Brevet FR3004035A1 — publié le 20141003

La présente invention concerne un dispositif et un procédé de synthèse de fréquence à haute pureté spectrale, notamment dans le cadre des applications hyperfréquences. Ces applications sont par exemple la constitution d'oscillateurs locaux pour 5 récepteurs radiofréquences ou l'analyse spectrale par FFT. La principale caractéristique demandée à un synthétiseur dans ce type d'applications est un faible bruit de phase associé à un niveau aussi faible que possible de signaux parasites à spectre étroit (par la suite nommés « spurious » selon le terme en usage). 10 Des « spurious » sont notamment générés par les dispositifs habituellement requis dans un synthétiseur basé sur une boucle à verrouillage de phase (PLL, Phase-Locked Loop), comme par exemple les diviseurs fractionnaires et les DDS (Direct Digital Synthesizer), qui génèrent de nombreux parasites sous-harmoniques. 15 Certaines applications actuelles sont demandeuses de sources de grande pureté spectrale avec de faibles « spurious », p.ar exemple les récepteurs hyperfréquence large bande de grande linéarité pour la guerre électronique. L'invention concerne notamment l'éclatement de la boucle de retour d'une 20 PLL en plusieurs voies, le dispositif de comparaison de phase de chacune étant constitué d'au moins un convertisseur analogique-numérique (CAN). Un traitement numérique combine ensuite les données pour générer le signal d'erreur. Elle permet notamment d'obtenir un synthétiseur hyperfréquence avec une PLL simple boucle, tout en conservant un faible bruit de phase et en réduisant les sous-25 harmoniques parasites par rapport à l'art existant. Le passage dans le domaine numérique permet par ailleurs l'usage de techniques annexes de traitement de signal numérique, notamment certaines de celles utilisées dans le domaine des PLL logicielles. 30 Après un rappel des principes utilisés dans l'art existant, la description qui suit détaille davantage les caractéristiques et avantages de l'invention, avec une application en synthèse hyperfréquence. Sont annexées les figures suivantes : - La Figure 1 donne le schéma synoptique général d'une PLL - La Figure 2 donne le schéma synoptique d'une PLL utilisant un DDS comme référence La Figure 3 donne le schéma synoptique d'une PLL utilisant un CAN dans la voie de retour La Figure 4 montre le schéma synoptique typique du dispositif - La Figure 5 donne un exemple d'implémentation d'une PLL hyperfréquence utilisant l'invention, avec deux voies de retour. Art existant Le principe de base du fonctionnement d'une PLL dans le cadre d'une synthèse de fréquence est rappelé Figure 1. Il s'agit d'un asservissement assurant le maintien en phase de la sortie d'un oscillateur commandé (1) (noté VCO, Voltage-Controlled Oscillator) par rapport à une référence, de fréquence fref. . En utilisant un multiplieur de fréquence (2) par K/N sur la sortie du VCO (typiquement constitué d'un diviseur entier si K =1, d'un diviseur fractionnaire sinon) et éventuellement sur la fréquence de référence (3) (multiplieur par Kr ), la PLL permet d'obtenir en sortie de VCO la fréquence fc, telle que N K fo _ r fre_ K Nr I En faisant varier N Kr, on peut obtenir des fréquences multiples de fref , qui est alors nommé le pas du synthétiseur. La boucle de retour de K - l'asservissement est assurée par le comparateur de phase (4) qui fournit la différence de phase « instantanée » au filtre de boucle (5) dont la sortie 25 commande le VCO. La différence de phase est mesurée pour la fréquence de comparaison fc , avec fr, =-- -K fr, =K N - ugr f',. . Le comparateur de phase est N souvent un comparateur phase/fréquence, saturant sa sortie à la valeur minimale ou maximale en cas de détection de « glissement » entre les deux signaux à comparer, facilitant le verrouillage initial de la boucle. Un multiplieur par KM- (ou diviseur par N/K ) d'une fréquence f peut notamment être réalisé à partir de circuits logiques. Le spectre du signal issu d'un tel multiplieur est constitué des harmoniques de la fréquence EN, c'est-à-dire des harmoniques de la fréquence recherchée si K =1 (diviseur entier), ou des multiples du K-ème sous-harmonique de la fréquence recherchée sinon (diviseur fractionnaire). Le comparateur de phase (que l'on peut assimiler à un multiplieur dans le domaine temporel) n'opère donc pas sur des signaux mono-fréquences, et génère à sa sortie un spectre complexe correspondant à la àonvolution des spectres des deux sources. La fonction de transfert en boucle fermée de l'asservissement correspond à celle d'un filtre passe-bas, atténuant d'autant plus les composantes spectrales du signal de sortie du comparateur de phase qu'elles sont de fréquence élevée ; les composantes proches voire dans la bande passante de la boucle sont peu ou pas atténuées et retransmises au VCO, générant des « spurious » à des niveaux variables. La position de ces parasites d'origine sous-harmonique est variable avec les rapports de division utilisés, mais sont prédictibles. De multiples raffinements existent pour limiter leur amplitude. Un DDS est typiquement constitué d'un oscillateur numérique (NCO, Numerically-Controlled Oscillator) et d'un convertisseur numérique-analogique (CNA). Le NCO est un dispositif équivalent à un compteur modulo N, que l'on incrémente avec un pas K au rythme de l'horloge à diviser. La valeur instantanée 25 du compteur est utilisée (par exemple en indexant simplement une table) pour k produire typiquement les valeurs réelle sin ou complexe exp 27z j L N N pour k = 0..N -1. Après mise à l'échelle et troncature, la valeur lue est envoyée au CNA qui, après filtrage anti-repliements, fournit le signal mono-fréquence recherché. En pratique, la résolution limitée et les imperfections du CNA vont 30 générer également les harmoniques de fIN , à des.niveaux d'autant plus faibles que la résolution et la linéarité du convertisseur sont élevées. Ces harmoniques sont à considérer dans le domaine numérique, elles sont démultipliées par repliement spectral lors du passage dans le domaine analogique. Un synthétiseur sans boucle peut être réalisé par un simple DDS alimenté par une horloge fe ; celui-ci permet de générer avec un pas fe/N toutes les 5 fréquences comprises entre 0 et fe /2. Outre les multiples sous-harmoniques, le passage du domaine numérique au domaine analogique par le CNA d'un DDS génère également par repliement spectral les fréquences images (une dans chaque bande de Nyquist). Le DDS est donc habituellement suivi d'un filtre (dit filtre anti-repliements) permettant de 10 sélectionner la bande de Nyquist d'intérêt. Ce filtre diminue la largeur utile de la bande de fréquences synthétisables, qui devient typiquement de l'ordre de 0.4 j. Les DDS intégrés du commerce (de classe 1 GHz) permettent ainsi de générer des fréquences avec un bruit de phase équivalent à celui de son horloge (rapporté à la fréquence générée et dans la limite de son bruit propre), avec un 15 niveau de sous-harmoniques à peu près constant dans toute la bande et de l'ordre de -80 dBc. Afin de combiner les bénéfices de la pureté spectrale en bande étroite du DDS et de celle large bande du VCO, on construit classiquement une PLL à partir 20 d'un DDS alimenté par une horloge à bas bruit de phase fournissant le signal de référence, et d'un VCO fonctionnant dans la bande désirée. Le DDS remplit la fonction du multiplieur par Kr /N, (3) dans la structure de base de la PLL de la Figure 1. Par rapport au multiplieur à circuits logiques équivalent (diviseur fractionnaire), le DDS produit en règle générale des sous-harmoniques plus 25 faibles. La Figure 2 montre une structure type d'une telle PLL avec DDS en référence, selon l'art existant. Ledit DDS est formé par le NCO (6) suivi du convertisseur numérique-analogique (7). Un filtre anti-repliements (8), passe-bas ou passe-bande, permet de sélectionner le domaine de fréquences pouvant attaquer le comparateur phase-fréquence (4). 30 Dans le cadre de la synthèse de fréquence, le VCO possède un bruit de phase en bande étroite autour de la porteuse relativement élevé (par rapport à la référence), et ce d'autant plus que son domaine de fonctionnement est étendu en fréquence. On cherche alors à étendre au maximum la bande passante de la boucle, jusqu'à atteindre le point où la puissance de la somme des bruits conjugués de la référence (à bas bruit de phase) et des éléments de la PLL (multiplieur de fréquence par KM. et comparateur de phase notamment), rapportée à la sortie du VCO, soit équivalente à la puissance du bruit du VCO. 5 Néanmoins, la bande passante doit rester suffisamment faible devant la fréquence de comparaison fc afin de permettre le fonctionnement de l'asservissement. Une PLL peut également être construite selon la Figure 3, en remplaçant le comparateur de phase par un convertisseur analogique-numérique (CAN) (9) 10 effectuant l'acquisition du signal issu du VCO (1) avec la fréquence d'échantillonnage fe. Ce signal peut éventuellement subir une multiplication en fréquence par un facteur K/N. La fréquence nominale fc du signal numérisé par le CAN vaut alors fc = fo - . Le CAN est précédé d'un filtre anti-repliements (11) permettant de sélectionner la bande de fréquences à numériser. 15 L'opération d'échantillonnage peut être vue comme un mélange de fréquences entre le signal à fc et un signal impulsionnel de fréquence fe. L'échantillonneur-bloqueur du CAN remplit alors la fonction du comparateur de phase d'une PLL classique, qui peut lui-même être vu comme un mélangeur. Ce signal numérique est ensuite multiplié temporellement (12) par la sortie 20 du NCO (6) construit avec la précision et le pas requis ; ledit signal multiplié constitue l'erreur de phase. Dans le cas où fo est un multiple de fe/M (pas en fréquence en sortie), le NCO génère typiquement une fréquence de la forme k fCN Nm. - Après multiplication, le signal d'erreur de phase peut être injecté dans un 25 système de traitement numérique avant d'être ramené dans le domaine analogique par un CNA (14), typiquement pour passer par un filtre de boucle analogique (5) classique (intégrateur), notamment dans le cas où le VCO requiert une tension de commande élevée, hors de portée des CNA du commerce, et I ou si le bruit propre du CNA génère in fine un bruit de phase trop important (cas 30 notamment du VCO large bande à fort gain). L'horloge d'échantillonnage du CAN est fournie par un oscillateur de référence à bas bruit de phase à la fréquence fe. Le CAN peut être utilisé dans l'une ou l'autre des bandes de Nyquist (dans le cadre de sa bande passante), permettant un choix accru des points de fonctionnement. On note n la bande de Nyquist utilisée, correspondant au domaine analogique nLe.,(n+i)-- . Dans 2 2 le domaine numérique, après verrouillage, le signal issu du CAN est alors à la fréquencefcN -n. , où fc est la fréquence de comparaison fc « analogique ». La fréquence d'échantillonnage fe devrait être 'suffisamment grande devant la bande passante de la boucle pour pouvoir négliger la latence apportée par le traitement numérique, les échanges de données et la conversion (latence interne des CAN et CNA). Dans le cas contraire, la latence doit être intégrée dans le calcul de la fonction de transfert du filtre. A l'équilibre, le signal d'erreur issu de la multiplication (opérée sur signaux 15 réels) comprend un terme sinço, où ço est l'erreur de phase courante (on a sin ço ço autour de l'équilibre), et un terme au double de la fréquence de comparaison dans le domaine numérique, soit 2 fcw . Un filtre réjecteur (par exemple un simple filtre d'ordre 2) additionnel permet d'apporter une atténuation supplémentaire sur cette composante, si le filtre de boucle n'est pas suffisant 20 (atténuation appréciée selon le niveau de « spurious » admissible). A noter que les coefficients de ce filtre dépendent de fcw , et donc de la fréquence générée fo Les relations entre les différentes fréquences sont : fcN = f =Ifc-n. fel= -1\7 f°-11. fe e NM Le problème initial des sous-harmoniques du cas de la PLL avec DDS de 25 référence de ta Figure 2 est éliminé par principe, mais les non-linéarités du CAN vont maintenant générer, dans le domaine numérique, des harmoniques de la fréquence de comparaison for. Dans le cas où fc,N est suffisamment grande devant la bande passante de la boucle, mais suffisamment faible devant la fréquence d'échantillonnage fe , les premiers harmoniques (les plus puissants, et notamment le troisième) peuvent rester hors bande utile, c'est-à-dire à une distance de la fréquence nulle suffisamment grande devant la bande passante pour être « naturellement » atténués. Cette condition est sans objet pour l'harmonique 2, celui-ci étant masqué par le produit de mélange avec le NCO (voir le paragraphe précédent). A noter également qu'en cas de l'utilisation d'un multiplicateur de fréquence par KiN avant le CAN, la puissance des harmoniques dans la bande passante de la boucle présentes autour du signal de sortie à fo est égale à celle vue au niveau du traitement numérique, multipliée par (10)2 . Autrement dit, plus le facteur de multiplication K/N est faible (plus le facteur de division est fort), plus le niveau relatif de ces harmoniques en sortie de boucle est élevé, ce qui est notamment le cas des PLL hyperfréquences simple boucle. Par repliement spectral, les harmoniques d'ordre supérieur.finissent, dans le . 15 cas général, par tomber à proximité ou dans la bande passante de la boucle, créant des « spurious » non atténués par le filtre de boucle. Dans le domaine analogique, ces « spurious » sont par construction des multiples du pas du NCO, et on continuera donc à les qualifier de « sous-harmoniques ». Par filtrage numérique, on peut réjecter les spurious par la formation de 20 zéros dans la transmission en boucle ouverte, au prix notamment de la remontée du niveau de bruit propre du VCO dans le signal de sortie. Cependant le filtrage doit être précisément contrôlé pour éviter l'instabilité de la boucle au voisinage des fréquences réjectées : le gain est boucle ouverte doit rester « éloigné » de la valeur critique -1. 25 Description de l'invention L'invention concerne un procédé et un dispositif autorisant, notamment par rapport à une PLL intégrant un DDS de l'art existant (voir la Figure 2 pour la PLL avec DDS en référence), une diminution conséquente de la puissance des sous- 30 harmoniques. Elle est basée sur l'utilisation de deux (ou plus) voies de retour parallèles, fonctionnant à des fréquences de comparaison « analogiques » différentes, et chacune intégrant un ou plusieurs CANs pour numériser les signaux aux fréquences de comparaison, selon un schéma analogue à celui de la PLL à CAN simple. Le principe est d'utiliser des facteurs de division (paramètre « N » de la PLL à CAN simple du paragraphe précédent) premiers entre eux, afin d'obtenir des sous-harmoniques de fréquences différentes pour chaque voie. Les signaux 5 numériques issus des CANs sont démodulés (c'est-à-dire recalés à la fréquence nulle) par des NCO dont la relation de phase, fixe, est typiquement déterminée par corrélation pendant le verrouillage de la boucle. Durant cette étape initiale, on ne conserve que la contribution (normalisée) d'une voie, pour générer la commande du VCO. Après le verrouillage, des filtres numériques réjecteurs permettent 10 d'éliminer les sous-harmoniques spécifiques de chaque voie sur leur signal d'erreur propre; lesdits signaux d'erreur sont ensuite moyennés pour produire le signal d'erreur final, injecté dans le CNA de commande du VCO. Les sous-harmoniques non communs sont ainsi réjectés tout en conservant une réponse en boucle ouverte peu modifiée, facilitant l'obtention de la stabilité (avec deux voies, 15 le gain global est moitié aux fréquences des sous-harmoniques). Par rapport à la PLL à CAN simple (voir la Figure 3), l'invention permet de simplifier la réjection des sous-harmoniques en contournant les risques d'instabilité. Elle conserve la possibilité d'utiliser tous les raffinements et traitements rendus possibles par le passage en numérique (algorithmes permettant le verrouillage rapide, possibilité 20 d'ajuster les paramètres de boucle en fonction de la fréquence générée,...). Le principe de base de l'invention pour deux voies est présenté Figure 4. Il est identique à celui de la PLL à CAN simple, mais avec un dédoublement de la voie de retour. On suppose ici aussi la fréquence de sortie multiple de fe/M. Les 25 deux voies travaillent typiquement à leur fréquence de comparaison propre (ici fc et fc '), supposées proches afin d'obtenir des performances en bruit similaires sur chacune. Le traitement numérique se charge de la mise en phase initiale des deux voies, ainsi que du calcul de la commande du VCO par la moyenne de leurs signaux. Le travail à des fréquences de comparaison différentes permet de créer 30 des sous-harmoniques distincts dans chaque voie ; en fonction des rapports de division, des sous-harmoniques communs apparaissent néanmoins à intervalles réguliers. Avec un filtrage réjecteur spécifique à chaque voie, on peut éliminer les sous-harmoniques non communs. La sommation des signaux d'erreur entraîne alors une baisse du gain de boucle de 6 dB (et une remontée de 6 dB du gain de bruit dans la bande passante) à la fréquence de ces sous-harmoniques. Hors sous-harmoniques, le bruit de phase apporté par les voies de mesure (généralement prédominant dans la bande passante de la boucle) est par ailleurs réduit de 3 dB par rapport à la PLL à CAN simple voie. Plusieurs CANs peuvent également être utilisés en parallèle dans une même voie afin de permettre de réduire encore leur bruit de mesure (gain de 3 dB pour deux CANs en parallèle), qui est généralement la plus forte source de bruit de la PLL, abaissant encore le plancher de bruit. Le dispositif permet d'éliminer la plupart des sous-harmoniques, au prix d'une remontée du bruit « naturel » de 3 à 6 dB en lieu et place, avec une largeur de bande égale à celle des filtres réjecteurs. De la même manière, trois voies de retour ou plus peuvent être utilisées pour réduire le bruit de mesure et/ou la remontée de bruit au niveau des sous- harmoniques. Hors le cas des sous-harmoniques communs à toutes les voies devant être traité à part, la puissance de bruit de phase au niveau des autres sous-harmoniques, d'autant plus nombreux que le nombre de voies est important, reste cependant confinée à un niveau proche du bruit « naturel ». Les sous-harmoniques générés par les deux voies sont respectivement les multiples de AfciN = fe et de AfcAN fe , où P est un facteur PNM PN' M dépendant de l'architecture des CANs (ici supposés similaires). Les CANs rapides actuels sont du type « pipeline » et effectuent une correction numérique du signal échantillonné à partir des valeurs numérisées sur chaque étage du pipeline ; dans ce cas, P peut, dans le pire cas, prendre toutes les valeurs entre 1 et le nombre d'étages P du pipeline. Les sous-harmoniques générés par les multiplieurs par KiN (et K VN') constituent un sous-ensemble des sous-harmoniques des CAN, et sont donc également gérés par le dispositif. AfCOM 10 Les sous-harmoniques communs aux deux voies sont les multiples de fe PM - PPCM (N , N'), soit au mieux, dans le cas où N et N' sont premiers entre eux : Afcom = fe , valeur choisie par la suite. PM En introduisant un filtre réjecteur des sous-harmoniques sur chaque voie, le gain en boucle ouverte baisse de 6 dB à ces fréquences, alors que les sous-harmoniques sont fortement atténués (ils sont idéalement annulés). Cette atténuation devant être supérieure au gain en boucle ouverte pour commencer à permettre l'atténuation effective du sous-harmonique dans le signal de sortie, on évitera les gains en boucle ouverte trop élevés (limitation typique autour de 40 dB). Après sommation des signaux des deux voie, le gain en boucle ouverte devient nul ou quasi-nul aux fréquences multiples de Afcom ; pour éviter l'instabilité de la boucle à proximité de ces points, on a typiquement deux possibilités : 1. On choisit Afcom supérieur à la bande passante en boucle ouverte (0 dB) : Tous les sous-harmoniques sont ainsi fortement atténués en évitant le risque d'instabilité. Le pas en fréquence est alors limité par la bande passante de la boucle, elle-même imposée notamment par le niveau plancher du bruit de phase. 2. On choisit d'ajouter des filtres supplémentaires en parallèle, rétablissant la transmission de chaque voie aux fréquences multiples de Afcom . Le niveau des sous-harmoniques à ces fréquences est alors inchangé (et maximal). On se ramène au cas de la PLL à CAN simple, les sous-harmoniques peuvent éventuellement être réduits à la condition de maîtriser finement les pôles de la fonction de transfert en boucle fermée. Des filtres numériques complémentaires peuvent éventuellement permettre de décaler localement les pôles les plus critiques (typiquement par un déphasage contrôlé), tant qu'ils restent peu nombreux, c'est-à-dire à condition que Afcom ne soit pas trop petit devant la bande passante de la boucle. 1. Pour la première possibilité, l'expression (en z) de la réponse des filtres réjecteurs est par exemple: o( a' 11-Irej (Z) =1- 1 _ (1 _ a) zm et 1H'i '(z)=1 1-(1- a')z-PN'm Ce sont alors des filtres récursifs simples,- stables, retranchant une tranche « moyenne » de signal (de longueur PNM et PN'M échantillons respectivement) au signal entrant. La tranche « moyenne » est obtenue par passage dans une banque de filtres passe-bas du premier ordre dont la bande passante (à -3 dB) est égale à, pour la première voie : ( a2 B= fe acos 1 271-PNM 2(1-a)) Soit pour a petit : B 0.16afe ou encore a 6.25 -PNM-B PNM fe L'équation aux différences de ce filtre peut aCissi s'écrire, à partir d'une mémoire de PNM variables internes ( wn ) : wn= wn_pNm (1- a)+axn= Wn-PNM a (Xn Wn-PNM) yn = Xn - Wn Une faible fréquence de coupure limite la puissance totale de la remontée de bruit (largeur du pic), mais le système est plus lent à se stabiliser. Le coefficient a peut être rendu variable, diminuant progressivement depuis l'instant de verrouillage, par exemple. Dans tous les cas, la fréquence de coupure doit rester basse devant l'écart minimal entre les sous-harmoniques des deux voies (soit ici inférieure à Af- = ), afin de conserver une réponse globale min PNN'M acceptable, c'est-à-dire une transmission toujours proche de 1 sur au moins une voie. Le temps de calcul et le déphasage introduit par ces filtres est minimal (un cycle) en dehors des fréquences réjectées. Le temps d'atteinte de l'équilibre de l'ensemble du dispositif, de l'ordre de 25 l'inverse de la bande passante des filtres réjecteurs, peut être relativement long (typiquement 10 millisecondes pour une bande passante de 100 Hz), mais n'est pas lié au temps de verrouillage de la PLL, qui reste proportionnel à l'inverse de la bande passante de la boucle (soit au plus quelques dizaines de microsecondes pour une PLL hyperfréquence typique). 2. Pour la deuxième possibilité, on définit par exemple (pour la première voie): (- 2H mi (z) H rei (z) ( Na 1-0-a) PNI11 1- 1 Z-PM 1 1 ajz-PM N N Le terme de filtrage supplémentaire, de même fréquence de coupure, permet de rétablir la transmission aux sous-harmoniques communs (aucune atténuation 10 apportée). Par rapport à la PLL à CAN simple, le niveau des sous-harmoniques est alors identique, mais leur nombre est réduit. L'équation aux différences du filtre s'écrit aussi, à partir d'une mémoire additionnelle de P M variables internes (zn ) : wn = wn-PNL (1- a)+axn=14'n-PNM ± a(xn- Wn-PNM) { a zn= Zn_pm 1 - 1 +-a xn = Z (n_pm + --X - Zn_pm) Y n = X'n - wn ± zNn N N 15 Une modification supplémentaire (ou un filtre numérique complémentaire de type passe-bas par exemple) est typiquement ajoutée pour éliminer à nouveau les sous-harmoniques communs, une fois passée la fréquence de coupure en boucle ouverte à 0 dB, permettant ainsi d'obtenir des performances similaires à la première possibilité dans cette zone. 20 Exemples d'application Un exemple d'implémentation d'une PLL hyperfréquence simple boucle utilisant l'invention est donné Figure 5, pour une fréquence de sortie typique de l'ordre de 10 GHz. Les multiplieurs par KLAT et K VN' sont ici constitués de 25 DDS, eux-mêmes composés de pré-diviseurs (2a) par les entiers R et R', fournissant les horloges d'échantillonnage (typiquement autour de 1 GHz) des NCO (2b) et des CNA associés (2c). N et N' étant alors des multiples de R et R', ces deux entiers devraient être premiers entre eux pour maximaliser l'écart Afcom entre les sous-harmoniques 5 communs. Les DDS effectuent finalement la multiplication par K/S et K avec N =SR et N'= S'R'. Si l'on utilise un VCO large bande, les entiers S, R, S', R' sont typiquement paramétrables afin de multiplier les points de fonctionnement possibles, et sont choisis en fonction des caractéristiques de fonctionnement en fréquence des 10 CANs et CNAs, tout en respectant la condition de primalité entre N et N'. Si l'on souhaite conserver un pas de synthèse en sortie indépendant de N et N', les paramètres des NCO de démodulation doivent alors également être paramétrables, avec les pas fe et fe . NM N'M 15 Cette PLL peut par exemple être utilisée comme PLL à grand pas, avec de très faibles sous-harmoniques et un unique VCO large bande, pour la construction d'un synthétiseur hyperfréquence à double boucle. La deuxième boucle (à pas fin) peut également être réalisée avec une PLL basée sur l'invention (en utilisant avec un décalage en fréquence dans la boucle de retour, ledit décalage étant fourni par 20 la boucle à grand pas). Le tout permet alors de maintenir de faibles sous-harmoniques dans la bande passante de la boucle (typiquement inférieurs à -85 dBc dans l'exemple), et très faibles en dehors. Cette PLL peut aussi être utilisée directement comme oscillateur local à très 25 faibles sous-harmoniques, par exemple pour un récepteur hyperfréquence large bande à grande dynamique instantanée. REVENDICATIONS1 - Dispositif de synthèse de fréquence comprenant une boucle à 5 verrouillage de phase (PLL), et caractérisé par l'usage d'au moins deux convertisseurs analogique-numérique (CAN) pour num. ériser des signaux issus de la division, fractionnaire ou non, de la fréquence de sortie. 2 - Dispositif selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il comporte un 10 oscillateur numérique (NCO) et un multiplieur numérique dans les chaînes de traitement numérique postérieures aux CANs. 3 - Dispositif selon l'une des revendications 1 à 2, caractérisé en ce qu'il comporte plusieurs CANs en parallèle sur une même voie de mesure. 15 4 - Dispositif selon l'une des revendications 1- à 3, caractérisé en ce qu'il comporte un ou plusieurs filtres numériques permettant d'ajuster la réponse en boucle ouverte pour limiter les risques d'instabilité. 20 5 - Dispositif selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'il comporte un ou plusieurs filtres numériques de réjection des sous-harmoniques