Brevet FR2973965A1 — publié le 20121012

La présente invention se rapporte à un circuit électronique de véhicule automobile et à un procédé de fonctionnement d'un tel circuit. Le domaine technique de l'invention est, d'une façon générale, celui des convertisseurs de tension. Plus particulièrement, l'invention concerne la commande de deux convertisseurs statiques adaptés à élever une tension électrique d'entrée fournie par un accumulateur pour délivrer une tension de sortie plus élevée. Dans l'état de la technique, on connaît des commandes, par modulation de largeur d'impulsions PWM (« Pulse-Width Modulation » en anglais), de circuits électroniques comportant un convertisseur élévateur de tension, de type continu- continu ou DC / DC en anglais (Direct Current), fonctionnant en mode courant et en mode quasi-résonnant. On entend par convertisseur quasi-résonnant, un convertisseur statique dont une des deux commutations est naturelle, l'autre pouvant être assistée. De tels circuits utilisent un amorçage de commutateur à zéro de tension aux bornes de leur commutateur. Lorsque la fin d'une chute de tension de drain est détectée, un commutateur de type transistor à effet de champ est amorcé. La commande PWM est donc dédiée à effectuer l'amorçage à tension nulle afin de réduire les pertes par commutation. Ce type de commande requiert l'utilisation d'un capteur de courant en mode courant et d'un détecteur de tension nulle en mode quasi-résonnant. Pour rappel, dans un convertisseur quasi-résonnant à amorçage à zéro de tension et mode courant, il y a trois phases dans une période de commutation. Durant la première phase, un contrôleur PWM détecte une tension de transistor proche de 0 V, amorce son transistor et le courant croît de façon linéaire à travers une bobine à partir de sa valeur négative, jusqu'à atteindre un point de consigne de détection de courant. Durant la deuxième phase dite phase de roue libre, le détecteur de courant du circuit bloque le transistor et la bobine est démagnétisée à travers la diode et la sortie du convertisseur DC / DC. Durant la troisième phase, lorsque le courant de la bobine est nul, le condensateur résonnant se décharge à travers la bobine et fournit un courant négatif. Lorsque la tension du condensateur atteint 0 V, une autre tension nulle est détectée et un autre cycle commence. Mais, en pratique, ce type de circuit provoque une ondulation du courant d'entrée importante et donc néfaste. Dans l'art antérieur, on connaît également des circuits associant en parallèle plusieurs convertisseurs élévateurs de tension quasi-résonnants indépendants de manière à augmenter la plage de puissance disponible en sortie. Mais, en pratique, ce type de circuit présente une ondulation de courant 5 d'entrée triangulaire très perturbatrice avec de fortes valeurs de crête de courant au niveau de son filtre d'entrée, ce qui réduit considérablement sa durée de vie et oblige à prévoir une capacité adaptée et un filtrage important. Dans l'état de la technique, on commande parfois deux convertisseurs, l'un fonctionnant en tant que maître et l'autre en tant qu'esclave, afin de diminuer les 10 ondulations de courant, mais ceux-ci ne fonctionnent alors pas en mode quasi résonnant. L'invention propose de résoudre les problèmes techniques précédemment cités. Dans l'invention, on réalise un circuit comportant deux convertisseurs 15 élévateurs de tension entrelacés, chacun desdits convertisseurs étant configuré pour fonctionner en mode quasi-résonnant avec des commutations à zéro de tension. L'invention a donc pour objet un procédé de fonctionnement d'un circuit électronique, ledit circuit comportant deux convertisseurs statiques, l'un étant un convertisseur maître comportant notamment un contrôleur PWM maître et un 20 commutateur et l'autre étant un convertisseur esclave comportant notamment un contrôleur PWM esclave et un commutateur, adaptés à élever une tension d'entrée du circuit pour délivrer une tension de sortie plus élevée, chacun desdits convertisseurs fonctionnant en mode quasi-résonnant par commutation à zéro de tension de leur commutateur respectif, caractérisé en ce que : 25 - le contrôleur PWM maître envoie, lorsque le commutateur dudit convertisseur maître est fermé et lorsqu'un critère prédéfini de déphasage est vérifié, un signal de commande au contrôleur PWM esclave qui, en réponse audit signal de commande, ouvre le commutateur dudit convertisseur esclave, - le contrôleur PWM maître et le contrôleur PWM esclave ferment le 30 commutateur de leur convertisseur respectif dès qu'une tension nulle est détectée aux bornes dudit commutateur. Grâce à ces dispositions, on minimise les pertes par commutation. Selon des caractéristiques particulières, ledit procédé comporte une étape supplémentaire dans laquelle on mesure l'intensité d'un courant électrique dans le commutateur du convertisseur maître, le critère prédéfini de déphasage étant vérifié lorsque ladite intensité mesurée atteint une valeur prédéfinie. Les inventeurs ont déterminé que ces dispositions étaient optimales. Selon des caractéristiques particulières, la valeur prédéfinie est comprise entre le tiers et les deux tiers d'une valeur de crête prédéfinie dudit courant électrique dans le commutateur du convertisseur maître. Les inventeurs ont déterminé que ces dispositions étaient optimales. Selon des caractéristiques particulières, on filtre la tension d'entrée du circuit électronique au moyen d'un filtre passe-bas. Grâce à ces dispositions, on minimise l'ondulation de courant en entrée dudit circuit. Selon des caractéristiques particulières, le contrôleur PWM maître maintient ouvert le commutateur du convertisseur esclave, lors d'une phase prédéfinie de fonctionnement du circuit, tant qu'une tension de sortie du circuit dépasse une valeur prédéfinie. Grâce à ces dispositions, la totalité de la commande et de la gestion des événements particuliers se fait par un seul signal logique. L'invention a également pour objet un circuit électronique comportant deux convertisseurs statiques, l'un étant un convertisseur maître comportant notamment un contrôleur PWM maître et un commutateur et l'autre étant un convertisseur esclave comportant notamment un contrôleur PWM esclave et un commutateur, adaptés à élever une tension d'entrée du circuit pour délivrer une tension de sortie plus élevée, chacun desdits convertisseurs fonctionnant en mode quasi-résonnant par commutation à zéro de tension de leur commutateur respectif, caractérisé en ce que : - le contrôleur PWM maître, est configuré pour envoyer, lorsque le commutateur dudit convertisseur maître est fermé et lorsqu'un critère prédéfini de déphasage est vérifié, un signal de commande au contrôleur PWM esclave, ledit contrôleur PWM esclave étant configuré pour ouvrir le commutateur dudit convertisseur esclave en réponse audit signal de commande, - le contrôleur PWM maître et le contrôleur PWM esclave sont configurés pour fermer le commutateur de leur convertisseur respectif dès qu'une tension nulle est détectée aux bornes dudit commutateur. Les avantages, buts et caractéristiques particuliers de ce circuit étant similaires à ceux du procédé objet de la présente invention, ne sont pas rappelés ici. Selon des caractéristiques particulières, ledit circuit comporte en outre des moyens pour mesurer l'intensité d'un courant électrique dans le commutateur du convertisseur maître, et en ce que le critère prédéfini de déphasage est vérifié lorsque ladite intensité mesurée atteint une valeur prédéfinie. Selon des caractéristiques particulières, ledit circuit comporte en outre un filtre passe-bas adapté à filtrer la tension d'entrée du circuit ledit filtre comportant de préférence une bobine d'inductance et deux capacités. Selon des caractéristiques particulières, le contrôleur PWM maître est 5 configuré pour maintenir ouvert le commutateur du convertisseur esclave, lors d'une phase prédéfinie de fonctionnement du circuit, tant que la tension de sortie dudit circuit dépasse une valeur prédéfinie. L'invention a également pour objet un véhicule de type automobile caractérisé en ce qu'il comporte un tel circuit. 10 Les avantages, buts et caractéristiques particuliers de ce véhicule étant similaires à ceux du procédé objet de la présente invention, ne sont pas rappelés ici. L'invention et ses différentes applications seront mieux comprises à la lecture de la description qui suit et à l'examen des figures qui l'accompagnent. Celles-ci ne sont présentées qu'à titre indicatif et nullement limitatif de 15 l'invention. Les figures montrent : - figure 1 : une représentation schématique d'un circuit électronique de véhicule selon un mode de réalisation de l'invention ; - figure 2 : une première représentation graphique d'un procédé de commande dudit circuit selon un mode réalisation de l'invention. 20 Dans ces figures, les éléments identiques conservent les mêmes références. La figure 1 représente, de façon schématique, un circuit électronique 10 de véhicule selon un mode de réalisation de l'invention. Selon l'invention, le circuit 10 comporte deux convertisseurs 25 statiques ConvM et ConvE de type DC/DC adaptés à élever une tension électrique d'entrée V- in fournie par un accumulateur, non représenté, pour délivrer une tension de sortie Vout plus élevée que la tension d'entrée Vin. L'un desdits convertisseurs est configuré pour agir en tant que convertisseur maître ConvM au moyen d'un contrôleur PWM maître M et comporte en 30 outre un commutateur TM, une bobine d'inductance LM, une diode DM, un shunt, symbolisé par résistance Rshunt, une capacité résonnante CresM et quatre capacités CzvdM, CoutM, CSM et CVM. L'autre desdits convertisseurs est configuré pour agir en tant que convertisseur esclave ConvE au moyen d'un contrôleur PWM esclave E et comporte 35 en outre un contrôleur et un commutateur TE, une bobine d'inductance LE, une diode DE, une capacité résonnante CresE et trois capacités CzvdE, CoutE et CVE. Chacun desdits convertisseurs fonctionne en mode quasi-résonnant par commutation à zéro de tension de leur commutateur TM et TE respectif. Le circuit 10 comporte, en entrée, un filtre passe-bas F constitué d'une bobine d'inductance Lfil et de deux capacités Cfill et Cfil2 disposées de part et d'autre de ladite bobine. Plus précisément, la capacité Cfill est disposée sur une branche 5 reliant une entrée Fe dudit filtre à la masse électrique et la capacité Cfil2 est disposée sur une branche 6 reliant une sortie Fs dudit filtre à la masse électrique. Le filtre passe-bas F est adapté à filtrer la tension d'entrée Vin du circuit 10, afin d'en limiter les fluctuations. En sortie du filtre passe-bas F, le circuit se sépare en deux branches 12 et 14 au niveau d'une intersection 11. La première branche 12 comporte la bobine d'inductance LE et une diode DE disposées, en série dans cet ordre, pour fournir, à son extrémité, une tension Vout. La deuxième branche 14 comporte la bobine LM. La branche 14, en aval de la bobine LM, se sépare en deux branches 24 et 26. La branche 24, comportant la diode DM, rejoint la branche 12 au niveau d'une intersection 29. La branche 26 se sépare en trois branches 28, 30 et 32. La branche 28, comportant la capacité CzvdM, rejoint le contrôleur PWM M. La branche 30 comporte un commutateur TM qui présente deux sorties 34 et 36. Dans un mode réalisation selon l'invention, le commutateur TM est un transistor MOSFET. Dans une variante, ledit commutateur est un simple interrupteur. La branche 32 comporte la capacité résonnante CresM mise en parallèle avec le transistor TM et rejoint la branche 36. Le shunt est disposé sur une branche 38 mise en parallèle par rapport à la branche 36. Une branche 40 relie la branche 38 à la masse électrique. Une tension VCC alimente le contrôleur PWM M par une branche 41. Une branche 43 relie, via la capacité de découplage CVM, la branche 41 à la masse électrique. Une branche 42 relie, via la capacité CoutM, la branche 24 à la masse 30 électrique. Une branche 52 est reliée à la branche 12 au niveau d'une intersection 54. La branche 52 se sépare en trois branches 56, 58 et 60. La branche 56, comportant la capacité CzvdE, rejoint le contrôleur PWM E. La branche 58 comporte le commutateur TE qui présente deux sorties 62 et 64. La 35 branche 62 relie le contrôleur PWM E au commutateur TE et la branche 64 relie ledit commutateur TE à la masse électrique. Dans un mode réalisation selon l'invention, le 2973965. commutateur TE est un transistor MOSFET. Dans une variante, ledit commutateur est un simple interrupteur. La branche 60 comporte la capacité CresE mise en parallèle avec le transistor TE et rejoint la branche 64. 5 La tension VCC alimente également le contrôleur PWM E par une branche 45 et une branche 65. Une branche 66 relie, via la capacité de découplage CVE, la branche 65 à la masse électrique. Entre l'intersection 29 et l'extrémité de la branche 12, une branche 68 relie, via la capacité CoutE, la branche 12 à la masse électrique. 10 Les contrôleurs PWM M et E sont par exemple des microcontrôleurs programmés conformément à l'invention, pour mettre en oeuvre le procédé décrit ci-après. Dans l'exemple non limitatif représenté, les contrôleurs PWM M et E comportent chacun neuf broches SHUTDOWN, VCC, GND, SEL_SLV, SYNC, CS_N, 15 CS_P, G_DRIVE et ZVD. La broche VCC est celle par laquelle arrive la tension VCC. La broche VCC du contrôleur PWM M est reliée à la branche 41. La broche VCC du contrôleur PWM E est reliée à la branche 65. La broche GND de chacun des contrôleurs PWM M et E est reliée à la 20 masse électrique. La broche ZVD est celle par laquelle arrive l'information de détection de tension zvd nulle. La broche ZVD du contrôleur PWM M est reliée à la branche 28. La broche ZVD du contrôleur PWM E est reliée à la branche 56. La broche G_DRIVE est utilisée pour commander le commutateur TM, TE. 25 La broche G_DRIVE du contrôleur PWM M est directement reliée au commutateur TM du convertisseur ConvM via la branche 34. La broche G_DRIVE du contrôleur PWM E est directement reliée au commutateur TE du convertisseur ConvE via la branche 62. La broche SEL_SLV permet de configurer les contrôleurs PWM M et E en mode maître (en la reliant à la masse électrique) et esclave (en la reliant à la tension VCC). La broche SEL_SLV du contrôleur PWM M est reliée à la masse électrique, tandis que la broche SEL_SLV du contrôleur PWM E est reliée à la tension VCC. Lorsque la broche SEL_SLV est reliée à la tension VCC, la broche SHUTDOWN est activée et des signaux de commande reçus sur cette broche SHUTDOWN sont interprétés par le contrôleur PWM E en mode esclave. En particulier, lorsqu'elle est activée, la broche SHUTDOWN permet de recevoir un signal de commande en réponse auquel le contrôleur PWM E en mode esclave devra ouvrir le commutateur TE, comme cela sera décrit ultérieurement. La broche SHUTDOWN du contrôleur PWM maître M est reliée, via la capacité CVM, à la masse électrique. La broche SYNC est une broche de sortie utilisée pour émettre des signaux de commande. La broche SYNC est utilisée par le contrôleur maître M pour synchroniser le contrôleur esclave E. La broche SYNC du contrôleur PWM M est reliée à la broche SHUTDOWN du contrôleur PWM E par une branche 48. La broche SYNC du contrôleur PWM E en mode esclave est reliée à la masse électrique. Les broches CS_N et CS_P sont utilisées par le contrôleur PWM M en mode maître pour déterminer l'intensité d'un courant électrique circulant dans le commutateur TM, comme cela sera décrit ultérieurement. La broche CS_N et la broche CS P du contrôleur PWM M sont reliées aux bornes de la résistance Rshunt par, respectivement, la branche 38 et la branche 36. La résistance Rshunt est utilisée pour mesurer l'intensité d'un courant électrique circulant dans le commutateur TM. Les broches CS_N et CS P du contrôleur PWM E en mode esclave sont reliées directement à la masse électrique. Dans un exemple préféré de réalisation de l'invention, la puissance du circuit 10 est de 125 W environ. La figure 2 illustre graphiquement le principe d'un procédé de commande dudit circuit selon un mode préféré de mise en oeuvre de l'invention. Le courant d'entrée d'un convertisseur quasi-résonnant de l'état de la technique présente une forme triangulaire avec une grande ondulation. De manière à réduire cette ondulation, dans l'invention, on utilise les deux convertisseurs DC / DC ConvM et ConvE de haute puissance mis en parallèle, avec la même fréquence de commutation et un déphasage. Les convertisseurs ConvM et ConvE sont configurés pour fonctionner en mode quasi-résonnant par commutation, c'est-à-dire par fermeture de leur commutateur respectif ou mise à l'état ON et par ouverture de leur commutateur respectif ou mise à l'état OFF. Le convertisseur maître ConvM est configuré pour envoyer, lorsque son commutateur TM est fermé et lorsqu'un critère prédéfini de déphasage est vérifié, un signal de commande au convertisseur esclave ConvE qui, en réponse audit signal de commande, ouvre son commutateur TE. Le convertisseur maître ConvM et le convertisseur esclave ConvE sont configurés pour fermer de manière autonome leur commutateur respectif TM et TE dès .2973.965 8 qu'une tension zvd nulle est détectée aux bornes de leur commutateur, la tension zvd étant mesurée via la broche ZVD de leur contrôleur PWM. Dans un exemple préféré de réalisation de l'invention, le critère prédéfini de déphasage est vérifié lorsque l'intensité lm mesurée atteint une valeur prédéfinie. 5 Dans l'exemple, la valeur prédéfinie d'intensité lm est la moitié d'une valeur de crête lmc dudit courant. Plus généralement, la valeur prédéfinie d'intensité lm est comprise entre le tiers et les deux tiers de la valeur de crête Imc. Le procédé de commande du circuit électronique 10 selon un mode de réalisation de l'invention comporte des étapes dans lesquelles 10 - on mesure l'intensité lm du courant électrique dans le commutateur TM du convertisseur maître ConvM, de manière à détecter les tensions zvd nulles, - on filtre la tension d'entrée Vin du circuit électronique 10 au moyen du filtre passe-bas F, 15 le contrôleur PWM maître M maintient ouvert le commutateur TE du convertisseur esclave ConvE, lors d'une phase prédéfinie de fonctionnement du circuit, tant qu'une tension de sortie Vout du circuit dépasse une valeur de seuil prédéfinie. Typiquement, la valeur de ce seuil de tension est prédéfinie en fonction des 20 tensions que peuvent supporter les différents composants électroniques dudit circuit. Le convertisseur maître ConvM doit commander le convertisseur esclave ConvE pour obtenir la même fréquence et un retard adapté pour réduire l'ondulation d'entrée. Dans les structures de commutation de l'art antérieur, cette commande est 25 effectuée par mise à l'état ON du convertisseur esclave ConvE qui reste autonome pour la mise à l'état OFF en mode courant. Selon l'invention, la mise à l'état ON du convertisseur esclave ConvE, c'est-à-dire la fermeture du commutateur TE, est effectuée de manière autonome par le contrôleur PWM esclave E par détection d'une tension zvd nulle aux bornes du 30 commutateur TE, relié à la broche ZVD dudit contrôleur PWM esclave E. La mise à l'état OFF du convertisseur esclave ConvE, c'est-à-dire l'ouverture du commutateur TE est commandée par le convertisseur maître ConvM, en fonction de mesures de l'intensité lm via la résistance Rshunt reliée aux broches CS_P et CS_N du contrôleur PWM maître M du convertisseur maître ConvM. 35 Le contrôleur PWM maître M commande alors le contrôleur PWM esclave E par un signal de commande indiquant que le commutateur TE doit être ouvert afin de basculer le convertisseur esclave ConvE dans son état OFF. Le signal 9 de commande est envoyé sur la broche SYNC du contrôleur PWM maître M lorsque l'intensité Im du courant dans le commutateur TM arrive à sa valeur prédéfinie. On comprend que cette valeur prédéfinie de l'intensité lm permet de contrôler un déphasage entre les courants dans le commutateur TM et dans le commutateur TE. En 5 particulier, une valeur prédéfinie comprise entre le tiers et les deux tiers de la valeur de crête lm permet d'établir un déphasage d'environ une demi-période permettant de réduire les ondulations de courant. Le contrôleur PWM maître M travaille avec sa broche ZVD pour détecter une tension zvd nulle et avec la résistance Rshunt pour mesurer l'intensité lm. Le 10 contrôleur PWM M éteint le contrôleur PWM esclave E en plaçant le signal de commande sur sa broche SYNC, reliée à la broche SHUTDOWN du contrôleur PWM E. Le contrôleur PWM esclave E travaille avec sa broche ZVD pour détecter une tension zvd nulle et avec sa broche SHUTDOWN pour recevoir les signaux de 15 commande du contrôleur PWM M. Le signal de commande appliqué à la broche SHUTDOWN initie l'ouverture, par ledit contrôleur PWM esclave E, du commutateur TE. L'invention permet la commande de deux convertisseurs fonctionnant à fréquence variable tout en conservant le mode quasi-résonnant, c'est-à-dire la 20 commutation à zéro de tension de drain pour les deux structures. Dans l'invention, la commande, en mode courant et quasi-résonnant, se fait par un signal de mise à l'état OFF de l'esclave E qui reste autonome pour la mise à l'état ON par sa propre détection du zéro de tension de drain. Grâce à l'invention, la totalité de la commande et de la gestion des événements particuliers se fait par un seul 25 signal logique.