Brevet FR2958069A1 — publié le 20110930

PROCÉDÉ ET DISPOSITIF DE SYNTHÈSE D'UN SIGNAL AUDIO SELON DES CONTACTS IMPARTIS SUR UN ORGANE VIBRANT L'invention concerne procédé et un dipositif de synthèse d'un signal audio, dit signal audio synthétisé, à partir d'un signal de séquencement représentatif d'une séquence de contacts impartis sur un organe vibrant, ladite séquence comprenant des contacts d'excitation aptes à mettre l'organe vibrant en vibration, et dans lesquels au moins un signal audio, dit signal audio de contact, est produit pour chacun desdits contacts d'excitation. Le protocole d'interface numérique d'instrument de musique, dit protocole MIDI, permet de représenter le jeu d'un instrumentiste sous forme d'une séquence d'événements dans le temps, décrits chacun selon un nombre prédéterminé de descripteurs (instant de déclenchement d'un son, hauteur de note, intensité...). Ce protocole est particulièrement adapté pour décrire le jeu d'un claviériste et a été très largement adopté à ce titre. On connaît des appareils, dits convertisseurs MIDI traditionnels, adaptés pour mettre en oeuvre une conversion audio vers MIDI, en vue de pouvoir commander un synthétiseur MIDI compatible, à partir d'instruments de musique dotés d'organes vibrants (par exemple des cordes de guitare) entrant en vibration libre suite à la réalisation de contacts d'excitation impartis sur l'organe vibrant. Ces appareils comprennent des moyens de raccordement avec au moins un micro monté sur l'instrument de musique, le micro fournissant pour chaque organe vibrant, un signal, dit signal de microphone, représentatif de la vibration de l'organe vibrant. Les convertisseurs MIDI traditionnels produisent des messages MIDI de commande d'un synthétiseur compatible MIDI à partir du signal de microphone. Pour ce faire, les convertisseurs MIDI traditionnels sont adaptés pour détecter à tout moment si le signal de microphone répond à des critères prédéfinis de détection d'un contact d'excitation imparti sur l'organe vibrant, déclenchant à ce titre un son synthétisé. En outre, les convertisseurs MIDI traditionnels sont adaptés pour détecter à tout moment pendant la vibration libre de l'organe vibrant, si le signal de microphone répond à des critères prédéfinis de détection d'un contact d'étouffement total imparti sur l'organe vibrant par l'instrumentiste, déclenchant à ce titre une interruption d'un son synthétisé en cours. Le cas échéant, une interruption du son synthétisé en cours est par ailleurs commandée suite à un nouveau contact d'excitation détecté succédant directement à un contact d'excitation détecté précédent, sans détection préalable d'un contact d'étouffement total. À titre d'exemple, on connaît des convertisseurs MIDI traditionnels mettant en oeuvre une détection de contacts d'excitation, dite détection d'attaque, dans laquelle une valeur détectée de variation globale de l'intensité de la vibration de l'organe vibrant est comparée à un seuil prédéterminé d'amplification de l'intensité vibratoire, dit seuil de détection d'attaque, au-delà duquel un nouveau son synthétisé est produit. Il existe un besoin d'optimiser la sensibilité de la détection des contacts d'excitation, sans que cela ne compromette la fidélité de la représentation du jeu de l'instrumentiste formée par les sons synthétisés. Une traduction fidèle du jeu de l'instrumentiste en sortie du synthétiseur compatible MIDI n'est obtenue que lorsque l'instrumentiste exécute des contacts d'excitation selon une technique d'attaque de note de l'instrument de musique adaptée compte tenu des critères de détection d'attaque du convertisseur MIDI traditionnel. L'exécution successive de pincements d'une corde de guitare permet, à titre d'exemple, de produire à l'aide d'un convertisseur MIDI traditionnel pour guitare et d'un synthétiseur compatible MIDI, une séquence de sons synthétisés représentatifs de la séquence de pincements réalisée. Toutefois, chaque pincement doit être exécuté proprement et distinctement sous peine de voir certains pincements dépourvus de conséquences audibles en sortie du synthétiseur compatible MIDI. Un réglage du seuil de détection d'attaque doit être opéré en vue d'améliorer la sensibilité de la détection d'attaque du convertisseur MIDI traditionnel pour tenir compte de contacts d'excitation impartis sur l'organe vibrant, entraînant une amplification globale de l'intensité vibratoire relativement faible. Un tel réglage entraîne toutefois une augmentation du risque de détection intempestive d'un contact d'excitation alors que l'instrumentiste n'a pas touché l'organe vibrant. En effet, un dépassement du seuil de détection d'attaque risque alors de se produire sous l'effet de composantes vibratoires non stationnaires en vibration libre (hors contact avec l'organe vibrant) : phénomènes de battements de la vibration de la corde, légère excitation de l'organe vibrant par vibration sympathique, légère excitation de l'organe vibrant par absorption d'une onde sonore se propageant dans l'air ou transmise à l'organe vibrant au niveau de points de fixation de l'organe vibrant sur l'instrument de musique... Le son synthétisé intempestif correspondant est d'autant plus malvenu qu'il interrompt de manière inopinée un son synthétisé précédent éventuellement en cours de production. En outre, la détection effective de contacts d'excitation exécutés selon d'autres techniques d'attaque que par pincement de la corde, en particulier des techniques d'ornementation (ornementations rythmiques, frottements impartis sur la corde...), est incertaine. En tout état de cause, les spécifications du protocole MIDI ne prévoient pas de traduire les nuances de jeu correspondant aux techniques d'ornementation précitées, les nuances correspondant aux différentes techniques d'attaque de la corde (frappe, pincement en butée dit apoyando, pincement en traction dit tirando, pincement au moyen d'un médiator...), les nuances correspondant aux différents endroits sur la corde où sont exécutées lesdites techniques d'ornementation et d'attaque... En particulier, l'exécution de techniques d'ornementation est susceptible d'entraîner la production de sons synthétisés souvent intempestifs du point de vue de l'instrumentiste, en tout cas très peu réalistes, c'est-à-dire aucunement représentatifs du son attendu par l'instrumentiste compte tenu de la manipulation réalisée sur la corde, donc tout à fait inopportuns. Par ailleurs, certains convertisseurs MIDI traditionnels mettent en oeuvre une détection de la hauteur de vibration de l'organe vibrant à partir du signal de microphone en vue de produire une séquence de sons synthétisés traduisant le phrasé mélodique imparti sur l'organe vibrant par l'instrumentiste. Une telle détection est avantageusement mise en oeuvre pour des instruments dont la hauteur de note est déterminée par une manipulation directe de l'organe vibrant (une corde de guitare par exemple), sans l'aide d'un mécanisme interposé entre l'instrumentiste et l'organe vibrant. En effet, une synthèse représentative des changements de hauteur note et des modulations de chaque hauteur de note exécutés par l'instrumentiste est dès lors mise en oeuvre avec un encombrement minimal de l'instrument de musique. A titre d'exemple, dans le cas de la guitare, lesdits changements de hauteur de note peuvent être réalisés par des techniques de jeu de la main gauche et lesdites modulations des hauteurs de notes peuvent être réalisées par traction latérale de la corde. Or, tout contact imparti sur l'organe vibrant introduisant des composantes vibratoires inharmoniques et/ou modifiant les amplitudes relatives de composantes vibratoires harmoniques de l'organe vibrant, est susceptible d'entraîner un changement intempestif de la hauteur de note détectée alors que l'instrumentiste n'a pas effectué de geste volontaire pour une telle modification. A titre d'exemple, un contact de l'organe vibrant en vibration libre au niveau d'un noeud de vibration d'un mode vibratoire basse fréquence, par exemple par impact d'un doigt à cet endroit, est susceptible d'entraîner un changement intempestif de la hauteur de note détectée pour le reste de la durée de la vibration de la corde hors contact détecté supplémentaire. En outre, les composantes de vibration transitoires introduites par tout contact, bref ou prolongé, imparti sur la corde sont susceptibles d'entraîner des changements intempestifs temporaires de la hauteur de note détectée. Un changement intempestif de la hauteur de note détectée est d'autant plus malvenu qu'ils se produit en cours de production d'un son synthétisé antérieurement déclenché alors que ce dernier n'est pas interrompu par le contact ayant entraîné le changement intempestif. En effet, le changement intempestif entraîne alors un effet de changement intempestif de la hauteur de note dudit son synthétisé, ou un effet sonore, dit rupture intempestive de résonance, de variation passagère mais soudaine et disgracieuse du timbre dudit son synthétisé. Il en résulte, dans un cas comme dans l'autre, une diminution de la fidélité de la représentation du jeu de l'instrumentiste formée par les sons synthétisés. Compte tenu de ce qui précède, l'instrumentiste est contraint de dépouiller son jeu de tout contact d'excitation non adapté aux critères prédéfinis de détection d'attaque, en particulier des contacts susceptibles d'entraîner un changement intempestif de la hauteur de note détectée, en vue de pouvoir contrôler tout à fait la synthèse. Il en résulte une diminution du potentiel expressif de l'instrument de musique. Pour prendre la mesure du degré d'altération du discours musical, il suffit par exemple d'imaginer ce que deviendrait n'importe quel morceau de guitare après qu'il ait été dépouillé des effets précités : une succession de sons déclenchés d'intensités et de durées variables, mais qui présentent toutes le même timbre. Les synthétiseurs commandés au moyen de convertisseurs MIDI traditionnels héritent ainsi du caractère très mécanique et désincarné des claviers électroniques bon marché. Il existe donc un besoin de produire pour tout contact d'excitation imparti sur l'organe vibrant, des sons synthétisés représentant de façon fidèle et réaliste ledit contact d'excitation, sans limites quant à la technique de jeu employée. Outre la guitare donnée à titre d'exemple, ce problème se ressent plus généralement pour les instruments de musiques dépourvus de mécanismes interposés entre l'organe vibrant et l'instrumentiste de sorte qu'une très grande liberté d'exécution est accordée à l'instrumentiste en vue d'exciter l'organe vibrant. Les possibilités de jeu ne sont alors plus dénombrables, l'instrumentiste pouvant librement choisir les manipulations à effectuer, les objets avec lesquels réaliser ces manipulations le cas échéant.... L'invention vise à pallier ces inconvénients. En particulier, l'invention vise à permettre de tenir compte d'un plus grand nombre de contacts d'excitation impartis sur l'organe vibrant sans compromettre la fidélité de la représentation du jeu de l'instrumentiste formée par les sons synthétisés. En particulier, l'invention vise à effectuer cette traduction de manière plus représentative, pour chacun desdits contacts d'excitation impartis en tenant compte des nuances avec lesquelles des techniques d'attaque et des techniques d'ornementation peuvent être exécutées sur l'organe vibrant. En outre, l'invention vise à permettre l'exécution de toute technique instrumentale traditionnelle de l'instrument de musique sans qu'il n'en résulte d'effets de rupture intempestive de résonance ou de changements intempestifs de la hauteur de note des sons synthétisés. En particulier, l'invention vise aussi à éviter tout rallongement d'un délai de détection de la hauteur de note en cours. L'invention vise en outre à procurer une telle solution pouvant être mise en oeuvre à un prix de revient économique, notamment pouvant être mise en oeuvre sur un dispositif électronique et/ou informatique constitué de composants bon marché, en particulier des composants informatiques et/ou électroniques génériques du commerce. L'invention vise aussi à proposer un dispositif et un procédé de synthèse d'un signal audio à partir d'une séquence de contacts d'excitation impartis sur un organe vibrant et aptes à mettre l'organe vibrant en vibration, qui soient compatibles avec une mise en oeuvre en temps réel, sans délai rédhibitoire entre un contact imparti sur l'organe vibrant et son effet dans le signal audio de synthèse. L'invention vise aussi à atteindre ces buts d'une façon techniquement simple à développer, notamment pour plusieurs catégories d'instruments de musique sans surcoûts significatifs pour son adaptation entre différentes catégories d'instruments, par exemple la guitare, la guitare basse, le banjo, la mandoline le violon, le violoncelle, la contrebasse, l'alto etc. Pour ce faire, l'invention concerne un procédé de synthèse d'un signal audio, dit signal audio synthétisé, à partir d'un signal de séquencement représentatif d'une séquence de contacts impartis sur un organe vibrant, ladite séquence comprenant des contacts d'excitation aptes à mettre l'organe vibrant en vibration, procédé dans lequel au moins un signal audio, dit signal audio de contact, est produit pour chacun desdits contacts d'excitation, caractérisé en ce que : - un signal, dit signal d'atténuation partielle de rémanence, est produit à partir d'un signal, dit signal de vibration, représentatif de la vibration de l'organe vibrant, le signal d'atténuation partielle de rémanence étant représentatif pour au moins un contact d'excitation, dit contact partiel, d'au moins une valeur d'atténuation partielle de rémanence d'au moins un signal audio de contact, dit signal audio de contact rémanent, résultant d'un contact d'excitation antérieur audit contact partiel, - le signal audio synthétisé après ledit contact partiel est produit par mixage du signal audio de contact dudit contact partiel et de chaque signal audio de contact rémanent affecté du signal d'atténuation partielle de rémanence. Dans tout le texte, le terme « signal » est utilisé selon son acceptation fonctionnelle sans limite quant au mode de représentation du signal employé. En particulier, une (ou plusieurs) voie(s) analogique(s) et/ou numérique(s) de transmission peuvent être utilisée(s) pour chaque signal selon l'invention. A titre d'exemple, un signal audiofréquence peut être transmis par l'entremise de plusieurs canaux de transmissions analogiques chacun dédié pour la transmission d'une sous bande audiofréquence du signal. Par ailleurs, chaque signal peut être issu d'une ou plusieurs sources. A titre d'exemple, le signal de vibration selon l'invention peut être issu de plusieurs circuits microphoniques captant la vibration de l'organe vibrant. L'invention s'applique avantageusement pour des instruments de musique permettant d'exécuter des contacts d'excitation sans interrompre complètement la vibration de l'organe vibrant qui est en cours au début du contact d'excitation. Tel est le cas notamment des instruments de musiques dépourvus de mécanisme interposé entre l'organe vibrant et l'instrumentiste, en particulier les instruments de musique à cordes pincées (chaque corde faisant office d'organe vibrant). Ces instruments de musique permettent en effet d'exécuter des contacts d'excitation plus ou moins complexes, en particulier des contacts produisant à la fois une amplification de l'intensité de vibration et une atténuation totale ou partielle de l'intensité de vibration dans différentes bandes de fréquences. L'invention permet dès lors de produire un signal audio synthétisé prenant en compte un signal d'atténuation partielle de rémanence représentatif d'un effet d'atténuation partielle de la vibration de l'organe vibrant qui est en cours au début du contact partiel. Cet effet peut être traduit en réponse au contact partiel en atténuant des signaux audio de contact en cours lors du contact partiel, selon le signal d'atténuation partielle de rémanence. En outre, dans un procédé selon l'invention, le signal audio de contact rémanent n'est pas interrompu de façon intempestive en réponse à une détection d'un tel contact partiel. Il est en particulier possible de mettre en oeuvre une détection des contacts d'excitation selon des critères moins sélectifs que dans les procédés antérieurs de sorte qu'un plus grand nombre de contacts d'excitation impartis sur l'organe vibrant sont suivis d'un signal audio de contact correspondant, au bénéfice d'une meilleure fidélité de la représentation du jeu de l'instrumentiste produite par la synthèse. L'invention permet par exemple de réaliser une détection d'attaque selon un seuil de détection d'attaque abaissé, et même de s'affranchir de l'utilisation d'un tel seuil de détection d'attaque. Outre chaque valeur d'atténuation partielle de rémanence, le signal d'atténuation partielle de rémanence peut être représentatif de valeurs d'atténuation partielle de sourdine correspondant à des contacts d'étouffements partiels de la vibration de l'organe vibrant. Par ailleurs, le signal d'atténuation partielle de rémanence peut être représentatif de valeurs d'atténuation totale correspondant à des contacts d'étouffement total entraînant une interruption de la vibration de l'organe vibrant et/ou à des contacts d'excitation interrompant complètement la vibration de l'organe vibrant qui est en cours au début du contact d'excitation. En outre, le signal d'atténuation partielle de rémanence peut être représentatif de valeurs d'atténuation nulle correspondant à des périodes de vibration libre de l'organe vibrant et/ou à des contacts d'excitation entraînant une atténuation nulle de la vibration de l'organe vibrant qui est en cours au début du contact. En conséquence, l'invention permet d'effectuer une traduction de tout effet d'atténuation partielle de rémanence, d'atténuation partielle de sourdine et d'étouffement total de façon à la fois robuste et représentative des contacts impartis sur l'organe vibrant. Avantageusement et selon l'invention, ladite valeur d'atténuation partielle de rémanence est déterminée à partir de valeurs dudit signal de vibration appartenant à un intervalle de temps, dit intervalle de détection d'atténuation de rémanence, pendant lequel ledit contact partiel est imparti sur l'organe vibrant. Avantageusement et selon l'invention, le signal de séquencement est produit à partir d'un signal, dit signal source de détection d'excitation, représentatif de la vibration de l'organe vibrant. Plus particulièrement, avantageusement et selon l'invention, le signal de séquencement est produit par détection d'excitation au fur et à mesure de la réception du signal source de détection d'excitation, en particulier par exécution itérative d'une étape de détection d'excitation du signal source de détection d'excitation. En particulier, ledit signal de vibration utilisé pour produire ledit signal d'atténuation partielle de rémanence peut être formé dudit signal source de détection d'excitation. Plus particulièrement, avantageusement et selon l'invention : - le signal de séquencement comprend pour chaque contact d'excitation, des données de contact produites à partir de valeurs du signal source de détection d'excitation, appartenant à un intervalle de temps, dit intervalle de contact d'excitation, pendant lequel le contact d'excitation est imparti sur la corde, - ladite valeur d'atténuation partielle de rémanence est déterminée à partir de valeurs dudit signal de vibration, appartenant à un intervalle de temps, dit intervalle de détection d'atténuation de rémanence, présentant une borne supérieure concomitante ou subséquente à la borne supérieure de l'intervalle de contact d'excitation correspondant au contact partiel. Avantageusement et selon l'invention, ladite valeur d'atténuation partielle de rémanence est déterminée par comparaison entre : - au moins une valeur, dite valeur réelle, extraite du signal de vibration sur un premier intervalle de temps du signal de vibration, - et au moins une valeur, dite valeur de prédiction, déterminée à partir : . d'au moins une deuxième valeur extraite du signal de 30 vibration sur un deuxième intervalle de temps du signal de vibration, antérieur au premier intervalle de temps, . et selon un modèle prédéterminé de prédiction de variation temporelle du signal de vibration entre le premier et le deuxième intervalle. Plus particulièrement, avantageusement et selon l'invention, ladite valeur d'atténuation partielle de rémanence est déterminée par comparaison entre plusieurs valeurs réelles extraites sur ledit premier intervalle de temps, et plusieurs valeurs de prédiction déterminées à partir de plusieurs valeurs extraites du signal de vibration sur ledit deuxième intervalle de temps. En particulier, avantageusement et selon l'invention, ladite valeur d'atténuation partielle de rémanence est déterminée par projection entre une première forme d'onde, dite forme d'onde réelle, extraite sur ledit premier intervalle de temps, et une forme d'onde, dite forme d'onde prédite, déterminée à partir d'une deuxième forme d'onde extraite du signal de vibration sur ledit deuxième intervalle de temps Avantageusement et selon l'invention, le signal d'atténuation partielle de rémanence est produit en outre à partir de données préenregistrées d'amortissement, représentatives de l'amortissement en vibration libre d'au moins une composante fréquentielle du signal de vibration. Dès lors, l'invention permet de déterminer des valeurs d'atténuation (valeurs d'atténuation partielle de rémanence, valeurs d'atténuation partielle de sourdine, valeurs d'atténuation totale et valeurs d'atténuation nulle) pour une pluralité d'intervalles successifs du signal de vibration, y compris en régime de vibration libre, sans compromettre la possibilité de restituer fidèlement, hors contact de l'organe vibrant, l'évolution caractéristique des enveloppes d'amplitudes des composantes fréquentielles d'une source sonore dont le timbre est à simuler, par exemple un son préenregistré de piano à partir duquel les signaux audio de contacts sont générés. L'invention permet dès lors de mettre en oeuvre une détection d'atténuation particulièrement sensible, tenant compte de l'effet produit par tout contact d'étouffement partiel, y compris des contacts subtils n'entraînant qu'une légère atténuation de l'organe vibrant, telle que réalisé par exemple lors de l'application de la paume de la main sur le chevalet de façon à entrer légèrement au contact de la naissance de la corde en vibration au niveau du chevalet (pizzicato). Avantageusement et selon l'invention, un signal, dit signal de variation d'intensité, représentatif d'un taux de variation d'intensité du signal de vibration est produit à partir du signal de vibration, et le signal d'atténuation partielle de rémanence est produit par plafonnement du signal de variation d'intensité selon une valeur plafond correspondant à une atténuation nulle d'intensité. Plus particulièrement, avantageusement et selon l'invention, le signal de variation d'intensité est représentatif d'un taux de variation d'intensité du signal de vibration dans différentes bandes de fréquences. En particulier, le signal de variation d'intensité peut être représentatif de la moyenne de valeurs de taux de variation d'intensité propres à différentes bandes de fréquences. En alternative, le signal de variation d'intensité peut être représentatif de plusieurs valeurs de taux de variation d'intensité propres aux différentes bandes de fréquences. En outre, chaque valeur de taux de variation d'intensité peut être déterminée selon un modèle plus ou moins sophistiqué du signal de vibration. A titre d'exemple, chaque valeur du signal de variation d'intensité peut être représentatif d'un taux de variation globale d'amplitude de la composante fréquentielle logée dans la bande de fréquence, sans tenir compte d'une variation éventuelle de la phase de la composante fréquentielle. En alternative, chaque valeur du signal de variation d'intensité peut être de préférence représentative d'un taux de variation à phase constante de l'amplitude de ladite composante fréquentielle. Avantageusement et selon l'invention, ladite valeur d'atténuation partielle de rémanence est détectée pour une composante fréquentielle du signal de vibration. En particulier, ladite valeur d'atténuation partielle de rémanence est représentative d'une valeur détectée de taux de variation d'intensité de ladite composante fréquentielle. Avantageusement et selon l'invention, le signal d'atténuation partielle de rémanence est représentatif de plusieurs valeurs d'atténuation partielle de rémanence d'un même signal audio de contact rémanent, détectées pour différentes composantes fréquentielles du signal de vibration. Plus particulièrement, avantageusement et selon l'invention, le signal audio de contact rémanent présente plusieurs composantes fréquentielles, chacune affectée d'au moins une valeur d'atténuation partielle de rémanence propre à une composante fréquentielle associée du signal de vibration. L'invention permet dès lors de traduire de manière particulièrement fidèle les nuances d'exécution de contacts d'étouffement partiel et de contacts partiel, réalisés selon diverses techniques de jeu. En particulier, l'invention permet de traduire les nuances d'atténuation correspondant aux différents endroits sur l'organe vibrant où sont exécutés les contacts. Plus particulièrement, avantageusement et selon l'invention, le signal d'atténuation partielle de rémanence est représentatif de plusieurs valeurs d'atténuation partielle de rémanence d'un même signal audio de contact rémanent, détectées pour différentes composantes fréquentielles harmoniques du signal de vibration. L'invention permet dès lors de traduire de manière particulièrement réaliste un contact de l'organe vibrant au niveau d'un noeud de vibration d'un mode vibratoire basse fréquence. Avantageusement et selon l'invention : - le signal audio synthétisé est en outre produit à partir d'un signal, dit signal de note, représentatif d'une séquence de hauteurs de notes selon lequel l'organe vibrant est mis en vibration, de sorte que plusieurs composantes fréquentielles, dites composantes modulées, d'au moins un signal audio de contact sont modulées chacune successivement autour de fréquences, dites fréquences de synthèse, propres chacune à un rang d'harmonique d'une hauteur de note de la séquence, - pour au moins un contact partiel, dit contact partiel de changement de note, entraînant une variation du signal de note vers une nouvelle hauteur de note dans la séquence, au moins une composante modulée, dite composante canalisée, d'un signal audio de contact rémanent correspondant, dit signal audio de contact rémanent harmonisé, est modulée autour d'une fréquence harmonique, dite nouvelle fréquence de synthèse, de la nouvelle hauteur de note, correspondant à un rang d'harmonique différent du rang d'harmonique d'une précédente fréquence de synthèse de la composante canalisée. Dans tout le texte, l'expression « fréquence harmonique » est, sauf mention contraire, utilisée selon son acception la plus large, faisant référence à des fréquences qui ne sont pas nécessairement d'exactes multiples entiers d'une fréquence fondamentale correspondante, compte tenu de phénomènes d'inharmonicité éventuels. Par ailleurs, la fréquence fondamentale forme selon cette terminologie, une fréquence d'harmonique de rang 1. L'invention permet dès lors de prévenir que ne se produise une rupture intempestive de résonance ou un effet de changement intempestif de la hauteur de note de chaque signal audio de contact en cours présentant des composantes modulées, par effet de la réalisation d'un contact partiel tel que définit ci-dessus. Avantageusement et selon l'invention, le signal de note est produit à partir d'un signal, dit signal source de détection de hauteur de note, représentatif de la vibration de l'organe vibrant. Plus particulièrement, avantageusement et selon l'invention, le signal de note est produit par détection de hauteur de note au fur et à mesure de la réception du signal source de détection de hauteur de note, en particulier par exécution itérative d'une étape de détection de hauteur du signal source de détection de hauteur de note. En particulier, ledit signal de vibration peut former ledit signal source de détection de hauteur de note. Avantageusement et selon l'invention, lesdites composantes fréquentielles du signal de vibration étant logées dans différentes bandes de fréquences du signal de vibration, la composante canalisée est atténuée selon au moins une valeur d'atténuation partielle de rémanence du signal d'atténuation partielle de rémanence, détectée pour une composante fréquentielle dont la bande de fréquences loge la nouvelle fréquence de synthèse de la composante canalisée. Avantageusement et selon l'invention, la nouvelle fréquence de synthèse est choisie de sorte qu'elle se trouve, parmi les fréquences harmoniques de la nouvelle hauteur de note, directement voisine de ladite précédente fréquence de synthèse. En particulier, avantageusement et selon l'invention, la nouvelle fréquence de synthèse est choisie de façon à être, parmi les fréquences harmoniques de la nouvelle hauteur de note, la plus proche fréquence harmonique de la nouvelle hauteur de note par rapport à ladite précédente fréquence de synthèse, de préférence selon une échelle logarithmique de la fréquence. Plus particulièrement, avantageusement et selon l'invention, plusieurs composantes modulées du signal audio de contact rémanent harmonisé, dites composantes de bas rangs, dont les fréquences de synthèse, dites fréquences de synthèses précédentes, en vigueur pour une hauteur de note précédant la nouvelle hauteur de note dans la séquence, sont inférieures à la fréquence de synthèse, en vigueur pour ladite précédente hauteur de note, d'une autre composante modulée du signal audio de contact rémanent harmonisé, dite composante de haut rang, sont modulées chacune vers une fréquence harmonique de ladite nouvelle hauteur de note, choisie de façon à se trouver, parmi les fréquences harmoniques de la nouvelle hauteur de note, directement voisine de la fréquence de synthèse précédente de la composante de bas rang. Plus particulièrement, avantageusement et selon l'invention, au moins une composante de haut rang est modulée vers une fréquence harmonique de la nouvelle hauteur de note choisie de façon à maintenir constant l'écart entre les rangs d'harmoniques des fréquences de synthèse de la composante de haut rang et d'une composante de bas rang associée. Plus particulièrement, avantageusement et selon l'invention un signal, dit signal de variation de note, représentatif d'un taux de variation de hauteur de note est produit à partir du signal de note, et la nouvelle fréquence de synthèse est choisie parmi les fréquences harmoniques de la nouvelle hauteur de note selon le signal de variation de note. Plus particulièrement, avantageusement et selon l'invention, plusieurs composantes modulées du signal audio de contact rémanent harmonisé sont modulées chacune : - selon des données, dites données de rang de synthèse, représentatives d'un précédent rang d'harmonique, dit rang de synthèse, auquel correspond une précédente fréquence de synthèse de la composante modulée, - et selon des données préenregistrées comprenant, pour une pluralité d'intervalles prédéfinis de taux de variation de hauteur de note, des données représentatives de valeurs de mise à jour de rangs de synthèse. Avantageusement et selon l'invention, le signal de note est produit à partir d'un signal représentatif de la vibration de l'organe vibrant selon un octave de détection de hauteur de note. La détection de l'atténuation partielle de composantes fréquentielles hautes fréquences du signal source de détection de hauteur de note peut être délicate compte tenu du taux d'amortissement en vibration libre souvent relativement élevé pour ces composantes (amortissement dans l'air, déperdition d'énergie aux points de contact et frottements structurels à l'intérieur de l'organe vibrant). Tel est notamment le cas d'une corde montée sous tension. Avantageusement et selon l'invention, au moins une composante fréquentielle, dite composante aiguë, d'un signal audio de contact rémanent est atténuée selon une valeur moyenne d'atténuation déterminée à partir de plusieurs valeurs d'atténuation partielle de rémanence propres à des composantes fréquentielles, dites composantes basses, logées dans des bandes de fréquences basses par rapport à une bande de fréquences logeant ladite composante aiguë. L'invention permet dès lors de produire des signaux audio de contact à la fois représentatifs d'une partie aiguë d'un timbre de synthèse à produire et du jeu de l'instrumentiste. Avantageusement et selon l'invention, le signal de séquencement est également représentatif d'une intensité d'excitation de chaque contact d'excitation. Plus particulièrement, avantageusement et selon l'invention : - le signal de séquencement est représentatif pour chaque contact d'excitation, d'au moins une valeur d'intensité d'excitation déterminée à partir de valeurs du signal source de détection d'excitation, appartenant à un intervalle de temps, dit intervalle de détection d'intensité de contact d'excitation, pendant lequel le contact d'excitation est imparti sur la corde, - ladite valeur d'atténuation partielle de rémanence est déterminée à partir de valeurs dudit signal de vibration, appartenant à un intervalle de temps présentant une borne supérieure concomitante ou subséquente à la borne supérieure de l'intervalle de détection d'intensité de contact d'excitation correspondant au contact partiel. Avantageusement et selon l'invention, le signal de séquencement est représentatif, pour différentes bandes de fréquences du signal de vibration, dite bandes d'excitation, d'au moins une valeur d'intensité d'excitation de chaque contact d'excitation dans chacune desdites bandes d'excitation. Plus particulièrement, avantageusement et selon l'invention, le signal de séquencement est en outre représentatif d'au moins une valeur de phase d'excitation de chaque contact d'excitation dans chaque bande d'excitation. En particulier, lesdites données de contact comprennent des données produites par comparaison entre plusieurs premières valeurs extraites du signal source de détection d'excitation sur un premier intervalle de temps du signal source de détection d'excitation, et plusieurs valeurs déterminées à partir de plusieurs deuxièmes valeurs extraites du signal source de détection d'excitation sur un deuxième intervalle de temps du signal source de détection d'excitation, et selon un modèle prédéterminé de prédiction de variation temporelle du signal source de détection d'excitation entre le premier et le deuxième intervalle. En particulier, avantageusement et selon l'invention, lesdites données de contact comprennent des données produites par projection entre une première forme d'onde extraite du signal source de détection d'excitation sur un premier intervalle de temps du signal source de détection d'excitation, et une deuxième forme d'onde déterminée à partir d'une forme d'onde extraite du signal source de détection d'excitation sur un deuxième intervalle de temps du signal source de détection d'excitation, le deuxième intervalle étant antérieur au premier intervalle de temps, et selon un modèle prédéterminé de prédiction de variation temporelle du signal de vibration entre le premier et le deuxième intervalle. Avantageusement et selon l'invention, le signal de vibration est représentatif de la vibration d'un organe vibrant dépourvu d'organe amortisseur rapporté. Avantageusement et selon l'invention, le signal de vibration est représentatif d'une corde montée sous tension. L'invention s'étend à un dispositif de mise en oeuvre d'un procédé selon l'invention. L'invention concerne donc dispositif de synthèse comprenant au moins une unité de traitement adapté pour synthétiser un signal audio, dit signal audio synthétisé, à partir d'un signal de séquencement représentatif d'une séquence de contacts impartis sur un organe vibrant, ladite séquence comprenant des contacts d'excitation aptes à mettre l'organe vibrant en vibration et ladite unité de traitement étant adaptée pour produire au moins un signal audio, dit signal audio de contact, pour chacun desdits contacts d'excitation, caractérisé en ce que l'unité de traitement est adaptée pour : - pouvoir produire un signal, dit signal d'atténuation partielle de rémanence, à partir d'un signal, dit signal de vibration, représentatif de la vibration de l'organe vibrant, le signal d'atténuation partielle de rémanence étant représentatif pour au moins un contact d'excitation, dit contact partiel, d'au moins une valeur d'atténuation partielle de rémanence d'au moins un signal audio de contact, dit signal audio de contact rémanent, résultant d'un contact d'excitation antérieur audit contact partiel, - produire, après tout contact partiel, le signal audio synthétisé par mixage du signal audio de contact dudit contact partiel et de chaque signal audio de contact rémanent correspondant affecté du signal d'atténuation partielle de rémanence. L'invention concerne plus particulièrement un dispositif de synthèse comprenant : - au moins une entrée d'au moins un signal, dit signal de vibration, représentatif de la vibration d'un organe vibrant, - au moins une unité de traitement dudit signal de vibration, adapté pour synthétiser un signal audio, dit signal audio synthétisé, à partir d'un signal de séquencement représentatif d'une séquence de contacts impartis sur l'organe vibrant, ladite séquence comprenant des contacts d'excitation aptes à mettre l'organe vibrant en vibration et ladite unité de traitement étant adaptée pour produire au moins un signal audio, dit signal audio de contact, pour chacun desdits contacts d'excitation, caractérisé en ce que l'unité de traitement est adaptée pour : - pouvoir produire un signal, dit signal d'atténuation partielle de rémanence, à partir du signal de vibration, le signal d'atténuation partielle de rémanence étant représentatif pour au moins un contact d'excitation, dit contact partiel, d'au moins une valeur d'atténuation partielle de rémanence d'au moins un signal audio de contact, dit signal audio de contact rémanent, résultant d'un contact d'excitation antérieur audit contact partiel, - produire, après tout contact partiel, le signal audio synthétisé par mixage du signal audio de contact dudit contact partiel et de chaque signal audio de contact rémanent correspondant affecté du signal d'atténuation partielle de rémanence. Avantageusement et selon l'invention, l'unité de traitement est apte à mettre en oeuvre un procédé de synthèse conforme à l'invention. L'invention s'étend à un support d'enregistrement notamment du type amovible (CD-ROM, DVD, Clé USB, disque dur électronique externe)- adapté pour pouvoir être lu dans un lecteur d'un dispositif informatique, et sur lequel est enregistré un programme d'ordinateur adapté pour pouvoir être chargé en mémoire vive du dispositif informatique lorsque le support d'enregistrement est chargé dans ledit lecteur, caractérisé en ce que le programme d'ordinateur comprend des portions de code de programme pour l'exécution des étapes d'un procédé de synthèse d'un signal audio selon l'invention lorsque le programme d'ordinateur est chargé en mémoire vive du dispositif informatique. L'invention s'étend à un programme d'ordinateur comprenant des portions de code de programme pour l'exécution des étapes d'un procédé de synthèse d'un signal audio selon l'invention lorsque ledit programme est exécuté sur un dispositif informatique. L'invention concerne également un procédé, un dispositif, un support d'enregistrement et un programme d'ordinateur caractérisés en combinaison par tout ou partie des caractéristiques mentionnées ci-dessus ou ci-après. D'autres, buts caractéristiques et avantages de l'invention apparaissent à la lecture de la description suivante qui se réfère aux figures 10 15 20 25 30 annexées représentant des modes de réalisation donnés à titre d'exemple non limitatifs, et dans lesquelles : - la figure 1 est une représentation schématique d'un exemple de dispositif selon un mode préféré de réalisation de l'invention, agencé en configuration de fonctionnement avec un amplificateur audio et une guitare dotée d'un micro hexaphonique, - la figure 2 est une représentation schématique détaillée de composants électroniques et informatiques embarqués équipant le dispositif de la figure 1, - la figure 3 est un diagramme schématique fonctionnel d'un circuit de détection équipant un périphérique synthétiseur du dispositif de la figure 1, - la figure 4 est un diagramme schématique fonctionnel d'un circuit de synthèse équipant ledit périphérique synthétiseur, - la figure 5 est une représentation schématique dans le plan complexe de valeurs d'échantillons fréquentiels de mesure et de valeurs d'échantillons fréquentiels prédits correspondants, illustrant un principe de détection d'atténuation mis en oeuvre par le circuit de détection de la figure 3, lesdites valeurs étant données à titre d'exemple illustratif et non limitatif, - la figure 6 est une représentation schématique de valeurs d'échantillons numériques fréquentiels d'atténuation et de valeurs d'amplitude d'échantillons fréquentiels numériques d'excitation, produits pour différents bandes de fréquences d'une représentation en fréquence, lesdites valeurs étant données à titre d'exemple illustratif et non limitatif, - la figure 7 est un schéma représentant la forme d'onde d'un signal numérique de mesure, et la forme d'onde d'un signal de prédiction correspondant produit par le circuit de détection de la figure 3 à partir du signal numérique de mesure, lesdites formes d'onde étant données à titre d'exemple illustratif et non limitatif, - la figure 8 représente les formes d'ondes d'une première partie et du début d'une deuxième partie d'un signal numérique filtré à partir duquel sont produites des données de timbre enregistrées dans une mémoire du circuit de synthèse de la figure 4, lesdites formes d'onde étant données à titre d'exemple illustratif et non limitatif, - la figure 9 représente un schéma algorithmique selon lequel s'exécutent des modules générateurs du circuit de synthèse de la figure 4, - la figure 10 représente un schéma algorithmique d'une étape de modifications en fréquence exécutée itérativement par chaque module générateur, - la figure 11 représente des valeurs précédentes de fréquences 10 de transposition de contributions fréquentielle d'un son modifié en fonction d'un taux courant de variation d'une valeur fondamentale détectée, - la figure 12 est un graphique représentant les trajectoires en fréquence de plusieurs contributions fréquentielles basses fréquences d'un son modifié produit par un module générateur du circuit de synthèse au fur et à mesure 15 d'itérations successives, lesdites trajectoires étant données pour un premier exemple illustratif et non limitatif, - la figure 13 est un graphique représentant les trajectoires en fréquence des contributions fréquentielles basses fréquences d'un son modifié, données pour un deuxième exemple illustratif et non limitatif, 20 - la figure 14 est un schéma représentant des modifications en fréquence du signal numérique filtré de la figure 8, réalisées par un module générateur, lesdites modifications étant données à titre d'exemple illustratif et non limitatif, - la figure 15 est un schéma représentant la forme d'onde du 25 signal numérique de mesure de la figure 7, et la forme d'onde d'un signal de synthèse tonale résultant produit par le circuit de synthèse de la figure 4, lesdites formes d'ondes étant données à titre d'exemple illustratif et non limitatif, - la figure 16 est un schéma représentant la forme d'onde d'un signal de perturbation produit à partir du signal numérique de mesure et du signal de 30 prédiction de la figure 7, ainsi que la forme d'onde d'un signal de synthèse inharmonique produit à partir du signal de perturbation et de la première partie du signal filtré de la figure 8, lesdites formes d'ondes étant données à titre d'exemple illustratif et non limitatif La figure 1 représente un dispositif 3 selon un mode préféré de réalisation de l'invention raccordé à un micro hexaphonique équipant une guitare 1 au moyen d'un câble 4 de transmission adéquat, ledit micro hexaphonique étant adapté pour transmettre un signal microphonique pour chaque corde 2 de la guitare 1 par l'intermédiaire du câble 4 de transmission, ledit signal microphonique étant représentatif de la vibration de la corde. En particulier, le micro hexaphonique peut être de type comprenant un capteur piézoélectrique, électromagnétique ou optique pour chaque corde, par exemple un micro hexaphonique commercialisé par RMC Pickup Co. (USA), Graph Tech Guitar Labs (Canada), Roland corp. (Japon)... Le dispositif 3 de la figure 1 comprend un boîtier 5 rigide dans lequel est ménagée une prise 6 équipée d'un circuit 200 de réception des signaux analogiques de mesure. Le boîtier 5 renferme une unité 148 centrale informatique, équipée d'au moins un processeur 150 s'exécutant selon un programme informatique embarqué chargé dans une mémoire 151 vive associée au processeur 150. En particulier, le programme informatique embarqué peut être enregistré dans une mémoire 152 de masse et chargé en mémoire vive suite à une mise sous tension du dispositif 3. Le boîtier 5 renferme en outre, pour chaque corde 2 de la guitare, un périphérique 136 synthétiseur équipé d'un circuit 137 de détection. Chaque périphérique 136 synthétiseur de l'exemple est en outre équipé d'un circuit 138 convertisseur analogique/numérique électriquement relié au circuit 137 de détection et à un port de sortie du circuit 200 de réception délivrant le signal microphonique correspondant. De façon traditionnelle, le circuit 138 convertisseur analogique/numérique est adapté pour recevoir le signal microphonique de la corde 2, échantillonner et quantifier ledit signal microphonique, et transmettre un signal 7 numérique de mesure résultant au circuit 137 de détection. A noter que seuls trois périphériques synthétiseurs sont représentés dans la figure 2 par souci de clarté. Le dispositif 3 de l'exemple comprend en outre une prise 63 de branchement d'un support 64 de mémoire amovible, ménagée dans le boîtier 5 rigide, et des moyens 65 de saisie -pédale(s), molette(s), bouton(s), écran(s) ladite prise et lesdits moyens de saisie étant reliés à l'unité 148 centrale au moyen de bus 153 de données et d'interfaces 220 d'entrée/sortie correspondantes. L'unité 148 centrale est adaptée pour s'exécuter dans un mode de chargement de sons préenregistrés, dans lequel un fichier numérique de son préenregistré peut être sélectionné, par l'intermédiaire des moyens 65 de saisie, pour chaque corde 2 de la guitare parmi plusieurs fichiers numériques préalablement enregistrés par tout moyen dans le support 64 de mémoire amovible. L'unité centrale 148 informatique lit les données numériques du fichier dans le support 64 de mémoire amovible et transmet des échantillons, dits échantillons de source sonore, représentatifs de la forme d'onde du son correspondant, dit son sélectionné, au périphérique 136 synthétiseur correspondant, par l'intermédiaire d'un bus 149 de données reliant l'unité 148 centrale informatique et ledit périphérique 136 synthétiseur. Chaque périphérique 136 synthétiseur de l'exemple comprend en outre un circuit 141 de prétraitement et un circuit 68 de synthèse, et est adapté pour s'exécuter, suite à la réception desdits échantillons de source sonore, dans un mode de chargement du son sélectionné. Dans ce mode, ledit circuit 141 de prétraitement produit des données de timbre à partir des échantillons de source sonore et transmet lesdites données de timbre à un circuit 68 de synthèse qui les enregistre dans une mémoire 139 équipant ledit circuit 68 de synthèse. Dans l'exemple, chaque périphérique 136 synthétiseur est en outre adapté pour fonctionner, suite à une commande correspondante saisie par l'entremise des moyens 65 de saisie, et transmise par l'unité 148 centrale informatique, dans un mode interactif de synthèse sonore dans lequel le périphérique 136 synthétiseur synthétise en temps réel un signal de séquence sonore (non représenté) à partir du signal 7 numérique de mesure et des données de timbre chargées dans la mémoire 139 du circuit 68 de synthèse. Le circuit 137 de détection de l'exemple comprend un module 8 de transformée en fréquence mettant en oeuvre une méthode de transformée de fourrier numérique à fenêtre glissante, le module 8 produisant, pour chacun de plusieurs intervalles de temps successifs du signal 7 numérique de mesure, des échantillons fréquentiels numériques de mesure descriptifs d'une représentation en fréquence du signal 7 numérique de mesure dans l'intervalle de temps, dit fenêtre d'observation. De préférence, une transformée de fourrier rapide est mise en oeuvre itérativement au fur et à mesure de l'acquisition du signal 7 numérique de mesure, selon des fenêtres 10, 11, 13, d'observations successives se chevauchant décalées selon un pas, dit pas de décalage, correspondant à un nombre prédéterminé d'échantillons du signal 7 numérique de mesure. De préférence, la transformée de fourrier est mise en oeuvre selon des fenêtres 10, 11, 13, d'observation de longueur plusieurs fois supérieure à une période fondamentale nominale à vide de la corde 2 correspondant au périphérique 136 synthétiseur, de façon à permettre d'utiliser une fonction de fenêtrage améliorant l'efficacité de la séparation des composantes fréquentielles harmoniques de la corde obtenue dans la transformée en fréquence. A titre indicatif, l'usage d'une fenêtre de Hann ou de Hamming suppose une longueur de fenêtre d'observation au moins deux fois supérieure à la période fondamentale de la corde à vide, l'usage d'une fenêtre de Blackman-Harris à quatre termes suppose une longueur au moins quatre fois supérieure... Des valeurs nulles peuvent être ajoutées suite à la séquence d'échantillons, conformément à une technique traditionnelle, dite méthode de concaténation avec des zéros, d'interpolation de la représentation en fréquence. Cette méthode permet de réduire avantageusement le pas d'échantillonnage fréquentiel dans la bande de Shannon-Nyquist. Compte tenu de ce qui précède, chaque échantillon fréquentiel numérique de mesure est représentatif d'une composante fréquentielle du signal 7 numérique de mesure logée dans une bande de fréquences dont la largeur correspond au lobe principal de la fonction de fenêtrage. Le circuit 137 traitement comprend en outre un module 9 de détection de hauteur de note adapté pour produire un signal numérique, dit signal de fondamentale, à partir du signal 7 numérique de mesure, de sorte que ledit signal de fondamentale est représentatif d'une valeur de fondamentale détectée courante pour chaque fenêtre d'observation de la transformée en fréquence. Dans l'exemple, le module 9 de détection de hauteur de note comprend un sous module (non représenté) de détection de hauteur de note adapté pour fournir à chaque itération une valeur préliminaire de fondamentale détectée pour cette itération. En pratique, une technique traditionnelle de détection de hauteur de note peut être mise en oeuvre à partir des échantillons du signal 7 numérique de mesure de la fenêtre d'observation courante. En particulier, une technique de détection dans le temps peut être utilisée, par exemple une technique de détection par autocorrélation du signal numérique de mesure (cf McLeod et Wyvill, A smarter Way to Find Pitch, département des sciences informatiques de l'université d'Otago - Nouvelle Zélande). En alternative, une technique de détection en fréquence peut être utilisée, par exemple une technique de détection à partir d'une représentation en fréquence du signal numérique de mesure selon une échelle logarithmique de la fréquence, telle qu'enseignée dans les publications de Puckette et Brown: An efficient algorithm for the calculation of a constant Q transform (Journal of the Acoustical Society of America, vol. 92, no. 5, novembre 1992) et A high resolution fundamental frequency determination based on phase changes of the Fourier transform (Journal of the Acoustical Society of America, vol. 94, no. 2, pt. 1, août 1993). Rien n'empêche d'utiliser d'autres types de techniques. Le module 9 de détection de hauteur de note de l'exemple comprend en outre un sous module (non représenté) d'affinage par vocodeur de phase de la valeur préliminaire de fondamentale détectée. En pratique, une valeur furax de mesure affinée de la fréquence peut être déterminée pour un échantillon fréquentiel numérique de mesure, dit échantillon de maximum, de valeur d'amplitude maximale pour la fenêtre d'observation courante selon la variation de la valeur de phase dudit échantillon de maximum par rapport à l'échantillon fréquentiel numérique de mesure d'indice correspondant de l'itération précédente. La formule suivante illustre ce principe : f (t) = fs ur e(r,wmax) - 0(r -1,wmax) + 2z • cste 2z -A Dans cette formule : - A représente la durée du pas de décalage en nombre d'échantillons, - r représente l'indice de l'itération courante, - represente l'indice d'échantillon de maximum dans la wmax représentation en fréquence, - fs représente la fréquence d'échantillonnage en Hertz du signal de mesure, - 0 représente la phase dans la représentation en fréquence, - cste est un entier à déterminée de sorte que la valeur f max de mesure affinée se trouve au plus proche d'une fréquence centrale de la bande de 10 fréquence de la transformée de fourrier auquel correspond l'indice d'échantillon de maximum. Le module 9 de détection de hauteur de note de l'exemple est adapté pour produire à chaque itération, un échantillon numérique du signal de fondamentale selon la valeur furax de mesure affinée d'une valeur de rang 15 d'harmonique auquel correspond l'échantillon de maximum, compte tenu de la valeur préliminaire de fondamentale détectée. La formule suivante illustre ce principe : fm(r) r 1 (r) fmax(r) max Dans cette formule : - fm(r) représente la valeur de fondamentale détectée courante pour l'itération r, - max(r) represente le rang d'harmonique le plus proche en fréquence de la valeur fur de mesure affinée compte tenu de la valeur préliminaire de fondamentale détectée. Dans l'exemple, le sous module de détection de hauteur de note et le sous module d'affinage par vocodeur de phase sont adaptés pour produire un signal de fondamentale dont les valeurs sont comprises dans un intervalle de détection d'un octave s'étendant vers les aigus à partir d'une fréquence fondamentale nominale de la vibration de la corde à vide. 25 20 25 Le circuit 137 de détection de l'exemple comprend en outre un module, dit module 12 de prédiction à court terme, de prédiction des valeurs de phases des échantillons fréquentiels numériques de mesure de la fenêtre 13 d'observation suivante. En pratique, le module 12 de prédiction à court terme de l'exemple est adapté pour produire à chaque itération un échantillon fréquentiel numérique, dit échantillon pa(t+1,w) préliminaire, à partir de chaque échantillon fréquentiel numérique de mesure, dit échantillon m(t,w) de mesure courant, issu de la fenêtre 10 d'observation courante et de l'échantillon fréquentiel numérique de mesure, dit échantillon m('r -1,w) de mesure précédent, d'indice correspondant issu de la fenêtre 11 d'observation précédente. En pratique, l'échantillon pa(r+1,w) préliminaire peut être produit selon le principe de la formule suivante : pa(r +1,w) = _m(Te)2 I m(r -1,w)I mer- 10) m(r,w) Compte tenu de ce qui précède, l'échantillon pa(r+1,w) préliminaire est représentatif d'une valeur d'amplitude correspondant à celle de l'échantillon m(r,w) de mesure courant et d'une phase correspondant à la somme de la valeur de phase de l'échantillon de m(r',w) de mesure courant et d'une valeur de déphasage entre l'échantillon m(x,w) de mesure courant et l'échantillon m(r -1,w) de mesure précédent. Selon un principe de cohérence de phase, chaque échantillon fréquentiel logé dans le lobe principal de la transformée de fourrier d'une sinusoïde présente un déphasage spécifique relativement à chaque échantillon fréquentiel voisin dans le lobe. La formule suivante définit une valeur 450 théorique du déphasage d'un échantillon fréquentiel du domaine des fréquences positives de la bande de Shannon-Nyquist, compris dans un lobe de sinusoïde, par rapport à un échantillon fréquentiel attenant à gauche dans le lobe : 60=W-1.z N Dans cette formule, W représente la longueur des fenêtres d'observation en nombre d'échantillons, et N représente le nombre d'échantillons 27 fréquentiels des représentations en fréquence correspondantes (N > W en cas d'une mise en oeuvre de la méthode de concaténation avec des zéros). Compte tenu de ce qui précède, les valeurs d'échantillons pa(r+l,w) préliminaires sont déphasés par rapport aux valeurs d'échantillons m(r,w) de mesure courant selon des valeurs différentes d'un échantillon pa(r + 1,w) préliminaire attenant à l'autre, ce qui est susceptible de rompre une cohérence de phase existant éventuellement entre les valeurs d'échantillons in(r,w) de mesure courants. Pour pallier à ce problème, le module 12 prédiction à court terme de l'exemple traite les échantillons pa(r + 1,w) préliminaires selon le principe illustré dans la formule suivante : e-a86pa(r+1,w-1)+pa(r+1,w)+eiôOpa(r+1,w+1) wz1 e-ieepa(r+1,w-1)+pa(r+1,w)+eib°pa(r+l,w+1) Dans cette formule, pa(r + Lw) désigne la valeur de l'échantillon prédit, produit en sortie du module 12 de prédiction à court terme. De préférence les facteurs complexes ei89 et e- id" peuvent êtres prédéterminés et préenregistrés dans une mémoire du module 12 de prédiction à court terme en vue de simplifier la mise en oeuvre du module 12 de prédiction à court terme. En outre, en l'absence d'une mise en oeuvre de la méthode de concaténation avec des zéros, la partie imaginaire des facteurs complexes précités peut être négligée. Le circuit 137 de détection comprend en outre un module 14 de détection d'atténuation adapté pour produire à chaque itération un échantillon fréquentiel numérique, dit échantillon d'atténuation, représentatif d'un facteur d'atténuation d'amplitude du signal 7 numérique de mesure, à partir de chaque échantillon in(r,w) de mesure courant et de l'échantillon pa(r,w) prédit d'indice correspondant produit lors de l'itération précédente. La figure 5 représente, dans le plan complexe, trois exemples de valeurs d'échantillons i (r,w) de mesure courants et trois exemples de valeurs d'échantillons pa(r,w) prédits correspondants. Ces exemples illustrent un principe de détection d'atténuation mis en oeuvre par le module 14 de détection d'atténuation de l'exemple. Selon ce principe, l'échantillon m(r,w) de mesure courant est, le cas pa(r+1,w)= pa(r+1,w) échant, représentatif de la superposition d'une composante 20, 21, du signal 7 numérique de mesure, maintenue avec une atténuation nulle ou partielle dans la bandes de fréquences de l'échantillon entre l'itération précédente et l'itération courante, avec une composante 22, 23, du signal 7 numérique de mesure apportée entre ces itération dans la bande de fréquences. Compte tenu de ce qui précède, un échantillon fréquentiel numérique représentatif de l'atténuation de la composante maintenue peut être produit par projection orthogonale dans le plan complexe la valeur de l'échantillon m(-r,w) de mesure courant sur la droite 25 de l'échantillon pa(r,w) prédit correspondant. Dans le premier exemple de la figure 5, la composante (non représentée) de projection correspondante est en opposition de phase avec l'échantillon pa(r,w) prédit. Cet exemple correspond dès lors à une atténuation totale, entre l'itération précédente et l'itération courante, de la composante fréquentielle, dite composante préexistante, de l'échantillon m(r - l,w) de mesure précédent, l'échantillon in(t,w) de mesure courant étant uniquement représentatif d'une composante apportée. Dans le deuxième exemple de la figure 5, la composante de projection (non représentée) n'est pas en opposition de phase avec l'échantillon Pa('r,w) prédit et présente une amplitude supérieure. Cet exemple correspond dès lors à une atténuation détectée nulle de la composante préexistante 20 entre l'itération précédente et l'itération courante, l'échantillon pa (r,w) prédit étant alors représentatif de la composante maintenue correspondante. Dans le troisième exemple, la composante de projection n'est pas en opposition de phase avec l'échantillon pa(r,w) prédit et présente un module inférieur. Cet exemple correspond dès lors à une atténuation partielle de la composante préexistante entre 25 l'itération précédente et l'itération courante. Dès lors, le principe de détection précédemment décrit permet de détecter une atténuation partielle ou totale de la composante préexistante alors que l'intensité se trouve globalement amplifiée dans la bande de fréquence entre l'itération précédente et l'itération courante. Le module 14 de détection d'atténuation de l'exemple est adapté pour produire les échantillons d'atténuation en outre à partir de données, dites données d'amortissement, préenregistrées dans une mémoire 210 du circuit 137 de détection, couplée au module 14 de détection d'atténuation. Les données d'amortissement de l'exemple sont représentatives de facteurs prédéterminés d'amortissement de la corde en vibration libre d'une fenêtre d'observation sur l'autre. Dès lors, le module 14 de détection d'atténuation de l'exemple est adapté pour produire des échantillons 15 d'atténuation particulièrement représentatifs de l'effet d'atténuation résultant de contacts impartis sur la corde par l'instrumentiste, sans souffrir de l'effet naturel d'amortissement de la corde, imputable aux frottements dans l'air, à la résistivité acoustique de l'instrument... De préférence, les données d'amortissement sont représentatives de facteurs d'amortissement propres à différentes bandes de fréquences, par exemple une valeur )3(w) d'amortissement propre à chaque indice w de la représentation en fréquence. En pratique, le module 14 de détection d'atténuation de l'exemple est adapté pour produire un échantillon fréquentiel numérique G(r,w), dit échantillon de gain d'amplitude, représentatif d'une valeur de gain d'amplitude de la composante préexistante entre l'itération précédente et l'itération courante selon le principe de la formule suivante : G(r,w) = Pa(ro) • m(i, P( 0)) Pa (t'a)) Pa (i,w) Dans cette formule, (3(w) désigne le facteur d'amortissement en vibration libre correspondant à l'indice w de la représentation en fréquence, le symbole • désigne l'opérateur de produit scalaire et le symbole * désigne le complexe conjugué. 25 Par ailleurs, le module 14 de détection d'atténuation de l'exemple est adapté pour produire lesdits échantillons d'atténuation à partir des échantillons de gains d'amplitude par seuillage, selon le principe de la formule suivante : 0 G(r,w) s 0 a(x,w) = 1 G(r,w) a 1 G(r,w) 0 En particulier, le module 140 d'étalonnage peut mettre en oeuvre une méthode de détection de la stationnarité du signal 7 numérique de mesure entre deux fenêtre d'observation successives, en vue de ne tenir compte que des échantillons d'atténuation produits alors que le signal 7 numérique de mesure répond à des critères de stationnarité minimale. En outre, les données propres à chaque indice de la représentation en fréquence peuvent être produites selon un seuil minimal d'intensité de la composante fréquentielle correspondante, en dessous duquel les échantillons fréquentiels d'atténuation correspondants sont ignorés. De préférence, le module 140 d'étalonnage peut en outre s'exécuter à partir du signal de fondamentale de sorte que les données d'amortissement produites sont représentatives de facteurs d'amortissement de composantes fréquentielles harmoniques du signal 7 numérique de mesure. Un tel étalonnage permet de déterminer données d'amortissement précises suite à l'exécution de différentes notes le long du manche de la guitare, en laissant résonner la corde en vibration libre de façon prolongée entre chaque note. En combinaison ou en alternative, tout ou partie des données d'amortissement peuvent être saisies par l'intermédiaires des moyens 65 de saisie du dispositif. En outre, rien n'empêche d'utiliser des données d'amortissement prédéterminées par tout moyen indépendamment de l'instrument effectivement raccordé au dispositif, en particulier des données prédéterminées pour un modèle prédéfini d'instrument ou une gamme prédéfinie modèles d'instruments dont la résistivité acoustique varie de manière peu ou pas significative en fonction des conditions d'utilisation (température, humidité...) et d'un exemplaire l'autre. Le circuit 137 de détection de l'exemple comprend en outre un module 30 de détection d'excitation adapté pour produire, à chaque itération pour chaque échantillon m(r,co) de mesure courant, un échantillon fréquentiel, dit échantillon d'excitation, représentatif de la composante 19, 22, 23, apportée entre l'itération courante et l'itération précédente. En particulier, chaque échantillon d'excitation peut être produit à partir de l'échantillon m(x,co) de mesure courant, de l'échantillon pa(t,co) prédit correspondant, des données d'amortissement et de l'échantillon d'atténuation correspondant de l'itération courante. En pratique, le module 30 de détection d'excitation peut être mis en oeuvre selon le principe de la formule suivante : é(r,co) = m(i,w) - (' w) Pa (ro) co Dans cette formule, é(r,co) représente la valeur de l'échantillon d'excitation. De préférence, il peut être tenu compte de l'effet de l'amortissement en vibration libre. Pour ce faire, le module 30 de détection d'excitation selon le principe de la formule suivante : 33 é(r,w) = m(-ro) - a(r,w) pa(T,0)) Rien n'empêche de produire les échantillons é(r,co) d'excitation selon une méthode de détection plus approximative de la composante apportée, par exemple de sorte que chaque échantillon est représentatif d'une composante 22, 28, 29, de perturbation correspondant à la superposition de la composante 19, 22, 23, apportée et d'une composante 26, 27, retranchée. Le circuit 137 de détection comprend en outre un module, dit module 47 de prédiction à moyen terme, de prédiction des valeurs d'échantillons fréquentiels numériques de mesure correspondant à une fenêtre 48 d'observation ultérieure à la fenêtre 10 d'observation courante. Le module 47 de prédiction à moyen peut être réalisé de façon identique au module 12 de détection à court terme en vue de produire un échantillon pb(r + 0 ,w) prédit pour chaque échantillon fréquentiel de mesure de ladite fenêtre 48 d'observation ultérieure, à la différence que les échantillons pb (r + 0 ,co) préliminaires correspondants sont produit selon le principe de la formule suivante : W iit(r,w) I m(r -1,w)I W A Pb(r + A 'w) = - m(2'w) 171(r -1,w) m(r,w)I Le circuit 137 de détection comprend en outre un module, dit module 263 de transformée inverse adapté pour produire à chaque itération des échantillons numériques représentatifs d'une forme 50 d'onde prédite pour la fenêtre 48 d'observation ultérieure à partir des échantillons pb(r+ 0 ,w) prédits correspondants. En pratique, une méthode rapide de transformée de fourrier inverse peut être mise en oeuvre, avec troncature des derniers échantillons -dans le cas d'une mise en oeuvre de la méthode traditionnelle de concaténation avec des zéros-, puis pondération des valeurs des échantillons résultants selon la fonction de fenêtrage et selon un facteur de normalisation d'amplitude déterminé selon la formule suivante : Dans cette formule, w désigne représente la fonction de fenêtrage et d représente ledit facteur de normalisation. Le circuit 137 de détection module comprend en outre un module 264 de construction d'un signal numérique, dit signal 51 de prédiction, adapté pour produire, à chaque itération, une séquence d'échantillons numériques, dite séquence 52 prédite, du signal 51 de prédiction, correspondant à l'intervalle du pas de décalage vers la fenêtre 13 d'observation suivante, dit intervalle 49 suivant de décalage. Les valeurs d'échantillons des séquences 53, 54, 55, d'échantillons numériques des formes d'ondes 50, 56, 57, prédites de l'itération courante et des itérations précédentes, correspondant audit intervalle 49 suivant de décalage sont sommés deux à deux à cet effet. Les échantillons numériques de la forme d'onde 50 prédite de l'itération courante sont enregistrés dans une mémoire (non représentée) du module 264 de construction en vue des itérations suivantes. Le circuit 137 de détection de l'exemple comprend en outre un module 58 de détection de perturbation à bref délai adapté pour produire, à chaque itération, une séquence d'échantillons numériques, dite séquence 59 de perturbation, d'un signal s£(n) de perturbation détectée. Le module de détection de l'exemple est adapté pour produire ladite séquence 59 de perturbation à partir de la séquence 60 d'échantillons numérique du signal 7 numérique de mesure s'étendant dans l'intervalle, dit intervalle 61 courant de décalage, du pas de décalage entre la fenêtre 11 d'observation précédente et la fenêtre 10 d'observation courante, et à partir de la séquence 62 prédite déterminée lors de l'itération précédente, de sorte que ladite séquence 59 de perturbation est représentative de la différence entre la forme d'onde du signal 7 numérique de mesure et la forme d'onde du signal 51 de prédiction pendant l'intervalle 61 courant de décalage. Le circuit 141 de prétraitement de l'exemple est adapté pour mettre en oeuvre un filtre numérique de façon à produire un signal numérique filtré à partir des échantillons de source sonore, le signal numérique filtré étant représentatif de la forme d'onde sonore après filtrage du son préenregistré dans le 35 fichier numérique sélectionné. Le filtre du circuit 141 de l'exemple est conçu pour compenser au moins partiellement, lors du fonctionnement du périphérique 136 synthétiseur en mode interactif de synthèse sonore, un déséquilibre naturel des intensités relatives des composantes fréquentielles de la corde au profit des fréquences graves par rapport aux fréquences aigues. À titre indicatif, la formule suivante définie l'intensité théorique relative en décibels pour différente harmoniques d'une corde en résonance libre, suite à un pincement ponctuel idéal conférant un profil triangulaire à la corde avant le déclenchement de la vibration : PdB(r,a) = 201og10 2 i Dans cette formule, a représente le rapport de la distance entre le sommet du profil triangulaire de la corde et le chevalet, sur la longueur de la corde. Compte tenu de ce qui précède, le filtre du circuit 141 de prétraitement peut être conçu de façon à procurer un gain d'égalisation des composantes fréquentielles harmoniques, dites harmoniques préenregistrées, du son préenregistré correspondant au carré du rang de chaque harmonique préenregistrée. De préférence, les valeurs de gains d'égalisation peuvent être plafonnées selon une valeur seuil de gain maximal prédéfinie en vue de prévenir l'émergence au-delà d'un seuil auditif tolérable, d'éléments sonores nuisibles suscités par un bruit de fond microphonique hautes fréquences et/ou par un bruit de fond hautes fréquences de l'enregistrement du son sélectionné. En pratique, ce seuil peut être ajusté par l'entremise des moyens 65 de saisie du dispositif 3. En alternative, ce seuil peut être déterminé à selon des valeurs de mesure du rapport signal sur bruit du micro hexaphonique et/ou des valeurs de mesure du rapport signal sur bruit du son sélectionné. En pratique, le filtre du circuit 141 de prétraitement peut être adapté pour déterminer les coefficients d'un filtre numérique à réponse impulsionnelle finie, dit filtre FIR, et à phase linéaire, selon une méthode itérative traditionnelle de conception de filtre numérique à partir d'un gabarit de filtre défini selon les valeurs de gains d'égalisation et de données, dite données de hauteur de 36 note d'origine, représentatives de la fondamentale f v du son sélectionné. En pratique, les données de hauteur de note d'origine peuvent être produites et préenregistrées par tout moyen sous forme de méta données dans le fichier numérique du son préenregistré sélectionné, et transmises au périphérique 136 synthétiseur avec les échantillons de source sonore. En alternative, les données de hauteur de note d'origine peuvent être saisies par l'entremise des moyens 65 de saisie. En alternative ou en combinaison, le circuit 141 de prétraitement peut être adapté pour mettre en oeuvre une méthode de détection de hauteur de note en vue de produire lesdites données de hauteur de note d'origine à partir des échantillons de source sonore. En outre, le circuit 141 de prétraitement de l'exemple est adapté pour mettre en oeuvre une méthode de transformée de fourrier de fourrier à fenêtre glissante conforme au module 8 de transformée en fréquence du circuit 137 de détection de façon à produire des échantillons fréquentiels numériques, dits échantillons préenregistrés (représentés par le symbole V dans la figure 4), selon une même longueur de fenêtre d'observation, une même fonction de fenêtrage, et un même pas de décalage, à partir du signal numérique filtré dont les valeurs d'échantillons numériques correspondant à une première partie 66 sont préalablement réduits à une valeur nulle. Dès lors, les échantillons préenregistrés sont descriptifs de représentations en fréquence de segments successifs, dits segments 69, 70, préenregistrés, d'une deuxième partie 67 du signal numérique filtré, se chevauchant décalés selon le pas de décalage. Les données de hauteur de note d'origine, les échantillons préenregistrés et une séquence, dite séquence initiale, d'échantillons du signal numérique filtré correspondant à ladite première partie 66 forment les données de timbre transmises au circuit 68 de synthèse et enregistrées, tel que précédemment décrit, dans la mémoire 139 du circuit 68 de synthèse. Le circuit 137 de détection de l'exemple est électriquement relié au circuit 68 de synthèse de façon à transmettre à la volée, le signal de fondamentale, les échantillons du signal de perturbation, les échantillons d'atténuation et les échantillons d'excitation produits à chaque itération. Le circuit 68 de synthèse de l'exemple comprend plusieurs modules 142 générateurs, chacun adapté pour produire lors de chaque itération, des échantillons fréquentiels numériques modifiés, dits échantillons modifiés, à partir des échantillons préenregistrés correspondant à un segment 69, 70, préenregistré. En particulier, chaque module 142 générateur est adapté pour pouvoir produire, lors d'itérations successives, des échantillons modifiés issus de segments 69, 70, préenregistrés successifs. Pour ce faire, le sous module 142 générateur, peut être adapté pour incrémenter à chaque itération, un index enregistré dans un espace mémoire de la mémoire 139, propre audit module 142 générateur, ledit index étant représentatif du segment préenregistré courant pour le module 142 générateur. Chaque module 142 générateur de l'exemple met en oeuvre, à chaque itération, une étape 158 de modifications en fréquence en vue notamment de transposer en fréquence lesdites harmoniques préenregistrées selon le signal de fondamentale, et notamment de pondérer l'amplitude desdites harmoniques préenregistrées selon des échantillons d'atténuation produits pour l'itération courante. Compte tenu de ce qui précède, chaque module 142 générateur produit pendant plusieurs itérations successives, des échantillons modifiés correspondant à des segments 69, 70, préenregistrés successifs, lesdits échantillons modifiés étant descriptifs de représentations en fréquences de segments, dits segments modifiés, successifs d'un son modifié issu du son sélectionné. Ladite étape 158 de modifications en fréquence comprend notamment une sous étape 143 d'interpolation et une sous étape 146 de translation exécutées pour chaque harmonique préenregistrée du son sélectionné. Ces sous étapes mettent en oeuvre une transposition en fréquence de l'harmonique préenregistrée vers une fréquence harmonique, dite fréquence 39, 40, 41, de transposition, conforme à la valeur courante du signal de fondamentale. Dès lors, le son modifié est constitué de plusieurs composantes, dites contributions fréquentielles, chacune issue d'une harmonique préenregistrée, et chacune modulée en fréquence au fur et à mesure d'itérations successives, selon des valeurs de fréquences de transpositions correspondantes successivement en vigueur lors desdites itérations successives. La formule suivante exprime le décalage 71, 72, 73, 38 74, en fréquence de la transposition à mettre en oeuvre à chaque itération et pour chaque harmonique préenregistrée en fonction d'un rang de transposition en vigueur pour cette harmonique préenregistrée : 8cyr,r)=(pn(r,r)• fm(i)ùr•f) N 1 fs Dans cette formule : - p?l(t,r) désigne le rang de transposition de l'harmonique préenregistrée de rang r, en vigueur lors de l'itération r et pour le module générateur ii, - 8wTl(r,r) désigne ledit décalage en fréquence de la transposition à mettre en oeuvre, en termes d'échantillons fréquentiels. Chaque module 142 générateur est adapté pour mettre en oeuvre une étape 154 d'initialisation dans la mémoire 139, de données de rangs de transposition propres au module 142 générateur, et représentatives d'une valeur de rang de transposition en vigueur pour chaque harmonique préenregistrée. Cette étape est exécutée lors de chaque itération correspondant, pour ce module, à une modification d'un premier segment 69 préenregistré. De préférence, les données de rangs de transposition peuvent être initialisées de façon à transposer, lors de l'étape 158 de modifications en fréquence exécutée pour le premier segment 69 préenregistré, chaque harmonique préenregistrée vers une fréquence harmonique de rang correspondant. Le circuit 68 de synthèse de l'exemple comprend en outre un module 75 de sélection adapté pour extraire de la mémoire 139, lors de chaque itération, un jeu de données de mise à jour représentatives d'une nouvelle valeur de rang de transposition pour chaque valeur précédemment en vigueur lors de l'itération précédente. Le module 75 de sélection est adapté pour sélectionner ledit jeu de données de mise à jour parmi plusieurs jeux de données de mise à jour préenregistrés dans la mémoire 139 du circuit 68 de synthèse. Le graphique de la figure 11 illustre un principe selon lequel produire chaque jeu de données de mise à jour. Ce graphique présente des droites 39 obliques correspondant chacune à une valeur de rang de transposition en vigueur lors de l'itération précédente, ladite droite représentant la fréquence de transposition correspondante, dite fréquence précédente, en fonction du taux (en abscisse) de variation de la fondamentale détectée courante par rapport à l'itération précédente. Lesdites fréquences précédentes 76, 77, 78, 79, sont réparties dans des intervalles 80, 81, 82, de proximité fréquentiels s'étendant chacun autour d'une fréquence 39, 40, 84, harmonique par rapport à la valeur courante du signal de fondamentale. Cette répartition est constante à l'intérieur d'intervalles, dits sous domaines 87, 88, 89, d'un domaine 90 de détection du taux de variation. Dans l'exemple, un jeu de données de mise à jour est prédéterminé pour chacun desdits sous domaines 87, 88, 89, de façon à définir, pour plusieurs valeurs de rangs de transpositions basses fréquences (au nombre de quatre dans l'exemple de la figure 11), une nouvelle valeur de rang de transposition en vigueur qui correspond à la fréquence 39, 40, 84, harmonique de l'intervalle de proximité logeant la fréquence 76, 77, 78, 79, précédente correspondante. Dès lors, chaque contribution fréquentielle basse fréquence correspondante est modulée, lors de l'itération courante, vers la plus proche fréquence harmonique en vigueur selon l'échelle logarithmique. En outre chaque jeu de données de mise à jour est prédéterminé dans l'exemple de façon à définir pour chaque valeur de rang de transposition supérieur aux rangs de transposition basses fréquences, une nouvelle valeur de rang de transposition en vigueur selon le principe de la formule suivante : P (r,r) = P(r,R p) + r - R p, r>RP Dans cette formule R P désigne un nombre prédéfini de rangs de transposition basses fréquences selon lequel déterminer les jeux de mise à jour. Dans l'exemple, le module 75 de sélection est adapté pour produire à chaque itération à partir d'un échantillon courant et d'un échantillon précédent du signal de fondamental, un échantillon courant d'un signal représentatif du taux de variation du signal de fondamentale. En outre, le module 75 de sélection est adapté pour s'exécuter à partir de données de seuil prédéterminées par tout moyens et préenregistrées dans la mémoire 139 du circuit 68 de synthèse avec les jeux de données de mise à jour. Les données de seuil de l'exemple sont représentatives de valeurs 91, 92, 93, seuils du taux de variation au-delà desquelles la fréquence 76, 77, 78, 79, précédente d'au moins une contribution fréquentielle basse fréquence bascule d'un sous domaine 87, 88, 89, à un autre. En particulier, les données de seuil et les jeux de données de mise à jour peuvent être prédéterminées par tout moyen en fonction du domaine de détection de hauteur de note du module 9 de détection de hauteur de note et du nombre de rangs de transposition basses fréquences souhaités. Les jeux de données de mise à jour extraite à chaque itération sont transmises à chaque module 142 générateur du circuit 68 de synthèse. Chaque module 142 générateur de l'exemple est en outre adapté pour mettre en oeuvre une étape 155 de mise à jour des données de rangs de transposition. Cette étape est exécutée à partir du jeu de données de mise à jours reçues lors de chaque itération, dite itération de modifications subséquentes, correspondant pour ce module, à une modification d'un segment 70 préenregistré postérieur au premier segment 69 préenregistré. Lors de cette étape, les données de rangs de transposition sont enregistrées, une fois mises à jour, dans la mémoire 139 en vue de l'itération suivante. La formule suivante illustre l'exécution des étapes d'initialisation et de mise à jour des données de rangs de transposition telles que mises en oeuvre dans l'exemple : J r r = r0 (n) p (r,r) = rl r,p (r-1,r) r>r0(ri) \ n Dans cette formule : r,p(r-1,r) I désigne une valeur de mise à jour de rang de transposition définie par le jeu de données de mise à jour en vigueur pour l'itération courante, 25 - p(r -1,r) désigne le rang de transposition de l'harmonique préenregistrée de rang r, en vigueur lors d'une itération précédente r-1 pour le module générateur ri,20 41 - z0(n) désigne la plus récente itération, dite itération de déclenchement, de modifications en fréquence du premier segment 69 préenregistré pour le module générateur n. Les figures 12 et 13 représentent les trajectoires en fréquence de contributions fréquentielles basses fréquences d'un exemple de son modifié produit à partir d'une itération 94 de déclenchement du son modifié et au fur et à mesures des itérations suivantes. Dans ces figures, les fréquences harmoniques en vigueur lors de chaque itération sont représentées par des cercles espacés selon l'axe 95 de la fréquence (en Hertz) en fonction de la valeur 134, 135, courante du signal de fondamentale. La trajectoire fréquentielle de chaque contribution fréquentielle est représentée par une séquence de flèches, chacune s'étendant depuis une valeur de fréquence harmonique correspondant à la fréquence de transposition en vigueur lors de l'itération précédente, jusqu'à une valeur de fréquence harmonique correspondant à la fréquence de transposition en vigueur lors d'une itération courante. La figure 12 représente un exemple dans lequel la fondamentale détectée varie progressivement de sorte que le taux de variation de la fondamentale détectée est logé à chaque itération dans le sous domaine, dit sous domaine 88 de variation progressive, de variation correspondant aux plus faibles valeurs du domaine de variation en valeur absolue. Dès lors, chaque contribution fréquentielle est modulée selon la fréquence d'un même rang d'harmonique au fur et à mesure des itérations. Le dispositif de l'exemple est dès lors adapté pour pouvoir produire un signal de séquence sonore restituant le timbre du son sélectionné de manière particulièrement fidèle et tout à fait représentatif de modulation de la hauteur de note de la corde par modification progressive de sa tension. Il est à noter que le graphique de la figure 11 et les figures 12 et 13 portent sur des exemples différents. En effet, la figure 11 porte sur un exemple donné pour quatre rangs d'harmoniques basses fréquences, tandis que les figures 12 et 13 portent sur des exemples donnés pour neuf rangs d'harmoniques basses fréquence. Le sous domaine 88 de variation progressive qui s'applique pour les exemples des figure 12 et 13 est donc en réalité plus étroit que celui illustré dans la figure 11, toutes choses étant égales par ailleurs. La figure 13 représente un exemple dans lequel la fondamentale détectée varie brusquement de sorte que le taux de variation de la fondamentale est logé en dehors dudit sous domaine 88 de variation progressive lors d'une itération 131. Une telle variation se produit notamment lors d'un changement de hauteur de note exécuté par l'instrumentiste. Dans ce cas, les valeurs des rangs de transposition des contributions fréquentielles sont ajustées lors de cette itération 131 par rapport à l'itération 130 précédente. Tel qu'illustré dans cette figure la modulation en fréquence des contributions fréquentielles qui en résulte est relativement progressive, malgré la variation brusque de la fondamentale détectée. Le principe illustré à la figure 11 peut faire l'objet de nombreuses variantes de mise en oeuvre. En particulier, une minimisation de la modulation en fréquence peut être réalisée selon d'autre échelles de fréquence, en particulier une échelle rendant plus finement compte que l'échelle logarithmique, de la sensibilité de l'oreille humaine aux écarts de fréquences. Dans la sous étape 143 d'interpolation, un faisceau d'échantillons fréquentiels numériques, dit faisceau d'harmonique, est produit à partir d'échantillons préenregistrés, dits échantillons d'origine, situés dans et autour de la bande 96, 97, 98, 99, de fréquences du lobe principal de la fonction de fenêtrage centré autour de la fréquence 100, 101, 102, 103, de l'harmonique préenregistré, de sorte que les échantillons dudit faisceau d'harmonique sont représentatifs de valeurs interpolées d'échantillons fréquentiels selon à des indices de la représentation en fréquence décalés selon une valeur de reliquat d'arrondi de la valeur de décalage 71, 72, 73, 74, de transposition en fréquence. Des exemples de valeurs (en traits plein) d'amplitudes d'échantillons d'origine et de valeurs (en pointillés) d'amplitudes interpolées correspondantes sont représentées dans la figure 14. En particulier, la sous étape d'interpolation peut être mise en oeuvre selon une méthode d'interpolation linéaire. Cette étape d'interpolation permet de compenser en partie l'erreur d'approximation se produisant en raison d'un décalage de transposition en nombre entier d'échantillons fréquentiels, tels que mis en oeuvre lors de la sous étape 146 de translation décrite ci-après. La formule suivante illustre le principe de la sous étape 143 d'interpolation : r f L-1 wl(r)=N f v- 2 +l - (bw (r,r) - (,r,r) l=O..L-1 s Dans cette formule : - col(r) désigne l'indice dans la représentation en fréquence correspondant à l'échantillon d'indice 1 du faisceau d'harmonique, - L désigne un nombre d'échantillons numériques dont chaque faisceau est constitué, cette valeur dépendant de la largeur du lobe principal de la fonction de fenêtrage, - 8w~(r,r) désigne la valeur arrondie du décalage de transposition en fréquence en nombre d'échantillons fréquentiels. L'étape 158 de modifications en fréquence comprend en outre une sous étape 144 de pondération exécutée pour chaque faisceau d'harmonique produit suite à la sous étape 143 d'interpolation, dans laquelle un faisceau d'échantillons fréquentiels numériques, dit faisceau de contribution, est produit à partir du faisceau d'harmonique, de données d'ajustement de la phase et d'un faisceau, dit faisceau de modulation, d'échantillons numériques à valeurs complexes. Lors de chaque itération de modifications du premier segment 69 préenregistré, le module 142 générateur est adapté pour mettre en oeuvre, suite à l'étape 154 d'initialisation des données de rangs de transposition et préalablement à l'étape 158 de modifications en fréquence, une étape 156 d'initialisation des faisceaux de modulation. Dans cette étape, les échantillons des faisceaux de modulation correspondants aux différentes harmoniques préenregistrées sont initialisés et enregistrés dans la mémoire 139. Dans l'exemple, chaque faisceau de modulation est initialisé à partir d'un faisceau, dit faisceau d'excitation, d'échantillons d'excitation courants logés dans la bande 35, 36, 37, de fréquences du lobe principal de la fonction de fenêtrage centrée autour de la fréquence 39, 40, 41, de transposition en vigueur pour l'harmonique préenregistrée compte tenu des données de rangs de transposition et de la valeur courante du signal de fondamentale détectée. De préférence, les valeurs 104, 105, 106, d'amplitudes des échantillons de chaque faisceau d'excitation peuvent être égalisés, lors de l'étape 156 d'initialisation des faisceaux de modulation de sorte que des valeurs d'amplitude du faisceau de modulation résultant présente un profil plat en fréquence. Pour ce faire, chaque valeur d'échantillon du faisceau d'échantillons d'excitation peut être pondérée selon la valeur du rapport de la valeur 104, 106, d'amplitude maximale du faisceau d'échantillons d'excitation sur la valeur d'amplitude de l'échantillon. Lors de chaque itération de modifications d'un segment 70 préenregistré postérieur, le module 142 générateur est adapté pour exécuter, suite à l'étape 155 de mise à jour des données de rangs de transposition et préalablement à l'étape 158 de modifications en fréquence, une étape 157 d'atténuation. Dans cette étape, les faisceaux de modulation enregistrés en mémoire lors de l'itération précédente sont mis à jour selon des échantillons d'atténuation produits lors de l'itération courante. A cet égard, le circuit 68 synthétiseur comprend en outre un module 159 de contrôle d'atténuation adapté pour produire à chaque itération, des données, dites données d'atténuation d'harmoniques, à partir du signal de fondamentale et des échantillons d'atténuation courants et fournir lesdites données d'atténuation d'harmoniques aux modules 142 de générateurs. En particulier, les données d'atténuation d'harmoniques de l'exemple comprennent des données d'atténuation basses fréquences représentatives, pour chaque rang d'un nombre prédéfini de rangs de transposition basses fréquences (ce nombre étant éventuellement différent de celui prédéfini pour la production des jeux de données de mise à jour), de la valeur 32, 33, 34 d'échantillon d'atténuation correspondant à la plus faible atténuation dans la bande 35, 36, 37, de fréquences du lobe principal de la fonction de fenêtrage centrée autour de la fréquence 39, 40, 41, de transposition correspondante (compte tenu de la valeur de fondamentale détectée courante). En outre, les données d'atténuation d'harmonique de l'exemple comprennent des données d'atténuation hautes fréquences, produites à partir des données d'atténuation basses fréquences. En particulier, les données d'atténuation basses fréquences de l'exemple sont représentatives de facteurs d'atténuation des rangs hautes fréquences correspondent avantageusement à la moyenne des facteurs d'atténuation des rangs basses fréquences : Ry Y(r,p) = R Y(rX) (p> Ry) yx=1 Dans cette formule y(r,p) représente le facteur d'atténuation s'appliquant pour les harmoniques préenregistrées correspondant au rang de transposition p, et Ry désigne un nombre prédéfini de rangs de transposition basses fréquences (Ry peut être différent de Rp). Les échantillons des faisceaux de modulation mis à jour lors de l'étape 157 d'atténuation sont enregistrés dans la mémoire 139 en vue de l'itération suivante. La formule suivante illustre le principe d'atténuation des valeurs d'amplitude des faisceaux de modulation tel que mis en oeuvre dans l'exemple : zn(r,r,l) = Tl(r - l,r,l) y(-c,pn(-r,r)), (r > ro(r1)) Dans cette formule, Tl(r,r,l) désigne la valeur de l'échantillon numérique d'indice 1 du faisceau de modulation correspondant à l'harmonique préenregistrée de rang r pour le module générateur 'q. En outre, lors de chaque itération de modifications du premier 20 segment 69 préenregistré, le module 142 générateur est adapté pour exécuter, suite à l'étape 154 d'initialisation des données de rangs de transposition et préalablement à l'étape 158 de modifications en fréquence, une étape 160 d'initialisation des données d'ajustement de la phase. Par ailleurs, lors de chaque itération de modifications d'un segment 70 préenregistré postérieur, le module 142 générateur 25 est adapté pour exécuter, suite à l'étape 155 de mise à jour des données de rang de transposition et préalablement à l'étape 158 de modifications en fréquence, une étape 161 de mise à jour des données d'ajustement de la phase. 10 15 Les données d'ajustement de la phase de l'exemple sont représentatives d'un coefficient complexe permettant d'assurer une continuité de phase entre les échantillons modifiés produits lors de l'itération courante et ceux produits lors de l'itération précédente. Ces données sont enregistrées dans la mémoire 139 lors de chaque exécution de l'étape 160 d'initialisation ou de l'étape 161 de mise à jour, en vue de l'itération suivante. La formule suivante illustre les principes d'initialisation et de mise à jour des coefficients complexes d'ajustement de la phase mis en oeuvre dans les étapes correspondantes : i2z •&ot(r,r)•A e N r=r0(Tl) i2rr Scon(r,r) • A (1).n (r -1,r) e N r > r0 (rl) Dans cette formule c1 (r,r) désigne le coefficient 71 d'ajustement de la phase. Dans la sous étape 144 de pondération, les valeurs d'échantillons numériques du faisceau d'harmonique sont multipliés deux à deux avec les valeurs d'échantillons du faisceau de modulation en vigueur pour cette 15 itération de façon à moduler les valeurs d'amplitude et de phase des échantillons numériques dudit faisceau d'harmonique. En outre les valeurs d'échantillons numériques du faisceau d'harmonique sont multipliées selon le coefficient complexe d'ajustement de la phase correspondant. La formule suivante illustre le principe de la sous étape 144 de pondération : 20 c~(r,r,l) 1771 (r,r,l) • zn(r,r,l) ~n(r,r) Dans cette formule, c(r,r,l) désigne l'échantillon d'indice 1 du faisceau de contribution et vïl(r,r,l) désigne le faisceau d'harmonique produit suite à la sous étape 143 d'interpolation. La figure 14, représente les amplitudes 107 des échantillons fréquentiels d'exemples de faisceaux de contribution correspondant 25 aux premiers rangs d'harmoniques préenregistrées.10 Dans la sous étape 146 de translation, les échantillons modifiés, correspondant, dans la représentation en fréquence, aux indices fréquentiels décalés selon une valeur 71, 72, 73, 74, arrondie du décalage de transposition par rapport aux indices des échantillons d'origine correspondant à l'harmonique préenregistrée sont produits à partir des échantillons du faisceau de contribution correspondant. En particulier, d'une exécution de la sous étape de translation sur l'autre, les valeurs d'échantillons de deux faisceaux de contributions correspondant aux mêmes indices de la transformée en fréquence sont additionnées dans l'exemple. Par ailleurs, les valeurs d'échantillons de faisceaux de contribution débordant la fréquence de Schannon-Nyquist sont ignorés dans l'exemple. En outre, les valeurs d'échantillons de faisceaux de contribution débordant vers les fréquences négatives de la représentation en fréquence sont repliés vers les fréquences positives dans l'exemple. De préférence, les échantillons modifiés correspondant aux fréquences négatives de la représentation en fréquence sont produits à partir des échantillons modifiés des fréquences positives, par symétrie par rapport à l'origine. La figure 14 représente des exemples de valeurs 108 d'amplitudes d'échantillons modifiés correspondant à une partie basses fréquences de la représentation en fréquence. En outre, lors de l'étape 157 d'atténuation et lors de l'étape 156 d'initialisation des faisceaux de modulation, des données, dites données d'énergie subsistante, représentatives d'une valeur d'énergie globale d'amplitude subsistant pour les échantillons des faisceaux de modulation suite à leur initialisation ou à leur atténuation, sont produites à partir des échantillons correspondants, et transmises à un module, dit module 147 de commande de déclenchement, du circuit 68 de synthèse. Ledit module 147 de commande de déclenchement est adapté pour transmettre à chaque itération à partir des données correspondantes d'énergie subsistante transmises par les modules 142 générateurs, un signal de commande de déclenchement au module 142 générateur correspondant à la plus faible valeur d'énergie globale d'amplitude subsistante. Chaque module 142 générateur de l'exemple exécute en outre, lors de chaque itération préalablement à toute autre étape, une étape 145 de mise à jour de l'index du segment préenregistré courant. Dans cette étape, l'index est réinitialisé de sorte qu'il désigne le premier segment 69 préenregistré dans le cas où le module 142 générateur a reçu le signal de commande de déclenchement lors de l'itération précédente, l'index étant incrémenté dans le cas contraire. Dès lors, les sons modifiés susceptibles de présenter la plus forte intensité sonore sont maintenus d'une itération sur l'autre tandis qu'un son modifié susceptible de présenter la plus faible intensité sonore est interrompu à chaque itération en vue de libérer un module générateur pour la production d'un nouveau son modifié selon les échantillons d'excitation de l'itération. Le module 68 synthétiseur comprend en outre un module 162 de superposition adapté pour mixer les échantillons fréquentiels modifiés produits par les modules 142 de modifications en fréquence lors de chaque itération, de façon à produire des échantillons descriptifs d'une représentation en fréquence courante d'un signal numérique, dit signal 110 de synthèse tonale, dans laquelle les contributions fréquentielles des sons modifiés en cours sont superposés. Le circuit 68 de synthèse comprend en outre un module 163 de transformée inverse adapté pour produire à chaque itération, des échantillons numériques représentatifs d'une forme d'onde, dite forme d'onde 109 tonale, à partir desdits échantillons mixés. En pratique, une méthode rapide de transformée de fourrier numérique inverse peut être utilisée, avec troncature des derniers échantillons -en cas d'une mise en oeuvre de la méthode de concaténation avec des zéros-, puis pondération avec la fonction de fenêtrage et selon ledit facteur de normalisation d'amplitude. Le circuit 68 de synthèse comprend en outre un module 164 de construction du signal 110 de synthèse tonale adapté pour produire à chaque itération une séquence d'échantillons numériques, dite séquence 116 tonale, du signal de synthèse tonale, correspondant à l'intervalle 61 courant de décalage. Les valeurs d'échantillons des séquences d'échantillons numériques 111, 112, 113, des formes d'ondes 109, 114, 115, tonales courantes et passées correspondant à cet intervalle 61 sont superposées à cet effet. Le module 164 de construction est en outre adapté pour enregistrer la forme d'onde 109 tonale de l'itération courante dans une mémoire (non représentée) du module 164 de construction en vue de son utilisation lors d'itérations suivantes. Le circuit 68 de synthèse de l'exemple comprend en outre un module 117 de convolution adapté pour produire une séquence d'échantillons numériques, dite séquence 118 de convolution, d'échantillons par convolution à partir de la séquence 59 de perturbation de l'itération courante et de la séquence initiale des données de timbre. En particulier, la convolution peut être mise en oeuvre selon une technique traditionnelle de convolution rapide (cf. The digital signal processing handbook, Vijay Madisetti, Douglas Bennett Williams, 1998, CRC Press LLC, pp. 8-1 à 8-4). Le module 117 de sélection et de déclenchement d'attaque est en outre adapté pour produire, à chaque itération, une séquence d'échantillons numériques, dite séquence 122 d'attaque correspondant à l'intervalle 61 courant de décalage, par superposition des formes d'onde des séquences 118, 119, 120, 121, de convolution issues des plus récentes itérations, décalées les unes par rapport aux autres selon le pas de décalage conformément au principe de combinaison linéaire du produit de convolution. Ladite séquence 122 d'attaque est représentative d'un tronçon courant d'un signal numérique, dit signal 123 de synthèse inharmonique. Le circuit de détection comprend en outre un module 124 de sortie adapté pour produire le signal de séquence sonore au fur et à mesure des itérations. En particulier, le circuit de détection de l'exemple est adapté pour mixer la séquence 122 d'échantillons d'attaque courante avec la séquence 116 tonale courante selon des facteurs respectifs de gains de superposition, de façon à produire une séquence d'échantillons correspondante, dite séquence de synthèse finale, du signal de séquence sonore. En particulier, lesdits gains de superposition peuvent être déterminés par l'utilisateur à partir des moyens 65 de saisie. Les circuits 68 de synthèse des périphériques 136 sont électriquement reliés chacun à un port d'un circuit 170 de sortie du dispositif 3, ledit circuit 170 de sortie étant adapté pour produire un signal numérique de sortie par mixage des signaux de séquences sonores reçus, transmis par lesdits circuits 68 de synthèse. De préférence, ledit circuit 170 de sortie comprend un module (non représenté de conversion numérique/analogique raccordé à une prise 125 analogique ménagée sur le boîtier 5 rigide de façon à pouvoir raccorder le dispositif sur un amplificateur 126 dotée d'une prise analogique d'entrée correspondante en vue d'une restitution audible du signal numérique de sortie en temps réel. Le circuit 170 de sortie peut en outre comprendre un module d'encodage adapté pour traduire le signal numérique de sortie dans tout autre format de transmission numérique ou analogique adéquat en vue de sa fourniture au niveau d'une prise 127 de sortie adaptée correspondante. En pratique, le circuit 137 de détection, le circuit 141 de prétraitement et le circuit 68 de synthèse de l'exemple peuvent être réalisés au moyen de composants d'électroniques numériques traditionnels, tels que des circuits logiques programmables -notamment de type dit FPGA-, des composants numériques dédiés -portes logiques, bascules, circuits intégrés spécialisés dits ASIC des mémoires mortes, des mémoire flash, des microcontrôleurs.... En outre, chaque circuit peut être réalisé au moyen d'un ou plusieurs microprocesseurs, s'exécutant selon un programme chargé dans une mémoire vive associée, en particulier un ou plusieurs processeurs spécialisé dans le traitement des signaux numériques. L'architecture du circuit 68 de synthèse peut être notamment adaptée en fonction du nombre de modules 142 générateurs à mettre en oeuvre. A cet égard, le déposant a pu constater par l'expérience que l'utilisation d'un nombre réduit de module générateur permet d'obtenir des résultats sonores satisfaisants en régime de vibration libre. En outre, le déposant a pu constater par l'expérience l'utilisation d'un nombre plus élevé, mais suffisamment modeste pour une mise en oeuvre en temps réel, permet d'obtenir en tout temps des résultats sonores représentatifs du jeu de l'instrumentiste, y compris en cours de régime forcé prolongé de la corde (frottement continue, introduction de composantes forcées inharmoniques, bruits, etc.). Compte tenu de ce qui précède, les échantillons d'excitation produits par le circuit 137 de détection pour une ou plusieurs fenêtres d'observation, dites fenêtres de contact d'excitation, s'étendant en partie au moins sur un intervalle de temps du signal 7 numérique de mesure pendant lequel un contact d'excitation est imparti sur la corde, sont représentatifs de valeurs d'amplitudes d'excitation et de phases d'excitation dudit contact d'excitation. En particulier, chaque valeur d'amplitude d'excitation et chaque valeur de phase d'excitation est détectée dans la bande de fréquences de l'échantillon fréquentiel numérique de mesure correspondant. Le cas échéant, les échantillons d'excitation produits par le circuit 137 de détection sont représentatifs d'une séquence détectée de contacts d'excitation impartis sur l'organe vibrant, et forment à ce titre un signal de séquencement selon l'invention. Dans l'exemple, chaque contact d'excitation détecté entraîne la production d'échantillons modifiés représentatifs d'un ou plusieurs sons modifiés, dits sons modifiés de contact, chacun déclenché suite à une fenêtre de contact d'excitation correspondante, dite fenêtre de déclenchement. Les échantillons modifiés de chaque son modifié de contact forment un signal audio de contact selon l'invention, produit en réponse au contact d'excitation correspondant. Dans l'exemple du mode préféré de réalisation de l'invention, les échantillons modifiés de chaque son modifié de contact sont produits à partir des échantillons d'excitation de la fenêtre de déclenchement correspondante, et d'échantillons de source sonore issus du son sélectionné. En particulier, chaque contribution fréquentielle du son modifié de contact est initialement produite par transposition de l'harmonique préenregistrée correspondante autour d'une fréquence de transposition initiale et par pondération de l'amplitude de l'harmonique préenregistrée correspondante selon une valeur d'amplitude d'excitation, dite valeur de gain initial, détectée dans une bande de fréquences logeant la fréquence de transposition initiale. Par ailleurs, chaque contribution fréquentielle est ensuite produite par transposition de l'harmonique préenregistrée correspondante au fur et à mesure d'itérations suivantes, autour des fréquences de transposition successivement en vigueur pour la contribution fréquentielle lors de ces itérations. Lors desdites itérations suivantes, la contribution fréquentielle est produite en outre par pondération de l'harmonique préenregistré selon ladite valeur de gain initial atténuée cumulativement selon des valeurs d'atténuation successives, chacune détectée dans une bande de fréquences du signal 7 numérique de mesure logeant la fréquence de transposition en vigueur lors de l'itération correspondante. En particulier, chaque son modifié de contact est atténué le cas échéant selon des données d'atténuation d'harmoniques représentatives d'une atténuation partielle du son modifié, produites pour une ou plusieurs fenêtres d'observation ultérieures à la fenêtre de déclenchement du son modifié, s'étendant chacune au moins en partie sur un intervalle de temps du signal 7 numérique de mesure pendant lequel un contact d'excitation détecté, ultérieur au contact du son modifié, est imparti sur la corde. Ledit contact d'excitation ultérieur forme alors un contact partiel selon l'invention, et lesdites données d'atténuation d'harmoniques forment des données d'atténuation partielle de rémanence propres audit contact partiel. Par ailleurs, compte tenu de ce qui précède, les échantillons modifiés des sons modifiés de contact correspondant à un contact d'excitation se prolongeant sur plusieurs fenêtre d'observation -frottement de la corde par exemple-se combinent de sorte que le signal de séquence sonore est représentatif d'un son composé résultant représentant de manière particulièrement fidèle et réaliste le contact d'excitation prolongé. La modulation des phases des harmoniques préenregistrées selon des valeurs de phase d'excitation détectés autour des fréquences de transposition initiales correspondantes permet en effet d'assurer une continuité de phase entre chaque son modifié correspondant à un même contact d'excitation. En outre, les sons modifiés déclenchés hors contact de la corde présentent une intensité proportionnelle aux composantes non stationnaires qui en sont à l'origine, de sorte que leur impact sonore est négligeable pour l'instrumentiste. Par ailleurs, tout effet d'atténuation partielle produit par un contact partiel pendant plusieurs fenêtres d'observation est traduit à bref délai dès l'itération correspondant à la première fenêtre d'observation dudit contact. En outre, compte tenu de ce qui précède, le signal de séquence sonore du mode préféré de réalisation de l'invention présente en tout temps un contenu harmonique qui varie conformément au jeu de l'instrumentiste sans effets de changements intempestifs de hauteur de note ou rupture intempestive de résonance malgré toute variation éventuelle du signal de fondamentale correspondant à un changement intempestif de hauteur de note détectée. Dans le cas d'un impact du doigt, dit contact d'harmonique, au niveau d'un noeud de vibration d'un mode vibratoire basse fréquence de la corde, une variation du signal de fondamentale correspondant à un changement intempestif de hauteur de note risque de se produire. A titre d'exemple, la corde de mi grave, dite El, de la guitare jouée à vide présente, après impact du doigt au dessus de la septième frette à partir du sillet du manche de la guitare, une signature fréquentielle tout à fait similaire au si, dit B2, de l'octave supérieur. Une valeur de fondamentale correspondant à la note de si, dit B1, de l'octave inférieur est donc éventuellement détecté par le module 9 de détection de hauteur de note de l'exemple. Dans ce cas, compte tenu de l'ajustement des rangs de transposition qui en résulte (cf. figure 13), chaque contribution fréquentielle basse fréquence dont le rang de transposition est trois avant le contact d'harmonique, est au pire atténuée et modulée de façon négligeable malgré un tel changement intempestif de hauteur de note. En conséquence, lesdites contributions fréquentielles basses fréquences se trouvent atténuées d'une manière similaire en présence ou en l'absence d'un changement intempestif de la hauteur de note détectée suite à la réalisation d'un contact d'harmonique dans le mode préféré de l'invention. Le déposant à pu constater par expérience que le signal de séquence sonore du mode préféré de réalisation de l'invention représente de manière particulièrement fidèle le phrasé mélodique impartis sur la corde y compris en présence de contacts prolongées entraînant une vibration fortement bruitée. En outre, le signal de séquence sonore du dispositif 3 de l'exemple ne présente pas de dissonances sonores, autres que celles propres au son préenregistré le cas échéant, en période de vibration libre de la corde. Par ailleurs, la variation de l'enveloppe d'amplitude de chaque harmonique préenregistrée n'est ni accélérée ou ralentie par effet de la transposition telle que mise en oeuvre dans l'exemple. Dès lors, le dispositif de l'exemple permet de restituer le timbre du son sélectionné de manière particulièrement fidèle. Le signal 123 de synthèse inharmonique de l'exemple est produit par convolution du signal s£(n) de perturbation avec la première partie du signal numérique filtré. Ladite première partie comprenant les composantes transitoires d'attaque du son sélectionné, le signal 123 de synthèse inharmonique permet de traduire avec acuité l'effet percussif de chaque contact produit sur la corde. Dans l'exemple, ce signal 123 de synthèse inharmonique compense un phénomène d'émoussement des attaques des sons modifiés, résultant des modifications en fréquence réalisée par les module 142 générateurs, l'émoussement étant d'autant plus marqué que la fenêtre d'observation est longue. Dans l'exemple du mode préféré de réalisation de l'invention, le signal se(n) de perturbation de l'exemple peut être produit à bref délai à partir du signal 7 numérique de mesure, de sorte que chaque contact imparti est suivi d'une conséquence audible sans délai perceptible pour l'instrumentiste. En effet, le pas de décalage peut être défini pour toute corde de la guitare de façon à correspondre à un délai négligeable, y compris pour les corde graves nécessitant une fenêtre d'observation longue durée pour procurer une précision de détection d'atténuation souhaitée. Le circuit 141 de prétraitement pourrait être amélioré en vue d'extraire de manière plus précise les composantes transitoires du son sélectionné. Toute méthode traditionnelle adaptée pourrait être mise en oeuvre à cet égard. Le déposant a pu constater par l'expérience que de bons résultats peuvent être obtenus pour un nombre modeste de rangs de transposition basses fréquences et une nombre modeste de module 142 générateur, une mise en oeuvre en temps réel s'avérant dès lors possible sans délai rédhibitoire. Le dispositif du mode préféré de réalisation de l'invention, peut faire l'objet de variantes diverses. En particulier, chaque module générateur peut être adapté pour exécuter une étape de sélection, parmi plusieurs jeux de données de timbre issus de différents fichiers numériques de sons préenregistrés, d'un jeu de données de timbre à partir duquel produire le son modifié. La sélection peut être réalisée selon des critères prédéfinis, par exemple selon une échelle d'intensité d'excitation de sorte qu'une restitution plus fidèle de la variation dynamique du timbre d'un instrument de musique dont la sonorité est à reproduire peut être obtenue, par exemple un piano acoustique. Selon une autre variante du mode préféré de réalisation, le circuit de prétraitement peut être adapté pour produire des données de timbre comprenant en outre des données de fréquence d'origine pour chaque harmonique préenregistrée, représentatives d'une valeur affinée de fréquence centrale de l'harmonique préenregistrée en fréquence. Dès lors, les échantillons d'origine à partir desquels produire chaque contribution fréquentielle peuvent être sélectionnés précisément, même pour des sons sélectionnés présentant une inharmonicité marquée. En outre, le dispositif de l'exemple peut être adapté en vue de tenir compte de phénomènes d'inharmonicité de vibration de la corde, tel que par exemple lorsque la corde est très fortement pincée, par effet de l'utilisation de cordes de diamètres élevés... En pratique, le sous module d'affinage par vocodeur de phase du module 9 de détection de hauteur de note peut être adapté pour déterminer, pour chaque rang d'harmonique, une valeur de mesure affinée de la fréquence à partir d'un échantillon fréquentiel numérique de mesure correspondant à un maximum local d'amplitude logé à proximité d'une valeur préliminaire de fréquence du rang d'harmonique définie par la valeur préliminaire de fondamentale détectée. La formule suivante représente le décalage en fréquence de la transposition à mettre en oeuvre dans cette variante du mode préféré de réalisation de l'invention : i .fm(r,pn(r,r)) bcon(t,r) = r .f (1) -1 v Dans cette formule : - fm (c, pn (i,r)) désigne la valeur de mesure affinée de la fréquence de transposition de l'harmonique préenregistrée de rang r , fv (r) désigne la valeur affinée de fréquence centrale de l'harmonique préenregistrée de rang r. En outre, d'autres techniques de synthèse peuvent être mise en oeuvre en alternative ou en combinaison des modules générateurs décrit pour N f,,(r) fs l'exemple du mode préféré de réalisation de l'invention , tel que par exemple des techniques de synthèse additive, des techniques de synthèse soustractive, des techniques de synthèse par modélisation physique... Par ailleurs, le dispositif 3 du mode préféré de réalisation peut être adapté pour pouvoir fonctionner dans un mode interactif de synthèse sonore alternatif dans lequel les échantillons d'atténuation sont produits indépendamment des données d'amortissement en vue de l'utilisation du dispositif 3 avec une guitare équipée d'un circuit électromagnétique traditionnel d'entretien actif de la vibration de la corde en vibration libre. Rien n'empêche d'appliquer dans le domaine temporel le principe de détection d'atténuation mis en oeuvre dans le domaine fréquentiel par le module 14 de détection d'atténuation. En particulier, un échantillon de gain d'amplitude d'une composante préexistante peut être produit selon la formule suivante : sm(r,l.A,h) • sp(r,l.A,h) G(r,h) _ /3(h) sp(r,l.d,h)2 Dans cette formule, G('r,h) représente la valeur d'échantillon de gain d'amplitude produit pour une sous bande de fréquences d'indice h lors d'une itération courante r, sm(r,l.A,h) représente la forme d'onde du signal 7 numérique de mesure dans un intervalle de décalage de l'itération courante, 20 sp(r,l.A,h) représente une forme d'onde prédite correspondante, /3(h) représente un facteur d'amortissement prédéterminé pour ladite bande de fréquences et le symbole • désigne l'opérateur de produit scalaire. En particulier, les principes de prédiction décrits pour le module 47 de prédiction à moyen terme et le module 12 de prédiction à court terme peuvent être appliqués pour déterminer la forme d'onde 25 prédite. Des échantillons a(t,h) d'atténuation peuvent être produits à partir des échantillons de gains d'amplitude par seuillage tel que décrit pour le module 14 de détection d'atténuation. Par ailleurs, une séquence courante d'échantillons d'un signal d'excitation de sous bande peut être produite selon la formule suivante : eh(r,l.A,h) = sm(r,1.A,h)ùa(r,h) sP(r,l.A,h) (0 Rien n'empêche de mettre en oeuvre un dispositif de synthèse selon l'invention comprenant une unité de traitement unique adaptée pour traiter, selon le procédé de l'invention, un ou plusieurs signaux de vibration propres à différents organes vibrants d'un instrument de musique. En particulier, l'invention peut être mise en oeuvre au moyen d'un microordinateur générique équipé d'un microprocesseur et d'une mémoire vive associée, s'exécutant selon un logiciel d'exploitation chargé en mémoire vive suite à la mise sous tension du microordinateur, et selon un programme chargé en mémoire vive depuis une mémoire de masse du micro ordinateur, ledit programme étant adapté pour que le microordinateur mette en oeuvre un procédé de synthèse d'un signal audio selon l'invention suite au chargement dudit programme, de sorte qu'au moins un signal de vibration selon l'invention, dont l'acquisition est effectuée par une carte son équipant le microordinateur, est traité par l'unité centrale en vue de produire un signal audio synthétisé selon l'invention en sortie de ladite carte son. Rien n'empêche de mettre en oeuvre la détection d'atténuation au moyen d'un banc de filtres analogique. Plus généralement, tout ou partie du procédé de l'invention peut être mis en oeuvre par voie de traitement analogique. Dans l'exemple, le signal microphonique est transmis en entrée du dispositif 3 par voie analogique. Rien n'empêche, de mettre en oeuvre un dispositif selon l'invention traitant des signaux de vibration selon l'invention reçus par voie numérique. En particulier, une numérisation de chaque signal de vibration peut être mise en oeuvre au moyen d'un circuit de numérisation embarqué sur l'instrument de musique. En outre, rien n'empêche de coupler le circuit de numérisation de l'instrument de musique avec un circuit embarqué de transformée en fréquence de sorte le signal de vibration est fourni à l'entrée d'un dispositif selon l'invention, selon une représentation en fréquence dudit signal. En outre rien n'empêche réaliser l'invention selon un mode de réalisation simplifié à partir d'un signal de séquencement conforme à la norme MIDI. Par ailleurs, rien n'empêche, de mettre en oeuvre un dispositif selon l'invention adapté pour pouvoir produire un signal audio synthétisé selon l'invention à partir d'un signal de séquencement selon l'invention et d'un signal de 59 note selon l'invention produit à partir d'un circuit de détection interposé entre l'instrument et le dispositif selon l'invention. Rien n'empêche de mettre en oeuvre un dispositif de conception simplifié dépourvu de module 58 de détection de perturbation à bref délai et de module 117 de convolution. Par ailleurs, rien n'empêche de mettre en oeuvre un procédé conforme à l'invention ne mettant pas en oeuvre de modulation de la hauteur de note du signal audio synthétisé. REVENDICATIONS1/ - Procédé de synthèse d'un signal audio, dit signal audio synthétisé, à partir d'un signal de séquencement représentatif d'une séquence de contacts impartis sur un organe (2) vibrant, ladite séquence comprenant des contacts d'excitation aptes à mettre l'organe (2) vibrant en vibration, procédé dans lequel au moins un signal audio, dit signal audio de contact, est produit pour chacun desdits contacts d'excitation, caractérisé en ce que : - un signal, dit signal d'atténuation partielle de rémanence, est produit à partir d'un signal, dit signal (7) de vibration, représentatif de la vibration de l'organe (2) vibrant, le signal d'atténuation partielle de rémanence étant représentatif pour au moins un contact d'excitation, dit contact partiel, d'au moins une valeur d'atténuation partielle de rémanence d'au moins un signal audio de contact, dit signal audio de contact rémanent, résultant d'un contact d'excitation antérieur audit contact partiel, - le signal audio synthétisé après ledit contact partiel est produit par mixage du signal audio de contact dudit contact partiel et de chaque signal audio de contact rémanent affecté du signal d'atténuation partielle de rémanence. 2/ - Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite valeur d'atténuation partielle de rémanence est déterminée à partir de valeurs dudit signal (7) de vibration appartenant à un intervalle de temps, dit intervalle de détection d'atténuation de rémanence, pendant lequel ledit contact partiel est imparti sur l'organe (2) vibrant. 3/ - Procédé selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé 25 en ce que ladite valeur d'atténuation partielle de rémanence est déterminée par comparaison entre : - au moins une valeur, dite valeur réelle, extraite du signal (7) de vibration sur un premier intervalle de temps du signal (7) de vibration, - et au moins une valeur, dite valeur de prédiction, déterminée 30 à partir :. d'au moins une deuxième valeur extraite du signal (7) de vibration sur un deuxième intervalle de temps du signal (7) de vibration, antérieur au premier intervalle de temps, . et selon un modèle prédéterminé de prédiction de 5 variation temporelle du signal (7) de vibration entre le premier et le deuxième intervalle. 4/ - Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le signal d'atténuation partielle de rémanence est produit en outre à partir de données préenregistrées d'amortissement, représentatives de l'amortissement en 10 vibration libre d'au moins une composante fréquentielle du signal (7) de vibration. 5/ - Procédé selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'un signal, dit signal de variation d'intensité, représentatif d'un taux de variation d'intensité du signal (7) de vibration est produit à partir du signal (7) de vibration, et le signal d'atténuation partielle de rémanence est produit par 15 plafonnement du signal de variation d'intensité selon une valeur plafond correspondant à une atténuation nulle d'intensité. 6/ - Procédé selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que ladite valeur d'atténuation partielle de rémanence est détectée pour une composante fréquentielle du signal (7) de vibration. 20 7/ - Procédé selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que le signal d'atténuation partielle de rémanence est représentatif de plusieurs valeurs d'atténuation partielle de rémanence d'un même signal audio de contact rémanent, détectées pour différentes composantes fréquentielles du signal (7) de vibration. 25 8/ - Procédé selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que : - le signal audio synthétisé est en outre produit à partir d'un signal, dit signal de note, représentatif d'une séquence de hauteurs de notes selon lequel l'organe (2) vibrant est mis en vibration, de sorte que plusieurs composantes 30 fréquentielles, dites composantes modulées, d'au moins un signal audio de contact sont modulées chacune successivement autour de fréquences, dites fréquences(132 ; 133) de synthèse, propres chacune à un rang d'harmonique d'une hauteur de note (134 ; 135) de la séquence, - pour au moins un contact partiel, dit contact partiel de changement de note, entraînant une variation du signal de note vers une nouvelle hauteur de note (135) dans la séquence, au moins une composante modulée, dite composante canalisée, d'un signal audio de contact rémanent correspondant, dit signal audio de contact rémanent harmonisé, est modulée autour d'une fréquence harmonique, dite nouvelle fréquence (133) de synthèse, de la nouvelle hauteur de note (135), correspondant à un rang d'harmonique différent du rang d'harmonique d'une précédente fréquence de synthèse (132) de la composante canalisée. 9/ - Procédé selon les revendications 7 et 8, caractérisé en ce que lesdites composantes fréquentielles du signal (7) de vibration étant logées dans différentes bandes de fréquences du signal (7) de vibration, la composante canalisée est atténuée selon au moins une valeur d'atténuation partielle de rémanence du signal d'atténuation partielle de rémanence, détectée pour une composante fréquentielle dont la bande de fréquences loge la nouvelle fréquence (133) de synthèse de la composante canalisée. 10/ - Procédé selon l'une des revendications 8 ou 9, caractérisé en ce que la nouvelle fréquence (133) de synthèse est choisie de sorte qu'elle se trouve, parmi les fréquences harmoniques de la nouvelle hauteur de note (135), directement voisine de ladite précédente fréquence (132) de synthèse. 11/ - Procédé selon l'une des revendications 1 à 10, caractérisé en ce qu'au moins une composante fréquentielle, dite composante aiguë, d'un signal audio de contact rémanent est atténuée selon une valeur moyenne d'atténuation déterminée à partir de plusieurs valeurs d'atténuation partielle de rémanence propres à des composantes fréquentielles, dites composantes basses, logées dans des bandes de fréquences basses par rapport à une bande de fréquences logeant ladite composante aiguë. 12/ - Procédé selon l'une des revendications 1 à 11, caractérisé en ce que le signal de séquencement est représentatif, pour différentes bandes de fréquences du signal (7) de vibration, dite bandes d'excitation, d'aumoins une valeur (104, 105, 106) d'intensité d'excitation de chaque contact d'excitation dans chacune desdites bandes d'excitation. 13/ - Procédé selon la revendication 12, caractérisé en ce que le signal de séquencement est en outre représentatif d'au moins une valeur de phase d'excitation de chaque contact d'excitation dans chaque bande d'excitation. 14/ - Procédé selon l'une des revendications 1 à 13, caractérisé en ce que le signal (7) de vibration est représentatif de la vibration d'un organe (2) vibrant dépourvu d'organe amortisseur rapporté. 15/ - Procédé selon l'une des revendications 1 à 14, 10 caractérisé en ce que le signal (7) de vibration est représentatif d'une corde (2) montée sous tension. 16/ - dispositif de synthèse comprenant au moins une unité (136) de traitement adapté pour synthétiser un signal audio, dit signal audio synthétisé, à partir d'un signal de séquencement représentatif d'une séquence de 15 contacts impartis sur un organe (2) vibrant, ladite séquence comprenant des contacts d'excitation aptes à mettre l'organe (2) vibrant en vibration et ladite unité (136) de traitement étant adaptée pour produire au moins un signal audio, dit signal audio de contact, pour chacun desdits contacts d'excitation, caractérisé en ce que l'unité (136) de traitement est adaptée pour : 20 - pouvoir produire un signal, dit signal d'atténuation partielle de rémanence, à partir d'un signal, dit signal (7) de vibration, représentatif de la vibration de l'organe (2) vibrant, le signal d'atténuation partielle de rémanence étant représentatif pour au moins un contact d'excitation, dit contact partiel, d'au moins une valeur d'atténuation partielle de rémanence d'au moins un signal audio de 25 contact, dit signal audio de contact rémanent, résultant d'un contact d'excitation antérieur audit contact partiel, - produire, après tout contact partiel, le signal audio synthétisé par mixage du signal audio de contact dudit contact partiel et de chaque signal audio de contact rémanent correspondant affecté du signal d'atténuation partielle de 30 rémanence.17/ - Support d'enregistrement -notamment du type amovible (CD-ROM, DVD, Clé USB, disque dur électronique externe)- adapté pour pouvoir être lu dans un lecteur d'un dispositif informatique, et sur lequel est enregistré un programme d'ordinateur adapté pour pouvoir être chargé en mémoire vive du dispositif informatique lorsque le support d'enregistrement est chargé dans ledit lecteur, caractérisé en ce que le programme d'ordinateur comprend des portions de code de programme pour l'exécution des étapes d'un procédé de synthèse d'un signal audio selon l'une des revendications 1 à 15 lorsque le programme d'ordinateur est chargé en mémoire vive du dispositif informatique. 18/ - Programme d'ordinateur comprenant des portions de code de programme pour l'exécution des étapes d'un procédé de synthèse d'un signal audio selon l'une des revendications 1 à 15 lorsque ledit programme est exécuté sur un dispositif informatique.