Brevet FR2997809A1 — publié le 20140509

MÉTHODE ET DISPOSITIF D'ÉGALISATION POUR CANAL DE TRANSMISSION NON-LINÉAIRE DESCRIPTION DOMAINE TECHNIQUE La présente invention concerne de manière générale le domaine de l'égalisation et s'applique plus particulièrement aux systèmes de communication en champ proche, tels que les systèmes RFID (Radio Frequency Identification) ou les systèmes NEC (Near Field Communication). 10 ÉTAT DE LA TECHNIQUE ANTÉRIEURE Les systèmes de communication en champ proche (RFID, NFC) sont très largement répandus dans le grand public. Initialement destinés à transférer de faibles quantités de données, ces systèmes 15 requièrent désormais pour certaines nouvelles applications (transfert de fichiers biométriques stockés dans les passeports électroniques, transfert de fichiers d'image stockés dans les dossiers médicaux, etc.) de pouvoir transmettre une quantité importante d'informations dans des temps très brefs. Aussi, a-t-il été proposé dans le cadre de la norme ISO 14443 relative aux cartes 20 d'identification sans contact, une évolution des caractéristiques de la couche physique permettant de supporter de très hauts débits (jusqu'à 27.12 Mbits/s). Plus généralement, la norme ISO 14443 définit les caractéristiques auxquelles doit se conformer une communication bidirectionnelle entre un lecteur sans contact, encore dénommé PCD (Proximity Coupling Device) et un transpondeur passif ou PICC (Passive Inductive Coupled 25 Card). Sur la voie montante, le transpondeur passif transmet les informations en modulant la phase d'une porteuse de fréquence Fsc, la modulation de phase étant réalisée en connectant et déconnectant simplement l'antenne à une charge. Les bits à transmettre font l'objet d'une modulation BPSK (Binary Phase Shift Keying), les symboles BPSK modulant la porteuse à une fréquence de modulation Fs=F / n. Réciproquement, sur la voie descendante, il est prévu dans la norme en question, que le lecteur sans contact, puisse transmettre à haut débit (6.8 Mbits/s à 27.12 Mbits/s) à l'aide d'une modulation M-PSK. Plus précisément, les bits sont convertis en des symboles d'un alphabet de modulation M-PSK, chaque symbole étant transmis pendant un temps symbole Ts =1/Fs. Le degré de modulation, c'est-à-dire le cardinal de l'alphabet de modulation, ainsi que le temps symbole donnent le bit rate. Actuellement, le degré de modulation M est fixé à 2, un bit égal à 0 étant transmis avec une phase -D/2 et un bit égal à 1 avec une phase D/2. La valeur de cl) est choisie relativement faible pour minimiser les discontinuités du signal, par exemple (D= iz-/8. Le signal transmis par le lecteur peut s'exprimer sous la forme : s(t)= Acos(2;z-Fc+ m(t)+ g) (1) où A, F, et çoo sont respectivement l'amplitude, la fréquence et la phase à l'origine de la porteuse et où m(t) est le terme de modulation de phase donné par : m(t) = (1)kg(t- kTs) (2) où ctek est la phase du kième symbole PSK et g(t) est une fonction de mise en forme par exemple la fonction créneau définie par : 25 g(t)- 1 si ()t Le signal reçu est le résultat de la convolution du signal transmis par la réponse impulsionnelle du canal et les échantillons rk peuvent s'exprimer alors sous la forme : L-1 rk hpSk-p (7) où L est l'étalement du canal exprimé en temps symbole et Sk_p est l'échantillon du signal émis au temps (k- p)Ts, ramené en bande de base. La sortie du démodulateur différentiel s'exprime alors sous la forme : L-I L-1 yk arg( hhs s ) p q k- p k-q-1 (8) P=0 q=0 On comprend que la sortie du démodulateur n'est donc pas linéaire et que par conséquent certaines techniques d'égalisation classiques, telles que l'égalisation ZF (Zero Forcing) ou l'égalisation MMSE (Minimum Mean Square) ne trouvent pas à s'appliquer. Il est donc nécessaire de prévoir une technique d'égalisation compatible avec caractère non linéaire du canal de transmission (pris ici au sens étendu, c'est-à-dire incluant le démodulateur différentiel) et avec l'alphabet de modulation (PSK). Il a été proposé dans l'article de B. Yu et al. intitulé « The application of the CMA blind equalization in UHF RF1D systems », publié dans Proc. of IET Conf. On Wireless, Mobile ans Sensor Networks, Dec. 2007, pp 326-329, de recourir à une égalisation adaptative aveugle de type CMA (Constant Modulus Algorithm), bien adaptée à la modulation PSK. Toutefois, cette méthode d'égalisation nécessite des calculs complexes (inversion de pseudo-matrice) et par conséquent des ressources importantes qui ne sont guère envisageables dans un PICC. Le but de la présente invention est de proposer une méthode d'égalisation sur un canal de transmission non linéaire, tel que celui envisagé plus haut, qui ne nécessite pas de ressources de calcul importantes. Un but subsidiaire de la présente invention est de proposer une méthode d'égalisation pour un tel canal qui soit bien adaptée à une démodulation différentielle de symboles PSK. EXPOSÉ DE L'INVENTION La présente invention est définie comme une méthode d'égalisation de symboles de modulation transmis par un émetteur sur un canal de transmission à un récepteur, le récepteur fournissant des observables dépendant chacun non linéairement d'un nombre prédéterminé L de symboles de modulation consécutifs, ladite méthode déterminant à partir d'une séquence d'observables la séquence de symboles de modulation la plus vraisemblable au moyen d'un algorithme de Viterbi opérant sur un treillis à N états, chaque état représentant un état du canal de transmission, chaque branche entre deux états consécutifs du treillis étant associée à un symbole de modulation. Selon cette méthode : - on reçoit, dans une étape d'initialisation, une séquence pilote de symboles de modulation, ladite séquence pilote se traduisant par un chemin passant par toutes les branches autorisées du treillis, et l'on mémorise pour chacune de ces branches l'observable correspondant ; - on reçoit une séquence de symboles de modulation à égaliser et l'on détermine la séquence de symboles de modulation la plus vraisemblable comme celle correspondant au chemin de plus faible métrique dans le treillis, une métrique d'un chemin étant calculée comme la somme des métriques des branches qui le constituent et une métrique de branche étant calculée comme une distance entre l'observable fourni pour le symbole de modulation à égaliser et l'observable mémorisé pour ladite branche. Avantageusement, la séquence pilote de symboles de modulation se traduit par un chemin passant une fois et une fois seulement par chaque branche autorisée du treillis. Selon une variante, les symboles de modulation sont des symboles PSK se succédant à une fréquence symbole ( fs) et les observables sont obtenus comme le produit hermitien d'échantillons consécutifs du signal reçu en bande de base, l'échantillonnage étant effectué à la fréquence symbole. (1) Les symboles de modulation PSK peuvent être de la forme e'" avec =p- où p est un entier relatif non nul tel que -2'1 La présente invention concerne également le récepteur d'un signal transmis par un émetteur sur un canal de transmission, le signal étant modulé par des symboles de modulation à une fréquence symbole ( fs), le récepteur comportant : un démodulateur fournissant des observables ( yk) à la fréquence symbole, chaque observable dépendant chacun non linéairement d'un nombre prédéterminé L de symboles de modulation consécutifs ; un égaliseur de Viterbi opérant sur un treillis à N états, chaque état représentant un état du canal de transmission, chaque branche entre deux états consécutifs du treillis étant associée à un symbole de modulation, ledit égaliseur comprenant un module de calcul de métrique de branche recevant lesdits observables, un module de calcul de métrique et de sélection de chemin à partir desdites métriques de branche, et un module de cheminement arrière dans le treillis pour déterminer un chemin survivant, le récepteur étant caractérisé en ce qu'il comprend en outre : un module d'apprentissage adapté à identifier une séquence pilote de symboles de modulation, ladite séquence pilote se traduisant par un chemin passant par toutes les branches autorisées du treillis, à stocker dans une mémoire, pour chacune de ces branches, l'observable correspondant ; le module de calcul de métrique de branche calculant la métrique d'une branche comme une distance entre l'observable fourni par le démodulateur et l'observable mémorisé pour ladite branche. Avantageusement, la séquence pilote de symboles de modulation se traduit par un chemin passant une fois et une fois seulement par chaque branche autorisée du treillis. Selon une variante, les symboles de modulation sont des symboles PSK et le démodulateur est un démodulateur de phase différentiel effectuant le produit hermitien d'échantillons consécutifs du signal reçu en bande de base, l'échantillonnage étant effectué à la fréquence symbole. Les symboles de modulation PSK peuvent être de la forme e avec ci, = ,u 2m où ,u est un entier relatif non nul tel que -2m-1 EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS Nous considérerons dans la suite un canal de transmission sur lequel un émetteur transmet des symboles de modulation appartenant à un alphabet prédéterminé. Plus précisément, les symboles de modulation modulent une porteuse et le signal ainsi modulé est transmis sur le canal de transmission. Les symboles de modulation sont obtenus à partir de symboles d'information (par exemple des mots binaire de rn bits) au moyen d'une modulation M-aire à symbole. Dans un premier temps, il ne sera fait aucune hypothèse sur le type de modulation utilisé. Le récepteur comprend un démodulateur fournissant des observables à partir du signal reçu. Chaque observable dépend non linéairement d'un nombre prédéterminé L de symboles de modulation transmis sur le canal. Si les symboles de modulation sont transmis avec la périodicité d'un temps symbole Ts 1/Fs, on comprendra que L n'est autre que l'étalement temporel du canal, exprimé en nombre de temps symbole. On suppose dans la suite que le canal de transmission est de type AWGN (Additive White Gaussian Noise). Dans ce cas, l'observable fourni par le démodulateur au temps k peut s'exprimer sous la forme : Yk= fNL(xk,"-,xk-L-1,h)+ nk (9) où fm. est une fonction non linéaire, h est la réponse impulsionnelle du canal de transmission,Xk,...,XkL1sont les L derniers symboles de modulation transmis sur le canal et nk est un échantillon de bruit blanc gaussien (on rappelle que pour un canal de L-1 transmission linéaire on aurait simplement yk = p k-p+ nk P=0 Sous l'hypothèse AWGN du canal, la probabilité d'observer yk sachant que les symbolesXk,...,XkL1ont été émis s'exprime comme : 1 xx-L-1, = exp 20-2 Si l'on suppose que les échantillons de bruit sont des variables indépendantes et identiquement distribuées, la probabilité d'observer une séquence d'observables 10 yi La Fig. 1 représente de manière schématique une méthode d'égalisation selon un mode de réalisation de l'invention. A l'étape 110, on reçoit une séquence pilote de symboles de modulation, correspondant à un chemin à travers toutes les branches du treillis, c'est-à-dire par chaque reliant deux états successifs. Le démodulateur fournit en réponse une séquence d'observables y°, chaque observable yr°7, n=1,...,Q-1, correspondant à une branche, c'est-à-dire à une transition entre un état de départ défini par xn°...,x°,L et un état d'arrivée défini par xn°,...,x,° L. Pour chacun des observables y°n, n=1,...,Q-1, on stocke en mémoire la valeur de l'observable en relation avec la branche correspondante. Cette étape d'initialisation peut être effectuée une fois pour toutes ou à intervalles réguliers. De préférence elle est effectuée avec une périodicité inférieure au temps de cohérence du canal. Lorsque la transmission est réalisée par paquets, on peut prévoir que la séquence pilote soit transmise dans une entête de chaque paquet ou bien tous les P paquets seulement. Après réception d'une séquence de symboles de modulation on effectue une égalisation en utilisant l'algorithme de Viterbi, comme expliqué ci-dessous : A l'étape 120, lors de la réception d'un nouveau symbole au temps k, le démodulateur fournit un observable yk. Pour chaque état du treillis à l'instant k, et pour chaque branche p issue de cet état, on calcule la métrique de branche comme une distance entre l'observable correspondant au symbole de modulation à égaliser et l'observable mémorisée à l'étape précédente pour ladite branche. Plus précisément, la 2 métrique de branche pourra être calculée par : -=Yk Y°n(I)) OÙ y°n(i) est la valeur de l'observable stockée en relation avec la branche p. A l'étape 130, on détermine pour chaque état j du treillis, le chemin de plus faible métrique aboutissant à cet état, la plus faible métrique étant donnée par : L1 (k)= min( L(1) (k -1)+ d ) (17) z(1) e où l'on a noté n-(j) l'état prédécesseur de j dans le treillis et où est la métrique de la branche reliant l'état 7r(j) à l'état j. Les métriques des états sont initialisées (au temps k=1) à une valeur arbitraire positive ou nulle, par exemple L1(1)= O, V]. On obtient ainsi à chaque instant k un seul chemin survivant aboutissant à l'état j. L'étape 130 est effectuée à chaque temps symbole. A bout d'un certain nombre de temps symbole, par exemple au temps cD, on effectue une opération de cheminement arrière (backtracing) connue en soi. Plus précisément, en 140, à partir d'un état quelconque j(co), par exemple l'état présentant la plus faible métrique (de chemin), on remonte le chemin ayant abouti à cet état. On retient la portion de ce chemin antérieure au temps w -6 où g est la durée de la fenêtre de convergence (exprimée en temps symbole). Le caractère arbitraire du choix de l'état d'arrivée provient du fait que tous les chemins survivants convergent au fur et à mesure que l'on progresse dans le treillis. En d'autres termes, tous les chemins survivants ont une portion commune dès lors que l'on remonte au delà d'une durée prédéterminée à partir du temps courant w. La liste des branches correspondant à la portion de chemin ainsi retenue fournit les symboles de modulation 5(0...,kco 6. Alternativement, l'étape 140 peut fournir directement les symboles d'information correspondants. L'étape 140, est effectuée de manière glissante, par exemple avec une périodicité ou moindre. La Fig. 2 représente la structure d'un récepteur selon un mode de réalisation de l'invention. Le récepteur 200 comprend un démodulateur 210 fournissant, à partir du signal reçu, des observables yk au rythme symbole T. Les observables yk sont transmis à un module de calcul de métrique de branche 220 d'une part et un module d'apprentissage 225 d'autre part. Le module d'apprentissage 225 repère, par exemple au moyen d'un entête de synchronisation le début d'une séquence pilote et, lors de la phase d'initialisation, stocke dans une mémoire locale les valeurs d'observables ( (1)) respectivement associées à n chacune des branches b, du treillis. Le module de calcul de métrique de branche 220 calcule en chaque instant symbole k, à partir de l'observable yk, la métrique de chaque branche b1, j=1,..., ne à partir de l'expression (16), les valeurs /no) étant récupérées dans la mémoire locale. Le module 230, dénommé module ACS (Add Compare Select) dans la terminologie de l'algorithme de Viterbi, implémente l'étape 130. Autrement dit, à chaque temps symbole k et pour chaque état j, il calcule, pour chaque prédécesseur 71-(j) de l'état j , la somme de la métrique de cet état prédécesseur et de la métrique de branche allant de l'état rc(i) à l'état j. Il compare ensuite les sommes ainsi obtenues et sélectionne l'état prédécesseur (et donc la branche) réalisant la somme la plus faible. Cette somme donne la métrique de l'état j au temps k. Le module 240 effectue le cheminement arrière de l'étape 140, c'est-à-dire pour un temps symbole co remonte le chemin aboutissant à un état arbitraire j(co)et ne retient que la portion de ce chemin antérieure au temps co -ô comme expliqué plus haut. Les états successifs (ou les branches) de cette portion de chemin donne les symboles de modulation Le module de commande 250 contrôle les modules 220, 230 et 240 pour cadencer le calcul des métriques de branche, les opérations ACS et le cheminement arrière. Nous exposerons dans la suite un mode de réalisation particulier de l'invention dans le contexte d'un alphabet de modulation PSK et d'une démodulation différentielle, comme mentionné dans la partie introductive de la présente demande. Dans un but de simplification et sans préjudice de généralisation, nous présenterons ce mode de réalisation dans le cas d'un alphabet de modulation 2-PSK et mentionnerons les résultats pour un alphabet de modulation de cardinal M = 2171 quelconque à chaque fois que nécessaire. (D/ Les symboles de modulation sont donnés par exemple par ei2 si le bit d'information est égal à 1 et e- 'en si le bit d'information est égal à 0. L'angle (1ct pourra être choisi tel que (D = 7z18. De manière plus générale, si le cardinal de l'alphabet PSK est M = 2177, il est possible de mapper un mot de rn bits sur un symbole PSK de cet alphabet. Du côté du récepteur, on suppose que l'on effectue une démodulation de phase comme expliqué en relation avec les expressions (5) et (6). On supposera dans la suite que le canal de transmission (hors démodulateur différentiel) présente un étalement temporel de LK temps symbole. L'étalement temporel du canal incluant le démodulateur différentiel est alors de LTs, L= L* +1, puisque le démodulateur différentiel introduit de par sa fonction un décalage Ts supplémentaire. Dans le cas où le canal se limite à un seul trajet, c'est-à-dire si le canal de transmission est sans mémoire ( =1) on peut observer trois valeurs possibles d'incrément de phase en sortie du démodulateur, à savoir : - +(1) si l'on a un bit 0 suivi d'un bit 1 (transition 0-> 1, représentée par +1) ; - -(1) si l'on a un bit 1 suivi d'un bit 0 (transition 1 ---> 0 représentée par -1) ; - 0 si l'on a deux bits consécutifs de même valeur. On a représenté en Fig. 3A le diagramme d'états correspondant et en Fig. 3B un treillis indiquant les transitions entre états. On a noté +1,0 et 4 les trois états possibles du canal. On remarque que toutes les transitions ne sont pas autorisées dans ce diagramme, seul l'état 0 pouvant conduire à tous les autres états (3 branches sortantes dans le treillis) alors que les états -1,+1 ne peuvent conduire qu'à un état opposé ou à l'état 0 (2 branches sortantes dans le treillis). En effet, un incrément de phase +1 alors que l'état est +1 signifierait deux incréments successifs de +$1) et donc à une sortie de la constellation dans le sens trigonométrique. De manière similaire, un incrément de -1 alors que l'état est -1 signifierait deux incréments successifs de -(1) et donc une sortie de la constellation dans le sens trigonométrique inverse. (I) De manière générale, si les symboles PSK sont de la forme ej " avec (D où ,u p est un entier relatif non nul tel que -2'1 Seul l'état 00 peut conduire à 3 états (3 branches sortantes), les autres états ne pouvant conduire qu'à deux états. Le nombre total de branches est donc inférieur à celui d'un treillis complètement connecté, c'est-à-dire où un état pourrait conduire à n'importe quel état. On constate que le treillis ne comporte que 15 branches possibles (c'est à dire à des transitions autorisées) au lieu des 27 branches pour un treillis entièrement connecté (3 branches pour chacun des 9 états). De manière générale, pour un canal à L* états, É 1, la sortie du démodulateur différentiel peut être modélisée comme une machine d'états finis ayant théoriquement 3/-1 états possibles dont en pratique seuls 21- -1 états sont autorisés, les autres étant interdits du fait de la structure de la constellation de modulation. Le nombre d'états autorisés correspond à la multiplicité de la séquence de symboles à prendre en compte pour définir la sortie du démodulateur. De même, parmi les 3' branches d'un treillis entièrement connecté, seules 2L+1 -1 branches sont effectivement autorisées dans le treillis (transitions autorisées de la machine d'états), les autres branches correspondant à des transitions interdites (sortie de la constellation dans le sens trigonométrique ou sens inverse du sens trigonométrique). De manière encore plus générale, pour un alphabet de modulation PSK de cardinal M tel que défini plus haut, le nombre total d'états autorisés reste toujours inférieur au nombre d'états théoriquement possibles, soit (2M -1)L-1 . Par exemple : Pour L* = 2, c'est-à-dire, L = 3, on a : - pour M = 2 : 9 états théoriquement possibles, 7 états autorisés ; - pour M = 4 : 49 états théoriquement possibles, 7 états autorisés ; - pour M = 8: 225 états théoriquement possibles, 43 états autorisés ; - pour M = 16 : 961 états théoriquement possibles, 91 états autorisés. Pour I: = 3, c'est-à-dire, L = 4, on a : - pour M = 2 : 27 états théoriquement possibles, 15 états autorisés ; - pour M = 4 : 343 états théoriquement possibles, 51 états autorisés ; - pour M = 8: 3375 états théoriquement possibles, 123 états autorisés ; - pour M = 16 : 29791 états théoriquement possibles, 267 états autorisés. On rappelle que la complexité de l'algorithme de Viterbi évolue de manière exponentielle avec l'étalement temporel du canal. On comprendra donc que ce mode de réalisation particulier est avantageux au sens où il permet de ne pas avoir à prendre en compte tous les états théoriquement possibles de la machine d'états mais certains d'entre eux seulement. Comme indiqué en relation avec les Figs. 1 et 2, le calcul des métriques de branche lors de la phase d'égalisation suppose une phase préalable d'initialisation à l'aide d'une séquence pilote. On considère à nouveau l'exemple d'une modulation de degré M = 2 et un canal présentant un étalement total de 3Ts ( L = 3 ) . On a représenté en Fig. 5A le cheminement au sein du diagramme d'états lors de la transmission d'un exemple de séquence pilote : 00 011010111001000 (18) où les 2 premiers bits servent à initialiser la machine d'états. Cette séquence se traduit par un chemin à travers toutes les branches autorisées du treillis comme on peut le voir en Fig. 5B. La séquence correspondante en sortie du démodulateur différentiel est alors : 0,+1,0,-1,+1,-1,+1,0,0,-1,0,+1,-1,0,0 (19) Cette séquence pilote est d'ailleurs de longueur minimale au sens où elle passe une fois et une fois seulement par chaque branche du treillis. De manière similaire, pour une modulation de degré M = 2 et un canal présentant un étalement de 47, on pourra utiliser par exemple la séquence pilote : 111 0000010001100101001110101111000 (20) On peut vérifier que cette séquence se traduit par un chemin à travers toutes les (21) branches autorisées du treillis. La séquence correspondante en sortie du démodulateur différentiel est alors : 0,0,-1,0,0,0,0,+1,-1,0,0,+1,0,-1,0,+1,-1,+1,-1,0,+1,0,0,-1,+1,-1,+1,0,-1, +1,0,0,0,-1,0,0 (21) REVENDICATIONS1. Méthode d'égalisation de symboles de modulation transmis par un émetteur sur un canal de transmission à un récepteur, le récepteur fournissant des observables dépendant chacun non linéairement d'un nombre prédéterminé L de symboles de modulation consécutifs, ladite méthode déterminant à partir d'une séquence d'observables la séquence de symboles de modulation la plus vraisemblable au moyen d'un algorithme de Viterbi opérant sur un treillis à N états, chaque état représentant un état du canal de transmission, chaque branche entre deux états consécutifs du treillis étant associée à un symbole de modulation, caractérisée en ce que : - on reçoit, dans une étape d'initialisation, une séquence pilote de symboles de modulation, ladite séquence pilote se traduisant par un chemin passant par toutes les branches autorisées du treillis, et l'on mémorise pour chacune de ces branches l'observable correspondant ; - on reçoit une séquence de symboles de modulation à égaliser et l'on détermine la séquence de symboles de modulation la plus vraisemblable comme celle correspondant au chemin de plus faible métrique dans le treillis, une métrique d'un chemin étant calculée comme la somme des métriques des branches qui le constituent et une métrique de branche étant calculée comme une distance entre l'observable fourni pour le symbole de modulation à égaliser et l'observable mémorisé pour ladite branche. 2. Méthode d'égalisation selon la revendication 1, caractérisée en ce que la séquence pilote de symboles de modulation se traduit par un chemin passant une fois et une fois seulement par chaque branche autorisée du treillis. 3. Méthode d'égalisation selon la revendication 1 ou 2, caractérisée en ce que les symboles de modulation sont des symboles PSK se succédant à une fréquence symbole ( fs) et que les observables sont obtenus comme le produit hermitien d'échantillons consécutifs du signal reçu en bande de base, l'échantillonnage étant effectué à la fréquence symbole. 4. Méthode d'égalisation selon la revendication 3, caractérisée en ce que les id) symboles de modulation PSK sont de la forme e A` avec (1) où du est un entier II 2m relatif non nul tel que -2177-1 5. Méthode d'égalisation selon la revendication 4, caractérisée en ce que ni= 1 et que l'étalement temporel du canal de transmission est de L* T s où L* est un entier supérieur ou égal à 1, et que le treillis comporte 2L -1 états avec 2L+1 -1 branches autorisées, où L = L*+ 1. 6. Récepteur d'un signal transmis par un émetteur sur un canal de transmission, le signal étant modulé par des symboles de modulation à une fréquence symbole ( fs), le récepteur comportant : un démodulateur (210) fournissant des observables ( yk) à la fréquence symbole, chaque observable dépendant chacun non linéairement d'un nombre prédéterminé L de symboles de modulation consécutifs ; un égaliseur de Viterbi opérant sur un treillis à N états, chaque état représentant un état du canal de transmission, chaque branche entre deux états consécutifs du treillis étant associée à un symbole de modulation, ledit égaliseur comprenant un module de calcul de métrique de branche (220) recevant lesdits observables, un module de calcul de métrique et de sélection de chemin (230) à partir desdites métriques de branche, et un module de cheminement arrière dans le treillis (240) pour déterminer un chemin survivant, le récepteur étant caractérisé en ce qu'il comprend en outre : un module d'apprentissage (225) adapté à identifier une séquence pilote de symboles de modulation, ladite séquence pilote se traduisant par un chemin passant par toutes les branches autorisées du treillis, à stocker dans une mémoire, pour chacune de ces branches, l'observable correspondant ;le module de calcul de métrique de branche (220) calculant la métrique d'une branche comme une distance entre l'observable fourni par le démodulateur et l'observable mémorisé pour ladite branche. 7. Récepteur selon la revendication 6, caractérisé en ce que la séquence pilote de symboles de modulation se traduit par un chemin passant une fois et une fois seulement par chaque branche autorisée du treillis. 8. Récepteur selon la revendication 6 ou 7, caractérisé en ce que les symboles de modulation sont des symboles PSK et que le démodulateur est un démodulateur de phase différentiel effectuant le produit hermitien d'échantillons consécutifs du signal reçu en bande de base, l'échantillonnage étant effectué à la fréquence symbole. 9. Récepteur selon la revendication 8, caractérisé en ce que les symboles de ja) modulation PSK sont de la forme e " avec (D où 111 est un entier relatif non nul 2m tel que -211././ 10. Récepteur selon la revendication 9, caractérisé en ce que m=1 et que l'étalement temporel du canal de transmission est de L* T s où L* est un entier supérieur ou égal à 1, et que le treillis comporte 2' -1 états avec 2L+1-1 branches autorisées, où L= L* + 1 .