Brevet FR3026582A1 — publié le 20160401

Circuit résonant à fréquence et à impédance variables Le domaine de l'invention est celui des circuits résonants et plus particulièrement celui des circuits pouvant être utilisés dans des filtres radiofréquences dont on cherche à faire varier la fréquence centrale et la largeur de bande, dans le cadre par exemple d'applications de télécommunications sans fil. Les architectures actuelles de systèmes de télécommunication sont conçues de telle manière qu'elles peuvent s'adapter à plusieurs standards de communication. On dit qu'elles sont multistandards. C'est là une propriété essentielle qui permet à un système de fonctionner dans plusieurs régions géographiques et avec l'aide de plusieurs réseaux. Pour réaliser cette fonction, les systèmes actuels reposent en réalité sur une batterie de sous-systèmes mis en parallèle, et commutés en fonction du scenario d'utilisation. En particulier, l'émetteur/récepteur d'un système multistandard exploite autant de filtres radiofréquences ou duplexeurs que le nombre de standards pris en charge l'exige. Les filtres et les duplexeurs ont la propriété de sélectionner une fraction du spectre fréquentiel - la fraction dite « utile » au système, parce qu'elle contient l'information à traiter. Aujourd'hui, ces filtres sont majoritairement réalisés à l'aide de la technologie piézoélectrique, et ils se déclinent en deux grandes familles : les filtres utilisant des résonateurs à ondes de surface « Surface Acoustic Wave » ou « SAW » et les filtres utilisant des résonateurs à ondes de volume « Bulk Acoustic Wave » ou « BAW ». Ce type de filtres s'est imposé dans les systèmes de télécommunications parce qu'ils sont aujourd'hui relativement simples à réaliser de manière intégrée, et occupent donc un espace minimum (quelques millimètres carrés) pour un coût économiquement satisfaisant. Cependant, ces composants fonctionnent avec l'aide d'un matériau et d'une architecture qui imposent une fréquence centrale et une largeur de bande pour chacun. Or, avec la multiplication des standards de télécommunications, et les spécificités géographiques, le nombre de ces composants de filtrage 35 dans les systèmes embarqués a tendance à augmenter. Il devient désormais très utile de trouver un moyen de rendre les filtres variables en fréquence centrale et en largeur de bande, de manière à réduire leur nombre, voire à n'en avoir plus qu'un seul. De manière générale construits autour d'un matériau aux 5 propriétés piézoélectriques, les filtres SAW/BAW exploitent la conversion électromécanique de l'énergie contenue dans des résonateurs acoustiques, pour réaliser une fonction de filtrage. Alors que le résonateur SAW exploite des vibrations acoustiques confinées à la surface d'un substrat piézoélectrique, le résonateur BAW est 10 obtenu par vibration dans son épaisseur, d'une mince couche de matériau piézoélectrique prise en sandwich entre deux électrodes. Les figures la, lb et lc illustrent le comportement d'un résonateur BAW. Plus précisément, la figure la montre un empilement classique de 15 matériaux pour la réalisation d'un résonateur BAW de type « Solidly Mounted Resonator », comprenant à la surface d'un substrat S, un empilement de couches Ci, assurant une fonction de réflecteur, et une couche de matériau piézoélectrique Mpiézo comprise entre deux électrodes Ei et Es, recouverte d'une couche de diélectrique I. La figure lb montre le schéma électrique 20 équivalent au premier ordre d'un résonateur piézoélectrique et la figure 1 c illustre les fréquences de résonance et d'antirésonance du résonateur piézoélectrique. Dans les deux cas SAW/BAW, ce phénomène acoustique s'interprète sur le plan électrique comme l'agencement d'un résonateur 25 « RLC » en parallèle avec une capacité. L'ensemble présente alors une résonance série (quasi-court-circuit) et une antirésonance (quasi-circuitouvert). La distance fréquentielle qui sépare la résonance de l'antirésonance est caractérisée par le coefficient de couplage électromécanique du résonateur défini par l'équation suivante : 30 = 1 f, tanfp - f, k e2ff 2 fp 2 fp ) avec fs : la fréquence de résonance et fp : la fréquence d'antirésonance. Ce paramètre est directement lié aux propriétés piézoélectriques du matériau et au mode de vibration considéré. Typiquement, pour des ondes de volume se propageant dans de l'AIN (Nitrure d'Aluminium), le coefficient de couplage électromécanique est 5 de l'ordre de 7%, et permet de concevoir des filtres dont la largeur de bande est de l'ordre de 2%. Un filtre est obtenu par l'agencement de plusieurs résonateurs, parfois accompagnés d'éléments passifs supplémentaires. Typiquement, on distingue deux genres de résonateurs pour concevoir un filtre : les 10 résonateurs mis en parallèle au chemin du signal, et les résonateurs mis en série sur le chemin du signal. Ils se distinguent électriquement par le positionnement fréquentiel de leurs fréquences de résonance et d'antirésonance, disposées généralement selon le schéma illustré en figure 2 qui donne la réponse du filtre (courbe C2F). 15 En particulier, la fréquence de résonance des résonateurs mis en série (courbe C2s), est alignée sur la fréquence d'antirésonance des résonateurs mis en parallèle (courbe C2p). Les résonateurs acoustiques, en dehors de leurs fréquences remarquables, présentent un comportement capacitif, et présentent donc une 20 impédance qui dépend en premier lieu de leur capacité statique équivalente. Le dimensionnement de ce condensateur intervient dans l'adaptation d'impédance du filtre. On montre que lorsque les résonateurs séries et parallèles sont disposés selon le principe décrit ci-avant, l'adaptation du filtre est obtenue si l'impédance Zeg du générateur et de la charge équivaut à la 25 moyenne géométrique des impédances des résonateurs : Zeq = il Zserie - Zserie Pour exemple, la figure 3 présente la topologie d'un duplexeur 30 (association de deux filtres pour l'échange d'information en duplex fréquentiel). On y repère deux groupes de résonateurs, ainsi que quelques éléments passifs. Tandis que l'agencement des résonateurs sur le chemin « RX » est différentiel et croisé (dit « Treillis », ou lattice en anglais), les résonateurs sur le chemin TX sont disposés en « échelle » (Ladder en anglais). A ce jour, quelques industriels dominent le marché des filtres/duplexeurs à base de BAW ou de SAW. Tous sans exception proposent des batteries de composants, chaque composant adressant une bande fréquentielle spécifique, ou un standard spécifique (dans le cas des duplexeurs). Ceci est imposé par les propriétés intrinsèques du matériau piézoélectrique, ainsi que par l'approche architecturale des filtres, comme explicité ci-après dans la présente description. Dès 2005 a été publiée une proposition visant à modifier les fréquences remarquables des résonateurs acoustiques, ouvrant ainsi la voie aux filtres variables comme décrit dans l'article de Carpentier, J.F. ; Tilhac, C. ; Caruyer, G. ; Dumont, F., « A tunable bandpass BAW-filter architecture and its application to WCDMA filter », 2005 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest. Le principe repose sur l'adjonction de capacités et d'inductances et série et en parallèle à chaque résonateur. Les auteurs avancent qu'une variation de 2% de la fréquence de travail est possible, mais ceci n'a jamais été démontré par la réalisation. Cependant en 2006 et 2007, cette même équipe démontre qu'avec l'aide d'un circuit actif, il est possible de modifier la fréquence centrale d'un filtre de 0.3%. Ils en concluent que la méthode peut rattraper des dispersions technologiques. Il est possible de présumer que cette méthode a peu de chance de conduire à une véritable agilité du filtre, comme décrit dans l'article de : Razafimandimby, S ; Tilhac, C. ; Cathelin, A. ; Kaiser, A., « An Electronically Tunable Bandpass BAW-Filter for a Zero-IF WCDMA Receiver », (la figure 4 est extraite de cet article) Proceedings of the 32nd European Solid-State Circuits Conference, 2006 (ESSCIRC 2006). , et dans l'article de Cyrille Tilhac, Andreia Cathelin, Andreas Kaiser, Didier Belot, « Digital tuning of an analog tunable bandpass BAW-filter at GHz frequency », 33rd European Solid State Circuits Conference, 2007 (ESSCIRC 2007). A partir des conclusions de cette étude, la plupart des équipes travaillant sur ce sujet ont cherché des solutions permettant de se passer d'éléments passifs ajoutés à des résonateurs, en se concentrant sur des moyens de modifier la vitesse de propagation des ondes acoustiques. C'est ainsi que des résonateurs reposant sur l'usage de matériaux électrostrictifs ont été proposés, comme décrit dans l'article de S. Gevorgian, A. Vorobiev, T. Lewin, "DC field and temperature dependent acoustic resonances in parallel-plate capacitors based on SrTiO3 and Ba0.25Sr0.75TiO3 films: experiment and modeling", Journal of Applied Physics 99, 124112 (2006). Ces matériaux présentent en effet la propriété de présenter une variation de rigidité élastique en fonction d'un champ électrique appliqué. De plus, ils présentent un effet équivalent à la piézoélectricité, mais modulable en intensité, toujours en fonction d'un champ électrique appliqué. Néanmoins, leurs propriétés diélectriques sont également impactées par ce champ électrique, ce qui empêche ces composants de présenter une impédance constante. Il a été clairement affirmé que cette variation d'impédance rend impossible la synthèse d'un filtre à partir de ce type de résonateurs. De plus, les matériaux présentant ces propriétés, les composés de type BST (BaxSr1,TiO3) ou PZT (PbxZr1,TiO3) présentent des pertes trop élevées pour produire des résonateurs utilisables dans la pratique. Une autre solution proposée consiste à réaliser des résonateurs dits composites, reposant sur l'empilement de deux couches piézoélectriques. L'une des couches est connectée au circuit d'utilisation, tandis que l'autre couche est connectée à un circuit d'accord, habituellement une capacité variable permettant de modifier les conditions aux limites électriques que voit l'onde acoustique de volume en se propageant dans l'empilement. Cette structure permet donc de présenter un résonateur agile en fréquence, et uniquement pilotable par une capacité variable, comme décrit dans l'article de R. Aigner, "Tunable acoustic RF-filters: discussion of requirements and potential physical embodiments", Proceedings of the 40th European Microwave Conference, p. 787, 2010. Dans une telle structure, l'obtention de résonateurs présentant un coefficient de couplage électromécanique suffisant pour la synthèse d'un filtre, et une agilité en fréquence suffisante pour couvrir plusieurs bandes de communication, nécessite l'utilisation de matériaux fortement piézoélectriques tels que le niobate de lithium. L'inconvénient de cette structure est cependant qu'elle est extrêmement complexe, et donc couteuse, à réaliser, car nécessitant le cumul de deux couches piézoélectriques. D'autre part, cette structure provoque une simple translation en fréquence du résonateur, mais sans permettre de piloter indépendamment la fréquence de résonance ou d'antirésonance, ce qui peut se montrer problématique dans la mesure où les bandes de télécommunication ne présentent pas toutes la même largeur : on ne peut donc pas simplement translater en fréquence un filtre. L'approche la plus prometteuse est celle suivie depuis quelques années par une équipe japonaise dirigée par Ken-Ya Hashimoto de l'université de Chiba, abondamment décrite dans les articles suivants : Tomoya Komatsu, Ken-ya Hashimoto, Tatsuya Omori, and Masatsune Yamaguchi, « Tunable Radio-Frequency Filters Using Acoustic Wave Resonators and Variable Capacitors », Japanese Journal of Applied Physics 49 (2010); T. Yasue, T. Komatsu' N. Nakamura' K. Hashimoto, « Wideband tunable love wave filter using electrostatically-actuated MEMS variable capacitors integrated on lithium niobate », 16th International Solid- State Sensors, Actuators and Microsystems Conference (TRANSDUCERS), 2011; Ken-Ya Hashimoto, S. Tanaka, M. Esashi , « Tunable RF SAW/BAW filters: Dream or reality ? », Joint Conference of the IEEE International Frequency Control and the European Frequency and Time Forum (IFCS), 2011; M. Inaba, K.-Y. Hashimoto, T. Omori, C. Ahn, « A widely tunable filter configuration composed of high Q RF resonators and variable capacitors », European Microwave Integrated Circuits Conference (EuMIC), 2013, Hideki Hirano, Tetsuya Kimura, Ivoyl P Koutsaroff, Michio Kadota, Ken-ya Hashimoto, Masayoshi Esashi and Shuji Tanaka, « Integration of BST varactors with surface acoustic wave device by film transfer technology for tunable RF filters », Journal of Micromechanics and Microengineering 2013. Cette équipe s'emploie à démontrer que la première approche mentionnée ci-dessus est en réalité envisageable, dès lors que l'on dispose de résonateurs réalisés avec des matériaux à très grand coefficient de couplage électromécanique. En effet, l'ajout d'éléments passifs variables en série ou en parallèle à un résonateur acoustique permet de déplacer les fréquences de résonance et d'antirésonance comme illustré sur les figures 5a et 5b qui illustrent l'effet de la capacité en parallèle (variation de la capacité Cp de 0 à 12 pF) et de celui de la capacité en série (variation de la capacité Cs de Ce à 12 pF) sur la réponse électrique d'un résonateur et plus précisément sur le module de l'impédance exprimée en 0, et correspondant à la notation mag(Z(1,1)) des figures 5a et 5b. En effet, une capacité en parallèle avec un résonateur vient augmenter la capacité statique du résonateur, provoquant un déplacement du zéro de susceptance du résonateur (c'est-à-dire l'antirésonance) tout en laissant inchangé le pôle (c'est-à-dire la résonance). A l'inverse, l'ajout d'une capacité en série avec un résonateur vient diminuer son impédance, et provoque un déplacement du zéro de réactance (c'est-à-dire la résonance) tout en laissant inchangé le pôle (c'est-à-dire l'antirésonance). On est donc capable de déplacer de manière importante les fréquences de résonance et d'antirésonance du résonateur dans les limites de l'intervalle délimité par les fréquences de résonance et d'antirésonance du résonateur d'origine, dépourvu des éléments capacitifs d'ajustement (courbe en traits pleins). Un très grand coefficient de couplage électromécanique devient la condition nécessaire à une très grande agilité en fréquence. Pour exploiter ce principe, on découvre dès 2010 les topologies illustrées en figure 6a et 6b, décrites dans l'article de Tomoya Komatsu, Kenya Hashimoto, Tatsuya Omori, and Masatsune Yamaguchi, « Tunable RadioFrequency Filters Using Acoustic Wave Resonators and Variable Capacitors », Japanese Journal of Applied Physics 49 (2010), très semblables à ce que les équipes françaises avaient exploré. Les auteurs de cette étude ont en effet pris le parti d'utiliser des composants exploitant des ondes acoustiques de surface présentant un coefficient de couplage électromécanique le plus élevé possible (ici, supérieur à 30 °/0) en choisissant des substrats de niobate de lithium d'une coupe habituellement non utilisée par les concepteurs de filtres SAW, car présentant des coefficients de couplage électromécanique trop élevés pour permettre une synthèse de filtre de manière classique. Selon que l'on associe des résonateurs et des capacités, conformément à la topologie de la figure 6a ou de la figure 6b, il est possible, 30 selon les auteurs, d'obtenir le type de réponse illustré respectivement en figures 7a et 7b. Le filtre de la figure 7a présente une largeur de bande relative d'environ 17%, en s'appuyant sur l'hypothèse d'un matériau piézoélectrique dont le k2 vaut 28%. On peut observer que selon le procédé indiqué en figure 35 6a, la bande du filtre est réduite sur son bord inférieur tandis que sur son bord supérieur, la bande n'est que très légèrement augmentée. Dans ce cas, on s'emploie donc à réduire la largeur de bande, en déplaçant essentiellement un bord. Ceci conduit donc à modifier également la fréquence centrale effective, avec ici un taux de l'ordre de 3%. Dans le cas de la figure 7b, les auteurs construisent un filtre de 5% de large, et font varier la fréquence centrale de 5%. On observe donc deux filtres côte à côte. L'agilité proprement dite est donc démontrée : la méthode est fonctionnelle. Cependant cette solution comporte une forte limite d'exploitation. En effet, les auteurs de l'étude réalisent deux filtres de 5 % de bande, centrés à 4 % et à 9 % de la fréquence de résonance des résonateurs en série. En d'autres termes, ils ne cherchent pas à couvrir l'ensemble du spectre que l'on pourrait supposer exploitable compte tenu du coefficient de couplage de 30 °/0. Une étude plus poussée de ces travaux montre en effet que très vite, les valeurs des capacités associées sont telles que l'impédance caractéristique du filtre varie de manière si prononcée que son adaptation n'est plus assurée. C'est ce que l'on observe sur la figure 8 (où tous les composants sont supposés sans perte). L'abscisse correspond à une fréquence relative, équivalente à un pourcentage de la résonance naturelle des résonateurs série. Ainsi, la bande du filtre du milieu est centré sur 0.06, soit à 6% de la fréquence de résonance naturelle des résonateurs série. Le déplacement des résonances et antirésonances sur une large plage de variation (à l'extrême, sur toute la plage autorisée par le coefficient de couplage) suppose l'usage de capacités variables dont les valeurs sont, ou bien très grandes, ou bien très petites devant la capacité naturelle des résonateurs. Dès lors, les conditions d'adaptation ne sont plus observées, et les pertes d'insertion du filtre augmentent. C'est notamment ce que l'on peut observer sur les courbes centrées à 0 % et à 11 °/0. La désadaptation provoque également un taux d'onde stationnaire (VSWR) aux entrées/sorties du filtre. Un taux d'onde stationnaire généralement satisfaisant vaut 2, il correspond à un coefficient de réflexion de -10 dB. Beaucoup de systèmes tolèrent un VSWR de 2.5, soit -7.5 dB. Mais les filtres situés sur le chemin de la transmission en puissance sont très stricts, et l'on cherche un VSWR le plus faible possible (le minimum théorique étant 1). Dans les filtres situés à 0 % et 11 % de la figure 8, le VSWR est bien supérieur à 20. Dans ce contexte et pour mieux appréhender la problématique, les Demandeurs ont étudié plus précisément l'exemple de configuration illustrée en figure 9, qui représente une architecture de filtre en « ladder », représenté 5 entre des références Num4 et Num5. A partir de cette architecture, les Demandeurs ont cherché à adresser plusieurs bandes de fréquences : les bandes TX numérotés 28, 17, 13, 8 et 5 du protocole LTE, ces bandes étant respectivement présentées sur les figures 10, 11, 12, 13 et 14. Leur couverture simultanée nécessite un filtre 10 capable de se déplacer sur une plage de fréquence s'étendant de 734 à 960 MHz, et réalisé à partir d'un unique résonateur : seules les capacités séries et parallèles évoluent d'une bande à l'autre. Le résonateur a été dimensionné de manière optimale (c'est-à-dire pour adapter le filtre au générateur et à la charge) sur la bande 28 (758-803 MHz): 15 - les figures 10a, 11a, 12a, 13a et 14a sont relatives à la réponse en transmission du filtre (S21 ou S12) ; - les figures 10b, 11b, 12b, 13b et 14b sont relatives à la réponse en réflexion du filtre (S11 ou S22), plus précisément : o les courbes C10b1, C11b1, C12b1, C13b1 et C14b1 sont 20 relatives à la réponse S(4,4) en réflexion exprimée en dB du filtre illustré en figure 9 ; o les courbes C10b2, C11b2, C12b2, C13b2 et C14b2 sont relatives à la réponse S(5,5) en réflexion du filtre exprimée en dB illustré en figure 9 ; 25 - les figures 10c, 11c, 12c, 13c et 14c sont relatives au taux d'onde stationnaire (VSWR), calculé au port Num4 ; - les figures 10d, 11d, 12d, 13d et 14d montrent : o les courbes C10d1, C 11d1, C 12d1, C 13d1 et C 14d1 relatives à l'impédance du résonateur dit « relaxé », c'est-à-dire sans 30 aucune capacité variable, fixée par ses dimensions et les caractéristiques technologiques de la couche piézoélectrique ; o les courbes C10d2, C 11d2, C 12d2, C 13d2 et C 14d2 relatives à la réponse en impédance de la brique parallèle, constituée 35 du résonateur « relaxé » et des capacités associées ; o les courbes C10d3, C 11d3, C 12d3, C 13d3 et C 14d3 relatives à la réponse de la brique série, constituée d'un résonateur identique à la brique parallèle, et de capacités associées différentes de celles de la brique parallèle. Les points m7 et m9 sont respectivement relatifs à des fréquences de 689MHz et 923MHz et présentent des impédances respectives de -6,5 dB et 90 dB. On constate, comme anticipé par l'état de l'art antérieur, que lorsqu'on définit un résonateur optimal pour la bande 28, il est possible de parvenir par exemple à réaliser la bande 17 (734-746 MHz), tandis que les autres bandes ne peuvent être réalisées dans des conditions correctes, c'est-à-dire avec un taux d'onde stationnaire de l'ordre de 2. Les Demandeurs ont également mené l'étude en choisissant un résonateur optimal pour le centre de la plage de variation, c'est-à-dire centré sur 800 MHz (permettant un fonctionnement optimal en bande 13 et trois fois plus gros que celui calibré pour la bande 28) : on parvient à la même conclusion. Les conclusions seraient les mêmes en partant d'une optimisation sur la bande la plus élevée en fréquence. Les figures 15a, 15b, 15c et 15d sont respectivement relatives aux pertes d'insertion, à l'adaptation, à l'impédance (sans capacité série et sans capacité parallèle) et à l'impédance des couples de circuits résonants (avec des valeurs de capacité série et de capacité parallèle variables) pour un filtre variable centré autour de 800MHz. Il apparait clairement en figure 15d, un problème de variation d'impédance pour les différentes courbes, relatives à un déplacement en fréquence d'environ 60 MHz autour de la fréquence centrale de 800 MHz. La contrainte ne vient pas de la fréquence de travail, mais de la plage de fréquence que l'on cherche à couvrir, et de la largeur de bande de chaque filtre que l'on cherche à réaliser. L'observation des courbes des impédances des résonateurs montre que lorsqu'on se déplace en fréquence, de la fréquence de résonance série à la fréquence de résonance parallèle du résonateur « relaxé », l'impédance du circuit résonant augmente. Les circuits résonants du filtre centré à 800MHz présentent une impédance d'environ 50 Ohms, tandis qu'ils varient à environ 10 Ohms et environ 200 Ohms, respectivement à -60MHz et à +60MHz. Cette dispersion d'impédance constitue la cause principale des limitations de l'approche. C'est pourquoi et dans ce contexte, les Demandeurs proposent une nouvelle solution permettant de stabiliser l'impédance d'un circuit résonant comprenant un résonateur à une valeur choisie et permettant notamment de réaliser des filtres à fréquence centrale ajustable et à bande également ajustable. La description ci-après explicite le raisonnement inventif mené par les Demandeurs qui leur a permis de concevoir la solution de la présente invention. Partant des problèmes précités des solutions de l'art antérieur, les Demandeurs ont exploré une voie à l'encontre de l'état de l'art et plutôt que de faire varier les capacités associées à un résonateur fixe, les Demandeurs ont étudié le fonctionnement d'un filtre BAW construit à partir d'un résonateur (simple couche) à surface (et donc à capacité statique) variable, et à capacités associées fixes, même si la variation de la capacité statique d'un résonateur piézoélectrique n'est pas un paramètre qui s'impose de manière directe. En effet, la surface ou l'épaisseur d'un résonateur sont figées par la technologie, il s'agit des dimensions physiques du composant. Cette possibilité est pourtant disponible pour les résonateurs électrostrictifs mentionnés dans l'art antérieur, bien qu'accompagnés d'autres effets contraignants. Ainsi à partir de la topologie illustrée en figure 9 et en fixant les capacités associées aux valeurs correspondant à l'optimal de la bande 13, les Demandeurs ont étudié le comportement en changeant désormais uniquement la surface du résonateur. On obtient alors les résultats des figures 16a, 16b, 16c et 16d pour des résonateurs évoluant de 50 pm à 300 pm de côté. Les figures 16a, 16b, 16c et 16d sont respectivement relatives aux pertes d'insertion, à l'adaptation, à l'impédance (sans capacité série et sans capacité parallèle) et à l'impédance des couples de dispositifs résonants (avec des valeurs de capacité série et de capacité parallèle fixées) : - la figure 16a montre clairement un maintien des pertes d'insertion ; - la figure 16b montre clairement un maintien de l'adaptation ; - la figure 16c montre clairement la variation de l'impédance en fonction de la surface ; - la figure 16d montre clairement un maintien de l'impédance des couples de circuits résonants. Le résonateur dit « relaxé » le plus petit se situe à plus basse fréquence, tandis que le résonateur « relaxé » le plus gros se situe à plus haute fréquence. On observe que la réponse du dispositif est telle qu'on obtient un filtre de 20 MHz environ (soit 2.5 % de largeur de bande à 800 MHz), et adapté de 725 MHz à 875 MHz, soit plus de 18 % autour de 800 MHz. Par ailleurs, le tracé de l'impédance des résonateurs séries et parallèles montrent qu'ils présentent tous la même impédance, située autour de 50 Ohms. La figure 16d est remarquable prouvant cette stabilité d'impédance. Enfin il est très intéressant de constater également que le 15 positionnement relatif des fréquences remarquables des résonateurs séries et parallèles est conservé, quelle que soit la surface de résonateur « relaxé » choisi. Le filtre ainsi réalisé a donc la propriété d'être à largeur de bande fixe, et à fréquence centrale variable. 20 Les Demandeurs ont ainsi mis en évidence qu'il devient possible d'obtenir avec une brique élémentaire simple (simple couche de matériau) présentant un fort coefficient de couplage ( par exemple avec des matériaux tels que le niobate de lithium (LiNb03, ou LNO) ou bien encore le niobate de potassium (KNb03) ) et une impédance variable, ce qui était proposé dans 25 l'art antérieur avec des résonateurs composites comme décrit dans l'article de A. Reinhardt, E. Defa9, F. Perruchot, C. Billard, "Tunable composite piezoelectric resonators: a possible 1-loly Grail' of RF filters ?", Proceedings of the International Microwave Symposium, 2012. Par ailleurs, ce nouveau « résonateur à impédance variable » peut 30 également être associé à un composant réactif variable en série et un autre en parallèle. Cette association permet en effet d'avoir une complète liberté sur le positionnement fréquentiel de la résonance, de l'antirésonance, et de l'impédance de l'ensemble. On obtient donc la possibilité de réaliser des filtres à largeur de bande variable, et à fréquence centrale variable. 35 Ainsi, à partir de la topologie de filtrage commune à toute bande située entre 700 MHz et 850 MHz, et par exemple les bandes TX 28, 17, 13 et 5, illustrée en figure 17, les Demandeurs ont fait la démonstration qu'il est notamment possible de construire par exemple les filtres adressant les bandes TX numérotées 28, 17, 13 et 5, et respectant les spécifications propres à une possible réalisation de 4 duplexeurs en un, et ceci en ajustant la surface de chaque résonateur, ainsi que les capacités associées en série et en parallèle. Plus précisément, le tableau suivant fait le bilan de toutes les valeurs de surface, de capacités série et de capacités parallèles, mises en o oeuvre au sein de la topologie représentée en figure 17, pour réaliser les fonctions de filtrages illustrées en figure 18, configurée pour les bandes TX 28, 17, 13 et 5. Band 28 Band 13 P = 70x70iim P2 = 80x8Opsn P = 250x250gm P2 = 250x2501,tm C(P)=cc Cs(P2) = cc Cs(P). 15,2 pF Cs(P2) = 15,5 pF Cp(P)= 6,7 pF C(P2) = 7,5 pF C(P) = 18 pF C( P2) = 18 pF Cs(5) = 11,8 pF Cs(52) = 4,2 pF C5(5) = 4,8 pF Cs(52) = 2,6 pF C(S) = 6,8 pF C(S2) = 1,4 pF C(S) = 10,3 pF Cp(S2) = 5,8 pF Band 17 Band 5 P = 100x100gm P2 = 100x100p.ni P = 300x300p.m P2 = 300x300gm Cs(P)= cc Cs(P2) Cs(P)= 11,1 pF C5(P2) = 11,2 pF Cp(P)= 12,1 pF C(P2) = 14 pF C(P) = 11,9 pF Cp(P2)= 12,1 pF Cs(S) = 5,7 pF C5(52)= 2,8 pF C5(S) = 3,7 pF C5(52) = 1,7 pF Cp(S) = 5,2 pF C(S2) = 2,4 pF = 2,1 pF C(S2) = 1,1 pF Les Demandeurs ont ainsi pu démontrer qu'avec l'aide d'un même empilement technologique, et de la même topologie, il est possible de réaliser notamment les filtres RX de ces mêmes bandes 28, 17, 13 et 5. 15 L'approche décrite précédemment prouve qu'avec la présente invention, il devient possible de concevoir notamment un filtre reconfigurable couvrant n'importe quelle bande de fréquence située entre 700 et 900 MHz, soit une couverture fréquentielle de 25%. C'est pourquoi et de manière générale, la présente invention a pour objet un circuit résonant comprenant une borne d'entrée et une borne de sortie, et au moins : - un dispositif résonant comprenant au moins un résonateur à ondes acoustiques, le dispositif résonant étant équivalent à un unique résonateur ; - des premier et second éléments d'adaptation d'impédance présentant une réactance non nulle, le premier élément étant placé en série avec le dispositif résonant, et le second élément étant placé en parallèle avec le dispositif résonant, caractérisé en ce que : - la capacité statique équivalente du dispositif résonant est variable et - ledit circuit résonant comprend des premiers moyens de commande du dispositif résonant permettant de fixer la capacité statique équivalente du dispositif résonant à une valeur souhaitée. Selon une variante de l'invention, le circuit résonant comprend des seconds moyens de commande permettant de fixer l'impédance du premier 25 élément d'adaptation d'impédance et celle du second élément d'adaptation d'impédance. Selon une variante de l'invention, le dispositif résonant est constitué de plusieurs résonateurs élémentaires, les premiers moyens de commande comprenant un circuit de commutation permettant de 30 sélectionner et de relier un ou plusieurs résonateurs entre les bornes d'entrée et de sortie du dispositif résonant, de manière à définir ledit unique résonateur. Selon une variante de l'invention, les résonateurs élémentaires sont des résonateurs à ondes de volume (BAW) présentant des dimensions 35 géométriques différentes. Selon une variante de l'invention, les résonateurs élémentaires sont des résonateurs à ondes de surface (SAW), comportant des agencements d'électrodes différents à la surface d'un substrat piézoélectrique. Selon une variante de l'invention, le dispositif résonant comprend un résonateur présentant une capacité variable dont la valeur est fonction de la valeur d'un signal électrique de commande, les premiers moyens de commande comportant des moyens pour faire varier ledit signal électrique de commande. Il peut avantageusement s'agir d'un résonateur électrostrictif à base de matériau BST. Selon une variante de l'invention, au moins un élément d'adaptation d'impédance est un condensateur, une inductance ou un ensemble d'éléments passifs. Selon une variante de l'invention, au moins un élément 15 d'adaptation d'impédance est un circuit actif. Selon une variante de l'invention, le circuit actif comprend des transistors. Selon une variante de l'invention, le second élément d'adaptation d'impédance en parallèle est relié d'une part à une des bornes d'entrée/sortie 20 et d'autre part à un noeud intermédiaire entre le dispositif résonant et le premier élément d'adaptation d'impédance. Selon une variante de l'invention, le second élément d'adaptation d'impédance en parallèle est placé entre les bornes d'entrée et de sortie, monté en parallèle de l'ensemble dispositif résonant / premier élément 25 d'adaptation d'impédance placés en série. Selon une variante de l'invention, le circuit résonant comprend : - une première puce comprenant les premiers moyens de commande ou les premiers et les seconds moyens de commande ; 30 - une seconde puce comprenant le ou les résonateur(s) ; - des moyens d'interconnexion des premiers ou premiers et seconds moyens de commande avec le ou les résonateurs. Selon une variante de l'invention, la première puce comporte en outre les premier et second éléments d'adaptation. 35 Selon une variante de l'invention, la seconde puce comporte en outre les premier et second éléments d'adaptation. L'invention a aussi pour objet un filtre comprenant un ensemble de circuits résonants selon l'invention. L'invention a encore pour objet un duplexeur comprenant un 5 ensemble de circuits résonants selon l'invention. L'invention a aussi pour objet un dispositif comprenant un ensemble d'au moins deux circuits résonants selon l'invention et présentant une impédance d'entrée et une impédance de sortie, compris entre un port d'entrée et un port de sortie, caractérisé en ce qu'il comprend : 10 - des premiers moyens de commande des dispositifs résonants et des seconds moyens de commande des premiers et seconds éléments d'impédance, pour régler : o l'impédance caractéristique de chacun desdits circuits ; 15 o les fréquences de résonance et d'antirésonance de chacun desdits circuits. L'invention a encore pour objet un dispositif comprenant un ensemble d'au moins deux circuits résonants selon l'invention, caractérisé en ce qu'il comprend : 20 - des premiers moyens de commande des dispositifs résonants et des seconds moyens de commande des premiers et seconds éléments d'impédance, pour : o régler les valeurs d'impédances des deux circuits résonants à des valeurs fixées ; 25 o faire varier les fréquences de résonance et d'antirésonance des deux circuits résonants. L'invention a encore pour objet un dispositif comprenant un ensemble d'au moins deux circuits résonants selon l'invention, caractérisé en ce qu'il comprend : 30 - des premiers moyens de commande des dispositifs résonants et des seconds moyens de commande des premiers et seconds éléments d'impédance, pour : o faire varier les valeurs d'impédances des deux circuits résonants ; 35 o régler les fréquences de résonance et d'antirésonance des deux circuits résonants à des valeurs fixées. L'invention sera mieux comprise et d'autres avantages 5 apparaîtront à la lecture de la description qui va suivre donnée à titre non limitatif et grâce aux figures annexées parmi lesquelles : - les figures la, lb et lc illustrent respectivement un empilement classique de résonateur BAW, le schéma équivalent et les fréquences de résonance et d'antirésonance d'un tel 10 résonateur ; - la figure 2 illustre la réponse d'un filtre constitué de résonateurs acoustiques ; - la figure 3 illustre un exemple de topologie pour un duplexeur UMTS à base de résonateurs BAW ; 15 - la figure 4 illustre une topologie de l'art connu proposant d'associer des résonateurs et des capacités variables ; - les figures 5a et 5b illustrent l'effet d'une capacité montée en parallèle et celui d'une capacité montée en série sur la réponse électrique d'un résonateur ; 20 - les figures 6a et 6b illustrent des exemples de l'art connu de topologie associant des capacités variables en série et en parallèle avec des résonateurs ; - les figures 7a et 7b illustrent l'évolution des pertes en fonction de la fréquence pour les deux exemples illustrés en figures 6a 25 et 6b ; - la figure 8 illustre la réponse en termes de désadaptation de filtres lorsqu'ils sont centrés à 0% et à 11% de la résonance des résonateurs en série, selon la topologie illustrée en figure 7b ; - la figure 9 illustre un exemple d'architecture de filtre en 30 « ladder » ; - les figures 10a, 11a, 12a, 13a et 14a sont relatives à la réponse en transmission du filtre (S21 ou S12) illustré en figure 9 ; - les figures 10b, 11 b, 12b, 13b et 14b montrent pour le filtre illustré en figure 9 : 35 o les courbes n -10b1, C11b1, C12b1, C13b1 et C14b1 sont relatives à la réponse S(4,4) en réflexion exprimée en dB du filtre illustré en figure 9 ; o les courbes n -10b2, C11b2, C12b2, C13b2 et C14b2 sont relatives à la réponse S(5,5) en réflexion du filtre exprimée en dB illustré en figure 9; - les figures 10c, 11c, 12c, 13c et 14c sont relatives au taux d'onde stationnaire (VSWR) calculé au noeud Num4 illustré en figure 9 ; - les figures 10d, 11d, 12d, 13d et 14d montrent, pour le filtre illustré en figure 9 : o les courbes n -10d1, C 11d1, C 12d1, C 13d1 et C 14d1 relatives à l'impédance du résonateur dit « relaxé », c'est-à-dire sans aucune capacité variable, fixée par ses dimensions et les caractéristiques technologiques de la couche piézoélectrique ; o les courbes n -10d2, C 11d2, C 12d2, C 13d2 et C 14d2 relatives à la réponse en impédance de la brique parallèle, constituée du résonateur « relaxé » et des capacités associées ; o les courbes C10d3, C 11d3, C 12d3, C 13d3 et C 14d3 relatives à la réponse de la brique série, constituée d'un résonateur identique à la brique parallèle, et de capacités associées différentes de celles de la brique parallèle ; - les figures 15a, 15b, 15c et 15d sont respectivement relatives aux pertes d'insertion, à l'adaptation, à l'impédance (sans capacité série et sans capacité parallèle) et à l'impédance des couples de circuits résonants (avec des valeurs de capacité série et de capacité parallèle variables) ; - les figures 16a, 16b, 16c et 16d sont respectivement relatives à des réponses superposées d'un même filtre dont la surface des résonateurs varie et respectivement aux pertes d'insertion, à l'adaptation, à l'impédance (sans capacité série et sans capacité parallèle) et à l'impédance des couples de circuits résonants (avec des valeurs de capacité série et de capacité parallèle fixées) ; - la figure 17 illustre un exemple de topologie de filtre pouvant être utilisée dans différentes bandes de fréquences ; - la figure 18 illustre la réponse fréquentielle de la topologie représentée en figure 17 ; - la figure 19 schématise un premier exemple de circuit résonant de l'invention ; - la figure 20 illustre l'impédance d'un résonateur et l'impédance caractéristique du circuit résonant selon l'invention utilisant ledit résonateur ; - la figure 21 schématise un second exemple de circuit résonant de l'invention ; - la figure 22 illustre l'équivalence d'un grand résonateur et d'un ensemble de petits résonateurs disposés en parallèle ; - la figure 23 illustre un premier mode de réalisation comprenant des moyens de commande sélective d'un sous-ensemble de résonateurs dans la série de résonateurs schématisée en figure 22 et des moyens de commande des éléments réactifs, et associant deux puces comprenant les résonateurs et les moyens de commande ; - la figure 24 illustre en détails un exemple de moyens d'interconnexion entre deux puces illustrées en figure 23 ; - la figure 25 illustre la variation d'impédance d'un résonateur à base de matériau pérovskite en fonction de la fréquence et de la tension appliquée, pouvant être utilisé dans un circuit résonant de l'invention ; - la figure 26 illustre l'évolution des fréquences de résonance et d'antirésonance en fonction de la tension appliquée pour un résonateur à base de matériau pérovskite ; - la figure 27 illustre un mode de réalisation comprenant un résonateur électrostrictif associé à des capacités ferroélectriques ; - les figures 28a et 28b illustrent des exemples de composants réactifs pouvant être utilisés dans un circuit résonant de l'invention. De manière générale, le circuit résonant de la présente invention comprend : - un résonateur à impédance variable ; - pouvant avantageusement être à large coefficient de couplage intrinsèque (intervenant dans la plage d'agilité en fréquence), idéalement supérieur à 10 %, voire même à 50 %; - associé à un premier élément d'adaptation d'impédance pouvant être une capacité variable en série, et à un second élément d'adaptation d'impédance pouvant être une capacité variable en parallèle (intervenant dans la largeur de bande du filtre et l'adaptation de l'impédance, en association avec le résonateur à impédance variable). La figure 19 illustre une première variante de circuit résonant de l'invention, mettant en évidence entre une borne ou un port d'entrée Pe et un une borne ou un port de sortie Ps, un résonateur Rco à capacité Co variable, couplé à une capacité en parallèle Cp et à une capacité en série Cs, les flèches indiquant une commande permettant de faire varier les valeurs d'impédance. Il est à noter que les capacités variables peuvent également être remplacées par des inductances variables en série et en parallèle, ou bien encore par une combinaison d'inductances et de capacités en série et en parallèle. Les propriétés de l'ensemble sont alors sensiblement différentes, et ouvrent potentiellement à de nouvelles applications de l'invention. L'invention suppose en effet l'association d'éléments réactifs variables de toute nature, avec un résonateur à impédance variable. De manière générale, l'impédance Z d'un résonateur est caractérisée en première approche par l'impédance de son modèle équivalent précédemment présenté et illustré en figure 1, soit sans tenir compte d'éventuelles pertes : 1 L C C (02 - C - C N _ ..o o .= L.C.co2 -1 D avec Tous les éléments de ce modèle sont corrélés. Cela signifie que Lm, Cm et Co sont des variables interdépendantes, reliées aux caractéristiques technologiques du résonateur. La capacité Co est fixée par les dimensions géométriques du résonateur, et Lm et Cm sont calculés tels qu'ils rendent comptent des fréquences de résonance c6,. et d'antirésonance a)' dudit résonateur, selon les équations suivantes : 2 Co + Cni 2 co ' C C.00 r L. Co 2f= 1 avec ( N=C0- D-- Par ailleurs, l'impédance caractéristique Z. du résonateur en dehors des fréquences remarquables peut être définie lorsque C',0 (et donc en conséquence (.6, o et o.). Ceci revient à éliminer l'effet piézoélectrique. On s'aperçoit alors que Z. correspond à l'impédance d'un condensateur de dimension Co. Lorsque l'on associe des composants en série et en parallèle avec ce résonateur, on obtient une nouvelle impédance Z, caractérisée par de nouvelles fréquences de résonance et d'antirésonance, et une nouvelle impédance caractéristique. Plus précisément dans le cas d'un résonateur associé à une capacité en série Cs et à une capacité en parallèle Cp, selon le schéma illustré en figure 19, on peut alors démontrer que l'impédance Z présente les nouvelles fréquences de résonance et d'antirésonance, déterminées respectivement par l'annulation du dénominateur ou du numérateur de ci) défini comme suit : (AT + C pD)C (13= NCp+Cs)D Et 22 1 Co 1 Co cor = co + r ce = ce + y Co + Cp + C , s r y Co +Cp La nouvelle impédance caractéristique Z. est définie comme celle d'un condensateur de dimension : (Cn C )* C c p s ° Co + Cp+Cs La figure 20 met en évidence la réponse fréquentielle de l'impédance Z et de celle i ainsi que celle de Co . Il est particulièrement intéressant de noter la constance du 10 paramètre Co en fonction de la fréquence. Ainsi, trois équations indépendantes existent donc pour définir trois paramètres (Z, , cor et coa ) en fonction de la nature intrinsèque du résonateur (Z,, c6ret (.6) et des deux capacités associées. En d'autres termes, il existe toujours une solution et une seule pour établir les valeurs 15 Z, , cor et coa a partir de Co, Cp et Cs. En jouant donc sur la dimension géométrique du résonateur, et sur les valeurs de Cs et Cp, on peut positionner librement un pôle et un zéro, associés à une impédance caractéristique choisie. Cette caractéristique est une caractéristique fondamentale de la 20 présente invention. Le champ des possibles pour des capacités Cp et Cs de valeur positive, est toutefois limité en fréquence par la borne inférieure que représente la résonance série du résonateur (00 et la borne supérieure que représente son antirésonance (a)), elle-même déterminée par le coefficient 25 de couplage intrinsèque (caractérisé par le paramètre y dans le modèle équivalent), que l'on voit d'ailleurs apparaitre comme des constantes dans les équations de cor et coa . Ces limites se retrouvent lorsque Cs et Cp O. 30 La figure 21 illustre une seconde variante de l'invention dans laquelle la capacité Cp, montée en parallèle, est montée différemment de 23 celle de la précédente variante. Elle est placée en parallèle avec l'ensemble constitué du résonateur et de l'élément série Cs. Dans ce cas,ci. est défini comme suit : (13 = (13 + Cs 1 Co 1 C0 COr = CO .\/1 + (oc, = ce .\11+ r y Co + Cs r y Co + Csp 10 Cs - C Cs = P P Cs +Cp Avec Par ailleurs, l'impédance caractéristique Z. est définie comme suit : 15 C +C Co s P (Co +Csp) Cs + Co De manière générale, pour rendre l'impédance d'un résonateur variable, il est nécessaire de faire varier sa capacité statique équivalente. Pour ce faire, une première technique consiste à faire varier les dimensions 20 géométriques du résonateur. S'il existe des techniques dans le domaine des filtres à cavités microondes permettant de modifier les dimensions physiques des résonateurs par des moyens mécaniques (servo-moteurs ou simplement vis de réglages), de tels moyens ne sont pas envisageables dans le cas de résonateurs intégrés. 25 C'est pourquoi, les Demandeurs proposent par exemple la solution décrite ci-après dans un premier exemple de réalisation. Premier exemple de réalisation Comme illustré en figure 22, un unique « grand » résonateur Rco à capacité statique Co variable peut être équivalent à un ensemble de résonateurs élémentaires Ri disposés en parallèle, les différents résonateurs présentant des fréquences de résonance et d'antirésonance identiques, mais dont la capacité statique est égale à la somme des premiers. Ainsi, dans le cadre d'un résonateur BAW, de dimension 10Nx1ON, il est possible de constituer un damier de 100 résonateurs BAW de dimensions NxN reliés ensemble électriquement en parallèle (la forme carrée suggérée par le mot « damier » n'est pas une limite en soi. En réalité, toute surface géométrique peut se trouver mise en parallèle avec une autre). Selon la présente invention, il convient alors que le circuit résonant comprenne : - au moins un ensemble de résonateurs élémentaires Ri ; - des composants réactifs ; - des moyens d'adressage sélectifs de commandes, pouvant typiquement être des interrupteurs avec des commandes associées. Une telle configuration est illustrée en figure 23 et montre ce premier mode de réalisation comprenant des interrupteurs et des commandes associées, permettant de commuter des résonateurs 20 élémentaires et des composants réactifs unitaires. A ce jour, des résonateurs BAW à large plage de variation peuvent être conçus à partir de matériau LNO, selon un procédé de fabrication connu et décrit dans l'article de Pijolat, M. Deguet, C. Billard, C. Mercier, D., Reinhardt, A., « Bias controlled electrostrictive longitudinal 25 resonance in X-cut lithium niobate thin films resonator », Applied Physics Letters , Volume: 98, Issue: 23. Cependant, à l'heure actuelle, ce procédé n'est pas compatible avec une réalisation sur le même substrat que les interrupteurs et les commandes. 30 C'est pourquoi, il est proposé dans le présent exemple, pour réaliser un résonateur Rco en LNO comportant un ensemble de résonateurs élémentaires Ri, commandable depuis des premiers moyens de commande, associé à un premier élément d'adaptation série Cs et à un second élément d'adaptation parallèle Cp, pouvant être commandé via des moyens de 35 commande, une configuration dans laquelle on combine : - d'un côté une puce Pua) contenant au moins le résonateur Rco comprenant au moins deux résonateurs élémentaires Ri, en LNO ; - et d'un autre côté, une puce Puio contenant les interrupteurs et les composants réactifs Cp et Cs. Plus précisément, la puce Puio comprend les moyens de commande 10 des résonateurs comportant un ensemble d'interrupteurs et de commande des résonateurs élémentaires, et les moyens de commande 11+12, comportant un ensemble d'interrupteurs I 2k et I 21. Ces deux puces sont ensuite assemblées en vis-à-vis (flip-chip) via des interconnexions (par exemple avec des billes, des piliers en cuivre,...), au moyen de la technique de « copper pillar » qui consiste à former des contacts en cuivre en forme de piliers sur chacune des puces, à les aligner en vis-à-vis, puis à venir les souder ensemble par des techniques de collage métallique (compression mécanique et échauffement), pour diminuer au maximum l'empreinte et la résistance de ces interconnexions. Selon cette approche, les interrupteurs peuvent être conçus à partir de transistors dont le dimensionnement suppose un compromis entre leur résistance parasite interne lors de l'état « fermé », et leur capacité parasite interne lors de l'état « ouvert ». Les capacités élémentaires, quant à elles, sont classiquement réalisées en plaçant une fine couche diélectrique en sandwich entre deux électrodes métalliques. La qualité du matériau diélectrique et des électrodes intervient dans le fonctionnement de l'ensemble. De manière à réduire au mieux les pertes résistives et les capacités parasites de l'assemblage, et pour supporter d'éventuelles surtensions locales (typiquement 50 V pour des puissances en jeu de l'ordre de quelques Watts) on peut avantageusement réaliser ces interrupteurs et ces capacités sur un substrat de type SOI Haute Résistivité. La figure 24 illustre plus en détails un exemple d'interconnexions des deux puces dans le cadre d'une première puce en LNO et d'une seconde puce HR-SOI (technologie de fabrication de circuits intégrés utilisant une couche mince de silicium Haute Résistivité (HR) disposée sur une couche d'isolant électrique, elle-même recouvrant un substrat massif de silicium). La puce Puio comprend : - un substrat 100 pouvant être en silicium ; - un isolant électrique 101 ; - un circuit électrique 102 comportant les capacités, les interrupteurs et de circuits de commande ; - une couche de passivation 103. La puce Pua) comprend : - un substrat 200 en silicium ; - un isolant acoustique 201 ; - un isolant électrique 202 - une électrode inférieure 203; - une couche de matériau LNO 204; - une électrode supérieure 205. Les puces Puio et Pua) sont interconnectées via des piliers I Pu10- 15 Pu20 comportant une partie de métallisation intermédiaire 300 et une partie de métallisation de contact 301. Second exemple de réalisation Selon un second mode de réalisation, le circuit résonant 20 comprend des résonateurs acoustiques à ondes de surface. Ces résonateurs sont avantageusement réalisés sur des substrats fortement piézoélectriques tels que le Niobate de Lithium présentant une orientation cristalline permettant l'excitation d'ondes de surface fortement couplées, par exemple de type « pseudo-ondes de surface ». Dans le cas des résonateurs SAW, 25 l'impédance ne dépend plus de la surface d'un condensateur plan, mais d'une capacité produite par l'agencement d'électrodes inter-digitées. Un résonateur SAW à 10 N électrodes peut être obtenu par la mise en parallèle de 10 résonateurs SAW à N électrodes chacun. La mise en oeuvre au niveau des commandes et des interconnexions peut être équivalente à celle décrite 30 dans le cadre du premier exemple de réalisation. Troisième exemple de réalisation Selon un troisième mode de réalisation, les résonateurs sont des résonateurs électrostrictifs, c'est-à-dire aux propriétés piézoélectriques 35 activables sous l'effet d'une tension. C'est le cas par exemple du matériau BST, un matériau d'organisation cristallographique dite pérovskite. Ce matériau a été employé dans le cadre de la demande de brevet EP2405574. Dans ce cas, l'application d'une tension continue aux bornes du résonateur entraine une variation de la capacité statique du résonateur comme illustré par exemple sur la figure 25 relative aux figures extraites de la demande de brevet EP 2405574 et qui montrent la variation d'impédance d'un résonateur à base de matériau pérovskite respectivement en fonction de la fréquence et de la tension appliquée. Dans cette demande de brevet, il est enseigné que les résonateurs sont employés dans une zone de fonctionnement où les fréquences de résonance et d'antirésonance sont relativement constantes. Il y est proposé de produire un filtre à fréquence centrale et à largeur de bande fixe, mais dont l'impédance caractéristique varie. Un tel filtre trouve sa place dans les systèmes d'adaptation dynamique, par exemple décrits dans les brevets d'Emeric De Foucauld et al. (EP2509227 ou EP2509222). Il est à noter également que dans la demande de brevet EP 2405574, il n'est pas question de faire varier les fréquences du filtre. Au contraire, les résonateurs fonctionnent dans une zone où le filtre ainsi constitué reste stable en fréquence. Dans la zone où il existe une variation en fréquence, on constate une grande disparité dans le positionnement relatif des fréquences de résonance et d'antirésonance, comme indiqué sur la figure 26 qui reprend la figure 12 de la demande de brevet EP 2405574. Ainsi, la fréquence d'antirésonance (Fp) diminue faiblement (1.5%) lorsque la tension appliquée augmente (jusqu'à 10 V), tandis que la fréquence de résonance (Fs) diminue de 5% sur la même plage de tension. Dans cette zone de travail, l'impédance caractéristique reste à 50 0+1-10 O. Ce type de variation n'autorise pas la réalisation de la solution de la présente invention, car les deux fréquences remarquables ainsi que l'impédance caractéristique évoluent de manière interdépendante. Cependant, à partir de l'approche développée dans cette demande de brevet EP2405574, et en cherchant à contrôler les fréquences de résonance et d'antirésonance selon la présente invention, on peut associer ces résonateurs électrostrictifs (dans leur zone de fonctionnement où les fréquences remarquables sont à peu près stables) à des capacités variables en série et en parallèle. Cette approche permet de désigner à nouveau un ensemble (Co, Cs, Cp) qui permet de déterminer indépendamment l'impédance caractéristique, la fréquence de résonance, et la fréquence d'antirésonance. Il est à noter que l'usage du BST pour réaliser les résonateurs, permet de co-intégrer des capacités variables au sein de la même puce selon la technique décrite dans le brevet d'invention EP2713508. En effet, en empêchant les mouvements élastiques de la couche (par exemple à l'aide d'une surcharge mécanique), on peut transformer un résonateur acoustique en simple capacité variable. Une telle puce est alors connectée à un circuit actif responsable de fournir une tension de polarisation pour chaque résonateur et capacité, de manière à ajuster dynamiquement les valeurs des capacités statiques des résonateurs, et des capacités ajoutées aux résonateurs. La figure 27 schématise ce troisième exemple de circuit selon l'invention, dans lequel deux puces sont interconnectées. Une puce intègre les fonctions de résonateurs Rco et les capacités Cp et Cs, une autre puce intègre les moyens de commandes des capacités ferroélectriques et celles des résonateurs électrostrictifs. Plus précisément la première puce Puii comprend les moyens de commande 14 du résonateur électrostrictif et les moyens de commande 15, 16 des capacités ferroélectriques. La seconde puce Pu21 comprend le résonateur électrostrictif Rco et les capacités ferroélectriques Cp et Cs. Quatrième exemple de réalisation Selon un quatrième mode de réalisation, les composants réactifs sont réalisés avec des circuits actifs. En effet, on sait réaliser ces impédances à l'aide de circuits électroniques à base de transistors, plutôt que d'employer des éléments passifs. Les condensateurs variables sont régulièrement réalisés avec des diodes montées en inverse dont la capacité dépend de la tension continue appliquée à ses bornes. Les composants réactifs utilisés peuvent aussi être ceux décrits par exemple dans le brevet US 7.187.240, portant sur l'association d'un résonateur BAW avec des composants réactifs, ces derniers sont réalisés comme indiqués sur les figures extraites du brevet REVENDICATIONS1. Circuit résonant comprenant une borne d'entrée (Pe) et une 5 borne de sortie (Ps) et au moins : - un dispositif résonant comprenant au moins un résonateur à ondes acoustiques (R), le dispositif résonant étant équivalent à un unique résonateur (Rco) ; - un premier élément d'adaptation d'impédance (Cs) et un 10 second élément d'adaptation d'impédance (Cp) présentant une réactance non nulle, le premier élément d'adaptation d'impédance étant placé en série avec le dispositif résonant, et le second élément d'adaptation d'impédance étant placé en parallèle avec le dispositif résonant, 15 caractérisé en ce que : - la capacité statique équivalente (Co) du dispositif résonant est variable et - ledit circuit résonant comprend des premiers moyens de commande du dispositif résonant permettant de fixer la capacité 20 statique équivalente du dispositif résonant à une valeur souhaitée. 2. Circuit résonant selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend des seconds moyens de commande permettant de fixer 25 l'impédance du premier élément d'adaptation d'impédance et celle du second élément d'adaptation d'impédance. 3. Circuit résonant selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que : 30 - le dispositif résonant est constitué de plusieurs résonateurs (Ri) : - les premiers moyens de commande comprenant un circuit de commutation permettant de sélectionner et de relier un ou plusieurs résonateurs entre les bornes d'entrée et de sortie du 35 dispositif résonant. 4. Circuit résonant selon la revendication 3, caractérisé en ce que les résonateurs sont des résonateurs à ondes de volume (BAW) présentant des dimensions géométriques différentes. 5. Circuit résonant selon la revendication 3, caractérisé en ce que les résonateurs sont des résonateurs à ondes de surface (SAW), comportant des agencements d'électrodes différents à la surface d'un substrat piézoélectrique. 6. Circuit résonant selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que : - le dispositif résonant comprend un résonateur présentant une capacité variable dont la valeur est fonction de la valeur d'un signal électrique de commande ; - les premiers moyens de commande comportant des moyens pour faire varier ledit signal électrique de commande. 7. Circuit résonant selon la revendication 6, caractérisé en ce que 20 le dispositif résonant comprend un résonateur électrostrictif à base de matériau BST. 8. Circuit résonant selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que au moins un élément d'adaptation d'impédance est un 25 condensateur, une inductance ou un ensemble d'éléments passifs. 9. Circuit résonant selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que au moins un élément d'adaptation d'impédance est un circuit actif. 30 10. Circuit résonant selon la revendication 9, caractérisé en ce que le circuit actif comprend des transistors. 11. Circuit résonant selon l'une des revendications 1 à 10, 35 caractérisé en ce que le second élément d'adaptation d'impédance enparallèle est relié d'une part à une des bornes d'entrée/sortie et d'autre part à un noeud intermédiaire entre le dispositif résonant et le premier élément d'adaptation d'impédance. 12. Circuit résonant selon l'une des revendications 1 à 10, caractérisé en ce que le second élément d'adaptation d'impédance en parallèle est placé entre les bornes d'entrée et de sortie, monté en parallèle de l'ensemble dispositif résonant / premier élément d'adaptation d'impédance placés en série. 13. Circuit résonant selon l'une des revendications 1 à 12, caractérisé en ce qu'il comprend : - une première puce comprenant les premiers moyens de commande ou les premiers et les seconds moyens de commande ; - une seconde puce comprenant le ou les résonateur(s) ; - des moyens d'interconnexion des premiers ou premiers et seconds moyens de commande avec le ou les résonateurs. 14. Circuit résonant selon la revendication 13, caractérisé en ce que la première puce (Puio) comporte en outre les premier et second éléments d'adaptation (Cp,Cs). 15. Circuit résonant selon la revendication 13, caractérisé en ce 25 que la seconde puce (Pu21) comporte en outre les premier et second éléments d'adaptation (Cp, Cs). 16. Filtre comprenant un ensemble de circuits résonants selon l'une des revendications 1 à 15. 30 17. Duplexeur comprenant un ensemble de circuits résonants selon l'une des revendications 1 à 15. 18. Dispositif comprenant un ensemble d'au moins deux circuits 35 résonants selon l'une des revendications 2 à 15 et présentant uneimpédance d'entrée et une impédance de sortie, compris entre un port d'entrée et un port de sortie, caractérisé en ce qu'il comprend : - des premiers moyens de commande des dispositifs résonants (Co) et des seconds moyens de commande des premiers et seconds 5 éléments d'impédance (Cp, Cs), pour régler : o l'impédance caractéristique (Zc) de chacun desdits circuits ; o les fréquences de résonance (f r) et d'antirésonance (fa) de chacun desdits circuits. 10 19. Dispositif comprenant un ensemble d'au moins deux circuits résonants selon l'une des revendications 2 à 15, caractérisé en ce qu'il comprend : - des premiers moyens de commande des dispositifs résonants 15 (Co) et des seconds moyens de commande des premiers et seconds éléments d'impédance (Cp, Cs), pour : o régler les valeurs d'impédances des deux circuits résonants à des valeurs fixées ; o faire varier les fréquences de résonance et d'antirésonance 20 des deux circuits résonants. 20. Dispositif comprenant un ensemble d'au moins deux circuits résonants selon l'une des revendications 2 à 15, caractérisé en ce qu'il comprend : 25 - des premiers moyens de commande des dispositifs résonants (Co) et des seconds moyens de commande des premiers et seconds éléments d'impédance (Cp, Cs), pour : o faire varier les valeurs d'impédances des deux circuits résonants ; 30 o régler les fréquences de résonance et d'antirésonance des deux circuits résonants à des valeurs fixées.