Brevet FR3030983A1 — publié le 20160624

B13461 - 14-GR2-0088 1 SYSTEME ET PROCEDE DE PROTECTION DE HAUT-PLEURADDIO Domaine La présente description concerne le domaine des systèmes et procédés de protection pour haut-parleurs audio, et en particulier un circuit et un procédé pour protéger un haut-parleur audio contre des oscillations non souhaitables et contre la surchauffe. Arrière-plan Les dispositifs mobiles comme les téléphones mobiles, et en particulier les smartphones, sont de plus en plus souvent équipés d'amplificateurs audio de puissance relativement élevée pour piloter des haut-parleurs mains-libres et assurer une fonctionnalité audio de haute qualité. Bien que dans une mise en oeuvre on puisse utiliser un amplificateur de classe AB conne amplificateur audio, le rendement d'un tel amplificateur ne dépasse pas en général 20-25 % dans la plupart des situations pratiques, ce qui conduit à une consommation de courant élevée, ce qui est non souhaitable. Les amplificateurs de classe D offrent une solution alternative qui présente un rendement notablement supérieur à celui des amplificateurs de classe AB. Une difficulté est que les micro-haut-parleurs qui sont utilisés généralement dans les dispositifs mobiles sont relativement fragiles et peuvent facilement être endommagés. Un micro- B13461 - 14-GR2-0088 2 haut-parleur typique peut en général supporter une puissance continue inférieure à un demi-watt. En effet, les micro-hautparleurs souffrent en général de deux limitations fonctionnelles principales. Premièrement, il y a une limite dans l'étendue admissible de l'excursion de la membrane du haut-parleur sans endommager la membrane. Pour un micro-haut-parleur typique, l'excursion maximum autorisée est d'environ 0,4 mm. Cependant, les haut-parleurs ont en général une fréquence de résonance 10 mécanique d'environ 1 kHz, et à cette fréquence, la limite d'excursion du haut-parleur peut être dépassée avec un signal de puissance relativement faible. Bien qu'on puisse utiliser un filtre passe-haut pour atténuer l'énergie du signal à cette fréquence de résonance et en dessous, cela aurait un effet négatif 15 sur la qualité sonore. En outre, la fréquence de résonance mécanique peut changer de façon significative lors de conditions de fonctionnement variables, par exemple en fonction de la température, du vieillissement et des forces externes comme le blocage de l'accès du haut-parleur, ce qui signifie qu'un filtre 20 devrait supprimer une bande de fréquences relativement large. Deuxièmement, une surchauffe peut endommager le haut-parleur. La surchauffe se produit lorsque qu'on fournit au haut-parleur plus de puissance qu'il ne peut en dissiper. Si, par exemple, le mouvement de l'air autour du haut-parleur est empêché 25 par un accès de haut-parleur bouché, le refroidissement du haut-parleur devient moins efficace, et une surchauffe peut avoir lieu en quelques secondes à une puissance relativement faible. Les solutions existantes pour protéger les micro-hautparleurs des dommages tendent à être inappropriées et/ou 30 complexes. On a donc besoin dans la technique d'un système et d'un procédé améliorés de protection de haut-parleur. Résumé Un objet de modes de réalisation de la présente description est de répondre au moins partiellement à un ou 35 plusieurs besoins de l'art antérieur. 3461 - 14-GR2-0088 3 Selon un aspect, on prévoit un circuit comprenant : un amplificateur audio adapté à amplifier un signal d'entrée pour générer un signal de sortie approprié pour piloter un haut-parleur ; un premier circuit adapté à générer un premier signal 5 analogique sur la base d'un niveau de courant absorbé par le haut-parleur ; un deuxième circuit adapté à générer un deuxième signal analogique sur la base d'une tension fournie aux bornes du haut-parleur ; un troisième circuit adapté à : générer un troisième signal analogique sur la base de la différence entre les premier 10 et deuxième signaux analogiques ; et modifier le signal d'entrée sur la base du troisième signal analogique. Selon un mode de réalisation, au moins l'un des premier et deuxième signaux analogiques est normalisé par rapport à l'autre. 15 Selon un mode de réalisation, le deuxième circuit comprend un filtre analogique adapté à décaler la phase du signal de sortie pour générer le deuxième signal analogique. Selon un mode de réalisation, le signal d'entrée est modifié en soustrayant le troisième signal analogique du signal 20 d'entrée. Selon un mode de réalisation, le circuit comprend en outre un compresseur adapté à comprimer partiellement le troisième signal analogique avant de le soustraire du signal d'entrée. Selon un mode de réalisation, le compresseur est adapté 25 à rendre nul le troisième signal analogique lorsque le premier signal analogique est supérieur au deuxième signal analogique. Selon un mode de réalisation, le compresseur comprend une ou plusieurs résistances variables dans un chemin de conduction du troisième signal analogique, la résistance desdites 30 une ou plusieurs résistances variables étant sélectionnée de façon itérative sur la base de ladite différence. Selon un mode de réalisation, l'amplificateur audio est un amplificateur audio de classe D. Selon un autre aspect on prévoit un système comprenant : 35 un haut-parleur ; un dispositif de traitement adapté à générer un B13461 - 14-GR2-0088 4 flux audio numérique ; un convertisseur numérique-analogique adapté à générer le signal d'entrée sur la base du flux audio numérique ; et le circuit susmentionné adapté à piloter le haut-parleur sur la base du signal d'entrée. Selon un autre aspect on prévoit un procédé comprenant : amplifier, par un amplificateur audio, un signal d'entrée pour générer un signal de sortie approprié pour piloter un haut-parleur ; générer, par un premier circuit, un premier signal analogique sur la base d'un niveau de courant absorbé par le haut- parleur ; générer, par un deuxième circuit, un deuxième signal analbgique sur la base d'une tension fournie aux bornes du haut-parleur, au moins l'un des premier et deuxième signaux analogiques étant normalisé par rapport à l'autre ; générer, par un troisième circuit, un troisième signal analogique sur la base de la différence entre les premier et deuxième signaux analogiques ; et modifier, par le troisième circuit, le signal d'entrée sur la base du troisième signal analogique. Brève description des dessins Les caractéristiques et avantages susmentionnés, et d'autres, apparaîtront clairement avec la description détaillée suivante de modes de réalisation, donnés à titre d'illustration et non de limitation, en faisant référence aux dessins joints, dans lesquels : la figure 1 illustre schématiquement un circuit 25 électrique équivalent d'un haut-parleur ; la figure 2A est un graphique illustrant un exemple de la relation typique entre le niveau du courant et la fréquence dans un haut-parleur ; la figure 2B est un graphique illustrant un exemple de 30 la relation typique entre la phase du courant et la fréquence dans un haut-parleur ; la figure 3 illustre schématiquement un système audio comprenant un système de protection de haut-parleur selon un exemple de réalisation de la présente description ; B13461 - 14-GR2-0088 la figure 4 illustre schématiquement un système d'amplification et de protection de la figure 3 plus en détail selon un exemple de réalisation ; la figure 5 illustre schématiquement le système 5 d'amplification et de protection de la figure 3 plus en détail selon un autre exemple de réalisation ; la figure 6 illustre schématiquement un circuit de compression et de commande de la figure 5 plus en détail selon un exemple de réalisation ; et la figure 7 est un graphique représentant le gain de contre-réaction sur la base de la commande du compresseur de la figure 6 selon un exemple de réalisation. Description détaillée Dans la présente description, le terme « connecté » est utilisé pour désigner une connexion directe entre deux éléments, tandis que le terme « couplé » est utilisé pour désigner une connexion entre deux éléments qui peut être directe, ou se faire par l'intermédiaire d'un ou plusieurs autres composants comme des résistances, des condensateurs ou des transistors. La publication de A. Nagari et al. intitulée "An 8 SI 2.5W 1%-THD 10 4 dB(A)-Dynamic-Range Class-D Audio Amplifier With Ultra-Low EMI System and Current Sensing for Speaker Protection", IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 47, No. 12, December 2012, décrit un circuit de protection de haut-parleur qui utilise un convertisseur analogique-numérique pour convertir des mesures de courant dans un haut-parleur en valeurs numériques, et un processeur de signal numérique (DSP) pour traiter les valeurs numériques et ajuster, en réponse, le signal numérique fourni au haut-parleur. Bien que la solution décrite dans cette publication soit relativement efficace, l'utilisation d'un DSP entraine une consommation d'énergie relativement élevée, utilise une surface relativement élevée, et ajoute de la complexité. En outre, la concaténation du logiciel du DSP pour assurer la protection du B13461 - 14-GR2-0088 6 haut-parleur avec un logiciel spécifique d'un fabricant pour réaliser d'autres fonctions du DSP est une tâche complexe. La figure 1 illustre schématiquement un circuit électrique équivalent 100 d'un haut-parleur, qui est par exemple un micro-haut-parleur d'un téléphone mobile, ayant deux bornes d'entrée 102 et 104 recevant des signaux Sour+ et SouT_ d'un amplificateur (non illustré en figure 1). Le circuit 100 comprend, couplée à la borne 102 du haut-parleur, une résistance 106 représentant une charge résistive équivalente qui varie avec la température. La résistance 106 et couplée en série avec une inductance 108. Le haut-parleur comprend aussi une partie résonnante modélisée par la connexion en parallèle d'un condensateur 110, d'une résistance 112 et d'une inductance 114, chacun d'eux étant couplé entre l'inductance 108 et la borne 104. La partie résonnante représente le comportement résonnant du haut-parleur autour d'une certaine fréquence, qui varie avec la température et en raison d'autres effets. En supposant que le haut-parleur a une impédance nominale d'environ 8 ohms, la résistance 106 a par exemple une résistance d'environ 7,4 ohms, l'inductance 108 a une inductance comprise entre 40 et 100 pH, par exemple d'environ 60 pH, le condensateur 110 a une capacité d'environ 160 pF, la résistance 112 a une résistance d'environ 16 ohms, et l'inductance 114 a une inductance d'environ 200 pH. Tel qu'il est utilisé ici, le terme « environ » est utilisé pour désigner une plage de +/- 10 pourcent. Bien sûr, les valeurs susmentionnées ne sont que des exemples, et un tel modèle va varier considérablement d'un haut-parleur à un autre, en fonction de caractéristiques comme les dimensions et l'impédance du haut-parleur. La figure 2A illustre un exemple de la relation entre le niveau du courant (CURRENT LEVEL), en décibels, et la fréquence, sur une échelle logarithmique en kHz, dans le haut-parleur représenté par le modèle de la figure 1. Comme cela est illustré en figure 2A, le niveau de courant reste par exemple constant à 0 dB pour des basses fréquences jusqu'à proximité de B13461 - 14-GR2-0088 7 la fréquence de résonance fR du haut-parleur, où le niveau du courant descend brutalement. Dans l'exemple de la figure 2A, la fréquence de résonance fR est juste en dessous de 1 kHz, et à ce point le courant atteint par exemple un point bas de -10 dB. Au- dessus de la fréquence de résonance, le niveau du courant remonte au niveau 0 dB avant de chuter de nouveau lorsque la fréquence approche de la limite du haut-parleur à environ 20 kHz. Selon les modes de réalisation décrits ici, pour éviter d'endommager le haut-parleur, l'énergie du signal à environ la 10 fréquence de résonance fR est par exemple atténuée. La figure 2B illustre un exemple de la relation entre la phase du courant (CURRENT PHASE), en degrés, et la fréquence, sur une échelle logarithmique en kHz, dans le haut-parleur représenté par le modèle de la figure 1. Une courbe en pointillés 15 202 en figure 2B illustre un cas dans lequel le haut-parleur ne souffre pas d'avoir une fréquence de résonance, et dans un tel cas la phase par exemple se décale progressivement avec la fréquence, atteignant par exemple un déphasage de -30 degrés à 20 kHz. Cependant, comme cela est représenté par une courbe en 20 trait plein en figure 2B, dans le cas où le haut-parleur a une fréquence de résonance fR, le déphasage par exemple diminue rapidement à proximité de cette fréquence. Juste en dessous de la fréquence de résonance fR, le déphasage atteint par exemple un pic d'environ -30 degrés, puis bascule brusquement vers un 25 déphasage positif avec un pic de 30 degrés juste au-dessus de la fréquence de résonance fR. Le déphasage diminue ensuite progressivement avec l'augmentation de la fréquence, devient négatif, et atteint le niveau -30 degrés à 20 kHz. La figure 3 illustre schématiquement un système audio 30 300 selon un exemple de réalisation de la présente description. Un signal audio numérique audio est par exemple fourni sur une connexion 302 à partir d'un processeur de signal numérique (DSP) 304, par exemple sur la base d'un flux audio 306 (AUDIO) provenant d'un fichier audio mémorisé dans une mémoire (non 35 illustrée en figure 3). La connexion 302 est couplée à un bloc B13461 - 14-GR2-0088 8 amplificateur audio (AUDIO AMP) 308, et en particulier à un convertisseur numérique-analogique (DAC) 310, qui convertit le signal AUDIO en un signal de tension analogique SAUDIO- Dans certains modes de réalisation, un signal analogique S AUDIO' peut à la place ou en plus être fourni par l'intermédiaire d'une entrée 311 du bloc amplificateur audio 308 à partir d'une source analogique. Le signal analogique S AUDIO est fourni à un élément limiteur de puissance 312, qui ajuste la puissance du signal fourni au haut-parleur sur la base d'un chemin de contre-réaction décrit ci-après. Le signal de contre-réaction, nommé RESIDUE en figure 3, correspond par exemple à la convolution temporelle du courant de haut-parleur IspKR et de la tension VspKR, avec une pondération appropriée et un ajustement de phase approprié. En particulier, la convolution temporelle VspKR-I SPKR correspond à l'impédance ZspKR dans le domaine fréquentiel. Par exemple, le signal de contre-réaction RESIDUE est soustrait du signal S AUDIO par l'élément 312. Cette soustraction de l'impédance ZspKR du chemin de signal conduit à une égalisation en temps réel du chemin, elle-même pondérée par la réponse fréquentielle de l'impédance du haut-parleur. La sortie de l'élément limiteur de puissance 312 est fournie à un amplificateur audio 314, qui est par exemple un amplificateur de classe D, bien que dans des variantes de réalisation on puisse utiliser d'autres types d'amplificateurs, comme un amplificateur de classe AB. L'amplificateur 314 fourni les signaux de sortie différentiels SouT+, SouT_ au haut-parleur 316, qui est par exemple un micro-haut-parleur. Une mesure de courant est faite sur l'une des lignes de sortie de l'amplificateur audio 314, et est fournie à un Circuit 318 qui génère un signal de courant analogique SI, représenté par exemple par un signal de tension, sur la base du niveau de courant dans le haut-parleur. En outre, une mesure de tension est faite entre les lignes de sortie de l'amplificateur audio 314, et est B13461 - 14-GR2-0088 9 fournie à un circuit 320, qui fournit un signal analogique Sv sur la base de la différence de tension VouT entre SouT+ et SouT_. La mesure de courant est par exemple indépendante de la résistance en courant continu du haut-parleur, en d'autres termes elle est normalisée pour supposer une résistance unitaire. Par exemple, dans un mode de réalisation, la mesure de courant est basée sur la chute de tension dans une résistance dans l'une des lignes de sortie de l'amplificateur audio 314. Cette résistance a par exemple une résistance R SENSE égale à une fraction G SENSE de la résistance en courant continu du haut-parleur. Ainsi dans des conditions de courant continu, la mesure de courant sera égale à GSENSE*VOUT. En outre, au moins l'un des signaux de courant et de tension SI, Sv est par exemple normalisé par le circuit 318 ou 320, pour annuler le gain G SENSE appliqué à la mesure de courant, de sorte que dans des conditions de courant continu les signaux de courant et de tension vont être sensiblement égaux. Une différence entre les signaux de courant et de tension SI, Sv est ensuite par exemple générée par un circuit 322, par exemple en soustrayant le signal de courant du signal de tension. Le résultat constitue le signal RESIDUE à soustraire des signaux d'entrée S AUDIO par l'élément 312. Dans certains modes de réalisation, le signal RESIDUE peut-être généré en appliquant, par le circuit 322, un gain à la différence entre les signaux de courant et de tension. En outre, dans certains modes de réalisation, le signal RESIDUE est activé seulement dans le cas où le signal de tension Sv est supérieur au signal de courant SI, et dans l'autre cas, le signal RESIDUE et nul. En fonctionnement, la boucle de contre-réaction 30 analogique formée par les circuits 318, 320 et 322 et l'élément 312 assure une correction presque instantanée du niveau d'énergie du signal si une augmentation d'impédance du haut-parleur 316 est détectée, en d'autres termes si le signal de tension Sv devient supérieur au signal de courant S. B13461 - 14-GR2-0088 10 La figure 4 illustre schématiquement le bloc amplificateur audio 308 de la figure 4 plus en détail selon un exemple de réalisation. Comme cela est représenté en figure 4, le signal audio analogique S AUDIO de la figure 3 est par exemple un signal différentiel S AUDIO+, SAUDIO- fourni aux noeuds d'entrée correspondants 403 et 404 de l'amplificateur audio 314. Le signal S AUDIO peut être fourni par des sorties différentielles du DAC 310 (non illustrées en figure 4), ou par l'intermédiaire de lignes d'entrée 10 formant l'entrée 311 de la figure 3 (également non illustrées en figure 4). Dans l'exemple de la figure 4, l'amplificateur audio 314 est un amplificateur audio de classe D comprenant un intégrateur 405. Une sortie positive 406 de l'intégrateur 405 est couplée à 15 une entrée d'un comparateur 408, dont l'autre entrée est couplée de façon à recevoir un signal à double rampe (D-RAMP). De façon similaire, une sortie négative 407 de l'intégrateur 405 est couplée à une entrée d'un comparateur 409, dont l'autre entrée est couplée de façon à recevoir le signal à double rampe. La 20 sortie de chacun des comparateurs 408, 409 est couplée à un pont en H 410. Le pont en H 410 comprend un conducteur 412 couplé à une sortie 413 du bloc amplificateur audio 308, et un conducteur 414 couplé à une sortie 415 du bloc amplificateur audio 308. Les 25 conducteurs 412 et 414 sont couplés à la tension d'alimentation VDD par l'intermédiaire de commutateurs respectifs. Le conducteur 412 est aussi couplé à un noeud 416 par l'intermédiaire d'un autre comamtateur, et le conducteur 414 est aussi couplé à un noeud 418 par l'intermédiaire d'encore un autre commutateur. Le noeud 416 30 est couplé à la masse par l'intermédiaire d'une résistance 420, et le noeud 418 est couplé à la masse par l'intermédiaire d'une résistance 422. Chacune des résistances 420, 422 a une résistance Rsense. Les sorties des comparateurs 408, 409 contrôlent les commutateurs du pont en H de telle sorte que la sortie 413 est 35 couplée à la tension d'alimentation VDD et la sortie 415 est 3461 - 14-GR2-0088 1.1 couplée à la masse par l'intermédiaire de la résistance 422, ou de telle sorte que la sortie 413 est couplée à la masse par l'intermédiaire de la résistance 420 et la sortie 415 est couplée à la tension d'alimentation VDD. Le circuit 318 a des entrées couplées aux noeuds 416 et 418. Dans un mode de réalisation, le gain GI d'un étage amplificateur du circuit 318 est égal à : GI = Gtrim GRdc OÙ Gtrim est une valeur, par exemple sélectionnée dans une table de correspondance, destinée à compenser des différences entre chacune des résistances 420 et 422 et leur valeur nominale, et GRdc est une valeur, par exemple sélectionnée dans une autre table de correspondance, utilisée pour compenser des différences entre la résistance en courant continu réelle du haut-parleur 316 et sa valeur nominale. Le circuit 318 comprend aussi par exemple un filtre du premier ordre pour filtrer le signal de courant analogique. Un filtre du premier ordre est par exemple suffisant puisque le courant est aussi filtré par la charge. Le circuit 320 pour générer le signal de tension analogique Sv comprend par exemple un étage amplificateur 320A ayant par exemple un gain GV d'environ 0,125. Le circuit 320A comprend aussi par exemple un filtre du deuxième ordre pour filtrer le signal de tension analogique. Le circuit 320 comprend aussi par exemple un filtre RO 25 variable 320B constitué d'une résistance variable 424 couplée entre une sortie de l'étage amplificateur différentiel 320A et un noeud 426, d'une résistance variable 428 couplée entre l'autre sortie de l'étage amplificateur différentiel 320A et un noeud 430, et d'un condensateur 432 couplé entre les noeuds 426 et 430. 30 Les résistances des résistances variables 424, 428 sont par exemple choisies de telle sorte que le filtre RC 320B compense la différence de phase entre la tension entre les bornes de sortie 413, 415, et le courant dans le haut-parleur 316, qui peut varier en fonction de l'inductance du haut-parleur 316. Par exemple, si B13461 - 14-GR2-0088 12 on appelle Rle la résistance de chacune des résistances 424, 428, la valeur de Rle est par exemple adaptée pour être égale à : Rle = Le/(40x10-12*Rdc), où Le est l'inductance du haut-parleur 316 comme cela est 5 représenté par l'inductance 108 en figure 1, et Rdc est la résistance en courant continu du haut-parleur 316. En prenant l'exemple dans lequel Le est égale à 60 pH et Rdc est égale à 7,4 ohms, la résistance Rle est par exemple choisie égale à 202,7 kilo-ohms. Dans un environnement, chacune des résistances 10 424, 428 est par exemple variable autour d'une valeur d'environ 203 kilo-ohms, et le condensateur 465 a par exemple une capacité d'environ 20 pF. La figure 5 illustre schématiquement le bloc amplificateur audio 308 de la figure 3plus en détail selon une variante 15 de réalisation par rapport à la figure 4. De nombreux éléments du circuit de la figure 5 sont identiques à ceux du circuit de la figure 4 et portent les mêmes références numériques et ne seront pas décrits de nouveau en détail. La figure 5 illustre l'intégrateur 405 dans un exemple 20 où il comprend un amplificateur différentiel 501 ayant son entrée positive couplée à une sortie de l'élément limiteur de puissance 312 par l'intermédiaire d'une résistance 502 et son entrée négative couplée à l'autre sortie de l'élément limiteur de puissance 312 par l'intermédiaire d'une résistance 504. 25 L'amplificateur différentiel 501 a aussi son entrée positive couplée à sa sortie négative par un condensateur 506, et au noeud de sortie 413 du bloc amplificateur audio 308 par intermédiaire d'une résistance 508. De façon similaire, l'amplificateur différentiel a par exemple son entrée négative couplée à sa sortie 30 positive par un condensateur 510, et au noeud de sortie 415 du bloc amplificateur audio 308 par une résistance 512. En outre, dans le mode de réalisation de la figure 5, les lignes de sortie du circuit 322 sont couplées à l'élément limiteur de puissance 312 par l'intermédiaire d'un compresseur 35 514, qui est par exemple contrôlé par un bloc de commande (CTRL) B13461 - 14-GR2-0088 13 516. Le bloc de commande 516 sélectionne par exemple une valeur de résistance du compresseur 514 sur la base du signal de résidu, du signal de courant analogique SI fourni à la sortie du circuit 318, et du signal de tension analogique Sv fourni à la sortie du circuit 320. La figure 6 illustre schématiquement le compresseur 514 et le bloc de commande 516 plus en détail selon un exemple de réalisation. Le compresseur 514 comprend par exemple un circuit de sélection 601, et une résistance variable constituée d'une série 602 de 63 résistances couplée à un noeud 603, et une autre résistance variable constituée d'une série 604 de 63 résistances couplée à un noeud 605. Le noeud 603 est par exemple couplé à une sortie 606 du compresseur 514 par l'intermédiaire d'une résistance 607, et le noeud 605 est par exemple couplé à une sortie 608 du compresseur 514 par l'intermédiaire d'une résistance 609. Bien que dans certains modes de réalisation les résistances de chacune des séries 602, 604 aient chacune la même résistance, dans l'exemple de la figure 6, la résistance de chaque série la plus proche du noeud 603, 604 a par exemple une résistance relativement faible, et la résistance des autres éléments augmente progressivement au fur et à mesure qu'ils s'éloignent des noeuds 603, 605. Un noeud 610 à l'entrée du compresseur 514, qui est couplé à une sortie du circuit 322, peut-être couplé sélectivement par l'un d'une série de 64 commutateurs à n'importe quel noeud de la série de résistances 602. Ces commutateurs sont respectivement contrôlés par des signaux de commande à 1 bit COMPO1 à COMP64. De façon similaire, un noeud 611 à l'entrée du compresseur 514, qui est couplé à l'autre sortie du circuit 322, peut être couplé sélectivement par l'un d'une série de 64 commutateurs à un noeud quelconque de la série de résistances 604. Ces commutateurs sont aussi respectivement contrôlés par les signaux de commande COMPO1 à COMP64. B13461 - 14-GR2-0088 14 Le bloc de sélection 601 active l'un des signaux de commande COMPO1 à COMP64, ou aucun de ces signaux, sur la base d'un signal de sélection S fourni par le circuit de commande 516. Un exemple du gain de contre-réaction fourni par la 5 sélection de chacun des signaux de commande est illustré en figure 7. La figure 7 est un graphique représentant le gain de contre-réaction (FEEDBACK GAIN) en décibels en fonction du signal de commande (CONTROL) appliqué au compresseur. Dans le cas où 10 aucun des signaux de comuonde COMPO1 à COMP64 'n'est activé, la boucle est par exemple ouverte. Le gain sélectionnable le plus faible correspondant à l'activation du signal COMPO1 est par exemple d'environ -32 dB, alors que le gain le plus élevé correspondant à l'activation du signal de commande COMP64 est par 15 exemple d'environ +6 dB. Le gain diminue par exemple de façon relativement linéaire pour les signaux de commande COMP64 à COMP20, puis diminue de façon exponentielle jusqu'à la valeur minimum. La façon dont les valeurs de résistance dans le compresseur et d'autres résistances dans le circuit peuvent être 20 sélectionnées afin d'obtenir les gains de contre-réaction représentés en figure 7, apparaîtra facilement à l'homme de l'art. En outre, il apparaîtra clairement à l'homme de l'art qu'une loi de compression similaire, ayant une courbe similaire à celle de la figure 7, pourrait être obtenue avec un nombre de signaux de 25 commande plus grand ou plus petit. En référence de nouveau à la figure 6, le circuit de commande 516 comprend par exemple un étage de conversion 612, qui reçoit le signal de résidu RESIDUE à partir des noeuds d'entrée 610, 611, et fournit une conversion du mode différentiel vers le 30 mode non différentiel. L'étage 612 comprend par exemple un filtre RC constitué d'une résistance 614 couplant la ligne 610 à un noeud 615, d'une résistance 616 couplant la ligne 611 à un noeud 617, et d'un condensateur 618 couplé entre les noeuds 615 et 617. Les résistances 614 et 616 ont par exemple des résistances d'environ 35 400 kilo-ohms, et le condensateur 618 a par exemple une capacité B13461 - 14-GR2-0088 15 d'environ 15 pF. Le noeud 615 est couplé à une entrée négative d'un amplificateur différentiel 620 par l'intermédiaire d'une résistance 622 ayant par exemple une résistance d'environ 400 kilo-ohms. L'amplificateur différentiel 620 a par exemple un chemin de contre-réaction entre sa sortie et son entrée négative comprenant une résistance d'environ 800 kilo-ohms. De façon similaire, le noeud 617 est par exemple couplé à une entrée négative d'un amplificateur différentiel 624 par l'intermédiaire d'une résistance 626 ayant une résistance d'environ 400 kilo-ohms. L'amplificateur différentiel 624 a par exemple un chemin de contre-réaction entre sa sortie et son entrée négative comprenant une résistance d'environ 800 kilo-ohms. Les entrées positives des amplificateurs différentiels 620, 624 sont couplées à un niveau de tension de référence égal 15 par exemple à environ la moitié d'une tension de mode commun VCM des signaux différentiels. Chacune des sorties des amplificateurs différentiels 620, 624 est par exemple couplée, par l'intermédiaire d'une résistance respective 627, 628, à un noeud 630. Le noeud 630 est par exemple couplé à une entrée positive d'un 20 amplificateur différentiel 632 ayant sa sortie couplée à la masse par la connexion en série de deux résistances 633, 634 ayant par exemple respectivement des résistances d'environ 1200 et 400 kilo-ohms. Un noeud intermédiaire entre les résistances 633 et 634 est couplé à l'entrée négative de l'amplificateur différentiel 632. 25 L'amplificateur 632 fournit la valeur absolue, par exemple la valeur RMS (valeur quadratique moyenne), du résidu d'entrée différentiel du bloc 612. La sortie du bloc 612 est couplée à l'entrée positive d'un comparateur 636, qui compare le signal à une tension de 30 référence VREF générée par la connexion en série d'une résistance 637 et d'une résistance variable 638 couplées entre la tension d'alimentation VDD et la masse. Dans un mode de réalisation, la tension d'alimentation VDD est d'environ 2 V, la résistance 637 a une résistance d'environ 63 kilo-ohms, et la résistance 638 a une 35 résistance d'environ 27 kilo-ohms, de sorte que la référence VREF B13461 - 14-GR2-0088 16 est d'environ 0,54 V. Le comparateur 636 fournit sur sa sortie une valeur binaire, qui est par exemple haute si le signal provenant du bloc 612 est supérieur à VREF, et basse si le signal provenant du bloc 612 est inférieur à VREF. La sortie du comparateur 636 est couplée à un accumulateur 640, qui est par exemple de 12 bits. L'accumulateur 640 comprend par exemple un additionneur de 12 bits 641, qui reçoit le signal binaire de sortie provenant du comparateur 636, et qui l'ajoute au signal S présent à la sortie de l'accumulateur 640 pour générer une valeur modifiée S' fournie à une bascule 642. La bascule 642 est cadencée par un signal d'horloge CLK, qui a par exemple une fréquence d'environ 48 kHz. La bascule 642 fournit par exemple le signal de sélection S sur sa sortie. Dans un mode de réalisation, le circuit de sélection 601 15 génère les signaux de commande CO1'4P01 à COMP64 sur la base des six bits les plus significatifs (MSB) de la valeur S de 12 bits. Par exemple, lorsque les 6 MSB sont tous à zéro, aucun des signaux COMPO1 à COMP64 n'est activé, tandis que lorsque les six MSB sont tous à un, le signal COMP64 est sélectionné. L'additionneur 641 20 est par exemple adapté à additionner 32 à la valeur de 12 bits, en d'autres termes le mot binaire "0000 0010 0000", si la sortie du comparateur 636 est haute, et à soustraire 1 de la valeur de 12 bits, en d'autres termes soustraire le mot binaire "0000 0000 0001" si la sortie du comparateur 636 est basse. 25 La bascule 642 est par exemple remise à zéro par un signal de réinitialisation R fourni par un bloc de vérification de signe qui va maintenant être décrit. Ce bloc active par exemple le signal de réinitialisation R si le signal de courant SI est supérieur au signal de tension Sv, de sorte que le signal sur la 30 sortie du bloc de compression 508 est amené à l'état bas. Le signal de courant différentiel SI est par exemple fourni à un bloc de conversion du mode différentiel en mode non différentiel 643, qui est par exemple similaire au bloc 612, et qui ne va pas être décrit de nouveau un détail. De façon similaire, 35 le signal de tension différentiel Sv est par exemple fourni par B13461 - 14-GR2-0088 17 un bloc de conversion de valeur différentielle en valeur absolue (par exemple RMS) 644, qui est aussi par exemple similaire au bloc 612, et qui ne va pas être décrit de nouveau en détail. Les sorties des blocs 643 et 644 sont fournies, par des résistances 5 respectives 646 et 648, à des entrées respectivement positive et négative d'un comparateur 650. Les entrées positive et négative sont aussi par exemple respectivement couplées à la masse par l'intermédiaire de condensateurs 652 et 654 respectivement. Les résistances 646, 648 ont chacune par exemple une résistance 10 d'environ 64000 kilo-ohms, et les condensateurs 652, 654 ont chacun par exemple une capacité d'environ 40 pF. Le comparateur 650 compare par exemple les signaux d'entrée, et active le signal de réinitialisation R si le signal de courant est supérieur au signal de tension. 15 Un avantage du système de compression décrit dans la figure 5 est qu'il aura tendance à réduire le rapport signal sur bruit dans le système. Cela permet par exemple à l'amplificateur 314 d'être soulagé en termes de bruit rapporté à l'entrée, réduisant ainsi la consoimation d'énergie et la surface de la 20 puce. La commande de 6 bits fournie par les circuits de compression et de commande 514, 516 limite le SNDR (rapport signal sur bruit plus distorsion) à 36 dB autour de la fréquence de résonance, ce qui correspond à une plage dynamique de 46 dB, ce 25 qui est par exemple suffisant pour assurer un effet important de masquage psycho-acoustique de niveau de pression sonore. Dans des variantes de réalisation, une compression basée sur davantage ou sur moins de bits peut être appliquée. Par exemple, un compresseur à 7 bits donnera un SNDR de 46 dB, et une plage dynamique de 30 52 dB. Un avantage des modes de réalisation décrits ici est que le circuit fournit un mécanisme de commande simple et efficace pour protéger un haut-parleur des dommages associés à une surchauffe et/ou un déplacement au-delà de ses limites d'excursion 35 admise maximale. Les inventeurs ont trouvé que la mise en oeuvre B13461 - 14-GR2-0088 18 d'un tel circuit ajoute relativement peu de consommation de courant, et une surface limitée pour le circuit supplémentaire. Bien qu'on ait décrit et représenté dans les figures certains modes de réalisation spécifiques de l'invention, il 5 apparaîtra clairement à l'homme de l'art que de nombreuses modifications et altérations pourraient être appliquées. Par exemple, bien que les figures comprennent de nombreux exemples de résistances, de capacités et d'inductances, il apparaîtra clairement à l'homme de l'art qu'on peut utiliser 10 de nombreuses valeurs différentes, en fonction de l'application spécifique. En outre, il apparaîtra clairement à l'homme de l'art que les modes de réalisation décrits ici pourraient être adaptés à une mise en oeuvre non différentielle au lieu de différentielle. REVENDICATIONS1. Circuit comprenant : un amplificateur audio (314) adapté à amplifier un signal d'entrée (S AUDIO) pour générer un signal de sortie (SouT+, SOUT-) approprié pour piloter un haut-parleur (316) ; un premier circuit (318) adapté à générer un premier signal analogique (SI) sur la base d'un niveau de courant absorbé par le haut-parleur (316) ; un deuxième circuit (320) adapté à générer un deuxième signal analogique (Sv) sur la base d'une tension fournie aux 10 bornes du haut-parleur (316) ; un troisième circuit (322, 312) adapté à : - générer un troisième signal analogique (RESIDUE) sur la base de la différence entre les premier et deuxième signaux analogiques ; et 15 - modifier le signal d'entrée UDIO) sur la base du troisième signal analogique. 2. Circuit selon la revendication 1, dans lequel au moins l'un des premier et deuxième signaux analogiques (SI, Sv) est normalisé par rapport à l'autre. 20 3. Circuit selon les revendications 1 ou 2, dans lequel le deuxième circuit (320) comprend un filtre analogique (320B) adapté à décaler la phase du signal de sortie pour générer le deuxième signal analogique (Sv). 4. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 25 à 3, dans lequel le signal d'entrée (S AUDIO) est modifié en soustrayant le troisième signal analogique (RESIDUE) du signal d'entrée. 5. Circuit selon la revendication 4, comprenant en outre un compresseur (514) adapté à comprimer partiellement le troisième 30 signal analogique (RESIDUE) avant de le soustraire du signal d'entrée (S AUDIO)- 6. Circuit selon la revendication 5, dans lequel le compresseur (514) est adapté à rendre nul le troisième signalanalogique (RESIDUE) lorsque le premier signal analogique est supérieur au deuxième signal analogique. 7. Circuit selon les revendications 5 ou 6, dans lequel le compresseur (514) comprend une ou plusieurs résistances variables (602, 604) dans un chemin de conduction du troisième signal analogique, la résistance desdites une ou plusieurs résistances variables étant sélectionnée de façon itérative sur la base de ladite différence. 8. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 10 à 7, dans lequel l'amplificateur audio (314) est un amplificateur audio de classe D. 9. Système comprenant : un haut-parleur (316) ; un dispositif de traitement (304) adapté à générer un 15 flux audio numérique (AUDIO) ; un convertisseur numérique-analogique (310) adapté à générer le signal d'entrée (S AUDIO) sur la base du flux audio numérique ; et le circuit de l'une quelconque des revendications 1 à 8 20 adapté à piloter le haut-parleur (316) sur la base du signal d'entrée (S AUDIO)- 10. Procédé comprenant : amplifier, par un amplificateur audio (314), un signal d'entrée (S AUDIO) pour générer un signal de sortie (SouT+, SouT_) 25 approprié pour piloter un haut-parleur (316) ; générer, par un premier circuit (318), un premier signal analogique (SI) sur la base d'un niveau de courant absorbé par le haut-parleur (316) ; générer, par un deuxième circuit (320), un deuxième 30 signal analogique (Sv) sur la base d'une tension fournie aux bornes du haut-parleur (316), au moins l'un des premier et deuxième signaux analogiques étant normalisé par rapport à l'autre ;générer, par un troisième circuit (322, 312), un troisième signal analogique (RESIDUE) sur la base de la différence entre les premier et deuxième signaux analogiques ; et modifier, par le troisième circuit (322, 312), le signal 5 d'entrée (S AUDIO) sur la base du troisième signal analogique (RESIDUE).