Brevet FR3002391A1 — publié le 20140822

Procédé et dispositif pour notamment compenser le désappariement des décalages d'horloges de plusieurs convertisseurs analogiques/numériques temporellement entrelacés L'invention concerne le traitement d'un signal échantillonné, et plus particulièrement la correction de ce signal échantillonné pour notamment corriger la disparité des décalages d'horloge (connu sous l'expression anglosaxonne « timing skew mismatch ») de plusieurs convertisseurs analogiques/numériques d'un système de conversion analogique/numérique délivrant ce signal échantillonné. L'invention s'applique notamment mais non exclusivement à la correction du désappariement entre les différentes valeurs des décalages d'horloges de plusieurs convertisseurs analogiques/numériques dits « temporellement entrelacés », c'est à dire effectuant respectivement des conversions analogiques/numériques temporellement décalées d'un signal analogique de façon à augmenter la fréquence globale d' échantillonnage. Certaines applications actuelles requièrent des convertisseurs analogiques/numériques présentant une fréquence d'échantillonnage et une résolution élevées. Parmi ces applications on trouve les transmissions TV par câble, les communications optiques, les communications satellite dans lesquelles un ou plusieurs signaux modulés sont transmis simultanément sur une large bande fréquentielle (par exemple de plusieurs GHz de large). Par ailleurs l'utilisation de modulations de plus en plus complexes requiert une numérisation des signaux sur un grand nombre de bits. Des architectures à un seul convertisseur peinent à satisfaire les performances demandées à un coût acceptable en terme de consommation et d'encombrement surfacique. Aussi des structures à plusieurs convertisseurs analogiques/numériques dits « temporellement entrelacés » (TIADCs : Time-Interleaved Analog-to-Digital Converters) se sont imposées pour permettre de répondre à ce besoin. Dans une telle structure à entrelacement temporel les convertisseurs analogiques/numériques temporellement entrelacés effectuent respectivement des conversions analogiques/numériques temporellement décalées d'un signal analogique. En d'autres termes, si la structure comporte M convertisseurs, ceux-ci échantillonnent successivement chacun à leur tour le signal à une fréquence égale à Fs/M, où Fs est la fréquence d'échantillonnage globale de la structure. Cependant l'inconvénient de ce type de structure réside dans le fait que des désappariements (« mismatches »), même légers, entre les convertisseurs créent des raies ou bandes fréquentielles parasites pouvant se situer dans la zone fréquentielle du signal utile. Et dans le cas par exemple de signaux de télévision contenant plusieurs canaux, ces raies ou bandes parasites peuvent perturber certains de ces canaux. Ces désappariements peuvent avoir différentes causes, comme par exemple des décalages d'horloges (« timing skew ») et éventuellement des gains et/ou des décalages (« offset »), différents entre les convertisseurs de la structure. Un désappariement en décalage d'horloge ou en gain rajoute sur le spectre fréquentiel du signal de sortie des images parasites atténuées du spectre fréquentiel du signal d'entrée autour des fréquences multiples de Fs/M. Un désappariement en décalage (« offset ») crée des raies parasites localisées à des fréquences multiples de Fs/M. En outre ces décalages peuvent varier dans le temps. Selon un mode de mise en oeuvre et de réalisation il est proposé un procédé et un dispositif de traitement d'un signal échantillonné issu d'une structure de convertisseurs temporellement entrelacés permettant d'estimer le désappariement en décalages d'horloge des convertisseurs, en particulier de façon simple et rapide, sans nécessiter de boucle de rétroaction ni de phase d'étalonnage (calibration). Selon un autre mode de mise en oeuvre et de réalisation il est proposé un procédé et un dispositif de traitement d'un signal échantillonné issu d'une structure de convertisseurs temporellement entrelacés permettant en outre de compenser le désappariement en gain des convertisseurs, en particulier de façon simple et rapide. Selon un autre mode de mise en oeuvre et de réalisation il est proposé un procédé et un dispositif de traitement permettant également d'estimer la valeur de décalage (« offset ») de chaque convertisseur analogique/numérique de la structure, de corriger les valeurs des échantillons pour tenir compte de cette valeur estimée de décalage en tension, et donc de compenser le désappariement de ces décalages, tout en étalant sur tout le spectre fréquentiel, les raies fréquentielles résiduelles résultant de la quantification du signal corrigé. Selon un aspect il est proposé un procédé de traitement d'un signal échantillonné comportant M, M étant supérieur à deux, trains originaux d'échantillons originaux respectivement issus de M convertisseurs temporellement entrelacés c'est-à-dire effectuant respectivement des conversions analogiques/numériques temporellement décalées d'un signal analogique. Les trains originaux d'échantillons peuvent être les trains d'échantillons effectivement délivrés en sortie des convertisseurs, ou bien, si les trains délivrés par les convertisseurs ont subi un traitement préalable, par exemple une compensation « d'offset » et/ou une compensation en gain, des trains issus de ces trains délivrés par les convertisseurs, par exemple les trains prétraités par la compensation d'offset et/ou en gain. Le procédé selon cet aspect comprend un premier traitement comprenant une sélection d'un train original en tant que train de référence, et pour les M-1 autres train originaux, au moins une estimation d'un jeu de M-1 coefficients de décalage respectivement représentatifs de décalages d'horloge entre ces M-1 autres trains originaux et le train de référence. Ladite au moins une estimation comporte d'une part un traitement de corrélation faisant intervenir au moins une partie du signal échantillonné, au moins une partie d'au moins un premier signal tiré d'un signal dérivé échantillonné représentatif d'une dérivée temporelle du signal d'entrée et au moins une partie de N signaux filtrés partiels respectivement représentatifs de N différences pondérées entre N paires de versions encadrantes du signal échantillonné, N étant supérieur ou égal à 1. Une paire de versions encadrantes du signal échantillonné comprend une version comportant, pour chaque échantillon courant du signal, un Kème échantillon suivant cet échantillon courant et une version du signal comportant, pour chaque échantillon courant, un Kème échantillon précédant cet échantillon courant. Lesdites parties du signal échantillonné, dudit au moins un premier signal et du ou des signaux partiels filtrés sur lesquelles est effectué ledit au moins un traitement de corrélation peuvent comprendre chacune un groupe de L échantillons, par exemple un million d'échantillons, du signal correspondant. Ainsi par exemple chaque corrélation du traitement de corrélation peut comprendre une moyenne de L produits d'échantillons. Cette moyenne peut être une moyenne classique ou tout autre type de moyenne, par exemple une moyenne pondérée ou bien une moyenne mobile modifiée (« MMA : Modified Moving Average ») de période L échantillons. Il est particulièrement simple lors du traitement de corrélation d'utiliser un seul premier signal comportant les échantillons du signal dérivé associés à l'un des M trains originaux. En effet, bien qu'il soit possible d'utiliser M premiers signaux comportant respectivement les échantillons du signal dérivé associés aux M trains originaux et éventuellement faire ensuite une moyenne des résultats obtenus par les M corrélations utilisant ces M premiers signaux, il s'avère que ces M corrélations sont identiques ou quasiment identiques. Par ailleurs dans une version simplifiée, N peut être égal à 1. Dans ce cas on n'utilise qu'une seule paire de versions encadrantes du signal échantillonné, par exemple les deux échantillons voisins encadrant un échantillon courant. Cela étant utiliser plusieurs paires de versions encadrantes (N supérieur à 1) permet d'estimer les décalages d'horloge (timing skew) en pondérant différemment les différentes zones fréquentielles utiles du signal. Lorsque N est supérieur à 1, N peut être inférieur, égal ou supérieur à M. Selon cet aspect ladite au moins une estimation comporte d'autre part un traitement matriciel sur les résultats du traitement de corrélation. Le procédé selon cet aspect permet ainsi d' effectuer l'estimation des décalages d'horloges des convertisseurs de façon directe (« forward ») c'est-à-dire sans correction rétroactive des échantillons originaux à partir d'une information située en aval du point de réception des échantillons originaux à traiter (corriger). Ceci ne requiert donc qu'une seule itération c'est-à-dire pas de boucle de rétroaction sans risque de divergence ni nécessité de prévoir une phase d'étalonnage (calibration). De ce fait la réalisation matérielle en est simplifiée et l'estimation du désappariement plus rapide. La compensation en décalages d'horloges comprend avantageusement une correction du signal échantillonné avec les coefficients de décalages estimés. Ainsi selon un mode de mise en oeuvre, le premier traitement comporte également au moins un traitement de correction des M-1 autres trains originaux faisant respectivement intervenir M-1 deuxièmes signaux tirés dudit signal dérivé et ledit jeu de M-1 coefficients de décalage estimés, de façon à délivrer M trains traités incluant le train original de référence et M-1 trains originaux corrigés. Les M-1 deuxièmes signaux comprennent ainsi par exemple respectivement les échantillons du signal dérivé respectivement associés aux M-1 autres trains originaux. Ledit au moins un traitement de correction peut comprendre une approximation de Taylor du premier ordre. Un tel traitement de correction effectué sur le signal échantillonné permet de compenser le désappariement en décalages d'horloges au rythme d'arrivée des échantillons à corriger. Cela étant, il serait possible en variante d'effectuer cette compensation du désappariement en corrigeant non pas le signal échantillonné mais en agissant par exemple au niveau de la partie analogique des convertisseurs en corrigeant les instants d'échantillonnage des convertisseurs avec les valeurs estimées des coefficients de décalage. Ceci peut s'effectuer par exemple à l'aide de circuits de retards ajustables. Selon un mode de mise en oeuvre ledit traitement de corrélation comprend au moins un ensemble de N premières corrélations entre ladite au moins une partie dudit au moins un premier signal et au moins une partie de N troisièmes signaux respectivement tirés des N signaux filtrés partiels, délivrant au moins un ensemble de N premiers résultats de corrélations. Là encore les N troisièmes signaux comprennent avantageusement les échantillons des N signaux filtrés partiels associés à un seul train original, par exemple ledit un des M trains originaux mentionné ci-avant (c'est-à-dire le train original associé au premier signal), et ledit traitement de corrélation comprend alors un seul ensemble de N premières corrélations entre ladite au moins une partie dudit premier signal et ladite au moins une partie des N troisièmes signaux, délivrant un seul ensemble de N premiers résultats de corrélations. Là encore lesdites parties des troisièmes signaux comprennent par exemple L échantillons. Selon un mode de mise en oeuvre, ladite au moins une estimation comprend une élaboration d'un signal filtré global résultant de la somme des N signaux filtrés partiels, et le traitement de corrélation comprend M deuxièmes corrélations entre respectivement les échantillons des M trains originaux et les échantillons correspondants du signal filtré global, délivrant M deuxièmes résultats de corrélation. Selon un mode de mise en oeuvre, le traitement de corrélation délivre au moins un ensemble de N premiers résultats de corrélation et un ensemble de M deuxièmes résultats de corrélation et ledit traitement matriciel comprend une élaboration d'une matrice finale de taille (M-1)xM (M-1 lignes et M colonnes) à partir d'au moins une première matrice circulante constante et des premiers résultats de corrélation et une multiplication des M deuxièmes résultats de corrélation avec les coefficients de ladite matrice finale, de façon à obtenir le jeu de M-1 coefficients de décalage. Dans une version simplifiée dans laquelle N est égal à 1 et le traitement de corrélation délivre un seul premier résultat de corrélation obtenu à partir du train issu d'un seul convertisseur, l'élaboration de ladite matrice finale comprend avantageusement une élaboration d'une matrice intermédiaire à partir d'une seule première matrice circulante constante, une élaboration d'une matrice pseudoinverse de ladite matrice intermédiaire et une pondération des coefficients de ladite matrice pseudo-inverse avec ledit premier résultat de corrélation, par exemple son inverse, de façon à obtenir les coefficients de ladite matrice finale. La première matrice circulante constante est par exemple une matrice de taille MxM dont les coefficients sont égaux à 1 lorsque l'indice de ligne est égal à l'indice de colonne, à -0,5 si l'indice de colonne est égal à l'indice de ligne plus ou moins 1 modulo M, et à 0 sinon ; ladite matrice intermédiaire est la première matrice circulante constante débarrassée de sa première colonne, et la pondération des coefficients de ladite matrice pseudo inverse comprend une division de ces coefficients par le premier résultat de corrélation de façon à obtenir les coefficients de la matrice finale. Dans une version élargie dans laquelle N est supérieur à 1 et le traitement de corrélation délivre N premiers résultats obtenus à partir du train issu d'un seul convertisseur, l'élaboration de ladite matrice finale comprend avantageusement une élaboration d'une matrice intermédiaire à partir d'une combinaison linéaire de N deuxièmes matrices circulantes constantes respectivement issues de N premières matrices circulantes constantes, ladite combinaison étant pondérée par les N premiers résultats de corrélation, et une élaboration d'une matrice pseudo-inverse de ladite matrice intermédiaire, cette matrice pseudo-inverse formant ladite matrice finale. Chaque première matrice circulante constante de rang i, avec i variant de 1 à N, est alors par exemple une matrice de taille MxM dont les coefficients sont tous nuls lorsque i est égal à 0 modulo M, et dont les coefficients, lorsque i est différent de 0 modulo M, sont égaux à 1 si l'indice de ligne est égal à l'indice de colonne, à -0,5 si l'indice de colonne est égal à l'indice de ligne plus ou moins 1 modulo M, et à 0 sinon ; chaque deuxième matrice circulante est alors la première matrice circulante débarrassée de sa première colonne. Le premier traitement peut comprendre plusieurs estimations successives de façon à délivrer plusieurs jeux successifs de M-1 coefficients de décalage, et le cas échéant plusieurs traitements numériques de corrections successifs utilisant successivement les jeux successifs estimés de M-1 coefficients de décalage. Ceci permet notamment de tenir compte d'une modification de température. De façon à compenser également un désappariement en gain des convertisseurs, le procédé peut avantageusement comprendre, avant ou après le premier traitement, un deuxième traitement comprenant, après une phase transitoire, une égalisation des puissances moyennes des différents trains initiaux d'échantillons initiaux effectuée au vol et au rythme de délivrance des échantillons, à partir des valeurs d'échantillons initiaux de ces trains initiaux, de façon à délivrer des trains traités d'échantillons traités ; un train initial peut être un train délivré par le convertisseur correspondant ou bien un train issu de ce convertisseur ayant subi un prétraitement, par exemple une compensation d'offset, ou encore un train traité par le premier traitement (compensation de décalages d'horloge). En pratique il est préférable d'effectuer la compensation en gain avant la compensation en décalages d'horloge, en particulier en présence d'un désappariement en gain. La phase transitoire correspond par exemple au nombre d'échantillons courants nécessaire pour obtenir une précision jugée acceptable, pour l'application envisagée, sur les valeurs des puissances moyennes. Cette période transitoire peut être plus ou moins longue en fonction de la façon dont est déterminée la puissance moyenne. Ainsi, par exemple la détermination de chaque puissance moyenne peut comprendre l'utilisation d'une moyenne mobile modifiée. L'utilisation d'une moyenne mobile modifiée de période L échantillons, calculée par exemple à partir d'un groupe de valeurs d'échantillons contenant l'échantillon courant et une pluralité d'échantillons précédents du train correspondant, est particulièrement avantageuse car elle permet d'actualiser fréquemment la valeur estimée de la puissance moyenne et elle permet notamment de suivre dans le temps les changements dus à la température par exemple. Une moyenne mobile modifiée, bien qu'ayant une période de L échantillons, est en pratique toujours calculée sur un très grand nombre d'échantillons et la valeur estimée a alors une précision acceptable après une durée correspondant à plusieurs périodes de L échantillons. Cela étant une moyenne classique faite tous les L échantillons sur un groupe de L d'échantillons, et fournissant une valeur estimée fixée tous les L échantillons, peut être également envisagée. Toute autre moyenne, comme par exemple une moyenne pondérée, peut également être envisagée. Bien entendu pendant la phase transitoire les étapes mises en oeuvre pour l'égalisation des puissances moyennes peuvent être identiques à celles mises en oeuvre après cette phase transitoire, mais avec une imprécision sur les valeurs de puissance moyennes déterminées. L'égalisation des puissances moyennes permet d'effectuer une compensation du désappariement en gain des convertisseurs. Par ailleurs cette égalisation est effectuée au vol et au rythme de délivrance des échantillons initiaux. En d'autres termes elle est effectuée de façon directe (« forward ») c'est-à-dire sans correction rétroactive des échantillons initiaux à partir d'une information située en aval du point de réception des échantillons initiaux à traiter (corriger). De ce fait la réalisation matérielle en est simplifiée et la compensation du désappariement plus rapide. Ainsi selon un mode de mise en oeuvre, l'égalisation des puissances moyennes des différents trains initiaux d'échantillons comprend une sélection de l'un des trains initiaux comme train initial de référence et, pour chacun des autres trains initiaux, une estimation du gain relatif entre le convertisseur correspondant et le convertisseur délivrant ledit train initial de référence, et une correction des valeurs des échantillons initiaux de chacun des autres trains initiaux par le gain relatif correspondant de façon à délivrer les échantillons traités correspondants, ladite estimation et ladite correction étant effectuées au vol et au rythme de délivrance des échantillons initiaux. La notion de « puissance moyenne » est avantageusement considérée dans un sens très large englobant non seulement la puissance moyenne effective mais également toute variable représentative de cette puissance moyenne, comme par exemple une moyenne de valeurs absolues. Ainsi selon un mode de mise en oeuvre, l'estimation du gain relatif entre chaque autre convertisseur et le convertisseur délivrant ledit train initial de référence comprend une détermination d'une moyenne, par exemple une moyenne mobile modifiée, des valeurs absolues d'échantillons du train initial de référence, et pour ledit autre train initial, une détermination d'une moyenne, par exemple une moyenne mobile modifiée, des valeurs absolues d'échantillons de cet autre train initial, et un rapport entre ces deux moyennes, ledit rapport étant représentatif du gain relatif. Ladite correction des valeurs des échantillons initiaux de chacun des autres trains initiaux par le gain relatif correspondant comprend par exemple une division des valeurs des échantillons initiaux par ledit gain relatif estimé. L'utilisation d'une moyenne mobile modifiée de période L échantillons, calculée par exemple à partir d'un groupe de valeurs d'échantillons initiaux contenant l'échantillon initial courant et une pluralité d'échantillons initiaux précédents du train initial correspondant, est particulièrement avantageuse car, comme indiqué ci-avant, elle permet d'actualiser fréquemment la valeur estimée de la puissance et donc du gain relatif et elle permet notamment de suivre dans le temps les changements dus à la température par exemple. De façon à compenser également un désappariement en offset des convertisseurs le procédé peut comprendre en outre, avant ou après le premier traitement, et le cas échéant avant ou après le deuxième traitement, un troisième traitement comprenant, après une période transitoire (qui peut être identique ou différente de celle relative à l'égalisation des puissances moyennes), pour chaque échantillon primaire courant de chaque train primaire issu du convertisseur correspondant, une élaboration d'un mot numérique de correction appartenant à une séquence pseudo-aléatoire de mots numériques dont la moyenne des valeurs est égale ou quasi égale à une valeur du décalage dudit convertisseur correspondant estimée à partir des valeurs d'échantillons primaires du train primaire issu du convertisseur correspondant, et une soustraction dudit mot numérique de correction à un échantillon intermédiaire courant obtenu à partir de cet échantillon primaire courant de façon à délivrer un échantillon courant corrigé. Un train primaire d'échantillons primaires peut être un train d'échantillons effectivement délivré par le convertisseur correspondant, si cette compensation « d'offset » est effectuée avant la compensation en gain, ou bien un train traité d'échantillons traités si cette compensation d'offset est effectuée après le traitement de compensation en gain ou après le traitement de compensation en décalages d'horloge. Là encore cette phase transitoire correspond par exemple au nombre d'échantillons courants nécessaire pour obtenir une précision jugée acceptable, pour l'application envisagée, sur la valeur estimée du décalage qui va correspondre à la moyenne des valeurs de ladite séquence pseudo-aléatoire de mots numériques. Cette période transitoire peut être plus ou moins longue en fonction de la façon dont est estimée cette valeur moyenne. Ainsi, par exemple ladite estimation de la valeur du décalage de tension du convertisseur correspondant peut comprendre une moyenne mobile modifiée des valeurs d'échantillons primaires issus de ce convertisseur. L'utilisation d'une moyenne mobile modifiée de période L échantillons, calculée par exemple à partir d'un groupe de valeurs d'échantillons contenant l'échantillon courant et une pluralité d'échantillons précédents de ce train, est particulièrement avantageuse car elle permet d'actualiser fréquemment la valeur estimée et elle permet notamment de suivre dans le temps les changements dus à la température par exemple. Cela étant une moyenne classique faite tous les L échantillons sur un groupe de L d'échantillons, et fournissant une valeur estimée fixée tous les L échantillons, peut être également envisagée. Toute autre moyenne, comme par exemple une moyenne pondérée, peut également être envisagée. Bien entendu pendant la phase transitoire les étapes d'élaboration du mot numérique de correction et de soustraction mentionnées ci-avant peuvent être identiques à celles effectuées après cette phase transitoire, mais la valeur du mot de correction ne sera pas égale ou quasi égale à la valeur de décalage du convertisseur correspondant. L'échantillon courant corrigé et l'échantillon primaire courant issu du convertisseur peuvent être codés sur un même nombre de bits. Dans ce cas l'échantillon intermédiaire courant peut être identique à l'échantillon primaire courant. Toutefois, afin de diminuer le bruit dû aux résidus d'offset, l'échantillon courant corrigé peut être avantageusement codé sur un plus grand nombre de bits que celui de l'échantillon primaire courant issu du convertisseur correspondant. Dans ce cas, l'échantillon intermédiaire courant peut être l'échantillon primaire courant complété par un nombre adéquat de bits de poids faibles égaux à O. De par cette soustraction avec les mots de correction issus de ladite séquence pseudo-aléatoire, la valeur moyenne des échantillons primaires issus du convertisseur correspondant est « continuellement » égalisée à une valeur de référence constante, en pratique une valeur nulle ou quasi-nulle. Le décalage estimé du convertisseur correspondant est donc pris en compte pour effectuer une correction correspondante au niveau de chaque échantillon. Puisque la séquence pseudo-aléatoire a comme moyenne la valeur estimée du décalage, certains mots de correction ont une valeur supérieure à cette valeur estimée de décalage, d'autres ont une valeur inférieure, d'autres une valeur égale. En conséquence, au niveau de chaque échantillon pris individuellement, la correction peut être plus ou moins juste engendrant un bruit local. Cela étant globalement ces perturbations, dues aux erreurs de quantification lors de la correction, ne se traduisent pas par des raies fréquentielles parasites localisées à des fréquences multiples de Fs/M mais sont étalées sur tout le spectre fréquentiel. Une façon particulièrement simple de réaliser la séquence pseudo-aléatoire ayant comme moyenne la valeur estimée du décalage, consiste à élaborer une séquence pseudo-aléatoire initiale de moyenne nulle ou quasi-nulle et de sommer sur chaque mot délivré par cette séquence initiale ladite valeur estimée du décalage. Selon un mode de mise en oeuvre, les échantillons corrigés de chaque train sont codés sur n bits et ladite élaboration du mot numérique de correction comprend une estimation à partir des valeurs desdits échantillons primaires, de ladite valeur du décalage dudit convertisseur correspondant codée sur b bits et associée audit échantillon primaire courant, b étant supérieur à n, une détermination dudit mot numérique de correction codé sur n bits à partir de la valeur estimée de décalage codée sur b bits et de b-n bits, par exemple les b-n bits de poids faibles, d'un mot numérique initial issu d'une séquence pseudo-aléatoire initiale de mots numériques initiaux dont les valeurs ont une moyenne nulle ou quasi nulle. Ainsi la valeur de « l'offset » du convertisseur correspondant est déterminée sur un nombre de bits supérieur à celui des échantillons primaires issus du convertisseur, ce qui permet d'estimer la partie décimale de « l'offset ». Cette partie décimale est corrigée par b-n bits, par exemple les b-n bits de poids faibles, du mot numérique initial issu de la séquence pseudo-aléatoire initiale, et le mot numérique de correction est donc la partie entière de la valeur estimée de l'offset qui est soit inchangée, soit incrémentée de 1 soit décrémentée de 1 en fonction des valeurs des b-n bits du mot numérique initial utilisés pour ladite correction. Ceci permet d'effectuer une estimation d'offset et une correction égale en moyenne à la valeur estimée tout en limitant le nombre de bits de chaque échantillon corrigé à n bits, par exemple 10 bits, au lieu de chercher à augmenter ce nombre pour corriger la partie décimale de « l'offset ». Plus précisément, selon un mode de mise en oeuvre, ladite détermination du mot numérique de correction comprend la délivrance dudit mot numérique initial, une élaboration d'un mot numérique modifié comportant les b-n bits du mot numérique initial complétés par n bits de poids forts ayant tous la même valeur logique (par exemple la valeur logique 0 ou la valeur logique 1), et une sommation du mot numérique modifié et de ladite valeur estimée de décalage, le mot numérique de correction étant formé par les n bits de poids forts du mot de b bits résultant de ladite sommation. Selon un autre aspect, il est proposé un dispositif de traitement, comprenant - des moyens d'entrée pour recevoir un signal échantillonné comportant M trains originaux d'échantillons liminaires respectivement issus de M convertisseurs analogiques/numériques à entrelacement temporels, M étant supérieur à deux, l'un des trains originaux étant considéré comme train de référence, - un premier module de traitement comportant des moyens d'estimation configurés pour effectuer pour les M-1 autres train originaux, au moins une estimation d'un jeu de M-1 coefficients de décalage respectivement représentatifs de décalages d'horloge entre ces M-1 autres trains originaux et le train de référence, les moyens d'estimation comportant d'une part des moyens de corrélation configurés pour effectuer un traitement de corrélation faisant intervenir au moins une partie du signal échantillonné, au moins une partie d'au moins un premier signal tiré d'un signal dérivé représentatif d'une dérivée temporelle du signal échantillonné et au moins une partie de N signaux filtrés partiels respectivement représentatifs de N différences pondérées entre N paires de versions encadrantes du signal échantillonné, N étant supérieur ou égal à 1, et d'autre part des moyens de traitement matriciel configurés pour effectuer un traitement matriciel sur les résultats de ce traitement de corrélation. Selon un mode de réalisation le premier module de traitement comporte des moyens de correction configurés pour effectuer au moins un traitement de correction des M-1 autres trains faisant respectivement intervenir M-1 deuxièmes signaux tirés dudit signal dérivé et ledit jeu de M-1 coefficients de décalage, de façon à délivrer M trains traités incluant le train original de référence et M-1 trains originaux corrigés. Les moyens de correction peuvent être configurés pour effectuer une approximation de Taylor du premier ordre. Selon un mode de réalisation lesdites parties du signal échantillonné, dudit au moins un premier signal et du ou des signaux partiels filtrés sur lesquelles est effectué ledit au moins un traitement de corrélation comprennent chacune un groupe de L échantillons du signal correspondant. Ledit premier signal peut par ailleurs comprendre les échantillons du signal dérivé associés à l'un des M trains et les M-1 deuxièmes signaux peuvent comprendre respectivement les échantillons du signal dérivé respectivement associés aux M-1 autres trains. Selon un mode de réalisation les moyens de corrélation sont configurés pour effectuer au moins un ensemble de N premières corrélations entre ladite au moins une partie dudit au moins un premier signal et au moins une partie de N troisièmes signaux respectivement tirés des N signaux filtrés partiels, délivrant au moins un ensemble de N premiers résultats de corrélations. Selon une version simplifiée les N troisièmes signaux comprennent les échantillons des N signaux filtrés partiels associés audit un des M trains, et les moyens de corrélation sont configurés pour effectuer un seul ensemble de N premières corrélations entre ladite au moins une partie dudit premier signal et ladite au moins une partie des N troisièmes signaux, délivrant un seul ensemble de N premiers résultats de corrélations. Lesdites parties des troisièmes signaux peuvent également comprendre L échantillons. Selon un mode de réalisation les moyens d'estimation sont en outre configurés pour élaborer un signal filtré global résultant de la somme des N signaux filtrés partiels, et les moyens de corrélation sont configurés pour effectuer M deuxièmes corrélations entre respectivement les échantillons des M trains originaux et les échantillons correspondants du signal filtré global, délivrant M deuxièmes résultats de corrélation. Les moyens de corrélation peuvent être configurés pour effectuer chaque corrélation en utilisant une moyenne de L produits d' échantillons. Selon un mode de réalisation les moyens de corrélation sont configurés pour délivrer au moins un ensemble de N premiers résultats de corrélation et un ensemble de M deuxièmes résultats de corrélation et les moyens de traitement matriciel sont configurés pour élaborer une matrice finale de taille (M-1)xM à partir d'au moins une première matrice circulante constante et des premiers résultats de corrélation et pour effectuer une multiplication des M deuxièmes résultats de corrélation avec les coefficients de ladite matrice finale, de façon à obtenir le jeu de M-1 coefficients de décalage. Dans une version simplifiée, N est égal à 1 et les moyens de corrélation sont configurés pour délivrer un seul premier résultat de corrélation obtenu à partir du train issu d'un seul convertisseur, et les moyens de traitement matriciels sont configurés pour élaborer une matrice intermédiaire à partir d'une seule première matrice circulante constante, une matrice pseudo-inverse de ladite matrice intermédiaire et effectuer une pondération des coefficients de ladite matrice pseudo- inverse avec ledit premier résultat de corrélation de façon à obtenir les coefficients de ladite matrice finale. La première matrice circulante constante est alors par exemple une matrice de taille MxM dont les coefficients sont égaux à 1 lorsque l'indice de ligne est égal à l'indice de colonne, à -0,5 si l'indice de colonne est égal à l'indice de ligne plus ou moins 1 modulo M et à 0 sinon, ladite matrice intermédiaire est la première matrice circulante constante débarrassée de sa première colonne, et les moyens de traitement matriciel sont configurés pour effectuer une division de ces coefficients par le premier résultat de corrélation de façon à obtenir les coefficients de la matrice finale. Dans une version plus générale, N est supérieur à 1 et les moyens de corrélation sont configurés pour délivrer N premiers résultats obtenus à partir du train issu d'un seul convertisseur, et les moyens de traitement matriciel sont configurés pour élaborer une matrice intermédiaire à partir d'une combinaison linéaire de N deuxièmes matrices circulantes constantes respectivement issues de N premières matrices circulantes constantes, ladite combinaison étant pondérée par les N premiers résultats de corrélation, et une matrice pseudo-inverse de ladite matrice intermédiaire, cette matrice pseudo- inverse formant ladite matrice finale. Chaque première matrice circulante constante de rang i, avec i variant de 1 à N, est alors par exemple une matrice de taille MxM dont les coefficients sont tous nuls lorsque i est égal à 0 modulo M, et dont les coefficients, lorsque i est différent de 0 modulo M, sont égaux à 1 si l'indice de ligne est égal à l'indice de colonne, à -0,5 si l'indice de colonne est égal à l'indice de ligne plus ou moins 1 modulo M, et à 0 sinon, chaque deuxième matrice circulante étant la première matrice circulante débarrassée de sa première colonne. Selon un mode de réalisation les moyens d'estimation sont configurés pour effectuer plusieurs estimations successives de façon à délivrer plusieurs jeux successifs de M-1 coefficients de décalage, et les moyens de correction sont configurés pour effectuer plusieurs traitements de corrections successifs utilisant successivement les jeux successifs estimés de M-1 coefficients de décalage. Selon une variante le dispositif comprend en outre un deuxième module de traitement configuré pour effectuer avant ou après le premier traitement, un deuxième traitement comprenant, après une phase transitoire, une égalisation des puissances moyennes des différents trains initiaux d'échantillons initiaux effectuée au vol et au rythme de délivrance des échantillons, à partir des valeurs d'échantillons initiaux de ces trains initiaux, de façon à délivrer des trains traités d'échantillons traités, un train initial pouvant être un train issu du convertisseur correspondant ou bien un train traité délivré par le premier module de traitement. Selon un mode de réalisation l'un des trains initiaux est pris comme train initial de référence, et le deuxième module de traitement comprend un premier bloc configuré pour effectuer au vol et au rythme de délivrance des échantillons initiaux, pour chacun des autres trains initiaux, une estimation du gain relatif entre le convertisseur correspondant et le convertisseur associé audit train initial de référence, et un deuxième bloc configuré pour effectuer au vol et au rythme de délivrance des échantillons initiaux, une correction des valeurs des échantillons initiaux de chacun des autres trains initiaux par le gain relatif correspondant. Selon un mode de réalisation le premier bloc comprend un premier circuit configuré pour déterminer une moyenne, par exemple une moyenne mobile modifiée, des valeurs absolues d'échantillons initiaux du train initial de référence, des deuxièmes circuits respectivement configurés pour déterminer pour les autres trains initiaux, les moyennes, par exemple des moyennes mobiles modifiées, des valeurs absolues d'échantillons initiaux de ces autres trains initiaux, et des troisièmes circuits respectivement configurés pour déterminer des rapports entre ladite moyenne des valeurs absolues d'échantillons initiaux du train initial de référence et les moyennes des valeurs absolues d'échantillons initiaux des autres trains initiaux, lesdits rapports étant représentatif desdits gains relatifs. Le deuxième bloc comprend par exemple des diviseurs respectivement configurés pour diviser des valeurs des échantillons initiaux desdits autres trains initiaux par les gains relatifs estimés correspondants. Selon une autre variante le dispositif comprend en outre un troisième module de traitement configuré pour effectuer, avant ou après le premier traitement, et le cas échéant avant ou après le deuxième traitement, un troisième traitement comprenant, après une phase transitoire, pour chaque échantillon primaire courant de chaque train primaire issu du convertisseur correspondant, une élaboration d'un mot numérique de correction appartenant à une séquence pseudo-aléatoire de mots numériques dont la moyenne des valeurs est égale ou quasi égale à une valeur du décalage dudit convertisseur correspondant estimée à partir des valeurs d'échantillons primaires du train primaire issu du convertisseur correspondant, et une soustraction dudit mot numérique de correction à un échantillon intermédiaire courant obtenu à partir de cet échantillon primaire courant de façon à délivrer un échantillon courant corrigé. Un train primaire peut être un train délivré par le convertisseur correspondant ou un train traité délivré par le premier ou le deuxième module de traitement. Selon un mode de réalisation dans lequel les échantillons corrigés sont codés sur n bits, le troisième module de traitement comprend, pour chaque train primaire d'échantillons primaires, un premier bloc configuré pour estimer ladite valeur du décalage dudit convertisseur correspondant codée sur b bits et associée audit échantillon primaire courant, b étant supérieur à n, et un deuxième bloc configuré pour déterminer ledit mot numérique de correction codé sur n bits à partir de la valeur estimée de décalage codée sur b bits délivrée par le premier bloc et de b-n bits d'un mot numérique initial issu d'un générateur d'une séquence pseudo-aléatoire initiale de mots numériques initiaux dont les valeurs ont une moyenne nulle ou quasi nulle. Le deuxième bloc comprend par exemple ledit générateur de ladite séquence pseudo-aléatoire initiale, des moyens de modification configurés pour délivrer un mot numérique modifié comportant les b-n bits du mot numérique initial complétés par n bits de poids forts ayant tous la même valeur logique, et des moyens de sommation configurés pour sommer le mot numérique modifié et ladite valeur estimée de décalage, le mot numérique de correction étant formé par les n bits de poids forts du mot de b bits délivré par les moyens de sommation. Selon un mode de réalisation, le troisième module de traitement est configuré pour estimer la valeur du décalage de tension du convertisseur correspondant par une moyenne mobile modifiée des valeurs des échantillons primaires issus de ce convertisseur. Selon un autre aspect il est proposé un circuit intégré incorporant un dispositif de traitement tel que défini ci-avant. D' autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée de modes de mise en oeuvre et de réalisation, nullement limitatifs, et des dessins annexés sur lesquels : les figures 1 à 25 ont trait à différents modes de mise en oeuvre et de réalisation d'un procédé et d'un dispositif de traitement selon l'invention. Sur la figure 1, la référence SCV désigne un système ou structure de conversion analogique numérique d'un signal analogique x(t). Dans l'exemple décrit ici, le système de conversion analogique numérique est à entrelacement temporel comprenant plusieurs 20 convertisseurs analogiques numériques (ici M convertisseurs analogiques numériques) ADC0-ADCm_1 temporellement entrelacés. Le convertisseur analogique numérique ADC., est piloté par le signal d'horloge clkm. Comme illustré plus particulièrement sur la figure 2, la 25 fréquence du signal d'horloge clkm est égale à Fs/M où Fs désigne la fréquence effective à laquelle le signal analogique x(t) est échantillonné. Fs peut être typiquement égale à plusieurs GHz ou plusieurs dizaines de GHz. La période de chaque signal d'horloge clkm est égale à MTs où Ts désigne la période du signal d'horloge clk ayant 30 Fs comme fréquence. Par ailleurs, l'échantillonnage du signal analogique x(t) est effectué en parallèle et sur cette figure 2 qui illustre un cas théorique parfait, chaque convertisseur ADC., échantillonne le même signal analogique avec un décalage temporel égal à Ts par rapport au convertisseur précédent. Chaque convertisseur ADC,,, délivre dans ce mode de réalisation un train original d'échantillons originaux 3-(in[1]. Cela étant, comme illustré sur la figure 3, il peut y avoir un décalage d'horloge (« timing skew ») entre les différents signaux d'horloge clk. Plus précisément, si l'on considère l'un des signaux d'horloge comme étant le signal de référence, par exemple le signal clko, chaque signal d'horloge clko, est décalé temporellement d'un décalage temporel Ato, par rapport à ce signal d'horloge de référence. Généralement, les décalages temporels ôt', sont petits comparés à la période Ts. On suppose donc que le rapport kinl= 18(in r-rs1 est bien inférieur à 1, typiquement inférieur à 1%. ro, désigne ici un coefficient de décalage représentatif du décalage d'horloge entre le train original issu du convertisseur ADC,,, et le train de référence, en l'espèce le train issu du convertisseur ADC0. Les M convertisseurs analogiques/numériques du système de conversion SCV n'ont généralement pas le même décalage d'horloge. Ce désappariement en décalage d'horloge rajoute sur le spectre fréquentiel du signal de sortie des images parasites atténuées du spectre fréquentiel du signal d'entrée autour des fréquences multiples de Fs/M. Il est donc proposé un procédé de traitement du signal à échantillonner, visant à compenser ce désappariement en décalage d'horloge. Ce procédé de traitement est mis en oeuvre au sein d'un dispositif de traitement DIS dont les M bornes d'entrée BE0-BEm-1 reçoivent les M trains d'échantillons 3-(in[1], avec m variant de 0 à M-1. A cet égard, le dispositif DIS comporte un premier module de traitement MT1 délivrant en sortie des trains traités d'échantillons traités im[k], avec m variant de 0 à M-1. D'une façon générale, le premier module de traitement MT1 comporte des moyens d'estimation configurés pour effectuer, pour les M-1 trains originaux autres que le train original de référence, au moins une estimation d'un jeu de M-1 coefficients de décalage m (m variant de 1 à M-1) respectivement représentatifs des décalages d'horloge entre ces M-1 autres trains originaux et le train de référence. Le coefficient0 est pris égal à 0 puisqu'il s'agit de la référence. Le module MT1 comporte par ailleurs des moyens de correction configurés pour effectuer au moins un traitement de correction des M1 autres trains en utilisant notamment ces M-1 coefficients de décalage. On se réfère maintenant plus particulièrement aux figures 4 à 9 pour illustrer une première version simplifiée de réalisation du module MT1 du dispositif DIS. Sur la figure 4, on voit que les M-1 trains originaux d'échantillons 3-(in[1] arrivent en parallèle et sont « sérialisés » par un multiplexeur MUX (M échantillons du signal échantillonné respectivement issus des M convertisseurs se suivent). Les moyens d'estimation MST, destinés à estimer les M-1 coefficients de décalage m variant de 1 à M-1 ( étant pris ici égal à 0) comportent un filtre dérivatif FD, des moyens de corrélation comportant ici deux blocs de corrélation BCR1 et BCR2, et des moyens de traitement matriciel MTM. Les moyens de correction MCR reçoivent les échantillonsin[k] du signal échantillonné, le signal dérivé xp[k] délivré par le filtre dérivatif ainsi que les coefficients de décalage estimés m variant de 0 à M-1. Tant que les coefficients m n'ont pas été estimés, les échantillons sont par exemple corrigés avec des valeurs nulles. De même, l'estimation peut être effectuée une seule fois, le jeu de coefficients m restant alors valable pendant toute la durée du fonctionnement du dispositif. Toutefois, l'estimation peut être ré-effectuée à plusieurs reprises (flèche 40 figure 4) de façon à réactualiser le jeu de coefficients de décalage m pour tenir compte notamment d'évolution de température de fonctionnement par exemple. Les échantillons corrigés iin[k] avec m variant de 0 à M-1, sont ensuite « reparallélisés » dans un démultiplexeur DMUX de façon à délivrer M trains traités d'échantillons traités im[k], avec m variant de 0 à M-1. Ce mode de réalisation utilisant une mise en série des échantillons originaux des différents trains originaux puis une remise en parallèle des trains traités, n'est qu'un exemple possible de réalisation. En effet, il serait tout à fait envisageable d'effectuer les traitements qui vont maintenant être décrits, de façon parallèle au moins pour certains d'entre eux. Le filtre dérivatif FD est, comme illustré sur la figure 5, un filtre de structure classique et connue ayant KD coefficients dl-dKD, et comportant un ensemble de bascules BSC pour retarder le signal et un ensemble de paires « soustracteur-multiplieur ». Le filtre FD reçoit ainsi les échantillons 3-[k] du signal échantillonné et délivre en sortie les échantillons correspondants xp[k] d'un signal dérivé représentatif de la dérivée temporelle du signal échantillonné. La réponse D(z) du filtre FD est définie par la formule (I) ci-dessous : D(z)=EKD- Z-k (I) k=1 Ce filtre permet d'effectuer une dérivation sur la totalité de la bande de Nyquist ou sur une portion limitée du spectre suivant la valeur choisie pour les coefficients dk. Outre le signal dérivé xd[k], le filtre FD délivre ici, en sortie du soustracteur STR1 connecté au multiplieur MX1, un signal filtré partiel I3[k] représentatif d'une différence entre une paire de versions encadrantes du signal échantillonné. Plus précisément, dans cet exemple, un échantillon I3[k] de ce signal filtré partiel représente la différence pondérée entre l' échantillon suivant immédiatement et l'échantillon précédant immédiatement un échantillon courant du signal échantillonné. Il convient de noter ici que le signal filtré partiel I3[k] peut être considéré comme étant issu du signal échantillonné 3-[k] par un filtre à réponse impulsionnelle finie dont les coefficients sont (-1, 0, +1). Et, dans ce mode de réalisation, ce filtre est réalisé avec une partie des moyens utilisés pour réaliser le filtre dérivatif FD. Comme illustré sur la figure 6, le bloc BCR1 des moyens de corrélation effectue une corrélation entre un premier signal SS1 tiré du signal dérivé xp[k], et un troisième signal SS3 tiré de la différence pondérée I3[k]. Le bloc BCR1 délivre alors un paramètre F obtenu par ladite corrélation effectuée sur L échantillons selon la formule (II) ci- dessous : L_1 e=ii Lem]. X D [kIVI] k=0 L peut être par exemple de l'ordre de un million. Le premier SS1 comporte les échantillons xr[km] du signal dérivé associé à l'un seulement des M trains originaux, puisque les échantillons de ce premier signal SS1 sont les échantillons du signal dérivé sous-échantillonné d'un facteur M. De même, le troisième signal SS3 comprend les échantillons 13[km]associés au même train original que celui associé au premier signal S S1 . Ce paramètre F forme ainsi un premier résultat de corrélation. Comme illustré sur la figure 7, le bloc BCR2 effectue M corrélations entre les échantillons ','"[k] et les échantillons correspondants du signal partiel filtré délivré ici par le filtre dérivatif FD et correspondant ici à la différence pondérée I3[k]. Ces M corrélations, effectuées là encore sur L échantillons, délivrent respectivement M paramètres F., avec m variant de 0 à M-1, chaque paramètre F., étant obtenu par la formule (III) ci-dessous : L-1 F11, = [km+ p [km + in] ME [0,...,1\4-1] L 1-4 k=0 Ces paramètres F. forment M deuxièmes résultats de corrélation et sont respectivement associés aux M convertisseurs ADC. Comme illustré sur la figure 8, les moyens de traitement matriciel MTM vont utiliser le premier résultat de corrélation F et les M deuxièmes résultats de corrélation Fo-Fm_I pour déterminer les coefficients de décalage estimés étant bien entendu que î est pris égal à O. A cet égard, une matrice finale FL ayant M-1 lignes et M colonnes est élaborée à partir d'une première matrice circulante constante H' de taille MxM et du premier résultat de corrélation F Plus précisément, dans cette variante simplifiée, la matrice circulante constante H', de taille MxM, possède des coefficients satisfaisants aux conditions suivantes : - lorsque l'indice de ligne est égal à l'indice de colonne de la matrice, les coefficients sont égaux à 1 ; - lorsque l'indice de colonne est égale à l'indice de ligne plus ou moins 1 modulo M, le coefficient correspondant est égal à -0,5 ; - le coefficient est égal à 0 pour toutes les autres valeurs des indices de ligne et de colonne. Une matrice intermédiaire H, ayant M lignes et M-1 colonnes est alors élaborée en supprimant la première colonne de la matrice H'. On élabore alors la matrice F' qui est la matrice pseudo inverse de la matrice intermédiaire H. Plus précisément, la matrice F' est définie par la formule (IV) ci-dessous : F'= (HTH) 1HT (IV) dans laquelle HT est la transposée de la matrice H. Comme cette matrice pseudo inverse F' ne dépend pas du signal échantillonné, ces coefficients peuvent être avantageusement mémorisés dans une mémoire du dispositif DIS. Les coefficients de la matrice finale FL sont alors obtenus par une pondération des coefficients de la matrice pseudo inverse F' avec le premier résultat de corrélation F En l'espèce, cette pondération est une division effectuée dans un diviseur DIVM. Les moyens de traitement matriciel MTM comportent alors un opérateur PRM configuré pour effectuer le produit matriciel de la matrice finale FL par le vecteur F de façon à obtenir les coefficients de décalage estimés Comme illustré sur la figure 9, les moyens de correction MCR corrigent les échantillons ',-"[k] avec les échantillons xp[k] du signal dérivé et les coefficients de décalage estimés Plus précisément, les moyens de correction MCR utilisent M-1 deuxièmes signaux SS2', (avec m variant de 1 à M-1). Ces deuxièmes signaux SS2', sont tirés du signal dérivé xp[k] et comprennent respectivement les échantillons du signal dérivé respectivement associés aux M-1 trains originaux, autres que le train de référence. Et, les échantillons corrigés im[k] issus du train délivré par le convertisseur ADC., sont obtenus par une approximation de Taylor du premier ordre selon la formule (V) ci-dessous : = 1111- X D [kM 11[1] ( V ) A cet égard, les moyens de correction MCR comportent simplement un multiplieur MX et un soustracteur STR2. La figure 10 illustre schématiquement et de façon graphique, la correction de l'échantillon délivré par le convertisseur ADC', qui va devenir l'échantillon corrigé î. Bien entendu, les échantillons 3-(0[11 ne sont pas corrigés puisque le coefficient de décalage associé î est égal à 0. Leur valeur reste donc inchangée. On se réfère maintenant plus particulièrement aux figures 11 à 16 pour décrire un autre mode de réalisation du premier module de traitement MT1 qui correspond à une version généralisée par rapport à celle qui a été décrite précédemment. Plus précisément, par rapport au mode de réalisation de la figure 4, les moyens d'estimation MST comportent en particulier un filtre supplémentaire FH dont on reviendra plus en détails ci-après sur la structure et la fonction. Là encore, l'estimation des coefficients de décalage peut être effectuée plusieurs fois (flèche 110, figure 11). Le filtre dérivatif FD1 utilisé dans ce mode de réalisation et illustré sur la figure 12, est de structure analogue à celle qui a été décrite en référence à la figure 5. Mais, cette fois-ci, le soustracteur STR1 de ce filtre dérivatif FD1 ne délivre pas de différence pondérée. La seule sortie du filtre dérivatif FD1 est le signal dérivé xp[k]. Comme illustré sur la figure 13, le filtre FH est structurellement identique au filtre FD1 mais comporte cette fois-ci N coefficients hi, avec i variant de 1 à N (N est égal à KH mentionné sur les figures). Chaque multiplieur MX, du filtre H délivre une différence pondérée I3[k] d'une paire de versions encadrantes du signal échantillonné. Plus précisément, pour un échantillon courant du signal échantillonné, I31[k] représente la différence pondérée entre l'échantillon suivant (rang n+1) et l'échantillon précédant (rang n-1) cet échantillon courant (rang n). I32[k] représente la différence pondérée entre l'échantillon de rang n+2 et l'échantillon de rang n-2, et ainsi de suite jusqu'à PkH[k]. Le filtre FH permet ainsi de pondérer différemment les différentes zones fréquentielles du signal analogique en fonction des valeurs des coefficients h,. Le signal filtré global xii[k], délivré en sortie du filtre FH est par conséquent la somme de toutes les N différences pondérées MO, avec i variant de 1 à N. Comme illustré sur la figure 14, le bloc BCR1 des moyens de corrélation effectue cette fois-ci N premières corrélations entre d'une part L échantillons du premier signal SS1 tiré du signal dérivé x],[k] d'une façon analogue à ce qui a été décrit en référence à la figure 6, et d'autre part L échantillons de chaque signal SS3, tiré de la différence pondérée correspondante MO, d'une façon analogue à ce qui a été décrit ci-avant sur la figure 6 pour le signal SS3. Chaque premier résultat de corrélation e, peut donc être obtenu par la formule (VIII) ci-dessous : L_1 ie [1,...,KH] = E [km]. X D [kIVI] k=0 Le bloc BCR2 effectue cette fois-ci M deuxièmes corrélations entre respectivement les échantillons des M trains originaux et les échantillons correspondants du signal filtré global xH, délivrant ainsi les M deuxièmes résultats de corrélation F. Ces deuxièmes résultats de corrélation F', peuvent être ainsi obtenus par la formule (IX) ci-dessous : L-1 Fm = -1 E[kM± in] - Xi/ [kM 111] me [0,...,M-1] (IX) L k=0 Le traitement matriciel effectué par les moyens de traitement matriciel MTM illustrés sur la figure 16, est cette fois-ci plus complexe que celui qui a été décrit en référence à la figure 8. Ainsi, deux blocs BL1, BL2, permettent d'élaborer la matrice finale F. Plus précisément, N premières matrices circulantes H' avec i variant de 1 à N, sont stockées dans une mémoire du dispositif. Chaque première matrice circulante de rang i, H'' est une matrice de taille MxM dont les coefficients sont tous nuls lorsque i est égal à 0 modulo M. Par contre, lorsque i est différent de 0 modulo M, i variant de 1 à N, alors les coefficients de cette première matrice circulante sont égaux à 1 si l'indice de ligne est égal à l'indice de colonne, à -0,5 si l'indice de colonne est égal à l'indice de ligne plus ou moins 1 modulo M, et à 0 sinon. Il convient de noter ici que N peut être éventuellement supérieur à M. Une deuxième matrice circulante constante H, est alors définie comme étant la première matrice circulante H', débarrassée de sa première colonne. Ces N deuxièmes matrices circulantes peuvent être stockées dans une mémoire du dispositif. Le bloc BL1 peut alors élaborer une matrice intermédiaire H par une combinaison linéaire des N deuxièmes matrices circulantes constantes FL, cette combinaison étant pondérée par les N premiers résultats de corrélation el, selon la formule (X) ci-dessous : H = EFiHi (X) Le bloc BL2 élabore ensuite la matrice finale F, qui est la matrice pseudo inverse de la matrice intermédiaire H, selon la formule (XI) ci-dessous : F= (HTH) 1HT (XI) Puis, d'une façon analogue à ce qui a été décrit en référence à la figure 8, l'opérateur PRM effectue le produit matriciel de la matrice finale F avec le vecteur F de façon à délivrer le vecteur î contenant les M coefficients de décalage îo -îm_1, étant bien entendu que î est égal à 0. La correction des échantillons effectuée par les moyens de correction MCR est analogue à celle qui a été décrite en référence aux figures 9 et 10. Le module de traitement MT I peut être réalisé par un circuit intégré spécifique (ASIC) ou bien éventuellement de façon logicielle au sein d'un microprocesseur ou encore au sein d'un réseau logique programmable (« FPGA : Field Programmable Gate Array »). Un convertisseur analogique peut présenter également un décalage (« offset »). Ce décalage est généralement un décalage en tension. En présence d'un tel décalage, une valeur nulle du signal analogique d'entrée se traduit par un mot numérique non nul. L'offset se traduit ainsi par un décalage horizontal de la caractéristique de transfert du convertisseur. Les M convertisseurs analogiques numériques du système de conversion SCV n'ont généralement pas le même décalage. Ce désappariement entre les différents décalages se traduit dans le spectre fréquentiel du signal échantillonné, par des raies parasites apparaissant à des fréquences multiples de Fs/M. Les M convertisseurs analogiques numériques du système de conversion SCV n'ont également généralement pas le même gain. Ce désappariement en gain rajoute sur le spectre fréquentiel du signal de sortie des images parasites atténuées du spectre fréquentiel du signal d'entrée autour des fréquences multiples de Fs/M. Il est donc proposé un procédé de traitement du signal échantillonné visant en outre à estimer pour chacun des convertisseurs ADC., une valeur de son décalage, et à corriger les échantillons en conséquence de façon à compenser le désappariement tout en étalant sur tout le spectre fréquentiel les raies résiduelles résultant de la quantification du signal corrigé. Il est également proposé un procédé de traitement du signal échantillonné visant en outre à compenser le désappariement en gain des convertisseurs. Une telle variante de réalisation est illustrée plus précisément sur les figures 17 à 21. Plus précisément, comme illustré sur la figure 17, le traitement de compensation en décalage d'horloge (« skew mismatch compensation ») est effectué dans le premier module de traitement MT1. Le traitement de compensation en gain est effectué dans un deuxième module MT2 précédant ici le premier module MT1. Le traitement de compensation en décalage (« offset ») est effectué dans un troisième module de traitement précédant ici le deuxième module de traitement. Il convient de noter ici que bien que les trois modules aient été représentés connectés en série de façon fonctionnelle (correspondant ici à un traitement de compensation d'offset précédant le traitement de compensation en gain, précédant le traitement de compensation en décalage d'horloge), certains des moyens matériels utilisés dans ces modules peuvent être communs à différents modules. Il convient également de noter que l'ordre des trois traitements de compensation peut être quelconque, bien qu'en pratique effectuer la compensation en gain avant la compensation en décalages d'horloges soit préférable. Les M convertisseurs ADC., délivrent donc ici M trains d'échantillons primaires a7x [k Le module MT3 délivre en conséquence M trains corrigés d'échantillons corrigés b3-(m[k] qui sont alors considérés pour le module MT2 comme des trains primaires d'échantillons primaires. Le module MT2 délivre donc à son tour M trains traités d'échantillons traités 3-(m[1] qui sont alors considérés comme étant les M trains originaux d'échantillons originaux traités par le premier module de traitement MT1 qui va délivrer en sortie les M trains d'échantillons traités im[k]. Les traitements effectués au sein du troisième module de traitement MT3 sur chacun des M trains d'échantillons sont identiques. Ils sont par exemple effectués en parallèle. On ne décrira maintenant, en se référant plus particulièrement aux figures 18 à 20, que les traitements effectués sur le train primaire d'échantillons primaires e m [1( ] issu du convertisseur ADCm. Le module de traitement MT3 est donc configuré pour, pour chaque échantillon primaire courant de ce train primaire, élaborer un mot numérique de correction mcm[k] appartenant à une séquence pseudoaléatoire de mots numériques dont la moyenne des valeurs est égale ou quasi égale à la valeur estimée du décalage en tension ôn[k] du convertisseur correspondant ADCm, cette valeur de décalage ôn[k] étant calculée à partir des valeurs d'un groupe d'échantillons primaires, en effectuant ici une moyenne mobile modifiée. Par ailleurs, le module de traitement MT3 est configuré pour soustraire, dans un soustracteur STR, le mot numérique de correction mcm[k] de l'échantillon primaire courant e m [1( ] de façon à délivrer l'échantillon corrigé b3-(m[k]. L'échantillon corrigé b3-(m[k] peut être alors obtenu par la formule (XII) ci-dessous : [k] = Wx-m [k] - mc m [k] (XII) Et même si les traitements décrits ici sont appliqués dès le premier échantillon primaire courant, ce n'est seulement qu'après une phase transitoire de plusieurs périodes de L échantillons, que la moyenne des valeurs des mots de corrections aura convergé vers la valeur du décalage en tension du convertisseur correspondant avec une précision acceptable. Le nombre L peut être là encore par exemple choisi de l'ordre d'un million. Comme illustré sur la figure 18, les échantillons primaires m [1(], issus du convertisseur ADCm, sont dans cet exemple codés sur n bits, par exemple 10 bits, de même que les échantillons corrigés b3-(m[k]. Le module de traitement MT3 comprend alors, associé au convertisseur ADC'' un premier bloc BLC1', configuré pour, à partir des valeurs e in[k] d'un groupe d'échantillons primaires, estimer ici en effectuant une moyenne mobile modifiée de période L échantillons, la valeur du décalage ôn[k]. Le décalage ôn[k] peut être alors obtenu par la formule (XIII) ci-dessous : m[k] = 0 [k [k - 11 e( [k] (XIII) L L ôm[0] est pris égal à 0. Le nombre L peut être par exemple choisi égal à une puissance de 2 afin d'éviter l'utilisation d'un diviseur, cette opération de division pouvant alors être effectuée par un simple câblage. Ce décalage (offset) est déterminé sur un nombre de bits b supérieur à n. Le nombre b peut par exemple être pris égal à 16. Le deuxième bloc BLC2', du module de traitement MT3, associé également au convertisseur ADC'' comprend, comme illustré plus particulièrement sur la figure 19, un générateur GEN configuré pour délivrer une séquence pseudo-aléatoire initiale de mots numériques initiaux a1[k] dont les valeurs ont une moyenne nulle ou quasi nulle. Comme illustré sur la figure 20, le générateur GEN peut être par exemple du type basé sur un registre à décalage à rétroaction linéaire ou LFSR (« Linear Feedback Shift Register »), de structure et de fonctionnement bien connus de l'homme du métier. Plus précisément, comme illustré sur la figure 20, le registre à décalage comporte ici q bascules BSC1-BSCq connectées en série et rebouclées par l'intermédiaire de plusieurs portes logiques, ici trois portes logiques PLI, PL2, PL3, par exemple du type OU EXCLUSIF. Au rythme du signal d'horloge clkm par exemple, commandant les bascules, les q sorties des bascules délivrent les q bits d'un mot numérique initial a1[k] de la séquence pseudoaléatoire. En théorie, les valeurs des mots a1[k] ont une moyenne nulle lorsque q est égal à l'infini. En pratique, lorsque q a une valeur élevée, par exemple 32, on peut estimer que les valeurs des mots a1[k] ont une moyenne nulle ou quasi nulle. Bien entendu, ce type de générateur aléatoire n'est qu'un exemple particulier non limitatif. D'autres types de générateurs aléatoires bien connus de l'homme du métier peuvent être également utilisés comme par exemple un générateur congruentiel linéaire. Le bloc BLC2', comporte également des moyens de modification M1 configurés pour délivrer un mot numérique modifié a2[k] comportant dans cet exemple les b-n bits de poids faibles du mot numérique initial a1[k] complétés par n bits de poids forts ayant tous la même valeur logique, ici la valeur logique O. En pratique, les moyens de modification M1 peuvent être réalisés simplement par câblage, les n emplacements d'un registre destinés à contenir le mot a2[k] et correspondant aux n bits de poids forts étant par exemple reliés en permanence à la masse. Le mot numérique modifié a2[k] a par conséquent b bits et est sommé dans des moyens de sommation SM, typiquement un additionneur classique, au décalage ôn[k] également codé sur b bits. Le résultat de la sommation est un mot sur b bits auquel des moyens M2 retirent les b-n bits de poids faibles de façon à ne conserver que n bits et former ainsi le mot numérique de correction mcm[k]. Là encore, les moyens M2 peuvent très bien être réalisés simplement par câblage. On voit donc que, puisque l'on rajoute à des mots numériques d'une séquence pseudoaléatoire initiale de valeur moyenne nulle, la valeur estimée ôn[k] du décalage, la séquence pseudoaléatoire de mots de correction fournie par le bloc BLC2', a pour moyenne cette valeur de décalage. La valeur du mot numérique de correction mcm[k] peut donc être parfois supérieure à la valeur du décalage, parfois inférieure, parfois égale. Ces séquences pseudoaléatoires délivrées par les M blocs BLC2., permettent ainsi d'étaler sur tout le spectre du signal les raies résiduelles causées par les erreurs de quantification sur le signal corrigé. Le module de traitement MT3 peut être réalisé par un circuit intégré spécifique (ASIC) ou bien éventuellement de façon logicielle au sein d'un microprocesseur ou encore au sein d'un réseau logique programmable (« FPGA : Field Programmable Gate Array »). Ce traitement de compensation d' offset peut présenter différentes variantes. Ainsi, bien qu'avantageuse car permettant d' actualiser continuellement les valeurs de décalage estimées, notamment en présence de modifications de température par exemple, la moyenne mobile modifiée effectuée par chaque bloc BLCI., peut être remplacée par une moyenne fixe effectuée sur un groupe de L échantillons ou tout autre type de moyenne. Par ailleurs, il n'est pas nécessaire d'utiliser tous les bits des échantillons primaires pour estimer une valeur de décalage. On peut utiliser un nombre de bits inférieur, par exemple deux bits, ce qui nécessitera alors un temps de convergence plus long et donc une phase transitoire plus longue. Les b-n bits du mot numérique initial ne sont pas nécessairement les b-n bits de poids faibles mais peuvent être b-n bits quelconques de ce mot numérique initial. Afin de diminuer le bruit dû aux résidus d'offset, l'échantillon courant corrigé b3-(m[k] peut être codé sur un plus grand nombre de bits que celui de l'échantillon primaire courant e m[k] délivré par le convertisseur correspondant ADC.' Ainsi si l'on suppose que l'échantillon primaire courant e m[k] est codé sur n' bits et que l'échantillon courant corrigé b3-(m[k] est codé sur n bits, avec n supérieur à n', le premier bloc BLCI', prend n' bits en entrée et sort toujours b bits avec b supérieur à n. Le soustracteur STR soustrait toujours le mot de correction de n bits, mais cette fois ci non pas à l'échantillon primaire courant a7x [k de n' bits, mais à un échantillon intermédiaire courant de n bits obtenu en complétant l'échantillon primaire courant e in[k] par n-n' bits de poids faibles égaux à O. Là encore, cette obtention de l'échantillon intermédiaire courant peut s'effectuer simplement par câblage. En ce qui concerne le traitement de compensation du désappariement en gain effectué par le deuxième module de traitement MT2, il comporte avantageusement une égalisation des puissances moyennes des différents trains initiaux d'échantillons initiaux, effectuée au vol et au rythme de délivrance des échantillons, à partir des valeurs des échantillons de ces trains initiaux. Les puissances moyennes sont déterminées ici par des moyennes mobiles modifiées de période L échantillons. Et même si les traitements qui vont être décrits ici sont appliqués dès le premier échantillon courant, ce n'est seulement là encore qu'après une phase transitoire de plusieurs périodes de L échantillons, que les valeurs des puissances moyennes auront convergé vers des valeurs exactes ou quasi exactes avec une précision acceptable. Le nombre L peut être par exemple choisi là encore de l'ordre d'un million. Comme illustré sur la figure 21, l'un des trains initiaux est pris comme train de référence. Dans l'exemple décrit ici, il s'agit du train initial d'échantillons initiaux délivrés par le convertisseur ADC0. Les traitements effectués sur chacun des autres M-1 trains initiaux d'échantillons initiaux sont identiques. Ils sont par exemple effectués en parallèle. Le deuxième module de traitement MT2 comprend un premier bloc BLC10 configuré pour effectuer au vol et au rythme de délivrance des échantillons initiaux b3-(in[k], pour chacun des autres trains, une estimation du gain relatif entre le convertisseur correspondant et le convertisseur ADC0 délivrant ledit train de référence, et un deuxième bloc BLC20 configuré pour effectuer au vol et au rythme de délivrance des échantillons initiaux b3-(in[k], une correction des valeurs des échantillons de chacun des autres trains par le gain relatif correspondant. On ne décrira maintenant, en se référant plus particulièrement à la figure 21, que les traitements effectués sur le train d'échantillons b3-(in[k] issu du convertisseur ADCo' m étant différent de 0, ainsi que les moyens matériels correspondants. Le premier bloc BLC10 comprend un premier circuit CR0 configuré pour déterminer la moyenne mobile modifiée des valeurs absolues des échantillons initiaux b3-(0[k] du train de référence. Le premier bloc BLC10 comprend également un deuxième circuit CRo, configuré pour déterminer la moyenne mobile modifiée des valeurs absolues des échantillons initiaux b3-(in[k] du train issu du convertisseur ADCm. Le premier bloc BLC10 comprend encore un troisième circuit DIVo, configuré pour déterminer le rapport entre la moyenne des valeurs absolues des échantillons b3-(0[k] du train de référence et la moyenne des valeurs absolues des échantillons b3-(in[k] du train issu du convertisseur ADCo' le rapport étant représentatif du gain estimé m[1] du convertisseur ADC0, relativement au convertisseur ADC0. Le premier circuit CR0 comprend un premier sous-circuit ABS() configuré pour délivrer la valeur absolue de l'échantillon b3-(0[k] présent en entrée. A titre d'exemple, le sous-circuit ABS() teste la valeur du bit de signe de l'échantillon. Si le bit de signe est positif, le sous-circuit ABS() délivre tels quels les bits de données de l'échantillon, représentant alors la valeur absolue de l'échantillon. Si le bit de signe est négatif, le sous-circuit ABS() inverse les bits de données de l'échantillon et ajoute 1 à l' échantillon intermédiaire ainsi obtenu, ces nouveaux bits de données représentant alors la valeur absolue de l'échantillon. Le sous-circuit ABS() peut ainsi être réalisé de façon très simple, en partie par câblage et en utilisant un multiplexeur, des inverseurs et un additionneur. La détermination d'une valeur absolue est par conséquent plus simple à réaliser que la détermination d'une puissance qui requiert une opération d'élévation au carré. Le premier circuit CRo comprend également un sous-circuit MYGo configuré pour, à partir des valeurs b3-(in[k] d'un groupe d'échantillons, déterminer ici en effectuant une moyenne mobile modifiée de période L échantillons, la valeur de l'expression suivante (formule XIV) : [k '0[1f -1] lbCo[k]l (XIV) j L MO] est pris égal à O. Le deuxième circuit CR., comprend un sous-circuit ABS., et un sous-circuit MYG'' structurellement et fonctionnellement identiques aux sous-circuits ABS() et MYGo. Le sous-circuit MYG., est configuré pour, à partir des valeurs b3-(in[k] d'un groupe d'échantillons, déterminer ici en effectuant une moyenne mobile modifiée de période L échantillons, la valeur de l'expression suivante (formule XV) j9', [k -1] Ibo- ni[k [k 1] (XV) An[0] est pris égal à O. Dans ces deux formules (XIV) et (XV) le nombre L peut être par exemple choisi égal à une puissance de 2 afin d'éviter l'utilisation d'un diviseur, cette opération de division pouvant alors être effectuée par un simple câblage. Un diviseur DIVm effectue ensuite le rapport entre ces deux expressions pour déterminer l'inverse du gain relatif m[1] du convertisseur ADC., par rapport au convertisseur ADC0, associé à l'échantillon initial courant b3-(in[k] (formule XVI) : 1 +111)C 0[1f11 Pfflk ( X V I ) L m ) ,grin [If Le deuxième bloc BLC20., comprend un moyen configuré pour diviser des valeurs des échantillons du train issu du convertisseur ADCm par le gain relatif estimé. Ce moyen est ici un multiplieur qui multiplie l'échantillon initial courant b3-(in[k] par l'inverse du gain relatif (formule XVII) pour délivrer l'échantillon traité 3-(in[1]: m [11= Xm [11 x 1 (XV I I ) g m [k] Le module de traitement MT2 peut également être réalisé par un ASIC ou bien éventuellement de façon logicielle au sein d'un microprocesseur, ou encore au sein d'un FPGA. Cela étant, l'ensemble du dispositif DIS peut être réalisé au sein d'un seul ASIC ou d'un seul FPGA ou encore de façon logicielle au sein d'un seul microprocesseur. Les figures 22 à 25 illustrent des résultats de simulation obtenus pour un dispositif du type de celui illustré sur la figure 17, exempt toutefois du module de traitement MT3, car connecté à une structure de conversion à entrelacement temporel dont les convertisseurs temporellement entrelacés sont supposés ne pas présenter de désappariement en décalage (« offset »). Dans le cas des figures 22 et 23, le signal analogique est un signal ayant un seul ton TN. Sur chacune des figures 22 à 25, on a représenté en ordonnée la puissance spectrale du signal échantillonné et en abscisse la fréquence normalisée F/Fs où F désigne la fréquence du signal échantillonné. Sur la figure 22 on voit que le signal échantillonné délivré en sortie des convertisseurs ADC., présente avant compensation dans le dispositif DIS, outre le ton TN, des tons parasites. Après compensation (figure 23), le signal échantillonné délivré en sortie du dispositif DIS présente toujours le ton TN mais, cette fois-ci, les raies parasites sont été supprimées. Dans le cas des figures 24 et 25, le signal d'entrée est un signal multitons possédant plusieurs tons utiles TN,. Là encore, on voit que le signal échantillonné délivré par les convertisseurs présente, outre ces tons TN' des bandes fréquentielles parasites (figure 24). Là encore, après compensation par le dispositif DIS, ces bandes parasites ont été supprimées (figure 25). REVENDICATIONS1. Procédé de traitement d'un signal échantillonné comportant M trains originaux d'échantillons originaux (3-(in[1]) respectivement issus de M convertisseurs entrelacés temporellement, M étant supérieur à deux, le procédé comprenant un premier traitement comprenant une sélection d'un train original en tant que train de référence, et pour les M-1 autres trains originaux, au moins une estimation (MST) d'un jeu de M-1 coefficients de décalage (m[1]) respectivement représentatifs de décalages d'horloge entre ces M-1 autres trains originaux et le train de référence, ladite au moins une estimation comportant d'une part un traitement de corrélation (BCR1, BCR2) faisant intervenir au moins une partie du signal échantillonné, au moins une partie d'au moins un premier signal (SS1) tiré d'un signal dérivé (x,,[k]) représentatif d'une dérivée temporelle du signal échantillonné et au moins une partie de N signaux filtrés partiels (I3,[k]) respectivement représentatifs de N différences pondérées entre N paires de versions encadrantes du signal échantillonné, N étant supérieur ou égal à 1, et d'autre part un traitement matriciel (MTM) sur les résultats de ce traitement de corrélation. 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel lesdites parties du signal échantillonné, dudit au moins un premier signal et du ou des signaux partiels filtrés sur lesquelles est effectué ledit au moins un traitement de corrélation (BCR1, BCR2) comprennent chacune un groupe de L échantillons du signal correspondant. 3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, dans lequel ledit premier signal (SS1) comprend les échantillons du signal dérivé associés à l'un des M trains et les M-1 deuxièmes signaux comprennent respectivement les échantillons du signal dérivé respectivement associés aux M-1 autres trains. 4. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel ledit traitement de corrélation comprend au moins un ensemble de N premières corrélations entre ladite au moins une partie dudit au moins un premier signal (SS1) et au moins une partie de N troisièmessignaux (SS3) respectivement tirés des N signaux filtrés partiels, délivrant au moins un ensemble de N premiers résultats de corrélations (e,). 5. Procédé selon les revendications 3 et 4, dans lequel les N troisièmes signaux (SS3,) comprennent les échantillons des N signaux filtrés partiels associés audit un des M trains, et ledit traitement de corrélation comprend un seul ensemble de N premières corrélations entre ladite au moins une partie dudit premier signal et ladite au moins une partie des N troisièmes signaux, délivrant un seul ensemble de N premiers résultats de corrélations (e,). 6. Procédé selon la revendication 4 ou 5, dans lequel lesdites parties des troisièmes signaux comprennent L échantillons. 7. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel ladite au moins une estimation (MST) comprend une élaboration d'un signal filtré global xi.,[k] résultant de la somme des N signaux filtrés partiels, et le traitement de corrélation comprend M deuxièmes corrélations entre respectivement les échantillons des M trains originaux et les échantillons correspondants du signal filtré global, délivrant M deuxièmes résultats de corrélation. 8. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel chaque corrélation du traitement de corrélation comprend une moyenne de L produits d'échantillons. 9. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel le traitement de corrélation délivre au moins un ensemble de N premiers résultats de corrélation (e,) et un ensemble de M deuxièmes résultats de corrélation (F.) et ledit traitement matriciel comprend une élaboration d'une matrice finale de taille (M-1)xM à partir d'au moins une première matrice circulante constante et des premiers résultats de corrélation et une multiplication des M deuxièmes résultats de corrélation avec les coefficients de ladite matrice finale, de façon à obtenir le jeu de M-1 coefficients de décalage. 10. Procédé selon la revendication 9, dans lequel N est égal à 1 et le traitement de corrélation délivre un seul premier résultat de corrélation (F) obtenu à partir du train issu d'un seul convertisseur, etl'élaboration de ladite matrice finale comprend une élaboration d'une matrice intermédiaire (H) à partir d'une seule première matrice circulante constante (H'), une élaboration d'une matrice pseudoinverse de ladite matrice intermédiaire et une pondération des coefficients de ladite matrice pseudo-inverse avec ledit premier résultat de corrélation de façon à obtenir les coefficients de ladite matrice finale. 11. Procédé selon la revendication 10, dans lequel la première matrice circulante constante (H') est une matrice de taille MxM dont les coefficients sont égaux à 1 lorsque l'indice de ligne est égal à l'indice de colonne, à -0,5 si l'indice de colonne est égal à l'indice de ligne plus ou moins 1 modulo M et à 0 sinon, ladite matrice intermédiaire (H) est la première matrice circulaire constante débarrassée de sa première colonne, et la pondération des coefficients de ladite matrice pseudo inverse comprend une division de ces coefficients par le premier résultat de corrélation (F) de façon à obtenir les coefficients de la matrice finale. 12. Procédé selon la revendication 9, dans lequel N est supérieur à 1 et le traitement de corrélation délivre N premiers résultats (e,) obtenus à partir du train issu d'un seul convertisseur, et l'élaboration de ladite matrice finale comprend une élaboration d'une matrice intermédiaire à partir d'une combinaison linéaire de N deuxièmes matrices circulantes constantes (H,) respectivement issues de N premières matrices circulantes constantes (H',), ladite combinaison étant pondérée par les N premiers résultats de corrélation (e,), et une élaboration d'une matrice pseudo-inverse (F) de ladite matrice intermédiaire, cette matrice pseudo-inverse formant ladite matrice finale. 13. Procédé selon la revendication 12, dans lequel chaque première matrice circulante constante (H',) de rang i, avec i variant de 1 à N, est une matrice de taille MxM dont les coefficients sont tous nuls lorsque i est égal à 0 modulo M, etdont les coefficients, lorsque i est différent de 0 modulo M, sont égaux à 1 si l'indice de ligne est égal à l'indice de colonne, à -0,5 si l'indice de colonne est égal à l'indice de ligne plus ou moins 1 modulo M, et à 0 sinon, chaque deuxième matrice circulante (H,) étant la première matrice circulante (H'i) débarrassée de sa première colonne. 14. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel le premier traitement comprend en outre au moins un traitement de correction (MCR) des M-1 autres trains faisant respectivement intervenir M-1 deuxièmes signaux tirés dudit signal dérivé et ledit jeu de M-1 coefficients de décalage, de façon à délivrer M trains traités incluant le train original de référence et M-1 trains originaux corrigés. 15. Procédé selon la revendication 14, dans lequel ledit au moins un traitement de correction (MCR) comprend une approximation de Taylor du premier ordre. 16. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel le premier traitement comprend plusieurs estimations successives de façon à délivrer plusieurs jeux successifs de M-1 coefficients de décalage, et le cas échéant plusieurs traitements de corrections successifs utilisant successivement les jeux successifs estimés de M-1 coefficients de décalage. 17. Procédé selon l'une des revendications précédentes, comprenant avant ou après le premier traitement (MT1), un deuxième traitement (MT2) comprenant, après une phase transitoire, une égalisation des puissances moyennes des différents trains initiaux d'échantillons initiaux effectuée au vol et au rythme de délivrance des échantillons, à partir des valeurs d'échantillons initiaux (h,-(in[k]) de ces trains initiaux, de façon à délivrer des trains traités d'échantillons traités (3-(in[1]), un train initial pouvant être un train délivré par le convertisseur correspondant ou bien un train traité par le premier traitement. 18. Procédé selon l'une des revendications précédentes, comprenant en outre, avant ou après le premier traitement (MT1), et le cas échéant avant ou après le deuxième traitement (MT2), un troisième traitement (MT3) comprenant, après une phase transitoire, pour chaque échantillon primaire courant de chaque train primaire issu du convertisseur correspondant, un train primaire pouvant être un train délivré par le convertisseur correspondant ou un train traité par le premier ou le deuxième traitement, une élaboration d'un mot numérique de correction (mcm[k]) appartenant à une séquence pseudo-aléatoire de mots numériques dont la moyenne des valeurs est égale ou quasi égale à une valeur du décalage (ôin[k]) dudit convertisseur correspondant estimée à partir des valeurs d'échantillons primaires du train primaire issu du convertisseur correspondant, et une soustraction dudit mot numérique de correction à un échantillon intermédiaire courant obtenu à partir de cet échantillon primaire courant de façon à délivrer un échantillon courant corrigé. 19. Dispositif de traitement, comprenant des moyens d'entrée (BE0-BEm_1) pour recevoir un signal échantillonné comportant M trains originaux d'échantillons originaux respectivement issus de M convertisseurs analogiques/numériques à entrelacement temporel, M étant supérieur à deux, l'un des trains originaux étant considéré comme train de référence, un premier module de traitement (MT1) comportant des moyens d'estimation (MST) configurés pour effectuer pour les M-1 autres train originaux, au moins une estimation d'un jeu de M-1 coefficients de décalage respectivement représentatifs de décalages d'horloge entre ces M-1 autres trains originaux et le train de référence, les moyens d'estimation comportant d'une part des moyens de corrélation (BCR1, BCR2) configurés pour effectuer un traitement de corrélation faisant intervenir au moins une partie du signal échantillonné, au moins une partie d'au moins un premier signal tiré d'un signal dérivé représentatif d'une dérivée temporelle du signal échantillonné et au moins une partie de N signauxfiltrés partiels respectivement représentatifs de N différences pondérées entre N paires de versions encadrantes du signal échantillonné, N étant supérieur ou égal à 1, et d'autre part des moyens de traitement matriciel (MTM) configurés pour effectuer un traitement matriciel sur les résultats de ce traitement de corrélation. 20. Dispositif selon la revendication 19, dans lequel lesdites parties du signal échantillonné, dudit au moins un premier signal et du ou des signaux partiels filtrés sur lesquelles est effectué ledit au moins un traitement de corrélation comprennent chacune un groupe de L échantillons du signal correspondant. 21. Dispositif selon la revendication 19 ou 20, dans lequel ledit premier signal comprend les échantillons du signal dérivé associés à l'un des M trains et les M-1 deuxièmes signaux comprennent respectivement les échantillons du signal dérivé respectivement associés aux M-1 autres trains. 22. Dispositif selon l'une des revendications 19 à 21, dans lequel les moyens de corrélation (BCR1) sont configurés pour effectuer au moins un ensemble de N premières corrélations entre ladite au moins une partie dudit au moins un premier signal et au moins une partie de N troisièmes signaux respectivement tirés des N signaux filtrés partiels, délivrant au moins un ensemble de N premiers résultats de corrélations. 23. Dispositif selon les revendications 21 et 22, dans lequel les N troisièmes signaux comprennent les échantillons des N signaux filtrés partiels associés audit un des M trains, et les moyens de corrélation (BCR1) sont configurés pour effectuer un seul ensemble de N premières corrélations entre ladite au moins une partie dudit premier signal et ladite au moins une partie des N troisièmes signaux, délivrant un seul ensemble de N premiers résultats de corrélations. 24. Dispositif selon la revendication 22 ou 23, dans lequel lesdites parties des troisièmes signaux comprennent L échantillons. 25. Dispositif selon l'une des revendications 19 à 24, dans lequel les moyens d'estimation (MST) sont en outre configurés pourélaborer un signal filtré global résultant de la somme des N signaux filtrés partiels, et les moyens de corrélation (BCR2) sont configurés pour effectuer M deuxièmes corrélations entre respectivement les échantillons des M trains originaux et les échantillons correspondants du signal filtré global, délivrant M deuxièmes résultats de corrélation. 26. Dispositif selon l'une des revendications 19 à 25, dans lequel les moyens de corrélation (BCR1, BCR2) sont configurés pour effectuer chaque corrélation en utilisant une moyenne de L produits d' échantillons. 27. Dispositif selon l'une des revendications 19 à 26, dans lequel les moyens de corrélation (BCR1, BCR2) sont configurés pour délivrer au moins un ensemble de N premiers résultats de corrélation et un ensemble de M deuxièmes résultats de corrélation et les moyens de traitement matriciel (MTM) sont configurés pour élaborer une matrice finale de taille (M-1)xM à partir d'au moins une première matrice circulante constante et des premiers résultats de corrélation et pour effectuer une multiplication des M deuxièmes résultats de corrélation avec les coefficients de ladite matrice finale, de façon à obtenir le jeu de M-1 coefficients de décalage. 28. Dispositif selon la revendication 27, dans lequel N est égal à 1 et les moyens de corrélation (BCR1) sont configurés pour délivrer un seul premier résultat de corrélation obtenu à partir du train issu d'un seul convertisseur, et les moyens de traitement matriciel (MTM) sont configurés pour élaborer une matrice intermédiaire à partir d'une seule première matrice circulante constante, une matrice pseudo- inverse de ladite matrice intermédiaire et effectuer une pondération des coefficients de ladite matrice pseudo-inverse avec ledit premier résultat de corrélation de façon à obtenir les coefficients de ladite matrice finale. 29. Dispositif selon la revendication 28, dans lequel la première matrice circulante constante est une matrice de taille MxM dont les coefficients sont égaux à 1 lorsque l'indice de ligne est égal à l'indice de colonne, à -0,5 si l'indice de colonne est égal à l'indice de ligne plus ou moins 1 modulo M et à 0 sinon, ladite matriceintermédiaire est la première matrice circulaire constante débarrassée de sa première colonne, et les moyens de traitement matriciel sont configurés pour effectuer une division de ces coefficients par le premier résultat de corrélation de façon à obtenir les coefficients de la matrice finale. 30. Dispositif selon la revendication 27, dans lequel N est supérieur à 1 et les moyens de corrélation (BCR1) sont configurés pour délivrer N premiers résultats obtenus à partir du train issu d'un seul convertisseur, et les moyens de traitement matriciel sont configurés pour élaborer une matrice intermédiaire à partir d'une combinaison linéaire de N deuxièmes matrices circulantes constantes respectivement issues de N premières matrices circulantes constantes, ladite combinaison étant pondérée par les N premiers résultats de corrélation, et une matrice pseudo-inverse de ladite matrice intermédiaire, cette matrice pseudo-inverse formant ladite matrice finale. 31. Dispositif selon la revendication 30, dans lequel chaque première matrice circulante constante de rang i, avec i variant de 1 à N, est une matrice de taille MxM dont les coefficients sont tous nuls lorsque i est égal à 0 modulo M, et dont les coefficients, lorsque i est différent de 0 modulo M, sont égaux à 1 si l'indice de ligne est égal à l'indice de colonne, à -0,5 si l'indice de colonne est égal à l'indice de ligne plus ou moins 1 modulo M, et à 0 sinon, chaque deuxième matrice circulante étant la première matrice circulante débarrassée de sa première colonne. 32. Dispositif selon l'une des revendications 19 à 31, dans lequel le premier module de traitement comprend en outre des moyens de correction (MCR) configurés pour effectuer au moins un traitement de correction des M-1 autres trains faisant respectivement intervenirM-1 deuxièmes signaux tirés dudit signal dérivé et ledit jeu de M-1 coefficients de décalage, de façon à délivrer M trains traités incluant le train original de référence et M-1 trains originaux corrigés. 33. Dispositif selon la revendication 32, dans lequel les moyens de correction (MCR) sont configurés pour effectuer une approximation de Taylor du premier ordre. 34. Dispositif selon l'une des revendications 19 à 33, dans lequel les moyens d'estimation (MST) sont configurés pour effectuer plusieurs estimations successives de façon à délivrer plusieurs jeux successifs de M-1 coefficients de décalage, et le cas échéant les moyens de correction sont configurés pour effectuer plusieurs traitements de corrections successifs utilisant successivement les jeux successifs estimés de M-1 coefficients de décalage. 35. Dispositif selon l'une des revendications 19 à 34, comprenant en outre un deuxième module de traitement (MT2) configuré pour effectuer avant ou après le premier traitement, un deuxième traitement comprenant, après une phase transitoire, une égalisation des puissances moyennes des différents trains initiaux d'échantillons initiaux effectuée au vol et au rythme de délivrance des échantillons, à partir des valeurs d'échantillons initiaux (b3-(m[k]) de ces trains initiaux, de façon à délivrer des trains traités d'échantillons traités (3-(m[1]), un train initial pouvant être un train issu du convertisseur correspondant ou bien un premier module de traitement. 36. Dispositif selon l'une train traité délivré par le des revendications 19 à 35, comprenant en outre un troisième module de traitement (MT3) configuré pour effectuer, avant ou après le premier traitement, et le cas échéant avant ou après le deuxième traitement, un troisième traitement comprenant, après une phase transitoire, pour chaque échantillon primaire courant de chaque train primaire issu du convertisseur correspondant, un train primaire pouvant être un train délivré par le convertisseur correspondant ou un train traité délivré par le premier ou le deuxième module de traitement,une élaboration d'un mot numérique de correction (mcn[k]) appartenant à une séquence pseudo-aléatoire de mots numériques dont la moyenne des valeurs est égale ou quasi égale à une valeur du décalage (ôin[k]) dudit convertisseur correspondant estimée à partir des valeurs d'échantillons primaires du train primaire issu du convertisseur correspondant, et une soustraction dudit mot numérique de correction à un échantillon intermédiaire courant obtenu à partir de cet échantillon primaire courant de façon à délivrer un échantillon courant corrigé. 37. Circuit intégré comprenant un dispositif selon l'une des revendications 19 à 36.