Brevet FR3038798A1 — publié le 20170113

RÉCEPTEUR RFID À TRÈS HAUT DÉBIT DESCRIPTION DOMAINE TECHNIQUE La présente invention concerne de manière générale le domaine des récepteurs RFID (Radio Frequency Identification) et plus particulièrement les récepteurs RFID à très haut débit ou VHBR (Very High Bit Rate). ÉTAT DE LA TECHNIQUE ANTÉRIEURE La première génération des systèmes RFID a fait l'objet d'une normalisation dans le standard ISO/IEC 14442-Part 2. Le standard en question prévoit une transmission utilisant une fréquence porteuse f de 13,56 MHz avec deux types de modulation : une première modulation dite de type A correspondant à une modulation d'amplitude ou ASK (Amplitude Shift Keying) de profondeur de modulation 100% et un codage Manchester et une seconde modulation dite de type B correspondant à une modulation avec non-retour à zéro ou NRZ (Non Return to Zero) de profondeur de modulation 10%. Ces deux types de modulation sont prévus pour des débits allant jusqu'à 846 kbit/s. Toutefois, de nouvelles applications des systèmes RFID notamment dans le domaine de l'identification (passeport électronique par exemple) requièrent des débits supérieurs. Pour atteindre des débits plus élevés tout en respectant le masque spectral fixé par la norme, il a été proposé de recourir à une modulation de phase ou PSK (Phase Shift Keying) et de réduire la durée symbole. Les ordres de modulation de phase actuellement envisagés sont de 2 à 16 (2-PSK, 4-PSK, 8-PSK, 16-PSK). La durée symbole T actuellement prévue dans le système RFID VHBR est de 2T ou 4T où T =11 f est la période de la porteuse précitée. Autrement dit, la vitesse de modulation est de 6.78 Mbaud ou 3.39 Mbaud. On comprend qu'avec une vitesse de modulation de 6.78 Mbaud et une modulation 16-PSK, on puisse désormais atteindre des débits de 27,12 Mbit/s. Un autre mode prévoit l'utilisation d'une 3038798 2 modulation ASK (Amplitude-Shift Keying) avec une vitesse de modulation allant jusqu'à 6.78 Mbaud permettant d'atteindre un débit de 6.78 Mbit/s. Toutefois, si les récepteurs des systèmes RFID de première génération, c'est-à-dire à bas débit, avaient une architecture particulièrement simple, ceux à très haut débit 5 doivent faire appel à un traitement du signal relativement complexe pour combattre l'interférence inter-symbole. Cette interférence inter-symbole est due à la nature passe-bande du couplage entre le lecteur et la carte du système RFID, elle ne peut plus être négligée à haut débit. Les techniques d'égalisation les plus simples à mettre en oeuvre opèrent sur une 10 version échantillonnée du signal complexe (par comparaison à celles, non-linéaires, opérant sur l'information de phase échantillonnée) et font par conséquent appel à une démodulation en quadrature (encore dénommée démodulation I/Q) nécessitant généralement des mélangeurs analogiques. Or, ces mélangeurs ne sont guère compatibles avec l'architecture des récepteurs RFID dans la mesure où ces derniers sont alimentés à 15 partir de la seule énergie de la porteuse. L'article de R.C.H. van de Beek et al. intitulé « A 13.56 Mbps PSK receiver for 13.56 MHz RFID applications » publié dans Proc. of IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium (RFIC), pp. 239-242, 17-19 juin 2012, décrit un récepteur RFID comprenant une démodulation de phase dans le domaine analogique basée sur la mesure 20 du temps séparant les passages à zéro du signal RF reçu des passages à zéro du signal de la porteuse récupérée. Cette architecture est complexe et le résultat de la démodulation est relativement sensible au bruit. L'article de M. Gossar et al. intitulé « Parameter analysis and reader architectures for broadband 13.56 MHz RFID systems » publié dans Microwave Symposium Digest (MTT), 25 IEEE MTT-S Inn, pp. 1524-1527, 23-28 Mai 2010, décrit un récepteur RFID présentant une architecture SDR (Software Defined Radio) et utilisant un convertisseur analogique/numérique (ADC) en bande RF pour réaliser une démodulation en quadrature directe dans le domaine numérique. Un tel démodulateur numérique en quadrature est décrit par exemple dans le document US-A-5504455. 3038798 3 Quel que soit le type de démodulation en quadrature envisagé, il est ensuite nécessaire de synchroniser le récepteur sur les symboles transmis. En effet, dans le système RFID VHBR précité les symboles sont transmis par modulation PSK sur une durée symbole T pouvant être de 2T ou 4T, encore dénommée ETU (Elementary Time Unit). 5 Autrement dit, le rythme baud est de Rs = f /4 ( f / 2 ) et l'ETU est de durée 4T ( 2T). On rappelle que le rythme baud est le rythme auquel sont transmis les symboles de modulation. Si le récepteur RFID connaît le rythme baud de l'émetteur, il ne sait pas en revanche quand commence un symbole dans la séquence d'échantillons complexes issus 10 du démodulateur. Le but de la présente invention est par conséquent de proposer un récepteur RFID à très haut débit capable de se synchroniser de manière simple et efficace sur les symboles reçus. 15 EXPOSÉ DE L'INVENTION La présente invention est définie par un récepteur RFID pour recevoir un signal comprenant des trames de transmission, chaque trame étant constituée de symboles PSK et commençant par une séquence de symboles pilote du type a,a,a* ,a ,a, a,...,le signal étant modulé à une fréquence porteuse f =1/T, le récepteur comprenant un 20 démodulateur numérique en quadrature pour fournir, à une fréquence d'échantillonnage, des échantillons en phase et des échantillons en quadrature à un module de synchronisation symbole, un démodulateur PSK pour démoduler des symboles PSK fournis par le module de synchronisation symbole, ledit récepteur comprenant en outre : un premier démultiplexeur recevant une séquence formée par les échantillons en 25 quadrature consécutifs pour fournir quatre sous-séquences entrelacées de ces échantillons; un détecteur de signe recevant les échantillons de l'une de ces sous-séquences et fournissant un signal de signe; 3038798 4 un corrélateur de signe pour corréler le signal de signe ainsi obtenu avec une séquence signée de longueur prédéterminée ; des moyens de corrélation pour corréler respectivement les différentes sous-séquences avec ladite séquence signée ; 5 un premier module de décision activé lorsque le résultat de corrélation du corrélateur de signe excède un seuil prédéterminé, le module de décision déterminant, lorsqu'il est activé, la sous-séquence fournissant le résultat de corrélation le plus élevé et en déduisant un instant de décimation ; au moins un premier et un second décimateur recevant respectivement, à la 10 fréquence d'échantillonnage, les échantillons en phase et en quadrature du démodulateur numérique en quadrature, et les décimant au dit instant de décimation pour fournir des composantes en phase et en quadrature des symboles de modulation à la cadence baud. Le premier démultiplexeur peut être réalisé par exemple au moyen d'un convertisseur série/parallèle formant des mots de quatre échantillons successifs, une des 15 sorties dudit convertisseur étant reliée au corrélateur de signe. Selon un mode de réalisation avantageux, le détecteur de signe fournit une valeur égale à -1 lorsqu'un échantillon en entrée est inférieur à une valeur de seuil négative prédéterminée, une valeur égale à +1 lorsque l'échantillon en entrée est supérieur à une valeur de seuil positive prédéterminée, et une valeur nulle lorsque l'échantillon en entrée 20 est compris entre ladite valeur de seuil négative et ladite valeur de seuil positive. Avantageusement, le récepteur RFID génère un signal logique carré ( g±(t)) à la fréquence 2f et un second signal logique carré (e(t)) inverse du premier, le démodulateur numérique en quadrature comprenant : un premier intégrateur pour intégrer une première composante du signal 25 reçu ( y(t), y+ (t)) lorsque le premier signal logique est dans un état haut et fournissant un premier résultat d'intégration lorsque le premier signal logique est dans un état bas ; un second intégrateur pour intégrer ladite composante du signal reçu ( y(t), y+ (t)) lorsque le second signal logique est dans un état haut et fournissant un second résultat d'intégration lorsque le second signal logique est dans un état bas ; 3038798 5 un premier soustracteur pour soustraire le second résultat d'intégration au premier résultat d'intégration pour fournir des échantillons zr, à la fréquence 4f ; un premier module de combinaison pour combiner des échantillons successifs zn,z,,,_pz'_2,zn_3 et fournir des échantillons /,,, = z' -z'_i - z'_2 +zn_3 à la 5 fréquence 4f ; un second module de combinaison pour combiner des échantillons successifs z',z'_l,z'_z,zn_3 et fournir des échantillons Q'=-z,,- zn_i+ zn-2- F zn-3 à la fréquence 4f ; un troisième décimateur pour décimer les échantillons In avec un facteur de 10 décimation 4 pour fournir des échantillons de composante en phase 1 (kT) ; un quatrième décimateur pour décimer les échantillons Qn avec un facteur de décimation 4 pour fournir des échantillons de composante en quadrature Q(kT) . Selon une première variante, ladite première composante du signal reçu est le signal reçu lui-même. 15 Selon une seconde varainte, la première composante ( y+ (t) ) correspondant à la partie positive du signal reçu, une seconde composante ( y-(t)) correspondant à la partie négative du signal reçu, le signal reçu étant une combinaison de la première composante et la seconde composante, et que le démodulateur numérique en quadrature comprend en outre : 20 un troisième intégrateur pour intégrer la seconde composante du signal reçu lorsque le premier signal logique est dans un état haut et fournir un troisième résultat d'intégration lorsque le premier signal logique est dans un état bas ; un quatrième intégrateur pour intégrer la seconde composante du signal reçu lorsque le second signal logique est à l'état haut et fournir un quatrième résultat 25 d'intégration lorsque le second signal logique est à l'état bas ; un second soustracteur pour soustraire le quatrième résultat d'intégration au troisième résultat d'intégration, les échantillons zr, étant obtenus comme combinaison des résultats des premier et second soustracteurs. 3038798 6 Le démodulateur numérique en quadrature peut comprendre un premier convertisseur analogique numérique pour convertir les premier et second résultats d'intégration avant la soustraction par le premier soustracteur. Alternativement, il peut comprendre un premier convertisseur 5 analogique/numérique pour convertir les premier et second résultats d'intégration avant la soustraction par le premier soustracteur ainsi qu'un second convertisseur analogique/numérique pour convertir les troisième et quatrième résultats d'intégration avant la soustraction par le second soustracteur. Dans les deux cas précédents, le démodulateur numérique en quadrature peut 10 comprend en outre un second démultiplexeur recevant les échantillons In et les démultiplexant vers quatre sorties, un troisième démultiplexeur recevant les échantillons Qn et les démultiplexant vers quatre sorties, le démodulateur numérique en quadrature comprenant en outre un second module de décision recevant au moins un échantillon d'une sortie du démultiplexeur et au moins un échantillon d'une sortie 15 correspondante du troisième démultiplexeur, ledit second module de décision décidant, pendant un intervalle de temps où ladite porteuse n'est pas modulée, de l'instant de décimation dans les troisième et quatrième décimateurs. Selon un premier exemple d'implémentation, le second module de décision reçoit deux échantillons consécutifs /n,/n_i de deux sorties voisines du second démultiplexeur et 20 deux échantillons consécutifs 0 --n, --n-1 démultiplexeur, le second module de décision décidant de l'instant de décimation dans les troisième et quatrième décimateurs en comparant en valeur absolue In et in avec un seuil prédéterminé et si l'échantillon In, resp. /n_i, est inférieur à ce seuil en déterminant le signe de l'échantillon Qn , resp. Qn_1 correspondant. 25 Selon un second exemple d'implémentation, le second module de décision reçoit deux échantillons consécutifs /n,/n_i de deux sorties voisines du second démultiplexeur et deux échantillons consécutifs Qn,Qn_i de deux sorties voisines du troisième démultiplexeur, le second module de décision décidant de l'instant de décimation en de deux sorties voisines du troisième 3038798 7 comparant en valeur absolue 2, et Qn 1 avec un seuil prédéterminé et si l'échantillon 2, resp. Qn_1 est inférieur à ce seuil, en déterminant le signe de l'échantillon In, resp. /fl_i correspondant. Enfin, les échantillons de chacune des deux sorties voisines des second et 5 troisième démultiplexeurx peuvent faire l'objet d'un filtrage par des filtres passe-bas avant d'être fournis au second module de décision. BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS 10 D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture d'un mode de réalisation préférentiel de l'invention en référence aux figures jointes parmi lesquelles : La Fig. 1 représente schématiquement l'architecture générale d'un récepteur RFID VHBR selon un mode de réalisation de l'invention ; 15 La Fig. 2 représente schématiquement un module de synchronisation au rythme baud du récepteur de la Fig. 1; La Fig. 3 représente schématiquement une première variante de démodulateur en quadrature pour le récepteur de la Fig. 1; La Fig. 4 représente schématiquement une seconde variante de démodulateur en 20 quadrature pour le récepteur de la Fig. 1; La Fig. 5 représente des fonctions utiles aux démodulateurs en quadrature de la Fig. 3 ou 4 ; La Fig. 6 représente schématiquement les différentes phases d'échantillonnage possibles des décimateurs dans les démodulateurs en quadrature de la Fig. 3 ou 4 ; 25 La Fig. 7 représente schématiquement un démodulateur en quadrature selon la Fig. 3 ou 4 avec synchronisation de l'échantillonnage I/Q. 3038798 8 EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS La Fig. 1 représente l'architecture générale d'un récepteur RFID VHBR selon un mode de réalisation de l'invention. Le récepteur, 100, comprend un démodulateur numérique en quadrature, 110, 5 suivi d'un module de synchronisation au rythme baud, 120, et d'un démodulateur PSK, 130. Le démodulateur numérique en quadrature peut être par exemple du type décrit dans le document US-A-5504455, autrement dit comprendre un échantillonneur à la fréquence fe =4f avec multiplexage des échantillons de rangs pairs et impairs sur les voies I et Q et des décimateurs d'un facteur 4 sur chaque voie. 10 De préférence, toutefois, le démodulateur numérique en quadrature aura la structure décrite plus loin en relation avec les Figs. 3 et 4. Le module de synchronisation symbole au rythme baud, 120, permet au récepteur d'extraire les symboles de modulation successifs de la séquence d'échantillons fournis par le démodulateur numérique en quadrature. 15 Le démodulateur PSK, 130, permet ensuite d'effectuer une démodulation symbole à Q-aire de manière connue en soi (où 2Q est le cardinal de l'alphabet PSK). Le module de synchronisation symbole utilise la structure particulière de la trame de transmission dans un système RFID VHBR. En effet, dans un tel système, chaque trame est précédée d'un préambule de 140 symboles. Parmi ces 140 symboles, les 44 premiers 20 présentent des composantes Q alternées à la fréquence Rs I 2 où Rs est le rythme baud. Plus précisément, ces 44 premiers symboles forment une suite : a,a,a* ,a* ,a,a,a* ,a* ,... où a et a* sont des symboles conjugués appartenant à la constellation de modulation. On trouvera une description détaillée de la structure du préambule de la trame de transmission dans le projet de norme ISO/IEC 14443-2 :2010 intitulé « Identification 25 cards- contactless integrated circuit cards- proximity cards, Part 2 : Radio frequency power and signal interface » disponible sur le site www.iso.org. La Fig. 2 montre schématiquement un module de synchronisation symbole au rythme baud, 200. 3038798 9 Ce module reçoit en entrée, au rythme f, les échantillons I(kT) et Q(kT) , provenant du démodulateur en quadrature. Comme indiqué précédemment, la synchronisation baud met à profit l'alternance de signe de la composante Q pour les premiers symboles du préambule, 5 soit +1,+1,-1, -1,+1,+1,... La séquence des échantillons Q(kT) successifs est divisée par un démultiplexeur (1 vers 4), 210, en quatre sous-séquences entrelacées formées respectivement par les échantillons d'indices tels que k = 0[4], k =1[4], k = 2[4], k =3[4] où [ ] désigne le modulo, chacune de ces sous-séquences étant corrélée par des moyens de corrélation 10 232-235 avec la suite semi-alternée +1,+1,-1,-1,+1,+1,... La sous-séquence correspondant au maximum de corrélation permet de caler la décimation des échantillons I(kT) et Q(kT) pour obtenir les parties réelle et imaginaire des symboles successifs. Le démultiplexeur 210 peut être réalisé par exemple sous la forme d'un convertisseur série/ parallèle. Lorsque Rs = f /4, les mots en sortie du démultiplexeur 15 représentent la durée d'un symbole et lorsque Rs = f 1 2 , les mots en sortie du démultiplexeur représentent la durée de deux symboles consécutifs. Une des sorties quelconques du démultiplexeur (ici la première sortie) est reliée à un détecteur de signe 220. Le détecteur de signe peut être implémenté de manière classique au moyen d'une comparaison avec une valeur nulle, la sortie du détecteur de 20 signe étant alors sous forme binaire (-1 pour un signe négatif et +1 pour un signe positif). Avantageusement, le détecteur de signe utilise un double seuil, la sortie du détecteur étant ternaire. Plus précisément la fonction o de détection de signe est, dans ce cas, définie par : cr(x) = -1 si x Th (1-3) où Th est une valeur de seuil positive qui est choisie en fonction du rapport signal sur bruit en sortie du démodulateur en quadrature. 3038798 10 Le signal de signe (binaire ou ternaire) ainsi obtenu est corrélé dans un filtre de corrélation 631, dit corrélateur de signe, avec la séquence semi-alternée +1,+1,-1,-1,+1,+1,... de longueur L prédéterminée (en pratique on pourra choisir cette longueur égale à 32), à la fréquence f /4 ou f /2 selon le cas. Lorsque le résultat de la L-1 5 corrélation franchit un seuil prédéterminé (par exemple 2 ), le début du préambule est détecté et le module de décision 240 est activé. Ce module de décision reçoit des moyens de corrélation 232-235, les résultats de corrélation des sous-séquences avec la séquence semi-alternée précitée. Les moyens de 10 corrélation peuvent être des filtres de corrélation 232, 233, 234, 235 disposés en parallèle sur les sorties du démultiplexeur. Ces filtres ont une structure identique à celle du corrélateur de signe 231. Le module de décision compare les résultats de corrélation et en déduit l'alignement des échantillons /(kT) et Q(kT) par rapport aux symboles (ou aux ETUs). 15 Les échantillons /(kT) et Q(kT) sont par ailleurs respectivement retardés dans les lignes à retard 251 et 252 pour compenser le temps de traitement dans le démultiplexeur, les filtres de corrélation et le module décision. Le module de décision permet de caler l'échantillonnage (à la fréquence baud) des décimateurs 261 (ou 262) sur la voie I et 263 (ou 264) sur la voie Q. Les multiplexeurs 271 et 272 permettent de choisir la sortie du 20 décimateur en fonction du rythme baud. On notera toutefois que les multiplexeurs 271 et 272 sont optionnels, la sélection du taux de décimation en fonction du rythme baud pouvant être simplement réalisée en bloquant le signal d'horloge du décimateur non sélectionné. L'homme du métier comprendra que le démultiplexeur, les moyens de corrélation 25 et le module de décision pourront être implémentés selon différentes variantes sans pour autant sortir du cadre de la présente invention. En particulier, certains calculs effectués en parallèle par une pluralité de filtres de corrélation pourront être réalisés en série au sein d'un seul filtre de corrélation opérant à plus haute fréquence, le choix de l'implémentation 3038798 11 dépendant d'un compromis entre la surface de silicium du circuit et sa rapidité de fonctionnement. Les échantillons en sortie sont les composantes I(pT) et Q(pTs) des symboles 5 successifs, p représentant l'indice des symboles en question. Les symboles ainsi obtenus sont ensuite fournis au démodulateur PSK. On décrira ci-après un mode de réalisation avantageux du démodulateur numérique en quadrature. 10 On rappelle tout d'abord le principe d'une démodulation en bande de base par des fonctions sinusoïdales. Si l'on note y(t) le signal à démoduler, le démodulateur en bande de base classique effectue une multiplication par des fonctions sinusoïdales en quadrature à la fréquence f de la porteuse, puis un échantillonnage des voies I et Q à la même fréquence. Autrement dit, un tel démodulateur classique fournit des échantillons en 15 bande de base définis par : (k+1)T I(kT)= J y(t)cos(22T ft)dt (2-1) kT (k+1)T Q(kT) = J y(t)sin(271- ft)dt (2-2) kT 20 où T =11 f . Le signal à démoduler s'exprime sous la forme suivante : y(t)= A(t)cos(27r ft + P(t)) (3) 25 où A(t) est un signal modulant l'amplitude et P(t) un signal modulant la phase. La modulation étant très lente par rapport à la période de la porteuse, A(t) et P(t) peuvent 3038798 12 être considérés comme constant sur une durée T. Les échantillons sur les voies I et Q ont alors la forme simplifiée suivante : I (kT)= A(kT)cos(P(kT)) (4-1) 5 Q(kT) = A(kT) sin (P(kT)) (4-2) Le démodulateur numérique en quadrature proposé ici utilise une base de démodulation formée par deux fonctions créneau en quadrature, g ,(t) et g s(t), de période T, approximant respectivement les fonctions cos(2,rft) et sin (27-cft) . Plus 10 précisément : gc(t) =II ( 0I(-1)k 5(t -kT 12) (5-1) t k T 1 2 , j g 5(0= g, (t -T 14) (5-2) 15 où II ( est la fonction porte de largeur T / 2 , centrée sur 0, prenant la valeur 1 dans t T/2,, cet intervalle et la valeur nulle partout ailleurs et 1(-1)k 5(t -kT 1 2) est la fonction k peigne alternée de période T, 8(.) étant la distribution de Dirac. Les fonctions gc(t) et g s(t) ainsi que les fonctions cos(27/- ft) et sin (27rft) sont représentées en Fig. 5. La décomposition selon cette base donne : (k+1)T I (kT) = J y(t)g c(t)dt (6-1) kT 20 (k+1)T Q(kT) = J y(t)g s(t)dt (6-2) kT 3038798 13 Les fonctions g (t) et g s (t) peuvent être décomposées en séries de Fourier, par exemple : - g s (t) = 1 sin (22-cf (2p -1)t) p=1 2p -1 Il en résulte que : (k+1)T °.°J Q(kT) = 1 y(t)1 sin (27cf (2p -1)t)dt kT p=1 2p-1 soit, avec la même hypothèse de faible variation de modulation A(t) et P(t) sur un temps symbole : Q(kT)=-1A(kT) sin (P(kT))+ - 1 (k+1)T y - (A(t) sin(4pit-ft + P(t))+ sin(4(p -1)71- ft - P(t))dt 1175,2p-1 kT 2 (9) Le premier terme de l'expression (9) correspond à la fréquence fondamentale f = 1/T du signal carré et les termes suivants aux harmoniques de fréquences pf . Sous 20 la même hypothèse de faible vitesse de modulation que précédemment, tous ces termes représentent des intégrales de fonctions sinusoïdales de fréquences pf sur une période T et sont donc nuls. Un calcul similaire peut être effectué pour g (t) . Il en résulte en définitive que : 5 10 15 (7) (8) 3038798 14 1 (kT) = -1 A(kT) cos (P(kT)) (10-1) 1 (10-2) Q(kT)=- 2 A(kT) sin (P(kT)) Les deux fonctions g c(t) et g s (t) peuvent être générées à partir d'une fonction 5 créneau g(t) de période T/ 2 définie par : (t-T/8 g(t) =II 0I(-1)k 5(t - kT 14) T (11) ( t k T/4 / où II est la fonction porte prenant la valeur 1 sur le support 0,- et nulle partout J/4, 4 10 ailleurs et 1(-1)k 5(t-kT 14) est la fonction peigne alternée de période T 12. La k fonction g(t) est également représentée en Fig. 5. La fonction g c(t) peut être obtenue de la manière suivante : 15 g c(t) = + g (t) pour te [kT ,kT +T l4[ g c(t) = -g(t) pour tE [kT +T I 4,kT +T I 2[ gc(t) = -g(t) pour tE [kT +T I 2,kT +3T I 4[ g c(t) = + g (t) pour tE EkT+ 3T / 4, (k +1)/1 (12) 20 De même, la fonction g s (t) peut être obtenue de manière similaire par: g s (t) = -g (t) pour tE [kT ,kT +T I 4[ g s (t) = -g (t) pour te [kT +T I 4,kT +T I 2[ 3038798 15 g s(t)= +g(t) pour t e [kT +T 1 2,kT +3T / 4[ g s(t)= +g(t) pour t e EkT +3T / 4, (k +1)11 (13) ( Si l'on note g+ (t) =II t -T 18 0I5 (t-kT I 2) le signal logique correspondant T / 4 , k 5 à la partie positive de g (t) et g- (t) =1-1( t +T /8 CD15(t - kT 1 2) le signal logique T / 4 , k correspondant à la partie négative de g (t) , on a : g (t) = g+ (t) - g (t) = g+ (t) - ,7+ (t) (14) 10 où ,e(t) désigne l'inverse logique de g+ (t) . Le produit w(t)= y(t)g(t) = y(t)g+ (t) - y(t),7+ (t) peut ainsi être obtenu à partir de simples opérations de commutation (par des signaux logiques) et de soustraction. Les échantillons sur les voies I et Q s'en déduisent ensuite par : kT +T I 4 kT+T 12 kT +3T I 4 (k+1)T I (kT) = f w(t)dt - f w(t)dt - f w(t)dt + f w(t)dt kT kT +T I 4 kT+T/2 kT +3T I 4 (15-1) kT +T I 4 kT+T 12 kT +3T 14 (k+1)T Q(kT) = - f w(t)dt - f w(t)dt + f w(t)dt + f w(t)dt kT kT+T/4 kT+T 12 kT +3T I 4 (15-2) Les équations (15-1) et (15-2) montrent que les échantillons en phase et en quadrature peuvent s'obtenir simplement à partir de résultats d'intégration du produit w(t) sur quatre quarts de période consécutifs. 15 20 3038798 16 De manière plus générale, les échantillons en phase et en quadrature peuvent s'obtenir à partir de résultats d'intégration d'un signal 14),(0= ga(t)y(t) où ga(t) est une T fonction créneau de période Ta =- 2a où a est un nombre entier non nul, l'intégration T étant réalisée sur 4a fenêtres temporelles successives de largeur 4a -. Toutefois, on peut 5 montrer que l'on peut toujours se ramener au cas a =1 en groupant ces résultats d'intégration par groupes de a termes successifs, seul important en fait la granularité de la division temporelle en fenêtres de la largeur T / 4 . Aussi, supposerons nous dans la suite, sans préjudice de généralisation, que a =1. 10 La Fig. 3 représente une première variante de démodulateur numérique en quadrature pouvant être utilisée dans le récepteur de la Fig. 1. Le signal RF reçu y(t) est amplifié par un amplificateur 310 puis intégré par un premier intégrateur 321 et un second intégrateur 322 disposés en parallèle. Par exemple, 15 le signal y(t) pourra être un signal de tension et l'amplificateur 310 un amplificateur à transconductance pour convertir ce signal de tension en un signal de courant, intégré en parallèle par les intégrateurs 321 et 322. Le premier intégrateur comprend un premier commutateur 331 contrôlé par le signal logique g+ (t) et un second commutateur 332 contrôlé par le signal logique 20 inverse ,7±(t). Lorsque le premier commutateur 331 est fermé, le second commutateur 332 est ouvert et le signal y(t) est intégré dans la capacité 341. Inversement, lorsque le premier commutateur est ouvert, le résultat d'intégration est lu puis le second commutateur est fermé pour décharger la capacité 341 (on comprendra qu'en toute rigueur le signal de contrôle du second commutateur aura un niveau haut pendant une 25 fraction de ,7±(t) de manière à permettre une lecture avant la remise à zéro). De manière similaire, le second intégrateur comprend un troisième commutateur 333 contrôlé par le signal logique ,e(t) et un quatrième commutateur 334 3038798 17 contrôlé par le signal logique g+ (t) . Lorsque le troisième commutateur 333 est fermé, le quatrième commutateur 334 est ouvert et le signal y(t) est intégré dans la capacité 342. Lorsque le troisième commutateur 333 est ouvert, le signal intégré est lu puis le quatrième commutateur est fermé pour décharger la capacité 342. 5 On comprend que les intégrateurs 321 et 322 opèrent en alternance : lorsque le premier intègre le signal reçu, le résultat d'intégration du second est lu puis remis à zéro et, à l'inverse, lorsque le second intègre le signal reçu, le résultat d'intégration du premier est lu puis remis à zéro. Par lecture du premier ou du résultat d'intégration on entend ici la conversion de 10 ces résultats par un convertisseur analogique/numérique 350 opérant à la fréquence 4f (ou alternativement par deux convertisseurs analogique/numérique opérant sur chacune des voies). Le résultat d'intégration du second intégrateur est soustrait au résultat d'intégration du premier intégrateur dans un premier sommateur 360 (le signe d'une T 15 entrée du sommateur étant inversé). Ainsi, à un instant d'échantillonnage tn = n- 4, la valeur en sortie du soustracteur est égale à : n-T 4 Zn = f w(t)dt (16) (n-1)-T 4 20 Les valeurs zn successives sont stockées dans une mémoire tampon (registre FIFO), 370. Plus précisément, à l'instant tn le registre FIFO contient les valeurs précédentes Zn-1, Zn-2, Zn-3 " Un premier module de combinaison 381 effectue la combinaison : In= zn- zn_1- zn_2+ zn_3 (17-1) 25 et un second module de combinaison 382 effectue la combinaison : 3038798 18 Q' =-zn- z'_1+ zn_, + z'_, (17-2) Les sorties des premier et second modules de combinaison sont décimées d'un 5 facteur 4 respectivement dans les décimateurs 391 et 392 pour donner : 1(kT)= 14,, (18-1) Q(kT) = Q4n (18-2) 10 On comprend que le démodulateur numérique en quadrature décrit ci-dessus permet d'obtenir les échantillons de voies I et Q de manière simple et robuste, sans recourir à des mélangeurs analogiques. En outre, le signal reçu est constamment intégré, en alternance par le premier intégrateur et par le second intégrateur, de sorte que le résultat d'échantillonnage est peu sensible au bruit. 15 La Fig. 4 représente une seconde variante de démodulateur numérique en quadrature pouvant être utilisée dans le récepteur de la Fig. 1. A la différence de la première variante, on suppose que le signal d'entrée est obtenu 2 0 sous forme redressée. Plus précisément, celui se présente sous la forme d'une composante positive, notée y+ (t) , et d'une composante négative, notée y- (t) , telles que : y(t) = y+ (t)- y (t) (19) 25 Le produit w(t) peut alors s'écrire sous la forme suivante : w(t) = y+ (t) g+ (t) - y+ (t),7+ (t)- y- (t)g+ (t)+ y- (t),7+ (t) (20) 3038798 19 La composante positive du signal reçu, y+ (t) , est amplifiée par un amplificateur 411 et intégrée dans un premier intégrateur 421 ainsi que dans un second intégrateur 422, disposés en parallèle. Comme précédemment, l'amplificateur 411 peut être un amplificateur à transconductance. 5 Le premier intégrateur 421 comprend un premier commutateur 431 contrôlé par le signal logique g+ (t) (t) et un second commutateur 432 contrôlé par le signal logique inverse ,7±(t). Lorsque le premier commutateur 431 est fermé, le second commutateur 432 est ouvert et la composante positive y+ (t) est intégrée dans la capacité 441. Inversement, lorsque le premier commutateur 431 est ouvert le résultat 10 d'intégration est lu puis le second commutateur 432 est fermé pour décharger la capacité 441. Le second intégrateur 422 comprend un troisième commutateur 433 contrôlé par le signal logique ,e(t) et un quatrième commutateur 434 contrôlé par le signal logique inverse g±(t). Lorsque le troisième commutateur 433 est fermé, le quatrième 15 commutateur 434 est ouvert et la composante positive y+ (t) est intégrée dans la capacité 442. Inversement, lorsque le troisième commutateur 433 est ouvert le résultat d'intégration est lu puis le quatrième commutateur 434 est fermé pour décharger la capacité 442. On comprend ainsi que les premier et second intégrateurs fournissent T 20 respectivement les résultats d'intégration de y+ (t) g+ (t) et y+ (t) ,7+ (t) sur une durée . 4 Après conversion par le convertisseur 451, le résultat d'intégration en sortie du second intégrateur est soustrait au résultat d'intégration en sortie du premier intégrateur au moyen d'un premier sommateur 461. De la même façon, la composante négative, y- (t) , est amplifiée par un 25 amplificateur 412 et intégrée dans un troisième intégrateur 423 ainsi que dans un quatrième intégrateur 424, disposés en parallèle. L'amplificateur 412 peut être un amplificateur à transconductance. 3038798 20 Le troisième intégrateur 423 comprend un cinquième commutateur 435 contrôlé par le signal logique g+ (t) (t) et un sixième commutateur 436 contrôlé par le signal logique inverse ,+(t). Lorsque le cinquième commutateur 435 est fermé, le sixième commutateur 436 est ouvert et la composante négative y- (t) est intégrée dans la 5 capacité 443. Inversement, lorsque le cinquième commutateur 435 est ouvert le résultat d'intégration est lu puis le sixième commutateur 436 est fermé pour décharger la capacité 443. Le quatrième intégrateur 424 comprend un septième commutateur 437 contrôlé par le signal logique ,7±(t) et un huitième commutateur 438 contrôlé par le signal logique 10 inverse g±(t). Lorsque le septième commutateur 437 est fermé, le huitième commutateur 438 est ouvert et la composante négative y- (t) est intégrée dans la capacité 444. Inversement, lorsque le septième commutateur 437 est ouvert le résultat d'intégration est lu puis le huitième commutateur 438 est fermé pour décharger la capacité 444. 15 On comprend ainsi que les troisième et quatrième intégrateurs fournissent T respectivement les résultats d'intégration de y (t) g+ (t) et y (0,7+ (t) sur une durée . 4 Après conversion par le convertisseur analogique numérique 452, le résultat d'intégration en sortie du quatrième intégrateur est soustrait au résultat d'intégration en sortie du troisième intégrateur au moyen d'un second sommateur 462. 20 Le résultat en sortie du second sommateur 462 est ensuite soustrait du résultat en sortie du premier sommateur 461 au moyen d'un troisième sommateur 463. On comprendra que les premier, second et troisième sommateurs pourront être remplacés par un sommateur unique effectuant la combinaison des résultats d'intégration sur la base de l'expression (19). De même, on a représenté en 451 et 452 deux convertisseurs ADC 25 pour chacune des composantes, positive et négative. On comprendra toutefois que l'on pourra prévoir une architecture à quatre convertisseurs ADC à fréquence moitié ou un seul convertisseur à fréquence double. De manière générale, le degré de mutualisation des 3038798 21 différents composants du démodulateur résultera d'un compromis entre leur nombre et leur fréquence de travail, de manière connue en soi. En tout état de cause, les résultats de la sommation, notés z,' comme précédemment, sont stockés dans une mémoire tampon (par exemple registre FIFO) 470. 5 A l'instant tr, le registre FIFO contient les valeurs précédentes zn_pz,'_2,z,'_3. Comme dans la première variante, un premier module de combinaison 481 effectue la combinaison : /,, = z' - zn_1- z'_2 + zn_3 (21-1) 10 et un second module de combinaison 482 effectue la combinaison : Q' = -z' - zn_i + z'_2+ z'_3 (21-2) Les sorties des premier et second modules de combinaison sont décimées d'un 15 facteur 4 respectivement dans les décimateurs 491 et 492 pour donner : I (kT) = 14,, (22-1) Q(kT) = Q4n (22-2) 20 On comprend que cette seconde variante permet, comme la première, d'effectuer une démodulation en quadrature sans avoir à recourir à des mélangeurs analogiques. Dans la première comme la seconde variante, il importe de connaître l'instant de ré-échantillonnage (ou instant de décimation) dans les décimateurs 391,392 et 491,492. On comprend en effet qu'il existe quatre possibilités de décimation des 25 échantillons I n,Qn . Le récepteur n'a pas connaissance de la manière dont il doit caler la décimation dans la série d'échantillons. Exprimé de manière équivalente, le récepteur n'a pas connaissance de la phase d'échantillonnage (phase de la porteuse à l'instant du ré-échantillonnage), dénommée ci-après phase d'échantillonnage 10. 3038798 22 Pour caler correctement la phase d'échantillonnage IQ, on met avantageusement à profit le format particulier de la transmission VHBR, à savoir le fait que chaque trame est précédée d'un intervalle pendant lequel la porteuse n'est pas modulée. Cet intervalle de temps est prévu pour permettre au récepteur de récupérer de l'énergie avant de 5 commencer la démodulation. Si le récepteur est équipé d'une PLL, on suppose que pendant cet intervalle de temps, la boucle à verrouillage de phase (PLL) du récepteur a le temps de se verrouiller en fréquence sur la porteuse reçue. Alternativement, le récepteur peut être équipé d'une référence accordée (quartz) à la fréquence de la porteuse. 10 On a représenté en Fig. 6, sur le cercle unité, les quatre phases d'échantillonnage IQ possibles. Dans la position 610, la phase d'échantillonnage IQ est nulle, autrement dit l'échantillonnage est calé correctement par rapport à la porteuse. Toute la puissance du signal démodulé est donc sur la voie I avec I(kT) > 0 et la puissance sur la voie Q est quasi- 15 nulle, autrement dit Q(kT) = 0 . 7-t- Dans la position 620, la phase d'échantillonnage IQ est de 2 -, c'est-à-dire que T l'instant de ré-échantillonnage est en avance de - 4 par rapport à ce qu'il devrait être (décalage d'un échantillon dans le buffer). Toute la puissance du signal démodulé est sur la voie Q avec Q(kT) > 0 et la puissance sur la voie I est quasi-nulle, autrement dit I(kT) = 0 . 20 Dans la position 630, la phase d'échantillonnage IQ est de 2r, c'est-à-dire que T l'instant de ré-échantillonnage est décalé de 2 - par rapport à ce qu'il devrait être (décalage de 2 échantillons dans le buffer). Toute la puissance du signal démodulé est sur la voie I avec I(kT) 0 et Q(kT) =0. En pratique, il suffit de tester en parallèle deux phases voisines et d'identifier celle pour laquelle Q(kT) = 0 . Si I(kT) > 0, la phase d'échantillonnage IQ est nulle et donc le calage des décimateurs est correct. En revanche, si I(kT) 0 ) ou s'il faut décaler la décimation de deux échantillons ( I(kT) REVENDICATIONS1. Récepteur RFID pour recevoir un signal comprenant des trames de transmission, chaque trame étant constituée de symboles PSK et commençant par une séquence de symboles pilote du type a,a,a* ,a* ,a,a,...,le signal étant modulé à une fréquence porteuse f =l/T, le récepteur comprenant un démodulateur numérique en quadrature (110) pour fournir, à une fréquence d'échantillonnage, des échantillons en phase et des échantillons en quadrature à un module de synchronisation symbole (120), un démodulateur PSK (130) pour démoduler des symboles PSK fournis par le module de synchronisation symbole, ledit récepteur étant caractérisé en ce qu'il comprend : un premier démultiplexeur (210) recevant une séquence formé formée par les échantillons en quadrature consécutifs pour fournir quatre sous-séquences entrelacées de ces échantillons; un détecteur de signe (220) recevant les échantillons de l'une de ces sous-séquences et fournissant un signal de signe; un corrélateur de signe (231) pour corréler le signal de signe ainsi obtenu avec une séquence signée de longueur prédéterminée ; des moyens de corrélation (232-235) pour corréler respectivement les différentes sous-séquences avec ladite séquence signée ; un premier module de décision (240) activé lorsque le résultat de corrélation du corrélateur de signe excède un seuil prédéterminé, le module de décision déterminant, lorsqu'il est activé, la sous-séquence fournissant le résultat de corrélation le plus élevé et en déduisant un instant de décimation ; au moins un premier et un second décimateur (261, 262, 263, 264) recevant respectivement, à la fréquence d'échantillonnage, les échantillons en phase et en quadrature du démodulateur numérique en quadrature, et les décimant au dit instant de décimation pour fournir des composantes en phase et en quadrature des symboles de modulation à la cadence baud. 3038798 27 2. Récepteur RFID selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier démultiplexeur est réalisé au moyen d'un convertisseur série/parallèle formant des mots de quatre échantillons successifs, une des sorties dudit convertisseur étant reliée au 5 corrélateur de signe. 3. Récepteur RFID selon la revendication 1 ou 2, caractérisée en ce que le détecteur de signe fournit une valeur égale à -1 lorsqu'un échantillon en entrée est inférieur à une valeur de seuil négative prédéterminée, une valeur égale à +1 lorsque 10 l'échantillon en entrée est supérieur à une valeur de seuil positive prédéterminée, et une valeur nulle lorsque l'échantillon en entrée est compris entre ladite valeur de seuil négative et ladite valeur de seuil positive. 4. Récepteur RFID selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en 15 ce qu'il génère un signal logique carré ( g+ (t)) à la fréquence 2f et un second signal logique carré ( ,e(t)) inverse du premier, le démodulateur numérique en quadrature (110) comprenant : un premier intégrateur (321) pour intégrer une première composante du signal reçu ( y(t), y+ (t)) lorsque le premier signal logique est dans un état haut et fournissant un 20 premier résultat d'intégration lorsque le premier signal logique est dans un état bas ; un second intégrateur (322) pour intégrer ladite composante du signal reçu ( y(t), y+ (t)) lorsque le second signal logique est dans un état haut et fournissant un second résultat d'intégration lorsque le second signal logique est dans un état bas ; un premier soustracteur (360,461) pour soustraire le second résultat d'intégration 25 au premier résultat d'intégration pour fournir des échantillons zr, à la fréquence 4f ; un premier module de combinaison (481) pour combiner des échantillons successifs zn,z,,,_1,z,,_2,zn_3 et fournir des échantillons in = z' -z'_i -z'_2+zn_3 à la fréquence 4f ; 3038798 28 un second module de combinaison (482) pour combiner des échantillons successifs zn,z,,,_pz'_2,zn_3 et fournir des échantillons Qn =-zn- zn_i+ z'_2+ z'_3 à la fréquence 4 f ; un troisième décimateur (491) pour décimer les échantillons In avec un facteur 5 de décimation 4 pour fournir des échantillons de composante en phase 1(kT ) ; un quatrième décimateur (492) pour décimer les échantillons 2, avec un facteur de décimation 4 pour fournir des échantillons de composante en quadrature Q(kT) . 5. Récepteur RFID selon la revendication 4, caractérisé en ce que ladite première 10 composante du signal reçu est le signal reçu lui-même. 6. Récepteur RFID selon la revendication 4, caractérisé en ce que la première composante ( y- ' (t)) correspondant à la partie positive du signal reçu, une seconde composante ( y-(t)) correspondant à la partie négative du signal reçu, le signal reçu étant 15 une combinaison de la première composante et la seconde composante, et que le démodulateur numérique en quadrature comprend en outre : un troisième intégrateur (423) pour intégrer la seconde composante du signal reçu lorsque le premier signal logique est dans un état haut et fournir un troisième résultat d'intégration lorsque le premier signal logique est dans un état bas ; 20 un quatrième intégrateur (424) pour intégrer la seconde composante du signal reçu lorsque le second signal logique est à l'état haut et fournir un quatrième résultat d'intégration lorsque le second signal logique est à l'état bas ; un second soustracteur (462) pour soustraire le quatrième résultat d'intégration au troisième résultat d'intégration, les échantillons zr, étant obtenus comme combinaison 25 des résultats des premier et second soustracteurs (461, 462). 7. Récepteur RFID selon la revendication 5 ou 6, caractérisé en ce que le démodulateur numérique en quadrature comprend un premier convertisseur analogique 3038798 29 numérique (350, 451) pour convertir les premier et second résultats d'intégration avant la soustraction par le premier soustracteur. 8. Récepteur RFID selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comprend un 5 premier convertisseur analogique/numérique (451) pour convertir les premier et second résultats d'intégration avant la soustraction par le premier soustracteur ainsi qu'un second convertisseur analogique/numérique (452) pour convertir les troisième et quatrième résultats d'intégration avant la soustraction par le second soustracteur. 10 9. Récepteur RFID selon l'une des revendications 4 à 8, caractérisé en ce que le démodulateur numérique en quadrature comprend un second démultiplexeur (731) recevant les échantillons In et les démultiplexant vers quatre sorties, un troisième démultiplexeur (732) recevant les échantillons Qn et les démultiplexant vers quatre sorties, le démodulateur numérique en quadrature comprenant en outre un second 15 module de décision (760) recevant au moins un échantillon d'une sortie du démultiplexeur et au moins un échantillon d'une sortie correspondante du troisième démultiplexeur, ledit second module de décision décidant, pendant un intervalle de temps où ladite porteuse n'est pas modulée, de l'instant de décimation dans les troisième et quatrième décimateurs (741, 742). 20 10. Récepteur RFID selon la revendication 9, caractérisé en ce que le second module de décision (760) reçoit deux échantillons consécutifs /n,/n_1 de deux sorties voisines du second démultiplexeur (731) et deux échantillons consécutifs 0 0 --n, --n-1 de deux sorties voisines du troisième démultiplexeur (732), le second module de décision (760) 25 décidant de l'instant de décimation dans les troisième et quatrième décimateurs en comparant en valeur absolue In et /ni avec un seuil prédéterminé et si l'échantillon In, resp. /n_i, est inférieur à ce seuil en déterminant le signe de l'échantillon Qn, res correspondant. Qn-1 3038798 30 11. Récepteur RFID selon la revendication 9, caractérisé en ce que le second module de décision (760) reçoit deux échantillons consécutifs 1,01,4 de deux sorties voisines du second démultiplexeur (731) et deux échantillons consécutifs Q',Q', de deux sorties voisines du troisième démultiplexeur (732), le second module de 5 décision (760) décidant de l'instant de décimation en comparant en valeur absolue a et Qn_, avec un seuil prédéterminé et si l'échantillon a resp. Qn_, est inférieur à ce seuil, en déterminant le signe de l'échantillon In, resp. correspondant. 12. Récepteur RFID selon la revendication 10 ou 11, caractérisé en ce que les 10 échantillons de chacune des deux sorties voisines des second et troisième démultiplexeurs font l'objet d'un filtrage par des filtres passe-bas (751-754) avant d'être fournis au second module de décision (760).