Brevet FR3022416A1 — publié le 20151218

BOUCLE DE REGULATION D'UN DISPOSITIF REGULATEUR NUMERIQUE DE MACHINE ELECTRIQUE TOURNANTE A EXCITATION DE VEHICULE AUTOMOBILE DOMAINE TECHNIQUE DE L'INVENTION. La présente invention concerne une boucle de régulation d'un dispositif régulateur numérique de machine électrique tournante à excitation de véhicule automobile. L'invention concerne également un dispositif régulateur numérique 10 comprenant cette boucle de régulation, ainsi qu'une machine électrique tournante correspondante. ARRIERE PLAN TECHNOLOGIQUE DE L'INVENTION. De manière connue en soi, une machine électrique tournante à excitation 15 est, à la différence d'une machine électrique à aimants permanents, capable de produire un couple moteur, ou de fournir de l'énergie électrique, uniquement quand son inducteur est parcouru par un courant d'excitation. Un type commun de machine électrique tournante à excitation, très utilisée dans le domaine de l'automobile pour les fonctions d'alternateur et de démarreur, 20 comprend un inducteur tournant et un stator à plusieurs enroulements. Quand la machine fonctionne en alternateur, le courant généré dans les enroulements du stator par l'inducteur en rotation est redressé de manière à délivrer à la batterie du véhicule une tension continue. Cette tension dépend de la vitesse de rotation de l'inducteur, de la charge 25 connectée et du courant d'excitation. Pour les applications à l'automobile, la tension de sortie doit être régulée de manière à rester constante quelle que soit la vitesse de rotation de l'alternateur et quelle que soit la charge de la batterie. Pour ce faire, la tension de sortie est mesurée et comparée en permanence 30 à une valeur de consigne par un dispositif régulateur qui commande le courant d'excitation de manière à annuler toute différence. La société VALEO EQUIPEMENTS ELECTRIQUES MOTEUR a déjà proposé d'effectuer cette régulation à partir de mesures par échantillonnage à l'aide de techniques numériques, qui procurent des avantages substantiels par rapport 35 aux procédés analogiques classiques, notamment dans ses brevets européens EP 0 481 862 et EP 0 802 606. Dans la conception d'un dispositif régulateur moderne, l'asservissement de la tension de sortie à une valeur de consigne s'appuie sur la théorisation d'une boucle de régulation proportionnelle (P) ou proportionnelle intégrale (PI). La réalisation de cette boucle par les algorithmes correspondants permet de concevoir des régulateurs aux fonctionnalités programmables, capables de s'adapter plus facilement aux spécifications des constructeurs d'automobiles, tels que celui décrit dans l'article "An High Voltage CMOS Voltage Regulator for automotive alternators with programmable functionnalities and full reverse polarity capability", P. Chassard, L. Labiste, P. Tisserand et ah, Design, Automation & Test in Europe Conference & Exhibition (DATE), 2010, EDAA. Dans le domaine de l'automobile, plusieurs caractéristiques de l'alternateur permettent d'évaluer les performances de l'alternateur, notamment les caractéristiques suivantes - courant maximal délivré en fonction de la vitesse de rotation pour une tension de régulation donnée; - régulation de tension, c'est-à-dire l'aptitude de l'alternateur à générer une tension correspondant à la consigne en fonction des charges connectées; - stabilité du système, c'est-à-dire la marge de phase et la marge de gain du 20 système comprenant le régulateur, l'alternateur, une batterie et des charges. Or, l'entité inventive a observé sur des systèmes comprenant des alternateurs de fortes puissances une diminution de la marge de phase et de gain. Cette diminution peut devenir critique. Il apparaît en effet une mauvaise régulation de tension qui se traduit par une tension « oscillante » ou pire, une 25 tension de sortie de l'alternateur qui ne peut plus être contrôlée par le régulateur. Ce manque de contrôle peut conduire, par exemple, à une surtension; on parle alors d'un système asservi instable. Selon des critères arbitraires, la marge de phase de la fonction de transfert en boucle ouverte (FTBO) d'un système asservi doit être supérieure à 45 degrés, et 30 la marge de gain doit être supérieure à 13 dB, pour considérer le système comme stable. Mais le plus souvent, pour un système utilisant un alternateur de très forte puissance (délivrant par exemple un courant de 300 A), les critères respectifs de marge de phase (> 45°) et de marge de gain (> 13 dB) ne peuvent plus être 35 respectés pour une performance de la régulation de tension identique à celle d'un - 3 - alternateur de moindre puissance (délivrant par exemple un courant de 100 A). Le système risque d'être instable. Une solution bien connue afin de compenser l'augmentation de gain alternateur est de réaliser une diminution du gain régulateur. Malheureusement, dans le cas d'une boucle de régulation de type proportionnelle, la performance de la régulation de tension se trouve affectée par le changement du gain régulateur. En effet, bien que les critères de stabilités soient améliorés, la chute de tension de la régulation de tension en fonction du courant débité est alors augmentée, et peut atteindre 600 mV, ce qui est considéré comme une dégradation de la performance de la régulation de tension par rapport à une chute de tension d'environ 200 mV pour un alternateur débitant 100 A, par exemple. Une solution connue pour limiter la chute de tension de la régulation lorsque le gain régulateur est diminué est l'utilisation d'une partie intégrale dans la boucle 15 de régulation. La chute de tension peut être ainsi ramenée à une valeur proche de 0 mV; cependant, on sait que la marge de phase et la marge de gain se trouvent légèrement affectées. Il existe donc un besoin pour une solution qui permettrait d'augmenter la 20 marge de phase et la marge de gain de la FTBO d'un système de régulation de tension associé à un alternateur de forte puissance tout en préservant la performance de la régulation de tension. DESCRIPTION GENERALE DE L'INVENTION. 25 La présente invention vise à satisfaire ce besoin et a précisément pour objet une boucle de régulation d'un dispositif régulateur numérique de machine électrique tournante à excitation de véhicule automobile. Cette machine est du type de celles aptes à fonctionner en génératrice délivrant une tension de sortie ajustée par un courant d'excitation. 30 Le dispositif régulateur numérique comporte des moyens de commande du courant d'excitation et la boucle de régulation qui comprend: - en entrée, des moyens de mesure par échantillonnage de la tension de sortie générant un signal de mesure; - des moyens de calcul d'erreur générant un signal d'erreur égal à une différence 35 entre le signal de mesure et une valeur de consigne; -4- - des moyens de traitement de ce signal d'erreur générant un signal de régulation comprenant un amplificateur; - en sortie, des moyens de génération d'un signal de commande commandant les moyens de commande en fonction du signal de régulation. La boucle de régulation selon l'invention est remarquable en ce que les moyens de traitement comprennent en outre un filtre à avance de phase. Fort avantageusement, ce filtre à avance de phase présente une fréquence de coupure nominale prédéterminée de manière à ce qu'une fonction de transfert en boucle ouverte du dispositif régulateur numérique présente une marge de gain 10 maximale et une marge de phase maximale. Une fonction de transfert en Z de ce filtre à avance de phase est de préférence de la forme: FT(z) , \ 1- (1-1/a).Z-1 = 1- (1-1/b).Z-1 où a est un premier coefficient prédéterminé et b est un second coefficient 15 prédéterminé tels que a> b. Dans ce cas, on tire bénéfice du fait qu'une sortie numérique Y, du filtre à avance de phase est liée à une entrée numérique X, de ce filtre à avance de phase par une équation de récurrence de la forme: Yn = YnZ-1- YnZ-11/b+ Xn - XnZ-1+ XnZ-11/a 20 où a et b sont respectivement les premier et second coefficients prédéterminés ci-dessus. Le filtre à avance de phase dont il s'agit comporte alors avantageusement des moyens d'implémentation de cette équation de récurrence. De préférence ces moyens d'implémentation comprennent en entrée du filtre 25 à avance de phase un multiplieur par un facteur prédéterminé et en sortie un diviseur par ce facteur prédéterminé. Les moyens d'implémentation comprennent en outre avantageusement un sommateur et des éléments de multiplication par des valeurs inverses des premier et second coefficients prédéterminés. 30 La boucle de régulation d'un dispositif régulateur numérique de machine électrique tournante à excitation de véhicule automobile selon l'invention est aussi remarquable en ce que le filtre à avance de phase est en série avec l'amplificateur. De préférence, les moyens de traitement de cette boucle de régulation - 5 - comprennent en outre un intégrateur en parallèle avec cet amplificateur et le filtre à avance de phase. Ces moyens de traitement comprennent en outre avantageusement un bloc de saturation générant un signal de déconnexion commandant un commutateur 5 déconnectant l'intégrateur des moyens de calcul d'erreur en cas de détection d'un état de saturation du signal de régulation. De préférence, l'intégrateur est un filtre passe-bas. L'invention concerne également un dispositif régulateur numérique de machine électrique tournante à excitation de véhicule automobile, du type de celles 10 aptes à fonctionner en génératrice, remarquable en ce qu'il comprend une boucle de régulation présentant les caractéristiques décrites ci-dessus. Une machine électrique tournante à excitation de véhicule automobile du type de celles aptes à fonctionner en génératrice comprenant ce dispositif régulateur numérique est pareillement visée par l'invention. 15 Ces quelques spécifications essentielles auront rendu évidents pour l'homme de métier les avantages apportés par l'invention par rapport à l'état de la technique antérieur. Les spécifications détaillées de l'invention sont données dans la description qui suit en liaison avec les dessins ci-annexés. Il est à noter que ces dessins n'ont 20 d'autre but que d'illustrer le texte de la description et ne constituent en aucune sorte une limitation de la portée de l'invention. BREVE DESCRIPTION DES DESSINS. La Figure 1 est une représentation schématique d'une machine électrique 25 tournante à excitation connue de l'état de la technique, munie d'un dispositif régulateur numérique comportant une boucle de régulation, et de son utilisation sur le réseau de bord d'un véhicule automobile. La Figure 2 est un schéma de principe d'une boucle de régulation du dispositif régulateur numérique montré sur la Figure 1, d'un type "proportionnelle 30 intégrale" connu de l'état de la technique. La Figure 3 est une représentation analogique d'un type de filtre à avance de phase mis en oeuvre dans la boucle de régulation selon l'invention. Les Figures 4a et 4b montrent une réponse fréquentielle d'une réalisation numérique du filtre à avance de phase montré sur la Figure 3 (gain et phase, respectivement). La Figure 5 est un schéma de principe d'une forme d'implémentation en numérique d'un filtre à avance de phase mis en oeuvre dans un mode de réalisation préféré de la boucle de régulation selon l'invention. La Figure 6 est un schéma de principe d'un mode de réalisation préféré de la boucle de régulation selon l'invention. DESCRIPTION DES MODES DE REALISATION PREFERES DE L'INVENTION. La machine électrique tournante à excitation représentée schématiquement 10 sur la Figure 1 est, à titre d'exemple non limitatif, un alternateur triphasé 1 muni d'un dispositif régulateur numérique 2. Le stator 3 de l'alternateur 1 comporte trois enroulements soumis au champ tournant créé par l'inducteur 4 parcouru par un courant d'excitation I e. Le courant alternatif produit dans le stator 3 est redressé par un bloc de 15 redressement 5 et filtré par un condensateur 6 de sorte que l'alternateur 1 délivre une tension de sortie continue Ub+ à la batterie 7 et au réseau de bord du véhicule 8 alimentant des charges 9 (une liaison par un câble de puissance étant schématisée par une self L et une résistance R). La tension de sortie Ub+ de l'alternateur 1 est maintenue constante quand la 20 charge 9 et la vitesse de rotation CI varient au moyen d'une boucle de régulation 10 agissant sur des moyens de commande 11 du courant d'excitation I e à partir de mesures 12 par échantillonnage de cette tension de sortie Ub+. Les moyens de commande 11 du courant d'excitation I e sont généralement constitués de transistors de puissance 11 fonctionnant en commutation et 25 commandés par un signal rectangulaire de rapport cyclique variable PWM. Dans les alternateurs 1 les plus récents connus de l'état de la technique, la boucle de régulation 10 est le plus souvent une boucle de régulation proportionnelle intégrale équipée d'un système anti-saturation à rétroaction calculée du type montré sur la Figure 2. 30 La boucle de régulation 10 comprend en entrée des moyens de mesure constitués généralement par un convertisseur analogique-numérique pour échantillonner la tension de sortie Ub+ de l'alternateur 1 et générer un signal de mesure 1.1, qui est comparé à une valeur de consigne Uo. Des moyens de calcul d'erreur 13 génèrent avec un premier opérateur - 7 - «Diff_1» un signal d'erreur e égal à une différence entre le signal de mesure 1.1, et la valeur de consigne Uo. Dans la structure parallèle représentée sur la Figure 2, le signal d'erreur e est amplifié, d'une part, par un premier amplificateur 14 présentant un gain 5 proportionnel Kp prédéterminé, et d'autre part, intégré par un intégrateur 15. Une tension de sortie Sa du premier amplificateur 14 et une tension de sortie Si de l'intégrateur 15 sont sommées 16 pour produire un signal de régulation intermédiaire Y. Un bloc de saturation 17 permet d'adapter le format des données de la 10 boucle de régulation 10 à celui de moyens de génération du signal de commande PWM en sortie, en fournissant un signal de régulation Ysat à partir du signal de régulation intermédiaire Y. Cette boucle de régulation 10 d'un type connu comprend en outre un système anti-saturation à rétroaction calculée 18, dont le fonctionnement est les 15 suivant: - Mode non saturé. Une grandeur Ydiff représente une différence entre une production d'erreur avant saturation Y et après saturation Ysat réalisée par un second opérateur 20 «Diff_2» 19. Lorsque la boucle 10 est non saturée, la grandeur Ydiff est nulle et ne perturbe pas le fonctionnement de la boucle proportionnelle intégrale 10 (avec un second amplificateur 20 de gain intégrateur Ki en série avec l'intégrateur 15 présentant une première fonction de transfert de forme FT=1/s). Le système anti 25 saturation 18 est considéré comme déconnecté. Mathématiquement, SI (Y=Ysat) ALORS ei = e où ei est un signal d'erreur intermédiaire à l'entrée du second amplificateur 20 précédent l'intégrateur 15. 30 - Mode saturé La grandeur Ydiff est non nulle en mode saturé. La grandeur Ydiff en mode saturé vient atténuer de façon plus ou moins importante (suivant un gain saturateur Kik, d'un amplificateur additionnel 21) l'erreur 35 de boucle si générée par la partie intégrale 15, 20 via une différence réalisée par un troisième opérateur «Diff_3» 22. Mathématiquement, SI (YAesat) ALORS ei = e - Klim. (Y-Ysat) Il est à noter que la structure du type « système anti saturation à rétroaction calculée » 18 comporte deux opérateurs de différences («Diff_2» 19 et «Diff_3» 22) et un amplificateur Kik, appliqué à un intégrateur pur 15. La problématique rencontrée dans ce type de circuit connu de l'état de la technique est que l'utilisation d'une partie intégrale 15, 20 dans la boucle de régulation 10 permet de réduire la chute de tension de la régulation lorsque le gain régulateur est diminué, mais que la marge de phase et la marge de gain se trouvent affectées. Dans le but de résoudre cette problématique, l'entité inventive a étudié la possibilité d'ajouter un filtrage à avance de phase dans la boucle de régulation 10 15 contrôlant l'alternateur 1, si celle-ci comporte notamment une partie intégrale 15, 20, 23, comme il le sera expliqué en liaison avec la Figure 6. Une représentation analogique d'un type de filtre à avance de phase étudié est montrée sur la Figure 3. La fonction de transfert de ce filtre à avance est de la forme (on choisit 20 R1= R2= R pour un calcul simplifié) : Vs 1 1+ jcor avec T = RC _- . r 1+ fco- Ve 2 2 _ On remarquera en très basse fréquence une atténuation d'une valeur de 1/2, soit -6 dB (20 x log 0.5 = -6dB) Cette valeur d'atténuation peut être ajustée si l'on souhaite une atténuation 25 plus faible ou plus forte suivant la régulation du système en choisissant des valeurs appropriées de R1 et de R2. Le gain basse fréquence de ce circuit est en effet donné par la relation R2/(R1 +R2). On remarquera également que ce filtre à avance de phase se décompose en 30 deux filtres de base : - une partie « dérivée » (partie mathématique située au numérateur) qui a une première fréquence de coupure fci = 1/27r1; - 9 - - une partie intégrale (partie mathématique située au dénominateur) qui a une seconde fréquence de coupure fc2 = 1/7rT supérieure à la première fréquence de coupure fci. Dans le cadre d'une réalisation numérique 24, il est alors possible d'avoir une 5 approche similaire à l'étude analogique en utilisant une fonction de transfert en z du type: FT(z) 1- (1-1/a).Z-1 = 1- (1-1/b).Z-1 Pour la réalisation numérique d'un filtre à avance de phase 24, le premier coefficient prédéterminé a est supérieur au second coefficient prédéterminé b. 10 Les Figures 4a et 4b montrent un exemple de réponse fréquentielle d'un tel filtre 24 pour a=2048, b=1024 et une fréquence d'échantillonnage fe= 100 KHz en j21T- utilisant la relation Z(f ) = e fe . La réponse fréquentielle du filtre à avance de phase numérique 24 est en fait quasi similaire à celle du filtre à avance de phase analogique (mêmes 15 caractéristiques, une partie « dérivée » et une partie « intégrale »). Une forme d'implémentation en numérique 24 montrée sur Figure 5 peut être donnée en analysant une équation de récurrence déduite de la fonction de transfert en z de la forme: Yn = YnZ-1 -YnZ-11/b+ Xn -XnZ-1 + XnZ-11/a 20 Un multiplieur 25 par un facteur prédéterminé M en entrée permet d'augmenter la précision du calcul du filtre à avance de phase 24; le résultat en sortie du filtre 24 est alors divisé par ce facteur prédéterminé M par un diviseur 26. Comme le montre bien la Figure 5, le filtre à avance de phase 24 selon l'invention est également implémenté au moyen d'un sommateur 27 et d'éléments 25 de multiplication 28, 29 par des valeurs inverses des premier et second coefficients prédéterminés a, b. Grâce au multiplieur 25 et au diviseur 26, des erreurs de troncatures générées par ces valeurs sont minimisées. Dans un mode préféré de réalisation de l'invention, dont les différents blocs 30 fonctionnels sont montrés sur la Figure 6, le filtre à avance de phase numérique 24 est ajouté en série avec l'amplificateur 14 de la boucle de régulation 10. La description de ces blocs fonctionnels est la suivante: - 10 - - signal d'entrée 12 représentant la tension de la batterie 7 ou la tension de la borne « B+ » de l'alternateur 1; - filtrage analogique 30 (filtre anti-repliement, anti-ondulation de tension), associé au convertisseur analogique numérique 31 et diviseur de tension 30 afin 5 d'adapter le niveau de tension pour le convertisseur analogique numérique 31; - convertisseur analogique numérique 31; - moyens de calcul d'erreur 13 entre le signal de mesure Uni et la valeur de consigne Uo; - consigne numérique 32 générant la valeur de consigne U0 souhaitée; 10 - filtre anti-repliement 33 associé à la décimation induite par la génération du signal de commande PWM; - premier amplificateur 14 de la partie proportionnelle de la boucle de régulation 10 (gain proportionnel Kp ajusté afin de garantir la stabilité du dispositif régulateur 2 connecté à l'alternateur 1 connecté à la batterie 7); 15 - bloc additionneur 16 entre la partie proportionnelle 14 et la partie intégrale 23; - bloc de saturation 17 permettant d'adapter le format des données de la boucle de régulation 10 à celui de moyens de génération 35 du signal de commande PWM entre une valeur minimale Ymir, et une valeur maximale Ymax; 20 - moyens de génération 35 du signal de commande PWM (commandant les moyens de commande 11 du courant d'excitation 'e de l'alternateur 1), réalisé par une comparaison entre un signal de référence triangulaire (appelé également signal « dent de scie ») et le signal de régulation Ysat issu du bloc de saturation 17; - commutateur 36 connectant ou déconnectant la partie intégrale 23 en 25 fonction d'un signal de déconnexion Cmd généré par le bloc de saturation 17; - second amplificateur 20 (avec un gain intégrateur Ki ajusté afin de garantir la stabilité du dispositif régulateur 2 connecté à l'alternateur 1 connecté à la batterie 7); - filtre passe-bas 34 de fréquence de coupure passe-bas de très basse 30 fréquence réalisant la partie intégrale 23 de la boucle de régulation 10; - signal de déconnection Cmd du commutateur 36 représentant la saturation de la boucle de régulation 10 généré par le bloc de saturation 17; - signal de commande PWM commandant l'électronique de puissance 11 contrôlant le courant d'excitation le l'alternateur 1; 35 - filtre à avance de phase 24, (ajusté afin de garantir la stabilité du sous- - 11 - ensemble régulateur connecté à l'alternateur 1 et connecté à la batterie 7). Ce filtre à avance de phase 24 à pour caractéristique essentielle d'avoir une phase positive significative sur une bande de fréquence donnée. Sa fréquence de coupure nominale fc est ajustée afin d'obtenir une avance de phase maximale dans la boucle de régulation 10 afin d'obtenir sur la FTBO du système de régulation une marge de phase et une marge de gain maximale. Dans le mode de réalisation préféré de l'invention, la boucle de régulation 10 est une boucle de régulation proportionnelle intégrale 14, 23 qui comporte en outre, à la différence des boucles de régulation connues de l'état technique (telles que celle montrée sur la Figure 2), un système anti-saturation à détection conditionnelle 36, permettant d'optimiser le temps de retour vers le mode non saturé. La partie intégrale 23 de la boucle de régulation 10 comprenant le second amplificateur 20 et l'intégrateur 34 est connectée ou déconnectée par le bloc de saturation 17 en fonction de l'état de saturation du signal de régulation Ysat. Pour ce faire, le bloc de saturation 17 génère un signal de déconnexion Cmd commandant le commutateur 36 appliquant sur l'entrée du second amplificateur 20, soit le signal d'erreur e, soit une tension nulle par une mise à la masse 37. L'implémentation de la détection de la saturation dans le bloc de saturation 17 est effectuée par un algorithme numérique qui utilise les signaux suivants: Y : signal de régulation intermédiaire en entrée du bloc de saturation 17; Ysat : signal de régulation en sortie du bloc de saturation 17; Cmd : signal de commande de déconnexion. L'algorithme de détection de la saturation est: SI (Y=Ysat) ALORS Cmd = 0 SINON Cmd = 1 Le fonctionnement de ce système anti-saturation dans la boucle de régulation 10 proportionnelle intégrale est alors le suivant: - Mode non saturé Lorsque le signal de déconnexion Cmd est dans un état logique nul, le mode non saturé est détecté. Le commutateur 36 connecte le signal d'erreur e à l'entrée de la partie intégrale 23 (c'est-à-dire avec le second amplificateur 20 de gain intégrateur Ki en série avec le filtre passe bas 34 qui réalise la fonction d'intégration 15). Le système anti saturation est considéré comme déconnecté. - 12 - Mathématiquement, SI (Y=Ysat) ALORS Cmd = 0 et ei = e. où ei est le signal d'erreur intermédiaire à l'entrée du second amplificateur 20 précédant le filtre passe bas 34. Mode saturé Lorsque le signal de commande Cmd est dans l'état logique 1, le mode saturé est détecté. Le commutateur 36 connecte alors l'entrée de la partie intégrale 23 à une tension nulle afin de stopper l'évolution de tension de sortie si de la partie 10 intégrale 23. Mathématiquement, SI (YYsat) ALORS Cmd = 1 et ei = 0 La tension de sortie si de la partie intégrale 23 reste figée à une valeur 15 constante pendant le mode saturé. En effet, un opérateur d'intégration pure effectue une opération par rapport au temps non bornée [0,-Fco[ définie par la fonction mathématique : +op si Il en résulte que si est égal à la valeur de si au moment du passage en mode 20 saturé. Or, un intégrateur numérique pur ayant une première fonction de transfert de la forme (transformée en z): FT0(z)= 1- Z-1 peut être remplacé par un filtre passe-bas 34 numérique de seconde fonction 25 transfert de la forme: 1- (1- d).Z-1 de comportement identique. Par exemple, les tracés dans le plan de Bode, effectués par la transformation j.271-f Z(f)= e fe FT1(z) d= 1 et des paramètres c = 1 et d = avec une fréquence 220 220 - 13 - d'échantillonnage fe= 100 KHz, montrent qu'au-delà de 30 mHz le comportement du filtre passe bas 34 et celui de l'intégrateur pur 15 sont identiques. L'entité inventive a pu constaté que la mise en oeuvre dans un alternateur 1 débitant 300 A d'un dispositif régulateur numérique 2 comprenant une boucle de régulation 10 telle que décrite ci-dessus avec un filtre à avance de phase 24 présentant une fréquence de coupure nominale fc sensiblement égale à 22 Hz permettait d'obtenir une marge de gain maximale sensiblement égale à 22 dB et une marge de phase maximale sensiblement égale à 80 degrés. Il va de soi que la description ci-dessus s'appliquerait en des termes 10 semblables à d'autres modèles de machines électriques tournantes à excitation que l'alternateur triphasé représenté sur la Figure 1. Les valeurs numériques indiquées correspondent à des développements expérimentaux et des simulations sur ordinateurs réalisés par la société demanderesse, et ne sont données qu'à titre d'exemples. 15 L'emplacement du filtre à avance de phase 24 dans la partie proportionnelle 14 de la boucle de régulation 10 n'est aussi qu'un exemple correspondant à un mode de réalisation préféré de l'invention; d'autres emplacements dans la boucle de régulation 10 sont alternativement réalisables et procureraient des avantages similaires en termes de marges de phase et de gain pour des machines 1 de fortes 20 puissances. L'invention embrasse donc toutes les variantes possibles de réalisation qui resteraient dans le cadre défini par les revendications ci-après. REVENDICATIONS1) Boucle de régulation (10) d'un dispositif régulateur numérique (2) de machine électrique tournante à excitation (1) de véhicule automobile du type de celles aptes à fonctionner en génératrice délivrant une tension de sortie (Ub+) ajustée par un courant d'excitation (le), ledit dispositif régulateur numérique (2) comportant des moyens de commande (11) dudit courant d'excitation (le) et ladite boucle de régulation (10) comprenant: - en entrée, des moyens de mesure (31) par échantillonnage de ladite tension de 10 sortie (Ub+) générant un signal de mesure (Um); - des moyens de calcul d'erreur (13) générant un signal d'erreur (e) égal à une différence entre ledit signal de mesure (Um) et une valeur de consigne (Uo); - des moyens de traitement (14) dudit signal d'erreur (e) comprenant un amplificateur (14) et générant un signal de régulation (Ysat), 15 - en sortie, des moyens de génération (35) d'un signal de commande (PWM) commandant lesdits moyens de commande (11) en fonction dudit signal de régulation (Ysat); caractérisée en ce que lesdits moyens de traitement (14, 24) comprennent en outre un filtre à avance de phase (24). 20 2) Boucle de régulation (10) d'un dispositif régulateur numérique (2) de machine électrique tournante à excitation (1) de véhicule automobile selon la revendication 1, caractérisée en ce que ledit filtre à avance de phase (24) présente une fréquence de coupure nominale (fa) prédéterminée de manière à ce qu'une fonction de 25 transfert en boucle ouverte dudit dispositif régulateur numérique présente une marge de gain maximale et une marge de phase maximale. 3) Boucle de régulation (10) d'un dispositif régulateur numérique (2) de machine électrique tournante à excitation (1) de véhicule automobile selon la revendication 30 2, caractérisée en ce qu'une fonction de transfert en Z dudit filtre à avance de phase (24) est de la forme: FT(z)= 1- (1-1/a)2-1 1-(1-1/b).Z-1 où a est un premier coefficient prédéterminé et b est un second coefficient- 15 - prédéterminé tels que a > b. 4) Boucle de régulation (10) d'un dispositif régulateur numérique (2) de machine électrique tournante à excitation (1) de véhicule automobile selon la revendication 3, caractérisée en ce que ledit filtre à avance de phase (24) comporte des moyens d'implémentation d'une équation de récurrence, ladite équation de récurrence ayant la forme: Yn = YnZ-1 -YnZ-11/b+Xn -XnZ-1+XnZ-11/a où X et Y sont respectivement une entrée numérique et une sortie numérique dudit filtre à avance de phase (24), et a et b sont respectivement lesdits premier et second coefficients prédéterminés. 5) Boucle de régulation (10) d'un dispositif régulateur numérique (2) de machine électrique tournante à excitation (1) de véhicule automobile selon la revendication 4, caractérisée en ce que lesdits moyens d'implémentation (25, 26) comprennent en entrée dudit filtre à avance de phase (24) un multiplieur (25) par un facteur prédéterminé et en sortie un diviseur (26) par ledit facteur prédéterminé. 6) Boucle de régulation (10) d'un dispositif régulateur numérique (2) de machine électrique tournante à excitation (1) de véhicule automobile selon la revendication 5, caractérisée en ce que lesdits moyens d'implémentation (25, 26, 27, 28, 29) comprennent en outre un sommateur (27) et des éléments de multiplication (28, 29) 25 par des valeurs inverses desdits premier et second coefficients prédéterminés. 7) Boucle de régulation (10) d'un dispositif régulateur numérique (2) de machine électrique tournante à excitation (1) de véhicule automobile selon l'une quelconque des revendications 2 à 6 précédentes, caractérisée en ce que ledit filtre à avance 30 de phase (24) est en série avec ledit amplificateur (14). 8) Boucle de régulation (10) d'un dispositif régulateur numérique (2) de machine électrique tournante à excitation (1) de véhicule automobile selon la revendication 7, caractérisée en ce que lesdits moyens de traitement (14, 24, 34) comprennent en- 16 - ' outre un intégrateur (34) en parallèle avec ledit amplificateur (14) et ledit filtre à avance de phase (24). 9) Boucle de régulation (10) d'un dispositif régulateur numérique (2) de machine 5 électrique tournante à excitation (1) de véhicule automobile selon la revendication 8, caractérisée en ce que lesdits moyens de traitement (14, 17, 24, 34) comprennent en outre un bloc de saturation (17) générant un signal de déconnexion (Cmd) commandant un commutateur (36) déconnectant ledit intégrateur (34) desdits moyens de calcul d'erreur (13) en cas de détection d'un état 10 de saturation dudit signal de régulation (Ysat). 10) Boucle de régulation (10) d'un dispositif régulateur numérique (2) de machine électrique tournante à excitation (1) de véhicule automobile selon l'une quelconque des revendications 8 ou 9 précédentes, caractérisée en ce que ledit intégrateur (34) 15 est un filtre passe-bas (34). 11) Boucle de régulation (10) d'un dispositif régulateur numérique (2) de machine électrique tournante à excitation (1) de véhicule automobile selon l'une quelconque des revendications 2 à 10 précédentes, caractérisée en ce que ladite fréquence de 20 coupure nominale (fa) est sensiblement égale à 22 Hz, ladite marge de gain maximale est sensiblement égale à 22 dB et ladite marge de phase maximale est sensiblement égale à 80 degrés. 12) Dispositif régulateur numérique (2) de machine électrique tournante à excitation 25 (1) de véhicule automobile du type de celles aptes à fonctionner en génératrice, caractérisé en ce qu'il comprend une boucle de régulation (10) selon l'une quelconque des revendications 1 à 11 précédentes. 13) Machine électrique tournante à excitation (1) de véhicule automobile du type de 30 celles aptes à fonctionner en génératrice, caractérisée en ce qu'elle comprend un dispositif régulateur numérique (2) selon la revendication 12.