Brevet FR2955721A1 — publié le 20110729

Cellule amplificatrice hyperfréquence large bande à gain réglable faible coût et amplificateur distribué comportant une telle cellule La présente invention concerne une cellule amplificatrice hyperfréquence large bande à gain réglable de faible coût, ainsi qu'un amplificateur distribué comportant au moins une telle cellule. Elle s'applique notamment aux chaînes d'amplification hyperfréquence de systèmes électroniques, notamment de systèmes devant fonctionner dans de larges bandes de fréquences. Les chaînes hyperfréquence assurent notamment des fonctions d'émission comme des fonctions de réception de signaux hyperfréquence. Elles sont par exemple réalisées sous la forme de circuits intégrés monolithiques hyperfréquence, de type communément désigné selon le sigle MMIC. Une des fonctions de base constituant les chaînes hyperfréquence est la fonction d'amplification, dont il est souvent nécessaire de contrôler le gain. Le contrôle du gain permet d'augmenter la dynamique effective, en particulier dans le cas d'une chaîne de réception, et d'adapter les caractéristiques de la chaîne au signal à traiter, en temps réel. Le contrôle du gain peut prendre deux formes qui sont en général réalisées de façon différente : - un ensemble amplificateur dont le gain peut varier de façon 25 continue, un ensemble amplificateur dont le gain peut prendre deux ou une pluralité de valeurs discrètes, également désigné sous le nom de "plot de gain". Les systèmes d'émission ou de réception hyperfréquence fonctionnant 30 dans de larges bandes de fréquences imposent à la fonction d'amplification d'offrir les caractéristiques suivantes : être capable de commuter d'une valeur de gain à une autre en un temps limité pouvant être très court, typiquement de 10 à 30 nanosecondes, 35 un facteur de bruit de la chaîne hyperfréquence qui ne doit pas augmenter plus rapidement que le gain diminue, d'autres caractéristiques techniques devant être peu affectées par la capacité à accepter les variations de gain, comme la puissance de sortie ou la linéarité. Dans le cas d'une chaîne d'amplification dont le gain doit varier de façon continue, il existe trois méthodes principales de réalisation connues de l'état de la technique. Une première méthode connue consiste en la combinaison d'un amplificateur et d'un atténuateur réglable, disposé en amont ou en aval. II est par exemple possible d'utiliser un atténuateur réglable pour sa relative facilité de mise en oeuvre et la bonne connaissance de ce type de fonction. Un atténuateur réglable peut par exemple être constitué d'éléments de commutation à base de diodes, généralement de type PIN selon l'acronyme pour "Positive Intrinsic Negative", ou bien à base de transistors à effet de champ, ci-après désignés par l'acronyme de "TEC" non polarisés entre leur drain et leur source, communément désignés "transistors froids". Un atténuateur présente deux caractéristiques principales : son minimum d'atténuation, ou atténuation résiduelle, c'est-à-dire ses pertes lorsque l'atténuation est réglée à son minimum, et sa dynamique d'atténuation, c'est- à-dire, en s'exprimant en dB, l'atténuation maximale diminuée de l'atténuation résiduelle. Le critère principal pour définir la dynamique d'atténuation est que le gain de la fonction, exprimé en dB, doit varier d'une quantité fixe entre deux états d'atténuation, dans toute la bande de fréquence utile. Plus la bande de fréquence utile est large et plus l'atténuation résiduelle est importante. Il existe deux manières de combiner un amplificateur et un atténuateur réglable : - l'atténuateur réglable peut être disposé en amont de l'amplificateur. Dans ce cas, un inconvénient réside dans l'augmentation du facteur de bruit : pour des signaux faibles, ce qui est communément le cas en réception, l'atténuateur doit être ajusté à l'atténuation minimale, ainsi la valeur en dB de l'atténuation résiduelle vient directement s'ajouter au facteur de bruit du reste de la chaîne ; l'atténuateur réglable peut être disposé en aval de l'amplificateur. Dans ce cas, la puissance maximale de sortie du dispositif est diminuée de la valeur d'atténuation utilisée, c'est-à-dire de l'atténuation résiduelle pour les signaux faibles, jusqu'à la plus forte atténuation pour les signaux forts. Un inconvénient réside dans le fait que l'amplificateur reste exposé directement aux signaux les plus forts, ce qui peut avoir des conséquences dommageables en terme de linéarité, notamment par la génération de signaux harmoniques ou de produits d'intermodulation. Pour les deux configurations précitées, le gain maximal du dispositif est égal, pour les petits signaux, au gain de l'amplificateur diminué de l'atténuation résiduelle de l'atténuateur réglable. Plus l'atténuation résiduelle est forte, plus il est nécessaire d'accroitre le gain, ce qui augmente la consommation de l'amplificateur. Une deuxième méthode connue consiste à contrôler le point de polarisation des composants actifs d'un amplificateur. Cette méthode est plus délicate à mettre en oeuvre, en raison du fait qu'elle tend à cumuler les inconvénients inhérents à la première méthode, cités précédemment. En effet, le facteur de bruit et la puissance ou la linéarité de sortie sont très dépendants des points de polarisation des composants actifs. L'utilisation d'une variation de ces points de polarisation dans le but de faire varier le gain va en général à l'encontre des objectifs recherchés. Une troisième méthode connue consiste en l'ajout d'une impédance variable entre les deux transistors d'un montage de type "cascode" et la masse. L'impédance variable peut être contrôlée par un transistor froid. Une telle méthode est décrite dans la demande de brevet européen déposée le juin 2009, et portant la référence 09166903.6. Un inconvénient de cette méthode est qu'il est nécessaire de découpler la tension continue polarisant 30 le montage cascode du transistor utilisé pour le contrôle de l'impédance variable. Cela conduit à insérer un condensateur de liaison entre la charge variable et le point d'interconnexion des deux transistors du montage cascode. Or il est nécessaire que la capacité du condensateur de liaison soit importante, notamment pour des applications impliquant des signaux de basses fréquences. Cela constitue un facteur limitant de la structure, les contraintes technologiques rendant impossible l'intégration de condensateurs de grandes capacités avec des surfaces de circuit acceptables, et partant des coûts de fabrication raisonnables. Un but de la présente invention est d'éviter au moins les inconvénients précités propres aux méthodes connues, en proposant une cellule amplificatrice hyperfréquence à gain réglable, d'intégration aisée et de faible coût de fabrication. Un avantage de l'invention est que la cellule amplificatrice 10 hyperfréquence peut facilement s'intégrer notamment dans une structure de type amplificateur distribué. Un autre avantage de l'invention est que la cellule amplificatrice offre de bonnes performances en terme de linéarité, sur une large gamme de fréquences. 15 A cet effet, l'invention a pour objet une cellule amplificatrice hyperfréquence faible coût à gain réglable comportant un premier transistor à effet de champ et un deuxième transistor à effet de champ montés en cascode, le premier transistor étant monté en source commune, le deuxième 20 transistor étant monté en grille commune en série avec le premier transistor, la source du premier transistor étant connectée à un potentiel de référence, la grille du deuxième transistor étant connectée au potentiel de référence au travers d'un condensateur de découplage, l'entrée hyperfréquence étant située au niveau de la grille du premier transistor et la sortie hyperfréquence 25 au niveau du drain du deuxième transistor, la cellule amplificatrice étant caractérisée en ce qu'un troisième transistor à effet de champ est disposé en parallèle du deuxième transistor, les sources des deuxième et troisième transistors étant connectées au drain du premier transistor, la grille du troisième transistor étant reliée au potentiel de référence au travers d'un 30 second condensateur de découplage, le drain du troisième transistor étant relié à une tension d'alimentation, le gain de la cellule amplificatrice étant ajusté par le contrôle de la tension différentielle entre les grilles des deuxième et troisième transistors. Dans un mode de réalisation de l'invention, la cellule amplificatrice 35 hyperfréquence à gain réglable, peut comporter un premier transistor bipolaire et un deuxième transistor bipolaire montés en cascode, le premier transistor étant monté en émetteur commun, le deuxième transistor étant monté en base commune en série avec le premier transistor, l'émetteur du premier transistor étant connecté à un potentiel de référence, la base du deuxième transistor étant connecté au potentiel de référence au travers d'un condensateur de découplage, l'entrée hyperfréquence étant située au niveau de la base du premier transistor et la sortie hyperfréquence au niveau du collecteur du deuxième transistor, et peut être caractérisée en ce qu'un troisième transistor bipolaire est disposé en parallèle du deuxième transistor, les émetteurs des deuxième et troisième transistors étant connectés au collecteur du premier transistor, la base du troisième transistor étant reliée au potentiel de référence au travers d'un second condensateur de découplage, le collecteur du troisième transistor étant relié à une tension d'alimentation, le gain de la cellule amplificatrice étant ajusté par le contrôle des courants appliqués aux bases des deuxième et troisième transistors. Dans un mode de réalisation de l'invention, la cellule amplificatrice hyperfréquence à gain réglable peut être caractérisée en ce que le contrôle de la tension différentielle est réalisé par un amplificateur différentiel commandé par une tension de commande. Dans un mode de réalisation de l'invention, la cellule amplificatrice hyperfréquence à gain réglable peut être caractérisée en ce que le contrôle des courants appliqués aux bases des deuxième et troisième transistors est réalisé par une boucle translinéaire formée par deux transistors montés en diodes. La présente invention a également pour objet un amplificateur hyperfréquence distribué à gain réglable comportant une entrée du signal hyperfréquence disposée à une première extrémité d'une ligne de transmission d'entrée et une sortie du signal hyperfréquence disposée à une seconde extrémité d'une ligne de transmission de sortie, l'amplificateur 3o distribué comportant une pluralité d'éléments actifs, chaque élément actif ayant une entrée reliée à la ligne de transmission d'entrée et une sortie reliée à la ligne de transmission de sortie, pouvant être caractérisé en ce que chaque élément actif est formé par une cellule amplificatrice hyperfréquence à gain réglable selon l'un des modes de réalisation ci-dessus, l'entrée de 35 chaque élément actif étant connectée à la grille ou base du premier transistor, la sortie de chaque élément actif étant connectée au drain ou collecteur du deuxième transistor. Dans un mode de réalisation de l'invention, l'amplificateur hyperfréquence distribué à gain réglable peut être caractérisé en ce que les extrémités libres des deux lignes de transmission sont chargées par des impédances dont les valeurs sont respectivement égales aux valeurs respectives d'impédance caractéristique des deux lignes de transmission. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la 10 lecture de la description, donnée à titre d'exemple, faite en regard des dessins annexés qui représentent : la figure 1, le schéma électrique de principe d'un montage de type "cascade" ; la figure 2, le schéma électrique de principe d'une cellule amplificatrice selon un mode de réalisation de l'invention ; - la figure 3, le schéma électrique d'une cellule amplificatrice incluant un étage de commande, selon un mode de réalisation de l'invention ; la figure 4, en synoptique de principe, une structure d'amplificateur distribué connue de l'état de la technique ; la figure 5, en synoptique, une structure d'amplificateur distribué comprenant une pluralité de cellules amplificatrices, selon un mode de réalisation de l'invention ; les figures 6a et 6b, des courbes représentant respectivement la puissance de sortie et le gain, en fonction de la fréquence du signal, pour différentes valeurs de la tension de commande d'une cellule amplificatrice, dans un mode de réalisation de l'invention ; la figure 7, des courbes illustrant les affaiblissements de réflexion relevés aux extrémités d'un amplificateur distribué selon un mode de réalisation de l'invention, pour différentes valeurs de la tension de commande des cellules amplificatrices ; 15 20 25 30 la figure 8, des courbes représentant la puissance de sortie d'un amplificateur distribué selon un mode de réalisation de l'invention, en fonction de la tension de commande des cellules amplificatrices, pour différentes fréquences du signal. La figure 1 présente le schéma électrique de principe d'un montage de type "cascode". Un montage de type cascode, ou cellule cascode 10, en lui-même connu de l'état de la technique, comprend un premier transistor T1 et un second transistor T2. Les transistors T1 et T2 sont par exemple des transistors à effet de champ ou TEC. Le premier transistor T1 est monté en source commune, sa source SI est connectée à un potentiel de référence M qui peut être la masse du circuit électrique dans lequel le montage est inséré. Le drain Dl du premier transistor T1 est relié à la source S2 du second transistor T2. La grille du premier transistor T1 est attaquée par le signal hyperfréquence d'entrée E. Le second transistor T2 est monté en grille commune. La grille du second transistor T2 est reliée au potentiel de référence du circuit, au travers d'un condensateur de découplage Cd. La sortie hyperfréquence S du montage est située au niveau du drain D2 du second transistor T2. Le courant dans la cellule cascode 10 telle qu'illustrée par la figure 1, est contrôlé par le point de polarisation du premier transistor T1. La figure 2 présente le schéma électrique de principe d'une cellule 25 amplificatrice selon un mode de réalisation de l'invention. La cellule amplificatrice comprend une cellule cascode 10 telle que décrite précédemment en référence à la figure 1, comprenant notamment un premier transistor T1, un deuxième transistor T2, un condensateur de découplage Cd. Selon un mode de réalisation de la présente invention, un 30 troisième transistor T3 peut être disposé en parallèle du deuxième transistor T2. Ainsi, les sources S2 et S3, respectivement des deuxième transistor T2 et troisième transistor T3, sont reliées au drain du premier transistor T1. La grille du troisième transistor T3 peut être également reliée au potentiel de référence, au travers d'un second condensateur de découplage Cd3. Le drain D3 du troisième transistor T3 est relié directement à une tension d'alimentation du circuit VDD. De la sorte, il est possible de faire varier le gain de la cellule cascode 10. En effet, lorsqu'il est souhaitable de diminuer le gain de la cellule cascode 10, il est possible, par un contrôle des tensions V2 et V3 appliquées respectivement aux grilles des transistors T2 et T3, de réduire le courant passant dans le deuxième transistor T2, tout en augmentant d'autant le courant passant dans le troisième transistor T3. Réciproquement, lorsqu'il est souhaitable d'augmenter le gain de la cellule cascode 10, il est possible d'augmenter le courant passant dans le deuxième transistor T2, tout en diminuant d'autant le courant passant dans le troisième transistor T3. En d'autres termes, il est possible, en modulant la tension différentielle Vdiff entre les grilles des transistors T2 et T3, de procéder à un réglage du gain de la cellule cascode 10 par un aiguillage du courant. II est à noter que la cellule amplificatrice 20 est dans l'exemple des figures 1 et 2, constituée de transistors à effet de champ, mais qu'il est également possible d'employer divers types de transistors connus, que ceux-ci soient des transistors bipolaires ou à effet de champ réalisés sur la base de matériaux de type Silicium Si, Silicium-Germanium SiGe, Arséniure de Gallium AsGa, Nitrure de Gallium GaN, etc. Dans le cas où des transistors bipolaires sont employés plutôt que des transistors à effet de champ, il peut être avantageux de réaliser une commande en courant basée sur une boucle translinéaire, c'est-à-dire remplacer la tension différentielle Vdiff, par exemple fournie par un amplificateur différentiel de commande, par deux transistors montés en diodes, c'est-à-dire avec un court circuit entre leur base et leur collecteur, afin de former une boucle translinéaire qui permet d'assurer une loi linéaire d'atténuation en fonction d'un courant de commande. La figure 3 présente le schéma électrique d'une cellule amplificatrice 30 incluant un étage de commande, selon un mode de réalisation de la présente invention. Le montage électrique illustré par la figure 3 comprend une cellule amplificatrice 20 telle que décrite précédemment en référence à la figure 2, associée à un amplificateur différentiel 30. Dans l'exemple illustré par la 35 figure 3, l'amplificateur différentiel 30 comprend un quatrième transistor 31, un cinquième transistor 32, une source de courant 33 et une pluralité de résistances 34 à 38. Les grilles du deuxième transistor T2 et du troisième transistor T3 de la cellule amplificatrice 20 peuvent être respectivement reliées aux drains des cinquième et quatrième transistors 32, 31 de l'amplificateur différentiel 30. La source de courant 33, servant à polariser les quatrième et cinquième transistors 31, 32, peut être reliée entre le potentiel de référence du circuit et aux sources des quatrième et cinquième transistors 31, 32. La source de courant 33 peut par exemple elle-même comprendre une pluralité de transistors non représentés sur la figure. Une tension de commande Vcom est appliquée à la grille du cinquième transistor 32. Une première résistance 34 est disposée entre le potentiel de référence du circuit et la grille du quatrième transistor 31. Une deuxième résistance 35 est disposée entre la grille du quatrième transistor 31 et la tension d'alimentation du circuit VDD. Les résistances 34 et 35 déterminent le seuil de basculement de l'amplificateur différentiel 30. Les drains des quatrième et cinquième transistors 31, 32 sont reliés à une première borne d'une quatrième résistance 37, au travers respectivement d'une troisième résistance 36 et d'une cinquième résistance 38, la seconde borne de la quatrième résistance 37 étant reliée à la tension d'alimentation du circuit VDD. La résistance 37 détermine la tension maximale appliquée au circuit et les résistances 36 et 38 déterminent l'excursion de tension. La figure 4 présente en synoptique de principe, une structure d'amplificateur distribué connue de l'état de la technique. L'amplificateur distribué 40 de la figure 4 est un dispositif connu comportant essentiellement deux lignes de transmission : une ligne de transmission d'entrée Lg et une ligne de transmission de sortie Ld. La ligne de transmission Lg est parcourue par le signal utile entre une première extrémité 41 et une seconde extrémité 42, et d'une manière similaire, la ligne de transmission de sortie Ld est parcourue par le signal utile entre une première extrémité 43 et une seconde extrémité 44. Les lignes de transmissions LG et Ld sont activement couplées entre elles par des éléments actifs CI1, Cl2,...CIi,...Cln, n étant le nombre d'éléments actifs de l'amplificateur distribué représentés par des triangles sur la figure 4. Chaque élément actif Cli comprend du côté de la ligne de transmission d'entrée Lg, une entrée Eci, et du côté de la ligne de transmission de sortie Ld une sortie Sci. Le nombre n d'éléments actifs n'est pas déterminant et peut être, très généralement, n'importe quel entier à partir de 1. Dans la pratique, d'une 5 manière typique, le nombre n peut être compris entre 3 et 6. Les éléments actifs symbolisés par des triangles peuvent être des simples transistors à effet de champ, auquel cas la ligne d'entrée Lg est désignée « ligne de grille » et la ligne de sortie Ld « ligne de drain ». Les lignes de grille et de drain sont des lignes artificielles constituées 10 des condensateurs internes aux transistors auxquels sont connectées des inductances, éventuellement liées entre elles par des mutuelles inductances. Les lignes ont un comportement très constant depuis les fréquences basses (le continu en théorie, les limitations pratiques venant des circuits de polarisation des transistors) jusqu'à des fréquences de coupure liées à la 15 taille des transistors, donc aux caractéristiques fondamentales du circuit telles que le gain, la puissance de sortie, ..., ce qui confère à ce type de circuit un comportement dit « large bande ». L'amplificateur distribué 40 de la figure 4 comporte une entrée hyperfréquence Eamp d'un côté de la ligne d'entrée Lg, au niveau de la 20 première extrémité 41, recevant une tension d'entrée Ue, et une sortie Samp du côté de la ligne de sortie Ld, au niveau de la seconde extrémité 44, fournissant un signal Ue amplifié. Les extrémités libres 42, 43 des deux lignes Lg, Ld sont en principe respectivement chargées par des impédances Zg, Zd appelées impédances terminales ou charges annexes, dont les 25 valeurs sont, d'une manière typique, égales à l'impédance caractéristique de la ligne à laquelle chacune d'elles est connectée. Dans le cas d'une réalisation en technologie MMIC, les connexions des charges annexes Zg, Zd sur les extrémités libres 42, 43 des lignes de transmission Lg, Ld se font généralement sur la puce électronique et par 30 conséquent ne sont pas disponibles. Les éléments actifs CI1, Cl2,...CIi,...Cln, symbolisés par des triangles peuvent également être constitués de n'importe quelle autre structure active. La figure 5 présente, en synoptique, une structure d'amplificateur distribué comprenant une pluralité de cellules amplificatrices, selon un mode de réalisation de l'invention. II est particulièrement avantageux d'inclure un montage de cellule amplificatrice tel que décrit précédemment en référence aux figures 2 et 3, dans une structure d'amplificateur 40 distribué tel que décrit en référence à la figure 4, une telle structure étant par nature appropriée pour des applications impliquant de larges bandes de fréquences. Ainsi, dans l'exemple illustré par la figure 5, est représentée dans le premier élément actif CI1, un montage de cellule amplificatrice tel que décrit en référence à la figure 2. L'entrée Ec1 du premier élément actif CI1, reliée à la ligne de transmission d'entrée Lg, attaque ainsi la grille du premier transistor Ti. Le drain du deuxième transistor T2 est relié à la sortie Sc1 du premier élément actif Cli. Le gain du premier élément actif Cli est contrôlé par la tension différentielle Vdiff appliquée entre les grilles des deuxième et troisième transistors T2 et T3. Ainsi que cela est décrit précédemment en référence à la figure 3, la tension Vdiff peut être obtenue d'un amplificateur différentiel. Tous les autres éléments actifs Cln peuvent de la même manière comprendre chacun une cellule amplificatrice. Sur l'exemple de la figure 5, le deuxième élément actif Cl2 est représenté sous une forme schématique, par un bloc cellule amplificatrice 20 en référence à la figure 2, et un bloc amplificateur différentiel 30 commandé par une tension de commande Vcom. II est à noter que le mode de réalisation d'un amplificateur distribué 40 tel que décrit ci-dessus est parfaitement compatible d'une technologie de 25 type MMIC. Les figures 6a et 6b présentent des courbes représentant respectivement la puissance de sortie et le gain, en fonction de la fréquence du signal, pour différentes valeurs de la tension de commande d'une cellule 30 amplificatrice, dans un mode de réalisation de l'invention. Les courbes représentées sur les figures 6a et 6b sont issues de calculs de simulation préliminaires portant sur une architecture d'amplificateur distribué comprenant des cellules amplificatrices, selon un mode de réalisation de l'invention décrit précédemment, notamment en 35 référence à la figure 5. La figure 6a illustre les bonnes performances de l'amplificateur distribué, dans un exemple où celui-ci est constitué de 4 cellules, en terme de puissance de sortie V _out. Les différentes courbes sont obtenues pour différentes tensions de commande Vcom, variant dans l'exemple illustré par la figure, entre des valeurs de OV (correspondant au gain maximal) à 1,2V (correspondant au gain minimal). Les simulations ont dans l'exemple illustré par la figure, été réalisées avec des signaux dont les fréquences sont comprises dans une bande allant de quelques MHz à 20 GHz, la puissance de sortie est exprimée en dBm. Une puissance de -4dBm est appliquée à l'aide d'un générateur 50 Ohms à la première extrémité 41 de la ligne de transmission d'entrée Lg du montage d'amplificateur distribué 40 illustré par la figure 4. La puissance de sortie est la puissance délivrée au niveau de la seconde extrémité 44 de la ligne de transmission de sortie Ld du montage d'amplificateur distribué illustré par la figure 4. Il est notamment à observer la bonne platitude du niveau de puissance de sortie, sur une très large bande de fonctionnement à une tension de commande appliquée, et ce pour une dynamique importante de cette dernière. D'une manière similaire, la figure 6b illustre les bonnes performances de l'amplificateur distribué, en terme de gain, désigné par "gain_out" sur la 20 figure. La figure 7 présente des courbes illustrant les affaiblissements de réflexion relevés aux extrémités d'un amplificateur distribué selon un mode de réalisation de l'invention, pour différentes valeurs de la tension de 25 commande des cellules amplificatrices. Les courbes décrites ci-après sont issues de calculs de simulation opérés dans les conditions décrites précédemment en référence aux figures 6a et 6b. Une première série de courbes représentées en pointillés, représente 30 les affaiblissements de réflexion S1,1 exprimés en dB, au niveau de la première extrémité 41 de la ligne de transmission d'entrée Lg, en référence à la figure 4 décrite précédemment, pour différentes valeurs de la tension de commande Vcom des cellules amplificatrices. Une seconde série de courbes représentées en traits pleins, 35 représente les affaiblissements de réflexion S2,2 exprimés en dB, au niveau de la première extrémité 43 de la ligne de transmission de sortie Ld, en référence à la figure 4 décrite précédemment, pour différentes valeurs de la tension de commande Vcom des cellules amplificatrices. Les courbes illustrées par la figure 7 mettent en évidence la très faible 5 sensibilité aux différentes tensions de commande, des affaiblissements de réflexion. La figure 8 présente des courbes représentant la puissance de sortie V _out exprimée en dBm, d'un amplificateur distribué selon un mode de 10 réalisation de l'invention, en fonction de la tension de commande des cellules amplificatrices, pour différentes fréquences du signal s'étalant par exemple dans la gamme de moins de 1 GHz à 20 GHz environ. Les courbes illustrées par la figure 8 mettent en évidence les bonnes 15 performances de l'amplificateur distribué selon l'invention, en terme de dynamique de gain. Notamment, les courbes montrent qu'il est possible d'exploiter plus de 10 dB de variation de gain sur une large bande de fréquences. REVENDICATIONS1- Cellule amplificatrice hyperfréquence à gain réglable (20) comportant un premier transistor à effet de champ (T1) et un deuxième transistor à effet de champ (T2) montés en cascode, le premier transistor (T1) étant monté en source commune, le deuxième transistor (T2) étant monté en grille commune en série avec le premier transistor (T1), la source du premier transistor (T1) étant connectée à un potentiel de référence (M), la grille du deuxième transistor (T2) étant connectée au potentiel de référence (M) au travers d'un condensateur de découplage (Cd), l'entrée hyperfréquence (E) étant située au niveau de la grille du premier transistor (T1) et la sortie hyperfréquence (F) au niveau du drain du deuxième transistor (T2), caractérisée en ce qu'un troisième transistor à effet de champ (T3) est disposé en parallèle du deuxième transistor (T2), les sources (S2, S3) des deuxième et troisième transistors (T2, T3) étant connectées au drain du premier transistor (T1), la grille du troisième transistor (T3) étant reliée au potentiel de référence (M) au travers d'un second condensateur de découplage (Cd3), le drain du troisième transistor (T3) étant relié à une tension d'alimentation (VDD), le gain de la cellule amplificatrice (20) étant ajusté par le contrôle de la tension différentielle (Vdiff) entre les grilles des deuxième et troisième transistors (T2, T3). 2- Cellule amplificatrice hyperfréquence à gain réglable (20) comportant un premier transistor bipolaire (T1) et un deuxième transistor bipolaire (T2) montés en cascode, le premier transistor (T1) étant monté en émetteur commun, le deuxième transistor (T2) étant monté en base commune en série avec le premier transistor (T1), l'émetteur du premier transistor (T1) étant connecté à un potentiel de référence (M), la base du deuxième transistor (T2) étant connecté au potentiel de référence (M) au travers d'un condensateur de découplage (Cd), l'entrée hyperfréquence (E) étant située au niveau de la base du premier transistor (T1) et la sortie hyperfréquence (F) au niveau du collecteur du deuxième transistor (T2),caractérisée en ce qu'un troisième transistor bipolaire (T3) est disposé en parallèle du deuxième transistor (T2), les émetteurs (S2, S3) des deuxième et troisième transistors (T2, T3) étant connectés au collecteur du premier transistor (T1), la base du troisième transistor (T3) étant reliée au potentiel de référence (M) au travers d'un second condensateur de découplage (Cd3), le collecteur du troisième transistor (T3) étant relié à une tension d'alimentation (VDD), le gain de la cellule amplificatrice (20) étant ajusté par le contrôle des courants appliqués aux bases des deuxième et troisième transistors (T2, T3). 3- Cellule amplificatrice hyperfréquence à gain réglable (20) selon la revendication 1, caractérisée en ce que le contrôle de la tension différentielle (Vdiff) est réalisé par un amplificateur différentiel (30) commandé par une tension de commande (Vcom). 4- Cellule amplificatrice hyperfréquence à gain réglable (20) selon la revendication 2, caractérisée en ce que le contrôle des courants appliqués aux bases des deuxième et troisième transistors (T2, T3) est réalisé par une boucle translinéaire formée par deux transistors montés en diodes. 5- Amplificateur hyperfréquence distribué à gain réglable (40) comportant une entrée (Eamp) du signal hyperfréquence disposée à une première extrémité (41) d'une ligne de transmission d'entrée (Lg) et une sortie (Samp) du signal hyperfréquence disposée à une seconde extrémité (44) d'une ligne de transmission de sortie (Ld), l'amplificateur distribué (40) comportant une pluralité n d'éléments actifs (CI1, C12, ..., Cln), chaque élément actif (Cli) ayant une entrée (Eci) reliée à la ligne de transmission d'entrée (Lg) et une sortie (Sci) reliée à la ligne de transmission de sortie (Ld), caractérisé en ce que chaque élément actif (Cli) est formé par une cellule amplificatrice hyperfréquence à gain réglable (20) selon l'une quelconque des revendications précédentes, l'entrée (Eci) de chaque élément actif (Cli) étant connectée à la grille ou base du premiertransistor (T1), la sortie (Sci) de chaque élément actif (Cli) étant connectée au drain ou collecteur du deuxième transistor (T2). 6- Amplificateur hyperfréquence distribué à gain réglable (40) selon la revendication 5, caractérisé en ce que les extrémités libres (42, 43) des deux lignes de transmission (Lg, Ld) sont chargées par des impédances (Zg, Zd) dont les valeurs sont respectivement égales aux valeurs respectives d'impédance caractéristique des deux lignes de transmission (Lg, Ld).