Brevet FR3025606A1 — publié le 20160311

DISPOSITIF POUR LA MESURE DE COURANT DOMAINE TECHNIQUE DE L'INVENTION [0001] L'invention se rapporte à un dispositif pour la mesure de courants, et plus particulièrement un dispositif pour la mesure de courant par intégration, et plus spécifiquement la mesure de très faibles courants, proches du femto ampère. En outre, ce dispositif est préférentiellement destiné à interfacer une chambre d'ionisation, utilisée pour les détecteurs de radioprotection ou de mesure de dose à des fins médicales, qui procède par intégration. Ce dispositif pouvant en outre s'appliquer à la mesure de courants au sein de très fortes résistances, ou encore la mesure des résistances de fuite des isolants ou isolateurs. ETAT DE LA TECHNIQUE ANTERIEURE [0002] La mesure de courant par intégration est privilégiée pour la mesure de très faibles courants, pouvant descendre jusqu'au femto ampère avec des temps d'intégration de l'ordre de la minute pour une mesure de quelques fA. [0003] La mesure de rayonnements ionisants peut être réalisée au moyen de trois grandes familles de dispositifs : les chambres d'ionisation, les compteurs proportionnels et les compteurs Geiger. [0004] Une chambre d'ionisation est constituée de deux surfaces conductrices, planes ou coaxiales, séparées par un diélectrique gazeux. Ces deux surfaces conductrices sont polarisées par une tension continue de l'ordre de 100v/cm. Les particules ou rayonnements ionisants génèrent des paires d'ions (électron-noyau), l'ensemble se comportant comme un générateur de courant, de résistance interne supérieure à 1015 Ohms. Le faible courant généré est proportionnel à l'ionisation. Un diélectrique composé d'air, à pression atmosphérique, génère ainsi, pour chaque unité de volume d'un dm3, un courant de 10-14 A/pGy/h. Certaines chambres d'ionisation sont colimatées par des blindages en plomb (laboratoire de métrologie) pour ne détecter que ce qui vient d'une direction ou d'un volume donné. En effet, le volume à prendre en compte est celui délimité par la zone irradiée, qui peut être plus petit que le volume total compris entre les électrodes. Si on augmente la pression de l'air, la sensibilité croit en proportion puisqu'elle dépend de la quantité de molécules de gaz dans le 3025606 2 volume de mesure séparant les électrodes. La chambre générant un courant proportionnel à l'irradiation, l'impédance d'entrée du circuit d'acquisition doit être négligeable devant celle de la chambre d'ionisation, afin de ne pas introduire de chute de tension. 5 [0005] Le volume de diélectrique détermine la sensibilité de la chambre. Selon les applications industrielles actuelles, les sensibilités des chambres d'ionisation sont de plusieurs types : - pour des champs très localisés comme en curiethérapie, de l'ordre du cm3 ; 10 - pour des contrôles portatifs (type dispositif Babyline TM) un demi dm3 (voire moins si l'air est sous pression) pour garder la maniabilité ; - pour les chambres-gaz, visant à mesurer les rayonnements émis par un gaz radioactif que l'on fait circuler entre les deux électrodes de la chambre, le volume est de l'ordre du dm3 à une dizaine de dm3 15 - pour les chambres d'irradiation destinées à la mesure de l'irradiation ambiante d'un bâtiment nucléaire, où les sources peuvent être multiples et sont généralement éloignées, il importe d'en capter le plus possible. Le volume est alors de quelques dm3 à plusieurs dizaines de dm3. 20 [0006] L'objet de l'invention ne réside toutefois pas dans ces détecteurs eux-mêmes, mais dans un dispositif de mesure par intégration de très faibles courants, dont une application préférentielle est de constituer l'électronique d'entrée apte à être placée entre ces chambres de détection de rayonnements et des moyens de comptage ou de visualisation réalisés en électronique plus 25 conventionnelle (par exemple C-Mos). Après un bref rappel de ces détecteurs, on s'attachera donc à l'électronique qui leur est associée dans l'art antérieur, et à ses contraintes fonctionnelles. [0007] Une chambre d'ionisation suppose que les deux électrodes sont polarisées par un générateur de tension annexe, portées à une différence de 30 potentiel allant de quelques dizaines de volts à plusieurs centaines de volts. Les tensions de polarisation les plus usuelles pour les détecteurs portatifs à chambre d'ionisation sont de quelques centaines de volts. Lorsque ces chambres 3025606 3 d'ionisation sont soumises à un flux de particules ou de rayonnements ionisants, des paires de charges de signes opposés prennent naissance dans le volume du matériau diélectrique gazeux, et sont attirées par la tension de polarisation vers l'électrode de signe contraire à leur charge. 5 [0008] Le terme de « chambre d'ionisation » est un terme générique qui peut aussi désigner la famille de détecteurs composée des chambre d'ionisation proprement dites, des compteurs proportionnels et des compteurs Geiger. Dans ce qui suit, on n'utilisera cette expression que pour désigner les chambres d'ionisation proprement dites. 10 [0009] Ces chambres d'ionisation présentent une très bonne proportionnalité entre l'énergie déposée par des particules ou des rayonnements ionisants traversant la chambre et le très faible courant qui en résulte, d'où leur application en métrologie. Leurs dérives en fonction de la température et de la pression, sont bien connues et reproductibles. Pour exploiter ces possibilités, il convient donc de 15 les interfacer par un circuit électronique ayant des courants de fuite extrêmement faibles, et stables dans le temps. Dans ce mode de fonctionnement, il n'est pas nécessaire que la tension de polarisation soit très stable, la réponse de la chambre est plate et varie donc très peu si la tension de polarisation varie. Par contre, des valeurs si faibles sont presque toujours mesurées par intégration, et 20 c'est le montage intégrateur qui exige une très grande stabilité de la tension d'alimentation ( à 1014 Ohms. (1 TéraOhm = 1012 Ohms). La capacité d'intégration est constituée par un condensateur étalon extérieur à l'appareil. Le 3025606 11 bruit de fond du système est de l'ordre du 1/10 de fA (1 fA pour l'invention avec un coût 100 fois plus faible). [0036] Conformément à la figure 2, le condensateur Cl constituant la capacité d'intégration est déchargé par un relais électromécanique SWO en série 5 avec une résistance de limitation de courant. [0037] Au LNE, la partie électronique qui interface la chambre est réalisée par un circuit prototype élaboré à partir d'un amplificateur opérationnel de qualité métrologique, monté dans un circuit intégrateur très proche de celui du LNHB. L'amplificateur opérationnel a une impédance d'entrée > à 1014 Ohms. (1 10 Téraohms = 1012 Ohms), qui est stable dans le temps. La capacité d'intégration est constituée par un condensateur étalon extérieur. Le bruit de fond du système est de l'ordre du 1 /10 de fA (1 fA pour l'invention avec un coût 100 fois plus faible). [0038] Dans ces deux cas, les condensateurs étalon utilisés sont coûteux. Par ailleurs, ils sont utilisés conjointement avec des résistances étalon elles- 15 mêmes très coûteuses (par exemple une cinquantaine d'euros au lieu de quelques centimes d'euro), leur gestion est compliquée (stocks limités requérant des commandes planifiées à l'avance) et cette complexité et ces coûts sont voués à augmenter. Enfin, leur manipulation est délicate, impose l'usage de gants car le film lipoprotéique ainsi que les sels minéraux et l'humidité laissés par la peau 20 humaine constituent une résistance de fuite non négligeable devant la valeur marquée. [0039] La décharge du condensateur constituant la capacité d'intégration est faite par commutateur électromécanique qui court-circuite ce condensateur, le plus souvent via une résistance de limitation du courant. Ce commutateur doit 25 avoir des performances élevées pour ne pas induire de microcoupures. Il requiert généralement des contacts dorés, de sorte que son coût est élevé et ne peut que croître. Dans le cas du LNE, le courant de commande du relais de court-circuitage est jugé trop perturbant, de sorte que la bobine de commande a été remplacée par un aimant permanent déplacé par un moteur pas à pas. Ces composants coûtent 30 très cher, et ces coûts ne peuvent qu'augmenter rapidement à l'avenir. Le choix de la valeur de la capacité d'intégration est lié à l'amplitude du courant à mesurer. Si le condensateur est petit, le montage sera plus sensible aux 3025606 12 éventuelles fluctuations de la tension de polarisation de la chambre. En effet, la capacité parasite de la chambre, modélisable par une capacité en parallèle avec le générateur de courant, crée avec la capacité du condensateur d'intégration en série un pont capacitif qui divise les fluctuations de la tension de polarisation. 5 [0040] Si le condensateur est grand, sa stabilité dans le temps est plus grande à technologie égale, mais les temps de mesure sont plus longs. [0041] Le LNE et le LNHB ont des objectifs différents. Ils choisissent la valeur de la capacité en conséquence. [0042] Le LNE est dédié aux mesures de très faibles courants, par exemple 10 pour des étalonnages d'ampèremètres ou de résistances étalon de très forte valeur (supérieures au TOhm). Il utilise donc une capacité d'intégration minimum de l'ordre de 0,1 à 1 pF. Compte tenu de cette très faible valeur, il doit prendre d'infinies précautions, et réalise en pratique un condensateur différentiel dont le diélectrique est un gaz sec, délimité par des anneaux de garde. L'ensemble étant 15 relié au circuit par un câble blindé. Ce type de dispositif, visant à optimiser les performances presque à n'importe quel prix n'est évidemment pas envisageable dans un produit industriel. [0043] Le LNHB est dédié à l'étalonnage des champs d'irradiation ou des chambres d'ionisation pour les hôpitaux. Compte tenu de l'existence de 20 générateurs X par impulsions de certains dispositifs, il faut pouvoir recevoir les dizaines de pC ou les nC qui en résultent au niveau de la chambre d'ionisation, sans que le circuit d'intégration ne sature. De ce fait, il doit utiliser une capacité plus grande. Il utilise en pratique des capacités d'au moins 300 pF. [0044] Les détecteurs portables de type BabylineTM utilisés en intégrateurs 25 utilisent une capacité d'intégration de quelques nF. En effet, ils doivent pouvoir couvrir une très large gamme de débit de dose sans saturation et sans commutation sur une autre capacité. En outre, sa décharge est mécanique, faite par un opérateur, ce qui ne permet pas une cadence élevée de remise à zéro. [0045] Ces dispositifs ont un circuit d'entrée à amplificateur opérationnel, 30 dont l'offset est ajusté par un diviseur de tension entre les tensions d'alimentation, conformément à la figure 2. [0046] Mesure en radiologie portable. 3025606 13 [0047] Un appareil très connu et apprécié des professionnels est la Babyline TM. Cet appareil comporte une chambre d'ionisation d'un volume de l'ordre d'un demi litre (500 cm3) alimenté par une tension de polarisation de l'ordre de 300 V, et deux circuits de mesure de courant commutables manuellement : soit 5 une mesure de courant par intégration soit une mesure par amplification monté en transimpédance, mais qui nécessite une résistance étalon de très forte valeur (supérieure au TOhm) très coûteuse et difficile à manipuler. [0048] La Babyline TM en intégrateur fonctionne comme le dispositif du LNHB ou du LNE, à ceci près que le dispositif mécanique de décharge est un 10 commutateur manuel rotatif. Les impédances d'entrée sont comparables, avec la difficulté liée à l'implantation de composants ultrasensibles aux charges électrostatiques imposant des bracelets reliés à la terre et à l'établi. L'amplificateur opérationnel n'étant pas à l'époque de la conception un composant intégré, l'amplification se fait par des composants discrets, jadis FET et désormais Mosfet. 15 En outre, certains de ces composants sont de plus en plus rares et de plus en plus coûteux. [0049] Un commutateur aux contacts dorés permet de basculer en mesure directe sans intégration. L'amplificateur est alors monté en amplificateur de transimpédance, convertissant un courant en tension. Ce montage permet une 20 mesure directe de la dose instantanée, alors que le dispositif traditionnel avec intégrateur nécessite une dérivation pour retrouver le signal instantané. [0050] Cette Babyline TM nécessite en outre, pour sa mesure de transimpédance, l'utilisation de résistances étalons de fortes valeur, coûteuses et fragiles, sensibles à la température. Elles exigent en outre de grandes précautions 25 de manipulation. [0051] Son circuit d'entrée, initialement à FET puis dans une version ultérieure à Mos-FET, comporte aussi un ajustement des courants de fuites par un diviseur de tension entre les tensions d'alimentation et une résistance de forte valeur. 30 [0052] D'autres dispositifs de moindres performances gardent le même schéma de principe, mais les composants sont moins coûteux et/ou moins soigneusement montés. Le commutateur électromécanique de décharge est 3025606 14 parfois réalisé au moyen de commutateurs statiques, mais le rapport entre leur résistance à l'état passant et à l'état conducteur est beaucoup trop faible pour ne pas grever significativement la précision des mesures. En particulier, sa résistance en circuit ouverte n'atteint pas la valeur minimale de 100 TOhms. Et ils induisent 5 des courants de fuite trop importants et pas assez constants pour être compensables. [0053] Pour mesurer des courants de l'ordre de quelques fA, les impédances de certains composants doivent être très importantes (> 100 TOhms), un intégrateur comprend une capacité d'intégration qu'il faut régulièrement 10 décharger à une valeur bien précise et qui peut varier en fonction de l'application. Un relais mécanique placé en parallèle peut remplir cette fonction, un interrupteur (switch) électronique a une impédance en circuit ouvert trop faible (au mieux de l'ordre du TOhm) et induit des courants de fuite trop importants. [0054] Pour résumer, l'art antérieur se répartit en deux branches. La 15 première branche évite la véritable mesure par intégration en choisissant de charger et décharger très vite un condensateur de faible valeur, la mesure ne se faisant alors plus directement par l'intégration analogique mais indirectement par le comptage des cycles de charge/décharge. Les performances sont moins élevées mais cela permet l'utilisation d'une électronique de commutation bien 20 moins performante en termes de résistance entre l'état passant et l'état bloqué, et de la faire commuter plusieurs milliers de fois par seconde pour décharger le condensateur d'intégration. [0055] Tous les autres circuits, plus soucieux de l'exactitude et de la représentativité de la mesure, partagent les mêmes inconvénients, même si ceux 25 du LNE et du LNHB, beaucoup plus récents, se fondent sur des composants passifs de très hautes performances, des amplificateurs opérationnels de métrologie et des commutateurs également à hautes performances. Ces inconvénients découlent essentiellement de ce qu'une commutation intervient en parallèle avec le condensateur d'intégration (c'est-à-dire le condensateur dont la 30 capacité constitue la capacité d'intégration) ou en série entre ce condensateur d'intégration et l'amplificateur opérationnel qui lui est associé au moment de la réinitialisation (c'est-à-dire de la remise de la charge du condensateur d'intégration 3025606 15 dans son état de charge initial Qo d'avant la mesure). Pour ces dispositifs de l'art antérieurs, soit le circuit est coupé par un interrupteur en série entre le condensateur d'intégration et l'amplificateur opérationnel associé, soit un court-circuit est réalisé aux bornes de ce condensateur (éventuellement via une faible 5 résistance limitant le courant à une valeur qui n'endommage pas ce composant). L'ensemble des connexions entre ce condensateur d'intégration (par métonymie cette capacité d'intégration) et l'amplificateur opérationnel change donc entre l'état d'intégration et l'état de réinitialisation. [0056] Il en découle des performances limitées, dont on s'est efforcé de 10 repousser les limites par l'utilisation de composants très performants, de plus en plus coûteux, et dont la mise en oeuvre délicate exige une main d'oeuvre très qualifiée respectant des conditions contraignantes. EXPOSE DE L'INVENTION [0057] L'invention vise à rester dans le cadre d'une véritable mesure 15 analogique par intégration, conformément à la seconde branche de l'art antérieur (Babyline, LNE, LNHB), ceci sans introduire de modification des connexions du condensateur d'intégration (par métonymie capacité d'intégration), ni sur lui-même (pas de court-circuit), ni à l'amplificateur opérationnel associé (pas d'interrupteur en série) entre l'état de mesure du circuit et son état de réinitialisation. Ceci en 20 n'utilisant que des composants à bas coût et dont le coût est appelé à diminuer, alors que les électroniques de l'art antérieur utilisent des composants très coûteux et dont le coût est appelé à augmenter à l'avenir. [0058] En d'autres termes, l'invention réalise l'intégration par un circuit dans lequel le condensateur d'intégration (par métonymie la capacité d'intégration) est 25 connecté de la même manière dans l'état d'intégration et dans l'état de réinitialisation. Il n'existe aucun moyen permettant de court-circuiter ses électrodes pour la réinitialisation de l'intégrateur. [0059] L'invention propose ainsi un dispositif pour la mesure d'un courant par intégration, ledit dispositif comportant : 30 - un premier amplificateur opérationnel OP1 comportant une première entrée inverseuse, le courant à mesurer étant appliqué sur ladite première entrée inverseuse ; 3025606 16 - un condensateur d'intégration disposé entre la première entrée inverseuse du premier amplificateur opérationnel OP1 et la sortie de ce premier amplificateur opérationnel ; - un générateur de courant actif connecté à la première entrée 5 inverseuse du premier amplificateur opérationnel OP1, ce générateur de courant étant configuré pour : - dans un premier état de mesure du dispositif, compenser les courants de fuite du dispositif ; - dans un second état de réinitialisation du dispositif, 10 déclenché par une valeur de charge du condensateur d'intégration sensiblement égale à une valeur maximale QMax qu'elle peut avoir, générer un courant apte à remettre cette charge à sa valeur initiale Qo ; - des moyens de commande configurés pour : 15 - mémoriser un état initial de charge Qo correspondant à une tension Vco en sortie du premier amplificateur opérationnel ; - placer le dispositif dans l'état de mesure et l'y maintenir jusqu'à ce que la charge du condensateur d'intégration atteigne sensiblement QMax, correspondant à une tension 20 VCMax en sortie du premier amplificateur opérationnel ; - lorsque la charge du condensateur d'intégration atteint sensiblement QMax, correspondant à une tension Vcmax en sortie du premier amplificateur opérationnel, placer le dispositif dans l'état de réinitialisation jusqu'à ce que la 25 charge du condensateur d'intégration atteigne sensiblement Qo. [0060] La valeur initiale de charge Qo du condensateur d'intégration peut être choisie égale à zéro, mais aussi à toute valeur physiquement atteignable compte tenu de la tension d'alimentation du circuit. 30 [0061] La valeur maximale de charge QMax, que peut avoir le condensateur d'intégration est a priori la valeur maximale atteignable compte tenu de la tension d'alimentation du circuit. Toutefois l'opérateur peur choisir dans certaines 3025606 17 circonstances de mesure de fixer lui-même une valeur de QMax comprise entre Qo et la valeur maximale atteignable compte tenu de la tension d'alimentation. Il convient donc de prévoir, compte tenu du signe du courant à mesurer, une plage de variations entre Qo et QMax dans le sens qui permet de passer de Qo et QMax 5 sous l'effet du courant à mesurer, et dont l'écart QMax - Qo est adapté à l'intensité à mesurer. [0062] La masse de référence des signaux correspond à un potentiel médian entre les tensions d'alimentation. Lorsque le circuit est alimenté par une seule alimentation, cette masse, elle est choisie à un potentiel médian que l'on 10 crée par des résistances, ce potentiel de masse virtuelle peut néanmoins se situer n'importe où entre les tensions d'alimentation pourvu que le système reste dans un fonctionnement linéaire. Lorsque le circuit est alimenté par deux alimentations symétriques, cette masse correspond à leur point commun. [0063] Par générateur de courant actif, on entend comportant des semi- 15 conducteurs aptes à fournir une puissance supérieure à la puissance du signal qui le traverse. Cette différence de puissance provient alors d'un circuit annexe apportant de l'énergie depuis une alimentation. A ce titre, le courant injecté dans un sens ou dans l'autre à l'entrée inverseuse du premier amplificateur opérationnel provient de l'alimentation de ce circuit actif, a priori la même que celle 20 de l'ensemble du circuit selon l'invention. En conséquence, le point d'injection de ce courant a un potentiel flottant, c'est-à-dire qu'il suit celui que lui impose l'entrée inverseuse du premier amplificateur opérationnel. En pratique il ne bouge que de moins d'un mV dans les conditions normales d'utilisation. [0064] De manière plus particulière, ce générateur de courant comporte un 25 deuxième amplificateur opérationnel OP2, monté en suiveur, tel qu'illustré à la figure 3. De préférence ces deux amplificateurs (0P1 et OP2) sont intégrés dans le même boitier, ainsi ils se trouvent à la même température. Une réalisation préférentielle de ce générateur de courant actif est constituée d'un amplificateur opérationnel OP2 monté en suiveur et comportant en outre une faible réaction 30 positive, à l'aide d'une première résistance R5 de forte valeur (supérieure à 500 MOhms, et typiquement 1 GOhm). Cette figure 3 représente la version de base de 3025606 18 l'invention, pour laquelle plusieurs perfectionnements avantageux vont être décrits. [0065] Cette version de base fonctionne comme suit : le deuxième amplificateur opérationnel OP2 est monté en suiveur de la tension d'entrée 5 inverseuse du premier amplificateur opérationnel0P1, avec une contre-réaction très forte (résistance très faible, ici nulle) entre la sortie du deuxième amplificateur opérationnel et l'entrée inverseuse du deuxième amplificateur opérationnel, de manière à avoir sensiblement un gain unité. La tension en sortie du deuxième amplificateur opérationnel est donc toujours égale à la tension d'entrée non 10 inverseuse du deuxième amplificateur opérationnel, qui est la même que la tension d'entrée inverseuse du premier amplificateur opérationnel, aux imperfections physiques près des composants. En réalité, il existe un léger décalage de l'ordre de quelques centaines de i_tV au plus, qui est quasi-constant et suit toutes les variations de la tension d'entrée de l'entrée inverseuse du premier 15 amplificateur opérationnel. C'est sur ce décalage que se fonde le générateur de courant. [0066] La résistance R5 de forte valeur, supérieure à 500 MOhms généralement, ici égale à 1Gohms dans l'exemple de la figure 3, est reliée entre la sortie du deuxième amplificateur opérationnel OP2 et l'entrée non inverseuse 20 du premier amplificateur opérationnel OP1. Comme elle a à ses bornes une ddp (différence de potentielle) quasi constante d2- dl de quelques centaines de i_iV, elle est traversée par un courant i= (d2 - d1)/R5, c'est-à-dire en valeurs numériques 10-9 fois quelques 10-4V, c'est-à-dire quelques 10-13A. Ce courant, qui se trouve injecté à l'entré inverseuse du premier amplificateur opérationnel, est 25 extrêmement stable, ce qui permet de le compenser en grande partie par un circuit d'offset décrit ultérieurement. Ce circuit, tel qu'illustré à la figure 3, constitué de OP2, de sa contre réaction et de sa réaction constitue donc bien un dispositif qui fonctionne en générateur de courant. [0067] En outre, ce courant peut être ajusté via un offset appliqué sur 30 l'entrée inverseuse du deuxième amplificateur opérationnel OP2. Cette variante est illustrée à la figure 3. Un premier offset, ajustable manuellement à la fabrication du circuit (réglage de sortie d'usine par un opérateur), est constitué 3025606 19 d'un potentiel VR1 pris entre l'alimentation positive et la masse grâce à un potentiomètre VR1 (typiquement de 100 kOhms) dans le curseur duquel est connectée en série une résistance R7 qui aide à déterminer le gain appliqué par OP2 à cette tension d'offset. Ce gain doit être très faible compte tenu des 5 grandeurs en jeu dans le générateur de courant. Pour ne pas modifier significativement le fonctionnement de ce générateur, R8 doit rester faible pour qu'OP2 ait un gain très proche de 1. Or ce gain, déterminé par le rapport R8/R7, doit être de l'ordre de quelques millièmes afin de ne pas induire un offset supérieur quelques fA sur l'entrée inverseuse de OP1. A titre d'exemple, avec un 10 gain de 0.001, on obtient 1fA sur l'entrée inverseuse de OP1 pour 1 mV de VR1. Par ailleurs, en choisissant R7 entre 30 KOhms et 100 kOhms, et R8 à quelques dizaines d'Ohms, le gain de OP2 est de l'ordre de 0.001 (c'est-à-dire qu'il fonctionne en atténuateur inverseur). [0068] Vu le rôle que jouent R8, R7 et VR1 dans le gain de OP2, R8, R7 et 15 VR1 doivent être stables en température et précises à mieux que 5%. Ces contraintes respectée, le réglage manuel du potentiomètre VR1permet de décaler le point de fonctionnement de OP2, et par là de compenser approximativement les courants de fuite du circuit à l'entrée inverseuse du premier amplificateur opérationnel. Cela se vérifie en mesurant la tension de sortie Vc du premier 20 amplificateur opérationnel et la dérive qu'elle présente avant toute application d'un courant à mesurer. A titre indicatif, pour une capacité d'intégration de 100 pF, un courant de 10 fA produira une variation de Vc de 1mV/10 s ou 10mV pour 100 s. Un tel réglage opérateur n'est toutefois requis que juste après fabrication, en sortie d'usine, ou éventuellement après un choc ou une période 25 exceptionnellement éprouvante pour le matériel. [0069] Le réglage d'offset par R7 et VR1 est ajusté pour compenser le plus possible les courants de fuite lorsque le circuit est dans l'état de mesure, et les ramener dans une fourchette de l'ordre de 1 à 10 fA. Lorsque le circuit de l'invention est doté d'un microcontrôleur pour piloter le basculement d'un état dans 30 l'autre, ce microcontrôleur peut avantageusement délivrer sur une sortie logique LO4 des impulsions PWM dont la valeur moyenne est sommée avec l'offset de R7 et VR1, ajustant ainsi automatiquement le courant du générateur afin qu'il annule 3025606 20 quasiment les courants de fuite sur l'entrée inverseuse de OP1 (fig.4).Comme les dispositifs précédents du LNE, LNHB Le ou même les appareils de type Babyline ou chambre à gaz, le dispositif selon l'invention présente deux états distincts. Le premier correspondant à l'intégration du courant à mesurer via la charge d'un 5 condensateur d'intégration (C1 dans l'art antérieur de la Fig. 2, C5 dans l'invention de la Fig. 3 et suivantes), dont la capacité est dite capacité d'intégration. Ce premier état existe dans l'invention, et grâce au générateur de courant décrit ci-dessus permet une meilleure compensation des courants de fuite. [0070] Le second état pour un amplificateur par intégration est la 10 réinitialisation de la charge du condensateur d'intégration à sa valeur de départ 00, puisque cette charge ne peut croître indéfiniment sous l'effet du courant à mesurer. Dans l'art antérieur, cette réinitialisation est une décharge brutale du condensateur d'intégration, par un court-circuit entre ses électrodes, ce court-circuit pouvant se faire à travers une résistance de faible valeur destinée à limiter 15 la valeur de crête du courant. Selon l'invention, cet état de réinitialisation n'est plus un court-circuit du condensateur d'intégration mais une charge du condensateur d'intégration, en sens inverse de la charge résultant du courant à mesurer au moyen d'un courant de charge de sens contraire. Cela pourrait se faire laborieusement par une modification temporaire de l'offset du générateur de 20 courant, par exemple en appliquant à l'entrée inverseuse de OP2 un offset de forte valeur et de signe approprié, par exemple au moyen d'un autre pont potentiométrique et d'un interrupteur, non représentés par un schéma car évidents pour l'homme de métier. Toutefois ce moyen simple serait peu performant et rendrait difficile le basculement d'un état dans l'autre. En outre, il est souhaitable 25 que le courant de réinitialisation soit beaucoup plus fort et de sens opposé que le courant dû à la mesure. Ce courant annule l'effet cumulé des charges intégrées depuis la dernière réinitialisation, et replace la valeur de charge du condensateur d'intégration à sa valeur initiale Q0. S'il est, par exemple, dix fois, cent fois, ou mille fois plus grand que le courant à mesurer, le retour de la capacité à sa valeur 30 initiale se fera dix fois, cent fois, ou mille fois plus rapidement. Cette valeur est donc modifiable dans une très large plage sans pour autant sortir de l'invention : seules les conditions technologies des circuits et le temps d'intégration voulu 3025606 21 limitent cette valeur. Il faut seulement veiller à ne pas demander un courant si intense qu'il nuise par ailleurs à la stabilité du circuit, ce qui est trivial pour l'homme du métier. [0071] Préférentiellement, ce basculement d'un état à l'autre se fait grâce à 5 un perfectionnement constitué de deux diodes D1 et D2 et d'une résistance R10 de faible valeur (typiquement 1 kOhm). Les figures 4 et 5 montrent leur implantation dans le circuit dans le cas où elles sont actionnées par un microcontrôleur, ce qui est très avantageux. Toutefois on peut également réaliser l'invention en remplaçant les sorties de microcontrôleur notées LO3 et LO4 par 10 des tensions logiques appliquées manuellement aux diodes D1 et D2 par action manuelle sur des interrupteurs ou par des circuits logiques. Cette réalisation simplifiée étant évidente pour l'homme de métier, elle n'a pas été représentée graphiquement. Les diodes D1 et D2 représentées en figures 4 et 5, connectées en sens inverse à partir d'un point commun à la sortie de OP2 (dont le potentiel 15 est très proche de Vcc/2), en aval d'une résistance R10 de faible valeur (typiquement 1 kOhm) et dont l'autre extrémité est connectée : - pour D1, connecté au point commun des diodes D1 et D2 et à R10 par sa cathode, l'anode est reliée via une résistance de protection de faible valeur R11 à un niveau logique bas lorsque le circuit est dans son état 20 de mesure, et un niveau logique haut lorsque le circuit est dans son état de réinitialisation et qu'on veut injecter dans C5 un courant dans un premier sens - pour D2, connecté au point commun des diodes D1 et D2 et à R10 par son anode, la cathode est reliée à un niveau logique haut lorsque le 25 circuit est dans son état de mesure, et un niveau logique bas lorsque le circuit est dans son état de réinitialisation et qu'on veut injecter dans C5 un courant dans un second sens. [0072] Ces niveaux logiques peuvent être appliqués manuellement par des interrupteurs, ou encore par des circuits logiques, selon une disposition évidente 30 pour l'homme du métier et qui n'a donc pas besoin d'être illustrée. Toutefois ils sont très avantageusement appliqués par un microcontrôleur si le circuit selon 3025606 22 l'invention en possède un. Cette configuration est représentée sur les figures 4 et 5. Dans ce cas : - D1 a son anode reliée via R11 (de l'ordre d'une centaine d'ohms) à une sortie logique LO2 du microcontrôleur, portée au niveau logique bas 5 lorsque le circuit est dans son état de mesure, et au niveau logique haut lorsque le circuit est dans son état de réinitialisation et qu'on veut injecter dans C5 un courant dans un premier sens ; - D2 a sa cathode reliée à une sortie logique du microcontrôleur LO3 se trouvant au niveau logique haut lorsque le circuit est dans son état de 10 mesure, et au niveau logique bas lorsque le circuit est dans son état de réinitialisation et qu'on veut injecter dans C5 un courant dans un second sens. [0073] C'est alors le microcontrôleur qui déclenche les changements d'un état à l'autre selon l'état de charge du condensateur d'intégration. Cet état lui est 15 connu puisqu'il commande directement la tension Vc de sortie de l'amplificateur opérationnel OP1 monté en intégrateur, et rentre sur sa première entrée analogique A11. [0074] Lorsque le circuit est dans l'état de mesure par intégration, les deux diodes D1 et D2 sont polarisées en inverse par la commande du microcontrôleur. 20 Ces diodes ont un courant inverse de l'ordre de quelques pA, mais ces courants ne sont pas rigoureusement identiques et un courant résultant de la différence est collecté par la sortie de l'OP2 via la résistance R10. Ce courant traversant la résistance R10 crée une tension qui vient s'ajouter ou se retrancher par rapport à la sortie de l'OP2. Il en résulte une modification de la tension de sortie de OP2 de 25 quelques nano Volts, dont l'effet sur le générateur de courant est négligeable. [0075] Dans le second état du circuit, dit de réinitialisation, le microcontrôleur force la charge ou la décharge rapide de la capacité d'intégration, selon qu'il actionne l'une ou l'autre de ses sorties logiques : si la diode D1 conduit, la résistance R5 (1 GOhm) est portée à un 30 potentiel égale à la tension d'alimentation moins la chute de tension dans D1, soit VCC - 0.6V, et charge la capacité d'intégration avec un courant de l'ordre d'1 nA ; 3025606 23 si c'est la diode D2 qui conduit, la résistance R5 (1 GOhm) est portée à un potentiel de 0.6V et décharge la capacité avec un courant de 1 nA. Pour une capacité de 100 pF, la tension pourra évoluer à raison de 1 V pour 100 ms. Ce système ne fait appel à aucun système de contacteur 5 mécanique ou électronique. [0076] Dans ce second état les diodes D1 et D2 ne sont jamais simultanément passantes. Toutefois elles pourraient l'être accidentellement par suite d'une erreur de programmation ou d'un défaut du microcontrôleur. Pour limiter le courant qui pourrait alors circuler, on intercale la résistance R11, d'une 10 centaine d'ohms, afin de limiter le courant entre les sorties logiques du microcontrôleur. [0077] Toutefois l'invention présente une autre caractéristique avantageuse tout à fait incompatible avec les dispositifs de l'art antérieur. Il permet de ne plus se limiter à un état de départ où la charge Q du condensateur d'intégration serait 15 nulle. En effet, selon l'invention le condensateur peut avoir en début de mesure d'intégration une charge Qo, qui peut être par exemple une charge de signe opposé à la charge que peut susciter le courant à mesurer à la fin de l'état d'intégration. Au maximum des possibilités techniques du circuit, on peut fixer sa valeur à celle de la charge maximale atteignable Q=CVMax, où VMax est la tension 20 maximale à laquelle le condensateur d'intégration peut être chargé, mais avec un signe opposé au signe de l'évolution de la charge sous l'effet du courant à mesurer. Ainsi, si le courant à mesurer fait décroître la charge, on peut précharger initialement le condensateur d'intégration à une valeur positive égale à CVMax. Ceci permet au dispositif selon l'invention une étendue de mesure double de celle 25 des dispositifs de l'art antérieur. [0078] Pour résumer ce second état selon l'invention, on peut le caractériser par l'absence de modification des connexions du condensateur d'intégration sur lui-même et à l'amplificateur opérationnel associé entre les deux états dans lesquels il peut se trouver. Mais on peut aussi le caractériser par la capacité du 30 générateur de courant à générer un courant apte à remettre la première capacité d'intégration dans un état initial de charge Qo lorsque la charge effective de ce condensateur atteint une valeur maximale QMax. 3025606 24 En d'autres termes, dans cet état de réinitialisation, le générateur de courant de l'invention est apte à injecter dans le condensateur d'intégration un courant au moins K fois supérieur au courant à mesurer, et de sens adéquat pour remettre au moins K fois plus rapidement le condensateur d'intégration dans l'état de charge 5 Qo, ce qui constitue une réinitialisation du dispositif. La valeur K est au moins égale à 10, mais plus généralement de l'ordre de 100, de 1000 ou plus encore, selon les mesures à effectuer. L'invention comporte donc un générateur de courant apte à placer la capacité d'intégration C5 dans toutes les valeurs de charge possibles Qo, que ce soit au départ ou dans chaque état de réinitialisation. 10 Cette remise de la charge du condensateur d'intégration à Qo constitue une réinitialisation du dispositif qui permet un nouveau basculement dans le premier état ci-dessus dit état de mesure. [0079] On a qualifié la valeur maximale de tension de sortie de OP1 en fin d'étendue de mesure par sa valeur absolue. En effet, l'invention permet de partir 15 d'un état de charge Qo quelconque, la fin d'étendue de mesure étant alors la valeur maximale de charge QMax que peut atteindre le condensateur d'intégration compte tenu des tensions d'alimentation du circuit. Si l'on connait le sens dans lequel le courant à mesurer va modifier cette charge, l'invention permet de choisir de placer la charge Qo à la valeur maximale possible dans le sens inverse, de 20 manière à avoir la plus grande plage de variations possible entre Qo et QMax. [0080] La tension analogique sortant du premier amplificateur opérationnel représente l'intégrale du courant à mesurer par le dispositif. La valeur de seuil haut Vmax est paramétrable et mémorisable par le microcontrôleur par exemple. Le microcontrôleur fait basculer le dispositif dans l'état de mesure ou dans l'état de 25 réinitialisation par l'envoi d'un signal logique (numérique). [0081] La figure 4 représente schématiquement un mode de réalisation préférentiel où ce basculement est commandé par le microcontrôleur grâce à une première diode D1 et une deuxième diode D2 polarisées en inverse, et la résistance R10 placée entre le point commun de ces diodes et la sortie du 30 deuxième amplificateur opérationnel OP2. L'anode de la première diode D1 est reliée à une première sortie logique du microcontrôleur, et la cathode de la deuxième diode D2 est reliée à une seconde sortie du microcontrôleur, les dites 3025606 25 première et deuxième sorties du microcontrôleur permettent alors le contrôle du basculement du dispositif entre l'état d'initialisation et l'état de mesure. Ce basculement fonctionne comme suit. Dans l'état d'intégration du circuit, les deux diodes D1 et D2 sont polarisées en inverse. Elles ont alors chacune un courant 5 inverse de l'ordre de quelques pA, mais qui ne sont pas tout à fait égal d'une diode à l'autre. La différence entre les deux courants inverses est un courant résultant qui s'ajoute algébriquement au courant de sortie de OP2, via la résistance R10. Elle est choisie d'une valeur suffisamment faible pour que la ddp ainsi générée aux bornes de R10 ne perturbe pas significativement le 10 fonctionnement du générateur de courant. Typiquement, R10 est de l'ordre de 1Kohm, ce qui génère aux bornes de R10 quelques nano Volts. Toutefois, si l'on choisit des diodes dont le courant de fuite en inverse est supérieur à 1 pA, la différence des courants peut s'avérer légèrement sensible à la température. [0082] Dans l'état de mesure du circuit selon l'invention, la sortie logique 15 LO2 du microcontrôleur associée à D1 est à l'état bas et la sortie logique LO3 associée à D2 est à l'état haut. Dans l'état de réinitialisation, si le microcontrôleur place au niveau haut sa sortie logique LO2 (reliée à l'anode de D1 via une résistance série de protection), alors D1 conduit et la résistance R5 (typiquement de 1Gohm) est portée à un potentiel de VCC - 0.6V, ce qui charge la capacité 20 d'intégration C5 avec un courant de 1 nA. [0083] Dans l'état de réinitialisation, si au contraire le microcontrôleur place au niveau bas sa sortie logique L03, la diode D2 conduit. L'extrémité de la résistance R5 reliée à D2 est alors portée à un potentiel de 0.6V, ce qui occasionne en elle un courant de 1nA qui décharge la capacité d'intégration C5 25 avec un courant de 1 nA. [0084] Cette valeur d'un nA convient bien pour une capacité C5 de 100 pF, auquel cas la tension à ses bornes pourra évoluer à raison de 1 V pour 100 ms. Il est aisé de l'adapter à une autre valeur de C5 ou à un courant différent de charge/décharge. 30 [0085] Ce montage à deux diodes et une résistance R10 ne fait appel à aucun système de contacteur mécanique ou électronique. Par sécurité, on place en série avec D1 une résistance R11 de l'ordre de 100 ohms qui limite le courant 3025606 26 entre les sorties du pcontrôleur dans le cas où les deux diodes seraient malencontreusement polarisées en direct (par exemple en cas d'erreur de programmation du pcontrôleur). Avec ce perfectionnement, le microcontrôleur commande le basculement dans l'état de mesure ou l'état de réinitialisation du 5 dispositif au moyen de deux sorties logiques distinctes. [0086] Selon un autre perfectionnement, applicable aux montages destinés à recevoir le courant d'une chambre d'ionisation, et cumulable avec les précédents perfectionnements, le microcontrôleur est apte à piloter la tension de polarisation de la chambre grâce à des impulsions modulées en largeur (PWM 10 pour Pulse Width Modulation) générées par une quatrième sortie logique (LO 5). Ces impulsions sont configurées pour générer une tension moyenne apte à piloter le générateur de tension de polarisation. Ce générateur peut par exemple être réalisé à l'aide d'un convertisseur DC-DC selon la technique connue d'un étage à transformateur élévateur et du pompage par diodes et capacités. 15 [0087] Selon un autre perfectionnement cumulable avec les précédents qui comportent un microcontrôleur, ce microcontrôleur est apte à maintenir à quasiment zéro les courants de fuite en l'absence d'un signal de courant à mesurer à l'aide d'une troisième sortie logique (LO 4), fonctionnant comme la quatrième sortie logique (LO 5) en PWM. Atténuées par une résistance R9 de 20 l'ordre d'un MOhm, elle apporte à l'entrée inverseuse du deuxième amplificateur opérationnel OP2 un offset qui s'ajoute à celui apporté par le potentiomètre VR1 et la résistance R7. Cet offset est suffisant pour maintenir à une valeur très faible (typiquement de l'ordre de 10fA) les courants de fuite à l'entrée inverseuse du premier amplificateur opérationnel OP1. 25 [0088] De manière préférentielle, le dispositif comporte aussi un moyen de mesure des dérives thermiques dudit dispositif, ledit moyen de mesure des dérives thermiques étant relié à une entrée du microcontrôleur. Le moyen de mesure des dérives thermiques est par exemple un capteur de température disposé au voisinage ou contre le boitier comportant le premier amplificateur 30 opérationnel, et le signal de sortie du moyen de mesure des dérives thermiques est appliqué à une entrée du microcontrôleur afin que ce dernier puisse compenser la dérive thermique en agissant sur le générateur de courant par les 3025606 27 moyens évoqués ci-dessus. Si les amplificateurs OP1 et OP2 sont dans le même boîtier, la mesure de température s'en trouve améliorée. [0089] Selon une variante, le circuit selon l'invention peut aussi fonctionner selon un troisième état dit en amplificateur de transimpédance résistif (illustré à la 5 figure 5). Le passage dans ce troisième état est commandable par un inverseur unipolaire SW1, de préférence électronique. Son contact central est relié à l'extrémité de R5 non reliée à l'entrée non inverseuse de OP2, et permet de connecter cette électrode soit sur le point commun entre D1 et D2 pour obtenir un fonctionnement du circuit en mesureur de courant par intégration, soit sur la sortie 10 de OP1 pour obtenir un fonctionnement du circuit en amplificateur de transimpédance. Lorsque cet interrupteur SW1 est électronique, il est préférentiellement commandable par le microcontrôleur. [0090] En effet, dans le cas de la connexion du contact central avec la sortie de OP1, la résistance R5 se trouve en parallèle avec le condensateur d'intégration 15 C5, dont l'influence est faible aux cadences de travail du circuit . C5 sert alors à lisser les signaux parasites de plus haute fréquence. Ceci correspond au troisième état optionnel du circuit, dans lequel OP1 ne fonctionne plus en intégrateur mais en amplificateur de transimpédance résistif, avec pour résistance de contre-réaction R5. Le basculement dans ce troisième état peut être réalisé 20 manuellement par un opérateur. Toutefois, si le circuit comporte un microcontrôleur, il peut avantageusement être commandé par une interrupteur électromécanique ou à semiconducteur actionné par ce microcontrôleur. [0091] Lorsque le circuit selon l'invention possède un microcontrôleur, ce dernier est avantageusement muni de deux convertisseurs 25 analogiques/numériques, ce qui permet d'avoir, outre la première voie de mesure correspondant à la sortie de OP1 entrant sur une première entrée analogique, une seconde voie de meure plus sensible correspondant à cette même sortie de OP1 qui a été amplifiée, par exemple d'un facteur 10, par un troisième amplificateur opérationnel OP3 dont la sortie entre sur cette seconde entrée analogique du 30 microcontrôleur. [0092] L'invention concerne également un système pour la mesure d'un courant par intégration, ledit système comportant une chambre d'ionisation dans 3025606 28 laquelle circule le courant et un dispositif pour la mesure du courant par intégration selon l'un des modes de réalisation précédemment décrits. BRÈVE DESCRIPTION DES FIGURES [0093] D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront à la 5 lecture de la description qui suit, en référence aux figures annexées qui illustrent : - la figure 1, une vue schématique de l'électronique d'une chambre d'ionisation type CIEP 42 constituant le premier art antérieur cité ; - la figure 2, une vue schématique du circuit d'ajustement des courants de fuite selon les autres arts antérieurs cités (métrologie et Babyline) ; 10 - la figure 3 représente schématiquement le générateur de courant 11, placé dans la réalisation de base de l'invention ; - la figure 4 représente la réalisation préférentielle d'un dispositif de mesure de courant à intégration selon l'invention doté de la commutation d'états par le circuit à diodes D1 et D2 et reliée à une 15 chambre d'ionisation ; - la figure 5 représente la réalisation d'un dispositif de mesure de courant fonctionnant soit par intégration, soit en amplificateur de transimpédance résistif, et reliée à une chambre d'ionisation. [0094] Pour plus de clarté, les éléments identiques ou similaires sont 20 repérés par des signes de référence identiques sur l'ensemble des figures, hormis la 1 qui traite de l'art antérieur. DESCRIPTION DÉTAILLÉE D'UN MODE DE RÉALISATION [0095] La figure 1 représente le schéma électronique de l'antériorité qui charge et décharge très fréquemment le condensateur d'intégration, et émet à la 25 fin de chaque cycle de charge une impulsion allant par la sortie 10 vers une électronique de comptage. Ce n'est que le nombre de ces impulsions qui donne une évaluation du courant à mesurer. Les portes logiques U1B et U1C donnent une impulsion de polarisation qui coopère avec la diode D1 (PAD 1). [0096] La figure 2 représente un schéma de principe de l'art antérieur qui 30 effectue comme l'invention une véritable mesure en continu du courant d'entrée. L'ensemble formé par le potentiomètre VR1 et la résistance R1 constitue une 3025606 29 polarisation qui vise à compenser les courants de fuite. Le condensateur d'intégration Cl est, lorsqu'il est chargé au maximum, réinitialisé par un court-circuit entre ses électrodes par l'interrupteur SWO, qui est nécessairement un contact mécanique actionné par un électroaimant pour les applications les plus 5 précises. En effet, un interrupteur statique possède à l'état ouvert un courant de fuite non négligeable devant le courant à mesurer. [0097] La figure 3 représente la réalisation la plus basique de l'invention. On n'y a pas mentionné de système de mémorisation de l'état initial de charge Qo correspondant à une tension Vco en sortie du premier amplificateur 10 opérationnel, puisque dans ce cas la mémorisation est faite par l'intervention d'un opérateur. Idem pour l'offset supplémentaire à appliquer à l'entrée inverseuse de OP2, au moyen d'un interrupteur manuel ou à semi-conducteur relié à une tension de polarisation adéquate pour que le générateur de courant produise le courant apte par son signe et son amplitude à remettre la charge du condensateur à la 15 valeur initial Qo. Cette configuration impose une surveillance de la valeur de la charge de C5 soit par l'opérateur soit par un circuit annexe banal à réaliser par l'homme du métier. Aux figures 4 et 5, le circuit de l'invention proprement dite 11 (encadré central) est associé à une chambre d'ionisation à titre d'exemple non limitatif. L'encadré 2 représente schématiquement une chambre d'ionisation Cl, et 20 de son alimentation de polarisation en tension. On a schématisé la capacité parasite de Cl par C2. Le dispositif de mesure de courant de l'encadré central 11 est également relié à un élément d'accumulateur Batl au lithium de 3,6V nominal (ou à quatre éléments accumulateurs NiMH de 4,8V au total). Enfin il est aussi relié à une alimentation régulée Regulator (selon le mot anglais) de 3,3V pour 25 l'alimentation des composants actifs du dispositif de mesure. [0098] Le courant à mesurer sort de la chambre d'ionisation Cl et est envoyé dans le dispositif pour sa mesure. Le dispositif de mesure 1 comporte une partie circuit électronique 11 et une partie moyens de commande. Si dans la version la plus basique cela peut être effectué par un opérateur, une version un 30 peu plus élaborée peut utiliser des circuits logiques de base pour assurer ces fonctions. Toutefois, les schémas 4 et 5 les représentent ici constitués par un microcontrôleur 12. 3025606 30 [0099] Dans les figures 4 et 5, le circuit électronique 11 comporte un premier amplificateur opérationnel OP1. Le premier amplificateur opérationnel OP1 est alimenté par une source de tension continue, ici délivrant une tension stabilisée Vcc=3.3V. Le courant à mesurer est envoyé sur l'entrée inverseuse du 5 premier amplificateur opérationnel OP1. Du fait du pont diviseur de tension constitué par les résistances R1 et R2 de 10kohms chacune, l'entrée inverseuse et l'entrée non inverseuse du premier amplificateur opérationnel OP1 sont au potentiel Vcc/2 pour l'entrée non inverseuse et Vcc/2+d1 , dl représentant la tension différentielle d'entrée du premier amplificateur opérationnel. 10 [00100] Une première capacité C5 est montée en contre-réaction sur le premier amplificateur opérationnel OP1, i.e. entre l'entrée inverseuse et la sortie du premier amplificateur opérationnel OP1. Comme expliqué précédemment, cet étage du circuit constitue un intégrateur. La tension aux bornes de la capacité d'intégration C5 représente l'intégrale du courant à mesurer, et détermine la 15 tension de sortie Vc de l'amplificateur opérationnel OP1. En dérivant cette tension, on pourra retrouver la valeur moyenne du courant dans les cas où cette valeur est trop faible pour une mesure directe, comme c'est le cas pour la sortie d'une chambre d'ionisation. [00101] Le circuit 11 comporte également un troisième amplificateur 20 opérationnel OP3 monté en sortie du premier amplificateur opérationnel OP1 en montage amplificateur inverseur avec un gain adapté selon la plage de fonctionnement voulue pour la première capacité dite d'intégration C5. Entre la sortie de OP1 et l'entrée inverseuse de OP3, se trouve une troisième résistance R3 de 10kOhms et entre la troisième résistance R3 et la sortie du troisième 25 amplificateur opérationnel OP3, se trouve une quatrième résistance R4 de 100kOhms. Ainsi la tension en sortie du troisième amplificateur opérationnel OP3 est égale à dix fois la tension en sortie du premier amplificateur opérationnel OP1, cela permet d'obtenir un effet zoom lorsque le courant à mesurer est très faible. En effet, pour éviter les risques de saturation des circuits, on cherche à avoir une 30 plage de tension de fonctionnement de la première capacité allant de 0.1 à 0.9 fois la tension d'alimentation du circuit. Si les courants à mesurer sont très faibles (quelques fA) , l'évolution de la tension sur la capacité d'intégration C5 est lente, 3025606 31 soit par construction on pourra diminuer la valeur de la première capacité, soit on utilisera la sortie du troisième amplificateur OP3, du fait de son caractère amplificateur de tension, l'évolution de la tension est multipliée par 10 ce qui permet de diviser par 10 le temps d'intégration .ceci permet de ramener le temps 5 de mesure du courant provenant de la chambre d'ionisation à une valeur confortable pour l'opérateur, i.e. pour un mesureur portable : un temps ne dépassant guère une minute pour les plus bas niveaux. [00102] II n'est pas forcément nécessaire de passer par une valeur amplifiée de la tension de sortie du premier amplificateur opérationnel OP1 pour effectuer la 10 mesure de courant. En effet, pour une chambre d'ionisation ayant un rayonnement de 0.1 Gy/h, un mesureur portable de type Babyline donne une variation de signal de sortie non amplifié (en sortie de OP1) de 5V/s. Dans ce cas, il n'est pas nécessaire d'amplifier la tension de sortie de OP1, on peut effectuer directement la mesure (en l'envoyant sur une entrée analogique du microcontrôleur pC). En 15 outre, dans ce cas, la tension en sortie du troisième amplificateur opérationnel OP3 est à saturation et donc non prise en compte par le microcontrôleur pC. Le microcontrôleur comporte une première entrée analogique Al1 reliée à la sortie du premier amplificateur opérationnel OP1 afin de recevoir la première tension analogique Vc du premier amplificateur opérationnel OP1. Le microcontrôleur 20 comporte également une deuxième entrée analogique Al2 reliée à la sortie du troisième amplificateur opérationnel OP3 afin de pouvoir travailler également lorsque le courant à mesurer est très faible (cf. explication ci-dessus pour l'effet zoom pratiqué par le troisième amplificateur opérationnel OP3). [00103] Le circuit électronique 11 comporte également un générateur de 25 courant pilotable par le microcontrôleur constitué, dans cet exemple de réalisation, par un deuxième amplificateur opérationnel OP2. L'OP2 rempli quatre fonctions simultanées : 1) Suiveur non inverseur 2) générateur de courant (R5) 3) Sommateur atténuateur inverseur (VR1, R7, R8, R9) 4) Elimine l'influence des courants de fuite des diodes D1 et D2 (R10). La première fonction de OP2 est de 30 suivre la tension au borne de l'entrée inverseuse de OP1, l'entrée + de OP2 est reliée à l'entrée inverseuse de OP1et la sortie de OP2 est reliée à son entrée inverseuse par une résistance de 50 Ohms. La deuxième fonction de OP2 est de 3025606 32 générer un courant constant dans l'entrée inverseuse de OP1, la tension entre l'entrée + et la sortie de OP2 est légèrement différente ( REVENDICATIONS1. Dispositif (1) pour la mesure d'un courant par intégration, ledit dispositif comportant : un premier amplificateur opérationnel (OP1) comportant une première entrée inverseuse, le courant à mesurer étant appliqué sur ladite première entrée inverseuse ; un condensateur d'intégration disposé entre la première entrée inverseuse du premier amplificateur opérationnel (0P1) et la sortie de ce premier amplificateur opérationnel ; un générateur de courant actif connecté à la première entrée inverseuse du premier amplificateur opérationnel (OP1), ce générateur de courant étant configure pour : dans un premier état de mesure du dispositif, compenser les courants de fuite du dispositif ; dans un second état de réinitialisation du dispositif, déclenché par une valeur de charge du condensateur d'intégration sensiblement égale à une valeur maximale (QMax) qu'elle peut avoir, générer un courant apte à remettre cette charge à sa valeur initiale (Qo) ; des moyens de commande configurés pour : mémoriser un état initial de charge (Qo) du condensateur d'intégration, correspondant à une tension (Vco) en sortie du premier amplificateur opérationnel ; placer le dispositif dans l'état de mesure et l'y maintenir jusqu'à ce que la charge du condensateur d'intégration atteigne sensiblement (Qmax), correspondant à une tension (Vcmax) en sortie du premier amplificateur opérationnel ; lorsque la charge du condensateur d'intégration atteint sensiblement (Qmax), correspondant à une tension (Vcmax) en sortie du premier amplificateur opérationnel, placer le dispositif dans l'état de 3025606 réinitialisation jusqu'à ce que la charge du condensateur d'intégration atteigne sensiblement (Qc). 2. Dispositif selon la revendication 1 caractérisé en ce que le générateur de courant actif comporte un deuxième amplificateur opérationnel (0P2) monté en 5 suiveur, ledit deuxième amplificateur opérationnel (0P2) comportant en outre une réaction positive au moyen d'une première résistance (R5) de valeur supérieure à 500 MOhms, 3. Dispositif selon la revendication 2 caractérisé en ce que la sortie de l'amplificateur (0P2) du générateur de courant est reliée, après une résistance 10 (RIO) de l'ordre de 1kOhm, à deux diodes DI et D2 connectées comme suit : - pour la première diode (Dl), connectée au point commun des diodes D1 et D2 et à la résistance (R10) par sa cathode, l'anode est reliée via une résistance de protection de faible valeur (R11) à un niveau logique bas lorsque le circuit est dans son état de mesure, et un niveau logique 15 haut lorsque le circuit est dans son état de réinitialisation et qu'on veut injecter dans une première capacité (C5) un courant dans un premier sens ; pour la deuxième diode (D2), connectée au point commun des diodes D1 et D2 et à la résistance (R10) par son anode, la cathode est reliée à 20 un niveau logique haut lorsque le circuit est dans son état de mesure, et un niveau logique bas lorsque le circuit est dans son état de réinitialisation et qu'on veut injecter dans la première capacité (C5) un courant dans un second sens. 4. Dispositif selon la revendication 3 caractérisé en ce que les moyens de 25 commande comportent un microcontrôleur apte â commander le passage d'un courant de réinitialisation de la première capacité (C5) dans un sens ou dans l'autre grâce aux diodes D1 et D2, et en ce que les niveaux logiques auxquels doivent être portées l'anode de la première diode (D1) via une résistance de protection de faible valeur (R11), et la cathode de la deuxième diode (D2) sont 30 appliqué chacun par une sortie logique du microcontrôleur. 5. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes caractérisé en ce qu'il peut basculer dans un état d'amplificateur de transimpédance grâce à 3025606 un interrupteur électronique (SW1) dont le contact central est reliée à l'extrémité de R5 non reliée à l'entrée non inverseuse du deuxième amplificateur opérationnel (0P2), et permet de connecter ce contact soit sur le point commun entre la première diode (D1) et la deuxième diode (D2) pour obtenir un fonctionnement du 5 circuit en mesureur de courant par intégration, soit sur la sortie du premier amplificateur opérationnel (0P1) pour obtenir un fonctionnement du circuit en amplificateur de transimpédance, cet interrupteur électronique étant commandable par le microcontrôleur. 6. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 3 à 4 caractérisé en ce 10 qu'il comporte un moyen de mesure des dérives thermiques (T) dudit dispositif, ledit moyen de mesure des dérives thermiques étant relié à une entrée du microcontrôleur. 7. Système pour la mesure d'un courant par intégration, ledit système comportant : 15 une chambre d'ionisation dans laquelle circule le courant ; et un dispositif pour la mesure du courant par intégration selon l'une quelconque des revendications précédentes.