puces semiconductrices, destinés à alimenter des circuits électroniques contenus dans les puces elles-mêmes, ou des circuits électroniques externes. On trouve principalement trois grandes familles de convertisseurs DC-DC, les convertisseurs capacitifs, les convertisseurs inductifs, et les convertisseurs résonants. La figure 1 est un schéma électrique simplifié d'un exemple de convertisseur DC-DC de type capacitif. Plus particulièrement, dans l'exemple représenté, le convertisseur est un abaisseur par un facteur deux en tension. Ce convertisseur comprend deux interrupteurs S1 et S2 connectés en série entre un 3040113 B14363 - DD16341ST 2 noeud d'entrée e et un noeud de sortie s du convertisseur, et deux interrupteurs S3 et S4 connectés en série entre un noeud gnd d'application d'un potentiel de référence ou noeud de masse du convertisseur et le noeud de sortie s. Le convertisseur de la 5 figure 1 comprend de plus un condensateur C connecté entre le point milieu entre les interrupteurs S1 et S2 et le point milieu entre les interrupteurs S3 et S4. Le fonctionnement du convertisseur de la figure 1 est le suivant. Une tension d'entrée Ve est appliquée entre les noeuds 10 e et gnd, et une tension de sortie Vs est fournie entre les noeuds s et gnd. Les interrupteurs Sl, S2, S3 et S4 sont commandés par un circuit de commande (non représenté) selon un cycle périodique comprenant une alternance d'une première phase (1)1 pendant laquelle les interrupteurs S1 et S4 sont fermés (passants) et les 15 interrupteurs S2 et S3 sont ouverts (bloqués), et d'une deuxième phase (I)2 pendant laquelle les interrupteurs S1 et S4 sont ouverts et les interrupteurs S2 et S3 sont fermés, par exemple avec un rapport cyclique de l'ordre de 0,5 entre les phases (1)1 et (I)2. En régime établi, la tension de sortie Vs moyenne délivrée par le 20 convertisseur est sensiblement égale à la moitié de la tension d'entrée Ve. En pratique, les interrupteurs Sl, S2, S3 et S4 et le condensateur C peuvent être intégrés dans et sur une puce semiconductrice. Dans le cas où le convertisseur est destiné à alimenter des circuits internes à la puce, le convertisseur ne comporte alors que deux bornes de connexion à l'extérieur de la puce, reliées respectivement au noeud e et au noeud gnd. Dans le cas où le convertisseur est destiné à alimenter des circuits externes à la puce, le convertisseur comporte trois bornes de connexion à l'extérieur de la puce, reliées respectivement au noeud e, au noeud gnd et au noeud s. Un inconvénient des convertisseurs capacitifs du type décrit en relation avec la figure 1 réside dans les pertes énergétiques qu'ils induisent, liées notamment au fait que leur 35 fonctionnement est basé sur la charge d'un condensateur par une 3040113 B14363 - DD16341ST 3 source de tension. Ce type de convertisseur génère en outre des appels de courant importants sur de brèves périodes sur le noeud d'entrée e, ce qui peut poser des problèmes de compatibilité électromagnétique avec d'autres composants du système. 5 La figure 2 est un schéma électrique simplifié d'un exemple de convertisseur DC-DC de type inductif. Ce convertisseur comprend une inductance L dont une première extrémité est reliée d'une part à un noeud d'entrée e du convertisseur par un interrupteur Sl, et d'autre part à un noeud gnd d'application d'un 10 potentiel de référence du convertisseur par l'intermédiaire d'un interrupteur S2, et dont la deuxième extrémité est connectée à un noeud de sortie s du convertisseur. Dans l'exemple représenté, le convertisseur comprend en outre deux diodes Dl et D2 respectivement connectées en parallèle des interrupteurs S1 et 15 S2. Plus particulièrement, la diode Dl est connectée en direct entre le noeud e et l'inductance L, en parallèle de l'interrupteur Sl, et la diode D2 est connectée en direct entre le noeud gnd et l'inductance L, en parallèle de l'interrupteur S2. Le fonctionnement du convertisseur de la figure 2 est 20 le suivant. Une tension d'entrée Ve est appliquée entre les noeuds e et gnd, et une tension de sortie Vs est fournie entre les noeuds s et gnd. Les interrupteurs S1 et S2 sont commandés par un circuit de commande (non représenté) selon un cycle périodique comprenant une alternance d'une première phase (Dl pendant laquelle 25 l'interrupteur S1 est fermé et l'interrupteur S2 est ouvert, et d'une deuxième phase t2 pendant laquelle l'interrupteur S1 est ouvert et l'interrupteur S2 est fermé. En régime établi, la tension moyenne de sortie Vs délivrée par le convertisseur est sensiblement égale à aVe, où a est un coefficient inférieur à 1 30 sensiblement égal au rapport cyclique entre les phases (Dl et 011)2, c'est-à-dire au rapport entre la durée de la phase (Dl et la durée totale du cycle (égale à la somme des durées des phases (Dl et 011)2). Les diodes Dl et D2 sont des diodes de roue libre permettant d'assurer la continuité du chemin de circulation du courant dans 3040113 B14363 - DD16341ST 4 l'inductance L, de façon à éviter que des surtensions ne se produisent. Par rapport aux convertisseurs capacitifs du type décrit en relation avec la figure 1, les convertisseurs inductifs 5 présentent des pertes limitées, et génèrent des perturbations électromagnétiques réduites. Toutefois, un inconvénient des convertisseurs inductifs réside dans le fait que l'inductance L est difficilement intégrable. Ainsi, en pratique, dans le cas d'un convertisseur intégré dans et sur une puce semiconductrice, 10 l'inductance L est généralement un composant externe à la puce. En particulier, dans le cas où le convertisseur est destiné à alimenter des circuits internes à la puce, le convertisseur comprend, par rapport à un convertisseur capacitif du type décrit en relation avec la figure 1, deux bornes de connexion à 15 l'extérieur de la puce supplémentaires, destinées à être connectées respectivement aux deux extrémités de l'inductance L, externe à la puce. Il en résulte une augmentation de la surface de la puce occupée par le convertisseur. La figure 3 est un schéma électrique simplifié d'un 20 exemple de convertisseur DC-DC de type résonant. Ce convertisseur comprend deux interrupteurs S1 et S2 connectés en série entre un noeud d'entrée e et un noeud de sortie s du convertisseur, et deux interrupteurs S3 et S4 connectés en série entre un noeud gnd d'application d'un potentiel de référence du convertisseur, et le 25 noeud de sortie s. Le convertisseur de la figure 3 comprend de plus une inductance L et un condensateur C connectés en série entre le point milieu entre les interrupteurs S1 et S2 et le point milieu entre les interrupteurs S3 et S4. Dans l'exemple représenté, le convertisseur comprend en outre quatre diodes Dl, 30 D2, D3 et D4 respectivement connectées en parallèle des interrupteurs Sl, S2, S3 et S4. Plus particulièrement, la diode Dl est connectée en direct entre le noeud e et l'inductance L, en parallèle de l'interrupteur Sl, la diode D2 est connectée en direct entre l'inductance L et le noeud s, en parallèle de l'interrupteur S2, la diode D3 est connectée en direct entre le 3040113 B14363 - DD16341ST 5 noeud gnd et le condensateur C, en parallèle de l'interrupteur S3, et la diode D4 est connectée en direct entre le condensateur C et le noeud s, en parallèle de l'interrupteur S4. Le fonctionnement du convertisseur de la figure 3 est 5 le suivant. Une tension d'entrée Ve est appliquée entre les noeuds e et gnd, et une tension de sortie Vs est fournie entre les noeuds s et gnd. Les interrupteurs Sl, S2, S3 et S4 sont commandés par un circuit de commande (non représenté) selon un cycle périodique comprenant une alternance d'une première phase (1)1 pendant laquelle 10 les interrupteurs S1 et S4 sont fermés et les interrupteurs S2 et S3 sont ouverts, et d'une deuxième phase (I)2 pendant laquelle les interrupteurs S1 et S4 sont ouverts et les interrupteurs S2 et S3 sont fermés, par exemple avec un rapport cyclique de l'ordre de 0,5 entre les phases (1)1 et (I)2. La fréquence de commutation des 15 interrupteurs est choisie sensiblement égale à la fréquence de résonance du circuit LC formé par l'inductance L et le condensateur C, et les commutations des interrupteurs entre les phases (1)1 et (I)2 sont mises en oeuvre lors des passages à zéro du courant circulant dans le circuit LC. En régime établi, la tension 20 moyenne de sortie Vs délivrée par le convertisseur est sensiblement égale à la moitié de la tension d'entrée Ve. Les diodes Dl, D2, D3 et D4 sont des diodes de roue libre permettant d'assurer la continuité du chemin de circulation du courant dans l'inductance L, de façon à éviter que des surtensions ne se 25 produisent. Par rapport aux convertisseurs capacitifs du type décrit en relation avec la figure 1, les convertisseurs résonants présentent des pertes limitées, notamment en raison du fait qu'ils exploitent la résonance du circuit LC pour charger et décharger 30 le condensateur C, et en raison du fait que les commutations des interrupteurs sont réalisées aux passages à zéro du courant traversant le convertisseur. De plus, par rapport aux convertisseurs capacitifs, les convertisseurs résonants génèrent des perturbations électromagnétiques réduites. Les convertisseurs 35 résonants ont en outre pour avantage que leur inductance peut 3040113 B14363 - DD16341ST 6 avoir une valeur significativement plus petite que l'inductance d'un convertisseur inductif du type décrit en relation avec la figure 2 (par exemple réduite d'un facteur 100 par rapport à l'inductance d'un convertisseur inductif). 5 Toutefois, du fait des oscillations en résonance du circuit LC, l'inductance L d'un convertisseur résonant est traversée par des courants relativement importants, supérieurs au courant de sortie du convertisseur. Ceci oblige à prévoir une inductance robuste, et donc volumineuse. Il en résulte que 10 l'inductance L, bien que présentant une valeur réduite par rapport à un convertisseur inductif du type décrit en relation avec la figure 2, reste difficilement intégrable. Ainsi, en pratique, dans le cas d'un convertisseur intégré dans et sur une puce semiconductrice, l'inductance L est généralement un composant 15 externe. Le convertisseur comprend donc, par rapport à un convertisseur capacitif du type décrit en relation avec la figure 1, deux bornes de connexion à l'extérieur de la puce supplémentaires, destinées à être connectées respectivement aux deux extrémités de l'inductance L. 20 Il serait souhaitable de pouvoir disposer d'un convertisseur DC-DC palliant au moins en partie certains des inconvénients des convertisseurs DC-DC existants. Résumé Ainsi, un mode de réalisation prévoit un convertisseur 25 DC-DC comprenant : au moins une cellule comportant des premier et deuxième interrupteurs connectés en série entre des premier et deuxième noeuds de la cellule, des troisième et quatrième interrupteurs connectés en série entre des troisième et quatrième noeuds de la cellule, et un condensateur connecté entre le point 30 milieu entre les premier et deuxième interrupteurs et le point milieu entre les troisième et quatrième interrupteurs ; une inductance dont une première extrémité est connectée au premier noeud de la cellule ; et un circuit de commande adapté à commander les interrupteurs selon un cycle de commande périodique comportant 35 une première phase dans laquelle les premier et quatrième 3040113 B14363 - DD16341ST 7 interrupteurs sont fermés et les deuxième et troisième interrupteurs sont ouverts, et une deuxième phase dans laquelle les premier et quatrième interrupteurs sont ouverts et les deuxième et troisième interrupteurs sont fermés, la durée de la 5 première phase étant choisie en fonction de la fréquence de résonance du circuit LC formé par l'inductance et le condensateur. Selon un mode de réalisation, l'inductance a une deuxième extrémité connectée à un noeud d'application d'une tension d'entrée du convertisseur, et le deuxième noeud est un 10 noeud de fourniture d'une tension de sortie du convertisseur. Selon un mode de réalisation, la durée de la première phase est sensiblement égale à la moitié de la période de résonance du circuit LC formé par l'inductance et le condensateur. Selon un mode de réalisation, le circuit de commande est 15 adapté à détecter les passages à zéro du courant traversant l'inductance, et à commuter les interrupteurs de la première phase vers la deuxième phase lors desdits passages à zéro. Selon un mode de réalisation, la deuxième phase a une durée comprise entre 10 et 30 pourcents de la durée de la première 20 phase. Selon un mode de réalisation, le circuit de commande est adapté à mesurer le rendement du convertisseur, et à ajuster en conséquence la durée de la deuxième phase pour tendre vers un point de fonctionnement présentant un rendement maximal. 25 Selon un mode de réalisation, les deuxième et quatrième noeuds sont confondus. Selon un mode de réalisation, les premier et troisième noeuds sont confondus. Selon un mode de réalisation, les interrupteurs et le 30 condensateur sont intégrés dans une puce de circuits intégrés. Selon un mode de réalisation le convertisseur comporte plusieurs cellules identiques, chaque cellule ayant ses premier, deuxième, troisième et quatrième noeuds connectés respectivement aux premiers, deuxièmes, troisièmes et quatrièmes noeuds des 35 autres cellules. 3040113 B14363 - DD16341ST 8 Brève description des dessins Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation 5 avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1, précédemment décrite, est un schéma électrique simplifié d'un exemple d'un convertisseur DC-DC capacitif ; la figure 2, précédemment décrite, est un schéma 10 électrique simplifié d'un exemple d'un convertisseur DC-DC inductif ; la figure 3, précédemment décrite, est un schéma électrique simplifié d'un exemple d'un convertisseur DC-DC résonant ; 15 la figure 4 est un schéma électrique simplifié d'un exemple d'un mode de réalisation d'un convertisseur DC-DC ; les figures aA et 5B sont des diagrammes illustrant le fonctionnement du convertisseur DC-DC de la figure 4 ; la figure 6 est un schéma électrique simplifié d'un 20 autre exemple d'un mode de réalisation d'un convertisseur DC-DC ; et la figure 7 est un schéma électrique simplifié d'un autre exemple d'un mode de réalisation d'un convertisseur DC-DC. Description détaillée 25 De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références aux différentes figures et, de plus, les diagrammes des figures 5A et 5B ne sont pas tracés à l'échelle. Par souci de clarté, seuls les éléments qui sont utiles à la compréhension des modes de réalisation décrits ont été représentés et sont 30 détaillés. En particulier, les circuits de commande des interrupteurs des convertisseurs DC-DC décrits n'ont pas été représentés et ne sont pas détaillés, la réalisation de circuits de commande adaptés aux modes de réalisation décrits étant à la portée de l'homme du métier à la lecture de la présente 35 description. Dans la présente description, on utilise le terme 3040113 B14363 - DD16341ST 9 "connecté" pour désigner une liaison électrique directe, sans composant électronique intermédiaire, par exemple au moyen d'une ou plusieurs pistes conductrices, et le terme "couplé" ou le terme "relié", pour désigner une liaison qui peut être directe 5 (signifiant alors "connecté") ou qui peut être réalisée par l'intermédiaire d'un ou plusieurs composants. Sauf précision contraire, les expressions "approximativement", "sensiblement", "environ" et "de l'ordre de" signifient à 10 % près, de préférence à 5 % près. 10 La figure 4 est un schéma électrique simplifié d'un exemple d'un mode de réalisation d'un convertisseur DC-DC. Le convertisseur de la figure 4 comprend deux interrupteurs S1 et S2 connectés en série entre un noeud n1 et un noeud de sortie s du convertisseur. Plus particulièrement, l'interrupteur S1 relie le 15 noeud n1 à un noeud intermédiaire n2, et l'interrupteur S2 relie le noeud n2 au noeud s. Le convertisseur de la figure 4 comprend en outre deux interrupteurs S3 et S4 connectés en série entre un noeud gnd d'application d'un potentiel de référence ou noeud de masse du convertisseur et le noeud de sortie s. Plus 20 particulièrement, l'interrupteur S3 relie le noeud gnd à un noeud intermédiaire n3, et l'interrupteur S4 relie le noeud n3 au noeud s. Les interrupteurs Sl, S2, S3 et S4 sont par exemple des transistors MOS. Le convertisseur de la figure 4 comprend en outre un 25 condensateur C dont une première électrode est connectée au noeud n2, c'est-à-dire au point milieu entre les interrupteurs S1 et S2, et dont la deuxième électrode est connectée au noeud n3, c'est-à-dire au point milieu entre les interrupteurs S3 et S4. Le convertisseur de la figure 4 comprend de plus une inductance L 30 dont une première extrémité est connectée au noeud nl, et dont la deuxième extrémité est connectée à un noeud d'entrée e du convertisseur. L'inductance L et le condensateur C définissent un circuit résonant LC série, dans lequel l'inductance L et le condensateur C sont séparés par l'interrupteur Sl. 3040113 B14363 - DD16341ST 10 Dans l'exemple représenté, le convertisseur comprend en outre quatre diodes Dl, D2, D3 et D4 respectivement connectées en parallèle des interrupteurs Sl, S2, S3 et S4. Plus particulièrement, dans cet exemple, la diode Dl est connectée en 5 direct entre les noeuds nl et n2, en parallèle de l'interrupteur Sl, la diode D2 est connectée en direct entre les noeuds n2 et s, en parallèle de l'interrupteur S2, la diode D3 est connectée en direct entre les noeuds gnd et n3, en parallèle de l'interrupteur S3, et la diode D4 est connectée en direct entre les noeuds n3 et 10 s, en parallèle de l'interrupteur S4. Le fonctionnement du convertisseur de la figure 4 va maintenant être décrit en relation avec les figures 4, aA et 5B. La figure 5A est un chronogramme représentant schématiquement l'évolution, en fonction du temps, du courant iL 15 circulant dans l'inductance L du convertisseur de la figure 4, et la figure 5B est un chronogramme représentant schématiquement l'évolution, en fonction du temps, de la tension Vc aux bornes du condensateur C du convertisseur de la figure 4. Une tension d'entrée Ve est appliquée entre les noeuds 20 e et gnd du convertisseur, et une tension de sortie Vs est fournie entre les noeuds s et gnd du convertisseur. Les interrupteurs Sl, S2, S3 et S4 sont commandés par un circuit de commande (non représenté) selon une séquence périodique dont chaque période ou cycle comprend une première phase (1)1 pendant laquelle les 25 interrupteurs S1 et S4 sont fermés et les interrupteurs S2 et S3 sont ouverts, et d'une deuxième phase (I)2 pendant laquelle les interrupteurs S1 et S4 sont ouverts et les interrupteurs S2 et S3 sont fermés. Pendant la phase 01, un courant circule entre le noeud 30 d'entrée e et le noeud de sortie s du convertisseur, en passant par le circuit résonant défini par l'inductance L et le condensateur C. Pendant la phase 01, le convertisseur de la figure 4 se comporte comme un convertisseur résonant du type décrit en relation avec la figure 3, c'est-à-dire que le courant traversant 35 le convertisseur tend à osciller à la fréquence de résonance du 3040113 B14363 - DD16341ST 11 circuit LC. La durée T(Di de la phase (1)1 est choisie sensiblement égale à la moitié de la période de résonance du circuit LC (c'est-à-dire sensiblement égale à 71-1/M' dans le cas où la tension de sortie est considérée comme étant constante, c'est-à-dire dans le 5 cas où la capacité de sortie entre le noeud s et le noeud gnd est suffisamment élevée pour que les oscillations de tension sur le noeud de sortie s soient considérées comme négligeables), de façon que la commutation des interrupteurs de la phase (D1 vers la phase (I)2 se produise sensiblement au moment du passage à zéro du courant 10 circulant dans le convertisseur. Ainsi, dans cet exemple, comme cela apparaît sur la figure 5A, le courant iL circulant dans l'inductance L croît de façon continue depuis une valeur sensiblement nulle jusqu'à une valeur crête iLmax pendant la première moitié de la phase (I)1, puis décroît de façon continue 15 depuis la valeur crête iLmax jusqu'à une valeur sensiblement nulle pendant la deuxième moitié de la phase (I)1. Sous l'effet du courant iL, le condensateur C se charge. Ainsi, comme cela apparaît sur la figure 5B, la tension VC aux bornes du condensateur C croit de façon continue pendant sensiblement toute la durée de la phase 20 (I)1. Pendant la phase (IQ, il ne circule plus de courant dans l'inductance L (iL = 0), mais un courant de décharge du condensateur C circule entre le noeud de masse gnd et le noeud de sortie s du convertisseur. Pendant la phase (IQ, le convertisseur 25 se comporte comme un convertisseur capacitif du type décrit en relation avec la figure 1, c'est-à-dire un convertisseur ne présentant pas de comportement oscillant. Comme cela apparaît sur la figure 5B, la tension VC aux bornes de la phase (IQ décroît de façon continue pendant sensiblement toute la durée de la phase 30 ee. La durée Toim de la phase (IQ est inférieure à la durée T(Di de la phase t1, afin de limiter les pertes qui sont plus élevées pendant la phase (IQ que pendant la phase (DL La durée Toim de la phase (IQ peut être choisie de façon à optimiser les performances du convertisseur, notamment en termes de rendement énergétique. 35 En pratique, les inventeurs ont constaté qu'on obtient un bon 3040113 B14363 - DD16341ST 12 rendement énergétique pour une durée T(D2 comprise entre 10% et 30% de la durée Te'', par exemple de l'ordre de 20% de la durée T(Di. A l'issue de la phase (IQ, les interrupteurs commutent à nouveau vers la phase t1, et le cycle recommence. 5 En régime établi, la tension de sortie Vs moyenne délivrée par le convertisseur est sensiblement égale à la moitié de la tension d'entrée Ve. A titre d'exemple, les durées T(Di et Toim des phases (IQ et (IQ sont déterminées à la conception du convertisseur, le 10 circuit de commande du convertisseur étant configuré pour mettre en oeuvre une séquence périodique de commande des interrupteurs Sl, S2, S3 et S4 respectant ces durées prédéterminées. A titre de variante, la durée T(Di de la phase (IQ n'est pas prédéterminée, et le circuit de commande du convertisseur est 15 configuré pour détecter, en cours de fonctionnement, les passages à zéro ou à une valeur sensiblement nulle du courant circulant dans le circuit LC pendant la phase fil, et à commuter les interrupteurs Sl, S2, S3 et S4 de la phase (IQ vers la phase (IQ lorsque le courant atteint une valeur sensiblement nulle. Ce mode 20 de fonctionnement permet au convertisseur d'adapter automatiquement la durée T(Di de la phase (IQ à la demi-période de résonance du circuit résonant défini par l'inductance L et le condensateur C. Ceci permet notamment au convertisseur de tenir compte automatiquement de dérives éventuelles de la fréquence de 25 résonance du circuit LC, liées par exemple au vieillissement des composants, à des variations de température, ou à la nature de la charge alimentée par le convertisseur. La durée Toim de la phase (IQ peut quant à elle être prédéterminée ou être fixée à un pourcentage prédéterminé de la durée T(Di (la durée T(ji pouvant 30 être mesurée in situ par le circuit de commande). A titre de variante, la durée Toim de la phase (IQ n'est pas prédéterminée (ni de façon absolue ni relativement à la durée T(Di de la phase (D1), et le circuit de commande du convertisseur est configuré pour mesurer, en cours de fonctionnement, le 35 rendement énergétique du convertisseur (par exemple via des 3040113 B14363 - DD16341ST 13 mesures des tensions d'entrée et de sortie du convertisseur), et pour ajuster en conséquence, de manière automatique, la durée Te,2 de la phase (1)2, de façon à tendre vers un point de fonctionnement présentant un rendement énergétique maximal. 5 Dans l'exemple de la figure 4, les diodes Dl, D2, D3 et D4 ont pour fonction, dans le cas où la durée T(Di de la phase (I)1 ne serait pas strictement égale à la demi-période de résonance du convertisseur, de former un chemin de décharge de l'inductance L, de façon à éviter que des surtensions ne se produisent. Les diodes 10 Dl, D2, D3 et D4 sont toutefois facultatives. Un avantage du convertisseur de la figure 4 est qu'il présente des pertes limitées par rapport à un convertisseur capacitif du type décrit en relation avec la figure 1, notamment en raison du fait qu'il utilise la résonance du circuit LC pour 15 charger de façon sensiblement adiabatique le condensateur C, et en raison du fait que les commutations des interrupteurs de la phase (Dl vers la phase 1)2 se produisent lors du passage à une valeur sensiblement nulle du courant traversant le convertisseur. Un autre avantage du convertisseur de la figure 4 est 20 que son inductance L est moins sollicitée que l'inductance L d'un circuit résonant du type décrit en relation avec la figure 3. En effet, dans le convertisseur de la figure 4, le courant de décharge du condensateur C ne transite pas par l'inductance L. Il en résulte que le convertisseur de la figure 4 peut fonctionner avec une 25 inductance moins robuste, et par conséquent plus aisément intégrable, que le convertisseur de la figure 3. Un autre avantage du convertisseur de la figure 4 est que, dans le cas où le convertisseur est intégré dans et sur une puce semiconductrice, même si l'inductance L est un composant 30 externe à la puce, le convertisseur ne comprend aucune borne de connexion à l'extérieur de la puce supplémentaire par rapport à un convertisseur du type décrit en relation avec la figure 1. Plus particulièrement, dans le cas où le convertisseur est destiné à alimenter des circuits internes à la puce, le convertisseur ne 35 comporte que deux bornes de connexion à l'extérieur de la puce, 3040113 B14363 - DD16341ST 14 reliées respectivement au noeud nl et au noeud gnd, et dans le cas où le convertisseur est destiné à alimenter des circuits externes à la puce, le convertisseur comporte trois bornes de connexion à l'extérieur de la puce, reliées respectivement au 5 noeud nl, au noeud gnd et au noeud s. Dans le convertisseur de la figure 4, l'inductance L permet que la charge du condensateur C soit réalisée sous un courant présentant des variations plus douces que dans un convertisseur capacitif du type décrit en relation avec la figure 10 1. Ceci permet de limiter les pertes par conduction et par commutation dans les interrupteurs Sl, S2, S3 et S4. On notera que les pertes par conduction dépendent notamment du coefficient d'amortissement m = R.e/L, où R est la valeur de la résistance série du circuit, qui dépend notamment de la résistance à l'état 15 passant des interrupteurs. Les valeurs de l'inductance L et de la capacité C sont par exemple choisies de façon que le circuit présente un facteur d'amortissement m inférieur ou égal, de façon à bénéficier d'un fonctionnement sensiblement adiabatique pendant la phase (DL 20 Le tableau ci-dessous présente, à titre comparatif, les caractéristiques de trois convertisseurs Cl, C2 et C3, le convertisseur Cl étant un convertisseur capacitif du type décrit en relation avec la figure 1, le convertisseur C2 étant un convertisseur résonant du type décrit en relation avec la figure 25 3, et le convertisseur C3 étant un convertisseur à demi-résonance du type décrit en relation avec la figure 4. Dans cet exemple, dans les trois convertisseurs Cl, C2 et C3, les interrupteurs Sl, S2, S3 et S4 ont des résistances à l'état passant de l'ordre de 50 mf). De plus, dans les trois convertisseurs Cl, C2 et C3, une 30 charge présentant une résistance de sortie Rs de l'ordre de 1 S2 est connectée entre le noeud de sortie s et le noeud gnd du convertisseur. Par ailleurs, dans les convertisseurs C2 et C3, l'inductance L a une valeur de l'ordre de 1 nH, ce qui conduit à une fréquence de résonance du convertisseur d'environ 300 MHz. On 35 considère ici des convertisseurs Cl, C2 et C3 intégrés dans et 3040113 B14363 - DD16341ST 15 sur des puces de silicium, à l'exception des inductances L des convertisseurs C2 et C3 qui sont des composants externes. De plus, on considère dans cet exemple que chacun des convertisseurs fournit une tension de sortie de l'ordre de 1 V, ce qui correspond, 5 pour une charge de 1 f), à un courant de sortie is de l'ordre de 1 A. Dans les colonnes du tableau ci-dessous, sont indiqués, pour chacun des convertisseurs Cl, C2, C3, en partant de la colonne de gauche : le rendement énergétique Re (en pourcents) dans le 10 cas où le condensateur C du convertisseur à une capacité de l'ordre de 1 nF ; la capacité du condensateur C du convertisseur pour obtenir un rendement énergétique de 89 pourcents ; le nombre Nes de bornes de connexion à l'extérieur de la puce du convertisseur ; le rapport entre l'intensité maximale iLmax du courant circulant 15 dans l'inductance L et le courant de sortie is du convertisseur (pour les convertisseurs C2 et C3 seulement) ; et le courant d'entrée maximum iemax (en A) vu sur la borne d'entrée e du convertisseur. Re Ssi Nes iLmax/is i emax Cl 40 10 2 10 C2 89 1 4 1,5 1,5 C3 67 3 2 0 ,6 0,6 Comme cela ressort du tableau ci-dessus, le 20 convertisseur de la figure 4 constitue un compromis intéressant, en termes de rendement et de surface (plus la capacité du condensateur C est petite, plus la surface de silicium occupée par le convertisseur est petite), entre le convertisseur de la figure 1 et le convertisseur de la figure 3, et permet de réduire 25 le nombre de bornes de connexion à l'extérieur de la puce par rapport au convertisseur de la figure 3. De plus, dans le convertisseur de la figure 4, l'inductance L voit des courants moins élevé que dans le convertisseur de la figure 3 (pour un courant de sortie donné du convertisseur). En outre, dans le 30 convertisseur de la figure 4, le courant d'entrée maximal iemax est réduit par rapport aux convertisseurs des figures 1 et 3. 3040113 B14363 - DD16341ST 16 Les modes de réalisation décrits ne se limitent pas à l'exemple décrit en relation avec la figure 4, d'un convertisseur DC-DC adapté à fournir une tension de sortie Vs égale à la moitié de la tension d'entrée Ve qui lui est appliquée. Plus généra-5 lement, tout convertisseur DC-DC capacitif peut être modifié pour obtenir un fonctionnement à demi-résonance du type décrit ci-dessus, en lui adjoignant une inductance L connectée à un noeud e d'application de la tension d'entrée du convertisseur, l'inductance L étant séparée du condensateur C du convertisseur 10 par un interrupteur, et étant disposée de façon à former, pendant au moins une phase de fonctionnement du convertisseur, un circuit résonant LC série avec le condensateur C. La figure 6 est un schéma électrique simplifié d'un autre exemple d'un mode de réalisation d'un convertisseur DC-DC 15 adapté à fournir une tension de sortie Vs sensiblement égale à deux fois la tension d'entrée Ve qui lui est appliqué. Le convertisseur de la figure 6 diffère du convertisseur de la figure 4 principalement en ce que, dans le convertisseur de la figure 6, l'interrupteur S3 est connecté non pas entre le noeud 20 gnd et le noeud n3 comme dans l'exemple de la figure 4, mais entre le noeud n1 et le noeud n3, et l'interrupteur S4 est connecté non pas entre le noeud n3 et le noeud s comme dans l'exemple de la figure 4, mais entre le noeud n3 et le noeud gnd. Pour le reste, le convertisseur de la figure 6 est 25 sensiblement identique au convertisseur de la figure 4, et fonctionne sensiblement de la même manière. Les interrupteurs sont de préférence associés à des diodes de roue libre non représentées. En régime établi, la tension de sortie Vs moyenne 30 délivrée par le convertisseur de la figure 6 est sensiblement égale à deux fois la tension d'entrée Ve. Les modes de réalisation décrits peuvent par ailleurs être adaptés à des convertisseurs DC-DC multi-cellules, c'est-à-dire comportant une pluralité de cellules élémentaires de 35 conversion identiques ou similaires connectées en parallèle entre 3040113 B14363 - DD16341ST 17 des bornes d'entrée et des bornes de sortie du convertisseur. Dans ce cas, l'inductance L peut être mutualisée, c'est-à-dire partagée par plusieurs cellules du convertisseur, par exemple par l'ensemble des cellules du convertisseur. 5 La figure 7 est un schéma électrique simplifié d'un exemple d'un mode de réalisation d'un convertisseur DC-DC multicellules. Dans l'exemple représenté, le convertisseur comprend trois cellules élémentaires de conversion celli, cell2, cell3. 10 Dans la pratique, le nombre de cellules peut être différent de trois. Dans cet exemple, chaque cellule celli, avec i entier allant de 1 à 3, comprend sensiblement les mêmes éléments que le convertisseur de la figure 4, à l'exception de l'inductance L et du noeud e. Les noeuds n1 de toutes les cellules du convertisseur 15 sont connectés à un même noeud N1, les noeuds s de toutes les cellules du convertisseur sont connectés à un même noeud S, et les noeuds gnd de toutes les cellules du convertisseur sont connectés à un même noeud GND. Le convertisseur de la figure 7 comprend en outre une inductance L reliant le noeud N1 à un noeud 20 E du convertisseur. La tension d'entrée VE du convertisseur est appliquée entre les noeuds E et GND, et la tension de sortie du convertisseur est délivrée entre les noeuds S et GND. Chaque cellule élémentaire celli comprend un circuit de contrôle, non représenté, adapté à commander ses interrupteurs 25 Sl, S2, S3, S4 selon une séquence périodique du type décrit en relation avec la figure 4. Dans le mode de réalisation de la figure 7, les durées T(Di et TolD2 des phases (D1 et (IQ peuvent être ajustées de façon à maximiser le rendement énergétique du convertisseur. Les interrupteurs sont de préférence associés à des 30 diodes de roue libre non représentées. Les séquences de commande des différentes cellules sont de préférence décalées d'un déphasage de l'ordre de T clk/Nbcell, Tclk étant la période de la séquence (égale T(Di+T(D2 dans les exemples susmentionnés), et Nbcell étant le nombre de cellules du 35 convertisseur (N=3 dans l'exemple simplifié représenté en figure 3040113 B14363 - DD16341ST 18 7). Les cellules élémentaires du convertisseur sont alors commandées sensiblement de la même manière, mais avec un décalage temporel entre les phases de commande (IQ et (IQ des différentes cellules. 5 En régime établi, la tension de sortie VS moyenne délivrée par le convertisseur est sensiblement égale à la moitié de la tension d'entrée VE. Un avantage du mode de réalisation de la figure 7 est qu'il permet de limiter les oscillations de la tension de sortie 10 VS du convertisseur, tout en conservant les avantages susmentionnés du fonctionnement en demi-résonance, et en limitant le nombre de bornes de connexion à l'extérieur de la puce dans le cas d'un convertisseur intégré dans une puce de circuits intégrés. Des modes de réalisation particuliers ont été décrits. 15 Diverses variantes et modifications apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, dans les modes de réalisation décrits ci-dessus, le cycle périodique de commande du convertisseur à demi-résonance peut optionnellement comporter, en plus des phases (IQ et (IQ, par exemple après la phase (IQ, au moins une troisième 20 phase 011)3 de durée T(D3 (non représentée). La prévision d'une ou plusieurs phases de commande supplémentaires peut notamment permettre d'ajuster le gain de conversion en tension du convertisseur sans dégrader son rendement. A titre d'exemple, dans les convertisseurs des figures 4 et 6, les interrupteurs S1, S2, S3 25 et S4 peuvent être maintenus ouverts pendant une troisième phase 011)3 suivant la phase ee. A titre de variante, les interrupteurs S1 et S2 peuvent être maintenus fermés et les interrupteurs S3 et S4 ouverts pendant la phase e,3. De plus, bien que les modes de réalisation décrits se 30 prêtent bien à la réalisation d'un convertisseur DC-DC totalement ou partiellement intégré dans une puce de circuits intégrés, ils ne se limitent pas à ce cas particulier. A titre de variante, les convertisseurs décrits peuvent être réalisés au moyen de composants discrets. 3040113 B14363 - DD16341ST 19 En outre, selon la valeur d'inductance L choisie, l'inductance L peut être formée par les pistes d'interconnexion du convertisseur. REVENDICATIONS1. Convertisseur DC-DC comprenant : au moins une cellule comportant des premier (S1) et deuxième (S2) interrupteurs connectés en série entre des premier (n1) et deuxième (s) noeuds de la cellule, des troisième (S3) et quatrième (S4) interrupteurs connectés en série entre des troisième (gnd ; n1) et quatrième (s ; gnd) noeuds de la cellule, et un condensateur (C) connecté entre le point milieu (n2) entre les premier (S1) et deuxième (S2) interrupteurs et le point milieu (n3) entre les troisième (S3) et quatrième (S4) interrupteurs ; une inductance (L) dont une première extrémité est connectée au premier noeud (n1) de la cellule ; et un circuit de commande adapté à commander les interrupteurs selon un cycle de commande périodique comportant une première phase (fil) dans laquelle les premier (S1) et quatrième (S4) interrupteurs sont fermés et les deuxième (S2) et troisième (S3) interrupteurs sont ouverts, et une deuxième phase )2) dans laquelle les premier (S1) et quatrième (S4) interrupteurs sont ouverts et les deuxième (S2) et troisième (S3) interrupteurs sont fermés, la durée (Te,i) de la première phase (fil) étant choisie en fonction de la fréquence de résonance du circuit LC formé par l'inductance (L) et le condensateur (C). 2. Convertisseur selon la revendication 1, dans lequel l'inductance (L) a une deuxième extrémité connectée à un noeud (e ; E) d'application d'une tension d'entrée (Ve ; VE) du conver- tisseur, et dans lequel le deuxième noeud (s) est un noeud de fourniture d'une tension de sortie (Vs ; Vs) du convertisseur. 3. Convertisseur selon la revendication 1 ou 2, dans lequel la durée (Te,i) de la première phase (fil) est sensiblement égale à la moitié de la période de résonance du circuit LC formé 30 par l'inductance (L) et le condensateur (C). 4. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel le circuit de commande est adapté à détecter les passages à zéro du courant (iL) traversant l'inductance (L), et à commuter les interrupteurs (S1, S2, S3, 3040113 B14363 - DD16341ST 21 S4) de la première phase (fil) vers la deuxième phase ((IQ) lors desdits passages à zéro. 5. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel la deuxième phase ((IQ) a une durée (Tolm) 5 comprise entre 10 et 30 pourcents de la durée (T,:it,i) de la première phase (fil). 6. Convertisseur selon la revendication 5, dans lequel le circuit de commande est adapté à mesurer le rendement du convertisseur, et à ajuster en conséquence la durée (Tolm) de la 10 deuxième phase )2) pour tendre vers un point de fonctionnement présentant un rendement maximal. 7. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel les deuxième (s) et quatrième (s) noeuds sont confondus. 15 8. Convertisseur selon l'une quelconque des revendica- tions 1 à 6, dans lequel les premier (n1) et troisième (n1) noeuds sont confondus. 9. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, dans lequel les interrupteurs (S1, S2, S3, S4) et le 20 condensateur (C) sont intégrés dans une puce de circuits intégrés. 10. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, comportant plusieurs cellules identiques, chaque cellule ayant ses premier (n1), deuxième (s), troisième (gnd ; n1) et quatrième (s ; gnd) noeuds connectés respectivement aux 25 premiers (n1), deuxièmes (s), troisièmes (gnd ; n1) et quatrièmes (s ; gnd) noeuds des autres cellules.