Brevet FR3017467A1 — publié le 20150814

PROCÉDÉ DE CARACTÉRISATION DU FONCTIONNEMENT D'UN CIRCUIT ÉLECTRONIQUE NUMÉRIQUE ET CIRCUIT ÉLECTRONIQUE NUMÉRIQUE DOMAINE TECHNIQUE La présente invention traite de l'optimisation du fonctionnement d'un circuit électronique numérique, en termes de consommation énergétique ou de vitesse de fonctionnement. Plus particulièrement, l'invention est relative à un procédé de caractérisation, capable de déterminer les conditions optimales de fonctionnement du circuit, et à un circuit dont le fonctionnement est optimisé. ETAT DE LA TECHNIQUE Les circuits électroniques numériques utilisent une horloge, générant un signal d'horloge à une fréquence préalablement déterminée, dite fréquence d'horloge, pour cadencer les transferts de données entre des éléments séquentiels, par exemple de type bascule. Afin d'améliorer les performances des circuits numériques, on peut chercher à utiliser une fréquence d'horloge la plus élevée possible. On peut également chercher à réduire la tension d'alimentation du circuit, afin de réduire sa consommation énergétique. Dans ces circuits électroniques numériques, un certain nombre de vérifications, dites vérifications temporelles, doivent être effectuées pour s'assurer que le circuit reste fonctionnel à la fréquence d'horloge et à la tension d'alimentation préconisées. Ces vérifications sont classiquement réalisées par le calcul des temps de propagation sur les chemins de données et d'horloge du circuit, en s'assurant que les contraintes de temps de maintien et d'établissement des bascules ne sont pas violées - on parle de violations temporelles. Le temps d'établissement d'une bascule correspond au temps de stabilité minimum qu'une donnée doit respecter en entrée de la bascule avant que ne se présente le front d'horloge, afin que la donnée soit effectivement prise en compte par la bascule. Le temps de maintien d'une bascule correspond au temps de stabilité minimum qu'une donnée doit respecter en entrée de la bascule après que le front d'horloge s'est présenté, afin qu'elle soit correctement échantillonnée par la bascule. Les analyses de type pire-cas permettent d'identifier les chemins critiques limitant la fréquence de fonctionnement du circuit et d'estimer de façon réaliste les temps de propagation dans ces chemins. Les chemins critiques correspondent dans la pratique aux chemins susceptibles d'être empruntés par un signal de données et pour lesquels les risques de violations temporelles sont les plus probables. La fréquence d'horloge maximale est alors déterminée par les temps de propagation des chemins critiques, auxquels on ajoute une marge temporelle. La marge temporelle est définie comme la différence entre le temps d'arrivée escompté du signal de données en entrée de la bascule et le temps d'arrivée induisant une violation de la contrainte temporelle (temps d'établissement et/ou de maintien). Cette marge de sécurité est requise car les temps de propagation des données ne sont pas constants, à cause notamment des variations du processus de fabrication (i.e. variation d'un circuit à l'autre) et des variations environnementales (variation au cours du fonctionnement du circuit). Les variations environnementales sont, par exemple, des baisses locales et temporaires de la tension d'alimentation ou encore des gradients de température. Les marges temporelles prises lors des analyses pire-cas sont devenues très pessimistes, car toutes ces variations nécessitent la prise en compte de marges temporelles de plus en plus grandes pour être certain de couvrir toutes les éventualités. Le circuit numérique ne peut donc pas être optimisé de façon efficace, lorsque ces méthodes d'analyses classiques sont appliquées. Les dérives des temps de propagation, dues aux variations dynamiques difficilement prévisibles de température et de tension d'alimentation, rendent indispensable le suivi en ligne des performances du circuit, afin de détecter ces dérives et trouver le point de fonctionnement optimal du circuit en réduisant au mieux les marges temporelles. Le document [« Possibilities to Miss Predicting Timing Errors in Canary Flip-flops » ; Y. Kunitake et al., Institute of Electrical and Electronics Engineers ; Jan 7, 2011] propose deux solutions pour réaliser un suivi en ligne des performances appelé « ajustement dynamique de la tension » (« Dynamic Voltage Scaling » en anglais). Ces solutions consistent à intégrer dans la fonctionnalité même du circuit un dispositif de détection de violations temporelles et à commander une variation de la tension d'alimentation (ou de la fréquence de fonctionnement : « Dynamic Frequency Scaling ») selon l'occurrence de ces violations temporelles. Les dispositifs de détection proposés sont couplés à un élément séquentiel de type bascule et visent à déterminer si un signal de données en entrée de la bascule est stable, en comparant entre deux instants la valeur de ce signal. Si la donnée n'est pas stable, il y a de fortes chances que les temps de maintien et d'établissement de la bascule soient violés. Pour échantillonner le signal de données à deux instants, une redondance au niveau de la bascule est mise en oeuvre. La figure 1 représente un premier dispositif de détection 100, appelé dispositif « Razor » et disposé dans un chemin de données entre deux étages du circuit numérique, un étage amont et un étage aval (non représentés). Une première bascule 101, dite « principale », échantillonne un signal de données D de façon classique au front actif d'un signal d'horloge CLK, tandis qu'une deuxième bascule de suivi 102 échantillonne le même signal D au front actif d'un signal d'horloge retardé CLK-d. L'horloge CLK-d est retardée par rapport à l'horloge CLK de telle sorte que la bascule 102 échantillonne la donnée après le front actif du signal CLK. Puis, à l'aide d'un comparateur 103 connecté aux sorties des bascules 101 et 102, la valeur contenue dans la bascule 101 est comparée à celle de la bascule 102. Si les deux valeurs sont identiques, on considère que le signal de données D était stable au front actif du signal d'horloge CLK et que, par conséquent, la donnée a été correctement échantillonnée par la bascule principale 101. Si à l'inverse les deux valeurs diffèrent, cela signifie qu'il y a eu une transition du signal de données D entre les deux instants et donc la donnée capturée par la bascule 101 risque de ne pas être exacte. La sortie du comparateur 103 fournit un signal d'alerte, qui indique dans ce cas qu'une faute temporelle s'est produite. Le dispositif « Razor » comprend un module de rattrapage 104 configuré pour, lorsqu'une faute a été détectée, restaurer la bonne valeur du signal de données D dans la bascule principale 110, à partir de celle échantillonnée par la bascule de suivi 102 (qui est, par hypothèse, toujours correcte). Le module de rattrapage 104 permet de ré-exécuter l'opération à une fréquence plus faible ou une tension plus élevée que la séquence mise en faute. Pour que ce dispositif détecte une faute, la valeur du signal de données D ne doit pas être modifiée immédiatement après le front actif du signal d'horloge CLK autrement dit, on veut être certain que la bascule 102 « voit » la bonne valeur du signal de données D pour ensuite la comparer. Le signal de données D doit donc être maintenu au minium jusqu'à l'instant où la bascule 102 échantillonne le signal D. Cela nécessite de rajouter sur les chemins plus courts menant à la bascule principale 101 une ou plusieurs cellules de délais - appelés buffers - qui ralentissent la propagation du signal de données D lorsque le signal emprunte ces chemins plus courts. Un deuxième dispositif de détection de violations temporelles, nommé « Canary FlipFlop » dans l'article susmentionné, applique une technique similaire au dispositif « Razor », en ce qu'il compare deux valeurs du signal de données, prises à des instants différents en doublant l'élément séquentiel de type bascule. Toutefois, plutôt que de détecter l'erreur, ce système permet de l'anticiper, en observant l'état du signal de données avant le front actif de l'horloge, et non pas après. On évite ainsi le besoin d'un module de rattrapage. La figure 2 représente schématiquement un dispositif de détection 200 de type « Canary Flip-Flop ». Les deux bascules 101 et 102 sont ici cadencées par le même signal d'horloge CLK. Grâce à une cellule de délai 201 située en entrée de la bascule de suivi 102 et qui retarde le signal de données D, la bascule 102 échantillonne une valeur du signal D se produisant avant la valeur échantillonnée par la bascule principale 101 dans le cycle d'horloge. Si les deux valeurs en sortie des bascules 101 et 102 sont identiques, cela signifie que la donnée était stable avant le front actif du signal d'horloge. La donnée échantillonnée par la bascule principale 101 peut alors être considérée comme correcte. A l'inverse, si les valeurs diffèrent, cela signifie que le signal de données D n'était pas encore stabilisé et la donnée échantillonnée peut ne pas être la bonne. Dans l'une ou l'autre de ces solutions, il n'est pas garanti que, entre les deux instants de détection, le signal de données D n'ait pas changé de valeur à deux reprises. Cela signifierait que le signal de données D n'est pas stable. Pour autant, aucune faute ne serait détectée. Afin d'améliorer la fiabilité de la détection, il a été proposé des capteurs de stabilité, qui observent les transitions du signal de données pendant toute une période de temps - appelée fenêtre de détection - et pas uniquement par comparaison de valeurs entre deux instants. La fenêtre de détection peut être placée avant, autour ou après le front montant, selon qu'on souhaite détecter une violation du temps d'établissement ou du temps de maintien. Un tel dispositif de surveillance est notamment décrit dans la demande W02010/122036. Tous les capteurs de stabilité précitées (« Razor », « canary Flip-Flop » et les dispositifs de surveillance) sont en général couplés aux chemins de données qui sont les plus critiques dans un circuit numérique, c'est-à-dire aux chemins dont les temps de propagation du signal de données sont les plus longs, afin de minimiser la marge de sécurité et faire fonctionner le circuit à une fréquence proche de la fréquence maximale du circuit. Par conséquent, pour que ces capteurs détectent une faute temporelle, il est nécessaire que ces chemins critiques soient activés, c'est-à-dire qu'un signal de données parcourt ces chemins. Or, ces chemins critiques ne sont activés que très rarement. Le problème est alors le suivant : tant que ces chemins critiques ne sont pas activés, il n'y a pas de fautes détectées et on peut croire que le circuit peut fonctionner à une fréquence d'horloge plus élevée ou à une tension d'alimentation plus faible. Augmenter la fréquence ou diminuer la tension aura pour conséquence de rallonger encore les délais de propagation, par rapport au front actif du signal d'horloge. Il peut alors arriver que ces capteurs ne voient pas une transition du signal de données, car celle-ci se produit bien après la fenêtre de détection. Autrement dit, les capteurs seront devenus aveugles aux violations temporelles se produisant sur les chemins critiques, lorsque ces chemins sont, leur tour venu, parcourus par le signal de données. Ce problème de détection peut être résolu uniquement dans le cas du système « Razor » en élargissant la fenêtre de détection, ce qui implique d'introduire de nombreuses cellules buffers. Le circuit occupe alors plus de surface et consomme davantage d'énergie. Par conséquent, aucune des solutions proposées jusqu'à maintenant ne permet d'optimiser au mieux le circuit numérique d'un point de vue énergétique, en minimisant les marges de sécurité prises pour éviter les violations temporelles, tout en garantissant qu'aucune violation temporelle ne se produise. RESUME DE L'INVENTION L'invention vise à optimiser le fonctionnement d'un circuit électronique numérique, en déterminant un point de fonctionnement qui respecte les contraintes temporelles avec le minimum de marge de sécurité et quel que soit son environnement. Selon l'invention, on tend à satisfaire ce besoin en prévoyant un procédé de caractérisation d'un circuit intégré consistant à déterminer à un instant donné de la vie du circuit un point de fonctionnement optimal (A') du circuit numérique comprenant : - une pluralité d'éléments séquentiels ; - des chemins conducteurs de données entre les éléments séquentiels ; - un arbre d'horloge délivrant un signal d'horloge pour cadencer les éléments séquentiels ; et - un capteur de fautes temporelles couplé à l'un des éléments séquentiels, recevant en entrée un signal de données arrivant sur l'élément séquentiel et configuré pour détecter, pendant une fenêtre de détection une transition du signal de données ; - des moyens de réglage d'au moins un premier et un second paramètre de fonctionnement du circuit numérique, au moins un paramètre correspondant à la fréquence du signal d'horloge. Ce procédé comprend les étapes suivantes : e) activer un chemin conducteur de données jusqu'à l'élément séquentiel couplé au capteur ; f) déterminer, pour une valeur donnée du premier paramètre, une première valeur du second paramètre à partir de laquelle le capteur détecte une transition du signal de données pendant la fenêtre de détection, lesdites valeurs des premier et second paramètres définissant un point de fonctionnement de détection du circuit numérique ; g) déterminer le point de fonctionnement optimal associé au point de fonctionnement de détection, en ajoutant à l'une desdites valeurs des premier et second paramètres, une marge de correction prédéterminée et associée à la valeur donnée du premier paramètre du point de fonctionnement de détection. De préférence, la marge de correction prédéterminée est mémorisée dans une mémoire du circuit ou est calculée à partir d'une relation fonctionnelle mémorisée dans le circuit ; les valeurs ou la relation fonctionnelle mémorisées étant obtenues par la mise en oeuvre d'un procédé de calibration selon l'une des revendications 1 à 10. Les étapes e) à g) sont avantageusement mises en oeuvre pour plusieurs valeurs du premier paramètre. Dans un mode de mise en oeuvre préférentiel du procédé de détermination, le circuit comprend une pluralité de capteurs de fautes temporelles couplés chacun à l'un des éléments séquentiels, et les étapes e) à g) sont mises en oeuvre pour chaque capteur, de sorte à obtenir une pluralité de points de fonctionnement optimaux ayant la même valeur du premier paramètre, le procédé comprenant en outre une étape de détermination, à partir de la pluralité de points de fonctionnement corrigés, d'un unique point de fonctionnement optimal associé à la valeur considérée du premier paramètre. Selon un développement du procédé de détermination, l'unique point de fonctionnement optimal est défini par ladite valeur du premier paramètre et une moyenne arithmétique desdites valeurs du second paramètre de la pluralité de points de fonctionnement optimaux. Selon un autre développement du procédé de détermination, le second paramètre est la fréquence du signal d'horloge et l'unique point de fonctionnement optimal est défini par ladite valeur du premier paramètre et de la plus faible desdites valeurs du second paramètre de la pluralité de points de fonctionnement optimaux. Selon un autre développement du procédé de détermination, le second paramètre est la tension d'alimentation du circuit numérique et l'unique point de fonctionnement optimal est défini par ladite valeur du premier paramètre et la plus grande desdites valeurs du second paramètre de la pluralité de points de fonctionnement optimaux. Un autre aspect de l'invention concerne un procédé de calibration permettant de déterminer la marge de correction. Ce procédé comprend les étapes suivantes : a) activer un chemin conducteur de données jusqu'à l'élément séquentiel couplé au capteur ; b) déterminer, pour une valeur donnée du premier paramètre, une première valeur du second paramètre à partir de laquelle le capteur détecte une transition du signal de données pendant la fenêtre de détection, lesdites valeurs des premier et second paramètres définissant un point de fonctionnement de détection du circuit numérique ; c) déterminer, pour ladite valeur du premier paramètre, une seconde valeur du second paramètre au-delà de laquelle le circuit numérique est en dysfonctionnement ; d) calculer, pour le point de fonctionnement de détection, une marge de correction égale à la différence entre les première et seconde valeurs du second paramètre. Dans un mode de mise en oeuvre préférentiel du procédé de calibration, les étapes a) à d) du procédé de calibration sont mises en oeuvre pour une pluralité de circuit témoins ayant une structure identique au circuit numérique, pour une même valeur donnée du premier paramètre, de sorte à obtenir plusieurs marges de correction relatives au capteur, et comprenant en outre une étape de détermination d'une marge de correction optimale associé à la valeur du premier paramètre des points de fonctionnement de détection à partir des marges de correction relatives au capteur. La marge de correction optimale peut être une moyenne arithmétique des marges de correction relatives au capteur ou la plus faible des marges de correction relatives au capteur. Selon un développement du procédé de calibration, le second paramètre est la fréquence du signal d'horloge et chaque marge de correction est une marge en fréquence. Selon un autre développement du procédé de calibration, le second paramètre est la période du signal d'horloge et chaque marge de correction est une marge en temps. Selon un autre développement du procédé de calibration, le second paramètre est choisi parmi la tension d'alimentation et la tension de polarisation du circuit numérique et chaque marge de correction est une marge en tension. De préférence, la seconde valeur du second paramètre est obtenue en activant un chemin conducteur de données critique et en modifiant progressivement le second paramètre jusqu'à provoquer une violation temporelle du signal de données reçu par l'élément séquentiel disposé sur le chemin critique, par rapport à un front actif du signal d'horloge. Les étapes a) à d) sont avantageusement mises en oeuvre pour plusieurs valeurs du premier paramètre. De préférence, lorsque le circuit comprend une pluralité de capteurs de fautes temporelles couplés chacun à l'un des éléments séquentiels, les étapes a) à d) sont mises en oeuvre pour chaque capteur, pour une même valeur donnée du premier paramètre, de sorte à obtenir une pluralité de marges de correction, le procédé comprenant en outre une étape de détermination d'une unique marge de correction associée à ladite même valeur du premier paramètre, à partir de la pluralité de marges de correction. Le procédé de détermination et le procédé de calibration selon l'invention peuvent également présenter une ou plusieurs des caractéristiques ci-dessous, considérées individuellement ou selon toutes les combinaisons techniquement possibles : - la fenêtre de détection est localisée avant un front actif du signal d'horloge ; - la fenêtre de détection vaut entre 10 % et 50 % d'une période du signal d'horloge ; - l'un des premier et second paramètres est choisi parmi la fréquence et la période du signal d'horloge et dans lequel l'autre des premier et second paramètres est choisi parmi la tension d'alimentation et la tension de polarisation du circuit numérique Un autre aspect de l'invention concerne un circuit électronique numérique comprenant : - une pluralité d'éléments séquentiels ; - des chemins conducteurs de données entre les éléments séquentiels, au moins un des chemins conducteurs de données étant critique en termes de délai de propagation des données ; - un arbre d'horloge délivrant un premier signal d'horloge pour cadencer les éléments séquentiels ; - des moyens de réglage de plusieurs paramètres de fonctionnement du circuit numérique, un des paramètres étant la fréquence du premier signal d'horloge ; - un dispositif de suivi en ligne du fonctionnement du circuit numérique, comprenant une chaîne de cellules de retard et comprenant des moyens pour délivrer une signature numérique représentative d'un rapport entre la période du premier signal d'horloge et le délai de propagation à travers un chemin critique ; - un module de traitement configuré pour comparer la signature numérique issue du dispositif de suivi à une signature de référence, le résultat de la 5 comparaison étant utilisée pour commander les moyens de réglage desdits paramètres de fonctionnement ; - une première mémoire couplée au module de traitement permettant de mémoriser plusieurs signatures de référence associées à des zones différentes de points de fonctionnement du circuit numérique ; 10 - des moyens de sélection, dans la première mémoire, d'une signature de référence associée à une zone de point de fonctionnements correspondant aux valeurs présentes des paramètres de fonctionnement du circuit numérique, la signature de référence sélectionnée étant utilisée par le module de traitement. 15 Dans un mode de réalisation préférentiel, le circuit comprend des moyens de détermination des signatures de référence et de leurs zones de points de fonctionnement associées mémorisées dans la première mémoire, ces moyens de détermination comprenant : - des premiers moyens de détermination des valeurs de paramètres de 20 fonctionnement correspondant à un point de fonctionnement optimal du circuit connaissant une valeur d'un premier paramètre de fonctionnement, l'ensemble des points de fonctionnement optimaux constituant une courbe de fonctionnement optimal délimitant respectivement des zones de fonctionnement souhaité et non souhaité ; 25 - des seconds moyens de détermination de la valeur de la signature numérique délivrée par le dispositif de suivi en ligne pour des valeurs de paramètres de fonctionnement données et appliqués au circuit par l'intermédiaire des moyens de réglage ; - des moyens d'identification d'un ensemble de points successifs, ou tronçon, 30 de la courbe de fonctionnement optimal pour lesquels la valeur de la signature numérique délivrée par le dispositif de suivi en ligne est identique ; - des moyens de détermination pour chaque tronçon identifié d'une zone de points de fonctionnement associée et d'une valeur de signature de référence associée fonction de la valeur de signature numérique délivrée par le dispositif de suivi en ligne pour les points de fonctionnement du tronçon considéré. Selon un développement, la courbe de fonctionnement optimal est représentative du fonctionnement optimal du circuit à un instant donné de la durée de vie du circuit, les moyens de détermination des points de fonctionnement optimaux prenant en compte les conditions environnementales présentes du circuit. Selon un autre développement, les moyens de détermination des points de 10 fonctionnement optimaux comprennent : - un capteur de fautes temporelles couplé à l'un des éléments séquentiels, recevant en entrée un signal de données arrivant sur l'élément séquentiel et configuré pour détecter pendant une fenêtre de détection une transition du signal de données ; 15 - des moyens de réglage des premier et deuxième paramètres de fonctionnement du circuit numérique ; - un dispositif de mesure, pour une valeur donnée du premier paramètre, d'une valeur du second paramètre à partir de laquelle le capteur détecte une transition du signal de données pendant la fenêtre de détection ; 20 - un dispositif calculateur configuré pour ajouter à l'une desdites valeurs des premier et second paramètres une marge de correction prédéterminée. De préférence, le dispositif de suivi en ligne est disposé à proximité du chemin critique, de sorte que la réplique du chemin critique est soumise aux mêmes 25 conditions de fonctionnement que le chemin critique. Dans un autre mode de réalisation du circuit selon l'invention, le dispositif de suivi en ligne comprend : - une chaîne de cellules de retard constituée d'une cellule de retard principale et d'une série de cellules de retard fins, un second signal d'horloge dérivé du premier 30 signal d'horloge étant injecté en entrée de la chaîne de cellules de retard, le temps de propagation Tp à travers la chaîne de cellules de retard, entre son entrée et un point intermédiaire de la série de cellules de retard fins est lié au temps de propagation Tcri à travers ledit chemin critique selon la formule Tp=k*Tcri, où k est un coefficient de proportionnalité et T la période du signal d'horloge ; - un registre mémorisant les valeurs présentes en sortie de tout ou partie des cellules de retard, et cadencé par un signal d'horloge d'échantillonnage dérivé du premier signal d'horloge, et tel que le temps T1 séparant un instant d'injection d'un front actif en entrée de la chaîne de cellules et un instant d'application d'un front actif d'échantillonnage sur le registre est égal à k*T. Selon un développement, le dispositif de suivi en ligne comporte un diviseur de fréquence d'horloge, recevant en entrée le premier signal d'horloge, et dans lequel le signal injecté en entrée de la chaîne de cellules de retard est un deuxième signal d'horloge issu du diviseur de fréquence d'horloge, le deuxième signal d'horloge étant également utilisé comme signal d'horloge d'échantillonnage. BREVES DESCRIPTION DES FIGURES D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront clairement de la description qui en est donnée ci-dessous, à titre indicatif et nullement limitatif, en référence aux figures annexées, parmi lesquelles : - la figure 1, précédemment décrite, représente un premier dispositif de détection des violations temporelles selon l'art antérieur ; - la figure 2, précédemment décrite, représente un deuxième dispositif de détection des violations temporelles selon l'art antérieur ; - la figure 3 représente schématiquement une partie d'un circuit numérique dont on détermine le fonctionnement optimal grâce au procédé de caractérisation selon l'invention ; - la figure 4A représente schématiquement un capteur de fautes temporelles pouvant être utilisé dans le procédé de caractérisation selon l'invention et la figure 4B représente des signaux de ce capteur ; - les figures 5A à 5C sont des exemples de chronogramme illustrant l'application du capteur de fautes temporelles dans le procédé de caractérisation selon l'invention ; - la figure 6 est un graphique de la fréquence F du signal d'horloge en fonction de la tension d'alimentation V du circuit, représentant plusieurs points de fonctionnement d'après un premier exemple de mise en oeuvre du procédé de caractérisation selon l'invention ; - la figure 7 représente, en fonction de la tension d'alimentation V, la fréquence du signal d'horloge Fd détectée grâce au capteur de la figure 4A et la fréquence maximale Fmax du circuit d'après ce capteur ; - la figure 8 est un graphique de la tension d'alimentation V du circuit en fonction de la fréquence F du signal d'horloge, représentant plusieurs points de fonctionnement d'après un deuxième exemple de mise en oeuvre du procédé de caractérisation selon l'invention ; - la figure 9 est un graphique de la fréquence F du signal d'horloge en fonction de la tension d'alimentation V du circuit, représentant la détermination des marges de correction en fréquence OF; d'après un procédé de calibration selon l'invention ; - la figure 10 représente, en fonction de la tension d'alimentation V, la marge de correction en fréquence OF; calculée à l'aide du procédé de calibration selon l'invention pour 6 circuits témoin de structure identique ; - la figure 11 représente, en fonction de la tension d'alimentation V, l'erreur globale faite sur la détermination de la fréquence maximale du circuit de la figure 3, en comparaison des 6 circuits de la figure 10 ; - la figure 12 représente schématiquement une autre partie d'un circuit électronique numérique dont le fonctionnement est optimisé ; - la figure 13A représente schématiquement un mode de réalisation préférentiel d'un dispositif de suivi en ligne utilisé dans le circuit de la figure 12 et la figure 13B représente des signaux de ce dispositif ; - la figure 14 représente des points de fonctionnement optimaux du circuit numérique, à un instant donné de la durée de vie du circuit, et les valeurs de référence associées d'un signal en sortie du dispositif de la figure 13A ; et - la figure 15 représente des points de fonctionnement optimaux du circuit numérique, à un autre instant de la durée de vie du circuit, et les nouvelles valeurs de référence associées du signal en sortie du dispositif de la figure 13A. Pour plus de clarté, les éléments identiques ou similaires sont repérés par des signes de références identiques sur l'ensemble des figures. DESCRIPTION DETAILLEE D'AU MOINS UN MODE DE REALISATION De nombreux paramètres sont à prendre en considération pour vérifier que les contraintes temporelles dans un circuit numérique en logique synchrone sont respectées. La fréquence du signal d'horloge est, bien sûr, un critère important car les contraintes de temps d'établissement et de maintien des composants du circuit sont définies par rapport à un front actif du signal d'horloge. Toutefois, la tension d'alimentation, la tension de polarisation du substrat et la température jouent également un rôle dans le respect des contraintes temporelles, car ces paramètres vont influencer les délais de propagation des données dans le circuit. On vise ici à déterminer les valeurs de deux de ces paramètres qui permettront de faire fonctionner le circuit numérique de façon optimale, en tenant compte de l'environnement dans lequel il est placé. Il s'agit, par exemple, de déterminer la fréquence maximale du signal d'horloge que le circuit peut tolérer, compte tenu de sa tension d'alimentation. On peut souhaiter au contraire déterminer la tension d'alimentation minimale acceptable par le circuit, à une fréquence de fonctionnement donnée, afin de minimiser sa consommation électrique. La figure 3 représente une partie d'un circuit numérique 300 dont on veut optimiser le fonctionnement, notamment en termes de vitesse de fonctionnement ou de consommation énergétique. Le circuit numérique est, à titre d'exemple, un microprocesseur capable d'effectuer une multitude d'opérations, telles que des additions. Ce circuit 300 comprend une pluralité d'éléments séquentiels, de préférence de type bascule, dont au moins un élément séquentiel de départ 301 et un élément séquentiel de destination 302. Typiquement, chaque élément séquentiel de type bascule forme une partie d'un registre, qui sert à stocker temporairement une donnée numérique (1 bascule par bit de donnée). L'élément séquentiel de départ 301 est relié à l'élément séquentiel de destination 302 par un chemin de données 303, sur lequel circule un signal de données D. Le chemin de données 303 comporte classiquement des portes logiques, traversées par le signal de données D et agencées entre elles pour remplir une certaine fonction logique. Le circuit comprend en outre un capteur de fautes temporelles 304 couplé à l'élément séquentiel de destination 302. Ce capteur 304 reçoit en entrée le signal de données D venant du chemin critique 303 et arrivant sur la bascule de destination 302. Les éléments séquentiels 301, 302 et le capteur de fautes temporelles 304 sont cadencés par un signal d'horloge CLK provenant d'un arbre d'horloge 305. Ainsi, la bascule 302 et le capteur 304 partagent le même signal d'entrée D et le même signal d'horloge CLK. Le capteur 304 est de type préventif, c'est-à-dire qu'il anticipe des fautes temporelles dans le circuit numérique. Son rôle est de détecter une transition du signal de données D pendant une fenêtre d'observation placée avant le front actif du signal d'horloge (i.e. le front qui déclenche les bascules). Comme cela est décrit en détail ci-après, l'avertissement fourni par le capteur permet de déterminer un point de fonctionnement optimal du circuit. Le capteur 304 et la bascule de destination 302 peuvent ensemble former un dispositif de type « Canary Flip-Flop », tel que décrit précédemment en relation avec la figure 2. Le capteur 304 comporte alors une autre bascule, identique à la bascule 302, une cellule de délai en entrée de cette deuxième bascule et un système de comparaison des valeurs en sortie des deux bascules. La fenêtre de détection est dans ce cas définie par ses extrémités que sont les instants où chaque bascule échantillonne le signal de données (l'une des extrémités est le front actif du signal d'horloge, l'autre est située plus tôt dans le cycle d'horloge). Une transition de ce signal est détectée lorsque les valeurs aux deux instants (i.e. en sortie des deux bascules) diffèrent. Dans un mode de réalisation préférentiel, le capteur de fautes temporelles 304 est un dispositif de surveillance de transitions, tel que celui décrit dans la demande W02010/122036. Ce type de capteurs surveille l'activité du signal de données pendant toute une période, à la différence du dispositif « Canary Flip-Flop ». La figure 4A est un schéma synoptique d'un mode de réalisation préférentiel du dispositif de surveillance 304, tandis que la figure 4B représente certains de ses 5 signaux sous la forme de chronogrammes. Le dispositif de surveillance 304 comporte une première cellule de retard 401 recevant en entrée le signal de données D. La cellule 401 introduit un retard DL1 dans le signal de données D. Par conséquent, le signal en sortie de la cellule 401, 10 noté D' sur les figures 4A et 4B, est décalé d'une période de temps égale au retard DL1 par rapport au signal de données D (Fig.4B). Le signal retardé D' est dirigé en entrée d'un détecteur de transition 402, qui observe l'activité du signal D' pendant une période de détection X du cycle d'horloge. Cette 15 période de détection X démarre à compter d'un front actif du signal d'horloge CLK, (par exemple le front montant - Fig.4B). Elle correspond à un signal Sw généré à partir du signal d'horloge CLK et d'un signal CLK' inversé et retardé par rapport au signal d'horloge CLK. Le dispositif 304 comporte à cet effet une porte « ET » 403, dont les entrées correspondent aux signaux CLK et CLK' et dont la sortie forme le 20 signal Sw. Le signal CLK' est dérivé du signal CLK grâce à une deuxième cellule de retard 404 et un inverseur 405 connectés en série. De façon artificielle grâce au décalage DL1, le détecteur 402 observe, après le front actif du signal d'horloge, l'activité du signal de données D ayant cours pendant une 25 fenêtre W précédant ce front d'horloge. En effet, lorsqu'une transition du signal D' est détectée pendant la période X, cela signifie qu'une transition du signal de données D a eu lieu un instant plus tôt, pendant la fenêtre W. Le retard DL1 introduit par la cellule 401 détermine la position de la fenêtre d'observation W dans le cycle d'horloge (car le décalage DL1 se retrouve entre la période X et la fenêtre W). Le 30 retard DL2 introduit par la cellule 404 fixe la durée de la période de détection X, égale à la durée de la fenêtre d'observation W. Contrairement aux techniques classiques de suivi en ligne, le capteur de fautes temporelles 304 de la figure 3 est ici configuré pour détecter une faute temporelle très tôt dans le cycle d'horloge. A cette fin, le capteur peut disposer d'une fenêtre de détection W placée juste avant le front actif du signal d'horloge et couvrant une grande partie du cycle d'horloge. Sa durée est, de préférence, comprise entre 10 % et 50 % d'un cycle d'horloge. La fenêtre W peut aussi être courte (durée comprise entre 5 % et 10 % d'un cycle d'horloge) et placé bien avant le front montant d'horloge. Le début de cette fenêtre courte intervient au même instant que le celui de la fenêtre longue, à 10%-50% de la période d'horloge en avant du front montant. Cela équivaut à réduire le délai DL2 en gardant le même délai DL1. Les figures 5A à 5C sont des exemples de chronogramme qui illustrent cette utilisation particulière du capteur de fautes temporelles 304. Les chronogrammes de la figure 5A représentent un signal d'horloge CLK à une fréquence d'horloge F1 et un signal de données D en entrée de la bascule de destination. Le temps de propagation tG du signal de données D, appelé également « temps d'arrivée » (à l'entrée de la bascule), démarre au premier front montant du signal d'horloge CLK et prend fin avant la fenêtre de détection W du capteur (elle- même placée juste avant le front montant suivant). Comme le capteur ne voit aucune transition du signal D pendant la fenêtre W, celui-ci n'émet aucune alerte. Sur la figure 5B, le signal d'horloge a une fréquence F2 plus élevée que la fréquence F1. La donnée D se stabilise à l'entrée de la fenêtre de détection W. Dans ce cas, le capteur 304 voit une transition du signal de données D et indique qu'une faute temporelle s'est produite. Toutefois, cette faute n'a qu'un caractère informatif, elle n'est pas synonyme d'une erreur de la bascule, car le temps d'établissement tset de la bascule n'a pas été violé. En effet, il existe encore une certaine marge M entre le début de la fenêtre de détection W et le premier instant où le temps d'établissement tset est violé. La figure 5B représente donc un point de fonctionnement non optimisé si on considère uniquement la bascule associée au capteur, car la marge de détection M pourrait être diminuée. Néanmoins, si le capteur 304 n'est pas associé au chemin de données le plus critique du circuit, il est souhaitable d'avoir une marge M au moins égale à la différence des temps de propagation entre le chemin critique du circuit et le chemin de données associé au capteur. Ainsi, ce capteur permet d'estimer la probabilité d'erreur sur un autre chemin le plus critique. A la figure 5C, la fréquence F3 du signal d'horloge CLK est telle que le temps de propagation du signal de données D prend fin à la limite de violation du temps d'établissement tset. Autrement dit, la marge M de la figure 5B n'existe plus et une fréquence d'horloge supérieure provoquerait une violation du temps d'établissement tset pour la bascule (car le front actif du signal d'horloge CLK se trouverait en regard de l'état instable du signal D). La figure 5C représente donc un point de fonctionnement optimal pour la bascule associée au capteur. La fréquence F3 correspond sensiblement à la fréquence maximale que peut tolérer le circuit si le chemin de données associé à la bascule est le chemin le plus critique. On voit, d'après les figures 5A à 5C, que le fait d'utiliser une large fenêtre de détection permet de relever des « fautes temporelles » à une fréquence d'horloge (F2) bien plus faible que la fréquence d'horloge maximale F3. A l'inverse, dans les solutions de l'art antérieur, la fenêtre de détection du capteur est restreinte et localisée uniquement autour du front actif, afin de s'approcher autant que possible de la fréquence maximale et ne vérifier que les violations du temps d'établissement tset (et/ou du temps de maintien). Une fenêtre longue provoquerait dans le dispositif « Canary flip-flop » de la figure 2 une détection très précoce et résulterait (selon l'approche « DFS » classique) en une fréquence de fonctionnement éloignée de la fréquence maximale. Partant de ce principe, un mode de mise en oeuvre du procédé de caractérisation selon l'invention consiste à détecter un premier point de fonctionnement du circuit numérique, éloigné du point de fonctionnement optimal (par exemple, ayant une fréquence d'horloge F2 plus faible que la fréquence maximale F3 autorisée), puis à corriger ce point de fonctionnement, connaissant le décalage (F3-F2) qui le sépare du point de fonctionnement optimal. Chaque point de fonctionnement est défini par au moins deux paramètres de fonctionnement. De préférence, l'un des deux paramètres est la fréquence du signal d'horloge. L'autre paramètre (ou les autres paramètres, si plus de deux) est avantageusement choisi parmi la tension d'alimentation du circuit numérique, la tension de polarisation du substrat qui sert de support au circuit numérique et la température de fonctionnement. Pour les besoins de cette caractérisation, le circuit numérique comporte donc des moyens pour faire varier ces paramètres. A titre d'exemple, la fréquence d'horloge est réglée au moyen d'une boucle à verrouillage de phase (PLL, « Phase-locked loop ») ou de fréquence (FLL, « Frequency-locked loop »). Les tensions d'alimentation et de polarisation peuvent être réglées par l'intermédiaire de convertisseurs DC-DC. La prise en compte de la température de fonctionnement ajoute un degré supplémentaire dans la caractérisation du circuit (chaque point de fonctionnement est alors défini par trois valeurs de paramètres). La fréquence d'horloge, la tension d'alimentation et/ou la tension de polarisation peuvent alors être déterminées pour plusieurs valeurs de température. On peut ainsi obtenir des informations sur le comportement du circuit en température. Néanmoins, à moins de disposer de moyens de chauffage ou de refroidissement du circuit, il n'est pas possible de commander/réguler la température au moyen d'un actionneur dédié. La température sera donc le plus souvent un des paramètres environnementaux que l'on subit et auquel il faut s'adapter. Considérons dans un premier exemple de mise en oeuvre du procédé de caractérisation que l'on veuille déterminer la fréquence d'horloge maximale pour une valeur donnée de la tension d'alimentation. Cet exemple est décrit ci-dessous en relation avec la figure 6 et la valeur de la tension est notée V1. Lors d'une première étape de ce procédé de caractérisation, on détermine la valeur Fdi de la fréquence d'horloge à partir de laquelle le capteur détecte une faute temporelle, c'est-à-dire une transition du signal de données pendant la fenêtre de détection. Pour cela, la fréquence peut être augmentée progressivement au moyen de la boucle à verrouillage de phase, jusqu'à ce que la transition du signal de données D « entre » dans la fenêtre de détection W (cf. Fig.5B). Le chemin de données jusqu'à la bascule couplée au capteur nécessite d'être activé pour que le capteur puisse (éventuellement) détecter une transition. Une opération, dont on sait qu'elle produit un signal parcourant le chemin de données associé au capteur, est fournie au circuit numérique. Cette opération, par exemple une opération d'addition avec retenue, peut avoir été déterminée au préalable lors du choix de l'emplacement du capteur (une certaine opération est exécutée par le circuit et le capteur est disposé dans le chemin que l'opération active). Cette opération n'est pas nécessairement l'opération la plus critique en termes de délai de propagation (i.e le temps d'arrivée). En effet, à la différence des solutions de l'art antérieur, le capteur de fautes temporelles 304 peut être ici couplé à une bascule se situant dans un chemin de données moins critique, car la fenêtre est suffisamment en avance du front pour détecter la transition du signal de données (la donnée circulant sur un chemin non-critique est stable avant celle circulant sur un chemin critique). Or, il est préférable d'ajouter des capteurs sur des chemins peu critiques, plutôt que sur les chemins les plus critiques en délais, car ainsi ils affecteront les performances temporelles du circuit dans une moindre mesure. A l'issue de cette première étape, un premier point de fonctionnement A, défini par la valeur V1 de la tension d'alimentation et la valeur Fdi de fréquence d'horloge est obtenu (Fig.6). Comme indiqué précédemment, ce premier point de fonctionnement A n'est pas optimal, car il existe une marge superflue importante dû au fait que la fenêtre de détection est grande. Ainsi, lors d'une deuxième étape, le point de fonctionnement A est corrigé, en ajoutant à la fréquence Fdi une marge de fréquence prédéterminée AFi. Cette marge AF1 est inférieure ou égale (selon le degré de « criticité » du chemin couplé au capteur) à l'écart M qui sépare le début de la fenêtre de détection (Fig.5B) de l'instant où le temps d'établissement de la bascule risque d'être violé (Fig.5C). Le point corrigé A' conserve la même valeur de tension (V1), mais dispose d'une valeur de fréquence augmentée Fmax1 ( Fmax1 = Fd1 + AF1), d'un facteur AF1 qui représentatif de la différence entre les temps de propagation du chemin le plus critique et du chemin de données associé au capteur. De préférence, le circuit numérique comprend une pluralité de capteurs de fautes temporelles, couplés chacun à un des éléments séquentiels de type bascule du circuit, et les étapes précédentes sont mises en oeuvre pour chacun de ces capteurs. Comme ces capteurs sont couplés à des bascules de destination différentes, et donc associés à des chemins de données distincts, ils ne réagissent pas aux mêmes stimuli (i.e. les opérations que traitent le circuit et qui activent les chemins de données). On fera en sorte d'applique un ensemble de stimuli permettant d'activer l'ensemble des chemins de données associées à des capteurs. Cet ensemble de stimuli est répété pour chaque fréquence considérée. Les chemins de données associés aux capteurs étant différents et les fenêtres de détection potentiellement différentes pour chaque capteur, il est fort probable que les capteurs commence à détecter une « erreur » à des fréquences différentes, et , les fréquences de détection des transitions peuvent donc varier. Une pluralité de points de fonctionnement A, B, C est alors obtenue. Chaque point correspond à la mesure d'une fréquence à laquelle se manifeste l'un des capteurs. Ces points ont en commun la valeur V1 de la tension d'alimentation. En effet, au moment de caractériser le circuit, les capteurs sont activés à tour de rôle mais la tension d'alimentation V ne varie pas. Le circuit compte par exemple 128 capteurs. Toutefois, sur le graphe de la figure 6, seulement trois points A, B et C (correspondant aux relevés de 3 capteurs) sont représentés dans un souci de clarté. Ils ont respectivement pour ordonnées les fréquences Fdi , Fd2, Fd3- Les points de fonctionnement B et C sont corrigés en leur ajoutant une marge de fréquence, comme cela est décrit ci-dessus en relation avec le premier point A. Les marges de correction des points B et C sont notées respectivement A F2 et A F3 et les points corrigés correspondants sont désignés B' et C' sur la figure 6. Les valeurs de marge de correction AF1 à A F3 sont telles que les points corrigés A', B' et C' issus de différents capteurs sont, en pratique, très proches les uns des autres (globalement, plus la fréquence de détection Fat, Fat, Fd3 est basse, plus la marge correspondante sera importante). La manière dont sont calculées ces marges de correction AF1à A F3 sera décrite plus loin, en relation avec les figures 9 et 10. Après avoir obtenu plusieurs points de fonctionnement corrigés A', B' et C', comme représenté sur la figure 6, le procédé de caractérisation comporte une étape de détermination d'un point de fonctionnement optimal du circuit à partir de ces points de fonctionnement corrigés. Ce point de fonctionnement optimal est, d'une certaine façon, une synthèse des indications données par les différents capteurs sur le comportement en fréquence du circuit. Dans un mode de réalisation préférentiel, ce point de fonctionnement optimal est défini par la valeur V1 de la tension d'alimentation et par une moyenne arithmétique des fréquences corrigées Fmaxl à Fmax3. Cette moyenne permet de compenser les erreurs d'estimation faites sur chacune des marges de correction ,8,F1 à AF3. Autrement dit, la fréquence optimale peut être supérieure aux valeurs de fréquence corrigées d'un ou plusieurs capteurs. En faisant fonctionner le circuit à une telle fréquence moyenne, des violations du temps d'établissement risquent de se produire en entrée des bascules associées aux chemins les plus critiques. Afin d'y remédier, une marge de sécurité soigneusement calibrée est prise en compte. Cette marge de sécurité est décrite en relation avec la figure 11. Alternativement, le point de fonctionnement optimal est défini par la valeur V1 de la tension d'alimentation et la plus faible des valeurs de fréquence corrigées Fmaxl à Fmax3, soit le point B' dans l'exemple de la figure 6. Dans cette variante de réalisation, la fréquence de fonctionnement est limitée au « pire cas » mais réduit considérablement le risque de violation du temps d'établissement des bascules associées aux chemins les plus critiques. De façon plus générale, le point de fonctionnement optimal peut être dérivé des points de fonctionnement corrigés, en appliquant diverses opérations mathématiques sur les fréquences Fmaxl à Fmax3, comme une moyenne pondérée (les poids étant, de préférence, fonction du degré de criticité des chemins couplés aux capteurs). Si l'on répète maintenant ces opérations pour différentes valeurs de la tension d'alimentation V, on peut établir une courbe caractéristique de la fréquence d'horloge Fd à laquelle chaque capteur détecte une faute, en fonction de la tension d'alimentation V, et une autre courbe représentant la fréquence maximale Fmax du circuit en fonction de la tension V, à partir des courbes caractéristiques des différents capteurs. La figure 7 montre un exemple de courbe de fréquence Fd(V) obtenue à l'aide d'un capteur de fautes temporelles (en trait plein) et un exemple de courbe de la fréquence maximale estimée du circuit Fmax(V), relative à ce capteur (en traits pointillés). La courbe Fmax(V) est obtenue, en appliquant à chaque point i de la courbe Fd(V), une marge de correction en fréquence OF; associée à ce point. La marge de correction OF; varie généralement en fonction du point de fonctionnement relevé par chaque capteur. Deux points relevés par deux capteurs différents, ayant la même tension mais des fréquences différentes (A et B par exemple), peuvent avoir des marges de correction (AF1 et AF2) différentes. Deux points relevés par un même capteur mais à des tensions différentes peuvent aussi avoir des marges de correction différentes. Dans un deuxième exemple de mise en oeuvre du procédé de caractérisation représenté à la figure 8, on souhaite plutôt déterminer la tension minimale d'alimentation à fréquence d'horloge constante. La situation est donc l'inverse de celle décrite précédemment : la tension d'alimentation V est diminuée pas à pas et la fréquence est fixe, à une valeur F1. En diminuant la tension d'alimentation, le temps de propagation du signal de données D en entrée de la bascule de destination se rallonge. Le principe de mesure est donc inchangé, car plutôt que de déplacer le front actif du signal d'horloge vers la gauche, c'est le temps de propagation t0 qui se prolonge vers la droite, jusqu'à la fenêtre de détection W (Fig.5A-C). Sur la figure 8, la tension d'alimentation V est diminuée jusqu'au point A où le capteur détecte une transition du signal de données en entrée de la fenêtre de détection. Cette première valeur de tension pour laquelle le capteur détecte une faute est notée Vdi. On sait cependant que la tension d'alimentation pourrait être diminuée davantage, pour tenir compte de la marge M prise pour la détection (Fig.5B). Ainsi, une marge de correction AV1 est appliquée pour déplacer le point de fonctionnement A à une tension plus basse Vminl. A' désigne le point de fonctionnement ainsi corrigé. Cette marge en tension AV1 est, par convention, choisie négative et ajoutée à la valeur Vdl (Vminl = Vdl AV1)- Comme précédent, il est possible de prévoir plusieurs capteurs de fautes temporelles dans le circuit et ainsi obtenir plusieurs points de fonctionnement corrigés A', B' et C', chacun étant relatif à un capteur et caractérisé par une valeur minimale de la tension d'alimentation, respectivement Vminl, Vmin2 et Vmin3. Chaque valeur minimale Vminl, Vmin2 et Vmin3 est déterminée à partir d'une valeur de détection de la tension, respectivement Vdl, Vd2 et Vd3, et d'une marge en tension associée à chaque capteur qui peut être fonction de cette tension de détection, respectivement AV1, AV2 et AV3. Un point de fonctionnement optimal peut alors être déduit des points de fonctionnement corrigés, par exemple en calculant la moyenne de ces valeurs minimales de tension ou en prenant, par précaution, la plus forte d'entre elles. De même, on pourra établir une courbe caractéristique de la tension minimale d'alimentation du circuit numérique en fonction de la fréquence d'horloge, en obtenant du ou des capteurs une pluralité de points de fonctionnement corrigés à des valeurs de fréquence différentes. Dans les exemples du procédé de caractérisation ci-dessus, on remarque que la détermination d'un point de fonctionnement (par exemple A) est réalisée en faisant varier un paramètre choisi parmi la fréquence d'horloge F et la tension d'alimentation V. Une façon préférentielle de déterminer, pour chaque point de fonctionnement, la marge de correction (en fréquence ou en tension) va maintenant être décrite en relation avec les figures 9 et 10. La détermination des marges de correction fait ici l'objet d'un procédé de calibration du circuit numérique. Ce procédé de calibration utilise les mêmes moyens que ceux décrits précédemment : le circuit numérique de la figure 3 muni d'au moins un capteur de fautes temporelles 304 couplé à l'un des éléments séquentiels 302. La figure 9 représente un exemple de calcul d'une marge de détection en fréquence. La première étape du procédé de calibration est identique à la première étape du procédé de caractérisation. Elle consiste à mesurer, pour une valeur de la tension d'alimentation V1, la valeur Fdi de la fréquence d'horloge, à partir de laquelle le capteur voit une transition du signal de données. Un premier point de fonctionnement A1, représentatif du début de la fenêtre de détection (Fig.5B), est ainsi obtenu. Lors d'une deuxième étape, le circuit numérique est caractérisé pour déterminer sa fréquence maximale absolue Fm(ci). La valeur de la tension d'alimentation V1 n'est pas modifiée lors de cette caractérisation. La fréquence maximale Fm(ci) est qualifiée de « absolue » car elle n'est pas relative à un capteur de fautes temporelles à la différence de la fréquence maximale Fmaxl déterminée lors du procédé de caractérisation (qui se base sur la fréquence détectée Fdi - Fig.6). Il s'agit de la fréquence au-delà de laquelle le circuit est en dysfonctionnement. La caractérisation de la fréquence maximale absolue Fm(ci) peut être réalisée par la technique du « sur-cadençage ». Elle consiste à pousser la fréquence du circuit jusqu'à provoquer sa défaillance. En pratique, une multitude d'opérations est fournie au circuit numérique de façon à activer le plus critique des chemins de données (qui n'est pas nécessairement équipé d'un capteur - toutefois, si tel est le cas, on a Fmaxl = FM(c1))- L'activation de ce chemin va, passé une certaine fréquence, provoquer une violation temporelle d'un élément séquentiel du circuit disposé dans ce chemin et mettre le circuit en état d'erreur. Par exemple, le temps d'établissement ou le temps de maintien du signal de données en entrée de cet élément séquentiel sera violé. Sur la figure 9, la limite de fonctionnement du circuit correspond à un point de fonctionnement Z1 dont les cordonnées tension-fréquence sont les valeurs V1 et FM(c1)- Dans ce procédé de calibration, la marge de fréquence est considérée comme équivalent à la différence entre la fréquence maximale absolue Fm(ci) du circuit et la valeur de fréquence Fdi relative au capteur. Ainsi, lors d'une troisième étape du procédé, une marge de correction en fréquence AFci relative au point de fonctionnement A est déterminée, en calculant la différence entre les valeurs Fm(ci) et Fdi déterminées lors des deux étapes précédentes. Bien sûr, la fréquence de détection Fdi et la fréquence maximale absolue Fm(ci) peuvent être mesurées pour différentes valeurs de la tension d'alimentation V, et pas seulement la valeur V1 ci-dessus, afin d'obtenir les marges en fréquence AFci pour tous les points de fonctionnement relatif au capteur, c'est-à-dire pour tous les points de la courbe Fd(V) (Fig.7). La marge ainsi calculée pour chaque valeur de la tension d'alimentation peut d'ailleurs être exprimée sous la forme d'une équation AFci(V). En outre, pour affiner le calcul des marges en fréquence, les différentes étapes du procédé de calibration peuvent être mises en oeuvre pour plusieurs unités du circuit numérique. Des circuits témoin, ayant une structure identique au circuit numérique de la figure 3, sont utilisés à cet effet. Ils comprennent notamment un ou plusieurs capteurs de fautes disposés aux mêmes emplacements que celui ou ceux du circuit numérique de la figure 3. Chaque circuit témoin est caractérisé pour déterminer sa fréquence maximale absolue et la fréquence à laquelle le même capteur détecte une faute. Ces fréquences peuvent varier légèrement d'un circuit témoin à l'autre, à cause notamment de la variabilité du procédé de fabrication de ces circuits. Sur la figure 9, on a reporté (à la valeur V1 de la tension d'alimentation) la fréquence maximale absolue de deux de ces circuits témoin, en plus de la fréquence Fm(ci) calculée précédemment. Ces fréquences sont notées Fm(c2) et FM(c3), et correspondent aux points Z2 et Z3. De même, on a reporté le point de détection du capteur dans les deux circuits témoin supplémentaires : A2 et A3. Enfin, pour chaque circuit témoin, la différence entre la fréquence maximale absolue et la valeur de fréquence détectée grâce au capteur est calculée. Ainsi, des deuxième et troisième valeurs de marge en fréquence OFC2 et OFC3, relatives au même capteur, sont obtenues. Une marge de correction optimale AF du point de fonctionnement A d'un capteur est avantageusement déterminée à partir des différentes marges de correction AFci à Fc3, relatives au capteur. Dans un mode de mise en oeuvre préférentiel, cette 20 marge optimale est une moyenne arithmétique des marges de correction AFci à Fc3 précédemment calculées. Alternativement, la marge de correction optimale peut être la plus pessimiste des valeurs AFci à OFC3, c'est-à-dire la plus faible d'entre elles, de sorte que la marge ainsi sélectionnée convienne quel que soit le circuit numérique utilisé. Bien sûr, plus le nombre de circuits témoin est important, 25 plus la détermination de la marge de correction est précise. La figure 10 représente, en fonction de la tension d'alimentation V, la marge en fréquence OF; relative à un capteur du circuit numérique, calculée en référence à 6 circuits témoin d'après le procédé de calibration. On constate que les 6 courbes ont 30 sensiblement la même forme et que des faibles écarts séparent les différentes marges relatives au même capteur. Ces écarts sont représentatifs des variations de la fréquence maximale absolue et de la fréquence de détection parmi les 6 circuits témoin. Le calcul d'une marge en tension peut être réalisé de façon similaire, en mesurant (pour une fréquence d'horloge fixée) une valeur Vdi de la tension d'alimentation qui permet de détecter une transition et en mesurant la tension minimale absolue Vm(cl) du circuit numérique, c'est-à-dire la tension d'alimentation en dessous de laquelle des violations temporelles causent une erreur du circuit. Puis, la marge en tension AVci, égale à la différence entre ces deux valeurs, est calculée. Comme précédemment, plusieurs circuits témoin peuvent être caractérisés afin de déterminer plusieurs valeurs de la tension minimale absolue et plusieurs valeurs de marge relatives à un même point de fonctionnement. Les différentes marges sont ensuite moyennées ou la plus pessimiste d'entre elles (i.e. la plus faible) est sélectionnée. La calibration du circuit, pendant laquelle on détermine les marges de correction, est réalisée préalablement à l'utilisation du circuit, par exemple à sa sortie d'usine. Elle est longue à mettre en oeuvre, car elle requiert de tester en profondeur le circuit (pour déterminer sa limite de fonctionnement). Par contre, elle permet d'obtenir, en une seule fois pour chaque type de circuit numérique, les marges de correction en fréquence, ou en tension, à appliquer pour un capteur donné. Lorsqu'on souhaite ultérieurement optimiser le fonctionnement du circuit lors de son utilisation pour définir des points de la courbe de fréquence maximale Fmax(V), il suffit en pratique à l'aide des capteurs de fautes temporelles de relever un certain nombre de points de fonctionnement de détection et de leur appliquer la marge de correction correspondante préalablement calculée ou facilement calculable sur la base des éléments obtenus lors du procédé de fabrication. Le circuit n'est utilisé que temporairement à cette fin de mise à jour de Fmax(V), avec un nombre réduit d'opérations. Ainsi, grâce au fait que les marges de correction ont été prédéterminées ou qu'un moyen de calcul de celles-ci a été prédéterminé lors du procédé de calibration, le procédé de caractérisation est un processus très court, qui peut être mise en oeuvre plusieurs fois dans le temps, notamment pour prendre en compte le vieillissement du circuit ou de nouvelles conditions environnementales. Le circuit électronique numérique comprend des moyens pour mettre en oeuvre le procédé de caractérisation visant à déterminer au moins un point de fonctionnement optimal (Vmin ; Fmax) présent pour le circuit, à un instant donné. Il comprend, de préférence : - un dispositif de mesure, à une valeur V1 de la tension d'alimentation (respectivement de la fréquence ; F1), d'une valeur Fdi de la fréquence (respectivement de la tension ; Vdi) à partir de laquelle le capteur détecte une transition du signal de données pendant la fenêtre de détection ; - un dispositif calculateur configuré pour ajouter à l'une des valeurs de la tension V1 ou de la fréquence Fdi (respectivement F1 ou Vdl) une marge de correction prédéterminée, qui est fonction du point de fonctionnement de détection (V1 ; Fdi) (ou respectivement (Vdl, F1)) et obtenir un point de fonctionnement optimal (V1, Fmax(V1)) (ou respectivement (Vmax(F1) , F1)). La marge de correction prédéterminée devant être ajoutée par le calculateur correspond à la marge de correction optimale AF (respectivement AV) associée au point de détection considérée (et notamment à la valeur de tension V1 de ce point respectivement la valeur de fréquence F1 de ce point) qui a été préalablement déterminée lors du procédé de caractérisation. Autrement dit, cette marge de correction prédéterminée correspond à la différence entre la valeur Fdi de la fréquence (respectivement de la fréquence ; Vdi) et une valeur de fréquence absolue Fm (respectivement de la tension absolue VM) au-delà de laquelle le circuit numérique est en dysfonctionnement. La marge de correction associée à chaque point de fonctionnement de détection, ou de préférence associé à une valeur d'un paramètre de ce point de fonctionnement de détection peut par exemple être enregistrée dans une mémoire du circuit numérique. Après avoir mesuré un point de fonctionnement de détection à l'aide d'un capteur lors du procédé de caractérisation, le dispositif calculateur du circuit numérique chargé d'appliquer ces marges accède à la mémoire et peut dès lors corriger ce point de fonctionnement en un point de fonctionnement optimal. Selon une variante de réalisation, il est possible de mémoriser non pas des valeurs de marges de correction, mais une fonction permettant de les calculer connaissant un point de fonctionnement de détection. Dans ce cas, il faudra calculer la marge de correction préalablement au calcul d'un point de fonctionnement optimal (V1, Fmax(V1)) (ou respectivement (Vmax(F1) , F1)). La figure 11 représente, en fonction de la tension d'alimentation V, l'erreur commise sur la détermination de la fréquence d'horloge maximale Fmax du circuit conformément au premier exemple du procédé de caractérisation, par rapport à la fréquence maximale absolue des circuits témoin. Cette figure représente donc 6 courbes, chacune correspondant à la différence entre la fréquence maximale Fmax(V) déterminée grâce au(x) capteur(s) de fautes temporelles et la fréquence maximale absolue d'un circuit témoin. On peut ainsi vérifier que le procédé de caractérisation est satisfaisant en termes de précision, autrement dit que les marges de correction calculées lors du procédé de calibration sont correctes. En outre, ce graphique donne une valeur de la marge de sécurité minimale qu'on peut appliquer au circuit, afin d'anticiper les disparités dues au procédé de fabrication entre plusieurs circuits du même type. Dans cet exemple, l'erreur commise en fréquence d'horloge est, en valeur absolue, inférieure à 8 %. On peut donc retrancher à la fréquence maximale obtenue lors de la caractérisation l'équivalent de 8 % de la fréquence d'horloge. Cette marge de sécurité n'est requise que dans les cas où l'on pourrait effectuée une moyenne de valeurs sur plusieurs capteurs et/ou plusieurs circuits. A la différence des solutions de l'art antérieur, elle est parfaitement calibrée, car elle est obtenue à partir de mesures précises de la fréquence maximale absolue effectuées sur une multitude de circuits de conception identique. De nombreuses variantes et modifications du procédé de calibration et du procédé de caractérisation apparaitront à l'homme du métier. En particulier, ces procédés pourront être appliqués en considérant des paramètres de fonctionnement du circuit autres que la fréquence et la tension d'alimentation. La tension de polarisation du circuit, au niveau de son substrat, a par exemple le même effet que la tension d'alimentation sur les contraintes temporelles du circuit. Ainsi, une caractérisation de la fréquence d'horloge maximale en fonction de cette tension de polarisation (ou inversement) peut être obtenue. De même, plutôt que de considérer la fréquence d'horloge, on peut mener ces procédés en faisant varier la période du signal d'horloge. Une telle analyse temporelle ne produira pas les mêmes résultats qu'une analyse fréquentielle, car un incrément de la période d'horloge n'est pas équivalent à un incrément de la fréquence. Ainsi, le procédé de calibration permettra alors de calculer des marges de correction en temps, plutôt qu'en fréquence. La période minimale d'horloge (correspondant à la fréquence maximale) sera alors égale à la période d'horloge à laquelle le capteur de fautes temporelle voit une transition, plus une marge de temps (qui est négative). Maintenant qu'on dispose de points de fonctionnement optimaux du circuit numérique, représentés par exemple par la courbe de la fréquence d'horloge maximale Fmax en fonction de la tension d'alimentation V, on souhaite que le circuit numérique fonctionne au plus près de ces points idéaux, et ce, même lorsque le circuit subit des variations brusques de ses paramètres de fonctionnement (chutes de tension, hausse de la température...). Des dispositifs de type « oscillateur en anneau » (« Ring oscillator » en anglais) ou de type « réplique de chemin critique » (« critical path replica ») sont couramment utilisés pour suivre les variations dynamiques des paramètres de fonctionnement. Ils permettent de détecter des dépassements de la fréquence maximale Fmax(V), provoqués par les variations dynamiques. Ainsi, lorsqu'un tel dépassement se produit, une réaction possible consiste à abaisser immédiatement la fréquence F du signal d'horloge pour compenser ces variations dynamiques. La figure 12 représente une autre partie du circuit électronique numérique 300 incorporant un dispositif de suivi en ligne 1200 de type « réplique de chemin critique ». Un exemple de réalisation de ce dispositif est donné dans le document US2008/0104561. Le dispositif de suivi en ligne 1200 a pour but de simuler le délai de propagation dans un chemin conducteur de données du circuit numérique, qui est le plus critique en termes de délai. Pour effectuer cette simulation, le dispositif 1200 comprend une réplique de chemin critique, c'est-à-dire un ensemble de portes logiques dont le délai de propagation varie de la même façon que le délai de propagation à travers le chemin critique. Ces portes logiques ne sont pas nécessairement les mêmes que dans le chemin conducteur de données critique. Le dispositif 1200 est de préférence disposé à proximité d'un des coeurs du circuit 300 comprenant le chemin critique, de sorte que la réplique du chemin critique est soumise aux mêmes paramètres de fonctionnement (fréquence d'horloge, tension d'alimentation, de polarisation et température). Cela garantit une bonne corrélation entre le dispositif de suivi 1200 et le coeur du circuit qu'il surveille. Ainsi, lorsque des variations de ces paramètres ont lieu, la réplique est influencée de la même manière que le coeur du circuit. Il en découle que le délai de propagation dans la réplique de chemin critique varie de la même manière que le délai de propagation d'un signal de données parcourant le chemin critique. Le dispositif 1200, cadencé par le signal d'horloge CLK, comprend en outre un convertisseur de type temps-numérique (« time-to-digital »). Il permet de quantifier un rapport ou un écart « critique » entre la période du signal d'horloge CLK et le temps de propagation « critique » d'un signal à travers le chemin critique. Le dispositif 1200délivre une valeur numérique SIG, appelée signature. La signature SIG est, de préférence, un code thermométrique de plusieurs bits, par exemple 32 bits. On appelle « code thermométrique » une valeur numérique constituée d'un ou plusieurs bits consécutifs ayant le niveau logique '0' suivis d'un ou plusieurs bits consécutifs ayant le niveau logique 1 ', par exemple '00000011' ou '01111111'. Dans le cas du code thermométrique, le nombre de '1' logique est un indicateur directe du rapport susmentionné, qui est susceptible de varier au cours du temps (à cause notamment des variations dynamiques de la tension d'alimentation et/ou de la température). La signature SIG en sortie du dispositif 1200 est dirigée en entrée d'un module de traitement 1210, configuré pour comparer la valeur du signal SIG à une signature de référence SIGREF. La signature de référence SIGREF est également une valeur thermométrique, ayant le même nombre de bits que la signature SIG. Enregistrée dans une mémoire 1220, la référence SIGREF représente la valeur de code thermométrique qu'il ne faut pas dépasser ou ne pas atteindre (par valeurs inférieures ou supérieures) selon la convention choisie, pour assurer que le circuit est dans une zone de fonctionnement autorisé. Le résultat de la comparaison entre les valeurs SIG et SIGREF prend la forme d'un signal de commande CMD, à destination des moyens de réglage 1230 des paramètres de fonctionnement du circuit. Ces paramètres de fonctionnement pouvant être réglés incluent la fréquence F du signal d'horloge CLK et au moins un autre paramètre parmi, de façon non limitative la tension d'alimentation V, la tension de polarisation Vbjas du circuit numérique 300, la température. Lorsque le signal SIG dépasse ou atteint (par valeurs inférieures ou valeur supérieures) la signature de référence SIGREF, cela signifie que le rapport critique a changé, soit parce que la fréquence a changé, soit parce qu'un autre paramètre telle que la tension d'alimentation a changé entraînant une augmentation du délai de propagation dans la réplique de chemin critique. Par analogie, cela signifie également que le délai de propagation dans le chemin critique a augmenté jusqu'à une valeur pouvant induire une violation temporelle. Au moins un paramètre de fonctionnement est alors commandé (via le signal CMD) pour empêcher une telle violation temporelle. Par exemple, la fréquence de signal d'horloge CLK est diminuée et/ou la tension d'alimentation V est augmentée (ce qui a en général pour effet de réduire le temps de propagation). La figure 13A représente schématiquement un mode de réalisation du dispositif de suivi 1200, dans lequel le signal parcourant la réplique du chemin critique est un second signal d'horloge CLK2 ayant une fréquence réduite de moitié (F/2) par rapport à la fréquence F du signal CLK. Pour produire ce signal CLK2, le dispositif de suivi 1200 comprend un diviseur d'horloge 1310 recevant en entrée le signal d'horloge CLK. La réplique du chemin critique comprend une chaîne de cellules de retard incluant avantageusement une cellule à retard programmable 1320 suivie d'une chaîne de cellules de délai 1330. Cette cellule de retard programmable 1320 reçoit en entrée le signal CLK2 et produit en sortie un signal CD. La cellule 1320 introduit dans le signal CLK2 qui la parcoure un retard DLp, dont la valeur peut être réglée par l'intermédiaire d'un signal de sélection SEL. Cela permet d'adapter, pour chaque coeur du circuit numérique, la valeur du délai de propagation dans la réplique à celle du délai de propagation dans le chemin critique. La valeur du retard DLp est choisie dans cet exemple proche, mais légèrement inférieure, à la valeur du délai de propagation dans le chemin critique. Le retard introduit par chacune des cellules de délai 1330 est prévu le plus petit possible pour maximiser la précision du dispositif. La somme du retard DLp et des petits retards des cellules 1330 est supérieure à la valeur maximale possible du chemin critique (dans les conditions environnementales les plus défavorables). Le signal CD est dirigé en entrée d'une chaîne de cellules de délai 1330, par exemple au nombre de 32. Les cellules de délai 1330 sont, par exemple, des cellules « buffers » non-inverseurs connectées en série les unes aux autres. Elles constituent une ligne de retards, de préférence tous identiques, échantillonnée par un premier registre 1340. Plus précisément, chacun des signaux do à d31 en sortie des buffers 1330 est enregistré, à un instant donné, par une bascule du registre 1340 (le registre comporte donc, dans l'exemple ci-dessus, 32 bascules pour 32 bits). Les cellules 1320, 1330 et le registre 1340 forment ensemble la partie convertisseur temps-numérique du dispositif 1200. Dans l'exemple décrit, l'échantillonnage des signaux do à d31, par enregistrement dans le registre 1340, est réalisé sur les fronts descendants du signal d'horloge CLK2. Le dispositif de suivi 1200 comporte avantageusement un deuxième registre 1350, qui permet de stabiliser la donnée enregistrée par le premier registre 1340 (ce dernier pouvant être métastable). Le signal en sortie du deuxième registre 1350 constitue alors la signature thermométrique SIG. Les registres 1340 et 1350 sont, dans ce mode de réalisation préférentiel, cadencés par le signal d'horloge CLK2. La figure 13B représente sous la forme de chronogrammes des signaux du dispositif de la figure 13A. « CLK » et « CLK2 » désignent les signaux d'horloge, respectivement en entrée et sortie du diviseur d'horloge 1310. « CD » correspond au signal en sortie de la cellule à retard programmable 1320. Dans un souci de clarté, seulement cinq des signaux en sortie des cellules 1330 sont représentés sur la figure 13B. Il s'agit des signaux do à d4 correspondant aux cinq premières cellules 1330 de la chaîne. Enfin, « REG » et « SIG » sont les valeurs numériques stockées respectivement dans les registres 1340 et 1350, à chaque front actif du signal d'horloge CLK2 (le front descendant dans l'exemple de chronogrammes de la figure 13B). Comme indiqué précédemment, le signal CLK2 possède une fréquence égale à la fréquence F du signal d'horloge CLK divisée par deux. Le signal CD en sortie de la cellule 1320 correspond au signal CLK2 présent à son entrée, décalé dans le temps d'une durée égale au retard DLp. Chacun des signaux do à d4 suivants est une reproduction du signal CD un peu plus décalée par rapport au signal CD Les valeurs des signaux do à d31 au front descendant du signal d'horloge CLK2 sont enregistrées dans le registre 1340. Dans l'exemple de la figure 13B, seuls les trois premiers signaux do à d2 ont une valeur égale à '1', tandis que tous les signaux suivants (d3 à d31) sont à '0'. Le registre 1340 contient donc une valeur REG formée de 3 bits à '1' et le reste des bits à '0'. Cette même valeur se retrouve, un cycle d'horloge CLK2 plus tard, dans le registre 1350 et forme la signature SIG du dispositif de suivi en ligne 1200. Le retard DLp est un retard important, dit « délai grossier », par rapport aux délais « fins » introduits par les buffers 1330. Le retard DLp correspond, par exemple, à 80%-90% du délai de propagation dans le chemin critique, tandis que les délais des buffers 1330 servent à échantillonner, le plus finement possible, le front montant du signal d'horloge CLK2 qui s'est propagé à travers la cellule 1320. Ainsi, la somme du retard DLp et d'une partie des délais des buffers 1330 correspond au délai de propagation dans le chemin critique. Le fait d'utiliser une horloge CLK2 ayant une fréquence plus faible que l'horloge CLK et d'échantillonner les signaux do à d, sur un front de cette horloge CLK2 garantit que la valeur REG (et par conséquent la signature SIG) est sous une forme thermométrique. En effet, si l'on utilisait le signal d'horloge CLK d'origine, à la fois pour parcourir la réplique 1320 et pour cadencer les registres 1340-1350, le dernier bit d31 risquerait d'être de même valeur que le bit do (par exemple « 100..00111 »). Cela voudrait dire que le cumul de délais 1330 (qui sépare do et d31) est supérieur ou égal à la période d'horloge du signal CLK. D'autres modes de réalisation du dispositif de suivi 1200 peuvent être envisagés. De façon générale, le dispositif de suivi utilise le signal d'horloge CLK qui cadence le fonctionnement du circuit que l'on souhaite surveiller au moyen du dispositif de suivi. Le dispositif de suivi 1200 inclut une chaîne de cellules de retard comprenant une cellule de retard principale et une série de cellules de retard fins, comme cela a été décrit précédemment. On notera que les cellules de retard fins ne sont pas nécessairement tous identiques, mais que cela peut simplifier la réalisation. En outre, le signal d'horloge envoyé en entrée de la chaîne de cellules de retard peut être le signal d'horloge principal CLK ou une horloge dérivée de CLK présentant de préférence une période plus faible pour faciliter la réalisation du dispositif de suivi. Les sorties des cellules de retard (de tout ou partie de celles-ci) sont reliées à un registre qui permet de mémoriser les valeurs présentes en sortie des cellules de retard sur un front actif d'échantillonnage d'un signal d'horloge cadençant le registre. Le signal d'horloge d'échantillonnage est dérivé du signal d'horloge CLK. Le signal d'horloge d'échantillonnage pourrait être égal au signal CLK dans le cas par exemple où le signal d'horloge envoyé en entrée de la chaîne de cellules de retard est également le signal CLK. De façon générale, le temps T1 séparant l'instant d'injection d'un front actif en entrée de la chaîne de cellules et l'instant d'application d'un front actif d'échantillonnage sur le registre est égal à k*T, où k est un coefficient de proportionnalité et T la période du signal d'horloge CLK (T1= k*T). Afin de pouvoir bien suivre l'évolution de l'écart ou du rapport entre la période T du signal d'horloge et le délai traversant le chemin critique du circuit, il faut s'assurer que le temps de propagation Tp à travers la chaîne de cellules de retard, entre son entrée et un point intermédiaire de la série de cellules de retard fins soit lui aussi lié au temps de propagation Tu; à travers le chemin critique, selon la formule Tp=k*Tcri. Le comportement du dispositif 1200 lors d'une variation dynamique d'un paramètre de fonctionnement va maintenant être décrit, à l'aide des chronogrammes de la figure 13B. Considérons tout d'abord que ces chronogrammes représentent un point de fonctionnement initial du circuit (correspondant à des valeurs présentes des paramètres de fonctionnement), proche d'un point de fonctionnement optimal du circuit. A ce point de fonctionnement initial, le dispositif de suivi 1200 délivre une signature SIG égale à '00...00111', soit trois bits à-1 '. Si une baisse de la tension d'alimentation se produit (à fréquence constante), par exemple parce que le circuit est davantage sollicité et provoque un appel de courant, le délai de propagation du front montant du signal d'horloge CLK2 dans les cellules 1320 et 1330 augmente. Le nombre de bits à '1' de la signature SIG diminue, car les signaux do à d31 sont davantage décalés (vers la droite sur la figure 13) par rapport au front descendant du signal CLK2, qui sert de référence pour l'échantillonnage. De façon similaire, si la fréquence F du signal d'horloge CLK/CLK2 augmente (i.e. la période d'horloge T diminue), le nombre de bits à '1' se réduit. Cela est dû au fait que l'échantillonnage du registre 1340 se produit plus rapidement par rapport au délai de propagation du signal d'horloge CLK2 (qu'on suppose inchangé). Une variation spontanée de la fréquence d'horloge peut notamment se produire si la boucle à verrouillage de fréquence (ou de phase) générant le signal d'horloge n'est pas stable. Inversement, si la tension d'alimentation augmente (le délai de propagation se raccourcit) ou si la fréquence d'horloge diminue, le nombre de '1' dans la signature SIG augmente. A de rares occasions, il peut arriver que la tension d'alimentation et la fréquence de fonctionnement varient simultanément. Deux cas se présentent alors : - si la fréquence d'horloge et la tension d'alimentation évoluent dans des sens opposés, la valeur de la signature SIG est modifiée (par exemple, le nombre de '1' diminue lorsque la fréquence augmente et la tension diminue) ; - si la fréquence d'horloge et la tension d'alimentation évoluent dans le même sens, il se peut que l'une de ces variations compense les effets de l'autre et que la signature SIG soit constante (par exemple, l'augmentation du délai de propagation provoquée par la diminution de la tension est compensée par une diminution de la fréquence). Ainsi, la signature SIG fournie par le dispositif 1200 donne une information sur l'évolution des paramètres de fonctionnement, autrement dit l'évolution du point de fonctionnement du circuit. Une réduction du nombre de bits à '1' dans la signature SIG indique, d'après les exemples ci-dessus, une approche vers une zone de non-fonctionnement (ou, du moins, une zone dangereuse). Une contre-mesure, pour ramener le circuit dans une zone de fonctionnement correcte, est alors adoptée, comme décrit ci-dessus en relation avec la figure 12 (i.e. asservissement des moyens de réglage 1230 en fonction de l'écart avec la référence SIGREF). A l'inverse, une augmentation du nombre de '1' est synonyme d'une augmentation de la marge de sécurité. Le circuit fonctionne de façon sous-optimale et devient moins efficace énergétiquement. A nouveau, la contre-mesure consiste à ramener le circuit dans un point de fonctionnement le plus proche possible d'un point de fonctionnement optimal. Le comportement du dispositif 1200 traduit non seulement le « sens » dans lequel évolue le fonctionnement du circuit, mais également la magnitude du changement. En effet, le nombre de '1' en plus ou en moins dans la signature SIG quantifie l'amplitude de la variation en fréquence ou en tension (par exemple). Les contre- mesures pour compenser ces variations dynamiques de paramètres peuvent alors être adaptées en conséquence (via le signal CMD). La figure 14 représente, sur un graphique de la fréquence d'horloge F en fonction de la tension d'alimentation V, les valeurs de signature SIG délivrés par le dispositif de suivi en ligne 1200. Par soucis de simplification, on a représenté uniquement les points de fonctionnement du circuit pour lesquels la signature SIG change. Plus précisément, les points de fonctionnement situés entre la courbe SIG=15 et la courbe SIG=14 conduisent à une valeur de signature délivrée égale à 15. En partant d'un point de fonctionnement entre ces deux courbes, l'augmentation de la fréquence ou la diminution de la tension va entraîner une modification de la signature délivrée pour un point de fonctionnement situé sur la courbe SIG=14. Plusieurs courbes correspondant à plusieurs changements de valeurs de signature (i.e. de 11 à 15) sont représentées. Les valeurs de la signature SIG sont ici simplifiées et indiquent le nombre de bits à '1'. Par exemple, « SIG = 13 » signifie qu'il y a 13 bits de valeur '1'. Une courbe caractéristique Fmax(V) du fonctionnement du circuit, obtenue par exemple selon le procédé de caractérisation précédemment décrit, est superposée aux courbes de signature SIG du dispositif 1200. A cette courbe de la fréquence maximale Fmax(V) peut être ajoutée une marge de sécurité, symbolisée par une zone hachurée sur la figure 14, pour obtenir une courbe Fopt(V) de la fréquence optimale en fonction de la tension d'alimentation. La marge de sécurité vaut, à titre d'exemple, 40 mV (chaque point de la courbe Fmax(V) est alors translaté horizontalement vers la droite de 40 mV). Elle permet notamment de compenser le bruit électrique dans le circuit et d'« amortir » les chutes de la tension d'alimentation V, évitant ainsi que le circuit entre dans un état de dysfonctionnement (au-dessus de la courbe Fmax(V)). On a représenté sur la courbe Fopt(V) de la figure 14 des points de fonctionnement optimaux D à H du circuit correspondant au croisement des courbes SIG=11 à SIG=15 avec la courbe Fopt(V) . Sur la figure 14, on constate que la valeur de signature SIG associée à un point de fonctionnement optimal varie selon la position de ce point sur la courbe Fopt(V). Sur la base de ce constat, on prévoit de définir une valeur de signature de référence SIGREF pour chaque tronçon de la courbe Fopt(V) définis entre deux points successifs D à H ou au-delà des points extrêmes. Cette signature de référence servira alors de signature d'alerte afin de faire en sorte que le point de fonctionnement du circuit (F,V) reste toujours dans une zone autorisée (pour éviter les fautes), la zone autorisée étant dans cet exemple les points de fonctionnement situés à droite de la courbe Fmax (V), et de préférence à droite de la courbe Fopt(V) pour prendre une marge. A titre d'exemple, si le point de fonctionnement présent est le point W représenté en figure 14, avec une signature courante égale à SIG=15 (le point W étant entre SIG=15 et SIG=14, dans la plage de tensions définie par les valeurs de tension des points E et D), on pourra sans problème augmenter la fréquence jusqu'à atteindre la courbe SIG 12 ou on pourra diminuer la tension jusqu'à atteindre la courbe SIG14, au-delà de ces courbes respectives, le circuit est susceptible de présenter des erreurs. On prévoit ainsi d'associer une signature de référence à chaque tronçon de la courbe Fopt(V). On notera que pour un tronçon donné, par exemple le tronçon E-D, on pourra mémoriser une valeur de signature SIG égale à 12 ou 13, selon que l'on veut mémoriser la valeur à ne pas atteindre ou la valeur à ne pas dépasser. En outre, on notera que le dispositif de suivi est de préférence choisi de sorte que les courbes SIG présentent, au moins pour une plage de valeurs de tension donnée, une monotonie semblable à celle des fonctions Fmax(V) et Fopt(V). Dans ce cas, la connaissance du point de fonctionnement présent permet de déterminer à proximité de quel tronçon de la courbe Fopt (V) se situe le point de fonctionnement présent et l'on peut ainsi éviter que le point de fonctionnement ne franchisse la courbe Fopt(V) en surveillant la signature délivré par le dispositif de suivi et en faisant en sorte qu'on ne dépasse pas la valeur de signature associée au tronçon considéré. Une façon simple de mettre en pratique cette surveillance, est de définir des plages de valeurs de la tension d'alimentation V correspond aux tronçons et d'attribuer à chaque plage de tensions, une valeur de la signature de référence SIGREF. La valeur SIGREF affectée à chaque plage correspond à la courbe de signature SIG, qui est la plus proche de la courbe Fopt(V) sur le tronçon considéré, sans pour autant la dépasser sur la plage de tensions considérée. Choisir une courbe de signature plus éloignée reviendrait à considérer une marge de sécurité plus importante, et donc à contraindre le circuit à un fonctionnement non optimisé. A titre d'illustration, au-delà du point D sur la courbe Fopt(V), la courbe de signature la plus proche est celle correspondant à la valeur SIG = 11. On affecte alors, à la plage de tensions supérieure à la tension correspondant au point D une valeur de référence SIGREF égale à 11. Dans la plage de tension V située entre les points D et E, la courbe SIG = 11 dépasse la fréquence optimale Fopt(V), il faut donc choisir une valeur de signature supérieure, en l'occurrence SIG = 12. Ainsi, une fois que signatures de référence ont été associées à des plages de tension différentes, et l'ensemble mémorisé dans la mémoire MEM, il est possible que le dispositif 1210 définisse plus précisément les commandes CMD, connaissant le point de fonctionnement présent du circuit. Le dispositif recherche ainsi dans la mémoire 1220 la signature de référence associée à la plage de valeurs de tensions dans laquelle se situe le point de fonctionnement présent et compare cette signature de référence à la signature délivrée par le dispositif de suivi 1200. La commande CMD est ainsi définie sur la base de cette comparaison. Plus la signature délivrée par le dispositif de suivi est éloignée de la signature de référence considérée pour la plage de tensions courante, plus il sera possible de faire varier les paramètres de fonctionnement pour se rapprocher de la courbe Fopt(V) si l'on souhaite s'en écarter le moins possible pour des raisons énergétiques. D'autres stratégies de commandes peuvent également être mises en oeuvre par le dispositif 1230 en fonction du résultat de la comparaison entre la signature courant délivrée par le dispositif de suivi 1200 et la signature de référence considérée. On procède ainsi pour chaque plage de tensions d'alimentation V associée à un tronçon. Entre les points E et F, la plus faible valeur de signature acceptable est SIG = 13, d'où SIGREF = 13. Entre les points F et G, la valeur de signature est SIGREF = 14. Enfin, entre les points G et H, la valeur de signature est SIGREF = 15. Les différentes signatures de référence SIGREF sont enregistrées dans la mémoire 1220 du circuit 300 (Fig.12). Dans la pratique, la détermination des valeurs de signature de référence SIGREF à considérer selon la valeur du point de fonctionnement courant du circuit peut être réalisée par le module de traitement 1210 qui est couplé au dispositif de suivi en ligne 1200. Le protocole de détermination est décrit ci-après. Dans une première étape, on cherche à obtenir les différentes courbes SIG et la courbe Fmax(V). On peut ainsi réaliser de façon itérative, pour plusieurs valeurs de lo tension d'alimentation appliquées au circuit, les opérations suivantes : - faire fonctionner le circuit à différentes valeurs de fréquence, par exemple en partant d'une fréquence basse et en l'augmentant progressivement et relever les fréquences correspondant à des changements de valeur de signature, pour obtenir des points respectivement de chacune des courbes SIG, pour la valeur 15 de tension présente ; déterminer une valeur Fmax de la fréquence d'horloge, par exemple en utilisant le procédé de caractérisation décrit plus haut (le balayage fréquentiel utilisé pour trouver les points des courbes SIG étant avantageusement utilisé pour déterminer Fmax correspondant à la tension présente selon le procédé 20 précédemment décrit). Dans une seconde étape, on détermine éventuellement une courbe Fopt(V) à partir de Fmax(V) si on souhaite prendre une marge de sécurité sur l'un ou plusieurs des paramètres de fonctionnement, par exemple la tension. 25 On recherche ensuite quelle est, dans la zone de fonctionnement autorisé, la courbe SIG la plus proche d'un tronçon de la courbe Fopt (V) si on a pris une marge, ou de la courbe Fmax si on ne prend pas de marge. Si ce n'est pas toujours la même courbe SIG qui est la plus proche de la courbe Fopt(V) ou Fmax(V), on définit pour plusieurs 30 tronçons de la courbe les courbes SIG qui sont respectivement les plus proches. Pour chaque tronçon de courbe retenu, on définit une zone de points de fonctionnement incluant le tronçon pour lesquels on va considérer que la signature de référence à ne pas dépasser ou atteindre est celle de la courbe SIG la plus proche du tronçon. Dans l'exemple décrit précédemment une zone est définie par une plage de valeurs de tension ; néanmoins, il est envisageable de définir chaque zone au moyen de plusieurs paramètres de fonctionnement. On enregistre ensuite la valeur SIGREF et la définition de la zone de points de fonctionnement associée dans la mémoire 1220 couplé au module de traitement 1210. De préférence, lors de l'application du protocole susmentionné, l'ensemble du circuit 300 est actif, par exemple en appliquant des motifs de test appropriés pour mettre en oeuvre le procédé de détermination de la fonction Fmax, afin que le dispositif de suivi 1200 soit dans des conditions environnementales (température notamment) proche de celle du circuit 300 lorsqu'il est actif. La marge de sécurité pourrait être exprimée en fréquence, par exemple 50 MHz, plutôt qu'en tension, pour tenir compte des fluctuations du signal d'horloge (« jitter »). La courbe Fopt(V) serait alors obtenue en translatant la courbe Fmax(V) « vers le bas » en retranchant la marge de sécurité à la fréquence maximale d'horloge Fmax(V), pour une tension donnée. La marge de sécurité peut aussi résulter d'une combinaison d'une marge en tension et d'une marge en fréquence. Dans ce dernier cas, on obtiendrait la courbe Fopt(V) en réalisant deux translations (sur la gauche et vers le bas). Après que les valeurs de référence SIGREF aient été enregistrées, le dispositif de suivi en ligne 1200 et le module de traitement 1210 peuvent être utilisés comme cela a été décrit en relation avec la figure 12, pour détecter un rapprochement, voire un dépassement, du point de fonctionnement présent du circuit de la courbe Fopt(V) (ou éventuellement de la courbe Fmax si aucune marge n'est prise). Cette information de rapprochement, voire de dépassement, peut avantageusement être utilisée pour assurer le bon fonctionnement du circuit par maintien du point de fonctionnement présent dans la zone autorisée en commandant le dispositif actionneur 1230. Cette information peut également être utilisée pour maintenir le point de fonctionnement du circuit le plus près possible de la courbe Fopt(V) pour optimiser la consommation énergétique du circuit tout en assurant un bon fonctionnement, notamment dans des périodes de changement du point de fonctionnement. Grâce au fait qu'on est désormais capable de déterminer rapidement et simplement les points de fonctionnement optimaux du circuit numérique situés sur la courbe Fopt(V) (ou Fmax si pas de marge prise), en utilisant le procédé de caractérisation selon l'invention, les valeurs de signature de référence SIGREF et les zones de point de fonctionnement associées peuvent être mises à jour à plusieurs reprises au cours lo de la vie du circuit. A titre d'exemple, sur la figure 15, une nouvelle caractérisation du circuit numérique a permis d'établir la courbe de fréquence maximale Fmax'(V), à un autre instant de la durée de vie du circuit. La courbe Fopt'(V), obtenue à partir de la courbe Fmax'(V) et 15 d'une marge de sécurité, représente la courbe de fonctionnement optimal à ce même instant. La courbe Fopt(V) de la figure 14 est également représentée sur la figure 15, à titre de comparaison. La différence entre les courbes Fopt'(V) et Fopt(V) s'explique, par 20 exemple, par le vieillissement du circuit ou par de nouvelles conditions environnementales, induisant dans cet exemple une diminution des performances temporelles au cours du temps (Fmax'(V) REVENDICATIONS1. Circuit électronique numérique (300) comprenant : une pluralité d'éléments séquentiels (301, 302) ; des chemins conducteurs de données (303) entre les éléments séquentiels, au moins un des chemins conducteurs de données (303) étant critique en termes de délai de propagation des données ; - un arbre d'horloge (305) délivrant un premier signal d'horloge (CLK) pour cadencer les éléments séquentiels ; io - des moyens de réglage de plusieurs paramètres de fonctionnement du circuit numérique, un des paramètres étant la fréquence du premier signal d'horloge (F , V, Vbias) ; - un dispositif de suivi en ligne (1200) du fonctionnement du circuit numérique (300), comprenant une chaîne de cellules de retard (1320 ; 1330) et 15 comprenant des moyens pour délivrer une signature numérique (SIG) représentative d'un rapport entre la période du premier signal d'horloge et le délai de propagation à travers un chemin critique ; - un module de traitement (1210) configuré pour comparer la signature numérique issue du dispositif de suivi à une signature de référence (SIGREF) , le 20 résultat de la comparaison étant utilisée pour commander les moyens de réglage desdits paramètres de fonctionnement (F, V, Vbias) ; caractérisé en ce qu'il comprend : - une première mémoire (1220) couplée au module de traitement (1210) permettant de mémoriser plusieurs signatures de référence (SIGREF) associées à 25 des zones différentes de points de fonctionnement du circuit numérique ; - des moyens de sélection, dans la première mémoire, d'une signature de référence associée à une zone de point de fonctionnements correspondant aux valeurs présentes des paramètres de fonctionnement du circuit numérique, la signature de référence sélectionnée étant utilisée par le module de traitement. 30 2. Circuit électronique selon la revendication 1, comprenant en outre des moyens de détermination des signatures de référence et de leurs zones de points de fonctionnement associées mémorisées dans la première mémoire, ces moyens dedétermination comprenant : - des premiers moyens de détermination des valeurs de paramètres de fonctionnement correspondant à un point de fonctionnement optimal (Fopt(V), V) du circuit connaissant une valeur d'un premier paramètre de fonctionnement (V), l'ensemble des points de fonctionnement optimaux constituant une courbe de fonctionnement optimal (Fopt(V)) délimitant respectivement des zones de fonctionnement souhaité et non souhaité ; - des seconds moyens de détermination de la valeur de la signature numérique délivrée par le dispositif de suivi en ligne pour des valeurs de paramètres de fonctionnement données et appliqués au circuit par l'intermédiaire des moyens de réglage ; - des moyens d'identification d'un ensemble de points successifs, ou tronçon, de la courbe de fonctionnement optimal (Fopt(V)) pour lesquels la valeur de la signature numérique délivrée par le dispositif de suivi en ligne est identique ; - des moyens de détermination pour chaque tronçon identifié d'une zone de points de fonctionnement associée et d'une valeur de signature de référence associée fonction de la valeur de signature numérique délivrée par le dispositif de suivi en ligne pour les points de fonctionnement du tronçon considéré. 3. Circuit électronique selon la revendication 2, dans lequel la courbe de fonctionnement optimal (Fopt(V), Fopt'(V)) est représentative du fonctionnement optimal du circuit à un instant donné de la durée de vie du circuit, les moyens de détermination des points de fonctionnement optimaux prenant en compte les conditions environnementales présentes du circuit. 4. Circuit électronique selon la revendication 3, dans lequel les moyens de détermination des points de fonctionnement optimaux (Fopt(V)) comprennent : - un capteur de fautes temporelles (304) couplé à l'un (302) des éléments séquentiels, recevant en entrée un signal de données (D) arrivant sur l'élément séquentiel et configuré pour détecter pendant une fenêtre de détection (W) une transition du signal de données (D) ; - des moyens de réglage (1230) des premier et deuxième paramètres de fonctionnement du circuit numérique ;- un dispositif de mesure, pour une valeur donnée du premier paramètre (V1, F1), d'une valeur (Fdi, Val) du second paramètre à partir de laquelle le capteur détecte une transition du signal de données pendant la fenêtre de détection ; - un dispositif calculateur configuré pour ajouter à l'une desdites valeurs des premier et second paramètres une marge de correction prédéterminée (AFc1, AVci). 5. Circuit électronique selon la revendication 4, dans lequel le dispositif de suivi en ligne (1200) est disposé à proximité du chemin critique, de sorte que la réplique du chemin critique (1320) est soumise aux mêmes conditions de fonctionnement que le chemin critique. 6. Circuit électronique selon la revendication 1, dans lequel le dispositif de suivi en ligne (1200) comprend : - une chaîne de cellules de retard constituée d'une cellule de retard principale (1320) et d'une série de cellules de retard fins (1330), un second signal d'horloge (CLK2) dérivé du premier signal d'horloge (CLK) étant injecté en entrée de la chaîne de cellules de retard, le temps de propagation Tp à travers la chaîne de cellules de retard, entre son entrée et un point intermédiaire de la série de cellules de retard fins est lié au temps de propagation Tcri à travers ledit chemin critique selon la formule Tp=k*Tcri, où k est un coefficient de proportionnalité et T la période du signal d'horloge CLK ; - un registre mémorisant les valeurs présentes en sortie de tout ou partie des cellules de retard, et cadencé par un signal d'horloge d'échantillonnage (CLK2) dérivé du premier signal d'horloge, et tel que le temps T1 séparant un instant d'injection d'un front actif en entrée de la chaîne de cellules et un instant d'application d'un front actif d'échantillonnage sur le registre est égal à k*T. 7. Circuit électronique selon la revendication 6, dans lequel le dispositif de suivi en ligne (1200) comporte un diviseur de fréquence d'horloge (1310), recevant en entrée le premier signal d'horloge (CLK), et dans lequel le signal injecté en entrée de la chaîne de cellules de retard est un deuxième signal d'horloge (CLK2) issu du diviseur de fréquence d'horloge (1310), le deuxième signal d'horloge étantégalement utilisé comme signal d'horloge d'échantillonnage.