Brevet FR2983588A1 — publié le 20130607

TÉLÉMÈTRE HYPERFRÉQUENCE DE HAUTE PRÉCISION À DISPOSITIF DE RÉFLEXION BI-STATIQUE ET À DÉTECTION DE SIGNAUX MULTI-TRAJETS. DESCRIPTION DOMAINE TECHNIQUE La présente invention concerne le domaine de la télémétrie hyperfréquence. Elle trouve notamment application dans la mesure de précision de la distance à un grand nombre d'objets et de leurs déplacements relatifs. ÉTAT DE LA TECHNIQUE ANTÉRIEURE La mesure de distance entre deux objets peut être obtenue de multiples façons. Une technique bien connue consiste à installer un système radar ou lidar sur l'un des objets et à mesurer la distance à un réflecteur situé sur l'autre objet. La distance est généralement obtenue par le temps de vol aller-retour d'une impulsion ou la différence de fréquence entre l'onde émise et l'onde reçue dans le cas d'un système FMCW. La mesure du déplacement d'un objet par rapport à un autre peut être bien entendu obtenue par différence entre mesures de distance consécutives. Lorsqu'une précision élevée est requise, on utilise de préférence un dispositif interférométrique évaluant le déplacement d'un objet à partir du défilement des franges d'interférence entre une onde de référence et une onde réfléchie par cet objet. Pour certaines applications industrielles, notamment pour des chaînes d'assemblage, il est nécessaire d'obtenir des informations de position et/ou de déplacement d'un grand nombre d'objets ou de points situés sur ces objets. Il est connu d'utiliser pour ce faire un dispositif dénommé « laser tracker » capable d'émettre un faisceau laser dans un grand nombre de directions et de mesurer les distances respectives à une pluralité d'objets situés dans le champ de balayage du faisceau. On trouvera par exemple une description d'un laser tracker dans la demande internationale WO-A-0109642. Un tel dispositif est cependant très coûteux et peu adapté aux environnements industriels dans la mesure où il est particulièrement fragile et sensible à la poussière, aux variations de température, de pression, d'humidité et au niveau lumineux ambiant. Un télémètre hyperfréquence de haute précision a été proposé dans la demande FR-A-2920886 déposée au nom de la présente demanderesse. Cependant ce télémètre permet de ne .mesurer qu'un déplacement relatif entre deux antennes qui doivent être reliées, et non la distance absolue à un objet. La demande publiée FR-A-2946152, également déposée au nom de la présente demanderesse, apporte un premier perfectionnement au sens où elle décrit un télémètre hyperfréquence large bande utilisant un réflecteur à deux états radioélectriques qui permet de mesurer avec une grande précision la distance entre deux objets et son évolution à l'aide d'une instrumentation adéquate. La commutation du réflecteur d'une position à une autre permet d'identifier le signal réfléchi par le réflecteur en question et de plus, d'éliminer les réflexions parasites sur l'environnement. En effet, l'onde reçue par l'antenne de mesure comprend en général un premier signal qui s'est propagé en ligne directe (LOS ou Line Of Sight) entre l'antenne de mesure et le réflecteur ainsi que des seconds signaux qui, bien que réfléchis par ce réflecteur, se sont propagés selon des trajets indirects, par réflexion sur l'environnement. Nous désignerons dans la suite le premier signal par signal LOS et leS seconds signaux par signaux mufti-trajets. Les signaux multi-trajets sont généralement affectés de la même manière que les signaux LOS lors de la commutation de l'état radioélectrique du réflecteur. Il n'est donc pas possible de les discriminer et a fortiori de les éliminer dans le signal reçu à l'aide de cette simple commutation. La présence des signaux multi-trajets dans le signal reçu peut entraîner une dégradation de la résolution en distance du télémètre. La technique présentée dans la demande publiée FR-A-2946152, bien que très efficace pour supprimer l'influence de la plupart des signaux multi-trajets sur la mesure de distance, peut-être inadaptée -dans certaines configurations géométriques spécifiques. Dans ces configurations géométriques spécifiques, comme par exemple lorsqu'un objet est présent dans l'environnement du dispositif réflecteur multi-états, le dispositif réflecteur reçoit le signal direct et des signaux multi-trajets dont le temps de propagation est très proche de celui du signal en trajet direct et émet en retour un signal de forme modifiée par rapport au signal direct. En effet, les éventuels signaux multitrajets peuvent générer, dans certaines conditions, un étalement temporel ou une duplication du signal réfléchi par le réflecteur. Dans ces configurations géométriques spécifiques, l'instrumentation est incapable de discriminer le signal direct des signaux multi-trajet. Dans ce cas, les mesures de distance données par le télémètre hyperfréquence sont erronées et l'opérateur n'est pas apte à détecter une erreur de mesure, qui peut être importante au vu des fréquences de mesure utilisées de l'ordre de 10 GHz. L'objectif de la présente invention est de proposer un dispositif de réflexion multi-états qui 15 puisse détecter la présence de signaux multi-trajets. Un but subsidiaire est de proposer un système utilisant un réflecteur qui permette de mesurer avec une grande précision la distance entre deux objets et son évolution à l'aide d'une instrumentation adéquate 20 et d'alerter l'opérateur si des signaux multi-trajets sont détectés au niveau du réflecteur. L'opérateur sera alors à même d'éliminer les éléments, proches du réflecteur, susceptibles d'affecter la précision des mesures. 25 EXPOSÉ DE L'INVENTION La présente invention est définie par un réflecteur actif destiné à recevoir sur une antenne d'émission/réception une première onde et à émettre au- 30 travers de ladite antenne une seconde onde, ledit réflecteur comprenant un commutateur, relié dans une première position de commutation, à la borne d'entrée d'un amplificateur hyperfréquence et, dans une seconde position de commutation, à une impédance, ledit réflecteur étant caractérisé en ce qu'il comprend un 5 diviseur de puissance passif et une charge équivalente à celle de ladite antenne, ledit diviseur de puissance passif étant connecté par une première borne à ladite première antenne, par une seconde borne audit commutateur, par une troisième borne à la sortie dudit 10 amplificateur hyperfréquence, par une quatrième borne à ladite charge équivalente, ledit diviseur de puissance passif introduisant un déphasage de g/2 sur ladite quatrième borne. Avantageusement, des moyens de filtrage sont 15 disposés entre la sortie de l'amplificateur et ladite troisième borne dudit diviseur de puissance passif. L'invention se rapporte également à un système de mesure d'une distance d'une antenne à un réflecteur selon l'invention, ladite antenne étant reliée à un 20 module d'émission/réception, ledit module d'émission/réception étant relié à une instrumentation comprenant un analyseur de réseau vectoriel adapté à mesurer pour une pluralité de fréquences un paramètre égal au rapport complexe entre l'onde reçue et l'onde 25 émise par le module d'émission/réception, des moyens de calcul adaptés à effectuer une transformée de Fourier inverse de ce paramètre pour déterminer la réponse impulsionnelle correspondante et à mesurer la position temporelle d'un pic de signal dans cette réponse, 30 caractérisé en qu'un moyen d'alerte est apte à générer un signal d'alerte si une valeur d'un paramètre représentatif de la puissance d'une onde renvoyée par ledit dispositif réflecteur mesurée par ledit moyen d'alerte est inférieure à un seuil admissible. Le système de mesure selon l'invention peut comprendre des moyens de contrôle contrôlant le module d'émission/réception, l'analyseur de réseau vectoriel, les moyens de calcul, et pilotant la position de commutation dudit commutateur dudit réflecteur. Les moyens de contrôle sont alors aptes à activer un dispositif d'alerte en réponse audit signal d'alerte. BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture d'un mode de réalisation préférentiel de l'invention, fait en 15 référence aux figures jointes parmi lesquelles - la figure 1 illustre schématiquement un dispositif réflecteur multi-états selon un mode de réalisation préféré de l'invention ; - la figure 2 illustre un système 20 hyperfréquence utilisant un dispositif réflecteur multi-états équivalent au dispositif représenté en figure 1 ; - la figure 3 représente un système hyperfréquence équivalent au système de la figure 2 ; 25 - la figure 4 illustre schématiquement une méthode de mesure de distance à l'aide du système de la figure 2. EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS L' idée à la base de invention est d' utiliser la modification de la puissance totale du signal reçu par l'antenne d'émission/réception, qui survient lorsque l'onde directe reçue par le dispositif réflecteur est reçue en même temps que des ondes réfléchies. En effet, ces différentes ondes, d'amplitudes et de phases différentes, interfèrent en arrivant au récepteur. Les interférences peuvent être soit constructives lorsque les ondes arrivent en phase d'où un renforcement de la puissance totale du signal reçu par le dispositif réflecteur, soit destructives, d'où une diminution de la puissance totale du signal reçu. Entre ces deux extrêmes, la puissance totale du signal varie selon une fonction de la différence des phases. L'invention va être décrite en relation avec la figure 1 qui représente un exemple de réalisation du réflecteur selon l'invention. Dans cet exemple, le réflecteur est constitué d'une antenne 110, par exemple une antenne cornet ou une antenne patch qui est peu sélective et peu dispersive en fréquence. L'antenne 110 est reliée, par exemple au moyen d'un câble coaxial, à un diviseur de puissance passif 0-180° 4 voies, noté 150. Le diviseur passif 150 effectue les opérations suivantes : un signal 5151 reçu à l'entrée 151 du diviseur est divisé en deux signaux 5152 et 5154 de même phase respectivement sur les sorties 152 et 154 du diviseur ; un signal 5154 reçu à l'entrée 154 du diviseur est divisé en deux signaux 5151 et 5153 respectivement sur les sorties 151 et 153 du diviseur, le signal 5153 étant déphasé de 7/12 par rapport au signal 5151 ; un signal 5153 reçu à l'entrée 753 du diviseur est divisé en deux signaux S152 et 5154 respectivement sur les sorties 152 et 154 du diviseur, les signaux 5152 10 et 5154 étant déphasés de K/2 par rapport au signal 5153 Le diviseur de puissance passif 150 est relié d'une part à une charge identique à l'antenne 160, au 15 moyen par exemple d'un câble coaxial, et d'autre part à un commutateur 120. Par charge identique à l'antenne 160, on entend un élément qui a des pertes par réflexion (Return Loss) identiques à celles de l'antenne d'émission/réception 20 110, lorsqu'elles sont mesurées dans le vide. Le « Return Loss » d'un élément est une mesure de la fraction de puissance qui n'est pas absorbée mais réfléchie par la charge constituée par cet élément. 25 On définit le « Return Loss » de l'antenne d° émission/réception 110 comme : Return lossdB antenne = 10 logio Pr/Pi ( 1) 30 avec : Pi : la puissance incidente (Forward Power) que le diviseur de puissance passif 150 envoie vers l'antenne d'émission/réception 110 Pr : la puissance réfléchie (Reflected Power) par l'antenne d'émission/réception 110 qui retourne vers le diviseur de puissance passif 150. On comprend que lorsqu'un objet perturbateur est présent dans l'environnement du réflecteur, cet objet perturbateur génère des ondes réfléchies qui sont reçues par l'antenne d'émission/réception 110. Pour les ondes réfléchies dont la phase est proche de la phase de l'onde directe, les interférences avec l'onde directe reçue par l'antenne d'émission/réception 110 sont alors constructives. En conséquence de quoi, la valeur de la puissance Pr est augmentée et le « Return Loss » de l'antenne d'émission/réception 110 n'est plus égal au « Return Loss » de la charge identique 160. Avantageusement, la charge identique est un dispositif constitué d'un ensemble de composants tels que des résistances, des inductances et des capacités. Dans un autre mode de réalisation de la charge identique, on peut prévoir une antenne identique à l'antenne d'émission/réception 110 mais entourée d'éléments absorbants d'hyperfréquences qui l'empêchent de rayonner. Le diviseur de puissance passif 150 et la charge identique 160 constituent des moyens d'équilibrage des pertes par réflexion de l'antenne d'émission/réception 110. Le commutateur 120 commute la sortie de l'antenne 110, soit sur une impédance dans une première position de commutation, 130, par exemple une charge de 50Q, soit sur l'entrée 141 d'un amplificateur hyperfréquence 140 dans une seconde position de commutation. La borne de sortie 142 de l'amplificateur 140 est connectée à la borne 154 du diviseur de puissance passif 150, optionnellement par l'intermédiaire d'un filtre 117. L'amplificateur hyperfréquence 140 n'est en revanche pas passant pour les ondes provenant de la borne 154 du diviseur de puissance passif 150 (via le filtre 117 si celui-ci est présent). La boucle d'amplification du réflecteur est constituée de l'amplificateur hyperfréquence 140, du 15 diviseur de puissance passif 150, éventuellement du filtre 117, ainsi que du commutateur 120. Le commutateur 120 peut être un commutateur électromécanique voire micro-électromécanique (MEMS) ou encore un commutateur RF à diode PIN, bien connu de 20 l'homme du métier. Le réflecteur, notamment le commutateur 120, l'amplificateur 140 et les moyens d'équilibrage, peuvent être alimentés par une source d'énergie autonome telle qu'une pile ou une batterie équipant le 25 réflecteur ou bien par une source d'alimentation externe. La commutation du commutateur 120 peut se présenter sous la forme d'un signal d'horloge, notamment être commandée par un oscillateur. 30 Le fonctionnement du réflecteur selon l'invention va être décrit en relation avec la figure 1. On suppose que l'antenne 110 reçoit une onde électromagnétique. Le signal utile transmis par l'antenne d'émission/réception 110 au diviseur de puissance passif 150 est distribué à la fois vers le commutateur 120 et vers l'amplificateur hyperfréquence 140 directement, ou par l'intermédiaire du dispositif de filtrage 117. Le signal transmis vers la sortie 142 de 10 l'amplificateur hyperfréquence 140 est réfléchi vers le diviseur de puissance passif 150 sous la forme d'un signal parasite correspondant au signal utile multiplié par la perte aller-retour sur la ligne 154-142 et le return-loss de sortie de l'amplificateur. Ce signal 15 parasite, noté s, est à un niveau insuffisant pour amener la boucle d'amplification à saturation. Le signal parasite s vient s'ajouter au signal utile reçu par le commutateur 120 pour former un signal total. 20 En fonction de la position du commutateur, le signal total qui traverse le commutateur est amplifié et filtré, ou absorbé par l'impédance, 130. Le signal total, amplifié et filtré, noté Sma, est distribué par le diviseur de puissance passif 150 25 d'une part sur la borne 151, vers l'antenne d'émission/réception 110 sans déphasage et d'autre part, sur la borne 153 vers la charge identique 160 avec un déphasage de //II L'antenne d'émission/réception 110 émet alors une 30 onde de puissance proportionnelle au niveau du signal total amplifié et filtré, S't. Un premier signal parasite,u1, correspondant à la réflexion du signal S't sur l'antenne 110 revient vers la borne 151 du diviseur de puissance 150. De manière similaire, un second signal parasite 122, correspondant à la réflexion du signal Sout sur la charge identique 160 revient vers la borne 153 du diviseur de puissance 150. Le signal S't sur cette borne est affecté d'une inversion de phase par rapport à celui sur la borne 151 (premier déphasage de m/2 de l'onde transmise à la 10 charge 160 et second déphasage de n/2 après réflexion sur la charge). Les signaux parasites yl et 112 s'annulent donc aux bornes 152 et 154. On comprendra ainsi qu'en l'absence de signaux multi-trajets reçus par l'antenne d'émission/réception 15 110, la somme des signaux parasites gl et 112 est nulle puisque les signaux sont de même puissance (le « Return Loss » de l'antenne d'émission/réception 110 est identique à celui de la charge identique 160). Dans ce cas, le signal injecté dans le commutateur 120 20 correspond essentiellement au signal utile issu de l'antenne d'émission/réception 110 auquel vient s'ajouter le faible signal parasite E. La boucle d'amplification fonctionne alors sans saturation tant que l'égalité entre la perte par réflexion de l'antenne 25 et celle de sa charge équivalente demeure. En revanche, en présence de signaux multitrajets, l'amplitude du signal parasite pi est différente de l'amplitude du signal parasite 112. En effet, les signaux . multi-trajets créent une 30 interférence constructive ou destructive avec le signal en ligne directe. Dans ce cas, 111 et g2 ne s'annulent pas. En conséquence, un signal parasite p, de niveau élevé, apparaît alors dans le signal injecté vers le commutateur 120 et à l'entrée 141 de l'amplificateur 140. La perturbation apportée sous la forme du signal parasite p, est amplifiée par l'amplificateur hyper fréquence 140 qui a un gain élevé (typiquement de l'ordre de +40 dB). Le signal parasite p amplifié, revient vers le diviseur de puissance avec un niveau supérieur au signal total, de l'ordre de +30 dB et amène la boucle d'amplification en saturation. En conséquence de cette saturation, l'antenne d'émission/réception 110 émet une onde de puissance faible (voire nulle) en sortie de la boucle d'amplification. Dans un mode de réalisation, le dispositif de réflexion décrit ci-avant est intégré dans un système qui permet de mesurer avec une grande précision la distance entre deux objets et son évolution à l'aide d'une instrumentation adéquate. Ce système est en outre apte à alerter l'opérateur si des signaux multi-trajets sont présents au niveau du réflecteur. L'opérateur sera alors à même d'éliminer les objets perturbateurs, proches du réflecteur, pouvant diminuer la précision des mesures. Plus précisément, la figure 2 représente un système de mesure de distance selon un mode de réalisation de l'invention. Selon l'invention, le système 200 comprend une antenne 211 et un dispositif réflecteur 212 installé sur l'objet 202 dont on souhaite connaître la distance. Le réflecteur 212 est tel que décrit plus haut. L'antenne 211 est reliée à un duplexeur 230 par un câble coaxial 220, le duplexeur étant lui-même connecté en entrée/sortie à un module d'émission/réception 240. e coefficient de réflexion du réflecteur 216 est 5 différent suivant la position de commutation du commutateur du réflecteur. La distance D entre l'antenne et le réflecteur 216 peut être obtenue à l'aide des paramètres S du système hyperfréquence, mesurés une première fois lorsque le réflecteur est 10 dans la première position de commutation et une seconde fois lorsque le réflecteur est dans la seconde position de commutation. Le module d'émission/réception 240 est en outre relié à un analyseur de réseau vectoriel 260 qui 15 détermine les paramètres S du réseau et les fournit aux moyens de calcul 270. Le système 200 comprend enfin des moyens de contrôle 280 pilotant les modules d'émission/réception, l'analyseur de réseau ainsi que les moyens de calcul. 20 Dans un mode de réalisation particulier, les moyens de contrôle 280 permettent également de contrôler la position de commutation du commutateur du réflecteur. L'analyseur de réseau vectoriel 260, les moyens de calcul 270 et les moyens de contrôle 280 constituent 25 l'instrumentation du système qui permet de mesurer la distance D . L'ensemble constitué par le duplexeur 230, le câble coaxial 220, l'antenne 211, le réflecteur 212 ainsi que l'environnement situé entre l'antenne et le 30 réflecteur, représenté en trait discontinu, peut être considéré comme un quadripôle Q bouclé sur une charge Z Le schéma du système hyperfréquence équivalent a été représenté en figure 3. Le quadripôle Q a une première entrée e1 et une première sortie s1 correspondant respectivement à la sortie et à l'entrée du module d'émission/réception 240. La seconde sortie s2 du quadripôle correspond à l'onde reçue sur le réflecteur et la seconde entrée e2 à celle renvoyée par ce dernier à l'antenne. Le réflecteur est lui-même modélisé par la charge Z. On rappelle que les paramètres S d'un quadripôle, sont définis par bl S11 = ; h2; S12 = a2 ; S22 =" (2) al al a2 où a1 et a2 sont les amplitudes complexes des ondes entrantes en et et e2, h1 et b2 sont les amplitudes complexes des ondes sortantes en et s, . Les paramètres S sont de manière équivalente les 20 coefficients de la matrice de dispersion du quadripôle. L'analyseur de réseau vectoriel 260 mesure le paramètre Sn du système hyperfréquence en injectant un signal en el en mesurant l'amplitude et la phase de l'onde sortante en sl. Le paramètre S11 est mesuré à une 25 pluralité de fréquences équidistribuées avec un intervalle fréquentiel Ji. Plus précisément, soit on transmet successivement des ondes à ces différentes fréquences, soit on transmet un signal large bande dont on connaît les composantes fréquentielles Dans les deux cas, on mesure le paramètre complexe SH selon (1) aux fréquencesfij2'fv. Les moyens de calcul 270 permettent d'effectuer 5 une transformée de Fourier inverse, en particulier celle du paramètre S,1, par exemple au moyen d'une IFFT, pour déterminer la réponse impulsionnelle correspondante, désignée par s11 avec s11 ,TFIS"). En général cette réponse impulsionnelle présente, outre un 10 pic de signal correspondant à la propagation en ligne droite sur le trajet aller-retour entre l'antenne 111 et le réflecteur 112, une pluralité de pics parasites dus à des multi-trajets, c'est-à-dire à des réflexions du signal sur des éléments de l'environnement. 15 La figure 4 illustre schématiquement la méthode de mesure de distance D à l'aide du système de la figure 2. On suppose que l'antenne 211 émet une onde électromagnétique, le cas échéant polarisée comme 20 expliqué plus haut. A l'étape 410, on mesure la réponse impulsionnelle du système lorsque le réflecteur est dans un premier état radioélectrique, puis, en 420, lorsqu'il est dans un second état radioélectrique. On 25 obtient ainsi une première et une seconde réponses impulsionnelles dont on calcule la différence pour obtenir une réponse impulsionnelle différentielle en 425. On détermine alors le pic correspondant au réflecteur comme le pic de plus forte intensité présent 30 dans cette réponse impulsionnelle différentielle. En effet, on comprendra que, toutes choses étant égales par ailleurs, le changement d'état radioélectrique du réflecteur, et donc de son coefficient de réflexion, permet d'identifier de manière univoque le pic correspondant dans la réponse impulsionnelle du système. On notera dans la suite r la position temporelle du pic de signal correspondant au réflecteur dans la réponse impulsionnelle différentielle. La première ou la seconde réponse impulsionnelle fait également apparaître un pic proche de l'instant de l'émission, qui correspond à la réflexion de l'onde sur l'antenne 111. En règle générale, ce pic émerge des réflexions parasites et du bruit, de sorte que l'on peut déterminer sa position temporelle TANT sans ambigüité, à l'étape 430. Bien que située ici après l'étape 420, on comprendra que cette mesure peut intervenir dès lors que l'on dispose d'une réponse impulsionnelle, indépendamment de l'état du réflecteur. A l'étape 440, on calcule la distance D entre l'antenne 211 et le réflecteur 212 au moyen de l'expression r - ( 3 ) D = c r 2 où c est la célérité de la lumière dans l'air. On comprendra que, dans l'expression (3), le retard r traduit non seulement le temps de propagation aller-retour de l'antenne au réflecteur mais également 30 les retards dus à la propagation dans les composants hyperfréquence, à savoir pour l'essentiel le câble coaxial, le duplexeur et le module d'émission/réception. En revanche, le retard rANT représente seulement le retard de propagation dans les 5 composants hyperfréquences. On obtient ainsi une estimation très précise de la distance entre l'antenne et le réflecteur, indépendamment des caractéristiques des composants hyperfréquence utilisés. En outre, cette mesure de distance est insensible aux dérives 10 éventuelles pouvant affecter les caractéristiques des composants hyperfréquence, soit en raison de fluctuations thermiques, soit en raison de leur vieillissement. En toute rigueur, l'expression (3) donne la 15 distance entre le centre de phase de l'antenne 211 et le réflecteur 212. La distance physique entre l'antenne 211 et l'objet supportant cette antenne est déduite de D et de la position du réflecteur sur l'objet. On pourra, si nécessaire, déterminer une fois pour toutes 20 l'offset de distance entre le réflecteur et l'objet. La méthode de mesure de distance représentée en figure 4 est mise en oeuvre par le système de la figure 2 de la manière suivante : 25 Aux étapes 410 et 420, l'analyseur de réseau 260 détermine le paramètre S11 pour une pluralité de fréquences On notera respectivement S1'1(/), ,U11), les valeurs de ce paramètre mesurées lors des étapes précitées. Les moyens de calcul 270 obtiennent la réponse impulsionnelle différentielle en effectuant la transformée de Fourier inverse de la différence complexe SWI)-4(/). Selon une variante, la transformée 5 de Fourier inverse est calculée pour chacun des paramètres Sil»), S,' ,(II) et la différence des transformées s11.(4U)-sW) est ensuite calculée dans le domaine temporel pour obtenir la réponse impulsionnelle différentielle. 10 Les moyens de calcul 270 déterminent ensuite la position temporelle, r, du pic (ou du pic de plus forte intensité) dans la réponse différentielle. Ils déterminent également la position temporelle, rAT, du pic de réflexion sur l'antenne 211 dans la première ou 15 la seconde réponse impulsionnelle. Ils en déduisent enfin la distance D au moyen de l'expression (3). Avantageusement, l'analyseur de réseau 260 est en outre apte à comparer le module du paramètre S11 par rapport à un seuil de dégradation admissible et à 20 envoyer un signal d'alerte aux moyens de contrôle 280 lorsque le module du paramètre S11 est inférieur à ce seuil. Le seuil de dégradation admissible est avantageusement fixé par un opérateur. Le seuil de dégradation admissible est défini 25 comme étant la valeur en-dessous de laquelle la valeur du paramètre S11 ne permet plus d'exploiter les signaux reçus par l'instrumentation. Au vu de la définition du paramètre S11, on comprend que si la valeur de Sn est faible, alors l'amplitude 30 complexe b1 est faible devant l'amplitude complexe a1. Si la valeur du paramètre S11 est inférieure au seuil de dégradation admissible alors l'amplitude complexe b1 est trop faible devant a1 et on en déduit que la chaîne d'amplification du dispositif est en saturation. En effet, lorsque la boucle d'amplification du dispositif relecteur 212 part en saturation, c'est-à-dire lorsque le système est dans une configuration de multi-trajets au niveau du dispositif réflecteur 212, alors la puissance de l'onde envoyée par le réflecteur 212 à l'antenne 211 est faible voire nulle. En réponse au signal d'alerte, les moyens de contrôle 280 activent un dispositif d'alerte (non représenté) L'opérateur saura ainsi que les mesures effectuées sont erronées et cherchera à supprimer l'objet perturbateur (ou les objets perturbateurs) qui peut (peuvent) générer des signaux multi-trajets. L'alerte pourra, par exemple, être du type visuelle ou sonore. La commutation du commutateur 220 peut être 20 réalisée en mode synchrone ou asynchrone. En mode synchrone, la commutation est commandée par les moyens de contrôle 280 à l'aide d'un signal de commutation qui peut être transmis au réflecteur par voie filaire ou par voie RF. Le signal de commutateur peut notamment se 25 présenter sous la forme d'un signal d'horloge. Le réflecteur 212, notamment le commutateur 120, l'amplificateur 140 et les moyens d'équilibrage, peuvent être alimentés par une source d'énergie autonome telle qu'une pile ou une batterie équipant le 30 réflecteur ou bien par une source d'alimentation externe. Dans ce second cas, si les moyens de contrôle 212 par un bus de également assurer Selon une variante 280 sont reliés au réflecteur l'alimentation du contrôle, ce bus pourra l'alimentation du réflecteur. avantageuse de réalisation, réflecteur sera directement assurée par l'onde électromagnétique incidente. Dans ce cas, le signal reçu par l'antenne 110 est redressé et permet de charger une capacité, selon le même principe que celui de l'alimentation d'une radio-étiquette (en anglais « RFID tag ») classique. En variante du mode de réalisation décrit en figure 2, on pourra prévoir que le système 200 comprend une antenne d'émission, reliée à un module d'émission et une antenne de réception, reliée à un module de réception. Les antennes d'émission et de réception sont alors supposées colloquées. Le module de réception et le module d'émission sont alors pilotés par les moyens de contrôle. L'acheminement des signaux el et s1 entre respectivement le module d'émission et les moyens de mesure et le module de réception et les moyens de mesure peut être réalisé par exemple au moyen de câbles coaxiaux. On comprendra que le système de mesure de distance selon l'invention permet également de déterminer le déplacement d'un objet entre deux instants consécutifs relativement à une antenne ou une pluralité d'antennes. Il suffit pour ce faire de calculer la différence entre les distances D mesurées respectivement en ces deux instants.30 REVENDICATIONS1. Réflecteur (212) actif destiné à recevoir sur une antenne d'émission/réception (110) une première onde et à émettre au-travers de ladite antenne (110) une seconde onde, ledit réflecteur comprenant un commutateur (120), relié dans une première position de commutation, à la borne d'entrée (141) d'un amplificateur hyperfréquence (140) et, dans une seconde position de commutation, à une impédance (130), ledit réflecteur étant caractérisé en ce qu'il comprend un diviseur de puissance passif (150) et une charge (160) équivalente à celle de ladite antenne, ledit diviseur de puissance passif (150) étant connecté par une première borne (151) à ladite première antenne (110), par une seconde borne (152) audit commutateur (120), par une troisième borne (154) à la sortie (142) dudit amplificateur hyperfréquence (140), par une quatrième borne (153) à ladite charge équivalente (160), ledit diviseur de puissance passif introduisant un déphasage de m/2 sur ladite quatrième borne (153). 2. Réflecteur (212) selon la revendication 1, caractérisé en ce que des moyens de filtrage (117) sont disposés entre la sortie (142) de l'amplificateur (140) et ladite troisième borne (154) dudit diviseur de puissance passif (150). 3. Système de mesure d'une distance (D) d'une 30 antenne (211) à un réflecteur (212) selon la revendication 1 ou 2, ladite antenne étant reliée à unmodule d'émission/réception (240), ledit module d'émission/réception (240) étant relié à une instrumentation comprenant un analyseur de réseau vectoriel (260) adapté à mesurer pour une pluralité de fréquences un paramètre égal au rapport complexe entre l'onde reçue et l'onde émise par le module d'émission/réception, des moyens de calcul (270) adaptés à effectuer une transformée de Fourier inverse de ce paramètre pour déterminer la réponse impulsionnelle correspondante et à mesurer la position temporelle d'un pic de signal dans cette réponse, caractérisé en qu'un moyen d'alerte est apte à générer un signal d'alerte si une valeur d'un paramètre représentatif de la puissance d'une onde renvoyée par ledit dispositif réflecteur (212) mesurée par ledit moyen d'alerte est inférieure à un seuil admissible. 4. Système de mesure de distance selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend en 20 outre des moyens de contrôle (280) contrôlant le module d'émission/réception (240), l'analyseur de réseau vectoriel (260), les moyens de calcul (270), et pilotant la position de commutation dudit commutateur dudit réflecteur (212). 25 5. Système de mesure de distance selon la revendication 4, caractérisé en ce que lesdits moyens de contrôle (280) sont en outre aptes à activer un dispositif d'alerte en réponse audit signal d'alerte. 30