Brevet FR2956938A1 — publié le 20110902

Procédé et dispositif de transmission, signal et produits programmes d'ordinateur correspondants. 1. Domaine de l'invention Le domaine de l'invention est celui du codage spatio-temporel pour systèmes de transmission à plusieurs antennes d'émission et plusieurs antennes de réception (MIMO, Multiple-IN Multiple-Out). 2. Art antérieur 2.1 Techniques MIMO Il existe dans la littérature de nombreuses techniques MIMO permettant d'augmenter soit la robustesse soit le débit des transmissions par rapport à 1 système SISO. On distingue 2 familles de techniques : • les techniques de multiplexage spatial permettent d'augmenter le débit de la transmission, mais ces techniques offrent un faible degré de diversité et présentent des performances médiocres à forts rapports signal à bruit (SNR) ; • le codage spatio-temporel permet d'augmenter le degré de diversité et d'améliorer les performances à forts SNRs, mais cette augmentation s'accompagne en général d'une détérioration des performances à faibles SNRs en raison de la présence d'interférences entre antennes. D'autre part, l'augmentation du degré de diversité entraîne en général une augmentation rédhibitoire de la complexité de détection en réception. 2.2 Codage Spatio-temporel (ST) Il existe notamment les types de codage spatio-temporel suivants : • les codes spatio-temporels de rendement plein et à diversité maximale : par exemple les Golden codes, décrits par exemple dans le document « J. C. Belfiore, G. Rekaya, and E. Viterbo, "The Golden code: a 2x2 full-rate spacetime code with non vanishing determinants", IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 51, n° 4, pp. 1432-1436, April 2005 ». Un inconvénient de ces codes réside principalement dans la complexité de détection. Ainsi, pour un Golden code 2x2 (4 symboles de modulation transmis en 2 unités de temps, rendement égal à 2), le degré de diversité est égal à 4 et la complexité de détection est proportionnelle à M4, si m est la taille de la constellation de la modulation. La complexité du détecteur est acceptable si M = 4 (QPSK par exemple), mais discutable si M = 16 (16-QAM par exemple) ; • les codes spatio-temporels de rendement plein et à diversité maximale à complexité de détection réduite, décrits par exemple dans le document « S. Sezginer and H. Sari, "Recent results in space-time code design", Wireless World Research Forum Meeting 20, Ottawa, April 2008 (disponible à l'URL http://www.wreless-world-research.org/index.php?id=350) ». Ces codes présentent le même rendement, la même diversité et les mêmes performances que les Golden codes mais une complexité de détection proportionnelle à M2. Ce procédé de codage spatio-temporel et le principe de détection simplifié correspondant sont également décrits dans le document de brevet EP 1 978 666 Al, 2 avril 2007. En particulier, ce document de brevet décrit un tel codage spatio-temporel, dans le cas d'un système à nt = 2 antennes d'émission et nr = 2 antennes de réception. Un groupe de 4 symboles de données complexes (sl, s2, s3, s4) est transmis en utilisant le code spatio-temporel (ST) suivant la matrice X donnée ci-après : X asl + bs3 û csz û ds4 cs2 + ds4 csi + ds3 où a, b, c et d sont des grandeurs complexes à fixer et où s* désigne le conjugué complexe de s. Dans cette représentation matricielle, la première colonne représente les combinaisons de symboles transmis lors du premier instant de temps et la seconde colonne représente les combinaisons de symboles transmis lors du second instant de temps. La première ligne donne les combinaisons de symboles transmises sur la première antenne et la seconde ligne correspond à la seconde antenne. Si les symboles sl, s2, s3 et s4 sont distincts, il s'agit d'un code ST de rendement plein (« full rate » en anglais, R = nt = 2) et de diversité maximale (degré de diversité d = nr x nt = 4). S'il y a égalité de certains de ces symboles, le rendement est inférieur à 2. Par exemple, si s3 = s4, il s'agit d'un code de rendement R = 3/2. La construction de tels codes ST est soumise à la contrainte suivante : lal = Ibl = Ici = Idl. Cette contrainte permet de s'assurer que la puissance moyenne transmise par antenne, par instant de temps et par symbole est constante. L'avantage principal de cette structure particulière de code ST est sa faible complexité de décodage en réception. Si les symboles s appartiennent à des constellations de signaux de taille M (par exemple, M = 4 pour une modulation QPSK, M = 16 pour une modulation 16- QAM, ...), il est montré que le récepteur optimal a une complexité proportionnelle à M2 alors que dans le cas général, la complexité de décodage d'un code ST 2x2 de rendement plein et de diversité maximale est proportionnelle à M4, comme dans le cas des Golden codes, qui sont la référence pour les codes ST de rendement plein et de diversité maximale. D'autre part, il est montré que pour un choix des paramètres a, b, c et d basé sur des considérations de performances asymptotiques (justifié dans le document « J. M. Paredes, A. B. Gershman, and M. Gharavi-Alkansari, "A new full-rate full-diversity space-time block code with non vanishing determinants and simplified maximum-likelihood decoding", IEEE Trans. Signal Processing, vol. 56, n° 6, pp. 2461-2469, June 2008 »), les performances de ce code ST sont similaires à celles du Golden code. 3. Objectifs de l'invention L'invention a notamment pour objectif de pallier ces inconvénients de l'art antérieur. Plus précisément, un objectif de l'invention, selon au moins un mode de réalisation, est de fournir une technique de codage permettant d'augmenter le degré de diversité par rapport à l'état de l'art dans le domaine des transmissions MIMO, tout en gardant une complexité de détection raisonnable. 4. Exposé de l'invention L'invention propose une solution nouvelle détaillée par les revendications et la suite de la description. 5. Liste des figures D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation particulier, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels : - la figure 1 présente des courbes de taux d'erreurs en sortie du détecteur MIMO pour le schéma de diversité 8 proposé dans le cas d'une transmission sur un canal à évanouissements de type Rayleigh. 6. Description d'un mode de réalisation de l'invention 6.1 Principe général L'abondante littérature sur les systèmes MIMO propose des schémas dont le degré de diversité est au plus égal à nt x nr pour nt antennes d'émission et nr antennes de réception. L'invention propose, pour le même nombre d'antennes en émission et en réception, un schéma de codage spatio-temporel permettant d'atteindre un degré de diversité supérieur à nt x nr. Dans le cas où le système de transmission présente un degré de diversité de constellation n (« signal space diversity ») supérieur à 1, il est possible, en respectant certaines contraintes, de construire une matrice de codage spatio-temporelle étendue de taille ) et conduisant à un degré de diversité égal à n x nt x nr. Un des avantages de ce type de construction est l'augmentation de la diversité tout en conservant un niveau d'interférences entre antennes équivalent à celui d'un système MIMO de diversité nt x nr. Dans le cas d'un système 2x2, l'invention permet de construire une matrice de codage spatio-temporel à 2 lignes et 4 colonnes, permettant d'obtenir un système de diversité 8, tout en limitant les interférences entre antennes afin d'obtenir de bonnes performances à faible SNR et tout en gardant une complexité de détection raisonnable. La diversité de constellation, de degré n = 2, peut être obtenue par l'application de la technique des constellations tournées, décrite dans le document de brevet WO 2009/103746, et adoptée dans DVB-T2. En plus de la construction de la matrice, l'invention propose une méthode d'optimisation des paramètres de la matrice étendue, permettant de garantir de bonnes performances à faibles et moyens rapports signal à bruit pour différents types de canaux de transmission, ce qui rend cette construction attractive lorsqu'elle est associée à un codage correcteur d'erreurs puissant. 6.2 Description d'un mode de réalisation On considère un système de transmission multi-antennes (MIMO) à nt antennes d'émission et nr antennes de réception. On considère que les symboles à transmettre sont issus d'une constellation C de taille M et de dimension n. Chaque symbole de modulation s est représenté par ses n composantes CI, C2, ..., C,,. Si les composantes sont corrélées et que chacune est porteuse de l'ensemble de l'information du symbole, le degré de diversité de la constellation est égal à sa dimension n. Par exemple, dans le cas classique où n = 2, CI = I est la voie en phase, C2 = Q est la voie en quadrature, la diversité de 2 peut être obtenue par le biais de la rotation de la constellation comme dans DVB-T2. Le procédé de codage selon ce mode de réalisation de l'invention permet de construire un code spatio-temporel (ST) qui tire parti des deux types de diversité (du système MIMO et de la constellation) afin d'atteindre un degré de diversité maximal égal à N = n x nt x nr, tout en conservant un niveau d'interférences entre antennes équivalent à celui d'un système MIMO de diversité nt x nr. L'augmentation du degré de diversité d'un système MIMO garantit une amélioration de ses performances à fort rapport signal à bruit. Dans un second temps, le procédé de codage prévoit d'utiliser des critères permettant l'optimisation des paramètres du code ST résultant, lui conférant ainsi également de bonnes performances à faibles et moyens rapport signal à bruit. 6.2.1 Principe de construction de codes ST de diversité N = n x nt x nt. On considère N = n x nt x nr signaux si, ..., sN d'une constellation C à n dimensions. Chaque signal est constitué de n composantes c~ : = • • •, en», pour i = 1 ... N. Une première étape consiste à construire N nouveaux signaux s; -.4 à partir des composantes c~ des N signaux s, en respectant la contrainte suivante : l'ensemble des signaux s' transmis à un même instant de temps par l'ensemble des antennes ne doit contenir au plus qu'une composante de chaque signal si, pour i = 1 ... N, de la constellation de départ C. L'ensemble des signaux s' forment alors une constellation virtuelle C' de taille Mn. Une deuxième étape consiste à coder les N signaux s' ainsi obtenus à l'aide d'une matrice de codage ST X, constituée par un ensemble de n matrices élémentaires, XI ... Xn, de codage spatio-temporel nt x nr, telle que : X [X1 Xn] Les éléments de la matrice X, obtenus par combinaison linéaire des signaux s', appartiennent à une troisième constellation C", différente de Cet C'. Si le code élémentaire utilisé est de diversité maximale nt x nr, le code ainsi constitué est de diversité N = n x nt x nr. Si les codes élémentaires sont de rendement plein (« full-rate » en anglais, R = nt), le nouveau code est également de rendement plein (R = nt). On entend par rendement R d'un code spatio-temporel le nombre moyen de symboles de modulation transmis par instant de temps. Si le code est de rendement plein, R = nt. Pour diminuer le rendement du code, il suffit dans la matrice X de forcer l'égalité entre certains symboles s; afin de transmettre de manière effective un nombre de symboles inférieur à N (ceci peut par exemple être utile pour réduire la complexité du détecteur en réception, comme décrit dans l'exemple traité ci-après pour n = 2). Il est à noter que s'il n'y a pas de contrainte sur l'évolution des coefficients du canal de transmission MIMO au cours du temps, comme c'est le cas par exemple dans un code d'Alamouti où les coefficients sont supposés rester constants sur deux instants de transmissions successifs, l'ordre des colonnes de X peut être changé sans que ceci n'ait d'effet sur les propriétés du code ST résultant. 6.2.2 Casn=nt=n,.=2 Dans le cas particulier où n = nt = nr = 2, le procédé présenté précédemment permet de construire un code ST de diversité 8 pour un système MIMO 2x2. On considère 8 symboles de modulation s, issu d'une constellation de taille M pour lequel les voies en phase I et en quadrature Q sont corrélées, c'est-à-dire que I et Q portent toutes deux l'ensemble de l'information du symbole. C'est le cas par exemple des constellations tournées de DVB-T2, décrites plus en détail ci-dessous. La représentation d'un tel symbole dans le plan complexe est donnée par : s, = I. + jQ , i = 1 ... 8. La première étape consiste à répartir les 16 composantes I et Q de ces 8 signaux dans 8 signaux s~ , j = 1 ... 8. Pour respecter la contrainte indiquée précédemment, les quatre signaux s; ...s4' • • s4 peuvent être constitués par la combinaison des composantes I, , I z , I3 , I4 et Q5 , Q6 , Q7 , Qs et ss • • • s8 par la combinaison des composantes complémentaires I5 , I6 , I, , I8 et Q, , QZ , Q3 , Q4 . De manière similaire aux signaux de constellations tournées transmis dans le système DVB-T2, les signaux s, appartiennent à une constellation virtuelle étendue C' à 2 poi M nts. La deuxième étape consiste à transmettre les 8 signaux s; • • • s8 suivant la matrice de codage espace-temps X définie par : as' + bs3 X= cs' + ds4û cs'* û ds4* as' + bs' û cs6* û ds'* 2 5 7 8 cs',* + ds3* cs6 + ds8 css* + ds,* où a, b, c et d sont les paramètres du code ST, c'est-à-dire des grandeurs complexes dont les modules sont contraints par des considérations de puissance transmise. Leur optimisation revient essentiellement à déterminer leur angle. Il est possible de modifier l'ordre des colonnes de X sans que ceci n'ait d'effet sur les propriétés du code ST résultant. Dans le cas particulier de cette structure de matrice, pour bénéficier d'une complexité de détection limitée en réception, la contrainte d'association suivante doit être respectée : l'ensemble des composantes I et Q utilisées pour la construction de s; et sz doit être complémentaire de l'ensemble des composantes I et Q utilisées pour la construction de ss et s6 Par exemple, si s; =1 + jQ5 et sz =12 + jQ6 , les signaux ss et s6 doivent être construits sur la base de 15 , 16 , Q, et Qz , par exemple ss = 15 + jQ2 et s6 = 16 + jQ, (les autres combinaisons sont également possibles). La même contrainte s'applique pour la construction de s3 et s4 d'une part et de s; et s8 d'autre part. Cette contrainte étant respectée, on peut montrer que, pour un code de rendement plein (R = 2), la complexité de détection des 8 symboles est proportionnelle à M4, soit une complexité équivalente à celle d'un Golden code 2x2 pour la détection de 4 symboles. Pour des rendements inférieurs, la complexité de détection est réduite. Pour un code de rendement R = 7/4, par exemple si s3 = s4 et s; ~ s8 (ou vice versa), la complexité est proportionnelle à M3. Pour un code de rendement R = 3/2, par exemple si s3 = s4 et s; = s8 , la complexité est proportionnelle à M2. Pour un code de rendement R = 5/4, par exemple si s3 = s4 = s; = s8 , la complexité est proportionnelle à M. 6.2.3 Principe des constellations tournées A l'émission, cette technique consiste à remplacer le modulateur classique par un modulateur dont la constellation de points a subi une rotation d'un angle a et, d'autre part, à introduire un entrelacement entre les voies I et Q avant d'effectuer la transmission afin que les deux composantes I et Q d'un même symbole de constellation ne soient pas transmis sur une même sous-porteuse OFDM. En pratique, l'entrelacement peut être un simple décalage ou retard de un ou plusieurs temps symboles entre les voies I et Q. La valeur de l'angle de rotation a dépend de la constellation considérée. Celle-ci a été déterminée pour chaque modulation numérique suivant des critères de distances qui permettent d'améliorer les performances du système pour des transmissions sur des modèles classiques de canaux à évanouissements (canal de Rayleigh) mais également sur des canaux à évanouissements présentant des évènements d'effacements. 6.2.4 Optimisation des paramètres du code ST résultant Classiquement, les paramètres des codes ST sont optimisés pour minimiser la probabilité d'erreur en sortie du détecteur optimal à très fort rapport signal à bruit (probabilité d'erreur asymptotique), ce qui revient à maximiser le gain de diversité et le gain de codage du code ST. Les critères correspondants sont appelés critère du rang (« rank criterion » en anglais) et critère du déterminant (« déterminant criterion » en anglais). Ces deux critères mènent à l'obtention d'une plage de valeurs de paramètres admissibles. Cependant, ces critères ne garantissent pas la minimisation de la probabilité d'erreur pour les faibles et moyens rapports signal à bruits (SNR). L'invention permet de compléter les critères connus du rang et du déterminant par des critères de distance qui permettent de minimiser la probabilité d'erreur à faibles et moyens SNRs. Ces critères s'appliquent sur la constellation virtuelle C" formée par les différents éléments de la matrice X. Ils sont basés sur la détermination des distances unidimensionnelles dlD de la constellation virtuelle C". Pour ce faire, on projette cette constellation sur l'une de ses n dimensions et on mesure les distances entre voisins sur l'axe projeté. Le critère appliqué dépend du canal de transmission considéré : • pour un canal de transmission présentant un fort taux d'effacement, on retient le jeu de paramètres qui maximise la valeur minimale des distances dlD entre deux voisins ; • pour un canal de transmission à évanouissements (canal à fading) présentant peu ou ne présentant pas d'effacement, on recherche les jeux de paramètres pour lesquels la distribution des distances dlD se rapproche le plus d'une distribution gaussienne. Il est en effet connu dans le domaine des modulations numériques que les constellations dont la distribution des points suit une distribution gaussienne présentent de meilleures performances que les constellations à distribution uniforme. Le gain correspondant est appelé gain de mise en forme (« shaping gain » en anglais). Ce critère d'optimisation est donc un critère de mise en forme de constellation. Une méthode pragmatique d'application de ce critère consiste à rechercher les jeux de paramètres conduisant aux écarts les plus grands possibles entre la valeur minimale et la valeur maximale de dlD et à retenir ceux pour lesquels la distribution des distances se rapproche le plus d'une distribution gaussienne. On présente maintenant un exemple d'optimisation des paramètres dans le cas n = nt =n,, = 2. Les paramètres a et c sont pris égaux à 1/,17 pour simplifier le détecteur (cette contrainte n'est en fait pas limitative et on évite une division complexe dans le récepteur). Pour la détermination des paramètres b et d, on se base sur les critères du rang et du déterminant : • application des critères du rang et du déterminant au code étendu pour déterminer un premier intervalle de valeurs admissibles pour b et d. On obtient par exemple, dans le cas d'une constellation C de type QPSK : = 1/2 angle(b)E [57.3°, 214.86°] et d = e ' 2b ; • application d'un critère de la minimisation/maximisation de la distance unidimensionnelle aux paramètres appartenant à l'intervalle déterminé à l'aide du critère précédent. Les résultats obtenus dépendent du canal : ^ canal à effacements : les valeurs de b et d conduisent à la maximisation de la valeur minimale de la distance dlD dans le cas d'une constellation C de type : o QPSK: Ibi= ,angle(b)=118° etd=e';b, 1/2 o 16-QAM : Ibi = , angle(b) = 67° ou angle(b) = 168.25° et d=e'2b.; ^ canal à évanouissements : la première étape consiste à rechercher une plage d'angles qui correspond à des faibles valeurs de la distance 1D entre voisins. La deuxième étape consiste à rechercher une plage d'angles qui correspond à des fortes valeurs de la distance 1D entre voisins. L'intersection de ces deux plages d'angles conduit à lb' = , angle(b)E [114.6°, 154.7°] et d = e 2 b , que la constellation de départ C soit de type QPSK ou 16-QAM. Tous ces angles sont admissibles pour le code ST proposé. Dans cet intervalle, une valeur particulière de b et de d permet à la fois de conduire aux valeurs extrêmes de la distance 1D, il s'agit de : Ibi = , angle(b) = 135° et d = e ' 2 b . Cet angle est le même dans le cas d'une constellation C de type QPSK ou 16-QAM. Cette caractéristique s'avère également vérifiée pour l'ensemble des modulations QAM. Dans un troisième temps, l'analyse de la distribution des distances 1D pour ces valeurs de paramètres confirment une répartition proche d'une distribution gaussienne. ^ compromis pour les deux types de canaux : il s'avère que l'angle optimal pour les canaux à évanouissements présente une distance minimale 1D faible et que le détecteur correspondant ne présente pas de bonnes performances sur les canaux avec un fort taux d'effacements. Dans le cas où la présence ou non d'effacements n'est pas connue, il est préférable d'adopter un angle de compromis : on repère les valeurs de b correspondant aux valeurs minimales de dlD les plus élevées et on conserve celle qui présente le plus grand écart avec la valeur maximale de d1D. 136.25° d 3 zb o QPSK : Ibi = , angle(b) = et = e , 16-QAM = 131.25° = 138.5° : Ibi = o d = e 2b. , angle(b) ou angle(b) et Il est à noter que les valeurs des paramètres obtenues a, b, c, et d sont indépendantes du rendement du code spatio-temporel R. 6.3 Résultats La figure 1 présente des courbes de taux d'erreurs en sortie du détecteur MIMO pour le schéma de diversité 8 proposé dans le cas d'une transmission sur un canal à évanouissements de type Rayleigh. Les courbes ont été tracées avec les valeurs de paramètres suivantes :a = c = 1 , Ibi = 1 , angle(b) = 135° et d = e 3 2 b . ,E -NE Pour le code de rendement plein, le schéma proposé selon l'invention est meilleur en performance que le Golden code 2x2, quel que soit le SNR considéré. A titre d'exemple, ce gain est supérieur à 1 dB à un SNR de 0 dB et plusieurs dBs à fort SNR. Il est à noter que l'on observe néanmoins un croisement des courbes de taux d'erreurs lorsqu'il est comparé avec un système à faible diversité de type multiplexage spatial, mais ce croisement se produit à des valeurs de SNR beaucoup plus faible qu'avec le Golden code. En revanche, quand on considère les rendements plus faibles, notamment R = 3/2, le schéma proposé par l'invention représente le meilleur compromis performance/efficacité spectrale/complexité. REVENDICATIONS1. Procédé de transmission d'un signal représentatif d'un signal source, destiné à être transmis via un canal de transmission, dans un système multi-antennes à nt antennes d'émission et nr antennes de réception, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes : - codage spatio-temporel par application, audit signal source, d'une matrice de codage spatio-temporelle X étendue de taille nt x(n nr), n étant un entier supérieur ou égal à 2, délivrant un signal codé ; - transmission dudit signal codé. 2. Procédé de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite matrice de codage X est constituée d'un ensemble de n de matrices élémentaires de codage spatio-temporelles et en ce que ledit procédé comprend, préalablement à ladite étape de codage, une étape de rotation de la constellation de modulation C dudit signal source. 3. Procédé de transmission d'un signal représentatif d'un signal source, destiné à être transmis via un canal de transmission, dans un système multi-antennes à nt antennes d'émission et nr antennes de réception, caractérisé en ce que nt = nr = 2 et en ce que ledit procédé comprend les étapes suivantes : - codage spatio-temporel par application, audit signal source, d'une matrice de codage spatio-temporelle X étendue de taille nt x(n nr), n étant égal à 2, délivrant un signal codé, ladite matrice X étant telle que as; + bs3 û cs'* û ds'* as' + bs' X cs' + ds' csi* + ds'* cs' + ds' 2 4 6 8s6 avec si , j = 1 ... 8 û ds8 css* + ds7* appartenant à une constellation de modulation virtuelle tournée C' et a, b, c et d des paramètres dudit codage spatio-temporel ; - transmission dudit signal codé. 4. Procédé de transmission selon la revendication 3, caractérisé en ce que lesdits paramètre dudit codage spatio-temporel sont tels que : 1 - a = c = 1 / f et PI = , angle(b) = 118° et d = e 2 b , lorsque la modulation est de type QPSK et ledit canal de transmission est de type à effacements ; 1 -A - a = c = 1 / et = , angle(b) = 136.25° et d = e 2 b , lorsque la modulation est de type QPSK et ledit canal de transmission est de type à évanouissements avec des taux variables d'effacements ;- a = c = 1 / et = , angle(b) = 67° ou angle(b) = 168.25° et d = la modulation est de type 16-QAM et ledit canal de transmission est de type à effacements ; - a = c = 1 / et = , angle(b) = 131.25° ou angle(b) = 138.5° et d = lorsque la modulation est de type 16-QAM et ledit canal de transmission est de type à évanouissements avec des taux variables d'effacements ; - a = c = 1/ 1E et lb' = , angle(b) = 135° et d = e 3 b , lorsque ledit canal de 1/2 transmission est de type à évanouissements. 5. Signal représentatif d'un signal source destiné à être transmis selon le procédé de transmission des revendications 1 à 4. 6. Produit programme d'ordinateur téléchargeable depuis un réseau de communication et/ou enregistré sur un support lisible par ordinateur et/ou exécutable par un processeur, caractérisé en ce qu'il comprend des instructions de code de programme pour la mise en oeuvre du procédé de transmission selon l'une au moins des revendications 1 à 4. 7. Dispositif d'émission d'un signal représentatif d'un signal source, destiné à être transmis via un canal de transmission, dans un système multi-antennes à nt antennes d'émission et nr antennes de réception, caractérisé en ce qu'il comprend : - des moyens de codage spatio-temporel par application, audit signal source, d'une matrice de codage spatio-temporelle X étendue de taille nt x(n nr), n étant un entier supérieur ou égal à 2, délivrant un signal codé ; - des moyens de transmission dudit signal codé. 10. Procédé de réception d'un signal selon la revendication 5. 11. Produit programme d'ordinateur téléchargeable depuis un réseau de communication et/ou enregistré sur un support lisible par ordinateur et/ou exécutable par un processeur, caractérisé en ce qu'il comprend des instructions de code de programme pour la mise en oeuvre du procédé de réception selon la revendication 8. .yr 2 b , lorsque