Brevet FR2987522A1 — publié le 20130830

Alimentation électrique multiniveaux DOMAINE Les modes de réalisation décrits ici concernent de manière générale le domaine des alimentations électriques multiniveaux et des procédés consistant à générer de multiples niveaux de sortie de courant. CONTEXTE DE L'INVENTION Les alimentations électriques multiniveaux connues souffrent d'un certain nombre d'inconvénients, parmi lesquels le besoin de signaux d'attaque complexes et/ou de réseaux d'isolation et le besoin d'utiliser des alimentations électriques d'entrée distinctes les unes des autres. BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS Un mode de réalisation de la présente invention va être décrit ci-après à titre non limitatif d'exemple en référence aux dessins annexés, dans lesquels : la figure 1 représente un doubleur de tension de pompe de charge connu ; la figure 2 représente une alimentation électrique multiniveaux commandée par deux entrées binaires ; la figure 3 représente divers états de signaux qui peuvent apparaître dans l'alimentation électrique de la figure 2 ; la figure 4 illustre plus en détail les états de commutation du circuit représenté sur la figure 2 ; la figure 5 représente une alimentation électrique multiniveaux commandée par trois entrées binaires ; la figure 6 représente divers états de signaux pouvant apparaître dans l'alimentation électrique de la figure 5 ; la figure 7 représente une alimentation électrique multiniveaux comportant une référence à la masse et un élément de transmission série linéaire ; la figure 8 représente une alimentation électrique multiniveaux complémentaire à sortie bipolaire ; la figure 9 représente une alimentation électrique multiniveaux reliée par transformateur à sortie bipolaire ; la figure 10 représente divers états de signaux pouvant apparaître dans l'alimentation électrique de la figure 9 la figure 11 représente une alimentation multiniveaux reliée par transformateur à sortie bipolaire et avec un élément de transmission série linéaire ; la figure 12 représente une variante du circuit représenté sur la figure11, l'élément de transmission série linéaire représenté figure 11 étant remplacé par un élément de commande de classe G ; et la figure 13 illustre un principe général sous-jacent à l'utilisation de l'élément de commande de classe G de la figure 12. DESCRIPTION DÉTAILLÉE Conformément à un mode de réalisation, il est fourni une alimentation électrique multiniveaux comprenant deux sources de courant qui partagent un noeud commun, un système de commutation, un dispositif de stockage de charge et un borne de sortie. Les deux sources de courant sont configurées pour fournir un premier potentiel V1, un deuxième potentiel V2 et un troisième potentiel V3, avec V1 > V2 > V3. Le système de commutation est configuré pour charger le dispositif de stockage de charge entre les potentiels V1 et V3 dans un premier état de commutation et pour connecter le dispositif de stockage de charge entre le potentiel V2 et la sortie dans un deuxième état de commutation. Le système de commutation peut être configuré pour connecter la sortie au potentiel V2 dans un troisième état de commutation et/ou au potentiel V1 ou V3 dans un quatrième état de commutation. La sortie peut être une sortie de premier étage. L'alimentation électrique multiniveaux peut en outre comprendre un deuxième dispositif de stockage de charge ayant une sortie de deuxième étage. Le système de commutation peut être configuré, dans un cinquième état de commutation, pour connecter le deuxième dispositif de stockage de charge entre les sorties des premier et deuxième étages lorsque le premier dispositif de stockage de charge est connecté entre le potentiel V2 et le noeud de sortie de premier étage. La sortie peut être une sortie de premier étage. L'alimentation électrique multiniveaux peut en outre comprendre un deuxième dispositif de stockage de charge ayant une sortie de deuxième étage. Le système de commutation est configuré, dans un cinquième état de commutation, pour connecter le deuxième dispositif de stockage de charge de manière à ce qu'il se charge entre le noeud de sortie de premier étage et le potentiel V1 ou le potentiel V3 lorsque le premier dispositif de stockage de charge est connecté entre le potentiel V2 et le noeud de sortie de premier étage. Un atténuateur variable peut en outre être disposé en série avec la sortie. L'atténuateur peut produire une atténuation réglable de la tension de sortie. Selon un autre mode de réalisation, il est fourni une alimentation électrique multiniveaux bipolaire qui comprend une première alimentation électrique multiniveaux telle que décrite précédemment et une deuxième alimentation électrique multiniveaux telle que décrite précédemment. L'architecture de la deuxième alimentation électrique multiniveaux est symétrique de l'architecture de la première alimentation électrique multiniveaux. Le potentiel V3 de la première alimentation électrique multiniveaux et le potentiel V1 de la deuxième alimentation électrique multiniveaux sont identiques. Ces deux potentiels peuvent être le potentiel de masse. Les dispositifs de commutation des première et deuxième alimentations électriques multiniveaux peuvent avoir des polarités opposées. Selon un autre mode de réalisation, il est fourni une alimentation électrique multiniveaux bipolaire qui comprend un étage positif et un étage négatif. Chacun des étages positif et négatif comprend une alimentation électrique multiniveaux telle que décrite précédemment. L'alimentation électrique multiniveaux bipolaire peut en outre comprendre un transformateur ayant un côté secondaire pouvant être connecté à une charge. Le transformateur comporte une première borne, une deuxième borne et une borne commune. La première borne est connectée ou peut être connectée à la sortie de l'étage positif et la deuxième borne est connectée ou peut être connectée à la sortie de l'étage négatif. La borne commune est connectée au potentiel V1 ou V3. Les systèmes de commutation de l'une quelconque des alimentations électriques multiniveaux décrites ci-dessus peuvent comprendre des transistors MOSFET. L'alimentation électrique multiniveaux peut comprendre une source de signal configurée pour délivrer des signaux binaires à des commutateurs dans le dispositif de commutation. Conformément à un mode de réalisation, il est fourni une station de base ou un émetteur comprenant une alimentation électrique multiniveaux telle que décrite précédemment. Conformément à un mode de réalisation, il est fourni un procédé destiné à générer des niveaux de sortie de courant multiples comprenant la charge d'un premier dispositif de stockage de charge par connexion de celui-ci entre un premier potentiel V1 d'une première alimentation électrique et un deuxième potentiel V3 d'une deuxième alimentation électrique puis par connexion du premier dispositif de stockage de charge entre un troisième potentiel V2 partagé par les première et deuxième alimentations électriques et une sortie, avec V1 > V2 > V3. La sortie peut être une sortie de premier étage et le procédé peut en outre comprendre la charge, dans un état de commutation, d'un deuxième dispositif de stockage de charge entre V1 et V3 et/ou, dans un autre état de commutation, entre un potentiel généré sur une borne du premier dispositif de stockage de charge connecté à la sortie lorsqu'une autre borne du premier dispositif de stockage de charge est connectée à V2, et l'un ou l'autre de V1 et de V3 et par connexion du deuxième dispositif de stockage de charge en série avec le premier dispositif de stockage de charge entre V2 et une sortie de deuxième étage. Les modes de réalisation décrits ci-dessus peuvent être utilisés avec des amplificateurs destinés à une technique de modulation à fort PAPR (Rapport pic à moyenne), telle que la modulation OFDM, par exemple les normes LTE ou DVB, en utilisant une poursuite et une modulation d'enveloppe. Certains modes de réalisation s'étendent à des amplificateurs destinés à être utilisés par ces techniques de modulation à fort rapport PAPR et comprenant une alimentation électrique multiniveaux telle que décrite précédemment. La figure 1 représente un doubleur de tension de pompe de charge connu. Comme cela est connu, les tensions appliquées aux grilles de transistor Q55 et Q58 sont déphasées l'une par rapport à l'autre de telle sorte qu'en un point quelconque donné dans le temps, un seul des deux transistors Q55 et Q58 soit conducteur. Dans un état de commutation dans lequel le transistor Q58 est conducteur et le transistor Q55 n'est pas conducteur, les condensateurs C16 et C17 sont tous deux connectés en parallèle à la source de tension V21. Le condensateur C16 est donc chargé à la tension de sortie de la source de tension V21 dans cet état de commutation. Dans un état de commutation dans lequel le transistor Q55 est conducteur et le transistor Q58 n'est pas conducteur, les condensateurs C16 et C17 sont commutés en série. Cela signifie que le condensateur d'extrémité C17 partagé avec une diode D50 est à un potentiel qui est égal à la somme de la tension fournie par la source de tension V21 et de la tension stockée dans le condensateur C16. Par conséquent, dans cet état de commutation, le condensateur C17 est chargé à deux fois la tension de sortie de la source de tension V21, après un certain nombre de cycles de commutation initiaux jusqu'à ce qu'une charge suffisante ait été admise à passer vers le condensateur C17. La présence de la diode D50 empêche la fuite de charges stockées dans le condensateur C17 vers le condensateur C16 dans l'état de commutation dans lequel le transistor Q58 est conducteur et le transistor Q55 n'est pas conducteur. La diode D49 déconnecte la borne supérieure du condensateur C16 de l'alimentation électrique lorsque le potentiel du noeud partagé par les diodes D49 et D50 dépasse la tension d'alimentation. La figure 2 représente une alimentation électrique multiniveaux qui est commandée par deux entrées binaires conformément à un mode de réalisation. La figure 3 illustre les divers états de tension pouvant être présents sur des noeuds V3, V4 et sur le noeud de sortie V5 en fonction des signaux d'entrée IN_1 et IN_2 ainsi que de l'état de commutation des transistors Q1, Q2 et Q3. On notera bien sûr que le but du circuit représenté sur la figure 2 est de générer les diverses tensions de sortie indiquées sur la figure 3 comme étant présentes sur le noeud V5. La génération de ces tensions consiste à charger et à décharger le condensateur C1. Les états de charge et de décharge de ce condensateur sont illustrés à la dernière ligne de la figure 3. On notera en outre que bien que les transistors Q1 et Q2 aient des polarités différentes et puissent par conséquent être commutés au moyen d'un seul signal d'entrée, à savoir le signal IN_1, deux transistors séparés et de polarités identiques (ou différentes) et commutés avec deux signaux d'entrée distincts peuvent également être utilisés si les signaux d'entrée séparés sont déphasés (pour des transistors de même polarité ; de la manière indiquée précédemment en référence à la pompe de charge de la figure 1) ou en phase (pour des transistors de polarités opposées). Le transistor Q1 est un transistor MOSFET à canal n qui est conducteur lorsque le signal d'entrée IN_1 est au niveau haut et n'est pas conducteur lorsque le signal d'entrée IN_1 est au niveau bas. Le transistor Q2 est un transistor MOSFET à canal p qui présente un comportement de commutation opposé à celui du transistor Q1. Lorsque le signal d'entrée IN_1 est au niveau bas, le transistor Q2 est conducteur et le transistor Q1 n'est pas conducteur. Par conséquent, le condensateur Cl est connecté entre la borne positive de la source de tension V1 et la borne négative de la source de tension V2 et est chargé à une tension correspondant à la somme des tensions V1 et V2 (ce qui correspond, dans ce mode de réalisation, à 2*V1, compte tenu du fait que dans ce mode de réalisation, V2=V1). Cela est indiqué à la dernière ligne (marquée "Cl") de la figure 3. La tension de sortie obtenue au noeud V5 pendant les cycles de charge (c'est-à-dire lorsque le signal d'entrée IN_1 est au niveau bas) dépend de l'état de commutation du deuxième signal d'entrée, à savoir du signal d'entrée IN_2. La tension de sortie générée pour les différentes combinaisons d'états de commutation correspondant à IN_1 et à IN_2 est analysée ci-après. IN_1 : bas Si IN 2 = haut, Q3 est conducteur. Dans ce cas, le noeud V5 est connecté à la borne négative de la source de tension V2. La tension de sortie au noeud V5 correspond donc à la tension de sortie sur la borne négative de la source de tension V2. Cette tension de sortie, dans les modes de réalisation illustrés, est de -V1. Dans ce cas, la diode D1 découple l'un de l'autre les noeuds V3 et V5. La différence de tension aux bornes de la résistance de charge RL, dans l'état de commutation, est donc de 2*V1. Si Q3 n'est pas conducteur (IN_2 = bas), le noeud de sortie V5 est connecté à la borne positive de la source de tension V1 (via la diode D1), de sorte que la tension de sortie fournie au noeud V5 correspond à la tension sur la borne positive de la source de tension V1. Par conséquent, une différence de tension nulle est appliquée aux bornes de la résistance de charge RL. IN 1 = haut Lorsque le signal d'entrée IN_1 est au niveau haut, le transistor Q2 est non conducteur et le transistor Q1 est conducteur. Dans cet état, la borne positive de la source de tension V1 est uniquement connectée à la borne de sortie positive, tandis que le noeud V3 est connecté à la masse. La tension présente au noeud de sortie V5 dépend de l'état de commutation du transistor Q3. Lorsque le transistor Q3 est conducteur (IN_2 = haut), le noeud V5 est alors connecté à la borne négative du condensateur C1. Compte tenu du fait que le condensateur C1 a précédemment été chargé à 2*V1 et comme la borne positive du condensateur C1 est au potentiel de la masse, la tension de sortie au noeud V5 est de à -2*V1. La présence de la diode D2 interrompt le passage de courant vers la source de tension V2. Dans cet état de commutation, la tension aux bornes de la charge de sortie RL est de 3*V1 et le condensateur C1 se décharge vers le noeud V5 via le transistor Q3. Lorsque le transistor Q3 n'est pas conducteur (IN_2 = bas), le noeud V5 est alors connecté au noeud V3 via la diode D1, de sorte que V5 est au potentiel de la masse. Compte tenu du fait que le condensateur Cl a été précédemment chargé à 2*V1, et comme la borne positive du condensateur Cl est à la masse, le potentiel au noeud V4 est plus négatif (à -2*V1) que le potentiel sur la borne négative de la source de tension V2. Par conséquent, la diode D2 empêche une décharge du condensateur Cl dans cet état de commutation. Dans cet état de commutation, la tension aux bornes de la charge de sortie RL est de Vl. La figure 4 fournit une illustration simplifiée de la manière dont les trois bornes d'entrée (désignées V1, OV et -V2 en correspondance avec les 10 potentiels respectifs présents sur les bornes respectives des sources de tension illustrées sur la figure 2) peuvent être connectées aux deux bornes de sortie du circuit de la figure 2, selon l'état des signaux d'entrée IN_l et IN_2. Il est à noter que bien que les figures 4A), B) et C) fournissent sur les bornes de sortie les différences de tension qui seraient normalement disponibles en provenance de 15 deux alimentations électriques connectées en série, l'état de commutation représenté sur la figure 4D) fournit une autre différence de tension (3*V1) à la sortie, qui ne serait normalement pas disponible en provenance d'une série de deux sources de tension. Ce niveau de sortie de tension supplémentaire est créé en raison de la présence du dispositif de stockage de charge (dans le 20 mode de réalisation de la figure 2, il s'agit plus précisément d'un condensateur C1, bien que l'on ne doive pas considérer que le présent fascicule soit limité à un stockage de charge capacitif). La génération de ce niveau de tension de sortie supplémentaire est possible en raison du fait que le dispositif de stockage de charge a été chargé entre V1 et -V2 avant que l'état de commutation 25 représenté sur la figure 4D) soit créé. Par conséquent, le dispositif de stockage se comporte comme une alimentation électrique flottante. Pour plus d'exhaustivité, il est à signaler que la différence de potentiel de zéro Volt aux bornes de sortie représentées sur la figure 4A) pourrait bien sûr être obtenue en variante en connectant les deux bornes de sortie au potentiel 30 de la masse ou au potentiel -V2. La différence de potentiel V1 représentée sur la figure 4C) pourrait également être obtenue en connectant respectivement les deux bornes de sortie au potentiel de la masse et au potentiel -V2. On notera également que des niveaux de tension de sortie supplémentaires autres que ceux illustrés sur les figures 2 à 4, peuvent être générés en commutant le dispositif de stockage de charge en série avec un potentiel autre que le potentiel de la masse. A titre d'exemple, si le dispositif de stockage de charge était connecté en série avec la borne positive de la source de tension V1, le potentiel sur la borne de sortie positive pourrait alors être amplifié à 3*V1 (on notera que pour atteindre ce but, la borne inférieure du dispositif de stockage de charge de la figure 2 devrait être connectée au potentiel Vl. Des dispositifs de commutation s'ajoutant à ceux représentés sur la figure 2 seraient nécessaires à cet effet. Si la borne de sortie V5 était en même temps connectée au potentiel -V2, la différence de potentiel entre les deux bornes de sortie pourrait alors (pour V2=V1) être égale à 4*V1). On notera en outre que bien que le circuit représenté sur la figure 2 utilise deux sources de tension ayant la même sortie de tension (V1), cela n'est pas déterminant, des sources de tension ayant deux sorties de tension différentes pouvant également être utilisées selon les niveaux de sortie de tension souhaités au noeud V5. L'utilisation du condensateur Cl sur la figure 2 permet d'utiliser des alimentations électriques courantes. Il s'agit d'un avantage significatif par comparaison à des solutions d'alimentations électriques connectées en cascade qui nécessitent des alimentations électriques flottantes distinctes. Ces sections d'alimentation électrique flottantes constituées d'alimentation électriques connectées en cascade doivent souvent être commandées par l'intermédiaire d'isolateurs optiques. L'utilisation d'isolateurs optiques peut introduire un retard significatif et augmenter la consommation d'énergie. La commande de l'alimentation électrique de la figure 2- est en revanche plus simple, en raison de l'utilisation d'alimentations électriques courantes. L'architecture décrite ci-dessus, ainsi que les autres modes de réalisation décrits ci-après, fournissent une alimentation électrique multiniveaux à large bande qui est efficace à la fois du point de vue de la consommation d'énergie et du nombre d'alimentations électriques exigées. Bien que sur la figure 2 un courant soit renvoyé au rail d'alimentation positif via la charge RL, un courant pourrait également être renvoyé au rail d'alimentation négatif si des transistors MOSFET à canal P étaient utilisés. Un équivalent ainsi modifié du circuit représenté sur la figure 2 est à la base du circuit représenté sur la figure 5. La figure 5 représente une version du circuit qui comprend en outre des étages de commutation supplémentaires connectés en cascade entre le dispositif de stockage de charge (condensateur Cl sur la figure 2 et condensateur C4 sur la figure 5) et le dispositif de commutation de sortie (transistor Q3 sur la figure 2 et transistor Q59 sur la figure 5). Un dispositif de commutation supplémentaire Q60 est prévu dans les circuits représentés sur la figure5 pour faire en sorte que les tensions de sortie intermédiaires V6/V7 et 2*V7 pouvant être appliquées au noeud partagé par les diodes D7 et D8, le condensateur C4 et le transistor Q60 puissent être appliquées à la charge RL ainsi qu'au noeud d'entrée du deuxième étage de commutation, à savoir le noeud partagé par les diodes D9 et D10 et le transistor Q10. La figure 6 représente un diagramme de niveaux de tension illustrant les potentiels générés dans le circuit de la figure 5 par diverses combinaisons des signaux d'entrée IN_3 à IN _5 et IN_l 0. Dans le circuit de la figure 5, V6=V7 et le noeud connectant les deux sources de tension est au potentiel de la masse. On notera cependant qu'il n'est pas nécessaire que les sorties des deux sources de tension soient identiques et/ou qu'il n'est pas nécessaire que le noeud partagé entre les sources de tension soit au potentiel de la masse. L'état de conductivité du commutateur constitué des transistors Q12 et Q13 dépend d'un même signal d'entrée, IN_3. Comme ces deux transistors sont de polarités opposées, un transistor est non conducteur lorsque l'autre transistor est conducteur. Lorsque le transistor Q13 est conducteur, le condensateur C4 est connecté entre la tension +V6/+V7 et -V7 et se charge donc à une tension de 2*V7. Lorsque le transistor Q13 est commuté à l'état non conducteur et lorsque le transistor Q12 est commuté à l'état conducteur, le noeud partagé par les deux transistors est amené à passer au potentiel de la masse. La tension (2*V7) stockée dans le condensateur V4 amplifie le potentiel présent au noeud partagé par la diode D8 et le condensateur C4 à 2*V7 au-dessus de la masse. D8 est rendu non conducteur et empêche la fuite de charge du condensateur C4 vers la source de tension V6. Ce fonctionnement du circuit de la figure 5 est analogue au fonctionnement du circuit de la figure 2. Le premier étage évoqué ci-dessus du circuit de la figure 5 (comprenant la diode D8, les transistors Q12 et Q13 et le condensateur C4) fournit quatre tensions différentes sur les noeuds connectés à l'étage de commutation supplémentaire connecté en cascade (dans la zone délimitée par les lignes en trait discontinu). Il s'agit des tensions V7 et 2*V7 (selon les états de commutation des transistors Q12 et Q13) sur le noeud partagé par le condensateur C4 et la diode D8 et le potentiel de la masse ou -V7 (selon ici encore les états de commutation des transistors Q12 et Q13) sur le noeud partagé par les transistors Q12 et Q13 et le condensateur C4. Une tension de -V7 est également fournie sur le rail d'alimentation négatif. Comme pour l'opération de charge utilisée par le premier étage du circuit de la figure 5, les transistors Q10 et Q11 chargent ici encore le condensateur C5, mais à 3*V7, lorsque le transistor Q11 est conducteur mais lorsque Q10 est non conducteur et si la tension fournie sur le noeud partagé par la diode D8 et le condensateur C4 est égale à 2*V7. La connexion en cascade des quatre sources de courant V6, V7, C4 et C5 permet d'obtenir les tensions de sortie V_RL aux bornes de la charge RL indiquées sur le diagramme de la figure 6. Une tension de charge V_RL de 0 Volt est générée si les transistors Q11 et Q13 sont conducteurs et si les transistors Q59 et Q60 sont non conducteurs (état de commutation 1 sur la figure 6). Le noeud partagé par le condensateur C4 et la diode D9 est alors à un potentiel de -V7, comme cela est le cas du noeud partagé par les transistors Q10, Q11 et le condensateur C5. La tension sur la borne supérieure de la charge RL est donc de -V7, cela conduisant à une différence de potentiel égale à une tension nulle. Dans cet état de commutation, le condensateur C4 est chargé à une différence de tension de 2*V7. Une tension de charge V_RL de V7 est générée si le transistor Q12 est conducteur et si les transistors Q59 et Q60 sont non conducteurs (état de commutation 2 sur la figure 6). Dans cet état de commutation, le noeud partagé par les transistors Q12 et Q13, le condensateur C4 et la diode D9 est au potentiel de la masse, tandis que le noeud partagé par les transistors Q10, Q11 et le condensateur C5 est au potentiel -V7. Les diodes D9 et D10 sont conductrices et laissent passer le potentiel de la masse vers la borne supérieure de la charge RL. La différence de potentiel aux bornes de la charge RL est donc de V7. Dans cet état de commutation, la diode D8 est non conductrice étant donné que la tension stockée dans le condensateur C4 amplifie la tension sur le noeud partagé par les diodes D7 et D8, le condensateur C4 et le transistor Q60 à 2*V7. Une tension de charge V_RL de 2*V7 est générée si les transistors Q11, Q13 et Q60 sont conducteurs et si le transistor Q59 est non conducteur (état de commutation 3 sur la figure 6). Le potentiel V7 est appliqué à la borne supérieure de la charge RL via le transistor Q60. Comme l'anode de la diode D9 est à un potentiel de -V7, la diode D9 est non conductrice. Le potentiel aux bornes de la charge RL est donc de 2*V7. Une tension de charge V_RL de 3*V7 peut être obtenue par deux états de commutation différents, représentés comme étant les états 4 et 5 sur la figure 6. Dans le premier état de commutation (état de commutation 4 sur la figure 6), les transistors Q11, Q12 et Q60 sont conducteurs tandis que le transistor Q59 est non conducteur. Le potentiel de la masse partagé par les sources de tension est appliqué, par l'intermédiaire du transistor Q12, au noeud partagé par les transistors Q12 et Q13 et par le condensateur C4 et la diode D9. Le potentiel sur le noeud partagé par les diodes D7 et D8, le condensateur C4 et le transistor Q60 est amplifié à 2*V7 par les charges stockées dans le condensateur C4, rendant par conséquent non conductrice la diode D8. Ce potentiel est amené à passer à travers le transistor Q60 et la diode D10 vers la borne supérieure de la charge RL, rendant non conductrice la diode D9. La différence de potentiel V_RL aux bornes de la charge RL est donc de 3*V7. Dans cet état de commutation, le condensateur C4 est déchargé. Le condensateur C5 connecté entre la tension amplifiée de 2*V7 (par l'intermédiaire de la diode D7) et -V7 (par l'intermédiaire du transistor Q11) est donc chargé à 3*V7 par le condensateur C4. Dans le deuxième état de commutation (état de commutation 5 représenté sur la figure 6), les transistors Q10, Q13 et Q59 sont conducteurs, tandis que le transistor Q60 est non conducteur. Dans cet état de commutation, le condensateur C4 est chargé entre les tensions V7 et -V7 (par l'intermédiaire du transistor Q13). Le noeud partagé par les transistors Q10 et Q60 et les diodes D9 et D10 est à un potentiel de -V7. Le condensateur C5 maintient une tension de 3*V7, amplifiant ainsi le noeud partagé entre la diode D7, le condensateur C5 et le transistor Q59 à un potentiel de 2*V7, rendant la diode D7 non conductrice. Ce potentiel est également appliqué à la borne de sortie supérieure connectée à la charge RL, rendant la diode D10 non conductrice. Dans cet état de commutation, le condensateur C4 se charge pendant que le condensateur C5 se décharge. Une tension de charge V_RL de 4* V7 est obtenue si les transistors Q10, Q12 et Q59 sont conducteurs et lorsque le transistor Q60 est non conducteur (état de commutation 6 sur la figure 6). Le potentiel de la masse est appliqué au noeud partagé par le condensateur C5 et les transistors Q10 et Q11 par l'intermédiaire des transistors Q10 et Q12 et de la diode D9. Le condensateur C5 stocke une tension de 3*V7, amplifiant ainsi le potentiel au noeud partagé par la diode D7, le condensateur C5 et le transistor Q59 à 3*V7. Ce potentiel est appliqué à la borne supérieure de la charge RL par l'intermédiaire du transistor Q59. Il est à noter que le potentiel au noeud partagé par les transistors Q12 et Q13, le condensateur C4 et la diode D9 est également à la masse. Cela signifie que les charges stockées dans le condensateur C4 (s'élevant à 2*V7 dans un mode de régime stationnaire entièrement chargé) amplifient le potentiel au noeud partagé par les diodes D7 et D8, le condensateur C4 et le transistor Q10 à 2*V7, rendant ainsi non conductrice la diode D8. Le potentiel 3*V7 au noeud partagé entre la diode D7, le condensateur C5 et le transistor Q59 rend non conductrice la diode D7 du fait du potentiel 2*V7 à l'anode de la diode D7. Par conséquent, le condensateur C4 peut conserver la charge stockée tandis que le condensateur C5 se décharge dans cet état de commutation. Des tensions de charge V_RL de 5*V7 et 6*V7 sont générées dans les états de commutation 7 et 8 respectivement représentés sur la figure 6. Dans les deux états de commutation, les transistors Q10, Q59 et Q60 sont conducteurs. Les deux états de commutation diffèrent l'un de l'autre en ce que, dans l'état de commutation 7, le transistor Q13 est conducteur tandis que le transistor Q12 est non conducteur, tandis que dans l'état de commutation 8, le transistor Q12 est conducteur tandis que le transistor Q13 est non conducteur. Dans les deux états de commutation, le potentiel appliqué à la borne inférieure du condensateur C5/au noeud partagé par les diodes D9 et D10 et les transistors Q10 et Q60, est amplifié par la tension stockée dans le condensateur C5, à savoir par 3*V7. Les deux états de commutation diffèrent par le potentiel appliqué (via le transistor Q60) au noeud partagé par les diodes D9 et D10 et les transistors Q10 et Q60. Les deux potentiels différents appliqués à ce noeud dans les deux états de commutation résultent d'une amplification du potentiel au noeud partagé par les transistors Q12 et Q13, le condensateur C4 et la diode D9. Le potentiel en ce noeud est amplifié par la tension stockée dans C4, c'est-à-dire 2*V7. Dans l'état de commutation 7, le transistor Q13 est conducteur, de sorte qu'une tension de -V7 est amplifiée à une tension de V7 par le condensateur C4. Cette tension est elle-même amplifiée à 4*V7 par le condensateur C5, cela donnant lieu à une différence de potentiel de sortie de 5*V7. Dans l'état de commutation 8, le transistor Q12 est conducteur, de sorte que le potentiel de la masse est amplifié à une tension de 2*V7 par le condensateur C4. Cette tension est elle-même amplifiée à 5*V7 par le condensateur C5, donnant lieu à une différence de potentiel de sortie de 6*V7. La description ci-dessus du circuit représenté sur la figure 5 charge le condensateur C5 à une tension de 3*V7. On notera cependant qu'il est possible de charger le condensateur C5 à une tension de 2*V7. Dans certains des modes de réalisation décrits ci-dessus, des tensions de sortie peuvent être générées d'une manière différente qui pourra facilement apparaître à un homme du métier à la lecture de la description présentée ci-dessus. S'intéressant à présent au circuit représenté sur la figure 7, ce circuit est semblable au premier étage du circuit représenté sur la figure 5 (comprenant les transistors Q12 et Q13, la diode D8 et le condensateur C4) en association avec le transistor Q59, mais comprend un transistor supplémentaire Q17 en série avec la charge RL. Il est à noter que les circuits représentés sur la figure 7 sont également semblables à une version du circuit représenté sur la figure 2, mais modifiée de manière à ce qu'un courant soit renvoyé au rail d'alimentation négatif et comprenant en outre le transistor Q17. Il est à noter que dans les exemples de circuit représentés sur les figures 2 et 5, les niveaux de tension discrets représentés sur les figures 3 et 6 peuvent seuls être respectivement appliqués à la sortie. La figure 7 y apporte une amélioration en modifiant la tension de grille appliquée au transistor Q17 de manière à ce que la chute de tension aux bornes du transistor Q17 provoque une variation régulière de la tension de sortie aux bornes de la charge RL. Il est à noter que le signal d'entrée appliqué à la grille du transistor Q17 n'est pas un signal binaire (comme cela est le cas des signaux IN_1 à IN _5 mentionnés précédemment) mais un signal analogique linéaire qui présente des niveaux de signal propres à provoquer une chute de tension aux bornes du canal du transistor Q17, qui réduit une tension appliquée au noeud que le transistor Q17 partage avec le transistor Q14 et la diode D12, à une tension de sortie V_RL souhaitée. Une autre différence entre le circuit de la figure 7 et les deux circuits des figures 2 et 5 est que c'est la borne négative de la source de tension V9 (et non la borne partagée par les deux sources de tension) qui est connectée à la masse. Cette modification est indépendante de l'utilisation du transistor Q17 et pourrait également être apportée aux circuits représentés sur les figures 2 et 5. S'intéressant à présent au circuit de la figure 8, ce circuit reprend le circuit représenté sur la figure 7 et y ajoute une version miroir du circuit de la figure 7, à savoir que les polarités des transistors sont également inversées. Comme on peut le constater, le transistor de régulation Q17 utilisé sur la figure 7 n'a pas été inclus dans l'une ou l'autre des deux moitiés du circuit représenté sur la figure 8. Cependant, l'omission de ce transistor des deux moitiés du circuit de la figure 8 n'est pas déterminante si un signal linéaire doit être produit. Le fonctionnement de chaque moitié du circuit de la figure 8 est identique au fonctionnement du circuit représenté sur la figure 2 ou des parties équivalentes du circuit représenté sur la figure 7. Le circuit représenté sur la figure 8 permet d'appliquer des tensions positive et négative aux bornes de la charge RL. Le tableau 1 décrit de manière détaillée une gamme de tensions pouvant être appliquées à la charge RL en association avec les états de commutation exigés pour les transistors concernés. Tension sur RL Mécanisme de commutation 3*V16 Connecter la borne inférieure de C9 au noeud entre V13 et V14 par l'intermédiaire du transistor Q26, pour ainsi amplifier le potentiel sur la borne supérieure de C9 à 3*V16 (étant donné que C9 stocke une tension de 2*V16) Connecter ce potentiel à RL par l'intermédiaire du transistor Q25 2*V16 Connecter le potentiel 2*V16 fourni par V13 et V14 à RL par l'intermédiaire du transistor Q25 V16 Connecter le potentiel V16 au noeud partagé par V13 et V14 à RL par l'intermédiaire de Q26 et D17. Les transistors Q25 et Q30 sont non conducteurs 0 Connecter le potentiel de la masse provenant du noeud partagé par V14 et V15 à RL par l'intermédiaire de Q27 et D17. Q25 et Q30 sont non conducteurs -V16 Connecter le potentiel -V16 au noeud partagé par V15 et V16 à RL par l'intermédiaire de Q29 et D18. Q25 et Q30 sont non conducteurs -2*V16 Connecter le potentiel -2*V16 fourni par V15 et V16 à RL par l'intermédiaire de Q30 -3*V16 Connecter la borne supérieure de C10 au potentiel -V16 par l'intermédiaire du transistor Q29, pour ainsi amplifier le potentiel sur la borne inférieure de C10 à -3*V16 (étant donné que C10 stocke une tension de 2*V16) Connecter ce potentiel à RL par l'intermédiaire du transistor Q30 Tableau 1 : États de commutation des transistors concernés pour appliquer les tensions de charge de sortie mentionnées dans la colonne de gauche. Le circuit de la figure 8 fait appel à quatre entrées de signaux binaires, à raison de deux par demi-circuit. Il est à noter que toutes les combinaisons d'entrées de signaux ne peuvent pas être utilisées dans ce circuit. La commutation des transistors doit par exemple être effectuée de telle manière qu'un seul potentiel soit appliqué à la charge RL de l'une des manières résumées ci-dessus. Les transistors exigés pour empêcher l'application d'autres potentiels à la charge RL sont commutés de manière correspondante. D'autres transistors peuvent être commutés de manière à permettre la charge de l'un des condensateurs ou des deux lorsque les condensateurs ne sont pas utilisés pour l'amplification de tension. La combinaison de structures à canal P et à canal N de la manière illustrée sur la figure 8 conduit à une sortie bipolaire, de sorte que des transitions à la fois positives et négatives peuvent être obtenues au voisinage de la référence de la masse. Il est possible d'intégrer des éléments de transmission en série à canal P et à canal N respectifs dans la figure 8 pour obtenir un signal de sortie linéaire de la manière détaillée sur la figure 7. Il est à noter que l'avantage de pouvoir fournir des niveaux de tension positifs et négatifs est obtenu dans le circuit de la figure 8 au prix de la présence de quatre sources de tension. Un autre mode de réalisation permettant d'appliquer des tensions positives ainsi que négatives à la charge RL sans cependant avoir à utiliser quatre sources de tension est illustré sur la figure 9. Le circuit de la figure 9 utilise un transformateur à deux enroulements primaires. Une borne centrale/commune du côté primaire de ce transformateur est connectée en permanence au potentiel +V3. Des tensions positives et négatives sont induites dans le côté secondaire du transformateur par application soit d'un potentiel négatif à la borne supérieure (borne partageant un noeud avec la diode D3 et le transistor Q6) du côté primaire du transformateur, soit d'un potentiel positif à la borne inférieure (borne partageant un noeud avec la diode D5 et le transistor Q9) du côté primaire du transformateur. Seule une moitié du côté primaire du transformateur est utilisée à un instant quelconque. Dans le mode de réalisation illustré, le transformateur est configuré de manière à ce que les deux moitiés de l'enrouement primaire aient un même nombre de spires. Dans un mode de réalisation, chaque moitié du côté primaire fournit une transformation 1:1 d'une tension appliquée au côté secondaire. Il est à noter que la transformation 1:1 n'est cependant pas essentielle et que d'autres rapports peuvent être choisis, selon les tensions de sortie souhaitées. Si le transformateur est configuré de manière à obtenir une transformation 1:1 entre les côtés primaire et secondaire, la tension V_RL appliquée à la charge est alors une tension identique à la différence de tension appliquée aux bornes de la moitié du côté primaire du transformateur en cours d'utilisation. Les signaux d'entrée appliqués pour générer les diverses tensions de charge V_RL sont illustrés sur la figure 10. Le tableau 2 énumère les états de commutation exigés pour obtenir diverses tensions de charge V_RL. Tension sur RL Mécanisme de commutation 3*V3 Connecter à la masse le noeud partagé par le condensateur C3, la diode D5, les transistors Q7 et Q8 via le transistor Q8, pour ainsi amplifier le potentiel au noeud partagé par le condensateur C3, la diode D6 et le transistor Q9 à -2*V3 (étant donné que le condensateur C3 stocke -2*V3) Connecter ce potentiel à la borne inférieure du transformateur par l'intermédiaire de Q9 2*V3 Connecter la borne inférieure du transformateur à -V3 par l'intermédiaire du transistor Q9 et de la diode D6 V3 Connecter à la masse la borne inférieure du transformateur par l'intermédiaire des transistors Q8 et de D5 0 Connecter les bornes supérieure et inférieure du transformateur à +V3 respectivement par l'intermédiaire du transistor Q4 et de la diode D3, et de Q7 et de D5 -V3 Connecter le potentiel de masse à la borne supérieure du transformateur par l'intermédiaire du transistor Q5 et de la diode D3 -2*V3 Connecter le potentiel -V3 à la borne supérieure du transformateur par l'intermédiaire du transistor Q6 et de la diode D4 -3*V3 Connecter à la masse le noeud partagé par le condensateur C2, la diode D3 et les transistors Q4 et Q5 par l'intermédiaire du transistor Q5, pour ainsi amplifier le potentiel au noeud partagé par le condensateur C2, la diode D4 et le transistor Q6 à -2*V3 (étant donné que le condensateur C2 stocke -2*V3) Connecter ce potentiel à la borne supérieure du transformateur par l'intermédiaire du transistor Q6 Les diodes D3 et D4 sont non conductrices dans cet état de commutation Tableau 2 : États de commutation de transistors concernés pour appliquer les tensions de charge de sortie mentionnées dans la colonne de gauche La figure 11 représente le circuit de la figure 9, bien qu'il comporte un élément de transmission série Q22 pour produire un signal de sortie régulier de la même manière que l'élément de transmission série décrit précédemment en référence à la figure 7. Il est à noter que le transistor Q22 représenté sur la figure 11 fonctionne en mode de classe A. Cela conduit à des pertes d'efficacité pouvant être évitées en introduisant dans le circuit un deuxième transistor connecté pour prélever un courant sur l'alimentation électrique avec une tension d'alimentation plus basse que la tension d'alimentation des deux alimentations électriques V11 et V12 de manière à former un amplificateur de classe G. Un exemple d'un tel circuit est représenté sur la figure 12. Le potentiel aux bornes de l'un ou l'autre des deux enroulements primaires du transformateur représenté sur les figures 9, 11 et 12 est la différence entre la tension appliquée à la borne centrale (ce potentiel est égal à V3 dans le circuit représenté sur la figure 9 et (du fait des effets de modification de l'élément de transmission série linéaire Q22 utilisé sur la figure 11) entre la masse et V3 dans le circuit représenté sur la figure 11) et le potentiel appliqué aux bornes supérieure et inférieure des enroulements primaires (comme mentionné ci-dessus, ces potentiels sont le potentiel de la masse, -V3, -2*V3 et -3*V3). Le potentiel appliqué aux bornes des enroulements primaires du transformateur du circuit représenté sur la figure 9 peut donc être exprimé sous la forme Vprimaire =V3 + n*V3, où n est un entier pouvant être égal à 0, 1, 2 ou 3. L'élément de transmission série peut induire une chute de tension qui réduit le potentiel V3 appliqué à la borne centrale de l'enroulement primaire à une valeur de potentiel quelconque entre le potentiel de la masse et V3. Le potentiel appliqué aux bornes des enroulements primaires du transformateur du circuit représenté sur la figure 11 peut être exprimé sous la forme Vprimaire CV3*V3 + n*V3, où n est entier pouvant être égal à 0, 1, 2 ou 3 et où cv3 est un facteur d'échelle inférieur à 1 qui représente l'atténuation du potentiel appliqué à la borne commune de l'enroulement primaire du transformateur par Q22. Il est à noter que l'efficacité du circuit de la figure 11 est d'autant plus faible que la chute de tension aux bornes de Q22 est élevée. Le circuit représenté sur la figure 12 remédie à ce problème en prévoyant une alimentation électrique supplémentaire, V15. La tension délivrée par V15 est inférieure à la tension d'alimentation V13. Cela signifie que si l'on souhaitait une tension Vprimaire exigeant que cv3*V3 soit inférieur à V15, le circuit représenté sur la figure 12 permettrait de déconnecter le noeud partagé par les transistors Q66, Q68 et le transformateur de V3 en appliquant un signal d'entrée approprié à la grille du transistor Q66. La source de tension V15 peut alors être connectée au noeud partagé par les transistors Q66, Q68 et le transformateur en appliquant un signal d'entrée approprié au transistor Q68. Dans ce cas, ce signal de sortie Vprimaire peut s'exprimer sous la forme Vprimaire = CV15*V15 + n*V13, où n est un entier pouvant être égal à 0, 1, 2 ou 3 et où cv15 est un facteur d'échelle inférieur à 1 qui représente l'atténuation du potentiel appliqué à la borne commune de l'enroulement primaire du transformateur par Q68. Ce système se compare favorablement du point de vue de son efficacité au circuit représenté sur la figure 11, étant donné que, dans le circuit de la figure 12, des tensions de sortie nécessitant une atténuation de V13 (V3 sur la figure 11) à une valeur inférieure à V15, peuvent être générées en remplaçant une alimentation de tension fortement atténuée provenant de V13 par une alimentation de tension moins fortement atténuée provenant de la source de tension V15. Il est à noter que le système de classe G peut ne pas être utilisé seulement dans les modes de réalisation à base de transformateur des figures 9, 11 et 12. Plus généralement, le réseau de classe G représenté sur la figure 12 est utilisable dans un système quelconque dans lequel un potentiel 10 d'alimentation autre que le potentiel de masse est appliqué à une borne de charge et un potentiel commuté est appliqué à l'autre borne de charge. Cela est par exemple le cas du circuit représenté sur la figure 2. Dans un autre mode de réalisation représenté sur la figure 13, un élément de transmission série QA est disposé en série avec le potentiel 15 d'alimentation non commuté VA et la borne de charge (contrairement à l'élément de transmission série qui est disposé en série entre le potentiel de sortie commuté et la charge, comme cela est le cas du circuit représenté sur la figure 7). Il est à noter que, dans ce mode de réalisation, la tension appliquée aux bornes de la charge V_RL est égale à c*VA-Vcommuté, où c est une constante 20 représentant l'atténuation de la tension d'alimentation VA, OÙ VA 0 0 V et où Vcommuté est la tension appliquée au réseau de commutation indiqué par des lignes en trait discontinu sur la figure 13. Il est à noter que le réseau de commutation utilisé sur la figure 13 peut être l'un quelconque des réseaux mentionnés précédemment, une connexion directe entre une alimentation 25 électrique et la charge étant constituée par les connexions représentées sur la figure 13. Comme cela est le cas du circuit de la figure 11, le circuit représenté sur la figure 13 présente l'inconvénient d'une efficacité réduite lorsque la valeur de c diminue. On remédie à ce problème en utilisant la source de tension VB et 30 l'élément de transmission série QB, de la même manière déjà mentionnée plus haut à propos de la figure 12. Des gains d'efficacité semblables à ceux mentionnés ci-dessus en référence à la figure 12 peuvent être obtenus. Il est à noter que les tensions délivrées par les deux sources d'alimentation connectées au réseau de commutation (par exemple V13 et V14 sur la figure 12) déterminent les tensions pouvant être stockées dans les condensateurs des réseaux de commutation. La tension stockée détermine quant à elle le facteur dont on peut amplifier l'une des tensions d'alimentation des sources d'alimentation connectées en commun. Les tensions délivrées par les deux sources d'alimentation connectées en commun déterminent ainsi la différence entre les potentiels appliqués à une borne de la charge. Dans tous les modes de réalisation décrits ci-dessus, à l'exception des modes de réalisation représentés sur les figures 12 et 13, l'une des tensions d'alimentation fournies par les alimentations électriques connectées en commun est également appliquée (directement ou par l'intermédiaire d'un élément de transmission série) à une autre borne de charge, les figures 12 et 13 utilisant parfois une alimentation électrique différente (respectivement V15 et VB). Par conséquent, cette tension d'alimentation fournit une tension de référence à la charge par rapport à laquelle la chute de tension aux bornes de la charge est établie. Comme le montre l'analyse présentée ci-dessus à propos des figures 12 et 13, il existe des situations dans lesquelles il est avantageux de remplacer la tension d'alimentation fournie à la borne de charge en provenance des alimentations électriques connectées en commun par une tension d'alimentation plus faible (pouvant elle-même être soumise à une atténuation par un élément de transmission série), par exemple respectivement en provenance des sources de tension V15 et QB des figures 12 et 13. La description des modes de réalisation portait jusqu'à présent sur des alimentations électriques supplémentaires V15NB qui fournissent une tension d'alimentation supplémentaire inférieure à la tension d'alimentation V13NA fournie au réseau de commutation. Comme on pourra le noter d'après la description présentée ci-dessus, la tension d'alimentation fournie au réseau de commutation détermine la largeur de pas entre les tensions appliquées à l'une des bornes de charge. Il n'est cependant pas nécessaire que la tension VB soit inférieure à la tension VA et on peut imaginer des situations dans lesquelles VB > VA et dans lesquelles VB est connecté à une borne de charge et est atténué par QB jusqu'à ce que la tension d'alimentation atténuée s'abaisse à VA. A ce stade, QB peut être commuté de manière à déconnecter Vg de la borne de charge et QA peut être activé pour connecter VA à la borne de charge. On a pu montrer que les architectures d'alimentation électrique multiniveaux des modes de réalisation conduisaient à une plus grande efficacité. Un amplificateur de classe B classique ayant une entrée sinusoïdale présente par exemple un rendement de 78,5 %, tandis que le rendement du circuit représenté sur la figure 11 est de 89 %. Il est à noter que l'amélioration apportée par rapport à l'amplificateur de classe B est la plus élevée si des signaux présentant ce rapport PAPR doivent être traités. Dans certains modes de réalisation, plusieurs tensions différentes peuvent être produites aux bornes d'une charge résistive par un procédé de commande binaire. La commutation pondérée de manière binaire réduit le nombre d'alimentations électriques nécessaires par comparaison à des alimentations électriques multiniveaux connues sans augmenter de manière spectaculaire le nombre de composants. Il est à noter que bien que des transistors MOSFET soient utilisés dans les modes de réalisation décrits ci-dessus, l'utilisation de tels transistors n'est pas déterminante et que d'autres types ou espèces de transistors (tels que des transistors à jonction bipolaire ou des transistors bipolaires à grille isolée) ou d'autres formes de dispositifs de commutation peuvent être utilisés pour mettre en oeuvre les modes de réalisation pour autant que le comportement de commutation des transistors décrits ci-dessus dans le contexte des modes de réalisation préférés soit reproduit. Si des commutateurs MOSFET de faible puissance sont utilisés, des vitesses de commutation élevées peuvent être obtenues. Cela a pour effet que les architectures des modes de réalisation permettent de remplacer des amplificateurs de classe B ou de classe G dans des architectures d'amplificateurs à enveloppe modulée à fréquence divisée et à large bande. Bien que certains modes de réalisation aient été décrits, ces modes de réalisation ont été présentés à titre non limitatif d'exemple de l'invention. En effet, les nouveaux procédés, appareils et systèmes décrits ici peuvent être mis en oeuvre sous diverses autres formes ; de plus, diverses omissions, substitutions et modifications de la forme des procédés et systèmes décrits ici peuvent être effectuées sans que l'on s'écarte du cadre de l'invention. Les revendications annexées et leurs équivalents peuvent être considérés comme couvrant toutes les formes ou variantes entrant dans le cadre de l'invention. REVENDICATIONS1. Alimentation électrique multiniveaux comprenant deux sources de courant qui partagent un noeud commun, un moyen de commutation, un dispositif de stockage de charge et une borne de sortie, les deux sources de courant étant configurées pour fournir un premier potentiel V1, un deuxième potentiel V2 et un troisième potentiel V3, avec V1 > V2 > V3, le moyen de commutation étant configuré pour charger le dispositif de stockage de charge entre les potentiels V1 et V3 dans un premier état de commutation et pour connecter le dispositif de stockage de charge entre le potentiel V2 et la sortie dans un deuxième état de commutation. 2. Alimentation électrique multiniveaux selon la revendication 1, dans lequel le moyen de commutation est configuré pour connecter la sortie au potentiel V2 dans un troisième état de commutation et/ou au potentiel V1 ou V3 dans un quatrième état de commutation. 3. Alimentation électrique multiniveaux selon la revendication 1 ou 2, dans lequel la sortie est une sortie de premier étage, l'alimentation électrique multiniveaux comprenant en outre un deuxième dispositif de stockage de charge ayant une sortie de deuxième étage, le moyen de commutation étant configuré, dans un cinquième état de commutation, pour connecter le deuxième dispositif de stockage de charge entre les sorties des premier et deuxième étages lorsque le premier dispositif de stockage de charge est connecté entre le potentiel V2 et le noeud de sortie de premier étage. 4. Alimentation électrique multiniveaux selon la revendication 1 ou 2, dans lequel la sortie est une sortie de premier étage, l'alimentation électrique multiniveaux comprenant en outre un deuxième dispositif de stockage de charge ayant une sortie de deuxième étage, le moyen de commutation étant configuré, dans un cinquième état de commutation, pour connecter le deuxième dispositif de stockage de charge de manière à ce qu'il se charge entre le noeud de sortie de premier étage et le potentiel V1 ou le potentiel V3 lorsque le premierdispositif de stockage de charge est connecté entre le potentiel V2 et le noeud de sortie de premier étage. 5. Alimentation électrique multiniveaux bipolaire comprenant une première alimentation électrique multiniveaux selon l'une quelconque des revendications précédentes et une deuxième alimentation électrique multiniveaux, l'architecture de la deuxième alimentation électrique multiniveaux étant symétrique de l'architecture de la première alimentation électrique multiniveaux, le potentiel V3 de la première alimentation électrique multiniveaux et le potentiel V1 de la deuxième alimentation électrique multiniveaux étant un même potentiel. 6. Alimentation électrique multiniveaux bipolaire comprenant : un étage positif et un étage négatif, chacun des étages positif et négatif comprenant une alimentation électrique multiniveaux selon l'une quelconque des revendications 1 à 5 et un transformateur ayant un côté secondaire pouvant être connecté à une charge, le transformateur comprenant une première borne, une deuxième borne et une borne commune, la première borne étant connectée ou pouvant être connectée à la sortie de l'étage positif et la deuxième borne étant connectée ou pouvant être connectée à la sortie de l'étage négatif et la borne commune étant connectée au potentiel V1 ou V3. 7. Alimentation électrique multiniveaux selon l'une quelconque des revendications précédentes, comprenant en outre un atténuateur variable en série avec une sortie. 8. Alimentation électrique multiniveaux selon la revendication 7, dans laquelle l'atténuateur est connecté à V1, V2 ou V3, l'alimentation électrique multiniveaux comprenant en outre une source d'alimentation supplémentaire configurée pour délivrer une tension V4 qui n'est pas égale à la tension V1, V2 OU V3 à laquelle l'atténuateur est connecté à ladite sortie. 9. Alimentation électrique multiniveaux selon la revendication 8, comprenant un atténuateur variable supplémentaire entre ladite sortie et ladite source d'alimentation électrique supplémentaire. 10. Alimentation électrique multiniveaux selon la revendication 8 ou 9, comprenant en outre un circuit d'attaque configuré pour délivrer un signal d'attaque à l'atténuateur et/ou à l'atténuateur supplémentaire, le signal d'attaque étant destiné à ajuster le degré d'atténuation produit par l'atténuateur. 11. Alimentation électrique multiniveaux selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel le moyen de commutation comprend des transistors MOSFET. 12. Alimentation électrique multiniveaux selon l'une quelconque des revendications précédentes, comprenant en outre une source de signal configurée pour délivrer des signaux binaires à des commutateurs dans le dispositif de commutation. 13. Station de base ou émetteur comprenant une alimentation électrique multiniveaux selon l'une quelconque des revendications précédentes. 14. Procédé de génération de niveaux de sortie d'alimentation électrique multiples, comprenant les étapes consistant à : charger un premier dispositif de stockage de charge en le connectant entre un premier potentiel V1 et un deuxième potentiel V3 ; et connecter ensuite le premier dispositif de stockage de charge entre un troisième potentiel V2 et une sortie ; avec V1 > V2 > V3. 15. Procédé selon la revendication 14, dans lequel la sortie est une sortie de premier étage, le procédé comprenant en outre les étapes consistant à : charger, dans un état de commutation, un deuxième dispositif de stockage de charge entre V1 et V3 et/ou, dans un autre état de commutation, entre un potentiel généré sur une borne du premier dispositif de stockage decharge connecté à la sortie lorsqu'une autre borne du premier dispositif de stockage de charge est connectée à V2 et l'un ou l'autre de V1 et de V3; et connecter le deuxième dispositif de stockage de charge en série avec le premier dispositif de stockage de charge entre V2 et une sortie de deuxième étage.