Brevet FR2978000A1 — publié le 20130118

MODULATEUR DEUX POINTS A ETALONNAGE DE GAIN PRECIS ET RAPIDE Domaine technique de l'invention L'invention est relative à la modulation de signaux à transmettre sur une porteuse, et 5 plus particulièrement à un modulateur dit « deux points ». État de la technique La figure 1 représente schématiquement un modulateur deux points classique, tel que décrit dans la demande de brevet US 2010/0066459. Il est réalisé à partir d'une boucle à verrouillage de phase destinée à synthétiser la fréquence de porteuse à partir d'une 10 fréquence de référence Fref La boucle comprend un oscillateur commandé en tension VCO produisant un signal Fout dont la fréquence centrale est réglée à la fréquence de porteuse souhaitée. Le signal Fout alimente un diviseur programmable DIV. Un comparateur de phase 10 reçoit la fréquence de référence Fref et la sortie du diviseur DIV. La sortie du 15 comparateur de phase 10 est fournie comme consigne de l'oscillateur VCO par l'intermédiaire d'un filtre passe-bas 12. La fréquence de porteuse est déterminée par un signal numérique Fc fourni à un modulateur sigma-delta SDM dont la sortie règle le taux de division moyen du diviseur DIV. La sortie du modulateur SDM peut être codée sur un ou plusieurs bits. Si elle est 20 codée sur un bit, ce bit sélectionne un taux de division de N ou de N+l, où N est un entier. Ainsi, la fréquence centrale du signal Fout peut être choisie entre NFref et (N+1)Fref. Si la sortie du modulateur SDM est codée sur plusieurs bits, ces bits sélectionnent l'un parmi plusieurs entiers consécutifs comprenant N. La modulation « deux points » est réalisée en utilisant deux signaux de modulation 25 corrélés qui modulent respectivement la consigne de fréquence de porteuse Fc à l'entrée du modulateur sigma-delta SDM et la consigne de l'oscillateur VCO à la sortie du filtre 12. Le signal de modulation MW est à l'origine numérique. Il est sommé par un additionneur 14 à la consigne de porteuse numérique Fc au niveau de l'entrée du 30 modulateur sigma-delta SDM. Par contre, l'oscillateur VCO a besoin d'un signal de commande analogique. Ainsi, on prévoit un convertisseur numérique-analogique DAC produisant un signal de modulation analogique m à partir du signal MW. Le signal m est sommé par un additionneur 16 à la sortie du filtre 12 au niveau de l'entrée de commande de l'oscillateur VCO. Dans un modulateur plus simple, à « un point », le signal de modulation n'opère que sur le taux de division du diviseur DIV. Toutefois, la bande passante de la modulation est alors limitée par le filtre passe-bas 12, que l'on utilise pour supprimer le bruit haute fréquence généré par le modulateur sigma-delta. La fonction de transfert appliquée sur la modulation vue depuis le diviseur DIV a un comportement de type passe-bas tandis que celle appliquée sur la modulation vue du convertisseur DAC a un comportement de type passe-haut. Si la somme de ces deux fonctions de transfert est égale à une constante, la bande passante du modulateur est infinie. Cette condition est atteinte lorsque les gains respectifs des chemins de modulation passant par le diviseur DIV et le convertisseur DAC sont identiques. On cherche donc à apparier les gains des deux chemins. Une difficulté réside dans le fait que ces chemins sont formés d'éléments fonctionnels de nature différente. Une difficulté supplémentaire est que le chemin empruntant le convertisseur DAC est analogique, tandis que celui empruntant le diviseur DIV est numérique. Pour traiter cette difficulté, la demande de brevet susmentionnée propose un circuit de commande CTRL qui opère un réglage du gain du signal de modulation analogique m pendant une phase d'étalonnage en boucle ouverte. Le gain est réglable par un signal g qui détermine la référence du convertisseur numérique-analogique DAC. Pendant une phase d'étalonnage, déterminée par l'activation d'un signal Cal, la boucle est ouverte à l'aide d'un commutateur S1 placé entre le comparateur de phase 10 et le filtre 12. La fréquence centrale de l'oscillateur VCO est alors figée et déterminée par la valeur atteinte à la sortie du filtre 12, qui reste mémorisée dans un élément capacitif du filtre. Le circuit de commande CTRL applique un gain g initial au convertisseur DAC, tel qu'une valeur moyenne préprogrammée dans le circuit. On applique successivement deux valeurs d'étalonnage du signal de modulation numérique MW. Pour chaque valeur d'étalonnage, le circuit CTRL mesure la fréquence résultante du signal Fout. Ensuite, le circuit calcule un nouveau gain g en fonction du gain initial et du rapport de la différence des fréquences mesurées et de la différence des valeurs d'étalonnage. La mesure de fréquence est basée sur le comptage du nombre d'impulsions du signal Fout pendant un nombre suffisant de périodes du signal Fref Un tel comptage produit un entier précis à une unité près par défaut. Si la précision est insatisfaisante, on pourrait envisager d'augmenter le nombre de périodes du signal Fref pendant lesquelles on compte les impulsions. Toutefois, un étalonnage devant en général être fait à chaque changement de la fréquence de porteuse Fc, la durée d'étalonnage par rapport à la durée de modulation utile augmenterait dans des proportions inacceptables dans certaines applications, notamment pour de la transmission Bluetooth où la fréquence de porteuse change régulièrement en cours d'utilisation (« frequency hopping »). Pour augmenter la précision tout en limitant la durée de comptage, la demande de brevet susmentionnée propose une méthode d'estimation de la partie fractionnaire du compte en utilisant un filtre de décimation qui calcule la moyenne des comptes sur les périodes du signal Fref La précision de cette méthode dépend du nombre de périodes du signal Fref, donc également de la durée de comptage. Résumé de l'invention On aurait aujourd'hui besoin de modulateurs deux points permettant d'obtenir des bons compromis de précision et de vitesse de stabilisation, notamment pour satisfaire des 15 normes de transmission récentes. On tend à satisfaire ce besoin en prévoyant un modulateur deux points à boucle à verrouillage de phase comprenant un diviseur de fréquence dont le rapport est modifiable par un premier signal de modulation ; un oscillateur dont la fréquence est modifiable par un second signal de modulation corrélé au premier ; un circuit 20 d'étalonnage configuré pour, dans un mode d'étalonnage, apparier les gains des premier et second signaux de modulation, sur la base de mesures de fréquence de l'oscillateur en boucle ouverte pour deux valeurs d'étalonnage distinctes du second signal de modulation. Il comprend en outre un atténuateur ayant un rapport constant supérieur à 1, placé dans le chemin du second signal de modulation ; et un commutateur commandé 25 par le circuit d'étalonnage pour réduire le rapport de l'atténuateur dans le mode d'étalonnage. Selon un mode de réalisation, le modulateur comprend un convertisseur numérique-analogique produisant le second signal de modulation, sous forme analogique, à partir du premier signal de modulation, sous forme numérique, et dimensionné pour produire 30 une excursion de sortie plus grande que l'excursion nécessaire dans un mode de fonctionnement normal. Selon un mode de réalisation, le rapport de l'atténuateur est choisi pour adapter l'excursion de sortie du convertisseur numérique-analogique au mode de fonctionnement normal. Selon un mode de réalisation, l'atténuateur est un pont de résistances et le commutateur est connecté pour prélever le second signal de modulation sur le point intermédiaire du pont de résistances, dans le mode normal, et à l'entrée du pont de résistances, dans le mode d'étalonnage. On prévoit également un procédé de modulation deux points utilisant une boucle à verrouillage de phase commandée par des premier et second signaux de modulation corrélés intervenant respectivement au niveau d'un diviseur de fréquence et d'un oscillateur commandé, comprenant les étapes suivantes : - ouvrir la boucle pour passer dans un mode d'étalonnage ; - appliquer successivement deux valeurs d'étalonnage distinctes comme second signal de modulation et mesurer les fréquences résultantes produites par 15 l'oscillateur ; - déterminer un gain à appliquer au second signal de modulation en fonction de la différence des fréquences mesurées ; - atténuer le second signal de modulation d'un rapport constant supérieur à 1 dans un mode de fonctionnement normal en boucle fermée ; et 20 - diminuer le rapport d'atténuation dans le mode d'étalonnage. Description sommaire des dessins Des modes de réalisation seront exposés dans la description suivante, faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : - la figure 1, précédemment décrite, représente schématiquement un modulateur 25 deux points classique, muni d'un circuit d'étalonnage de gain en boucle ouverte ; - la figure 2 représente un mode de réalisation de modulateur deux points offrant un étalonnage de gain de précision améliorée ; - la figure 3 est un graphe de l'évolution de la fréquence de l'oscillateur en fonction du signal de modulation ; et - la figure 4 représente schématiquement un exemple détaillé d'un circuit de réglage de gain et d'atténuation. Description d'un mode de réalisation préféré de l'invention On propose ici, comme dans la demande de brevet US 2010/0066459, un modulateur deux points dont l'étalonnage de gain est effectué en boucle ouverte par mesures de fréquences pour deux valeurs d'étalonnage du signal de modulation. La ressemblance s'arrête là. Le gain à appliquer au signal de modulation analogique m (figure 1) s'exprime, après la phase d'étalonnage, par : G = GoNo/(N2-N1) , Où Go est le gain initial estimé et préprogrammé dans le circuit, N1 et N2 les comptes d'impulsions obtenus pour les deux valeurs d'étalonnage du signal de modulation, et No la différence cible des comptes d'impulsions. La différence cible No est celle qu'on obtient en appliquant les valeurs d'étalonnage, en boucle fermée, via le diviseur DIV, en considérant le signal de modulation analogique m comme nul. Les valeurs d'étalonnage étant numériques, la valeur No peut être calculée de manière exacte, dans la mesure où les valeurs d'étalonnage permettent la convergence de la boucle. Dans ces conditions, l'erreur maximale faite sur le calcul du gain s'exprime par 1/dF-T, où dF est la différence des fréquences obtenues pour les deux valeurs d'étalonnage et T la période de comptage (multiple de 1/Fref). Ainsi, pour diminuer l'erreur, on peut augmenter T et dF. On ne souhaite pas augmenter T, car cela rallonge la durée de l'étalonnage. Les inventeurs ont cherché à augmenter dF. Cela implique que l'on utilise deux valeurs d'étalonnage du signal de modulation aussi écartées que possible. Pour que ces valeurs soient programmables et précises, on les applique plutôt au niveau du signal de modulation numérique MW. Toutefois, les valeurs d'étalonnage qu'on souhaite utiliser dépasseraient la plage d'entrée du convertisseur numérique-analogique DAC qui est dimensionné pour produire un signal de modulation de faible amplitude sur l'ensemble de la plage de conversion. On propose ici de dimensionner le convertisseur DAC pour avoir un gain global suffisamment élevé pour produire un signal analogique dont l'excursion est compatible avec les valeurs d'étalonnage souhaitées. Dans le mode d'étalonnage, la sortie du convertisseur est appliquée directement à l'oscillateur VCO. Dans le mode de fonctionnement normal, l'excursion du signal analogique serait trop importante. On utilise alors un atténuateur de rapport constant, choisi pour ramener l'excursion du signal analogique à une plage optimale en fonctionnement normal. Ainsi, dans le mode d'étalonnage, comme dans le mode normal, on peut utiliser toute la plage des valeurs numériques d'entrée du convertisseur DAC, garantissant un fonctionnement optimal dans les deux modes. La figure 2 représente schématiquement un mode de réalisation de modulateur deux points incorporant ces éléments d'étalonnage. Des mêmes éléments qu'à la figure 1 sont désignés par des mêmes références, et ne seront pas décrits de nouveau. L'atténuateur susmentionné est désigné ATTN et il est placé entre la sortie du convertisseur DAC et l'additionneur 16. Un commutateur S2 est connecté pour court-circuiter l'atténuateur dans le mode d'étalonnage, déterminé par l'activation du signal Cal. Dans ce mode de réalisation on commute ainsi entre un signal de modulation direct et un signal de modulation atténué. Un résultat strictement équivalent est obtenu par la commutation entre un signal peu atténué et un signal plus fortement atténué. L'étalonnage est organisé par un automate FSM. Un compteur CNT est connecté pour compter des impulsions du signal Fout dans des périodes du signal Fref L'automate FSM détermine le début d'un étalonnage en activant le signal Cal. Cela met le modulateur en boucle ouverte par l'ouverture du commutateur S1 et court-circuite l'atténuateur ATTN par la fermeture du commutateur S2. L'automate règle le gain initial du convertisseur DAC par le signal g, applique une première valeur d'étalonnage MW1 du signal de modulation numérique, et prépare le compteur CNT pour compter les impulsions du signal Fout. Le compte N1 atteint par le compteur est mémorisé par l'automate à la fin de la période de comptage. L'automate applique alors la deuxième valeur d'étalonnage MW2 et prépare le compteur pour un nouveau comptage. A la fin de la nouvelle période de comptage, l'automate mémorise le nouveau compte N2 atteint par le compteur. L'automate calcule et mémorise le gain à utiliser, l'applique au convertisseur DAC, et bascule le modulateur en mode de fonctionnement normal par la désactivation du signal Cal. Le commutateur S1 ferme la boucle et le commutateur S2 active l'atténuateur ATTN à la sortie du convertisseur DAC. Selon une variante, le compteur CNT peut être de type compteur/décompteur. Il est mis en mode comptage pour la première fréquence puis en mode décomptage, sans réinitialisation, pour la deuxième fréquence. A la fin de la deuxième période de comptage, le compteur contient alors la différence cherchée. L'oscillateur VCO peut être de type LC à résistance négative dont la fréquence est réglée par deux voies à varactors. Dans ce cas on omet l'additionneur 16. Une première voie reçoit la sortie du filtre 12 afin de fixer la fréquence centrale, et la seconde voie reçoit la sortie m du convertisseur DAC pour effectuer la modulation. La figure 3 est un graphe illustrant un exemple d'évolution de la fréquence de 10 l'oscillateur VCO en fonction du signal m provenant du convertisseur DAC. Comme cela est représenté, la fréquence de l'oscillateur ne varie pas de manière linéaire en fonction du signal de modulation. Elle varie généralement en « S » et présente une partie centrale que l'on peut considérer comme linéaire. C'est dans cette partie centrale qu'on cherche de préférence à opérer la modulation et l'étalonnage. 15 En fonctionnement normal, le signal m présente une faible excursion En autour de 0. En mode d'étalonnage, le signal m présente une importante excursion Ecal autour de 0, entre des valeurs ml et m2, correspondant aux valeurs d'étalonnage numériques MW1 et MW2. On s'aperçoit que la courbure de la réponse en fréquence peut induire une erreur dans le 20 calcul du gain si l'excursion Ecal est trop importante. Comme cela est représenté, les valeurs ml et m2 sont de préférence choisies symétriques par rapport à 0 de manière que l'estimation de la pente au voisinage de zéro obtenue a partir des points ml et m2 soit la meilleure possible. Malgré le fait qu'une amplitude plutôt importante de l'excursion Ecal entraîne, en 25 théorie, une perte de précision sur le calcul du gain, il s'avère en pratique que cette perte peut être rendue négligeable par rapport au gain de précision réalisé sur le calcul de fréquence. Le choix d'une valeur grande de l'excursion Ecal, optimale lorsqu'elle reste dans les limites de la zone linéaire de la courbe de réponse, permet d'atteindre une différence de périodes comptées du signal Fout telle que l'incertitude d'une unité sur le 30 compte a une influence négligeable. Dans un exemple d'application, une transmission selon la norme Bluetooth 4.0 Low Energy, la fréquence Fref est de 16 MHz et la fréquence de porteuse varie dans une bande autour de 2,45 GHz. L'oscillateur VCO peut être de type LC à deux voies de modulation à varactors. L'excursion Ecal est choisie pour obtenir une différence de fréquences de l'ordre de 5 MHz, alors que la bande de fréquence d'utilisation normale est de 500 kHz, c'est-à-dire qu'on choisit un rapport de l'ordre de 10 entre la bande de fréquences d'étalonnage et la bande normale. Dans cet exemple d'application, on a un rapport de 32 pour l'atténuateur ATTN. Cette valeur du rapport dépend bien entendu du gain de l'oscillateur utilisé. La figure 4 illustre un mode de réalisation détaillé des éléments de réglage de gain et d'atténuation. Le convertisseur numérique-analogique de la figure 2 comprend deux convertisseurs en mode courant DAC1 et DAC2. Le convertisseur DAC1 sert à convertir une consigne de gain numérique GW (correspondant au signal g de la figure 2) en un courant Ig qui sert de courant de référence (et donc de réglage de gain) au convertisseur DAC2. Le convertisseur DAC1 reçoit un courant de référence constant Ire£ Le convertisseur DAC2 convertit le signal de modulation numérique MW en un courant différentiel (Im+, Im-) dont chaque composante alimente un pont de résistances (31R, R) relié à une référence de tension de mode commun Vcm. Ces deux ponts de résistances forment l'atténuateur ATTN pour un oscillateur VCO commandé par tension différentielle. Le commutateur S2 de la figure 2 est ici formé de deux commutateurs S2a et S2b. En mode normal, chacun des commutateurs S2a et S2b relie une borne de commande respective de l'oscillateur VCO au noeud intermédiaire du pont de résistances respectif. La tension de commande de l'oscillateur est atténuée selon le rapport des ponts (elle est proportionnelle à R avec les valeurs figurant à titre d'exemple dans la figure). Dans le mode d'étalonnage, chacun des commutateurs S2a, S2b relie la borne de commande respective de l'oscillateur directement à la sortie correspondante du convertisseur DAC2. La tension de commande de l'oscillateur est proportionnelle à 32R avec les valeurs figurant sur la figure. Le convertisseur DAC1 est, par exemple, un convertisseur 6 bits. Il est de préférence configuré pour fonctionner sur une plage restreinte de sa dynamique de sortie, correspondant à la plage strictement nécessaire pour le réglage du gain. Cela permet d'augmenter la résolution du convertisseur malgré son faible nombre de bits. Par exemple, au repos, pour une consigne de gain GW minimale, il est à 2/3 de sa dynamique. Ainsi, la sortie du convertisseur s'exprime par : Ig = [2/3 + 1/3 (GW/64)] Iref. Le convertisseur DAC2 est, par exemple, un convertisseur 8 bits. Sa sortie différentielle positive Im+ est proportionnelle à Ig-MW/256, et sa sortie différentielle négative Im- est proportionnelle à (255/256 - MW/256) Ig. Une alternative à l'utilisation d'un convertisseur numérique-analogique à gain augmenté suivi d'un atténuateur en mode normal est l'utilisation d'un convertisseur à gain normal suivi d'un amplificateur dans le mode d'étalonnage. Toutefois, l'utilisation d'un amplificateur introduit du bruit, de la consommation, et une complexité supplémentaires par rapport à un atténuateur sous la forme d'un simple pont de résistances passives. Une autre alternative est d'appliquer un saut de gain au convertisseur dans le mode d'étalonnage. Cette option reste néanmoins théorique, car il est inconcevable en pratique de réaliser un convertisseur présentant des caractéristiques optimales avec une variation de gain d'un facteur 32. 9 REVENDICATIONS1. Modulateur deux points à boucle à verrouillage de phase comprenant : - un diviseur de fréquence (DIV) dont le rapport est modifiable par un premier signal de modulation (MW) ; - un oscillateur (VCO) dont la fréquence est modifiable par un second signal de modulation (m) corrélé au premier ; - un circuit d'étalonnage configuré pour, dans un mode d'étalonnage, apparier les gains des premier et second signaux de modulation, sur la base de mesures de fréquence de l'oscillateur en boucle ouverte pour deux valeurs d'étalonnage distinctes du second signal de modulation ; caractérisé en ce qu'il comprend : - un atténuateur (ATTN) ayant un rapport constant supérieur à 1, placé dans le chemin du second signal de modulation (m) ; et - un commutateur (S2) commandé par le circuit d'étalonnage pour réduire le rapport de l'atténuateur dans le mode d'étalonnage. 2. Modulateur selon la revendication 1, comprenant un convertisseur numérique-analogique (DAC) produisant le second signal de modulation (m), sous forme analogique, à partir du premier signal de modulation (MW), sous forme numérique, et dimensionné pour produire une excursion de sortie plus grande que l'excursion nécessaire dans un mode de fonctionnement normal. 3. Modulateur selon la revendication 2, dans lequel le rapport de l'atténuateur est choisi pour adapter l'excursion de sortie du convertisseur numérique-analogique au mode de fonctionnement normal. 4. Modulateur selon la revendication 1, dans lequel l'atténuateur est un pont de résistances (R, 31R) et le commutateur (S2a, S2b) est connecté pour prélever le second signal de modulation (m) sur le point intermédiaire du pont de résistances, dans le mode normal, et à l'entrée du pont de résistances, dans le mode d'étalonnage. 5. Procédé de modulation deux points utilisant une boucle à verrouillage de phase commandée par des premier et second signaux de modulation (MW, m) corrélésintervenant respectivement au niveau d'un diviseur de fréquence (DIV) et d'un oscillateur commandé (VCO), comprenant les étapes suivantes : - ouvrir la boucle pour passer dans un mode d'étalonnage ; - appliquer successivement deux valeurs d'étalonnage distinctes comme second 5 signal de modulation (m) et mesurer les fréquences résultantes produites par l'oscillateur (VCO) ; et - déterminer un gain à appliquer au second signal de modulation (m) en fonction de la différence des fréquences mesurées ; caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes : 10 - atténuer le second signal de modulation (m) d'un rapport constant supérieur à 1 dans un mode de fonctionnement normal en boucle fermée ; et - diminuer le rapport d'atténuation dans le mode d'étalonnage.