Brevet FR2954623A1 — publié le 20110624

PROCEDE DE DEMAPPAGE A DECISION PONDEREE POUR UN SIGNAL NUMERIQUE La présente invention concerne un procédé de démappage de type à décision pondérée pour un signal numérique applicable à un système de communication par satellite de diffusion vidéo numérique (DVB). Dans un art connexe relatif à un système de communication sans fil, un procédé à logarithme de rapport de vraisemblance (LLR) a été largement étudié dans un procédé de démappage à décision pondérée. Dans cet art connexe du système, une séquence de symboles de modulation complexes, comportant un bruit blanc, une erreur de fréquence fe et une phase 0 qui ne sont pas compensés, peut être exprimée de la manière représentée dans l'équation 1. [Equation 1] j (2Tk`;f T+ H1 + nk où ak représente un symbole de modulation, T représente une durée d'un symbole et nk représente une 20 séquence complexe d'un bruit blanc ayant une dispersion 02. Un algorithme de démappage à décision pondérée utilisé dans un terminal d'utilisateur d'un récepteur du système de communication sans fil est configuré de 25 manière à transférer en général une valeur de décision pondérée pour chaque bit d'un signal reçu vers un correcteur par anticipation (FEC) en vue d'une détection d'erreur et d'une correction d'erreur. Comme le montre la figure 1, dans le cas d'un schéma de modulation par déplacement de phase (PSK) à 8 états, un appareil permettant de mettre en oeuvre l'art connexe de l'algorithme de démappage à décision pondérée du schéma LLR obtient généralement des probabilités pour trois bits bo, b1 et b2 exprimant des symboles, comme le montrent les équations 2 et 3. L'équation 2 exprime une fonction de densité de probabilité d'un symbole reçu par l'intermédiaire d'un canal de bruit blanc. P= ~2z6-2 Ici, Si représente un point de constellation sur un diagramme de constellation et U2 représente un niveau de dispersion de bruit blanc. Une valeur du type de décision pondérée utilisant le logarithme de rapport de vraisemblance peut être 20 exprimée par l'équation 3. [Equation 3] Po + Pl + P2 + P3 P4 + P5 + P6 +P 7 Po +P +P4 +P5 LLR(bl) = log [Equation 2] Ir-sir 1 e 26-2 ,i = 0,...,7 LLR(b2) = log P2 + P3 + P6 + P7 LLR(bo ) = log PD + P2 + P4 +P6 Pl + P3 + P5 + P7 3 En référence aux équations 2 et 3, un schéma de logarithme de rapport de vraisemblance nécessite une opération d'élévation au carré permettant de calculer des distances entre des symboles et des points de constellation, et suppose des opérations exponentielles et logarithmiques pour obtenir le logarithme de rapport de vraisemblance. Puisque les opérations exponentielles et logarithmiques augmentent considérablement la complexité matérielle, elles ne conviennent pas pour une implémentation matérielle. Il est cependant proposé un schéma de valeur maximum (schéma MAX) afin de réduire la complexité de l'art connexe relatif au schéma de logarithme de rapport de vraisemblance. Le schéma MAX peut réduire les opérations exponentielles et logarithmiques de l'équation 3 en utilisant une propriété d'une fonction exponentielle telle que présentée dans l'équation 4. 4 [Equation 4] LLR(b2)={max(Po,P1,P2,P3)ùmax(P4,P5, P6,P7)} LLR(b1) = {maX(Po,P1,P4,P5)ùmax(P2,P3,P6,P7)} LLR(bo) = {maX(Po,P2,P4,P6)ùmax(P1,P3,P5,P7)} où Pi (ici, i peut être égal à o ou à des nombres naturels) devient une partie exponentielle dans la fonction de densité de probabilité de l'équation 3, comme le montre l'équation 5. [Equation 5] ùrù:1 2 2 = 0, ..., 7 Cependant, un schéma euclidien est une opération réduisant la multiplication des valeurs d'estimation de canal présentées dans les équations 3 et 5, opération 15 qui est exprimée sous la forme de l'équation 6. [Equation 6] di _ (r-si )2 ,i = 0,...,7 LLR (b2) _ {min(do d1 dz d3) ù min( d4 d5 d6 d7 ) } LLR (b1) _ {min(do, d1 d4 d5) - min(d2 d3, d6, d7 ) } LLR(bo) = {min(do,d2,d4,d6)-min(d1,d3,d5,d7)} 20 Cependant, puisque le schéma euclidien nécessite les opérations de racine carrée et d'élévation au carré, l'opération du schéma euclidien présente une 26 complexité matérielle supérieure à l'opération du schéma MAX. Pour résoudre les problèmes susmentionnés, d'après un exemple de mode de réalisation de la présente 5 invention, il est proposé un procédé de démappage à décision pondérée pour un signal numérique en mesure de réaliser des performances stables et d'utiliser efficacement les ressources matérielles, même dans un environnement de canal présentant un très faible rapport signal/bruit (SNR). D'après un aspect de la présente invention, il est proposé un procédé de démappage à décision pondérée pour un signal numérique reçu par l'intermédiaire d'un canal d'émission dans un système de communication utilisant un schéma de modulation par déplacement de phase (PSK) qui comprend les étapes suivantes de : sélection de symboles de référence dans une zone ayant une probabilité supérieure à une probabilité prédéfinie que le signal reçu soit positionné parmi tous les symboles de référence sur un diagramme de constellation en utilisant une valeur du bit le plus significatif (MSB) du signal reçu ; et obtention d'une valeur maximum d'un logarithme de rapport de vraisemblance (LLR) pour les symboles de référence sélectionnés. Dans le mode de réalisation, le procédé de démappage à décision pondérée comprend en outre l'étape suivante de : décalage des symboles de référence selon une phase prédéfinie d'une manière telle que les symboles de référence sont positionnés entre un axe en phase et un axe en quadrature de phase quand au moins un symbole de référence est positionné sur l'axe en 6 phase ou sur l'axe en quadrature de phase du diagramme de constellation. La figure 1 représente un art connexe d'un diagramme de constellation de modulation PSK à 8 états ; la figure 2A représente un diagramme de constellation de modulation par déplacement en quadrature de phase (QPSK) permettant de décrire un algorithme de démappage de type à décision pondérée; la figure 2B représente un diagramme de constellation de modulation QPSK ayant valeur d'exemple par rapport à un exemple comparatif ; la figure 3 représente un diagramme de constellation de modulation PSK à 8 états ayant valeur d'exemple permettant de décrire un algorithme de démappage de type à décision pondérée; la figure 4A représente un diagramme de constellation de modulation par déplacement de phase et d'amplitude (APSK) à 16 états permettant de décrire un algorithme de démappage de type à décision pondérée; la figure 4B représente un anneau externe du diagramme de constellation de modulation APSK à 16 états de la figure 4A ; la figure 4C représente un anneau interne du 25 diagramme de constellation de modulation APSK à 16 états de la figure 4A ; la figure 5 représente un diagramme de constellation de modulation APSK à 32 états permettant de décrire un algorithme de démappage de type à 30 décision pondérée; 7 les figures 6A à 6D représentent un diagramme ayant valeur d'exemple comparant la performance de l'opération de taux d'erreur sur les bits (BER) à un schéma de l'art connexe ; et la figure 7 est un organigramme ayant valeur d'exemple d'un procédé de démappage à décision pondérée. Des modes de réalisation ayant valeur d'exemples de la présente invention seront décrits en détail ci- après en référence aux dessins annexés et à leur contenu qui sera exposé au cours des paragraphes suivants. Cependant, la présente invention n'est pas limitée aux modes de réalisation décrits ici et elle peut être mise en oeuvre sous d'autres formes. Les modes de réalisation exposés ici visent à permettre une compréhension approfondie du contenu exposé et à communiquer dans sa globalité l'esprit de la présente invention à l'homme du métier. Les éléments identiques portent les mêmes numéros de référence dans l'ensemble de la description. Toutefois, les termes utilisés dans cette dernière sont censés expliquer les modes de réalisation et non pas limiter la présente invention. Sauf mention contraire, dans la description, une forme au singulier peut également être interprétée au pluriel. Les formules "comprend" et/ou "comprenant", appliquées à des membres, étapes, opérations et/ou éléments constitutifs mentionnés dans la description, n'excluent pas l'existence ou l'ajout d'un ou plusieurs autres membres, étapes, opérations et/ou éléments. La figure 2A représente un diagramme de constellation de modulation QPSK ayant valeur 8 d'exemple. La figure 2B représente un diagramme de constellation de modulation QPSK par rapport à un exemple comparatif. En référence à la figure 2A, l'algorithme de démappage de type à décision pondérée d'après le mode de réalisation de la présente invention n'utilise que deux symboles de référence, So et S2, dans le cas du diagramme de constellation de modulation par déplacement en quadrature de phase (QPSK). Plus précisément, comme le montre la figure 2B, d'après l'exemple comparatif, le diagramme de constellation de modulation QPSK est divisé en quatre sections en utilisant les bits de signe les plus significatifs d'une modulation en phase et d'une modulation en quadrature de phase. Par conséquent, pour calculer une valeur LLR(b1), autrement dit une valeur (b1) de décision pondérée, grâce à un schéma MAX dans le diagramme de constellation de modulation QPSK d'après l'exemple comparatif, il faut utiliser les symboles de référence So, SI, S2 et S3. En revanche, le diagramme de constellation de modulation QPSK d'après le mode de réalisation de la présente invention est divisé en deux sections en n'utilisant que le bit de signe le plus significatif de la quadrature de phase. Quand le bit le plus significatif (MSB) est 1, le symbole reçu est plus proche de S2 que de S3. Quand le MSB est 0, le symbole reçu est plus proche de So que de S. L'algorithme du mode de réalisation obtient donc la valeur maximum (MAX) en ne calculant qu'un seul symbole ayant une forte probabilité d'être positionné dans le diagramme de constellation à l'aide de la valeur MSB. En d'autres termes, l'algorithme du mode de réalisation obtient la valeur maximum en ne calculant qu'un symbole de référence dans une zone de discrimination de signal ayant une probabilité relativement élevée qu'un signal reçu soit positionné dans celle-ci sur le diagramme de constellation. Par exemple, la valeur LLR(b1) de l'équation 4 est exprimée en fonction de l'algorithme du mode de 10 réalisation de la manière présentée dans l'équation 7. [Equation 7] LLR (k) = max(Po, P) ù max(P2, P3 ) {Po -P2, Q0 Pi-P3,Q Q LLR(k) = 20 phase d'un y1eme symbole de référence, et Qy représente une valeur en quadrature de phase du symbole reçu, plus précisément une composante de signal en quadrature de phase d'un yième symbole de référence. De la même façon que pour l'équation 8, la valeur LLR(bo) peut être exprimée de la manière présentée dans l'équation 9. [Equation 9] - 1/62{lr(I ùI ) Qr(Qs, ùQs)}, Q>ùo - 1/62{1,(js -12)ùQr(Q ùQs2)}, Q [Equation 10] - 1/62{Ir(Is, ùrsi*)+lr(1s, -IS1)},1 Q - 1/62{Ir(Is, -1s,)+Ir(IS6 -1s,)}, 1 ù Q - 162}lr(Is4 ùIso)+1r(Is4 -1,0)1 ,Q 0,11 [Equation 11] LLR(b2) = K11 / 6-2 + K2QQ / 6-2 20 Dans l'équation 11, les valeurs LLR(bo) et LLR (b1) peuvent être calculées facilement en différenciant les valeurs K1 et K2. Dans l'équation 11, une fois la valeur K1 calculée, il est possible de calculer K2 en 25 remplaçant I par Q. Les valeurs K1 et K2 peuvent par LLR(b25 13 exemple être exprimées de la manière présentée dans l'équation 12. [Equation 12] (0.707,-0.293) ,l 0,Q 0 (-0.293,-0.707),l La valeur LLR(b3) calculée par l'algorithme de démappage de type à décision pondérée du mode de réalisation peut être exprimée de la manière présentée dans l'équation 13. [Equation 13] e1z,''''' +e to',ä" LLR(b3) = log e -N:tiy +e où Pilmax représente la valeur maximum de la fonction de densité de probabilité (PDF) de l'anneau 30 interne quand b3 est égal à 0, Polmax représente la25 15 valeur maximum de la PDF de l'anneau externe quand b3 est égal à 0, Pozmax représente la valeur maximum de la PDF de l'anneau externe quand b3 est égal à 1 et Pizmax représente la valeur maximum de la PDF de l'anneau interne quand b3 est égal à 1. A l'aide du schéma MAX, l'équation 13 peut être exprimée de la manière présentée dans l'équation 14. [Equation 14] I.I.,R(b = max(ffi,,, Iolù rnax(F;Z> j'äz,,,.:ä ) = marc( Irù1 + Ç r ù Q 4 - I ,, + 0r ù Qs ùmal( Q-0 Selon un autre mode de réalisation, comme 1,ù1 si,+ - ù Is représenté sur la figure 5, dans une modulation APSK à 32 états qui est constituée de 3 anneaux, une valeur LLR peut également être calculée en appliquant l'algorithme de démappage de type à décision pondérée de la même manière que l'algorithme de démappage de type à décision pondérée utilisé dans une modulation APSK à 16 états. Dans une modulation APSK à 32 états, un symbole est positionné sur l'axe I et sur l'axe Q dans l'anneau le plus externe. Le LLR peut donc être activé de la même manière que le schéma de fonctionnement du LLR de la modulation APSK à 16 états après avoir effectué une rotation et un décalage de phase uniquement sur l'anneau le plus externe, de l'ordre de n/16 comme dans le cas de la modulation PSK à 8 états. Les figures 6A à 6D sont des diagrammes comparant la performance du taux d'erreur sur les bits d'un mode 16 de réalisation ayant valeur d'exemple de la présente invention à un schéma de l'art connexe. Comme le montre la figure 6A, un algorithme proposé d'après le mode de réalisation ayant valeur d'exemple de la présente invention parvient sensiblement à la même performance du taux d'erreur sur les bits (BER) que le schéma MAX (algorithme MAX) de l'exemple comparatif ou que le LLR (algorithme LLR) de l'exemple comparatif lorsque le SNR (Eb/NO) est approximativement de l'ordre de -2 dB à 12 dB en démodulation QPSK. Comme le montre la figure 6B, l'algorithme proposé présente sensiblement la même performance du taux d'erreur sur les bits (BER) que l'algorithme MAX de l'exemple comparatif ou que l'algorithme LLR de l'exemple comparatif lorsque le SNR (Eb/NO) est approximativement de l'ordre de 0 dB à 16 dB en démodulation PSK à 8 états. Comme le montre la figure 6C, l'algorithme proposé présente sensiblement la même performance du taux d'erreur sur les bits (BER) que l'algorithme MAX de l'exemple comparatif ou que l'algorithme LLR de l'exemple comparatif lorsque le SNR (Eb/NO) est approximativement de l'ordre de 8 dB à 20 dB en démodulation APSK à 16 états. Comme le montre la figure 6D, l'algorithme proposé présente sensiblement la même performance du taux d'erreur sur les bits (BER) que l'algorithme MAX de l'exemple comparatif ou que l'algorithme LLR de l'exemple comparatif lorsque le SNR (Eb/NO) est 17 approximativement de l'ordre de 10 dB à 24 dB en démodulation APSK à 32 états. D'après le mode de réalisation ayant valeur d'exemple, l'algorithme proposé peut facilement être mis en oeuvre, sans nuire à la performance des schémas de modulation, comparativement aux schémas de l'art connexe. Autrement dit, d'après le mode de réalisation, il est possible de diminuer la complexité matérielle tout en obtenant la même performance de détection d'erreur lors d'une démodulation d'un signal de communication numérique. La figure 7 est un organigramme d'un procédé de démappage à décision pondérée d'après un mode de réalisation ayant valeur d'exemple de la présente invention. La figure 7 présente les procédures du procédé de démappage à décision pondérée mis en oeuvre par une unité décrite dans les modes de réalisation susmentionnés. Au cours d'une première étape, à l'aide d'un schéma de modulation par déplacement de phase (PSK), l'unité détermine si, dans un signal numérique reçu par l'intermédiaire d'un canal d'émission dans un système de communication, tous les symboles de référence sont positionnés entre un axe en phase et un axe en quadrature de phase sur un diagramme de constellation (S710). En fonction du résultat de la détermination de l'étape S710, quand au moins un des symboles de référence se trouve sur l'axe en phase ou sur l'axe en 18 quadrature de phase, l'unité déplace les symboles de référence selon une phase prédéfinie (S720). En fonction du résultat de la détermination de l'étape S710, quand tous les symboles de référence sont positionnés entre l'axe en phase et l'axe en quadrature de phase, l'étape S720 peut ne pas être exécutée. Puis, l'unité sélectionne certains symboles de référence d'une zone ayant une forte probabilité qu'un signal reçu soit positionné parmi tous les symboles de référence sur le diagramme de constellation en utilisant une valeur MSB du signal reçu (S730). Ensuite, l'unité obtient la valeur maximum du LLR uniquement parmi certains symboles de référence sélectionnés (S740). Ainsi, la valeur maximum du LLR n'est-elle calculée que par rapport à certains symboles de référence en sélectionnant préalablement la zone présentant la forte probabilité que le signal reçu soit positionné dans celle-ci à l'aide de la valeur MSB du signal reçu. Il est donc possible de diminuer une quantité d'opérations requises pour détecter une erreur du signal reçu et de réduire la complexité matérielle. A l'étape S740, un procédé d'obtention de la valeur maximum du LLR peut être appliqué avec souplesse en fonction des schémas de modulation et de démodulation utilisés dans le système de communication. Par exemple, quand le système de communication utilise un schéma de modulation QPSK (S750), l'unité ou un composant d'un dispositif de réception comprenant l'unité peut calculer LLR (b1) et LLR(bo) en adoptant l'équation 7 et l'équation 5 (S755). 19 De plus, quand le système de communication utilise un schéma de modulation PSK à 8 états (S760), l'unité peut calculer LLR(b2) selon l'équation 10 (S765). Les symboles de référence du signal reçu peuvent alors être déplacés selon une phase de -n/8 (S710 et S720). En outre, quand le système de communication utilise un schéma de modulation APSK à 16 états ou de modulation APSK à 32 états (S770), l'unité peut calculer LLR(b2) selon l'équation 14 (S775). Bien entendu, le procédé de démappage à décision pondérée d'après le mode de réalisation peut adopter les schémas de fonctionnement susmentionnés en fonction du schéma de modulation QPSK, du schéma de modulation PSK à 8 états, du schéma de modulation APSK à 16 états, du schéma de modulation APSK à 32 états ou d'un schéma de modulation les combinant. D'après un mode de réalisation ayant valeur d'exemple, un point positionné dans un diagramme de constellation est préalablement sélectionné en n'utilisant que les informations de phase d'un symbole de façon à diminuer une quantité d'opérations de comparaison et à supprimer une opération sur la valeur maximum. Par conséquent, la présente invention peut afficher une performance stable même dans un environnement de canal ayant un très faible rapport signal/bruit (SNR) et réduire la complexité matérielle qui posait problème dans l'art antérieur. Il est en outre possible de diminuer le coût de fabrication d'une puce de réception DVB-S2 et de réduire la consommation d'énergie d'un boîtier décodeur au moyen d'un circuit d'opérations. De plus, la présente invention est 20 appliquée à une norme de communication prenant en charge divers schémas de modulation, par exemple DVBS2, ce qui contribue à une utilisation efficace des ressources matérielles et à une émission efficace d'un signal numérique. Les précédents paragraphes ont présenté un mode de réalisation ayant valeur d'exemple de la présente invention au travers d'une description détaillée et des dessins décrits ci-avant. Des termes spécifiques ont été utilisés ici à la seule fin de décrire la présente invention, non pour définir l'interprétation ou la limite de la portée de la présente invention, qui est précisée dans les revendications annexées. En conséquence, l'homme du métier comprendra que diverses modifications sont possibles et qu'il existe d'autres modes de réalisation équivalents. C'est pourquoi la portée de la protection technique réelle de la présente invention doit être déterminée par l'esprit des revendications annexées. REVENDICATIONS1. Procédé de démappage à décision pondérée pour un signal numérique reçu par l'intermédiaire d'un canal d'émission dans un système de communication utilisant un schéma de modulation par déplacement de phase (PSK), comprenant les étapes suivantes : sélection (S730) de symboles de référence dans une zone ayant une probabilité supérieure à une probabilité prédéfinie que le signal reçu soit positionné parmi tous les symboles de référence sur un diagramme de constellation en utilisant une valeur du bit le plus significatif (MSB) du signal reçu ; et obtention d'une valeur maximum d'un logarithme de rapport de vraisemblance (LLR) pour les symboles de référence sélectionnés. 2. Procédé selon la revendication 1, comprenant en outre une étape de décalage (S720) des symboles de référence selon une phase prédéfinie d'une manière telle que les symboles de référence sont positionnés entre un axe en phase et un axe en quadrature de phase quand au moins un symbole de référence est positionné sur l'axe en phase ou sur l'axe en quadrature de phase du diagramme de constellation. 3. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le système de communication calcule (S755) LLR (b1) et LLR(bo) en appliquant l'équation 5 à l'équation 7 lors de l'utilisation d'un schéma de modulation par déplacement en quadrature de phase (QPSK) :[Equation 7] LLR (b,) = max(Po,P, ) ù max(P2, P3 ) {Po ùP2,Q - 0 Plù4,Q 4. Procédé selon la revendication 1, caractérisé 15 en ce que le système de communication déplace (S720) le symbole de référence reçu selon une phase de -n/8 et calcule (S765) LLR(b2) selon l'équation 10 obtenue à partir des équations 2, 4, 5 et 8 lors de l'utilisation d'un schéma de modulation PSK à 8 états : 20 [Equation 2] HIr - sil2 1 e 2a2 = 0,...,7 J2TC6-2 où Pi représente la fonction de densité de 25 probabilité du symbole de référence reçu par P =l'intermédiaire du canal de bruit blanc, r représente un rayon du diagramme de constellation, Si représente le point de constellation sur le diagramme de constellation et O représente le niveau de dispersion 5 de bruit blanc. [Equation 4] LLR(b2) _ {max(Po,P1,P2,P3)ùmax(P4,P5,P6,P7 )} LLR(b1) = {max(Po,P1,P4,P5)ùmax(P2,P3,P6,P7)} LLR(b0) = {max(Po,P2,P4,P6)ùmax(P1,P3,P5,P7 )} 10 où Pi (ici, i peut être égal à 0 ou à des nombres naturels) devient une partie exponentielle dans la fonction de densité de probabilité de l'équation 2, comme le montre l'équation 5, [Equation 5] ùr _s. 2 P = 1=0,..,7 262 [Equation 8] - 1/62{Ir(ISZ ùIso)+Qr(Qs, -2)}, Q?0 - 1/62{Ir(Is, ùIs,) +Qr(Qs, ùQS)} Q û Q - 162}lr(Is4 ùIso)+1r(Is4 -1,0)1 ,Q 0,11 5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que les valeurs LLR(bo) et LLR (b1) sont calculées selon l'équation 11 obtenue à partir de l'équation 10 : [Equation 11] 20 LLR (b2) = K11 / 6-2 + K2QQ / 6-2 où les valeurs K1 et K2 sont différentes l'une de l'autre et où, une fois la valeur K1 calculée, la valeur K2 est calculée en remplaçant I par Q, les 25 valeurs K1 et K2 étant celles exprimées dans l'équation LLR(b2 12 : 25 [Equation 12] (0.707,ù0.293) ,l 0,Q 0 (ù0.293,ù0.707),l 7. Procédé selon la revendication 6, caractérisé 25 en ce que le système de communication calcule (S775) la Or. +() s,,, +26 valeur LLR(b3) selon l'équation 14 lors de l'utilisation d'une modulation APSK à 32 états constituée de trois anneaux.