Brevet FR2984522A1 — publié le 20130621

DISPOSITIF DE DETECTION DE LA PROXIMITE D'UN OBJET, COMPRENANT DES PHOTODIODES SPAD La présente invention concerne un dispositif de détection et de mesure de la distance d'un objet, sur la base d'un temps de propagation d'un faisceau de photons émis sous forme d'impulsions et réfléchi sur l'objet. La présente invention s'applique notamment aux écrans tactiles tels que ceux utilisés dans les téléphones mobiles, et à la détection d'un objet à proximité d'un tel écran. Il est connu d'utiliser des photodiodes comme élément de détection et de mesure de distance, en exploitant un phénomène d'avalanche qui peut se produire dans la jonction PN de photodiodes. Un phénomène d'avalanche peut se déclencher dans une jonction PN de diode lorsque la diode est polarisée en inverse aux environs de la tension de claquage de la jonction. Ce phénomène peut être exploité de deux façons dans une photodiode à avalanche. Si la photodiode à avalanche est polarisée en inverse juste en dessous de la tension de claquage. La photodiode génère alors un courant électrique proportionnel à l'intensité du flux de photons reçu par la photodiode, avec un gain de quelques centaines avec un semiconducteur tel que le silicium. Pour détecter de faibles intensités de flux de photons, il est connu d'utiliser des photodiodes pouvant être polarisées en inverse au dessus de la tension de claquage. De telles photodiodes sont appelées "diode à avalanche à unique photon" SPAD (Single Photon Avalanche Diode) ou diode fonctionnant en mode "Geiger". Chaque fois qu'une telle photodiode reçoit un photon, un phénomène d'avalanche se produit dans la jonction PN de la photodiode, générant un courant intense. Pour éviter une destruction de la photodiode par ce courant intense, la photodiode est connectée à un circuit d'extinction (quenching circuit) permettant d'arrêter le processus d'avalanche quelques nanosecondes après l'apparition de celui-ci. Pour effectuer une mesure de distance, il est connu d'éclairer une zone de détection avec une source lumineuse pulsée telle qu'une source laser pulsée, et de détecter des photons réfléchis par un objet présent dans la zone de détection à l'aide d'un ensemble de photodiodes SPAD. La distance de l'objet présent dans la zone de détection est évaluée sur la base du temps de propagation ou temps de vol TOF (Time Of Flight) entre l'instant d'émission d'une impulsion lumineuse et l'instant d'apparition d'une impulsion aux bornes d'une photodiode résultant du déclenchement de la photodiode en avalanche. La précision de la mesure dépend notamment de la durée des impulsions lumineuses émises par la source, et plus ces impulsions sont courtes, plus la mesure peut être précise. Dans un circuit intégré de type CMOS, alimenté par une tension de l'ordre de 3 à 5 V, la polarisation en inverse des photodiodes SPAD à une tension supérieure à la tension de claquage, nécessite une tension de polarisation d'environ 14 V. Une telle tension est produite par un circuit de génération de haute tension, par exemple à base de pompe de charge permettant d'élever la tension d'alimentation. Le circuit de génération de haute tension est dimensionné en tenant compte du cas le plus défavorable où toutes les photodiodes du circuit de détection se déclenchent en avalanche à chaque impulsion d'une série d'impulsions de photons émises par la source. Par ailleurs, le circuit de détection sera d'autant plus performant, et en particulier sensible pour détecter un objet même très peu réfléchissant, qu'il comportera un grand nombre de photodiodes. Or, une photodiode SPAD peut consommer en moyenne plusieurs microampères si elle se déclenche en avalanche à la suite de chaque impulsion d'une série d'impulsions de photons. Ce courant est à multiplier par le nombre de photodiodes SPAD du circuit. Il en résulte que plus le circuit comporte de photodiodes, plus le générateur de haute tension occupe une surface de circuit importante, et plus sa consommation électrique, même en l'absence de charge, est importante. Le circuit de génération de haute tension constitue donc un élément limitant le nombre de photodiodes SPAD d'un circuit de détection, en particulier dans les applications du circuit intégré à un objet portable tel qu'un téléphone mobile, devant présenter une consommation électrique et un encombrement aussi faibles que possible. Il est donc souhaitable de s'affranchir de cette limitation induite par le circuit de génération de haute tension, pour pouvoir doter le circuit de détection d'un nombre suffisant de photodiodes SPAD, compte tenu de la précision des mesures et de la sensibilité recherchées. Il est également souhaitable que le circuit de génération de haute tension occupe une surface de circuit et présente une consommation électrique, aussi faibles que possible. Des modes de réalisation concernent un procédé de détection de la présence d'un objet à proximité d'un dispositif de détection, comprenant des étapes consistant à : polariser en inverse des photodiodes à avalanche à unique photon, à une tension de polarisation supérieure à une tension de claquage d'une jonction PN de chaque photodiode, émettre par impulsion un faisceau de photons incident, détecter des photodiodes qui se déclenchent en avalanche à la suite de la réception par la photodiode d'au moins un photon d'un faisceau de photons réfléchi produit par une réflexion du faisceau incident sur un objet à proximité du dispositif de détection, déterminer la présence de l'objet en fonction de l'existence d'au moins un déclenchement en avalanche d'une des photodiodes, et sélectionner un nombre de photodiodes à polariser en inverse du dispositif de détection, en fonction d'une charge d'un circuit de génération de la tension de polarisation, et polariser le nombre de photodiodes sélectionnées. Selon un mode de réalisation, le procédé comprend une étape de détermination d'une distance de l'objet en fonction du temps entre un instant d'émission du faisceau incident et des instants de déclenchement d'avalanche dans les photodiodes à la suite de la réception d'au moins un photon du faisceau réfléchi. Selon un mode de réalisation, la charge du circuit de génération de la tension de polarisation est déterminée à partir de la tension, de la fréquence ou de l'intensité de courant d'un signal interne au circuit de génération de la tension de polarisation. Selon un mode de réalisation, la charge du circuit de génération de la tension de polarisation est déterminée à partir d'un nombre moyen de photodiodes qui se déclenchent en avalanche, calculé durant l'émission de plusieurs impulsions successives du faisceau incident. Selon un mode de réalisation, le nombre de photodiodes sélectionnées pour être polarisées en inverse est ajusté de manière à éviter que la charge du circuit de génération de la tension de polarisation soit excessive, le circuit de génération de tension étant dimensionné pour polariser en inverse seulement une fraction du nombre de photodiodes du dispositif de détection, qui se déclenchent en avalanche à chaque impulsion du faisceau incident d'une série d'impulsions successives. Selon un mode de réalisation, les photodiodes sont réparties en plusieurs groupes d'un nombre fixe de photodiodes, le nombre de photodiodes sélectionnées pour être polarisées en inverse étant augmenté par pas d'un nombre de photodiode correspondant au nombre de photodiodes dans un groupe, lorsque la charge du circuit de génération de tension n'est pas excessive. Selon un mode de réalisation, toutes les photodiodes du dispositif de détection peuvent être polarisées en inverse si la charge du circuit de génération de tension n'est pas excessive. Selon un mode de réalisation, le nombre de photodiodes polarisées en inverse lorsque la charge du circuit de génération de tension est détectée excessive, est diminué de 50 à 90%. Selon un mode de réalisation, le procédé comprend des étapes consistant à : générer un premier signal à la fréquence d'émission des impulsions du faisceau incident, synchroniser le début de chaque impulsion du premier signal sur un instant moyen de déclenchement d'avalanche dans les photodiodes, générer un second signal ayant un état déterminé pendant une période de déphasage entre le premier signal et un troisième signal à la fréquence d'émission des impulsions du faisceau incident, et lorsque le premier signal est synchronisé, mesurer une durée pendant laquelle le second signal est dans l'état déterminé, une mesure de distance avec l'objet étant déterminée en fonction de la durée mesurée. Selon un mode de réalisation, le troisième signal est un signal de commande d'une source émettant le faisceau incident, ou bien un signal dont le début de chaque impulsion est synchronisé sur un instant moyen de déclenchement d'avalanche dans des photodiodes polarisées en inverse d'une unité de référence couplée optiquement à la source émettrice du faisceau incident, pour déterminer des instants d'émission des impulsions du faisceau incident. Des modes de réalisation peuvent concerner également un dispositif de détection de la présence d'un objet, comprenant : un circuit d'émission pour émettre par impulsion un faisceau de photons incident, un circuit de détection comprenant plusieurs photodiodes à avalanche à unique photon, et un circuit de génération de tension pour générer une tension de polarisation supérieure à une tension de claquage d'une jonction PN de chaque photodiode, le dispositif de détection étant configuré pour mettre en oeuvre le procédé défini précédemment. Selon un mode de réalisation, le dispositif comprend un circuit de détection de référence comprenant plusieurs photodiodes à avalanche à unique photon, couplées optiquement au circuit d'émission pour détecter un instant d'émission de chaque impulsion émise du faisceau incident. Selon un mode de réalisation, le dispositif comprend un circuit de commutation comportant une entrée recevant la tension de polarisation et plusieurs sorties fournissant chacune la tension de polarisation à un groupe de photodiodes du circuit de détection, et des organes de commutation pour connecter sélectivement l'entrée à une ou plusieurs des sorties, les organes de commutation étant commandés en fonction de la charge du circuit de génération de tension. Selon un mode de réalisation, le circuit de génération de tension comprend une pompe de charge pour générer la tension de polarisation à partir d'une tension d'alimentation du dispositif de détection, inférieure à la tension de polarisation. Selon un mode de réalisation, le dispositif comprend un premier circuit de synchronisation pour synchroniser le début de chaque impulsion d'un premier signal ayant la fréquence d'émission des impulsions du faisceau incident, sur un instant moyen de déclenchement d'avalanche dans les photodiodes, le circuit de synchronisation comprenant un déphaseur recevant en entrée un signal de commande d'une source émettant le faisceau incident, et fournissant le premier signal, deux portes logiques ET recevant chacune en entrée le premier signal et un signal de détection comportant une impulsion à chaque fois qu'une des photodiodes se déclenche en avalanche, la sortie des portes ET commandant respectivement la charge ou la décharge d'un condensateur selon qu'une impulsion du signal de détection apparaît pendant ou en dehors d'une impulsion du premier signal, la tension aux bornes du condensateur commandant le déphaseur, le dispositif comprenant un comparateur pour comparer le premier signal à un second signal ayant la fréquence du signal de commande, et un circuit de mesure de durée pour mesurer une durée à l'état haut du signal de sortie du comparateur. Selon un mode de réalisation, le dispositif comprend un second circuit de synchronisation pour synchroniser le début de chaque impulsion du second signal ayant la fréquence d'émission des impulsions du faisceau incident, sur un instant moyen de déclenchement d'avalanche dans des photodiodes polarisées en inverse d'une unité de référence couplée optiquement à la source émettrice du faisceau incident, pour déterminer des instants d'émission des impulsions du faisceau incident. Des exemples de réalisation de l'invention seront décrits dans ce qui suit, à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1 représente schématiquement un dispositif de détection d'un objet, selon un mode de réalisation, la figure 2 représente une surface de détection à base de photodiodes SPAD, du dispositif de détection, la figure 3 représente une surface de détection d'un signal de référence, à base de photodiodes SPAD, du dispositif de détection, les figures 4A, 4B représentent des chronogrammes illustrant le fonctionnement du dispositif de détection, la figure 5 représente schématiquement des circuits du dispositif de détection, selon un mode de réalisation, la figure 6 représente schématiquement une unité de détection du dispositif de détection, selon un mode de réalisation, la figure 7 représente une séquence d'étapes exécutées par le dispositif de détection, selon un mode de réalisation, la figure 8 représente des circuits du dispositif de détection, selon un autre mode de réalisation. La figure 1 représente un dispositif de détection DETD, selon un mode de réalisation. Le dispositif DETD comprend une unité d'émission EMU émettant des impulsions de photons, une unité de réception MSA, et une unité de réception de référence RSA, les unités MSA, RSA étant sensibles aux impulsions de photons émises par l'unité EMU. Les unités EMU, MSA, RSA sont formées sur une plaquette SB par exemple en un matériau semi-conducteur. L'unité EMU émet des impulsions de photons dans un champ d'émission EFD par exemple de forme conique dont le sommet est centré sur l'unité EMU. L'unité MSA est sensible à des photons provenant d'un champ de détection DFD qui peut également être de forme conique. Les champs EFD et DFD présentent une zone commune, formant un champ de détection CFD dans lequel un objet O peut être détecté par le dispositif DETD en réfléchissant des photons émis par l'unité EMU vers l'unité de réception MSA. L'unité de référence RSA est couplée optiquement à l'unité d'émission EMU par un dispositif de couplage optique OCD configuré pour renvoyer vers l'unité RSA une partie des photons émis par l'unité EMU. L'unité EMU comprend une ou plusieurs diodes électroluminescentes ou une diode laser émettant des impulsions de photons dans une certaine plage de longueurs d'onde. L'unité MSA peut être associée à un filtre optique laissant passer des photons appartenant à la plage de longueurs d'onde de l'unité d'émission, en excluant des photons ayant d'autres longueurs d'onde. La plaquette SB et les unités EMU, MSA, RSA peuvent être protégées par une plaque (non représentée) en un matériau transparent aux longueurs d'onde émises par l'unité EMU. L'unité MSA, et éventuellement l'unité RSA comprennent des photodiodes à avalanche à unique photon SPAD, qui sont polarisées en inverse à une tension de polarisation supérieure à la tension de claquage de la jonction PN des photodiodes. A chaque fois qu'une photodiode de l'unité MSA ou RSA se déclenche en avalanche elle génère une impulsion électrique. La plage de longueurs d'onde des photons émis par l'unité EMU peut être située en dehors des longueurs d'onde visibles, par exemple dans l'infrarouge ou le proche infrarouge. La figure 2 représente une surface de détection de l'unité MSA. L'unité MSA comprend plusieurs photodiodes PHD disposées conformément à une répartition matricielle, en lignes et en colonnes transversales aux lignes. Dans l'exemple de la figure 2, l'unité MSA comprend 35 photodiodes PHD réparties sur cinq lignes et sept colonnes. La figure 3 représente une surface de détection de l'unité RSA. L'unité RSA comprend plusieurs photodiodes PHD disposées conformément à une répartition matricielle, en lignes et en colonnes transversales aux lignes. Dans l'exemple de la figure 3, l'unité RSA comprend douze photodiodes PHD réparties sur trois lignes et quatre colonnes. Le dispositif de détection DETD mesure le temps entre des instants d'apparition d'impulsions dans des signaux issus des photodiodes de l'unité RSA et des instants d'apparition d'impulsions dans des signaux issus des photodiodes de l'unité MSA. Une distance entre l'objet O et le dispositif DETD peut ensuite être déduite du temps entre ces instants, correspondant au temps de propagation de la lumière émise par l'unité EMU pour se réfléchir sur l'objet O, puis atteindre l'unité MSA. A cet effet, le dispositif de détection DETD peut être configuré pour compter un nombre d'impulsions par cycle d'un signal d'horloge dans des signaux de détection fournis par les unités MSA, RSA. Chaque impulsion dans ces signaux de détection correspond au déclenchement en avalanche d'une photodiode PHD à la suite de la réception d'un photon par la photodiode. Ces données de comptage d'impulsions sont utilisées pour constituer pour chaque cycle de mesure déclenché par l'émission d'une impulsion de photons par l'unité EMU, un histogramme comprenant un nombre de photodiodes PHD déclenchées en avalanche par cycle d'horloge. Chaque cycle de mesure s'étend sur plusieurs cycles d'horloge et peut durer quelques nanosecondes, par exemple entre 5 et 15 ns, par exemple 10 ns pour détecter un objet à moins de 20 cm du dispositif de détection. En effet, le temps de propagation de la lumière pour se réfléchir sur un objet situé à 10 cm de l'unité MSA et atteindre cette dernière, est de l'ordre de 0.666 ns. Chaque histogramme obtenu peut ensuite être exploité pour déterminer des instants de réception, respectivement par l'unité RSA et l'unité MSA, de l'impulsion de photons émise par l'unité EMU. Une distance de l'objet O ayant réfléchi l'impulsion de photons émise par l'unité EMU vers l'unité MSA, est ensuite déterminée en calculant le temps entre les instants de réception déterminés. La distance de l'objet O peut ensuite être déduite en multipliant ce temps par la vitesse de la lumière divisée par deux, pour tenir compte des trajets aller et retour de la lumière. Si un comptage nul ou non significatif est obtenu à partir des signaux fournis par l'unité MSA, il est considéré qu'aucun objet ne se trouve à proximité de la surface de détection de l'unité MSA. Les figures 4A, 4B représentent des chronogrammes du signal de déclenchement de l'émission d'impulsions de photons par l'unité EMU, et de l'histogramme constitué en fonction du temps par le dispositif DETD à partir de signaux fournis par les unités MSA, RSA. Les chronogrammes des figures 4A, 4B présentent deux cycles de mesure MC délimités chacun par deux impulsions successives du signal de commande de l'unité EMU (figure 4A). L'histogramme de la figure 4B représente le nombre NA de photodiodes déclenchées en avalanche à chaque cycle d'horloge de durée CK. Des instants t1, t4 de réception d'une impulsion de photons par chacune des unités RSA, MSA peuvent être déterminés en à partir des instants de début et de fin tO, t2 (pour l'unité RSA) et t3, t5 (pour l'unité MSA) de réception de l'impulsion, en calculant une moyenne des instants de début tO, t3 et de fin t2, t5, soit t1 = t0+(t2-t0)/2 et t4 = t3+(t5-t3)/2. Les instants t1, t4 peuvent également être déterminés par un calcul de moyenne pondérée, en tenant compte du nombre NA de photodiodes déclenchées à chaque cycle d'horloge, fourni par l'histogramme. Ainsi, dans l'exemple de la figure 4B, 7 photodiodes se sont déclenchées en avalanche dans l'unité RSA entre les instants tO et t2, et l'instant t2 est décalé de l'instant tO de 4 cycles d'horloge de durée CK. Le temps t1 peut être calculé de la manière suivante : t1 = tO + 1/7 x (CK + 2(2CK) + 2(3CK) + 4CK) = tO + 15/7 x CK De même, dans l'exemple de la figure 4B, quinze photodiodes se sont déclenchées en avalanche dans l'unité MSA entre les instants t3 et t5, et l'instant t5 est décalé de l'instant t3 de 12 cycles d'horloge de durée CK. Le temps t4 peut être obtenu par un calcul de moyenne pondérée, de la manière suivante : t4 = t3 + 1/15 x (CK + 2(2CK) + 3CK + 2(4CK) + 5CK + 6CK + 2(8CK) + 9CK + 2(1OCK) + 12CK) = t3 + 84/15 x CK La connaissance des instants t1 et t4 permet ensuite d'évaluer un temps de propagation DT1 (= t4 - t1) de l'impulsion de photons entre l'unité EMU et l'unité MSA. La distance D entre le dispositif de détection DETD et l'objet O peut ensuite être calculée de la manière suivante : D = DT1 x c/2, c étant la vitesse de la lumière. La figure 5 représente des circuits du dispositif de détection DETD. Le dispositif DETD comprend en plus des unités MSA, RSA et EMU, une unité de traitement PRCU, un circuit de génération d'impulsion PLGN, et un circuit de génération de haute tension HVGN. Le circuit HVGN fournit une haute tension HV aux unités RSA, MSA pour polariser en inverse les photodiodes PHD de ces unités, à une tension supérieure à la tension de claquage de la jonction PN des photodiodes. L'unité PRCU fournit des signaux de commande au circuit PLGN. Le circuit PLGN génère un signal ECM comprenant des impulsions périodiques, qui est transmis à l'unité EMU pour déclencher l'émission d'une impulsion de photons à chaque impulsion du signal ECM. Les unités RSA, MSA fournissent des signaux de mesure RS, MS qui sont transmis à l'unité de traitement PRCU. Chacun des signaux RS, MS comprend une impulsion chaque fois qu'une photodiode correspondante s'est déclenchée en avalanche à la suite de la réception d'un photon par la photodiode. L'unité PRCU traite les signaux de mesure RS, MS, comme décrit précédemment, pour déterminer la présence d'un objet O dans le champ de détection DFD de l'unité MSA, et éventuellement pour déterminer la distance séparant l'objet O de l'unité MSA. Le circuit HVGN peut comprendre une pompe de charge CP pour générer, à partir d'une tension d'alimentation du dispositif DETD, une haute tension HV suffisante pour polariser en inverse les photodiodes PHD des unités MSA, RSA, à une tension supérieure à une tension de claquage des photodiodes. La tension HV peut être de l'ordre de 12 V à 17 V, par exemple 14 V, tandis que la tension d'alimentation du dispositif DETD est de l'ordre de 2 à 5 V, par exemple 3 V. Selon un mode de réalisation, le dispositif de détection DETD 15 comprend un circuit de commutation CCT. Le circuit CCT est configuré pour transmettre la haute tension HV, sélectivement à une ou plusieurs lignes HV1, HV2, HVn connectées à l'unité MSA, en fonction d'un signal de commande CCM transmis par l'unité PRCU. Le circuit HVGN est configuré pour fournir au circuit PRCU un signal de mesure CMS représentatif du 20 fonctionnement du circuit HVGN, et en particulier de la charge de ce dernier. Le signal de mesure CMS peut être une mesure de tension, de fréquence ou d'intensité de courant d'un signal interne au circuit HVGN. Chaque ligne HV1-HVn est connectée à un groupe d'une ou plusieurs photodiodes PHD de l'unité MSA pour polariser en inverse les photodiodes du groupe. Le 25 circuit HVGN peut également fournir la haute tension HV à l'unité RSA, éventuellement par l'intermédiaire du circuit CCT, pour polariser en inverse toutes les photodiodes PHD de l'unité RSA. De cette manière, peu de photodiodes peuvent être polarisées lorsque l'unité MSA est fortement éclairée par le faisceau réfléchi par l'objet 30 0, et toutes les photodiodes de l'unité MSA peuvent être polarisées en l'absence de faisceau réfléchi ou lorsque l'intensité du faisceau réfléchi est faible. Selon un mode de réalisation, le circuit HVGN est dimensionné pour polariser en inverse seulement une fraction du nombre de photodiodes de 35 l'unité MSA, et éventuellement toutes les photodiodes de l'unité RSA, lorsque toutes les photodiodes polarisées se déclenchent en avalanche à chaque cycle de mesure MC de plusieurs cycles de mesure successifs. Par ailleurs, l'unité PRCU peut être configurée pour comparer le signal de mesure CMS issu du circuit HVGN, à une valeur de seuil, périodiquement, à des cycles de comparaison. Si à un cycle de comparaison, une comparaison révèle que la charge du circuit HVGN est trop élevée, l'unité PRCU commande le circuit CCT pour déconnecter une ou plusieurs lignes HV1-HVn du circuit HVGN, afin de ne plus polariser un ou plusieurs groupes de photodiodes PHD de l'unité MSA. A chaque cycle de comparaison, tant que le signal de mesure CMS révèle que la charge du circuit HVGN n'est pas excessive, l'unité PRCU commande le circuit CCT pour connecter une ou plusieurs lignes HV1-HVn non connectées au circuit HVGN, et ainsi polariser un ou plusieurs groupes de photodiodes PHD supplémentaires de l'unité MSA. La durée d'un cycle de comparaison peut être de 10 à 100 cycles de mesure MC. La figure 6 représente l'unité MSA. L'unité MSA comprend plusieurs circuits de photodiode PHC comportant chacun une photodiode PHD de type SPAD, un circuit de mise en forme RD fournissant un signal de détection MS1, MS2, ... MS i, MSp, et un circuit d'extinction d'avalanche QC permettant de protéger la photodiode dès que celle-ci s'est déclenchée en avalanche. La photodiode PHD de chaque circuit de photodiode PHC comprend une cathode connectée à l'une des lignes HV1-HVn et une anode connectée à un circuit RD. L'anode de la photodiode est également reliée à la masse par l'intermédiaire d'un circuit d'extinction QC. Les circuits de photodiode PHC sont répartis dans des groupes GP1-GPn d'au moins un circuit PHC, chaque groupe étant connecté à une ligne HV1-HVn. Chaque signal de détection MS1-MSp est par exemple un signal binaire comportant une impulsion de durée fixe, dont le début coïncide avec l'instant où la photodiode PHD correspondante se déclenche en avalanche à la suite de la réception d'un photon. La durée d'une impulsion dans les signaux MS1-MSp peut être fixée à une valeur comprise entre 1 et 3 ns. L'ensemble des signaux MS1-MSp de la figure 6 correspond aux signaux MS issu de l'unité MSA dans la figure 5. Le circuit QC peut être un simple transistor MOS dont la grille reçoit un signal de commande pour commander le transistor à l'état passant afin de polariser en inverse la photodiode pour qu'elle puisse détecter un photon, et bloquer le transistor lorsque la diode PHD se déclenche en avalanche. Dans l'exemple de la figure 2, chaque groupe de photodiodes GP1- GPn peut correspondre à une colonne de 5 photodiodes, de sorte que les photodiodes de l'unité MSA sont réparties en 7 groupes. Plus généralement, chaque groupe de photodiodes GP1-GPn peut comprendre une photodiode dans chaque ligne et dans une colonne différente des colonnes auxquelles appartiennent les autres photodiodes du groupe. L'unité RSA peut comprendre des circuits de photodiode identiques à ceux PHC de l'unité MSA, et recevant chacun la haute tension HV, directement du circuit HVGN, ou par l'intermédiaire du circuit CCM. Les signaux RS de la figure 5 comprennent donc un signal par photodiode PHD de l'unité RSA. La figure 7 représente une séquence d'étapes S1 à S4, exécutée par l'unité de contrôle PRCU. A l'étape S1, une valeur de mesure CMS est acquise sur le fonctionnement du circuit HVGN. A l'étape S2, la valeur de mesure acquise CMS est comparée à une valeur de seuil TH. Si la comparaison indique que la charge du circuit HVGN est excessive, signifiant que le nombre de photodiodes qui se déclenchent en avalanche à chaque cycle de mesure CM est trop élevé pour le circuit HVGN, l'étape S3 est exécutée, sinon l'étape S4 est exécutée. A l'étape S3, le circuit de commutation CCT est commandé pour diminuer dans une proportion P% le nombre N de photodiodes polarisées par le circuit HVGN. A l'étape S4, le circuit de commutation CCT est commandé pour augmenter d'une certaine quantité DN le nombre N de photodiodes polarisées par le circuit HVGN. Le nombre DN peut être égal à une ou plusieurs fois le nombre de photodiodes par groupe GP1-GPn. De cette manière, l'unité MSA peut comporter un grand nombre de photodiodes pouvant être toutes polarisées en inverse par le circuit HVGN, tandis le circuit HVGN peut être dimensionné pour polariser en inverse seulement un petit nombre, égal à une fraction du nombre de photodiodes de l'unité MSA, qui se déclenchent en avalanche à chaque impulsion lumineuse émise par l'unité EMU. Le dispositif de détection DETD peut ainsi présenter une grande sensibilité dans la mesure où il comporte un grand nombre de photodiodes, sans pour autant nécessiter un circuit de génération de haute tension de grande capacité pour pouvoir polariser en inverse simultanément toutes les photodiodes des unités RSA, MSA, lorsque ces photodiodes se déclenchent en avalanche à chaque impulsion émise par l'unité EMU. En effet, une photodiode peut consommer en moyenne par exemple 8 pA si elle se déclenche en avalanche à chaque cycle de mesure MC. Si le nombre de photodiodes PHD à polariser en inverse dans les unités MSA, RSA est de 35, le circuit HVGN devrait être dimensionné pour fournir un courant de 35 x 8 = 280 pA. En revanche, lorsqu'aucune des photodiodes de l'unité MSA ne se déclenche en avalanche, le courant dissipé dans les unités MSA, RSA est quasiment nul. Le circuit HVGN peut alors polariser toutes les photodiodes des unités RSA, MSA, même s'il est dimensionné pour fournir seulement un courant correspondant au courant dissipé par un nombre réduit photodiodes qui se déclenchent en avalanche, correspondant au nombre de photodiodes du circuit RSA, augmenté d'un nombre correspondant à une fraction, par exemple égale à 5, du nombre de photodiodes de l'unité MSA. Selon un mode de réalisation, lorsqu'à un cycle de comparaison, la comparaison révèle que la charge du circuit HVGN est excessive, le circuit CCT peut être commandé pour réduire le nombre de photodiodes polarisées en inverse, dans une forte proportion, par exemple de 50 à 90%. En revanche, si à un cycle de comparaison, le signal de mesure CMS révèle que la charge du circuit HVGN n'est pas excessive, le circuit CCT peut être commandé pour augmenter le nombre de photodiodes polarisées en inverse dans une faible proportion, par exemple de 10 à 20%. Ce nombre peut correspondre au nombre de photodiodes d'un groupe GP1-GPn de photodiodes alimentées par une même ligne HV1-HVn issue du circuit CCT. Selon un autre mode de réalisation, le circuit CCT peut être commandé en fonction d'un nombre moyen NMA de photodiodes de l'unité MSA, qui se déclenchent en avalanche à chaque cycle de mesure durant un cycle de comparaison. L'acquisition des mesures CMS n'est alors pas nécessaire. L'étape 51 peut alors consister à déterminer le nombre moyen NMA de photodiodes qui se sont déclenchées en avalanche durant le cycle de comparaison précédent. L'étape S2 consiste alors à comparer le nombre NMA à un nombre maximum NMX de photodiodes qui se déclenchent en avalanche à chaque cycle de mesure MC, que peut polariser le circuit HVGN. Si le nombre NMA est supérieur au nombre maximum NMX, l'étape S3 est exécutée pour réduire le nombre de photodiodes polarisées en inverse, sinon l'étape S4 est exécutée. A l'étape S3, le nombre de photodiodes à polariser peut être calculé par exemple en multipliant le nombre N de photodiodes polarisées en inverse au cycle de comparaison précédent par le ratio NMX/NMA entre le nombre NMX et le nombre moyen de photodiodes déclenchées en avalanche NMA au cycle de comparaison précédent. Selon un autre mode de réalisation, l'ajustement des photodiodes à polariser à chaque cycle de mesure peut être effectué à la fois en fonction du signal de mesure CMS et du nombre moyen de photodiodes déclenchées en avalanche durant le cycle de comparaison précédent. Ainsi, si à un cycle de comparaison, le signal de mesure CMS révèle que la charge du circuit HVGN est excessive, l'étape S3 peut être exécutée. Dans le cas contraire, l'étape S4 peut être exécutée. La figure 8 représente des circuits de l'unité PRCU selon un mode de réalisation. Sur la figure 8, le circuit PRCU comprend deux portes logiques de type OU OG1, 0G2, la porte OG1 recevant les signaux MS1-MSp et la porte 0G2 recevant les signaux RS (RS1-RSk) issus de l'unité RSA. Le circuit PRCU comprend deux circuits de boucle à verrouillage de phase PLL1, PLL2, deux diviseurs de fréquence DIVN, DIVM, deux circuits analogiques de boucle à verrouillage de retard ADL1, ADL2, un comparateur CP1, et un circuit de mesure de durée TMC. Un signal d'horloge CLK est fourni en entrée des circuits PLL1, PLL2. Le diviseur DIVN est connecté en entrée à une sortie du circuit PLL1 et en sortie à une entrée de chacun des circuits ADL1, ADL2. Les circuits PLL1 et DIVN permettent de générer le signal ECM de commande de l'unité EMU. Le circuit PLL1 augmente la fréquence du signal d'horloge CLK d'un certain facteur, et le circuit DIVN divise la fréquence de sortie du circuit PLL1 d'un facteur N, de manière à ce que le signal ECM présente une fréquence inférieure à la fréquence maximale de déclenchement d'une avalanche dans les photodiodes PHD. La sortie de la porte OG1 est connectée à une entrée du circuit ADL1, et la sortie de la porte 0G2 est connectée à une entrée du circuit ADL2. Le comparateur CP1 reçoit en entrée un signal de sortie ADP1, ADP2 de chacun des circuits ADL1, ADL2, et fournit un signal de déphasage DPH entre les signaux ADP1, ADP2. Les circuits ADL1, ADL2 sont identiques, seuls les circuits internes du circuit ADL1 étant représentés sur la figure 8 par souci de clarté. Ainsi, 5 chacun des circuits ADL1, ADL2 comprend un circuit de déphasage ajustable PHS, deux portes logiques de type ET AG1, AG2, deux sources de courant ajustables IUP, IDW, et un condensateur C1. Le signal ECM est fourni en entrée du circuit PHS. La sortie du circuit PHS qui constitue une sortie de signal ADP1 du circuit ADL1, est connectée à une entrée directe 10 de la porte AG1 et à une entrée inverseuse de la porte AG2. La sortie de la porte OG1 est connectée à une entrée directe de chacune des portes AG1, AG2. La sortie de la porte AG1 commande l'activation de la source de courant IUP et la sortie de la porte AG2 commande l'activation de la source de courant IDW. Autrement dit, lorsque l'une ou l'autre des portes AG1, AG2 15 est active, la source de courant à laquelle la porte est connectée est active également. La source IUP est connectée entre une source de tension d'alimentation et la source IDW, et la source IDW est connectée entre la source IUP et la masse. Le noeud de connexion entre les sources IUP, IDW est connecté à une entrée de commande du circuit PHS et est relié à la 20 masse par l'intermédiaire du condensateur Cl. La tension aux bornes du condensateur Cl correspond donc à celle du signal de commande du circuit PHS. Le signal ADP1 en sortie du circuit PHS est déphasé du signal ECM d'un déphasage compris entre des valeurs de déphasage minimum et maximum, et variant linéairement avec une pente positive, entre certaines 25 tensions de commande du circuit PHS. Les valeurs de déphasage minimum et maximum appliquées par le circuit PHS au signal ADP1 par rapport au signal ECM peuvent être définies par exemple en fonction de distances minimum et maximum de détection d'objets. Le déphasage minimum appliqué par le circuit PHS au signal ECM peut être par exemple nul et le 30 déphasage maximum peut être égal à une période du signal ECM. Lorsque la source de courant IUP est activée par le signal de sortie de la porte AG1, le condensateur Cl se charge, ce qui augmente la tension de commande du circuit PHS. Inversement, lorsque la source de courant IDW est activée par le signal de sortie de la porte AG2, le condensateur Cl 35 se décharge, ce qui abaisse la tension de commande du circuit PHS. Lorsque la durée à l'état haut du signal de sortie de la porte AG1 dépasse un certain seuil de durée Th, la source de courant IUP reste activée pendant une certaine durée fixe tmax. De même, lorsque le temps à l'état haut du signal de sortie de la porte AG2 dépasse le seuil de durée Th, la source de courant IDW reste activée pendant la durée fixe tmax. Si les signaux de sortie des portes AG1, AG2 sont à l'état haut pendant une durée inférieure au seuil Th, les sources de courant IUP, IDW sont activées pendant une durée proportionnelle à cette durée. Ainsi, pendant une période du signal ECM, si les signaux de sortie des portes AG1, AG2 sont à l'état haut pendant une même durée, la quantité de courant injectée dans le condensateur Cl peut être nulle. A chaque impulsion émise par une photodiode PHD de l'unité MSA, la porte AG1 passe à l'état haut si le signal ADP1 est à l'état haut, ce qui charge le condensateur Cl. Inversement chaque impulsion émise par une photodiode PHD de l'unité MSA en dehors des impulsions du signal ADP1, décharge le condensateur Cl. Si les nombres d'impulsions émises par les photodiodes de l'unité MSA, pendant et en dehors des impulsions du signal ADP1, sont égaux, la charge du condensateur Cl ne change pas et donc le déphasage entre les signaux ECM et ADP1 n'est pas modifié par le circuit PHS. Il en résulte qu'à l'issue d'un certain nombre d'impulsions du signal ECM, le déphasage entre les signaux ECM et ADP1 tend à converger vers une valeur telle que le début d'une impulsion du signal ADP1 se situe au milieu des impulsions émises par les photodiodes de l'unité MSA, pendant une période du signal ECM. En d'autres termes, le début de chaque impulsion du signal ADP1 tend à être synchronisé sur un instant moyen d'émission d'impulsions par les photodiodes de l'unité MSA. Le circuit ADL2 fonctionne d'une manière identique au circuit ADL1, avec les impulsions fournies par les photodiodes du circuit RSA. Il en résulte qu'à l'issue d'un certain nombre d'impulsions du signal ECM, le déphasage entre le signal ECM et le signal ADP2 en sortie du circuit ADL2, tend à converger vers une valeur fixe telle que le début d'une impulsion du signal ADP2 se situe au milieu des impulsions émises par les photodiodes de l'unité RSA, pendant une période du signal ECM. Le début de chaque impulsion du signal ADP2 tend donc à être synchronisé sur un instant moyen d'émission d'impulsions par les photodiodes de l'unité RSA Le signal DPH fourni par le comparateur CP1 correspond donc au déphasage du signal ADP1 par rapport au signal ADP2, c'est-à-dire au temps DT1 = t4-t1 (figure 4B). En pratique, le signal ECM peut présenter une période de l'ordre de 10 ns, et la convergence vers une valeur de déphasage fixe dans les circuits ADL1, ADL2, permettant de fournir une mesure de distance correcte, peut être obtenue au plus tard dans un délai compris entre 1 et 10 ms, ce qui correspond à un nombre de cycles du signal ECM compris entre 100 000 et 1 million. Il peut être prévu un ajustement initial du déphasage appliqué par le circuit PHS de chaque circuit ADL1, ADL2. Cet ajustement initial peut être effectué en pré-chargeant le condensateur Cl par exemple à la moitié de sa tension maximale dans chacun des deux circuits ADL1, ADL2, ou à une tension correspondant à une distance moyenne de détection. Cet ajustement initial permet d'obtenir une convergence plus rapide du déphasage produit dans chacun des circuits ADL1, ADL2. Le signal DPH en sortie du comparateur CP1 lorsque les signaux en entrée ADP1, ADP2 sont fixes, est à l'état haut à chaque période du signal ECM, pendant une durée correspondant au déphasage entre les signaux ADP1 et ADP2. Le comparateur CP1 peut être une simple porte logique de type ET comportant une entrée directe recevant le signal ADP1 et une entrée inverseuse recevant le signal ADP2. La mesure de la durée à l'état haut du signal DPH peut être effectuée à l'aide d'un circuit tel que le circuit TMC de la figure 8. A cet effet, Le circuit TMC comprend deux bascules D FF1, FF2, deux portes logiques de type ET AG3, AG4 et un compteur CNT. Une sortie du circuit PLL2 fournit un signal d'horloge à une entrée du diviseur DIVM, et à une entrée d'horloge des bascules FF1, FF2 et du compteur CNT. Une sortie du diviseur DIVM est connectée à une entrée D de la bascule FF1. Une sortie Q de la bascule FF1 est connectée à une entrée D de la bascule FF2. La porte AG3 à trois entrées directes reçoit en entrée le signal de déphasage DPH fourni par le comparateur CP1 et les signaux en sortie Q des bascules FF1, FF2. La porte AG4 comprend une entrée directe connectée à la sortie Q de la bascule FF2 et une entrée inverseuse connectée à la sortie Q de la bascule FF1. La sortie de la porte AG3 est connectée à une entrée de comptage EN du compteur CNT. La sortie de la porte AG4 est connectée à une entrée de commande de remise à zéro du compteur CNT. Le compteur CNT fournit une valeur de comptage V représentative du temps DT1 entre les instants t1 et t4. Le coefficient multiplicateur de fréquence du circuit PLL2 est choisi distinct, mais proche de celui du circuit PLL1. A titre d'exemple si le signal CLK présente une fréquence de 1 à 10 MHz, les coefficients multiplicateurs des circuits PLL1 et PLL2 peuvent être par exemple choisis respectivement égaux à 65 et 66. Le signal de sortie du circuit PLL2 définit une fréquence de comptage. Le signal de sortie du diviseur DIVM définit une période de comptage entre deux remises à zéro du compteur CNT. Le coefficient M du diviseur de fréquence DIVM est choisi de manière à ce que la période de comptage corresponde au moins au plus petit commun multiplicateur des coefficients multiplicateurs choisis pour les circuits PLL1 et PLL2. Le compteur CNT s'incrémente à chaque front montant du signal de sortie du circuit PLL2 si la sortie de la porte AG3 est à l'état haut, c'est-à- dire si le signal DPH est à l'état haut pendant une phase de comptage (signal de sortie du diviseur DIVM à l'état haut). En raison de la différence de fréquence entre les signaux de sortie des circuits PLL1, PLL2, les fronts montants du signal de sortie de la boucle PLL2, sur la durée de comptage, interviennent à différents instants de la période du signal DPH. Ainsi, sur une période de comptage, plus la durée de l'impulsion à l'état haut du signal DPH est grande, plus le compteur CNT s'incrémente. La valeur du compteur CNT en fin de période de comptage est représentative de la durée à l'état haut du signal DPH. La lecture de la valeur du compteur CNT en fin de période de comptage permet d'obtenir une valeur précise de la distance entre un objet à détecter et l'unité MSA. Une telle précision peut être obtenue à l'aide de signaux d'horloge à une fréquence inférieure à 1 GHz, compatible avec les fréquences utilisées dans les circuits intégrés. Il peut être prévu d'effectuer plusieurs cycles de comptage pour 30 mesurer une distance d'objet, une moyenne des comptages obtenus à chacun de ces cycles étant calculée pour déterminer une mesure de distance. Il peut également être prévu de décaler le signal DTH de quelques périodes du signal de sortie du circuit PLL1, par rapport au début d'une 35 période du signal en sortie du diviseur DIVN, pour assurer que l'ensemble des passages à l'état haut du signal DTH soient bien comptabilisés par le compteur CNT. On pourra également artificiellement augmenter la durée des impulsions du signal DTH pour une mesure plus précise de la durée à l'état haut de ce signal, la valeur du compteur CNT en fin de période de comptage étant adaptée en conséquence. Il est à noter que la mesure de distance peut être effectuée sans l'unité RSA, en envoyant à l'entrée du comparateur CP1, non pas le signal ADP2, mais directement le signal ECM. Pour une plus grande précision de la mesure de distance, le déphasage mesuré par le signal ADP2 peut être déterminé une fois pour toutes et retranché systématiquement du signal DPH. Le déphasage mesuré par le signal ADP2 peut être également pris en compte en appliquant une correction directement sur la mesure de distance obtenue. Il apparaîtra clairement à l'homme de l'art que la présente invention est susceptible de diverses variantes de réalisation et diverses applications. En particulier, l'invention n'est pas limitée à un dispositif fournissant une mesure de distance, mais peut s'appliquer à un dispositif ne fournissant qu'un signal de détection indiquant la présence ou l'absence d'un objet à proximité du dispositif. Dans ce cas, il n'est pas nécessaire de prévoir d'unité de réception de référence RSA. Par ailleurs, s'il n'est pas nécessaire de déterminer la mesure de distance avec une grande précision, l'unité RSA peut être omise, l'instant d'émission du faisceau incident pouvant être déterminé à partir du signal de commande de l'unité EMU. Il n'est pas non plus nécessaire de polariser les photodiodes par groupes de photodiodes. En effet, si les photodiodes peuvent être polarisées individuellement, le nombre de photodiodes polarisées peut être défini à une photodiode près. L'invention comprend également les combinaisons possibles des divers modes de réalisation décrits précédemment.30 REVENDICATIONS1. Procédé de détection de la présence d'un objet à proximité d'un dispositif de détection, comprenant des étapes consistant à : polariser en inverse des photodiodes à avalanche à unique photon (PHD), à une tension de polarisation (HV) supérieure à une tension de 5 claquage d'une jonction PN de chaque photodiode, émettre par impulsion un faisceau de photons incident (LFD), détecter des photodiodes qui se déclenchent en avalanche à la suite de la réception par la photodiode d'au moins un photon d'un faisceau de photons réfléchi produit par une réflexion du faisceau incident sur un objet 10 (0) à proximité du dispositif de détection, déterminer la présence de l'objet en fonction de l'existence d'au moins un déclenchement en avalanche d'une des photodiodes, et sélectionner un nombre de photodiodes à polariser en inverse du dispositif de détection, en fonction d'une charge d'un circuit de génération 15 (HVGN) de la tension de polarisation, et polariser le nombre de photodiodes sélectionnées. 2. Procédé selon la revendication 1, comprenant une étape de détermination d'une distance (D) de l'objet (0) en fonction du temps entre un 20 instant d'émission du faisceau incident et des instants de déclenchement d'avalanche dans les photodiodes (PHD) à la suite de la réception d'au moins un photon du faisceau réfléchi. 3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, dans lequel la charge du 25 circuit de génération (HVGN) de la tension de polarisation (HV) est déterminée à partir de la tension, de la fréquence ou de l'intensité de courant d'un signal interne au circuit de génération de la tension de polarisation. 30 4. Procédé selon la revendication 1 ou 2, dans lequel la charge du circuit de génération (HVGN) de la tension de polarisation (HV) est déterminée à partir d'un nombre moyen (NMA) de photodiodes qui sedéclenchent en avalanche, calculé durant l'émission de plusieurs impulsions successives du faisceau incident. 5. Procédé selon l'une des revendications 1 à 4, dans lequel le nombre de photodiodes (PHD) sélectionnées pour être polarisées en inverse est ajusté de manière à éviter que la charge du circuit de génération (HVGN) de la tension de polarisation (HV) soit excessive, le circuit de génération de tension étant dimensionné pour polariser en inverse seulement une fraction du nombre de photodiodes du dispositif de détection, qui se déclenchent en avalanche à chaque impulsion du faisceau incident d'une série d'impulsions successives. 6. Procédé selon la revendication 5, dans lequel les photodiodes (PHD) sont réparties en plusieurs groupes (GP1-GPn) d'un nombre fixe de photodiodes, le nombre de photodiodes sélectionnées pour être polarisées en inverse étant augmenté par pas d'un nombre de photodiode correspondant au nombre de photodiodes dans un groupe, lorsque la charge du circuit de génération de tension (HVGN) n'est pas excessive. 7. Procédé selon l'une des revendications 5 et 6, dans lequel toutes les photodiodes (PHD) du dispositif de détection peuvent être polarisées en inverse si la charge du circuit de génération de tension (HVGN) n'est pas excessive. 8. Procédé selon l'une des revendications 1 à 7, dans lequel le nombre de photodiodes (PHD) polarisées en inverse lorsque la charge du circuit de génération de tension (HVGN) est détectée excessive, est diminué de 50 à 90%. 9. Procédé selon l'une des revendications 1 à 8, comprenant des étapes consistant à : générer un premier signal (ADP1) à la fréquence d'émission des impulsions du faisceau incident (LFD), synchroniser le début de chaque impulsion du premier signal sur un instant moyen de déclenchement d'avalanche dans les photodiodes (PHD),générer un second signal (DPH) ayant un état déterminé pendant une période de déphasage entre le premier signal et un troisième signal (ADP2, ACM) à la fréquence d'émission des impulsions du faisceau incident, et lorsque le premier signal est synchronisé, mesurer une durée (DT1) pendant laquelle le second signal est dans l'état déterminé, une mesure de distance (D) avec l'objet (0) étant déterminée en fonction de la durée mesurée. 10. Procédé selon la revendication 9, dans lequel le troisième signal est un signal de commande (ECM) d'une source (EMU) émettant le faisceau incident (LFD), ou bien un signal (ADP2) dont le début de chaque impulsion est synchronisé sur un instant moyen de déclenchement d'avalanche dans des photodiodes polarisées en inverse d'une unité de référence (RSA) couplée optiquement à la source émettrice du faisceau incident, pour déterminer des instants d'émission des impulsions du faisceau incident. 11. Dispositif de détection de la présence d'un objet, comprenant : un circuit d'émission (EMU) pour émettre par impulsion un faisceau de photons incident (LFD), un circuit de détection (MSA) comprenant plusieurs photodiodes à avalanche à unique photon (PHD), et un circuit de génération de tension (HVGN) pour générer une tension de polarisation (HV) supérieure à une tension de claquage d'une jonction PN de chaque photodiode, le dispositif de détection étant configuré pour mettre en oeuvre le procédé selon l'une des revendications 1 à 10. 12. Dispositif selon la revendication 11, comprenant un circuit de détection de référence (RSA) comprenant plusieurs photodiodes à avalanche à unique photon (PHD), couplées optiquement au circuit d'émission (EMU) pour détecter un instant d'émission de chaque impulsion émise du faisceau incident. 13. Dispositif selon la revendication 11 ou 12, comprenant un circuit 35 de commutation (CCT) comportant une entrée recevant la tension depolarisation (HV) et plusieurs sorties fournissant chacune la tension de polarisation à un groupe (GP1-GPn) de photodiodes (PHD) du circuit de détection (MSA), et des organes de commutation pour connecter sélectivement l'entrée à une ou plusieurs des sorties, les organes de commutation étant commandés en fonction de la charge du circuit de génération de tension (HVGN). 14. Dispositif selon l'une des revendications 11 à 13, dans lequel le circuit de génération de tension (HVGN) comprend une pompe de charge (CP) pour générer la tension de polarisation à partir d'une tension d'alimentation du dispositif de détection, inférieure à la tension de polarisation. 15. Dispositif selon l'une des revendications 11 à 14, comprenant un premier circuit de synchronisation (ADL1) pour synchroniser le début de chaque impulsion d'un premier signal (ADP1) ayant la fréquence d'émission des impulsions du faisceau incident (LFD), sur un instant moyen de déclenchement d'avalanche dans les photodiodes (PHD), le circuit de synchronisation comprenant un déphaseur (PHS) recevant en entrée un signal de commande (ECM) d'une source (EMU) émettant le faisceau incident (LFD), et fournissant le premier signal, deux portes logiques ET (AG1, AG2) recevant chacune en entrée le premier signal et un signal de détection comportant une impulsion à chaque fois qu'une des photodiodes se déclenche en avalanche, la sortie des portes ET commandant respectivement la charge ou la décharge d'un condensateur (C1) selon qu'une impulsion du signal de détection apparaît pendant ou en dehors d'une impulsion du premier signal, la tension aux bornes du condensateur commandant le déphaseur, le dispositif comprenant un comparateur (CP1) pour comparer le premier signal à un second signal (ADP2, ECM) ayant la fréquence du signal de commande, et un circuit de mesure de durée (TCM) pour mesurer une durée à l'état haut du signal de sortie du comparateur. 16. Dispositif selon la revendication 15, comprenant un second circuit de synchronisation (ADL2) pour synchroniser le début de chaque impulsion du second signal (ADP2) ayant la fréquence d'émission des impulsions dufaisceau incident (LFD), sur un instant moyen de déclenchement d'avalanche dans des photodiodes (PHD) polarisées en inverse d'une unité de référence (RSA) couplée optiquement à la source émettrice du faisceau incident, pour déterminer des instants d'émission des impulsions du faisceau incident.