Brevet FR2969847A1 — publié le 20120629

"Circuit de compensation d'énergie réactive et procédé mis en oeuvre dans un tel circuit." s La présente invention se rapporte à un circuit de compensation d'une énergie réactive absorbée par une charge à puissance variable. Elle trouve une application particulièrement intéressante dans la consommation domestique ou plus généralement "grand public". La consommation de chaque foyer d'habitation disposant d'appareils électroménager équipés de io petits moteurs (réfrigérateur, congélateur, lave-vaisselle, machine à laver,... ) ou de bobines d'inductance (four à ondes ou à induction) inclut une part souvent importante d'énergie réactive inhérente au fonctionnement de ces appareils. D'une façon générale, tout appareil électrique utilisant un courant alternatif met en jeu deux formes d'énergie : ls l'énergie active et l'énergie réactive, l'ensemble constituant l'énergie apparente fournie par le réseau électrique. L'énergie active fournit un travail utile sous forme mécanique ou thermique. L'énergie réactive permet de créer des champs magnétiques, elle alimente des circuits électriques et magnétiques tels que des condensateurs et des bobines inclus notamment 20 dans des moteurs asynchrones, transformateurs, convertisseurs,... Pour rendre compte de l'efficacité de consommation de la puissance réactive d'un appareil électrique, on utilise un facteur de puissance communément appelé cosinus phi (cos(p). Ce facteur est le rapport entre la puissance active consommée et la puissance apparente fournie. 25 Un facteur de puissance proche de 1 indique une faible consommation d'énergie réactive et optimise le fonctionnement d'une installation. Dans la gamme de petites puissances, le principe de correction de facteur de puissance est très largement utilisé. Le synoptique général est 30 composé de convertisseurs en cascade : un redresseur type pont de Graétz monophasé et un convertisseur à découpage à accumulation. La charge est pratiquement équivalente à une résistance pure. La dépollution du réseau est obtenue par l'insertion de filtres spéciaux. La fréquence de découpage est largement supérieure à 20kHz. La puissance de l'appareil est inférieure 35 à 10kW. Ces convertisseurs utilisent généralement des transistors Mosfet ultra rapides. On connaît par exemple le document US5751138 qui décrit un conditionneur pour compenser l'énergie réactive et les harmoniques du courant secteur. L'énergie réactive est compensée au moyen d'un onduleur d'ondes en « gradins » constitué de thyristors GTO. On connaît également le document US5187427 qui décrit un s compensateur statique d'énergie réactive. Il décrit notamment une régulation automatique par batterie de condensateurs. Ce compensateur comporte un onduleur qui intègre des transistors IGBT reliés deux par deux entre le collecteur de l'un et l'émetteur de l'autre. On connaît le document US7352597 qui décrit un système à deux io circuits. Un premier circuit à base de thyristors pour réaliser la fonction de compensation de l'énergie réactive. Un second circuit pour compenser des harmoniques est réalisé au moyen d'un filtre actif associé à un filtre passif, l'ensemble étant parallèle au premier circuit. Les systèmes de l'art antérieur comportent de nombreux composants ls qui pénalisent la consommation d'énergie et rendent ces systèmes encombrants. La présente invention a pour but de remédier aux inconvénients précités en proposant un nouveau conditionneur solide, compacte et peu 20 onéreux. Un autre but de l'invention est un conditionneur capable de compenser l'énergie réactive pour de petits équipements électriques et électroménagers. On atteint au moins l'un des buts précités avec un circuit de 25 compensation d'une énergie réactive absorbée par une charge à puissance variable, ce circuit de compensation étant disposé en parallèle de la charge à puissance variable par rapport à une source de tension alternative. Selon l'invention, ce circuit de compensation également appelé conditionneur comprend : 30 - au moins un condensateur de compensation pour fournir de l'énergie réactive à la charge, - une bobine d'absorption pour absorber un surplus d'énergie réactive, - un convertisseur statique commandé selon un fonctionnement à découpage, ce convertisseur statique étant constitué de transistors de 35 puissance pour l'alimentation de la bobine d'absorption générée par le convertisseur statique dans le réseau d'alimentation ; 3 - un filtre anti-harmonique pour éliminer des composantes harmoniques du courant alimentant la charge, et - un module de régulation pour commander les transistors de puissance à partir d'un rapport cyclique qui est une image du déphasage s entre la tension et le courant de ladite source de tension, et de façon à imposer à tout instant un déphasage nul entre la tension et le courant de ladite source de tension. Le convertisseur statique selon l'invention est de type hacheur pour une conversion d'un signal alternatif vers un signal alternatif. io Le condensateur de compensation est un condensateur C dimensionné pour compenser au moins l'énergie réactive maximale demandée par la charge. La bobine d'absorption peut être une bobine d'inductance par exemple mise en action uniquement pour absorber tout ls surplus d'énergie réactive au sein du système. Le convertisseur statique peut comporter deux bras avec des transistors de puissance pour alimenter essentiellement la bobine d'absorption. Le filtre anti-harmonique atténue de préférence toutes composantes harmoniques générées par le convertisseur statique. Ce filtre peut-être de type passe-bas et comporter la plus grosse 20 partie du condensateur de compensation. Avec le circuit de compensation selon l'invention, le condensateur et la bobine sont conçus de façon à avoir un coscp unitaire à tout instant pour une charge de puissance variable. Cela permet de réduire la consommation 25 d'énergie dans les foyers résidentiels et en industrie. Le conditionneur ainsi développé ne comportant qu'un seul convertisseur, est de structure et de topologie simplifiées. Par rapport aux systèmes de l'art antérieur, le circuit de compensation selon l'invention est simple à concevoir, économique, compact, respecte les normes de 30 compatibilité électromagnétique et peut donc être placé à l'intérieur de la charge à puissance variable qui est avantageusement un appareil électroménager de faible puissance. Ce circuit de compensation selon l'invention peut également être placé à l'extérieur de la charge à puissance variable. Dans le second cas, il peut alors compenser un groupe d'appareils 35 dont le nombre est limité par la capacité maximale de compensation. Selon une première variante avantageuse de l'invention, le filtre est disposé en entrée du circuit de compensation selon l'invention, et ce filtre comprend un circuit RLC pour Résistance-Inductance-Condensateur, le condensateur de ce circuit RLC étant ledit au moins un condensateur utilisé s pour la compensation. On réduit ainsi le nombre de composants utilisés pour la conception du circuit de compensation : on utilise un même condensateur pour la compensation et le filtrage. Avec un tel circuit de compensation, il n'est pas besoin d'ajouter des filtres secteurs pour dépolluer le courant du réseau car le filtre selon io l'invention fait partie intégrante de la structure du circuit de compensation, d'où une compacité accrue. La réalisation de la partie contrôle-commande est totalement numérique grâce à un DSP, donc fiable et robuste. Selon une seconde variante de l'invention, la bobine d'absorption et le condensateur de compensation sont disposés en sortie du convertisseur ls statique. De préférence, le convertisseur statique alimente directement le condensateur et la bobine. La bobine d'absorption peut être disposée en parallèle ou en série avec le condensateur de compensation. Selon une caractéristique avantageuse de l'invention, le convertisseur statique comprend deux bras dont le point milieu constitue 20 une sortie pour l'alimentation de la bobine d'absorption ; chaque bras comportant deux transistors IGBT montés en série par leur émetteur, et chaque transistor IGBT étant directement en parallèle avec une diode disposée en sens opposé. Une telle structure permet une conversion efficace. 25 Selon l'invention, on peut réaliser une régulation par modulation de largeur d'impulsions (MLI), le module de régulation peut alors comprendre : - un module de mesure d'angle qui détermine le déphasage entre la tension et le courant de la source d'alimentation ; 30 - un module de transformation en niveau de tension continue différentielle de l'angle précédemment mesuré ; - un générateur qui transforme en rapport cyclique le niveau de tension continue différentielle précédemment obtenue ; et - un circuit de commande pour les grilles des transistors de puissance. 35 Et le module de mesure d'angle peut comprendre : - un circuit de mesure d'un angle de déphasage entre la tension et le courant de source d'alimentation, - un circuit pour transformer l'angle de déphasage en tension de déphasage, s - un circuit de comparaison entre cette tension de déphasage et une tension de référence préétablie, et - un correcteur de type proportionnel-intégral alimenté par le circuit de comparaison et générant un signal continu pour le générateur de rapport cyclique. io Avantageusement, on réalise une régulation par hystérésis modulée. Dans ce cas, le générateur de rapport cyclique peut comprendre : - un additionneur pour additionner une porteuse triangulaire avec le signal continu délivré en sortie de correcteur de type proportionnel-intégral, - un circuit de mise en forme qui génère les triggers de commande, et ls - un circuit d'aiguillage qui distribue de façon appropriée les signaux de commande de grilles des transistors de puissance. Cela permet d'améliorer la forme de l'onde de courant débité par le réseau. Dans ce cas, le taux de distorsion harmonique du courant est encore amélioré et le facteur de puissance du circuit de compensation tend 20 facilement vers l'unité. Selon une caractéristique avantageuse de l'invention, le module de régulation est configuré de façon à travailler avec une fréquence de découpage fsw inférieure à cinq kHz, de préférence comprise entre 1 et 2 kHz. En particulier c'est la fréquence de la porteuse triangulaire que l'on 25 met inférieure à 5 kHz, de préférence entre 1 et 2 kHz. Avec une telle fréquence de découpage assez basse et en commutation dure, le transistor IGBT est grandement performant. Lorsqu'on utilise des transistors IGBT, on les choisit de telle sorte que des résistances de grille de ces transistors présentent des valeurs 30 comprises dans une plage allant de 5 à 33 ohms de façon à réduire des courants de mode commun. Les transistors IGBT peuvent être de préférence ceux du commerce comportant déjà en interne une diode intégrée et placée en tête-bêche. Donc les diodes utilisées dans le convertisseur ne sont pas des 35 puces indépendantes rapportées au convertisseur. Le condensateur de compensation peut être subdivisé en deux éléments : une grosse partie faisant partie du filtre anti-harmonique (au moins 95%) et une autre partie plus petite (au plus 5%) placée en parallèle avec la bobine d'absorption. s Le module de régulation peut être totalement supporté par un Dsp utilisant trois ondes pour pouvoir assurer pleinement sa fonction: les ondes de tension et du courant du réseau, et l'onde de courant dans l'absorbeur. Ce DSP peut : . assurer la régulation pour avoir un déphasage nul à tout instant entre la io tension et le courant de la source d'alimentation ; et . fournir les triggers de commande pour les drivers des transistors ; . assurer le passage à zéro du courant sans porter atteinte à l'intégrité des les interrupteurs de puissance. ls On prévoit une stratégie de commande rapprochée par génération des triggers de commande pour les drivers des transistors, principe du temps mort au passage à zéro du courant dans la bobine d'absorption est totalement assurée par le Dsp. Selon un autre aspect de l'invention, il est proposé un procédé mis 20 en oeuvre dans un circuit de compensation tel que décrit ci-dessus. Selon l'invention, on commande les transistors de puissance de sorte que la tension aux bornes de la bobine d'absorption est maintenue sensiblement égale au produit entre le rapport cyclique et la tension de ladite source de tension. 25 Le convertisseur se comporte alors comme un autotransformateur, dont le rapport de transformation est donné directement par le rapport cyclique continument variable. On peut réguler ainsi de façon continue la tension délivrée à la bobine d'absorption, donc de ce fait on réalise un processus automatisé pour un réglage continu de l'énergie absorbée par la 30 bobine d'absorption. On réalise ainsi un processus automatisé pour le réglage continu de l'énergie réactive mise en jeu. On peut utiliser un DSP tout numérique pour émuler totalement en 35 numérique le module de régulation, une commande rapprochée, une 7 génération des triggers de commande des grilles des transistors de puissance, et un contrôle du passage à zéro du courant de la bobine d'absorption. On peut utiliser le DSP pour réaliser des fonctions de contrôle s commande à partir de trois ondes : les ondes de tension et du courant du réseau, et l'onde de courant dans la bobine d'absorption. Le convertisseur statique peut comprendre deux bras dont le point milieu constitue une sortie pour l'alimentation de la bobine d'absorption ; chaque bras comportant deux transistors IGBT montés en série par leur io émetteur, et chaque transistor IGBT étant associée à une diode interne en tête-bêche. On peut configurer le module de régulation au moyen d'un module à base de DSP de sorte que les courants des deux bras sont en parfait empiètement. ls Avantageusement, on configure le module de régulation de sorte que les courants des deux bras sont en parfait empiètement. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée d'un mode de mise en oeuvre nullement 20 limitatif, et des dessins annexés, sur lesquels : La figure 1 est une vue schématique d'un système de compensation selon l'invention ; La figure 2 est une représentation graphique des grandeurs physiques, tension et courant, lors d'une compensation d'énergie réactive ; 25 La figure 3 est un schéma simplifié du convertisseur statique utilisé dans le système de compensation selon la présente invention ; Sur les figures 4 et 5, on voit des configurations et des ondes de fonctionnement obtenues par l'analyse qualitative. Les grandeurs indiquées sur ces figures sont celles définies sur la figure 3. 30 La figure 6 est une vue du suivi dynamique de commutation des transistors IGBT du convertisseur de la figure 3 ; La figure 7 est une vue illustrant les ondes des tensions de commande des transistors IGBT et des courants dans le convertisseur de la figure 3 ; La figure 8 est une vue illustrant les ondes de tension et de courant 35 aux bornes d'un interrupteur IGBT du convertisseur de la figure 3 ; La figure 9 donne le synoptique général de contrôle, analogique ou numérique, de la compensation ; La figure 10 est une vue illustrant des courbes de la tension réseau et des courants du réseau et de la charge pour un cosy) de 0.8 ; s La figure 11 est une vue illustrant des courbes de la tension réseau et des courants du réseau et de la charge pour un cosy) de 0.3, La figure 12 est un schéma représentant l'équivalence entre(P''P) et (R, L) La figure 13 donne un schéma de circuit électronique correspondant à io l'ensemble du filtre anti-harmonique (LF, C), aux interrupteurs dont l'un est commandé pendant l'intervalle de temps raw et l'autre pendant l'intervalle de temps rsw et à la bobine d'absorption (Ra,La), et un autre schéma de cet ensemble en modèle sinusoïdal dans lequel le convertisseur se comporte comme un autotransformateur de rapport de transformation égal au rapport ls cyclique a, La figure 14 est un schéma d'un circuit électrique pour le courant harmonique de fréquence de découpage fsw, en tenant compte de tous les éléments réels du montage, soient : le condensateur de compensation C, les éléments de la bobine du filtre anti-harmonique (résistance interne RF, 20 inductance LF), la charge (R, L), l'impédance interne du réseau (p, À), La figure 15 est le schéma équivalent du circuit électrique du système rapporté à la fréquence du réseau d'alimentation fo, La figure 16 est un schéma simplifié de modélisation pour le calcul de la tension en sortie du convertisseur, I hr 25 La figure 17 est une courbe de Bode pour Ih , et Vabsorbeur La figure 18 est une courbe de Bode de E pour la charge basse. Bien que l'invention n'y soit pas limitée, on voit sur la figure 1 un circuit de compensation 3 selon l'invention s'appliquant à un appareil 30 électroménager domestique. Cet appareil constitue une charge 1 alimentée à partir du réseau électrique 2 en tension v et courant i alternatifs. La charge 1 absorbe le courant sinusoïdal i avec plus ou moins d'énergie réactive. Cette charge 1 possède une charge équivalente variable qui peut être caractérisée par une puissance active absorbée P et un cosinus de l'argument de charge (p. Le circuit de compensation 3 selon l'invention est disposé en parallèle de la charge 1 par rapport au réseau électrique 2. L'entrée du circuit de compensation est représentée par les connexions E1 et E2. Ce qui signifie que la tension v aux bornes de la charge et la même que la tension entre les connexions E1 et E2. Par contre, le courant i du réseau électrique 2 est divisé en un courant Icharge alimentant la charge 1 et un courant (non représenté) vers le circuit de compensation via E1. io Le circuit de compensation 3 comporte en entrée un filtre 4 illustré de façon schématique et comprenant une bobine 5 recevant le courant d'entrée via E1 et au moins un condensateur C disposé entre la sortie de la bobine 5 et l'entrée E2. La bobine 5 est caractérisée par une inductance Lf et une résistance Rf. Le filtre 4 alimente un convertisseur statique 6 qui génère une 15 tension égale à av aux bornes d'une bobine d'absorption 7 ; a étant un rapport cyclique obtenu à partir de la tension v et le courant i du réseau électrique 2. La bobine d'absorption 7 est caractérisée par une inductance La et une résistance Ra. Selon l'invention, le condensateur C représente à la fois un condensateur de compensation pour transmettre de l'énergie réactive vers 20 la charge 1, et en même temps un condensateur de filtrage. Avantageusement, ces deux fonctions sont regroupées en un même condensateur, mais elles peuvent être séparées avec : - un condensateur de filtrage d'une capacité adaptée pour réaliser le filtre 4 et disposé tel que représenté sur la figure 1, et 25 - au moins un condensateur de compensation Cl ou C2 d'une capacité adaptée pour compenser l'énergie réactive de la charge et disposé selon une première variante Cl en série avec la bobine d'absorption 7, et selon une seconde variante C2 en parallèle avec la bobine d'absorption 7, tel que représenté en pointillé sur la figure 1. 30 Le convertisseur 6 est commandé par un circuit de commande 8 qui reçoit le rapport cyclique a à partir d'un générateur de rapport cyclique 9. Un système comparateur 10 mesure en temps réel la tension v et le courant i du réseau électrique 2 de façon à transmettre une consigne en tension vers le générateur de rapport cyclique 9. 35 Un appareil électroménager fonctionne en général entre deux modes de charge : en pleine charge identifiée par (IMax, (PMin), et à vide ou au repos avec (IMin, (PMax)- Dans ces deux intervalles de variations de la charge, le circuit de compensation 3 réagit de telle sorte que la tension du réseau v et le s courant débité i reste toujours en phase. Dans ce cas, le courant débité par le réseau peut être plus faible que celui avant la compensation de l'énergie réactive : au lien del, ce seraitl*COSq' . Pour le point de fonctionnement pleine charge (IMax, (PMin), le circuit de compensation 3 est pratiquement mis hors service, donc le rapport cyclique a io est voisin de zéro. Dans cette situation, le condensateur C du filtre compense l'énergie réactive absorbée par la charge en fournissant l'énergie réactive Qc, de telle sorte que l'énergie réactive totale de l'installation est nulle. Selon le diagramme vectoriel de compensation donné sur la figure 2, le courant débité par le réseau i est inférieur au courant de charge Icharge- En pleine charge, la ls puissance active absorbée est maximale et la puissance réactive absorbée est également maximale et compensée par l'énergie réactive Qc du condensateur C. Pour le point de fonctionnement à vide (IMin, (Max), le surplus d'énergie réactive Qa est dissipé dans la bobine d'absorption 7. Le surplus d'énergie 20 réactive Qa est l'écart entre l'énergie réactive au maximum QMax et l'énergie réactive au minimum QMin- Cela se fait pour une valeur donnée du rapport cyclique a. Le courant débité par le réseau dans ce cas reste voisin de celui absorbé par la charge. Le convertisseur statique se comporte alors comme un transformateur 25 à rapport de transformation variable, représenté par le rapport cyclique a. La structure du convertisseur selon l'invention est illustrée sur la figure 3. Il s'agit de deux bras, série 11 et parallèle 12, reliés en un point commun A représentant la sortie du convertisseur 6. Sur le bras série 11, on voit un interrupteur T1 constitué par un transistor IGBT en parallèle avec une 30 diode. L'émetteur du transistor IGBT est relié à l'anode de la diode, le collecteur du transistor IGBT étant relié à la cathode de la diode. Par la suite, un tel ensemble constitué d'un transistor IGBT et d'une diode disposée en parallèle de la manière indiquée ci-dessus, sera appelé « interrupteur IGBT ». Ainsi, chaque bras comporte deux interrupteurs IGBT disposés en série et 35 reliés l'un à l'autre par leur émetteur. Les bras 11 et 12 comportent deux 11 transistors IGBT T1 et T2, T3 et T4 avec leurs diodes internes en tête-bêche, ces transistors sont placés en série et connectés par leur source. Le signal de sortie au point A est un signal de courant modulé en fonction de la conduction et de l'interruption des différents interrupteurs de l'onduleur. Ces s interrupteurs IGBT sont commandés par des signaux de commandes Cl, C2, C3 et C4 provenant du circuit de commande 8. Sur les figures 4, 5, 6 et 7, on voit des configurations et des ondes de fonctionnement obtenues par l'analyse qualitative. Les grandeurs indiquées sur ces figures sont celles définies sur la figure 3. io La figure 4 montre les séquences de configurations pour illustrer le basculement avec grande viabilité de la configuration représentée par le transistor T1 et la diode d2 vers la configuration représentée par le transistor T4 et la diode d3, et vice-versa avec E>0 et Io>0. Ainsi, la figure 4(a) indique la séquence avec T1 passant : le courant passe ls alors par T1 et d2. Sur la figure4 (b), on met à "1" la commande du transistor T4, la séquence précédente continue. Sur la figure4(c), après un intervalle de temps At, la commande au blocage de T1 provoque un phénomène d'empiètement entre les transistors T1 et T4. La figure 4(d) montre les deux interrupteurs T4 et d3 conduisant le courant Io. La 20 commande à 1 de l'interrupteur T1 remet le phénomène d'empiètement entre T4 et T1 (Fig.4(e)). Lorsque T1 conduit complètement, la diode d3 se bloque car sa tension anode cathode est égale pratiquement à -E. La mise à 0 de la commande de T4 ne change pas la configuration précédente qui est identique à celle de la figure 4(a). Les formes d'ondes associées à cette 25 analyse sont données sur la figure 5. La figure 6 montre les séquences de configurations pour illustrer le basculement avec grande viabilité de la configuration représentée par le transistor T2 et la diode di vers la configuration représentée par le transistor T3 et la diode d4, et vice-versa avec E>0 et Io 0 et E io Sur la figure 9 on voit un synoptique du contrôle de la compensation permettant d'imposer à tout instant un déphasage nul entre les ondes de la tension du réseau et le courant débité. On retrouve le système comparateur 10 et le générateur de rapport cyclique 9. L'ensemble fonctionne totalement analogique. On distingue un module de mesure 13 pour mesurer le ls déphasage entre la tension v et le courant i du réseau électrique. Le déphasage cp généré est ensuite transformé en une tension Vcp par un module de transformation 14. Cette tension Vcp est comparée à une tension de référence pour un déphasage nul au moyen d'un comparateur 15. La sortie du comparateur 15 alimente un régulateur proportionnel-intégrale 16 qui 20 alimente à son tour un module 17 pour générer le rapport cyclique a. Des résultats obtenus par simulation sont donnés sur : - la figure 10 pour un point de fonctionnement à charge, avec P=2000W et coscp=0.8, le rapport cyclique étant de 0.05, et - la figureii pour un point de fonctionnement à vide, avec P=200W et 25 coscp=0.3, le rapport cyclique étant de 0.37. On voit que les déphasages finaux sont pratiquement nuls, et les courants sont sinusoïdaux. Pour le point de fonctionnement à charge, le courant du réseau est inférieur à celui de la charge, soit 2030 VA au lieu de 2500 VA. Le circuit de 30 compensation selon l'invention est pratiquement déconnecté car le rapport cyclique est de 0.05. C'est pourquoi, le courant réseau ne comporte pas de composantes harmoniques. Pour le point de fonctionnement à vide, le courant du réseau comporte de faibles composantes harmoniques : leur valeur reste en dessous des 35 limites admises par les normes en CEM. La valeur du courant du réseau est légèrement supérieure à celui de la charge à cause des composantes io - 14- résistives des éléments des bobines du filtre et de l'absorbeur (5 et 7). Dans ce cas, la puissance fournie est de 778 VA au lieu 667 VA. Sur la figure 12 est représenté un schéma illustrant l'équivalence entre s le couple (P, cos(p) et un circuit d'éléments passifs (RL) de la charge. La charge équivalente variable est caractérisée par la puissance absorbéeP et le cosinus de l'argument de charge q' . Les équations qui lient ces deux couples sont : R= P*(l+tan2(p) V 2 * tan (p L. _ On va maintenant décrire des modes de calcul non limitatifs de valeurs caractéristiques du circuit selon l'invention. ls 1- Calcul du condensateur de compensation C. La valeur de l'énergie réactive à compenser doit être la plus grande valeur entre (V.Imax.9dn(Pmin ) et (v.1min.slnq'max ), Pour tenir compte des autres éléments inductifs du montage, comme dans le cas des filtres actifs, on se donne un coefficient de réglage kQde l'énergie réactive globale. Dans ce cas, 20 en régime purement sinusoïdal, la valeur du condensateur de compensation C peut être calculée à partir de la pleine charge, selon : 25 2- Filtre anti-harmonique de courant et bobine d'absorption. 2-1 : Les éléments du filtre Le fonctionnement en découpage du convertisseur génère des harmoniques de courants de même fréquence que la fréquence de découpagefWdu convertisseur. Un filtre passe-bas de structure simple de 30 type Butterworth d'ordre 2, est placé entre le réseau et le convertisseur qui k * P * tamp VZ w*P*(l+tan2(p) (1) (2) - 15- alimente une impédanceza. Sur la figure 13, on note que le condensateur C défini précédemment fait partie de ce filtre. Pour le filtre de Butterworth de second ordre, on a les relations suivantes : 0.707 2*n * f * ~r (Z a ~a z (3) C= 10 l 1.414q2 a 2* 'n * f ~r La valeur de la bobine La d'absorption sera définie pour un rapport cycliqueaMax, vérifiant l'impédance caractéristique du filtre, telle que: IdiLF La c a Max Soit: L = a 2 * LF a Max r La fréquence de coupure du filtre sera choisie assez proche voire 15 légèrement supérieure à 5OHz en vue d'une forte atténuation des harmoniques de courant pour la fréquence de découpagefsw, du filtrage des composantes basses fréquences surtout 150 Hz et 300 HZ. 2-2 : Les harmoniques supérieurs du courant de réseau. 20 La figure 14 présente le système en rendant compte de tous les composants passifs des éléments. Sur cette figure 12, en posant : zc _- - Jcc'' : l'impédance du condensateur de compensation ; - zres=P+lie) l'impédance interne du réseau ; - zeh : l'impédance de la charge ; 25 - zLF =rF+iIF60 : l'impédance de la bobine du filtre ; il vient : LF = (4) 1 - 16-ihr __ Zc * Zch ih Zr *Zch Zr + Zch +ZLF +Z, Zr +Zch Pour la fréquence de découpagefsw, le calcul des différents éléments Ihr (i2lIffsw)~0 s doit nous conduire à la relation: Ih . On note qu'à cause du comportement non linéaire du convertisseur, les effets du découpage à basse fréquence ne sont pas forcément éliminés dans le courant du réseau. 2-3 : Calcul de l'énergie réactive. io En première approximation, on considère que le convertisseur n'a pas de pertes. En négligeant les effets du découpage, le schéma équivalent de la bobine d'absorption ramené du côté source est donné sur la figure 15. Le choix de la bobine d'absorption doit annuler l'énergie réactive pour des rapports cycliques donnés pour les deux charges. L'impédance ls équivalente du système vis-à-vis du réseau s'écrit : * (Za ZC +ZLF )*z Za +ZC ch Ztotak - +Zr * (Za ZC +ZLF )+z Za + ZC ch (6) La résolution de l'équation Im(Ztotak)-° permet de trouver : - Un rapport cyclique ainf pour la charge haute ; 20 - Un rapport cyclique as°p pour la charge basse. 2-4. Calcul de la tension de sortie du convertisseur. Du fait du choix de la fréquence critique du filtre assez voisin de 50Hz, pour le choix des calibres des transistors de puissance, le phénomène 25 d'antirésonance doit être parfaitement maitrisé. Ainsi, selon la figure 16, il vient : (5) - 17- Z *Z Zch * (ZLF + Za a + ZC C Za ZC Zch +(ZLF + Za ZC Vabsorbeur Za + ZC * Za + ZC E aC +ZLF Zch *(zLF +ZaZC ) Za +ZC a+C Les équations 1, 2, 3 et 4 permettent de calculer les éléments du circuit selon l'invention, pour les points de charge considérés. Le taux de distorsion harmonique (abrégé THD) Selon un mode de mise en oeuvre avantageux de l'invention, le dimensionnement préféré du circuit selon l'invention est obtenu avec des taux de distorsion harmonique (THD) des courants inférieurs à 10%, et une tension de crête aux bornes de l'absorbeur inférieure à 500V. Dans ce cas, on choisit idéalement : - fc=55Hz ; - kQ=1.4 ; am. =0,8 A titre d'exemple non limitatif, les composants effectifs du circuit peuvent être les suivants : - Calibres des IGBT : 600V ; 30A - Pour le Filtre : C=140 pF ; LF=58mH ; LA=45mH. Ce qui donne : - une fréquence de coupure fc=55,85Hz ; - un rapport cyclique max : OEmax = 0,8335 Ainsi, les figures 17 et 18 illustrent des courbes de réponse de performance du circuit selon l'invention. Sur la figure 17, on voit la courbe de Bode du rapport lhY et on constate que la composante à 150Hz est à - lh 15dB, celle à 250Hz à -25dB, celle de 350Hz à -32dB, celle de 1000Hz à - 50d B. + Zres Zch+(ZLF+Za+ZC a c (7) - 18- Sur la figure 18, on voit la courbe de Bode du rapport Vabsorbeur[dB] et on constate une surtension en sortie du convertisseur. Bien sûr, l'invention n'est pas limitée aux exemples qui viennent s d'être décrits et de nombreux aménagements peuvent être apportés à ces exemples sans sortir du cadre de l'invention. E REVENDICATIONS1. Circuit de compensation d'une énergie réactive absorbée par une s charge à puissance variable, ce circuit de compensation étant disposé en parallèle de la charge à puissance variable par rapport à une source de tension alternative ; caractérisé en ce qu'il comprend : - au moins un condensateur de compensation pour fournir de l'énergie réactive à la charge, io - une bobine d'absorption pour absorber un surplus d'énergie réactive, - un convertisseur statique commandé selon un fonctionnement à découpage, ce convertisseur statique étant constitué de transistors de puissance pour l'alimentation de la bobine d'absorption générée par le convertisseur statique dans le réseau d'alimentation ; ls - un filtre anti-harmonique pour éliminer des composantes harmoniques du courant alimentant la charge, et - un module de régulation pour commander les transistors de puissance à partir d'un rapport cyclique qui est une image du déphasage entre la tension et le courant de ladite source de tension, et de façon à 20 imposer à tout instant un déphasage nul entre la tension et le courant de ladite source de tension. 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le filtre est disposé en entrée de ce circuit de compensation, et en ce que le filtre 25 comprend un circuit RLC pour Résistance-Inductance-Condensateur, le condensateur de ce circuit RLC étant ledit au moins un condensateur de compensation. 3. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la bobine 30 d'absorption et le condensateur de compensation sont disposés en sortie du convertisseur statique. 4. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que la bobine d'absorption est disposée en parallèle du condensateur de compensation ou 35 en série avec ce condensateur de compensation. 5. Circuit selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le convertisseur statique comprend deux bras dont le point milieu constitue une sortie pour l'alimentation de la bobine d'absorption ; chaque bras comportant deux transistors IGBT montés en s série par leur émetteur, et chaque transistor IGBT étant directement en parallèle avec une diode disposée en sens opposé. 6. Circuit selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le module de régulation comprend : io - un module de mesure d'angle qui détermine le déphasage entre la tension et le courant de la source d'alimentation ; - un module de transformation en niveau de tension continue différentielle de l'angle précédemment mesuré ; - un générateur qui transforme en rapport cyclique le niveau de tension ls continue différentielle précédemment obtenue ; et - un circuit de commande pour les grilles des transistors de puissance. 7. Circuit selon la revendication 6, caractérisé en ce que le module de mesure d'angle comprend: 20 - un circuit de mesure d'un angle de déphasage entre la tension et le courant de source d'alimentation, - un circuit pour transformer l'angle de déphasage en tension de déphasage, - un circuit de comparaison entre cette tension de déphasage et une 25 tension de référence préétablie, et - un correcteur de type proportionnel-intégral alimenté par le circuit de comparaison et générant un signal continu pour le générateur de rapport cyclique. 30 8. Circuit selon l'une la revendication 6 ou 7, caractérisé en ce que le générateur de rapport cyclique comprend : - un additionneur pour additionner une porteuse triangulaire avec le signal continu délivré en sortie de correcteur de type proportionnel-intégral, - un circuit de mise en forme qui génère les triggers de commande, et 35 - un circuit d'aiguillage qui distribue de façon appropriée les signaux de commande de grilles des transistors de puissance.5- 21- 9. Circuit selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le module de régulation est configuré de façon à travailler avec une fréquence de découpage fsW inférieure à cinq kHz. 10. Circuit selon la revendication 9, caractérisé en ce que le module de régulation est configuré de façon à travailler avec une fréquence de découpage fsW comprise entre 1 et 2 kHz. io 11. Circuit selon la revendication 9 ou 10, caractérisé en ce que lorsque les transistors de puissance sont des transistors IGBT, des résistances de grille de ces transistors présentent des valeurs comprises dans une plage allant de 5 à 33 ohms de façon à réduire des courants de mode commun. 15 12. Procédé mis en oeuvre dans un circuit de compensation d'une énergie réactive absorbée par une charge à puissance variable, ce circuit de compensation étant disposé en parallèle entre une source de tension alternative et la charge à puissance variable et comprenant : - au moins un condensateur de compensation pour fournir de l'énergie 20 réactive à la charge, - une bobine d'absorption pour absorber un surplus d'énergie réactive, - un convertisseur statique commandé selon un fonctionnement à découpage, ce convertisseur statique étant constitué de transistors de puissance pour l'alimentation de la bobine d'absorption générée par le 25 convertisseur statique dans le réseau d'alimentation ; - un filtre anti-harmonique pour éliminer des composantes harmoniques du courant alimentant la charge, et - un module de régulation pour commander les transistors de puissance à partir d'un rapport cyclique qui est une image du déphasage 30 entre la tension et le courant de ladite source de tension, et de façon à imposer à tout instant un déphasage nul entre la tension et le courant de ladite source de tension ; dans lequel procédé on commande les transistors de puissance de sorte que la tension aux bornes de la bobine d'absorption est maintenue 35 sensiblement égale au produit entre le rapport cyclique et la tension de ladite source de tension. 2969847 - 22 - 13. Procédé selon la revendication 12, caractérisé en ce qu'on utilise un DSP tout numérique pour émuler totalement en numérique le module de régulation, une commande rapprochée, une génération des triggers de s commande des grilles des transistors de puissance, et un contrôle du passage à zéro du courant de la bobine d'absorption. 14. Procédé selon la revendication 13, caractérisé en ce qu'on utilise le DSP pour réaliser des fonctions de contrôle commande à partir de trois io ondes : les ondes de tension et du courant du réseau, et l'onde de courant dans la bobine d'absorption. 15. Procédé selon l'une des revendications 12 à 14, caractérisé en ce que le convertisseur statique comprend deux bras dont le point milieu ls constitue une sortie pour l'alimentation de la bobine d'absorption ; chaque bras comportant deux transistors IGBT montés en série par leur émetteur, et chaque transistor IGBT étant associée à une diode interne en tête-bêche ; et en ce qu'on configure le module de régulation au moyen d'un module à base de DSP de sorte que les courants des deux bras sont en 20 parfait empiètement.